JPH01213031A - Tuner circuit device - Google Patents

Tuner circuit device

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JPH01213031A
JPH01213031A JP3755888A JP3755888A JPH01213031A JP H01213031 A JPH01213031 A JP H01213031A JP 3755888 A JP3755888 A JP 3755888A JP 3755888 A JP3755888 A JP 3755888A JP H01213031 A JPH01213031 A JP H01213031A
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敏夫 長嶋
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Abstract

PURPOSE:To decrease a component number and to make third distortion performance well by using the common mixer for a VHF band and a UHF band constituted by a GaAsMES FET and making an IF amplifying circuit involving an oscillation circuit an IC. CONSTITUTION:A mixing circuit 14 mixes the signal of a UHF level inputted from a UHF input terminal 1 and an oscillation output signal generated by the acting of a UHF variable resonance circuit 16 and an oscillation circuit 15 in an action mode 1, and outputs them through an IF filter for an IF amplifying circuit 19. Besides, in a second mode, the circuit 14 mixes the signal of a VHF band inputted from a VHF input terminal 2 and the oscillation output signal generated by the acting of a VHF variable resonance circuit 17 and the oscillation circuit 15, and outputs them through the filter 18 for the amplifying circuit 19. The mixing circuit 14 is made an IC as one chip IC400 of an GaAsMES FET structure involving the IF amplifying circuit 19 and the oscillating circuit 15. Thus, the component number is decreased, and the third distortion performance can be made well.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、テレビジョン信号あるいはC,ATV信号を
受信する受像機におけるチューナ回路装置に関するもの
であり、更に詳しくは、集積回路化を図ったかかるチュ
ーナ回路装置に関する。
[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to a tuner circuit device in a receiver that receives television signals or C, ATV signals, and more specifically, it relates to a tuner circuit device in a receiver that receives television signals or C, ATV signals. The present invention relates to such a tuner circuit device.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

テレビジョン信号やCATVATV信号する受像機にお
けるチューナ回路で、集積回路CTC)化を図った例と
しては特開昭57−125533号公報や特開昭60−
149226号公報に記載の例のように、Siバイポー
ラトランジスタを用いた集積化回路デバイスを挙げ得る
が、それも動作周波数の関係で混合回路や発振回路の集
積回路化はVHF受信バンド用のそれのみに限られてい
た。
Examples of integrated circuits (CTC) in tuner circuits in receivers that receive television signals and CATV ATV signals include JP-A-57-125533 and JP-A-60.
As in the example described in Publication No. 149226, integrated circuit devices using Si bipolar transistors can be mentioned, but due to the operating frequency, mixing circuits and oscillation circuits are only integrated into VHF reception band devices. was limited to.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

このように、従来技術では、Siバイポーラトランジス
タによって集積化を図る都合上、その動作周波数によっ
て制限を受け、UHFバンド用の混合回路や発振回路の
集積回路化は実現されておらず、その結果チューナ回路
の集積化による回路規模の低減効果が十分得られていな
いという問題があった。またStバイポーラトランジス
タ自体が歪特性において劣る性質のものであるため、こ
れにより構成した混合回路等も必然的に混変調妨害等を
含む3次歪性能において劣るという問題があった。
As described above, in the conventional technology, integration using Si bipolar transistors is limited by the operating frequency, and integration of mixing circuits and oscillation circuits for the UHF band has not been realized, and as a result, tuner There has been a problem in that the effect of reducing the circuit scale through circuit integration has not been sufficiently achieved. Furthermore, since the St bipolar transistor itself has poor distortion characteristics, a mixing circuit constructed using the same inevitably has a problem of poor third-order distortion performance including cross-modulation interference.

本発明の目的は、VHFのみならずUHFバンドをも含
む広帯域な信号受信用の混合回路を少なくとも集積回路
化して、回路規模の充分な低減効果を得るようにすると
共に、3次歪性能においても良好であるようなチューナ
回路装置を提供することにある。
An object of the present invention is to integrate at least a mixing circuit for wideband signal reception that includes not only VHF but also UHF bands, so as to obtain a sufficient reduction effect on the circuit scale, and also to improve the third-order distortion performance. It is an object of the present invention to provide a tuner circuit device with good performance.

〔課題を解決するための手段〕 上記課題は、Siバイポーラトランジスタに代えて、動
作周波数の高いGaAsMES  FETによって少な
くとも混合回路を集積回路化することとし、そのことに
より混合回路をUHFおよびVHFバンド兼用のGaA
sMES  FET  ICとして実現することにより
解決される。
[Means for solving the problem] The above problem is achieved by integrating at least the mixed circuit with a GaAs MES FET with a high operating frequency instead of the Si bipolar transistor, and thereby making the mixed circuit compatible with UHF and VHF bands. GaA
This problem can be solved by implementing it as an sMES FET IC.

〔作用] 集積化回路デバイスとしてのGaAsMESFETはそ
の動作周波数が高<UHFHFパフ上の周波数帯での混
合2発振動作を確保できるとともに、FET構成とする
ことによりStバイポーラトランジスタで構成した場合
より良好な3次歪性能を得ることができる。このように
FETの低歪スイッチング特性等を利用し、VHFバン
ドとUHFハンド兼用の混合器をGaAsMES  F
ET構造のICとして実現することにより、構成素子数
の少ない集積回路(rc)から成るチューナ回路を得る
ことができる。
[Function] The GaAs MESFET as an integrated circuit device can ensure mixed two-shot operation in the frequency band above the high frequency <UHFHF puff, and by using the FET configuration, it has a better performance than when using an St bipolar transistor. Third-order distortion performance can be obtained. In this way, by utilizing the low distortion switching characteristics of FETs, we created a mixer for both VHF band and UHF hand using GaAsMES FET.
By realizing it as an IC having an ET structure, it is possible to obtain a tuner circuit consisting of an integrated circuit (RC) with a small number of constituent elements.

〔実施例〕〔Example〕

次に図を参照して本発明の詳細な説明する。 The present invention will now be described in detail with reference to the drawings.

第1図は本発明の第1の実施例を示す回路図である。し
かし第1図は一見複雑で見難いので、第1図の概略構成
を示したブロック図である第1A図を参照してそのあら
ましを先ず説明する。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. However, since FIG. 1 is complicated and difficult to understand at first glance, its outline will first be explained with reference to FIG. 1A, which is a block diagram showing the schematic configuration of FIG.

第1A図において、1はUHF入力端子、2はVHF入
力端子、3は■F出力端子、10はUHF入力可変同調
回路、11はUHF段間可変複同調回路、21はUHF
−RF増幅器、12はVHF入力可変同調回路、13は
VHF段間可変複同調回路、22はVHF −RF増幅
器、14は混合回路、15は発振回路、16はUHF可
変共振回路、17はVHF可変共振回路、18は混合出
力IFフィルタ、19はIF増幅回路、である。
In Fig. 1A, 1 is a UHF input terminal, 2 is a VHF input terminal, 3 is an F output terminal, 10 is a UHF input variable tuning circuit, 11 is a UHF interstage variable double tuning circuit, and 21 is a UHF
-RF amplifier, 12 is VHF input variable tuning circuit, 13 is VHF interstage variable double tuning circuit, 22 is VHF -RF amplifier, 14 is mixing circuit, 15 is oscillation circuit, 16 is UHF variable resonance circuit, 17 is VHF variable 18 is a mixed output IF filter, and 19 is an IF amplifier circuit.

混合回路14は、成る第1の動作モードにおいては、U
HF入力端子lから10.21.11のルートでバッフ
ァFETを介して入力されるUHFバンドの信号と、U
HF可変共振回路16と発振回路15とが動作すること
により発生し入力してくる発振出力信号と、を混合し、
混合出力をIFフィルタ18を介してIF増幅回路19
に向けt出力する。又、混合回路14は、第2の動作モ
ードにおいては、VHF入力端子2から12.22.1
3のルートでバッファFETを介して入力されるVHF
ハンドの信号と、VHF可変共振回路17と発振回路1
5とが動作することにより発生し入力してくる発振出力
信号と、を混合し、混合出力をIFフィルタ18を介し
てIF増幅回路19に向けて出力する。
In a first mode of operation, the mixing circuit 14 consists of U
The UHF band signal input from the HF input terminal l via the buffer FET via the route 10.21.11, and
Mixing the oscillation output signal generated and input by the operation of the HF variable resonance circuit 16 and the oscillation circuit 15,
The mixed output is passed through the IF filter 18 to the IF amplifier circuit 19
Outputs t towards. Further, in the second operation mode, the mixing circuit 14 outputs signals from the VHF input terminal 2 to 12.22.1.
VHF input via buffer FET at route 3
Hand signal, VHF variable resonance circuit 17 and oscillation circuit 1
5 and the input oscillation output signal generated by the operation of the IF filter 18.

このようにして混合回路14はUHF用とVHF用に共
用される。
In this way, the mixing circuit 14 is shared for UHF and VHF.

以上を念頭において第1図を参照すれば、その理解が少
しは容易になると思われる。そこで再び第1図を参照す
る。
If you refer to Figure 1 with the above in mind, it will be easier to understand. Therefore, reference is made to FIG. 1 again.

第1図において、1はUHF信号入力端子、2はVHF
信号入力端子、3はIF信号出力端子、4は十B電源端
子、5はUHF電源端子(BいF)、6はVHF電源端
子(BvH,)、7は可変容量ダイオードへの同調制御
電圧端子(VT)、8は■HFローバンド電源端子(B
L) 、9はVHFハイバンド電源端子(BH)、であ
る。10はU)IF入力可変同調回路、11はUHF段
間可変複同副回路、12はVHF入力可変同調回路、1
3はVHF段間可変複同調回路、14は混合回路、15
は発振回路、16゛はUHF可変共振回路、17はVH
F可変共振回路、18は混合出力IFフィルタ、19は
IF増幅回路、20はIF出力フィルタ、21はUHF
−RF増幅器、22はVHF・RF増幅器、400はG
aAsMES  FETによる集積回路化部分、である
In Figure 1, 1 is a UHF signal input terminal, and 2 is a VHF signal input terminal.
Signal input terminal, 3 is IF signal output terminal, 4 is 10B power supply terminal, 5 is UHF power supply terminal (BF), 6 is VHF power supply terminal (BvH,), 7 is tuning control voltage terminal to variable capacitance diode (VT), 8 is ■HF low band power supply terminal (B
L), 9 is a VHF high band power supply terminal (BH). 10 is a U) IF input variable tuning circuit, 11 is a UHF inter-stage variable variable sub-circuit, 12 is a VHF input variable tuning circuit, 1
3 is a VHF interstage variable double tuning circuit, 14 is a mixing circuit, 15
is an oscillation circuit, 16゛ is a UHF variable resonance circuit, 17 is a VH
F variable resonance circuit, 18 is mixed output IF filter, 19 is IF amplifier circuit, 20 is IF output filter, 21 is UHF
-RF amplifier, 22 is VHF/RF amplifier, 400 is G
This is an integrated circuit part using aAsMES FET.

