JP6229206B2 - Wireless communication system and wireless communication method - Google Patents

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Description

本発明は、多偏波空間多重伝送方式にスペクトラム圧縮伝送方式を適用した無線通信技術に関する。   The present invention relates to a wireless communication technique in which a spectrum compression transmission system is applied to a multi-polarization spatial multiplexing transmission system.

無線通信システムの普及により、マイクロ波帯を中心として周波数資源の不足が顕在化しており、高い周波数利用効率を実現する伝送技術が求められている。近年では、無線通信の周波数利用効率を向上させる技術としてスペクトラム圧縮や多偏波空間多重が検討されている。   With the widespread use of wireless communication systems, a shortage of frequency resources has become apparent, especially in the microwave band, and a transmission technique that realizes high frequency utilization efficiency is required. In recent years, spectrum compression and multi-polarization spatial multiplexing have been studied as techniques for improving the frequency utilization efficiency of wireless communication.

図１４は、従来の非直交空間多重伝送方式による無線通信システム２００の構成例を示す図である。無線通信システム２００は、送信装置３００及び受信装置４００を備える。送信装置３００は、符号化部３０１、ｎ（ｎは１以上の整数）系統の変調器３０２、写像変換器３０３及び送信変調部３０４を備える。図１４にはｎ系統の変調器３０２として変調器３０２−１〜変調器３０２−ｎが示されている。   FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a wireless communication system 200 using a conventional non-orthogonal spatial multiplexing transmission scheme. The wireless communication system 200 includes a transmission device 300 and a reception device 400. The transmission apparatus 300 includes an encoding unit 301, an n (n is an integer of 1 or more) system modulator 302, a mapping converter 303, and a transmission modulation unit 304. FIG. 14 shows modulators 302-1 to 302-n as n systems of modulators 302.

符号化部３０１は、送信データのビット列（以下、「送信ビット列」という。）に誤り訂正のための符号化処理を行う。符号化部３０１は、符号化処理を行った送信ビット列をｎ系統の部分ビット列に分割し、各系統の変調器３０２に出力する。   Encoding section 301 performs an encoding process for error correction on a bit string of transmission data (hereinafter referred to as “transmission bit string”). The encoding unit 301 divides the transmission bit string subjected to the encoding process into n partial bit strings, and outputs them to the modulators 302 of each system.

ｎ系統の変調器３０２のそれぞれは、符号化部３０１から出力された部分ビット列に変調処理を行う。この変調処理により、各部分ビット列が対応する変調器３０２の複素信号平面上にマッピングされ、送信一次シンボルが得られる。例えば変調器３０２は、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）、８ＰＳＫ（Octuple Phase Shift Keying）等の変調方式によって変調処理を行う。   Each of the n systems of modulators 302 performs a modulation process on the partial bit string output from the encoding unit 301. By this modulation processing, each partial bit string is mapped on the complex signal plane of the corresponding modulator 302, and a transmission primary symbol is obtained. For example, the modulator 302 performs a modulation process using a modulation method such as BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), or 8PSK (Octuple Phase Shift Keying).

写像変換器３０３は、変調処理によって得られたｎ系統の送信一次シンボルをｍ（ｍは１以上ｎ未満の整数）系統の直交伝送路平面（以下、「直交伝送路平面」という。）に写像することにより、ｎ系統の送信一次シンボルをｍ系統の送信二次シンボルに変換する。
送信変調部３０４は、ｍ系統の送信二次シンボルを直交伝送路に送出する。 The mapping converter 303 maps n transmission primary symbols obtained by the modulation process to m (m is an integer of 1 to less than n) orthogonal transmission path planes (hereinafter referred to as “orthogonal transmission path planes”). By doing so, the n transmission primary symbols are converted into m transmission secondary symbols.
Transmission modulation section 304 sends m transmission secondary symbols to the orthogonal transmission path.

一方、受信装置４００は、受信復調部４０１、最尤判定器４０２及び復号化部４０３を備える。受信復調部４０１は、受信信号からベースバンド信号を抽出し、各直交伝送路平面における受信信号のシンボル（以下、「受信シンボル」という。）を取得する。   On the other hand, the reception apparatus 400 includes a reception demodulation unit 401, a maximum likelihood determination unit 402, and a decoding unit 403. The reception demodulator 401 extracts a baseband signal from the received signal, and acquires a received signal symbol (hereinafter referred to as “received symbol”) in each orthogonal transmission path plane.

最尤判定器４０２は、各直交伝送路平面における受信シンボルの信号点（以下、「受信点」という。）と、各直交伝送路平面において送信二次シンボルと成り得る信号点の候補（以下、「送信点候補」という。）の組み合わせから生成される全てのシンボルレプリカと、の組み合わせごとに両者の二乗ユークリッド距離を算出する。最尤判定器４０２は、各直交伝送路について算出された二乗ユークリッド距離の合計値をメトリックとして、メトリックが最小となるシンボルレプリカを送信二次シンボルと同定する。   The maximum likelihood determination unit 402 includes a signal point of a received symbol (hereinafter referred to as “reception point”) in each orthogonal transmission path plane and a candidate signal point (hereinafter referred to as a transmission secondary symbol) in each orthogonal transmission path plane. The square Euclidean distance between them is calculated for each combination of all symbol replicas generated from the combination of “transmission point candidates”. Maximum likelihood determiner 402 uses the sum of squared Euclidean distances calculated for each orthogonal transmission path as a metric, and identifies a symbol replica with the smallest metric as a transmission secondary symbol.

復号化部４０３は、送信装置３００が送信データからｍ系統の送信二次シンボルを生成する処理とは逆の手順の処理を実行することにより、送信二次シンボルと同定されたシンボルレプリカに基づいて送信データを復元する。   Based on the symbol replica identified as the transmission secondary symbol, decoding section 403 performs processing of the procedure opposite to the processing in which transmitting apparatus 300 generates m transmission secondary symbols from transmission data. Restore transmitted data.

このような非直交空間多重伝送では、複数の複素信号平面上のシンボルを直交伝送路平面に写像することにより送信信号を多重化する。非特許文献１には、２つの直交伝送路（Ｖ偏波及びＨ偏波）に対して３系統の送信一次シンボルを多重化する非直交偏波多重伝送方式について記載されている。非特許文献１では、予め定義された３つの複素信号平面のうちの２つの複素信号平面として直交伝送路平面（Ｖ偏波及びＨ偏波）が用いられている。すなわち、非特許文献１に記載の非直交偏波多重伝送方式では、３つの複素信号平面のうちの２つの複素信号平面（直交伝送路平面）が直交関係にある。そして残りの１つの複素信号平面の送信一次シンボルが２つの直交伝送路平面に写像される。   In such non-orthogonal spatial multiplexing transmission, transmission signals are multiplexed by mapping symbols on a plurality of complex signal planes to orthogonal transmission line planes. Non-Patent Document 1 describes a non-orthogonal polarization multiplexing transmission system that multiplexes three transmission primary symbols for two orthogonal transmission paths (V polarization and H polarization). In Non-Patent Document 1, orthogonal transmission path planes (V polarization and H polarization) are used as two complex signal planes out of three predefined complex signal planes. That is, in the non-orthogonal polarization multiplexing transmission system described in Non-Patent Document 1, two complex signal planes (orthogonal transmission path planes) out of three complex signal planes are orthogonal. The transmission primary symbol of the remaining one complex signal plane is mapped to two orthogonal transmission line planes.

このような非直交偏波多重伝送方式では、従来の直交多重伝送方式のようにｓｉｎ波及びｃｏｓ波を用いて直交変調されたシンボルが１つの直交伝送路平面上の信号点に配置されるのではなく、送信ビット列を構成するｎ系統の部分ビット列が、ｎ系統の送信一次シンボルに変換された後、ｎ系統より少ないｍ系統の送信二次シンボルに変換される。ここで、ｎ系統の送信一次シンボルは、所定の変調方式に対応するｎ系統の仮想的な複素信号平面上の第１信号点に対応する。また、ｍ系統の送信二次シンボルは、上記変調方式に対応するｍ系統の物理的な直交伝送路平面上の第２信号点に対応する。非直交偏波多重伝送方式では、直交伝送路平面と直交しない仮想的な複素信号平面上にマッピングされた信号点が直交伝送路平面上多重化されることにより、情報伝送量を増大させることが可能となる。   In such a non-orthogonal polarization multiplexing transmission system, symbols that are orthogonally modulated using sin waves and cos waves as in the conventional orthogonal multiplexing transmission system are arranged at signal points on one orthogonal transmission path plane. Instead, the n partial bit strings constituting the transmission bit string are converted into n transmission primary symbols and then converted into m transmission secondary symbols that are fewer than n transmissions. Here, n transmission primary symbols correspond to first signal points on an n virtual complex signal plane corresponding to a predetermined modulation scheme. In addition, m transmission secondary symbols correspond to second signal points on the m physical orthogonal transmission path planes corresponding to the modulation scheme. In the non-orthogonal polarization multiplexing transmission system, signal points mapped on a virtual complex signal plane that is not orthogonal to the orthogonal transmission path plane are multiplexed on the orthogonal transmission path plane, thereby increasing the amount of information transmission. It becomes possible.

一方、非特許文献２には、変調信号の送受信を、変調信号のスペクトラムを複数のサブスペクトラムに分割して行う送受信方法が記載されている。また、非特許文献３には、非特許文献２の送受信方法において生成されたサブスペクトラムの一部を除去することにより、周波数利用効率の向上を実現するスペクトラム圧縮伝送方式に関する技術が開示されている。   On the other hand, Non-Patent Document 2 describes a transmission / reception method in which a modulated signal is transmitted / received by dividing the spectrum of the modulated signal into a plurality of sub-spectrums. Non-Patent Document 3 discloses a technique related to a spectrum compression transmission system that realizes an improvement in frequency utilization efficiency by removing a part of the sub-spectrum generated in the transmission / reception method of Non-Patent Document 2. .

図１５は、関連する技術を用いて実現された通信システム５００の機能構成を表す機能ブロック図である。通信システム５００は、送信装置５１０及び受信装置５２０を備える。送信装置５１０は、変調信号を複数の帯域に分割して送信する。受信装置５２０は、送信装置５１０から送信された信号を受信し、分割前の変調信号を復元する。   FIG. 15 is a functional block diagram showing a functional configuration of a communication system 500 realized using a related technique. The communication system 500 includes a transmission device 510 and a reception device 520. Transmitting apparatus 510 divides the modulated signal into a plurality of bands for transmission. Receiving device 520 receives the signal transmitted from transmitting device 510 and restores the modulated signal before division.

図１５に示すように、送信装置５１０は、変調回路６０１、送信フィルタバンク６０２、Ｄ／Ａ変換器６０３を備える。受信装置５２０は、Ａ／Ｄ変換器６１１、受信フィルタバンク６１２、復調回路６１３を備える。送信フィルタバンク６０２は、直並列変換回路６０４、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路６０５、分割回路６０６、Ｎ個（Ｎは１以上の整数）のスイッチＳＷ−１〜ＳＷ−Ｎ、Ｎ個の周波数シフタ６０７−１〜６０７−Ｎ、加算回路６０８、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）回路６０９、並直列変換回路６１０を備える。受信フィルタバンク６１２は、直並列変換回路６１４、ＦＦＴ回路６１５、抽出回路６１６、Ｎ個の周波数シフタ６１７−１〜６１７−Ｎ、歪補償回路６１８、加算回路６１９、ＩＦＦＴ回路６２０、並直列変換回路６２１を備える。   As illustrated in FIG. 15, the transmission device 510 includes a modulation circuit 601, a transmission filter bank 602, and a D / A converter 603. The reception device 520 includes an A / D converter 611, a reception filter bank 612, and a demodulation circuit 613. The transmission filter bank 602 includes a series-parallel conversion circuit 604, an FFT (Fast Fourier Transform) circuit 605, a division circuit 606, and N switches (N is an integer equal to or greater than 1) SW-1 to SW-N, N Frequency shifters 607-1 to 607 -N, an adder circuit 608, an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) circuit 609, and a parallel-serial converter circuit 610. The reception filter bank 612 includes a serial-parallel conversion circuit 614, an FFT circuit 615, an extraction circuit 616, N frequency shifters 617-1 to 617-N, a distortion compensation circuit 618, an addition circuit 619, an IFFT circuit 620, a parallel-serial conversion circuit. 621 is provided.

