JP7309365B2 - power supply - Google Patents

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Description

本発明は、電源装置及び電源装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a power supply device and a control method for the power supply device.

ＬＬＣ共振を利用したＬＬＣコンバータ（絶縁型共振コンバータ）は、起動時に、出力コンデンサを充電するための非常に大きな突入電流が流れる。この突入電流が、構成素子、例えば、スイッチング素子に流れることが懸念される。装置の小型化のために、動作周波数を高周波数に設定して設計されている場合、共振インダクタの値が小さい。共振インダクタは、突入電流を抑制する働きを有する。従って、共振インダクタの値が小さいと、突入電流を抑制する働きが小さいので、突入電流の影響が更に懸念される。起動時にデューティを低くすることや、動作周波数を上げる等の対策も考えられるが、高周波電源では、デューティの値又は動作周波数の値の変更可能範囲に限界がある。 An LLC converter (isolated resonant converter) using LLC resonance has a very large inrush current for charging an output capacitor at startup. There is concern that this inrush current may flow through constituent elements, such as switching elements. If the device is designed with a high operating frequency for miniaturization, the value of the resonant inductor is small. A resonant inductor has a function of suppressing an inrush current. Therefore, if the value of the resonant inductor is small, the action of suppressing the inrush current is small, so the influence of the inrush current is even more of a concern. Although countermeasures such as lowering the duty at startup and raising the operating frequency are conceivable, high-frequency power supplies have limits in the range in which the value of the duty or the value of the operating frequency can be changed.

関連する技術として、特許文献１には、後段の共振コンバータのオンデューティ比を漸増させ、その後、前段の昇降圧コンバータ回路の出力電圧目標値を漸増させる電力変換装置が記載されている。 As a related technique, Patent Literature 1 describes a power conversion device that gradually increases the on-duty ratio of the subsequent resonance converter and then gradually increases the output voltage target value of the previous stage buck-boost converter circuit.

特開２０１６－１６３４７５号公報JP 2016-163475 A

本発明は、突入電流を抑制できる電源装置及び電源装置の制御方法を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a power supply device and a method of controlling the power supply device that can suppress rush current.

本発明の一態様の電源装置は、
平滑コンデンサと、
第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力する第１のコンバータと、
電荷を前記平滑コンデンサにチャージするための第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力する第２のコンバータと、
前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
起動時に、前記第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記第２のコンバータを動作させる第１の制御を実行し、その後に、前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記第１のコンバータを動作させる第２の制御を実行する、
ことを特徴とする。 A power supply device according to one embodiment of the present invention includes
a smoothing capacitor;
a first converter that outputs a first voltage to the smoothing capacitor;
a second converter that outputs a second voltage to the smoothing capacitor for charging the smoothing capacitor;
a control unit that controls the first converter and the second converter;
with
The control unit
At startup, a first control is executed to operate the second converter so as to output the second voltage to the smoothing capacitor, and thereafter the first voltage is output to the smoothing capacitor. to perform a second control to operate the first converter;
It is characterized by

前記電源装置において、
前記第１のコンバータは、
入力電圧を降圧した前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力する絶縁型コンバータであり、
前記第２のコンバータは、
前記平滑コンデンサの電圧を降圧した第３の電圧を負荷に出力する昇降圧コンバータであり、
前記制御部は、
起動時に、前記負荷の電圧を昇圧した前記第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記昇降圧コンバータを動作させる前記第１の制御を実行し、その後に、前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記絶縁型コンバータを動作させるとともに、前記第３の電圧を前記負荷に出力するように、前記昇降圧コンバータを動作させる第２の制御を実行する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The first converter is
An isolated converter that outputs the first voltage obtained by stepping down an input voltage to the smoothing capacitor,
The second converter is
A buck-boost converter that outputs a third voltage obtained by stepping down the voltage of the smoothing capacitor to a load,
The control unit
At startup, the first control is executed to operate the buck-boost converter so that the second voltage obtained by boosting the voltage of the load is output to the smoothing capacitor, and then the first voltage is boosted. performing a second control of operating the isolated converter to output the third voltage to the smoothing capacitor and operating the buck-boost converter to output the third voltage to the load;
It is characterized by

前記電源装置において、
前記負荷は、バッテリである、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
the load is a battery;
It is characterized by

前記電源装置において、
前記第１のコンバータは、
入力電圧を降圧した前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力する絶縁型コンバータであり、
前記第２のコンバータは、
前記入力電圧を降圧した前記第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力するコンバータであり、
前記制御部は、
起動時に、前記第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記コンバータを動作させる前記第１の制御を実行し、その後に、前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記絶縁型コンバータを動作させる前記第２の制御を実行する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The first converter is
An isolated converter that outputs the first voltage obtained by stepping down an input voltage to the smoothing capacitor,
The second converter is
A converter that outputs the second voltage obtained by stepping down the input voltage to the smoothing capacitor,
The control unit
At startup, executing the first control to operate the converter so as to output the second voltage to the smoothing capacitor, and then output the first voltage to the smoothing capacitor, executing the second control to operate the isolated converter;
It is characterized by

前記電源装置において、
前記コンバータの中のトランスの１次巻線には、前記第１の制御の実行時の突入電流を抑制する抵抗が直列に接続されている、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
A resistor that suppresses an inrush current during execution of the first control is connected in series to a primary winding of a transformer in the converter.
It is characterized by

前記電源装置において、
前記絶縁型コンバータの中のトランスと、前記コンバータの中のトランスと、は、１つのコアを共有する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
a transformer in the isolated converter and a transformer in the converter share one core;
It is characterized by

前記電源装置において、
前記絶縁型コンバータの中のトランスの１次巻線及び２次巻線が巻回される前記コアの脚と、前記コンバータの中の内のトランスの１次巻線及び２次巻線が巻回される前記コアの脚と、は異なる、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
a leg of the core around which the primary and secondary windings of a transformer in the isolated converter are wound; and a leg around which the primary and secondary windings of a transformer in the converter are wound is different from the legs of the core that are
It is characterized by

前記電源装置において、
前記絶縁型コンバータは、
絶縁型共振コンバータである、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The isolated converter is
is an isolated resonant converter,
It is characterized by

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記第１の制御を実行し、前記平滑コンデンサの電圧が予め定められた電圧に達した後に、前記第２の制御を実行する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The control unit
After the first control is performed and the voltage of the smoothing capacitor reaches a predetermined voltage, the second control is performed;
It is characterized by

前記電源装置において、
前記制御部は、
前記第１の制御を実行し、予め定められた時間が経過した後に、前記第２の制御を実行する、
ことを特徴とする。 In the power supply device,
The control unit
After executing the first control and a predetermined time has elapsed, executing the second control,
It is characterized by

本発明の一態様の電源装置の制御方法は、
平滑コンデンサと、第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力する第１のコンバータと、電荷を前記平滑コンデンサにチャージするための第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力する第２のコンバータと、を備える電源装置の制御方法であって、
起動時に、前記第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記第２のコンバータを動作させる第１のステップと、
前記第１のステップの後に、前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記第１のコンバータを動作させる第２のステップと、
を含むことを特徴とする。 A method for controlling a power supply device according to one embodiment of the present invention includes:
a smoothing capacitor; a first converter that outputs a first voltage to the smoothing capacitor; and a second converter that outputs a second voltage to the smoothing capacitor for charging the smoothing capacitor with electric charge. A control method for a power supply,
a first step of operating the second converter to output the second voltage to the smoothing capacitor upon start-up;
a second step after the first step of operating the first converter to output the first voltage to the smoothing capacitor;
characterized by comprising

本発明の一態様の電源装置及び電源装置の制御方法は、突入電流を抑制できるという効果を奏する。 A power supply device and a method for controlling a power supply device according to one embodiment of the present invention can suppress inrush current.

図１は、比較例の電源装置の回路構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device of a comparative example. 図２は、比較例の電源装置の起動時の１次巻線に流れる電流の波形を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing the waveform of the current flowing through the primary winding when the power supply device of the comparative example is started. 図３は、第１の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing the circuit configuration of the power supply device according to the first embodiment. 図４は、第１の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。FIG. 4 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the first embodiment when it is started. 図５は、第１の実施の形態の電源装置の起動時の１次巻線に流れる電流の波形を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing the waveform of the current flowing through the primary winding when the power supply device according to the first embodiment is started. 図６は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the power supply device according to the second embodiment. 図７は、第２の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。FIG. 7 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the second embodiment when it is started. 図８は、第３の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing the circuit configuration of the power supply device according to the third embodiment. 図９は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの一例を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing an example of a transformer core of the power supply device according to the third embodiment. 図１０は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの一例を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a transformer core of the power supply device according to the third embodiment. 図１１は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの他の例を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing another example of the transformer core of the power supply device according to the third embodiment. 図１２は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの他の例を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing another example of the transformer core of the power supply device according to the third embodiment. 図１３は、第３の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。FIG. 13 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the third embodiment when it is started. 図１４は、第３の実施の形態の変形例の電源装置の構成を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a modification of the third embodiment. 図１５は、第３の実施の形態の変形例の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。FIG. 15 is a flow chart showing the operation at startup of the power supply device of the modification of the third embodiment. 図１６は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。FIG. 16 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to the fourth embodiment. 図１７は、第４の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。FIG. 17 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the fourth embodiment when it is started. 図１８は、第４の実施の形態の変形例の電源装置の構成を示す図である。FIG. 18 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a modification of the fourth embodiment. 図１９は、第４の実施の形態の変形例の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。FIG. 19 is a flow chart showing the operation at startup of the power supply device of the modification of the fourth embodiment.

以下に、本発明の電源装置及び電源装置の制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。 EMBODIMENT OF THE INVENTION Below, embodiment of the control method of a power supply device and a power supply device of this invention is described in detail based on drawing. It should be noted that the present invention is not limited by this embodiment.

＜第１の実施の形態＞
以下、第１の実施の形態について説明するが、第１の実施の形態の理解の容易のため、先に比較例について説明する。 <First Embodiment>
Although the first embodiment will be described below, a comparative example will be described first for easy understanding of the first embodiment.

（比較例）
［比較例の構成］
図１は、比較例の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１００は、直流の入力電圧Ｖｉｎの供給を電源２から受けて、直流の出力電圧Ｖｏｕｔを負荷３に出力する。 (Comparative example)
[Configuration of Comparative Example]
FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power supply device of a comparative example. The power supply device 100 receives a DC input voltage V in from the power supply 2 and outputs a DC output voltage V out to the load 3 .

電源装置１００は、入力電圧Ｖｉｎが電源２から供給される第１の入力端子４１及び第２の入力端子４２を含む。 The power supply 100 includes a first input terminal 41 and a second input terminal 42 to which an input voltage V in is supplied from the power supply 2 .

電源装置１００は、出力電圧Ｖｏｕｔを負荷３に出力する第１の出力端子４３及び第２の出力端子４４を含む。 The power supply device 100 includes a first output terminal 43 and a second output terminal 44 that output an output voltage V out to the load 3 .

電源装置１００は、入力電圧Ｖｉｎを平滑化する入力コンデンサ１１を含む。入力コンデンサ１１は、第１の入力端子４１と第２の入力端子４２との間に電気的に接続されている。 Power supply 100 includes an input capacitor 11 that smoothes the input voltage Vin . The input capacitor 11 is electrically connected between the first input terminal 41 and the second input terminal 42 .

電源装置１００は、入力電圧Ｖｉｎを検出する第１の電圧検出器１２を含む。第１の電圧検出器１２は、入力コンデンサ１１の両端間に電気的に接続されている。 Power supply 100 includes a first voltage detector 12 that detects an input voltage Vin . A first voltage detector 12 is electrically connected across the input capacitor 11 .

電源装置１は、絶縁型共振コンバータ１３を含む。絶縁型共振コンバータ１３は、フルブリッジＬＬＣコンバータとするが、本開示はこれに限定されない。 The power supply device 1 includes an isolated resonance converter 13 . The isolated resonant converter 13 is assumed to be a full-bridge LLC converter, but the present disclosure is not limited to this.

絶縁型共振コンバータ１３は、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４（例えば、Ｎチャネル型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ））までを含む。 The isolated resonant converter 13 includes a first switch element Q 1 to a fourth switch element Q 4 (eg, N-channel field effect transistors (MOSFETs)).

なお、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までがＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであることとしたが、本開示はこれに限定されない。第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までは、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイス、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などでも良い。 Although the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 are N-channel MOSFETs, the present disclosure is not limited to this. A silicon power device, a GaN power device, a SiC power device, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), or the like may be used for the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 .

第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までは、第１の寄生ダイオード（ボディダイオード）Ｄ１から第４の寄生ダイオードＤ４までを、夫々有する。寄生ダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴのバックゲートとソース及びドレインとの間のｐｎ接合である。第１の寄生ダイオードＤ１から第４の寄生ダイオードＤ４までは、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのオフ時の過渡的な逆起電力を逃すためのフリーホイールダイオードとして利用可能である。 The first switching element Q1 to fourth switching element Q4 have first parasitic diodes (body diodes) D1 to fourth parasitic diodes D4 , respectively. A parasitic diode is a pn junction between the back gate and the source and drain of a MOSFET. The first parasitic diode D1 to the fourth parasitic diode D4 are freewheeling to escape the transient back EMF when the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 are turned off. Available as a diode.

