JP6029708B2 - PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor and control method for ventilation fan - Google Patents

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Description

本発明は、PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法に関するものである。   The present invention relates to a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor and a method for controlling a ventilation blower.
換気扇や送風機などでは、直接交流電源に接続される誘導モータが使用される場合が多いが、近年、広範囲の可変速制御や電力消費量の節約、または低騒音駆動のため、回転子に永久磁石を有する永久磁石式同期モータが採用されてきており、これをPWMインバータによって駆動する方式が採用されている。この駆動方式の永久磁石式同期モータを、この明細書では、PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータと称している。   Induction fans and blowers often use induction motors that are directly connected to an AC power supply. However, in recent years, permanent magnets have been used for rotors for a wide range of variable speed control, power consumption savings, and low noise drive. Permanent magnet type synchronous motors having the above have been adopted, and a system in which this is driven by a PWM inverter is adopted. This drive type permanent magnet synchronous motor is referred to as a PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor in this specification.
PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータでは、一般に、永久磁石式同期モータの内部に、位置センサとして構成が簡単で最も安価であるホールICが配置されている。このホールICによって、永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出し、その検出した磁極位置情報に基づいてPWMインバータにて永久磁石式同期モータの巻線に交流電圧を印加して駆動している。さらに、永久磁石式同期モータの巻線に流れる電流の極性を検出し、その検出した電流極性情報と、ホールICから得られる磁極位置情報との位相差を用いて印加する交流電圧の位相を補正制御し、高効率化を図っている。   In a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor, generally, a Hall IC that is simple and inexpensive as a position sensor is disposed inside the permanent magnet synchronous motor. The Hall IC detects the magnetic pole position of the rotor of the permanent magnet type synchronous motor, and drives it by applying AC voltage to the winding of the permanent magnet type synchronous motor by the PWM inverter based on the detected magnetic pole position information. ing. Furthermore, the polarity of the current flowing through the winding of the permanent magnet synchronous motor is detected, and the phase of the AC voltage applied is corrected using the phase difference between the detected current polarity information and the magnetic pole position information obtained from the Hall IC. Control and increase efficiency.
この種のPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータとしては、例えば特許文献1に開示されたものが知られている。   As this type of PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor, for example, the one disclosed in Patent Document 1 is known.
すなわち、従来のPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、同期モータに可変電圧・可変周波数の交流を供給する3相インバータと、同期モータの巻線に発生する誘起電圧に関連した位置センサ信号を出力する位置センサと、同期モータの相電流の位相を検出する電流位相検出部と、同期モータの回転速度を演算し、この回転速度が速度指令に近づくような第1の電圧調整成分を出力する速度制御部と、位置センサ信号と電流位相との位相差が位相差目標値に近づくような第2の電圧調整成分を出力する位相制御部と、3相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、第1および第2の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定部とを備え、この電圧決定部により決定された出力電圧の振幅と位相をもつように3相インバータを制御するようにしている。   That is, the conventional PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor outputs a position sensor signal related to the induced voltage generated in the synchronous motor winding and the three-phase inverter that supplies the synchronous motor with a variable voltage and variable frequency AC. Speed sensor, a current phase detector for detecting the phase of the phase current of the synchronous motor, a speed at which the rotational speed of the synchronous motor is calculated, and a first voltage adjustment component is output so that the rotational speed approaches the speed command A control unit, a phase control unit that outputs a second voltage adjustment component such that the phase difference between the position sensor signal and the current phase approaches the phase difference target value, and the amplitude and phase of the output voltage of the three-phase inverter, A voltage determining unit that determines based on both the first and second voltage adjustment components, and a three-phase inverter so as to have the amplitude and phase of the output voltage determined by the voltage determining unit. So as to control the data.
特開2008−219954号公報JP 2008-219554 A
このように、従来のPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、速度制御部と位相制御部とを分けて制御することにより、回転速度の安定性を図ろうとしているが、用途によっては、回転速度ではなく、発生トルクを高精度に制御することが望まれている。   As described above, the conventional PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor attempts to stabilize the rotational speed by separately controlling the speed control unit and the phase control unit. Instead, it is desired to control the generated torque with high accuracy.
例えば、誘導モータを用いた遠心式換気送風機のように、負荷トルクに応じて回転速度が変化することを利用して、静圧変動に対する風量変化を少なくしたような用途に従来のPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを適用すると、回転速度が変化してくれないために、静圧変動に対して風量が大きく変化してしまい、利用者に不快感を与えるという問題があった。   For example, a conventional PWM inverter driven permanent motor is used for an application in which the change in the air flow with respect to the static pressure fluctuation is reduced by utilizing the fact that the rotational speed changes according to the load torque, such as a centrifugal ventilation fan using an induction motor. When the magnet type synchronous motor is applied, since the rotation speed does not change, the air volume greatly changes with respect to the static pressure fluctuation, and there is a problem that the user feels uncomfortable.
この問題に対処するため、永久磁石式同期モータの発生トルクを検出するために、モータ巻線へ流出入する電流をCTなどで検出して制御する方法を採用すると、高価となり、大きな収納スペースが必要になるという問題もあった。   In order to cope with this problem, if a method of detecting and controlling the current flowing in and out of the motor winding by CT or the like to detect the torque generated by the permanent magnet type synchronous motor is expensive, a large storage space is required. There was also a problem that it was necessary.
一方、近年では、交流から直流への変換損失を削減するために家庭内の直流配線化の検討も進められている。そのため、家庭内に直流配線が導入される際に、交流配線から直接電源供給を受ける誘導モータを使用している電気製品のモータに置き換えることができるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータが必要になってきている。   On the other hand, in recent years, in order to reduce conversion loss from alternating current to direct current, studies are being made on direct current wiring in the home. Therefore, when a DC wiring is introduced into a home, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor that can be replaced with an electric motor using an induction motor that receives power supply directly from the AC wiring is required. It is coming.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることを目的とする。   The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor capable of controlling motor generated torque with high accuracy.
また、本発明は、上記本発明にかかるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を実現できる制御方法を得ることを目的とする。   It is another object of the present invention to obtain a control method that can realize a ventilation fan with less air flow fluctuation with respect to static pressure fluctuation, using the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to the present invention.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることで前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するPWMインバータ主回路と、前記PWMインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、前記モータトルク制御部は、前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、前記PWMインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、前記平均電流を前記PWMインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第1の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、前記PWMインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第2の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、前記第1および第2の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記PWMインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記PWMインバータ主回路を制御するインバータ制御部とを備えていることを特徴とする。   In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the present invention provides a permanent magnet type synchronous motor, a rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source to a DC power source, and switching an output voltage of the DC power source to A PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor comprising a PWM inverter main circuit for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to a permanent magnet type synchronous motor, and a motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit, The motor torque control unit calculates a rotational speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor that detects a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor; DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit to obtain the average current, and the average A motor current calculation unit that outputs a motor current feedback value obtained by dividing the current by a value corresponding to a modulation factor of the PWM inverter main circuit and a power factor of the permanent magnet type synchronous motor, and the permanent magnet Current deviation calculation unit for calculating a current deviation between a motor current command value that is a target value of a current to be passed through the winding of the synchronous motor and the motor current feedback value, and a first voltage adjustment that commands the current deviation to be eliminated Detects the phase difference between the phase of the phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and the corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal, with a motor current control unit having a current control amplifier that computes and outputs components And a phase control unit that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value. A voltage determination unit that determines an amplitude and a phase of an output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit, And an inverter control unit that controls the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor.
本発明によれば、位置センサ信号から得られる相誘起電圧の位相と該当モータ巻線に流れるモータ電流の位相との位相差を位相差目標値に近づけ、ほぼ一定にすることができるので、モータ電流を発生トルクに比例させることができる。モータ電流指令値とモータ電流フィードバック値との比較結果に基づき、第1の電圧調整成分(q軸電流指令)の出力を調整することによりモータ電流を目標値に近づけることができる。これらの制御系は、小形で安価な部品で構成できる。したがって、発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを実現できるという効果を奏する。   According to the present invention, the phase difference between the phase induced voltage phase obtained from the position sensor signal and the phase of the motor current flowing through the motor winding can be brought close to the phase difference target value and can be made substantially constant. The current can be proportional to the generated torque. Based on the comparison result between the motor current command value and the motor current feedback value, the motor current can be brought close to the target value by adjusting the output of the first voltage adjustment component (q-axis current command). These control systems can be composed of small and inexpensive parts. Therefore, it is possible to realize a small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor capable of controlling the generated torque with high accuracy.
図1は、本発明の実施の形態1によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 1 of the present invention. 図2は、本発明の実施の形態2によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to the second embodiment of the present invention. 図3は、本発明の実施の形態3によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 3 of the present invention. 図4は、本発明の実施の形態4によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 4 of the present invention. 図5は、本発明の実施の形態5として、実施の形態1〜4に示したPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、モータ回転速度に対して任意の発生トルクとなる制御特性を実現する構成例を示すブロック図である。FIG. 5 shows a control characteristic of an arbitrary generated torque with respect to the motor rotation speed by using the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor shown in the first to fourth embodiments as the fifth embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the example of a structure to do. 図6は、任意の発生トルクの一例として誘導モータの特性を模擬するのに使用するモータ回転速度とモータ発生トルクとの関係を示す特性図である。FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the motor generated torque used to simulate the characteristics of the induction motor as an example of arbitrary generated torque. 図7は、図5に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係特性の一例を示す特性図である。FIG. 7 is a characteristic diagram showing an example of a relational characteristic between the motor rotation speed generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 5 and the motor current command. 図8は、本発明の実施の形態6として、実施の形態5に示したPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、モータ回転速度に対して複数の任意の発生トルクとなる制御特性を切替えることを実現する構成例を示すブロック図である。FIG. 8 shows, as the sixth embodiment of the present invention, using the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor shown in the fifth embodiment, and switching the control characteristics to be a plurality of arbitrary generated torques with respect to the motor rotation speed. It is a block diagram which shows the structural example which implement | achieves this. 図9は、本発明の実施の形態7として、図8に示すPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す側面図である。FIG. 9 is a side view showing an external configuration example of a ventilation fan mounted with the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 8 as Embodiment 7 of the present invention. 図10は、遠心式羽根車の翼部断面を示す図である。FIG. 10 is a view showing a cross section of a blade portion of a centrifugal impeller. 図11は、図5や図8に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す図7とは別の例の特性図である。FIG. 11 is a characteristic diagram of another example different from FIG. 7 showing the relationship between the motor rotation speed generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 5 and FIG. 8 and the motor current command. 図12は、図11の制御指令の結果実現されるモータ回転速度とトルク特性との関係を示す特性図である。FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the torque characteristic realized as a result of the control command of FIG. 図13は、図11の制御指令の結果得られる風量と静圧との関係を示す特性図である。FIG. 13 is a characteristic diagram showing the relationship between the air volume obtained as a result of the control command in FIG. 11 and the static pressure. 図14は、図5や図8に示すモータ電流指令生成部が圧力損失の高低領域に応じて生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す図7や図11とは別の例の特性図である。FIG. 14 is an example different from FIG. 7 and FIG. 11 showing the relationship between the motor rotation speed generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 5 and FIG. 8 according to the high and low pressure loss region and the motor current command. FIG.
以下に、本発明にかかるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。   DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Embodiments of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor and a ventilation fan control method according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。図1において、実施の形態1によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、整流平滑回路2と、PWMインバータ主回路3と、永久磁石式同期モータ(以降、単に「同期モータ」と記す)5と、モータトルク制御部20aとを備えている。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 1 of the present invention. 1, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 1 includes a rectifying / smoothing circuit 2, a PWM inverter main circuit 3, a permanent magnet synchronous motor (hereinafter simply referred to as “synchronous motor”) 5, The motor torque control unit 20a is provided.
まず、PWMインバータ主回路3について説明する。
交流電源1は、ダイオードブリッジの整流回路2dおよび平滑コンデンサ2cからなる整流平滑回路2にて直流電源に変換され、該直流電源の出力電圧(平滑コンデンサ2cの両端電圧)VdcがPWMインバータ主回路3の正負直流母線に供給される。
First, the PWM inverter main circuit 3 will be described.
The AC power source 1 is converted into a DC power source by a rectifying / smoothing circuit 2 including a diode bridge rectifying circuit 2d and a smoothing capacitor 2c, and an output voltage (a voltage across the smoothing capacitor 2c) Vdc of the DC power source is converted into a PWM inverter main circuit 3 To the positive and negative DC buses.
PWMインバータ主回路3は、正負直流母線間に、各相2個のスイッチング素子(T1,T4)(T2,T5)(T3,T6)をそれぞれ直列接続し、それらの直列接続点を3相交流出力端子とする。各スイッチング素子T1〜T6は、それぞれ、逆並列に還流ダイオードD1〜D6が接続されている。   The PWM inverter main circuit 3 connects two switching elements (T1, T4) (T2, T5) (T3, T6) in series between positive and negative DC buses, and connects these series connection points to a three-phase AC. Output pin. The switching elements T1 to T6 are respectively connected to the free wheel diodes D1 to D6 in antiparallel.
