JPH0116114B2 - - Google Patents
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- JPH0116114B2 JPH0116114B2 JP57180706A JP18070682A JPH0116114B2 JP H0116114 B2 JPH0116114 B2 JP H0116114B2 JP 57180706 A JP57180706 A JP 57180706A JP 18070682 A JP18070682 A JP 18070682A JP H0116114 B2 JPH0116114 B2 JP H0116114B2
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- voltage
- circuit
- voltage converter
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- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 10
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 10
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P5/00—Arrangements specially adapted for regulating or controlling the speed or torque of two or more electric motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、例えば縮率機能を有する複写機の光
源駆動用等に用いる電動機の速度制御装置に関す
るものである。
源駆動用等に用いる電動機の速度制御装置に関す
るものである。
従来例の構成とその問題点
複写機において、光源駆動とドラム駆動の個別
駆動では、精密な速度制御を要求されるため、両
者ともPLL制御をかけるのが一般的である。
駆動では、精密な速度制御を要求されるため、両
者ともPLL制御をかけるのが一般的である。
一方、拡大縮小機能を持たせる場合には、光源
駆動モータの速度をドラム駆動モータ速度に比べ
一定の比率で速めるか、遅らせばよい。このよう
に多段階の縮小機能を持たせるためには、光源駆
動モータの速度を縮率に必要な速度に切替えて
PLL制御していた。
駆動モータの速度をドラム駆動モータ速度に比べ
一定の比率で速めるか、遅らせばよい。このよう
に多段階の縮小機能を持たせるためには、光源駆
動モータの速度を縮率に必要な速度に切替えて
PLL制御していた。
第１図に複写機に用いた従来の電動機の速度制
御装置の一例を示す。第１図において、波形整形
回路１は、モータ７に連結された周波数発電機
（以下FGという）８の出力を波形整形する。波形
整形回路１の出力は周波数―電圧変換器を構成す
る単安定マルチバイブレータ（以下MMという）
２をトリガしている。外部の縮率設定器９はマル
チプレクサ１１に接続されており、縮率設定信号
によりMM２は、何段階かの内一つの所望パルス
巾をもつパルスを発生できるようになつている。
波形整形回路１の出力と、縮率設定器９の信号で
切替えられる基準発振器１０の出力とが、位相比
較器３（以下P.Dという）に入力される。このP.
D３とMM２の出力は加算増巾回路４で適当な配
分で加算増巾される。加算増巾回路４の出力は基
準電圧と比較回路５にて比較され、比較回路５の
出力は駆動回路６に入力され、その出力はモータ
７を駆動する。
御装置の一例を示す。第１図において、波形整形
回路１は、モータ７に連結された周波数発電機
（以下FGという）８の出力を波形整形する。波形
整形回路１の出力は周波数―電圧変換器を構成す
る単安定マルチバイブレータ（以下MMという）
２をトリガしている。外部の縮率設定器９はマル
チプレクサ１１に接続されており、縮率設定信号
によりMM２は、何段階かの内一つの所望パルス
巾をもつパルスを発生できるようになつている。
波形整形回路１の出力と、縮率設定器９の信号で
切替えられる基準発振器１０の出力とが、位相比
較器３（以下P.Dという）に入力される。このP.