絶縁型共振コンバータ１３は、第１のトランスＴＲ１を含む。第１のトランスＴＲ１は、１次巻線３１、２次巻線３２及びコア３３を含む。１次巻線３１及び２次巻線３２は、コア３３に巻回されている。 The isolated resonant converter 13 includes a first transformer TR1 . A first transformer TR 1 includes a primary winding 31 , a secondary winding 32 and a core 33 . The primary winding 31 and the secondary winding 32 are wound around the core 33 .

１次巻線３１は、漏れインダクタンスＬｒと、キャパシタンスＣｒと、励磁インダクタンスＬｍと、を含む。１次巻線３１の一端は、第１のノードＮ１に電気的に接続されている。１次巻線３１の他端は、第２のノードＮ２に電気的に接続されている。 Primary winding 31 includes leakage inductance Lr, capacitance Cr, and magnetizing inductance Lm. One end of the primary winding 31 is electrically connected to the first node N1 . The other end of primary winding 31 is electrically connected to second node N2 .

第１のノードＮ１は、第１のスイッチ素子Ｑ１のソース－ドレイン経路を介して、第１の入力端子４１に電気的に接続されている。また、第１のノードＮ１は、第２のスイッチ素子Ｑ２のドレイン－ソース経路を介して、第２の入力端子４２に電気的に接続されている。 The first node N 1 is electrically connected to the first input terminal 41 through the source-drain path of the first switch element Q 1 . Also, the first node N 1 is electrically connected to the second input terminal 42 through the drain-source path of the second switch element Q 2 .

第２のノードＮ２は、第３のスイッチ素子Ｑ３のソース－ドレイン経路を介して、第１の入力端子４１に電気的に接続されている。また、第２のノードＮ２は、第４のスイッチ素子Ｑ４のドレイン－ソース経路を介して、第２の入力端子４２に電気的に接続されている。 The second node N 2 is electrically connected to the first input terminal 41 through the source-drain path of the third switch element Q 3 . Also, the second node N 2 is electrically connected to the second input terminal 42 through the drain-source path of the fourth switch element Q 4 .

絶縁型共振コンバータ１３は、２次巻線３２に発生する交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ３４を含む。ダイオードブリッジ３４は、第１のダイオードＤ１１から第４のダイオードＤ１４までを含む。 The isolated resonant converter 13 includes a diode bridge 34 that full-wave rectifies the AC voltage generated in the secondary winding 32 . Diode bridge 34 includes a first diode D11 through a fourth diode D14 .

第１のダイオードＤ１１のアノードは、２次巻線３２の一端に電気的に接続されている。第１のダイオードＤ１１のカソードは、第１の出力端子４３に電気的に接続されている。 The anode of the first diode D 11 is electrically connected to one end of the secondary winding 32 . A cathode of the first diode D 11 is electrically connected to the first output terminal 43 .

第２のダイオードＤ１２のカソードは、２次巻線３２の一端に電気的に接続されている。第２のダイオードＤ１２のアノードは、第２の出力端子４４に電気的に接続されている。 A cathode of the second diode D 12 is electrically connected to one end of the secondary winding 32 . The anode of the second diode D 12 is electrically connected to the second output terminal 44 .

第３のダイオードＤ１３のアノードは、２次巻線３２の他端に電気的に接続されている。第３のダイオードＤ１３のカソードは、第１の出力端子４３に電気的に接続されている。 The anode of the third diode D 13 is electrically connected to the other end of the secondary winding 32 . A cathode of the third diode D 13 is electrically connected to the first output terminal 43 .

第４のダイオードＤ１４のカソードは、２次巻線３２の他端に電気的に接続されている。第４のダイオードＤ１４のアノードは、第２の出力端子４４に電気的に接続されている。 A cathode of the fourth diode D 14 is electrically connected to the other end of the secondary winding 32 . The anode of the fourth diode D 14 is electrically connected to the second output terminal 44 .

電源装置１００は、ダイオードブリッジ３４の出力電圧、即ち出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する、平滑コンデンサ１４を含む。平滑コンデンサ１４は、第１の出力端子４３と第２の出力端子４４との間に、電気的に接続されている。 The power supply 100 includes a smoothing capacitor 14 that smoothes the output voltage of the diode bridge 34, ie the output voltage Vout . The smoothing capacitor 14 is electrically connected between the first output terminal 43 and the second output terminal 44 .

電源装置１００は、ダイオードブリッジ３４の出力電圧、即ち出力電圧Ｖｏｕｔを検出する第２の電圧検出器１５を含む。第２の電圧検出器１５は、平滑コンデンサ１４の両端間に電気的に接続されている。 The power supply 100 includes a second voltage detector 15 that detects the output voltage of the diode bridge 34, ie the output voltage Vout . A second voltage detector 15 is electrically connected across the smoothing capacitor 14 .

電源装置１００は、制御部１０１を含む。制御部１０１は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）とプログラムを利用して、実現可能である。また、制御部１０１は、ハードウェア回路で、実現可能である。 Power supply device 100 includes control unit 101 . The control unit 101 can be implemented using a CPU (Central Processing Unit) and a program. Also, the control unit 101 can be realized by a hardware circuit.

制御部１０１は、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのゲート－ソース間の電圧を制御することにより、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのスイッチング動作を制御する。制御部１０１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのゲートに、夫々出力する。なお、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までには、デッドタイムが設定されている。デッドタイムは、１ｎｓから１０ｎｓ程度が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The control unit 101 controls the gate-source voltages of the first switching element Q1 to the fourth switching element Q4 based on the input voltage Vin and the output voltage Vout , thereby It controls the switching operation of the switch element Q1 to the fourth switch element Q4 . The control unit 101 outputs the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 , which are PWM (Pulse Width Modulation) signals, to the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4. output to the gates up to . A dead time is set between the first gate pulse signal P1 and the fourth gate pulse signal P4 . A dead time of about 1 ns to 10 ns is exemplified, but the present disclosure is not limited to this.

［比較例の定常時の動作］
電源装置１００の定常時の動作について、説明する。 [Steady-state operation of comparative example]
The normal operation of the power supply device 100 will be described.

制御部１０１は、あるタイミングで、第１のスイッチ素子Ｑ１及び第４のスイッチ素子Ｑ４をオン状態に制御する。このとき、第１の入力端子４１→第１のスイッチ素子Ｑ１→第１のノードＮ１→１次巻線３１→第２のノードＮ２→第４のスイッチ素子Ｑ４→第２の入力端子４２の経路に電流が流れる。 The control unit 101 controls the first switch element Q1 and the fourth switch element Q4 to be on at a certain timing. At this time, the first input terminal 41→first switch element Q1 →first node N1 →primary winding 31→second node N2 →fourth switch element Q4 →second input A current flows through the path of terminal 42 .

次に、制御部１０１は、デッドタイム経過後のタイミングで、第２のスイッチ素子Ｑ２及び第３のスイッチ素子Ｑ３をオン状態に制御する。このとき、第１の入力端子４１→第３のスイッチ素子Ｑ３→第２のノードＮ２→１次巻線３１→第１のノードＮ１→第２のスイッチ素子Ｑ２→第２の入力端子４２の経路に電流が流れる。 Next, the control unit 101 turns on the second switch element Q2 and the third switch element Q3 at the timing after the dead time has elapsed. At this time, the first input terminal 41→third switch element Q3 →second node N2 →primary winding 31→first node N1 →second switch element Q2 →second input A current flows through the path of terminal 42 .

制御部１０１は、上記の制御動作を繰り返す。これにより、１次巻線３１には、交流電圧が印加され、２次巻線３２には、交流電圧が発生する。ダイオードブリッジ３４は、２次巻線３２に発生した交流電圧を直流電圧に整流して、平滑コンデンサ１４に出力する。 The control unit 101 repeats the above control operation. As a result, an AC voltage is applied to the primary winding 31 and an AC voltage is generated in the secondary winding 32 . The diode bridge 34 rectifies the AC voltage generated in the secondary winding 32 into a DC voltage and outputs the DC voltage to the smoothing capacitor 14 .

制御部１０１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までのデューティやスイッチング周波数を変えることで、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。 The control unit 101 can control the output voltage Vout to a target voltage by changing the duty and switching frequency of the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 .

［比較例の起動時の動作］
電源装置１００の起動時の動作について、説明する。制御部１０１は、制御信号Ｓ１が供給されたら、上記した制御動作を開始する。 [Operation at startup of comparative example]
The operation of the power supply device 100 at startup will be described. When the control signal S1 is supplied, the control section 101 starts the control operation described above.

起動時（コールドブート時）に、平滑コンデンサ１４に電荷が蓄積されていないことが考えられる。この場合、絶縁型共振コンバータ１３が電圧の出力を開始すると、平滑コンデンサ１４に大きな突入電流が流れる。 It is conceivable that no electric charge is accumulated in the smoothing capacitor 14 at the time of start-up (during cold boot). In this case, when the isolated resonant converter 13 starts outputting voltage, a large rush current flows through the smoothing capacitor 14 .

図２は、比較例の電源装置の起動時の１次巻線に流れる電流の波形を示す図である。波形１１１で示す突入電流により、絶縁型共振コンバータ１３を構成するスイッチ素子（例えば、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４）等の各素子に大きな電流が流れることが懸念される。これにより、各素子がダメージを受けることが懸念される。 FIG. 2 is a diagram showing the waveform of the current flowing through the primary winding when the power supply device of the comparative example is started. It is feared that the inrush current shown by the waveform 111 causes a large current to flow through each element such as the switch elements (for example, the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 ) that constitute the isolated resonant converter 13. be. As a result, there is concern that each element may be damaged.

（第１の実施の形態）
［第１の実施の形態の構成］
図３は、第１の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１の構成要素のうち、電源装置１００と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 (First embodiment)
[Configuration of the first embodiment]
FIG. 3 is a diagram showing the circuit configuration of the power supply device according to the first embodiment. Among the components of the power supply device 1, the same components as those of the power supply device 100 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

電源装置１は、電源装置１００と比較して、昇降圧コンバータ１６と、出力コンデンサ１７と、第３の電圧検出器１８と、を更に含む。また、電源装置１は、電源装置１００と比較して、制御部１０１に代えて、制御部２０を含む。 The power supply 1 further includes a buck-boost converter 16 , an output capacitor 17 and a third voltage detector 18 compared to the power supply 100 . Further, unlike the power supply device 100 , the power supply device 1 includes a control section 20 instead of the control section 101 .

絶縁型共振コンバータ１３が、本開示の「第１のコンバータ」に対応する。昇降圧コンバータ１６が、本開示の「第２のコンバータ」に対応する。 The isolated resonant converter 13 corresponds to the "first converter" of the present disclosure. The buck-boost converter 16 corresponds to the "second converter" of the present disclosure.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧して電圧Ｖｂｕｓを平滑コンデンサ１４に出力する。昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧して出力電圧Ｖｏｕｔを負荷３に出力する。 The isolated resonance converter 13 steps down the input voltage Vin and outputs a voltage V bus to the smoothing capacitor 14 . The buck-boost converter 16 steps down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 and outputs the output voltage V out to the load 3 .

第１の実施の形態では、負荷３は、電圧を出力できるものとする。負荷３は、バッテリが例示されるが、本開示はこれに限定されない。 In the first embodiment, it is assumed that the load 3 can output voltage. The load 3 is exemplified by a battery, but the present disclosure is not limited to this.

電圧Ｖｂｕｓが、本開示の「第１の電圧」に対応する。後述する、昇降圧コンバータ１６が負荷３の電圧を昇圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。出力電圧Ｖｏｕｔが、本開示の「第３の電圧」に対応する。 The voltage V bus corresponds to the "first voltage" of the present disclosure. A voltage obtained by boosting the voltage of the load 3 by the buck-boost converter 16, which will be described later, corresponds to the "second voltage" of the present disclosure. The output voltage V out corresponds to the "third voltage" of the present disclosure.

昇降圧コンバータ１６は、同期整流型の昇降圧チョッパとするが、本開示はこれに限定されない。 The buck-boost converter 16 is a synchronous buck-boost chopper, but the present disclosure is not limited to this.

昇降圧コンバータ１６は、第５のスイッチ素子Ｑ５と、第６のスイッチ素子Ｑ６と、インダクタＬ１と、を含む。 The buck-boost converter 16 includes a fifth switch element Q5 , a sixth switch element Q6 , and an inductor L1 .

なお、第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであることとしたが、本開示はこれに限定されない。第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６は、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイス、ＩＧＢＴなどでも良い。 Although the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 are N-channel MOSFETs, the present disclosure is not limited to this. The fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 may be silicon power devices, GaN power devices, SiC power devices, IGBTs, or the like.