このPWMインバータ主回路3は、整流平滑回路2から供給される直流電圧Vdcを、モータトルク制御部20a内のゲート駆動回路4からのゲート駆動信号に基づきパルス幅変調された可変電圧・可変周波数の3相交流電圧Vm(線間電圧)へ変換し、同期モータ5のモータ巻線5c間に印加する。同期モータ5は、モータ巻線5cに流れるモータ電流Imと、回転子5rから発生しモータ巻線5cに鎖交する磁束との電磁気的作用により回転子5rに回転力を発生する。   The PWM inverter main circuit 3 is a variable voltage / variable frequency pulse-modulated DC voltage Vdc supplied from the rectifying and smoothing circuit 2 based on a gate drive signal from the gate drive circuit 4 in the motor torque control unit 20a. It is converted into a three-phase AC voltage Vm (line voltage) and applied between the motor windings 5 c of the synchronous motor 5. The synchronous motor 5 generates a rotational force in the rotor 5r by an electromagnetic action of the motor current Im flowing through the motor winding 5c and the magnetic flux generated from the rotor 5r and interlinked with the motor winding 5c.
同期モータ5の内部には、例えば、ホールICからなる3個の位置センサ6が配置されている。3個の位置センサ6は、それぞれ、回転子5rの永久磁石から発生している磁束の極性を検知して回転子5rの磁極位置を示す位置センサ信号を出力する。位置センサ6がモータ巻線5cの中心の位置(角度)と同じ位置(角度)に配置されれば位置センサ信号の位相はモータ巻線5cに鎖交する磁束と同じ位相を検知できるが、回転方向にずれた位置(角度)に配置されれば、そのずれた角度分検知位相もずれる。また、回転子5rの回転に伴い、モータ巻線5cに鎖交する磁束が変化して、モータ巻線5cに誘起電圧が発生するが、鎖交磁束に対して誘起電圧の位相は電気角で90度進んだ位相となり、位置センサ信号の位相と誘起電圧の位相もその分ずれる。図1では、この3個の位置センサ6の各センサ信号は、モータトルク制御部20a内のモータ速度演算部15と誘起電圧位相演算部16とに並列に入力される。また、3個の位置センサ6のうちの1つのセンサ信号VHUは、モータトルク制御部20a内の位相差検出部12cに入力される。なお、位置センサ6の個数は3個に限定されるものではない。   Inside the synchronous motor 5, for example, three position sensors 6 made of a Hall IC are arranged. Each of the three position sensors 6 detects the polarity of the magnetic flux generated from the permanent magnet of the rotor 5r and outputs a position sensor signal indicating the magnetic pole position of the rotor 5r. If the position sensor 6 is arranged at the same position (angle) as the center position (angle) of the motor winding 5c, the position sensor signal can detect the same phase as the magnetic flux interlinked with the motor winding 5c. If it is arranged at a position (angle) shifted in the direction, the detection phase is also shifted by the shifted angle. Further, as the rotor 5r rotates, the magnetic flux interlinked with the motor winding 5c changes and an induced voltage is generated in the motor winding 5c. The phase of the induced voltage is an electrical angle with respect to the interlinked magnetic flux. The phase is advanced by 90 degrees, and the phase of the position sensor signal and the phase of the induced voltage are also shifted accordingly. In FIG. 1, the sensor signals of the three position sensors 6 are input in parallel to the motor speed calculation unit 15 and the induced voltage phase calculation unit 16 in the motor torque control unit 20a. Also, one sensor signal VHU among the three position sensors 6 is input to the phase difference detection unit 12c in the motor torque control unit 20a. The number of position sensors 6 is not limited to three.
次に、モータトルク制御部20aについて説明する。
モータトルク制御部20aは、ゲート駆動回路4と、インバータ制御部7と、モータ電流制御部8と、モータ電流演算部9と、電圧決定部10と、直流母線平均電流検出回路11と、電流位相検出部12と、位相制御部14と、モータ速度演算部15と、誘起電圧位相演算部16とを備えている。ここで、以下の説明で用いる電圧値および電流値は、特別な指定がない場合、実効値であるが、実効値を√2倍した振幅値としてもよい。
Next, the motor torque control unit 20a will be described.
The motor torque control unit 20a includes a gate drive circuit 4, an inverter control unit 7, a motor current control unit 8, a motor current calculation unit 9, a voltage determination unit 10, a DC bus average current detection circuit 11, and a current phase. The detector 12, the phase controller 14, the motor speed calculator 15, and the induced voltage phase calculator 16 are provided. Here, the voltage value and the current value used in the following description are effective values unless otherwise specified, but may be amplitude values obtained by multiplying the effective value by √2.
<モータトルク制御部20aを構成する制御系の概要>
直流母線平均電流検出回路11、モータ電流演算部9およびモータ電流制御部8の制御系は、モータ巻線5cへ流すモータ電流Imを目標値であるモータ電流指令Im*に近づけるための操作量Iq*(q軸電流指令であり第1の電圧調整成分に対応する。)を生成するモータ電流制御ループを構成している。
<Outline of control system constituting motor torque control unit 20a>
The control system of the DC bus average current detection circuit 11, the motor current calculation unit 9 and the motor current control unit 8 operates the operation amount Iq for bringing the motor current Im flowing through the motor winding 5c closer to the target motor current command Im *. A motor current control loop for generating * (q-axis current command and corresponding to the first voltage adjustment component) is configured.
また、電流位相検出部12および位相制御部14の制御系は、モータ巻線5cに発生する誘起電圧の位相と、モータ巻線5cに流れるモータ電流Imの位相との位相差を位相差目標値θih*に近づけるための操作量Id*(d軸電流指令であり第2の電圧調整成分に対応する。)を生成する位相制御ループを構成している。   The control system of the current phase detection unit 12 and the phase control unit 14 determines the phase difference between the phase of the induced voltage generated in the motor winding 5c and the phase of the motor current Im flowing in the motor winding 5c as a phase difference target value. A phase control loop is generated that generates an operation amount Id * (d-axis current command corresponding to the second voltage adjustment component) for approaching θih *.
そして、モータ電流制御ループと位相制御ループとで生成された操作量Iq*,Id*は、電圧決定部10〜インバータ制御部7の制御系において、同期モータの等価モデルの電圧方程式に基づいた演算により3相電圧指令として合成され、PWM変調されて、前記ゲート駆動回路4へ出力される。なお、制御の座標系は回転子5rと同期して回転する回転座標上で行い、電圧振幅と電圧位相差を決定後、静止座標の3相電圧指令を生成する。   The operation amounts Iq * and Id * generated in the motor current control loop and the phase control loop are calculated based on the voltage equation of the equivalent model of the synchronous motor in the control system of the voltage determination unit 10 to the inverter control unit 7. Are combined as a three-phase voltage command, subjected to PWM modulation, and output to the gate drive circuit 4. The control coordinate system is performed on rotating coordinates that rotate in synchronization with the rotor 5r, and after determining the voltage amplitude and the voltage phase difference, a three-phase voltage command of stationary coordinates is generated.
<モータ電流指令Im*の設定方法について>
発生トルクTmに対して必要なモータ電流Imは、永久磁石式非突極の同期モータをモータ巻線5cに生ずる誘起電圧の位相と巻線電流(モータ電流)Imの位相とが一定の位相差となるように制御した場合は、モータ電流Imにトルク定数Ktを乗じ、係数倍したものがモータ発生トルクTmになるという比例関係を利用して求めている。すなわち、モータ電流指令Im*は、欲しいモータ発生トルクTmを係数倍して求めたものである。
<How to set the motor current command Im *>
The required motor current Im with respect to the generated torque Tm has a constant phase difference between the phase of the induced voltage generated in the motor winding 5c and the phase of the winding current (motor current) Im in the permanent magnet type nonsalient synchronous motor. When the control is performed, the motor current Im is multiplied by the torque constant Kt, and the coefficient multiplied is used to obtain the motor generated torque Tm. That is, the motor current command Im * is obtained by multiplying the desired motor generation torque Tm by a factor.
<モータ電流制御ループについて>
まず、直流母線平均電流検出回路11は、PWMインバータ主回路3の正負直流母線の一方の直流母線に介在させたシャント抵抗器11rと平均化回路11aとで構成される。シャント抵抗器11rは、PWMインバータ主回路3のスイッチング時に直流母線に流れるパルス状の電流を、その電流に比例したパルス状電圧に変換し、平均化回路11aへ伝達する。平均化回路11aは、シャント抵抗器11rから入力されるパルス状電圧を、ローパスフィルタに通してPWMインバータ主回路3の直流母線に流れる電流の平均値(平均電流Idc)相当に変換し、それを直流母線の平均電流フィードバックIdcfとしてモータ電流演算部9へ伝達する。
<About motor current control loop>
First, the DC bus average current detection circuit 11 includes a shunt resistor 11r interposed in one DC bus of the positive and negative DC buses of the PWM inverter main circuit 3 and an averaging circuit 11a. The shunt resistor 11r converts a pulsed current flowing through the DC bus when the PWM inverter main circuit 3 is switched into a pulsed voltage proportional to the current and transmits the pulsed voltage to the averaging circuit 11a. The averaging circuit 11a converts the pulse voltage input from the shunt resistor 11r into a value equivalent to the average value (average current Idc) of the current flowing through the DC bus of the PWM inverter main circuit 3 through the low-pass filter, and converts it. The average current feedback Idcf of the DC bus is transmitted to the motor current calculation unit 9.
次に、モータ電流演算部9は、平均電流フィードバックIdcfと、電圧決定部10内の振幅演算部10aが求めた振幅指令V1*(所望の相電圧の振幅V1を巻線5cに印加するのに必要な印加電圧Vmの振幅値に対する指令)と、電圧決定部10内の位相差演算部10pが求めた位相差指令φ*とに基づき、モータ電流フィードバックImfを求め、モータ電流制御部8内の電流偏差算出部8dへ出力する。以下に、モータ電流フィードバックImfの算出方法について説明する。   Next, the motor current calculation unit 9 applies the average current feedback Idcf and the amplitude command V1 * (the amplitude V1 of the desired phase voltage) obtained by the amplitude calculation unit 10a in the voltage determination unit 10 to the winding 5c. The motor current feedback Imf is obtained on the basis of the phase difference command φ * obtained by the phase difference calculation unit 10p in the voltage determination unit 10 and the motor current control unit 8 in the motor current control unit 8 It outputs to the current deviation calculation part 8d. Hereinafter, a method for calculating the motor current feedback Imf will be described.
PWMインバータ主回路3から同期モータ5へ供給される電力は、モータ電圧Vm(線間電圧)とモータ電流Im(線電流)とモータ力率cosφとの積に係数√3を掛けて求まる。また、PWMインバータ主回路3の入力電力は、PWMインバータ主回路3の直流母線電圧Vdcと直流母線の平均電流Idcとの積で求まる。そうすると、エネルギー保存の法則により、同期モータ5へ供給される電力は、PWMインバータ主回路3の入力電力からPWMインバータ主回路3の損失Pdを差し引いた分と等しくなり、下記式(1)の関係が成り立つ。
√3×Im×Vm×cosφ=Idc×Vdc−Pd
=η×Idc×Vdc ・・・・・(1)
The electric power supplied from the PWM inverter main circuit 3 to the synchronous motor 5 is obtained by multiplying the product of the motor voltage Vm (line voltage), the motor current Im (line current), and the motor power factor cosφ by a coefficient √3. The input power of the PWM inverter main circuit 3 is obtained by the product of the DC bus voltage Vdc of the PWM inverter main circuit 3 and the average current Idc of the DC bus. Then, according to the law of energy conservation, the power supplied to the synchronous motor 5 becomes equal to the input power of the PWM inverter main circuit 3 minus the loss Pd of the PWM inverter main circuit 3, and the relationship of the following formula (1) Holds.
√3 × Im × Vm × cos φ = Idc × Vdc−Pd
= Η × Idc × Vdc (1)
ここで、式(1)におけるηは、PWMインバータ主回路3の効率である。一般的にPWMインバータ主回路3の損失Pdは、入出力電力の数%と小さく設計される。また、PWMインバータ主回路3の損失Pdは、入出力電力の増減に対し全く比例するわけではないが、増減する関係にあるので定数と近似することができる。すなわち、モータ電流Imは、
Im=η×Idc/(√3×Vm/Vdc×cosφ)
と求まる。
Here, η in Equation (1) is the efficiency of the PWM inverter main circuit 3. Generally, the loss Pd of the PWM inverter main circuit 3 is designed to be as small as several percent of input / output power. Further, the loss Pd of the PWM inverter main circuit 3 is not at all proportional to the increase / decrease in the input / output power, but can be approximated as a constant because of the increase / decrease relationship. That is, the motor current Im is
Im = η × Idc / (√3 × Vm / Vdc × cosφ)
It is obtained.
また、線間電圧Vm(印加電圧)と、相電圧の振幅V1との関係は、
V1=Vm×√2/√3
となるので、モータ電流Imは、
Im=η×Idc/(3/√2×V1/Vdc×cosφ)
となり、PWMインバータ主回路3の変調率D(D=V1/Vdc)を用いて
Im=Idc/(D×cosφ)×η×√2/3 ・・・・・(2)
と表される。
The relationship between the line voltage Vm (applied voltage) and the amplitude V1 of the phase voltage is
V1 = Vm × √2 / √3
Therefore, the motor current Im is
Im = η × Idc / (3 / √2 × V1 / Vdc × cosφ)
Using the modulation factor D (D = V1 / Vdc) of the PWM inverter main circuit 3, Im = Idc / (D × cos φ) × η × √2 / 3 (2)
It is expressed.
