JP6965048B2 - リニアモータシステム - Google Patents
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Description
例えば、特許文献1は、サーチコイルからの誘起電圧の位相を検出し、リニアモータに流れる電流位相との位相差を検出し、位相差に応じてピストンの共振周波数に一致させる構成が開示されている。また、特許文献1には、出力電圧の周波数に応じた値だけ出力電圧の電圧値を補正してピストンのストロークを一定に保持する構成が記載されている。
そこで、本発明は、負荷の変動に応じて変化する誘起電圧を検出するセンサを要することなく、負荷を含めた機械的な共振周波数でリニアモータを高効率に駆動し得るリニアモータシステムを提供する。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の各種の構成要素は、必ずしも個々に独立した存在である必要はなく、複数の構成要素が一個の部材として形成されていること、一つの構成要素が複数の部材で形成されていること、或る構成要素が他の構成要素の一部であること、或る構成要素の一部と他の構成要素の一部とが重複していること、等を許容する。
図1は、本発明の一実施例に係る実施例1のリニアモータシステムの全体概略構成図である。リニアモータシステム100は、リニアモータ駆動装置101及びリニアモータ104から構成される。後述するようにリニアモータ104は、相対移動する電機子9及び可動子6を有する。
リニアモータ駆動装置101は、電流検出器107、制御部102、及び電力変換回路105を有する。
本実施例では、可動子6が鉛直方向に移動するが、電機子9及び可動子6(界磁子)が相対移動すれば良く、電機子9が鉛直方向に移動する態様でも良い。なお、以下では、可動子6が鉛直方向に往復運動する場合を一例として説明するが、往復運動の方向は鉛直方向に限られるものではない。例えば、可動子6が水平方向に往復運動するよう構成しても良く、また、鉛直方向に対し任意の角度を有する方向に可動子6が往復運動する構成としても良い。また、これらは、電機子9につても同様である。
制御部102は、電流検出器107の検出結果に応じて、電力変換回路105への出力電圧指令値、又は電力変換回路105を駆動するドライブ信号(パルス信号)を出力する。制御部102の詳細は後述する。
詳細は後述するが、電力変換回路105は、直流電圧源120(図21)の電圧を変換して交流電圧を出力する電力変換部の一例である。なお、直流電圧源120に代えて直流電流源を用いても良い。
図2はリニアモータ104の斜視図(電機子の構成例の斜視図)である。本実施例のリニアモータ104は、電機子9に対して、永久磁石2(2a,2b)が並んだ方向(前後方向)に相対移動可能な可動子6を有する。電機子9は空隙を介して上下方向に対向する2つの磁極7と、磁極7に捲回された巻線8とを有している。可動子6は、この空隙に配置されている。磁極7は、可動子6に対向する端面としての磁極歯70(ティースとも称される)を有している。
電機子9は、可動子6に対して前後方向の力(以下、推力と称する)を付与できる。例えば、後述するように、可動子6が前後方向に往復運動するように推力を制御できる。
可動子6は、上下方向に磁化した2つの平板状の永久磁石2(2a,2b)を有している。後側の永久磁石2a及び前側の永久磁石2bは、互いに反対方向に磁化されている。本実施例では、後側の永久磁石2aは上側にN極を有し、前側の永久磁石2bは上側にS極を有している。図2では、永久磁石2a,2bは図示しているが、可動子6は図示していない。可動子6としては、例えば、平板状の永久磁石2を固定した平板状のものを採用できる。
制御部102は、可動子6を永久磁石2a,2bが電機子9に対向する範囲で往復運動させるようにドライブ信号を出力する。