第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６は、第５の寄生ダイオード（ボディダイオード）Ｄ５及び第６の寄生ダイオードＤ６を、夫々有する。 The fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 have a fifth parasitic diode (body diode) D5 and a sixth parasitic diode D6 , respectively.

第５のスイッチ素子Ｑ５のドレインは、第１のダイオードＤ１１及び第３のダイオードＤ１３のカソードに電気的に接続されている。 The drain of the fifth switch element Q5 is electrically connected to the cathodes of the first diode D11 and the third diode D13 .

第６のスイッチ素子Ｑ６のドレインは、第５のスイッチ素子Ｑ５のソースに電気的に接続されている。第６のスイッチ素子Ｑ６のソースは、第２のダイオードＤ１２及び第４のダイオードＤ１４のアノードに電気的に接続されている。 The drain of the sixth switch element Q6 is electrically connected to the source of the fifth switch element Q5 . The source of the sixth switch element Q6 is electrically connected to the anodes of the second diode D12 and the fourth diode D14 .

インダクタＬ１の一端は、第５のスイッチ素子Ｑ５のソース及び第６のスイッチ素子Ｑ６のドレインに電気的に接続されている。インダクタＬ１の他端は、第１の出力端子４３に電気的に接続されている。 One end of the inductor L1 is electrically connected to the source of the fifth switch element Q5 and the drain of the sixth switch element Q6 . The other end of inductor L1 is electrically connected to first output terminal 43 .

昇降圧コンバータ１６は、図３中の左側から右側への向き（絶縁型共振コンバータ１３側から負荷３側への向き）に見たときは、降圧コンバータ（降圧チョッパ）の回路構成と等価である。一方、昇降圧コンバータ１６は、図３中の右側から左側への向き（負荷３側から絶縁型共振コンバータ１３側への向き）に見たときは、昇圧コンバータ（昇圧チョッパ）の回路構成と等価である。 The buck-boost converter 16 is equivalent to the circuit configuration of a buck converter (buck chopper) when viewed from left to right in FIG. 3 (from the side of the isolated resonant converter 13 to the side of the load 3). . On the other hand, the buck-boost converter 16 is equivalent to the circuit configuration of a boost converter (boost chopper) when viewed from the right side to the left side in FIG. is.

昇降圧コンバータ１６は、第５のスイッチ素子Ｑ５のゲートに入力される第５のゲートパルス信号Ｐ５と、第６のスイッチ素子Ｑ６のゲートに入力される第６のゲートパルス信号Ｐ６と、のデューティやスイッチング周波数を変えることで、昇圧動作と降圧動作とを変更可能である。 The buck-boost converter 16 receives a fifth gate pulse signal P5 input to the gate of the fifth switch element Q5 and a sixth gate pulse signal P6 input to the gate of the sixth switch element Q6. By changing the duty and switching frequency of , the step-up operation and step-down operation can be changed.

出力コンデンサ１７は、昇降圧コンバータ１６の出力電圧、即ち出力電圧Ｖｏｕｔを平滑化する。出力コンデンサ１７は、第１の出力端子４３と第２の出力端子４４との間に、電気的に接続されている。 The output capacitor 17 smoothes the output voltage of the buck-boost converter 16, that is, the output voltage Vout . The output capacitor 17 is electrically connected between the first output terminal 43 and the second output terminal 44 .

第３の電圧検出器１８は、昇降圧コンバータ１６の出力電圧、即ち出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。第３の電圧検出器１８は、出力コンデンサ１７の両端間に電気的に接続されている。 A third voltage detector 18 detects the output voltage of the buck-boost converter 16, that is, the output voltage Vout . A third voltage detector 18 is electrically connected across the output capacitor 17 .

制御部２０は、第１駆動部２１と、第２駆動部２２と、閾値電圧記憶部２３と、駆動制御部２４と、を含む。制御部２０は、ＣＰＵとプログラムを利用して、実現可能である。また、制御部２０は、ハードウェア回路で、実現可能である。 The control unit 20 includes a first drive unit 21, a second drive unit 22, a threshold voltage storage unit 23, and a drive control unit 24. The control unit 20 can be implemented using a CPU and a program. Also, the control unit 20 can be realized by a hardware circuit.

第１駆動部２１は、入力電圧Ｖｉｎ及び平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓに基づいて、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのゲート－ソース間の電圧を制御することにより、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのスイッチング動作を制御する。第１駆動部２１は、ＰＷＭ信号である、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのゲートに、夫々出力する。なお、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までには、デッドタイムが設定されている。デッドタイムは、１ｎｓから１０ｎｓ程度が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The first drive unit 21 controls the gate-source voltages of the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 based on the input voltage V in and the voltage V bus of the smoothing capacitor 14. controls the switching operation of the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 . The first drive unit 21 applies the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 , which are PWM signals, to the gates of the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 . , respectively. A dead time is set between the first gate pulse signal P1 and the fourth gate pulse signal P4 . A dead time of about 1 ns to 10 ns is exemplified, but the present disclosure is not limited to this.

第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までのデューティやスイッチング周波数を変えることで、電圧Ｖｂｕｓを第１の目標電圧に制御できる。 The first driving section 21 can control the voltage Vbus to the first target voltage by changing the duty and switching frequency of the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 .

第２駆動部２２は、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６のゲート－ソース間の電圧を制御することにより、第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６のスイッチング動作を制御する。第２駆動部２２は、ＰＷＭ信号である、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６を、第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６のゲートに、夫々出力する。なお、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６には、デッドタイムが設定されている。デッドタイムは、１ｎｓから１０ｎｓ程度が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The second drive unit 22 controls the voltage between the gate and the source of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 based on the voltage V bus and the output voltage V out of the smoothing capacitor 14. , controls the switching operations of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 . The second drive unit 22 supplies the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 , which are PWM signals, to the gates of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 . output respectively. A dead time is set for the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 . A dead time of about 1 ns to 10 ns is exemplified, but the present disclosure is not limited to this.

第２駆動部２２は、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６のデューティやスイッチング周波数を変えることで、出力電圧Ｖｏｕｔを第２の目標電圧に制御できる。 The second driving section 22 can control the output voltage Vout to the second target voltage by changing the duty and switching frequency of the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 .

閾値電圧記憶部２３は、予め定められた閾値電圧Ｖｔｈを記憶する。閾値電圧Ｖｔｈは、有線通信又は無線通信経由で書き換え可能であっても良い。閾値電圧Ｖｔｈは、第１の目標電圧と同じであることが例示されるが、本開示はこれに限定されない。閾値電圧Ｖｔｈは、第１の目標電圧より低くても良いし、高くても良い。 The threshold voltage storage unit 23 stores a predetermined threshold voltage Vth . The threshold voltage Vth may be rewritable via wired or wireless communication. Although the threshold voltage V th is illustrated to be the same as the first target voltage, the present disclosure is not limited to this. The threshold voltage Vth may be lower or higher than the first target voltage.

駆動制御部２４は、制御信号Ｓ０に基づいて、第１駆動部２１及び第２駆動部２２を制御する。 The drive control section 24 controls the first drive section 21 and the second drive section 22 based on the control signal S0 .

［第１の実施の形態の昇降圧コンバータの降圧時の動作］
電源装置１全体の動作説明に先立って、昇降圧コンバータ１６の降圧時の動作について説明する。 [Step-down operation of the buck-boost converter of the first embodiment]
Before describing the operation of the power supply device 1 as a whole, the operation of the buck-boost converter 16 when the voltage is stepped down will be described.

第２駆動部２２は、あるタイミングで、第５のスイッチ素子Ｑ５をオン状態に制御する。このとき、平滑コンデンサ１４の高電位側の端子→第５のスイッチ素子Ｑ５→インダクタＬ１→出力コンデンサ１７→平滑コンデンサ１４の低電位側の端子の経路に電流が流れ、インダクタＬ１に電磁エネルギが蓄積される。 The second driving section 22 controls the fifth switch element Q5 to be in the ON state at a certain timing. At this time, a current flows through the high-potential-side terminal of the smoothing capacitor 14→fifth switch element Q5 →inductor L1 →output capacitor 17→low-potential-side terminal of the smoothing capacitor 14, and an electromagnetic current flows through the inductor L1. Energy is stored.

次に、第２駆動部２２は、デッドタイム経過後のタイミングで、第６のスイッチ素子Ｑ６をオン状態に制御する。このとき、インダクタＬ１→出力コンデンサ１７→第６のスイッチ素子Ｑ６→インダクタＬ１の経路に電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギが出力コンデンサ１７に出力される。 Next, the second drive section 22 controls the sixth switch element Q6 to be in the ON state at the timing after the dead time has elapsed. At this time, current flows through the path of inductor L 1 →output capacitor 17 →sixth switch element Q 6 →inductor L 1 , and the electromagnetic energy accumulated in inductor L 1 is output to output capacitor 17 .

第２駆動部２２は、上記の制御動作を繰り返す。これにより、昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧して出力電圧Ｖｏｕｔを負荷３に出力する。 The second driving section 22 repeats the control operation described above. As a result, the buck-boost converter 16 steps down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 and outputs the output voltage V out to the load 3 .

［第１の実施の形態の昇降圧コンバータの昇圧時の動作］
昇降圧コンバータ１６の昇圧時の動作について説明する。 [Step-up operation of the buck-boost converter of the first embodiment]
The operation of the step-up/step-down converter 16 during step-up will be described.

第２駆動部２２は、あるタイミングで、第６のスイッチ素子Ｑ６をオン状態に制御する。このとき、負荷３の高電位側の端子→インダクタＬ１→第６のスイッチ素子Ｑ６→出力コンデンサ１７の低電位側の端子の経路に電流が流れ、インダクタＬ１に電磁エネルギが蓄積される。 The second driving section 22 controls the sixth switch element Q6 to be in the ON state at a certain timing. At this time, a current flows through the high-potential-side terminal of the load 3, the inductor L1 , the sixth switch element Q6 , and the low-potential-side terminal of the output capacitor 17, and electromagnetic energy is accumulated in the inductor L1 . .

次に、第２駆動部２２は、デッドタイム経過後のタイミングで、第５のスイッチ素子Ｑ５をオン状態に制御する。このとき、負荷３の高電位側の端子→インダクタＬ１→第５のスイッチ素子Ｑ５→平滑コンデンサ１４→出力コンデンサ１７の低電位側の端子の経路に電流が流れ、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギが平滑コンデンサ１４に出力される。 Next, the second driving section 22 controls the fifth switch element Q5 to be in the ON state at the timing after the dead time has elapsed. At this time, a current flows through the high-potential terminal of the load 3, the inductor L1 , the fifth switch element Q5 , the smoothing capacitor 14, and the low-potential terminal of the output capacitor 17, and is accumulated in the inductor L1 . The electromagnetic energy is output to the smoothing capacitor 14 .

第２駆動部２２は、上記の制御動作を繰り返す。これにより、昇降圧コンバータ１６は、負荷３の電圧を昇圧して平滑コンデンサ１４に出力する。 The second driving section 22 repeats the control operation described above. As a result, the step-up/step-down converter 16 steps up the voltage of the load 3 and outputs it to the smoothing capacitor 14 .

［第１の実施の形態の電源装置の定常時の動作］
電源装置１の定常時の動作について、説明する。 [Operation of the power supply device according to the first embodiment during normal operation]
The normal operation of the power supply device 1 will be described.

第１駆動部２１は、あるタイミングで、第１のスイッチ素子Ｑ１及び第４のスイッチ素子Ｑ４をオン状態に制御する。次に、第１駆動部２１は、デッドタイム経過後のタイミングで、第２のスイッチ素子Ｑ２及び第３のスイッチ素子Ｑ３をオン状態に制御する。第１駆動部２１は、上記の制御動作を繰り返す。これにより、１次巻線３１には、交流電圧が印加され、２次巻線３２には、交流電圧が発生する。ダイオードブリッジ３４は、２次巻線３２に発生した交流電圧を直流電圧に整流して、平滑コンデンサ１４に出力する。 The first driving section 21 controls the first switch element Q1 and the fourth switch element Q4 to be in the ON state at a certain timing. Next, the first driving section 21 controls the second switch element Q2 and the third switch element Q3 to be in the ON state at the timing after the dead time has elapsed. The first driving section 21 repeats the control operation described above. As a result, an AC voltage is applied to the primary winding 31 and an AC voltage is generated in the secondary winding 32 . The diode bridge 34 rectifies the AC voltage generated in the secondary winding 32 into a DC voltage and outputs the DC voltage to the smoothing capacitor 14 .

第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までのデューティやスイッチング周波数を変えることで、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを第１の目標電圧に制御できる。 The first drive unit 21 controls the voltage Vbus of the smoothing capacitor 14 to the first target voltage by changing the duty and switching frequency of the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4. can.

