JP5968758B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、発電デバイス（例えば、熱電発電デバイス）を備えた電力変換装置、特に、発電デバイスからの発電電力を最大発電電力に追従させる最大電力追従制御構成に関する。

発電デバイス（例えば、太陽電池素子、風力発電機、熱電発電素子など）により発電を行う発電システムにおいては、発電デバイスの発電効率を向上させるために、最大電力追従（ＭＰＰＴ：Maximum Power Point Trucking）制御を行うことが従来から知られている。

この最大電力追従制御としては、各種のものが提案されているが、一般的には山登り法（Hill Climbing Method）と呼ばれる手法による最大電力追従制御が多用されている（例えば、特許文献１の段落［０００６］〜［０００９］及び特許文献２の段落［０００５］〜［００１０］参照）。

図１２は、従来の「山登り法」による最大電力追従制御を説明するためのＰ−Ｖ特性を示すグラフである。

「山登り法」による最大電力追従制御では、図１２に示すように、発電デバイスから出力された発電電力Ｐと電圧Ｖとの相関関係を示すＰ−Ｖ特性αにおいて、環境変化（例えば、日射条件や風量等の天候の変化、熱電発電素子の高温側の温度変化など）で変動したＰ−Ｖ特性α２，α３の作動点Ｑ１（変動前のＰ−Ｖ特性α１における最大発電電力Ｐｍａｘ１が得られていた作動点）において電圧Ｖを微小に移動させて変動後の発電電力として最大発電電力Ｐｍａｘ２，Ｐｍａｘ３が得られる最適な動作点（最大電力動作点）Ｑ２，Ｑ３に常に追従しながら最大発電電力Ｐｍａｘを引き出す制御を行う。

特開平０９−０５６１８０号公報 特開２００４−２７２８０３号公報

しかしながら、このような「山登り法」による最大電力追従制御では、Ｐ−Ｖ特性において微小に移動させる各動作点において発電電力を演算する必要があり、演算アルゴリズムが複雑となり、ひいては制御構成が複雑化する。

また、「山登り法」による最大電力追従制御では、Ｐ−Ｖ特性の動作点において電圧Ｖを微小に移動させながら最適な動作点（最大電力動作点）が得られるまでに何度も発電電力を計測する必要があるため、最大発電電力が得られるまでに時間を要する。

そこで、本発明は、発電デバイスを備えた電力変換装置であって、簡単な制御構成とすることができ、しかも最大電力動作点を得るまでに要する時間の短縮化を実現させることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明者は、前記課題を解決するために、直流電圧源（或いは直流電流源）と内部抵抗（或いは内部コンダクタンス）とで等価的に構成することが可能な発電デバイスに着目し、この発電デバイスの出力端に負荷抵抗（或いは負荷コンダクタンス）が接続されたと仮定して、「最大電力伝送の定理」（所謂インピーダンス整合）を利用すれば、最大電力動作点を簡単に且つ迅速に得ることができることを見出し、本発明を完成した。ここで、「最大電力伝送の定理」とは、発電デバイスの内部抵抗の抵抗値（或いは内部コンダクタンスのコンダクタンス値）が負荷抵抗の抵抗値（或いは負荷コンダクタンスのコンダクタンス値）と等しいときに最大の発電電力が伝送される定理をいう。

さらに説明すると、発電デバイスから得られる発電電力を最大とするべく、前記発電デバイスの出力端に接続される電力変換装置によって前記発電デバイスの動作点を制御する場合において、前記発電デバイスを等価的に構成する内部抵抗の抵抗値を用いて、前記発電デバイスを等価的に構成する直流電圧源の電圧値を算出する式を導き出し、この式により算出した電圧値の１／２の値を前記電力変換装置の電圧目標値とすることにより、簡単に且つ迅速に最大電力追従制御を行うことができる。

同様に、発電デバイスから得られる発電電力を最大とするべく、前記発電デバイスの出力端に接続される電力変換装置によって前記発電デバイスの動作点を制御する場合において、前記発電デバイスを等価的に構成する内部コンダクタンスのコンダクタンス値を用いて、前記発電デバイスを等価的に構成する直流電流源の電流値を算出する式を導き出し、この式により算出した電流値の１／２の値を前記電力変換装置の電流目標値とすることにより、簡単に且つ迅速に最大電力追従制御を行うことができる。

なお、直流電圧源（或いは直流電流源）と内部抵抗（或いは内部コンダクタンス）とで等価的に構成することが可能な発電デバイスとしては、それには限定されないが、代表的には、ゼーベック効果を利用した熱電発電素子を挙げることができる。

本発明は、かかる知見に基づくものであり、次の第１態様及び第２態様の電力変換装置を提供する。

［１］第１態様の電力変換装置
発電デバイスを備えた電力変換装置であって、一の時刻である第１時刻における前記発電デバイスの出力端における第１電圧値Ｖ１及び前記発電デバイスからの第１電流値Ｉ１をそれぞれ計測し、かつ、他の時刻である第２時刻における前記発電デバイスの出力端における第２電圧値Ｖ２及び前記発電デバイスからの第２電流値Ｉ２をそれぞれ計測し、次の式（１）で求めた値を電圧目標値ＶＸ^*にして前記発電デバイスの出力端における電圧Ｖが前記電圧目標値ＶＸ^*になるように当該電力変換装置を動作させ、前記発電デバイスの出力端における前記電圧目標値ＶＸ ^* に当該電力変換装置の制御周期よりも長い予め定めた所定周期で周期的な変動分ΔＶを与え、前記変動分ΔＶが最大となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、前記変動分ΔＶが最小となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とすることを特徴とする電力変換装置。

ＶＸ^*＝（Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×Ｉ１）／２ …式（１）
なお、前記式（１）が導き出される過程については、後ほど図１を参照しながら詳しく説明する。

前記第１態様によれば、前記発電デバイスを等価的に構成する内部抵抗の抵抗値と等しい負荷抵抗の抵抗値となる電圧値として前記式（１）で求めた値を前記電圧目標値ＶＸ^*とすることができる。そして、前記発電デバイスの出力端における電圧Ｖを制御するにあたり、前記式（１）で求めた値を前記電圧目標値ＶＸ^*にして当該電力変換装置を動作させることにより、従来の「山登り法」による最大電力追従制御の如く、Ｐ−Ｖ特性の各動作点における発電電力の演算を行うことがなく、単純な演算式を用いることから、演算アルゴリズムを簡素化でき、これにより簡単な制御構成とすることが可能となる。しかも、従来の「山登り法」による最大電力追従制御の如く、最適な動作点（最大電力動作点）が得られるまでに何度も発電電力を計測する必要がなく、前回の計測値と今回の計測値とで最適な動作点（最大電力動作点）が得られることから、最大電力動作点を得るまでに要する時間の短縮化を実現させることが可能となる。
しかも、前記発電デバイスの出力端における前記電圧目標値ＶＸ ^* に当該電力変換装置の制御周期よりも長い予め定めた所定周期で周期的な変動分ΔＶを与え、前記変動分ΔＶが最大となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、前記変動分ΔＶが最小となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とするので、前記第１電圧値Ｖ１と前記第２電圧値Ｖ２との差の絶対値や前記第１電流値Ｉ１と前記第２電流値Ｉ２との差の絶対値を大きくすることができ、従って、当該電力変換装置が動作することによって生じ得るノイズなどの影響を抑制した状態で計測精度を向上させることができ、これにより、安定的にかつ精度よく最大電力動作点を求めることが可能となる。

前記第１態様において、当該電力変換装置の一制御周期内で、当該電力変換装置に含まれるスイッチをオフさせる直前を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチをオンさせる直前を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とする態様を例示できる。

この特定事項では、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチのオン、オフのスイッチング動作を用いて当該電力変換装置の制御周期以下といった比較的短い時間で前記第１電圧値及び前記第１電流値と前記第２電圧値及び前記第２電流値とを計測することができる。従って、当該電力変換装置の制御周期以下といった非常に短い時間で最大電力動作点を求めることが可能となり、前記発電デバイスの発電電力の変動に対する応答性に優れる。しかも、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチをオフさせる直前の時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチをオンさせる直前の時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とすることで、それだけ、前記第１電圧値及び前記第１電流値と前記第２電圧値及び前記第２電流値とを計測する計測精度を向上させることができる。

