JP5799537B2 - Switching power supply control circuit and switching power supply - Google Patents

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Description

本発明は、安全性を確保しながら待機時の消費電力(無負荷時又は軽負荷時等の待機状態におけるスイッチング電源装置の消費電力)を低減することができるスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置に関する。   The present invention relates to a control circuit and a switching power supply for a switching power supply capable of reducing power consumption during standby (power consumption of the switching power supply in a standby state such as no load or light load) while ensuring safety. Relates to the device.
社会的背景として近年、省エネルギーの意識の高まりから、各種の民生機器の待機時、例えばリモコンによる待機時の消費電力の削減が急務となっている。さらに、スイッチング電源装置については、スイッチング素子の破損や焼損等に対する安全性も求められている。スイッチング電源装置に要求される安全性の一つに、入力電圧が低下した場合にスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる低入力電圧動作禁止機能(ブラウンインブラウンアウト機能)がある。   As a social background, in recent years, with increasing awareness of energy saving, it is an urgent task to reduce power consumption when waiting for various consumer devices, for example, using a remote controller. Furthermore, the switching power supply device is also required to have safety against damage or burning of the switching element. One of the safety requirements for a switching power supply is a low input voltage operation prohibiting function (brown-in brown-out function) that stops the switching operation of the switching element when the input voltage drops.
図6に、低入力電圧動作禁止機能を搭載した従来のスイッチング電源装置の構成を示す(例えば特許文献1参照)。図6に示すスイッチング電源装置は、交流入力電圧ACをダイオードブリッジ回路DBとコンデンサC1とで整流平滑し、得られた直流電圧をコントロールIC10によりスイッチング素子Q1をスイッチングしてトランスT1の一次巻線P1に印加し、トランスT1の二次巻線Sに発生する電圧をダイオードD2とコンデンサC5とで整流平滑して所望の直流電圧をOUT端子に出力する。   FIG. 6 shows a configuration of a conventional switching power supply device equipped with a low input voltage operation prohibiting function (see, for example, Patent Document 1). The switching power supply device shown in FIG. 6 rectifies and smoothes the AC input voltage AC with the diode bridge circuit DB and the capacitor C1, and switches the switching element Q1 with the control IC 10 to obtain the obtained DC voltage, thereby transforming the primary winding P1 of the transformer T1. The voltage generated in the secondary winding S of the transformer T1 is rectified and smoothed by the diode D2 and the capacitor C5, and a desired DC voltage is output to the OUT terminal.
また、コンデンサC1の両端には抵抗Raと抵抗Rbとの直列回路が接続されている。コントロールIC10は、低入力電圧動作禁止回路(図示せず)内にコンパレータを有し、このコンパレータの非反転端子がBR端子に接続され、BR端子は、抵抗Raと抵抗Rbとの接続点に接続されている。   A series circuit of a resistor Ra and a resistor Rb is connected to both ends of the capacitor C1. The control IC 10 has a comparator in a low input voltage operation prohibition circuit (not shown), a non-inverting terminal of the comparator is connected to the BR terminal, and the BR terminal is connected to a connection point between the resistor Ra and the resistor Rb. Has been.
以上の構成によれば、コンデンサC1の電圧の低下に伴い、コンデンサC1の電圧を抵抗Raと抵抗Rbとで分圧したBR端子の電圧が所定値以下になると、低入力電圧動作禁止回路内のコンパレータがLレベルを出力してスイッチング素子Q1のスイッチング動作を停止させる。また、BR端子が所定値以上になると、コンパレータがHレベルを出力してスイッチング素子Q1のスイッチング動作を開始させる。   According to the above configuration, when the voltage of the BR terminal obtained by dividing the voltage of the capacitor C1 by the resistor Ra and the resistor Rb becomes equal to or lower than a predetermined value as the voltage of the capacitor C1 decreases, the low input voltage operation prohibiting circuit The comparator outputs L level to stop the switching operation of the switching element Q1. When the BR terminal becomes equal to or higher than a predetermined value, the comparator outputs an H level to start the switching operation of the switching element Q1.
特開2003−164145号公報JP 2003-164145 A
しかしながら、図6に示す従来のスイッチング電源装置では、低入力電圧動作禁止機能を行うために、抵抗Ra,Rbが必要であり、この抵抗Ra,Rbが交流整流後のコンデンサC1に接続されているため、消費電力が大きくなるという問題があった。また、最近では、待機時の消費電力を低減することが推進され、抵抗Ra,Rbでの消費電力が無視できない値になりつつある。   However, the conventional switching power supply device shown in FIG. 6 requires resistors Ra and Rb to perform the low input voltage operation prohibiting function, and these resistors Ra and Rb are connected to the capacitor C1 after AC rectification. Therefore, there is a problem that power consumption increases. Recently, reduction of power consumption during standby has been promoted, and power consumption at the resistors Ra and Rb is becoming a value that cannot be ignored.
本発明の課題は、安全性を確保しながら待機時の消費電力を低減することができるスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置を提供することにある。   An object of the present invention is to provide a control circuit for a switching power supply apparatus and a switching power supply apparatus that can reduce power consumption during standby while ensuring safety.