第２駆動部２２は、あるタイミングで、第５のスイッチ素子Ｑ５をオン状態に制御する。次に、第２駆動部２２は、デッドタイム経過後のタイミングで、第６のスイッチ素子Ｑ６をオン状態に制御する。第２駆動部２２は、上記の制御動作を繰り返す。これにより、昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧して、出力コンデンサ１７に出力する。 The second driving section 22 controls the fifth switch element Q5 to be in the ON state at a certain timing. Next, the second drive section 22 controls the sixth switch element Q6 to be in the ON state at the timing after the dead time has elapsed. The second driving section 22 repeats the control operation described above. As a result, the buck-boost converter 16 steps down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 and outputs it to the output capacitor 17 .

第２駆動部２２は、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６のデューティやスイッチング周波数を変えることで、出力電圧Ｖｏｕｔを第２の目標電圧に制御できる。 The second driving section 22 can control the output voltage Vout to the second target voltage by changing the duty and switching frequency of the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 .

［第１の実施の形態の電源装置の起動時の動作］
電源装置１の起動時の動作について、説明する。 [Operation of the power supply device according to the first embodiment at startup]
The operation of the power supply device 1 at startup will be described.

図４は、第１の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。 FIG. 4 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the first embodiment when it is started.

制御部２０は、制御信号Ｓ０が供給されたら、制御動作を開始する。 The control unit 20 starts the control operation when the control signal S0 is supplied.

駆動制御部２４は、ステップＳ１００において、制御信号Ｓ１を第２駆動部２２に出力する。第２駆動部２２は、制御信号Ｓ１が入力されたら、負荷３の電圧を昇圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、昇降圧コンバータ１６を動作させる。 The drive control section 24 outputs the control signal S1 to the second drive section 22 in step S100. When the control signal S1 is input, the second driving section 22 operates the step-up/step-down converter 16 so as to output a voltage obtained by stepping up the voltage of the load 3 to the smoothing capacitor 14 .

第２駆動部２２は、あるタイミングで、第６のスイッチ素子Ｑ６をオン状態に制御する。次に、第２駆動部２２は、デッドタイム経過後のタイミングで、第５のスイッチ素子Ｑ５をオン状態に制御する。第２駆動部２２は、上記の制御動作を繰り返す。 The second driving section 22 controls the sixth switch element Q6 to be in the ON state at a certain timing. Next, the second driving section 22 controls the fifth switch element Q5 to be in the ON state at the timing after the dead time has elapsed. The second driving section 22 repeats the control operation described above.

昇降圧コンバータ１６は、負荷３の電圧を昇圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。これにより、平滑コンデンサ１４に電荷が蓄積される。 The step-up/step-down converter 16 outputs a voltage obtained by stepping up the voltage of the load 3 to the smoothing capacitor 14 . As a result, charges are accumulated in the smoothing capacitor 14 .

負荷３の電圧を昇圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。 A voltage obtained by boosting the voltage of the load 3 corresponds to the "second voltage" of the present disclosure.

駆動制御部２４は、ステップＳ１０２において、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓが閾値電圧Ｖｔｈに達したか否かを判定し、達していないと判定した場合には（ステップＳ１０２でＮｏ）、ステップＳ１０２で待機する。駆動制御部２４は、平滑コンデンサ１４の電圧が閾値電圧Ｖｔｈに達したと判定した場合には（ステップＳ１０２でＹｅｓ）、処理をステップＳ１０４に進める。 In step S102, the drive control unit 24 determines whether or not the voltage Vbus of the smoothing capacitor 14 has reached the threshold voltage Vth . wait at When the drive control unit 24 determines that the voltage of the smoothing capacitor 14 has reached the threshold voltage Vth (Yes in step S102), the process proceeds to step S104.

駆動制御部２４は、ステップＳ１０４において、制御信号Ｓ２を第１駆動部２１に出力するとともに、制御信号Ｓ３を第２駆動部２２に出力する。第１駆動部２１は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４から入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、絶縁型共振コンバータ１３を動作させる。第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までに夫々出力する。 The drive control unit 24 outputs the control signal S2 to the first drive unit 21 and the control signal S3 to the second drive unit 22 in step S104. When the control signal S 2 is input from the drive control unit 24 , the first drive unit 21 operates the isolation resonance converter 13 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin . The first driving section 21 outputs the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 to the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 , respectively.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。このとき、平滑コンデンサ１４には電荷が蓄積されているので、突入電流が抑制される。 The isolated resonant converter 13 outputs a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 . At this time, since charges are accumulated in the smoothing capacitor 14, the inrush current is suppressed.

一方、第２駆動部２２は、制御信号Ｓ３が駆動制御部２４から入力されたら、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧した電圧を負荷３に出力するように、昇降圧コンバータ１６を動作させる。第２駆動部２２は、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６を第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６に夫々出力する。昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧を降圧した電圧を、負荷３に出力する。 On the other hand, when the control signal S3 is input from the drive control unit 24, the second driving unit 22 operates the buck-boost converter 16 so as to output the voltage obtained by stepping down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 to the load 3. . The second drive section 22 outputs the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 to the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6, respectively. The step-up/step-down converter 16 steps down the voltage of the smoothing capacitor 14 and outputs the voltage to the load 3 .

その後、制御部２０は、定常時の動作に移行する。 After that, the control unit 20 shifts to normal operation.

図５は、第１の実施の形態の電源装置の起動時の１次巻線に流れる電流の波形を示す図である。波形１２１を波形１１１（図２参照）と比較すると、絶縁型共振コンバータ１３を構成するスイッチ素子等の各素子に大きな突入電流が流れることが抑制される。 FIG. 5 is a diagram showing the waveform of the current flowing through the primary winding when the power supply device according to the first embodiment is started. Comparing the waveform 121 with the waveform 111 (see FIG. 2), it can be seen that a large inrush current is suppressed from flowing through each element such as the switching element that constitutes the isolated resonant converter 13 .

［まとめ］
以上説明したように、電源装置１は、起動時に、負荷３の電圧を昇圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力して、平滑コンデンサ１４に電荷を蓄積する。これにより、電源装置１は、突入電流を抑制することができる。従って、電源装置１は、各素子（例えば、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４）がダメージを受けることを抑制することができる。 [summary]
As described above, the power supply device 1 outputs a voltage obtained by boosting the voltage of the load 3 to the smoothing capacitor 14 at startup, and accumulates electric charges in the smoothing capacitor 14 . Thereby, the power supply device 1 can suppress the inrush current. Therefore, the power supply device 1 can suppress damage to each element (for example, the first switch element Q 1 to the fourth switch element Q 4 ).

＜第２の実施の形態＞
（第２の実施の形態の構成）
図６は、第２の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ａの構成要素のうち、電源装置１と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 <Second Embodiment>
(Configuration of Second Embodiment)
FIG. 6 is a diagram showing the configuration of the power supply device according to the second embodiment. Among the components of the power supply device 1A, the same components as those of the power supply device 1 are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

電源装置１Ａは、電源装置１と比較して、第２の電圧検出器１５を含んでいない。また、電源装置１Ａは、電源装置１と比較して、制御部２０に代えて、制御部２０Ａを含む。制御部２０Ａは、制御部２０と比較して、閾値電圧記憶部２３に代えて、閾値時間記憶部２３Ａを含み、駆動制御部２４に代えて、駆動制御部２４Ａを含む。 The power supply 1A does not include the second voltage detector 15 as compared with the power supply 1 . Moreover, compared with the power supply device 1, the power supply device 1A includes a control section 20A instead of the control section 20. As shown in FIG. The control unit 20A includes a threshold time storage unit 23A instead of the threshold voltage storage unit 23 and a drive control unit 24A instead of the drive control unit 24 as compared with the control unit 20 .

絶縁型共振コンバータ１３が、本開示の「第１のコンバータ」に対応する。昇降圧コンバータ１６が、本開示の「第２のコンバータ」に対応する。 The isolated resonant converter 13 corresponds to the "first converter" of the present disclosure. The buck-boost converter 16 corresponds to the "second converter" of the present disclosure.

電圧Ｖｂｕｓが、本開示の「第１の電圧」に対応する。昇降圧コンバータ１６が負荷３の電圧を昇圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。出力電圧Ｖｏｕｔが、本開示の「第３の電圧」に対応する。 The voltage V bus corresponds to the "first voltage" of the present disclosure. A voltage obtained by boosting the voltage of the load 3 by the buck-boost converter 16 corresponds to the "second voltage" of the present disclosure. The output voltage V out corresponds to the "third voltage" of the present disclosure.

平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓは、最終的に負荷３に印加される電圧ではない。従って、電源装置１Ａの定常時において、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓは、必ずしも、第１の目標電圧に厳密に制御される必要はない。つまり、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓは、必ずしも計測されなくても良い。 The voltage V bus across the smoothing capacitor 14 is not the voltage that is ultimately applied to the load 3 . Therefore, the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 does not necessarily need to be strictly controlled to the first target voltage when the power supply device 1A is stationary. That is, the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 does not necessarily have to be measured.

また、電源装置１Ａの起動時において、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓは、負荷３の電圧と平滑コンデンサ１４の静電容量に応じて、上昇する。従って、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓが第１の目標電圧に達する時間は、予め計算しておくことができる。 Also, when the power supply device 1</b>A is started, the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 increases according to the voltage of the load 3 and the capacitance of the smoothing capacitor 14 . Therefore, the time required for the voltage Vbus of the smoothing capacitor 14 to reach the first target voltage can be calculated in advance.

つまり、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓは、必ずしも計測されなくても良い。そこで、電源装置１Ａは、第２の電圧検出器１５を含んでいない。 That is, the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 does not necessarily have to be measured. Therefore, the power supply device 1A does not include the second voltage detector 15. FIG.

閾値時間記憶部２３Ａは、予め定められた閾値時間Ｔｔｈを記憶する。閾値時間Ｔｔｈは、有線通信又は無線通信経由で書き換え可能であっても良い。閾値時間Ｔｔｈは、負荷３の電圧と平滑コンデンサ１４の静電容量に応じて、定められる。例えば、閾値時間Ｔｔｈは、平滑コンデンサ１４の電圧が第１の目標電圧に達するまでの時間としても良いが、本開示はこれに限定されない。 The threshold time storage unit 23A stores a predetermined threshold time Tth . The threshold time T th may be rewritable via wired or wireless communication. The threshold time Tth is determined according to the voltage of the load 3 and the capacitance of the smoothing capacitor 14 . For example, the threshold time T th may be the time until the voltage of the smoothing capacitor 14 reaches the first target voltage, but the present disclosure is not limited to this.

電源装置１Ａの定常時の動作は、電源装置１の定常時の動作と同様であるので、説明を省略する。 Since the normal operation of the power supply device 1A is the same as the normal operation of the power supply device 1, a description thereof will be omitted.

（第２の実施の形態の電源装置の起動時の動作）
電源装置１Ａの起動時の動作について、説明する。 (Operation of the power supply device of the second embodiment at startup)
The operation of the power supply device 1A at startup will be described.

図７は、第２の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。 FIG. 7 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the second embodiment when it is started.

制御部２０Ａは、制御信号Ｓ０が供給されたら、制御動作を開始する。 The control unit 20A starts the control operation when the control signal S0 is supplied.

駆動制御部２４Ａは、ステップＳ２００において、制御信号Ｓ１を第２駆動部２２に出力する。第２駆動部２２は、制御信号Ｓ１が入力されたら、負荷３の電圧を昇圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、昇降圧コンバータ１６を動作させる。 The drive control section 24A outputs the control signal S1 to the second drive section 22 in step S200. When the control signal S1 is input, the second driving section 22 operates the step-up/step-down converter 16 so as to output a voltage obtained by stepping up the voltage of the load 3 to the smoothing capacitor 14 .

第２駆動部２２は、あるタイミングで、第６のスイッチ素子Ｑ６をオン状態に制御する。次に、第２駆動部２２は、デッドタイム経過後のタイミングで、第５のスイッチ素子Ｑ５をオン状態に制御する。第２駆動部２２は、上記の制御動作を繰り返す。 The second driving section 22 controls the sixth switch element Q6 to be in the ON state at a certain timing. Next, the second driving section 22 controls the fifth switch element Q5 to be in the ON state at the timing after the dead time has elapsed. The second driving section 22 repeats the control operation described above.

昇降圧コンバータ１６は、負荷３の電圧を昇圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。これにより、平滑コンデンサ１４に電荷が蓄積される。 The step-up/step-down converter 16 outputs a voltage obtained by stepping up the voltage of the load 3 to the smoothing capacitor 14 . As a result, charges are accumulated in the smoothing capacitor 14 .

負荷３の電圧を昇圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。 A voltage obtained by boosting the voltage of the load 3 corresponds to the "second voltage" of the present disclosure.

