JP5768226B2

JP5768226B2 - Semiconductor light-emitting element lighting device and lighting fixture using the same

Info

Publication number: JP5768226B2
Application number: JP2010207583A
Authority: JP
Inventors: 明則平松; 水川　宏光; 宏光水川
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2010-09-16
Filing date: 2010-09-16
Publication date: 2015-08-26
Anticipated expiration: 2030-09-16
Also published as: JP2012064431A

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。 The present invention relates to a semiconductor light emitting device lighting device for lighting a semiconductor light emitting device such as a light emitting diode (LED) and a lighting fixture using the same.

特許文献１によれば、いわゆる臨界モードで動作する降圧チョッパ回路により発光ダイオード（ＬＥＤ）に流れる電流を制御するＬＥＤ点灯装置が開示されている。ここで、臨界モードとは、図７に示されるように、スイッチング素子のオン期間Ｔ_ONにインダクタンス要素に蓄積されたエネルギーがスイッチング素子のオフ期間Ｔ_OFFに放出され、そのエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子を再度オンさせる制御モードのことであり、他の制御モードに比べて電力変換効率が高くなる。また、スイッチング電流のピーク値の半分が負荷電流の実効値となるので、定電流制御が容易に実現できる。 Patent Document 1 discloses an LED lighting device that controls a current flowing through a light emitting diode (LED) by a step-down chopper circuit that operates in a so-called critical mode. Here, as shown in FIG. 7, the critical mode is the timing at which the energy accumulated in the inductance element during the ON period T _ON of the switching element is released during the OFF period T _OFF of the switching element and the energy release is completed. This is a control mode in which the switching element is turned on again, and the power conversion efficiency is higher than in other control modes. In addition, since half of the peak value of the switching current is the effective value of the load current, constant current control can be easily realized.

例えば、図５（ａ）に示す降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１を臨界モードで動作させる場合について説明する。入力端子Ａ−Ｂ間には、例えば、商用交流電源を昇圧チョッパ回路により昇圧した直流電圧が供給され、出力端子Ｃ−Ｄ間には、ＬＥＤ直列回路またはこれを複数並列接続した負荷回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→コンデンサＣ２を介して図７に示す電流Ｉ_Q1が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーにより逆起電力が発生し、インダクタＬ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ１の経路で回生電流Ｉ_D1が流れる。この回生電流Ｉ_D1がゼロに戻ったタイミングでスイッチング素子Ｑ１を再度オンさせると、スイッチング損失が少なく、電流の休止期間も生じないので、他の制御モードに比べて電力変換効率が高くなる。 For example, the case where the switching element Q1 of the step-down chopper circuit 3a shown in FIG. 5A is operated in the critical mode will be described. For example, a DC voltage obtained by boosting a commercial AC power source using a boost chopper circuit is supplied between the input terminals A and B, and an LED series circuit or a load circuit in which a plurality of these are connected in parallel is connected between the output terminals CD. Is done. When switching element Q1 is on, current _IQ1 shown in FIG. 7 flows through switching element Q1 → inductor L1 → capacitor C2, and energy is stored in inductor L1. When the switching element Q1 is turned off, the back electromotive force is generated by the energy accumulated in the inductor L1, and the regenerative current I _D1 flows through the path of the inductor L1, the capacitor C2, and the diode D1. If the switching element Q1 is turned on again at the timing when the regenerative current I _D1 returns to zero, the switching loss is small and no current pause period occurs, so that the power conversion efficiency is higher than in other control modes.

特開２０１０−４０８７８号公報（図１、図２、段落３５、４０）JP 2010-40878 (FIGS. 1 and 2, paragraphs 35 and 40)

特許文献１の段落３５、４０では、外部からの調光信号に応じて、スイッチング素子Ｑ１のオン期間Ｔ_ONをＰＷＭ制御することが提案されているが、具体的な回路構成は開示されていない。また、ＬＥＤの特性のばらつきやインダクタンス等の回路定数のばらつきに対する工場出荷時の出力調整や、温度変化、経年変化等に対して簡単かつ安価に出力調整するための構成についても示唆されていない。 In paragraphs 35 and 40 of Patent Document 1, it is proposed that the _ON period T _ON of the switching element Q1 is PWM controlled in accordance with an external dimming signal, but a specific circuit configuration is not disclosed. . Also, there is no suggestion of a configuration for output adjustment at the time of shipment from the factory for variations in characteristics of LEDs or variations in circuit constants such as inductance, and a configuration for simple and inexpensive output adjustment for temperature changes, aging changes, and the like.

本発明は、臨界モードで動作する電力変換回路により半導体発光素子に流れる電流を制御する点灯装置において、簡単な構成で出力調整を実現することを課題とする。 An object of the present invention is to realize output adjustment with a simple configuration in a lighting device that controls a current flowing in a semiconductor light emitting element by a power conversion circuit operating in a critical mode.

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と、前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタンス要素Ｌ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と、前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と、前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタンス要素Ｌ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段（制御回路５）と、前記電流検出手段により検出される検出値に出力調整のための補正値を重畳させる可変抵抗素子ＶＲ２とを備え、前記可変抵抗素子は、前記半導体発光素子の出力光に応じて抵抗値が変化するように構成されていることを特徴とするものである。 The invention of claim 1, in order to solve the above problem, as shown in FIG. 1, connected in series with the switching element Q1 to on-off controlled at a high frequency to a DC power source, is connected in series with the switching element Q1 wherein the inductance element L1 current from the DC power supply flows when the switching element Q1, releasing the energy accumulated in the inductance element L1 during on of the switching element Q1 to the semiconductor light emitting element 4 during off of the switching element Q1 Te the regenerative diode D1, a current detecting means for detecting a current flowing through the switching element Q1 (the resistor R1), together with the current value detected by said current detecting means turns off the pre-Symbol switching element Q1 reaches a predetermined value Before the energy release of the inductance element L1 is completed And a control means for turning on the switching element Q1 (control circuit 5), and a variable resistance element VR2 for superimposing a correction value for the output adjustment in the detection value detected by the previous SL current detecting means, the variable resistance element The resistance value is changed in accordance with the output light of the semiconductor light emitting device .

請求項２の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、図１に示すように、前記補正値を前記スイッチング素子Ｑ１のオン制御信号（７番ピンの信号）に同期して重畳させることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the lighting device for a semiconductor light emitting element according to the first aspect, as shown in FIG. 1, the correction value is synchronized with an ON control signal (a signal of the 7th pin) of the switching element Q1. It is characterized by overlapping.