前記第１態様において、当該電力変換装置としては、例えば、降圧形（的）ＤＣ−ＤＣコンバータを挙げることができる。

［２］第２態様の電力変換装置
発電デバイスを備えた電力変換装置であって、一の時刻である第１時刻における前記発電デバイスの出力端における第１電圧値Ｖ１及び前記発電デバイスからの第１電流値Ｉ１をそれぞれ計測し、かつ、他の時刻である第２時刻における前記発電デバイスの出力端における第２電圧値Ｖ２及び前記発電デバイスからの第２電流値Ｉ２をそれぞれ計測し、次の式（２）で求めた値を電流目標値ＩＸ^*にして前記発電デバイスからの電流Ｉが前記電流目標値ＩＸ^*になるように当該電力変換装置を動作させ、前記発電デバイスからの前記電流目標値ＩＸ ^* に当該電力変換装置の制御周期よりも長い予め定めた所定周期で周期的な変動分ΔＩを与え、前記変動分ΔＩが最大となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、前記変動分ΔＩが最小となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とすることを特徴とする電力変換装置。

ＩＸ^*＝（Ｉ１−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×Ｖ１）／２ …式（２）
なお、前記式（２）が導き出される過程については、後ほど図２を参照しながら詳しく説明する。

前記第２態様によれば、前記発電デバイスを等価的に構成する内部コンダクタンスのコンダクタンス値と等しい負荷コンダクタンスのコンダクタンス値となる電流値として前記式（２）で求めた値を前記電流目標値ＩＸ^*とすることができる。そして、前記発電デバイスからの電流Ｉを制御するにあたり、前記式（２）で求めた値を前記電流目標値ＩＸ^*にして当該電力変換装置を動作させることにより、従来の「山登り法」による最大電力追従制御の如く、Ｐ−Ｖ特性の各動作点における発電電力の演算を行うことがなく、単純な演算式を用いることから、演算アルゴリズムを簡素化でき、これにより簡単な制御構成とすることが可能となる。しかも、従来の「山登り法」による最大電力追従制御の如く、最適な動作点（最大電力動作点）が得られるまでに何度も発電電力を計測する必要がなく、前回の計測値と今回の計測値とで最適な動作点（最大電力動作点）が得られることから、最大電力動作点を得るまでに要する時間の短縮化を実現させることが可能となる。
しかも、前記発電デバイスからの前記電流目標値ＩＸ ^* に当該電力変換装置の制御周期よりも長い予め定めた所定周期で周期的な変動分ΔＩを与え、前記変動分ΔＩが最大となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、前記変動分ΔＩが最小となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とするので、前記第１電圧値Ｖ１と前記第２電圧値Ｖ２との差の絶対値や前記第１電流値Ｉ１と前記第２電流値Ｉ２との差の絶対値を大きくすることができ、従って、当該電力変換装置が動作することによって生じ得るノイズなどの影響を抑制した状態で計測精度を向上させることができ、これにより、安定的にかつ精度よく最大電力動作点を求めることが可能となる。

前記第２態様において、当該電力変換装置の一制御周期内で、当該電力変換装置に含まれるスイッチをオフさせる直前を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチをオンさせる直前を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とする態様を例示できる。

この特定事項では、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチのオン、オフのスイッチング動作を用いて当該電力変換装置の制御周期以下といった比較的短い時間で前記第１電圧値及び前記第１電流値と前記第２電圧値及び前記第２電流値とを計測することができる。従って、当該電力変換装置の制御周期以下といった非常に短い時間で最大電力動作点を求めることが可能となり、前記発電デバイスの発電電力の変動に対する応答性に優れる。しかも、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチをオフさせる直前の時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチをオンさせる直前の時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とすることで、それだけ、前記第１電圧値及び前記第１電流値と前記第２電圧値及び前記第２電流値を計測する計測精度とを向上させることができる。

前記第２態様において、当該電力変換装置としては、例えば、昇圧形（的）ＤＣ−ＤＣコンバータを挙げることができる。

本発明によると、簡単な制御構成とすることができ、しかも最大電力動作点を得るまでに必要な時間の短縮化を実現させることが可能となる。

発電デバイスを直流電圧源と内部抵抗とで等価的に構成した等価回路において、発電デバイスの出力端に負荷抵抗が接続された状態を示す回路図であって、（ａ）は、発電デバイスに第１負荷抵抗が接続されている状態を示す図であり、（ｂ）は、発電デバイスに第２負荷抵抗が接続されている状態を示す図である。 発電デバイスを直流電流源と内部コンダクタンスとで等価的に構成した等価回路において、発電デバイスの出力端に負荷コンダクタンスが接続された状態を示す回路図であって、（ａ）は、発電デバイスに第１負荷コンダクタンスが接続されている状態を示す図であり、（ｂ）は、発電デバイスに第２負荷コンダクタンスが接続されている状態を示す図である。 本実施の形態に係る最大電力追従制御構成を備えた制御装置により発電電力を制御する発電システムの概略構成を示すシステムブロック図であって、制御装置からの電圧目標値により電力変換装置を動作させる回路構成の一例を示す図である。 本実施の形態に係る最大電力追従制御構成を備えた制御装置により発電電力を制御する発電システムの概略構成を示すシステムブロック図であって、制御装置からの電流目標値により電力変換装置を動作させる回路構成の一例を示す図である。 記憶部において第１電圧値及び第１電流値並びに第２電圧値及び第２電流値が格納される格納テーブルのデータ構造を示す模式図である。 第１電圧値及び第１電流値並びに第２電圧値及び第２電流値を計測するタイミングを説明するためのグラフであって、（ａ）は、電力変換装置に含まれるスイッチのスイッチドライブ信号及びサンプリング信号の時間的変化を示すグラフであり、（ｂ）は、発電デバイスの出力端における電圧の時間的変化を示すグラフであり、（ｃ）は、発電デバイスからの電流の時間的変化を示すグラフである。 図３及び図４に示す制御装置による最大電力追従制御の一制御例を示すフローチャートである。 第１電圧値及び第１電流値並びに第２電圧値及び第２電流値の計測精度の向上に寄与する制御構成を説明するためのグラフであって、（ａ）は、電圧目標値及び発電デバイスの出力端における電圧の時間的変化を示すグラフであり、（ｂ）は、電流目標値及び発電デバイスからの電流の時間的変化を示すグラフである。 発電デバイスからの電流を制御する最大電力追従制御構成に対するシミュレーションに用いた回路図である。 発電デバイスからの電流を制御する最大電力追従制御構成に対するシミュレーション結果を示すグラフであって、（ａ）は、直流電流源の出力端における直流電圧の電圧値の時間的変化を示すグラフであり、（ｂ）は、式（２）を用いて算出された電流目標値及び発電デバイスからの電流の時間的変化を示すグラフであり、（ｃ）は、発電デバイスの出力端における電圧Ｖの時間的変化を示すグラフであり、（ｄ）は、発電デバイスからの電流と発電デバイスの出力端における電圧とを掛け合わせた発電電力の時間的変化を示すグラフであり、（ｅ）は、発電電力から理想電力を差し引いて理想電力で割った追従誤差率を示すグラフである。 内部コンダクタンスのコンダクタンス値を変化させたシミュレーション結果を示すグラフであって、（ａ）は、内部コンダクタンスのコンダクタンス値の時間的変化を示すグラフであり、（ｂ）は、式（２）を用いて算出された電流目標値及び発電デバイスからの電流の時間的変化を示すグラフであり、（ｃ）は、発電電力から理想電力を差し引いて理想電力で割った追従誤差率を示すグラフである。 従来の「山登り法」による最大電力追従制御を説明するためのＰ−Ｖ特性を示すグラフである。

以下、本発明に係る実施の形態について図面を参照しながら説明する。

−発電デバイスの等価回路１−
図１は、発電デバイス１０を直流電圧源１１ａと内部抵抗１２ａとで等価的に構成した等価回路において、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに負荷抵抗２１，２２が接続された状態を示す回路図である。図１（ａ）は、発電デバイス１０に第１負荷抵抗２１が接続されている状態を示しており、図１（ｂ）は、発電デバイス１０に第２負荷抵抗２２が接続されている状態を示している。

図１に示す回路構成においては、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに負荷抵抗２１，２２が接続されたと仮定して、「最大電力伝送の定理」（すなわち発電デバイス１０（ここでは熱電発電素子）の内部抵抗１２ａの抵抗値ｒＧが負荷抵抗２１，２２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２と等しいときに発電デバイス１０の発電電力が最大発電電力となること）を利用すれば、最大電力動作点を簡単に且つ迅速に得ることができる。