図4は磁極歯70の磁化により、可動子6が受ける推力を説明する図である。巻線8に流れる電流により生じる磁極歯70の極性を、図中の磁極歯70近傍に付した「N」、「S」で表している。また、図4において白抜き矢印は巻線8を流れる電流の向きを示している。図4の左図は、巻線8を流れる電流により、上側の磁極歯70aが「S」、下部の磁極歯70bが「N」に磁化されることにより、可動子6が前方向に力を受け、可動子6が前に移動した例を示している。図4の右図は、巻線8を流れる電流により、上部の磁極歯70aが「N」、下部の磁極歯70bが「S」に磁化されることにより、可動子6が後ろ方向に力を受け、可動子6が後ろに移動した例を示している。
磁極歯70は磁性体であるため、永久磁石2を吸引する磁気吸引力が作用する。本実施例では可動子6を挟むよう間隙を介して2つの磁極歯70を対向配置しているため、可動子6に作用する磁気吸引力の合力を低減できる。
図5は、可動子6に接続される外部機構の説明図であり、例えば、コイルバネである共振バネ23(アシストバネ)によって構成される外部機構を可動子6の一端に接続し、そのバネ力により可動子6が戻される機構を説明する図である。共振バネ23は、一端が中間部24を介して可動子6に接続し、他端が基部25に固定されている。また、共振バネ23の延在方向と略平行に延在し、共振バネ23を案内又は支持する側部26が設けられている。リニアモータ104を往復運動させる場合、可動子6の運動方向が変わる度に、加速と減速を繰り返す。減速時は、可動子6の速度エネルギーが電気エネルギーに変換される(回生動作)が、リニアモータ104への配線の抵抗によって損失が生じる。一方、図5のように、可動子6に共振バネ23(アシストバネ)を付加し、可動子6の質量とバネ定数から決まる機械的な共振周波数で、可動子6を往復運動させる場合、可動子6の速度エネルギーを有効活用でき、高効率なリニアモータ駆動システムを構成することができる。共振バネ23に代えて、例えば、板バネ、或は、適度なヤング率を有しコイルバネを用いた場合と同様に伸縮するゴム等の弾性体を用いても良い。このように構成すると、可動子6(界磁子6)が鉛直方向に移動する可動子(界磁子)移動型として構成されるが、可動子6に代えて電機子9に弾性体を接続して電機子9を鉛直方向に移動させる電機子移動型として構成しても良い。
このように、共振周波数又はこの近傍の駆動周波数の交流電圧を印加することで、大きなストローク(大きなエネルギー)で振動させることができる。つまり、可動子6に共振バネ23等の弾性体を付加したリニアモータ104を制御する場合には、可動子6の共振周波数を検出あるいは推定することが重要である。可動子6のストロークを所望に制御する場合においても可動子6の共振周波数を検出あるいは推定することが重要である。
図7は、可動子の位置と可動子の速度との位相関係、及び印加電圧とモータ電流の位相関係の説明図である。リニアモータ104を駆動した際の、図7の上図に可動子6の位置と速度の時間変化、図7の下図に印加電圧波形とリニアモータ104に流れる電流の時間変化の関係を示している。なお、図7の上図と下図は、同じタイミングの波形である。図8は、図7の交流波形をベクトルとして示した図である。共振バネ23を有する外部機構を接続した可動子6を往復運動させると、可動子6の変位は正弦波状に変化する。可動子6の速度は変位の時間微分であるため、余弦波状に変化する。そのため、これらは直交2軸上にベクトルとして示すことができる。図7および図8より、可動子6の速度、印加電圧、およびモータ電流はほぼ同位相であることがわかる。
また、可動子6に共振バネ23を付加し、可動子6の質量とバネ定数から定まる機械的な共振周波数で可動子6を往復運動させる場合、可動子6の位置の位相は、巻線8への印加電圧Vm、モータ電流Im、及び可動子6の速度の位相それぞれに対して90度の位相差となることが知られている。すなわち、これらの何れかの関係が成立している時は、共振周波数で駆動していると推定できる。