そこで、モータ電流演算部9は、モータ電流フィードバックImfを、直流母線の平均電流フィードバックIdcfを変調率指令D*(D*=V1*/Vdc)と位相差指令φ*が指定する位相差でのモータ力率指令cos(φ*)との積で割ったものに係数を掛けて、
Imf=Idcf/(D*×cos(φ*))×η×√2/3 ・・・・(3)
と近似算出し、電流偏差算出部8dへ伝達する。
Therefore, the motor current calculation unit 9 calculates the motor current feedback Imf and the average current feedback Idcf of the DC bus at the phase difference specified by the modulation factor command D * (D * = V1 * / Vdc) and the phase difference command φ *. Multiply the product by the product of the motor power factor command cos (φ *) and multiply by the coefficient.
Imf = Idcf / (D * × cos (φ *)) × η × √2 / 3 (3)
Is approximated and transmitted to the current deviation calculator 8d.
そして、モータ電流制御部8は、電流偏差算出部8dと電流制御アンプ8aとを備えている。電流偏差算出部8dは、外部から入力されるモータ電流指令Im*とモータ電流演算部9が求めたモータ電流フィードバックImfとの偏差ΔImを求める。電流制御アンプ8aは、偏差ΔImに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部10内の電圧演算部10cへ回転座標上のq軸電流指令Iq*として出力する。   The motor current control unit 8 includes a current deviation calculation unit 8d and a current control amplifier 8a. The current deviation calculation unit 8d obtains a deviation ΔIm between the motor current command Im * input from the outside and the motor current feedback Imf obtained by the motor current calculation unit 9. The current control amplifier 8a performs a calculation such as a proportional operation or an integration operation on the deviation ΔIm, and outputs the calculation result to the voltage calculation unit 10c in the voltage determination unit 10 as a q-axis current command Iq * on the rotation coordinates. To do.
要するに、モータ電流制御ループは、PWMインバータ主回路3の直流母線に挿入したシャント抵抗器11rの電圧ドロップから求めたPWMインバータ主回路3に流出入する平均電流Idcを、PWMインバータ主回路3の変調率指令および同期モータ5の力率指令で除算して係数倍しモータ電流フィードバック値Imfを求め、同期モータ5へ流す電流が目標値であるモータ電流指令Im*に近づくように制御する構成となっている。   In short, the motor current control loop uses the average current Idc flowing into and out of the PWM inverter main circuit 3 obtained from the voltage drop of the shunt resistor 11r inserted into the DC bus of the PWM inverter main circuit 3 to modulate the PWM inverter main circuit 3. The motor current feedback value Imf is obtained by dividing by the ratio command and the power factor command of the synchronous motor 5 to obtain a motor current feedback value Imf, and the control is performed so that the current flowing to the synchronous motor 5 approaches the target motor current command Im *. ing.
<位相制御ループについて>
まず、電流位相検出部12は、同期モータ5の相電流位相検出手段であり、電流極性検出回路12dと位相差検出部12cとを備えている。電流極性検出回路12dは、PWMインバータ主回路3の3相のスイッチング回路の1つの相での電流極性を検出する。図1では、U相電流の極性を検出し、極性信号VUPとして位相差検出部12cへ出力する。位相差検出部12cは、位置センサ6からの位置センサ信号VHUと、電流極性検出回路12dからの相電流極性信号VUPとに基づいて、同期モータ5の誘起電圧と該当相電流Imとの位相差θihを演算する。
<About the phase control loop>
First, the current phase detector 12 is a phase current phase detector of the synchronous motor 5, and includes a current polarity detector 12d and a phase difference detector 12c. The current polarity detection circuit 12d detects the current polarity in one phase of the three-phase switching circuit of the PWM inverter main circuit 3. In FIG. 1, the polarity of the U-phase current is detected and output to the phase difference detection unit 12c as the polarity signal VUP. The phase difference detection unit 12c is based on the position sensor signal VHU from the position sensor 6 and the phase current polarity signal VUP from the current polarity detection circuit 12d, and the phase difference between the induced voltage of the synchronous motor 5 and the corresponding phase current Im. θih is calculated.
次に、位相制御部14は、位相偏差算出部14dと位相制御アンプ14aとを備えている。位相偏差算出部14dは、あらかじめ内部設定しておくか、外部から入力される位相差目標値θih*と位相差検出部12cからの位相差検出値θihとの差分Δθihを求める。位相制御アンプ14aは、差分Δθihに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部10内の電圧演算部10cへ回転座標上のd軸電流指令Id*として出力する。   Next, the phase control unit 14 includes a phase deviation calculation unit 14d and a phase control amplifier 14a. The phase deviation calculation unit 14d obtains a difference Δθih between the phase difference target value θih * input from the outside or the phase difference detection value θih input from the phase difference detection unit 12c in advance. The phase control amplifier 14a performs an operation such as a proportional operation or an integration operation on the difference Δθih, and outputs the calculation result to the voltage calculation unit 10c in the voltage determination unit 10 as a d-axis current command Id * on the rotation coordinates. To do.
<位相差目標値θih*について>
位相差目標値θih*が、同期モータ5の相誘起電圧と該当相電流との位相差が零となる設定の場合に、同期モータ5のトルク定数Ktが最も大きくなり、効率もよくなる。しかし、同時に最高回転数が最も低くなる。したがって、位相差目標値θih*は、必ずしも零となる設定である必要はなく、例えば相電流の位相を進めて最大回転数を引き上げる設定とすることも可能であるが、その場合にはモータ電流フィードバックImfを求める式(3)のモータ力率指令の位相差指令φ*を進み位相角度分減算してやる必要がある。位相差目標値θih*は、そのようにして設定されている。
<Regarding phase difference target value θih *>
When the phase difference target value θih * is set such that the phase difference between the phase induced voltage of the synchronous motor 5 and the corresponding phase current becomes zero, the torque constant Kt of the synchronous motor 5 becomes the largest and the efficiency is improved. However, at the same time, the maximum rotational speed is the lowest. Therefore, the phase difference target value θih * does not necessarily have to be set to zero. For example, the phase difference target value θih * may be set to increase the maximum rotational speed by advancing the phase of the phase current. It is necessary to advance the phase difference command φ * of the motor power factor command of Equation (3) for obtaining the feedback Imf and subtract the phase angle command. The phase difference target value θih * is set in this way.
<電圧決定部10について>
電圧決定部10は、電圧演算部10cと振幅演算部10aと位相差演算部10pと電圧位相算出部10bとを備えている。電圧演算部10cには、d軸電流指令Id*とq軸電流指令Iq*との他に、モータ速度演算部15から3つのセンサ信号の発生間隔を測定して求められたモータ回転速度ωrがフィードバック信号として入力される。
<About the voltage determination unit 10>
The voltage determination unit 10 includes a voltage calculation unit 10c, an amplitude calculation unit 10a, a phase difference calculation unit 10p, and a voltage phase calculation unit 10b. In addition to the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq *, the voltage calculation unit 10c includes a motor rotation speed ωr obtained by measuring the generation intervals of three sensor signals from the motor speed calculation unit 15. Input as feedback signal.
電圧演算部10cは、q軸電流指令Iq*とd軸電流指令Id*とモータ回転速度ωrとを用いて、下記式(4),式(5)に示す電圧モデル式に従い、q軸電圧指令Vq*とd軸電圧指令Vd*とを演算する。なお、式(4),式(5)において、rは巻線抵抗、Lは巻線のインダクタンス、Keは誘起電圧定数でモータ固有の定数である。誘起電圧定数Keは、同一単位系では、前記トルク定数Ktと一致する。
Vd*=r・Id*−ωr・L・Iq* ・・・・・・・(4)
Vq*=r・Iq*+ωr・L・Id*+ωr・Ke ・・・・(5)
The voltage calculation unit 10c uses the q-axis current command Iq *, the d-axis current command Id *, and the motor rotation speed ωr according to the voltage model formulas shown in the following formulas (4) and (5), Vq * and d-axis voltage command Vd * are calculated. In equations (4) and (5), r is the winding resistance, L is the inductance of the winding, and Ke is an induced voltage constant, which is a constant unique to the motor. The induced voltage constant Ke coincides with the torque constant Kt in the same unit system.
Vd * = r · Id * −ωr · L · Iq * (4)
Vq * = r · Iq * + ωr · L · Id * + ωr · Ke (5)
振幅演算部10aは、q軸電圧指令Vq*とd軸電圧指令Vd*とを用いて、下記式(6)により、所望の相電圧の振幅V1を発生させるのに必要な印加電圧Vmの振幅値を指令する振幅指令V1*を求める。
V1*=√{(Vd*)+(Vq*)} ・・・・・・・(6)
The amplitude calculation unit 10a uses the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *, and the amplitude of the applied voltage Vm necessary to generate the desired phase voltage amplitude V1 by the following equation (6). An amplitude command V1 * for commanding a value is obtained.
V1 * = √ {(Vd *) 2 + (Vq *) 2 } (6)
位相差演算部10pは、q軸電圧指令Vq*とd軸電圧指令Vd*とを用いて、下記式(7)により、所望の相電圧の振幅V1を発生させるのに必要な印加電圧Vmの位相差指令φ*を求める。
φ*=tan−1(−Vd*/Vq*) ・・・・・・・(7)
The phase difference calculation unit 10p uses the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd * to calculate the applied voltage Vm necessary for generating the desired phase voltage amplitude V1 according to the following equation (7). Find the phase difference command φ *.
φ * = tan−1 (−Vd * / Vq *) (7)
電圧位相算出部10bは、印加電圧Vmの位相差指令φ*と誘起電圧位相演算部16からの誘起電圧位相θrとを用いて、下記式(8)により、印加電圧Vmの位相指令θv*を求める。
θv*=θr+φ* ・・・・・・・・・・・・(8)
The voltage phase calculation unit 10b uses the phase difference command φ * of the applied voltage Vm and the induced voltage phase θr from the induced voltage phase calculation unit 16 to calculate the phase command θv * of the applied voltage Vm by the following equation (8). Ask.
θv * = θr + φ * (8)
なお、誘起電圧位相演算部16は、3つの位置センサ6からの3つの位置センサ信号にPLL(フェーズ・ロックド・ループ)をかけるか、3つの位置センサ信号をモータ速度演算部15からのモータ回転速度ωrの時間積分量で補正して、誘起電圧位相θrを細かい角度で求める。   The induced voltage phase calculation unit 16 applies a PLL (phase locked loop) to the three position sensor signals from the three position sensors 6 or outputs the three position sensor signals to the motor rotation from the motor speed calculation unit 15. The induced voltage phase θr is obtained with a fine angle by correcting with the time integration amount of the speed ωr.
<インバータ制御部7について>
インバータ制御部7は、3相電圧演算部7cとPWM変調回路7mとを備えている。3相電圧演算部7cは、以上のように電圧決定部10にて求められた印加電圧Vmの振幅指令V1*および位相指令θv*を用いて、静止座標上の互いに120度の位相差を有する各相印加電圧指令Vu,Vv,Vwを生成し、PWM変調回路7mへ出力する。PWM変調回路7mは、各相印加電圧指令Vu,Vv,Vwに応じたパルス幅変調を行い、PWMインバータ主回路3を駆動するための駆動信号をゲート駆動回路4へ出力する。
<Inverter control unit 7>
The inverter control unit 7 includes a three-phase voltage calculation unit 7c and a PWM modulation circuit 7m. The three-phase voltage calculation unit 7c has a phase difference of 120 degrees on the stationary coordinates using the amplitude command V1 * and the phase command θv * of the applied voltage Vm obtained by the voltage determination unit 10 as described above. Each phase applied voltage command Vu, Vv, Vw is generated and output to the PWM modulation circuit 7m. The PWM modulation circuit 7m performs pulse width modulation according to the phase application voltage commands Vu, Vv, and Vw, and outputs a drive signal for driving the PWM inverter main circuit 3 to the gate drive circuit 4.
斯くして、実施の形態1によれば、位置センサ信号が示す相誘起電圧の位相と該当モータ巻線に流れるモータ電流の位相との位相差を位相差目標値に近づけ、ほぼ一定にすることができるので、モータ電流を発生トルクに比例させることができる。   Thus, according to the first embodiment, the phase difference between the phase induced voltage phase indicated by the position sensor signal and the phase of the motor current flowing through the motor winding is brought close to the phase difference target value and made substantially constant. Therefore, the motor current can be made proportional to the generated torque.
このとき、モータ電流は、PWMインバータ主回路の直流母線に挿入したシャント抵抗器といった小形で安価な部品にて直流母線電流を検出し、平均化して求めた直流母線の平均電流を、PWMインバータ主回路の変調率および同期モータの力率で除算し、係数倍して求めるので、低コスト化が図れる。   At this time, the motor current is obtained by detecting and averaging the DC bus current with a small and inexpensive component such as a shunt resistor inserted in the DC bus of the PWM inverter main circuit, and calculating the average current of the DC bus to the PWM inverter main Dividing by the modulation factor of the circuit and the power factor of the synchronous motor and multiplying by the coefficient, the cost can be reduced.
