JP6640428B2 - 位相雑音推定に関連する参照信号のための制御情報を受信する方法及びそのための端末 - Google Patents

Description

本発明は無線通信に関し、より具体的には、位相雑音（ｐｈａｓｅ ｎｏｉｓｅ）推定に関連する参照信号のための制御情報を受信する方法及びそのための端末に関する。

次世代５Ｇシステムでは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ ＢｒｏａｄＢａｎｄ（ｅＭＢＢ）／Ｕｌｔｒａ−Ｒｅｌｉａｂｌｅ Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｕＭＴＣ）／Ｍａｓｓｉｖｅ Ｍａｃｈｉｎｅ−ｔｙｐｅ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｍＭＴＣ）などにシナリオが区分される。ここで、ｅＭＢＢはＨｉｇｈ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ Ｕｓｅｒ Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ Ｐｅａｋ Ｄａｔａ Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ｕＭＴＣはＵｌｔｒａ Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ Ｌｏｗ Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ Ｈｉｇｈ Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり（例えば、Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ｍＭＴＣはＬｏｗ Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである（例えば、ＩｏＴ）。

本発明で遂げようとする技術的課題は、端末が位相雑音推定に関連する参照信号のための制御情報を受信する方法を提供することにある。

本発明で遂げようとする他の技術的課題は、位相雑音推定に関連する参照信号のための制御情報を受信するための端末を提供することにある。

本発明で遂げようとする技術的課題は以上で言及した事項に限定されず、言及していない別の技術的課題は、以下に説明する本発明の実施例から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者に明確に理解されるであろう。

かかる利点及び他の利点を達成するために、また広範囲に記述されて実施されているように本発明の目的を達成するために、端末（ＵＥ）による位相雑音の推定と関連する参照信号に関する制御情報を受信する方法は、位相雑音の推定と関連する参照信号が送信されるかどうかを示す制御情報を受信する段階と、制御情報が参照信号が送信されることを示す場合、制御情報に基づいて参照信号を受信する段階と、を含み、端末に対するトラフィックリソースブロック（ＲＢ）のサイズが所定の値より大きい場合、制御情報は、参照信号が送信されることを示す。

制御情報は、変調及びコーディング方式（ＭＣＳ）レベルの情報をさらに含み、ＭＣＳレベルの情報は、参照信号の時間パターンに関する情報を示す。制御情報は、トラフィックＲＢサイズ情報をさらに含み、ＭＣＳレベルの情報及びトラフィックＲＢサイズ情報は、参照信号の時間パターンに関する情報を示す。参照信号の時間パターンに関する情報は、参照信号を時間リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、ＭＣＳレベルが高いほど、参照信号は、時間リソースにより密に割り当てられる。

制御情報は、トラフィックＲＢサイズ情報をさらに含み、参照信号の周波数パターンに関する情報は、トラフィックＲＢサイズ情報に基づいて示される。参照信号の周波数パターンに関する情報は、参照信号を周波数リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、トラフィックＲＢサイズが大きいほど、周波数リソース上の参照信号の数は、増加する。

制御情報は、ＭＣＳレベル情報及びトラフィックＲＢサイズ情報をさらに含み、方法は、ＭＣＳレベル情報及びトラフィックＲＢサイズ情報に基づいて時間領域及び周波数領域で参照信号の位置を認知する段階をさらに含む。

方法は、受信された参照信号を用いて位相エラーを推定する段階をさらに含む。参照信号は、位相追跡参照信号（ＰＴ−ＲＳ）を含む。制御情報は、下りリンク制御情報（ＤＣＩ）フォーマット又は無線リソース制御（ＲＲＣ）シグナリングにより受信される。

かかる利点及び他の利点を達成するために、また広範囲に記述されて実施されているように本発明の目的を達成するために、位相雑音の推定と関連する参照信号に関する制御情報を受信するための端末（ＵＥ）は、受信器と、プロセッサと、を含み、プロセッサは、位相雑音の推定と関連する参照信号が送信されるかどうかを示す制御情報を受信するように受信器を制御し、制御情報が参照信号が送信されることを示す場合、制御情報に基づいて参照信号を受信するように受信器を制御するように構成され、端末に対するトラフィックリソースブロック（ＲＢ）のサイズが所定の値より大きい場合、制御情報は、参照信号が送信されることを示す。

制御情報は、変調及びコーディング方式（ＭＣＳ）レベルの情報をさらに含み、ＭＣＳレベルの情報は、参照信号の時間パターンに関する情報を示す。制御情報は、トラフィックＲＢサイズ情報をさらに含み、ＭＣＳレベルの情報及びトラフィックＲＢサイズ情報は、参照信号の時間パターンに関する情報を示す。

制御情報は、トラフィックＲＢサイズ情報をさらに含み、参照信号の周波数パターンに関する情報は、トラフィックＲＢサイズ情報に基づいて示される。参照信号の周波数パターンに関する情報は、参照信号を周波数リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、ＭＣＳレベルが高いほど、参照信号は、時間リソースにより密に割り当てられる。参照信号の周波数パターンに関する情報は、参照信号を周波数リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、トラフィックＲＢサイズが大きいほど、周波数リソース上の参照信号の数は、増加する。

制御情報は、ＭＣＳレベルの情報及びトラフィックＲＢサイズ情報をさらに含み、プロセッサは、ＭＣＳレベルの情報及びトラフィックＲＢサイズ情報に基づいて時間領域及び周波数領域で参照信号の位置を認知するように構成される。

プロセッサは、受信された参照信号を用いて位相エラーを推定するようにさらに構成される。参照信号は、位相追跡参照信号（ＰＴ−ＲＳ）を含む。受信器は、制御情報を下りリンク制御情報（ＤＣＩ）フォーマット又は無線リソース制御（ＲＲＣ）シグナリングにより受信するように構成される。

位相雑音による性能劣化が大きい環境において、本発明による位相雑音推定に関連する参照信号に基づいて位相雑音を推定することにより通信性能を顕著に向上させることができる。

本発明から得られる効果は以上で言及した効果に制限されず、言及していない他の効果は、以下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者に明確に理解されるであろう。

以下に添付する図面は、本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれるものであり、本発明に関する実施例を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的思想を説明する。
無線通信システム１００における基地局１０５及び端末１１０の構成を示すブロック図である。 ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムのフレーム構造を示す図である。 無線通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの下りリンクスロットのリソースグリッドを例示する図である。 無線通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの下りリンクサブフレームの構造を例示する図である。 無線通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムで使用される上りリンクサブフレームの構造を例示する図である。 位相雑音による位相歪み（ｄｉｓｔｏｒｉｔｉｏｎ）を示す図である。 位相雑音により損傷した受信シンボルのコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を示す図である。 様々なＰＴＲＳ周波数密度及び４ＴＲＢに対するＢＬＥＲ性能を示す図である。 様々なＰＴＲＳ周波数密度及び６４ＴＲＢに対するＢＬＥＲ性能を示す図である。 様々な時間密度及び４／６４ＴＲＢに対するＢＬＥＲ性能を示す図である。 様々なＰＴＲＳ周波数密度及び４ＴＲＢに対するスペクトル効率を示す図である。 ＣＦＯ＝０ｋＨｚ／１．４ｋＨｚに対するＢＬＥＲ性能を示す図である。 様々なＰＴＲＳ周波数密度及び６４ＴＲＢに対するスペクトル効率を示す図である。 様々なＰＴＲＳ時間密度及び４／６４ＴＲＢに対するスペクトル効率を示す図である。 周波数／時間優先マッピングを示す図である。 コードブロック全体に対するインターＣＢインターリービングの例（１−ｂｉｔ ｂｙ １−ｂｉｔ）を示す図である。 コードブロック全体に対するインターＣＢインターリービングの例（Ｂ−ｂｉｔ ｂｙ Ｂ−ｂｉｔ）を示す図である。 コードブロックグループに対するインターＣＢインターリービングの例（１−ｂｉｔｓ ｂｙ １−ｂｉｔｓ）を示す図である。 コードブロックグループに対するインターＣＢインターリービングの例（Ｂ−ｂｉｔｓ ｂｙ Ｂ−ｂｉｔｓ）を示す図である。 全てのコードブロックに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（１−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ １−ｓｙｍｂｏｌ）を示す図である。 全てのコードブロックに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（Ｎｓｇ−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ Ｎｓｇ−ｓｙｍｂｏｌ）を示す図である。 コードブロックグループに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（１−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ １−ｓｙｍｂｏｌ）を示す図である。 コードブロックグループに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（Ｎｓｇ−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ Ｎｓｇ−ｓｙｍｂｏｌ）を示す図である。 ＰＣＲＳの配置（２ＲＢ基準に定義）の一例を示す図である。 ＰＴＲＳ＝４である時、ＰＴＲＳの分散タイプ又は局部タイプの２つのタイプを示す図である。 ＰＴＲＳパターンの例を示す図である。 ＰＴＲＳリソースセットに対する例を示す図である。 Ｐｒｅｃｏｄｅｄ ＰＴＲＳリソース１を示す図である。 ＰＴＲＳ ｔｙｐｅＡに基づくプリコーディングサイクリングを示す図である。 ＰＴＲＳ ｔｙｐｅＢに基づくプリコーディングサイクリングを示す図である。 Ｎｏｎ−Ｐｒｅｃｏｄｅｄ ＰＴＲＳの一例を示す図である。 ＰＴＲＳパターンを例示する図である。

以下、本発明の好適な実施形態を、添付の図面を参照して詳細に説明する。添付の図面と共に以下に開示される詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態を説明するためのもので、本発明が実施され得る唯一の実施形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的な細部事項を含む。しかし、このような具体的な細部事項なしにも本発明の実施が可能であるということが当業者には理解される。例えば、以下の詳細な説明は、移動通信システムが３ＧＰＰ ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａシステムである場合を取り上げて具体的に説明するが、３ＧＰＰ ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａシステム特有の事項以外は、他の任意の無線通信システムにも同様の適用が可能である。