つまり、発電デバイス１０から得られる発電電力を最大とするべく、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに接続される電力変換装置（例えば、後述する図３に示す降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置４０ａ（電力変換器））によって発電デバイス１０の動作点を制御する場合において、発電デバイス１０を等価的に構成する内部抵抗１２ａの抵抗値ｒＧを用いて、発電デバイス１０を等価的に構成する直流電圧源１１ａの直流電圧の電圧値ＶＧを算出する式を導き出す。

すなわち、発電デバイス１０の等価回路において第１負荷抵抗２１が接続されている状態（図１（ａ）参照）での発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧（直流電圧）をＶ１とし、発電デバイス１０からの電流（直流電流）をＩ１とし、発電デバイス１０の等価回路において第２負荷抵抗２２が接続されている状態（図１（ｂ）参照）での発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧（直流電圧）をＶ２とし、発電デバイス１０からの電流（直流電流）をＩ２とすると、
直流電圧源１１ａの電圧値ＶＧは、次の式（３）及び式（４）となる。

ＶＧ＝Ｉ１×ｒＧ＋Ｖ１ …式（３）
ＶＧ＝Ｉ２×ｒＧ＋Ｖ２ …式（４）
式（３）と式（４）とは等しいことから、
Ｉ１×ｒＧ＋Ｖ１＝Ｉ２×ｒＧ＋Ｖ２
となり、
右辺のＩ２×ｒＧを左辺に移行させ、左辺のＶ１を右辺に移行させて整理すると、
ｒＧ×（Ｉ１−Ｉ２）＝Ｖ２−Ｖ１
となり、
両辺を（Ｉ１−Ｉ２）で割ると、
ｒＧ＝（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｉ１−Ｉ２） …式（５）
となる。

次に、式（５）を式（３）に代入すると、
ＶＧ＝Ｉ１×（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｉ１−Ｉ２）＋Ｖ１ …式（６）
となり、
また、式（５）を式（４）に代入すると、
ＶＧ＝Ｉ２×（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｉ１−Ｉ２）＋Ｖ２ …式（７）
となる。

ここで、式（６）と式（７）とのうち何れを採用しても、同じ結果が得られることから、式（６）と式（７）とのうち何れを採用してもよい。よって、式（６）を採用して変形すると、
ＶＧ＝Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×Ｉ１ …式（８）
となる。

そして、内部抵抗１２ａの抵抗値ｒＧが負荷抵抗２１，２２の抵抗値Ｒ１，Ｒ２と等しいときに発電デバイス１０の発電電力が最大発電電力となることから、最大発電電力となる発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖは、式（８）により算出した直流電圧源１１ａの電圧値ＶＧの１／２（＝Ｒ１／（ｒＧ＋Ｒ１）又はＲ２／（ｒＧ＋Ｒ２）、但しｒＧ＝Ｒ１＝Ｒ２）の値のときである。

よって、式（８）により算出した直流電圧源１１ａの電圧値ＶＧの１／２の値を電力変換装置の電圧目標値ＶＸ^*（式（１）参照）とすることにより、簡単に且つ迅速に最大電力追従制御を行うことができる。

ＶＸ^*＝（Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×Ｉ１）／２ …式（１）
なお、式（６）と式（７）とは同じ結果が得られることから、式（６）及び式（７）の平均を取った値も同じ結果になる。よって、式（６）及び式（７）の平均を取った値を直流電圧源１１ａの電圧値ＶＧとし、
ＶＧ＝｛（Ｉ１＋Ｉ２）×（Ｖ２−Ｖ１）／（Ｉ１−Ｉ２）＋（Ｖ１＋Ｖ２）｝／２
これを変形すると、
ＶＧ＝｛（Ｖ１＋Ｖ２）−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×（Ｉ１＋Ｉ２）｝／２ …式（９）
こうして得られた式（９）により算出した直流電圧源１１ａの電圧値ＶＧの１／２の値を電力変換装置の電圧目標値ＶＸ^*（式（１０）参照）とすることにより、簡単に且つ迅速に最大電力追従制御を行うようにしてもよい。

ＶＸ^*＝｛（Ｖ１＋Ｖ２）−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×（Ｉ１＋Ｉ２）｝／４ …式（１０）
つまり、式（１０）の演算式と式（１）の演算式とは概念的に等価であり、式（１０）の演算式は、式（１）の演算式の均等範囲に属する。

−発電デバイスの等価回路２−
図２は、発電デバイス１０を直流電流源１１ｂと内部コンダクタンス１２ｂとで等価的に構成した等価回路において、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに負荷コンダクタンス３１，３２が接続された状態を示す回路図である。図２（ａ）は、発電デバイス１０に第１負荷コンダクタンス３１が接続されている状態を示しており、図２（ｂ）は、発電デバイス１０に第２負荷コンダクタンス３２が接続されている状態を示している。

図２に示す回路構成においては、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに負荷コンダクタンス３１，３２が接続されたと仮定して、「最大電力伝送の定理」（すなわち発電デバイス１０（ここでは熱電発電素子）の内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧが負荷コンダクタンス３１，３２のコンダクタンス値Ｇ１，Ｇ２と等しいときに発電デバイス１０の発電電力が最大発電電力となること）を利用すれば、最大電力動作点を簡単に且つ迅速に得ることができる。

つまり、発電デバイス１０から得られる発電電力を最大とするべく、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに接続される電力変換装置（例えば、後述する図４に示す昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置４０ｂ（電力変換器））によって発電デバイス１０の動作点を制御する場合において、発電デバイス１０を等価的に構成する内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧを用いて、発電デバイス１０を等価的に構成する直流電流源１１ｂの直流電流の電流値ＩＧを算出する式を導き出す。

すなわち、発電デバイス１０の等価回路において第１負荷コンダクタンス３１が接続されている状態（図２（ａ）参照）での発電デバイス１０からの電流（直流電流）をＩ１とし、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧（直流電圧）をＶ１とし、発電デバイス１０の等価回路において第２負荷コンダクタンス３２が接続されている状態（図２（ｂ）参照）での発電デバイス１０からの電流（直流電流）をＩ２とし、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧（直流電圧）をＶ２とすると、
直流電流源１１ｂの電流値ＩＧは、次の式（１１）及び式（１２）となる。

ＩＧ＝Ｖ１×ｇＧ＋Ｉ１ …式（１１）
ＩＧ＝Ｖ２×ｇＧ＋Ｉ２ …式（１２）
式（１１）と式（１２）とは等しいことから、
Ｖ１×ｇＧ＋Ｉ１＝Ｖ２×ｇＧ＋Ｉ２
となり、
右辺のＶ２×ｇＧを左辺に移行させ、左辺のＩ１を右辺に移行させて整理すると、
ｇＧ×（Ｖ１−Ｖ２）＝Ｉ２−Ｉ１
となり、
両辺を（Ｖ１−Ｖ２）で割ると、
ｇＧ＝（Ｉ２−Ｉ１）／（Ｖ１−Ｖ２） …式（１３）
となる。

次に、式（１３）を式（１１）に代入すると、
ＩＧ＝Ｖ１×（Ｉ２−Ｉ１）／（Ｖ１−Ｖ２）＋Ｉ１ …式（１４）
となり、
また、式（１３）を式（１２）に代入すると、
ＩＧ＝Ｖ２×（Ｉ２−Ｉ１）／（Ｖ１−Ｖ２）＋Ｉ２ …式（１５）
となる。

ここで、式（１４）と式（１５）とのうち何れを採用しても、同じ結果が得られることから、式（１４）と式（１５）とのうち何れを採用してもよい。よって、式（１４）を採用して変形すると、
ＩＧ＝Ｉ１−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×Ｖ１ …式（１６）
となる。

そして、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧが負荷コンダクタンス３１，３２のコンダクタンス値Ｇ１，Ｇ２と等しいときに発電デバイス１０の発電電力が最大発電電力となることから、最大発電電力となる発電デバイス１０からの電流Ｉは、式（１６）により算出した直流電流源１１ｂの電流値ＩＧの１／２（＝Ｇ１／（ｇＧ＋Ｇ１）又はＧ２／（ｇＧ＋Ｇ２）、但しｇＧ＝Ｇ１＝Ｇ２）の値のときである。

よって、式（１６）により算出した直流電流源１１ｂの電流値ＩＧの１／２の値を電力変換装置の電流目標値ＩＸ^*（式（２）参照）とすることにより、簡単に且つ迅速に最大電力追従制御を行うことができる。

