JP5745959B2 - For wireless microphone ofdm transmitter and receiver - Google Patents

For wireless microphone ofdm transmitter and receiver

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JP5745959B2
JP5745959B2 JP2011152273A JP2011152273A JP5745959B2 JP 5745959 B2 JP5745959 B2 JP 5745959B2 JP 2011152273 A JP2011152273 A JP 2011152273A JP 2011152273 A JP2011152273 A JP 2011152273A JP 5745959 B2 JP5745959 B2 JP 5745959B2
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啓之 濱住
啓之 濱住
直彦 居相
直彦 居相
円香 本田
円香 本田
正寛 岡野
正寛 岡野
俊二 中原
俊二 中原
池田 哲臣
哲臣 池田
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本発明は、デジタルの音声信号をOFDM変調方式により送受信するワイヤレスマイク用OFDM送信装置及び受信装置に関するものである。 The present invention relates to OFDM transmitting apparatus and a receiving apparatus for wireless microphone for transmission and reception by the OFDM modulation scheme the digital audio signal.

従来、ワイヤレスマイクの伝送方式として、アナログ方式とデジタル方式がある。 Conventionally, as a transmission method of a wireless microphone, an analog method and a digital method. 非特許文献1には「特定ラジオマイクの陸上移動局の無線設備」について策定された標準規格が記されており、非特許文献2には「特定小電力無線局ラジオマイク用無線設備」について策定された標準規格が記されている。 Formulated in the non-patent document 1 for "specific radio microphone land mobile station radio equipment" standard it has been described which are formulated for, in non-patent document 2 "specified low power radio station radio wireless equipment microphone" has been standard has been written.

アナログ方式のワイヤレスマイクは、遅延時間が少なく、現在広く用いられているが、障害物で途切れやすい、伝送距離が短い、干渉しやすいという問題がある。 Wireless microphone analog type have less delay, but now widely used, easily broken by an obstacle, the transmission distance is short, there is liable to interfere. そのため、屋外やコンサートホールなどで高品質の音声を提供するには、デジタル方式のワイヤレスマイクを用いる必要がある。 Therefore, to provide high quality voice outdoor or concert hall, it is necessary to use a wireless microphone of the digital system.

例えば、特許文献1には、デジタル方式で音声を圧縮符号化して伝送するワイヤレスマイクシステムが開示されている。 For example, Patent Document 1, wireless microphone system is disclosed for transmitting compression-encoded audio digitally. 図7はこのような従来のワイヤレスマイクシステムの構成を示すブロック図である。 Figure 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional wireless microphone system. ワイヤレスマイク送信装置3は、マイク31と、A/D変換部32と、圧縮符号化部33と、インターリーブ・誤り訂正部34と、変調部35と、D/A変換部36と、送信周波数変換部37と、送信アンテナ38とを備える。 Wireless microphone transmitter 3 includes a microphone 31, an A / D converter 32, a compression encoding section 33, an interleaving and error correction unit 34, a modulator 35, a D / A converter 36, transmission frequency converter and parts 37, and a transmitting antenna 38. ワイヤレスマイク送信装置3は、A/D変換部32によりマイク31から入力されるアナログの音声信号をデジタル信号に変換し、圧縮符号化部33によりデジタル信号を圧縮符号化し、インターリーブ・誤り訂正部34によりインターリーブ及び誤り訂正を行う。 Wireless microphone transmission device 3, an analog audio signal inputted from the microphone 31 into a digital signal by the A / D converter 32, a digital signal compressed and encoded by the compression encoding unit 33, interleaving and error correction unit 34 performing the interleaving and error correction by. 続いて、ワイヤレスマイク送信装置3は、変調部35により例えばπ/4シフトDQPSK変調方式で変調し、D/A変換部36により変調信号をアナログ信号に変換し、送信周波数変換部37により送信周波数に変換し、送信アンテナ38に出力する。 Subsequently, the wireless microphone transmitter 3 modulates the modulation unit 35 for example [pi / 4 shift DQPSK modulation type, the modulation signal is converted into an analog signal by the D / A converter 36, the transmission frequency by the transmission frequency converter 37 It converted to, and outputs to the transmitting antenna 38.