場合によって、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置が省略されたり、各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図の形式で図示されたりすることもある。また、本明細書全体を通じて同一の構成要素には同一の図面符号を付して説明する。

なお、以下の説明において、端末はＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＡＭＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの移動又は固定型のユーザ端の機器を総称する。また、基地局はＮｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅ Ｂ、ＡＰ（Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）などの端末と通信するネットワーク端の任意のノードを総称する。本明細書は３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムに基づいて説明されているが、本発明の内容は様々な他の通信システムにも適用可能である。

移動通信システムにおいて、端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）は、基地局から下りリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）で情報を受信でき、基地局に上りリンク（Ｕｐｌｉｎｋ）で情報を送信できる。端末が送信又は受信する情報には、データ及び様々な制御情報があり、端末が送信又は受信する情報の種類・用途によって様々な物理チャネルが存在する。

以下の説明は、例えば、ＣＤＭＡ（ｃｏｄｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａＣＣＥｓｓ）、ＦＤＭＡ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａＣＣＥｓｓ）、ＴＤＭＡ（ｔｉｍｅ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａＣＣＥｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａＣＣＥｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（ｓｉｎｇｌｅ 搬送周波数 ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａＣＣＥｓｓ）などの無線接続システムに適用可能である。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ ａＣＣＥｓｓ）又はＣＤＭＡ２０００のような無線技術によって実行することができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）／ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）などのような無線技術によって実行することができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（ｅｖｏｌｖｅｄ−ＵＴＲＡ）などのような無線技術によって実行することができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）の一部であり、３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを用いるＥ−ＵＭＴＳの一部である。３ＧＰＰ ＬＴＥは、下りリンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ、ＤＬ）ではＯＦＤＭＡを採用し、上りリンク（ｕｐｌｉｎｋ、ＵＬ）ではＳＣ−ＦＤＭＡを採用している。ＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化した形態である。

また、以下の説明で使用される特定の用語は、本発明の理解を助けるために提供されたものであり、このような特定の用語の使用は、本発明の技術的思想を逸脱しない範囲で他の形態に変更可能である。

図１は、無線通信システム１００において基地局１０５及び端末１１０の構成を示すブロック図である。

無線通信システム１００を簡略に示すために、１つの基地局１０５と１つの端末１１０のみを図示したが、無線通信システム１００は１つ以上の基地局及び／又は１つ以上の端末を含む。

図１を参照すると、基地局１０５は送信Ｔｘデータプロセッサ１１５、シンボル変調器１２０、送信器１２５、送受信アンテナ１３０、プロセッサ１８０、メモリ１８５、受信器１９０、シンボル復調器１９５及び受信データプロセッサ１９７を含む。また、端末１１０は送信Ｔｘデータプロセッサ１６５、シンボル変調器１７０、送信器１７５、送受信アンテナ１３５、プロセッサ１５５、メモリ１６０、受信器１４０、シンボル復調器１５５、受信データプロセッサ１５０を含む。送受信アンテナ１３０，１３５は基地局１０５及び端末１１０において１つが図示されているが、基地局１０５及び端末１１０は複数個の送受信アンテナを備える。よって、本発明による基地局１０５及び端末１１０はＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）システムをサポートする。また、本発明による基地局１０５はＳＵ−ＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ）、ＭＵ−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ）方式を全てサポートできる。

下りリンク上で、送信データプロセッサ１１５はトラフィックデータを受信し、受信したトラフィックデータをフォーマットしてコーディングし、コーディングされたトラフィックデータをインターリービングし変調して（又はシンボルマッピングして）変調シンボル（“データシンボル”）を提供する。シンボル変調器１２０は、これらのデータシンボルとパイロットシンボルを受信及び処理し、これらのシンボルのストリームを提供する。

シンボル変調器１２０は、データ及びパイロットシンボルを多重化し、それを送信器１２５に送信する。この時、夫々の送信シンボルは、データシンボル、パイロットシンボル、又はゼロの信号値であってもよい。夫々のシンボル周期において、パイロットシンボルが連続して送信されてもよい。パイロットシンボルは周波数分割多重化（ＦＤＭ）、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、時分割多重化（ＴＤＭ）、又は符号分割多重化（ＣＤＭ）シンボルであってよい。

送信器１２５は、シンボルのストリームを受信してそれを一つ以上のアナログ信号に変換し、また、このアナログ信号をさらに調節し（例えば、増幅、フィルタリング及び周波数アップコンバーティング（ｕｐｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ）し）、無線チャネルによる送信に適した下りリンク信号を発生させる。すると、送信アンテナ１３０は、発生した下りリンク信号を端末に送信する。

端末１１０の構成において、受信アンテナ１３５は、基地局からの下りリンク信号を受信し、受信した信号を受信器１４０に提供する。受信器１４０は、受信した信号を調整し（例えば、フィルタリング、増幅、及び周波数ダウンコンバーティング（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ））、調整された信号をデジタル化してサンプルを獲得する。シンボル復調器１４５は、受信したパイロットシンボルを復調し、これをチャネル推定のためにプロセッサ１５５に提供する。

また、シンボル復調器１４５は、プロセッサ１５５から下りリンクに対する周波数応答推定値を受信し、受信したデータシンボルにデータ復調を行うことで（送信したデータシンボルの推定値である）データシンボル推定値を獲得し、データシンボル推定値を受信（Ｒｘ）データプロセッサ１５０に提供する。受信データプロセッサ１５０は、データシンボル推定値を復調（すなわち、シンボルデマッピング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ））し、デインターリービング（ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）し、デコーディングすることで、送信されたトラフィックデータを再構成する。

シンボル復調器１４５及び受信データプロセッサ１５０による処理は夫々、基地局１０５におけるシンボル変調器１２０及び送信データプロセッサ１１５による処理と相補的である。

端末１１０は、上りリンク上で、送信データプロセッサ１６５がトラフィックデータを処理してデータシンボルを提供する。シンボル変調器１７０は、データシンボルを受信して多重化し変調を行って、シンボルのストリームを送信器１７５に提供する。送信器１７５は、シンボルのストリームを受信及び処理して上りリンク信号を生成する。そして、送信アンテナ１３５は、生成された上りリンク信号を基地局１０５に送信する。

基地局１０５において、端末１１０から上りリンク信号が受信アンテナ１３０を介して受信され、受信器１９０は、受信した上りリンク信号を処理したサンプルを獲得する。続いて、シンボル復調器１９５はこれらのサンプルを処理し、上りリンクで受信したパイロットシンボル及びデータシンボル推定値を提供する。受信データプロセッサ１９７は、データシンボル推定値を処理することで、端末１１０から送信されたトラフィックデータを再構成する。

端末１１０及び基地局１０５の夫々のプロセッサ１５５，１８０は夫々、端末１１０及び基地局１０５における動作を指示（例えば、制御、調整、管理など）する。夫々のプロセッサ１５５，１８０は、プログラムコード及びデータを保存するメモリユニット１６０，１８５に接続可能である。メモリ１６０，１８５は、プロセッサ１５５，１８０に接続してオペレーティングシステム、アプリケーション、及び一般ファイル（ｇｅｎｅｒａｌ ｆｉｌｅｓ）を保存する。

プロセッサ１５５，１８０は、コントローラ（ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）、マイクロコントローラ（ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）、マイクロプロセッサ（ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（ｍｉｃｒｏｃｏｍｐｕｔｅｒ）などと呼ばれてもよい。一方、プロセッサ１５５，１８０は、ハードウェア（ｈａｒｄｗａｒｅ）、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア、又はこれらの結合により実装可能である。ハードウェアを用いて本発明の実施例を実装する場合には、本発明を行うように構成されたＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）などがプロセッサ１５５，１８０に備えられるとよい。

一方、ファームウェアやソフトウェアを用いて本発明の実施例を実装する場合には、本発明の機能又は動作を行うモジュール、手順又は関数などを含むようにファームウェアやソフトウェアが構成されるとよく、本発明を実行できるように構成されたファームウェア又はソフトウェアは、プロセッサ１５５，１８０内に備えられてもよく、メモリ１６０，１８５に保存されてプロセッサ１５５，１８０により駆動されてもよい。

端末及び基地局と無線通信システム（ネットワーク）との無線インタフェースプロトコルのレイヤは、通信システムで周知であるＯＳＩ（ｏｐｅｎ ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルにおける下位の３レイヤに基づき、第１レイヤ（Ｌ１）、第２レイヤ（Ｌ２）及び第３レイヤ（Ｌ３）に分類可能である。物理レイヤは第１レイヤに属し、物理チャネルを介して情報送信サービスを提供する。ＲＲＣ（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）レイヤは、第３レイヤに属し、ＵＥ及びネットワーク間の制御無線リソースを提供する。端末、基地局は無線通信ネットワークとＲＲＣレイヤを介してＲＲＣメッセージを交換できる。

本明細書において、端末のプロセッサ１５５と基地局のプロセッサ１８０は、夫々、端末１１０及び基地局１０５が信号を受信又は送信する機能及び保存する機能などを除いて、信号及びデータを処理する動作を行うが、説明の便宜上、以下で特にプロセッサ１５５，１８０について言及しない。特にプロセッサ１５５，１８０について言及がなくても、信号を受信又は送信する機能及び保存する機能ではないデータ処理などの一連の動作を行うといえる。

図２はＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムのフレーム構造を示す図である。

図２を参照すると、１つのフレームは１０ｍｓであり、１０つの１ｍｓサブフレームからなる。１つのサブフレームを送信するための時間はＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）と定義される。例えば、１つのサブフレームは２つの０．５ｍｓスロットからなり、１つのスロットは７つ（或いは６つ）のＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）シンボルからなる。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムは下りリンクでＯＦＤＭＡを使用し、ＯＦＤＭシンボルは１シンボル区間を示す。ＯＦＤＭシンボルはＳＣ-ＦＤＭＡシンボル又は１シンボル区間と称される。リソースブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｂｌｏｃｋ、ＲＢ）はリソース割り当て単位（ｕｎｉｔ）であり、１つのスロットに隣接する複数の副搬送波を含む。図２に示した無線フレームの構造は例示のためのものであり、無線フレームに含まれたサブフレームの数、サブフレームに含まれたスロットの数、又は１スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数は様々な方法で変更可能である。