駆動制御部２４Ａは、ステップＳ２０２において、閾値時間Ｔｔｈが経過したか否かを判定し、経過していないと判定した場合には（ステップＳ２０２でＮｏ）、ステップＳ２０２で待機する。駆動制御部２４Ａは、閾値時間Ｔｔｈが経過したと判定した場合には（ステップＳ２０２でＹｅｓ）、処理をステップＳ２０４に進める。 In step S202, the drive control unit 24A determines whether or not the threshold time Tth has passed, and if it determines that it has not passed (No in step S202), it waits in step S202. When the drive control unit 24A determines that the threshold time Tth has passed (Yes in step S202), the process proceeds to step S204.

駆動制御部２４Ａは、ステップＳ２０４において、制御信号Ｓ２を第１駆動部２１に出力するとともに、制御信号Ｓ３を第２駆動部２２に出力する。第１駆動部２１は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４Ａから入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、絶縁型共振コンバータ１３を動作させる。第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までに夫々出力する。 The drive control unit 24A outputs the control signal S2 to the first drive unit 21 and the control signal S3 to the second drive unit 22 in step S204. When the control signal S2 is input from the drive control section 24A, the first drive section 21 operates the isolation resonance converter 13 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin . The first driving section 21 outputs the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 to the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 , respectively.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。このとき、平滑コンデンサ１４には電荷が蓄積されているので、突入電流が抑制される。 The isolated resonant converter 13 outputs a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 . At this time, since charges are accumulated in the smoothing capacitor 14, the inrush current is suppressed.

一方、第２駆動部２２は、制御信号Ｓ３が駆動制御部２４Ａから入力されたら、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧した電圧を負荷３に出力するように、昇降圧コンバータ１６を動作させる。第２駆動部２２は、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６を第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６に夫々出力する。昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧を降圧した電圧を、負荷３に出力する。 On the other hand, when the control signal S3 is input from the drive control unit 24A, the second driving unit 22 operates the buck-boost converter 16 so as to output the voltage obtained by stepping down the voltage Vbus of the smoothing capacitor 14 to the load 3. . The second driving section 22 outputs the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 to the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6, respectively. The step-up/step-down converter 16 steps down the voltage of the smoothing capacitor 14 and outputs the voltage to the load 3 .

その後、制御部２０Ａは、定常時の動作に移行する。 After that, the control unit 20A shifts to normal operation.

（まとめ）
以上説明したように、電源装置１Ａは、起動時に、負荷３の電圧を昇圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力して、平滑コンデンサ１４に電荷を蓄積する。これにより、電源装置１Ａは、突入電流を抑制することができる。従って、電源装置１Ａは、各素子（例えば、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４）がダメージを受けることを抑制することができる。 (summary)
As described above, the power supply device 1</b>A outputs a voltage obtained by boosting the voltage of the load 3 to the smoothing capacitor 14 at startup, and accumulates electric charge in the smoothing capacitor 14 . Thereby, 1 A of power supply devices can suppress an inrush current. Therefore, the power supply device 1A can suppress damage to each element (for example, the first switch element Q 1 to the fourth switch element Q 4 ).

また、電源装置１Ａは、第２の電圧検出器１５を不要にすることができる。これにより、電源装置１Ａは、部品点数を削減し、実装面積を抑制し、コストを低減することができる。 Moreover, the power supply device 1A can eliminate the need for the second voltage detector 15 . Thereby, 1 A of power supply devices can reduce a number of parts, suppress a mounting area, and can reduce a cost.

（第３の実施の形態）
［第３の実施の形態の構成］
図８は、第３の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１Ｂの構成要素のうち、電源装置１、１Ａ、又は、１００と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 (Third Embodiment)
[Configuration of the third embodiment]
FIG. 8 is a diagram showing the circuit configuration of the power supply device according to the third embodiment. Among the constituent elements of the power supply device 1B, the constituent elements that are the same as those of the power supply device 1, 1A, or 100 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

電源装置１Ｂは、電源装置１００と比較して、コンバータ５０を更に含む。また、電源装置１は、電源装置１００と比較して、制御部１０１に代えて、制御部２０Ｂを含む。 Power supply device 1B further includes a converter 50 as compared with power supply device 100 . Further, unlike the power supply device 100 , the power supply device 1 includes a control section 20B instead of the control section 101 .

コンバータ５０は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。 Converter 50 outputs a voltage obtained by stepping down input voltage Vin to smoothing capacitor 14 .

絶縁型共振コンバータ１３が、本開示の「第１のコンバータ」に対応する。コンバータ５０が、本開示の「第２のコンバータ」に対応する。 The isolated resonant converter 13 corresponds to the "first converter" of the present disclosure. The converter 50 corresponds to the "second converter" of the present disclosure.

絶縁型共振コンバータ１３が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第１の電圧」に対応する。コンバータ５０が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。 The voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the isolated resonant converter 13 corresponds to the "first voltage" of the present disclosure. A voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the converter 50 corresponds to the "second voltage" of the present disclosure.

コンバータ５０は、抵抗５１と、第２のトランスＴＲ２と、第７のスイッチ素子Ｑ７と、ダイオードＤ２１と、コンデンサ５２と、を含む。 Converter 50 includes a resistor 51 , a second transformer TR 2 , a seventh switch element Q 7 , a diode D 21 and a capacitor 52 .

第２のトランスＴＲ２は、１次巻線５３と、２次巻線５４と、を含む。第２のトランスＴＲ２は、コア３３を、第１のトランスＴＲ１と共有する。１次巻線５３及び２次巻線５４は、コア３３に巻回されている。 A second transformer TR 2 includes a primary winding 53 and a secondary winding 54 . The second transformer TR2 shares the core 33 with the first transformer TR1 . A primary winding 53 and a secondary winding 54 are wound around the core 33 .

図９は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの一例を示す図である。詳しくは、図９は、コア３３の側面図である。コア３３は、いわゆるＥＩ型のコアである。コア３３は、第１部材（Ｅ型部材）３３ａと、第２部材（Ｉ型部材）３３ｂと、を含む。第１部材３３ａは、第１の脚（中脚）３３ａ１と、第２の脚（第１の側脚）３３ａ２と、第３の脚（第２の側脚）３３ａ３と、を有する。 FIG. 9 is a diagram showing an example of a transformer core of the power supply device according to the third embodiment. Specifically, FIG. 9 is a side view of the core 33. As shown in FIG. The core 33 is a so-called EI type core. The core 33 includes a first member (E-shaped member) 33a and a second member (I-shaped member) 33b. The first member 33a has a first leg (middle leg) 33a1, a second leg (first side leg) 33a2, and a third leg (second side leg) 33a3.

図１０は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの一例を示す図である。詳しくは、図１０は、コア３３の第１部材３３ａの上面図である。 FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a transformer core of the power supply device according to the third embodiment. Specifically, FIG. 10 is a top view of the first member 33a of the core 33. As shown in FIG.

第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２は、第１の脚３３ａ１に巻回されている。第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２が第１の脚３３ａ１に巻回されているのは、第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２の電磁結合を強くして、絶縁型共振コンバータ１３の電力効率を高めるためである。 The primary winding 31 and the secondary winding 32 of the first transformer TR1 are wound around the first leg 33a1. The primary winding 31 and the secondary winding 32 of the first transformer TR -1 are wound around the first leg 33a1. This is to increase the power efficiency of the isolated resonant converter 13 by strengthening the electromagnetic coupling of 32 .

第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４は、第２の脚３３ａ２に巻回された後、更に、第３の脚３３ａ３に巻回されている。これは、後述するように、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４には、電源装置１の起動時にだけ電流が流れるので、定常時と異なり、コンバータ５０の電力効率を高める必要性が低いからである。 The primary winding 53 and secondary winding 54 of the second transformer TR2 are wound around the second leg 33a2 and then around the third leg 33a3. As will be described later, current flows through the primary winding 53 and secondary winding 54 of the second transformer TR 2 only when the power supply device 1 is started. This is because there is little need to increase efficiency.

このように、第２のトランスＴＲ２がコア３３を第１のトランスＴＲ１と共有することにより、部品点数の抑制、省スペース化、コスト抑制を図ることができる。 In this way, by sharing the core 33 between the second transformer TR2 and the first transformer TR1 , it is possible to reduce the number of components, save space, and reduce costs.

また、第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２が巻回される第１の脚３３ａ１と、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４が巻回される第２の脚３３ａ２及び第３の脚３３ａ３と、は異なる。 A first leg 33a1 around which the primary winding 31 and the secondary winding 32 of the first transformer TR -1 are wound, and a primary winding 53 and a secondary winding 54 of the second transformer TR - 2. is wound on the second leg 33a2 and the third leg 33a3.

更に、後述するように、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４には、電源装置１の起動時にだけ電流が流れる。一方、第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２には、電源装置１の定常時にだけ電流が流れる。 Furthermore, as will be described later, a current flows through the primary winding 53 and the secondary winding 54 of the second transformer TR2 only when the power supply device 1 is started. On the other hand, a current flows through the primary winding 31 and the secondary winding 32 of the first transformer TR1 only when the power supply device 1 is stationary.

これにより、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４が第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２に影響を与えることを抑制することができる。従って、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４が絶縁型共振コンバータ１３の電力効率に影響を与えることを抑制することができる。 As a result, the primary winding 53 and the secondary winding 54 of the second transformer TR2 can be prevented from affecting the primary winding 31 and the secondary winding 32 of the first transformer TR1. can. Therefore, it is possible to prevent the primary winding 53 and the secondary winding 54 of the second transformer TR 2 from affecting the power efficiency of the isolated resonance converter 13 .

なお、第１の実施の形態では、コア３３は、ＥＩ型のコアとしたが、本開示はこれに限定されない。コア３３は、ＥＥコア、ＥＥＲコア、ＥＩＲコア、ＰＱコアで例示される３つ脚コアであっても良い。 Although the core 33 is an EI core in the first embodiment, the present disclosure is not limited to this. Core 33 may be a three-legged core exemplified by EE core, EER core, EIR core, PQ core.

図１１は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの他の例を示す図である。詳しくは、図１１は、いわゆるＥＥ型のコア３３Ａの側面図である。この場合も、第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２が中脚に巻回され、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４が第１及び第２の側脚に巻回されることが、好ましい。 FIG. 11 is a diagram showing another example of the transformer core of the power supply device according to the third embodiment. Specifically, FIG. 11 is a side view of a so-called EE type core 33A. In this case also, the primary winding 31 and secondary winding 32 of the first transformer TR1 are wound on the middle leg, and the primary winding 53 and secondary winding 54 of the second transformer TR2 are wound on the middle leg. It is preferably wrapped around the first and second side legs.

また、コア３３は、３相トランスの場合、５つ脚コアであっても良い。 Also, the core 33 may be a five-legged core in the case of a three-phase transformer.

図１２は、第３の実施の形態の電源装置のトランスのコアの他の例を示す図である。詳しくは、図１２は、５つ脚のコア３３Ｂの側面図である。この場合も、第１のトランスＴＲ１の巻線が３つの中脚に巻回され、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４が第１及び第２の側脚に巻回されることが好ましい。 FIG. 12 is a diagram showing another example of the transformer core of the power supply device according to the third embodiment. Specifically, FIG. 12 is a side view of the five-legged core 33B. Again, the windings of the first transformer TR1 are wound on the three middle legs, and the primary winding 53 and secondary winding 54 of the second transformer TR2 are wound on the first and second side legs. is preferably wound on.

なお、第３の実施の形態では、第２のトランスＴＲ２がコア３３を第１のトランスＴＲ１と共有することとしたが、本開示はこれに限定されない。第２のトランスＴＲ２は、コア３３と別個のコアを有することとしても良い。 Although the second transformer TR2 shares the core 33 with the first transformer TR1 in the third embodiment, the present disclosure is not limited to this. The second transformer TR 2 may have a core separate from the core 33 .

再び図８を参照し、電源装置１Ｂの説明に戻る。 With reference to FIG. 8 again, the description will return to the power supply device 1B.

抵抗５１の一端は、第１の入力端子４１に電気的に接続されている。抵抗５１の他端は、１次巻線５３の一端に電気的に接続されている。抵抗５１は、１次巻線５３に大きな突入電流が流れることを抑制することができる。つまり、抵抗５１は、コンバータ５０に大きな突入電流が流れることを抑制することができる。 One end of the resistor 51 is electrically connected to the first input terminal 41 . The other end of resistor 51 is electrically connected to one end of primary winding 53 . Resistor 51 can suppress a large inrush current from flowing through primary winding 53 . That is, resistor 51 can suppress a large inrush current from flowing through converter 50 .

なお、抵抗５１が存在することにより、コンバータ５０の電力効率の低下が懸念される。しかしながら、後述するように、コンバータ５０は、電源装置１の起動時だけ動作し、定常時は動作しない。従って、抵抗５１は、電源装置１の定常時には電力効率を低下させることはない。 Note that the presence of resistor 51 may reduce the power efficiency of converter 50 . However, as will be described later, converter 50 operates only when power supply device 1 is started, and does not operate during normal operation. Therefore, the resistor 51 does not lower the power efficiency when the power supply device 1 is stationary.

