JP7464646B2 - 二周波電源装置、高周波加熱装置及び高周波焼入装置 - Google Patents

二周波電源装置、高周波加熱装置及び高周波焼入装置 Download PDF

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Description

本発明の実施形態は、二周波電源装置、高周波加熱装置及び高周波焼入装置に関する。
鋼部材に対して焼入処理を施し、表面を硬化する技術が知られている。焼入処理においては、鋼部材を加熱する工程と、加熱した鋼部材を急冷する工程を続けて実施する。歯車等の複雑な形状の部材の表面を効果的に加熱する方法として、二種類の周波数の高周波を用いた高周波焼入処理が知られている（特許文献１参照）。
このような高周波焼入処理に用いられる二周波電源装置においては、耐久性の向上が望まれている。
特許第４４２７４１７号公報
本発明の実施形態の目的は、耐久性が高い二周波電源装置、高周波加熱装置及び高周波焼入装置を提供することである。
本発明の実施形態に係る二周波電源装置は、第１周波数の第１交流電流と、前記第１周波数よりも高い第２周波数の第２交流電流と、を交互に出力する電源部と、第１マッチングトランスを有し、前記電源部の出力電流が入力され、前記第１交流電流を出力可能な第１整合器と、第２マッチングトランスを有し、前記電源部の出力電流が入力され、前記第２交流電流を出力可能な第２整合器と、を備える。前記電源部は、直流電流を前記第１交流電流及び前記第２交流電流に変換するインバータと、前記インバータを制御する制御部と、を有する。前記制御部は、前記第１交流電流を出力する第１出力期間と、出力を停止する第１休止期間と、前記第２交流電流を出力する第２出力期間と、出力を停止する第２休止期間と、をこの順に繰り返し実現する。前記制御部は、前記第１休止期間の長さを、前記第１出力期間を前記第１休止期間に切り替えてから前記電源部の出力電圧の極性が４回目に反転するまでの時間よりも長くする。
本発明の実施形態に係る高周波加熱装置は、前記二周波電源装置と、前記二周波電源装置から前記第１交流電流及び前記第２交流電流が入力されるコイルと、を備える。
本発明の実施形態に係る高周波焼入装置は、前記高周波加熱装置と、前記高周波加熱装置によって加熱されたワークを冷却する冷却装置と、を備える。
本発明の実施形態によれば、耐久性が高い二周波電源装置、高周波加熱装置及び高周波焼入装置を実現することができる。
図１は、実施形態に係る高周波焼入装置を示すブロック図である。 図２は、実施形態に係る高周波加熱装置を示すブロック図である。 図３は、実施形態に係る二周波電源装置の電源部を示すブロック図である。 図４は、電源部のインバータを示す回路図である。 図５（ａ）は、第１整合器を示す回路図であり、図５（ｂ）は第２整合器を示す回路図である。 図６は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、実施形態におけるインバータの動作を示すタイミングチャートである。 図７は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、実施形態における電源部の動作を模式的に示すタイミングチャートである。 図８は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、実施形態において第１出力期間から第１休止期間を経て第２出力期間に移行する動作を示すタイミングチャートである。 図９は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、実施形態において第２出力期間から第２休止期間を経て第１出力期間に移行する動作を示すタイミングチャートである。 図１０は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、比較例において第１出力期間から第１休止期間を経て第２出力期間に移行する動作を示すタイミングチャートである。 図１１は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、比較例において第２出力期間から第２休止期間を経て第１出力期間に移行する動作を示すタイミングチャートである。 図１２は、横軸に低周波電流の周波数をとり、縦軸に電源部の出力電圧の極性が４回目に反転するまでの時間Ｔａをとって、本試験例における低周波電流の周波数と時間Ｔａとの関係を示すグラフである。
