JPH01270715A - デジタル保護継電器 - Google Patents
デジタル保護継電器Info
- Publication number
- JPH01270715A JPH01270715A JP63097574A JP9757488A JPH01270715A JP H01270715 A JPH01270715 A JP H01270715A JP 63097574 A JP63097574 A JP 63097574A JP 9757488 A JP9757488 A JP 9757488A JP H01270715 A JPH01270715 A JP H01270715A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- analog
- input
- digital
- digital converter
- relay
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 title claims description 14
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 12
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 11
- 238000012545 processing Methods 0.000 abstract description 3
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 11
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000011160 research Methods 0.000 description 2
- 238000005452 bending Methods 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 230000005484 gravity Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Emergency Protection Circuit Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、電力系統の状態に関するデジタル信号に基
づいてリレー演算し保護動作を行なうデジタル保護継電
器に関するものである。
づいてリレー演算し保護動作を行なうデジタル保護継電
器に関するものである。
[従来の技術]
第4図は例えば電気協同研究第41巻第4号「デジタル
リレー」(社団法人電気協同研究会;昭和61年1月発
行)に示された従来の演算形のデジタル保護継電器の基
本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す回路
図であり、図において、1は電力系統(図示せず)から
の電流または電圧信号(電力系統の状態に関するアナロ
グ入力信号)をデジタル保護継電器側の適当な電圧信号
に変換する入力変換器、2は各入力変換器1の出力から
電力系統の基本周波数成分を抽出するフィルタ回路で、
主に高調波成分を除去するものである。
リレー」(社団法人電気協同研究会;昭和61年1月発
行)に示された従来の演算形のデジタル保護継電器の基
本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す回路
図であり、図において、1は電力系統(図示せず)から
の電流または電圧信号(電力系統の状態に関するアナロ
グ入力信号)をデジタル保護継電器側の適当な電圧信号
に変換する入力変換器、2は各入力変換器1の出力から
電力系統の基本周波数成分を抽出するフィルタ回路で、
主に高調波成分を除去するものである。
また、3はサンプル時刻における各フィルタ2からのア
ナログ出力データをその時点の値で保持するサンプルホ
ールド(S/H)回路で、アナログ/デジタル(A/D
)変換する時間中にその値が変動することを防止するも
のである。
ナログ出力データをその時点の値で保持するサンプルホ
ールド(S/H)回路で、アナログ/デジタル(A/D
)変換する時間中にその値が変動することを防止するも
のである。
そして、4は複数のサンプルホールド回路3とアナログ
/デジタル変換器5とを順次接続して同時刻にホールド
されたアナログ出力データを順次アナログ/デジタル変
換器5へ出力するマルチプレクサ(MPX)で、このマ
ルチプレクサ4により、単一のアナログ/デジタル変換