続いて、通信システム５００における信号の流れについて説明する。
図１６（Ａ）〜図１６（Ｃ）は、送信装置５１０が帯域をＮ分割（Ｎ＝２）し分散配置する際の処理の一例を示す概念図である。図１６（Ｄ）〜図１６（Ｆ）は、送信装置５１０によって分割された帯域を受信装置５２０が合成する際の処理の一例を示す概念図である。 Next, a signal flow in the communication system 500 will be described.
FIGS. 16A to 16C are conceptual diagrams illustrating an example of processing when the transmission apparatus 510 divides a band into N (N = 2) and distributes the band. FIG. 16D to FIG. 16F are conceptual diagrams illustrating an example of processing when the reception device 520 combines the bands divided by the transmission device 510.

送信装置５１０の変調回路６０１は、送信するデータ信号をＱＰＳＫなどの変調方式で変調し、図１６（Ａ）に示す波形整形された変調信号を送信フィルタバンク６０２へ入力する。送信フィルタバンク６０２からの出力信号は、Ｄ／Ａ変換器６０３によってアナログ信号に変換され送信される。   The modulation circuit 601 of the transmission apparatus 510 modulates a data signal to be transmitted by a modulation method such as QPSK, and inputs the modulated signal having a waveform shape illustrated in FIG. 16A to the transmission filter bank 602. The output signal from the transmission filter bank 602 is converted into an analog signal by the D / A converter 603 and transmitted.

送信フィルタバンク６０２では以下のように処理が行われる。まず、直並列変換回路６０４が入力信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路６０５が高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、分割回路６０６が、周波数領域に変換された変調信号に対し、図１６（Ａ）の破線７０１−１及び７０１−２で示す信号帯域をＮ分割する係数を乗算し、Ｎ個のサブスペクトラムを生成する（図１６（Ｂ））。次に、周波数シフタ６０７−１〜６０７−ＮがＮ個のサブスペクトラムを周波数軸上の所定の帯域に分散配置し、加算回路６０８が周波数シフタ６０７−１〜６０７−Ｎの出力を足し合わせる（図１６（Ｃ））。   The transmission filter bank 602 performs processing as follows. First, the serial / parallel conversion circuit 604 performs serial / parallel conversion on the input signal, and the FFT circuit 605 performs fast Fourier transform to convert the signal in the time domain into the signal in the frequency domain. Next, the dividing circuit 606 multiplies the modulated signal converted into the frequency domain by a coefficient for dividing the signal band indicated by the broken lines 701-1 and 701-2 in FIG. A spectrum is generated (FIG. 16B). Next, the frequency shifters 607-1 to 607 -N distribute N sub-spectrums in a predetermined band on the frequency axis, and the adder circuit 608 adds the outputs of the frequency shifters 607-1 to 607 -N ( FIG. 16 (C)).

次に、ＩＦＦＴ回路６０９が高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する。そして、並直列変換回路６１０が並直列変換する。このとき、一部削除する帯域については、周波数シフタ６０７−１〜６０７−Ｎに入力する前に、削除に該当するスイッチＳＷ−１〜ＳＷ−Ｎを開状態（ＯＦＦ）にすることによって信号の伝達を遮断する。これにより、当該帯域には、信号成分が配置されないことになり、スペクトラムの一部を除去した状態で送信することができる。したがって、送信に要する周波数帯域を削減することができる。   Next, the IFFT circuit 609 performs a fast inverse Fourier transform to convert the frequency domain signal into a time domain signal. Then, the parallel-serial conversion circuit 610 performs parallel-serial conversion. At this time, with respect to the band to be partially deleted, the signals SW1 to SW-N corresponding to the deletion are opened (OFF) before being input to the frequency shifters 607-1 to 607-N. Block transmission. As a result, no signal component is arranged in the band, and transmission can be performed with a part of the spectrum removed. Therefore, the frequency band required for transmission can be reduced.

受信装置５２０のＡ／Ｄ変換器６１１は、受信信号をデジタル信号に変換し、変換後のデジタル信号を受信フィルタバンク６１２へ入力する。復調回路６１３は、受信フィルタバンク６１２から出力された変調信号を復調し、データ信号を復元する。   The A / D converter 611 of the reception device 520 converts the received signal into a digital signal and inputs the converted digital signal to the reception filter bank 612. The demodulation circuit 613 demodulates the modulation signal output from the reception filter bank 612 and restores the data signal.

受信フィルタバンク６１２では以下のように処理が行われる。まず、直並列変換回路６１４が入力信号を直並列変換し、ＦＦＴ回路６１５が高速フーリエ変換を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号へ変換する。次に、抽出回路６１６が、周波数領域に変換された受信信号に対し、図１６（Ｄ）の破線７０１−３及び７０１−４で示す係数を乗算し、Ｎ個のサブスペクトラムを抽出する。次に、周波数シフタ６１７−１〜６１７−Ｎが、抽出された各サブスペクトラムを、送信装置５１０の周波数シフタ６０７−１〜６０７−Ｎによってシフトされる前の帯域に戻す（図１６（Ｅ））。次に、加算回路６１９が、全てのサブスペクトラムを足し合わせ、合成された変調信号（図１６（Ｆ））を得る。   The reception filter bank 612 performs processing as follows. First, the serial-parallel conversion circuit 614 performs serial-parallel conversion on the input signal, and the FFT circuit 615 performs fast Fourier transform to convert the signal in the time domain to the signal in the frequency domain. Next, the extraction circuit 616 multiplies the reception signal converted into the frequency domain by coefficients indicated by broken lines 701-3 and 701-4 in FIG. 16D to extract N subspectrums. Next, the frequency shifters 617-1 to 617-N return the extracted sub-spectrums to the bands before being shifted by the frequency shifters 607-1 to 607-N of the transmission apparatus 510 (FIG. 16E). ). Next, the adder circuit 619 adds all the sub-spectrums and obtains a combined modulated signal (FIG. 16F).

次に、ＩＦＦＴ回路６２０が高速逆フーリエ変換を行い、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する。そして、並直列変換回路６２１が並直列変換する。このとき、送信装置５１０においてスペクトラムが除去された部分の帯域については、受信装置５２０において送信信号が受信されない。そのため、何らかの補償処理が必要となる。たとえば、この帯域には送信信号の成分が無いだけでなく、受信特性の劣化を招く雑音成分が存在する場合がある。   Next, the IFFT circuit 620 performs fast inverse Fourier transform to convert the frequency domain signal into a time domain signal. Then, the parallel-serial conversion circuit 621 performs parallel-serial conversion. At this time, the transmission signal is not received by the reception device 520 for the band of the part from which the spectrum is removed by the transmission device 510. Therefore, some compensation processing is required. For example, there may be a noise component that causes not only a transmission signal component but also a deterioration in reception characteristics in this band.

そこで、歪補償回路６１８は、送信装置５１０において信号が送信された帯域には、受信装置５２０において受信したサブスペクトラムに基づいた値を入力とし、送信装置５１０において信号が除去された帯域については“０”を入力とする補償を行う。これにより、送信装置５１０において信号が除去された帯域における雑音成分が除去され、受信特性を改善することが可能となる。   Therefore, the distortion compensation circuit 618 inputs a value based on the sub-spectrum received by the receiving device 520 to the band where the signal is transmitted by the transmitting device 510, and “ Compensation with 0 ”as input. As a result, the noise component in the band from which the signal is removed in the transmission apparatus 510 is removed, and the reception characteristics can be improved.

以上のように、通信システム５００は、送信信号の占有帯域を分割し、生成された各サブスペクトラムを周波数軸上の任意の場所に分散配置する。そのため、不連続な空き帯域等を有効利用できる。また、送信信号スペクトラムの一部の帯域を送信しないことによって、送信に要する周波数帯域を削減し、周波数利用効率を改善できる。   As described above, the communication system 500 divides the occupied band of the transmission signal and distributes the generated sub-spectrums at arbitrary locations on the frequency axis. Therefore, it is possible to effectively use a discontinuous free band or the like. Also, by not transmitting a part of the band of the transmission signal spectrum, it is possible to reduce the frequency band required for transmission and improve the frequency utilization efficiency.

夜船、ウェバー、矢野、伴、小林、“衛星通信における多偏波空間多重伝送技術の提案”、信学技報SAT2012-18, vol. 112, no. 191, pp. 1-5, Aug 2012.Yofune, Webber, Yano, Ban, Kobayashi, “Proposal of Multi-Polarization Spatial Multiplexing Technology for Satellite Communications”, IEICE Technical Report SAT2012-18, vol. 112, no. 191, pp. 1-5, Aug 2012. J. Abe, F. Yamashita, K. Nakahira, K. Kobayashi, “Direct Spectrum Division Transmission for Highly Efficient Frequency Utilization in Satellite Communications,” IEICEJ. Abe, F. Yamashita, K. Nakahira, K. Kobayashi, “Direct Spectrum Division Transmission for Highly Efficient Frequency Utilization in Satellite Communications,” IEICE J. Mashino, T. Sugiyama, “A Sub-Spectrum Suppressed Transmission Scheme for Highly Efficient Satellite Communications,” IEEE Vehicular Technology Conference (VTC Fall 2011), pp. 1-5, Sept. 2011.J. Mashino, T. Sugiyama, “A Sub-Spectrum Suppressed Transmission Scheme for Highly Efficient Satellite Communications,” IEEE Vehicular Technology Conference (VTC Fall 2011), pp. 1-5, Sept. 2011.

非直交空間多重伝送方式とスペクトラム圧縮伝送方式とは、各々、周波数利用効率を高めることを可能とする伝送方式であり、これらの伝送方式を組み合わせて用いることで、無線通信の伝送効率をより向上させることが可能となると考えられる。しかしながら、従来、多偏波空間多重信号に対してスペクトラム圧縮技術を適用する最適な手法は確立されていない。   The non-orthogonal spatial multiplexing transmission system and the spectrum compression transmission system are transmission systems that can increase the frequency utilization efficiency, respectively. By using these transmission systems in combination, the transmission efficiency of wireless communication is further improved. It is thought that it will be possible. However, conventionally, an optimum method for applying the spectrum compression technique to the multi-polarization spatial multiplexing signal has not been established.

上記事情に鑑み、本発明は、無線通信の伝送効率をより向上させることができる技術を提供することを目的としている。   In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a technique capable of further improving the transmission efficiency of wireless communication.

本発明の一態様は、複数の直交伝送路により通信する送信装置及び無線通信装置を備える無線通信システムであって、前記送信装置は、送信ビット列を構成する第１系統数の部分ビット列を、前記第１系統数の第１送信シンボルにマッピングする符号化部と、前記第１系統数の第１送信シンボルを、前記第１系統数より小さい第２系統数の直交伝送路に写像し、前記第２系統数の第２送信シンボルに変換する写像変換部と、前記第２系統数の第２送信シンボルの周波数スペクトラムを、前記第２送信シンボルごとに不均等な帯域圧縮率でスペクトラム圧縮するスペクトラム圧縮部と、を備え、前記受信装置は、受信された前記第２系統数の第２送信シンボルが示す複素平面上の点である受信点と、前記複素平面において、前記送信装置によって生成された前記第２送信シンボルが示す点である送信点となりうる候補点と、の誤差を前記直交伝送路ごとに算出する誤差算出部と、前記誤差算出部によって算出された前記直交伝送路ごとの誤差の総和が最小となる場合の前記候補点を、前記第２送信シンボルの送信点と推定する最尤推定部と、を備える。   One aspect of the present invention is a wireless communication system including a transmission device and a wireless communication device that communicate via a plurality of orthogonal transmission paths, wherein the transmission device transmits a partial bit string of a first system number constituting a transmission bit string, An encoding unit that maps to a first transmission symbol of a first system number; and a first transmission symbol of the first system number is mapped to an orthogonal transmission path having a second system number that is smaller than the first system number; A mapping converter that converts the number of second transmission symbols into two transmission symbols, and a spectrum compression that compresses the frequency spectrum of the second transmission symbols of the second number of systems with an unequal band compression ratio for each of the second transmission symbols. A reception point that is a point on the complex plane indicated by the received second transmission symbol of the second number of systems, and the transmitter receives the transmission point on the complex plane by the transmission device. An error calculation unit that calculates an error between each of the orthogonal transmission paths and a candidate point that can be a transmission point that is a point indicated by the generated second transmission symbol, and each orthogonal transmission path that is calculated by the error calculation unit A maximum likelihood estimator that estimates the candidate point when the sum of the errors is the minimum as the transmission point of the second transmission symbol.