入力信号はそれぞれの受信バンド入力端子1゜2に加え
られたあと、受信バンドに応じ、入力可変同調回路10
.12でおおよその帯域を選択された後、RF増幅器2
1.22で増幅され段間可変複同調回路11.13でさ
らに帯域選択され混合器14に入力される。混合器14
では、各バンドの可変共振回路16.17の共振周波数
に応じて発振する発振回路(可変発振回路)15からの
発振信号と上述の入力信号とを混合して周波数変換した
後出力し、混合出力IFフィルタ18でIF信号成分を
取り出し、IF増幅回路19で増幅しIF出力フィルタ
20を経てIF信号出力端子3からIF倍信号して出力
する。
After the input signal is applied to each reception band input terminal 1゜2, it is applied to the input variable tuning circuit 10 according to the reception band.
.. After selecting the approximate band in step 12, RF amplifier 2
1.22, further band-selected by the interstage variable double tuning circuit 11.13, and input to the mixer 14. Mixer 14
Now, the oscillation signal from the oscillation circuit (variable oscillation circuit) 15 that oscillates according to the resonance frequency of the variable resonance circuits 16 and 17 of each band and the above-mentioned input signal are mixed, frequency-converted, and output, and a mixed output is obtained. The IF signal component is extracted by the IF filter 18, amplified by the IF amplifier circuit 19, passed through the IF output filter 20, and output as an IF multiplied signal from the IF signal output terminal 3.

次に第1図に示す回路を各ブロック毎にとりあげてその
詳細な説明を行う。
Next, each block of the circuit shown in FIG. 1 will be explained in detail.

UHF入力可変同調回路10は入力端子100、出力端
子101、可変容量ダイオード102、トラッキング容
量103、共振インダクタ104からなり、可変容量ダ
イオード102の容量を可変して同調周波数を可変して
いる。UHF段間可変複同調回路11は入力端子105
、出力端子106、可変容量ダイオード107,108
、共振インダクタ109,110、トラッキング容量1
11.112、結合コンデンサ113,114からなり
、共振インダクタ109,110は誘導結合しており、
可変容量ダイオード111,112の容量を可変させ、
可変複同調回路を構成している。
The UHF input variable tuning circuit 10 includes an input terminal 100, an output terminal 101, a variable capacitance diode 102, a tracking capacitor 103, and a resonant inductor 104, and the tuning frequency is varied by varying the capacitance of the variable capacitance diode 102. The UHF interstage variable double tuning circuit 11 has an input terminal 105
, output terminal 106, variable capacitance diodes 107, 108
, resonant inductors 109, 110, tracking capacitance 1
11.112, consisting of coupling capacitors 113 and 114, and resonant inductors 109 and 110 are inductively coupled,
Varying the capacitance of variable capacitance diodes 111 and 112,
It constitutes a variable double tuning circuit.

VHF入力可変同調回路12は可変容量ダイオード12
2、トラッキング容量123、ハイバンドコイル124
、ローバンドコイル125、スイッチ回路126からな
り、スイッチ回路126はローバンド(BL)およびハ
イバンド(Bll)の電圧によりスインチングダイオー
ド(図示せず)をハイバンド受信時オン、ローバンド受
信時オフさせることにより、同一可変容量ダイオードで
受信バンドをローバンドとハイバンドに切換えている。
The VHF input variable tuning circuit 12 has a variable capacitance diode 12.
2. Tracking capacity 123, high band coil 124
, a low band coil 125, and a switch circuit 126.The switch circuit 126 uses low band (BL) and high band (Bll) voltages to turn on a switching diode (not shown) when receiving a high band and turning it off when receiving a low band. , the receiving band is switched between low band and high band using the same variable capacitance diode.

VHF段間可変複同調回路13は、入力端子127、出
力端子128、可変容量ダイオード129.130、ト
ラッキング容量131,132、ハイバンドコイル13
3,135、ローバンドコイル134,136、スイッ
チ回路137,138、結合コンデンサ139,140
からなり、スイッチ回路137,138は前述したスイ
ッチ回路126と同様にBt、Bo雷電圧よりオン・オ
フして(図示せず)ローバンドとハイバンドに同調周波
数バンドを切換えている。またローバンドコイル133
と135、ハイバンドコイル134と136はそれぞれ
誘導結合しており複同調回路を構成している。
The VHF interstage variable double tuning circuit 13 includes an input terminal 127, an output terminal 128, variable capacitance diodes 129 and 130, tracking capacitors 131 and 132, and a high band coil 13.
3, 135, low band coil 134, 136, switch circuit 137, 138, coupling capacitor 139, 140
The switch circuits 137 and 138 are turned on and off by the Bt and Bo lightning voltages (not shown) to switch the tuning frequency band between the low band and the high band, similarly to the switch circuit 126 described above. Also low band coil 133
and 135, and high-band coils 134 and 136 are inductively coupled to form a double-tuned circuit.

発振回路15は、ゲートを接地された発振用UHFバン
ド用FET30.VHFバンド用FET31を含み、発
振用FET30,31のソースから発振信号を抵抗32
.33を経て取り出し、バッファ用FET34,35の
ゲートに信号を入力し、バッファ用FET34,35の
ソースを共通接続してVHFおよびUHFの発振信号を
差動増幅器38で増幅する構成になっており、36.3
7はバイアス抵抗、39は十B電源入力端子で、差動増
幅器38、FET34.3.5のドレインに電源電圧を
供給している。
The oscillation circuit 15 includes an oscillation UHF band FET 30. whose gate is grounded. It includes a VHF band FET 31, and the oscillation signal is connected to the resistor 32 from the sources of the oscillation FETs 30 and 31.
.. 33, the signal is input to the gates of buffer FETs 34 and 35, and the sources of buffer FETs 34 and 35 are commonly connected to amplify the VHF and UHF oscillation signals with a differential amplifier 38. 36.3
7 is a bias resistor, and 39 is a 10B power supply input terminal, which supplies power supply voltage to the differential amplifier 38 and the drains of FETs 34, 3, and 5.

40は接地端子で差動増幅器38の一方の入力端子から
入力した発振信号を平衡出力とするため、他方の入力端
子をコンデンサ47で接地している。
40 is a ground terminal, and in order to make the oscillation signal inputted from one input terminal of the differential amplifier 38 a balanced output, the other input terminal is grounded by a capacitor 47.

41.42は発振信号平衡出力端子、43はUHFバン
ド用発振FET30のソース端子、44はドレイン端子
であり、45はVHFバンド用発振FET31のソース
端子、46はドレイン端子である。
41 and 42 are oscillation signal balanced output terminals, 43 is a source terminal of the oscillation FET 30 for the UHF band, 44 is a drain terminal, 45 is a source terminal of the oscillation FET 31 for the VHF band, and 46 is a drain terminal.

UHF可変共振回路16は、帰還容量50,51、結合
コンデンサ52、トラッキング容量53、共振インダク
タ54、可変容量ダイオード55から構成されており、
帰還容量50.51を発振用FET30のドレイン・ソ
ース間および、ソース・アース間に付加してタラップ発
振回路を構成させて発振動作を行ない、結合コンデンサ
52により共振回路と結合させ、可変容量ダイオード5
5の同調容量を可変させて発振周波数を制御している。
The UHF variable resonant circuit 16 includes feedback capacitors 50 and 51, a coupling capacitor 52, a tracking capacitor 53, a resonant inductor 54, and a variable capacitance diode 55.
Feedback capacitance 50.51 is added between the drain and source of the oscillation FET 30 and between the source and ground to configure a ramp oscillation circuit to perform oscillation operation.
The oscillation frequency is controlled by varying the tuning capacitor No. 5.

また発振用FET30のドレイン端子44には高周波チ
ョークコイル57を経てUHFバンド電圧(B LII
IF)が印加されてUHFバンドのみの発振動作を行な
う。発振用FET30のソース端子43にはソースバイ
アス抵抗56が接続されている。なお発振用FET30
,31はデプレッションタイプのFETを使用しており
、ゲートが零電位でもバイアス電流が流れるようになっ
ている。
Further, the drain terminal 44 of the oscillation FET 30 is connected to the UHF band voltage (B LII
IF) is applied to perform oscillation operation only in the UHF band. A source bias resistor 56 is connected to the source terminal 43 of the oscillation FET 30. Note that the oscillation FET30
, 31 use depletion type FETs, so that a bias current flows even when the gate has zero potential.

VHF可変共振回路17は帰還容量60,61、結合コ
ンデンサ62、トラッキング容量66、可変容量ダイオ
ード65、ハイバンドコイル63、ローバンドコイル6
4、スイッチ回路68、ソースバイアス抵抗67、ソー
ス接続端子70、ドレイン接続端子69より構成されて
おり、UHF可  。
The VHF variable resonant circuit 17 includes feedback capacitors 60 and 61, a coupling capacitor 62, a tracking capacitor 66, a variable capacitance diode 65, a high band coil 63, and a low band coil 6.
4. Consists of a switch circuit 68, a source bias resistor 67, a source connection terminal 70, and a drain connection terminal 69, and is UHF compatible.