製造バラつきによって可動子6の質量が想定からずれている場合や、可動子6に付加された負荷要素によって、共振バネ23に接続される質量が変化する場合は、共振周波数が変化してしまう。また、可動子6に付加された負荷要素が位置依存性を有する場合においては、駆動中に共振周波数が変化してしまう。このような場合においても所望のストロークを得るためには、条件によって変化する共振周波数を高精度に検出あるいは推定することが好ましい。以下、共振周波数の検出又は推定方法、駆動周波数の制御、および巻線8に印加する電圧や電流の制御について説明する。
図1に示すように、制御部102は、位相差検出器130、位相差検出器130の出力である位相差推定値dltθ^(以下、単に位相差と称する)が位相差指令値dltθ*に追従するように駆動周波数指令値ω*を調整する駆動周波数調整器131、積分器140、負荷電流検出器136、誘起電圧成分を作成する誘起電圧成分作成器135、電圧降下成分を作成する電圧降下成分作成器137、電圧指令値Vm*を出力する電圧指令値作成器103、及び、電圧指令値Vm*と三角波キャリア信号を比較して、電圧を出力する電力変換回路105を駆動するドライブ信号を出力するPWM信号作成器134から構成される。
以下、制御部102を構成する上述の各部の構成或いは動作について説明する。
本実施例の位相指令値である基準位相θ*は、図1の駆動周波数調整器131の出力である駆動周波数指令値ω*を基準位相作成器としての積分器140で積分することで得る。すなわち、基準位相θ*は、印加電圧Vm(θ*)の目標周波数に相当する駆動周波数指令値ω*を持つ波動の各時刻の位相θ*である。このように、本実施例では基準位相θ*として駆動周波数調整器131の駆動周波数指令値ω*を用いているが、例えば可動子6を含む振動体の機械共振周波数に固定しても良い。
基準位相θ*は、駆動周波数指令値ω*が一定の間は、例えば、各時刻に対して[−π,π]、[0,2π]、又はこれより広い範囲を値域とする、のこぎり波としたり、時刻に対して線形に増加するようにしても良い。後述するように駆動周波数指令値ω*が変動した場合は、これに応じてのこぎり波や線形な増加の形状が変動する(傾きが変化する)。
可動子6が往復運動している場合、可動子6の位置xm及び速度、モータ電流Imは周期関数となる。周期関数はフーリエ級数で表せるため、フーリエ変換式を用いて可動子6の位置xmを表すと、次式(1)のように定義できる。
積分器94a,94bの出力を逆正接器86に入力する。逆正接器86は、入力された正弦及び余弦成分を基に逆正接値を出力する。本実施例の逆正接器86は、分子を積分器94aの出力、分母を積分器94bの出力とした位相の逆正接値を出力するが、分子と分母を逆にした値を出力しても良い。
したがって、モータ電流Imの検出方法として、ノイズが重畳され易いシステム、例えばインダクタンスの可動子位置依存性が大きいシステムや、近傍に別の機器が存在するシステムを採用する場合に、特に有効な制御を実現できる。このように、高精度に共振周波数を検出あるいは推定し、高効率なリニアモータ駆動を実現することができる。
図11は、図1に示す制御部102を構成する駆動周波数調整器131の構成例を示す説明図である。駆動周波数調整器131は、位相差指令値dltθ*(例えば、0°)と位相差検出器130で求めた位相差dltθ^の差を減算器91で求め、これに乗算器92bで比例ゲインKp_adtrを乗じて比例制御した演算結果と、乗算器92cで積分ゲインKi_adtrを乗じ、その結果を積分器94cで積分する積分制御した演算結果とを加算器90で加算し、当該加算結果に更に周波数指令初期値(ω0)を加算することで駆動周波数指令値ω*を出力する。
なお、周波数指令初期値(ω0)は、上位の制御器(図示せず)から得ても良いし、予め例えば0°と設定しても良い。また、本実施例の駆動周波数調整器131は、比例積分制御の構成であるが、比例制御や積分制御など、他の制御構成も適用できる。
リニアモータ104を可動子6の質量とバネ定数から定まる機械的な共振周波数で駆動する場合の位相差検出器130と駆動周波数調整器131の動作を説明する。