本発明の一態様は上記の無線通信システムであって、前記スペクトラム圧縮部は、前記第２系統数の直交伝送路のうちの一部又は全部に対してスペクトラム圧縮を行う。   One aspect of the present invention is the above wireless communication system, wherein the spectrum compression unit performs spectrum compression on a part or all of the second number of orthogonal transmission paths.

本発明の一態様は上記の無線通信システムであって、前記誤差算出部は、帯域圧縮率の大きな直交伝送路の第２送信シンボルについて算出された誤差に対して小さな重みを付与し、帯域圧縮率の小さな直交伝送路の第２送信シンボルについて算出された誤差に対して大きな重みを付与する。   One aspect of the present invention is the above wireless communication system, wherein the error calculation unit assigns a small weight to the error calculated for the second transmission symbol of the orthogonal transmission path having a large band compression rate, and performs band compression. A large weight is given to the error calculated for the second transmission symbol of the orthogonal transmission path with a small rate.

本発明の一態様は上記の無線通信システムであって、前記誤差算出部は、前記送信装置から通知される直交伝送路ごとの帯域圧縮率に応じて前記誤差を算出する。   One aspect of the present invention is the above-described wireless communication system, wherein the error calculation unit calculates the error according to a band compression rate for each orthogonal transmission path notified from the transmission device.

本発明の一態様は上記の無線通信システムであって、前記写像変換部は、第１系統数の第１送信シンボルの全てを、前記第２系統数の直交伝送路に写像する。   One aspect of the present invention is the wireless communication system described above, wherein the mapping conversion unit maps all of the first transmission symbols of the first system number onto the second transmission system of orthogonal transmission paths.

本発明の一態様は上記の無線通信システムであって、前記写像変換部は、前記第１送信シンボルがマッピングされた第１信号平面の全てが、前記直交伝送路上の第２信号平面と直交しないような角度で前記第１信号平面を回転させ、回転させた前記第１信号平面にマッピングされた前記第１送信シンボルを、前記第２信号平面に写像する。   One aspect of the present invention is the above wireless communication system, wherein the mapping conversion unit is configured such that all of the first signal planes to which the first transmission symbols are mapped are not orthogonal to the second signal planes on the orthogonal transmission path. The first signal plane is rotated at such an angle, and the first transmission symbol mapped to the rotated first signal plane is mapped to the second signal plane.

本発明の一態様は、複数の直交伝送路により通信する送信装置及び無線通信装置を備える無線通信システムであって、前記送信装置は、送信ビット列を構成する第１系統数の部分ビット列を、前記第１系統数の第１送信シンボルにマッピングする符号化部と、前記第１系統数の部分ビット列のうち、１つの部分ビット列を除く残りの部分ビット列を、前記第１系統数より多い第２系統数の直交伝送路のうち、前記１つの部分ビット列の値に応じた直交伝送路に写像する写像変換部と、前記第２系統数の第２送信シンボルの周波数スペクトラムを、前記第２送信シンボルごとに不均等な帯域圧縮率でスペクトラム圧縮するスペクトラム圧縮部と、を備え、前記受信装置は、受信された前記第２系統数の第２送信シンボルが示す複素平面上の点である受信点と、前記複素平面において、前記送信装置によって生成された前記第２送信シンボルが示す点である送信点となりうる候補点と、の誤差を前記直交伝送路ごとに算出する誤差算出部と、前記誤差算出部によって算出された前記直交伝送路ごとの誤差の総和が最小となる場合の前記候補点を、前記第２送信シンボルの送信点と推定する最尤推定部と、前記１つの部分ビット列の値に応じた直交伝送路で送信された第２送信シンボルから復元された部分ビット列と、前記第２送信シンボルの送信に用いられた前記直交伝送路の組み合わせが示す部分ビット列とを結合して前記送信ビット列を復元する送信ビット列復元部と、を備える。   One aspect of the present invention is a wireless communication system including a transmission device and a wireless communication device that communicate via a plurality of orthogonal transmission paths, wherein the transmission device transmits a partial bit string of a first system number constituting a transmission bit string, An encoding unit that maps to a first transmission symbol of the first system number, and a second system in which the remaining partial bit strings excluding one partial bit string out of the partial bit strings of the first system number are larger than the first system number Among the number of orthogonal transmission paths, a mapping converter that maps to the orthogonal transmission path according to the value of the one partial bit string, and the frequency spectrum of the second transmission symbols of the second number of systems, for each of the second transmission symbols A spectrum compression unit that compresses the spectrum with a non-uniform band compression ratio, and the reception device is a point on the complex plane indicated by the received second transmission symbol of the second number of systems. And an error calculation unit that calculates an error for each orthogonal transmission path between the reception point and a candidate point that can be a transmission point that is a point indicated by the second transmission symbol generated by the transmission device in the complex plane. A maximum likelihood estimator that estimates the candidate point as the transmission point of the second transmission symbol when the sum of errors for each orthogonal transmission path calculated by the error calculator is minimum; and the one part A partial bit string restored from a second transmission symbol transmitted through an orthogonal transmission path corresponding to a bit string value is combined with a partial bit string indicated by the combination of the orthogonal transmission paths used for transmitting the second transmission symbol. A transmission bit string restoring unit for restoring the transmission bit string.

本発明の一態様は、複数の直交伝送路により通信する送信装置及び無線通信装置を備える無線通信システムが行う無線通信方法であって、前記送信装置が、送信ビット列を構成する第１系統数の部分ビット列を、前記第１系統数の第１送信シンボルにマッピングする符号化ステップと、前記第１系統数の第１送信シンボルを、前記第１系統数より小さい第２系統数の直交伝送路に写像し、前記第２系統数の第２送信シンボルに変換する写像変換ステップと、前記第２系統数の第２送信シンボルの周波数スペクトラムを、前記第２送信シンボルごとに不均等な帯域圧縮率でスペクトラム圧縮するスペクトラム圧縮ステップと、前記受信装置が、受信された前記第２系統数の第２送信シンボルが示す複素平面上の点である受信点と、前記複素平面において、前記送信装置によって生成された前記第２送信シンボルが示す点である送信点となりうる候補点と、の誤差を前記直交伝送路ごとに算出する誤差算出ステップと、前記誤差算出ステップにおいて算出された前記直交伝送路ごとの誤差の総和が最小となる場合の前記候補点を、前記第２送信シンボルの送信点と推定する最尤推定ステップと、を有する。   One aspect of the present invention is a wireless communication method performed by a wireless communication system including a transmission device and a wireless communication device that communicate via a plurality of orthogonal transmission paths, wherein the transmission device has a first number of systems constituting a transmission bit string. An encoding step for mapping the partial bit string to the first transmission symbol of the first system number, and the first transmission symbol of the first system number to the orthogonal transmission path of the second system number smaller than the first system number. A mapping conversion step of mapping and converting to the second transmission symbols of the second number of systems, and a frequency spectrum of the second transmission symbols of the second number of systems with an unequal band compression ratio for each of the second transmission symbols A spectrum compression step for spectrum compression; a reception point that is a point on a complex plane indicated by the second transmission symbol of the second system number received by the reception apparatus; and the complex plane An error calculating step for calculating an error for each orthogonal transmission path and a candidate point that can be a transmission point that is a point indicated by the second transmission symbol generated by the transmission device, and calculating in the error calculating step And a maximum likelihood estimation step of estimating the candidate point when the sum of errors for each orthogonal transmission path is minimized as the transmission point of the second transmission symbol.

本発明により、無線通信の伝送効率をより向上させることが可能となる。   According to the present invention, it is possible to further improve the transmission efficiency of wireless communication.

第１実施形態の送信装置１の機能構成を示す概略図である。It is the schematic which shows the function structure of the transmitter 1 of 1st Embodiment. 第１実施形態における写像変換器１３の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the map converter 13 in 1st Embodiment. 第１実施形態におけるｎ系統の複素信号平面と、ｍ系統の直交伝送路平面との関係の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the relationship between n complex signal planes in 1st Embodiment, and m orthogonal transmission line planes. 第１実施形態の受信装置２の機能構成を示す概略図である。It is the schematic which shows the function structure of the receiver 2 of 1st Embodiment. 第１実施形態の送信装置１及び受信装置２によって得られる伝送効率の向上効果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the improvement effect of the transmission efficiency obtained by the transmitter 1 and the receiver 2 of 1st Embodiment. 第２実施形態の送信装置１ａの機能構成を示す概略図である。It is the schematic which shows the function structure of the transmitter 1a of 2nd Embodiment. 第２実施形態の受信装置２ａの機能構成を示す概略図である。It is the schematic which shows the function structure of the receiver 2a of 2nd Embodiment. 第３実施形態の送信装置１ｂの機能構成を示す概略図である。It is the schematic which shows the function structure of the transmitter 1b of 3rd Embodiment. 第３実施形態におけるｎ系統の複素信号平面と、ｍ系統の直交伝送路平面との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the n complex signal plane in 3rd Embodiment, and the m orthogonal transmission path plane. 第３実施形態における写像変換器１３ｂの構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the map converter 13b in 3rd Embodiment. 第４実施形態の送信装置１ｃの機能構成を示す概略図である。It is the schematic which shows the function structure of the transmitter 1c of 4th Embodiment. 第４実施形態におけるｎ系統の複素信号平面と、ｍ系統の直交伝送路平面との関係の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the relationship between n complex signal planes in 4th Embodiment, and m orthogonal transmission line planes. 第４実施形態における写像変換器１３ｃの構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of the map converter 13c in 4th Embodiment. 従来の非直交空間多重伝送方式による無線通信システム２００の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the radio | wireless communications system 200 by the conventional non-orthogonal space multiplexing transmission system. 関連する技術を用いて実現された通信システム５００の機能構成を表す機能ブロック図である。It is a functional block diagram showing the functional structure of the communication system 500 implement | achieved using the related technique. 通信システム５００における信号の流れを説明する図である。3 is a diagram for explaining a signal flow in the communication system 500. FIG.

＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態の送信装置１の機能構成を示す概略図である。送信装置１は、バスで接続されたＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリや補助記憶装置などを備え、送信装置プログラムを実行する。送信装置１は、送信装置プログラムの実行によって直並列変換器１１、ｎ系統のシンボルマッパ１２、写像変換器１３、スペクトラム圧縮制御部１４、ｍ系統のスペクトラム圧縮部１５及び送信変調器１６を備える装置として機能する。なお、送信装置１の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されてもよい。送信装置プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置である。送信装置プログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。 <First Embodiment>
FIG. 1 is a schematic diagram illustrating a functional configuration of the transmission device 1 according to the first embodiment. The transmission device 1 includes a CPU (Central Processing Unit), a memory, an auxiliary storage device, and the like connected by a bus, and executes a transmission device program. The transmission apparatus 1 includes a series-parallel converter 11, an n-system symbol mapper 12, a mapping converter 13, a spectrum compression control section 14, an m-system spectrum compression section 15, and a transmission modulator 16 by executing a transmission apparatus program. Function as. Note that all or part of the functions of the transmission apparatus 1 may be realized using hardware such as an application specific integrated circuit (ASIC), a programmable logic device (PLD), or a field programmable gate array (FPGA). The transmission device program may be recorded on a computer-readable recording medium. The computer-readable recording medium is, for example, a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in the computer system. The transmission device program may be transmitted via a telecommunication line.

直並列変換器１１は、送信ビット列をｎ系統の部分ビット列に分割する。直並列変換器１１は、ｎ系統に分割された部分ビット列を、それぞれに対応するｎ系統のシンボルマッパ１２に出力する。   The serial / parallel converter 11 divides the transmission bit string into n partial bit strings. The serial-parallel converter 11 outputs the partial bit strings divided into n systems to the n system symbol mappers 12 corresponding thereto.