１次巻線５３の他端は、第７のスイッチ素子Ｑ７のドレインに電気的に接続されている。第７のスイッチ素子Ｑ７のソースは、基準電位に電気的に接続されている。 The other end of the primary winding 53 is electrically connected to the drain of the seventh switch element Q7 . The source of the seventh switch element Q7 is electrically connected to the reference potential.

第７のスイッチ素子Ｑ７がＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴであることとしたが、本開示はこれに限定されない。第７のスイッチ素子Ｑ７は、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイス、ＩＧＢＴなどでも良い。第７のスイッチ素子Ｑ７は、第７の寄生ダイオード（ボディダイオード）Ｄ７を有する。 Although the seventh switch element Q7 is an N-channel MOSFET, the present disclosure is not limited to this. The seventh switch element Q7 may be a silicon power device, GaN power device, SiC power device, IGBT, or the like. The seventh switch element Q7 has a seventh parasitic diode (body diode) D7 .

ダイオードＤ２１のアノードは、２次巻線５４の一端に電気的に接続されている。コンデンサ５２は、ダイオードＤ２１のカソードと、２次巻線５４の他端と、の間に電気的に接続されている。ダイオードＤ２１のカソードは、平滑コンデンサ１４の高電位側の端子に電気的に接続されている。コンデンサ５２は、コンバータ５０の出力電圧を平滑化する。 The anode of diode D 21 is electrically connected to one end of secondary winding 54 . Capacitor 52 is electrically connected between the cathode of diode D 21 and the other end of secondary winding 54 . The cathode of the diode D21 is electrically connected to the terminal of the smoothing capacitor 14 on the high potential side. Capacitor 52 smoothes the output voltage of converter 50 .

制御部２０Ｂは、第１駆動部２１と、第２駆動部２２と、閾値電圧記憶部２３と、駆動制御部２４Ｂと、を含む。制御部２０Ｂは、ＣＰＵとプログラムを利用して、実現可能である。また、制御部２０Ｂは、ハードウェア回路で、実現可能である。 The control section 20B includes a first drive section 21, a second drive section 22, a threshold voltage storage section 23, and a drive control section 24B. The control unit 20B can be implemented using a CPU and a program. Also, the control unit 20B can be realized by a hardware circuit.

第１駆動部２１は、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのゲート－ソース間の電圧を制御することにより、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのスイッチング動作を制御する。第１駆動部２１は、ＰＷＭ信号である、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までのゲートに、夫々出力する。なお、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までには、デッドタイムが設定されている。デッドタイムは、１ｎｓから１０ｎｓ程度が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The first driving section 21 controls the gate-source voltages of the first switching element Q1 to the fourth switching element Q4 based on the input voltage Vin and the output voltage Vout , thereby It controls switching operations from one switch element Q1 to a fourth switch element Q4 . The first drive unit 21 applies the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 , which are PWM signals, to the gates of the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 . , respectively. A dead time is set between the first gate pulse signal P1 and the fourth gate pulse signal P4 . A dead time of about 1 ns to 10 ns is exemplified, but the present disclosure is not limited to this.

第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までのデューティやスイッチング周波数を変えることで、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。 The first driving section 21 can control the output voltage Vout to the target voltage by changing the duty and switching frequency of the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 .

第２駆動部２２は、入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、第７のスイッチ素子Ｑ７のゲート－ソース間の電圧を制御することにより、第７のスイッチ素子Ｑ７のスイッチング動作を制御する。第２駆動部２２は、ＰＷＭ信号である、第７のゲートパルス信号Ｐ７を、第７のスイッチ素子Ｑ７のゲートに出力する。 The second drive unit 22 controls the gate-source voltage of the seventh switch element Q7 based on the input voltage V in and the output voltage V out to perform switching operation of the seventh switch element Q7. to control. The second drive section 22 outputs a seventh gate pulse signal P7 , which is a PWM signal, to the gate of the seventh switch element Q7 .

第２駆動部２２は、第７のゲートパルス信号Ｐ７のデューティやスイッチング周波数を変えることで、コンバータ５０の出力電流及び出力電圧を制御できる。 The second driving section 22 can control the output current and output voltage of the converter 50 by changing the duty and switching frequency of the seventh gate pulse signal P7 .

閾値電圧記憶部２３は、予め定められた閾値電圧Ｖｔｈを記憶する。閾値電圧Ｖｔｈは、有線通信又は無線通信経由で書き換え可能であっても良い。閾値電圧Ｖｔｈは、目標電圧と同じであることが例示されるが、本開示はこれに限定されない。閾値電圧Ｖｔｈは、目標電圧より低くても良いし、高くても良い。 The threshold voltage storage unit 23 stores a predetermined threshold voltage Vth . The threshold voltage Vth may be rewritable via wired or wireless communication. The threshold voltage V th is illustrated to be the same as the target voltage, but the present disclosure is not limited to this. The threshold voltage Vth may be lower or higher than the target voltage.

駆動制御部２４Ｂは、制御信号Ｓ０に基づいて、第１駆動部２１及び第２駆動部２２を制御する。 The drive control section 24B controls the first drive section 21 and the second drive section 22 based on the control signal S0 .

［第１の実施の形態の電源装置の定常時の動作］
電源装置１Ｂの定常時の動作について、説明する。 [Operation of the power supply device according to the first embodiment during normal operation]
The normal operation of the power supply device 1B will be described.

第１駆動部２１は、あるタイミングで、第１のスイッチ素子Ｑ１及び第４のスイッチ素子Ｑ４をオン状態に制御する。次に、第１駆動部２１は、デッドタイム経過後のタイミングで、第２のスイッチ素子Ｑ２及び第３のスイッチ素子Ｑ３をオン状態に制御する。第１駆動部２１は、上記の制御動作を繰り返す。これにより、１次巻線３１には、交流電圧が印加され、２次巻線３２には、交流電圧が発生する。ダイオードブリッジ３４は、２次巻線３２に発生した交流電圧を直流電圧に整流して、平滑コンデンサ１４に出力する。 The first driving section 21 controls the first switch element Q1 and the fourth switch element Q4 to be in the ON state at a certain timing. Next, the first driving section 21 controls the second switch element Q2 and the third switch element Q3 to be in the ON state at the timing after the dead time has elapsed. The first driving section 21 repeats the control operation described above. As a result, an AC voltage is applied to the primary winding 31 and an AC voltage is generated in the secondary winding 32 . The diode bridge 34 rectifies the AC voltage generated in the secondary winding 32 into a DC voltage and outputs the DC voltage to the smoothing capacitor 14 .

第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までのデューティやスイッチング周波数を変えることで、出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に制御できる。 The first driving section 21 can control the output voltage Vout to the target voltage by changing the duty and switching frequency of the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 .

第２駆動部２２は、定常時には、コンバータ５０を動作させない。 The second drive unit 22 does not operate the converter 50 during normal operation.

［第１の実施の形態の電源装置の起動時の動作］
電源装置１Ｂの起動時の動作について、説明する。 [Operation of the power supply device according to the first embodiment at startup]
The operation of the power supply device 1B at startup will be described.

図１３は、第３の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。制御部２０Ｂは、制御信号Ｓ０が供給されたら、制御動作を開始する。 FIG. 13 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the third embodiment when it is started. The control section 20B starts the control operation when the control signal S0 is supplied.

駆動制御部２４Ｂは、ステップＳ３００において、制御信号Ｓ１を第２駆動部２２に出力する。第２駆動部２２は、制御信号Ｓ１が入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、コンバータ５０を動作させる。 The drive control section 24B outputs the control signal S1 to the second drive section 22 in step S300. When the control signal S1 is input, the second driving section 22 operates the converter 50 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin .

第２駆動部２２は、あるタイミングで、第７のスイッチ素子Ｑ７をオン状態に制御する。このとき、第１の入力端子４１→抵抗５１→１次巻線５３→第７のスイッチ素子Ｑ７→基準電位の経路に電流が流れる。このとき、抵抗５１によって１次電流が抑制されるので、コンバータ５０に大きな突入電流が流れることを抑制することができる。第２駆動部２２は、次のタイミングで、第７のスイッチ素子Ｑ７をオフ状態に制御する。第２駆動部２２は、上記の制御動作を繰り返す。 The second driving section 22 controls the seventh switch element Q7 to be turned on at a certain timing. At this time, current flows through the path of first input terminal 41→resistor 51→primary winding 53→seventh switch element Q 7 →reference potential. At this time, since the primary current is suppressed by resistor 51, it is possible to suppress a large inrush current from flowing through converter 50. FIG. The second driving section 22 controls the seventh switch element Q7 to be turned off at the following timing. The second driving section 22 repeats the control operation described above.

コンバータ５０は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。これにより、平滑コンデンサ１４に電荷が蓄積される。 Converter 50 outputs a voltage obtained by stepping down input voltage Vin to smoothing capacitor 14 . As a result, charges are accumulated in the smoothing capacitor 14 .

駆動制御部２４Ｂは、ステップＳ３０２において、平滑コンデンサ１４の電圧が閾値電圧Ｖｔｈに達したか否かを判定し、達していないと判定した場合には（ステップＳ３０２でＮｏ）、ステップＳ３０２で待機する。駆動制御部２４Ｂは、平滑コンデンサ１４の電圧が閾値電圧Ｖｔｈに達したと判定した場合には（ステップＳ３０２でＹｅｓ）、処理をステップＳ３０４に進める。 In step S302, the drive control unit 24B determines whether or not the voltage of the smoothing capacitor 14 has reached the threshold voltage Vth . do. When the drive control unit 24B determines that the voltage of the smoothing capacitor 14 has reached the threshold voltage Vth (Yes in step S302), the process proceeds to step S304.

駆動制御部２４Ｂは、ステップＳ３０４において、制御信号Ｓ１の出力を終了するとともに、制御信号Ｓ２を第１駆動部２１に出力する。 In step S304, the drive control section 24B ends the output of the control signal S1 and outputs the control signal S2 to the first drive section 21. FIG.

第２駆動部２２は、制御信号Ｓ１の入力が終了したら、コンバータ５０の動作を終了させる。詳しくは、第２駆動部２２は、第７のゲートパルス信号Ｐ７の出力を終了する。従って、コンバータ５０は、動作を終了する。 The second driving section 22 terminates the operation of the converter 50 after the input of the control signal S1 is terminated. Specifically, the second driving section 22 ends the output of the seventh gate pulse signal P7 . Therefore, converter 50 terminates its operation.

一方、第１駆動部２１は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４Ｂから入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、絶縁型共振コンバータ１３を動作させる。第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までに夫々出力する。 On the other hand, when the control signal S2 is input from the drive control section 24B, the first drive section 21 operates the isolation resonance converter 13 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin . The first driving section 21 outputs the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 to the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 , respectively.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。このとき、平滑コンデンサ１４には電荷が蓄積されているので、突入電流が抑制される。 The isolated resonant converter 13 outputs a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 . At this time, since charges are accumulated in the smoothing capacitor 14, the inrush current is suppressed.

その後、制御部２０Ｂは、定常時の動作に移行する。 After that, the control unit 20B shifts to normal operation.

［第３の実施の形態の変形例の構成］
図１４は、第３の実施の形態の変形例の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ｃの構成要素のうち、電源装置１、１Ａ、１Ｂ、又は、１００と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 [Configuration of Modified Example of Third Embodiment]
FIG. 14 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a modification of the third embodiment. Among the constituent elements of the power supply device 1C, constituent elements that are the same as those of the power supply device 1, 1A, 1B, or 100 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

電源装置１Ｃは、電源装置１Ｂと比較して、昇降圧コンバータ１６と、出力コンデンサ１７と、第３の電圧検出器１８と、を更に含む。 The power supply 1C further includes a buck-boost converter 16, an output capacitor 17, and a third voltage detector 18 as compared to the power supply 1B.

絶縁型共振コンバータ１３が、本開示の「第１のコンバータ」に対応する。コンバータ５０が、本開示の「第２のコンバータ」に対応する。昇降圧コンバータ１６が、本開示の「第３のコンバータ」に対応する。 The isolated resonant converter 13 corresponds to the "first converter" of the present disclosure. The converter 50 corresponds to the "second converter" of the present disclosure. The buck-boost converter 16 corresponds to the "third converter" of the present disclosure.

絶縁型共振コンバータ１３が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第１の電圧」に対応する。コンバータ５０が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。出力電圧Ｖｏｕｔが、本開示の「第３の電圧」に対応する。 The voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the isolated resonant converter 13 corresponds to the "first voltage" of the present disclosure. A voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the converter 50 corresponds to the "second voltage" of the present disclosure. The output voltage V out corresponds to the "third voltage" of the present disclosure.

また、電源装置１Ｃは、電源装置１Ｂと比較して、制御部２０Ｂに代えて、制御部２０Ｃを含む。制御部２０Ｃは、制御部２０Ｂと比較して、第３駆動部２５を更に含む。 Moreover, the power supply device 1C includes a control section 20C instead of the control section 20B, unlike the power supply device 1B. The control section 20C further includes a third drive section 25 as compared with the control section 20B.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧し、電圧Ｖｂｕｓを平滑コンデンサ１４に出力する。昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧し、出力電圧Ｖｏｕｔを負荷３に出力する。 The isolated resonant converter 13 steps down the input voltage V in and outputs the voltage V bus to the smoothing capacitor 14 . The buck-boost converter 16 steps down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 and outputs the output voltage V out to the load 3 .