ワイヤレスマイク受信装置4は、受信アンテナ41と、受信周波数変換部42と、A/D変換部43と、復調部44と、デインターリーブ・誤り訂正部45と、伸張復号部46と、D/A変換部47と、スピーカ48とを備える。 Wireless microphone receiver 4 includes a receiving antenna 41, a reception frequency conversion unit 42, an A / D converter 43, a demodulator 44, a deinterleave and error correction unit 45, and an extended decoder 46, D / A a converting unit 47, and a speaker 48. ワイヤレスマイク受信装置4は、受信周波数変換部42により受信アンテナ41から入力される信号を周波数変換し、A/D変換部43によりデジタル信号に変換し、復調部44により、送信側で変調された変調信号を復調し、デインターリーブ・誤り訂正部45によりデインターリーブ及び誤り訂正を行う。 Wireless microphone receiving apparatus 4, and frequency-converts the signal input from the reception antenna 41 by the reception frequency conversion unit 42, the A / D converter 43 into a digital signal, the demodulator 44, has been modulated on the transmission side demodulating the modulated signal, performs deinterleaving and error correction by de-interleaving and error correction unit 45. 続いて、ワイヤレスマイク受信装置4は、伸張復号部46により、送信側で圧縮された信号を伸張し、D/A変換部47により伸張信号をアナログ信号に変換し、スピーカ48に出力する。 Subsequently, the wireless microphone receiving apparatus 4, the decompression decoding section 46 expands the compressed signal on the transmission side, an extension signal is converted into an analog signal by a D / A converter 47, and outputs to the speaker 48.

しかし、従来のデジタル方式のワイヤレスマイクシステムでは、周波数帯域を節約するために、圧縮符号化部33により圧縮処理を行い、伸張復号部46により圧縮処理された信号の伸張処理を行っており、これらの処理による遅延時間が生じている。 However, in the wireless microphone system of a conventional digital system, in order to save the frequency band, performs compression processing by the compression encoding unit 33, and performs decompression processing of compressed signals by decompression decoding unit 46, these delay time is caused by the processing. 図7に示した従来のデジタル方式のワイヤレスマイクシステムでは、ワイヤレスマイク送信装置3とワイヤレスマイク受信装置4で合わせて約3msの遅延時間が生じている。 The wireless microphone system of a conventional digital system shown in FIG. 7, the delay time of about 3ms combined with wireless microphone transmitter 3 and the wireless microphone receiver 4 occurs. そのうち、圧縮符号化部33の圧縮処理及び伸張復号部46の伸張処理による遅延時間は、合計で約1msであると言われている。 Among them, the delay time due to decompression of the compression processing and decompression decoding section 46 of the compression encoding section 33 is said to be about 1ms in total. また、屋外や移動しながらワイヤレスマイクを使用する場合には、マルチパスによるフェージングが発生し、品質が低下する。 Also, when using the wireless microphone while outdoors or moved, fading occurs due to multipath, the quality is degraded. そのため、デジタルの音声信号をOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)変調方式により変調して伝送することが考えられる。 Therefore, the digital audio signal to OFDM: conceivable be modulated to transmit the (Orthogonal Frequency Division Multiplexing orthogonal frequency division multiplexing) modulation scheme.

特開平10−150692 JP-A-10-150692

OFDM変調方式により信号を伝送する場合、位相及び振幅が既知である基準信号をパイロット信号として特定のキャリアシンボル位置に挿入することができる。 When transmitting a signal by OFDM modulation scheme, it is possible to phase and amplitude inserts a reference signal known to a particular carrier symbol position as a pilot signal. 図6は、地上デジタルテレビジョン放送の放送方式であるISDB−T(Integrated Services Digital Broadcasting−Terrestrial)方式やDVB−T(Digital Video Broadcasting−Terrestrial)方式におけるパイロット信号の配置を示す図である。 Figure 6 is a diagram showing an arrangement of the pilot signals in the terrestrial digital television is a broadcasting system of a television broadcasting ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) system and DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial) system. 図中において、Sはスキャッタードパイロット(Scattered Pilot:SP)信号を示し、その他はデータ信号を示している。 In the figure, S is scattered pilot (Scattered Pilot: SP) indicates the signal, and the other shows the data signal. SP信号は、信号生成時の振幅及び位相が既知であるため、受信側において伝送路特性を推定することができる。 SP signal, the amplitude and phase at the time of signal generation are known, it is possible to estimate the transmission path characteristics on the receiving side. pを非負整数、iをシンボル番号、kをSP信号が配置されるキャリアシンボル位置とすると、SP信号は次式(1)を満たすキャリアシンボル位置に配置される。 p nonnegative integer, i the symbol number, when the k and carrier symbol positions SP signal is disposed, SP signals are disposed in a carrier symbol positions satisfy the following equation (1).

k=3×(imod4)+12p (1) k = 3 × (imod4) + 12p (1)
ここで、(imod4)は、シンボル番号iを4で除した余りを示す。 Here, (imod4) shows a remainder obtained by dividing the symbol number i by 4.