＜実施形態＞
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本実施形態に係る高周波焼入装置を示すブロック図である。
図１に示すように、本実施形態に係る高周波焼入装置１００においては、高周波加熱装置１０１と、冷却装置１０２が設けられている。高周波加熱装置１０１は、ワーク２００を誘導加熱する。ワーク２００は鋼からなる部材であり、例えば、複雑な形状の部材であり、例えば、歯車である。高周波加熱装置１０１は、ワーク２００の焼入予定部分、例えば、表面の一部をオーステナイト変態点よりも高い温度まで加熱する。冷却装置１０２は例えば水冷装置であり、高周波加熱装置１０１によって加熱されたワーク２００を急冷する。
図２は、本実施形態に係る高周波加熱装置を示すブロック図である。
図２に示すように、本実施形態に係る高周波加熱装置１０１においては、二周波電源装置１と、コイル９０が設けられている。コイル９０はワーク２００の近傍に配置され、二周波電源装置１から交流電流が供給される。これにより、コイル９０はワーク２００を誘導加熱する。
二周波電源装置１においては、電源部１０と、第１整合器６０と、第２整合器７０と、変成器８０が設けられている。電源部１０は、第１周波数の低周波電流（第１交流電流）と、第１周波数よりも高い第２周波数の高周波電流（第２交流電流）と、を交互に出力する。一例では、第１周波数は３ｋＨｚであり、第２周波数は８０ｋＨｚである。
第１整合器６０及び第２整合器７０は、電源部１０の出力端子に接続されている。第１整合器６０は低周波電流にマッチングされており、電源部１０から出力された低周波電流を通過させる。第２整合器７０は高周波電流にマッチングされており、電源部１０から出力された高周波電流を通過させる。第１整合器６０と変成器８０との間には、共振用の整合コンデンサ６９が設けられており、低周波電流の周波数（第１周波数）で共振するように調整されている。第２整合器７０と変成器８０との間にも、共振用の整合コンデンサ７９が設けられており、高周波電流の周波数（第２周波数）で共振するように調整されている。変成器８０は、第１整合器６０の出力電流及び第２整合器７０の出力電流が入力され、入力された電流の電圧及び電流を変換してコイル９０に対して出力する。
図３は、本実施形態に係る二周波電源装置の電源部を示すブロック図である。
図３に示すように、二周波電源装置１の電源部１０においては、外部から入力された交流電流Ｉ１を直流電流Ｉ２に変換するコンバータ２０と、コンバータ２０から出力された直流電流Ｉ２を任意の周波数の交流電流Ｉ３に変換するインバータ３０と、コンバータ２０及びインバータ３０を制御する制御部４０と、が設けられている。また、電源部１０には、インバータ３０に接続された一対の出力端子１１及び１２が設けられている。なお、本明細書において、「直流」には、電流値が一定である狭義の直流の他に、脈流も含まれる。インバータ３０は、コンバータ２０から入力された直流電流Ｉ２を上述の低周波電流及び高周波電流に変換して出力する。
図４は、電源部のインバータを示す回路図である。
図４に示すように、インバータ３０においては、スイッチング素子３１～３４が設けられている。スイッチング素子３１～３４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）である。なお、スイッチング素子３１～３４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）であってもよい。各スイッチング素子３１～３４には、スイッチング部分とダイオード部分とが設けられており、相互に並列に接続されている。スイッチング部分はゲートを含み、ゲートに印加された電位によって導通と非導通とが切り替わる。
また、インバータ３０には、高電位配線３５及び低電位配線３６が設けられている。高電位配線３５にはコンバータ２０から高電位側電位が供給され、低電位配線３６にはコンバータ２０から低電位側電位が供給される。