D３とMM２の出力は加算増巾回路４で適当な配
分で加算増巾される。加算増巾回路４の出力は基
準電圧と比較回路５にて比較され、比較回路５の
出力は駆動回路６に入力され、その出力はモータ
７を駆動する。
第２図に加算増巾回路４の詳細を示す。図示す
る如く、MM２の出力とP.D３の出力は抵抗R1，
R2を通し加算されており、抵抗R4及びVRで適当
なバイアスが与えられている。
る如く、MM２の出力とP.D３の出力は抵抗R1，
R2を通し加算されており、抵抗R4及びVRで適当
なバイアスが与えられている。
第３図にMM２の特性を示す。特性曲線Ａは
MMの平均出力電圧Ｖが、必要とする最大周波数
nax以下で周波数に比例することを示してい
る。いま、基準周波数3でロツクしているとすれ
ば、MM２の出力電圧はV3となる。この電圧V3
と、位相比較器P.D３の出力電圧を加算し、適当
な位相にロツクするようにバイアス電圧が定めら
れる。
MMの平均出力電圧Ｖが、必要とする最大周波数
nax以下で周波数に比例することを示してい
る。いま、基準周波数3でロツクしているとすれ
ば、MM２の出力電圧はV3となる。この電圧V3
と、位相比較器P.D３の出力電圧を加算し、適当
な位相にロツクするようにバイアス電圧が定めら
れる。
次に基準周波数を1に下げたとすると、MM２
の出力電圧はV1となる。このとき、前と同一位
相にロツクさせるためには、V3からV1の電圧低
下分を補なうためにバイアス電圧を上げる必要が
ある。その一方法として基準周波数を1にした場
合には、MM２の特性が特性曲線Ｂになるよう、
また、基準周波数を2とした場合には、特性曲線
Ｃとなるように、MM２の出力パルス幅を切替え
てやればよい。こうすることによつて基準周波数
を変化させたとき、ロツク位相を変化させずに
PLL制御を行なうことができる。このように
MM２の特性を切換えなければ、基準周波数3で
位相ロツクがかかつていても、基準の周波数を1
や2とした場合MM２の出力電圧の変化分をP.D
３が補なわねばならないため位相ロツクがはずれ
てしまいPLL制御が不能となることがある。
の出力電圧はV1となる。このとき、前と同一位
相にロツクさせるためには、V3からV1の電圧低
下分を補なうためにバイアス電圧を上げる必要が
ある。その一方法として基準周波数を1にした場
合には、MM２の特性が特性曲線Ｂになるよう、
また、基準周波数を2とした場合には、特性曲線
Ｃとなるように、MM２の出力パルス幅を切替え
てやればよい。こうすることによつて基準周波数
を変化させたとき、ロツク位相を変化させずに
PLL制御を行なうことができる。このように
MM２の特性を切換えなければ、基準周波数3で
位相ロツクがかかつていても、基準の周波数を1
や2とした場合MM２の出力電圧の変化分をP.D
３が補なわねばならないため位相ロツクがはずれ
てしまいPLL制御が不能となることがある。
第４図にMM２の構成を示す。図に示す如く、
MM２は、縮率設定器９の信号でマルチプレクサ
１１によつて選択された抵抗r1〜roがC2と接続さ
れ、MM２の出力パルス巾を切替えることができ
るようになつていて、所望のMM２の特性が得ら
れる。しかしこの回路方式では、 (1) 外部からの縮率切替コードが必要であると共
に、マルチプレクサ１１が必要である。又、
MM２の充電抵抗r1〜roに高安定、高精度の抵
抗が切替段数に応じて数多く必要で、コストが
高くつく。
MM２は、縮率設定器９の信号でマルチプレクサ
１１によつて選択された抵抗r1〜roがC2と接続さ
れ、MM２の出力パルス巾を切替えることができ
るようになつていて、所望のMM２の特性が得ら
れる。しかしこの回路方式では、 (1) 外部からの縮率切替コードが必要であると共
に、マルチプレクサ１１が必要である。又、
MM２の充電抵抗r1〜roに高安定、高精度の抵
抗が切替段数に応じて数多く必要で、コストが
高くつく。
(2) 第３図から明らかなように、周波数によつて
速度系のゲインが変化する。
速度系のゲインが変化する。
(3) 段階的に切替えるため、縮率の異なる別機種
では、回路定数を変更する必要がある 等の欠点を有している。
では、回路定数を変更する必要がある 等の欠点を有している。
発明の目的
本発明は上記従来の欠点に鑑みてなされたもの
で、低コストで、周波数によるゲインの変化をな
くすことにより安定で、かつ無段階に制御できる