また、モータ電流指令値とモータ電流フィードバック値との比較結果に基づいて、第1の電圧調整成分(q軸電流指令)の出力を調整することによりモータ電流を目標値に近づけることができるので、発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。   Further, since the motor current can be brought close to the target value by adjusting the output of the first voltage adjustment component (q-axis current command) based on the comparison result between the motor current command value and the motor current feedback value, A small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor capable of controlling the generated torque with high accuracy can be obtained.
加えて、同期モータの巻線に流れる電流の大きさを直接検出することなく、同期モータの巻線に流れる電流の極性情報をPWMインバータ主回路での相電流の極性を安価な構成の電流極性検出回路により取得する構成としたので、低コストで高効率を実現できる。   In addition, without directly detecting the magnitude of the current flowing through the synchronous motor winding, the polarity information of the current flowing through the synchronous motor winding is used to reduce the polarity of the phase current in the PWM inverter main circuit. Since the configuration is obtained by the detection circuit, high efficiency can be realized at low cost.
実施の形態2.
図2は、本発明の実施の形態2によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図2では、図1(実施の形態1)に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態2に関わる部分を中心に説明する。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 2, the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the components shown in FIG. 1 (Embodiment 1). Here, the description will be focused on the portion related to the second embodiment.
図2に示すように、実施の形態2によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部20bでは、図1(実施の形態1)に示した構成において、モータ電流制御部8に代えて直流母線平均電流制御部13が設けられ、モータ電流演算部9を削除して平均電流指令演算部17が設けられている。   As shown in FIG. 2, in the motor torque control unit 20b in which the sign of the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to the second embodiment is changed, the motor current control is performed in the configuration shown in FIG. 1 (first embodiment). A DC bus average current control unit 13 is provided instead of the unit 8, and the motor current calculation unit 9 is deleted and an average current command calculation unit 17 is provided.
平均電流指令演算部17は、外部からのモータ電流指令Im*と、振幅演算部10aが求めた振幅指令V1*と、位相差演算部10pが求めた位相差指令φ*とが入力され、次のようにして、PWMインバータ主回路3に流出入する平均電流Idcの目標値である平均電流指令Idc*を演算する。   The average current command calculation unit 17 receives an external motor current command Im *, an amplitude command V1 * obtained by the amplitude calculation unit 10a, and a phase difference command φ * obtained by the phase difference calculation unit 10p. Thus, the average current command Idc *, which is the target value of the average current Idc flowing into and out of the PWM inverter main circuit 3, is calculated.
平均電流指令演算部17は、振幅指令V1*とPWMインバータ主回路3の入力電圧VdcとからPWMインバータ主回路3の変調率指令D*(D*=V1*/Vdc)を求める。また、平均電流指令演算部17は、位相差指令φ*が指定する位相差でのモータ力率cos(φ*)を求める。そして、平均電流指令演算部17は、モータ電流指令Im*に、PWMインバータ主回路3の変調率指令D*およびモータ力率指令cos(φ*)を乗算し、係数倍することで、PWMインバータ主回路3に流出入する平均電流Idcの目標値である平均電流指令Idc*を導出する。   The average current command calculation unit 17 obtains the modulation rate command D * (D * = V1 * / Vdc) of the PWM inverter main circuit 3 from the amplitude command V1 * and the input voltage Vdc of the PWM inverter main circuit 3. Further, the average current command calculation unit 17 obtains the motor power factor cos (φ *) at the phase difference designated by the phase difference command φ *. Then, the average current command calculation unit 17 multiplies the motor current command Im * by the modulation factor command D * and the motor power factor command cos (φ *) of the PWM inverter main circuit 3 to multiply the coefficient, thereby multiplying the PWM inverter An average current command Idc * which is a target value of the average current Idc flowing into and out of the main circuit 3 is derived.
直流母線平均電流制御部13は、電流偏差算出部8dと、電流制御アンプ8aに代えた平均電流制御アンプ13aとで構成される。偏差算出部8dは、平均電流指令演算部17が演算した平均電流指令Idc*と、直流母線平均電流検出回路11が求めたPWMインバータ主回路3に流出入する平均電流フィードバックIdcfとの偏差ΔIdcを算出し、平均電流制御アンプ13aへ出力する。平均電流制御アンプ13aは、偏差ΔIdcに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部10内の電圧演算部10cへ回転座標上のq軸電流指令Iq*として出力する。   The DC bus average current control unit 13 includes a current deviation calculation unit 8d and an average current control amplifier 13a instead of the current control amplifier 8a. The deviation calculation unit 8d calculates a deviation ΔIdc between the average current command Idc * calculated by the average current command calculation unit 17 and the average current feedback Idcf flowing into and out of the PWM inverter main circuit 3 obtained by the DC bus average current detection circuit 11. Calculate and output to the average current control amplifier 13a. The average current control amplifier 13a performs a calculation such as a proportional operation and an integration operation on the deviation ΔIdc, and the calculation result is sent to the voltage calculation unit 10c in the voltage determination unit 10 as a q-axis current command Iq * on the rotation coordinates. Output.
これによっても、実施の形態1と同様に、同期モータ5へ流す電流(モータ電流Im)を目標値であるモータ電流指令Im*に近づくように制御することができる。   Also by this, similarly to the first embodiment, the current (motor current Im) flowing to the synchronous motor 5 can be controlled so as to approach the motor current command Im * which is the target value.
この実施の形態2によれば、同期モータへ流す電流を目標値に近づくように指令する第1の電圧調整量(q軸電流指令)を、除算処理ではなく乗算処理により求めるので、大出力から小出力までの平均電流をほぼ同一の分解能で制御することができ、制御動作が滑らかとなる。   According to the second embodiment, the first voltage adjustment amount (q-axis current command) for instructing the current flowing to the synchronous motor to approach the target value is obtained by the multiplication process instead of the division process. The average current up to a small output can be controlled with almost the same resolution, and the control operation becomes smooth.
また、乗算処理の場合には、PWMインバータ主回路の変調率や同期モータの力率が小さくても、マイコン等でデジタル処理する場合に演算結果がオーバーフローすることに対する処置を施す必要がなくなり、処理系の簡素化が図れる。   In addition, in the case of multiplication processing, even if the modulation rate of the PWM inverter main circuit and the power factor of the synchronous motor are small, there is no need to take measures against overflow of calculation results when digital processing is performed by a microcomputer, etc. The system can be simplified.
さらに、乗算処理の場合には、いろいろな方式のアナログ回路で構成することもできるため、アナログ集積回路化や、分解能を高めることが比較的容易となる。   Furthermore, in the case of multiplication processing, since it can be configured by various types of analog circuits, it is relatively easy to make an analog integrated circuit and to increase the resolution.
実施の形態3.
図3は、本発明の実施の形態3によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図3では、図1(実施の形態1)に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態3に関わる部分を中心に説明する。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 3 of the present invention. In FIG. 3, the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to those shown in FIG. 1 (Embodiment 1). Here, the description will be focused on the portion related to the third embodiment.
図3に示すように、実施の形態3によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部20cでは、図1(実施の形態1)に示した構成において、モータ電流制御部8における電流制御アンプ8aを、速度制御部18に置き換えた構成になっている。   As shown in FIG. 3, the motor torque control unit 20c in which the sign in the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to the third embodiment is changed, in the configuration shown in FIG. 1 (the first embodiment), the motor current control is performed. The current control amplifier 8 a in the unit 8 is replaced with a speed control unit 18.
速度制御部18は、速度指令生成部18rと、速度偏差算出部18dと、速度制御アンプ18aとを備えている。   The speed control unit 18 includes a speed command generation unit 18r, a speed deviation calculation unit 18d, and a speed control amplifier 18a.
速度指令生成部18rは、電流偏差算出部8dが出力する、モータ電流指令Im*とモータ電流フィードバックImfとの偏差ΔImに、例えば比例積分演算等を実施して、同期モータ5の目標回転速度を指令する速度指令ωr*を生成する。   The speed command generation unit 18r performs, for example, a proportional integration calculation on the deviation ΔIm between the motor current command Im * and the motor current feedback Imf output from the current deviation calculation unit 8d to obtain the target rotational speed of the synchronous motor 5. A speed command ωr * to be commanded is generated.
速度偏差算出部18dは、速度指令生成部18rが求めた速度指令ωr*と、モータ速度演算部15が求めたモータ回転速度ωrとの偏差Δωrを算出する。   The speed deviation calculation unit 18d calculates a deviation Δωr between the speed command ωr * obtained by the speed command generation unit 18r and the motor rotation speed ωr obtained by the motor speed calculation unit 15.
速度制御アンプ18aは、速度偏差算出部18dが求めた偏差Δωrに対し比例動作や積分動作等の演算を実施し、それを電圧決定部10へのq軸電流指令値Iq*として出力する。   The speed control amplifier 18a performs an operation such as a proportional operation or an integral operation on the deviation Δωr obtained by the speed deviation calculation unit 18d, and outputs it as a q-axis current command value Iq * to the voltage determination unit 10.
実施の形態3によれば、実施の形態1においてモータ電流制御ループに速度制御部を加えたので、急激な負荷トルク変動が発生しても回転速度は緩やかに変化させることが可能となり、換気送風機などに搭載した場合に使用者が不快と感じるような回転速度の急変を抑制したトルク制御ができるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。   According to the third embodiment, since the speed control unit is added to the motor current control loop in the first embodiment, the rotational speed can be gradually changed even when a sudden load torque fluctuation occurs. Thus, it is possible to obtain a PWM inverter-driven permanent magnet synchronous motor capable of torque control that suppresses a sudden change in rotational speed that makes the user feel uncomfortable.
実施の形態4.
図4は、本発明の実施の形態4によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図4では、図2(実施の形態2)に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態4に関わる部分を中心に説明する。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 4 of the present invention. In FIG. 4, the same or similar components as those shown in FIG. 2 (Embodiment 2) are denoted by the same reference numerals. Here, the description will be focused on the portion related to the fourth embodiment.
図4に示すように、実施の形態4によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部20dでは、図2(実施の形態2)に示した構成において、モータ電流制御部13における平均電流制御アンプ8bを、速度制御部18に置き換えた構成になっている。   As shown in FIG. 4, in the motor torque control unit 20d in which the sign of the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to the fourth embodiment is changed, the motor current control in the configuration shown in FIG. 2 (the second embodiment) is performed. The average current control amplifier 8 b in the unit 13 is replaced with a speed control unit 18.
速度制御部18は、速度指令生成部18rと、速度偏差算出部18dと、速度制御アンプ18aとを備えている。   The speed control unit 18 includes a speed command generation unit 18r, a speed deviation calculation unit 18d, and a speed control amplifier 18a.
速度指令生成部18rは、電流偏差算出部8dが出力する、平均電流指令Idc*と平均電流フィードバックIdcfとの偏差ΔIdcに、例えば比例積分演算等を実施して速度指令ωr*を生成する。   The speed command generation unit 18r generates a speed command ωr * by performing, for example, a proportional integration calculation on the deviation ΔIdc between the average current command Idc * and the average current feedback Idcf output from the current deviation calculation unit 8d.
速度制御アンプ18aは、速度偏差算出部18dが求めた偏差Δωrに対し比例動作や積分動作等の演算を実施し、それを電圧決定部10へのq軸電流指令値Iq*として出力する。   The speed control amplifier 18a performs an operation such as a proportional operation or an integral operation on the deviation Δωr obtained by the speed deviation calculation unit 18d, and outputs it as a q-axis current command value Iq * to the voltage determination unit 10.
実施の形態4によれば、実施の形態2においてモータ電流制御ループに速度制御部を加えたので、急激な負荷トルク変動が発生しても回転速度は緩やかに変化させることが可能となり、換気送風機などに搭載した場合に使用者が不快と感じるような回転速度の急変を抑制したトルク制御ができるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。   According to the fourth embodiment, since the speed control unit is added to the motor current control loop in the second embodiment, the rotational speed can be gradually changed even if a sudden load torque fluctuation occurs. Thus, it is possible to obtain a PWM inverter-driven permanent magnet synchronous motor capable of torque control that suppresses a sudden change in rotational speed that makes the user feel uncomfortable.
実施の形態5.
図5は、本発明の実施の形態5として、実施の形態1〜4に示したPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、負荷トルクに応じてモータ回転速度が変化する誘導モータのような制御特性を実現する構成例を示すブロック図である。
Embodiment 5. FIG.
FIG. 5 shows a fifth embodiment of the present invention such as an induction motor that uses the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor shown in the first to fourth embodiments and whose motor rotation speed changes according to the load torque. It is a block diagram which shows the structural example which implement | achieves a control characteristic.
すなわち、図5において、モータトルク制御部20は、実施の形態1〜4に示したモータトルク制御部20a,20b,20c,20dのいずれかである。この実施の形態5では、このモータトルク制御部20の外部に、モータ電流指令生成部19aが設けられている。   That is, in FIG. 5, the motor torque control unit 20 is any one of the motor torque control units 20a, 20b, 20c, and 20d shown in the first to fourth embodiments. In the fifth embodiment, a motor current command generation unit 19a is provided outside the motor torque control unit 20.