変共振回路16と同様にクラップ発振回路動作を行ない
、結合コンデンサ62を経て共振回路と結合させるとと
もにスイッチ回路68をオン・オフすることにより発振
周波数帯をローバンド(オフ)とハイバンド(オン)に
切換え、可変容量ダイオード65の容量を可変すること
により発振周波数を制御している。また発振用FET3
1のドレイン端子46には高周波チョークコイル71を
経てVHFバンド電圧(Bv、F)が印加されており、
■HFバンドのみの発振動作を行なう。58.59はバ
イパスコンデンサである。
Similar to the variable resonance circuit 16, the Clapp oscillation circuit operates, and is coupled to the resonance circuit via the coupling capacitor 62, and the oscillation frequency band is set to low band (off) and high band (on) by turning on and off the switch circuit 68. The oscillation frequency is controlled by switching and varying the capacitance of the variable capacitance diode 65. Also, oscillation FET3
A VHF band voltage (Bv, F) is applied to the drain terminal 46 of No. 1 through a high frequency choke coil 71.
■Performs oscillation operation only in the HF band. 58 and 59 are bypass capacitors.

なお以上の回路動作の説明では、可変容量ダイオードへ
の同調制御電圧(VT)の印加バイアス回路は省略して
あり、以後の説明にてもこの点は同様である。
Note that in the above description of the circuit operation, the bias circuit for applying the tuning control voltage (VT) to the variable capacitance diode is omitted, and this point will also be the same in the subsequent description.

混合回路14はUHF入力端子72、VHF入力端子7
3、変換信号出力端子74,75、発振信号入力端子7
6.77、混合用FET78,79.80,81、バッ
ファ用FET82,83、バイアス抵抗84,85、歪
改善用抵抗86より構成されている。
The mixing circuit 14 has a UHF input terminal 72 and a VHF input terminal 7.
3. Conversion signal output terminals 74, 75, oscillation signal input terminal 7
6.77, mixing FETs 78, 79, 80, 81, buffer FETs 82, 83, bias resistors 84, 85, and distortion improvement resistor 86.

FET7Bと80のドレイン、FET79と81のドレ
インをそれぞれ接続して変換信号出力端子74.75に
出力するとともに、FET78とFET81のゲート、
FET79と80のゲートをそれぞれ接続して発振信号
入力端子76.77からの逆位相の平衡発振信号を印加
し、さらにFET7Bと79のソース、FET80と8
1のソースのそれぞれを接続してバッファ用FE782
゜83からの逆位相の差動RF信号を入力するDBM(
ダブルバランスミクサ)構成になっている。
The drains of FET7B and FET80 and the drains of FET79 and FET81 are connected respectively and outputted to the conversion signal output terminal 74.75, and the gates of FET78 and FET81 are connected.
The gates of FETs 79 and 80 are connected, and balanced oscillation signals with opposite phases are applied from the oscillation signal input terminals 76 and 77. Furthermore, the sources of FETs 7B and 79, and the sources of FETs 80 and 8
Connect each of the 1 sources to FE782 for buffer.
DBM (
It has a double balance mixer) configuration.

バッファ増幅用FET82.83のゲートバイアス回路
は省略しである。UHFバンド受信時には端子72から
UHF −RF倍信号入力されFET82のゲートに入
力される。FET82,83は差動増幅器構成となって
おり、FET83のゲート端子は結合コンデンサ140
を介してトラッキング容量132、可変容量ダイオード
130の容量で接地され、FET82からの信号は、不
平衡・平衡変換され、FET78〜81のDBMの各々
のソースに逆位相の平衡RF信号が入力される。
The gate bias circuits of the buffer amplification FETs 82 and 83 are omitted. When receiving the UHF band, a UHF-RF multiplied signal is inputted from the terminal 72 and inputted to the gate of the FET 82 . FETs 82 and 83 have a differential amplifier configuration, and the gate terminal of FET 83 is connected to a coupling capacitor 140.
is grounded via the tracking capacitor 132 and the capacitance of the variable capacitance diode 130, the signal from the FET 82 is unbalanced/balanced converted, and a balanced RF signal with an opposite phase is input to each source of the DBM of the FETs 78 to 81. .

一方VHFバンド受信時にはV)(F −RF倍信号F
ET83のゲートに入力され、この時FET82のゲー
トは結合コンデンサ114を介して共振インダクタ11
0、トラッキング容量112、可変容量ダイオード10
8からなる低インピーダンス回路で接地され、UHFバ
ンド受信時と同様にVHF −RF倍信号不平衡・平衡
変換され差動信号がFET7B〜81で構成されたDB
Mの各々のソースに入力される。
On the other hand, when receiving the VHF band, V) (F - RF multiplied signal F
It is input to the gate of ET83, and at this time, the gate of FET82 is connected to the resonant inductor 11 via the coupling capacitor 114.
0, tracking capacitance 112, variable capacitance diode 10
The DB is grounded by a low impedance circuit consisting of FETs 8 and 8, and the VHF-RF multiplied signal is unbalanced/balanced converted and the differential signal is made up of FETs 7B to 81.
input to each source of M.

混合出力フィルタ回路18は変換信号入力端子86.8
7、同調容量88、IF同調インダクタ92、結合用ダ
ンピング抵抗90、異常発振防止用抵抗89、結合コン
デンサ91、十B電源端子93、IF信号出力端子94
からなり、混合回路14のFET78〜81のドレイン
に、抵抗89および、1F同調インタリタ92を介し十
B電圧を供給するとともに、同調容量88およびIF同
調インダクタ92による共振周波数をIF信号周波(例
えば国内では57MHz付近)に合わせ変換信号からI
F信号成分を取り出し、抵抗90および結合コンデンサ
91を経てIF信号出力端子94からIF信号成分が出
力される。156はバイパスコンデンサである。
The mixed output filter circuit 18 has a converted signal input terminal 86.8
7. Tuning capacitor 88, IF tuning inductor 92, coupling damping resistor 90, abnormal oscillation prevention resistor 89, coupling capacitor 91, 10B power supply terminal 93, IF signal output terminal 94
It supplies a voltage of 10 B to the drains of FETs 78 to 81 of the mixing circuit 14 via a resistor 89 and a 1F tuning intermitter 92, and also adjusts the resonance frequency of the tuning capacitor 88 and IF tuning inductor 92 to the IF signal frequency (for example, domestic Then, from the converted signal to I
The F signal component is taken out, and the IF signal component is outputted from the IF signal output terminal 94 via the resistor 90 and the coupling capacitor 91. 156 is a bypass capacitor.

1F増幅回路19はデュアルゲートFE795、バイア
ス抵抗96.97、IF信号入力端子99、IF信号出
力端子160からなり、デュアルゲートFET95の第
1ゲート(G1)に信号を入力して、ドレインより出力
する増幅器で、第2ゲー) (G2)は利得制御端子9
8の印加バイアスにより増幅度(利得)が制御される構
成になっている。
The 1F amplifier circuit 19 consists of a dual gate FE795, a bias resistor 96.97, an IF signal input terminal 99, and an IF signal output terminal 160, and inputs a signal to the first gate (G1) of the dual gate FET 95 and outputs it from the drain. In the amplifier, the second gate (G2) is the gain control terminal 9
The configuration is such that the degree of amplification (gain) is controlled by the applied bias of 8.

150はバイパスコンデンサ、151,154゜155
はバイアス抵抗、152,153は直流スイッチングダ
イオードであり、VHFバンド受信時には電源BvHF
が抵抗155を介して印加され、スイッチングダイオー
ド153をオンにして、低いバイアス値に設定し利得を
低く設定している。
150 is a bypass capacitor, 151, 154゜155
is a bias resistor, 152 and 153 are DC switching diodes, and when receiving VHF band, the power supply BvHF
is applied through the resistor 155, turning on the switching diode 153, setting the bias value to a low value, and setting the gain to a low value.

またUHFバント受信時には電源B LINFがバイア
ス抵抗154を介して印加されスイッチングダイオード
152をオンにして高いバイアスにして利得を増加させ
るようにバイアス抵抗が選択されている。
The bias resistor is selected so that when receiving the UHF band, the power supply B LINF is applied through the bias resistor 154, turning on the switching diode 152 and setting the bias to a high level to increase the gain.

1F出力フイルタ20はIF信号入力端子161、IF
出力コイル157、バイアス抵抗159、+B電源入力
端子158、結合コンデンサ160、コンデンサ162
からなり、コンデンサ162とIF出力コイル157よ
りIF同調フィルタを構成し結合コンデンサ160を介
してIF出力端子3からIF倍信号出力するとともに、
抵抗159およびIF出力コイル157を介してIF増
幅回路19のFET95のドレインに十B電圧を供給し
ている。
The 1F output filter 20 has an IF signal input terminal 161, an IF
Output coil 157, bias resistor 159, +B power input terminal 158, coupling capacitor 160, capacitor 162
The capacitor 162 and the IF output coil 157 constitute an IF tuning filter, and the IF multiplied signal is output from the IF output terminal 3 via the coupling capacitor 160.
A voltage of 10 B is supplied to the drain of the FET 95 of the IF amplifier circuit 19 via the resistor 159 and the IF output coil 157.

一方UHF −RF増幅器21にはB LIIIFが、
VHF −RF増幅器にはB VMFのそれぞれのバン
ド電圧が印加され、各バンド受信時のみ動作するように
なっている。
On the other hand, the UHF-RF amplifier 21 has B LIIIF.
Each band voltage of B VMF is applied to the VHF-RF amplifier, and it operates only when receiving each band.

第1図に示す本発明の実施例で各バンドの受信動作につ
いて以下、説明する。■HFバンド受信時にはUHF−
RF増幅器21と発振回路15の発振用FET30の電
源をオフにしてUHF発振動作を停止するとともに、混
合回路14にUHF信号が入力されVHF発振信号の高
調波により周波数変換された不要信号が出力されるのを
防止するとともに、IF増幅回路19の利得を低く設定
して、RF増幅素子の受信バンドによる利得偏差を補正
している。
The reception operation of each band in the embodiment of the present invention shown in FIG. 1 will be explained below. ■When receiving HF band, UHF-
The power of the RF amplifier 21 and the oscillation FET 30 of the oscillation circuit 15 is turned off to stop the UHF oscillation operation, and at the same time, the UHF signal is input to the mixing circuit 14, and an unnecessary signal whose frequency is converted by the harmonics of the VHF oscillation signal is output. In addition, the gain of the IF amplifier circuit 19 is set low to correct gain deviation due to the reception band of the RF amplifier element.