ＩＸ^*＝（Ｉ１−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×Ｖ１）／２ …式（２）
なお、式（１４）と式（１５）とは同じ結果が得られることから、式（１４）及び式（１５）の平均を取った値も同じ結果になる。よって、式（１４）及び式（１５）の平均を取った値を直流電流源１１ｂの電流値ＩＧとし、
ＩＧ＝｛（Ｖ１＋Ｖ２）×（Ｉ２−Ｉ１）／（Ｖ１−Ｖ２）＋（Ｉ１＋Ｉ２）｝／２
これを変形すると、
ＩＧ＝｛（Ｉ１＋Ｉ２）−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×（Ｖ１＋Ｖ２）｝／２ …式（１７）
こうして得られた式（１７）により算出した直流電流源１１ｂの電流値ＩＧの１／２の値を電力変換装置の電流目標値ＩＸ^*（式（１８）参照）とすることにより、簡単に且つ迅速に最大電力追従制御を行うようにしてもよい。

ＩＸ^*＝｛（Ｉ１＋Ｉ２）−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×（Ｖ１＋Ｖ２）｝／４ …式（１８）
つまり、式（１８）の演算式と式（２）との演算式は概念的に等価であり、式（１８）の演算式は、式（２）の演算式の均等範囲に属する。

−最大電力追従制御構成を備えた制御装置について−
次に、本実施の形態に係る最大電力追従制御構成を備えた制御装置１００ａ，１００ｂについて以下に説明する。

図３及び図４は、本実施の形態に係る最大電力追従制御構成を備えた制御装置１００ａ，１００ｂにより発電電力を制御する発電システム２００ａ，２００ｂの概略構成を示すシステムブロック図である。図３は、制御装置１００ａからの電圧目標値ＶＸ^*により電力変換装置４０ａを動作させる回路構成の一例を示しており、図４は、制御装置１００ｂからの電流目標値ＩＸ^*により電力変換装置４０ｂを動作させる回路構成の一例を示している。なお、図３及び図４において、実質的に同じ構成要素には同じ参照符号を付している。

図３及び図４に示す発電システム２００ａ，２００ｂは、発電デバイス１０，１０と、電力変換装置４０ａ，４０ｂと、電圧計測装置５０，５０と、電流計測装置６０，６０と、制御装置１００ａ，１００ｂとを備えている。

発電システム２００ａ，２００ｂにおいて、発電デバイス１０は、出力端１０ａ，１０ｂが電力変換装置４０ａ，４０ｂの入力端４１，４２に接続されている。電圧計測装置５０は、入力端５１，５２が発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに接続され、かつ、出力端５３が制御装置１００ａ，１００ｂの入力系に接続されている。これにより、電圧計測装置５０は、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖの電圧値Ｖ１，Ｖ２を制御装置１００ａ，１００ｂに送ることができる。電流計測装置６０は、一方の入力端６１が発電デバイス１０の一方の出力端１０ａに、他方の入力端６２が電力変換装置４０ａ，４０ｂの一方の入力端４１に接続され、かつ、信号出力端６３が制御装置１００ａ，１００ｂの入力系に接続されている。これにより、電流計測装置６０は、発電デバイス１０からの電流Ｉの電流値Ｉ１，Ｉ２を制御装置１００ａ，１００ｂに送ることができる。また、制御装置１００ａ，１００ｂは、出力系が電力変換装置４０ａ，４０ｂの信号入力端４５に接続されている。これにより、制御装置１００ａ，１００ｂは、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂの電圧Ｖを電圧目標値ＶＸ^*にする制御信号（ＰＷＭ信号）、及び、発電デバイス１０からの電流Ｉを電流目標値ＩＸ^*にする制御信号（ＰＷＭ信号）をそれぞれ電力変換装置４０ａ，４０ｂに送ることができる。そして、電力変換装置４０ａ，４０ｂは、出力端４３，４４が負荷７０に接続される。ここでは、負荷７０は、バッテリー等の蓄電手段とすることができる。

電力変換装置４０ａ，４０ｂは、スイッチング素子であるスイッチＳＷと、インダクタＬと、ダイオードＤと、キャパシタＣとを備えている。

図３に示す電力変換装置４０ａは、ここでは、降圧形のＤＣ−ＤＣコンバータとされており、スイッチＳＷの一方の端子が一方の入力端４１に接続され、スイッチＳＷの他方の端子がインダクタＬの一端に接続され、インダクタＬの他端が一方の出力端４３に接続されている。さらに、電力変換装置４０ａは、ダイオードＤのカソード側がスイッチＳＷとインダクタＬとを接続する接続ラインに接続され、ダイオードＤのアノード側が他方の入力端４２と他方の出力端４４とを接続する接続ラインに接続され、キャパシタＣが入力端４１と入力端４２の間に接続されている。また、電力変換装置４０ａは、スイッチＳＷの信号入力側が信号入力端４５に接続されている。

また、図４に示す電力変換装置４０ｂは、ここでは、昇圧形のＤＣ−ＤＣコンバータとされており、インダクタＬの一端が一方の入力端４１に接続され、インダクタＬの他端がダイオードＤのアノード側に接続され、ダイオードＤのカソード側が一方の出力端４３に接続されている。さらに、電力変換装置４０ｂは、スイッチＳＷの一方の端子がインダクタＬとダイオードＤとを接続する接続ラインに接続され、スイッチＳＷの他方の端子が他方の入力端４２と他方の出力端４４とを接続する接続ラインに接続され、キャパシタＣが出力端４３と出力端４４の間に接続されている。なお、負荷７０にキャパシタ要素が含まれる場合には前記キャパシタを省略してもよい。また、電力変換装置４０ｂは、スイッチＳＷの信号入力側が信号入力端４５に接続されている。

制御装置１００ａ，１００ｂは、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の処理部１０１，１０１と、記憶部１０２，１０２とを備えている。記憶部１０２は、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）等の記憶装置を含み、各種制御プログラムや後述する演算式及び格納テーブルを記憶するようになっている。

図３に示す制御装置１００ａは、発電デバイス１０から得られる発電電力を最大とするべく、処理部１０１によって、制御プログラムを記憶部１０２から読み出し、読み出した制御プログラムを実行することで、電圧目標値ＶＸ^*を演算し、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂの電圧Ｖが電圧目標値ＶＸ^*になるように、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに接続される電力変換装置４０ａをパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）によって作動制御し、出力電圧Ｖｄと出力電流Ｉｄとの積である出力電力を負荷７０に供給する構成とされている。

詳しくは、制御装置１００ａは、一の時刻である第１時刻Ｔ１における発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける第１電圧値Ｖ１及び発電デバイス１０からの第１電流値Ｉ１をそれぞれ計測し、かつ、他の時刻である第２時刻Ｔ２における発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける第２電圧値Ｖ２及び発電デバイス１０からの第２電流値Ｉ２をそれぞれ計測する計測手段Ｍ１ａと、計測手段Ｍ１ａにて計測した第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を次の式（１）又は式（１０）に代入して電圧目標値ＶＸ^*を演算する演算手段Ｍ２ａと、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖを制御するにあたり、電圧Ｖが演算手段Ｍ２ａにて演算した電圧目標値ＶＸ^*になるように電力変換装置４０ａを動作させる動作手段Ｍ３ａとを備えている。ここで、式（１）又は式（１０）の演算式は、記憶部１０２に予め記憶されている。

ＶＸ^*＝（Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×Ｉ１）／２ …式（１）
ＶＸ^*＝｛（Ｖ１＋Ｖ２）−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×（Ｉ１＋Ｉ２）｝／４ …式（１０）
かかる構成を備えた制御装置１００ａでは、発電デバイス１０から出力された発電電力Ｐと電圧Ｖとの相関関係を示すＰ−Ｖ特性の動作点を最適な動作点（最大電力動作点）にすることができる。なお、上記では電力変換装置（電力変換器）として降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを適用しているが、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖを目標値に制御できる電力変換装置（電力変換器）であれば特に構成は限定されるものではない。

また、図４に示す制御装置１００ｂは、発電デバイス１０から得られる発電電力を最大とするべく、処理部１０１によって、制御プログラムを記憶部１０２から読み出し、読み出した制御プログラムを実行することで、電流目標値ＩＸ^*を演算し、発電デバイス１０からの電流Ｉが電流目標値ＩＸ^*になるように、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂに接続される電力変換装置４０ｂをパルス幅変調（ＰＷＭ）によって作動制御し、出力電流Ｉｄと出力電圧Ｖｄとの積である出力電力を負荷７０に供給する構成とされている。