請求項３の発明は、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と、前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素Ｌ１と、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタンス要素Ｌ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と、前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と、前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタンス要素Ｌ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御手段（制御回路５）と、前記電流検出手段により検出される検出値から出力調整のための補正値を差し引く可変抵抗素子ＶＲ１とを備え、前記可変抵抗素子は、前記半導体発光素子の出力光に応じて抵抗値が変化するように構成されていることを特徴とするものである。 A third aspect of the present invention, as shown in FIG. 1, connected in series with the switching element Q1 to on-off controlled at a high frequency to a DC power source, said during on of the switching element Q1 is connected in series with the switching element Q1 the inductance element L1 in which current flows from the DC power source, a regeneration diode D1 to release energy accumulated in the inductance element L1 during on of the switching element Q1 to the semiconductor light emitting element 4 during off of the switching element Q1, the switching element current detecting means for detecting a current flowing through Q1 and (resistor R1), the energy release is completed inductance element L1 with a current value detected by said current detecting means turns off the pre-Symbol switching element Q1 reaches a predetermined value When the switching element Q1 is turned on And control means (control circuit 5) which, before SL and a variable resistance element VR1 subtracting the correction value for the output adjustment from the detection value detected by the current detecting means, the variable resistance element of the semiconductor light emitting element The resistance value is changed according to the output light .

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図６）。 The invention of claim 6 is a lighting apparatus comprising the semiconductor light emitting element lighting device according to any one of claims 1 to 5 and the semiconductor light emitting element to which current is supplied from the lighting device (FIG. 6).

請求項１または３の発明によれば、スイッチング素子に流れる電流の検出値が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御すると共に、スイッチング素子がオフされた後、インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点でスイッチング素子をオン制御する制御手段を備える半導体発光素子の点灯装置において、スイッチング素子に流れる電流の検出値に対して出力調整のための補正値を重畳する可変抵抗素子、または、スイッチング素子に流れる電流の検出値から出力調整のための補正値を差し引く可変抵抗素子を有することにより、簡単な構成で精度良く出力調整することができる。 According to the invention of claim 1 or 3, when the detected value of the current flowing through the switching element reaches a predetermined value, the switching element is controlled to be turned off, and after the switching element is turned off, the energy stored in the inductance element is released. In a lighting device for a semiconductor light-emitting element that includes a control unit that controls the switching element to be turned on when the switching is completed, a variable resistance element that superimposes a correction value for output adjustment on a detected value of a current flowing through the switching element, or By having the variable resistance element that subtracts the correction value for output adjustment from the detected value of the current flowing through the switching element, the output can be adjusted accurately with a simple configuration.

請求項２の発明によれば、スイッチング素子のオン制御信号に同期して補正値を重畳させるので、電流検出抵抗における無駄な電力消費を抑制できる。 According to the invention of claim 2, since the correction value is superimposed in synchronization with the ON control signal of the switching element, wasteful power consumption in the current detection resistor can be suppressed.

本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。It is a circuit diagram of the lighting device of Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。It is the circuit diagram which simplified and showed the internal structure of the control integrated circuit used for the lighting device of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。It is a block circuit diagram which shows the whole structure of the LED light control lighting apparatus using the lighting device of Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態４の点灯装置の要部構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the principal part structural example of the lighting device of Embodiment 4 of this invention. 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。It is a circuit diagram of various switching power supply circuits to which the present invention can be applied. 本発明の実施形態６の照明器具の概略構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows schematic structure of the lighting fixture of Embodiment 6 of this invention. 従来のＬＥＤ点灯装置の動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of the conventional LED lighting device.

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram of a lighting device according to Embodiment 1 of the present invention. The lighting device includes a power connector CON1 and an output connector CON2. A commercial AC power supply (100 V, 50/60 Hz) is connected to the power connector CON1. A semiconductor light emitting element 4 such as a light emitting diode (LED) is connected to the output connector CON2. The semiconductor light emitting element 4 may be an LED module in which a plurality of LEDs are connected in series, in parallel, or in series-parallel.

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して整流平滑回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。整流平滑回路２ｂは、ここでは全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０よりなる回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。 A rectifying / smoothing circuit 2b is connected to the power connector CON1 via a current fuse FUSE and a filter circuit 2a. The filter circuit 2a includes a surge voltage absorbing element ZNR, filter capacitors Ca and Cb, and a common mode choke coil LF. The rectifying / smoothing circuit 2b is shown here as a circuit composed of a full-wave rectifier DB and a smoothing capacitor C0, but may be a power factor improving circuit using a boost chopper circuit.

整流平滑回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と整流平滑回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。 A step-down chopper circuit 3 is connected to the output terminal of the rectifying / smoothing circuit 2b. The step-down chopper circuit 3 includes an inductor L1 connected in series to the semiconductor light emitting element 4 that is lit by a direct current, and a series circuit between the inductor L1 and the series circuit of the semiconductor light emitting element 4 and the output of the rectifying and smoothing circuit 2b. A switching element Q1 connected to the semiconductor element, and a parallel circuit connected to a series circuit of the inductor L1 and the semiconductor light emitting element 4, and discharging energy stored in the inductor L1 to the semiconductor light emitting element 4 when the switching element Q1 is turned off. And a regenerative diode D1 connected thereto. Further, an output capacitor C2 is connected in parallel with the semiconductor light emitting element 4. The output capacitor C2 is set to have a capacitance so that a pulsating component due to the on / off of the switching element Q1 is smoothed and a smoothed DC current flows through the semiconductor light emitting element 4.

スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。 The switching element Q1 is driven on and off at a high frequency by the control circuit 5. The control circuit 5 includes a control integrated circuit 50 and its peripheral circuits. Here, L6562 manufactured by STMicroelectronics is used as the control integrated circuit 50. This chip (L6562) is originally a control IC for a PFC circuit (a step-up chopper circuit for power factor correction control), and includes an extra component for controlling the step-down chopper circuit, such as a multiplier circuit. Yes. On the other hand, in order to control the average value of the input current to be similar to the envelope of the input voltage, the function of controlling the peak value of the input current and the zero cross control function are provided in one chip. The function is diverted to control the step-down chopper circuit.