昇降圧コンバータ１６は、同期整流型の昇降圧チョッパとするが、本開示はこれに限定されない。昇降圧コンバータ１６は、降圧チョッパでも良い。 The buck-boost converter 16 is a synchronous buck-boost chopper, but the present disclosure is not limited to this. The buck-boost converter 16 may be a buck chopper.

第３駆動部２５は、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓ及び出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６のゲート－ソース間の電圧を制御することにより、第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６のスイッチング動作を制御する。第３駆動部２５は、ＰＷＭ信号である、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６を、第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６のゲートに、夫々出力する。なお、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６には、デッドタイムが設定されている。デッドタイムは、１ｎｓから１０ｎｓ程度が例示されるが、本開示はこれに限定されない。 The third drive unit 25 controls the voltage between the gate and the source of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 based on the voltage V bus and the output voltage V out of the smoothing capacitor 14. , controls the switching operations of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 . The third drive unit 25 supplies the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 , which are PWM signals, to the gates of the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6 . output respectively. A dead time is set for the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 . A dead time of about 1 ns to 10 ns is exemplified, but the present disclosure is not limited to this.

第３駆動部２５は、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６のデューティやスイッチング周波数を変えることで、出力電圧Ｖｏｕｔを第２の目標電圧に制御できる。 The third driving section 25 can control the output voltage Vout to the second target voltage by changing the duty and switching frequency of the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 .

電源装置１Ｃの定常時の動作は、電源装置１及び１Ａの定常時の動作と同様であるので、説明を省略する。 Since the normal operation of the power supply device 1C is the same as the normal operation of the power supply devices 1 and 1A, description thereof is omitted.

（第３の実施の形態の変形例の電源装置の起動時の動作）
電源装置１Ｃの起動時の動作について、説明する。 (Operation at startup of the power supply device of the modification of the third embodiment)
The operation of the power supply device 1C at startup will be described.

図１５は、第３の実施の形態の変形例の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。制御部２０Ｃは、制御信号Ｓ０が供給されたら、制御動作を開始する。 FIG. 15 is a flow chart showing the operation at startup of the power supply device of the modification of the third embodiment. The control unit 20C starts the control operation when the control signal S0 is supplied.

ステップＳ４００及びＳ４０２は、第３の実施の形態のステップＳ３００及びＳ３０２と同様であるので、説明を省略する。 Steps S400 and S402 are the same as steps S300 and S302 of the third embodiment, so the description is omitted.

駆動制御部２４Ｃは、ステップＳ４０４において、制御信号Ｓ２を第１駆動部２１及び第３駆動部２５に出力する。第１駆動部２１は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４Ｃから入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、絶縁型共振コンバータ１３を動作させる。第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までに夫々出力する。 The drive control section 24C outputs the control signal S2 to the first drive section 21 and the third drive section 25 in step S404. When the control signal S2 is input from the drive control unit 24C, the first drive unit 21 operates the isolation resonance converter 13 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin . The first driving section 21 outputs the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 to the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 , respectively.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。このとき、平滑コンデンサ１４には電荷が蓄積されているので、突入電流が抑制される。 The isolated resonant converter 13 outputs a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 . At this time, since charges are accumulated in the smoothing capacitor 14, the inrush current is suppressed.

第３駆動部２５は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４Ｃから入力されたら、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧した電圧を負荷３に出力するように、昇降圧コンバータ１６を動作させる。第３駆動部２５は、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６を第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６に夫々出力する。昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧を降圧した電圧を、負荷３に出力する。 When the control signal S2 is input from the drive control unit 24C, the third drive unit 25 operates the buck-boost converter 16 so as to output to the load 3 a voltage obtained by stepping down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 . The third driving section 25 outputs the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 to the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6, respectively. The step-up/step-down converter 16 steps down the voltage of the smoothing capacitor 14 and outputs the voltage to the load 3 .

その後、制御部２０Ｃは、定常時の動作に移行する。 After that, the control unit 20C shifts to normal operation.

［まとめ］
以上説明したように、電源装置１Ｂ及び１Ｃは、起動時に、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力して、平滑コンデンサ１４に電荷を蓄積する。これにより、電源装置１Ｂ及び１Ｃは、突入電流を抑制することができる。従って、電源装置１Ｂ及び１Ｃは、各素子（例えば、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４）がダメージを受けることを抑制することができる。 [summary]
As described above, the power supply devices 1B and 1C output the voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 at the time of startup, and accumulates electric charges in the smoothing capacitor 14 . Thereby, the power supply devices 1B and 1C can suppress rush current. Therefore, the power supply devices 1B and 1C can suppress damage to each element (for example, the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 ).

また、電源装置１Ｂ及び１Ｃは、第２のトランスＴＲ２がコア３３を第１のトランスＴＲ１と共有することにより、部品点数の抑制、省スペース化、コスト抑制を図ることができる。 Further, in the power supply devices 1B and 1C, the second transformer TR2 shares the core 33 with the first transformer TR1 , thereby reducing the number of components, saving space, and reducing costs.

また、第１のトランスＴＲ１の１次巻線３１及び２次巻線３２が巻回される第１の脚３３ａ１と、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４が巻回される第２の脚３３ａ２及び第３の脚３３ａ３と、が異なる。これにより、電源装置１Ｂは、第２のトランスＴＲ２の１次巻線５３及び２次巻線５４が絶縁型共振コンバータ１３の電力効率に影響を与えることを抑制することができる。 A first leg 33a1 around which the primary winding 31 and the secondary winding 32 of the first transformer TR -1 are wound, and a primary winding 53 and a secondary winding 54 of the second transformer TR - 2. are wound on the second leg 33a2 and the third leg 33a3. Thereby, the power supply device 1</b>B can suppress the influence of the primary winding 53 and the secondary winding 54 of the second transformer TR 2 on the power efficiency of the isolated resonant converter 13 .

また、電源装置１Ｂ及び１Ｃは、コンバータ５０が抵抗５１を備えることにより、抵抗５１によって１次巻線５３に大きな突入電流が流れることが抑制される。従って、電源装置１Ｂ及び１Ｃは、コンバータ５０に大きな突入電流が流れることを抑制することができる。 Further, in the power supply devices 1B and 1C, the converter 50 includes the resistor 51 so that the resistor 51 suppresses a large inrush current from flowing through the primary winding 53 . Therefore, power supply devices 1B and 1C can suppress a large inrush current from flowing through converter 50 .

＜第４の実施の形態＞
（第４の実施の形態の構成）
図１６は、第４の実施の形態の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ｄの構成要素のうち、電源装置１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、又は、１００と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 <Fourth Embodiment>
(Configuration of the fourth embodiment)
FIG. 16 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to the fourth embodiment. Among the constituent elements of the power supply device 1D, constituent elements that are the same as those of the power supply device 1, 1A, 1B, 1C, or 100 are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

電源装置１Ｄは、電源装置１Ｂと比較して、制御部２０Ｂに代えて、制御部２０Ｄを含む。制御部２０Ｄは、制御部２０Ｂと比較して、閾値電圧記憶部２３に代えて、閾値時間記憶部２３Ａを含み、駆動制御部２４Ｂに代えて、駆動制御部２４Ｄを含む。 The power supply device 1D includes a control section 20D instead of the control section 20B, unlike the power supply device 1B. Compared with the control unit 20B, the control unit 20D includes a threshold time storage unit 23A instead of the threshold voltage storage unit 23, and a drive control unit 24D instead of the drive control unit 24B.

絶縁型共振コンバータ１３が、本開示の「第１のコンバータ」に対応する。コンバータ５０が、本開示の「第２のコンバータ」に対応する。 The isolated resonant converter 13 corresponds to the "first converter" of the present disclosure. The converter 50 corresponds to the "second converter" of the present disclosure.

絶縁型共振コンバータ１３が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第１の電圧」に対応する。コンバータ５０が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。 The voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the isolated resonant converter 13 corresponds to the "first voltage" of the present disclosure. A voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the converter 50 corresponds to the "second voltage" of the present disclosure.

電源装置１Ｄの定常時の動作は、電源装置１Ｂの定常時の動作と同様であるので、説明を省略する。 Since the normal operation of the power supply device 1D is the same as the normal operation of the power supply device 1B, the description thereof is omitted.

（第４の実施の形態の電源装置の起動時の動作）
電源装置１Ｄの起動時の動作について、説明する。 (Operation of the power supply device of the fourth embodiment at startup)
The operation of the power supply device 1D at startup will be described.

図１７は、第４の実施の形態の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。 FIG. 17 is a flow chart showing the operation of the power supply device according to the fourth embodiment when it is started.

制御部２０Ｄは、制御信号Ｓ０が供給されたら、制御動作を開始する。 The control section 20D starts the control operation when the control signal S0 is supplied.

駆動制御部２４Ｄは、ステップＳ５００において、制御信号Ｓ１を第２駆動部２２に出力する。第２駆動部２２は、制御信号Ｓ１が入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、コンバータ５０を動作させる。第２駆動部２２は、第７のゲートパルス信号Ｐ７を第７のスイッチ素子Ｑ７に出力する。 The drive control section 24D outputs the control signal S1 to the second drive section 22 in step S500. When the control signal S1 is input, the second driving section 22 operates the converter 50 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin . The second drive section 22 outputs the seventh gate pulse signal P7 to the seventh switch element Q7 .

コンバータ５０は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。これにより、平滑コンデンサ１４に電荷が蓄積される。 Converter 50 outputs a voltage obtained by stepping down input voltage Vin to smoothing capacitor 14 . As a result, charges are accumulated in the smoothing capacitor 14 .

駆動制御部２４Ｄは、ステップＳ５０２において、閾値時間Ｔｔｈが経過したか否かを判定し、経過していないと判定した場合には（ステップＳ５０２でＮｏ）、ステップＳ５０２で待機する。駆動制御部２４Ｄは、閾値時間Ｔｔｈが経過したと判定した場合には（ステップＳ５０２でＹｅｓ）、処理をステップＳ５０４に進める。 In step S502, the drive control unit 24D determines whether or not the threshold time T th has elapsed. If it is determined that the threshold time T th has not elapsed (No in step S502), the drive controller 24D waits in step S502. When the drive control unit 24D determines that the threshold time Tth has passed (Yes in step S502), the process proceeds to step S504.

駆動制御部２４Ｄは、ステップＳ５０４において、制御信号Ｓ１の出力を終了するとともに、制御信号Ｓ２を第１駆動部２１に出力する。 In step S504, the drive control section 24D ends the output of the control signal S1 and outputs the control signal S2 to the first drive section 21. FIG.

第２駆動部２２は、制御信号Ｓ１の入力が終了したら、コンバータ５０の動作を終了させる。詳しくは、第２駆動部２２は、第７のゲートパルス信号Ｐ７の出力を終了する。従って、コンバータ５０は、動作を終了する。 The second driving section 22 terminates the operation of the converter 50 after the input of the control signal S1 is completed. Specifically, the second driving section 22 ends the output of the seventh gate pulse signal P7 . Therefore, converter 50 terminates its operation.

一方、第１駆動部２１は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４Ｄから入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、絶縁型共振コンバータ１３を動作させる。第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までに夫々出力する。 On the other hand, when the control signal S2 is input from the drive control section 24D, the first drive section 21 operates the isolation resonance converter 13 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin . The first driving section 21 outputs the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 to the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 , respectively.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。このとき、平滑コンデンサ１４には電荷が蓄積されているので、突入電流が抑制される。 The isolated resonant converter 13 outputs a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 . At this time, since charges are accumulated in the smoothing capacitor 14, the inrush current is suppressed.

その後、制御部２０Ｄは、定常時の動作に移行する。 After that, the control unit 20D shifts to normal operation.

［第４の実施の形態の変形例の構成］
図１８は、第４の実施の形態の変形例の電源装置の構成を示す図である。電源装置１Ｅの構成要素のうち、電源装置１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、又は、１００と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。 [Configuration of Modified Example of Fourth Embodiment]
FIG. 18 is a diagram showing the configuration of a power supply device according to a modification of the fourth embodiment. Among the constituent elements of the power supply device 1E, constituent elements that are the same as those of the power supply device 1, 1A, 1B, 1C, 1D, or 100 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

電源装置１Ｅは、電源装置１Ｄと比較して、昇降圧コンバータ１６と、出力コンデンサ１７と、第３の電圧検出器１８と、を更に含む。 The power supply 1E further includes a buck-boost converter 16, an output capacitor 17, and a third voltage detector 18 compared to the power supply 1D.