例えば、可動子6の質量が設計値よりも重かった場合、実際の共振周波数は、設計値よりも低くなる。つまり、可動子6の質量設計値を用いて駆動周波数の初期値を決めた場合(設計値を利用して駆動周波数指令値ω*の初期値を決めた場合)には、実際の共振周波数よりも高い周波数で駆動することになる。この時、位相差検出器130で求めた位相差dltθ^は、位相差指令値dltθ*よりも大きい値となる。そのため、駆動周波数調整器131は、駆動周波数指令値ω*を減少させる制御を実行し、その結果、駆動周波数指令値ω*が実際の共振周波数に一致する。したがって、可動子6の速度エネルギーを有効活用でき、高効率にリニアモータ104を駆動することができる。
図12は、図1に示す制御部102を構成する誘起電圧成分作成器135の構成例を示す説明図である。誘起電圧成分作成器135は、可動子6の速度に応じて生じる誘起電圧に相当する電圧指令値Vm1 *を生成する。
図12の上図は、ストローク制御器を構成しない、いわゆるオープン指令型の構成例である。誘起電圧成分作成器135は、上位の制御器(図示せず)などから得るストローク指令値l*と、駆動周波数調整器131の出力である駆動周波数指令値ω*を基準位相作成器としての積分器140で積分することで得られる基準位相θ*を入力する。
入力値の余弦を出力する余弦演算器82bに基準位相θ*を入力し、その余弦出力と、ストローク指令値l*と、基準位相θ*とを乗算器92dにて乗算し、速度指令値vm*を得る。速度指令値vm*に、乗算器92eにて誘起電圧定数Ke*を乗じ、誘起電圧に相当する電圧指令値(Vm1 *)を生成する。
図13は、図12の下図に示す誘起電圧成分作成器135aを構成するストローク制御器153の構成例を示す説明図である。図13に示すように、ストローク制御器153は、ストローク指令値l*と、ストローク検出値またはストローク推定値との差を減算器91aで求め、これに乗算器92dで比例ゲインKp_astrを乗じて比例制御した演算結果と、乗算器92eで積分ゲインKi_astrを乗じ、その結果を積分器94dで積分する積分制御した演算結果とを加算器90aで加算し、調整後のストローク指令値l**を出力する。本実施例のストローク制御器153は比例積分制御の構成であるが、比例制御や積分制御など、他の制御構成も適用できる。
図15は、図1に示す制御部102を構成する負荷電流検出器136の構成例を示す説明図である。本実施例の負荷電流検出器136は、フーリエ変換式を用いて負荷電流成分の振幅を抽出する。
負荷電流検出器136は、図9に示した位相差検出器130の構成と同様に、入力値の正弦を出力する正弦演算器81と、入力値の余弦を出力する余弦演算器82のそれぞれに、位相指令値である基準位相θ*を入力し、基準位相θ*に対する正弦及び余弦を得る。正弦及び余弦それぞれをモータ電流Imと乗算した値が乗算器92からそれぞれ出力される。その出力をそれぞれ積分器94e,94fで積分すると、正弦及び余弦それぞれの1次のフーリエ係数を得る。すなわち、フーリエ展開の駆動周波数ωより高次の周波数成分を消去できるので、高次のノイズに対してロバストに構成できる。
なお、図16には1次遅れフィルタの構成例を示したが、1次遅れフィルタに限らず、2次遅れフィルタ等、他の既知の構成でローパスフィルタを構成しても良い。
図17は、図1に示す制御部102を構成する電圧降下成分作成器137の構成例を示す説明図である。電圧降下成分作成器137は、負荷電流検出器136で検出した負荷電流Im_ldと、基準位相θ*とを入力し、リニアモータ104の抵抗及びインダクタンスによる電圧降下分に相当する電圧指令値(Vm2 *)を出力する。
図18は、図1に示す制御部102を構成する電圧指令値作成器103の構成例を示す説明図である。図18に示すように、電圧指令値作成器103は、誘起電圧成分作成器135から入力される誘起電圧に相当する電圧指令値(Vm1 *)と、電圧降下成分作成器137から入力される電圧降下分に相当する電圧指令値(Vm2 *)とを加算器90で加算して、交流電圧指令値(Vm *)として出力する。入力する2つの電圧指令値(Vm1 *及びVm2 *)はどちらも交流波形となるため、電圧指令値作成器103ではベクトル和(ベクトル加算)を出力しているのと等価である。