スイッチング素子３１は、高電位配線３５（高電位側電位）と電源部１０の出力端子１１との間に接続されている。スイッチング素子３２は、低電位配線３６（低電位側電位）と出力端子１１との間に接続されている。スイッチング素子３３は、高電位配線３５と電源部１０の出力端子１２との間に接続されている。スイッチング素子３４は、低電位配線３６と出力端子１２との間に接続されている。
スイッチング素子３１～３４の各ゲートは、制御部４０に接続されている。制御部４０はスイッチング素子３１～３４の各ゲートに所望の電位を印加することにより、スイッチング素子３１～３４のスイッチング部分の導通／非導通を相互に独立して切り替えることができる。図４においては、出力端子１１と出力端子１２との間に負荷Ｌを接続している。負荷Ｌは、上述の第１整合器６０、第２整合器７０、変成器８０及びコイル９０を含んでいる。
なお、高電位配線３５と低電位配線３６との間には、スイッチング素子３１～３４からなるブリッジ回路が複数個、並列に接続されていてもよい。これにより、コイル９０に供給する電流を増加させることができる。
図５（ａ）は、第１整合器を示す回路図であり、図５（ｂ）は第２整合器を示す回路図である。
図５（ａ）に示すように、第１整合器６０においては、マッチングトランス６１が設けられている。マッチングトランス６１においては、切替スイッチ６２と、一次コイル６３と、二次コイル６４と、鉄芯６５が設けられている。一次コイル６３は電源部１０に接続されており、二次コイル６４は変成器８０に接続されている。切替スイッチ６２は一次コイル６３における電流が流れる部分の長さを選択することにより、一次コイル６３のインピーダンスを制御する。一次コイル６３と二次コイル６４は鉄芯６５に巻かれており、磁気的に相互に結合している。
同様に、図５（ｂ）に示すように、第２整合器７０においては、マッチングトランス７１が設けられている。マッチングトランス７１においては、切替スイッチ７２と、一次コイル７３と、二次コイル７４と、鉄芯７５が設けられている。一次コイル７３は電源部１０に接続されており、二次コイル７４は変成器８０に接続されている。切替スイッチ７２は一次コイル７３における電流が流れる部分の長さを選択することにより、一次コイル７３のインピーダンスを制御する。一次コイル７３と二次コイル７４は鉄芯７５に巻かれており、磁気的に相互に結合している。
次に、本実施形態に係る高周波焼入装置の動作について説明する。
図６は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、本実施形態におけるインバータの動作を示すタイミングチャートである。
図７は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、本実施形態における電源部の動作を模式的に示すタイミングチャートである。
図６及び図７の縦軸が表す出力電圧は、出力端子１２に対する出力端子１１の電位である。
なお、図７においては、電流の波形と周波数の切り替えのタイミングを同時に可視化するために、横軸の縮尺は正確でなくなっている。実際には、低周波電流が出力される第１出力期間Ｔ１１、第１休止期間Ｔ１２、高周波電流が出力される第２出力期間Ｔ１３、及び、第２休止期間Ｔ１４の長さは、各電流の周期に対して十分に長い。後述する図８～図１１についても図７と同様である。なお、電源部１０の出力電圧は方形波であり、出力電流は正弦波である。
図３に示すように、電源部１０のコンバータ２０には、交流電流Ｉ１として、例えば、商用の交流電流、例えば、４４０Ｖの三相電流が入力される。コンバータ２０は交流電流Ｉ１を平滑化して直流電流Ｉ２を生成し、インバータ３０に対して出力する。直流電流Ｉ２の最大電圧は例えば５５０Ｖである。
図４及び図６に示すように、電源部１０の制御部４０は、第１導通期Ｔ１、第１不通期Ｔ２、第２導通期Ｔ３及び第２不通期Ｔ４を、この順に繰り返し実現する。
第１導通期Ｔ１においては、制御部４０は、スイッチング素子３１及びスイッチング素子３４を導通させ、スイッチング素子３２及びスイッチング素子３３を導通させない。これにより、負荷Ｌには図４に実線の矢印Ｖ１で示す順方向の電圧が印加される。