すなわち、図6に示すように、あるシンボルにおける信号を注目したとき、SP信号はキャリア方向に12キャリアごとに配置される。 That is, as shown in FIG. 6, when the target signal in a symbol, SP signals are arranged every 12 carriers in a carrier direction. そして、1シンボル進むごとに、SP信号は3キャリア分だけキャリア方向にシフトして配置される。 Then, each time advances one symbol, SP signals are arranged to shift in the carrier direction by 3-carriers. このようなISDB−T方式では、SP信号の挿入比率は高く、データの伝送効率は11/12(91.7%)である。 In such a ISDB-T system, the insertion ratio of the SP signal is high, transmission efficiency of data is 11/12 (91.7%). なお、実際にはSP信号以外のパイロット信号も挿入されるため、さらに伝送効率は悪くなる。 Since the practice is also inserted pilot signals other than the SP signal, further transmission efficiency deteriorates. また、地上デジタルテレビジョン放送とワイヤレスマイクシステムとでは使用される環境が異なり、満たすべき各設定条件は異なるものとなる。 Also, different environment used in the digital terrestrial television broadcasting and wireless microphone system, the setting condition to be satisfied will be different.

本発明の目的は、上記課題を解決するため、パイロット信号の挿入比率をワイヤレスマイクシステム用に最適化し、伝送効率を向上させることが可能なワイヤレスマイク用OFDM送信装置及び受信装置を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above problems, the insertion ratio of the pilot signal is optimized for wireless microphone system, to provide an OFDM transmitting apparatus and a receiving apparatus for wireless microphone capable of improving the transmission efficiency is there.

上記課題を解決するため、本発明に係るワイヤレスマイク用OFDM送信装置は、デジタルの音声信号をOFDM変調方式により変調したOFDM信号を送信するワイヤレスマイク用OFDM送信装置であって、デジタルの音声信号を、キャリアごとに所定の変調方式に応じてIQ平面へのマッピングを行い、キャリア変調信号を生成するキャリア変調部と、前記キャリア変調信号に対して、パイロット信号を挿入して配置し、OFDMセグメントフレームを生成するOFDMフレーム構成部と、を備え、前記OFDMフレーム構成部は、パイロット信号のシンボル方向の挿入間隔を、パイロット信号のシンボル方向の挿入間隔にOFDM信号の有効シンボル長を乗じた値が、最大ドップラー周波数の逆数であるフェージング周期の1/10 To solve the above problems, a wireless microphone OFDM transmitting apparatus according to the present invention, the digital audio signal to a OFDM transmitter for wireless microphone that transmits OFDM signal modulated by OFDM modulation method, a digital audio signal performs mapping to IQ plane in accordance with a predetermined modulation method for each carrier, and carrier modulation section for generating a carrier modulated signal, to the carrier modulation signal, and arranged to insert the pilot signal, OFDM segment frame and an OFDM frame configuration section that generates the OFDM frame structure section, the insertion interval of the symbol direction of the pilot signal, the value obtained by multiplying the effective symbol length of the OFDM signal to the insertion interval of the symbol direction of the pilot signal, of the fading period is the reciprocal of the maximum Doppler frequency 1/10 以下となるように設定し、パイロット信号のキャリア方向の挿入間隔を、OFDM信号の有効シンボル長を反射波の最大遅延時間で除した値に、前記パイロット信号のシンボル方向の挿入間隔を乗じた値以下となるように設定することを特徴とする。 Set to be less, the insertion interval of the carrier direction of the pilot signal, the value obtained by dividing the maximum delay time of the reflected waves effective symbol length of the OFDM signal, multiplied by the symbol direction of insertion interval of the pilot signal value and setting to be equal to or less than.