まず、図6を参照して、誘導モータの特性について説明する。図6は、誘導モータの特性を模擬するのに使用するモータ回転速度とモータ発生トルクとの関係を示す特性図である。   First, the characteristics of the induction motor will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed used to simulate the characteristics of the induction motor and the motor generated torque.
図6において、横軸はモータ回転速度ωr[r/min]、縦軸はトルクT[mN・m]である。図6では、モータ回転速度ωrに応じて変化する3つのトルク特性Tm1,Tm2,Tm3が示されている。これらは誘導モータのトルク特性である。この特性は誘導モータ実機の特性を測定して得ることもできるし、実機が無くても誘導モータの構造で決まる巻線抵抗やインダクタンス等を用いて等価回路から計算により求めることもできる。また、図6では、例えば遠心式換気送風機に搭載した場合における圧力損失特性に対応した3つの負荷トルク特性21a,21b,21cが示されている。負荷トルク特性21aは圧力損失が無い時の特性、負荷トルク特性21bは圧力損失が小さい場合の特性、負荷トルク特性21cは圧力損失が大きい場合の特性であり、各圧力損失状態においてモータ回転速度はモータの発生トルク特性と負荷トルク特性の交点で釣り合い安定する。すなわち、図6では、換気送風機に搭載した誘導モータは、圧力損失に応じて発生トルクおよびモータ回転速度が変化することが示されている。さらに図6では、比較のために一定速度制御モータの特性22が示されている。   In FIG. 6, the horizontal axis represents the motor rotation speed ωr [r / min], and the vertical axis represents the torque T [mN · m]. FIG. 6 shows three torque characteristics Tm1, Tm2, and Tm3 that change according to the motor rotation speed ωr. These are the torque characteristics of the induction motor. This characteristic can be obtained by measuring the characteristic of the actual induction motor, or can be obtained by calculation from an equivalent circuit using winding resistance, inductance, etc. determined by the structure of the induction motor without the actual machine. FIG. 6 shows three load torque characteristics 21a, 21b, and 21c corresponding to the pressure loss characteristics when mounted on, for example, a centrifugal ventilation fan. The load torque characteristic 21a is a characteristic when there is no pressure loss, the load torque characteristic 21b is a characteristic when the pressure loss is small, and the load torque characteristic 21c is a characteristic when the pressure loss is large. In each pressure loss state, the motor rotation speed is The balance is stable at the intersection of the generated torque characteristics and load torque characteristics of the motor. That is, FIG. 6 shows that the induction motor mounted on the ventilation fan changes the generated torque and the motor rotation speed according to the pressure loss. Further, in FIG. 6, a characteristic 22 of a constant speed control motor is shown for comparison.
特許文献1に開示される一定速度制御モータは、特性22に示すように、圧力損失の変化により負荷トルクが変化しても、モータ回転速度ωrは変化せず一定である。そのため、遠心式換気送風機に搭載した場合、静圧変動に対する風量変化が大きくなり、換気送風機としての性能が低下してしまうという問題があった。これに対し、誘導モータでは、図6に示すように、トルク特性およびモータ回転速度が圧力損失に応じて変化するので、静圧変動に対する風量変化が少なくなり、換気送風機としての性能低下を軽減できる。   In the constant speed control motor disclosed in Patent Document 1, even if the load torque changes due to a change in pressure loss, the motor rotational speed ωr does not change and is constant, as shown by the characteristic 22. For this reason, when mounted on a centrifugal ventilation fan, there is a problem that the change in the air volume with respect to the static pressure fluctuation is increased, and the performance as a ventilation fan is reduced. On the other hand, in the induction motor, as shown in FIG. 6, since the torque characteristics and the motor rotation speed change according to the pressure loss, the air volume change with respect to the static pressure fluctuation is reduced, and the performance deterioration as a ventilation fan can be reduced. .
この実施の形態5では、3つのトルク特性Tm1,Tm2,Tm3のうちのトルク特性Tm1を実現する場合を示す。後述する実施の形態6では、3つのトルク特性Tm1,Tm2,Tm3のうちの少なくとも2つを実現する場合を示す。   In the fifth embodiment, a case where the torque characteristic Tm1 among the three torque characteristics Tm1, Tm2, and Tm3 is realized is shown. In a sixth embodiment to be described later, a case where at least two of the three torque characteristics Tm1, Tm2, and Tm3 are realized will be described.
さて、図7は、図5に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す特性図である。図7では、モータ回転速度ωrに応じて変化する2つのモータ電流指令Im1*,Im2*の特性がモータ回転速度ωrを変数とする関数f1、f2として示されている。モータ電流指令Im1*,Im2*,Im3*はそれぞれ、図6に示したトルク特性Tm1,Tm2,Tm3を得るのに必要な特性として示されている。この実施の形態5では、そのうちのモータ電流指令Im1*を生成する場合を説明する。後述する実施の形態6では、3つのモータ電流指令Im1*,Im2*,Im3*のうちの少なくとも2つを生成する場合を示す。   FIG. 7 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed generated by the motor current command generator shown in FIG. 5 and the motor current command. In FIG. 7, the characteristics of the two motor current commands Im1 * and Im2 * that change according to the motor rotational speed ωr are shown as functions f1 and f2 with the motor rotational speed ωr as a variable. Motor current commands Im1 *, Im2 *, Im3 * are shown as characteristics necessary for obtaining the torque characteristics Tm1, Tm2, Tm3 shown in FIG. In the fifth embodiment, a case in which the motor current command Im1 * is generated will be described. In a sixth embodiment to be described later, a case where at least two of three motor current commands Im1 *, Im2 *, and Im3 * are generated is shown.
すなわち、この実施の形態5では、モータ回転速度ωrに対するモータ発生トルクTmの特性が例えば図6に示すトルク特性Tm1の場合、モータ電流指令生成部19aは、モータ回転速度ωrに対応して必要とされるモータ電流指令Im1*をもとめる手段として、モータ回転速度ωrに対するモータ発生トルクTm1を係数倍して求めたものをあらかじめテーブルとして持っておき、モータトルク制御部20から得られるモータ回転速度ωrのところのテーブルを参照して、そのモータ回転速度のときに必要とされるモータ電流指令Im1*としてモータトルク制御部20へ出力する。   That is, in the fifth embodiment, when the characteristic of the motor generated torque Tm with respect to the motor rotational speed ωr is, for example, the torque characteristic Tm1 shown in FIG. 6, the motor current command generator 19a is required to correspond to the motor rotational speed ωr. As a means for determining the motor current command Im1 *, a table obtained beforehand by multiplying the motor generation torque Tm1 with respect to the motor rotation speed ωr by a coefficient is used, and the motor rotation speed ωr obtained from the motor torque control unit 20 is obtained. With reference to the table, the motor current command Im1 * required at the motor rotation speed is output to the motor torque control unit 20.
このように、モータ電流指令生成部19aは、テーブルを参照することで、モータトルク制御部20内のモータ速度演算部15で求められるモータ回転速度ωrに対応して発生したいトルクTm1を発生させるのに必要なモータ電流Imを指令するモータ電流指令Im*を生成し、モータトルク制御部20に伝える構成になっている。   Thus, the motor current command generation unit 19a refers to the table to generate the torque Tm1 that is desired to be generated corresponding to the motor rotation speed ωr obtained by the motor speed calculation unit 15 in the motor torque control unit 20. The motor current command Im * for instructing the motor current Im required for the motor is generated and transmitted to the motor torque control unit 20.
なお、モータ電流指令生成部19aにてモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流指令を導出する方法は、テーブル参照方式の他に、例えば関数式にて算出する方式などでも実現できる。   Note that the method of deriving the motor current command for obtaining the motor torque desired to be generated with respect to the motor rotation speed by the motor current command generation unit 19a can be realized by a method of calculating by a function formula, for example, in addition to the table reference method.
実施の形態5によれば、モータ回転速度ωrに応じて順次モータ電流指令Im*を変化させるので、モータトルク制御部20にてモータ発生トルクTmがモータ電流Imに高精度に比例して追従するように制御することになり、任意のモータ回転速度ー発生トルク特性となるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。   According to the fifth embodiment, since the motor current command Im * is sequentially changed according to the motor rotational speed ωr, the motor generated torque Tm follows the motor current Im in proportion to the motor current Im in the motor torque control unit 20. Thus, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor having an arbitrary motor rotation speed-generated torque characteristic can be obtained.
なお、実施の形態1〜4に示したPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、同期モータ5内に、整流平滑回路2、PWMインバータ主回路3およびモータトルク制御部20(a,b,c,d)の全体を組み込み一体化できるものであるが、この実施の形態5では、さらにモータ電流指令生成部19aも同期モータ5内に組み込んだ構成を念頭にしている。   The PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor shown in the first to fourth embodiments includes a rectifying / smoothing circuit 2, a PWM inverter main circuit 3, and a motor torque control unit 20 (a, b, c, In the fifth embodiment, the motor current command generation unit 19a is also incorporated in the synchronous motor 5 in mind.
実施の形態6.
図8は、本発明の実施の形態6として、実施の形態1〜4に示したPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、負荷トルクに応じてモータ回転速度が変化する誘導モータのような制御特性を実現する他の構成例を示すブロック図である。
Embodiment 6 FIG.
FIG. 8 shows a sixth embodiment of the present invention, such as an induction motor that uses the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor shown in the first to fourth embodiments and changes the motor rotation speed in accordance with the load torque. It is a block diagram which shows the other structural example which implement | achieves a control characteristic.
図8において、モータトルク制御部20は、実施の形態5と同様に実施の形態1〜4に示したモータトルク制御部20a,20b,20c,20dのいずれかである。この実施の形態6では、このモータトルク制御部20の外部に、モータ電流指令生成部19bと、ノッチ指令生成部23と、ノッチ切替スイッチ24とが設けられている。モータ電流指令生成部19bは図5に示したモータ電流指令生成部19aに若干の機能追加をしたものである。   In FIG. 8, the motor torque control unit 20 is one of the motor torque control units 20a, 20b, 20c, and 20d shown in the first to fourth embodiments as in the fifth embodiment. In the sixth embodiment, a motor current command generation unit 19b, a notch command generation unit 23, and a notch changeover switch 24 are provided outside the motor torque control unit 20. The motor current command generator 19b is obtained by adding some functions to the motor current command generator 19a shown in FIG.
通常、交流電源1と整流回路2dとを接続する2線のうちの片側線に、電源スイッチ25が挿入される。ノッチ切替スイッチ24の一端は、電源スイッチ25の整流回路2d側端に接続されている。ノッチ指令生成部23は、ノッチ切替スイッチ24の他端とPWMインバータ主回路3の直流母線との間に配置されている。   Normally, the power switch 25 is inserted into one of the two lines connecting the AC power supply 1 and the rectifier circuit 2d. One end of the notch switch 24 is connected to the end of the power switch 25 on the rectifier circuit 2d side. The notch command generator 23 is disposed between the other end of the notch changeover switch 24 and the DC bus of the PWM inverter main circuit 3.
ノッチ指令生成部23は、アノード端子がノッチ切替スイッチ24の他端に接続されるダイオード23aと、ダイオード23aのカソード端子とPWMインバータ主回路3の直流母線との間に直列に接続配置される抵抗器23b,23cとを備え、抵抗器23b,23cの共通接続端(分圧出力端)からモータ電流指令生成部19bへノッチ指令N*を出力する構成である。   The notch command generator 23 is a resistor whose anode terminal is connected in series between the diode 23 a whose anode terminal is connected to the other end of the notch changeover switch 24, and the cathode terminal of the diode 23 a and the DC bus of the PWM inverter main circuit 3. And a notch command N * is output from the common connection end (voltage division output end) of the resistors 23b and 23c to the motor current command generation unit 19b.
この構成によれば、電源スイッチ25がオンしている運転状態において、ノッチ切替スイッチ24がオンしている場合とオフしている場合とで、ノッチ指令生成部23からモータ電流指令生成部19bへ出力されるノッチ指令N*は、2種類の電圧レベルを示すことになる。   According to this configuration, in the operation state in which the power switch 25 is on, the notch command generator 23 to the motor current command generator 19b depending on whether the notch switch 24 is on or off. The output notch command N * indicates two kinds of voltage levels.
よって、モータ電流指令生成部19bは、例えば図7に示すモータ電流指令Im1*,Im2*の2つのテーブルを備え、ノッチ指令N*の状態に応じて参照するテーブルを選択し、対応するモータ電流指令Im*をモータトルク制御部20に出力する。   Therefore, the motor current command generation unit 19b includes, for example, two tables of motor current commands Im1 * and Im2 * shown in FIG. 7, selects a table to be referred to according to the state of the notch command N *, and selects the corresponding motor current. The command Im * is output to the motor torque control unit 20.
これによって、モータトルク制御部20では、速度演算部15で求められるモータ回転速度ωrに対し、発生させたいトルク特性の運転パターンを、図6に示すトルク特性Tm1の運転パターンとトルク特性Tm2の運転パターンとに切り替えることができる。   As a result, the motor torque control unit 20 uses the torque characteristic Tm1 operation pattern and the torque characteristic Tm2 operation pattern shown in FIG. 6 as the operation pattern of the torque characteristic to be generated with respect to the motor rotational speed ωr obtained by the speed calculation unit 15. You can switch to the pattern.