UHFバンド受信時にはVHF −RF増幅器22と発
振回路の発振用FET31の電源をオフにしてVHF発
振動作を停止するとともに、VHFバンド信号が混合回
路14に入力されるのを防止するとともにIF増幅回路
19の利得を高く設定し7UHF −RF増幅器21(
7)Vl−IF−RF増幅器22より利得が低下する分
を補正して、VHFバンドとUHFバンドのチューナと
しての電力利得をほぼ同一になるようにしている。
When receiving the UHF band, the VHF-RF amplifier 22 and the oscillation FET 31 of the oscillation circuit are turned off to stop the VHF oscillation operation, and the VHF band signal is prevented from being input to the mixing circuit 14, and the IF amplifier circuit 19 The gain of 7UHF-RF amplifier 21 (
7) The decrease in gain from the Vl-IF-RF amplifier 22 is corrected so that the power gain as a tuner for the VHF band and the UHF band becomes almost the same.

次に本実施例の混合回路14の特性について説明する。Next, the characteristics of the mixing circuit 14 of this embodiment will be explained.

第2図は、第1図に示す混合回路14の変換利得の周波
数特性を従来のSiバイボーラドランジスタを用いたD
BM (ダブルバランスミキサ)のそれと比較して示し
た特性図であり、第3図は3次歪性能について同じよう
に比較して示した特性図である。IF出力周波数を58
MHzとし、入力周波数および発振周波数を可変して変
換利得を示したのが第2図であり、 2’ OdBmの
2波(周波数f、、f2)を入力して3次歪性能(信号
出力レベルと 2f2−f、あるいは2f、−f2構成
との比)を示したものが第3図である。
FIG. 2 shows the frequency characteristics of the conversion gain of the mixing circuit 14 shown in FIG.
This is a characteristic diagram showing a comparison with that of a BM (double balance mixer), and FIG. 3 is a characteristic diagram showing a similar comparison regarding third-order distortion performance. IF output frequency to 58
Figure 2 shows the conversion gain by varying the input frequency and oscillation frequency. and 2f2-f, or 2f, -f2 configuration) is shown in FIG.

本実施例に用いたEFETはGaAsMESFET構造
でゲート長は量産が容易な1μmのものでありfLは1
8GHzと高い。このためSiバイポーラトランジスタ
では量産が容易なプロセスでのftが6C;Hz程度で
あり第2図に示すように、Siバイポーラトランジスタ
によるDBMの変換利得は600MHz以上で急激に低
下しているのに対し、GaAsMES  FE、Tを用
いた本実施例のDBMはIGHz以上でも変換利得が低
下しな(、VHFバンドとUHFバンドで混合回路を兼
用可能とする広帯域動作が得られている。
The EFET used in this example has a GaAs MESFET structure, the gate length is 1 μm, which is easy to mass produce, and fL is 1
It is high at 8GHz. For this reason, Si bipolar transistors have a ft of about 6 C; Hz in a process that is easy to mass produce, and as shown in Figure 2, the conversion gain of DBM using Si bipolar transistors decreases rapidly above 600 MHz. , GaAsMES FE, T, the conversion gain of this embodiment does not decrease even at frequencies above IGHz (and wideband operation is achieved that allows the mixing circuit to be used in both the VHF band and the UHF band).

また第3図に示す3次歪性能でもFET構造ということ
により従来のSiバイポーラトランジスタで構成したD
BMより20dB以上良好な値が得られていることが分
かる。
Furthermore, the third-order distortion performance shown in Figure 3 is also different from that of conventional Si bipolar transistors due to the FET structure.
It can be seen that a value 20 dB or more better than BM is obtained.

また第1図のIF増幅回路19はデュアルゲー)FET
構造(95)とし、第2ゲートの電圧を制御して利得を
可変しており、Siバイポーラトランジスタなどでの利
得制御に伴なう3次歪性能の劣化も少ない。
In addition, the IF amplifier circuit 19 in Fig. 1 is a dual-gate FET.
The structure (95) is used, and the gain is varied by controlling the voltage of the second gate, and there is little deterioration in third-order distortion performance that accompanies gain control with a Si bipolar transistor or the like.

さらにUHFバンドとVHFバントでIFフィルタ18
を共用しており受信バンドによってIF同調状態が異な
るという問題もない。
In addition, 18 IF filters are used in the UHF band and VHF band.
There is no problem that the IF tuning state differs depending on the receiving band.

第1図の実施例では、先にも述べたように、400はG
aAsMES  FETによる集積回路化部分を示して
おり、UHFバンドとVHFバンドの発振回路とIF増
幅回路を含み、UHFバンドとVHFバンドで混合回路
や発振増幅部を兼用していることもあいまって構成素子
数が少なく、1チップICとして構成して用いているこ
とにより回路構成素子数が少なく3次歪性能の良好なチ
ュ−子回路装置が得られる。
In the embodiment of FIG. 1, as mentioned earlier, 400 is G
It shows an integrated circuit part using aAsMES FET, and includes an oscillation circuit and an IF amplifier circuit for the UHF and VHF bands, and also serves as a mixing circuit and oscillation amplifier for the UHF and VHF bands. Since the number of components is small and it is configured as a one-chip IC, a tuner circuit device with a small number of circuit components and good third-order distortion performance can be obtained.

第4図は本発明の第2の実施例の要部としてチューナ回
路装置における混合回路の部分だけを示した回路図であ
り、他の回路部分は第1図のそれと同一なので省略しで
ある。
FIG. 4 is a circuit diagram showing only the mixing circuit part of the tuner circuit device as the main part of the second embodiment of the present invention, and the other circuit parts are omitted because they are the same as those in FIG. 1.

第4図の混合回路14′で78〜81はFETでDBM
回路を構成しており、170と171はバッファ用FE
T、172,173はバイアス抵抗である。バッファ用
FET170.171はゲートが接地された増幅器構成
になっておりそれぞれのソース端子にUHF入力端子7
2.VHF入力端子73からRF(fiが入力される構
成になっている。
In the mixing circuit 14' in Fig. 4, 78 to 81 are FETs and DBM.
The circuit is configured, and 170 and 171 are buffer FEs.
T, 172, 173 are bias resistors. Buffer FETs 170 and 171 have an amplifier configuration with their gates grounded, and each source terminal has a UHF input terminal 7.
2. The configuration is such that RF (fi) is input from the VHF input terminal 73.

バッファ用FET170、あるいは171のドレインか
ら出力されたRF倍信号FET7Bと79、あるいはF
ET80と81のソースに入力されバランスミクサ動作
を行ない、IF倍信号変換信号出力端子をVHFバンド
とUHFバンドで兼用して用いている。
RF multiplied signal FETs 7B and 79, or FETs output from the drain of buffer FET 170 or 171,
It is input to the sources of ET80 and ET81 to perform a balanced mixer operation, and the IF multiplied signal conversion signal output terminal is used for both the VHF band and the UHF band.

この混合回路では、第1図に示すチューナ回路装置のゲ
ートから信号を入力する混合回路14よりさらに3次歪
性能が良好であり、より歪特性の良好なチューナ回路装
置が得られるという利点を有する。
This mixing circuit has better third-order distortion performance than the mixing circuit 14 shown in FIG. 1, which inputs signals from the gate of the tuner circuit device, and has the advantage that a tuner circuit device with better distortion characteristics can be obtained. .

第5図は本発明の第3の実施例の要部として、チューナ
回路装置の一部分を示した回路図である。
FIG. 5 is a circuit diagram showing a part of a tuner circuit device as a main part of a third embodiment of the present invention.

すなわち可変複同調回路11.13と混合回路14との
間に切換回路を設けた構成を示しており、他の回路部分
は第1図あるいは第4図に示す回路構成と同一であり省
略しである。
That is, it shows a configuration in which a switching circuit is provided between the variable double tuning circuit 11.13 and the mixing circuit 14, and the other circuit parts are the same as the circuit configuration shown in FIG. 1 or FIG. be.

第5図において、180,181はスイッチングダイオ
ード、182,183は結合コンデンサ、184〜18
8はバイアス抵抗、189はバイパスコンデンサである
In FIG. 5, 180 and 181 are switching diodes, 182 and 183 are coupling capacitors, and 184 to 18
8 is a bias resistor, and 189 is a bypass capacitor.

VHFバンド受信時には電源B V)IFがバイアス抵
抗185を介して加わることによりスイッチングダイオ
ード180をオンにして、UHF可変複同調回路11か
らの信号を減衰させ混合回路14への信号入力を阻止し
ている。つまりこの時、スイッチングダイオード181
はオフであり、VHF可変複同調回路13の信号は混合
回路14へほぼ減衰なしに伝達されている。
When receiving the VHF band, the power supply B (V) IF is applied via the bias resistor 185 to turn on the switching diode 180, attenuating the signal from the UHF variable double tuning circuit 11 and blocking the signal input to the mixing circuit 14. There is. In other words, at this time, the switching diode 181
is off, and the signal from the VHF variable double tuning circuit 13 is transmitted to the mixing circuit 14 almost without attenuation.

UHFバンド受信時には逆にスイッチングダイオード1
81をオンにしてVHF可変複同調回路13からの信号
を減衰させ阻止するとともにスイッチングダイオード1
80をオフにしてUHF可変複同調回路11からの信号
をほぼ減衰なしに伝達しており、本実施例によれば他の
受信バンド信号による妨害特性のより少ないチューナ回
路装置が得られるという利点を有する。
Switching diode 1 on the other hand when receiving UHF band
81 is turned on to attenuate and block the signal from the VHF variable double tuning circuit 13, and the switching diode 1 is turned on.
80 is turned off and the signal from the UHF variable double tuning circuit 11 is transmitted with almost no attenuation, and this embodiment has the advantage that a tuner circuit device with less interference characteristics caused by other receiving band signals can be obtained. have

第6図は本発明の第4の実施例を示す回路図である。本
実施例ではVHF可変同調回路12′。
FIG. 6 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, the VHF variable tuning circuit 12'.