電圧指令値作成器103は電圧位相算出器138を有し、出力する交流電圧指令値Vm *の位相である交流電圧指令位相θVm *を出力する。
このように、誘起電圧に相当する電圧指令値(Vm1 *)に対し、抵抗及びインダクタンスによる電圧降下分に相当する電圧指令値(Vm2 *)をベクトル加算することで、負荷電流に応じて電圧指令値Vm*の振幅が増加すると共に、交流電圧指令位相(θVm*)の分、位相が進んだ、単相の交流電圧指令値Vm *が出力される。つまり、可動子6のストロークが同じ、換言すれば、速度指令値が同じでも、負荷条件に応じて電圧指令値Vm *を適切に制御する。
電圧位相算出器138は、例えば、逆正接演算器などを用いて、交流電圧指令位相(θVm *)を出力する。電圧位相の定義は種々あるが、本実施例では、図19に示すように、正弦波状に変化する可動子位置(図19の水平軸)から90度反時計方向に回転した垂直軸(図19の垂直軸)を基準とした位相とする。
すなわち、無負荷状態では交流電圧指令位相(θVm *)はゼロ近傍となり、重負荷状態では正値の値となる。
駆動周波数調整器131の構成を説明する際において、簡略化のために位相差指令値dltθ*を、例えば、0°としたが、本実施例は図1に示す通り、電圧指令値作成器103の出力である交流電圧指令位相(θVm *)を位相差指令値dltθ*として、駆動周波数調整器131に入力する。
仮に、電圧指令値作成器103で電圧降下分に相当する電圧指令値(Vm2 *)に相当する電圧指令値をベクトル加算したのに関わらず、位相差指令値dltθ*を0°に固定した場合、減駆動周波数調整器131を構成する減算器91(図11)で求める位相差指令値dltθ*と位相差検出器130で求めた位相差dltθ^の差は、負値となり、駆動周波数調整器131は、駆動周波数指令値ω*を増加させる制御を実行する。その結果、可動子6の質量とバネ定数から決まる機械的な共振周波数よりも高い周波数で収束してしまう。
なお、図18では、電圧位相算出器138の出力に、乗算器92で−1を乗じているが、電圧位相の定義によっては不要である。
図20は、交流電圧指令位相と駆動周波数指令値の時間変化を示す説明図であり、時間的に負荷が変わっていった時の交流電圧指令位相(θVm *)と駆動周波数指令値の変化を説明する図である。図20の交流電圧指令位相(θVm *)は、正弦波状に変化する可動子位置(図19の水平軸)から90度反時計方向に回転した垂直軸(図19の垂直軸)を基準とした位相として示している。
このように、リニアモータ104が駆動中に、負荷がL1→L2→L3と変化(L2>L1>L3)するのに応じて、交流電圧指令位相と駆動周波数指令値がそれぞれθ1→θ2→θ3(θ2>θ1>θ3)とf1→f2→f3(f2>f1>f3)のように変化する。
図1に示す制御部102を構成するPWM信号作成器134には、三角波のキャリア信号と電圧指令値Vm*を比較することによる既知のパルス幅変調を用い、電圧指令値Vm*に応じたドライブ信号が生成され、生成されたドライブ信号は電力変換回路105へ出力される。
図21は、図1に示すリニアモータ駆動装置101を構成する電力変換回路105の構成例を示す図である。フルブリッジ回路126は、制御部102により入力されたドライブ信号に応じて直流電圧源120をスイッチングして、リニアモータ104に電圧を出力する。フルブリッジ回路126は4つのスイッチング素子122を備えており、直列接続されたスイッチング素子122a,122bを持つ第一上下アーム(以下、U相と称する)と、スイッチング素子122c,122dを持つ第二上下アーム(以下、V相と称する)と、を構成している。スイッチング素子122は、制御部102で生成される電圧指令値Vm*やパルス幅変調によるドライブ信号を基に、ゲートドライバ回路123が出力するパルス状のゲート信号(124a〜124d)に応じてスイッチング動作できる。