第１不通期Ｔ２においては、制御部４０は、スイッチング素子３１、３２、３３及び３４を全て導通させない。このとき、スイッチング素子３２及び３３のダイオード部分には出力電流が流れるため、負荷Ｌには破線の矢印Ｖ２で示す逆方向の電圧が印加される。
第２導通期Ｔ３においては、制御部４０は、スイッチング素子３２及びスイッチング素子３３を導通させ、スイッチング素子３１及びスイッチング素子３４を導通させない。これにより、負荷Ｌには図４に破線の矢印Ｖ２で示す逆方向の電圧が印加される。
第２不通期Ｔ４においては、制御部４０は、スイッチング素子３１、３２、３３及び３４を全て導通させない。このとき、スイッチング素子３１及び３４のダイオード部分には出力電流が流れるため、負荷Ｌには実線の矢印Ｖ１で示す順方向の電圧が印加される。
このようにして、図３に示すように、インバータ３０は交流電流Ｉ３を出力する。そして、制御部４０が第１導通期Ｔ１、第１不通期Ｔ２、第２導通期Ｔ３及び第２不通期Ｔ４からなるサイクルの周期を切り替えることにより、図７に示すように、電源部１０は低周波電流と高周波電流を交互に出力する。低周波電流を出力する第１出力期間Ｔ１１の長さと、高周波電流を出力する第２出力期間Ｔ１３の長さは、それぞれ任意に制御することができる。例えば、第１出力期間Ｔ１１の長さと第２出力期間Ｔ１３の長さの比は、１：１としてもよい。この場合、第１出力期間Ｔ１１の長さと第２出力期間Ｔ１３の長さは、それぞれ、５０ｍｓ（ミリ秒）としてもよい。
図２に示すように、低周波の整合コンデンサ６９と第１整合器６０のインダクタンスによる共振回路により第１周波数が選択されることにより、電源部１０から出力された低周波電流が第１整合器６０を通過する。同様に、高周波の整合コンデンサ７９と第２整合器７０のインダクタンスによる共振回路により第２周波数が選択されることにより、電源部１０から出力された高周波電流が第２整合器７０を通過する。第１整合器６０から出力された低周波電流及び第２整合器７０から出力された高周波電流は、変成器８０に入力される。変成器８０は、入力された電圧及び電流を変換して、コイル９０に対して出力する。
これにより、コイル９０は、ワーク２００を誘導加熱する。このとき、コイル９０には低周波電流及び高周波電流が供給されるため、ワーク２００が複雑な形状であっても、焼入予定部分を均一に加熱することが可能である。例えば、ワーク２００が歯車である場合、低周波電流によってワーク２００の歯底を加熱し、高周波電流によってワーク２００の歯先を加熱する。
図１に示すように、高周波加熱装置１０１がワーク２００の焼入予定部分をオーステナイト変態点よりも高い温度まで加熱した後、冷却装置１０２がワーク２００を急冷する。これにより、ワーク２００の焼入予定部分に焼入処理が施される。
次に、電源部１０が第１出力期間Ｔ１１、第１休止期間Ｔ１２、第２出力期間Ｔ１３及び第２休止期間Ｔ１４を切り替える方法について、より詳細に説明する。
図８は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、本実施形態において第１出力期間Ｔ１１から第１休止期間Ｔ１２を経て第２出力期間Ｔ１３に移行する動作を示すタイミングチャートである。
図９は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、本実施形態において第２出力期間Ｔ１３から第２休止期間Ｔ１４を経て第１出力期間Ｔ１１に移行する動作を示すタイミングチャートである。
図８に示すように、電源部１０の制御部４０は、第１出力期間Ｔ１１を実行する。これにより、電源部１０は低周波電流を出力する。次に、制御部４０は第１出力期間Ｔ１１を終了させる。第１出力期間Ｔ１１の最後は第１導通期Ｔ１（図６参照）とする。第１導通期Ｔ１において、負荷Ｌには図４に実線の矢印Ｖ１で示す順方向の電圧が印加される。