本発明に係るスイッチング電源装置の制御回路は、上記課題を解決するために、交流電源又は直流電源から供給される入力電圧を、スイッチング素子のスイッチング動作により、所望の出力電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置の制御回路であって、前記入力電圧が供給される入力端間に接続され、前記入力電圧を検出して検出信号を出力する、前記制御回路を起動させる起動抵抗を兼ねた第1抵抗とスイッチと第2抵抗とからなる入力電圧検出回路と、前記検出信号が第1閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記検出信号が前記第1閾値よりも大きい第3閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させる低入力電圧動作禁止回路と、前記出力電圧を検出して前記出力電圧に応じたフィードバック信号を出力する出力電圧検出回路と、前記負荷が待機状態で、前記フィードバック信号が第2閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させて、前記発振停止時は前記スイッチをオフさせ、前記フィードバック信号が前記第2閾値よりも大きい第4閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させ、前記スイッチをオンさせる、間欠発振動作するスイッチ制御回路とを備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a control circuit for a switching power supply according to the present invention converts an input voltage supplied from an AC power supply or a DC power supply into a desired output voltage by a switching operation of the switching element, and supplies it to a load. A switching power supply control circuit that is connected between input terminals to which the input voltage is supplied and that also serves as a starting resistor that activates the control circuit to detect the input voltage and output a detection signal An input voltage detection circuit including a first resistor, a switch, and a second resistor; and when the detection signal falls below a first threshold, the switching operation of the switching element is stopped, and the detection signal is greater than the first threshold. and low input voltage operation prohibition circuit 3 becomes equal to or higher than the threshold to start the switching operation of the switching element, wherein by detecting the output voltage An output voltage detection circuit for outputting a feedback signal corresponding to the force voltage, the load is in the standby state, the feedback signal stops the switching operation of the switching element becomes equal to or lower than the second threshold value, when the oscillation stop is the A switch control circuit that performs an intermittent oscillation operation that turns off the switch and starts the switching operation of the switching element when the feedback signal is equal to or greater than a fourth threshold value that is greater than the second threshold value. Features.
本発明に係るスイッチング電源装置は、請求項1乃至請求項のいずれか1項記載の制御回路を備えることを特徴とする。
A switching power supply device according to the present invention includes the control circuit according to any one of claims 1 to 2 .
本発明によれば、負荷が待機状態で、フィードバック信号が第2閾値以下になるとスイッチをオフするので、第1抵抗及び第2抵抗に電流が流れなくなり消費電力を抑えることができる。また、低入力電圧時にはスイッチング素子がオフするので、安全性を確保しながら待機時の消費電力を低減することができるスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置を提供することができる。   According to the present invention, since the switch is turned off when the load is in the standby state and the feedback signal is equal to or lower than the second threshold value, no current flows through the first resistor and the second resistor, so that power consumption can be suppressed. In addition, since the switching element is turned off when the input voltage is low, it is possible to provide a control circuit for a switching power supply device and a switching power supply device that can reduce power consumption during standby while ensuring safety.
本発明の実施例1のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply apparatus of Example 1 of this invention. 本発明の実施例1のスイッチング電源装置に設けられたコントロールICの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the control IC provided in the switching power supply device of Example 1 of this invention. 本発明の実施例1のスイッチング電源装置に設けられたコントロールICの動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the control IC provided in the switching power supply device of Example 1 of this invention. 本発明の実施例2のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply apparatus of Example 2 of this invention. 本発明の実施例2のスイッチング電源装置に設けられたコントロールICの構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the control IC provided in the switching power supply device of Example 2 of this invention. 従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional switching power supply apparatus.
以下、本発明のスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。   Embodiments of a control circuit for a switching power supply apparatus and a switching power supply apparatus according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings.
図1は、本発明の実施例1のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。ダイオードブリッジ回路DB及びコンデンサC1は、交流入力電圧ACを整流平滑する。コンデンサC1の両端には、抵抗R1とMOSFETからなるスイッチM1と抵抗R2との直列回路が接続されるとともに、コントロールIC10aのSTARTUP端子とGND端子とが接続されている。スイッチM1のソースと抵抗R2の一端との接続点は、コントロールIC10aのBR端子に接続されている。   FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. The diode bridge circuit DB and the capacitor C1 rectify and smooth the AC input voltage AC. A series circuit of a resistor R1, a switch M1 composed of a MOSFET, and a resistor R2 is connected to both ends of the capacitor C1, and a STARTUP terminal and a GND terminal of the control IC 10a are connected. A connection point between the source of the switch M1 and one end of the resistor R2 is connected to the BR terminal of the control IC 10a.
抵抗R1(第1抵抗)、スイッチM1(スイッチ)及び抵抗R2(第2抵抗)により、本発明の入力電圧検出回路を構成している。また、コントロールIC10aは集積回路である。   The resistor R1 (first resistor), the switch M1 (switch) and the resistor R2 (second resistor) constitute the input voltage detection circuit of the present invention. The control IC 10a is an integrated circuit.