スイッチング素子122の導通状態(オン/オフ)を制御することにより、直流電圧源120の直流電圧を交流電圧に相当する電圧を巻線8に出力できる。なお、直流電圧源120に代えて直流電流源を用いても良い。スイッチング素子122としては、例えば、IGBTやMOS−FETなどの半導体スイッチング素子を採用できる。
電力変換回路105の第一上下アームのスイッチング素子122a,122b間および第二上下アームのスイッチング素子122c,122d間それぞれが、リニアモータ104に接続されている。図21では、上側及び下側の電機子9の巻線8が並列に接続されている例を示しているが、巻線8を直列に接続することもできる。
U相下アームとV相下アームには、例えばCT(カレントトランス)等の電流検出器107を設けることができる。これにより、リニアモータ104の巻線8に流れる電流Imを検出できる。
電流検出器107として、例えば、CTに代えて、電力変換回路105の下アームにシャント抵抗125を付加し、シャント抵抗125に流れる電流からリニアモータ104に流れる電流を検出する相シャント電流方式を採用できる。電流検出器107に代えて又は追加して、電力変換回路105の直流側に付加されたシャント抵抗125に流れる直流電流から、電力変換回路105の交流側の電流を検出するシングルシャント電流検出方式を採用しても良い。シングルシャント電流検出方式は、電力変換回路105を構成するスイッチング素子122の通電状態によって、シャント抵抗125に流れる電流が時間的に変化することを利用している。
図22は、本発明の他の実施例に係る実施例2の密閉型圧縮機の縦断面図であり、リニアモータ104を有する密閉型圧縮機50の縦断面図の一例である。密閉型圧縮機50は、圧縮要素20と電動要素30とが密閉容器3内に配置されたレシプロ圧縮機である。圧縮要素20及び電動要素30は支持ばね49によって密閉容器3内に弾性的に支持されている。電動要素30は、可動子6及び電機子9を含む。
圧縮要素20、はシリンダ1aを形成するシリンダブロック1と、シリンダブロック1の端面に組み立てられるシリンダヘッド16と、吐出室空間を形成するヘッドカバー17とを備えている。シリンダ1a内に供給された作動流体はピストン4の往復動によって圧縮され、圧縮された作動流体は圧縮機外部に連通する吐出管(図示せず)へと送られる。なお、作動流体は、例えば、空気や冷凍サイクルの冷媒などを採用できる。
可動子6に共振バネ23(図22中では図示せず)を付加し、可動子6の質量とバネ定数から決まる機械的な共振周波数で可動子6を往復運動させる場合、圧縮要素20による共振周波数への影響も考慮する必要がある。すなわち、圧縮要素20の吸込圧力や吐出空間の圧力によって、作動流体のバネ的な作用が加わるため、共振状態となる周波数が変化する。すなわち、シリンダ1aの圧力が高い場合には、可動子6に付加された共振バネ23のバネ定数が高いのと等価であり、共振周波数は高くなる。反対に、シリンダ1aの圧力が低い場合には、可動子6に付加された共振バネ23のバネ定数が支配的となり、共振周波数は、可動子6の質量とバネ定数から決まる機械的な共振周波数に近い。
図24は、図23に示すリニアモータシステム200の制御部202を構成する負荷電流検出器136aの構成例を示す説明図である。図24に示すように、負荷電流検出器150aは、電流検出器107よりモータ電流Imを入力すると共に位相指令値である基準位相θ*を入力し、モータ電流Imの基本周波数のcos成分(Im_cos)及びsin成分(Im_sin)をそれぞれ抽出して出力する。