さらに、本発明に係るワイヤレスマイク用OFDM送信装置において、前記OFDMフレーム構成部は、OFDM信号の帯域幅をチャンネルごとに複数のセグメントに分割した各セグメントの1本のキャリアに、TMCC信号及びSP信号を第1のTMCC/SP信号として配置し、さらに、各チャンネルの最も周波数が高いキャリア又は最も周波数が低いキャリアに、TMCC信号及びSP信号を第2のTMCC/SP信号として配置し、前記第1のTMCC/SP信号と前記第2のTMCC/SP信号とは、シンボル方向にTMCC信号及びSP信号の配置が同一であることを特徴とする。 Further, in the OFDM transmitting device for wireless microphone according to the present invention, the OFDM frame structure part, to one carrier for each segment divided into a plurality of segments per channel the bandwidth of the OFDM signal, TMCC signal and SP signal It was placed as a first TMCC / SP signals, further, the most frequency of each channel is higher carrier or lowest frequency carriers, and placing the TMCC signal and SP signal as a second TMCC / SP signal, the first with the TMCC / SP signal and the second TMCC / SP signals, and wherein the arrangement of the TMCC signal and SP signal are the same in the symbol direction.

さらに、本発明に係るワイヤレスマイク用OFDM送信装置において、前記OFDMフレーム構成部は、1セグメントあたりのデータキャリア数を、全帯域内のデータキャリア数をセグメント数で除した値とすることを特徴とする。 Further, in the wireless microphone OFDM transmitting apparatus according to the present invention, the OFDM frame structure part, and characterized in that the number of data carriers per segment, and divided by the number of segments the number of data carriers in the entire band to.

さらに、本発明に係るワイヤレスマイク用OFDM送信装置において、デジタルの音声信号をブロック単位で入力し、ブロックごとに内符号化して内符号を生成する内符号符号化部と、前記内符号符号化部に入力されるブロック単位のデータのビット数をNo、前記内符号の符号化率をRi、前記OFDM信号の変調多値数をM、前記OFDM信号のデータキャリア数をNdとしたとき、No=Ri×M×Ndとなるように、前記No,前記Ri,前記M,及び前記Ndを設定する送信パラメータ設定部と、を備え、前記キャリア変調部は、前記内符号符号化部により内符号化されたデジタルの音声信号を、キャリアごとに所定の変調方式に応じてIQ平面へのマッピングを行い、キャリア変調信号を生成することを特徴とする。 Further, in the OFDM transmitting device for wireless microphone according to the present invention, the digital audio signal input in block units, and among code encoding unit for generating the inner code and inner coding for each block, said coding encoder unit No the number of bits of data in block units to be input, the coding rate of the inner code Ri, M a modulation level of the OFDM signal, when the number of data carriers of the OFDM signal is a Nd in, No = as a ri × M × Nd, the No, the Ri, the M, and comprises a transmission parameter setting section configured to set the Nd, the carrier modulation section, inner code by the inner code encoding section the digital audio signal, performs a mapping to IQ plane in accordance with a predetermined modulation method for each carrier, and generating a carrier modulated signal.

また、上記課題を解決するため、本発明に係るワイヤレスマイク用OFDM受信装置は、上述のワイヤレスマイク用OFDM送信装置により送信されるOFDM信号を受信し、デジタルの音声信号を生成するワイヤレスマイク用OFDM受信装置であって、前記パイロット信号を抽出して伝送路特性を推定し、前記OFDM信号を復調するOFDM復調部を備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, OFDM reception device for wireless microphone according to the present invention receives an OFDM signal transmitted by the above-described wireless microphone for OFDM transmitter, OFDM for wireless microphone to generate a digital audio signal a receiving apparatus, the pilot signal extracted and the estimated channel characteristics, characterized in that it comprises an OFDM demodulator for demodulating the OFDM signal.

本発明によれば、パイロット信号の挿入比率をワイヤレスマイクシステム用に最適化し、伝送効率を向上させることができるようになる。 According to the present invention, to optimize the insertion ratio of the pilot signal for wireless microphone system, it is possible to improve transmission efficiency.

本発明による一実施形態のワイヤレスマイク用OFDM送信装置の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a wireless microphone for OFDM transmission apparatus of an embodiment according to the present invention. 本発明による一実施形態のワイヤレスマイク用OFDM受信装置の構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration for wireless microphone OFDM receiving apparatus of one embodiment according to the present invention. 本発明による一実施形態のワイヤレスマイク用OFDM送信装置における第1の信号配置の例を示す図である。 An example of the first signal mapping in a wireless microphone OFDM transmitting device according to an embodiment of the present invention. FIG. 本発明による一実施形態のワイヤレスマイク用OFDM送信装置における第2の信号配置の例を示す図である。 An example of the second signal mapping in a wireless microphone OFDM transmitting device according to an embodiment of the present invention. FIG. 本発明による一実施形態のワイヤレスマイク用OFDM送信装置のパラメータ例を示す図である。 Is a diagram showing example parameters of a wireless microphone OFDM transmitting device of one embodiment according to the present invention. 従来の地上デジタルテレビジョン放送のパイロット信号の配置を示す図である。 Is a diagram showing an arrangement of a conventional digital terrestrial television broadcasting of a pilot signal. 従来のデジタル方式のワイヤレスマイクシステムの構成を示すブロック図である。 It is a block diagram showing a configuration of a wireless microphone system of a conventional digital system.