器5を用いて複数入力の同時刻データを得ることができ
るようになっている。さらに、6はバッファで、このバ
ッファ6を介してアナログ/デジタル変換器5により変
換されたデジタル信号がCPU(演算部)7へ出力され
、このCPU7においてリレー演算される。
/デジタル変換器5とを順次接続して同時刻にホールド
されたアナログ出力データを順次アナログ/デジタル変
換器5へ出力するマルチプレクサ(MPX)で、このマ
ルチプレクサ4により、単一のアナログ/デジタル変換
器5を用いて複数入力の同時刻データを得ることができ
るようになっている。さらに、6はバッファで、このバ
ッファ6を介してアナログ/デジタル変換器5により変
換されたデジタル信号がCPU(演算部)7へ出力され
、このCPU7においてリレー演算される。
次に、上述した従来のデジタル保護継電器の動作を簡単
に説明すると、電力系統の状態に関する電流または電圧
信号は、各入力変換器1により適当な電圧信号に変換さ
れ、各フィルタ2により高調波成分を除去されてから、
各サンプルホールド回路3により保持されてアナログ/
デジタル変換する時間中にその値が変動するのを防止す
る。
に説明すると、電力系統の状態に関する電流または電圧
信号は、各入力変換器1により適当な電圧信号に変換さ
れ、各フィルタ2により高調波成分を除去されてから、
各サンプルホールド回路3により保持されてアナログ/
デジタル変換する時間中にその値が変動するのを防止す
る。
そして、各サンプルホールド回路3に保持されたアナロ
グ出力データは、マルチプレクサ4にて順次アナログ/
デジタル変換器5へ出力されデジタル変換された後、バ
ッファ6を介しCPU7へ出力される。このCPU7に
おいて、デジタル入力データに基づきリレー演算が行な
われ、所定の値を超えるような場合にデジタル保護継電
器がリレー動作して、上記電力系統が保護される。
グ出力データは、マルチプレクサ4にて順次アナログ/
デジタル変換器5へ出力されデジタル変換された後、バ
ッファ6を介しCPU7へ出力される。このCPU7に
おいて、デジタル入力データに基づきリレー演算が行な
われ、所定の値を超えるような場合にデジタル保護継電
器がリレー動作して、上記電力系統が保護される。
ここで、交流入力をサンプリングしてアナログ/デジタ
ル変換する場合、Nビット(例えば12ビツト)のアナ
ログ/デジタル変換器5で量子化(デジタル化)すると
、フルスケールは正負合わせて2通りに量子化される。
ル変換する場合、Nビット(例えば12ビツト)のアナ
ログ/デジタル変換器5で量子化(デジタル化)すると
、フルスケールは正負合わせて2通りに量子化される。
従って、1デジット当りの分解能(量子化ステップ)は
、〔フルスケールN−電 /2 〕となる0例えば、12ビツトのアナログ/デジ
タル変換器5の場合、量子化誤差Eは、E=±(1/2
)xフルスケールx(1/211)幻±0.025%X
フルスケール となる。量子化誤差Eは入力(アナログ入力信号)の大
きさに依存せずに発生するため、入力の大きさが大きい
ときは相対的にその影響は小さいが、入力の大きさが小
さくなるとその影響は大きくなる0例えば、入力の大き
さがフルスケールの1/100のとき、量子化誤差Eの
影響は、Efo、025%×フルスケール 入力の大きさ 0.OIXフルスケール;±2.5
% となる。
、〔フルスケールN−電 /2 〕となる0例えば、12ビツトのアナログ/デジ
タル変換器5の場合、量子化誤差Eは、E=±(1/2
)xフルスケールx(1/211)幻±0.025%X
フルスケール となる。量子化誤差Eは入力(アナログ入力信号)の大
きさに依存せずに発生するため、入力の大きさが大きい
ときは相対的にその影響は小さいが、入力の大きさが小
さくなるとその影響は大きくなる0例えば、入力の大き
さがフルスケールの1/100のとき、量子化誤差Eの
影響は、Efo、025%×フルスケール 入力の大きさ 0.OIXフルスケール;±2.5
% となる。
[発明が解決しようとする課題]
従来のデジタル保護継電器におけるアナログ入力回路は
以上のように構成されているので、量子化誤差Eを考え
ると1例えば12ビツトのアナログ/デジタル変換器5
の場合、フルスケールの1/100以下の入力では誤差
が±2.5%よりも大きくなり、継電器特性に影響がで
てくるので、この入力値が継電器入力としての直線性の
限界となるなどの問題点があった。
以上のように構成されているので、量子化誤差Eを考え
ると1例えば12ビツトのアナログ/デジタル変換器5
の場合、フルスケールの1/100以下の入力では誤差
が±2.5%よりも大きくなり、継電器特性に影響がで