ｎ系統のシンボルマッパ１２（符号化部）のそれぞれは、直並列変換器１１から出力された部分ビット列に変調処理を行う。この変調処理により、部分ビット列が複素信号平面（複素平面）上にマッピングされた送信一次シンボル（第１送信シンボル）が生成される。シンボルマッパ１２による変調処理の方式には、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）など変調方式の他、どのような変調方式が用いられてもよい。シンボルマッパ１２は、生成した送信一次シンボルを写像変換器１３に出力する。   Each of the n symbol mappers 12 (encoding units) performs a modulation process on the partial bit string output from the serial-parallel converter 11. By this modulation processing, a transmission primary symbol (first transmission symbol) in which the partial bit string is mapped on the complex signal plane (complex plane) is generated. As a modulation processing method by the symbol mapper 12, any modulation method other than a modulation method such as PSK (Phase Shift Keying) or QAM (Quadrature Amplitude Modulation) may be used. The symbol mapper 12 outputs the generated transmission primary symbol to the mapping converter 13.

写像変換器１３（写像変換部）は、ｎ系統のシンボルマッパ１２によってマッピングされたｎ（第１系統数）系統の複素信号平面上の送信一次シンボルをｍ（第２系統数）系統の直交伝送路平面に写像する。これによりｎ系統の送信一次シンボルがｍ系統の直交伝送路上に多重化される。   The map converter 13 (map conversion unit) transmits m (second system number) systems of orthogonal transmissions of n (first system number) complex signal planes mapped by the n system symbol mappers 12. Map to the road plane. As a result, the n transmission primary symbols are multiplexed on the m orthogonal transmission paths.

図２は、第１実施形態における写像変換器１３の構成例を示すブロック図である。写像変換器１３は、余弦出力部１３１、正弦出力部１３２、乗算器１３３−１及び１３３−２、加算器１３４−１及び１３４−２を備える。図２の例の場合、写像変換器１３には３系統の送信一次シンボルＳ１＿１〜Ｓ１＿３が入力される。   FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the mapping converter 13 in the first embodiment. The mapping converter 13 includes a cosine output unit 131, a sine output unit 132, multipliers 133-1 and 133-2, and adders 134-1 and 134-2. In the case of the example of FIG. 2, three transmission primary symbols S1_1 to S1_3 are input to the mapping converter 13.

図３は、第１実施形態におけるｎ系統の複素信号平面と、ｍ系統の直交伝送路平面との関係の具体例を示す図である。図３は、ｎ＝３かつｍ＝２の場合の例である。第１複素信号平面は、２系統の直交伝送路（Ｖ偏波及びＨ偏波）のうちのＶ偏波に対応する複素信号平面である。第２複素信号平面は、Ｈ偏波に対応する複素信号平面である。第３複素信号平面３は、第１複素信号平面及び第２複素信号平面のいずれにも直交しない仮想的な複素信号平面である。すなわち、第１複素信号平面と第１複素信号平面とがなす角度θは、０＜θ＜π／２の範囲の角度である。   FIG. 3 is a diagram illustrating a specific example of the relationship between the n complex signal planes and the m orthogonal transmission planes in the first embodiment. FIG. 3 shows an example where n = 3 and m = 2. The first complex signal plane is a complex signal plane corresponding to V polarization of two systems of orthogonal transmission paths (V polarization and H polarization). The second complex signal plane is a complex signal plane corresponding to H polarization. The third complex signal plane 3 is a virtual complex signal plane that is not orthogonal to either the first complex signal plane or the second complex signal plane. That is, the angle θ formed by the first complex signal plane and the first complex signal plane is an angle in the range of 0 <θ <π / 2.

第１複素信号平面上にマッピングされた送信一次シンボルをＳ１＿１、第２複素信号平面上にマッピングされた送信一次シンボルをＳ１＿２、第３複素信号平面上にマッピングされた送信一次シンボルをＳ１＿３とした場合、乗算器１３３−１及び１３３−２には送信一次シンボルＳ１＿３が、加算器１３４−１には送信一次シンボルＳ１＿１が、加算器１３４−２には送信一次シンボルＳ１＿２が入力される。   When the transmission primary symbol mapped on the first complex signal plane is S1_1, the transmission primary symbol mapped on the second complex signal plane is S1_2, and the transmission primary symbol mapped on the third complex signal plane is S1_3 The multipliers 133-1 and 133-2 receive the transmission primary symbol S1_3, the adder 134-1 receives the transmission primary symbol S1_1, and the adder 134-2 receives the transmission primary symbol S1_2.

余弦出力部１３１は、第１複素信号平面と、第３複素信号平面との角度θに応じた余弦（ｃｏｓθ）を出力する。同様に、正弦出力部１３２は、角度θに応じた正弦（ｓｉｎθ）を出力する。   The cosine output unit 131 outputs a cosine (cos θ) corresponding to an angle θ between the first complex signal plane and the third complex signal plane. Similarly, the sine output unit 132 outputs a sine (sin θ) corresponding to the angle θ.

乗算器１３３−１は、余弦出力部１３１から出力された余弦を入力信号（送信一次シンボルＳ１＿３）に乗算する。これにより、送信一次シンボルＳ１＿３が第１複素信号平面に写像される。乗算器１３３−１は、写像によって抽出された送信一次シンボルＳ１＿３のＶ偏波方向の成分を加算器１３４−１に出力する。   The multiplier 133-1 multiplies the input signal (transmission primary symbol S1_3) by the cosine output from the cosine output unit 131. Thereby, the transmission primary symbol S1_3 is mapped to the first complex signal plane. Multiplier 133-1 outputs the component in the V polarization direction of transmission primary symbol S1_3 extracted by mapping to adder 134-1.

同様に、乗算器１３３−２は、正弦出力部１３２から出力された正弦を入力信号（送信一次シンボルＳ１＿３）に乗算する。これにより、送信一次シンボルＳ１＿３が第２複素信号平面に写像される。乗算器１３３−２は、写像によって抽出された送信一次シンボルＳ１＿３のＨ偏波方向の成分を加算器１３４−２に出力する。   Similarly, the multiplier 133-2 multiplies the input signal (transmission primary symbol S1_3) by the sine output from the sine output unit 132. Thereby, the transmission primary symbol S1_3 is mapped onto the second complex signal plane. Multiplier 133-2 outputs the component in the H polarization direction of transmission primary symbol S1_3 extracted by mapping to adder 134-2.

加算器１３４−１は、乗算器１３３−１から出力された送信一次シンボルＳ１＿３のＶ偏波方向の成分と、入力信号（送信一次シンボルＳ１＿１）とを加算する。同様に、加算器１３４−２は、乗算器１３３−２から出力された送信一次シンボルＳ１＿３のＨ偏波方向の成分と、入力信号（送信一次シンボルＳ１＿２）とを加算する。これにより、送信一次シンボルＳ１＿３が直交伝送路上にマッピングされた送信一次シンボルＳ１＿１及びＳ１＿２に多重化される。   The adder 134-1 adds the component in the V polarization direction of the transmission primary symbol S1_3 output from the multiplier 133-1 and the input signal (transmission primary symbol S1_1). Similarly, adder 134-2 adds the component in the H polarization direction of transmission primary symbol S1_3 output from multiplier 133-2 and the input signal (transmission primary symbol S1_2). As a result, the transmission primary symbol S1_3 is multiplexed with the transmission primary symbols S1_1 and S1_2 mapped on the orthogonal transmission path.

加算器１３４−１及び１３４−２によって多重化された送信一次シンボル（以下、「送信二次シンボル」という。）は、それぞれの系統ｍに対応するスペクトラム圧縮部１５に出力される。   The transmission primary symbols multiplexed by the adders 134-1 and 134-2 (hereinafter referred to as “transmission secondary symbols”) are output to the spectrum compression units 15 corresponding to the respective systems m.

図１の説明に戻る。スペクトラム圧縮制御部１４は、ｍ系統のスペクトラム圧縮制御部１４の帯域圧縮率を制御する。帯域圧縮率は、スペクトラム圧縮によって帯域が圧縮される割合であり、スペクトラム圧縮前の伝送帯域と、スペクトラム圧縮により抑圧された伝送帯域との比によって表される。スペクトラム圧縮制御部１４は、ｍ系統のスペクトラム圧縮制御部１４ごとに、すなわち、ｍ系統の直交伝送路ごとに帯域圧縮率を設定する。   Returning to the description of FIG. The spectrum compression control unit 14 controls the band compression rate of the m system spectrum compression control units 14. The band compression ratio is a ratio at which a band is compressed by spectrum compression, and is represented by a ratio between a transmission band before spectrum compression and a transmission band suppressed by spectrum compression. The spectrum compression control unit 14 sets a band compression rate for each of the m systems of spectrum compression control units 14, that is, for each of the m systems of orthogonal transmission paths.

また、スペクトラム圧縮制御部１４は、ｍ系統の直交伝送路に対して不均等な帯域圧縮率を設定する。例えば、ｍ系統のうちのｉ番目の直交伝送路の帯域圧縮率をαｉとするとき、スペクトラム圧縮制御部１４は、α１＜α２＜・・・＜αｍとなるようにｍ系統の帯域圧縮率を設定する。また、例えば、スペクトラム圧縮制御部１４は、α１＜α２＝α３＜・・・＜αｍとなるように帯域圧縮率を設定してもよい。このようにｍ系統の直交伝送路に対して不均等な帯域圧縮率を設定することにより、スペクトラム圧縮伝送で生じるシンボル間の干渉において、ある系統のシンボルが他の系統のシンボルに与える影響の大きさが、他の系統ごとに異なるようにすることができる。 Further, the spectrum compression control unit 14 sets an unequal band compression rate for m orthogonal transmission paths. For example, when the i-th bandwidth compression ratio of orthogonal channels of one of the m lines and alpha i, spectrum compression controller 14, α 1 <α 2 <··· < of m lines such that alpha m Set the bandwidth compression ratio. Further, for example, the spectrum compression controller 14, α 1 <α 2 = α 3 < may set the bandwidth compression ratio such that ··· <α m. By setting unequal band compression ratios for m orthogonal transmission paths in this way, in the interference between symbols caused by spectrum compression transmission, the influence of the symbols of one system on the symbols of other systems is large. However, it can be made different for each other system.

ｍ系統のスペクトラム圧縮部１５のそれぞれは、スペクトラム圧縮制御部１４により設定された帯域圧縮率に応じて、伝送ビットレートを維持しながら、送信二次シンボル（第２送信シンボル）の周波数スペクトラムを圧縮する。スペクトラム圧縮制御部１４は、周波数スペクトラムが圧縮された送信二次シンボルを、送信変調器１６に出力する。   Each of the m spectrum compression units 15 compresses the frequency spectrum of the transmission secondary symbol (second transmission symbol) while maintaining the transmission bit rate in accordance with the band compression rate set by the spectrum compression control unit 14. To do. The spectrum compression control unit 14 outputs the transmission secondary symbol whose frequency spectrum is compressed to the transmission modulator 16.

送信変調器１６は、ｍ系統の送信二次シンボルで搬送波を変調することにより、変調波を生成する。送信変調器１６は、生成した変調波を直交伝送路上で送信する。   The transmission modulator 16 generates a modulated wave by modulating a carrier wave with m transmission secondary symbols. The transmission modulator 16 transmits the generated modulated wave on the orthogonal transmission path.

図４は、第１実施形態の受信装置２の機能構成を示す概略図である。受信装置２は、バスで接続されたＣＰＵやメモリや補助記憶装置などを備え、受信装置プログラムを実行する。受信装置２は、受信装置プログラムの実行によって受信復調器２１、メトリック算出部２２、重み制御部２３、ｍ系統の重み演算部２４、最尤判定部２５、ｎ系統のシンボルデマッパ２６及び並直列変換器２７を備える装置として機能する。なお、受信装置２の各機能の全て又は一部は、ＡＳＩＣやＰＬＤやＦＰＧＡ等のハードウェアを用いて実現されてもよい。受信装置プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置である。受信装置プログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。   FIG. 4 is a schematic diagram illustrating a functional configuration of the receiving device 2 according to the first embodiment. The receiving device 2 includes a CPU, a memory, an auxiliary storage device, and the like connected by a bus, and executes the receiving device program. The reception device 2 executes the reception device program by executing the reception demodulator 21, the metric calculation unit 22, the weight control unit 23, the m system weight calculation unit 24, the maximum likelihood determination unit 25, the n system symbol demapper 26, and the parallel serial. It functions as a device including the converter 27. All or some of the functions of the receiving device 2 may be realized using hardware such as an ASIC, PLD, or FPGA. The receiving device program may be recorded on a computer-readable recording medium. The computer-readable recording medium is, for example, a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in the computer system. The receiving device program may be transmitted via a telecommunication line.