図２は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。 FIG. 2 shows a simplified internal configuration of the control integrated circuit 50 used in this embodiment. Pin 1 (INV) is an inverting input terminal of a built-in error amplifier (error amplifier) EA, Pin 2 (COMP) is an output terminal of error amplifier EA, Pin 3 (MULT) is an input terminal of multiplier circuit 52, 4 Pin (CS) is a chopper current detection terminal, Pin 5 (ZCD) is a zero cross detection terminal, Pin 6 (GND) is a ground terminal, Pin 7 (GD) is a gate drive terminal, Pin 8 (Vcc) is Power supply terminal.

電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。 When a control power supply voltage equal to or higher than a predetermined voltage is supplied between the power supply terminal Vcc and the ground terminal GND, the control power supply 51 generates the reference voltages Vref1 and Vref2 and enables each circuit in the integrated circuit to operate. When power is turned on by the starter 53, a start pulse is supplied to the set input terminal S of the flip-flop FF1, and the Q output of the flip-flop FF1 becomes High level. As a result, the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes High level via the drive circuit 54.

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２１、Ｒ２０で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。 When the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes High level, the gate drive voltage divided by the resistors R21 and R20 in FIG. 1 is applied between the gate and source of the switching element Q1 made of MOSFET. Since the resistor R1 is a small resistor for current detection, it hardly affects the drive voltage between the gate and the source.

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ０の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。 When the switching element Q1 is turned on, a current flows from the positive electrode of the capacitor C0 to the negative electrode of the capacitor C0 via the output capacitor C2, the inductor L1, the switching element Q1, and the resistor R1. At this time, the chopper current i flowing through the inductor L1 is a current that rises substantially linearly unless the inductor L1 is magnetically saturated. This current is detected by the resistor R1 and input to the fourth pin (CS) of the control integrated circuit 50.

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定される。 The fourth pin (CS) of the control integrated circuit 50 is a chopper current detection terminal, and the voltage is applied to the + input terminal of the comparator CP1 through a 40 KΩ and 5 pF noise filter inside the IC. A reference voltage is applied to the negative input terminal of the comparator CP1. This reference voltage is determined by the applied voltage V1 at the first pin (INV) and the applied voltage V3 at the third pin (MULTI).

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２２がオンとなり、抵抗Ｒ２２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。 When the voltage at the chopper current detection terminal CS exceeds the reference voltage, the output of the comparator CP1 becomes high level, and a reset signal is input to the reset input terminal R of the flip-flop FF1. As a result, the Q output of the flip-flop FF1 becomes low level. At this time, since the drive circuit 54 operates so as to draw current from the 7th pin (gate drive terminal GD), the diode D22 of FIG. 1 is turned on, and the gate-source charge of the switching element Q1 is changed via the resistor R22. As a result, the switching element Q1 made of MOSFET is quickly turned off.

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。 When the switching element Q1 is turned off, the electromagnetic energy stored in the inductor L1 is released to the output capacitor C2 via the regenerative diode D1. At this time, since the voltage across the inductor L1 is clamped to the voltage Vc2 of the output capacitor C2, the current i of the inductor L1 decreases with a substantially constant slope (di / dt≈−Vc2 / L1).

コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は負荷電圧に応じて変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。 When the voltage Vc2 of the capacitor C2 is high, the current i of the inductor L1 is rapidly attenuated. When the voltage Vc2 of the capacitor C2 is low, the current i of the inductor L1 is slowly attenuated. Therefore, even if the peak value of the current flowing through the inductor L1 is constant, the time until the current i of the inductor L1 disappears changes according to the load voltage. The required time is shorter as the voltage Vc2 of the capacitor C2 is higher and longer as the voltage Vc2 is lower.

インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。 During the period when the current i flows through the inductor L1, a voltage corresponding to the slope of the current i of the inductor L1 is generated in the secondary winding n2 of the inductor L1. This voltage disappears when the current i of the inductor L1 finishes flowing. The timing is detected by the fifth pin (zero cross detection terminal ZCD).

制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。 A negative input terminal of a comparator CP2 for zero cross detection is connected to the fifth pin (zero cross detection terminal ZCD) of the control integrated circuit 50. A reference voltage Vref2 for zero cross detection is applied to the + input terminal of the comparator CP2. When the voltage of the secondary winding n2 applied to the fifth pin (zero cross detection terminal ZCD) disappears, the output of the comparator CP2 becomes high level, and the set pulse is applied to the set input terminal S of the flip-flop FF1 via the OR gate. Is supplied, and the Q output of the flip-flop FF1 becomes High level. As a result, the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes High level via the drive circuit 54. Thereafter, the same operation is repeated.

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）には、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧を抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の直列回路を介して入力している。抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の接続点とグランド間には、電流検出感度を調整するための可変抵抗ＶＲ１を接続してある。可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を下げると、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧は、抵抗Ｒ４１と可変抵抗ＶＲ１とで分圧されて４番ピン（ＣＳ）に入力されるので、電流検出感度を下げることができ、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を上げることができる。 The detection voltage of the current detection resistor R1 is input to the fourth pin (CS) of the control integrated circuit 50 through a series circuit of resistors R41 and R42. A variable resistor VR1 for adjusting current detection sensitivity is connected between the connection point of the resistors R41 and R42 and the ground. When the resistance value of the variable resistor VR1 is lowered, the detection voltage of the current detection resistor R1 is divided by the resistor R41 and the variable resistor VR1 and input to the fourth pin (CS), so that the current detection sensitivity can be lowered. The peak value of the current flowing through the switching element Q1 can be increased.

また、スイッチング素子Ｑ１のゲートドライブ電圧を供給する７番ピン（ＧＤ）からダイオードＤ７、抵抗Ｒ４３、可変抵抗ＶＲ２を介して、可変抵抗ＶＲ１に直流電流を重畳させている。可変抵抗ＶＲ２を介する重畳電流は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなったタイミング、つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にのみ流れるから、常に重畳電流を流す場合に比べると、電力消費を低減できる。可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を下げると、重畳される直流電流が増加するので、４番ピン（ＣＳ）の電圧が増加し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を下げることができる。 Further, a direct current is superimposed on the variable resistor VR1 from the seventh pin (GD) that supplies the gate drive voltage of the switching element Q1 via the diode D7, the resistor R43, and the variable resistor VR2. Since the superimposed current through the variable resistor VR2 flows only at the timing when the 7th pin (gate drive terminal GD) becomes the high level, that is, the period when the switching element Q1 is on, compared with the case where the superimposed current is always flowed. , Power consumption can be reduced. When the resistance value of the variable resistor VR2 is lowered, the superimposed direct current increases, so that the voltage at the 4th pin (CS) increases and the peak value of the current flowing through the switching element Q1 can be lowered.