入力値の正弦を出力する正弦演算器81と、入力値の余弦を出力する余弦演算器82のそれぞれに、位相指令値である基準位相θ*を入力し、基準位相θ*に対する正弦及び余弦を得る。正弦及び余弦それぞれをモータ電流Imと乗算した値が乗算器92からそれぞれ出力される。その出力を一次遅れフィルタ141でローパスフィルタ(低域通過フィルタ)処理し、正弦及び余弦それぞれの1次のフーリエ係数を得て、モータ電流Imの基本周波数のsin成分(Im_sin)として負荷電流Im_sin、及びモータ電流Imの基本周波数のcos成分(Im_cos)として負荷電流Im_cosを、それぞれ電圧降下成分作成器137aへ出力する。すなわち、フーリエ展開の駆動周波数ωより高次の周波数成分を消去できるので、高次のノイズに対してロバストに構成できる。図24の構成とした場合、後述するベクトル和の演算を容易化でき、制御部202への実装に望ましい。
図25は、図23に示すリニアモータシステム200の制御部202を構成する電圧降下成分作成器137aの構成例を示す説明図である。図25に示すように、電圧降下成分作成器137aは、負荷電流検出器136aで検出した負荷電流Im_sin及び負荷電流Im_cosを入力し、リニアモータ104の抵抗及びインダクタンスによる電圧降下分に相当する電圧指令値(Vm2 *Im_sin)及び電圧降下分に相当する電圧指令値(Vm2 *Im_cos)を出力する。
図26は、図23に示すリニアモータシステム200の制御部202を構成する電圧指令値作成器103aの構成例を示す説明図である。図26に示すように、電圧指令値作成器103aは、誘起電圧成分作成器135より出力される可動子6の速度に応じて生じる誘起電圧に相当する電圧指令値Vm1 *と、電圧降下成分作成器137aより出力される電圧指令値(Vm2 *_cos)とを加算器90にて加算して出力する。このようにcos成分とsin成分に分けて加算することで、電圧指令値作成器103aではベクトル和(ベクトル加算)を出力しているのと等価である。
図27は本発明の他の実施例に係る実施例3のエアサスペンションシステム300の回路図であり、図28は図27に示すエアサスペンションシステム300を搭載した車両の概略図である。但し、図28においては、後述する分配点309N及びこれよりエアサスペンション301,302側の構成要素のみを図示している。
図29は、負荷電流検出器136bの構成例を示す図である。負荷電流検出器150bは、モータ電流Imを入力し、モータ電流Imの基本周波数のcos成分(Im_cos)とsin成分(Im_sin)をそれぞれ抽出して出力する。
また、上記の各構成、機能、処理部、処理手続き等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。
電力変換回路105は、電流を出力する態様であってもよい。この場合は、電圧指令値作成器103に代えて電流指令値作成器を設ければよい。
1a…シリンダ
2…永久磁石
3…密閉容器
4…ピストン
6…可動子
7…磁極
8…巻線
9…電機子
16…シリンダヘッド
17…ヘッドカバー
20…圧縮要素
23…共振バネ(アシストバネ)
30…電動要素
50…密閉型圧縮機
100,200…リニアモータシステム
101,201…リニアモータ駆動装置
102,202…制御部
103…電圧指令値作成器
104…リニアモータ
105…電力変換回路
107…電流検出器
126…フルブリッジ回路
130…位相差検出器
131…駆動周波数調整器
134…PWM信号作成器
135…誘起電圧成分作成器
136…負荷電流検出器
137…電圧降下成分作成器
140…積分器
Claims (9)
- 少なくとも交流電圧が印加される巻線及び弾性体が接続する可動子を有するリニアモータを備え、
前記弾性体と前記リニアモータの負荷によって可動子の共振周波数が変動するリニアモータシステムであって、
前記巻線に流れる電流の基本波振幅を検出し、前記基本波振幅の増加に応じて、前記交流電圧と前記巻線に流れる電流の位相差を大きくするリニアモータ駆動装置を有することを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項1に記載のリニアモータシステムにおいて、
前記リニアモータ駆動装置は、
前記基本波振幅を用いて前記巻線の抵抗及びインダクタンスの電圧降下分に相当する第1の電圧指令値を出力する電圧降下成分作成器と、