また、コンデンサC1の両端には、トランスT1の一次巻線P1とMOSFETからなるスイッチング素子Q1と抵抗R3との直列回路が接続されている。スイッチング素子Q1のゲートにはコントロールIC10aのDRIVE端子が接続され、スイッチング素子Q1のソースにはコントロールIC10aのOCP端子と抵抗R3の一端とが接続されている。スイッチング素子Q1のドレインにはダイオードD1のアノードと一次巻線P1の一端が接続され、ダイオードD1のカソードには抵抗R4とコンデンサC2との並列回路の一端が接続され、この並列回路の他端は一次巻線P1の他端に接続されている。   In addition, a series circuit of a primary winding P1 of the transformer T1, a switching element Q1 composed of a MOSFET, and a resistor R3 is connected to both ends of the capacitor C1. The DRIVE terminal of the control IC 10a is connected to the gate of the switching element Q1, and the OCP terminal of the control IC 10a and one end of the resistor R3 are connected to the source of the switching element Q1. The drain of the switching element Q1 is connected to the anode of the diode D1 and one end of the primary winding P1, and the cathode of the diode D1 is connected to one end of a parallel circuit of a resistor R4 and a capacitor C2, and the other end of the parallel circuit is The other end of the primary winding P1 is connected.
トランスT1の二次巻線Sの両端にはダイオードD2とコンデンサC5との直列回路が接続されている。ダイオードD2とコンデンサC5とは整流平滑回路を構成している。コンデンサC5の両端には、抵抗R7とフォトカプラPCのフォトダイオードとシャントレギュレータZD1との直列回路が接続されるとともに、抵抗R8と抵抗R9との直列回路が接続されている。シャントレギュレータZD1のリファレンスには、抵抗R8と抵抗R9との接続点が接続されている。   A series circuit of a diode D2 and a capacitor C5 is connected to both ends of the secondary winding S of the transformer T1. The diode D2 and the capacitor C5 constitute a rectifying / smoothing circuit. A series circuit of a resistor R7, a photodiode of a photocoupler PC, and a shunt regulator ZD1 is connected to both ends of the capacitor C5, and a series circuit of a resistor R8 and a resistor R9 is connected. A connection point between the resistor R8 and the resistor R9 is connected to the reference of the shunt regulator ZD1.
抵抗R7とフォトカプラPCのフォトダイオードとの直列回路の両端には抵抗R6が接続され、フォトカプラPCのフォトダイオードのカソードとシャントレギュレータZD1のカソードとの接続点と、抵抗R8と抵抗R9との接続点と、の間にはコンデンサC6が接続されている。フォトカプラPCのフォトトランジスタのコレクタは、コントロールIC10aのFB端子に接続され、フォトトランジスタのエミッタはコントロールIC10aのGND端子に接続されている。   A resistor R6 is connected to both ends of the series circuit of the resistor R7 and the photodiode of the photocoupler PC, and the connection point between the cathode of the photodiode of the photocoupler PC and the cathode of the shunt regulator ZD1, and the resistors R8 and R9 A capacitor C6 is connected between the connection points. The collector of the phototransistor of the photocoupler PC is connected to the FB terminal of the control IC 10a, and the emitter of the phototransistor is connected to the GND terminal of the control IC 10a.
抵抗R6〜R9、コンデンサC6、フォトカプラPC及びシャントレギュレータZD1により、本発明の出力電圧検出回路を構成している。   The resistors R6 to R9, the capacitor C6, the photocoupler PC, and the shunt regulator ZD1 constitute an output voltage detection circuit of the present invention.
トランスT1の補助巻線P2の両端にはダイオードD3と抵抗R5とコンデンサC3との直列回路が接続され、抵抗R5とコンデンサC3との接続点はコントロールIC10aのVCC端子に接続されている。   A series circuit of a diode D3, a resistor R5, and a capacitor C3 is connected to both ends of the auxiliary winding P2 of the transformer T1, and a connection point between the resistor R5 and the capacitor C3 is connected to a VCC terminal of the control IC 10a.
図1に示すスイッチング電源装置は、交流入力電圧ACをダイオードブリッジ回路DBとコンデンサC1とで整流平滑し、得られた直流電圧をコントロールIC10aによりスイッチング素子Q1をスイッチングしてトランスT1の一次巻線P1に印加し、トランスT1の二次巻線Sに発生する電圧をダイオードD2とコンデンサC5とで整流平滑して所望の直流電圧をOUT端子に出力する。OUT端子に出力される直流出力電圧が一定電圧になるようにフォトカプラPCを介してフィードバック信号をコントロールIC10aのFB端子にフィードバックされるようになっている。   The switching power supply device shown in FIG. 1 rectifies and smoothes an alternating current input voltage AC with a diode bridge circuit DB and a capacitor C1, and switches the switching element Q1 with the control IC 10a by using the obtained direct current voltage to switch the primary winding P1 of the transformer T1 The voltage generated in the secondary winding S of the transformer T1 is rectified and smoothed by the diode D2 and the capacitor C5, and a desired DC voltage is output to the OUT terminal. A feedback signal is fed back to the FB terminal of the control IC 10a through the photocoupler PC so that the DC output voltage output to the OUT terminal becomes a constant voltage.
また、スイッチング電源装置が起動した後に、補助巻線P2の両端に発生した電圧がダイオードD3とコンデンサC3とで整流平滑されて得られた直流電圧がVCC端子に供給されるようになっている。スイッチM1は、BRON端子からの信号によってオン又はオフする。   In addition, a DC voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage generated at both ends of the auxiliary winding P2 by the diode D3 and the capacitor C3 after the switching power supply device is activated is supplied to the VCC terminal. The switch M1 is turned on or off by a signal from the BRON terminal.