受信復調器２１は、送信装置１によりｍ系統の直交伝送路で送信された送信信号を受信する。受信復調器２１は、ｍ系統の受信信号をベースバンド信号に復調する。この復調処理には、時間同期や周波数同期、伝送路推定、伝送路推定値に基づく等化処理等が含まれる。   The reception demodulator 21 receives a transmission signal transmitted by the transmission device 1 through m orthogonal transmission paths. The reception demodulator 21 demodulates m-system received signals into baseband signals. This demodulation processing includes time synchronization, frequency synchronization, transmission path estimation, equalization processing based on transmission path estimation values, and the like.

メトリック算出部２２（誤差算出部）は、ｍ系統のベースバンド信号の複素信号平面上における受信点と、各系統における複数の送信二次シンボル候補点との間のメトリックを算出する。上述したとおり、送信側においては、ｎ系統の複素信号平面上の送信一次シンボルは、ｍ系統の複素信号平面上に多重化（写像）される。送信二次シンボル候補点は、ｍ系統の複素信号平面上において、送信二次シンボルが配置される可能性のある信号点の候補のことである。またメトリックは、各送信二次シンボル候補点とベースバンド信号の受信点との誤差を表す値である。メトリックには、２点間の誤差を評価することが可能な値であればどのような値が用いられてもよい。例えば、メトリックにはユークリッド距離や、その二乗値、又は、マンハッタン距離などが用いられてもよい。メトリック算出部２２は、ｍ系統の受信点と、各系統の送信二次シンボル候補点との組み合わせごとにメトリックを算出し、各系統に応じた重み演算部２４に出力する。   The metric calculation unit 22 (error calculation unit) calculates a metric between a reception point on the complex signal plane of the m systems of baseband signals and a plurality of transmission secondary symbol candidate points in each system. As described above, on the transmission side, the transmitted primary symbols on the n complex signal planes are multiplexed (mapped) on the m complex signal planes. The transmission secondary symbol candidate points are signal point candidates in which transmission secondary symbols may be arranged on m complex signal planes. The metric is a value representing an error between each transmission secondary symbol candidate point and the reception point of the baseband signal. Any value may be used as the metric as long as the error between the two points can be evaluated. For example, the Euclidean distance, its square value, or Manhattan distance may be used as the metric. The metric calculation unit 22 calculates a metric for each combination of m reception points and transmission secondary symbol candidate points of each system, and outputs the metric to the weight calculation unit 24 corresponding to each system.

重み制御部２３は、ｍ系統の重み演算部２４に対して重み係数を設定する。重み係数は、メトリック算出部２２によって算出された各系統のメトリックに対して、帯域圧縮率に応じた重みを付与する係数である。重み制御部２３は、送信側において設定された各系統の帯域圧縮率を、制御信号等の伝達手段により送信側から取得する。重み制御部２３は、帯域圧縮率が大きい系統の重み演算部２４に対しては重みの小さい重み係数を設定し、帯域圧縮率が小さい系統の重み演算部２４に対しては重みの大きい重み係数を設定する。例えば、ｍ系統のうちのｉ番目の直交伝送路の帯域圧縮率をαｉとして、帯域圧縮率がα１＜α２＜・・・＜αｍのように設定されている場合、重み制御部２３は、ｉ番目の重み演算部２４に対する重み係数βｉを、β１＞β２＞・・・＞βｍとなるように設定する。また、例えば、帯域圧縮率がα１＜α２＝α３＜・・・＜αｍのように設定されている場合、重み制御部２３は、β１＞β２＝β３＞・・・＞βｍとなるように設定する。 The weight control unit 23 sets a weight coefficient for the m weight calculation units 24. The weighting coefficient is a coefficient that gives a weight corresponding to the band compression rate to the metric of each system calculated by the metric calculation unit 22. The weight control unit 23 acquires the band compression rate of each system set on the transmission side from the transmission side by a transmission means such as a control signal. The weight control unit 23 sets a weighting factor having a small weight for the weight calculation unit 24 of the system having a large band compression ratio, and a weighting factor having a large weight for the weight calculation unit 24 of the system having a small band compression rate. Set. For example, the i-th bandwidth compression ratio of orthogonal channels of one of the m lines as alpha i, if the bandwidth compression ratio is set as α 1 <α 2 <··· < α m, weight controller 23, a weighting factor beta i for the i-th weight calculation unit 24, is set so that β 1> β 2>···> β m. For example, when the band compression rate is set as α 1 <α 2 = α 3 <... <Α m , the weight control unit 23 sets β 1 > β 2 = β 3 >. > Β m is set.

一般に、高い帯域圧縮率でスペクトラム圧縮された送信二次シンボルには、伝送路において、シンボル間干渉の影響を強く受けることが知られており、このシンボル間干渉はメトリックの確からしさを低下させる要因となる。そのため、重み制御部２３は、確からしさの低いメトリック（高い帯域圧縮率が設定された系統のメトリック）に対して小さな重みが付与されるように重み係数を設定する。このような重み係数が確からしさの低いメトリックに乗算されることにより、確からしさの低いメトリックがメトリック総和に寄与する度合いが弱められる。   In general, it is known that a transmission secondary symbol whose spectrum is compressed with a high bandwidth compression ratio is strongly affected by intersymbol interference in the transmission path, and this intersymbol interference is a factor that reduces the accuracy of the metric. It becomes. For this reason, the weight control unit 23 sets the weighting factor so that a small weight is given to a metric with low probability (a metric of a system in which a high bandwidth compression rate is set). By multiplying such a weighting factor by a metric with low probability, the degree to which the metric with low probability contributes to the metric sum is weakened.

一方、重み制御部２３は、確からしさの高いメトリック（低い帯域圧縮率が設定された系統のメトリック）に対しては大きな重みが付与されるように重み係数を設定する。このような重み係数が確からしさの高いメトリックに乗算されることにより、確からしさの高いメトリックがメトリック総和に寄与する度合いが強められる。このような重み係数が設定されることにより、メトリック総和の確からしさが向上し、送信二次シンボルの同定精度の低下を抑制することができる。   On the other hand, the weight control unit 23 sets a weighting factor so that a high weight is given to a metric with high probability (a metric of a system in which a low bandwidth compression rate is set). By multiplying such a weighting factor by a highly reliable metric, the degree to which the highly reliable metric contributes to the metric sum is strengthened. By setting such a weighting factor, the probability of the metric sum is improved, and a decrease in transmission secondary symbol identification accuracy can be suppressed.

ｍ系統の重み演算部２４のそれぞれは、重み制御部２３により設定された重み係数を送信二次シンボル候補点ごとに算出されたメトリックに乗算する。重み演算部２４は、重み係数が乗算された送信二次シンボル候補点ごとのメトリックを最尤判定部２５に出力する。   Each of the m weight calculation units 24 multiplies the metric calculated for each transmission secondary symbol candidate point by the weighting coefficient set by the weight control unit 23. The weight calculation unit 24 outputs a metric for each transmission secondary symbol candidate point multiplied by the weight coefficient to the maximum likelihood determination unit 25.

最尤判定部２５（最尤推定部）は、重み演算部２４によって重み付けされた送信二次シンボル候補点ごとのメトリックを、各系統間の送信二次シンボル候補点の組み合わせごとに合計する。最尤判定部２５は、このメトリックの合計値（以下、「メトリック総和」という。）が最小となる組み合わせの送信二次シンボル候補点を、各系統の送信二次シンボルの送信点と同定する。   The maximum likelihood determination unit 25 (maximum likelihood estimation unit) sums the metrics for each transmission secondary symbol candidate point weighted by the weight calculation unit 24 for each combination of transmission secondary symbol candidate points between the systems. The maximum likelihood determination unit 25 identifies a combination of transmission secondary symbol candidate points that minimize the total value of the metrics (hereinafter referred to as “metric sum”) as the transmission point of the transmission secondary symbol of each system.

なお、ｍ系統の送信二次シンボルと、ｎ系統の送信一次シンボルとは、写像により一対一に対応する。そのため、受信側において、送信二次シンボル候補点から送信二次シンボルが同定されれば、送信一次シンボルも同定される。すなわち、ｎ系統の部分ビット列が硬判定可能となる。   Note that m transmission secondary symbols and n transmission primary symbols correspond one-to-one by mapping. Therefore, if the transmission secondary symbol is identified from the transmission secondary symbol candidate point on the reception side, the transmission primary symbol is also identified. That is, n system partial bit strings can be determined hard.

最尤判定部２５は、同定されたｍ系統の送信二次シンボルに対して逆写像を行うことにより、ｎ系統の送信一次シンボルを同定する。最尤判定部２５は、同定されたｎ系統の送信一次シンボルを、各系統のシンボルデマッパ２６に出力する。   The maximum likelihood determination unit 25 identifies n transmission primary symbols by performing inverse mapping on the identified m transmission secondary symbols. The maximum likelihood determination unit 25 outputs the identified n transmission primary symbols to the symbol demapper 26 of each system.

ｎ系統のシンボルデマッパ２６のそれぞれは、最尤判定部２５から出力された送信一次シンボルに基づいて、ｎ系統の部分ビット列を復元する。各系統のシンボルデマッパ２６は、復元した部分ビット列を並直列変換器２７に出力する。   Each of the n system symbol demappers 26 restores the n system partial bit strings based on the transmission primary symbols output from the maximum likelihood determination unit 25. The symbol demapper 26 of each system outputs the restored partial bit string to the parallel / serial converter 27.

並直列変換器２７は、ｎ系統のシンボルデマッパ２６から出力された部分ビット列を結合し、送信ビット列を復元する。   The parallel / serial converter 27 combines the partial bit strings output from the n symbol demappers 26 to restore the transmission bit string.

図５は、第１実施形態の送信装置１及び受信装置２によって得られる伝送効率の向上効果の一例を示す図である。縦軸はビット誤り率（ＢＥＲ：Bit error rate）を表し、横軸は信号対雑音比（ＳＮＲ：signal-to-noise ratio）を表す。図５は、３つの複素信号平面にマッピングされた送信一次シンボルが、２つの直交伝送路（Ｖ偏波及びＨ偏波）に多重化された場合の例である。すなわち図５は、ｎ＝３かつｍ＝２の場合の例である。図３同様、３つの複素信号平面のうちの２つは直交伝送路平面である。また部分ビット列の変調方式にはＱＰＳＫを用いている。すなわちこの場合、１シンボルの処理によって６ビットの情報が送信される。   FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the transmission efficiency improvement effect obtained by the transmission device 1 and the reception device 2 of the first embodiment. The vertical axis represents the bit error rate (BER), and the horizontal axis represents the signal-to-noise ratio (SNR). FIG. 5 shows an example in which transmission primary symbols mapped to three complex signal planes are multiplexed on two orthogonal transmission paths (V polarization and H polarization). That is, FIG. 5 is an example in the case of n = 3 and m = 2. As in FIG. 3, two of the three complex signal planes are orthogonal transmission line planes. Further, QPSK is used as the modulation method of the partial bit string. That is, in this case, 6-bit information is transmitted by processing one symbol.

系列１のデータは、スペクトラム圧縮を行わない場合のビット誤り率を表す。系列２のデータは、Ｖ偏波及びＨ偏波の両偏波を均等に圧縮した場合のビット誤り率を表す。系列２では、両偏波とも帯域圧縮率を２／１６とした。系列３のデータは、Ｖ偏波の信号のみを不均等に圧縮した場合のビット誤り率を表す。系列３では、帯域圧縮率を２／８とした。伝送誤りを考慮しなければ、系列２及び系列３のいずれも周波数利用効率は同じである。   The data of series 1 represents the bit error rate when spectrum compression is not performed. The data of series 2 represents the bit error rate when both the V polarization and the H polarization are compressed uniformly. In series 2, the band compression ratio is 2/16 for both polarizations. The data of series 3 represents the bit error rate when only the V polarization signal is compressed unevenly. In series 3, the band compression rate is 2/8. If transmission errors are not taken into consideration, frequency utilization efficiency is the same for both series 2 and series 3.