また、電源装置１Ｅは、電源装置１Ｄと比較して、制御部２０Ｄに代えて、制御部２０Ｅを含む。制御部２０Ｅは、制御部２０Ｄと比較して、駆動制御部２４Ｄに変えて駆動制御部２４Ｅを含み、第３駆動部２５を更に含む。 Further, compared with the power supply device 1D, the power supply device 1E includes a control section 20E instead of the control section 20D. The control unit 20E includes a drive control unit 24E instead of the drive control unit 24D, and further includes a third drive unit 25 compared to the control unit 20D.

絶縁型共振コンバータ１３が、本開示の「第１のコンバータ」に対応する。コンバータ５０が、本開示の「第２のコンバータ」に対応する。昇降圧コンバータ１６が、本開示の「第３のコンバータ」に対応する。 The isolated resonant converter 13 corresponds to the "first converter" of the present disclosure. The converter 50 corresponds to the "second converter" of the present disclosure. The buck-boost converter 16 corresponds to the "third converter" of the present disclosure.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧し、電圧Ｖｂｕｓを平滑コンデンサ１４に出力する。昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧し、出力電圧Ｖｏｕｔを負荷３に出力する。 The isolated resonant converter 13 steps down the input voltage V in and outputs the voltage V bus to the smoothing capacitor 14 . The buck-boost converter 16 steps down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 and outputs the output voltage V out to the load 3 .

絶縁型共振コンバータ１３が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第１の電圧」に対応する。コンバータ５０が入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧が、本開示の「第２の電圧」に対応する。出力電圧Ｖｏｕｔが、本開示の「第３の電圧」に対応する。 The voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the isolated resonant converter 13 corresponds to the "first voltage" of the present disclosure. A voltage obtained by stepping down the input voltage Vin by the converter 50 corresponds to the "second voltage" of the present disclosure. The output voltage V out corresponds to the "third voltage" of the present disclosure.

昇降圧コンバータ１６は、同期整流型の昇降圧チョッパとするが、本開示はこれに限定されない。昇降圧コンバータ１６は、降圧チョッパでも良い。 The buck-boost converter 16 is a synchronous buck-boost chopper, but the present disclosure is not limited to this. The buck-boost converter 16 may be a buck chopper.

電源装置１Ｅの定常時の動作は、電源装置１Ｃの定常時の動作と同様であるので、説明を省略する。 Since the normal operation of the power supply device 1E is the same as the normal operation of the power supply device 1C, description thereof will be omitted.

（第４の実施の形態の変形例の電源装置の起動時の動作）
電源装置１Ｅの起動時の動作について、説明する。 (Operation at startup of the power supply device of the modification of the fourth embodiment)
The operation of the power supply device 1E at startup will be described.

図１９は、第４の実施の形態の変形例の電源装置の起動時の動作を示すフローチャートである。制御部２０Ｅは、制御信号Ｓ０が供給されたら、制御動作を開始する。 FIG. 19 is a flow chart showing the operation at startup of the power supply device of the modification of the fourth embodiment. The control unit 20E starts the control operation when the control signal S0 is supplied.

ステップＳ６００及びＳ６０２は、第４の実施の形態のステップＳ５００及びＳ５０２と同様であるので、説明を省略する。 Steps S600 and S602 are the same as steps S500 and S502 of the fourth embodiment, so description thereof will be omitted.

駆動制御部２４Ｅは、ステップＳ６０４において、制御信号Ｓ２を第１駆動部２１及び第３駆動部２５に出力する。第１駆動部２１は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４Ｅから入力されたら、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力するように、絶縁型共振コンバータ１３を動作させる。第１駆動部２１は、第１のゲートパルス信号Ｐ１から第４のゲートパルス信号Ｐ４までを第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４までに夫々出力する。 The drive control unit 24E outputs the control signal S2 to the first drive unit 21 and the third drive unit 25 in step S604. When the control signal S2 is input from the drive control unit 24E, the first driving unit 21 operates the isolation resonance converter 13 so as to output to the smoothing capacitor 14 a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin . The first driving section 21 outputs the first gate pulse signal P1 to the fourth gate pulse signal P4 to the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 , respectively.

絶縁型共振コンバータ１３は、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を、平滑コンデンサ１４に出力する。このとき、平滑コンデンサ１４には電荷が蓄積されているので、突入電流が抑制される。 The isolated resonant converter 13 outputs a voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 . At this time, since charges are accumulated in the smoothing capacitor 14, the inrush current is suppressed.

第３駆動部２５は、制御信号Ｓ２が駆動制御部２４Ｅから入力されたら、平滑コンデンサ１４の電圧Ｖｂｕｓを降圧した電圧を負荷３に出力するように、昇降圧コンバータ１６を動作させる。第３駆動部２５は、第５のゲートパルス信号Ｐ５及び第６のゲートパルス信号Ｐ６を第５のスイッチ素子Ｑ５及び第６のスイッチ素子Ｑ６に夫々出力する。昇降圧コンバータ１６は、平滑コンデンサ１４の電圧を降圧した電圧を、負荷３に出力する。 When the control signal S2 is input from the drive control unit 24E, the third drive unit 25 operates the buck-boost converter 16 so as to output to the load 3 a voltage obtained by stepping down the voltage V bus of the smoothing capacitor 14 . The third drive section 25 outputs the fifth gate pulse signal P5 and the sixth gate pulse signal P6 to the fifth switch element Q5 and the sixth switch element Q6, respectively. The step-up/step-down converter 16 steps down the voltage of the smoothing capacitor 14 and outputs the voltage to the load 3 .

その後、制御部２０Ｅは、定常時の動作に移行する。 After that, the control unit 20E shifts to normal operation.

（まとめ）
以上説明したように、電源装置１Ｄ及び１Ｅは、起動時に、入力電圧Ｖｉｎを降圧した電圧を平滑コンデンサ１４に出力して、平滑コンデンサ１４に電荷を蓄積する。これにより、電源装置１Ｄ及び１Ｅは、突入電流を抑制することができる。従って、電源装置１Ｄ及び１Ｅは、各素子（例えば、第１のスイッチ素子Ｑ１から第４のスイッチ素子Ｑ４）がダメージを受けることを抑制することができる。 (summary)
As described above, the power supply devices 1D and 1E output the voltage obtained by stepping down the input voltage Vin to the smoothing capacitor 14 at the time of startup, and accumulates electric charges in the smoothing capacitor 14 . Thereby, the power supply devices 1D and 1E can suppress rush current. Therefore, the power supply devices 1D and 1E can suppress damage to each element (for example, the first switch element Q1 to the fourth switch element Q4 ).

また、電源装置１Ｄ及び１Ｅは、駆動制御部２４Ｄ及び２４Ｅが平滑コンデンサ１４の電圧を監視する必要をなくすことができる。これにより、電源装置１Ｄ及び１Ｅは、制御を簡素化することができる。 Moreover, the power supply devices 1D and 1E can eliminate the need for the drive control units 24D and 24E to monitor the voltage of the smoothing capacitor 14. FIG. This allows the power supply devices 1D and 1E to simplify control.

本発明のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。 While several embodiments of the invention have been described, these embodiments have been presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and modifications can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and their modifications are included in the scope and gist of the invention, as well as the scope of the invention described in the claims and equivalents thereof.

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、１Ｅ 電源装置
２ 電源
３ 負荷
１１ 入力コンデンサ
１２ 第１の電圧検出器
１３ 絶縁型共振コンバータ
１４ 平滑コンデンサ
１５ 第２の電圧検出器
１６ 昇降圧コンバータ
１７ 出力コンデンサ
１８ 第３の電圧検出器
２０、２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃ、２０Ｄ、２０Ｅ 制御部
２１ 第１駆動部
２２ 第２駆動部
２３ 閾値電圧記憶部
２３Ａ 閾値時間記憶部
２４、２４Ａ、２４Ｂ、２４Ｄ、２４Ｅ 駆動制御部
２５ 第３駆動部
３１、５３ １次巻線
３２、５４ ２次巻線
３３ コア
３４ ダイオードブリッジ
４１ 第１の入力端子
４２ 第２の入力端子
４３ 第１の出力端子
４４ 第２の出力端子
５０ コンバータ
５１ 抵抗
５２ コンデンサ
Ｄ１１ 第１のダイオード
Ｄ１２ 第２のダイオード
Ｄ１３ 第３のダイオード
Ｄ１４ 第４のダイオード
Ｄ２１ ダイオード
Ｌ１ インダクタ
Ｎ１ 第１のノード
Ｎ２ 第２のノード
Ｑ１ 第１のスイッチ素子
Ｑ２ 第２のスイッチ素子
Ｑ３ 第３のスイッチ素子
Ｑ４ 第４のスイッチ素子
Ｑ５ 第５のスイッチ素子
Ｑ６ 第６のスイッチ素子
Ｑ７ 第７のスイッチ素子
ＴＲ１ 第１のトランス
ＴＲ２ 第２のトランス Reference Signs List 1, 1A, 1B, 1C, 1D, 1E power supply device 2 power supply 3 load 11 input capacitor 12 first voltage detector 13 isolated resonant converter 14 smoothing capacitor 15 second voltage detector 16 buck-boost converter 17 output capacitor 18 Third voltage detector 20, 20A, 20B, 20C, 20D, 20E Control section 21 First drive section 22 Second drive section 23 Threshold voltage storage section 23A Threshold time storage section 24, 24A, 24B, 24D, 24E Drive control Section 25 Third Drive Section 31, 53 Primary Windings 32, 54 Secondary Windings 33 Core 34 Diode Bridge 41 First Input Terminal 42 Second Input Terminal 43 First Output Terminal 44 Second Output Terminal 50 Converter 51 Resistor 52 Capacitor D 11 First Diode D 12 Second Diode D 13 Third Diode D 14 Fourth Diode D 21 Diode L 1 Inductor N 1 First Node N 2 Second Node Q 1 Second 1 switch element Q 2 second switch element Q 3 third switch element Q 4 fourth switch element Q 5 fifth switch element Q 6 sixth switch element Q 7 seventh switch element TR 1 first 2nd transformer TR 2 2nd transformer

Claims (4)

平滑コンデンサと、
第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力する第１のコンバータと、
電荷を前記平滑コンデンサにチャージするための第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力する第２のコンバータと、
前記第１のコンバータ及び前記第２のコンバータを制御する制御部と、
を備え、
前記第１のコンバータは、
入力電圧を降圧した前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力する絶縁型コンバータであり、
前記第２のコンバータは、
前記入力電圧を降圧した前記第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力するコンバータであり、
前記制御部は、
起動時に、前記第２の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記コンバータを動作させる第１の制御を実行し、その後に、前記第１の電圧を前記平滑コンデンサに出力するように、前記絶縁型コンバータを動作させる第２の制御を実行し、
前記コンバータの中のトランスの１次巻線には、前記第１の制御の実行時の突入電流を抑制する抵抗が直列に接続されており、
前記絶縁型コンバータの中のトランスと、前記コンバータの中のトランスと、は、１つのコアを共有し、
前記絶縁型コンバータの中のトランスの１次巻線及び２次巻線が巻回される前記コアの脚と、前記コンバータの中の内のトランスの１次巻線及び２次巻線が巻回される前記コアの脚と、は異なる、
ことを特徴とする、電源装置。 a smoothing capacitor;
a first converter that outputs a first voltage to the smoothing capacitor;
a second converter that outputs a second voltage to the smoothing capacitor for charging the smoothing capacitor;
a control unit that controls the first converter and the second converter;
with
The first converter is
An isolated converter that outputs the first voltage obtained by stepping down an input voltage to the smoothing capacitor,
The second converter is
A converter that outputs the second voltage obtained by stepping down the input voltage to the smoothing capacitor,
The control unit
At startup, executing a first control to operate the converter so as to output the second voltage to the smoothing capacitor, and then output the first voltage to the smoothing capacitor, performing a second control to operate the isolated converter;
A resistor for suppressing an inrush current during execution of the first control is connected in series to a primary winding of a transformer in the converter,
a transformer in the isolated converter and a transformer in the converter share one core;
a leg of the core around which the primary and secondary windings of a transformer in the isolated converter are wound; and a leg around which the primary and secondary windings of a transformer in the converter are wound is different from the legs of the core that are
A power supply device characterized by: 前記絶縁型コンバータは、
絶縁型共振コンバータである、
ことを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。 The isolated converter is
is an isolated resonant converter,
The power supply device according to claim 1 , characterized in that: 前記制御部は、
前記第１の制御を実行し、前記平滑コンデンサの電圧が予め定められた電圧に達した後に、前記第２の制御を実行する、
ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。 The control unit
After the first control is performed and the voltage of the smoothing capacitor reaches a predetermined voltage, the second control is performed;
3. The power supply device according to claim 1 or 2 , characterized in that: 前記制御部は、
前記第１の制御を実行し、予め定められた時間が経過した後に、前記第２の制御を実行する、
ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。 The control unit
After executing the first control and a predetermined time has elapsed, executing the second control,
3. The power supply device according to claim 1 or 2 , characterized in that:
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