てくるので、この入力値が継電器入力としての直線性の
限界となるなどの問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、量子化誤差の入力に対する影響を小さくし、
継電器入力の直線性範囲を大きくとれるようして、精度
の高いリレー演算を可能としたデジタル保護継電器を得
ることを目的とする。
たもので、量子化誤差の入力に対する影響を小さくし、
継電器入力の直線性範囲を大きくとれるようして、精度
の高いリレー演算を可能としたデジタル保護継電器を得
ることを目的とする。
[課題を解決するための手段]
この発明に係るデジタル保護継電器は、アナログ入力信
号の大きさが小さい場合に大きな増幅“率で増幅してア
ナログ/デジタル変換器へ出力する関数回路を設けたも
のである。
号の大きさが小さい場合に大きな増幅“率で増幅してア
ナログ/デジタル変換器へ出力する関数回路を設けたも
のである。
[作 用]
この発明におけるデジタル保護継電器では、ゲイン特性
が非直線特性の関数回路をそなえ、電力系統からのアナ
ログ入力信号の大きさが小さい場合に、そのアナログ入
力信号が、大きな増幅率で増幅され見かけの値を大きく
してから、アナログ/デジタル変換器へ出力される。こ
れにより、量子化誤差のアナログ入力信号に対する影響
が小さくなって、継電器入力の直線性範囲が大きくとれ
るようになる。
が非直線特性の関数回路をそなえ、電力系統からのアナ
ログ入力信号の大きさが小さい場合に、そのアナログ入
力信号が、大きな増幅率で増幅され見かけの値を大きく
してから、アナログ/デジタル変換器へ出力される。こ
れにより、量子化誤差のアナログ入力信号に対する影響
が小さくなって、継電器入力の直線性範囲が大きくとれ
るようになる。
[発明の実施例]
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第1
図はこの発明の一実施例によるデジタル保護継電器の基
本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す回路
図で、この第1図中、既述の符号と同一のものは同一部
分を示しているので、その説明は省略する。
図はこの発明の一実施例によるデジタル保護継電器の基
本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す回路
図で、この第1図中、既述の符号と同一のものは同一部
分を示しているので、その説明は省略する。
第1図に示す本実施例のデジタル保護継電器において、
従来のものと異なる点は、各フィルタ回路2とサンプル
ホールド回路3との間に後述する関数回路8を介装した
点である。
従来のものと異なる点は、各フィルタ回路2とサンプル
ホールド回路3との間に後述する関数回路8を介装した
点である。
関数回路8は、第2図に示すような入出力関係を有する
、ゲイン特性が非直線特性のものである。
、ゲイン特性が非直線特性のものである。
第2図において、横軸は関数回路8への入力電圧(入力
変換器1およびフィルタ回路2を通過した電力系統の状
態に関する所定のアナログ入力信号)Vい縦軸は関数回
路8からの出力電圧v2であり、また、V z Fはア
ナログ/デジタル変換器5の入力フルスケール電圧−V
xFはその時の入力電圧である。関数回路8をそなえな
い従来の継電器では、第2図における破線が入出力関数
になっていることになるが、関数回路8を追加すること
により、入出力関数を、第2図に実線で示すように、入
力電圧V工が0〜V x A (入力電圧V工の大きさ
が小さい時)の範囲内では破線よりも大きい傾き(例え
ば2;増幅重大)とし、入力電圧VよがVtA”’Vi
F(入力電圧v4の大きさが大きい時)の範囲内では破
線よりも小さい傾き(例えば1/2;増幅重心)として
、入力電圧V□−Fでの出力電圧v2を従来と同一電圧
V z Fになるように構成する。
変換器1およびフィルタ回路2を通過した電力系統の状
態に関する所定のアナログ入力信号)Vい縦軸は関数回
路8からの出力電圧v2であり、また、V z Fはア
ナログ/デジタル変換器5の入力フルスケール電圧−V
xFはその時の入力電圧である。関数回路8をそなえな
い従来の継電器では、第2図における破線が入出力関数
になっていることになるが、関数回路8を追加すること
により、入出力関数を、第2図に実線で示すように、入
力電圧V工が0〜V x A (入力電圧V工の大きさ
が小さい時)の範囲内では破線よりも大きい傾き(例え
ば2;増幅重大)とし、入力電圧VよがVtA”’Vi
F(入力電圧v4の大きさが大きい時)の範囲内では破