１５ｋＨｚ間隔の１２つの副搬送波と７つのＯＦＤＭシンボルにより１つのリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ、ＲＢ）が定義される。基地局は中心周波数（Ｃｅｎｔｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）６ＲＢで同期化（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）のためのＰＳＳ（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）、ＳＳＳ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｓｉｇｎａｌ）と、システム情報のためのＰＢＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を送信する。ここで、一般（Ｎｏｒｍａｌ）ＣＰ／拡張（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ）ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）／ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）によって無線フレーム構造及び信号、チャネルの位置に差があり得る。

図３は無線通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの下りリンクスロットのリソースグリッドを例示する図である。

図３を参照すると、下りリンクスロットは時間ドメインで複数のＯＦＤＭシンボルを含む。１つの下りリンクスロットは７個（或いは６個）のＯＦＤＭシンボルを含み、１つのリソースブロックは周波数ドメインで１２つの副搬送波を含む。リソースグリッド上で各要素はリソース要素ＲＥと称される。１つのＲＢは１２×７（６）個のＲＥを含む。下りリンクスロットに含まれるＲＢの数ＮＴＢは下りリンクの送信帯域に依存する。上りリンクスロットの構造は下りリンクスロットの構造と同一であり、ＯＦＤＭシンボルがＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに代替される。

図４は無線通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムの下りリンクサブフレームの構造を例示する図である。

図４を参照すると、サブフレームの一番目のスロットにおいて前側に位置する最大３個（４個）のＯＦＤＭシンボルは、制御チャネルが割り当てられる制御領域に対応する。その他のＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｃｅｌ）が割り当てられるデータ領域に該当する。ＬＴＥで使用される下りリンク制御チャネルの例は、ＰＣＦＩＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒｍａｔ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｈｙｂｒｉｄ ＡＲＱ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ）などを含む。ＰＣＦＩＣＨはサブフレームの一番目のＯＦＤＭシンボルで送信され、サブフレーム内で制御チャネルの送信に使われるＯＦＤＭシンボルの数に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは上りリンク送信に対する応答であり、ＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ ｒｅｑｕｅｓｔ ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｍｅｎｔ／ｎｅｇａｔｉｖｅ−ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｍｅｎｔ）信号を運ぶ。

ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をＤＣＩ（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と呼ぶ。ＤＣＩフォーマットは上りリンク用としてフォーマット０、下りリンク用としてフォーマット１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ、１Ｄ、２、２Ａ、３、３Ａなどのフォーマットが定義される。ＤＣＩフォーマットは用途によってホッピングフラグ（ｈｏｐｐｉｎｇ ｆｌａｇ）、ＲＢ割り当て、ＭＣＳ（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｃｏｄｉｎｇ ｓｃｈｅｍｅ）、ＲＶ（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ ｖｅｒｓｉｏｎ）、ＮＤＩ（ｎｅｗ ｄａｔａ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＴＰＣ（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ）、循環シフトＤＭ ＲＳ（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）、ＣＱＩ（ｃｈａｎｎｅｌ ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）要求、ＨＡＲＱプロセス番号、ＴＰＭＩ（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｍａｔｒｉｘ ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）確認などの情報を選択的に含む。

ＰＤＣＣＨは下りリンク共有チャネル（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＤＬ−ＳＣＨ）の送信フォーマット及びリソース割り当て情報、上りリンク共有チャネル（ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ、ＵＬ−ＳＣＨ）の送信フォーマット及びリソース割り当て情報、ページングチャネル（ｐａｇｉｎｇ ｃｈａｎｎｅｌ、ＰＣＨ）上のページング情報、ＤＬ−ＳＣＨ上のシステム情報、ＰＤＳＣＨ上で送信されるランダムアクセス応答のような上位層制御メッセージのリソース割り当て情報、端末グループ内の個別端末に対する送信電力制御命令セット、送信電力制御命令、ＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ）の活性化指示情報などを運ぶ。複数のＰＤＣＣＨが制御領域内で送信されることができる。端末は複数のＰＤＣＣＨをモニターすることができる。ＰＤＣＣＨは一つ又は複数の連続した制御チャネル要素（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｌｅｍｅｎｔ、ＣＣＥ）の集合（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）上で送信される。ＣＣＥはＰＤＣＣＨに無線チャネル状態に基づくコーディングレートを提供するために使われる論理的割当てユニットである。ＣＣＥは複数のリソース要素グループＲＥＧに対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及びＰＤＣＣＨビットの数はＣＣＥの数によって決定される。基地局は端末に送信するＤＣＩによりＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ）を付加する。ＣＲＣはＰＤＣＣＨの所有者又は使用目的によって識別子（例えば、ＲＮＴＩ（Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ））でマスキングされる。例えば、ＰＤＣＣＨが特定端末のためのものである場合、該当端末の識別子（例えば、Ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ（Ｃ−ＲＮＴＩ））がＣＲＣにマスキングされる。ＰＤＣＣＨがページングメッセージのためのものである場合、ページング識別子（例えば、Ｐａｇｉｎｇ−ＲＮＴＩ（Ｐ−ＲＮＴＩ））がＣＲＣにマスキングされる。ＰＤＣＣＨがシステム情報（より具体的には、システム情報ブロック（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｂｌｏｃｋ、ＳＩＢ））のためのものである場合、ＳＩ−ＲＮＴＩ（Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングされる。ＰＤＣＣＨがランダムアクセス応答のためのものである場合、ＲＡ−ＲＮＴＩ（Ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ−ＲＮＴＩ）がＣＲＣにマスキングされる。

図５は無線通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムで使用される上りリンクサブフレームの構造を例示する。

図５を参照すると、上りリンクサブフレームは複数（例えば、２つ）のスロットを含む。スロットはＣＰの長さによって互いに異なる数のＳＣ-ＦＤＭＡシンボルを含む。上りリンクサブフレームは周波数領域でデータ領域と制御領域とに区分される。データ領域はＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）を含み、音声などデータ信号を送信するために使用される。制御領域はＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）を含み、上りリンク制御情報（Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ、ＵＣＩ）を送信するために使用される。ＰＵＣＣＨは周波数軸でデータ領域の両端部に位置するＲＢ対を含み、スロットを境界としてホッピングする。

ＰＵＣＣＨは次のような制御情報を送信するために使用される。

−ＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ Ｒｅｑｕｅｓｔ）：上りリンクＵＬ−ＳＣＨリソースを要求するために使用される情報である。ＯＯＫ（Ｏｎ−Ｏｆｆ Ｋｅｙｉｎｇ）方式を用いて送信される。

−ＨＡＲＱ−ＡＣＫ／ＮＡＣＫ：ＰＤＳＣＨ上の下りリンクデータパケットに対する応答信号である。下りリンクデータパケットの受信に成功したか否かを示す。単一の下りリンクコードワード（ＣｏｄｅＷｏｒｄ、ＣＷ）に対する応答としてＡＣＫ／ＮＡＣＫ１ビットが送信され、２つの下りリンクコードワードに対する応答としてＡＣＫ／ＮＡＣＫ２ビットが送信される。

−ＣＳＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）：下りリンクチャンネルに対するフィードバック情報である。ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）関連のフィードバック情報は、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）及びＰＴＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ ｔｙｐｅ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。サブフレーム当たり２０ビットが使用される。

端末がサブフレームで送信可能な制御情報（ＵＣＩ）の量は、制御情報の送信に利用可能なＳＣ−ＦＤＭＡの数に依存する。制御情報の送信に利用可能なＳＣ−ＦＤＭＡは、サブフレームで参照信号の送信のためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを除いて残りのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを意味し、ＳＲＳ（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）が設定されているサブフレームの場合、サブフレームの最後のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルも除外される。参照信号はＰＵＣＣＨのコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）検出に用いられる。ＰＵＣＣＨは送信される情報によって７つのフォーマットをサポートする。

ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）送信

下りリンク制御チャネルとしてＰＤＣＣＨは特定の端末のための電力制御命令を送信する。ＰＤＣＣＨは時間ドメインでは最大４つのＯＦＤＭシンボルを占め、ＰＣＦＩＣＨへＰＤＣＣＨに割り当てられたＯＦＤＭシンボル数を示す。なお、周波数ドメイン（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）では、ＰＤＣＣＨはシステム全帯域にかけて送信され、変調のためにＱＰＳＫが使用される。ＰＤＣＣＨを送信のために使用するリソースは、ＣＣＥ（ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｌｅｍｅｎｔ）と称し、各ＣＣＥは３６つのリソース要素ＲＥで構成され、１つのＣＣＥにより７２ビットを送信することができる。ＰＤＣＣＨの送信に使用される制御情報の量は送信モードによって調整される。各送信モードによる制御情報はＤＣＩフォーマットにより規定される。端末は、ＰＤＳＣＨ／ＰＵＳＣＨ送信有無をＰＤＣＣＨデコーディング結果に基づいて判断するが、これはＰＤＣＣＨスクランブルが該当端末のＵＥ ＩＤ情報（Ｃ−ＲＮＴＩ）により行われるためである。即ち、端末は、自分のＵＥ ＩＤによりスクランブルされて送信されたＤＣＩフォーマットを検出する場合、ＰＤＣＣＨ制御情報によってＰＤＳＣＨの受信又はＰＵＳＣＨの送信を行う。一般的に、１つのサブフレームに多数のＰＤＣＣＨが送信可能であるので、端末は多数のＰＤＣＣＨについてデコーディングを行い、自分に送信された制御情報の有無を確認する必要がある。しかし、全ての送信可能なＰＤＣＣＨについてデコーディングを行うと複雑度が増加するので、デコーディング数に制限を設ける。ＰＤＣＣＨを介して制御情報を送信する場合、制御情報は、１つのＣＣＥ又は複数個のＣＣＥの集合によって送信され得る。これをＣＣＥ集成（アグリゲーション）という。現在許容されているＣＣＥアグリゲーションレベルは１、２、４、８であり、ＣＣＥアグリゲーションレベル４は、４つのＣＣＥのアグリゲーションによって該当ＵＥの制御情報を送信することを意味する。