13′としてCATV信号をも受信可能な広帯同調回路
を用い(12’、13’の詳細は後述)、さらに集積回
路化部分401から分かるように、切換回路の一分をG
aAsMES  FETにより構成するとともに、混合
回路14′の利得を受信バンドにより切換える構成をと
っている。本図においても第1図におけるのと同様な回
路については説明を略し同一番号を付している。
A broadband tuning circuit capable of receiving CATV signals is used as 13' (details of 12' and 13' will be described later), and as can be seen from the integrated circuit section 401, a portion of the switching circuit is
It is constructed of aAsMES FETs, and the gain of the mixing circuit 14' is switched depending on the reception band. In this figure as well, circuits similar to those in FIG. 1 are designated by the same numbers without explanation.

第6図で11′はUHF可変複同調回路で、200は結
合イ、ンダクタであり、共振インダクタ110と主に結
合するが、共振インダクタ109とも疎結合しており、
結合コンデンサ114を介して出力端子106より信号
が取り出されている。
In FIG. 6, 11' is a UHF variable double-tuned circuit, and 200 is a coupling inductor, which is mainly coupled to the resonant inductor 110, but also loosely coupled to the resonant inductor 109.
A signal is taken out from the output terminal 106 via the coupling capacitor 114.

第6図で12’、13’は広帯域可変同調回路、17′
は広帯域可変共振回路であり、それぞれ詳細な回路構成
を第7図(a)、(b)、(C)に示しである。
In Fig. 6, 12' and 13' are wideband variable tuning circuits, and 17'
are wideband variable resonant circuits, and their detailed circuit configurations are shown in FIGS. 7(a), (b), and (C).

第7図(a)でVHF入力可変同調回路12′は、入力
端子120、出力端子121、ローバンドコイル231
、ハイバンドコイル230、高可変容量ダイオード23
2、可変容量ダイオード233、スイッチ回路234か
らなり、高可変容量ダイオード232と、ハイバンドコ
イル230(スイッチ234がオン)あるいはハイバン
ドコイル230とローバンドコイル231との直列イン
ダクタ(スイッチ234がオフ)と可変容量ダイオード
233により共振回路を構成して、可変容量ダイオード
232,233の容量を変え同調周波数をローバンドと
ハイバンドで可変させている。
In FIG. 7(a), the VHF input variable tuning circuit 12' includes an input terminal 120, an output terminal 121, and a low band coil 231.
, high band coil 230, high variable capacitance diode 23
2. Consists of a variable capacitance diode 233 and a switch circuit 234, including a high variable capacitance diode 232 and a series inductor between a high band coil 230 (switch 234 is on) or a high band coil 230 and a low band coil 231 (switch 234 is off). The variable capacitance diode 233 constitutes a resonant circuit, and by changing the capacitance of the variable capacitance diodes 232 and 233, the tuning frequency is varied between the low band and the high band.

第7図(b)はVHF段間可変複同調回路13′を示す
回路図で入力端子127、出力端子128、高可変容量
ダイオード235,236、可変容量ダイオード237
,238、ハイバンドコイル239.240、スイッチ
回路241,242、結合コンデンサ245,246か
らなり、スイッチ回路243,244を制御して、ハイ
バンド(オン)ローバンド(オフ)に同調周波数帯を切
換えるとともに、ハイバンドコイル239と240およ
びローバンドコイル241と242をそれぞれ誘導結合
させ、高可変容量ダイオード235,236、可変容量
ダイオード237.238の容量を可変して同調周波数
を可変する可変複同調回路を構成している。
FIG. 7(b) is a circuit diagram showing the VHF interstage variable double tuning circuit 13', which includes an input terminal 127, an output terminal 128, high variable capacitance diodes 235, 236, and a variable capacitance diode 237.
, 238, consisting of high band coils 239 and 240, switch circuits 241 and 242, and coupling capacitors 245 and 246, and controls the switch circuits 243 and 244 to switch the tuning frequency band between high band (ON) and low band (OFF). , high band coils 239 and 240 and low band coils 241 and 242 are inductively coupled, respectively, and a variable double tuning circuit is configured to vary the tuning frequency by varying the capacitance of high variable capacitance diodes 235, 236 and variable capacitance diodes 237 and 238. are doing.

第7図(C)はVHF可変共振回路17′を示す回路図
で、高可変容量ダイオード250、可変容量ダイオード
251,252、ハイバンド用コイル253、ローバン
ド用コイル254、スイッチ回路255,256、結合
コンデンサ257゜258、高周波チョークコイル25
9、トラッキング容量260,265、バイアス抵抗2
61〜263、バイパスコンデンサ264からなり、発
振回路15のVHF発振用FET31のソース端につな
がる端子70には高周波チョークコイル259とバイア
ス抵抗262によりソース端子をハイインピーダンスの
状態にして発振用バイアス電流を流すとともに、ドレイ
ン端子へ接続される端子69との間に結合コンデンサ2
57,258を介して可変容量ダイオード251を、端
子69とアース間に可変容量ダイオード252.)ラッ
キング容量265を帰還容量として接続し、発振周波数
に連動して(同調制御電圧により)可変容量ダイオード
の容量を可変させゲート接地タラップ発振回路動作をテ
レビ放送帯からCATV信号周波数帯(90〜520 
MHz)で連続して発振可能なようにしている。
FIG. 7(C) is a circuit diagram showing the VHF variable resonance circuit 17', which includes a high variable capacitance diode 250, variable capacitance diodes 251, 252, high band coil 253, low band coil 254, switch circuit 255, 256, coupling Capacitor 257°258, high frequency choke coil 25
9, tracking capacitance 260, 265, bias resistance 2
61 to 263 and a bypass capacitor 264, and a terminal 70 connected to the source end of the VHF oscillation FET 31 of the oscillation circuit 15 has a high-frequency choke coil 259 and a bias resistor 262 to put the source terminal in a high impedance state and apply a bias current for oscillation. A coupling capacitor 2 is connected between the terminal 69 connected to the drain terminal and the terminal 69 connected to the drain terminal.
A variable capacitance diode 251 is connected via terminals 57 and 258, and a variable capacitance diode 252 . ) The racking capacitor 265 is connected as a feedback capacitor, and the capacitance of the variable capacitance diode is varied (by the tuning control voltage) in conjunction with the oscillation frequency, thereby changing the operation of the gate-grounded ramp oscillation circuit from the TV broadcast band to the CATV signal frequency band (90 to 520
MHz) to enable continuous oscillation.

ハイバンド受信時には、スイッチ255,256をオン
にしてほぼ可変容量ダイオード251゜252、トラッ
キング容量260と265の並列容量との直列容量値と
高可変容量ダイオード250とハイバンドコイル253
による共振回路により、またローバンド受信時には、ス
イッチ255゜256をオフにしてほぼ可変容量ダイオ
ード251.252、トラッキング容量265の直列容
量値と高可変容量ダイオード250とハイバンドコイル
253とローバンドコイル254の直列インダクタンス
との共振回路により、それぞれ共振周波数が決定され各
可変容量ダイオードの容量を変え、共振周波数を変化さ
せ発振周波数を制御している。
During high band reception, the switches 255 and 256 are turned on, and the series capacitance value of the parallel capacitance of the variable capacitance diode 251 and 252, the tracking capacitor 260 and the parallel capacitance of 265, the high variable capacitance diode 250, and the high band coil 253 are connected.
Also, during low band reception, the switches 255 and 256 are turned off, and the series capacitance of the variable capacitance diode 251, 252, tracking capacitor 265, high variable capacitance diode 250, high band coil 253, and low band coil 254 are connected in series. The resonant frequency is determined by the resonant circuit with the inductance, and the capacitance of each variable capacitance diode is changed to change the resonant frequency and control the oscillation frequency.

第8図は、第6図に示した実施例としてのチューナ回路
装置の同調周波数特性を示す特性図で、約50〜470
MHzの周波数を同調制御電圧1〜25Vで2バンドで
カバーしており、この時、高可変容量ダイオードの容量
変化率nを15以上、また可変容量ダイオードの容量変
化率nを10以上に選択している。
FIG. 8 is a characteristic diagram showing the tuning frequency characteristics of the tuner circuit device as an example shown in FIG.
The frequency of MHz is covered by two bands with a tuning control voltage of 1 to 25V, and at this time, the capacitance change rate n of the high variable capacitance diode is selected to be 15 or more, and the capacitance change rate n of the variable capacitance diode is selected to be 10 or more. ing.

第6図における混合回路14#はDBM構成のFET7
8〜81、差動対をなすバッファ増幅FEr2O3,2
04、定電流源FET205,206、インピーダンス
変化用FE7202、スイッチ用FET201,207
、バイアス抵抗209〜213、十B電源端子223、
スイッチ端子222、利得制御端子220、高周波接地
端子221、歪改善用抵抗208から構成されている。
Mixing circuit 14# in FIG. 6 is FET 7 of DBM configuration.
8-81, buffer amplification FEr2O3,2 forming a differential pair
04, constant current source FET205, 206, impedance change FE7202, switch FET201, 207
, bias resistors 209 to 213, 10B power supply terminal 223,
It is composed of a switch terminal 222, a gain control terminal 220, a high frequency ground terminal 221, and a distortion improvement resistor 208.

定電流源用FET205,206のゲートは接地され、
バイアス抵抗215,216とFETのしきい電圧値に
より決定される定電流が流れる。
The gates of constant current source FETs 205 and 206 are grounded,
A constant current determined by the bias resistors 215 and 216 and the threshold voltage value of the FET flows.

インピーダンス変換用FET202はゲートが接地され
バイアス抵抗211により同様電流が流れ、この動作電
流とバイアス抵抗210によって十B電源電圧より低下
した電圧がバッファ用FET203のゲートおよびバイ
アス抵抗209を介してバッファ用FET204のゲー
トに電圧が印加されている。
The gate of the impedance conversion FET 202 is grounded, and a similar current flows through the bias resistor 211. Due to this operating current and the bias resistor 210, a voltage lower than the 10B power supply voltage is passed through the gate of the buffer FET 203 and the bias resistor 209 to the buffer FET 204. A voltage is applied to the gate of.