詳しくは、制御装置１００ｂは、一の時刻である第１時刻Ｔ１における発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける第１電圧値Ｖ１及び発電デバイス１０からの第１電流値Ｉ１をそれぞれ計測し、かつ、他の時刻である第２時刻Ｔ２における発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける第２電圧値Ｖ２及び発電デバイス１０からの第２電流値Ｉ２をそれぞれ計測する計測手段Ｍ１ｂと、計測手段Ｍ１ｂにて計測した第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を次の式（２）又は式（１８）に代入して電流目標値ＩＸ^*を演算する演算手段Ｍ２ｂと、発電デバイス１０からの電流Ｉを制御するにあたり、電流Ｉが演算手段Ｍ２ｂにて演算した電流目標値ＩＸ^*になるように電力変換装置４０ｂを動作させる動作手段Ｍ３ｂとを備えている。ここで、式（２）又は式（１８）の演算式は、記憶部１０２に予め記憶されている。

ＩＸ^*＝（Ｉ１−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×Ｖ１）／２ …式（２）
ＩＸ^*＝｛（Ｉ１＋Ｉ２）−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×（Ｖ１＋Ｖ２）｝／４ …式（１８）
かかる構成を備えた制御装置１００ｂでは、発電デバイス１０から出力された発電電力Ｐと電圧Ｖとの相関関係を示すＰ−Ｖ特性の動作点を最適な動作点（最大電力動作点）にすることができる。なお、上記では電力変換装置（電力変換器）として昇圧形ＤＣ−ＤＣコンバータを適用しているが、発電デバイス１０からの電流Ｉを目標値に制御できる電力変換装置（電力変換器）であれば特に構成は限定されるものではない。

本実施の形態では、制御装置１００ａ，１００ｂにおける計測手段Ｍ１ａ，Ｍ１ｂは、第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２において発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける第１電圧値Ｖ１及び第２電圧値Ｖ２を電圧計測装置５０にて計測し、電圧計測装置５０にて計測した第１電圧値Ｖ１及び第２電圧値Ｖ２を記憶部１０２に格納する。また、制御装置１００ａ，１００ｂにおける計測手段Ｍ１ａ，Ｍ１ｂは、第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２において発電デバイス１０からの第１電流値Ｉ１及び第２電流値Ｉ２を電流計測装置６０にて計測し、電流計測装置６０にて計測した第１電流値Ｉ１及び第２電流値Ｉ２を記憶部１０２に格納する。

詳しくは、制御装置１００ａ，１００ｂは、第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を予め定めた所定のタイミング毎に連続的に記憶部１０２に格納し、第１時刻Ｔ１（前回）の計測値及び第２時刻Ｔ２（今回）の計測値を所定のタイミング毎に常に更新する。

図５は、記憶部１０２において第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２が格納される格納テーブルＴＬのデータ構造を示す模式図である。

図５に示すように、記憶部１０２には、格納テーブルＴＬが設けられている。格納テーブルＴＬには、第１時刻Ｔ１での第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１を格納する第１格納テーブルＴＬ１と、第２時刻Ｔ２での第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を格納する第２格納テーブルＴＬ２とが設けられている。

具体的には、制御装置１００ａ，１００ｂは、第１時刻Ｔ１に第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１を計測して第１時刻Ｔ１の第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１を第１格納テーブルＴＬ１に格納する。次に、制御装置１００ａ，１００ｂは、第２時刻Ｔ２に第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を計測して第２時刻Ｔ２の第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を第２格納テーブルＴＬ２に格納して演算手段Ｍ２ａ，Ｍ２ｂ及び動作手段Ｍ３ａ，Ｍ３ｂの実行後に、第２格納テーブルＴＬ２における第２時刻Ｔ２の第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を第１時刻Ｔ１の第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１として第１格納テーブルＴＬ１に格納し、これらの動作を繰り返す。

そして、図３に示す制御装置１００ａでは、演算手段Ｍ２ａは、第１格納テーブルＴＬ１に格納した第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２格納テーブルＴＬ２に格納した第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を読み出して式（１）又は式（１０）に代入することで電圧目標値ＶＸ^*を算出する構成とされている。動作手段Ｍ３ａは、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂの電圧Ｖが演算手段Ｍ２ａにて算出した電圧目標値ＶＸ^*になるように電力変換装置４０ａにおけるスイッチＳＷのスイッチング制御を行うように構成されている。

また、図４に示す制御装置１００ｂでは、演算手段Ｍ２ｂは、第１格納テーブルＴＬ１に格納した第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２格納テーブルＴＬ２に格納した第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を読み出して式（２）又は式（１８）に代入することで電流目標値ＩＸ^*を算出する構成とされている。動作手段Ｍ３ｂは、発電デバイス１０からの電流Ｉが演算手段Ｍ２ｂにて算出した電流目標値ＩＸ^*になるように電力変換装置４０ｂにおけるスイッチＳＷのスイッチング制御を行うように構成されている。

ところで、発電デバイス１０の発電電力の変動に即応するためには、第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１の計測タイミングと、第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２の計測タイミングとの間の時間をできるだけ小さくする必要がある。かかる観点から、第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１の計測と第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２の計測とを電力変換装置４０ａ，４０ｂの一制御周期τａ内で行うことが好ましい。この点に関し、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷを電圧Ｖ及び電流Ｉが最小又は最大となるように作動させるタイミングで第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１の計測並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を計測すれば、式（１）又は式（１０）或いは式（２）又は式（１８）に含まれる第１電圧値Ｖ１と第２電圧値Ｖ２との差の絶対値（｜Ｖ１−Ｖ２｜）や第１電流値Ｉ１と第２電流値Ｉ２との差の絶対値（｜Ｉ１−Ｉ２｜）が最も大きくなり、計測精度が向上する。一方、電力変換装置４０ａ，４０ｂは、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷが作動（オン、オフ）するタイミングでは、スイッチＳＷが作動する際にノイズが発生しやすいため、このタイミング又はその直後で第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を計測すると、計測精度が悪化する。

そこで、本実施の形態において、計測手段Ｍ１ａは、電力変換装置４０ａの一制御周期τａ内で、電力変換装置４０ａに含まれるスイッチＳＷをオフさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、電力変換装置４０ａに含まれるスイッチＳＷをオンさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とする。詳しくは、計測手段Ｍ１ａは、一制御周期τａ内で、電力変換装置４０ａに含まれるスイッチＳＷをオフさせて発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖが最小となる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、電力変換装置４０ａに含まれるスイッチＳＷをオンさせて発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖが最大となる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とする。

また、計測手段Ｍ１ｂは、電力変換装置４０ｂの一制御周期τａ内で、電力変換装置４０ｂに含まれるスイッチＳＷをオフさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、電力変換装置４０ｂに含まれるスイッチＳＷをオンさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とする。詳しくは、計測手段Ｍ１ｂは、一制御周期τａ内で、電力変換装置４０ｂに含まれるスイッチＳＷをオフさせて発電デバイス１０からの電流Ｉが最大となる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、電力変換装置４０ｂに含まれるスイッチＳＷをオンさせて発電デバイス１０からの電流Ｉが最小となる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とする。

図６は、第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を計測するタイミングを説明するためのグラフである。図６（ａ）は、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷのスイッチドライブ信号Ｓａ及びサンプリング信号Ｓｂの時間的変化を示しており、図６（ｂ）は、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖの時間的変化を示しており、図６（ｃ）は、発電デバイス１０からの電流Ｉの時間的変化を示している。

図６に示すように、計測手段Ｍ１ａ，Ｍ１ｂは、サンプリング信号Ｓｂの立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングとで発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（図６（ｂ）参照）の電圧値Ｖ１，Ｖ２と発電デバイス１０からの電流Ｉ（図６（ｃ）参照）の電流値Ｉ１，Ｉ２とを計測する。

そして、図６に示す例では、計測手段Ｍ１ａ，Ｍ１ｂは、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷのスイッチドライブ信号Ｓａがオフするタイミングｔｏｆｆの直前であって、タイミングｔｏｆｆよりも予め定めた所定時間δｔｏｆｆ（図６（ａ）参照）だけ早いタイミングの発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（図６（ｂ）参照）の第１電圧値Ｖ１（又は第２電圧値Ｖ２）と発電デバイス１０からの電流Ｉ（図６（ｃ）参照）の第１電流値Ｉ１（又は第２電流値Ｉ２）とをサンプリング信号Ｓｂの立ち上がりタイミング（図６（ａ）参照）で計測する構成とされている。