以上の説明から理解できるように、さらに、モータ電流指令生成部19bに格納する運転パターンを増やして3種類を超える運転パターンを切り替える構成も実現できる。例えば、ノッチ切替スイッチ24が1つであれば、ノッチ指令生成部23に設ける分圧回路を2以上の分圧出力を行う構成としそれらを切り替えて1つのノッチ指令N*とする。或いは、ノッチ切替スイッチ24を2以上設けるとすれば、それぞれに、分圧出力が1つであるノッチ指令生成部23を1対1に接続する、または、分圧出力が1つであるノッチ指令生成部23を切り替えて接続するなど、各種の形態が可能である。   As can be understood from the above description, a configuration in which more than three types of operation patterns are switched by increasing the number of operation patterns stored in the motor current command generation unit 19b can be realized. For example, if there is only one notch changeover switch 24, the voltage dividing circuit provided in the notch command generating unit 23 is configured to output two or more divided voltages, and these are switched to form one notch command N *. Alternatively, if two or more notch changeover switches 24 are provided, the notch command generators 23 each having one partial pressure output are connected one-to-one, or the notch commands having one partial pressure output. Various forms such as switching the generation unit 23 and connecting them are possible.
このように、実施の形態6によれば、PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの外部に設けられたノッチ切替スイッチ24のオン/オフ状態をノッチ指令生成部23で検知して対応したノッチ指令を生成し、モータ回転速度に対する発生トルクの運転パターンを切り替える構成としたので、タップ切替等によるノッチ切替を行っている誘導モータを用いた電気製品のモータを、効率のいい実施の形態6によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータへ切り替えることが容易となる。   As described above, according to the sixth embodiment, the notch command generation unit 23 detects the on / off state of the notch changeover switch 24 provided outside the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor, and issues a corresponding notch command. Since the generated torque is generated and the operation pattern of the generated torque is switched with respect to the motor rotation speed, the electric motor using the induction motor that performs notch switching by tap switching or the like is used as the PWM inverter according to the sixth embodiment. It becomes easy to switch to the driving permanent magnet type synchronous motor.
そして、ノッチ切替スイッチ24を除く、ノッチ指令生成部23、モータ電流指令生成部19b、モータトルク制御部20、整流平滑回路2およびインバータ主回路3の全体を同期モータ5内に収納したPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータ26とすることができるので、誘導モータと同一の取扱いができるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができ、誘導モータからの切り替えを一層容易にすることができる。   The PWM inverter drive in which the notch command generation unit 23, the motor current command generation unit 19b, the motor torque control unit 20, the rectifying / smoothing circuit 2 and the inverter main circuit 3 are housed in the synchronous motor 5 except for the notch changeover switch 24. Since the permanent magnet type synchronous motor 26 can be used, a PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor that can be handled in the same manner as the induction motor can be obtained, and switching from the induction motor can be further facilitated.
ここで、モータ電流指令生成部19bは、生成したモータ電流指令Im*をそのままモータトルク制御部20へ出力するのではなく、モータ回転速度ωrに対して必要なモータ電流指令Im*を切り替える際に、切替前のモータ電流指令から切替後のモータ電流指令への移行を移動平均や1次遅れにより徐々に移行させる移行緩衝処理を行ってもよい。移行緩衝処理を行うと、ノッチ切替スイッチ24の切り替えを高頻度で行うことにより、切替前と切替後との間のモータ電流指令を生成することが可能となる。   Here, the motor current command generation unit 19b does not output the generated motor current command Im * as it is to the motor torque control unit 20, but switches the necessary motor current command Im * to the motor rotation speed ωr. Further, a transition buffering process may be performed in which the transition from the motor current command before switching to the motor current command after switching is gradually shifted by a moving average or first-order delay. When the transition buffering process is performed, it is possible to generate a motor current command between before and after switching by frequently switching the notch switch 24.
例えば、図6に示すトルク特性Tm1とトルク特性Tm2とのちょうど中間のトルク特性Tm3の運転パターンが必要となる場合には、図7に示すモータ電流指令Im1*のノッチ指令N*とモータ電流指令Im2*のノッチ指令N*とを50%ずつの頻度で繰り返して生成し、モータ電流指令生成部19bへ与えることにより、中間のモータ電流指令Im3*を生成することができる。   For example, when an operation pattern having a torque characteristic Tm3 that is exactly intermediate between the torque characteristic Tm1 and the torque characteristic Tm2 shown in FIG. 6 is required, the notch command N * and the motor current command of the motor current command Im1 * shown in FIG. An intermediate motor current command Im3 * can be generated by repeatedly generating the Im2 * notch command N * at a frequency of 50% and supplying it to the motor current command generation unit 19b.
また、2種類の運転パターンを切り替える場合に、片方の運転パターンをモータ発生トルクがモータ回転速度によらず零となるように設定しておけば、ちょうど誘導モータで行われている、トライアックなどの半導体スイッチでオン/オフして通電時間の比率を任意に変化させて、発生トルクを平均的に任意に変化させる通電率制御と同じような制御が可能となる。誘導モータの通電率制御では、発生トルクが脈動して振動・騒音の原因となる場合があるが、この実施の形態6による方法では、発生トルクの脈動がなくなるといった効果も得ることができる。   In addition, when switching between two types of operation patterns, if one of the operation patterns is set so that the torque generated by the motor is zero regardless of the motor rotation speed, the triac etc. Control similar to energization rate control in which the generated torque is arbitrarily varied on average by arbitrarily changing the energization time ratio by turning on / off with the semiconductor switch is possible. In the energization rate control of the induction motor, the generated torque may pulsate and cause vibration and noise. However, with the method according to the sixth embodiment, an effect that the pulsation of the generated torque is eliminated can be obtained.
実施の形態7.
図9は、本発明の実施の形態7として、図8に示すPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す側面図である。なお、以下に説明する内容は、実施の形態1〜5に示すPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機にも同様に適用できる内容である。
Embodiment 7 FIG.
FIG. 9 is a side view showing an external configuration example of a ventilation fan mounted with the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 8 as Embodiment 7 of the present invention. In addition, the content demonstrated below is the content applicable similarly to the ventilation air blower which mounts the PWM inverter drive permanent magnet type synchronous motor shown in Embodiment 1-5.
図9では、図8に示すPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータ26の回転軸5aに遠心式羽根車27を取り付け、ケーシング28で風路を形成した換気送風機が示されている。PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータ26には、交流電源1からの2本の接続線とノッチ切替スイッチ24からの1本の接続線とが接続される。   FIG. 9 shows a ventilation fan in which a centrifugal impeller 27 is attached to the rotating shaft 5a of the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor 26 shown in FIG. Two connection lines from the AC power source 1 and one connection line from the notch changeover switch 24 are connected to the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor 26.
まず、図10を用いて遠心式羽根車を用いた換気送風機の風量と負荷トルクとの関係について説明する。図10は、遠心式羽根車の翼部断面を示す図である。図10において、遠心式羽根車27に作用する負荷トルクTLは、作動流体の密度ρと、体積風量Qと、羽根車の直径Dと、絶対風速の旋回速度成分cθとを用いて
TL=ρ・Q・D・cθ/2 ・・・・・(9)
と表される。
First, the relationship between the air volume of a ventilation fan using a centrifugal impeller and load torque will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a view showing a cross section of a blade portion of a centrifugal impeller. In FIG. 10, the load torque TL acting on the centrifugal impeller 27 is obtained by using the density ρ of the working fluid, the volume air volume Q, the diameter D of the impeller, and the swirl velocity component c θ of the absolute wind speed. ρ ・ Q ・ D ・ c θ / 2 (9)
It is expressed.
ここで、羽根車出口の周速度uと、周速度uの方向と接線方向速度wの方向との間の相対流出角βと回転速度ωrと、羽根車出口での径方向速度c羽根車の出口幅bとを用いて、絶対風速の旋回速度成分cθは式(10)で表され、羽根車出口の周速度uは式(11)で表され、羽根車出口での径方向速度cは式(12)で表されるから、式(9)に示す負荷トルクTLは式(13)で表される。
θ=u−c/tanβ ・・・・(10)
u=π・D・ωr ・・・・・(11)
=Q/(π・D・b) ・・・・・(12)
TL=ρ・(π・D・Q・ωr―Q/(π・b・tanβ))/2・・(13)
Here, the peripheral speed u of the impeller outlet, and the relative outflow angle β between the direction of the direction and the tangential velocity w of the peripheral speed u, and the rotational speed .omega.r, and the radial velocity c r in the impeller exit , The swirl velocity component c θ of the absolute wind speed is expressed by Equation (10), and the peripheral velocity u of the impeller outlet is expressed by Equation (11). Since the radial speed cr is expressed by Expression (12), the load torque TL shown in Expression (9) is expressed by Expression (13).
c θ = u−c r / tan β (10)
u = π · D · ωr (11)
c r = Q / (π · D · b) (12)
TL = ρ · (π · D 2 · Q · ωr−Q 2 / (π · b · tan β)) / 2 ·· (13)
式(13)に示すように、風量Qを一定としたときには、負荷トルクTLと回転速度ωrとは一次関数の関係になる。そこで、モータ速度演算部15で求められたモータ回転速度ωrに対するモータ電流指令Im*を図11に示すように一次関数とすることにより、モータ回転速度ωrとモータ発生トルクTmとの関係も図12に示すように一次関数となり、羽根車の負荷トルクTLと釣り合うときの風量Qは図13に示すように静圧Pとは無関係に一定とすることができる。   As shown in Expression (13), when the air volume Q is constant, the load torque TL and the rotational speed ωr have a linear function relationship. Therefore, the motor current command Im * for the motor rotation speed ωr obtained by the motor speed calculation unit 15 is a linear function as shown in FIG. 11, so that the relationship between the motor rotation speed ωr and the motor generated torque Tm is also shown in FIG. As shown in FIG. 13, the air flow Q when balancing with the load torque TL of the impeller can be made constant irrespective of the static pressure P as shown in FIG.
図11は、図8に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ電流指令とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図11では、4つの圧力損失特性29a,29b,29c,29dに対応したモータ回転速度ωrに対するモータ電流指令Im*の特性が示されている。圧力損失はこの順に大きくなっている場合に、一次の項が正の一次関数で表される2つのモータ電流指令Im1*,Im2*は、変極点30a,30bが共に同じ圧力損失特性29c上で変化するように設定される。   FIG. 11 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor current command generated by the motor current command generator shown in FIG. 8 and the motor rotation speed. FIG. 11 shows the characteristics of the motor current command Im * with respect to the motor rotation speed ωr corresponding to the four pressure loss characteristics 29a, 29b, 29c, and 29d. When the pressure loss increases in this order, the two motor current commands Im1 * and Im2 * whose first-order terms are expressed by positive linear functions have the same inflection points 30a and 30b on the pressure loss characteristic 29c. Set to change.
図12は、実現されるトルク特性とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図12では、4つの負荷トルク特性TL0,TL1,TL2,TL3が示されている。実現されるトルク特性Tm1,Tm2は、一次関数で表され、変極点31a,31bが共に同じ負荷トルク特性TL2上で変化するように設定される。   FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between the realized torque characteristic and the motor rotation speed. In FIG. 12, four load torque characteristics TL0, TL1, TL2, and TL3 are shown. The realized torque characteristics Tm1, Tm2 are expressed by linear functions, and are set so that the inflection points 31a, 31b both change on the same load torque characteristic TL2.
図13は、風量と静圧との関係を示す特性図である。図13において、横軸は風量Q[m/h]であり、縦軸は静圧P[Pa]である。図13では、図12に示した負荷トルク特性TL0,TL1,TL2に対応する圧力損失特性32a、32b、32cが示されている。圧力損失特性32c上に、モータ電流指令Im1*の場合の特性Q1の変極点33cとモータ電流指令Im2*の場合の特性Q2の変極点35cとが示されている。圧力損失特性32cより圧力損失が小さい領域(図13において圧力損失特性32cより下の領域)では例えば32aや32bの圧力損失に圧力損失が変動しても33aや33bあるいは35aや35bの動作点で送風特性と圧力損失が釣り合って、モータ電流指令Im1*,Im2*での各風量は圧力損失特性32a,32bと無関係に一定風量となることが示されている。 FIG. 13 is a characteristic diagram showing the relationship between air volume and static pressure. In FIG. 13, the horizontal axis represents the air volume Q [m 3 / h], and the vertical axis represents the static pressure P [Pa]. FIG. 13 shows pressure loss characteristics 32a, 32b, and 32c corresponding to the load torque characteristics TL0, TL1, and TL2 shown in FIG. On the pressure loss characteristic 32c, an inflection point 33c of the characteristic Q1 in the case of the motor current command Im1 * and an inflection point 35c of the characteristic Q2 in the case of the motor current command Im2 * are shown. In the region where the pressure loss is smaller than the pressure loss characteristic 32c (the region below the pressure loss characteristic 32c in FIG. 13), for example, even if the pressure loss fluctuates due to the pressure loss of 32a or 32b, the operating point of 33a or 33b or 35a or 35b It is shown that the airflow characteristics and the pressure loss are balanced, and the airflows at the motor current commands Im1 * and Im2 * are constant airflows regardless of the pressure loss characteristics 32a and 32b.