次に、制御部４０は、第１休止期間Ｔ１２を開始する。すなわち、スイッチング素子３１、３２、３３及び３４を全て非導通とする。このとき、スイッチング素子のスイッチングに対して、電流の位相がわずかに遅れているため、第１休止期間Ｔ２の直後は負荷Ｌに第１導通期Ｔ１と同じ方向に電流が流れようとする。このため、スイッチング素子３２及び３３のダイオード部分に電流が流れ、一瞬電圧が反転する。これにより、インバータ３０の出力電圧の極性は、第１休止期間Ｔ１２の開始直後のタイミングｔｍ１において１回目に反転し、負荷Ｌには図４に矢印Ｖ２で示す逆方向の電圧が印加される。
その後、共振による振動電流が反転し、スイッチング素子３１及びスイッチング素子３４のダイオード部分３４ｄを通って電流が流れる。これにより、タイミングｔｍ２において、インバータ３０の出力電圧の極性は２回目に反転し、負荷Ｌには矢印Ｖ１で示す順方向の電圧が印加される。
第１休止期間Ｔ１２に入った直後は、共振が持続しているため、振動電流が低周波の共振周波数と同程度で振動する。電流の振動により、電流の方向が反転し、スイッチング素子３２及び３３のダイオード部分を流れるようになる。これにより、出力電圧の極性がタイミングｔｍ３において３回目に反転する。
第１出力期間Ｔ１１において出力していた低周波電流は周波数が低いため、第１休止期間Ｔ１２に入った後、共振による振動が持続し難く、次の極性の反転は共振周波数より長くなりやすい。電流の振動が持続しているため、再び電流の方向が反転し、スイッチング素子３１及び３４のダイオード部分を流れる。これにより、出力電圧の極性もタイミングｔｍ４において４回目に反転する。タイミングｔｍ３とタイミングｔｍ４との間においては、負荷Ｌに逆方向の電圧が印加される。
以後、負荷Ｌに流れる電流は、振動しながら減衰する。これに伴い、負荷Ｌに印加される電圧、すなわち、電源部１０の出力電圧も、振動しながら減衰する。タイミングｔｍ４より後のタイミングｔｍ５において、電源部１０の出力電圧の極性は５回目に反転する。タイミングｔｍ４とタイミングｔｍ５との間においては、負荷Ｌに順方向の電圧が印加される。
そして、本実施形態においては、制御部４０は、第１休止期間Ｔ１２の長さを、第１出力期間Ｔ１１を第１休止期間Ｔ１２に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が４回目に反転するタイミングｔｍ４までの時間Ｔａよりも長くする。より好ましくは、制御部４０は、第１休止期間Ｔ１２の長さを、第１出力期間Ｔ１１を第１休止期間Ｔ１２に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が５回目に反転するタイミングｔｍ５までの時間Ｔｂよりも長くする。すなわち、Ｔ１２＞Ｔａとし、より好ましくは、Ｔ１２＞Ｔｂとする。
次に、制御部４０は、第１休止期間Ｔ１２を終了した後、第２出力期間Ｔ１３を実行する。これにより、電源部１０から高周波電流が出力される。
次に、図９に示すように、制御部４０は第２出力期間Ｔ１３を終了させ、第２休止期間Ｔ１４を開始する。すなわち、スイッチング素子３１、３２、３３及び３４を全て非導通とする。第２休止期間Ｔ１４の長さについても、第１休止期間Ｔ１２と同様に、第２出力期間Ｔ１３を第２休止期間Ｔ１４に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が４回目に反転するタイミングまでの時間よりも長くする。すなわち、Ｔ１４＞Ｔａとする。より好ましくは、制御部４０は、第２休止期間Ｔ１４の長さを、第２出力期間Ｔ１３を第２休止期間Ｔ１４に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が５回目に反転するタイミングまでの時間よりも長くする。すなわち、Ｔ１４＞Ｔｂとする。なお、第１休止期間Ｔ１２と比較して、第２出力期間Ｔ１３において出力される高周波電流の周波数は高いため、振動電流の周波数も高く、上述の条件を満たしやすい。制御部４０は、第２休止期間Ｔ１４を終了させた後、再び、第１出力期間Ｔ１１を開始する。第１出力期間Ｔ１１の最初は第２導通期Ｔ３（図６参照）とする。第２導通期Ｔ３において、負荷Ｌには逆方向の電圧が印加される。但し、これには限定されず、第１出力期間Ｔ１１の最初は第１導通期Ｔ１としてもよい。