電動機の速度制御装置を提供しようとするもので
ある。
で、低コストで、周波数によるゲインの変化をな
くすことにより安定で、かつ無段階に制御できる
電動機の速度制御装置を提供しようとするもので
ある。
発明の構成
本発明は、単安定マルチバイブレータによる任
意の周波数での直流バイアス分を、基準発振器の
出力を用いて打消すようにして、基準周波数を変
えるだけで任意の基準周波数に追従してPLL制
御をかけることができるようにしたものである。
意の周波数での直流バイアス分を、基準発振器の
出力を用いて打消すようにして、基準周波数を変
えるだけで任意の基準周波数に追従してPLL制
御をかけることができるようにしたものである。
実施例の説明
以下、本発明の一実施例を第５図、第６図を参
照して説明する。なお、上記従来の構成と同一構
成部品は同一番号を付し、その説明を省略する。
第５図は本発明の回路構成を示すもので、図に示
す如く基準発振器１０の出力で第２の単安定マル
チバイブレータ１５（以下第２のMMという）を
トリガして、その反転出力を加算増巾回路４の加
算点に加算している。
照して説明する。なお、上記従来の構成と同一構
成部品は同一番号を付し、その説明を省略する。
第５図は本発明の回路構成を示すもので、図に示
す如く基準発振器１０の出力で第２の単安定マル
チバイブレータ１５（以下第２のMMという）を
トリガして、その反転出力を加算増巾回路４の加
算点に加算している。
第６図に第２のMM１５の特性を示す。第２の
MM１５の出力パルスを第１のMM２と全く同様
とすれば、第２のMM１５の反転出力の平均出力
電圧は、第６図に示す特性曲線Ｄに示すように、
第１のMM２の特性曲線Ａと同じ大きさで負の傾
きをもつ。第２のMM１５は基準発振器１０でト
リガされている為、その出力は負荷変動に伴う速
度変動には無関係であるから、nax以下の任意の
周波数で第１のMM２による平均直流バイアス分
は打消されたことになる。この結果、加算点には
等価的に位相変動分と速度変動分のみが加わるこ
とになり、基準周波数を変えるだけで任意の基準
周波数に追従してPLL制御をかけることができ
る。実際には回転数によつてチヨツパレベルは変
化させなければならない為に、第２のMM１５に
よる平均電圧特性を示す特性曲線Ｄの傾きは第１
のMM２の特性曲線Ａの傾きより若干小さくしな
ければならない。
MM１５の出力パルスを第１のMM２と全く同様
とすれば、第２のMM１５の反転出力の平均出力
電圧は、第６図に示す特性曲線Ｄに示すように、
第１のMM２の特性曲線Ａと同じ大きさで負の傾
きをもつ。第２のMM１５は基準発振器１０でト
リガされている為、その出力は負荷変動に伴う速
度変動には無関係であるから、nax以下の任意の
周波数で第１のMM２による平均直流バイアス分
は打消されたことになる。この結果、加算点には
等価的に位相変動分と速度変動分のみが加わるこ
とになり、基準周波数を変えるだけで任意の基準
周波数に追従してPLL制御をかけることができ
る。実際には回転数によつてチヨツパレベルは変
化させなければならない為に、第２のMM１５に
よる平均電圧特性を示す特性曲線Ｄの傾きは第１
のMM２の特性曲線Ａの傾きより若干小さくしな
ければならない。
したがつて、加算増幅回路４においては、特性
曲線Ａと特性曲線Ｄとを加えたものに、抵抗R4
及びVRでバイアスを加えた第７図に示すような
小さな傾きの特性曲線ＦとP.D3の出力との加算
が得られる。なお、P.D３の出力は同一負荷の場
合においては同一値をとるため、同一負荷時の加
算増巾回路４における特性曲線は特性曲線Ｆとほ
ぼ等しくなる。今、例えば無負荷状態とすれば基
準周波数が3から2に変化した場合、電動機の回
転数を上げる為に必要な電圧の増加分が（V3−
V2）であればよい。3から1に変化した場合も同
様に、回転数を下げるのに必要な電圧の減少分が
（V3−V1）となればよい。このようにすれば位相
比較出力に影響を与えず基準周波数に相当する回
転数でPLL制御ができる。負荷がかかれば負荷
の増加分に対する電圧の増加分は位相ロツク時に
は速度が一定の為、第１のMM２は変化せず位相
比較出力のみが負担して位相ロツク状態を維持す
る。従つて基準周波数が変つても無負荷状態での
位相比較出力は一定であるから、広範囲に基準周
波数が変化しても、無負荷でのロツク位相をバイ