スイッチ用FET207の一端は直流的には浮いており
バイパスコンデンサ224により高周波接地されてスイ
ッチ端子203にバイアス抵抗222を介して電圧が印
加されるとスイッチ用FET222がオンしハソファ用
FET203のゲート端子を高周波的に短絡する。また
利得制御用FET201はハンファ用FET203,2
04のソース間に接地され利得制御端子220よりバイ
アス抵抗214を介して電圧が印加されるとオンして歪
改善用抵抗208によって利得が低下していたバッファ
増幅FETの利得を高める。
One end of the switch FET 207 is floating in terms of direct current and is grounded at high frequency by the bypass capacitor 224. When voltage is applied to the switch terminal 203 via the bias resistor 222, the switch FET 222 is turned on and the gate terminal of the half sofa FET 203 is turned on. High frequency short circuit. In addition, the gain control FET 201 is a Hanwha FET 203, 2.
When a voltage is applied from the gain control terminal 220 via the bias resistor 214, the bias resistor 214 is grounded between the sources of the FET 04 and turned on, increasing the gain of the buffer amplification FET whose gain had been lowered by the distortion improvement resistor 208.

第6図に示した実施例でVHFバンド受信時には電源B
 VHFをスイッチ端子222に印加して差動対をなす
バッファ増幅FETの一方のゲートを高周波的に短絡し
て一方のFET204のゲートからRF信号を入力して
、差動対における入力信号の不平衡・平衡変換動作を行
ない、FET78〜81で構成されるDBM平衡RF信
号を入力するとともに、UHF可変複同調回路11′か
らのUHF信号を減衰させ、DBMへのUHF信号入力
を阻止しVHF受信時、VHF発振信号の高周波による
不要信号出力を防止する。
In the embodiment shown in Fig. 6, when receiving VHF band, power supply B
VHF is applied to the switch terminal 222, one gate of the buffer amplification FET forming the differential pair is shorted in terms of high frequency, and an RF signal is input from the gate of one FET 204 to eliminate the unbalance of the input signal in the differential pair.・Performs a balanced conversion operation and inputs the DBM balanced RF signal composed of FETs 78 to 81, attenuates the UHF signal from the UHF variable double tuning circuit 11', and blocks the UHF signal input to the DBM. , prevent unnecessary signal output due to the high frequency of the VHF oscillation signal.

また、歪改善用抵抗20日によりバッファ増幅差動増幅
器としての3次歪性能をさらに高め、広帯域同調回路に
よって可変同調回路の通過帯域幅が拡がり3次歪妨害特
性が劣化するのを防止して3次歪特性の良好なVHFバ
ンド受信動作を行なっている。
In addition, the distortion improvement resistor further improves the third-order distortion performance as a buffer amplification differential amplifier, and the broadband tuning circuit expands the passband width of the variable tuning circuit and prevents the third-order distortion disturbance characteristics from deteriorating. It performs VHF band reception operation with good third-order distortion characteristics.

UHFバンド受信時には誘導結合により低インピーダン
スでUHF可変複同調回路11′から出力されるUHF
信号をインピーダンス変換用FET202の低インピー
ダンス入力であるソースに入力してドレインからハイイ
ンピーダンスで取り出しバッファ増幅F E’T 20
3のゲートに信号を伝達するとともに、もう一方の差動
対のFET204のゲートをVHF可変複同調回路13
′の結合コンデンサ246、可変容量ダイオード238
により高周波的に短絡して不平衡・平衡変換を行ないF
ET78〜81のDBMへUHF −RF平衡信号を入
力する。
When receiving the UHF band, UHF is outputted from the UHF variable double-tuned circuit 11' with low impedance due to inductive coupling.
A signal is input to the source, which is a low impedance input of the impedance conversion FET 202, and taken out from the drain at high impedance, and buffer amplified FET 20
At the same time, the gate of the other differential pair FET 204 is transmitted to the gate of VHF variable double tuning circuit 13.
' coupling capacitor 246, variable capacitance diode 238
F
Input the UHF-RF balanced signal to the DBM of ET78-81.

この時利得制御端子222にUHFバンド電圧B LI
MFを印加してFET201をオンさせ利得を増しRF
増幅器でUHFバンドの利得がVHFバンドに比べ低く
なる点を一部補正すると共にIF増幅回路19の利得制
御端子98にもBい、を印加してバイアス電圧を高めI
F増幅器としての利得を高め、VHFバンド受信時とU
’HFバンド受信時のチューナとしての利得をほぼ等し
くしている。
At this time, the UHF band voltage BLI is applied to the gain control terminal 222.
Apply MF to turn on FET201 to increase gain and RF
In addition to partially correcting the fact that the gain of the UHF band is lower than that of the VHF band in the amplifier, the bias voltage is increased by applying B to the gain control terminal 98 of the IF amplifier circuit 19.
The gain as an F amplifier is increased, and when receiving VHF band and
'The gain as a tuner during HF band reception is made almost equal.

なお第6図において、先にも述べたように401はGa
AsMES  FETを用いた集積回路化部分であり、
これによって第1図、第4図に示した実施例と同様に構
成素子数が少なく回路構成が簡単で3次歪特性の良好な
チューナ回路装置が得られる。
In Fig. 6, as mentioned earlier, 401 is Ga.
It is an integrated circuit part using AsMES FET,
As a result, like the embodiments shown in FIGS. 1 and 4, a tuner circuit device having a small number of constituent elements, a simple circuit configuration, and good third-order distortion characteristics can be obtained.

本実施例においてはUHF可変複同調回路との結合をイ
ンダクタによる誘導結合で可能としており、UHF可変
複同調回路で知られている3本の共振インダクタによる
イメージ妨害信号トラップが容易に形成され妨害の少な
いU、HFバンド受信が行なえる。また第5図に示した
UH,F信号阻止(減衰)回路の一部をも集積回路化し
てチューナ回路全体を簡略化できるという効果を有する
In this embodiment, coupling with the UHF variable double-tuned circuit is made possible by inductive coupling using an inductor, and an image disturbance signal trap can be easily formed using the three resonant inductors known in the UHF variable double-tuned circuit. It is possible to receive a small number of U and HF bands. Furthermore, a part of the UH and F signal blocking (attenuation) circuits shown in FIG. 5 can also be integrated into an integrated circuit, which has the effect of simplifying the entire tuner circuit.

ざらにVHFバンド(50〜470M七)を2バンドに
分割して広帯域に可変同調回路を構成する場合には可変
同調回路の通常帯域幅が拡がりCATV信号などの多波
の信号が混合回路に入力されるがGaAsMES  F
ETを用いた混合回路構成により広帯域動作と良好な3
次歪性能と相まって妨害の少ないVHFバンド受信がV
HF2バンド可変同調回路でも実現できるという利点を
有する。
When configuring a wideband variable tuning circuit by roughly dividing the VHF band (50 to 470M7) into two bands, the normal bandwidth of the variable tuning circuit expands, allowing multi-wave signals such as CATV signals to be input to the mixing circuit. GaAs MES F
Wideband operation and good 3
VHF band reception with less interference coupled with next-order distortion performance
It has the advantage that it can be realized even with an HF two-band variable tuning circuit.

また発振信号のVHF入力端子3への漏洩は、混合回路
がDBM構成となっているため混合回路入力端への漏洩
も少なく、この結果VHF2バンド可変同調回路で通過
帯域幅が拡がり帯域外減衰度が劣化しても発振信号のV
HF入力端子3への漏洩の少ないチューナ回路装置が実
現できる。
In addition, the leakage of the oscillation signal to the VHF input terminal 3 is small because the mixing circuit has a DBM configuration, and as a result, the passband width is widened in the VHF 2-band variable tuning circuit, and the out-of-band attenuation is Even if the oscillation signal V
A tuner circuit device with less leakage to the HF input terminal 3 can be realized.

第9図は本発明の第5の実施例としてのチューナ回路装
置を示す回路図である。同図において、330は入力可
変同調回路、340はRF増幅器、350は段間可変複
同調回路、14′#は混合回路である。可変同調回路と
して、−個の可変容量ダイオードでVHFとUHFバン
ドを同時に同調が可能ないわゆる2点で同調可能な回路
を用い、UHFバンドとVHFバンドを同一の増幅器お
よび同調回路を用いて構成したチューナ回路装置を示し
ている。
FIG. 9 is a circuit diagram showing a tuner circuit device as a fifth embodiment of the present invention. In the figure, 330 is an input variable tuning circuit, 340 is an RF amplifier, 350 is an interstage variable double tuning circuit, and 14'# is a mixing circuit. As the variable tuning circuit, we used a so-called two-point tunable circuit that can tune the VHF and UHF bands simultaneously using - variable capacitance diodes, and configured the UHF band and VHF band using the same amplifier and tuning circuit. A tuner circuit arrangement is shown.

第10図は同調回路の基本的な回路構成を示す回路図、
第11図はその共振特性を示す特性図である。
Figure 10 is a circuit diagram showing the basic circuit configuration of the tuning circuit;
FIG. 11 is a characteristic diagram showing its resonance characteristics.

第10図でコンデンサ362、同調インダクタ363.
364、可変容量ダイオード365、端子360,36
1、パンバスコンデンサ366からなり、端子360と
361の間のリアクタンスは第11図に示すようにVH
FハイバンドとUHFハンドの2点でリアクタンスが無
限大になり2点で同調が可能であり、可変容量ダイオー
ド365の容量を換えることにより、同時に2点の同調
周波数が変えられる構成になっている。
In FIG. 10, a capacitor 362, a tuning inductor 363.
364, variable capacitance diode 365, terminals 360, 36
1. It consists of a pan bus capacitor 366, and the reactance between terminals 360 and 361 is VH as shown in Figure 11.
The reactance becomes infinite at two points, F high band and UHF hand, and tuning is possible at two points, and by changing the capacitance of variable capacitance diode 365, the tuning frequency at two points can be changed at the same time. .

同調インダクタとしてはUHFバンドでは主に同調イン
ダクタ363の値が、VHFバンドでは同調インダクタ
364の値が支配的であり、同調インダクタ364の値
を切り換えて値を大きくすることによりVHFローバン
ドでの受信が可能である。
As a tuning inductor, the value of the tuning inductor 363 is dominant in the UHF band, and the value of the tuning inductor 364 is dominant in the VHF band.By switching the value of the tuning inductor 364 to increase the value, reception in the VHF low band is possible. It is possible.