これら２つの可変抵抗ＶＲ１、ＶＲ２を調整することで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を適切に設定できる。ここで、適切に設定するとは、上限値に関して言えば、インダクタＬ１を磁気飽和させない範囲で、なおかつ、スイッチング素子Ｑ１の最大ピーク電流を越えない範囲とすることが適切であり、下限値に関して言えば、スイッチング素子Ｑ１の動作周波数が高くなり過ぎない範囲とすることが適切である。 By adjusting these two variable resistors VR1 and VR2, the peak value of the current flowing through the switching element Q1 can be set appropriately. Here, in terms of the upper limit value, it is appropriate that the inductor L1 is not magnetically saturated and that the maximum peak current of the switching element Q1 is not exceeded. It is appropriate that the operating frequency of the switching element Q1 is not too high.

《出力特性（定電流制御の仕組み）について》
出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ０の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。《Output characteristics (constant current control mechanism)》
A DC voltage obtained by stepping down the output voltage of the capacitor C0 is obtained at the output capacitor C2. This DC voltage is supplied to the semiconductor light emitting element 4 via the output connector CON2. When a light emitting diode (LED) is used as the semiconductor light emitting element 4, when the forward voltage of the LED is Vf and the number of series is n, the voltage Vc2 of the output capacitor C2 is clamped to approximately n × Vf.

ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。 When the number n of LEDs is large, the voltage Vc2 of the output capacitor C2 is high, so that the voltage difference (Vdc−Vc2) from the voltage Vdc of the capacitor C0 is small. For this reason, the voltage shared by the inductor L1 when the switching element Q1 is on is small, and the rising speed di / dt = (Vdc−Vc2) / L1 of the current i flowing through the inductor L1 is slow. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 reaches a predetermined peak value becomes longer, and the on-time of the switching element Q1 becomes longer.

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。 When the switching element Q1 is off, the back electromotive force generated at both ends of the inductor L1 is clamped to the voltage Vc2 (= n × Vf) of the capacitor C2. For this reason, when the number n of LEDs in series is large, the voltage applied to the inductor L1 is large when the switching element Q1 is turned off, and the decay rate di / dt = −Vc2 / L1 of the current i flowing through the inductor L1 becomes fast. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 becomes zero becomes short, and the OFF time of the switching element Q1 becomes short.

ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。 When the number n of LEDs in series is small, the on-time of the switching element Q1 becomes short and the off-time becomes long, contrary to the above description. That is, when the number n of LEDs in series is small, the voltage Vc2 of the output capacitor C2 is low, and the voltage difference (Vdc−Vc2) from the voltage Vdc of the capacitor C0 is large. For this reason, the voltage shared by the inductor L1 when the switching element Q1 is turned on is large, and the rising speed di / dt = (Vdc−Vc2) / L1 of the current i flowing through the inductor L1 is increased. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 reaches a predetermined peak value is shortened, and the ON time of the switching element Q1 is shortened.

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。 When the switching element Q1 is off, the back electromotive force generated at both ends of the inductor L1 is clamped to the voltage Vc2 (= n × Vf) of the capacitor C2. For this reason, when the number n of LEDs in series is small, the voltage applied to the inductor L1 when the switching element Q1 is off is small, and the decay rate di / dt = −Vc2 / L1 of the current i flowing through the inductor L1 is slow. As a result, the time until the current i flowing through the inductor L1 becomes zero becomes long, and the OFF time of the switching element Q1 becomes long.

このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。 Thus, according to the lighting device of the present embodiment, when the number n of LEDs in series increases, the ON time of the switching element Q1 automatically increases and the OFF time decreases, and when the number n of LEDs in series decreases, The on time of the switching element Q1 is automatically shortened and the off time is lengthened automatically. Accordingly, the constant current characteristic can be maintained regardless of the number n of LEDs in series.

なお、制御電源回路１０の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、コンデンサＣ０の正極から高抵抗を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。 Although the detailed configuration of the control power supply circuit 10 is not limited, a smoothing capacitor C3 and a Zener diode ZD1 for regulating the voltage are provided here. In the simplest example, a charging current may be supplied from the positive electrode of the capacitor C0 to the positive electrode of the capacitor C3 via a high resistance. As a more efficient power supply means, a configuration in which the capacitor C3 is charged from the secondary winding n2 of the inductor L1 in a steady state may be adopted.

また、本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。 Further, in this embodiment, the timing at which the current flowing through the inductor L1 becomes substantially zero is detected by detecting the voltage disappearance timing of the secondary winding n2 of the inductor L1. The specific means may be changed as long as it is a means capable of detecting the timing at which the regenerative current disappears, such as detecting an increase in the reverse voltage of the diode D1 or detecting a drop in the voltage across the switching element Q1. Absent.

《調光動作について》
本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。 <About dimming operation>
According to the configuration of the present embodiment, the average value of the chopper current hardly changes even when the load is different. Therefore, the effective value of the output current supplied to the load after the pulsating component of the chopper current is smoothed by the output capacitor C2 is substantially constant regardless of the load.

そこで、高周波のチョッパ動作を低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、ＰＷＭ信号のデューティに応じた出力電流を半導体発光素子４に供給することができ、精度の高い調光が可能となる。そのために、図１の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間にスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御している。 Therefore, by intermittently stopping the high-frequency chopper operation in accordance with the low-frequency PWM signal, an output current corresponding to the duty of the PWM signal can be supplied to the semiconductor light-emitting element 4, and high-precision light control is achieved. It becomes possible. Therefore, in the embodiment of FIG. 1, the switching element Q2 is connected between the control electrode of the switching element Q1 and the ground, and the gate voltage V2 of the switching element Q2 is controlled according to the low-frequency PWM signal.