アス調整のVRで適切に調整しておけば、任意の
基準周波数に追従して十分大きな負荷範囲に対し
てPLL制御が可能となる。
曲線Ａと特性曲線Ｄとを加えたものに、抵抗R4
及びVRでバイアスを加えた第７図に示すような
小さな傾きの特性曲線ＦとP.D3の出力との加算
が得られる。なお、P.D３の出力は同一負荷の場
合においては同一値をとるため、同一負荷時の加
算増巾回路４における特性曲線は特性曲線Ｆとほ
ぼ等しくなる。今、例えば無負荷状態とすれば基
準周波数が3から2に変化した場合、電動機の回
転数を上げる為に必要な電圧の増加分が（V3−
V2）であればよい。3から1に変化した場合も同
様に、回転数を下げるのに必要な電圧の減少分が
（V3−V1）となればよい。このようにすれば位相
比較出力に影響を与えず基準周波数に相当する回
転数でPLL制御ができる。負荷がかかれば負荷
の増加分に対する電圧の増加分は位相ロツク時に
は速度が一定の為、第１のMM２は変化せず位相
比較出力のみが負担して位相ロツク状態を維持す
る。従つて基準周波数が変つても無負荷状態での
位相比較出力は一定であるから、広範囲に基準周
波数が変化しても、無負荷でのロツク位相をバイ
アス調整のVRで適切に調整しておけば、任意の
基準周波数に追従して十分大きな負荷範囲に対し
てPLL制御が可能となる。
このようにすれば、速度変動分のゲインは、第
１のMM２の特性曲線Ａの傾きで決まる為、ゲイ
ンが従来のように低周波数では高く、高周波数で
は低くなるということはなくなる。従つて、周波
数に無関係にゲインが一定であることから、広い
周波数で制御性能が安定する。
１のMM２の特性曲線Ａの傾きで決まる為、ゲイ
ンが従来のように低周波数では高く、高周波数で
は低くなるということはなくなる。従つて、周波
数に無関係にゲインが一定であることから、広い
周波数で制御性能が安定する。
以上、周波数―電圧変換器として単安定マルチ
バイブレータを使用した例をあげたが、他には、
CRの微分による構成も可能である。このときに
は、周波数―電圧特性が非線形である為、周波数
の範囲と制御性能の面では、単安定マルチバイブ
レータを使用したものより劣るが、ほぼ同様の特
性が得られる。
バイブレータを使用した例をあげたが、他には、
CRの微分による構成も可能である。このときに
は、周波数―電圧特性が非線形である為、周波数
の範囲と制御性能の面では、単安定マルチバイブ
レータを使用したものより劣るが、ほぼ同様の特
性が得られる。
以上の構成によれば、単安定マルチバイブレー
タの素子が１個増加するだけで、外部縮率設定器
９から縮率切替コードを必要としないため、接続
端子が不要であり、さらにマルチプレクサ１１も
不要であり多数の高安定高精度の抵抗が２本です
む等から総合的にはコストダウンが図れる。ま
た、基準周波数を変化させれば、それに追従して
無段階にPLL制御ができるため、縮率の異なる
機種でも適用でき、縮率切替コード不要という点
でも使い勝手がよい。
タの素子が１個増加するだけで、外部縮率設定器
９から縮率切替コードを必要としないため、接続
端子が不要であり、さらにマルチプレクサ１１も
不要であり多数の高安定高精度の抵抗が２本です
む等から総合的にはコストダウンが図れる。ま
た、基準周波数を変化させれば、それに追従して
無段階にPLL制御ができるため、縮率の異なる
機種でも適用でき、縮率切替コード不要という点
でも使い勝手がよい。
発明の効果
以上の説明から明らかなように本発明によれ
ば、基準周波数を変えるだけで任意の基準周波数
に追従して無段階にPLL制御をかけることがで
きると共に、周波数によらず速度系のゲインは一
定であらゆる周波数で安定性能が得られるなどの
効果を奏する。
ば、基準周波数を変えるだけで任意の基準周波数
に追従して無段階にPLL制御をかけることがで
きると共に、周波数によらず速度系のゲインは一
定であらゆる周波数で安定性能が得られるなどの
効果を奏する。
第１図は複写機に用いた従来の電動機の速度制
御装置のブロツク図、第２図は第１図に示す加算
増巾回路の具体構成を示す回路図、第３図は第１
図に示す単安定マルチバイブレータの特性図、第
４図は第１図に示す単安定マルチバイブレータの
回路構成を示す回路図、第５図は本発明の実施例
にかかる電動機の速度制御装置のブロツク図、第
６図は第５図に示す基準周波数によつてトリガさ
れる第２の単安定マルチバイブレータの特性図、