図2は、本発明の実施例1のスイッチング電源装置に設けられたコントロールICの構成を示す回路図である。コントロールIC10aは、コンパレータ11,12,13、発振器14、フリップフロップ回路15、アンド回路16、バッファ回路17,18、定電流ON/OFF回路19、内部電源20を有している。   FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a control IC provided in the switching power supply device according to the first embodiment of the present invention. The control IC 10 a includes comparators 11, 12 and 13, an oscillator 14, a flip-flop circuit 15, an AND circuit 16, buffer circuits 17 and 18, a constant current ON / OFF circuit 19, and an internal power supply 20.
コンパレータ11及びアンド回路16により、本発明の低入力電圧動作禁止回路を構成し、コンパレータ12、アンド回路16及びバッファ回路18により、本発明のスイッチ制御回路を構成している。   The comparator 11 and the AND circuit 16 constitute a low input voltage operation prohibiting circuit of the present invention, and the comparator 12, the AND circuit 16 and the buffer circuit 18 constitute a switch control circuit of the present invention.
コンパレータ11は、電圧VBRr1(第1閾値)が例えば1.0Vで、電圧VBRr2(第3閾値)が例えば1.2Vのヒステリシス特性を有する。コンパレータ11は、入力電圧検出回路からの検出信号、即ち、BR端子の電圧が1.0V以下になると、Lレベルをアンド回路16に出力してスイッチング素子Q1のスイッチング動作(オン/オフ動作)を停止させる。コンパレータ11は、BR端子の電圧が1.2V以上になるとHレベルをアンド回路16に出力してスイッチング素子Q1のスイッチング動作を開始させる。1.0Vと1.2Vはスイッチング電源装置の安定動作のためのヒステリシスである。   The comparator 11 has a hysteresis characteristic in which the voltage VBRr1 (first threshold) is 1.0 V, for example, and the voltage VBRr2 (third threshold) is 1.2 V, for example. When the detection signal from the input voltage detection circuit, that is, the voltage at the BR terminal becomes 1.0 V or less, the comparator 11 outputs an L level to the AND circuit 16 to perform the switching operation (ON / OFF operation) of the switching element Q1. Stop. The comparator 11 outputs an H level to the AND circuit 16 to start the switching operation of the switching element Q1 when the voltage at the BR terminal becomes 1.2 V or higher. 1.0V and 1.2V are hysteresis for stable operation of the switching power supply device.
コンパレータ12は、電圧VBURr1(第2閾値)が例えば1.2Vで、電圧VBURr2(第4閾値)が例えば1.3Vのヒステリシス特性を有する。   The comparator 12 has a hysteresis characteristic in which the voltage VBURr1 (second threshold) is 1.2 V, for example, and the voltage VBURr2 (fourth threshold) is 1.3 V, for example.
コンパレータ12は、出力電圧検出回路からのフィードバック信号、即ち、FB端子の電圧が1.2V以下になるとバッファ回路18を介するBRON端子とアンド回路16とにLレベルを出力して、スイッチM1をオフさせ、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を停止させる。また、コンパレータ12は、FB端子の電圧が1.3V以上になるとバッファ回路18を介するBRON端子とアンド回路16とにHレベルを出力して、スイッチM1をオンさせ、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を開始させる。   The comparator 12 outputs an L level to the BRON terminal via the buffer circuit 18 and the AND circuit 16 when the feedback signal from the output voltage detection circuit, that is, the voltage of the FB terminal becomes 1.2 V or less, and the switch M1 is turned off. The switching operation of the switching element Q1 is stopped. Further, when the voltage at the FB terminal becomes 1.3 V or higher, the comparator 12 outputs an H level to the BRON terminal and the AND circuit 16 via the buffer circuit 18 to turn on the switch M1 and perform the switching operation of the switching element Q1. Let it begin.
なお、電圧VFBrは2Vに設定され、FB端子の電圧は過負荷時に約2Vになり、通常の負荷では、1.3V〜1.8V程度になるように設定される。   The voltage VFBr is set to 2V, the voltage of the FB terminal is set to about 2V at the time of overload, and is set to about 1.3V to 1.8V at a normal load.
コンパレータ13は、OCP(過電流保護)機能とFB(フィードバック)機能とを有し、OCP端子からの電圧とオフセット電圧(例えば+1V)とが非反転入力端子(+)に入力され、反転入力端子(−)にFB端子の電圧が入力され、比較出力をフリップフロップ回路15のリセット端子Rに出力する。   The comparator 13 has an OCP (overcurrent protection) function and an FB (feedback) function, and a voltage and an offset voltage (for example, +1 V) from the OCP terminal are input to the non-inverting input terminal (+), and the inverting input terminal The voltage at the FB terminal is input to (−), and the comparison output is output to the reset terminal R of the flip-flop circuit 15.
過負荷時には、OUT端子の電圧が下がりフォトカプラPCのフォトトランジスタに流れる電流がほぼ0になるので、コンパレータ13の反転入力端子(−)に約2.0Vが印加され、過電流が抵抗R3に流れると、OCP端子には1Vの電圧が発生し、この1Vとオフセット電圧の1Vとの合計2Vがコンパレータ13の非反転入力端子(+)に印加される。このため、コンパレータ13は、Hレベルをフリップフロップ回路15のリセット端子Rに出力するので、スイッチング素子Q1がオフされる。このため、コンパレータ13は、過電流保護機能として働く。   At the time of overload, the voltage at the OUT terminal decreases and the current flowing through the phototransistor of the photocoupler PC becomes almost 0. Therefore, about 2.0 V is applied to the inverting input terminal (−) of the comparator 13, and the overcurrent is applied to the resistor R3. When the current flows, a voltage of 1 V is generated at the OCP terminal, and a total of 2 V, which is 1 V and the offset voltage of 1 V, is applied to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 13. For this reason, since the comparator 13 outputs the H level to the reset terminal R of the flip-flop circuit 15, the switching element Q1 is turned off. For this reason, the comparator 13 functions as an overcurrent protection function.