本実施形態によれば、第１休止期間Ｔ１２の長さを、第１出力期間Ｔ１１を第１休止期間Ｔ１２に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が４回目に反転するタイミングｔｍ４までの時間Ｔａよりも長くすることにより、再び、第１出力期間Ｔ１１を開始したときに、サージ電流の発生を抑制できる。これにより、サージ電流に起因してスイッチング素子３１～３４が損傷を受けることを抑制できる。この結果、本実施形態に係る二周波電源装置１は耐久性が高い。
また、第１休止期間Ｔ１２の長さを、第１出力期間Ｔ１１を第１休止期間Ｔ１２に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が５回目に反転するタイミングｔｍ５までの時間Ｔｂよりも長くすることにより、その後の第１出力期間Ｔ１１におけるサージ電流の発生をより効果的に抑制することができる。この結果、二周波電源装置１の耐久性をより向上できる。
同様に、第２休止期間Ｔ１４の長さを、第２出力期間Ｔ１３を第２休止期間Ｔ１４に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が４回目に反転するタイミングまでの時間よりも長くすることにより、再び、第２出力期間Ｔ１３を開始したときに、サージ電流の発生を抑制できる。これにより、サージ電流に起因してスイッチング素子３１～３４が損傷を受けることを抑制できる。
また、第２休止期間Ｔ１４の長さを、第２出力期間Ｔ１３を第２休止期間Ｔ１４に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が５回目に反転するタイミングまでの時間よりも長くすることにより、その後の第２出力期間Ｔ１３におけるサージ電流の発生をより効果的に抑制することができる。
＜比較例＞
次に、比較例について説明する。
図１０は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、本比較例において第１出力期間Ｔ１１から第１休止期間Ｔ１２を経て第２出力期間Ｔ１３に移行する動作を示すタイミングチャートである。
図１１は、横軸に時間をとり、縦軸に電源部の出力電圧をとって、本比較例において第２出力期間Ｔ１３から第２休止期間Ｔ１４を経て第１出力期間Ｔ１１に移行する動作を示すタイミングチャートである。
なお、図１１には、電源部１０のインバータ３０に流れるサージ電流も破線で示している。
図１０に示すように、本比較例においては、第１休止期間Ｔ１２の長さを、第１出力期間Ｔ１１を第１休止期間Ｔ１２に切り替えてから、４回目に反転するまでに時間Ｔａ（図８参照）よりも短くしている。すなわち、第１休止期間Ｔ１２の開始後、インバータ３０の出力電圧の極性が３回目に反転するタイミングｔｍ３の後、４回目に反転するタイミングｔｍ４（図８参照）の前に、第２出力期間Ｔ１３を開始している。
この場合、図１１に示すように、第２休止期間Ｔ１４の後、第１出力期間Ｔ１１を第２導通期Ｔ３（図６参照）から開始したときに、図１１に破線で示すサージ電流Ｉｓが電源部１０のインバータ３０に流れる。これにより、インバータ３０を構成するスイッチング素子３１～３４が損傷する可能性がある。
以下、本比較例においてサージ電流が発生するメカニズムについて説明する。
なお、以下で説明するメカニズムは推定されたものであり、確定されたものではない。
図６及び図１０に示すように、低周波電流を出力する第１出力期間Ｔ１１においては、第２出力期間Ｔ１３と比較して、第１導通期Ｔ１及び第２導通期Ｔ３のそれぞれの時間が長いため、第１導通期Ｔ１及び第２導通期Ｔ３が実行されるたびに、第１整合器６０のマッチングトランス６１の鉄芯６５及び第２整合器７０のマッチングトランス７１の鉄芯７５が偏磁されて磁気飽和に近い状態となる。高周波用のマッチングトランス７１の鉄芯７５は、低周波用のマッチングトランス６１の鉄芯６５よりも断面積が小さいため、より磁気飽和しやすい。第１出力期間Ｔ１１の最後に第１導通期Ｔ１を実行した場合は、鉄芯６５が順方向に偏磁された状態で第１出力期間Ｔ１１が終了する。