すなわち、サンプリング信号Ｓｂの立ち上がりタイミングは、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷのスイッチドライブ信号Ｓａがオフするタイミングｔｏｆｆの直前の時刻とされている。これにより、第１電圧値Ｖ１（又は第２電圧値Ｖ２）（図６（ｂ）参照）を計測する第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）を発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖが下降から上昇へと切り替わる頂点の直前とし、第１電流値Ｉ１（又は第２電流値Ｉ２）（図６（ｃ）参照）を計測する第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）を発電デバイス１０からの電流Ｉが上昇から下降へと切り替わる頂点の直前とすることができる。

また、図６に示す例では、計測手段Ｍ１ａ，Ｍ１ｂは、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷのスイッチドライブ信号Ｓａがオンするタイミングｔｏｎの直前であって、タイミングｔｏｎよりも予め定めた所定時間δｔｏｎ（図６（ａ）参照）だけ早いタイミングの発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（図６（ｂ）参照）の第２電圧値Ｖ２（又は第１電圧値Ｖ１）と発電デバイス１０からの電流Ｉ（図６（ｃ）参照）の第２電流値Ｉ２（又は第１電流値Ｉ１）とをサンプリング信号Ｓｂの立ち下がりタイミング（図６（ａ）参照）で計測する構成とされている。

すなわち、サンプリング信号Ｓｂの立ち下がりタイミングは、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷのスイッチドライブ信号Ｓａがオンするタイミングｔｏｎの直前とされている。これにより、第２電圧値Ｖ２（又は第１電圧値Ｖ１）（図６（ｂ）参照）を計測する第２時刻Ｔ２（又は第１時刻Ｔ１）を第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）以降の次に発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖが上昇からへ下降と切り替わる頂点の直前とし、第２電流値Ｉ２（又は第１電流値Ｉ１）（図６（ｃ）参照）を計測する第２時刻Ｔ２（又は第１時刻Ｔ１）を第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）以降の次に発電デバイス１０からの電流Ｉが下降から上昇へと切り替わる頂点の直前とすることができる。

なお、図６に示す例では、所定時間δｔｏｆｆと所定時間δｔｏｎとは、同じ時間とされており、具体的には、２μｓｅｃとされている。但し、それに限定されるものではなく、所定時間δｔｏｆｆと所定時間δｔｏｎとは異なる時間とされていてもよい。また、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷのスイッチドライブ信号Ｓａの制御周期τａは、パルス幅変調（ＰＷＭ）のスイッチング周期とされており、例えば、１００μｓｅｃとすることができる。

図７は、図３及び図４に示す制御装置１００ａ，１００ｂによる最大電力追従制御の一制御例を示すフローチャートである。

図７に示す最大電力追従制御では、図６に示す計測タイミングで第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を計測している。すなわち、先ず、制御装置１００ａ，１００ｂは、サンプリング信号Ｓｂが立ち上がりタイミング又は立ち下がりタイミングになるまで待機し（ステップＳ１：Ｎｏ）、サンプリング信号Ｓｂが立ち上がりタイミング又は立ち下がりタイミングになると（ステップＳ１：Ｙｅｓ）、第１時刻Ｔ１の電圧値及び電流値として電圧計測装置５０及び電流計測装置６０にて第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１をそれぞれ計測し（ステップＳ２）、得られた第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１を格納テーブルＴＬにおける第１格納テーブルＴＬ１（図５参照）に格納する（ステップＳ３）。

次に、制御装置１００ａ，１００ｂは、サンプリング信号Ｓｂが立ち下がりタイミング又は立ち上がりタイミングになるまで待機し（ステップＳ４：Ｎｏ）、サンプリング信号Ｓｂが立ち下がりタイミング又は立ち上がりタイミングになると（ステップＳ４：Ｙｅｓ）、第２時刻Ｔ２の電圧値及び電流値として電圧計測装置５０及び電流計測装置６０にて第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２をそれぞれ計測し（ステップＳ５）、得られた第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を格納テーブルＴＬにおける第２格納テーブルＴＬ２（図５参照）に格納する（ステップＳ６）。

次に、図３に示す発電システム２００ａの場合には、制御装置１００ａは、記憶部１０２に予め記憶されている式（１）又は式（１０）の演算式を読み出すと共に格納テーブルＴＬに格納されている第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を読み出し、読み出した第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を式（１）又は式（１０）の演算式に代入して電圧目標値ＶＸ^*を算出し（ステップＳ７）、電圧目標値ＶＸ^*により電力変換装置４０ａにおけるスイッチＳＷを動作させる（ステップＳ８）。

一方、図４に示す発電システム２００ｂの場合には、制御装置１００ｂは、記憶部１０２に予め記憶されている式（２）又は式（１８）の演算式を読み出すと共に格納テーブルＴＬに格納されている第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を読み出し、読み出した第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を式（２）又は式（１８）の演算式に代入して電流目標値ＩＸ^*を算出し（ステップＳ７）、電流目標値ＩＸ^*により電力変換装置４０ｂにおけるスイッチＳＷを動作させる（ステップＳ８）。

次に、制御装置１００ａ，１００ｂは、格納テーブルＴＬにおける第２格納テーブルＴＬ２に格納されている第２時刻Ｔ２の第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を第１時刻Ｔ１の第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１として格納テーブルＴＬにおける第１格納テーブルＴＬ１に格納し（ステップＳ９）、ステップＳ４〜ステップＳ９の処理を繰り返す。

なお、図７に示す制御例では、第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２を周期的に計測するようにしたが、任意の時刻で計測するようにしてもよい。

以上説明したように、図３に示す制御装置１００ａでは、発電デバイス１０を等価的に構成する内部抵抗１２ａ（図１参照）の抵抗値ｒＧと等しい第１負荷抵抗２１（図１（ａ）参照）の抵抗値Ｒ１及び第２負荷抵抗２２（図１（ｂ）参照）の抵抗値Ｒ２となる直流電圧源１１ａの電圧値ＶＧとして式（１）又は式（１０）で求めた値を電圧目標値ＶＸ^*とすることができる。そして、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖを制御するにあたり、式（１）又は式（１０）で求めた値を電圧目標値ＶＸ^*にして電力変換装置４０ａを動作させる。また、図４に示す制御装置１００ａでは、発電デバイス１０を等価的に構成する内部コンダクタンス１２ｂ（図２参照）のコンダクタンス値ｇＧと等しい第１負荷コンダクタンス３１（図２（ａ）参照）のコンダクタンス値Ｇ１及び第２負荷コンダクタンス３１（図２（ｂ）参照）のコンダクタンス値Ｇ２となる直流電流源１１ｂの電流値ＩＧとして式（２）又は式（１８）で求めた値を電流目標値ＩＸ^*とすることができる。そして、発電デバイス１０からの電流Ｉを制御するにあたり、式（２）又は式（１８）で求めた値を電流目標値ＩＸ^*にして電力変換装置４０ｂを動作させる。

従って、図３及び図４に示す制御装置１００ａ，１００ｂによると、従来の「山登り法」による最大電力追従制御の如く、Ｐ−Ｖ特性α（図１２参照）の各動作点における発電電力の演算を行うことがなく、単純な演算式を用いることから、演算アルゴリズムを簡素化でき、これにより簡単な制御構成とすることが可能となる。しかも、従来の「山登り法」による最大電力追従制御の如く、最適な動作点（最大電力動作点）が得られるまでに何度も発電電力を計測する必要がなく、前回の計測と今回の計測とで最適な動作点（最大電力動作点）が得られることから、最大電力動作点を得るまでに要する時間の短縮化を実現させることが可能となる。

また、電力変換装置４０ａ，４０ｂに含まれるスイッチＳＷのオン、オフのスイッチング動作を用いてスイッチＳＷの制御周期τａ（スイッチング周期）以下（具体的には制御周期τａ×デューティー比及び制御周期τａ×（１−デューティー比））といった比較的短い時間で第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１と第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２とを計測することができる。従って、スイッチＳＷの制御周期τａ（スイッチング周期）以下（具体的には制御周期τａ×デューティー比及び制御周期τａ×（１−デューティー比））といった非常に短い時間で最大電力動作点を求めることが可能となり、発電デバイス１０の発電電力の変動に対する応答性に優れる。しかも、電力変換装置４０ａに含まれるスイッチＳＷをオフさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、電力変換装置４０ａに含まれるスイッチＳＷをオンさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とすることで、また、電力変換装置４０ｂに含まれるスイッチＳＷをオフさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、電力変換装置４０ｂに含まれるスイッチＳＷをオンさせる直前の時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とすることで、それだけ、第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１と第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２とを計測する計測精度を向上させることができる。