第７図は第１の単安定マルチバイブレータの出力
と第２の単安定マルチバイブレータの出力の加算
値にバイアス電圧を加算した特性図である。 １……波形整形回路、２……単安定マルチバイ
ブレータ（第１の周波数―電圧変換器）、３……
位相比較器、４……加算増巾回路、５……比較回
路、６……駆動回路、７……電動機（モータ）、
８……周波数発電機、１０……基準発振器、１５
……単安定マルチバイブレータ（第２の周波数―
電圧変換器）。
御装置のブロツク図、第２図は第１図に示す加算
増巾回路の具体構成を示す回路図、第３図は第１
図に示す単安定マルチバイブレータの特性図、第
４図は第１図に示す単安定マルチバイブレータの
回路構成を示す回路図、第５図は本発明の実施例
にかかる電動機の速度制御装置のブロツク図、第
６図は第５図に示す基準周波数によつてトリガさ
れる第２の単安定マルチバイブレータの特性図、
第７図は第１の単安定マルチバイブレータの出力
と第２の単安定マルチバイブレータの出力の加算
値にバイアス電圧を加算した特性図である。 １……波形整形回路、２……単安定マルチバイ
ブレータ（第１の周波数―電圧変換器）、３……
位相比較器、４……加算増巾回路、５……比較回
路、６……駆動回路、７……電動機（モータ）、
８……周波数発電機、１０……基準発振器、１５
……単安定マルチバイブレータ（第２の周波数―
電圧変換器）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電動機に連結された周波数発電機と、この周
波数発電機の出力波形を整形する波形整形回路
と、この波形整形回路の出力周波数を電圧に変換
する第１の周波数―電圧変換器と、基準周波数を
可変とし、任意の基準周波数に設定する手段から
の信号を入力する基準発振器と、前記波形整形回
路の出力と基準発振器の出力とを比較し位相差出
力を出力する位相比較器と、前記第１の周波数―
電圧変換器と前記位相比較器の出力を加算増巾す
る加算増巾回路と、前記加算増巾回路の出力と基
準電圧とを比較する比較回路と、前記比較回路の
出力を増巾し電動機電流を制御する駆動回路と、
前記基準発振器の出力周波数を電圧に変換する第
２の周波数―電圧変換器とを備え、前記第１の周
波数―電圧変換器の周波数―電圧特性曲線の傾き
が、前記第２の周波数―電圧変換器の周波数―電
圧特性曲線の傾きと逆で、かつ前記第２の周波数
―電圧変換器の出力を前記加算増巾回路の加算点
に印加してなる電動機の速度制御装置。 ２ 第１の周波数―電圧変換器及び第２の周波数
―電圧変換器は、単安定マルチバイブレータで構
成した特許請求の範囲第１項記載の電動機の速度
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57180706A JPS5970191A (ja) | 1982-10-14 | 1982-10-14 | 電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57180706A JPS5970191A (ja) | 1982-10-14 | 1982-10-14 | 電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5970191A JPS5970191A (ja) | 1984-04-20 |
| JPH0116114B2 true JPH0116114B2 (ja) | 1989-03-22 |
Family
ID=16087885
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57180706A Granted JPS5970191A (ja) | 1982-10-14 | 1982-10-14 | 電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5970191A (ja) |
-
1982
- 1982-10-14 JP JP57180706A patent/JPS5970191A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5970191A (ja) | 1984-04-20 |
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