なお、式(13)は理論値であるので実機との誤差があるが、それの影響を考慮して風量の絶対値を高精度で合わせこむ場合には、式(13)の各項に補正係数を掛け合わせればよい。また、制御や回路構成をより簡素化する場合には、1次関数の1次の項の係数と0次の項の係数は、風量Qに対して夫々1乗および2乗に比例するために、風量が小さい場合や、羽根車の出口幅bやtanβが大きい場合には0次の項を無視してもよい。したがって、モータ発生トルクTmを回転速度ωrに対して比例の関係となるように制御してもよい。   Since equation (13) is a theoretical value, there is an error from the actual machine. However, if the absolute value of the air volume is adjusted with high accuracy in consideration of the influence, correction is made to each item of equation (13). Multiply the coefficients. Further, when the control and circuit configuration are further simplified, the coefficient of the first-order term and the coefficient of the zero-order term of the linear function are proportional to the first power and the second power with respect to the air volume Q, respectively. When the air volume is small or the exit width b or tan β of the impeller is large, the 0th order term may be ignored. Therefore, the motor generated torque Tm may be controlled so as to be proportional to the rotational speed ωr.
また、0次の項の係数が負の場合や、正の場合でも小さいとモータが起動しなくなる。また、圧力損失が低い領域では圧力損失が高い領域に比べて0次の項の係数を大きく、1次の項の係数は小さく補正したほうが風量が一定になりやすい場合がある。そのため、図14に示すように、圧力損失の低い領域と高い領域とで係数が異なる2つの1次関数の関係となるように制御を行ってもよい。   Even if the coefficient of the 0th-order term is negative or positive, the motor will not start if it is small. Further, in a region where the pressure loss is low, it may be easier to make the air volume constant by correcting the coefficient of the 0th-order term to be larger than that of the region where the pressure loss is high. Therefore, as shown in FIG. 14, the control may be performed so that two linear functions have different coefficients between the low pressure loss region and the high pressure loss region.
図14は、図8に示すモータ電流指令生成部が圧力損失の高低領域に応じて生成するモータ電流指令とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図14では、低い圧力損失特性29bと高い圧力損失特性29cとが示されている。2つのモータ電流指令Im1*,Im2*は、互いに相似の関係で並行して、圧力損失の低い領域(圧力損失特性29bから左側の領域)と高い領域(圧力損失特性29bと圧力損失特性29cとの間の領域)とに跨って設定されるが、圧力損失特性29b上に変極点34a,34bがあり、圧力損失の低い領域と高い領域とで異なる傾きになっている。   FIG. 14 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor current command generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 8 according to the high and low pressure loss region and the motor rotation speed. In FIG. 14, a low pressure loss characteristic 29b and a high pressure loss characteristic 29c are shown. The two motor current commands Im1 * and Im2 * are parallel to each other in a similar relationship, and the low pressure loss region (the left region from the pressure loss property 29b) and the high region (the pressure loss property 29b and the pressure loss property 29c) However, there are inflection points 34a and 34b on the pressure loss characteristic 29b, and the slopes are different between the low pressure loss region and the high pressure loss region.
次に、風量の強弱を切り替えるようにした場合、図11、図12、図14に示した変極点30a、30b、31a、31b等を設けずに、モータが出せる限界の回転速度までモータ回転速度に対するモータ発生トルクの関係を1次の項が正の一次関数で制御すると出力限界では制御から外れた特性となっていずれの風量設定においても同じモータ回転速度−モータ発生トルク特性となり、圧力損失が高い場合には強と弱とが同じ回転数となり、故障と間違われるおそれがある。また、強を弱に切り替える目的に風量を下げる以外に騒音を小さくしたい場合もある。そのため、図11に示すように、モータ電流指令Im*を回転速度ωrの1次関数となるように制御する回転速度の上限を違える。そうすると、どのような圧力損失上にて使用されても、強弱の違いが明確になり上記のような問題が解決できる。   Next, when the intensity of the airflow is switched, the motor rotation speed up to the limit rotation speed that the motor can output without providing the inflection points 30a, 30b, 31a, 31b, etc. shown in FIGS. If the primary term is controlled by a positive linear function with respect to the motor generated torque, the output limit will result in a characteristic that is out of control, and the same motor rotation speed-motor generated torque characteristic will be obtained at any air volume setting, and the pressure loss will be If it is high, strong and weak have the same number of revolutions, which may be mistaken for failure. In addition, there is a case where it is desired to reduce the noise other than lowering the air volume for the purpose of switching the strength to weak. Therefore, as shown in FIG. 11, the upper limit of the rotational speed for controlling the motor current command Im * to be a linear function of the rotational speed ωr is different. Then, no matter what pressure loss is used, the difference in strength becomes clear and the above-mentioned problems can be solved.
以上のように、実施の形態7によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いれば、現在誘導モータが用いられている電気製品のモータを同期モータへ置き替えて、省エネ化を図ることが容易となり、また、換気送風機に応用した場合には静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を得ることが可能となる。   As described above, if the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor according to the seventh embodiment is used, it becomes easy to save energy by replacing the motor of the electric product in which the induction motor is currently used with the synchronous motor. In addition, when applied to a ventilation blower, it is possible to obtain a ventilation blower with less air flow fluctuation with respect to static pressure fluctuation.
実施の形態8.
この実施の形態8では、以上説明した各実施の形態によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの負荷状態を外部でモニタする構成例について説明する。
Embodiment 8 FIG.
In the eighth embodiment, a configuration example for externally monitoring the load state of the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor according to each of the embodiments described above will be described.
図1〜5、図8に示すように、モータ回転速度ωrと、モータ電流Imまたはモータ電流指令Im*とを外部出力してモニタできるように構成する。そうすると、モータ電流Imまたはモータ電流指令Im*は、モータ発生トルク(=負荷トルク)と比例関係にあるので、負荷状態を外部でモニタすることができる。例えば換気送風機に用いた場合に防塵フィルタの目詰まり等による圧力損失状態などを回転速度と負荷トルクとの関係から知ることができる。これによって、防塵フィルタの清掃を促すアラームを出力する等、誘導モータでは得にくい機能を容易に実現することができる。   As shown in FIGS. 1 to 5 and 8, the motor rotational speed ωr and the motor current Im or the motor current command Im * are externally output and can be monitored. Then, since the motor current Im or the motor current command Im * is proportional to the motor generation torque (= load torque), the load state can be monitored externally. For example, when used in a ventilation fan, the pressure loss state due to clogging of the dustproof filter or the like can be known from the relationship between the rotational speed and the load torque. As a result, it is possible to easily realize functions that are difficult to obtain with an induction motor, such as outputting an alarm prompting cleaning of the dust filter.
なお、以上説明した各実施の形態では、電源が交流電源の場合を例に示したが、直流電源の場合でも同様の効果が得られる。誘導モータでは、直接直流電源を入力できず、家庭内へ直流配線を普及させる妨げとなるが、本発明の実施の形態によるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータおよびそれを搭載した換気送風機を用いることで直流でも交流でも使うことができる。なお、直流配線だけなら整流回路2dは不要であるから削除してもよい。   In each of the embodiments described above, the case where the power source is an AC power source is shown as an example, but the same effect can be obtained even when the power source is a DC power source. In an induction motor, a direct-current power supply cannot be directly input, which hinders the spread of direct-current wiring in the home. However, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to an embodiment of the present invention and a ventilation fan equipped with the same are used. It can be used with either direct current or alternating current. Note that the rectifier circuit 2d is unnecessary if it is only a DC wiring, and may be deleted.
図8に示したノッチ切替スイッチ24とノッチ指令生成部23は、直流配線用のPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータでは、ノッチ切替スイッチ24の一端が直流配線の正極配線に接続され、ノッチ指令生成部23は、ノッチ切替スイッチ24の他端とPWMインバータ主回路3の負極母線との間に配置されることになる。   The notch changeover switch 24 and the notch command generation unit 23 shown in FIG. 8 are not connected to the positive electrode wiring of the DC wiring in the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor for DC wiring. The unit 23 is arranged between the other end of the notch changeover switch 24 and the negative electrode bus of the PWM inverter main circuit 3.
なお、図1、図2、図3、図4、図5、図8では、PWMインバータ主回路3を構成するスイッチング素子T1〜T6にIGBTを用いる場合を示したが、ワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイト(SiC)を使用したMOSFET(以下、「SiC−MOSFET」と記す。)も同様に用いることができる。   1, 2, 3, 4, 5, and 8, the case where the IGBT is used for the switching elements T <b> 1 to T <b> 6 that constitute the PWM inverter main circuit 3 is shown, but it is a wide gap semiconductor material. A MOSFET using silicon carbide (SiC) (hereinafter referred to as “SiC-MOSFET”) can also be used in the same manner.
PWMインバータ主回路3を構成するスイッチング素子T1〜T6にSiC−MOSFETを用いることにより、まず、式(1)のPWMインバータ主回路損失Pdを構成するスイッチング損失および導通損失の両方を小さくすることができるので、式(1)以降において係数として取り扱っているPWMインバータ効率ηのばらつきを小さくすることができる。また、式(2)および式(3)に用いている変調率Dおよび変調率指令D*間の誤差を減らすことができる。   By using SiC-MOSFETs for the switching elements T1 to T6 constituting the PWM inverter main circuit 3, first, both the switching loss and the conduction loss constituting the PWM inverter main circuit loss Pd of the equation (1) can be reduced. Therefore, it is possible to reduce the variation in the PWM inverter efficiency η that is handled as a coefficient in the equation (1) and thereafter. Further, the error between the modulation rate D and the modulation rate command D * used in the equations (2) and (3) can be reduced.
ここで、式(2)および式(3)に用いている変調率Dおよび変調率指令D*間の誤差について説明する。
PWMインバータ主回路3の上アームスイッチング素子(T1,T2,T3)と下アームスイッチング素子素子(T4,T5,T6)とがスイッチング動作の遅れにより同時に導通して正極および負極の直流母線間を短絡するのを防ぐために、ゲート駆動回路4にて上アームと下アームとの導通を切り替えるときに、両方同時にオフする期間が設けられている。この期間は、一般にデッドタイムTdと呼ばれているが、このデッドタイムTdの期間中のモータへの印加電圧V1は、変調率指令D*と無関係に、モータ電流がモータ巻線5cからPWMインバータ主回路3へ流入している期間は上アームの還流ダイオード(D1,D2,D3)が導通してモータ巻線5cには正極が印加される。逆に、モータ電流がPWMインバータ主回路3からモータ巻線5cへ流出している期間は下アームの還流ダイオード(D4,D5,D6)が導通してモータ巻線5cには負極が印加される。そのために、変調率指令D*と実際の変調率Dとの間に誤差が生ずる。したがって、式(2)で算出されるモータ電流Imと、式(3)で算出されるモータ電流フィードバックImfとの間に誤差が生じ、結果としてモータトルクの制御精度が悪くなる。この誤差を減らすには、スイッチング素子T1〜T6のスイッチング速度を早くしてデッドタイムTdを極力短くすればよい。つまり、スイッチング素子T1〜T6にSiC−MOSFETを用いることで、式(2)に用いている変調率Dの誤差を減らすことができる。
Here, an error between the modulation rate D and the modulation rate command D * used in the equations (2) and (3) will be described.
The upper arm switching elements (T1, T2, T3) and the lower arm switching element (T4, T5, T6) of the PWM inverter main circuit 3 are simultaneously turned on due to the delay of the switching operation, and the positive and negative DC buses are short-circuited. In order to prevent this, when the conduction between the upper arm and the lower arm is switched in the gate drive circuit 4, a period in which both are turned off simultaneously is provided. This period is generally referred to as dead time Td. The voltage V1 applied to the motor during this dead time Td is equal to the motor current from the motor winding 5c to the PWM inverter regardless of the modulation factor command D *. During the period of flowing into the main circuit 3, the upper arm free wheel diodes (D1, D2, D3) are turned on, and the positive electrode is applied to the motor winding 5c. Conversely, during the period in which the motor current flows from the PWM inverter main circuit 3 to the motor winding 5c, the lower arm freewheeling diodes (D4, D5, D6) conduct and the negative polarity is applied to the motor winding 5c. . For this reason, an error occurs between the modulation rate command D * and the actual modulation rate D. Therefore, an error occurs between the motor current Im calculated by the equation (2) and the motor current feedback Imf calculated by the equation (3), and as a result, the control accuracy of the motor torque is deteriorated. In order to reduce this error, the dead time Td may be shortened as much as possible by increasing the switching speed of the switching elements T1 to T6. That is, by using the SiC-MOSFET for the switching elements T1 to T6, the error of the modulation factor D used in the equation (2) can be reduced.
このように、PWMインバータ主回路3を構成するスイッチング素子T1〜T6にSiC−MOSFETを用いると、モータ電流算出の誤差要因であるPWMインバータ効率ηおよび変調率Dの誤差を少なくすることができるので、モータ電流Imや発生トルクおよび風量Qの制御精度を上げることができる。   As described above, when SiC-MOSFETs are used for the switching elements T1 to T6 constituting the PWM inverter main circuit 3, errors in the PWM inverter efficiency η and the modulation factor D, which are error factors in motor current calculation, can be reduced. In addition, the control accuracy of the motor current Im, the generated torque, and the air volume Q can be increased.