−その他の実施形態−
ところで、電力変換装置４０ａ，４０ｂは、動作することによって、通常は、ノイズが発生するため、式（１）又は式（１０）或いは式（２）又は式（１８）に含まれる第１電圧値Ｖ１と第２電圧値Ｖ２との差の絶対値（｜Ｖ１−Ｖ２｜）や第１電流値Ｉ１と第２電流値Ｉ２との差の絶対値（｜Ｉ１−Ｉ２｜）が小さいと、計測精度が悪化する。

そこで、図３に示す制御装置１００ａにおいて、計測手段Ｍ１ａは、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧目標値ＶＸ^*に電力変換装置４０ａの制御周期τａ（スイッチング周期）よりも長い予め定めた所定周期τｂで周期的な変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）を与える構成とされている。また、計測手段Ｍ１ａは、変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）が最大（＋Ｖｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）が最小（−Ｖｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とする構成とされている。ここで、所定周期τｂは、それには限定されないが、制御周期τａ（スイッチング周期）の１０倍以上を例示できる。

また、図４に示す制御装置１００ｂにおいて、計測手段Ｍ１ｂは、発電デバイス１０からの電流目標値ＩＸ^*に電力変換装置４０ｂの制御周期τａ（スイッチング周期）よりも長い予め定めた所定周期で周期的な変動分ΔＩ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）を与える構成とされている。また、計測手段Ｍ１ｂは、変動分ΔＩ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）が最大（＋Ｉｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、変動分ΔＩ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）が最小（−Ｉｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とする構成とされている。ここで、所定周期τｂは、それには限定されないが、制御周期τａ（スイッチング周期）の１０倍以上を例示できる。

図８は、第１電圧値Ｖ１及び第１電流値Ｉ１並びに第２電圧値Ｖ２及び第２電流値Ｉ２の計測精度の向上に寄与する制御構成を説明するためのグラフである。図８（ａ）は、電圧目標値ＶＸ^*及び発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖの時間的変化を示しており、図８（ｂ）は、電流目標値ＩＸ^*及び発電デバイス１０からの電流Ｉの時間的変化を示している。

図８（ａ）に示すグラフでは、電圧目標値ＶＸ^*を所定振幅Ｖａかつ所定周期τｂで強制的に変動させた状態を示している。このため、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖは、電圧目標値ＶＸ^*の変動に伴って変動している。このような状態において、図８（ａ）に示す例では、第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）は、変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）が最大（＋Ｖｘ）となる時刻（すなわち電圧目標値ＶＸ^*が最も大きくなる時刻）とされており、第２時刻Ｔ２（又は第１時刻Ｔ１）は、第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）を含む一所定周期τｂ内又は連続する複数の所定周期τｂ，…内で変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）が最小（−Ｖｘ）となる時刻（すなわち電圧目標値ＶＸ^*が最も小さくなる時刻）とされている。

図８（ｂ）に示すグラフでは、電流目標値ＩＸ^*を所定振幅Ｉａかつ所定周期τｂで強制的に変動させた状態を示している。このため、発電デバイス１０からの電流Ｉは、電流目標値ＩＸ^*の変動に伴って変動している。このような状態において、図８（ｂ）に示す例では、第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）は、変動分ΔＩ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）が最大（＋Ｉｘ）となる時刻（すなわち電流目標値ＩＸ^*が最も大きくなる時刻）とされており、第２時刻Ｔ２（又は第１時刻Ｔ１）は、第１時刻Ｔ１（又は第２時刻Ｔ２）を含む一所定周期τｂ内又は連続する複数の所定周期τｂ，…内で変動分ΔＩ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）が最小（−Ｉｘ）となる時刻（すなわち電流目標値ＩＸ^*が最も小さくなる時刻）とされている。

このように、図３に示す制御装置１００ａでは、電圧目標値ＶＸ^*に所定周期τｂで周期的な変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）を与え（図８（ａ）参照）、変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）が最大（＋Ｖｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、変動分ΔＶ（−Ｖｘ〜＋Ｖｘ）が最小（−Ｖｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とすることで、また、図４に示す制御装置１００ｂでは、電流目標値ＩＸ^*に所定周期τｂで周期的な変動分ΔＩ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）を与え（図８（ｂ）参照）、変動分ΔＩ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）が最大（＋Ｉｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか一方の時刻とし、変動分ΔＶ（−Ｉｘ〜＋Ｉｘ）が最小（−Ｉｘ）となる時刻を第１時刻Ｔ１及び第２時刻Ｔ２のうちの何れか他方の時刻とすることで、第１電圧値Ｖ１と第２電圧値Ｖ２との差の絶対値（｜Ｖ１−Ｖ２｜）や第１電流値Ｉ１と第２電流値Ｉ２との差の絶対値（｜Ｉ１−Ｉ２｜）を大きくすることができ、従って、電力変換装置４０ａ，４０ｂが動作することによって生じ得るノイズなどの影響を抑制した状態で計測精度を向上させることができ、これにより、安定的にかつ精度よく最大電力動作点を求めることが可能となる。

なお、かかる制御構成を備えた制御装置１００ａ，１００ｂによる最大電力追従制御の制御例としては、例えば、図７に示すフローチャートにおいて、ステップＳ１及びステップＳ４の「サンプリング信号Ｓｂの立ち上がり又は立ち下がりタイミングか否かを判断する処理」に代えて、「電圧目標値ＶＸ^*又は電流目標値ＩＸ^*の変動分ΔＶ，ΔＩの最大（＋Ｖｘ，＋Ｉｘ）又は最小（−Ｖｘ，−Ｉｘ）となるタイミングか否かを判断する処理」とすることができる。また、図８では正弦波的な変動分ΔＶ，ΔＩを与えたが、矩形波的な変動分ΔＶ，ΔＩとしても良い。

−シミュレーションについて−
次に、発電デバイス１０からの電流Ｉを制御する最大電力追従制御構成に対してシミュレーションを行ったので、これについて以下に説明する。

図９は、発電デバイス１０からの電流Ｉを制御する最大電力追従制御構成に対するシミュレーションに用いた回路図である。

図９に示す回路図は、図４に示す回路図において制御装置１００ｂを除いた回路構成と実質的に同じ回路構成とし、シミュレーション条件として、電力変換装置４０ｂの制御周期τａ（スイッチング周期）を１００μｓｅｃとし、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値を１／１０［Ｇ］（内部抵抗の抵抗値を１０［Ω］）とし、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（起電力）を２００Ｖと３００Ｖとの間で２．５ｍｓｅｃ毎に変化させた。なお、直流電流源１１ｂの出力端における直流電圧の電圧値ＶＧ及び内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧは、実際に動作している発電デバイスでは容易には計測することはできないが、シミュレーション側では分かっている値である。

かかるシミュレーション条件において、図７に示すフローチャートにより電圧計測装置５０にて計測した発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ、及び、電流計測装置６０にて計測した電流Ｉを式（２）に代入して電流目標値ＩＸ^*を算出し、算出した電流目標値ＩＸ^*に基づいて電流Ｉを制御することで、発電デバイス１０の発電電力Ｐの変動に対する応答性、及び、発電電力Ｐから理想電力Ｐｉ（最大電力）を差し引いて得られた値を理想電力Ｐｉで割った追従誤差率ε（＝｜Ｐ−Ｐｉ｜／Ｐｉ×１００）［％］を調べた。

図１０は、発電デバイス１０からの電流Ｉを制御する最大電力追従制御構成に対するシミュレーション結果を示すグラフである。図１０（ａ）は、直流電流源１１ｂの出力端における直流電圧の電圧値ＶＧの時間的変化を示している。図１０（ｂ）は、式（２）を用いて算出された電流目標値ＩＸ^*及び発電デバイス１０からの電流Ｉの時間的変化を示している。図１０（ｃ）は、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖの時間的変化を示している。図１０（ｄ）は、発電デバイス１０からの電流Ｉと発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖとを掛け合わせた発電電力Ｐの時間的変化を示している。図１０（ｅ）は、発電電力Ｐから理想電力Ｐｉを差し引いて理想電力Ｐｉで割った追従誤差率ε［％］を示している。

図１０に示すシミュレーションでは、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（図１０（ｃ）参照）が２００Ｖから３００Ｖに変わる部分（図１０（ｂ）のγ１参照）において、発電デバイス１０からの電流Ｉが５００μｓｅｃ以下で追従させることができ、従って、発電デバイス１０の発電電力Ｐの変動に対する応答性に優れることが分かった。