位相雑音分析及びＰＴＲＳ（Ｐｈａｓｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ ＲＳ）の設計

位相雑音

図６は位相雑音による位相歪みを示す図である。

ＰＮ（位相雑音）は波形の位相における短期間のランダム変動により発生する雑音と定義される。ＰＮは時間領域で受信された信号を損傷させて位相をランダムに回転させる（図６参照）。ここで、ＰＮはランダムに変化するが、隣接する時間サンプル間の相関関係を示し、これは周波数領域で受信信号に対するＣＰＥ（ｉｎｔｅｒ Ｐｈａｓｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）及びＩＣＩ（ｉｎｔｅｒ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を招来する。即ち、ＣＰＥ及びＩＣＩは各々ＯＦＤＭシンボル内でＰＮの相関性及び任意性を示す。

図７は位相雑音により損傷した受信シンボルのコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を示す図である。

図７はＣＰＥとＩＣＩが雑音のない受信されたコンステレーションポイント（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）に及ぼす影響を示している。正方形‘Ａ’の場合、全てのコンステレーションポイントが３°回転し、これはＣＰＥの結果である。また、円‘Ｂ’の場合、コンステレーションポイントは円にランダムに配置され、これはＩＣＩの結果である。

本発明ではＣＰＥ補償の潜在的利得を紹介する。以下、ＣＰＥ推定のための新しい追跡参照信号をＰＴＲＳ（Ｐｈａｓｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）と定義し、ＰＴＲＳに対する評価結果を評価結果セクションに示す。

評価結果

このセクションでは、本発明はＰＮモデルを採用する。表１はシミュレーション設定を示し、特に明示しない限り、全てのシミュレーション結果がこれによる。

周波数領域におけるＰＴＲＳ密度

図８は様々なＰＴＲＳ周波数密度及び４ＴＲＢに対するＢＬＥＲ性能を示す。図９は様々なＰＴＲＳ周波数密度及び６４ＴＲＢに対するＢＬＥＲ性能を示す。

図８及び図９はＯＦＤＭシンボルにおいてＰＴＲＳ周波数密度（０／１／４／８／１６）によるＢＬＥＲ性能を示す。ここで、“ＰＴＲＳ＝０”及び“Ｉｄｅａｌ”は非ＣＰＥ補償及び理想的なＣＰＥ補償を各々示す。

かかる図８及び図９において、本発明では、ＴＲＢサイズが大きいほどＰＴＲＳ周波数密度によるＢＬＥＲ性能の差が非常に高いことが分かる。特に、図８はＰＴＲＳ＝８へのＣＰＥ補償に比べて、非ＣＰＥ補償が１ｄＢのＢＬＥＲ性能低下を有することを示し、図９は後者の場合が前者の場合より５．８ｄＢ性能低下を有することを示す。

なお、ＰＴＲＳの数（＃）が増加することによってＢＬＥＲ性能が向上し、ＰＴＲＳの数（＃）が４以上であると、若干の性能損失により理想的なＣＰＥ補償のＢＬＥＲ性能を達成できることが分かる。即ち、ＴＲＢサイズに関係なく、ＣＰＥ推定のためには４又は８ＰＴＲＳであれば十分である。

Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ １：ＰＴＲＳ周波数密度によるＢＬＥＲ性能差はＴＲＢサイズが大きいほど高い。

Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ２：４又は８ＰＴＲＳはＴＲＢの数に関係なくＣＰＥ推定に十分である。

時間領域におけるＰＴＲＳ密度

図１０は異なる時間密度及び４／６４ＴＲＢに対するＢＬＥＲ性能を示す。

図１０は時間領域においてＰＴＲＳ間隔（１／２）によるＢＬＥＲ性能を表示する。ここで、ＯＦＤＭシンボル内のＰＴＲＳは＃４である。

図８及び図９の評価結果と同様に、ＰＴＲＳ時間密度によるＢＬＥＲ性能差はＴＲＢサイズが大きいほど高い。特に、６４ＴＲＢにおいてＰＴＲＳ間隔２に対して相当な性能低下が観察される。一方、４ＴＲＢの場合、ＰＴＲＳ間隔２はＢＬＥＲ＝０における間隔１に比べて０．６ｄＢ性能低下が生じる。

Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ３：ＴＲＢサイズが大きいほどＰＴＲＳ時間密度によるＢＬＥＲ性能の格差が大きい。

異なるＰＴＲＳ周波数／時間密度に対するスループット

図１１は様々なＰＴＲＳ周波数密度及び４ＴＲＢに対するスペクトル効率を示す。

図１１では、本発明はＴＲＢ＝４に対して非ＣＰＥ補償が任意のＰＴＲＳ数へのＣＰＥ補償に比べてより良好なスペクトル効率を有することを観察する。これはＴＲＢ＝４の場合、コードワード内に単一のコードブロックのみが定義され、これはサブフレーム内で拡散されて位相雑音の影響を緩和するためである。かかる理由により、図３はＢＬＥＲ性能が非ＣＰＥ補償でも深刻に低下しないことを示す。また、ＰＴＲＳがデータ領域に定義されていないので、その情報サイズがＣＰＥ補償の場合より大きい。結果として、ＴＲＢ＝４の場合、ＰＴＲＳによるスループット損失がＣＰＥ補償による性能向上より大きいことが分かる。ＰＴ−ＲＳは、ＲＢサイズにしたがってオンオフされ得る。例えば、ＰＴ−ＲＳはＲＢサイズが所定の臨界値より小さい場合には送信されず、ＲＢサイズが所定の臨界値に比べて等しいか又は大きい場合には送信されることができる。かかる場合、ＲＢサイズはスケジューリングされたＲＢ又はスケジューリングされた帯域幅（ＢＷ）のサイズであることもできる。

図１２はＣＦＯ＝０ｋＨｚ／１．４ｋＨｚに対するＢＬＥＲ性能を示す。

そうにもかかわらず、局部発振器及びドップラーによるＣＦＯ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ）を位相雑音と共に考慮しなければならないので、ＰＴＲＳは小さいＴＲＢにも必要である。実際に図１２は非ＣＰＥ補償がＢＬＥＲ＝１を生成し、またＣＦＯ＝１．４ｋＨｚへのＣＰＥ補償は、ＣＦＯ＝０ｋＨｚへのＣＰＥ補償に比べて０．６ｄＢの性能低下を有する。評価仮定はＵＥにおけるＣＦＯが［−０．１、０．１］ｐｐｍ内で均一に分布し、３０ＧＨｚの場合、その最大ＣＦＯが３ｋＨｚと同一である。従って、４ＴＲＢについて、ＰＴＲＳが必要であるので、ＣＰＥ補償からの性能利得とＰＴＲＳオーバーヘッドの間のトレードオフを考慮する必要がある。

Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ４：４ＴＲＢの場合、非ＣＰＥ補償はＣＰＥ補償より優れたスペクトル効率を有する。

提案１：ＣＰＥ補償から得る性能利得とＰＴＲＳオーバーヘッドの間の衝突を考慮しなければならない。

一方、ＰＴＲＳを用いたＣＰＥ推定はＣＦＯ推定と同一であり、これは数年の間に広範囲に研究されている。特に、（準）ブラインド技術はパイロット無しにＣＦＯ推定を提供できるので、パイロットによるスループット損失を最小化できる。この場合、ブラインドＣＰＥ推定は小さいＴＲＢサイズで有利である。結果として、（準）ブラインドＣＰＥ推定を研究する必要がある。

提案２：（準）ブラインドＣＰＥ推定は小さいＴＲＢサイズについて研究する必要がある。

図１３は様々なＰＴＲＳ周波数密度と６４ＴＲＢに対するスペクトル効率を示している。

一方、図１３では、ＴＲＢ＝６４においてＣＰＥ補償が非ＣＰＥ補償より非常に高いスペクトル効率を達成することが分かる。これは、ＴＲＢ＝６４の場合、複数のコードブロックがコードワードに定義されており、各コードブロックが１つ又は２つのＯＦＤＭシンボル内で拡散されるためである。特定のＯＦＤＭシンボルでより高い位相雑音がある場合、該当ＯＦＤＭシンボルに位置するコードブロックはより高い失敗確率を有する。実際、ＴＲＢ＝６４の場合、非ＣＰＥ補償又はＰＴＲＳ間隔＝２は顕著に低下したＢＬＥＲ性能を有することが図４及び図５から確認できる。反面、Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ２はＴＲＢサイズが増加することによりＲＳオーバーヘッドが小さくなることを示す。よって、大きいＴＲＢサイズの場合、ＣＰＥは補償されるべきである。

Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ５：６４ＴＲＢの場合、ＰＴＲＳ＝１を除いたＣＰＥ補償は非ＣＰＥ補償より優れたスペクトル効率を有する。

図１４は様々なＰＴＲＳ時間密度及び４／６４ＴＲＢに対するスペクトル効率を示す。

同様に、図１４は、ＴＲＢ＝４である場合は、ＰＴＲＳ時間間隔２が間隔１より高いスペクトル効率を達成する反面、ＴＲＢ＝６４である場合には、間隔１は間隔２に比べて良好なスペクトル効率を有する。

Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ６：ＴＲＢ＝４において、ＰＴＲＳ時間間隔２は時間間隔１より高いスペクトル効率を達成する。一方、ＴＲＢ＝６４において、ＰＴＲＳ時間間隔１は時間間隔２より高いスペクトル効率を達成する。