上記した2点同調回路を用いた第9図の入力可変同調回
路330は、UHF入力端子283、VHF入力端子2
69、出力端子284、可変容量ダイオード272、主
にUHFハンド同調コイル274、VHFハイバンド用
同調コイル277゜278、VHFローバンド用同調コ
イル279゜280、VHF帯の信号を減衰するノ\イ
バスフィルタ270、UHF帯の信号を減衰するローパ
スフィルタ271、トラッキング容量276、結合コン
デンサ275、バイパスコンデンサ281と結合入力共
振インダクタ273からなり、UHF信号はバイパスフ
ィルタ270を経て共振インダクタ276と同調コイル
274を誘導結合させている。
The input variable tuning circuit 330 of FIG. 9 using the above-mentioned two-point tuning circuit has a UHF input terminal 283, a VHF input terminal 2
69, output terminal 284, variable capacitance diode 272, mainly UHF hand tuning coil 274, VHF high band tuning coil 277° 278, VHF low band tuning coil 279° 280, noise bus filter that attenuates VHF band signals 270, consists of a low-pass filter 271 that attenuates UHF band signals, a tracking capacitor 276, a coupling capacitor 275, a bypass capacitor 281, and a coupled input resonant inductor 273, and the UHF signal passes through the bypass filter 270 and induces the resonant inductor 276 and tuning coil 274. are combined.

V HF 信号はローパスフィルタ271を経てローバ
ンド受信時にはスイッチ回路282をオフにしてローバ
ンド同調インダクタンスを入力回路インピーダンスに合
わせてステンプア・ノブ入力とするため分割したローバ
ンド用コイル279,280の接続点に入力する。
The V HF signal passes through a low-pass filter 271 and is input to the connection point between the divided low-band coils 279 and 280 in order to turn off the switch circuit 282 and match the low-band tuning inductance to the input circuit impedance to input the Stemper knob. .

ハイバンド受信時にはスイッチ回路282をオンにして
同様にステップ入力とするため分割したハイバンド用同
調コイル277.282の接続点に入力する。いずれの
受信バンドでも可変容量ダイオード272の容量を可変
することにより同調周波数を可変させている。
At the time of high band reception, the switch circuit 282 is turned on and input is similarly made into a step input to the connection point of the divided high band tuning coils 277 and 282. In any reception band, the tuning frequency is varied by varying the capacitance of the variable capacitance diode 272.

350は可変複同調回路で入力端子311、可変容量ダ
イオード286.28.7、主にUHFバンド用同調コ
イル288,289、VHFハイバンド用同調コイル2
90,291、VHFローバンド用同調コイル292,
293、トラッキング容量296,297、結合用共振
インダクタ301、結合コンデンサ298,299,3
00、スイッチ294,295、VHF出力端子312
、UHF出力端子313からなり、UHFバンドおよび
VHFハイバンド受信時はスイッチ294゜295をオ
ンにして、またローバンド受信時にはスイッチ294,
295をオフにして受信バンドを切換えるとともにUH
Fバンド用同調コイル288と289、VHFハイバン
ト用同調コイル290と291、VHFローバンド用同
調コイル292と295をそれぞれ誘導結合させるとと
もに可変容量ダイオード286,287の容量を変え同
調周波数を変化させ可変複同調回路の動作を行なわせて
いる。
350 is a variable double tuning circuit with an input terminal 311, variable capacitance diodes 286, 28, 7, tuning coils 288, 289 mainly for UHF band, and tuning coil 2 for VHF high band.
90,291, VHF low band tuning coil 292,
293, tracking capacitance 296, 297, coupling resonant inductor 301, coupling capacitor 298, 299, 3
00, switches 294, 295, VHF output terminal 312
, UHF output terminal 313, switches 294 and 295 are turned on when receiving UHF band and VHF high band, and switches 294 and 295 are turned on when receiving low band.
295 and switch the reception band and UH
Tuning coils 288 and 289 for F band, tuning coils 290 and 291 for VHF high band, and tuning coils 292 and 295 for VHF low band are inductively coupled, respectively, and the capacitance of variable capacitance diodes 286 and 287 is changed to change the tuning frequency to achieve variable double tuning. It allows the circuit to operate.

14″′は混合回路であり、第6図に示す本発明の第3
の実施例の混合回路にFET320およびバイアス抵抗
321,322よりなるスイッチ回路を設けた構成にな
っており、323は高周波接地端子、324はバイパス
コンデンサである。
14'' is a mixing circuit, which is the third circuit of the present invention shown in FIG.
This embodiment has a configuration in which a switch circuit consisting of an FET 320 and bias resistors 321 and 322 is provided in the mixing circuit of the embodiment, 323 is a high frequency ground terminal, and 324 is a bypass capacitor.

第9図に示す実施例ではUHFはVHFで別々に可変共
振回路を設け、VHFバンド受信時にはVHF発振動作
を行なうとともにスイッチ端子222にバイアス電圧を
印加してUHF信号入力を阻止、減衰させ差動FET2
04のゲートに信号を入力する。
In the embodiment shown in FIG. 9, variable resonance circuits are provided separately for UHF and VHF, and when receiving the VHF band, VHF oscillation is performed, and a bias voltage is applied to the switch terminal 222 to block and attenuate the UHF signal input, and FET2
Input a signal to the gate of 04.

UHFバンド受信時には利得制御兼用スイッチ端子にB
tlHF電圧を印加し、混合回路での利得補正を行なう
とともにVHF信号を阻止、減衰させるとともにIF増
幅回路19の利得制御端子98に高いバイアス電圧を与
え利得を増大させている。
When receiving UHF band, connect B to the gain control switch terminal.
A tlHF voltage is applied to perform gain correction in the mixing circuit, block and attenuate the VHF signal, and apply a high bias voltage to the gain control terminal 98 of the IF amplifier circuit 19 to increase the gain.

本実施例ではUHFとVHF受信バンドで同時に同調点
が存在する可変複同調回路からの信号をVHFハンドで
は容量結合させ、UHFバンドでは小インダクタンスの
共振インダクタによりVHF信号を減衰させ、誘導結合
させ取り出した信号を混合回路の差動対をなすバッファ
増幅FETのそれぞれのゲートに入力するとともに、他
方の受信バンドで他方のゲートを接地し、信号を減衰阻
止する構成になついてるので、より妨害の少ないチュー
ナ回路装置が得られる。
In this example, the VHF hand capacitively couples the signal from the variable double-tuned circuit that has tuning points simultaneously in the UHF and VHF receiving bands, and in the UHF band, the VHF signal is attenuated by a resonant inductor with a small inductance, and is extracted by inductive coupling. The signal is input to each gate of the buffer amplification FET that forms the differential pair of the mixing circuit, and the other gate is grounded in the other reception band to prevent signal attenuation, so there is less interference. A tuner circuit device is obtained.

本実施例ではさらにVHF信号の出力端子312と混合
回路14″のVHF信号入力端子207の間にUHFバ
ンド信号を阻止減衰するローパスフィルタを設ける(図
示せず)とVHFバンド受信時のUHFハンド信号によ
る妨害除去効果を高めることができる。
In this embodiment, a low-pass filter (not shown) for blocking and attenuating UHF band signals is further provided between the VHF signal output terminal 312 and the VHF signal input terminal 207 of the mixing circuit 14''. The interference removal effect can be enhanced.

401′はGaAsMES  FETによる集積回路化
部分でありRF増幅器を1系統で可変同調回路もUHF
、VHFバンド兼用であり、混合回路の広帯域動作と良
好な3次歪特性により、低歪で回路構成が簡単なフルパ
ントチューナ回路装置が得られるという利点を有する。
401' is an integrated circuit part using GaAsMES FET, and it has one RF amplifier system and the variable tuning circuit is also UHF.
, VHF band, and has the advantage that a full panto tuner circuit device with low distortion and a simple circuit configuration can be obtained due to the wide band operation of the mixing circuit and good third-order distortion characteristics.

以上述べた本発明の実施例においては、チューナ回路装
置としての利得切換はVHFバンドとUHFバンドのみ
で行なっていたが、VHFバンドをさらに分割して例え
ばV’HFローバンドとハイバンドでさらに利得切換を
行なってもよい。
In the embodiments of the present invention described above, the gain switching as a tuner circuit device was performed only in the VHF band and the UHF band, but the VHF band is further divided and the gain is further switched in, for example, the V'HF low band and high band. may be done.