以上のように、本発明にかかるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータとして有用である。   As described above, the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor according to the present invention is useful as a small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor capable of controlling the motor generated torque with high accuracy.
また、本発明にかかる換気送風機の制御方法は、本発明にかかるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を実現する制御方法として有用である。   Moreover, the control method of the ventilation blower concerning this invention is useful as a control method which implement | achieves a ventilation blower with little airflow fluctuation | variation with respect to a static pressure fluctuation | variation using the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor concerning this invention.
1 交流電源
2 整流平滑回路
3 PWMインバータ主回路
4 ゲート駆動回路
5 永久磁石式同期モータ(同期モータ)
6 位置センサ
7 インバータ制御部
8 モータ電流制御部
9 モータ電流演算部
10 電圧決定部
11 直流母線平均電流検出回路
12 電流位相検出部
13 直流母線平均電流制御部
14 位相制御部
15 モータ速度演算部
16 誘起電圧位相演算部
17 平均電流指令演算部
18 速度制御部
19a,19b モータ電流指令生成部
20,20a,20b,20c,20d モータトルク制御部
23 ノッチ指令生成部
24 ノッチ切替スイッチ
25 電源スイッチ
26 PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータ
27 遠心式羽根車
28 ケーシング
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Rectification smoothing circuit 3 PWM inverter main circuit 4 Gate drive circuit 5 Permanent magnet type synchronous motor (synchronous motor)
6 Position Sensor 7 Inverter Control Unit 8 Motor Current Control Unit 9 Motor Current Calculation Unit 10 Voltage Determination Unit 11 DC Bus Average Current Detection Circuit 12 Current Phase Detection Unit 13 DC Bus Average Current Control Unit 14 Phase Control Unit 15 Motor Speed Calculation Unit 16 Induced voltage phase calculation unit 17 Average current command calculation unit 18 Speed control unit 19a, 19b Motor current command generation unit 20, 20a, 20b, 20c, 20d Motor torque control unit 23 Notch command generation unit 24 Notch switch 25 Power switch 26 PWM Inverter-driven permanent magnet synchronous motor 27 Centrifugal impeller 28 Casing

Claims (7)

  1. 永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するPWMインバータ主回路と、前記PWMインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、
    前記モータトルク制御部は、
    前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、
    前記PWMインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、
    前記平均電流を前記PWMインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、
    前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第1の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、
    前記PWMインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、
    前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第2の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、
    前記第1および第2の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記PWMインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、
    前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記PWMインバータ主回路を制御するインバータ制御部と
    を備え
    前記PWMインバータ主回路を構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体素材を使用したMOSFETである
    ことを特徴とするPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
    A permanent magnet type synchronous motor, a rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source into a DC power source, and a PWM for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source. A PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor comprising an inverter main circuit and a motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
    The motor torque control unit
    A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
    A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
    Dividing the average current by a value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and outputting a motor current feedback value obtained by multiplying by a coefficient;
    A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between a motor current command value that is a target value of a current that flows through the winding of the permanent magnet synchronous motor and the motor current feedback value, and a first command that eliminates the current deviation. A motor current control unit having a current control amplifier that calculates and outputs the voltage adjustment component of
    A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
    A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
    A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
    An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor ;
    Equipped with a,
    The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor, wherein the switching element constituting the PWM inverter main circuit is a MOSFET using a wide gap semiconductor material .
  2. 永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するPWMインバータ主回路と、前記PWMインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、
    前記モータトルク制御部は、
    前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、
    前記PWMインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、
    前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値に前記PWMインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値を乗算し、係数倍して求めた平均電流指令値を出力する平均電流指令演算部と、
    前記平均電流指令値と前記直流母線平均電流検出回路が検出した平均電流との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第1の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、
    前記PWMインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、
    前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第2の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、
    前記第1および第2の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記PWMインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、
    前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記PWMインバータ主回路を制御するインバータ制御部と
    を備え、
    前記PWMインバータ主回路を構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体素材を使用したMOSFETである
    ことを特徴とするPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータ。
    A permanent magnet type synchronous motor, a rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source into a DC power source, and a PWM for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source. A PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor comprising an inverter main circuit and a motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
    The motor torque control unit
    A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
    A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
    Multiply the motor current command value, which is the target value of the current flowing through the winding of the permanent magnet synchronous motor, by the value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and multiply the coefficient An average current command calculation unit that outputs the average current command value obtained by
    A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between the average current command value and the average current detected by the DC bus average current detection circuit, and a current that calculates and outputs a first voltage adjustment component that commands the current deviation to disappear. A motor current control unit having a control amplifier;
    A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
    A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
    A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
    An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor;
    With
    The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor, wherein the switching element constituting the PWM inverter main circuit is a MOSFET using a wide gap semiconductor material .
  3. 前記ワイドギャップ半導体素材はシリコンカーバイトであることを特徴とする請求項1又は2に記載のPWMインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 3. The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to claim 1, wherein the wide gap semiconductor material is silicon carbide.
  4. 遠心式羽根車を備え、PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータが搭載された換気送風機の制御方法であって、A control method for a ventilation fan equipped with a centrifugal impeller and equipped with a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor is
    永久磁石式同期モータと、A permanent magnet synchronous motor;
    交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するPWMインバータ主回路と、A rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source to a DC power source, a PWM inverter main circuit for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source,
    前記PWMインバータ主回路を制御するモータトルク制御部と、を備え、A motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
    前記モータトルク制御部は、The motor torque control unit
    前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
    前記PWMインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
    前記平均電流を前記PWMインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、Dividing the average current by a value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and outputting a motor current feedback value obtained by multiplying by a coefficient;
    前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第1の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between a motor current command value that is a target value of a current that flows through the winding of the permanent magnet synchronous motor and the motor current feedback value, and a first command that eliminates the current deviation. A motor current control unit having a current control amplifier that calculates and outputs the voltage adjustment component of
    前記PWMインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
    前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第2の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
    前記第1および第2の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記PWMインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
    前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記PWMインバータ主回路を制御するインバータ制御部と、An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor;
    前記モータ電流指令値を入力する手段として、前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流を指令するモータ電流指令値を生成するモータ電流指令生成部と、を備え、As a means for inputting the motor current command value, a motor current command generation unit for generating a motor current command value for commanding a motor current for obtaining a motor torque to be generated with respect to the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit, Prepared,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの前記モータ電流指令生成部が、モータ回転速度に対するモータ電流指令値を1次関数として変化するように生成し、The motor current command generation unit of the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor generates a motor current command value for the motor rotation speed so as to change as a linear function,
    圧力損失の低い領域と高い領域とで係数が異なる2つ以上の1次関数の関係となるように制御するControl to have a relationship of two or more linear functions with different coefficients in the low pressure loss region and high pressure region
    ことを特徴とする換気送風機の制御方法。A method for controlling a ventilation fan.
  5. 遠心式羽根車を備え、PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータが搭載された換気送風機の制御方法であって、A control method for a ventilation fan equipped with a centrifugal impeller and equipped with a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor is
    永久磁石式同期モータと、A permanent magnet synchronous motor;
    交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するPWMインバータ主回路と、A rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source to a DC power source, a PWM inverter main circuit for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source,
    前記PWMインバータ主回路を制御するモータトルク制御部と、を備え、A motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
    前記モータトルク制御部は、The motor torque control unit
    前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
    前記PWMインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
    前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値に前記PWMインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値を乗算し、係数倍して求めた平均電流指令値を出力する平均電流指令演算部と、Multiply the motor current command value, which is the target value of the current flowing through the winding of the permanent magnet synchronous motor, by the value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and multiply the coefficient An average current command calculation unit that outputs the average current command value obtained by
    前記平均電流指令値と前記直流母線平均電流検出回路が検出した平均電流との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第1の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between the average current command value and the average current detected by the DC bus average current detection circuit, and a current that calculates and outputs a first voltage adjustment component that commands the current deviation to disappear. A motor current control unit having a control amplifier;
    前記PWMインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
    前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第2の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
    前記第1および第2の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記PWMインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
    前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記PWMインバータ主回路を制御するインバータ制御部と、An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor;
    前記モータ電流指令値を入力する手段として、前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流を指令するモータ電流指令値を生成するモータ電流指令生成部と、を備え、As a means for inputting the motor current command value, a motor current command generation unit for generating a motor current command value for commanding a motor current for obtaining a motor torque to be generated with respect to the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit, Prepared,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの前記モータ電流指令生成部が、モータ回転速度に対するモータ電流指令値を1次関数として変化するように生成し、The motor current command generation unit of the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor generates a motor current command value for the motor rotation speed so as to change as a linear function,
    圧力損失の低い領域と高い領域とで係数が異なる2つ以上の1次関数の関係となるように制御するControl to have a relationship of two or more linear functions with different coefficients in the low pressure loss region and high pressure region
    ことを特徴とする換気送風機の制御方法。A method for controlling a ventilation fan.
  6. 遠心式羽根車を備え、PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータが搭載された換気送風機の制御方法であって、A control method for a ventilation fan equipped with a centrifugal impeller and equipped with a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor is
    永久磁石式同期モータと、A permanent magnet synchronous motor;
    交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するPWMインバータ主回路と、A rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source to a DC power source, a PWM inverter main circuit for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source,
    前記PWMインバータ主回路を制御するモータトルク制御部と、を備え、A motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
    前記モータトルク制御部は、The motor torque control unit
    前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
    前記PWMインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
    前記平均電流を前記PWMインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、Dividing the average current by a value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and outputting a motor current feedback value obtained by multiplying by a coefficient;
    前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第1の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between a motor current command value that is a target value of a current that flows through the winding of the permanent magnet synchronous motor and the motor current feedback value, and a first command that eliminates the current deviation. A motor current control unit having a current control amplifier that calculates and outputs the voltage adjustment component of
    前記PWMインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
    前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第2の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
    前記第1および第2の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記PWMインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
    前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記PWMインバータ主回路を制御するインバータ制御部と、An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor;
    前記モータ電流指令値を入力する手段として、前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流を指令するモータ電流指令値を生成するモータ電流指令生成部と、を備え、As a means for inputting the motor current command value, a motor current command generation unit for generating a motor current command value for commanding a motor current for obtaining a motor torque to be generated with respect to the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit, Prepared,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの前記モータ電流指令生成部が、モータ回転速度に対するモータ電流指令値を1次関数として変化するように生成し、The motor current command generation unit of the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor generates a motor current command value for the motor rotation speed so as to change as a linear function,
    前記モータ電流指令値またはモータ電流演算部の出力に対して前記モータ回転速度が所定値を超えたらアラームを出力するWhen the motor rotation speed exceeds a predetermined value with respect to the motor current command value or the output of the motor current calculation unit, an alarm is output.
    ことを特徴とする換気送風機の制御方法。A method for controlling a ventilation fan.
  7. 遠心式羽根車を備え、PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータが搭載された換気送風機の制御方法であって、A control method for a ventilation fan equipped with a centrifugal impeller and equipped with a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータは、The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor is
    永久磁石式同期モータと、A permanent magnet synchronous motor;
    交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するPWMインバータ主回路と、A rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source to a DC power source, a PWM inverter main circuit for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source,
    前記PWMインバータ主回路を制御するモータトルク制御部と、を備え、A motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
    前記モータトルク制御部は、The motor torque control unit
    前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
    前記PWMインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
    前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値に前記PWMインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値を乗算し、係数倍して求めた平均電流指令値を出力する平均電流指令演算部と、Multiply the motor current command value, which is the target value of the current flowing through the winding of the permanent magnet synchronous motor, by the value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and multiply the coefficient An average current command calculation unit that outputs the average current command value obtained by
    前記平均電流指令値と前記直流母線平均電流検出回路が検出した平均電流との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第1の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between the average current command value and the average current detected by the DC bus average current detection circuit, and a current that calculates and outputs a first voltage adjustment component that commands the current deviation to disappear. A motor current control unit having a control amplifier;
    前記PWMインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
    前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第2の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
    前記第1および第2の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記PWMインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
    前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記PWMインバータ主回路を制御するインバータ制御部と、An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor;
    前記モータ電流指令値を入力する手段として、前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流を指令するモータ電流指令値を生成するモータ電流指令生成部と、を備え、As a means for inputting the motor current command value, a motor current command generation unit for generating a motor current command value for commanding a motor current for obtaining a motor torque to be generated with respect to the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit, Prepared,
    前記PWMインバータ駆動永久磁石式同期モータの前記モータ電流指令生成部が、モータ回転速度に対するモータ電流指令値を1次関数として変化するように生成し、The motor current command generation unit of the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor generates a motor current command value for the motor rotation speed so as to change as a linear function,
    前記モータ電流指令値またはモータ電流演算部の出力に対して前記モータ回転速度が所定値を超えたらアラームを出力するWhen the motor rotation speed exceeds a predetermined value with respect to the motor current command value or the output of the motor current calculation unit, an alarm is output.
    ことを特徴とする換気送風機の制御方法。A method for controlling a ventilation fan.
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