図１１、図１３及び図１４は時間／周波数領域においてＲＢの異なる数と異なるＰＣＲＳ密度に対するスペクトル効率を示す。

提案３：ＰＴＲＳ時間間隔はＴＲＢサイズによって柔軟に設計する必要がある。

周波数及び時間優先マッピング規則

図１５は周波数／時間優先マッピングを示している。

図１５は周波数優先マッピングと時間優先マッピングのＢＬＥＲ性能を示す。ここで、ＡＷＧＮチャネル、４ＰＴＲＳ及びＭＣＳ＃２６を採用する。

図１５において、時間優先マッピングはＣＰＥ補償についても周波数優先マッピングに比べてＢＬＥＲ性能がより優れる。かかる性能改善は、ＩＣＩ及び残留ＣＰＥ影響は時間領域においてコードブロックを拡散させることにより緩和されることに基づく。Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ４と共に、かかる評価結果は時間領域においてコードブロックの拡散が位相雑音の影響を減らす効果的な方法であるということを明確に示す。

Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ７：時間領域におけるコードブロックの拡散はＣＰＥ補償についても位相雑音の影響を減少させる。

提案４：時間領域においてコードブロックの拡散を考慮する。

ＣＢ（コードブロック）間のインターリービング（ｉｎｔｅｒ−ＣＢ（Ｃｏｄｅ Ｂｌｏｃｋ） ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）

従来のＬＴＥ技術の場合、コードブロック基準で定義されたレートマッチング以後に、各々のコードブロックに対するビットは、コードブロックと各コードブロック内のビットの順に連結される。以下の表２は３ＧＰＰ ＴＳ ３６．２１２に定義されたコードブロック連結の定義を示している。

表２において、
は各々コードブロック数、ｒ番目のコードブロックのレートマッチング以後の出力ビット数、１つのトランスポートブロックについて送信可能な全ビット数を意味する。ＴＳ ３６．２１２において、上記コードブロックの連結方式によってビットを整列した後、リソース要素にマッピングする方式は以下の文章のように定義されている。他の目的のために予約されていないアンテナポートｐ上のリソース要素
へのマッピングは、サブフレームの第１スロットから始まり、まずインデックス
において、割り当てられた物理的リソースブロックにかけて、次いでインデックス１への増加順になる。ここで、ｋ、ｌは各々副搬送波インデックス、ＯＦＤＭシンボルインデックスを意味する。よって、コードブロック順に変調が行われ、該当シンボルが上述したマッピング方式によってリソース要素に順にマッピングされるので、コードブロック間のビットはチャネルコーディング利得を得ることができない。この時、Ｔｒａｆｆｉｃ ＲＢが増加して１つのコードブロックが占めるＯＦＤＭシンボル数が減少する場合、特定のＯＦＤＭシンボルにおいて受信シンボルに多いエラーが発生する状況で適切なコーディング利得を得られず、全体的な性能（例えば、ＢＬＥＲ）が劣化することができる。かかる性能劣化を防止するために、コードブロックのビット間のインターリービングが考慮される。

（実施例１）一実施例として、コードブロック連結（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ）内でインターＣＢインターリービングを行う方法がある。

全てのコードブロックに対するインターＣＢインターリービング

以下の表３は全てのコードブロックに対する１ｂｉｔ ｂｙ １ｂｉｔ インターＣＢインターリービングの例を表す。

表３の変数は表２の変数とその意味が同一である。但し、新しく定義した
は各々のコードブロックに対するレートマッチング以後のビット数を意味する
の最大値を意味する。上記数式は全てのコードブロックのビットを１ビットずつインターリービングする例である。以下では上記数式のインターリービング方式の例を表す。

図１６はコードブロック全体に対するインターＣＢインターリービングの例（１−ｂｉｔ ｂｙ １−ｂｉｔ）を示し、図１７はコードブロック全体に対するインターＣＢインターリービングの例（Ｂ−ｂｉｔ ｂｙ Ｂ−ｂｉｔ）を示す。

図１６及び図１７におけるｉ，ｊは、各々コードブロックインデックス、ビットインデックスを意味し、ｂ（ｉ，ｊ）はｉ番目のコードブロックのｊ番目のビットを意味する。以下の表４の数式はビットを特定の値を意味するＢ−ｂｉｔ基準でインターリービングする例を示す。

コードブロックグループに対するインターＣＢインターリービング

全てのコードブロックに対するインターＣＢインターリービングは全てのコードブロックについてインターリービングを行うので、デコーディング速度に制限があるという問題がある。よって、全てのコードブロックをいくつのグループに分けて該当グループごとにインターＣＢインターリービングを行って上記デコーディング速度の低下を緩和することができる。以下の表５の数式はＱ個のコードブロックで定義されたコードブロックグループに対する１−ｂｉｔ ｂｙ １−ｂｉｔインターＣＢインターリービングの例を示す。

表５の数式は全てのコードブロックのビットを１ビットずつインターリービングする例である。

図１８は表５の数式のインターリービング方式についての例を示す。

図１８はコードブロックグループに対するインターＣＢインターリービングの例（１−ｂｉｔｓ ｂｙ １−ｂｉｔｓ）を示す図であり、図１９はコードブロックグループに対するインターＣＢインターリービングの例（Ｂ−ｂｉｔｓ ｂｙ Ｂ−ｂｉｔｓ）を示す図である。以下の表６の数式はビットを特定の値を意味するＢ−ｂｉｔ基準でインターリービングする例を示す。

上記実施例のように、コードブロックグループ基準でインターＣＢインターリービングを行う場合、受信側ではコードブロックグループ内の全てのコードブロックを受信した後、デコーディングを行うことができる。この時、コードブロックグループ内の各々のコードブロックに対するＣＲＣはコードブロックグループ基準で定義できる。即ち、関連技術のコードブロック基準というよりむしろコードブロックグループ基準でＣＲＣ定義することによって、更なるＣＲＣビットによる損失を緩和することができる。

（実施例２）他の実施例において、コードブロック連結ブロックの直後の過程において、コードブロック間のインターリービングを行うことができる。この場合、インターリービングは上記実施例に説明されている方式と同一の又は類似する方式で行われ得る。

（実施例３）さらに他の実施例において、変調ブロックの直後の過程において、コードブロック間のシンボルレベルインターリービングを行うことができる。この時、インターリービングは変調されたシンボル基準で行われる。変調シンボル間のインターリービングの際にも全ての変調シンボルに対するインターリービング又は各コードブロックグループの変調シンボルに対するインターリービングが全て可能である。

全てのコードブロックに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービング

図２０は全てのコードブロックに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（１−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ １−ｓｙｍｂｏｌ）を示し、図２１は全てのコードブロックに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（Ｎ_ＳＧ−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ Ｎ_ＳＧ−ｓｙｍｂｏｌ）を示す。

図２０及び図２１において、
は各々変調されたシンボル数、コードブロック数を意味する。
は各々変調シンボルインデックス、コードブロックインデックス、ｉ番目のコードブロックのｊ番目の変調シンボルを意味する。図２１は全てのコードブロックについてＮ_ＳＧ個のシンボル基準で行うシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例を示す。

コードブロックグループに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービング

図２２はコードブロックグループに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（１−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ １−ｓｙｍｂｏｌ）を示し、図２３はコードブロックグループに対するシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例（Ｎ_ＳＧ−ｓｙｍｂｏｌ ｂｙ Ｎ_ＳＧ−ｓｙｍｂｏｌ）を示す。

図２２及び図２３において、
はコードブロックグループを定義するコードブロックの数を意味する。図２３はコードブロックグループについてＮ_ＳＧ個のシンボル基準で行うシンボルレベルのインターＣＢインターリービングの例を示す。

図２２及び図２３の例において、受信側におけるデコーディングはコードブロックグループ内の全てのコードブロックを受信した後に行うことができる。この時、コードブロックグループ内のコードブロックに対するＣＲＣはコードブロックグループ基準で定義することができる。即ち、関連技術のコードブロック基準というよりむしろコードブロックグループ基準でＣＲＣを定義することによって、更なるＣＲＣビットによる損失を緩和することができる。

上記提案したインターＣＢインターリービングに関する全ての実施例について、インターＣＢインターリービング以後のビット又は変調シンボルは、最終的にＯＦＤＭ信号生成過程を経て各々のポートを介して基地局から端末に送信される。

提案５

位相雑音による性能劣化が大きい環境において、基地局は位相雑音補償の参照信号（ＰＣＲＳ）の使用有無をＤＣＩ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）又はＲＲＣ（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）シグナリングにより端末に送信できる。この時、ＰＣＲＳの使用有無は、ＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）レベル、Ｔｒａｆｆｉｃ ＲＢの数、送信コードブロック（ＣＢ）の数、インターＣＢインターリービングの使用有無のうちのいずれか１つの基準により決定される。例えば、特定のＭＣＳ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）レベル以上、特定の送信ＲＢ数以上、特定の送信コードブロック数以上、インターＣＢインターリービングを使用しない場合のうち、少なくとも１つの条件を満たす場合、基地局はＰＣＲＳ送信を行うことができ、このために基地局は端末にＰＣＲＳの使用有無をＤＣＩ又はＲＲＣを用いてシグナリングすることができる。また、端末は受信したＤＣＩ又はＲＲＣシグナリングにより受信した情報に基づいてＰＣＲＳを受信する場合、ＰＣＲＳを用いて位相雑音による障害を推定して補償するか、又は位相エラー（例えば、ＣＰＥ）を推定することができる。

高周波帯域において位相雑音はシステム性能に大きい性能劣化を招来する。よって、位相雑音による性能劣化が大きい場合は、位相雑音による位相回転を推定及び補償するための参照信号（ＲＳ）が必要である。但し、ＰＣＲＳを使用する場合、ＲＳオーバーヘッドが増加する短所がある。かかる短所を克服するために、位相雑音の影響が大きい場合にのみ選択的にＰＣＲＳを使用する必要がある。特に、同じ搬送周波数のシステムでも送信パラメータによって位相雑音の影響が異なる傾向がある。例えば、ＭＣＳレベルが高い場合、又は／及び大きい送信ＲＢ数を有する場合、又は／及びコードブロック数が大きい場合、又は／及びインターＣＢインターリービング方式を使用しない場合、位相雑音による性能劣化が大きい。よって、ＰＣＲＳが必要なケースを特定ケースとして制限することができる。この時、基地局はシステム状況によってＰＣＲＳの使用有無を決定し、決定されたＰＣＲＳ使用有無を端末にシグナリングすることによりシステムの効率性を向上させることができる。