この場合、スペクトラム圧縮の影響により、系列２及び系列３では、スペクトラム圧縮を行わない系列１に比べて信号対雑音比は増大するものの、ビット誤り率は低下するという結果が得られた。また、両偏波を均等に圧縮する系列２に比べて、Ｖ偏波のみを不均等に圧縮した系列３の方が、通信品質の劣化がより小さくなるという結果が得られた。例えば、図５においてＢＥＲ＝１０−５の場合のＳＮＲを比較すると、系列３の方が系列２よりも２ｄＢ低くなっている。 In this case, due to the influence of the spectrum compression, the signal-to-noise ratio is increased in the series 2 and the series 3 compared to the series 1 in which the spectrum compression is not performed, but the bit error rate is reduced. In addition, compared to the series 2 in which both polarizations are compressed evenly, the series 3 in which only the V polarization is compressed non-uniformly has a smaller deterioration in communication quality. For example, comparing the SNR in the case of BER = 10 −5 in FIG. 5, the sequence 3 is 2 dB lower than the sequence 2.

このように構成された第１実施形態の送信装置１は、スペクトラム圧縮の帯域圧縮率を各偏波成分で不均等に設定する。また受信装置２は、不均等な帯域圧縮率で圧縮された受信信号から送信信号をメトリックの最尤判定により特定する際に、メトリックに対して帯域圧縮率に応じた重みを付与する。このような構成を備えることにより、送信装置１及び受信装置２は、シンボル間干渉による最尤判定精度の低下を抑制しつつ、伝送効率をより向上させることが可能となる。   The transmission apparatus 1 according to the first embodiment configured as described above sets the band compression rate of spectrum compression unevenly for each polarization component. In addition, when specifying the transmission signal from the reception signal compressed with an unequal band compression rate by the maximum likelihood determination of the metric, the reception device 2 gives a weight corresponding to the band compression rate to the metric. With such a configuration, the transmission device 1 and the reception device 2 can further improve the transmission efficiency while suppressing a decrease in the maximum likelihood determination accuracy due to intersymbol interference.

＜第２実施形態＞
図６は、第２実施形態の送信装置１ａの機能構成を示す概略図である。送信装置１ａは、直並列変換器１１に代えて直並列変換器１１ａを備える点、ｋ（ｋ＜ｍ）系統のシンボルマッパ１２を備える点、写像変換器１３に代えて写像変換器１３ａを備える点、信号平面選択器１７をさらに備える点で、第１実施形態の送信装置１と異なる。それ以外の機能部は、送信装置１と同様である。そのため、送信装置１と同様の機能部については、図１と同じ符号を付すことにより説明を省略する。 Second Embodiment
FIG. 6 is a schematic diagram illustrating a functional configuration of the transmission device 1a according to the second embodiment. The transmitting device 1a includes a serial / parallel converter 11a instead of the serial / parallel converter 11, a point including a symbol mapper 12 of k (k <m) systems, and a mapping converter 13a instead of the mapping converter 13. This is different from the transmission device 1 of the first embodiment in that the signal plane selector 17 is further provided. The other functional units are the same as those of the transmission device 1. For this reason, the same functional units as those of the transmission device 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.

直並列変換器１１ａは、送信ビット列をｋ＋１系統の部分ビット列に分割する。直並列変換器１１ａは、ｋ＋１系統に分割された部分ビット列のうち、１系統の部分ビット列（以下、「選択ビット列」という。）を信号平面選択器１７に出力し、他のｋ（第３系統数）系統の部分ビット列をそれぞれに対応するｋ系統のシンボルマッパ１２に出力する。ｋ系統のシンボルマッパ１２のそれぞれに出力された部分ビット列は第１実施形態と同様に変調され、ｋ系統の送信一次シンボルが生成される。   The serial / parallel converter 11a divides the transmission bit string into k + 1 partial bit strings. The serial / parallel converter 11a outputs one partial bit string (hereinafter referred to as “selected bit string”) among the partial bit strings divided into k + 1 systems to the signal plane selector 17, and outputs another k (third system). Number) System partial bit strings are output to k system symbol mappers 12 corresponding thereto. The partial bit string output to each of the k symbol mappers 12 is modulated in the same manner as in the first embodiment, and k transmission primary symbols are generated.

信号平面選択器１７は、ｍ系統の複素信号平面から伝送に用いるｋ系統の複素信号平面を選択する。具体的には、信号平面選択器１７は、直並列変換器１１ａから出力された選択ビット列に応じたｋ系統の複素信号平面をｍ系統の複素信号平面から選択する。例えば、信号平面選択器１７は、選択ビット列を入力として、ｍ個の値からｋ個の値の組み合わせを一意に出力する関数を用いることにより、選択ビット列に応じた複素信号平面を選択してもよい。また例えば、信号平面選択器１７は、ｍ個の複素信号平面に対し、選択ビット列の値に応じて予め設定されたｋ個の複素信号平面の組み合わせに基づいて、伝送に用いる複素信号平面を選択してもよい。   The signal plane selector 17 selects k complex signal planes to be used for transmission from m complex signal planes. Specifically, the signal plane selector 17 selects k complex signal planes corresponding to the selected bit string output from the serial-parallel converter 11a from the m complex signal planes. For example, the signal plane selector 17 can select a complex signal plane corresponding to a selected bit string by using a function that receives a selected bit string as input and outputs a combination of k values from m values uniquely. Good. For example, the signal plane selector 17 selects a complex signal plane to be used for transmission based on a combination of k complex signal planes set in advance according to the value of the selected bit string for m complex signal planes. May be.

写像変換器１３ａは、第１実施形態と同様の処理を行うことにより、ｋ系統の送信一次シンボルをｍ系統の直交伝送路平面に多重化し、ｍ系統の送信二次シンボルを生成する。写像変換器１３ａによって生成されたｍ系統の送信二次シンボルは、第１実施形態と同様の方法で直交伝送路に出力される。   The mapping converter 13a performs the same processing as in the first embodiment, thereby multiplexing k transmission primary symbols on m orthogonal transmission path planes to generate m transmission secondary symbols. The m transmission secondary symbols generated by the mapping converter 13a are output to the orthogonal transmission path in the same manner as in the first embodiment.

図７は、第２実施形態の受信装置２ａの機能構成を示す概略図である。受信装置２ａは、最尤判定部２５に代えて最尤判定部２５ａを備える点、並直列変換器２７に代えて並直列変換器２７ａをさらに備える点で第１実施形態の受信装置２と異なる。それ以外の機能部は、受信装置２と同様である。そのため、受信装置２と同様の機能部については、図４と同じ符号を付すことにより説明を省略する。   FIG. 7 is a schematic diagram illustrating a functional configuration of the receiving device 2a according to the second embodiment. The receiving device 2a is different from the receiving device 2 of the first embodiment in that it includes a maximum likelihood determining unit 25a instead of the maximum likelihood determining unit 25 and further includes a parallel / serial converter 27a instead of the parallel / serial converter 27. . Other functional units are the same as those of the receiving device 2. Therefore, the same functional units as those of the receiving device 2 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.

最尤判定部２５ａは、最尤判定部２５と同様の方法で、ｍ系統の受信信号からｋ系統の送信一次シンボルを同定する。そして、最尤判定部２５ａは、ｍ系統の直交伝送路平面のうち、伝送に用いられたｋ系統の複素信号平面の組み合わせに基づいて、選択ビット列を復元する。最尤判定部２５ａは、受信信号から同定されたｋ系統の送信一次シンボルと、ｋ系統の複素信号平面の組み合わせに基づいて復元された選択ビット列と、を並直列変換器２７ａに出力する。   The maximum likelihood determination unit 25 a identifies k transmission primary symbols from m reception signals in the same manner as the maximum likelihood determination unit 25. Then, the maximum likelihood determination unit 25a restores the selected bit string based on a combination of k complex signal planes used for transmission among m orthogonal transmission path planes. The maximum likelihood determination unit 25a outputs the k transmission primary symbols identified from the received signal and the selected bit string restored based on the combination of the k complex signal planes to the parallel-serial converter 27a.

並直列変換器２７ａ（送信ビット列復元部）は、最尤判定部２５ａから出力されたｋ系統の送信一次シンボルからｋ系統の部分ビット列を復元する。並直列変換器２７ａは、復元したｋ系統の部分ビット列と、選択ビット列とを結合し、送信ビット列を復元する。   The parallel-serial converter 27a (transmission bit string restoration unit) restores the k partial bit strings from the k transmission primary symbols output from the maximum likelihood determination unit 25a. The parallel / serial converter 27a combines the restored k partial bit strings and the selected bit string to restore the transmission bit string.

このように構成された第２実施形態の送信装置１ａは、送信ビット列をｋ＋１系統の部分ビット列に分割し、そのうちの１系統の部分ビット列に基づいて、ｍ系統の直交伝送路平面から伝送に用いる複素信号平面を選択する。このような構成を備えることにより、送信装置１ａは、ｍ系統の直交伝送路平面の全てを伝送に用いる場合よりも、送信二次シンボル間の距離を長くすることができるため、伝送速度を低下させる代わりに伝送品質を向上させることができる。   The transmission apparatus 1a of the second embodiment configured as described above divides a transmission bit string into k + 1 system partial bit strings and uses them for transmission from m orthogonal transmission path planes based on one of the partial bit strings. Select the complex signal plane. By providing such a configuration, the transmission device 1a can increase the distance between the transmission secondary symbols compared to the case where all of the m systems of orthogonal transmission path planes are used for transmission, thereby reducing the transmission speed. Instead, transmission quality can be improved.

具体的には、ｍ系統の直交伝送路平面から伝送に用いるｋ系統の直交伝送路平面を選択する組み合わせは、ｍＣｋ通り存在する。ｋ系統のシンボルマッパ１２のそれぞれの伝送速度をＱ［ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ］とすれば、第１の実施形態の送信装置１の伝送速度がｍＱ［ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ］となるのに対し、送信装置１ａの伝送速度は、ｋＱ＋ｌｏｇ２（ｍＣｋ）［ｂｉｔ／ｓｙｍｂｏｌ］となる。そのため、ｋＱ＋ｌｏｇ２（ｍＣｋ）＜ｍＱを満たすｋを用いれば、直交伝送路平面上に写像される送信二次シンボルが少なくなるため、送信二次シンボル間の距離を長くすることができる。その結果、伝送速度は低下するものの信号対雑音比を低下させることができる。これとは逆に、ｋＱ＋ｌｏｇ２（ｍＣｋ）＞ｍＱを満たすｋを用いれば、信号対雑音比は増加するものの伝送速度を向上させることができる。すなわち、ｍ系統の直交伝送路平面からいくつの直交伝送路平面を選択するかによって、伝送速度と信号対雑音比とのバランスを調整することができる。 Specifically, there are m C k combinations for selecting k orthogonal transmission path planes to be used for transmission from m orthogonal transmission path planes. If the transmission speed of each of the k symbol mappers 12 is Q [bit / symbol], the transmission speed of the transmission apparatus 1 of the first embodiment is mQ [bit / symbol], whereas the transmission apparatus 1a The transmission speed is kQ + log 2 ( m C k ) [bit / symbol]. Therefore, if k satisfying kQ + log 2 ( m C k ) <mQ is used, the number of transmission secondary symbols mapped onto the orthogonal transmission path plane is reduced, and the distance between the transmission secondary symbols can be increased. As a result, although the transmission rate is reduced, the signal-to-noise ratio can be reduced. On the contrary, if k satisfying kQ + log 2 ( m C k )> mQ is used, the transmission rate can be improved although the signal-to-noise ratio is increased. That is, the balance between the transmission speed and the signal-to-noise ratio can be adjusted depending on how many orthogonal transmission line planes are selected from m orthogonal transmission line planes.