線よりも小さい傾き(例えば1/2;増幅重心)として
、入力電圧V□−Fでの出力電圧v2を従来と同一電圧
V z Fになるように構成する。
例えば、関数回路8は、具体的に第3図(回路図)に示
すように構成されている。
すように構成されている。
即ち、入力電圧V工は、抵抗R3xを通じて演算増幅器
A1の負入力端子に入力されるとともに。
A1の負入力端子に入力されるとともに。
予め設定された正の直流電圧+vMも、抵抗RU、を通
じて演算増幅器へ〇の負入力端子に入力されるようにな
っている・ また、ダイオードD□1が、そのアノード、カソードを
それぞれ演算増幅器A1の負入力端子および出力端子に
接続して設けられ、ダイオードDi2が、そのアノード
を演算増幅器A工の出方端子およびダイオードD工□の
カソードに接続するとともにカソードを抵抗RF□を介
して演算増幅器A工の負入力端子に接続して設けられて
いる。さらに、ダイオードD12のカソードは、抵抗R
T、を介して演算増幅器A、の負入力端子に接続されて
いる。
じて演算増幅器へ〇の負入力端子に入力されるようにな
っている・ また、ダイオードD□1が、そのアノード、カソードを
それぞれ演算増幅器A1の負入力端子および出力端子に
接続して設けられ、ダイオードDi2が、そのアノード
を演算増幅器A工の出方端子およびダイオードD工□の
カソードに接続するとともにカソードを抵抗RF□を介
して演算増幅器A工の負入力端子に接続して設けられて
いる。さらに、ダイオードD12のカソードは、抵抗R
T、を介して演算増幅器A、の負入力端子に接続されて
いる。
そして、上述した抵抗Rs、、RU1.RF、、RTi
、ダイオードD1□、D1□および演算増幅器A1から
なる回路とほぼ同様の、抵抗R8,、RU2.RF、、
RT、、ダイオードD2□、D2□および演算増幅器A
2からなる回路が、前者の回路に対して並列的に設けら
れ、入力電圧v1は、後者の回路を介して演算増幅器A
、の負入力端子にも入力されるようになっている。ただ
し、後者の回路においては、ダイオードD21.D22
のアノード、カソードが、前者の回路とは反対の方向で
接続されるとともに、演算増幅器A2の負入力端子には
、予め設定された負の直流電圧−vNが抵抗RUzを通
じて入力されるようになっている。
、ダイオードD1□、D1□および演算増幅器A1から
なる回路とほぼ同様の、抵抗R8,、RU2.RF、、
RT、、ダイオードD2□、D2□および演算増幅器A
2からなる回路が、前者の回路に対して並列的に設けら
れ、入力電圧v1は、後者の回路を介して演算増幅器A
、の負入力端子にも入力されるようになっている。ただ
し、後者の回路においては、ダイオードD21.D22
のアノード、カソードが、前者の回路とは反対の方向で
接続されるとともに、演算増幅器A2の負入力端子には
、予め設定された負の直流電圧−vNが抵抗RUzを通
じて入力されるようになっている。
また、入力電圧viは、抵抗RTsを介して演算増幅器
A、の負入力端子に入力されるようになっているほか、
抵抗RViが、その両端を演算増幅器A3の負入力端子
および出力端子に接続して設けられている。
A、の負入力端子に入力されるようになっているほか、
抵抗RViが、その両端を演算増幅器A3の負入力端子
および出力端子に接続して設けられている。
なお、ここで、演算増幅器A、、A、、A、の正入力端
子はそれぞれOvに接続(接地)され、またそれぞれの
電源からの接続は図示を省略されている。
子はそれぞれOvに接続(接地)され、またそれぞれの
電源からの接続は図示を省略されている。
次に、上述のような構成の関数回路8の設計条件を説明
する。ここでは、説明を簡単にするため、例えば、Rs
、=RU1:RF、==R32:RU、=RF2゜vM
=vN=vとすると、第3図の回路中の点p1゜P2に
おける電圧V、、V、は、入カ電圧V工に応じて下表の
ようになる。
する。ここでは、説明を簡単にするため、例えば、Rs
、=RU1:RF、==R32:RU、=RF2゜vM
=vN=vとすると、第3図の回路中の点p1゜P2に
おける電圧V、、V、は、入カ電圧V工に応じて下表の
ようになる。
この表より、関数回路8からの出力電圧v2は。
と表わされるので、
■v1≦−Vでは、
■−、V<Vi<+Vでは、 ・
Ta
■V工≧+Vでは、
となる。
ここで、Rvx/ RTz = RVI/ RT2 =
a t Rvi/RT3=βとおくと、 ■V工≦−■では。
a t Rvi/RT3=βとおくと、 ■V工≦−■では。
V 2 == (V 1 + V )・α−β・v1=