低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃを介して、制御回路５に入力される。 The low-frequency PWM signal is, for example, a rectangular wave voltage signal of 1 kHz, and is a dimming signal such that the dimming output becomes larger as the Low level period in one cycle is longer. This type of PWM signal is widely used in the field of dimming / lighting devices for fluorescent lamps. As shown in FIG. 3, the PWM signal is supplied from the dimming signal line via the connector CON3 of the lighting device 1, and the rectifier circuit 5a. The signal is input to the control circuit 5 through the insulation circuit 5b and the waveform shaping circuit 5c.

図１の回路では、図３の波形整形回路５ｃから出力された低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２としており、ゲート電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間を短絡させる。また、ゲート電圧Ｖ２がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となり、接続されていないのと同じ状態となる。 In the circuit of FIG. 1, the low-frequency PWM signal output from the waveform shaping circuit 5c of FIG. 3 is used as the gate voltage V2 of the switching element Q2, and when the gate voltage V2 is at the high level, the switching element Q2 is turned on. The control electrode of the element Q1 and the ground are short-circuited. When the gate voltage V2 is at the low level, the switching element Q2 is turned off (high impedance state), and is in the same state as not being connected.

スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗Ｒ２１とスイッチング素子Ｑ２の接続点が常にＬｏｗレベルとなる。したがって、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わっても、そのゲートドライブ出力は抵抗Ｒ２１で消費されることになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。 While the switching element Q2 is on, the connection point between the resistor R21 and the switching element Q2 is always at the low level. Therefore, even if the 7th pin (gate drive terminal GD) of the control integrated circuit 50 is switched to High / Low at a high frequency, the gate drive output is consumed by the resistor R21, and the switching element Q1 is turned off. Maintained.

また、スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わるのに応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフに切り替わるので、通常のチョッパ動作となる。 In addition, when the switching element Q2 is turned off, the switching element Q1 is turned on / off in accordance with the high-frequency switching of the seventh pin (gate drive terminal GD) of the control integrated circuit 50 to High / Low. Normal chopper operation is performed.

したがって、チョッパ動作期間とチョッパ動作停止期間の比率は、ＰＷＭ信号のＬｏｗレベル期間とＨｉｇｈレベル期間の比率と一致することになる。チョッパ動作期間では定電流が供給され、チョッパ動作停止期間では電流供給が停止されるので、結局、ＰＷＭ信号の１周期に対するＬｏｗレベル期間の割合に応じた電流が半導体発光素子４に供給されることになる。これにより精度の高い調光が可能となる。 Therefore, the ratio between the chopper operation period and the chopper operation stop period coincides with the ratio between the low level period and the high level period of the PWM signal. Since a constant current is supplied in the chopper operation period and the current supply is stopped in the chopper operation stop period, a current corresponding to the ratio of the Low level period to one cycle of the PWM signal is eventually supplied to the semiconductor light emitting element 4. become. Thereby, high-precision light control is possible.

また、上述のスイッチング素子Ｑ２のオンオフ制御に代えて、もしくは、これと共に、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）を低周波のＰＷＭ信号に同期してグランドに短絡させることにより、制御用集積回路５０の発振動作を間欠的に停止させるように制御しても良い。上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡してＩＣの動作を停止させ、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）を開放して通常の動作に戻す。これにより、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間と、Ｈｉｇｈレベルの期間の比率に応じて、調光が可能となる。 Further, instead of the on / off control of the switching element Q2 described above, or together with this, the fifth pin (ZCD) of the control integrated circuit 50 is short-circuited to the ground in synchronization with the low-frequency PWM signal. Control may be made so that the oscillation operation of the integrated circuit 50 is intermittently stopped. As described above, when L6562 manufactured by ST Microelectronics is used as the control integrated circuit 50, the disable circuit 55 is connected to the fifth pin (ZCD) as the zero cross detection terminal as shown in FIG. The operation of the IC can be stopped by short-circuiting the fifth pin to the ground. Therefore, when the low frequency PWM signal is at the high level, the fifth pin (ZCD) is short-circuited to the ground to stop the operation of the IC, and when the low frequency PWM signal is at the low level, the fifth pin (ZCD) is stopped. ) To return to normal operation. Thus, dimming can be performed according to the ratio of the low-frequency PWM signal during the low level to the high level.

図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと整流平滑回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ０の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。 The whole structure of the LED dimming / lighting device 1 incorporating the lighting device of FIG. 1 is shown in FIG. The power supply circuit 2 includes the filter circuit 2a and the rectifying / smoothing circuit 2b described above. Capacitors Cc and Cd are capacitors for connecting the circuit ground (the negative electrode of the capacitor C0) to the appliance chassis at a high frequency. CON1 is a power supply connector connected to the commercial AC power supply Vs, CON2 is an output connector connected to the semiconductor light emitting element 4 via the lead wire 44, and CON3 is a connector for connecting a dimming signal line. The dimming signal line is supplied with a dimming signal composed of a rectangular wave voltage signal having a variable duty with a frequency of 1 kHz and an amplitude of 10 V, for example.

コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流器ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。 The rectifier circuit 5a connected to the connector CON3 is a circuit for making the wiring of the dimming signal line non-polar, and operates normally even if the dimming signal line is reversely connected. That is, the input dimming signal is full-wave rectified by the full-wave rectifier DB1, and a rectangular wave voltage signal is obtained at both ends of the Zener diode ZD via the impedance element Z1 such as a resistor. The insulating circuit 5b includes a photocoupler PC1 and transmits a rectangular wave voltage signal while insulating the dimming signal line from the lighting device. The waveform shaping circuit 5c is a circuit that shapes the signal output from the photocoupler PC1 of the insulating circuit 5b and outputs it as a clear PWM signal having a high level and a low level. Since the waveform of the rectangular wave voltage signal transmitted over a long distance via the dimming signal line is distorted, a waveform shaping circuit 5c is provided.

（実施形態２）
上述の実施形態１では、可変抵抗素子ＶＲ１，ＶＲ２として、摺動子付きの可変抵抗（いわゆるボリューム抵抗）を用いているが、いずれか一方または両方を、サーミスタ等の温度変化により抵抗値が変化する感温抵抗素子に置き換えても良い。また、摺動子付きの可変抵抗と感温抵抗素子を併用しても良い。 (Embodiment 2)
In the first embodiment described above, variable resistors with sliders (so-called volume resistors) are used as the variable resistance elements VR1 and VR2. However, the resistance value of one or both of them varies depending on a temperature change of a thermistor or the like. It may be replaced with a temperature sensitive resistance element. Further, a variable resistor with a slider and a temperature sensitive resistance element may be used in combination.