前記可動子の速度に応じて生じる誘起電圧に相当する第2の電圧指令値を出力する誘起電圧成分作成器と、
前記第1の電圧指令値及び第2の電圧指令値をベクトル加算し第3の電圧指令値を出力する電圧指令値作成器と、を備え、
前記第3の電圧指令値に相当する電圧を前記巻線に印加することを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項1に記載のリニアモータシステムにおいて、
前記リニアモータ駆動装置は、
前記巻線に流れる基本波電流の可動子位置に直交する成分である基本波余弦成分を検出し、前記基本波余弦成分の大きさを用いて前記巻線の抵抗及びインダクタンスの電圧降下分に相当する第1の電圧指令値を出力する電圧降下成分作成器と、
前記可動子の速度に応じて生じる誘起電圧に相当する第2の電圧指令値を出力する誘起電圧成分作成器と、
前記第1の電圧指令値及び第2の電圧指令値をベクトル加算し第3の電圧指令値を出力する電圧指令値作成器と、を備え、
前記第3の電圧指令値に相当する電圧を前記巻線に印加することを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項2又は請求項3に記載のリニアモータシステムにおいて、
前記リニアモータ駆動装置は、
前記基本波振幅又は基本波余弦成分の大きさの低域通過フィルタ処理後の値である負荷電流を出力する負荷電流検出器を備え、
前記電圧降下成分作成器は、前記負荷電流に基づき前記第1の電圧指令値を出力することを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項1に記載のリニアモータシステムにおいて、
前記リニアモータ駆動装置は、
前記基本波振幅を用いて前記巻線の抵抗及びインダクタンスの電圧降下分に相当する第1の電圧指令値の正弦成分及び前記第1の電圧指令値の余弦成分を出力する電圧降下成分作成器と、
前記可動子の速度に応じて生じる誘起電圧に相当する第2の電圧指令値を出力する誘起電圧成分作成器と、
前記第1の電圧指令値の余弦成分及び第2の電圧指令値をベクトル加算し第3の電圧指令値を出力すると共に、前記第1の電圧指令値の正弦成分に基づき電圧指令位相を出力する電圧指令値作成器と、を備え、
前記第3の電圧指令値及び前記電圧指令位相に相当する電圧を前記巻線に印加することを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項5に記載のリニアモータシステムにおいて、
前記リニアモータ駆動装置は、
前記基本波振幅又は基本波余弦成分の大きさの低域通過フィルタ処理後の値である負荷電流の正弦成分及び前記負荷電流の余弦成分を出力する負荷電流検出器を備え、
前記電圧降下成分作成器は、前記負荷電流の正弦成分及び前記負荷電流の余弦成分に基づき前記第1の電圧指令値の正弦成分及び前記第1の電圧指令値の余弦成分を出力することを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項6に記載のリニアモータシステムにおいて、
前記可動子にピストンが接続され、前記ピストンが負荷として流体又は空気を圧縮する圧縮機であることを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項7に記載のリニアモータシステムにおいて、
前記低域通過フィルタ処理の遮断周波数を前記圧縮機の吸入または吐出圧力に応じて変更することを特徴とするリニアモータシステム。 - 請求項2、請求項3、請求項5、及び請求項6のうちいずれか1項に記載のリニアモータシステムにおいて、
車体側と車輪側との間に介装され空気の給排に応じて車高調整を行う複数のエア室に、
前記可動子にピストンが接続され、前記ピストンが負荷として流体又は空気を圧縮する圧縮機にて圧縮した空気を供給するエアサスペンションシステムであることを特徴とするリニアモータシステム。
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