−(β−α)・V工+α・V ■−V<V工<+Vでは、 v2=−β・V工 ■v1≧十■では、 V2=(V□−■)・α−β・v1 =−(β−α)・vl−α・V となり、これらの式より、関数回路8は、交流入力で0
〜Vまでの入力電圧V、ではβの増幅度で、7以上の入
力電圧V工ではα・Vのバイアス電圧で(β−α)の増
幅度となって、出力電圧v2を出力することがわかる。
−(β−α)・V工+α・V ■−V<V工<+Vでは、 v2=−β・V工 ■v1≧十■では、 V2=(V□−■)・α−β・v1 =−(β−α)・vl−α・V となり、これらの式より、関数回路8は、交流入力で0
〜Vまでの入力電圧V、ではβの増幅度で、7以上の入
力電圧V工ではα・Vのバイアス電圧で(β−α)の増
幅度となって、出力電圧v2を出力することがわかる。
つまり、第2図により説明すると、
V□A=v
V z B ”α・V
となり、例えば、β=2.β−α=1/2とするために
は、Rvx/RTi=2+ RVL/Rrt=Rvx/
RT2 = 3 / 2となるように、各抵抗を選択す
ればよい。
は、Rvx/RTi=2+ RVL/Rrt=Rvx/
RT2 = 3 / 2となるように、各抵抗を選択す
ればよい。
以上の構成により、第2図に示すような入出力関係を有
する、ゲイン特性が非直線特性の関数回路8が得られる
が(ただし、位相は反転)、その出力電圧v2をアナロ
グ/デジタル変換器5にてデジタル信号に変換した後、
CPU7において、デジタル処理によりリレー演算を行
ないやすくするために直線特性に変換する。つまり、第
2図に示す関数回路8の特性の折れ点の電圧V 2 A
のデジタル値(これをVDzAとおく)を超えるデジタ
ル値に対しては、0〜V z Aでのアナログ/デジタ
ル変換率と同じになるように処理を施して見かけ上の入
力の大きさを大きくする。例えば、0〜VzAの変換率
が従来の2倍とすると見かけの入力値は2倍となる。
する、ゲイン特性が非直線特性の関数回路8が得られる
が(ただし、位相は反転)、その出力電圧v2をアナロ
グ/デジタル変換器5にてデジタル信号に変換した後、
CPU7において、デジタル処理によりリレー演算を行
ないやすくするために直線特性に変換する。つまり、第
2図に示す関数回路8の特性の折れ点の電圧V 2 A
のデジタル値(これをVDzAとおく)を超えるデジタ
ル値に対しては、0〜V z Aでのアナログ/デジタ
ル変換率と同じになるように処理を施して見かけ上の入
力の大きさを大きくする。例えば、0〜VzAの変換率
が従来の2倍とすると見かけの入力値は2倍となる。
以上のように、本実施例によれば、関数回路8をそなえ
ることにより、入力電圧V工の大きさが小さい時には大
きな増幅率で増幅されて見かけの入力値を大きくしてか
ら、アナログ/デジタル変換器5へ出力されるので、量
子化誤差Eのアナログ入力信号に対する影響が小さくな
る0例えば、アナログ入力信号(入力電圧V1)の大き
さがフルスケールの1/100で、変換率を2倍(つま
り、小入力域での増幅率を2倍)とするとき、量子化誤
差Eの影響は、 E ±0.025%Xフルスケール見かけの入
力の大きさ 0.01x 2 x フ
ルスケール=± 1 、 2 5 % となり、従来よりも改善される。なお、大入力域では、
入力自体が大きいので、量子化誤差E;の影響は小さい
。
ることにより、入力電圧V工の大きさが小さい時には大
きな増幅率で増幅されて見かけの入力値を大きくしてか
ら、アナログ/デジタル変換器5へ出力されるので、量
子化誤差Eのアナログ入力信号に対する影響が小さくな
る0例えば、アナログ入力信号(入力電圧V1)の大き
さがフルスケールの1/100で、変換率を2倍(つま
り、小入力域での増幅率を2倍)とするとき、量子化誤
差Eの影響は、 E ±0.025%Xフルスケール見かけの入
力の大きさ 0.01x 2 x フ
ルスケール=± 1 、 2 5 % となり、従来よりも改善される。なお、大入力域では、
入力自体が大きいので、量子化誤差E;の影響は小さい
。
従って、継電器入力の直線性範囲が大きくとれるように
なり、精度の高いリレー演算を行なえるようになる。
なり、精度の高いリレー演算を行なえるようになる。
なお、上記実施例では、関数回路8として、1点の折れ
点をもつ第2図に示すような特性を有するものを用いた
が、複数の折れ点をもっていてもよいし、また対数関数
特性をもつLog増幅器を用いても、上記実施例と同様
の効果を奏する。
点をもつ第2図に示すような特性を有するものを用いた
が、複数の折れ点をもっていてもよいし、また対数関数
特性をもつLog増幅器を用いても、上記実施例と同様
の効果を奏する。
[発明の効果]