また発振回路はGaAsMES  FETにより構成し
ているが、発振回路のみを別口路とし、Siバイポーラ
トランジスタを用い発振増幅のみをGaAsMES  
FETを用いて集積回路化しチューナ回路装置に用いて
もよい。また混合回路の入力のスイッチ回路は様々な回
路構成が考えられ、本発明の実施例では信号端子とアー
ス間を短絡しているが、信号端子間にスイッチを設ける
構成でもよい。
In addition, the oscillation circuit is composed of GaAsMES FETs, but only the oscillation circuit is a separate route, and only the oscillation amplification is performed using Si bipolar transistors.
It is also possible to form an integrated circuit using FET and use it in a tuner circuit device. Furthermore, various circuit configurations can be considered for the switch circuit at the input of the mixing circuit, and although the signal terminal and the ground are short-circuited in the embodiment of the present invention, a configuration in which a switch is provided between the signal terminals may also be used.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上説明したように本発明によれば、混合回路としてG
aAsMES  FETを用い、UHFバンドとVHF
ハンドで兼用して用いるとともに、IF増幅回路および
発振回路をも含め集積回路化し、1チップ化して使用す
るようにすれば、素子数が少なく回路構成が簡単で3次
歪性能の良好なチューナ回路装置が得られる。
As explained above, according to the present invention, G
UHF band and VHF using aAsMES FET
In addition to being used as a handheld tuner circuit, if the IF amplifier circuit and oscillation circuit are also integrated into a single chip, the tuner circuit will have a small number of elements, a simple circuit configuration, and good third-order distortion performance. A device is obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本発明の一実施例としてのチューナ回路装置を
示す回路図、第1A図は第1図の概略構成を示すブロッ
ク図、第2図は第1図における混合回路の変換利得の周
波数特性を従来技術によるそれと比較して示す特性図、
第3図は第1図における混合回路の3次歪性能の周波数
特性を従来技術によるそれと比較して示す特性図、第4
図、第5図はそれぞれ本発明の他の実施例の要部を示す
回路図、第6図は本発明の別の実施例を示す回路図、第
7図は第6図における要部の詳細を示す回路図、第8図
は第6図に示した実施例の同調周波数特性を示す特性図
、第9図は本発明の更に別の実施例を示す回路図、第1
0図は同調回路の基本的な回路構成を示す回路図、第1
1図はその共振特性を示す特性図、である。 符号の説明 ■・・・UHF入力端子、2・・・VHF入力端子、3
・・・IF出力端子、10・・・UHF入力可変同調回
路、11・・・UHF段間可変複同調回路、12.12
’・・・VHF入力可変同調回路、13.13’・・・
VHF段間可変複同調回路、14.14’、14″。 14″・・・混合回路、15・・・発振回路、16・・
・UHF可変共振回路、17.17’・・・VHF可変
共振回路、18・・・混合出力IFフィルタ、19・・
・IF増幅回路、20・・・IF出力フィルタ、21・
・・UHF−RF増幅器、22・・・VHF −RF増
幅器、330・・・入力可変同調回路、350・・・段
間可変複同調回路、340・・・RF増幅器、400,
401゜401′・・・集積回路化部分 代理人 弁理士 並 木 昭 夫 第4図 第5図 第7図 (G)     (b) L               1 第8図 ゴ清敷(MHz)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a tuner circuit device as an embodiment of the present invention, FIG. 1A is a block diagram showing the schematic configuration of FIG. 1, and FIG. 2 is a frequency of conversion gain of the mixing circuit in FIG. 1. a characteristic diagram showing the characteristics in comparison with those of the prior art;
Figure 3 is a characteristic diagram showing the frequency characteristics of the third-order distortion performance of the mixing circuit in Figure 1 in comparison with that of the conventional technology;
5 and 5 are circuit diagrams showing main parts of other embodiments of the present invention, FIG. 6 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a detail of the main parts in FIG. 6. 8 is a characteristic diagram showing the tuning frequency characteristics of the embodiment shown in FIG. 6, and FIG. 9 is a circuit diagram showing still another embodiment of the present invention.
Figure 0 is a circuit diagram showing the basic circuit configuration of the tuning circuit.
Figure 1 is a characteristic diagram showing its resonance characteristics. Explanation of symbols■...UHF input terminal, 2...VHF input terminal, 3
...IF output terminal, 10...UHF input variable tuning circuit, 11...UHF interstage variable double tuning circuit, 12.12
'...VHF input variable tuning circuit, 13.13'...
VHF interstage variable double tuning circuit, 14.14', 14''. 14''...mixing circuit, 15...oscillation circuit, 16...
・UHF variable resonance circuit, 17.17'...VHF variable resonance circuit, 18...Mixed output IF filter, 19...
・IF amplifier circuit, 20... IF output filter, 21・
... UHF-RF amplifier, 22... VHF-RF amplifier, 330... Input variable tuning circuit, 350... Inter-stage variable double tuning circuit, 340... RF amplifier, 400,
401゜401'...Integrated circuit partial agent Patent attorney Akio Namiki Figure 4 Figure 5 Figure 7 (G) (b) L 1 Figure 8 Go Seishiki (MHz)

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1、VHFバンド用の第1のRF増幅器、可変同調回路
および可変発振器と、UHFバンド用の第2のRF増幅
器、可変同調回路および可変発振器と、 第1の動作モードにおいては、前記第1のRF増幅器、
可変同調回路によりRF増幅され同調をとられた第1の
同調出力電圧と前記第1の可変発振器からの発振出力と
を入力されて中間周波出力に変換して出力するVHFバ
ンド用の混合器として動作し、第2の動作モードにおい
ては、前記第2のRF増幅器、可変同調回路によりRF
増幅され同調をとられた第2の同調出力電圧と前記第2
の可変発振器からの発振出力とを入力されて中間周波出
力に変換して出力するUHFバンド用の混合器として動
作し、かつGaAsMESFETにより構成されたVH
Fバンド、UHFバンド共用の混合器と、 前記第1の動作モードでは、前記第1のRF増幅器、可
変同調回路および可変発振器に対する供給電源をオンし
て、前記第2のRF増幅器、可変同調回路および可変発
振器に対する供給電源をオフし、前記第2の動作モード
では、その逆に供給電源を切り換える電源オン・オフ手
段と、 前記共用の混合器からの中間周波出力を入力され増幅し
て出力するIF増幅回路と、から成ることを特徴とする
チューナ回路装置。 2、特許請求の範囲第1項記載のチューナ回路装置にお
いて、前記VHFバンドはCATV信号周波数帯域をも
含むものとし、該CATV信号周波数帯域をも含む前記
VHFバンドをハイバンドとローバンドに分け、それぞ
れのバンドに同調可能となる2組のコイルとして前記第
1の可変同調回路を構成する同調コイルを使い分けるこ
とを特徴とするチューナ回路装置。 3、特許請求の範囲第1項記載のチューナ回路装置にお
いて、前記混合器が第1の動作モードにあってVHFバ
ンドを受信中であるか、第2の動作モードにあってUH
Fバンドを受信中であるか、に応じて前記IF増幅回路
の利得を可変制御する手段を具備したことを特徴とする
チューナ回路装置。 4、特許請求の範囲第1項記載のチューナ回路装置にお
いて、前記混合器の前記第1の同調出力電圧(VHFバ
ンド)信号の入力端子又は前記第2の同調出力電圧(U
HFバンド)信号の入力端子の何れか一方または双方に
、他バンドの信号の入力端子へ入力する信号を阻止し或
いは許す切換回路を具備したことを特徴とするチューナ
回路装置。 5、VHFバンド用の第1のRF増幅器、可変同調回路
および可変発振器と、UHFバンド用の第2のRF増幅
器、可変同調回路および可変発振器と、 第1の動作モードにおいては、前記第1のRF増幅器、
可変同調回路によりRF増幅され同調をとられた第1の
同調出力電圧と前記第1の可変発振器からの発振出力と
を入力されて中間周波出力に変換して出力するVHFバ
ンド用の混合器として動作し、第2の動作モードにおい
ては、前記第2のRF増幅器、可変同調回路によりRF
増幅され同調をとられた第2の同調出力電圧と前記第2
の可変発振器からの発振出力とを入力されて中間周波出
力に変換して出力するUHFバンド用の混合器として動
作するVHFバンド、UHFバンド共用の混合器と、 前記第1の動作モードでは、前記第1のRF増幅器、可
変同調回路および可変発振器に対する供給電源をオンし
て、前記第2のRF増幅器、可変同調回路および可変発
振器に対する供給電源をオフし、前記第2の動作モード
では、その逆に供給電源を切り換える電源オン・オフ手
段と、 前記共用の混合器からの中間周波出力を入力され増幅し
て出力するIF増幅回路と、から成るチューナ回路装置
において、前記共用の混合器、前記IF増幅回路および
前記第1および第2の発振器の全体を1チップICとし
てGaAsMESFETを用いて集積回路化したことを
特徴とするチューナ回路装置。
[Claims] 1. A first RF amplifier, variable tuning circuit, and variable oscillator for the VHF band, and a second RF amplifier, variable tuning circuit, and variable oscillator for the UHF band, in a first operating mode. is the first RF amplifier,
As a VHF band mixer which inputs a first tuned output voltage that has been RF amplified and tuned by a variable tuning circuit and an oscillation output from the first variable oscillator, converts it into an intermediate frequency output, and outputs it. and in a second mode of operation, the second RF amplifier and the variable tuning circuit generate RF
an amplified and tuned second tuned output voltage;
The VH operates as a UHF band mixer that inputs the oscillation output from the variable oscillator, converts it into an intermediate frequency output, and outputs it, and is configured with GaAs MESFETs.
a mixer for both F-band and UHF bands; and in the first operation mode, power supply to the first RF amplifier, variable tuning circuit, and variable oscillator is turned on, and the second RF amplifier, variable tuning circuit and a power supply on/off means for turning off the power supply to the variable oscillator and, in the second operation mode, switching the supply power vice versa; A tuner circuit device comprising: an IF amplifier circuit; 2. In the tuner circuit device according to claim 1, the VHF band also includes a CATV signal frequency band, and the VHF band including the CATV signal frequency band is divided into a high band and a low band. A tuner circuit device characterized in that tuning coils constituting the first variable tuning circuit are selectively used as two sets of coils that can be tuned to a band. 3. The tuner circuit device according to claim 1, wherein the mixer is in the first operation mode and is receiving the VHF band, or is in the second operation mode and is receiving the UH band.
A tuner circuit device comprising means for variably controlling the gain of the IF amplifier circuit depending on whether F-band is being received. 4. The tuner circuit device according to claim 1, wherein the first tuning output voltage (VHF band) signal input terminal of the mixer or the second tuning output voltage (U
1. A tuner circuit device characterized in that one or both of the input terminals for a signal in the HF band is provided with a switching circuit for blocking or allowing a signal to be input to the input terminal for a signal in another band. 5. A first RF amplifier, variable tuning circuit and variable oscillator for the VHF band, and a second RF amplifier, variable tuning circuit and variable oscillator for the UHF band; RF amplifier,
As a VHF band mixer which inputs a first tuned output voltage that has been RF amplified and tuned by a variable tuning circuit and an oscillation output from the first variable oscillator, converts it into an intermediate frequency output, and outputs the intermediate frequency output. and in a second mode of operation, the second RF amplifier and the variable tuning circuit generate RF
an amplified and tuned second tuned output voltage;
a VHF band and UHF band common mixer that operates as a UHF band mixer that receives an oscillation output from a variable oscillator, converts the input into an intermediate frequency output, and outputs the intermediate frequency output; In the second operation mode, the power supply to the first RF amplifier, the variable tuning circuit, and the variable oscillator is turned on, and the power supply to the second RF amplifier, the variable tuning circuit, and the variable oscillator is turned off, and vice versa. A tuner circuit device comprising: a power on/off means for switching power supply to the shared mixer; and an IF amplification circuit that receives, amplifies and outputs an intermediate frequency output from the shared mixer, the IF 1. A tuner circuit device characterized in that an amplifier circuit and the first and second oscillators are integrated into a single-chip IC using GaAs MESFETs.
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