図２４はＰＣＲＳの配置（２ＲＢ基準で定義）の一例を示す図である。

図２４は２ＲＢ基準で定義されたＰＣＲＳの一例を示す。基地局は特定のＭＣＳレベル以上及び／又は特定の送信ＲＢの数以上及び／又は特定の送信コードブロックの数以上及び／又はインターＣＢインターリービングを使用しない条件を満たす場合、端末へＰＣＲＳ送信使用有無をシグナリングしてＰＣＲＳ使用有無を知らせ、ＰＣＲＳを送信することができる。基地局がＰＣＲＳ使用を示す場合、端末は受信したＰＣＲＳを用いて位相雑音による障害を推定及び補償する。

上記図２４の例では、基地局がＰＣＲＳを送信しようとする場合、基地局がＰＣＲＳ送信有無（或いは使用有無）を端末にシグナリングすることを仮定した。しかし、更なるシグナリング無しにＰＣＲＳが送信されるようにトリガーすることもできる。例えば、基地局と端末の間に予め約束された‘特定のＭＣＳレベル以上及び／又は特定の送信ＲＢサイズ以上及び／又は特定の送信コードブロックの数以上及び／又はインターＣＢインターリービング未使用’という条件を満たす場合、別のシグナリング無しに基地局でＰＣＲＳ送信を行い、端末は受信したＰＣＲＳを用いて位相雑音による障害を補償及び推定するようにシステムで定義されることができる。

提案６

基地局はインターＣＢインターリービング方式を送信環境によって選択的に使用できるようにインターＣＢインターリービングの使用有無をＤＣＩ／ＲＲＣシグナリングにより端末に示すことができる。この時、インターＣＢインターリービング方式の使用有無はＭＣＳレベル、Ｔｒａｆｆｉｃ ＲＢの数、送信ＣＢの数のうちのいずれか１つに基づいて決定される。例えば、特定のＭＣＳレベル以上及び／又は特定の送信ＲＢの数以上及び／又は特定の送信ＣＢの数以上を満たす場合、基地局はインターＣＢインターリービング方式を使用し、使用有無を端末にシグナリングする。インターＣＢインターリービングの使用有無に関するシグナリングがインターＣＢインターリービング方式を使用することと示される場合、端末はデータ受信時にインターＣＢインターリービング方式に基づいてデインターリービングを行ってデータを受信する。

高周波数帯域において位相雑音はシステムに大きい性能劣化を招来する。この時、位相雑音の障害としては、ＯＦＤＭシンボル基準で周波数帯域全体で同一に起こる共通位相エラーとＩＣＩ（ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の２つの形態がある。かかる位相雑音の影響は、ＯＦＤＭシンボルで異なるように起こることができる。よって、特定のＯＦＤＭシンボルでは位相雑音の影響が莫大であり、該当シンボルに大きい性能劣化が発生することができる。またかかる傾向は、周波数優先マッピング方式を用いる場合、チャネルコーディングの時間領域への利得が減少して大きい性能劣化を引き起こすことができる。特に、ＬＴＥ技術のように全てのトランスポートブロックについて特定の最大サイズに基づいて分割を適用し、周波数優先マッピング方式を用いる場合は、Ｔｒａｆｆｉｃ ＲＢの数が増加することにより分割されるコードブロックの数が増加し、１つのコードブロック内で時間領域についてコーディング利得を獲得する変調シンボル数が減少するので、位相雑音による性能劣化が大きくなる問題がある。かかる問題を解決するために、特定のＭＣＳレベル以上及び／又は特定の送信ＲＢの数以上及び／又は特定の送信ＣＢの数以上を満たす場合、即ち、位相雑音の影響が大きい環境において、基地局が端末にインターＣＢインターリービング方式を使用するようにシグナリングする方式がある。但し、インターＣＢインターリービングを行うＣＢの数が多い場合、全てのＣＢに対してインターＣＢインターリービングを行うと、受信側のデコーディング速度に制限が発生することができる。よって、受信側（例えば、端末）はインターＣＢインターリービングを行うＣＢを特定サイズにグルーピングしてインターＣＢインターリービングを行うことができる。

提案６の実施例１

提案６のインターＣＢインターリービングは、ＬＴＥ／ＬＴＥ−ＡシステムにおけるインターＣＢインターリービングの全ての実施例を含むことができる。この時、基地局はインターＣＢインターリービング方式を使用するか否か（或いは実行するか否か）をＤＣＩ又はＲＲＣシグナリングにより端末に知らせることができる。この時、各々の変数Ｂ及び／又はＱ及び／又は
及び／又はＮ_ＳＧは、ケースによって定義された各々の値を使用する。ここで、ＢとＱは表６に示した値であり、
はコードブロックグループを定義するコードブロック数を意味し、Ｎ_ＳＧはコードブロックグループについてシンボルレベルのインターＣＢインターリービングを行う場合のシンボル単位数を意味する。

又は、インターＣＢインターリービングに関連する説明における実施例１、実施例２の変数であるＢ及び／又はＱを適応的に値を選択して使用できる。即ち、基地局はインターＣＢインターリービング方式の使用有無及び／又はＢ及び／又はＱに関する情報をＤＣＩ又はＲＲＣシグナリングにより端末に送信することができる。また、インターＣＢインターリービングに関連する説明における実施例３の変数である
及び／又はＮ_ＳＧの値を適応的に選択して使用できる。即ち、基地局はインターＣＢインターリービング方式の使用有無及び／又は
及び／又はＮ_ＳＧに関する情報をＤＣＩ又はＲＲＣシグナリングにより端末に送信することができる。

提案６の実施例２

提案６の実施例１では、インターＣＢインターリービングを行う時、基地局はインターＣＢインターリービングを行うか否か（或いは使用するか否か）、及び／又はＢ及び／又はＱ及び／又は
及び／又はＮ_ＳＧ値に関する情報を端末にシグナリングすることができる。しかし、更なるシグナリング無しにインターＣＢインターリービングが動作するようにトリガーすることができる。即ち、基地局と端末の間に予め約束された特定のＭＣＳレベル及び／又は特定のＴｒａｆｆｉｃ ＲＢの数及び／又は特定の送信ＣＢの数を満たす場合、別のシグナリング無しにインターＣＢインターリービングを行い、この時、端末は各々のケースによって定義されたＢ及び／又はＱ及び／又は
及び／又はＮ_ＳＧを使用する。又は、インターＣＢインターリービングは上述のようにトリガーされるが、Ｂ及び／又はＱ及び／又は
及び／又はＮ_ＳＧといったパラメータの値は、基地局がＤＣＩ又はＲＲＣシグナリングにより端末に送信することができる。

上述した提案４、提案５及び提案６は、下りリンク送信を仮定している。しかし、これら提案４、提案５及び提案６で提案する全ての技術及び実施例は、ＯＦＤＭ送信を使用する上りリンクに適用可能である。

提案７

周波数領域におけるＰＴＲＳの数は、ＴＲＢ（Ｔｒａｆｆｉｃ ＲＢ）の数とは関係なく特定値に固定される。図８及び図９は周波数領域におけるＰＴＲＳの数が４又は８である場合のＢＬＥＲ曲線がｉｄｅａｌ ｃａｓｅの曲線に近接することを示す。即ち、周波数領域におけるＰＴＲＳの数はＴＲＢの数とは関係なく決定される。よって、周波数領域におけるＰＴＲＳの数をＮと定義した場合、Ｎは以下のように定義される。Ｎは標準でルールにより定義する。即ち、ＴＲＢの数とは関係なく４或いは８に決定されることができる。基地局がＲＲＣシグナリング又はＤＣＩによりＮの数を端末に知らせる。

図２５はＰＴＲＳ＝４の時、ＰＴＲＳの２つのタイプ：分散タイプ或いは局部タイプを示した図である。

図２５において、分散タイプは与えられたＴＢＳ内でＰＴＲＳ間の周波数間隔が一定に設計されることを意味する。また局部タイプは与えられたＴＢＳのセンタ或いは特定の位置にＰＴＲＳを配置することを示す。基地局は分散タイプであるか又は局部タイプであるかを、ＤＣＩ又はＲＲＣシグナリングにより端末に知らせる。又は、予めルールにより１つのタイプが定義されることができる。

ＴＲＢサイズを考慮して、周波数領域におけるＰＴＲＳの数が変更されてよい。これはＣＦＯが発生したＩＣＩがＣＦＯ及びＣＰＥ推定性能を減少させるためである。また、ＣＦＯ及びＣＰＥ推定性能の減少はＴＲＢが大きいほどＢＬＥＲを低減させる。その代わりに、ＴＲＢサイズが大きい場合、ＲＳオーバーヘッドが減少して周波数領域により多いＲＳを割り当ててＣＦＯ及びＣＰＥ推定性能を向上させることができる。結果として、以下のように周波数領域におけるＰＴＲＳの数を決定できる。

ＴＲＢサイズ≦Ｎ（ｅ．ｇ． ８）であると、

周波数ドメインにおけるＰＴＲＳの数（＃）＝Ｍ１（ｅ．ｇ．４）

或いは

周波数ドメインにおけるＰＴＲＳの数（＃）＝＝Ｍ２（ｅ．ｇ．８）である。

基地局がＮ、Ｍ１、Ｍ２に対する値をＲＲＣシグナリング又はＤＣＩにより端末に送信することができる。Ｎ、Ｍ１、Ｍ２の値は予めルールにより定義又は決定される。

提案８

時間領域におけるＰＴＲＳの間隔（ＰＴＲＳ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）は、トラフィックＲＢ（ＴＲＢ）の数にかかわらず、特定の値に固定され得る。図１４は、ＴＲＢサイズ及びＰＴＲＳの時間間隔によるスペクトル効率（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を表す。図１４において、ＴＲＢサイズが４の場合、間隔＝２の場合が間隔＝１の場合より良好である反面、ＴＲＢサイズが６４の場合は、間隔＝１の場合が間隔＝２より良好である。即ち、ＴＲＢサイズが小さい場合、ＲＳオーバーヘッドによるスループット損失（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ｌｏｓｓ）がＣＰＥ補償から得る利得より大きいことができる。従ってＴＲＢサイズによってＰＴＲＳの時間間隔を以下の方法で定義できる。