一方、通常負荷時には、FB端子の電圧は1.5Vぐらいであり、オフセット電圧が1Vであるので、抵抗R3に生ずる電圧が0.5V以下の場合には、コンパレータ13は、Lレベルを出力し、抵抗R3に生ずる電圧が0.5Vを超えると、コンパレータ13は、Hレベルを出力し、スイッチング素子Q1がオフされるので、FB端子の電圧に応じて、スイッチング素子Q1に電流が流れるので、FB機能として働く。   On the other hand, during normal load, the voltage at the FB terminal is about 1.5V and the offset voltage is 1V. Therefore, when the voltage generated at the resistor R3 is 0.5V or less, the comparator 13 outputs an L level. When the voltage generated in the resistor R3 exceeds 0.5V, the comparator 13 outputs an H level, and the switching element Q1 is turned off. Therefore, a current flows through the switching element Q1 according to the voltage at the FB terminal. Works as FB function.
なお、FB端子と電源VFBrの正極との間には抵抗R10が接続されている。   A resistor R10 is connected between the FB terminal and the positive electrode of the power source VFBr.
発振器14は、パルス信号をフリップフロップ回路15のセット端子Sに出力し、アンド回路16は、フリップフロップ回路15の出力とコンパレータ11の出力とコンパレータ12の出力とのアンドをとり、アンド出力をバッファ回路17を介してスイッチング素子Q1のゲートに出力する。   The oscillator 14 outputs a pulse signal to the set terminal S of the flip-flop circuit 15, and the AND circuit 16 takes AND of the output of the flip-flop circuit 15, the output of the comparator 11, and the output of the comparator 12, and buffers the AND output. This is output to the gate of the switching element Q1 via the circuit 17.
定電流ON/OFF回路19は、UVLO(アンダーボルティジロックアウト)からの指令により、VCC端子の電圧が規定電圧よりも低くなった時にオンさせて、定電流を流すことによりVCC端子を充電する。UVLO(アンダーボルティジロックアウト)は、例えば17VでコントロールIC10aの発振を開始し、低電圧10VでコントロールIC10aの発振を停止する。   The constant current ON / OFF circuit 19 is turned on when the voltage at the VCC terminal becomes lower than a specified voltage in accordance with a command from UVLO (undervoltage lockout), and charges the VCC terminal by flowing a constant current. For example, UVLO (undervoltage lockout) starts oscillation of the control IC 10a at 17V and stops oscillation of the control IC 10a at a low voltage of 10V.
次にこのように構成された実施例1のコントロールIC10aの動作を図3に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。   Next, the operation of the control IC 10a of the first embodiment configured as described above will be described with reference to the timing chart shown in FIG.
まず、スイッチM1のオン時の動作を説明する。通常負荷時には、FB端子は1.3V〜1.8Vとなるので、コンパレータ12は、Hレベルをバッファ回路18を介してスイッチM1に出力する。このため、スイッチM1がオンするので、抵抗R1と抵抗R2との接続点の電圧がBR端子からコンパレータ11の非反転入力端子(+)に印加される。   First, the operation when the switch M1 is on will be described. Since the FB terminal is 1.3V to 1.8V under normal load, the comparator 12 outputs the H level to the switch M1 via the buffer circuit 18. For this reason, since the switch M1 is turned on, the voltage at the connection point between the resistor R1 and the resistor R2 is applied from the BR terminal to the non-inverting input terminal (+) of the comparator 11.
このときの動作は、図3(a)に示され、BRON端子はHレベルである。時刻t2前では、BR端子の電圧は電圧VBRr1を超えているので、コンパレータ11は、Hレベルをアンド回路16に出力する。   The operation at this time is shown in FIG. 3A, and the BRON terminal is at the H level. Before time t2, since the voltage at the BR terminal exceeds the voltage VBRr1, the comparator 11 outputs the H level to the AND circuit 16.
また、コンパレータ12もHレベルをアンド回路16に出力するので、発振器14からのパルス信号がDRIVE端子を介してスイッチング素子Q1のゲートに印加される。このため、スイッチング素子Q1はスイッチング動作を繰り返す。   Further, since the comparator 12 also outputs an H level to the AND circuit 16, the pulse signal from the oscillator 14 is applied to the gate of the switching element Q1 via the DRIVE terminal. For this reason, the switching element Q1 repeats the switching operation.
次に、時刻t2において、BR端子の電圧が電圧VBRr1となるので、コンパレータ11は、Lレベルをアンド回路16に出力するので、スイッチング素子Q1のスイッチング動作は停止される。この停止状態は時刻t4前まで続く。   Next, since the voltage at the BR terminal becomes the voltage VBRr1 at time t2, the comparator 11 outputs the L level to the AND circuit 16, so that the switching operation of the switching element Q1 is stopped. This stop state continues until time t4.