また、本比較例においては、第１休止期間Ｔ１２が短く、偏磁が十分に解消される前に第２出力期間Ｔ１３に移行する。第２出力期間Ｔ１３においては、第１導通期Ｔ１と第２導通期Ｔ３が同じ時間で交互に切り替わり、両方の極性には同じ時間、同じ電圧が印加されるため、マッチングマッチングトランスの偏磁はほとんど解消されない。また、第２出力期間Ｔ１３に続く第２休止期間Ｔ１４においては、マッチングトランス６１及び７１には偏った電圧が印加されるものの、第２出力期間Ｔ１３における周波数が高いため、偏った電圧が印加される時間は短時間で終わる。第２休止期間Ｔ１４の開始直後の振動電流による電圧印加期間に対して、第２休止期間Ｔ１４は十分に長いため、第２休止期間Ｔ１４における偏磁の度合いは小さい。但し、第１休止期間Ｔ１２において発生した偏磁は解消されない。
そして、図１１に示すように、第１出力期間Ｔ１１が第２導通期Ｔ３から開始されると、逆方向の偏磁が解消されていない鉄芯６５及び鉄芯７５に更に逆方向の電圧が印加されて、鉄芯６５又は鉄芯７５が磁気飽和する。これにより、マッチングトランス６１又は７１は鉄芯がない状態と同じになり、電気的にはほぼ１次巻線のみの状態なる。それによりインピーダンスが急激に低下し、電源の出力電流が急激に増加する。そのため、インバータ３０を構成するスイッチング素子３１～３４に高いサージ電圧が発生し、大きなサージ電流Ｉｓが流れる。この結果、インバータ３０を構成するスイッチング素子３１～３４が損傷する。
第１休止期間Ｔ１２においては、共振による振動電流がスイッチング素子３２及び３３の各ダイオード部分に流れることにより、負荷Ｌに逆方向の電圧が印加される。振動電流が弱まることにより振動の周期が長くなるため、タイミングｔｍ２とタイミングｔｍ３の間の期間よりも、タイミングｔｍ３とタイミングｔｍ４の間の期間の方が長くなる。上述の如く、タイミングｔｍ３とタイミングｔｍ４の間の期間においては、負荷Ｌに逆方向の電圧が印加されるため、鉄芯６５及び７５は逆方向側に偏磁してしまう。本実施形態においては、図８に示すように、第１休止期間Ｔ１２を時間Ｔａよりも長くしている。これにより、第１休止期間Ｔ１２の終期がタイミングｔｍ４よりも後になるため、タイミングｔｍ４以後に振動電流により負荷Ｌに順方向の電圧が印加され、逆方向側の偏磁が解消される。したがって、図９に示すように、次の第１出力期間Ｔ１１が第２導通期Ｔ３から開始されても、鉄芯６５が磁気飽和せず、サージ電流Ｉｓが流れない。
なお、サージ電流を抑制するためには、第１休止期間Ｔ１２の上限は特に設定されないが、第１休止期間Ｔ１２を長くするほど、コイル９０に電流が供給されない時間が増えるため、加熱効率は低下する。したがって、加熱効率を確保するためには、第１休止期間Ｔ１２は短い方が好ましい。
＜試験例＞
次に、本実施形態の試験例について説明する。
本試験例においては、前述の実施形態に係る二周波電源装置１を実際に作製し、低周波電流の周波数を異ならせて動作させた。そして、電源部１０の出力電圧をモニターし、第１出力期間Ｔ１１を第１休止期間Ｔ１２に切り替えてから、電源部１０の出力電圧の極性が４回目に反転するまでの時間Ｔａを測定した。
図１２は、横軸に低周波電流の周波数をとり、縦軸に電源部１０の出力電圧の極性が４回目に反転するまでの時間Ｔａをとって、本試験例における低周波電流の周波数と時間Ｔａとの関係を示すグラフである。
図１２に示すように、低周波電流の周波数が低いほど、時間Ｔａは長くなった。これは、周波数が低いほど第１導通期Ｔ１と第２導通期Ｔ３が長くなるため、共振周波数による出力電流の周波数も低くなる。それにより、電流が振動する周期が長くなるため、第１休止期間Ｔ１２に入ったときに持続する電流振動が弱くなった状態では、電流の振動周期が長くなる。そのため、４回目に反転するまでの時間Ｔａが長くなるためと推定される。一方、第１導通期Ｔ１又は第２導通期Ｔ３が長いほど、鉄芯６５及び７５の偏磁が強くなり、偏磁の解消に必要とされる逆電圧の印加時間は長くなる。このため、第１休止期間Ｔ１２を時間Ｔａよりも長くすることにより、低周波電流の周波数によらず、安定して偏磁を解消して鉄芯６５及び７５の磁気飽和を抑制することができ、磁気飽和によるサージ電流を抑制できる。
前述の実施形態は、本発明を具現化した例であり、本発明はこの実施形態には限定されない。例えば、前述の実施形態において、いくつかの構成要素を追加、削除又は変更したものも本発明に含まれる。