感温抵抗素子は、半導体発光素子４の温度を検出しても良いし、環境温度（点灯装置の周囲温度）を検出しても良いし、インダクタＬ１やスイッチング素子Ｑ１等の回路素子の温度を検出しても良い。 The temperature sensitive resistance element may detect the temperature of the semiconductor light emitting element 4, may detect the environmental temperature (ambient temperature of the lighting device), or may control the temperature of the circuit elements such as the inductor L 1 and the switching element Q 1. It may be detected.

半導体発光素子４として、発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、素子の温度が上昇すると、発光効率が低下することが知られている。そこで、温度上昇による出力低下分を相殺するように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を増大させる方向に制御すれば、出力を一定化できる。 When a light emitting diode (LED) is used as the semiconductor light emitting element 4, it is known that the luminous efficiency decreases as the temperature of the element increases. Therefore, the output can be made constant by controlling the direction in which the peak value of the current flowing through the switching element Q1 is increased so as to cancel out the output decrease due to the temperature rise.

また、半導体発光素子４として、白色系の発光ダイオードを用いた場合、素子に流れる電流の大きさを変えると、色温度が変化することが知られている。そこで、環境温度（点灯装置の周囲温度）を検出し、環境温度が高いときには、色温度の高い寒色系の発光色となるように、また、環境温度が低いときには、色温度の低い暖色系の発光色となるように、素子に流れる電流の大きさを変えるように制御しても良い。この場合、素子に流れる電流の大きさを変えることで明るさが変化してしまう。そこで、出力コンデンサＣ２を省略し、スイッチング素子Ｑ２によりチョッパ動作を間欠的に休止させることにより、半導体発光素子４に流れる電流の実効値は一定としながら、色温度のみを環境温度に応じて調整するように制御しても良い。 In addition, when a white light emitting diode is used as the semiconductor light emitting element 4, it is known that the color temperature changes when the magnitude of the current flowing through the element is changed. Therefore, the ambient temperature (the ambient temperature of the lighting device) is detected, so that when the ambient temperature is high, a light emitting color with a high color temperature is produced, and when the ambient temperature is low, a warm color system with a low color temperature is used. You may control to change the magnitude | size of the electric current which flows into an element so that it may become luminescent color. In this case, brightness changes by changing the magnitude of the current flowing through the element. Therefore, by omitting the output capacitor C2 and intermittently stopping the chopper operation by the switching element Q2, the effective value of the current flowing through the semiconductor light emitting element 4 is kept constant, and only the color temperature is adjusted according to the environmental temperature. You may control as follows.

さらに、インダクタＬ１やスイッチング素子Ｑ１等の回路素子の温度を検出し、検出温度が異常に上昇した場合、これらの回路素子を保護するように、出力を抑制方向に調整するように制御しても良い。 Furthermore, even if the temperature of the circuit elements such as the inductor L1 and the switching element Q1 is detected, and the detected temperature rises abnormally, the output is controlled to be adjusted in the suppression direction so as to protect these circuit elements. good.

感温抵抗素子としては、正特性または負特性のサーミスタを用いても良いし、その他の半導体感温素子を用いても良い。温度特性を正特性とするか負特性とするかは、上述の各用途に応じて使い分ければ良い。例えば、半導体発光素子４の素子温度を検出して、温度上昇による出力低下を相殺するように制御する場合には、図１の可変抵抗ＶＲ１の箇所に負特性のサーミスタを接続するか、可変抵抗ＶＲ２の箇所に正特性のサーミスタを接続すれば良い。 As the temperature sensitive resistance element, a thermistor having a positive characteristic or a negative characteristic may be used, or another semiconductor temperature sensitive element may be used. Whether the temperature characteristic is a positive characteristic or a negative characteristic may be properly used according to each application described above. For example, when the element temperature of the semiconductor light emitting element 4 is detected and controlled so as to cancel out the output decrease due to the temperature increase, a negative thermistor is connected to the variable resistor VR1 in FIG. A positive temperature coefficient thermistor may be connected to VR2.

（実施形態３）
また、図１の可変抵抗素子ＶＲ１及び／又はＶＲ２に代えて、周囲照度または半導体発光素子４の出力光に応じて抵抗値が変化する半導体素子を用いても良い。 (Embodiment 3)
In addition, instead of the variable resistance elements VR1 and / or VR2 of FIG. 1, a semiconductor element whose resistance value changes in accordance with ambient illuminance or output light of the semiconductor light emitting element 4 may be used.

例えば、屋外の標識灯の用途に本発明の点灯装置を用いる場合、夜間は周囲照度が低下するから光出力を低下させて節電したい。このような場合、図１の可変抵抗素子ＶＲ１をＣｄＳ等の光導電素子に置き換えて、周囲照度を検出するように構成すれば、夜間は電流検出抵抗Ｒ１の電流検出感度が高くなるから、光出力が抑制される。また、昼間は電流検出抵抗Ｒ１の電流検出感度が低くなるから、光出力が上昇する。 For example, when the lighting device of the present invention is used for an outdoor sign lamp, the ambient illuminance decreases at night, so it is desired to reduce the light output to save power. In such a case, if the variable resistance element VR1 in FIG. 1 is replaced with a photoconductive element such as CdS to detect ambient illuminance, the current detection sensitivity of the current detection resistance R1 increases at night. Output is suppressed. Moreover, since the current detection sensitivity of the current detection resistor R1 is low during the daytime, the light output is increased.

また、半導体発光素子４として、発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、素子の温度が上昇すると、発光効率が低下することで光出力が低下するが、図１の可変抵抗素子ＶＲ２をＣｄＳ等の光導電素子に置き換えて、半導体発光素子４の出力光を検出するように構成すれば、光出力の変動を抑制するように出力調整できる。つまり、光出力の検出値が低下すると、光導電素子の抵抗値が上昇することで、スイッチング素子Ｑ１のオン時に電流検出値に重畳される補正値が減少するから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が増大する方向に制御される。経年変化により発光ダイオード（ＬＥＤ）が劣化したり、照明器具の汚れにより光出力が低下した場合にも、同様の構成により光出力の低下を相殺するように出力調整できる。 In addition, when a light emitting diode (LED) is used as the semiconductor light emitting element 4, when the temperature of the element rises, the light output decreases due to a decrease in light emission efficiency, but the variable resistance element VR2 in FIG. If it replaces with a photoconductive element and it comprises so that the output light of the semiconductor light-emitting element 4 may be detected, it can adjust output so that the fluctuation | variation of an optical output may be suppressed. That is, when the detection value of the light output decreases, the resistance value of the photoconductive element increases, and the correction value superimposed on the current detection value when the switching element Q1 is turned on decreases. Therefore, the current flowing through the switching element Q1 The peak value is controlled to increase. Even when the light emitting diode (LED) is deteriorated due to secular change or the light output is lowered due to dirt of the lighting fixture, the output can be adjusted so as to offset the decrease in the light output by the same configuration.