時刻t4においては、BR端子が電圧VBRr2となるので、コンパレータ11は、Hレベルをアンド回路16に出力するので、スイッチング素子Q1はスイッチング動作を開始する。   At time t4, since the BR terminal becomes the voltage VBRr2, the comparator 11 outputs the H level to the AND circuit 16, so that the switching element Q1 starts the switching operation.
次に、スイッチM1のオフ時の動作を図3(b)を参照しながら説明する。無負荷時又は軽負荷時等の待機状態になると、出力電圧検出回路からのフィードバック信号の電流が増加するので、抵抗R10での電圧降下が大きくなり、FB端子の電圧が低下する。   Next, the operation when the switch M1 is turned off will be described with reference to FIG. When a standby state such as no load or light load occurs, the current of the feedback signal from the output voltage detection circuit increases, so that the voltage drop at the resistor R10 increases and the voltage at the FB terminal decreases.
そして、FB端子の電圧が電圧VBURr1まで下がると(時刻t12)、コンパレータ12は、LレベルをBRON端子とアンド回路16に出力するので、スイッチM1がオフし、スイッチング素子Q1のスイッチング動作を停止する。即ち、時刻t12〜時刻t13までの期間が、スイッチング素子Q1の間欠発振のオフ期間となり、スイッチM1がオフする。   When the voltage at the FB terminal drops to the voltage VBURr1 (time t12), the comparator 12 outputs the L level to the BRON terminal and the AND circuit 16, so that the switch M1 is turned off and the switching operation of the switching element Q1 is stopped. . That is, the period from time t12 to time t13 is the intermittent oscillation off period of the switching element Q1, and the switch M1 is turned off.
この間欠発振のオフ期間では、トランスT1の二次側にエネルギーが送られないため、トランスT1の二次側電圧が下がる。このため、出力電圧検出回路からのフィードバック信号の電流が低下するので、徐々にFB端子の電圧が上昇する。   In the intermittent oscillation off period, energy is not sent to the secondary side of the transformer T1, and the secondary side voltage of the transformer T1 decreases. For this reason, since the current of the feedback signal from the output voltage detection circuit decreases, the voltage at the FB terminal gradually increases.
そして、時刻t13において、FB端子の電圧が電圧VBURr2になると、コンパレータ12は、HレベルをBRON端子とアンド回路16とに出力するので、スイッチM1がオンし、スイッチM1は、時刻t13〜時刻t14(t11〜t12も同じ)までオンし続ける。このため、時刻t13〜時刻t14の期間中、発振器14からのパルス信号によりスイッチング素子Q1はスイッチング動作を繰り返す。   When the voltage at the FB terminal becomes the voltage VBURr2 at time t13, the comparator 12 outputs the H level to the BRON terminal and the AND circuit 16, so that the switch M1 is turned on, and the switch M1 is switched from time t13 to time t14. It keeps on until t11 to t12 are the same. Therefore, during the period from time t13 to time t14, the switching element Q1 repeats the switching operation by the pulse signal from the oscillator 14.
即ち、負荷が待機状態では、スイッチング素子Q1は間欠発振動作(バースト動作)となる。間欠発振動作中の発振停止期間(スイッチング動作停止期間)t12 〜t13では、スイッチM1をオフさせる。これにより、待機時には抵抗R1及び抵抗R2に電流が流れなくなり消費電力を低減させることができる。   That is, when the load is in a standby state, the switching element Q1 performs an intermittent oscillation operation (burst operation). In the oscillation stop period (switching operation stop period) t12 to t13 during the intermittent oscillation operation, the switch M1 is turned off. As a result, no current flows through the resistor R1 and the resistor R2 during standby, and power consumption can be reduced.
なお、スイッチM1をオフさせているときは、コンデンサC1が低入力電圧かどうか監視できないが、間欠発振のオフ期間では、スイッチング素子Q1はスイッチング動作していないため、実質的に監視する必要がない期間であるので、特に問題は発生しない。     When the switch M1 is turned off, it is impossible to monitor whether the capacitor C1 has a low input voltage. However, since the switching element Q1 does not perform switching operation during the intermittent oscillation off period, there is no need to substantially monitor. Since it is a period, no particular problem occurs.
このように実施例1のスイッチング電源装置によれば、負荷が待機状態で、フィードバック信号が電圧VBURr1以下になるとスイッチM1をオフするので、抵抗R1及び抵抗R2に電流が流れなくなり消費電力を抑えることができる。また、コンデンサC1の低入力電圧を検出するとスイッチング素子Q1がオフするので、安全性を確保しながら待機時の消費電力を低減することができる。即ち、従来と同じ低入力電圧動作禁止機能を実現しながら、低入力電圧動作禁止機能で通常必要となる抵抗部分(R1,R2)の消費電力を間欠発振動作時に切り離すことで、ほぼゼロまで低減できる。   As described above, according to the switching power supply device of the first embodiment, the switch M1 is turned off when the load is in the standby state and the feedback signal is equal to or lower than the voltage VBURr1, so that no current flows through the resistor R1 and the resistor R2, thereby suppressing power consumption. Can do. Further, since the switching element Q1 is turned off when the low input voltage of the capacitor C1 is detected, it is possible to reduce power consumption during standby while ensuring safety. In other words, while realizing the same low input voltage operation prohibition function as before, the power consumption of the resistor parts (R1, R2), which are normally required for the low input voltage operation prohibition function, is cut off to almost zero by disconnecting during intermittent oscillation operation. it can.