また、図１０（ｅ）に示すように、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（図１０（ｃ）参照）が２００Ｖのときには、理想電力Ｐｉが１ｋＷに対して発電電力Ｐが平均０．９８ｋＷとなり、追従誤差率εが平均約２．０［％］（＝｜０．９８ｋＷ−１ｋＷ｜／１ｋＷ×１００［％］）に抑えることができた（図１０（ｅ）のγ２部分参照）。また、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（図１０（ｃ）参照）が３００Ｖのときには、理想電力Ｐｉが２．２５ｋＷに対して発電電力Ｐが平均２．２３８ｋＷとなり、追従誤差率εが平均約０．５［％］（＝｜２．２３８ｋＷ−２．２５ｋＷ｜／２．２５ｋＷ×１００［％］）に抑えることができた（図１０（ｅ）のγ３部分参照）。

次に、電力変換装置４０ｂの制御周期τａ（スイッチング周期）を１００μｓｅｃとし、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖ（起電力）を２００Ｖの一定とし、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧが急激に変化したと仮定して、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧを１／１０［Ｇ］（内部抵抗の抵抗値を１０［Ω］）と１／５［Ｇ］（内部抵抗の抵抗値を５［Ω］）との間で２．５ｍｓｅｃ毎に変化させた場合での応答性及び追従誤差率ε［％］を調べた。

図１１は、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧを変化させたシミュレーション結果を示すグラフである。図１１（ａ）は、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧの時間的変化を示している。図１１（ｂ）は、式（２）を用いて算出された電流目標値ＩＸ^*及び発電デバイス１０からの電流Ｉの時間的変化を示している。図１１（ｃ）は、発電電力Ｐから理想電力Ｐｉを差し引いて理想電力Ｐｉで割った追従誤差率ε［％］を示している。

図１１に示すシミュレーション結果においても、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧが１／１０［Ｇ］から１／５［Ｇ］に変わる部分（図１１（ｂ）のγ４参照）において、発電デバイス１０からの電流Ｉが５００μｓｅｃ以下で追従させることができ、従って、発電デバイス１０の発電電力Ｐの変動に対する応答性に優れることが分かった。

また、図１１（ｃ）に示すように、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧが１／１０［Ｇ］のときには、理想電力Ｐｉが１ｋＷに対して発電電力Ｐが平均０．９８ｋＷとなり、追従誤差率εが平均約２．０［％］（＝｜０．９８ｋＷ−１ｋＷ｜／１ｋＷ×１００［％］）に抑えることができた（図１１（ｃ）のγ５部分参照）。また、内部コンダクタンス１２ｂのコンダクタンス値ｇＧが１／５［Ｇ］のときには、理想電力Ｐｉが２ｋＷに対して発電電力Ｐが平均１．９９ｋＷとなり、追従誤差率εが平均約０．５［％］（＝｜１．９９ｋＷ−２ｋＷ｜／２ｋＷ×１００［％］）に抑えることができた（図１１（ｃ）のγ６部分参照）。

なお、ここでは説明を省略したが、発電デバイス１０の出力端１０ａ，１０ｂにおける電圧Ｖを制御する最大電力追従制御構成の場合についても同様の結果を得ることができた。

本発明は、以上説明した実施の形態に限定されるものではなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、かかる実施の形態はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は請求の範囲によって示すものであって、明細書本文には、なんら拘束されない。さらに、請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。

１０ 発電デバイス
１０ａ 出力端
１０ｂ 出力端
１１ａ 直流電圧源
１１ｂ 直流電流源
１２ａ 内部抵抗
１２ｂ 内部コンダクタンス
２１ 第１負荷抵抗
２２ 第２負荷抵抗
３１ 第１負荷コンダクタンス
３２ 第２負荷コンダクタンス
４０ａ 電力変換装置
４０ｂ 電力変換装置
４１ 入力端
４２ 入力端
４３ 出力端
４４ 出力端
４５ 信号入力端
５０ 電圧計測装置
５１ 入力端
５２ 入力端
５３ 出力端
６０ 電流計測装置
６１ 入力端
６２ 入力端
６３ 信号出力端
７０ 負荷
１００ａ 制御装置
１００ｂ 制御装置
１０１ 処理部
１０２ 記憶部
２００ａ 発電システム
２００ｂ 発電システム
Ｃ キャパシタ
Ｄ ダイオード
Ｇ１ コンダクタンス値
Ｇ２ コンダクタンス値
Ｉ 電流
Ｉ１ 第１電流値
Ｉ２ 第２電流値
ＩＧ 直流電流源の電流値
Ｉａ 所定振幅
ＩＸ^* 目標電流値
Ｌ インダクタンス
Ｍ１ａ 計測手段
Ｍ１ｂ 計測手段
Ｍ２ａ 演算手段
Ｍ２ｂ 演算手段
Ｍ３ａ 動作手段
Ｍ３ｂ 動作手段
Ｐ 発電電力
Ｐｉ 理想電力
Ｒ１ 抵抗値
Ｒ２ 抵抗値
ＳＷ スイッチ
Ｓａ スイッチドライブ信号
Ｓｂ サンプリング信号
ＴＬ 格納テーブル
ＴＬ１ 第１格納テーブル
ＴＬ２ 第２格納テーブル
Ｖ 電圧
Ｖ１ 第１電圧値
Ｖ２ 第２電圧値
ＶＧ 直流電圧源の電圧値
Ｖａ 所定振幅
ＶＸ^* 目標電圧値
ｇＧ コンダクタンス値
ｒＧ 抵抗値
ｔｏｆｆ タイミング
ｔｏｎ タイミング
ΔＩ 変動分
ΔＶ 変動分
α Ｐ−Ｖ特性
α１ Ｐ−Ｖ特性
α２ Ｐ−Ｖ特性
δｔｏｆｆ 所定時間
δｔｏｎ 所定時間
ε 追従誤差率
τａ 制御周期
τｂ 所定周期

Claims (3)

1. 発電デバイスを備えた電力変換装置であって、
   一の時刻である第１時刻における前記発電デバイスの出力端における第１電圧値Ｖ１及び前記発電デバイスからの第１電流値Ｉ１をそれぞれ計測し、かつ、他の時刻である第２時刻における前記発電デバイスの出力端における第２電圧値Ｖ２及び前記発電デバイスからの第２電流値Ｉ２をそれぞれ計測し、
   次の式（１）で求めた値を電圧目標値ＶＸ^*にして前記発電デバイスの出力端における電圧Ｖが前記電圧目標値ＶＸ^*になるように当該電力変換装置を動作させ、
   前記発電デバイスの出力端における前記電圧目標値ＶＸ ^* に当該電力変換装置の制御周期よりも長い予め定めた所定周期で周期的な変動分ΔＶを与え、
   前記変動分ΔＶが最大となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、前記変動分ΔＶが最小となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とすることを特徴とする電力変換装置。
   ＶＸ^*＝（Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／（Ｉ１−Ｉ２）×Ｉ１）／２ …式（１）
2. 発電デバイスを備えた電力変換装置であって、
   一の時刻である第１時刻における前記発電デバイスの出力端における第１電圧値Ｖ１及び前記発電デバイスからの第１電流値Ｉ１をそれぞれ計測し、かつ、他の時刻である第２時刻における前記発電デバイスの出力端における第２電圧値Ｖ２及び前記発電デバイスからの第２電流値Ｉ２をそれぞれ計測し、
   次の式（２）で求めた値を電流目標値ＩＸ^*にして前記発電デバイスからの電流Ｉが前記電流目標値ＩＸ^*になるように当該電力変換装置を動作させ、
   前記発電デバイスからの前記電流目標値ＩＸ ^* に当該電力変換装置の制御周期よりも長い予め定めた所定周期で周期的な変動分ΔＩを与え、
   前記変動分ΔＩが最大となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、前記変動分ΔＩが最小となる時刻を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とすることを特徴とする電力変換装置。
   ＩＸ^*＝（Ｉ１−（Ｉ１−Ｉ２）／（Ｖ１−Ｖ２）×Ｖ１）／２ …式（２）
3. 請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置であって、
   当該電力変換装置の一制御周期内で、当該電力変換装置に含まれるスイッチをオフさせる直前を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか一方の時刻とし、当該電力変換装置に含まれる前記スイッチをオンさせる直前を前記第１時刻及び前記第２時刻のうちの何れか他方の時刻とすることを特徴とする電力変換装置。

Images