１．ＴＲＢサイズ≦Ｎ（例えば、８）の場合、ＰＴＲＳ時間間隔はＭ１（例えば、２）と定義される。

２．ＴＲＢサイズ＞Ｎの場合、ＰＴＲＳ時間間隔はＭ２（例えば、１）と定義される。

この時、ＮとＭ１、Ｍ２は予め定義されたルールにより定義される。基地局はＲＲＣ及び／又はＤＣＩによりＮとＭ１、Ｍ２値を端末に送信する。一方、ＰＴＲＳの時間間隔はＴＲＢサイズ、ＣＲ（Ｃｏｄｅ Ｒａｔｅ）、ＭＯ（Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｏｒｄｅｒ）により決定される。図１４ではＭＯ＝６４ＱＡＭ、コードレート＝５／６である。もしＭＯが大きくなるか、或いはＣＲが大きくなる場合、時間間隔は２ではなく１に減少されることができる。即ち、上記実施例を以下のように修正することができる。

ＴＲＢ ｓｉｚｅ≦Ｎ（ｅ．ｇ． ８）であると、

ＣＲ≦Ｍ（ｅ．ｇ． ５／６）の時、

ＰＴＲＳ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ＝２

或いは

ＰＴＲＳ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ＝１

或いは

ＰＴＲＳ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ＝１である。

一方、ＰＴＲＳはＣＦＯ（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｏｆｆｓｅｔ）の推定のために使用できる。この場合、基地局は任意のＰＴＲＳ時間間隔を決定し、決定されたＰＲＴＳ時間間隔に対する情報を端末に送信することができる。或いは、ＣＦＯ推定のみを行う場合、送受信器にＰＴＲＳ時間間隔は既に約束されており、必要な場合、基地局は該当ＰＴＲＳ時間間隔のオン／オフのみをＤＣＩにより端末にシグナリングすることができる。

図２６はＰＴＲＳパターンの一例を示す図である。

図２６に基づいて互いに異なるＭＣＳ及びＰＲＢによって、ＰＴＲＳのパターンが以下のように決められる。

１）Ｈｉｇｈ ＭＣＳ（例えば、＃２６）＋ｌａｒｇｅ ＰＲＢ（例えば、３２ＰＲＢｓ）：図２６のパターン１

２）Ｈｉｇｈ ＭＣＳ（例えば、＃２６）＋ｍｉｄｄｌｅ ＰＲＢ（例えば、８ＰＲＢｓ）：図２６のパターン２

３）Ｌｏｗ ＭＣＳ（例えば、＃１６）又はｓｍａｌｌ ＰＲＢ（例えば、４ＰＲＢｓ）：図２６のパターン３

なお、ＭＣＳ／ＰＲＢとＰＴＲＳパターンとのマッピング情報は、基地局がＲＲＣシグナリング又はＤＣＩにより端末に知らせることができる。又はＭＣＳ／ＰＲＢとＰＴＲＳパターンとのマッピングは規則によって予め定義されることもできる。

ＭＣＳレベル及び／又はＰＲＢサイズによって、ＴＲＳパターンを適応可能に調整することにより、ＲＳオーバーヘッドを最小化することができる。一例として、ＰＲＢサイズが小さい場合は、図２６のパターン３のみを適用することによりＲＳオーバーヘッドを最小化する。また、ＰＲＢサイズが大きい場合には、図２６のパターン１を適用するが、ＰＲＢサイズが大きいのでＲＳオーバーヘッドも相対的に小さくなる。

提案９

ＰＴＲＳのマッピング方式はＴＲＢサイズにより決定される。

図１５は、データを時間優先マッピングする場合、周波数優先マッピングに比べて、位相雑音にもっと堅固であることを示す。一方、図８、図９及び図１０はＴＲＢサイズが小さい場合、１つのコードブロックのみが定義されるので、結果的に周波数優先マッピングしても時間優先マッピングする効果と同様である。しかし、ＴＲＢサイズが大きい場合は、時間優先マッピング或いは時間領域におけるコード拡散は大きい性能利得を得ることができる。

結果的に、ＰＴＲＳのマッピング方式は以下の方法により決定する。

１．ＴＲＢサイズ≦Ｎ（例えば、８）の場合、データを周波数優先マッピングする。

２．ＴＲＢサイズ＞Ｎである場合、データを時間領域で時間優先マッピングするか、コード拡散するか、又は新しいコード拡散を行う。

この時、新しいコード拡散方式は、０に関連して説明した提案方法を全部包括する。Ｎはルールにより予め定義されるか、基地局が端末にＤＣＩ又はＲＲＣシグナリングにより知らせることができる。またＵＲＬＬＣのようにデコーディング遅延が非常に重要なサービスは、Ｎと関係なく、いつも周波数優先マッピングを行うことができる。一方、コードレートが低くなるか或いは変調順序が低くなる場合、周波数優先マッピングによる性能の劣化が小さくなる。よって、この場合、ＮをＴＲＢサイズ及び／又はコードレート及び／又は変調順序により決めることができる。

提案１０

ＰＴＲＳの送信有無はＴＲＢサイズ及び基地局及び／又は端末の能力により決定される。

図１１はＰＴＲＳが送信されない方が送信される方より優れることを示す。図１２はＣＦＯ＝１．４ｋＨｚが発生する場合、ＰＴＲＳを送信しない時、通信自体が失敗することを示す。もし端末及び基地局のオシレーター（ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）が非常に優れてＣＦＯが非常に小さく発生する場合、ＴＲＢサイズが小さい時にはＰＴＲＳを送信しないことがより好ましい。このために、端末は自分のＣＦＯに関連する情報（例えば、ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、ｍｏｖｅｍｅｎｔ ｏｒ ｓｐｅｅｄ）を基地局に送ると、基地局は端末のＣＦＯに関連する情報に基づいてＰＴＲＳの送信有無を決定し、端末にＰＴＲＳ送信有無を示すことができる。

Ｓｈａｒｅｄ ＰＴＲＳ（他のＵＥと共有するＰＴＲＳ）

ＰＴＲＳはＳｈａｒｅｄ ＰＴＲＳ（他のＵＥと共有するＰＴＲＳ）とＵＥ ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ＰＴＲＳ（特定のＵＥに割り当てられたＰＴＲＳ）に区分される。

提案１１：ＰＴＲＳリソースはＲＢインデックス及び／又はシンボルインデックスで定義される。

定義された１つ以上のＰＴＲＳリソースに関する情報は、基地局が端末にＲＲＣシグナリング或いはＤＣＩにより送信することができる。また、基地局は選択されたＰＴＲＳリソースをＤＣＩにより端末にシグナリングすることができる。

図２７はＰＴＲＳリソースセットに関する一例を示す。

図２７は３つのＰＴＲＳリソースセットを示し、ＰＴＲＳリソース１はＡ、Ｂの２つの領域にいずれもＰＴＲＳが定義され、ＰＴＲＳリソース２はＡ領域のみにＰＴＲＳが、ＰＴＲＳリソース３はＢ領域のみにＰＴＲＳが定義される。３つのＰＴＲＳリソースセットに関する情報はいずれも端末に基地局がＲＲＣにより設定することができる。また、基地局は現在運用するＰＴＲＳリソース（或いは選択されたＰＴＲＳリソース）に関する情報をＤＣＩにより端末に知らせることができる。もし端末にＡ領域のＲＢが割り当てられ、ＰＴＲＳリソース３が設定された場合は、端末は自分の領域にいるＰＴＲＳリソースを用いてＣＰＥを推定する。もし端末にＰＴＲＳリソース２が設定される場合、端末はＢ領域にいるＰＴＲＳリソースを用いてＣＰＥを推定する。またＰＴＲＳリソース１が設定された場合は、端末はＡ及びＢの２つの領域にいる全てのＰＴＲＳリソースを用いてより正確なＣＰＥ推定を行うことができる。

一方、基地局はＰＴＲＳリソース２によりサブフレームを定義し、端末がＣＰＥ補償は必要ないが、端末にＢ領域のＲＢが割り当てられる状況を仮定する。この場合、基地局は該当端末にＰＴＲＳリソースに関する情報をＤＣＩにより知らせ、端末はＤＣＩによりＰＴＲＳリソース位置を把握し、これをデータＲＥとして処理しない。もしＡ領域のＲＢが端末に割り当てられる場合、基地局は現在定義したＰＴＲＳリソースをＤＣＩにより知らせなくてもよい。

提案１１-１

図２８はＰｒｅｃｏｄｅｄ ＰＴＲＳリソース１を示す図である。

提案１１において、ＰＴＲＳのプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）は該当ＲＢのＤＭＲＳのプリコーディングによる。図２８において、端末１にはＡ領域が、端末２にはＢ領域が割り当てられると仮定する。この時、Ａ領域とＢ領域に定義されたＰＴＲＳのプリコーディングは、各領域でＤＭＲＳのプリコーディングと同一である。この時、端末１にＰＴＲＳリソース１が設定される場合、Ｂ領域にもＰＴＲＳがあることを認知することができ、これを用いてより正確なＣＰＥ推定を行うことができる。一方、端末２にはＰＴＲＳリソース２を設定する場合、ＵＥ２はＡ領域にＰＴＲＳがあることを分かることができない。この場合、ＵＥ２はＢ領域に定義されたＰＴＲＳのみを用いてＣＰＥ推定を行う。