（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４の要部回路図である。本実施形態では、経年変化による発光ダイオード（ＬＥＤ）の劣化を評価するためにフォトカプラＰＣ２を用いている。フォトカプラＰＣ２の発光素子はＬＥＤよりなり、これも経年変化により劣化する。主光源としての半導体発光素子４の点灯時間中はフォトカプラＰＣ２の発光素子にも通電することにより、その光出力は経年変化により減少するから、フォトカプラＰＣ２の受光素子の抵抗値は経年変化により上昇する。 (Embodiment 4)
FIG. 4 is a main part circuit diagram of Embodiment 4 of the present invention. In this embodiment, the photocoupler PC2 is used to evaluate the deterioration of the light emitting diode (LED) due to aging. The light-emitting element of the photocoupler PC2 is made of an LED, which also deteriorates over time. During the lighting time of the semiconductor light-emitting element 4 as the main light source, the light output of the photocoupler PC2 is reduced by aging when the light-emitting element of the photocoupler PC2 is energized. To rise.

図示された例では、抵抗Ｒ４４とフォトカプラＰＣ２の発光素子の直列回路に７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）の制御信号を供給している。スイッチング素子Ｑ１のオン時には、７番ピンのＨｉｇｈレベルの出力電圧により抵抗Ｒ４４を介してフォトカプラＰＣ２の発光素子に駆動電流が流れるから、フォトカプラＰＣ２の受光素子の導電率が上がる。すると、７番ピンのＨｉｇｈレベルの出力電圧により、フォトカプラＰＣ２の受光素子、抵抗Ｒ４５、ダイオードＤ５を介して電流検出抵抗Ｒ１に直流電流が重畳される。 In the illustrated example, a control signal for the 7th pin (gate drive terminal GD) is supplied to the series circuit of the resistor R44 and the light emitting element of the photocoupler PC2. The when the switching element Q1, since the driving current flows to the light-emitting element of the photocoupler PC2 via the resistor R44 by the High level of the output voltage of the seventh pin, the conductivity of the light receiving element of the photocoupler PC2 is above want. Then, a DC current is superimposed on the current detection resistor R1 via the light receiving element of the photocoupler PC2, the resistor R45, and the diode D5 by the High level output voltage of the 7th pin.

フォトカプラＰＣ２の発光素子が寿命初期である場合、フォトカプラＰＣ２の受光素子の導電率は十分に下がるので、重畳される直流電流も大きくなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を小さくすることができる。一方、フォトカプラＰＣ２の発光素子が経年劣化すると、その光出力が減少することにより、フォトカプラＰＣ２の受光素子の導電率は上がりにくくなるので、重畳される直流電流が小さくなり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を大きくすることができる。これにより、半導体発光素子４の経年変化により発光効率が低下しても、光出力が不足しないように、出力電流を増大させることができる。 When the light emitting element of the photocoupler PC2 is in the early stage of life, the conductivity of the light receiving element of the photocoupler PC2 is sufficiently lowered, so that the superimposed direct current is also increased, and the peak value of the current flowing through the switching element Q1 is reduced. Can do. On the other hand, when the light emitting element of the photocoupler PC2 is degraded over time, by the light output decreases, the conductivity of the light receiving element of the photocoupler PC2 so difficult rising above, DC current is reduced to be superimposed, the switching element Q1 The peak value of the current flowing through can be increased. Thereby, even if the light emission efficiency decreases due to the secular change of the semiconductor light emitting element 4, the output current can be increased so that the light output is not insufficient.

また、本実施形態では、図３に示す波形整形回路５ｃから出力されたＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、制御用集積回路５０の発振動作を停止させるべく、制御用集積回路５０の５番ピンをグランドに短絡させている。他の構成は実施形態１と同じで良い。 In the present embodiment, the fifth pin of the control integrated circuit 50 is stopped in order to stop the oscillation operation of the control integrated circuit 50 during the period when the PWM signal output from the waveform shaping circuit 5c shown in FIG. Is shorted to ground. Other configurations may be the same as those in the first embodiment.

上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号（図１のスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２）がＨｉｇｈレベルのときは、図４のスイッチング素子Ｑ３をオンさせて、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡させてＩＣの動作を停止させ、ゲートドライブ端子ＧＤ（７番ピン）からゲートドライブ信号が出力されないようにしている。 As described above, when L6562 manufactured by ST Microelectronics is used as the control integrated circuit 50, the disable circuit 55 is connected to the fifth pin (ZCD) as the zero cross detection terminal as shown in FIG. The operation of the IC can be stopped by short-circuiting the fifth pin to the ground. Therefore, when the low-frequency PWM signal (the gate voltage V2 of the switching element Q2 in FIG. 1) is at a high level, the switching element Q3 in FIG. 4 is turned on, and the fifth pin (ZCD) is short-circuited to the ground. The gate drive signal is not output from the gate drive terminal GD (7th pin).

このため、調光点灯時においては、調光レベルが低くなるにつれてフォトカプラＰＣ２の発光素子に高周波のパルス電流が流れる期間が短くなり、フォトカプラＰＣ２の発光素子の劣化は進みにくい。したがって、半導体発光素子４の累積点灯時間が長くても、調光点灯されていた期間が長い場合には、照度補正は緩やかに進行する。 Therefore, at the time of dimming lighting, the period during which a high-frequency pulse current flows through the light emitting element of the photocoupler PC2 is shortened as the dimming level is lowered, and the deterioration of the light emitting element of the photocoupler PC2 is difficult to proceed. Therefore, even if the cumulative lighting time of the semiconductor light emitting element 4 is long, the illuminance correction proceeds slowly when the period during which the dimming light is on is long.