また、スイッチM1がない場合、通常設計では、抵抗R1が4.4MΩ、抵抗R2が47kΩ程度とすると、AC240V時の整流後のコンデンサC1の電圧を、約335Vとする。このとき、抵抗R1,R2で、約25mWが損失される。   When the switch M1 is not provided, in the normal design, assuming that the resistor R1 is about 4.4 MΩ and the resistor R2 is about 47 kΩ, the voltage of the capacitor C1 after rectification at AC 240 V is about 335 V. At this time, about 25 mW is lost by the resistors R1 and R2.
これに対して、スイッチM1を設けた場合、抵抗R1,R2での損失に、間欠発振周期に対する間欠発振期間の割合を乗算した値が損失となる。例えば、間欠発振周期(t11〜t13)の内、間欠発振停止期間(t12〜t13)が95%で、間欠発振期間(t11〜t12)が5%の場合には、損失は、
25mW×5%=1.3mWとなる。
On the other hand, when the switch M1 is provided, the loss is a value obtained by multiplying the loss at the resistors R1 and R2 by the ratio of the intermittent oscillation period to the intermittent oscillation period. For example, in the intermittent oscillation period (t11 to t13), when the intermittent oscillation stop period (t12 to t13) is 95% and the intermittent oscillation period (t11 to t12) is 5%, the loss is
25 mW × 5% = 1.3 mW.
以上のことから、従来の方法よりも23.7mWだけ低減することができる。   From the above, it can be reduced by 23.7 mW than the conventional method.
なお、抵抗R1が4.4MΩ、抵抗R2が47kΩを大きくすれば消費電力を低下することができるが、抵抗分割点で電圧を検出するための集積回路のバイアス電流の影響(例えばオフセット電圧が大きくなり誤差となる)を小さくしたり、外来ノイズの影響等を考えるとあまり大きくすることができない。   Note that power consumption can be reduced by increasing the resistance R1 to 4.4 MΩ and the resistance R2 to 47 kΩ, but the influence of the bias current of the integrated circuit for detecting the voltage at the resistance dividing point (for example, the offset voltage is large Cannot be made too large when considering the influence of external noise or the like.
参考までに、一般消費者向けに販売されている中大型LCD−TVは、画面OFF待機(リモコン待機)時のACコンセントでの消費電力は、100mW〜 500mW以下が一般的であり、設計段階の限度値は、バラツキを考量すると、さらに5〜33%程度のマージンをとる必要がある。この消費電力には、リモコン待機のためのマイコン等の消費電力が含まれているので、スイッチング電源装置そのもので消費している電力は、さらに少ない。   For reference, power consumption at AC outlets during standby of the screen OFF (remote control standby) is generally 100 mW to 500 mW or less for medium and large LCD-TVs sold for general consumers. The limit value needs to have a margin of about 5 to 33% when variation is taken into consideration. Since this power consumption includes the power consumption of a microcomputer or the like for standby of the remote control, the switching power supply itself consumes less power.
これに対して、実施例1では従来と同等の安全性を確保しながら23.7mWの損失を低減することができる。特に、100mW以下のリモコン待機時の消費電力を目指す場合は、非常に効果が大きいことがわかる。なお、リモコン待機時の消費電力は、エコロジー政策の推進や消費者エコ意識の高まりから今後もさらに下がることが予想されている。   On the other hand, in Example 1, the loss of 23.7 mW can be reduced while ensuring the same safety as the conventional one. In particular, when aiming for power consumption during remote control standby of 100 mW or less, it can be seen that the effect is very large. Note that the power consumption during remote control standby is expected to further decrease in the future due to the promotion of ecology policies and heightened consumer eco-consciousness.
図4は、本発明の実施例2のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図5は、本発明の実施例2のスイッチング電源装置に設けられたコントロールICの構成を示す回路図である。   FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of the switching power supply device according to the second embodiment of the present invention. FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a control IC provided in the switching power supply device according to the second embodiment of the present invention.
実施例2のスイッチング電源装置は、抵抗R1をコントロールIC10bのSTARTUP端子に接続し、抵抗R2をコントロールIC10bのBR端子に接続し、スイッチM1をコントロールIC10b内に設け、スイッチM1のドレインをSTARTUP端子に接続し、スイッチM1のソースをBR端子に接続したことを特徴とする。ここで、抵抗R1は、コントロールIC10bを起動させる起動抵抗でもある。その他の構成は、実施例1のスイッチング電源装置の構成と同一である。   In the switching power supply device according to the second embodiment, the resistor R1 is connected to the STARTUP terminal of the control IC 10b, the resistor R2 is connected to the BR terminal of the control IC 10b, the switch M1 is provided in the control IC 10b, and the drain of the switch M1 is connected to the STARTUP terminal. And the source of the switch M1 is connected to the BR terminal. Here, the resistor R1 is also a starting resistor for starting the control IC 10b. Other configurations are the same as those of the switching power supply device of the first embodiment.
このような構成によれば、抵抗R1の一端をSTARTUP端子と共用しているので、図2に示すようなコントロールIC10aのBRON端子をなくすことができる。即ち、スイッチング電源用ICの外部ピン数を減らすことができるので、ICを安価に製作し易くなる。   According to such a configuration, since one end of the resistor R1 is shared with the STARTUP terminal, the BRON terminal of the control IC 10a as shown in FIG. 2 can be eliminated. That is, since the number of external pins of the switching power supply IC can be reduced, the IC can be easily manufactured at low cost.