＜第３実施形態＞
第１実施形態では、ｎ系統の複素信号平面の一部が、ｍ系統の直交伝送路平面である場合について説明した。これに対して本実施形態では、ｎ系統の複素信号平面の全部が、ｍ系統の直交伝送路平面と非直交の関係にある場合について説明する。この場合、ｎ系統の複素信号平面上の全ての信号点がｍ系統の直交伝送路平面上に写像される。すなわち、ｎ系統のシンボルマッパ１２のそれぞれは、各部分ビット列をｍ系統の直交伝送路平面と直交しないｎ系統の複素信号平面上にマッピングすることにより送信一次シンボルを生成する。 <Third Embodiment>
In the first embodiment, the case has been described in which a part of the n complex signal planes is the m orthogonal transmission planes. In contrast, in the present embodiment, a case will be described in which all of the n complex signal planes are non-orthogonal with the m orthogonal transmission planes. In this case, all signal points on the n complex signal planes are mapped onto the m orthogonal transmission planes. That is, each of the n symbol mappers 12 generates a transmission primary symbol by mapping each partial bit string on an n complex signal plane that is not orthogonal to the m orthogonal transmission path planes.

図８は、第３実施形態の送信装置１ｂの機能構成を示す概略図である。送信装置１ｂは、写像変換器１３に代えて写像変換器１３ｂを備える点で、第１実施形態の送信装置１と異なる。それ以外の機能部は、送信装置１と同様である。そのため、送信装置１と同様の機能部については、図１と同じ符号を付すことにより説明を省略する。   FIG. 8 is a schematic diagram illustrating a functional configuration of the transmission device 1b according to the third embodiment. The transmission device 1b is different from the transmission device 1 of the first embodiment in that the transmission device 1b includes a mapping converter 13b instead of the mapping converter 13. The other functional units are the same as those of the transmission device 1. For this reason, the same functional units as those of the transmission device 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.

写像変換器１３ｂは、ｎ系統の複素信号平面にマッピングされた送信一次シンボルに対して、各系統の複素信号平面と、直交伝送路平面との角度に応じた余弦又は正弦を乗算することにより、ｎ系統の送信一次シンボルを、ｍ系統の直交伝送路平面に写像する。これにより、ｎ系統の全ての送信一次シンボルがｍ系統の直交伝送路に多重化される。   The mapping converter 13b multiplies the transmission primary symbol mapped to the n complex signal planes by a cosine or sine according to the angle between the complex signal plane of each system and the orthogonal transmission plane. The n transmission primary symbols are mapped to the m orthogonal transmission path planes. As a result, all the n transmission primary symbols are multiplexed on the m orthogonal transmission paths.

図９は、第３実施形態におけるｎ系統の複素信号平面と、ｍ系統の直交伝送路平面との関係の具体例を示す図である。ここでは、第１実施形態と同様、ｎ＝３、ｍ＝２の場合を例に説明する。図９において、第１複素信号平面、第２複素信号平面及び第３複素信号平面がｎ（＝３）系統の複素信号平面である。第１複素信号平面は、ｍ（＝２）系統の直交伝送路（Ｖ偏波及びＨ偏波）のうちのＨ偏波に対して角度θ１の傾きを持つ。第２複素信号平面は、Ｈ偏波に対して角度θ２の傾きを持つ。第３複素信号平面は、Ｈ偏波に対して角度θ３の傾きを持つ。この場合、シンボルマッパ１２ｂは、３系統に分割された部分ビット列を、Ｖ偏波平面及びＨ偏波平面と直交しない第１〜第３の複素信号平面にそれぞれマッピングする。 FIG. 9 is a diagram illustrating a specific example of the relationship between the n complex signal planes and the m orthogonal transmission planes in the third embodiment. Here, as in the first embodiment, a case where n = 3 and m = 2 will be described as an example. In FIG. 9, the first complex signal plane, the second complex signal plane, and the third complex signal plane are n (= 3) systems of complex signal planes. The first complex signal plane has an inclination of an angle θ 1 with respect to the H polarization of the m (= 2) orthogonal transmission paths (V polarization and H polarization). The second complex signal plane has an angle θ 2 with respect to the H polarization. The third complex signal plane has an angle θ 3 with respect to the H polarization. In this case, the symbol mapper 12b maps the partial bit strings divided into the three systems to first to third complex signal planes that are not orthogonal to the V polarization plane and the H polarization plane, respectively.

図１０は、第３実施形態における写像変換器１３ｂの構成例を示すブロック図である。写像変換器１３ｂは、余弦出力部１３１ｂ−１〜１３１ｂ−３、正弦出力部１３２ｂ−１〜１３２ｂ−３、乗算器１３３ｂ−１〜１３３ｂ−６、加算器１３４ｂ−１及び加算器１３４ｂ−２を備える。写像変換器１３ｂには、ｎ（＝３）系統の送信一次シンボルが入力される。写像変換器１３ｂは、ｎ系統のうちのｉ番目の送信一次シンボルに対してｃｏｓθｉ及びｓｉｎθｉを乗算して各系統の送信一次シンボルを直交伝送路平面に写像する。これにより、ｎ系統の送信一次シンボルの全てがｍ（＝２）系統の直交伝送路に多重化される。 FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of the mapping converter 13b in the third embodiment. The mapping converter 13b includes cosine output units 131b-1 to 131b-3, sine output units 132b-1 to 132b-3, multipliers 133b-1 to 133b-6, an adder 134b-1 and an adder 134b-2. Prepare. The mapping converter 13b receives n (= 3) transmission primary symbols. Mapping converter 13b is mapped to the i-th multiplied by cos [theta] i and sin [theta i for the transmission primary symbols orthogonal channels planar transmission primary symbols of each path of the n lines. As a result, all of the n transmission primary symbols are multiplexed on m (= 2) orthogonal transmission paths.

このように構成された第３実施形態の送信装置１ｂは、各系統の部分ビット列を直交伝送路平面に直交しない複数の複素信号平面上にマッピングする。このような構成を備えることにより、第３実施形態の送信装置１ｂは、ｎ系統の送信一次シンボルの全てをｎ系統の直交伝送路に多重化する。その結果、送信装置１ｂでは、スペクトラム圧縮による最尤推定精度の低下の影響が複数の送信一次シンボルに分散されることになり、第１実施形態の送信装置１よりもメトリックの確からしさが高くなる。そのため、送信装置１ｂを用いることによって、各送信一次シンボルの最尤推定の精度をより向上させることが可能となる。   The transmission apparatus 1b of the third embodiment configured as described above maps the partial bit strings of each system on a plurality of complex signal planes that are not orthogonal to the orthogonal transmission path plane. With such a configuration, the transmission device 1b according to the third embodiment multiplexes all the n transmission primary symbols on the n orthogonal transmission paths. As a result, in the transmission device 1b, the influence of the decrease in the maximum likelihood estimation accuracy due to spectrum compression is distributed to a plurality of transmission primary symbols, and the metric probability is higher than that of the transmission device 1 of the first embodiment. . Therefore, by using the transmission device 1b, it is possible to further improve the accuracy of maximum likelihood estimation of each transmission primary symbol.

＜第４実施形態＞
本実施形態では、第１実施形態と同様、ｎ系統の複素信号平面（第１信号平面）の一部がｍ系統の直交伝送路平面（第２信号平面）である場合において、ｎ系統の複素信号平面を回転させることによって、ｎ系統の送信一次シンボルの全てをｍ系統の直交伝送路に多重化する。 <Fourth embodiment>
In the present embodiment, as in the first embodiment, when a part of the n complex signal planes (first signal plane) is the m orthogonal transmission line planes (second signal plane), the n complex complex planes (second signal planes). By rotating the signal plane, all of the n transmission primary symbols are multiplexed on the m orthogonal transmission paths.

図１１は、第４実施形態の送信装置１ｃの機能構成を示す概略図である。第４実施形態の送信装置１ｃは、写像変換器１３に代えて写像変換器１３ｃを備える点で、第１の実施形態の送信装置１と異なる。それ以外の機能部は、送信装置１と同様である。そのため、送信装置１と同様の機能部については、図１と同じ符号を付すことにより説明を省略する。   FIG. 11 is a schematic diagram illustrating a functional configuration of the transmission device 1c according to the fourth embodiment. The transmission device 1c of the fourth embodiment is different from the transmission device 1 of the first embodiment in that a mapping converter 13c is provided instead of the mapping converter 13. The other functional units are the same as those of the transmission device 1. For this reason, the same functional units as those of the transmission device 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.

写像変換器１３ｃは、ｎ系統の複素信号平面の全てが、ｍ系統の直交伝送路平面と直交しないような角度でｎ系統の複素信号平面を回転させた後、ｎ系統の送信一次シンボルをｍ系統の直交伝送路平面に写像する。   The mapping converter 13c rotates the n complex signal planes at an angle such that all of the n complex signal planes are not orthogonal to the m orthogonal transmission planes, and then converts the n transmission primary symbols to m. Map to the orthogonal transmission plane of the system.

図１２は、第４実施形態におけるｎ系統の複素信号平面と、ｍ系統の直交伝送路平面との関係の具体例を示す図である。図１２（Ａ）において、第１複素信号平面、第２複素信号平面及び第３複素信号平面がｎ（＝３）系統の複素信号平面である。第１複素信号平面は、ｍ（＝２）系統の直交伝送路平面（Ｖ偏波及びＨ偏波）のうちのＶ偏波面上の複素信号平面である。第２複素信号平面は、Ｈ偏波面上の複素信号平面である。第３複素信号平面は、Ｖ偏波面に対して角度θの傾きを持つ。この場合、写像変換器１３ｃは、ｎ（＝３）系統の複素信号平面の全てが、ｍ（＝２）系統の直交伝送路平面と直交しないような角度φで、ｎ系統の複素信号平面を回転させる。   FIG. 12 is a diagram illustrating a specific example of the relationship between the n complex signal planes and the m orthogonal transmission planes in the fourth embodiment. In FIG. 12A, the first complex signal plane, the second complex signal plane, and the third complex signal plane are n (= 3) complex signal planes. The first complex signal plane is a complex signal plane on the V polarization plane of m (= 2) orthogonal transmission path planes (V polarization and H polarization). The second complex signal plane is a complex signal plane on the H polarization plane. The third complex signal plane has an angle θ with respect to the V polarization plane. In this case, the mapping converter 13c sets the n complex signal planes at an angle φ such that all of the n (= 3) complex signal planes are not orthogonal to the m (= 2) orthogonal transmission path planes. Rotate.

図１３は、第４実施形態における写像変換器１３ｃの構成例を示すブロック図である。写像変換器１３ｃは、余弦出力部１３１ｃ−１〜１３１ｃ−３、正弦出力部１３２ｃ−１〜１３２ｃ−３、乗算器１３３ｃ−１〜１３３ｃ−６及び加算器１３４ｃ−１〜１３４ｃ−４を備える。写像変換器１３ｃには、ｎ（＝３）系統の送信一次シンボルが入力される。各系統の送信一次シンボルは、角度φの回転を行った後の複素信号平面と、直交伝送路平面との角度θｉに応じて直交伝送路平面に写像される。これによりｎ系統の全ての送信一次シンボルがｍ（＝２）系統の直交伝送路に多重化される。 FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration example of the mapping converter 13c in the fourth embodiment. The mapping converter 13c includes cosine output units 131c-1 to 131c-3, sine output units 132c-1 to 132c-3, multipliers 133c-1 to 133c-6, and adders 134c-1 to 134c-4. The mapping converter 13c receives n (= 3) transmission primary symbols. The transmission primary symbols of each system are mapped onto the orthogonal transmission line plane according to the angle θ i between the complex signal plane after the rotation of the angle φ and the orthogonal transmission line plane. As a result, all of the n transmission primary symbols are multiplexed on m (= 2) orthogonal transmission paths.

このように構成された第４実施形態の送信装置１ｃは、ｎ系統の複素信号平面の一部がｍ系統の直交伝送路平面である場合に、ｎ系統の複素信号平面の全てがｍ系統の直交伝送路平面と直交しない角度でｎ系統の複素信号平面を回転させることにより、全ての送信一次シンボルを、ｍ系統の直交伝送路平面に写像する。このような構成を備えることにより、ｎ系統の複素信号平面の一部がｍ系統の直交伝送路平面である場合においても、第３実施形態と同様の効果を得ることができる。   In the transmission device 1c of the fourth embodiment configured as described above, when some of the n complex signal planes are m orthogonal transmission path planes, all of the n complex signal planes are m systems. By rotating the n complex signal planes at angles not orthogonal to the orthogonal transmission line planes, all the transmitted primary symbols are mapped to the m orthogonal transmission line planes. By providing such a configuration, even when a part of the n complex signal planes are m orthogonal transmission path planes, the same effect as that of the third embodiment can be obtained.