以上のように、この発明によれば,アナログ/デジタル
変換器の前段に関数回路を設け、アナログ入力信号の大
きさが小さい場合に大きな増幅率で増幅してアナログ/
デジタル変換器へ出力するように構成したので、演算部
におけるアナログ/デジタル変換後のデジタル処理にて
関数特性を直線特性に補正することで、アナログ/デジ
タル変換器の量子化誤差の影響が小さい範囲を小入力域
に広げることができ、精度の高いリレー演算を行なえる
効果がある。
変換器の前段に関数回路を設け、アナログ入力信号の大
きさが小さい場合に大きな増幅率で増幅してアナログ/
デジタル変換器へ出力するように構成したので、演算部
におけるアナログ/デジタル変換後のデジタル処理にて
関数特性を直線特性に補正することで、アナログ/デジ
タル変換器の量子化誤差の影響が小さい範囲を小入力域
に広げることができ、精度の高いリレー演算を行なえる
効果がある。
第1図はこの発明の一実施例によるデジタル保護継電器
の基本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す
回路図、第2図は上記実施例の関数回路の入出力特性を
説明するためのグラフ、第3図は上記関数回路の具体例
を示す回路図、第4図は従来のデジタル保護継電器の基
本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す回路
図である。 図において、5−アナログ/デジタル変換器、7・−C
PU(演算部)、8−関数回路。 なお、図中、同一の符号は同一、又は相当部分を示して
いる。
の基本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す
回路図、第2図は上記実施例の関数回路の入出力特性を
説明するためのグラフ、第3図は上記関数回路の具体例
を示す回路図、第4図は従来のデジタル保護継電器の基
本構成における入力部(アナログ入力回路)を示す回路
図である。 図において、5−アナログ/デジタル変換器、7・−C
PU(演算部)、8−関数回路。 なお、図中、同一の符号は同一、又は相当部分を示して
いる。
Claims (1)
- 電力系統の状態に関する所定のアナログ入力信号を受け
てデジタル変換するアナログ/デジタル変換器と、同ア
ナログ/デジタル変換器からのデジタル信号に基づいて
リレー演算を行ない上記電力系統の保護動作を実行する
演算部とをそなえてなるデジタル保護継電器において、
上記アナログ/デジタル変換器の前段に、上記アナログ
入力信号の大きさが小さい場合に大きな増幅率で増幅し
て上記アナログ/デジタル変換器へ出力する関数回路が
設けられたことを特徴とするデジタル保護継電器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63097574A JPH01270715A (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | デジタル保護継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63097574A JPH01270715A (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | デジタル保護継電器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01270715A true JPH01270715A (ja) | 1989-10-30 |
Family
ID=14196010
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63097574A Pending JPH01270715A (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | デジタル保護継電器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01270715A (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6423715A (en) * | 1987-07-17 | 1989-01-26 | Toshiba Corp | Digital protecting relay |
-
1988