（実施形態５）
上述の実施形態１〜４では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図５（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。 (Embodiment 5)
In the first to fourth embodiments described above, the circuit example in which the switching element Q1 of the step-down chopper circuit 3 is disposed on the low potential side has been described. However, as illustrated in FIG. 5A, the switching element of the step-down chopper circuit 3a. It goes without saying that the present invention can be applied even when Q1 is arranged on the high potential side.

また、図５（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図５（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図５（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図５（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄの例である。これらは例示であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタンス要素（インダクタＬ１またはトランスＴ１）に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流検出動作と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードＤ１を介して放出される電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオン制御するゼロクロス検出動作を併用しているスイッチング電源回路であれば、本発明を適用することができる。 Further, the present invention can also be applied to various switching power supply circuits as shown in FIGS. FIG. 5B shows an example of a step-up chopper circuit 3b, FIG. 5C shows an example of a flyback converter circuit 3c, and FIG. 5D shows an example of a step-up / step-down chopper circuit 3d. These are examples, and a peak current detection operation for controlling the switching element Q1 to be turned off when the current flowing through the inductance element (inductor L1 or transformer T1) reaches a predetermined value when the switching element Q1 is turned on, and an inductance when the switching element Q1 is turned off. The present invention can be applied to any switching power supply circuit that uses a zero-cross detection operation for controlling the switching element Q1 to be turned on when the current discharged from the element through the regenerative diode D1 becomes substantially zero.

（実施形態６）
図６は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。 (Embodiment 6)
FIG. 6 shows a schematic configuration of a separate power source type LED lighting apparatus using the LED lighting device of the present invention. In this separate power supply type LED lighting fixture, the dimming / lighting device 1 as a power supply unit is built in a case different from the casing 42 of the LED module 40. By doing so, the LED module 40 can be thinned, and the dimming / lighting device 1 as a separate power supply unit can be installed regardless of the location.

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。 The instrument housing 42 is made of a metal cylinder that is open at the lower end, and the lower end open portion is covered with a light diffusion plate 43. The LED module 40 is disposed so as to face the light diffusion plate 43. Reference numeral 41 denotes an LED mounting board on which the LEDs 4a to 4d of the LED module 40 are mounted. The appliance housing 42 is embedded in the ceiling 100, and is wired from the dimming / lighting device 1 as a power supply unit arranged behind the ceiling via a lead wire 44 and a connector 45.

電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。 A circuit as shown in FIG. 3 is accommodated in the dimming / lighting device 1 as a power supply unit. A series circuit (LED module 40) of the LEDs 4a to 4d corresponds to the semiconductor light emitting element 4 described above.

本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。 In the present embodiment, the dimming / lighting device 1 as a power supply unit is exemplified as a separate power supply type LED lighting device housed in a housing different from the LED module 40, but the power supply unit is mounted in the same housing as the LED module 40. You may use the lighting device of this invention for the stored power supply integrated LED lighting fixture.

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。 The lighting device of the present invention is not limited to a lighting fixture, and may be used as various light sources, for example, a backlight of a liquid crystal display, a light source of a copying machine, a scanner, a projector, or the like.

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。また、上記した半導体発光素子の点灯装置において、可変抵抗素子は温度変化により抵抗値が変化する感温抵抗素子であることが好ましい。上記した半導体発光素子の点灯装置において、可変抵抗素子は経年変化により抵抗値が変化する回路素子であるが好ましい。上記した半導体発光素子の点灯装置は、温度変化や経年変化に対して簡単な構成で自動的に出力調整することができる。 In the description of each embodiment described above, a light emitting diode is exemplified as the semiconductor light emitting element 4, but the present invention is not limited to this, and may be, for example, an organic EL element or a semiconductor laser element. Further, in the above-described semiconductor light emitting device lighting device, the variable resistance element is preferably a temperature sensitive resistance element whose resistance value changes with temperature change. In the above-described lighting device for a semiconductor light emitting element, the variable resistance element is preferably a circuit element whose resistance value changes with aging. The above-described lighting device for a semiconductor light emitting element can automatically adjust the output with a simple configuration with respect to a temperature change and a secular change.

Ｑ１スイッチング素子
Ｌ１インダクタ
Ｄ１ダイオード
Ｒ１電流検出抵抗
４半導体発光素子
５制御回路
ＶＲ１可変抵抗
ＶＲ２可変抵抗 Q1 Switching element L1 Inductor D1 Diode R1 Current detection resistance 4 Semiconductor light emitting element 5 Control circuit VR1 Variable resistance VR2 Variable resistance

Claims

A switching element connected in series to a DC power source and controlled to be turned on and off at a high frequency ;
An inductance element connected in series with the switching element and through which a current flows from the DC power source when the switching element is on ;
A regenerative diode that releases energy stored in the inductance element when the switching element is on to the semiconductor light emitting element when the switching element is off ;
Current detecting means for detecting a current flowing through the switching element ;
Control means for current value is detected to turn on the switching element when the energy release of the inductance element is completed with turning off the pre-Symbol switching element reaches a predetermined value by said current detecting means,
A variable resistance element for superimposing a correction value for the output adjustment in the detection value detected by the previous SL current detecting means
With
The lighting device for a semiconductor light emitting element, wherein the variable resistance element is configured to change a resistance value according to output light of the semiconductor light emitting element.

2. The lighting device for a semiconductor light-emitting element according to claim 1, wherein the correction value is superimposed in synchronization with an ON control signal of the switching element.

A switching element connected in series to a DC power source and controlled to be turned on and off at a high frequency ;
An inductance element connected in series with the switching element and through which a current flows from the DC power source when the switching element is on ;
A regenerative diode that releases energy stored in the inductance element when the switching element is on to the semiconductor light emitting element when the switching element is off ;
Current detecting means for detecting a current flowing through the switching element ;
Control means for current value is detected to turn on the switching element when the energy release of the inductance element is completed with turning off the pre-Symbol switching element reaches a predetermined value by said current detecting means,
A variable resistance element subtracting the correction value for the output adjustment from the detection value detected by the previous SL current detecting means
With
The lighting device for a semiconductor light emitting element, wherein the variable resistance element is configured to change a resistance value according to output light of the semiconductor light emitting element.

The lighting device which comprises the lighting device of the semiconductor light-emitting element in any one of Claims 1-3, and the semiconductor light-emitting element supplied with an electric current from this lighting device.