＜変形例＞
送信装置及び受信装置が伝送に用いる直交伝送路は、偏波による直交伝送路に限定されない。例えば、直交伝送路は、周波数で直交するものであってもよいし、時間、符号、空間等で直交するものであってもよい。 <Modification>
The orthogonal transmission path used for transmission by the transmission apparatus and the reception apparatus is not limited to the orthogonal transmission path using polarized waves. For example, the orthogonal transmission path may be orthogonal in frequency, or orthogonal in time, code, space, or the like.

写像変換器の構成は、図２、図１０及び図１２に例示した構成に限定されない。同様の出力が得られる構成であれば、写像変換器は、図２、図１０及び図１２と異なる構成であってもよい。   The configuration of the mapping converter is not limited to the configuration illustrated in FIGS. 2, 10, and 12. As long as the same output can be obtained, the mapping converter may have a configuration different from those shown in FIGS.

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。   The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes designs and the like that do not depart from the gist of the present invention.

１、１ａ、１ｂ、１ｃ…送信装置， １１、１１ａ…直並列変換器， １２、１２ｂ…シンボルマッパ， １３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ…写像変換器， １４…スペクトラム圧縮制御部， １５…スペクトラム圧縮部， １６…送信変調器， １７…信号平面選択器， ２、２ａ…受信装置， ２１…受信復調器， ２２…メトリック算出部， ２３…制御部， ２４…演算部， ２５、２５ａ…最尤判定部， ２６…シンボルデマッパ， ２７、２７ａ…並直列変換器， １３１、１３１ｂ−１〜１３１ｂ−３、１３１ｃ−１〜１３１ｃ−３…余弦出力部， １３２、１３２ｂ−１〜１３２ｂ−３、１３２ｃ−１〜１３２ｃ−３…正弦出力部， １３３−１、１３３−２、１３３ｂ−１〜１３３ｂ−６、１３３ｃ−１〜１３３ｃ−６…乗算器， １３４−１、１３４−２、１３４ｂ−１、１３４ｂ−２、１３４ｃ−１〜１３４ｃ−４…加算器， ２００…無線通信システム， ３００…送信装置， ３０１…符号化部， ３０２…変調器， ３０２−１〜３０２−ｎ…変調器， ３０３…写像変換器， ３０４…送信変調部， ４００…受信装置， ４０１…受信復調部， ４０２…最尤判定器， ４０３…復号化部， ５００…通信システム， ５１０…送信装置， ５２０…受信装置， ６０１…変調回路， ６０２…送信フィルタバンク， ６０３…変換器， ６０４…直並列変換回路， ６０５…ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路， ６０６…分割回路， ６０７−１〜６０７−Ｎ…周波数シフタ， ６０８…加算回路， ６０９…ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：高速逆フーリエ変換）回路， ６１０…並直列変換回路， ６１１…変換器， ６１２…受信フィルタバンク， ６１３…復調回路， ６１４…直並列変換回路， ６１５…ＦＦＴ回路， ６１６…抽出回路， ６１７−１〜６１７−Ｎ…周波数シフタ， ６１８…歪補償回路， ６１９…加算回路， ６２０…ＩＦＦＴ回路， ６２１…並直列変換回路， ７０１−１〜７０１−３…信号帯域を示す破線 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1, 1a, 1b, 1c ... Transmitter, 11, 11a ... Series-parallel converter, 12, 12b ... Symbol mapper, 13, 13a, 13b, 13c ... Mapping converter, 14 ... Spectrum compression control part, 15 ... Spectrum compression , 16 ... Transmission modulator, 17 ... Signal plane selector, 2, 2a ... Reception device, 21 ... Reception demodulator, 22 ... Metric calculation unit, 23 ... Control unit, 24 ... Calculation unit, 25, 25a ... Maximum likelihood Judgment unit, 26 ... Symbol demapper, 27, 27a ... Parallel / serial converter, 131, 131b-1 to 131b-3, 131c-1 to 131c-3 ... Cosine output unit, 132, 132b-1 to 132b-3, 132 c-1 to 132 c-3 sine output unit, 133-1, 133-2, 133 b-1 to 133 b-6, 133 c-1 to 133 c-6, multiplier, 13 -1, 134-2, 134b-1, 134b-2, 134c-1 to 134c-4 ... adder, 200 ... wireless communication system, 300 ... transmission device, 301 ... encoder, 302 ... modulator, 302- DESCRIPTION OF SYMBOLS 1-302-n ... Modulator, 303 ... Mapping converter, 304 ... Transmission modulation part, 400 ... Reception apparatus, 401 ... Reception demodulation part, 402 ... Maximum likelihood determination device, 403 ... Decoding part, 500 ... Communication system, DESCRIPTION OF SYMBOLS 510 ... Transmission apparatus, 520 ... Reception apparatus, 601 ... Modulation circuit, 602 ... Transmission filter bank, 603 ... Converter, 604 ... Serial-parallel conversion circuit, 605 ... FFT (Fast Fourier Transform) circuit, 606 ... Division Circuit, 607-1 to 607 -N, frequency shifter, 608, addition circuit, 609, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) Conversion) circuit, 610 ... parallel-serial conversion circuit, 611 ... converter, 612 ... reception filter bank, 613 ... demodulation circuit, 614 ... serial-parallel conversion circuit, 615 ... FFT circuit, 616 ... extraction circuit, 617-1 to 617- N ... frequency shifter, 618 ... distortion compensation circuit, 619 ... adder circuit, 620 ... IFFT circuit, 621 ... parallel-serial conversion circuit, 701-1 to 701-3 ... broken line indicating signal band

Claims (5)

複数の直交伝送路により通信する送信装置及び受信装置を備える無線通信システムであって、
前記送信装置は、
送信ビット列を構成する第１系統数の部分ビット列を、前記第１系統数の第１送信シンボルにマッピングする符号化部と、
前記第１系統数の第１送信シンボルを、前記第１系統数より小さい第２系統数の直交伝送路に写像し、前記第２系統数の第２送信シンボルに変換する写像変換部と、
前記第２系統数の第２送信シンボルの周波数スペクトラムを、前記第２送信シンボルごとに不均等な帯域圧縮率でスペクトラム圧縮するスペクトラム圧縮部と、
を備え、
前記受信装置は、
受信された前記第２系統数の第２送信シンボルが示す複素平面上の点である受信点と、前記複素平面において、前記送信装置によって生成された前記第２送信シンボルが示す点である送信点となりうる候補点と、の誤差を前記直交伝送路ごとに算出する誤差算出部と、
前記誤差算出部によって算出された前記直交伝送路ごとの誤差の総和が最小となる場合の前記候補点を、前記第２送信シンボルの送信点と推定する最尤推定部と、
を備え、
前記誤差算出部は、帯域圧縮率の大きな直交伝送路の第２送信シンボルについて算出された誤差に対して小さな重みを付与し、帯域圧縮率の小さな直交伝送路の第２送信シンボルについて算出された誤差に対して大きな重みを付与する、
無線通信システム。 A wireless communication system comprising a transmission device and a reception device that communicate via a plurality of orthogonal transmission paths,
The transmitter is
An encoding unit that maps a partial bit string of a first system number constituting a transmission bit string to a first transmission symbol of the first system number;
A mapping converter that maps the first transmission symbols of the first number of systems to a second number of orthogonal transmission paths smaller than the number of the first systems, and converts them into second transmission symbols of the second number of systems;
A spectrum compression unit that compresses the spectrum of the second transmission symbols of the second number of systems with an unequal band compression ratio for each of the second transmission symbols;
With
The receiving device is:
A reception point that is a point on the complex plane indicated by the received second transmission symbol of the second number of systems, and a transmission point that is indicated by the second transmission symbol generated by the transmission device on the complex plane An error calculation unit that calculates an error for each of the orthogonal transmission paths;
A maximum likelihood estimator that estimates the candidate point as the transmission point of the second transmission symbol when the sum of errors for each orthogonal transmission path calculated by the error calculator is minimum;
With
The error calculation unit assigns a small weight to the error calculated for the second transmission symbol of the orthogonal transmission path having a large band compression rate, and is calculated for the second transmission symbol of the orthogonal transmission path having a small band compression rate. Give a large weight to the error ,
Radio communications system. 前記誤差算出部は、前記送信装置から通知される直交伝送路ごとの帯域圧縮率に応じて前記誤差を算出する、
請求項１に記載の無線通信システム。 The error calculation unit calculates the error according to a band compression rate for each orthogonal transmission path notified from the transmission device;
The wireless communication system according to claim 1 . 前記写像変換部は、第１系統数の第１送信シンボルの全てを、前記第２系統数の直交伝送路に写像する、
請求項１又は２に記載の無線通信システム。 The mapping conversion unit maps all of the first transmission symbols of the first system number to the orthogonal transmission path of the second system number,
The wireless communication system according to claim 1 or 2 . 前記写像変換部は、前記第１送信シンボルがマッピングされた第１信号平面の全てが、前記直交伝送路上の第２信号平面と直交しないような角度で前記第１信号平面を回転させ、回転させた前記第１信号平面にマッピングされた前記第１送信シンボルを、前記第２信号平面に写像する、
請求項３に記載の無線通信システム。 The mapping conversion unit rotates and rotates the first signal plane at an angle such that all of the first signal planes to which the first transmission symbols are mapped are not orthogonal to the second signal plane on the orthogonal transmission path. Mapping the first transmission symbols mapped to the first signal plane to the second signal plane;
The wireless communication system according to claim 3 . 複数の直交伝送路により通信する送信装置及び受信装置を備える無線通信システムであって、
前記送信装置は、
送信ビット列を構成する第１系統数の部分ビット列を、前記第１系統数の第１送信シンボルにマッピングする符号化部と、
前記第１系統数の部分ビット列のうち、１つの部分ビット列を除く第３系統数の部分ビット列を、前記第３系統数より多い第２系統数の直交伝送路のうち、前記１つの部分ビット列の値に応じた直交伝送路に写像する写像変換部と、
前記第２系統数の第２送信シンボルの周波数スペクトラムを、前記第２送信シンボルごとに不均等な帯域圧縮率でスペクトラム圧縮するスペクトラム圧縮部と、
を備え、
前記受信装置は、
受信された前記第２系統数の第２送信シンボルが示す複素平面上の点である受信点と、前記複素平面において、前記送信装置によって生成された前記第２送信シンボルが示す点である送信点となりうる候補点と、の誤差を前記直交伝送路ごとに算出する誤差算出部と、
前記誤差算出部によって算出された前記直交伝送路ごとの誤差の総和が最小となる場合の前記候補点を、前記第２送信シンボルの送信点と推定する最尤推定部と、
前記１つの部分ビット列の値に応じた直交伝送路で送信された第２送信シンボルから復元された部分ビット列と、前記第２送信シンボルの送信に用いられた前記直交伝送路の組み合わせが示す部分ビット列とを結合して前記送信ビット列を復元する送信ビット列復元部と、
を備える無線通信システム。
A wireless communication system comprising a transmission device and a reception device that communicate via a plurality of orthogonal transmission paths,
The transmitter is
An encoding unit that maps a partial bit string of a first system number constituting a transmission bit string to a first transmission symbol of the first system number;
Among the partial bit strings of the first system number, a partial bit string of the third system number excluding one partial bit string is included in the orthogonal transmission path of the second system number greater than the third system number of the one partial bit string. A mapping conversion unit that maps to an orthogonal transmission path according to a value;
A spectrum compression unit that compresses the spectrum of the second transmission symbols of the second number of systems with an unequal band compression ratio for each of the second transmission symbols;
With
The receiving device is:
A reception point that is a point on the complex plane indicated by the received second transmission symbol of the second number of systems, and a transmission point that is indicated by the second transmission symbol generated by the transmission device on the complex plane An error calculation unit that calculates an error for each of the orthogonal transmission paths;
A maximum likelihood estimator that estimates the candidate point as the transmission point of the second transmission symbol when the sum of errors for each orthogonal transmission path calculated by the error calculator is minimum;
A partial bit string indicated by a combination of a partial bit string restored from a second transmission symbol transmitted on an orthogonal transmission path corresponding to the value of the one partial bit string and the orthogonal transmission path used for transmitting the second transmission symbol And a transmission bit string restoring unit that restores the transmission bit string by combining
A wireless communication system comprising:
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