なお、本発明は実施例1及び実施例2のスイッチング電源装置に限定されるものではない。実施例1及び実施例2では、絶縁型フライバック電源の構成を示したが、低入力電圧動作禁止機能を用いる回路構成であれば、フォワード方式、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式、電流共振型、擬似共振型、PWM型、PFC回路等の電源方式に関係なく本発明を適用することができる。   The present invention is not limited to the switching power supply devices according to the first and second embodiments. In the first and second embodiments, the configuration of the isolated flyback power supply is shown. However, if the circuit configuration uses the low input voltage operation prohibiting function, the forward method, the half bridge method, the full bridge method, the current resonance type, The present invention can be applied regardless of the power supply system such as the pseudo resonance type, the PWM type, and the PFC circuit.
また、実施例1及び実施例2では、絶縁型のスイッチング電源装置の構成を示したが、非絶縁型の電源装置でも本発明は適用可能である。   In the first embodiment and the second embodiment, the configuration of the insulating switching power supply device is shown. However, the present invention can also be applied to a non-insulated power supply device.
また、実施例1及び実施例2のスイッチング電源装置では、ディスクリート部品と集積回路とで説明したが、スイッチング電源用ICと同時に集積化を行っても良い。この場合、ICの若干のコストアップとなるが、実施例1及び実施例2のスイッチング電源装置を構成することができるので、安価に安全に消費電力を低減することができる。   In the switching power supply devices of the first and second embodiments, the discrete components and the integrated circuit have been described. However, the switching power supply devices may be integrated simultaneously with the switching power supply IC. In this case, the cost of the IC is slightly increased. However, since the switching power supply devices according to the first and second embodiments can be configured, the power consumption can be safely reduced at a low cost.
DB ダイオードブリッジ回路
Q1 スイッチング素子
T1 トランス
P1 一次巻線
P2 補助巻線
S 二次巻線
D1〜D3 ダイオード
M1 スイッチ
R1〜R10 抵抗
C1〜C5 コンデンサ
PC フォトカプラ
ZD1 シャントレギュレータ
10,10a,10b コントロールIC
11,12,13 コンパレータ
14 発振器
15 フリップフロップ回路
16 アンド回路
17,18 バッファ回路
19 定電流ON/OFF回路
20 内部電源
DB Diode bridge circuit Q1 Switching element T1 Transformer P1 Primary winding P2 Auxiliary winding S Secondary winding D1 to D3 Diode M1 Switch R1 to R10 Resistor C1 to C5 Capacitor PC Photocoupler ZD1 Shunt regulator 10, 10a, 10b Control IC
11, 12, 13 Comparator 14 Oscillator 15 Flip-flop circuit 16 AND circuit 17, 18 Buffer circuit 19 Constant current ON / OFF circuit 20 Internal power supply

Claims (3)

  1. 交流電源又は直流電源から供給される入力電圧を、スイッチング素子のスイッチング動作により、所望の出力電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置の制御回路であって、
    前記入力電圧が供給される入力端間に接続され、前記入力電圧を検出して検出信号を出力する、前記制御回路を起動させる起動抵抗を兼ねた第1抵抗とスイッチと第2抵抗とからなる入力電圧検出回路と、
    前記検出信号が第1閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記検出信号が前記第1閾値よりも大きい第3閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させる低入力電圧動作禁止回路と、
    前記出力電圧を検出して前記出力電圧に応じたフィードバック信号を出力する出力電圧検出回路と、
    前記負荷が待機状態で、前記フィードバック信号が第2閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させて、前記発振停止時は前記スイッチをオフさせ、前記フィードバック信号が前記第2閾値よりも大きい第4閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させ、前記スイッチをオンさせる、間欠発振動作するスイッチ制御回路と、
    を備えることを特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。
    A control circuit for a switching power supply that converts an input voltage supplied from an AC power supply or a DC power supply into a desired output voltage by a switching operation of the switching element and supplies the output voltage to a load.
    It is connected between input terminals to which the input voltage is supplied, and includes a first resistor, a switch, and a second resistor that also serve as a starting resistor that detects the input voltage and outputs a detection signal to start the control circuit. An input voltage detection circuit;
    A low input voltage operation that stops the switching operation of the switching element when the detection signal is equal to or lower than a first threshold value, and starts the switching operation of the switching element when the detection signal is equal to or higher than a third threshold value that is greater than the first threshold value. Forbidden circuit,
    An output voltage detection circuit that detects the output voltage and outputs a feedback signal corresponding to the output voltage;
    When the load is in a standby state and the feedback signal falls below the second threshold value, the switching operation of the switching element is stopped, and when the oscillation is stopped, the switch is turned off, and the feedback signal is larger than the second threshold value. A switch control circuit that operates intermittently to start the switching operation of the switching element and turn on the switch when a fourth threshold value or more is reached ;
    A control circuit for a switching power supply device comprising:
  2. 前記スイッチ、前記低入力電圧動作禁止回路及び前記スイッチ制御回路を、集積回路内に設けることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置の制御回路。   2. The control circuit for a switching power supply device according to claim 1, wherein the switch, the low input voltage operation prohibition circuit, and the switch control circuit are provided in an integrated circuit.
  3. 請求項1乃至請求項2のいずれか1項記載の制御回路を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。A switching power supply apparatus comprising the control circuit according to claim 1.
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