提案１１-２

図２９はＰＴＲＳ ｔｙｐｅＡに基づくプリコーディングサイクリングを示し、図３０はＰＴＲＳ ｔｙｐｅＢに基づくプリコーディングサイクリングを示す。

提案１１において、ＰＴＲＳのプリコーディングはＲＢ ｇｒｏｕｐ ｗｉｓｅによりサイクリング形態で定義できる。提案１１−１は、Ａ領域のプリコーディングとＢ領域のプリコーディングがＤＭＲＳプリコーディングによるので、互いに同一であるか又は異なることができる。一方、提案１１−２の提案は、図２９のように、ＤＭＲＳのプリコーディングと関係なく、図２９におけるＡ領域のプリコーディングとＢ領域のプリコーディングは互いに異なるように定義できる。この場合、互いに異なるプリコーディングがＰＴＲＳに定義されるので、端末はＣＰＥの推定時、空間的多様性（ｓｐａｔｉａｌ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を得ることができる。

なお、図３０のように、ＰＴＲＳがＤＭＲＳの一部ＲＥを代替することができる。この場合、２番目のシンボルと３番目のシンボルの間のＣＰＥ推定性能は良好になる反面、ＤＭＲＳによるチャネル推定性能は一部減少する。

提案１１-３

図３１はＮｏｎ−Ｐｒｅｃｏｄｅｄ ＰＴＲＳの一例を示す図である。

提案１１におけるＰＴＲＳはｎｏｎ−プリコーディング形態で定義できる。図３１は全てのＰＴＲＳがｎｏｎ−プリコーディングと定義されることを示す。この場合、図３１におけるＡ領域及びＢ領域のＰＴＲＳはいずれも同じビーム利得を有して受信される。一方、ｎｏｎ−Ｐｒｅｃｏｄｅｄ ＰＴＲＳも図３０と同様に、ＤＭＲＳの一部ＲＥをＰＴＲＳと代替することができる。

また、かかるプリコーディング方式は、基地局が端末にＲＲＣシグナリングにより設定することができる。又は、提案１１にＰＴＲＳリソースの設定に上記プリコーディング方式を含むことができる。

図３２はＰＴＲＳパターンを例示する図である。

図３２において、この場合、４番目のＯＦＤＭシンボルのチャネル値を算出するためには、７番目のＯＦＤＭシンボルを受信しなければならない。しかし、これは遅延（ｌａｔｅｎｃｙ）が重要なアプリケーションでは大きい問題である。なお、図３２に示したパターン１の場合、遅延イッシュがない。結果として、遅延が重要なサービスである場合、ＴＲＢサイズが小さくても、パターン１を選択する必要がある。

Ｃｅｌｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＰＴＲＳ

互いに異なるセルはＳｈａｒｅｄ ＰＴＲＳの位置を周波数／時間領域に異なるように定義することができる。この時、Ｓｈａｒｅｄ ＰＴＲＳの位置は基地局がＲＲＣシグナリングにより端末に設定するか或いはｃｅｌｌ ＩＤに基づいて定義することができる。互いに異なるセルにおいて、時間領域におけるＳｈａｒｅｄ ＰＴＲＳの位置は、ＤＭＲＳの隣に位置する。また、ＤＭＲＳと同一のプリコーディングを用いる場合、ｓｈａｒｅｄ ＰＴＲＳは時間領域内の同じインデックスのシンボル上で定義される。互いに異なるセルにおいて、時間領域におけるＳｈａｒｅｄ ＰＴＲＳの位置は、ＤＭＲＳの隣に位置する。また、ＤＭＲＳとは異なるプリコーディングを用いるか、又はｎｏｎ−プリコーディングである場合、ｓｈａｒｅｄ ＰＴＲＳは時間領域内の２つのシンボルインデックスに該当するシンボルと定義されることができる。

端末は基地局に自分の位相雑音発生レベルに関連するパラメータをＲＲＣシグナリングなどにより送信することができる。基地局は端末が送信したパラメータを参照してＰＴＲＳパターン或いはＰＴＲＳ送信有無を決定する。ＰＴＲＳのパターンはＴＲＢサイズ、コードレート、変調の次数（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｒｄｅｒ）、サービスタイプにより決定される。

以上、説明の便宜上、様々な実施例を区分して説明したが、これらの実施例は結合して実施することもできる。

以上説明してきた実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定形態に結合したものである。各構成要素又は特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮される。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することもでき、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更されてもよい。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成又は特徴に取り替わってもよい。特許請求の範囲において明示的な引用関係にない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めたりできるということは明らかである。

本発明は、本発明の特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは当業者にとって自明である。よって、前記の詳細な説明は、全ての面で制限的に解釈してはならなく、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的解釈によって決定しなければならなく、本発明の等価的範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。

位相雑音推定に関連する参照信号のための制御情報を受信する方法及びそのための端末は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ、５Ｇシステムなどの様々な無線通信システムにおいて産業上に適用可能である。

Claims (20)

1. 端末（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）による位相雑音の推定のための参照信号を受信する方法であって、
   前記位相雑音の推定のための前記参照信号が送信されるかどうかを示す制御情報を受信する段階と、
   前記参照信号が送信されることを示す前記制御情報に基づいて、前記制御情報に基づいて前記参照信号を受信する段階と、を含み、
   前記端末に対するトラフィックリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）の数が所定の値より大きいことに基づいて、前記制御情報は、前記参照信号が送信されることを示す、方法。
2. 前記制御情報は、変調及びコーディング方式（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）レベルの情報を含み、
   前記ＭＣＳレベルの前記情報は、前記参照信号の時間パターンに関する情報を示す、請求項１に記載の方法。
3. 前記制御情報は、前記トラフィックＲＢの数の情報をさらに含み、
   前記ＭＣＳレベルの前記情報及び前記トラフィックＲＢの数の前記情報は、前記参照信号の前記時間パターンに関する前記情報を示す、請求項２に記載の方法。
4. 前記制御情報は、前記トラフィックＲＢの数の情報を含み、
   前記参照信号の周波数パターンに関する情報は、前記トラフィックＲＢの数の前記情報に基づいて示される、請求項１に記載の方法。
5. 前記参照信号の前記時間パターンに関する前記情報は、前記参照信号を時間リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、
   前記ＭＣＳレベルが高いほど、前記参照信号は、前記時間リソースにより密に割り当てられる、請求項２に記載の方法。
6. 前記参照信号の前記周波数パターンに関する前記情報は、前記参照信号を周波数リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、
   前記トラフィックＲＢの数が大きいほど、前記周波数リソース上の参照信号の数は、増加する、請求項４に記載の方法。
7. 前記制御情報は、ＭＣＳレベルの情報及び前記トラフィックＲＢの数の情報を含み、
   前記方法は、前記ＭＣＳレベルの前記情報及び前記トラフィックＲＢの数の前記情報に基づいて時間領域及び周波数領域で前記参照信号の位置を認知する段階をさらに含む、請求項１に記載の方法。
8. 前記受信された参照信号に基づいて位相エラーを推定する段階をさらに含む、請求項１に記載の方法。
9. 前記参照信号は、位相追跡参照信号（ＰＴ−ＲＳ）を含む、請求項１に記載の方法。
10. 前記制御情報は、下りリンク制御情報（ＤＣＩ：Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）フォーマット又は無線リソース制御（ＲＲＣ）シグナリングにより受信される、請求項１に記載の方法。
11. 位相雑音の推定のための参照信号を受信するための端末（ＵＥ：Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）であって、
    受信器と、
    プロセッサと、を含み、
    前記プロセッサは、
    前記位相雑音の推定のための前記参照信号が送信されるかどうかを示す制御情報を受信するように前記受信器を制御し、
    前記参照信号が送信されることを示す前記制御情報に基づいて、前記制御情報に基づいて前記参照信号を受信するように前記受信器を制御するように構成され、
    前記端末に対するトラフィックリソースブロック（ＲＢ：Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）の数が所定の値より大きいことに基づいて、前記制御情報は、前記参照信号が送信されることを示す、端末。
12. 前記制御情報は、変調及びコーディング方式（ＭＣＳ：Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｃｏｄｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ）レベルの情報を含み、
    前記ＭＣＳレベルの前記情報は、前記参照信号の時間パターンに関する情報を示す、請求項１１に記載の端末。
13. 前記制御情報は、前記トラフィックＲＢの数の情報をさらに含み、
    前記ＭＣＳレベルの前記情報及び前記トラフィックＲＢの数の前記情報は、前記参照信号の前記時間パターンに関する前記情報を示す、請求項１２に記載の端末。
14. 前記制御情報は、前記トラフィックＲＢの数の情報を含み、
    前記参照信号の周波数パターンに関する情報は、前記トラフィックＲＢの数の前記情報に基づいて示される、請求項１１に記載の端末。
15. 前記参照信号の前記時間パターンに関する前記情報は、前記参照信号を時間リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、
    前記ＭＣＳレベルが高いほど、前記参照信号は、前記時間リソースにより密に割り当てられる、請求項１２に記載の端末。
16. 前記参照信号の前記周波数パターンに関する前記情報は、前記参照信号を周波数リソースに割り当てるパターンに関する情報を含み、
    前記トラフィックＲＢの数が大きいほど、前記周波数リソース上の参照信号の数は、増加する、請求項１４に記載の端末。
17. 前記制御情報は、ＭＣＳレベルの情報及び前記トラフィックＲＢの数の情報を含み、
    前記プロセッサは、前記ＭＣＳレベルの前記情報及び前記トラフィックＲＢの数の前記情報に基づいて時間領域及び周波数領域で前記参照信号の位置を認知するようにさらに構成される、請求項１１に記載の端末。
18. 前記プロセッサは、前記受信された参照信号に基づいて位相エラーを推定するようにさらに構成される、請求項１１に記載の端末。
19. 前記参照信号は、位相追跡参照信号（ＰＴ−ＲＳ）を含む、請求項１１に記載の端末。
20. 前記制御情報は、下りリンク制御情報（ＤＣＩ：Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）フォーマット又は無線リソース制御（ＲＲＣ）シグナリングにより受信される、請求項１１に記載の端末。