１：二周波電源装置
１０：電源部
１１、１２：出力端子
２０：コンバータ
３０：インバータ
３１、３２、３３、３４：スイッチング素子
３５：高電位配線
３６：低電位配線
４０：制御部
６０：第１整合器
６１：マッチングトランス
６２：切替スイッチ
６３：一次コイル
６４：二次コイル
６５：鉄芯
６９：整合コンデンサ
７０：第２整合器
７１：マッチングトランス
７２：切替スイッチ
７３：一次コイル
７４：二次コイル
７５：鉄芯
７９：整合コンデンサ
８０：変成器
９０：コイル
１００：高周波焼入装置
１０１：高周波加熱装置
１０２：冷却装置
２００：ワーク
Ｉ１：交流電流
Ｉ２：直流電流
Ｉ３：交流電流
Ｉｓ：サージ電流
Ｌ：負荷
Ｔ１：第１導通期
Ｔ２：第１不通期
Ｔ３：第２導通期
Ｔ４：第２不通期
Ｔ１１：第１出力期間
Ｔ１２：第１休止期間
Ｔ１３：第２出力期間
Ｔ１４：第２休止期間
Ｔａ：第１出力期間を第１休止期間に切り替えてから電源部の出力電圧の極性が４回目に反転するまでの時間
Ｔｂ：第１出力期間を第１休止期間に切り替えてから電源部の出力電圧の極性が５回目に反転するまでの時間
ｔｍ１、ｔｍ２、ｔｍ３、ｔｍ４、ｔｍ５：タイミング

Claims (7)

  1. 第１周波数の第１交流電流と、前記第１周波数よりも高い第２周波数の第２交流電流と、を交互に出力する電源部と、
    第１マッチングトランスを有し、前記電源部の出力電流が入力され、前記第１交流電流を出力可能な第１整合器と、
    第２マッチングトランスを有し、前記電源部の出力電流が入力され、前記第２交流電流を出力可能な第２整合器と、
    を備え、
    前記電源部は、
    直流電流を前記第１交流電流及び前記第２交流電流に変換するインバータと、
    前記インバータを制御する制御部と、
    を有し、
    前記制御部は、
    前記第１交流電流を出力する第１出力期間と、
    出力を停止する第１休止期間と、
    前記第２交流電流を出力する第２出力期間と、
    出力を停止する第２休止期間と、
    をこの順に繰り返し実現し、
    前記第１休止期間の長さを、前記第１出力期間を前記第１休止期間に切り替えてから前記電源部の出力電圧の極性が４回目に反転するまでの時間よりも長くする、
    二周波電源装置。
  2. 前記制御部は、前記第１休止期間の長さを、前記第１出力期間を前記第１休止期間に切り替えてから前記電源部の出力電圧の極性が５回目に反転するまでの時間よりも長くする、請求項１に記載の二周波電源装置。
  3. 前記制御部は、前記第２休止期間の長さを、前記第２出力期間を前記第２休止期間に切り替えてから前記電源部の出力電圧の極性が４回目に反転するまでの時間よりも長くする、請求項１または２に記載の二周波電源装置。
  4. 前記制御部は、前記第２休止期間の長さを、前記第２出力期間を前記第２休止期間に切り替えてから前記電源部の出力電圧の極性が５回目に反転するまでの時間よりも長くする、請求項３に記載の二周波電源装置。
  5. 前記電源部は、交流電流を前記直流電流に変換して高電位側電位及び低電位側電位を出力するコンバータをさらに有し、
    前記インバータは、
    前記高電位側電位と前記電源部の第１出力端子との間に接続された第１スイッチング素子と、
    前記低電位側電位と前記第１出力端子との間に接続された第２スイッチング素子と、
    前記高電位側電位と前記電源部の第２出力端子との間に接続された第３スイッチング素子と、
    前記低電位側電位と前記第２出力端子との間に接続された第４スイッチング素子と、
    を有した請求項１～４のいずれか１つに記載の二周波電源装置。
  6. 請求項１～５のいずれか１つに記載の二周波電源装置と、
    前記二周波電源装置から前記第１交流電流及び前記第２交流電流が入力されるコイルと、
    を備えた高周波加熱装置。
  7. 請求項６に記載の高周波加熱装置と、
    前記高周波加熱装置によって加熱されたワークを冷却する冷却装置と、
    を備えた高周波焼入装置。
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