- 1988-04-20 JP JP63097574A patent/JPH01270715A/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6423715A (en) * | 1987-07-17 | 1989-01-26 | Toshiba Corp | Digital protecting relay |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5248970A (en) | Offset calibration of a dac using a calibrated adc | |
US5103229A (en) | Plural-order sigma-delta analog-to-digital converters using both single-bit and multiple-bit quantization | |
US6441769B1 (en) | Overcoming finite amplifier gain in a pipelined analog to digital converter | |
US6313775B1 (en) | Delta-sigma modulator with two-step quantization, and method for using two-step quantization in delta-sigma modulation | |
US6489913B1 (en) | Sub-ranging analog-to-digital converter using a sigma delta converter | |
EP0484114A2 (en) | Plural-order sigma-delta analog-to-digital converters using both single-bit and multiple-bit quantizers | |
JP3168295B2 (ja) | ディジタル―アナログ変換器 | |
US8941517B2 (en) | Method for calbrating a pipelined continuous-time sigma delta modulator | |
US6232898B1 (en) | Digital self-calibration scheme for a pipelined A/D converter | |
JPH08505026A (ja) | デジタル入力ワードからアナログ出力信号を生成する装置および方法 | |
US10404270B2 (en) | Semiconductor device and operating method thereof | |
EP0523102A1 (en) | ANALOG DIGITAL CONVERTER. | |
JPH01270715A (ja) | デジタル保護継電器 | |
US5274374A (en) | Analog-to-digital converter having multi-bit cascaded sigma-delta loops with delaying intergrators | |
US10790790B2 (en) | Amplifiers with delta-sigma modulators using pulse-density modulations and related processes | |
JPH0621814A (ja) | 正及び負のデジタル入力値の両方に対し精密な直線出力を有するデジタル・アナログ変換器 | |
US6744390B1 (en) | Analog to digital converter utilizing resolution enhancement | |
US5955979A (en) | System and method for compensating for glitch errors in a D/A converter | |
JP3230227B2 (ja) | A/dコンバータ | |
JPH01140016A (ja) | 直流電圧発生装置 | |
EP1681769B1 (en) | Integrated circuit containing a delta-sigma modulator with two-step quantization | |
JP2812132B2 (ja) | 校正機能付き掛算回路 | |
JPH10242864A (ja) | D/a変換器及び半導体集積回路 | |
JP2003518669A (ja) | バラストにおける電力制御用のコンパンダ | |
JPH08172360A (ja) | A/d変換器 |