以下、本発明による実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

[ワイヤレスマイク用OFDM送信装置] [For wireless microphone OFDM transmitter]
図1は、本発明によるワイヤレスマイク用OFDM送信装置の構成を示すブロック図である。 Figure 1 is a block diagram showing a configuration of an OFDM transmitting device for wireless microphone according to the present invention. 図1に示すように、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1は、マイク11と、A/D変換部12と、インターリーブ・誤り訂正部13と、OFDM変調部14と、D/A変換部15と、送信周波数変換部16と、送信アンテナ17と、送信パラメータ設定部18と、水晶発振器19(19−1〜19−n)と、クロック供給部20とを備える。 As shown in FIG. 1, for wireless microphone OFDM transmitter 1 includes a microphone 11, an A / D converter 12, the interleaving and error correction unit 13, an OFDM modulator 14, a D / A converter 15, It comprises a transmission frequency converter 16, a transmitting antenna 17, a transmission parameter setting section 18, crystal oscillator 19 and (19 - 1 through 19-n), and a clock supply section 20. インターリーブ・誤り訂正部13は、外符号符号化部131と、インターリーブ部132と、内符号符号化部133とを備え、OFDM変調部14は、S/P変換部141と、キャリア変調部142と、OFDMフレーム構成部143と、IFFT部144と、GI付加部145とを備える。 Interleaving and error correction unit 13, the outer code encoding section 131, an interleaving unit 132, and a inner code encoding section 133, OFDM modulation section 14, an S / P conversion unit 141, a carrier modulation unit 142 includes an OFDM frame configuration section 143, an IFFT unit 144, and a GI addition unit 145.

A/D変換部12は、マイク11から入力されるアナログの音声信号をデジタル信号に変換し、外符号符号化部131に出力する。 A / D converter 12 converts an analog audio signal inputted from the microphone 11 into a digital signal, and outputs the outer code encoding section 131.

外符号符号化部131は、RS符号、BCH符号、差集合巡回符号、あるいは、CRCを付けてインターリーブ部132に出力する。 Outer code encoding section 131, RS code, BCH code, the difference set cyclic code or outputs the interleave section 132 with a CRC. これは、受信側で誤り訂正を行うため、あるいは誤り検出を行い、誤ったブロックに対してコンシールメントをかけるためである。 This is because performs error correction on the receiving side, or performs error detection, in order to apply a concealment against erroneous blocks. 特に、BCH符号を用いることで、遅延時間を少なくすることができる。 In particular, the use of the BCH code, it is possible to reduce the delay time. 例えば、RS(204,188)符号の場合、符号1ブロックに含まれるビット数は、204(バイト)×8(ビット/バイト)=1632ビットであり、符号化及び復号による遅延時間は1310μsとなる。 For example, if the RS (204, 188) code, the number of bits included in the code of one block is 204 (bytes) × 8 (bits / byte) is = 1632 bits, the delay time due to the encoding and decoding become 1310μs . これに対し、BCH(144,128)符号の場合、符号1ブロックに含まれるビット数が144ビットであり、符号化及び復号による遅延時間は115μsである。 In contrast, in the case of the BCH (144,128) code, the number of bits is 144 bits included in codes 1 block, delay time due to the encoding and decoding are 115Myuesu. ブロック符号化により、情報長Koのデータから符号長Noの符号が生成される場合、この符号を(No,Ko)符号と表し、Ro=Ko/Noを符号化率という。 The block encoding, if the code of the code length No is generated from the data information length Ko, the code (No, Ko) code and represents a Ro = Ko / No that coding rate. 符号長Noは、外符号化後のブロック長を意味する。 Code length No means block length after outer encoding. なお、後述する内符号の符号化率と区別するために、外符号の符号化率Roを外符号化率と称する。 In order to distinguish the code rate of the inner code to be described later, refer to the coding rate Ro of the outer code and an outer code rate.

インターリーブ部132は、誤り訂正の効率を上げるために、外符号符号化部131から入力される外符号の順序を並び替え、内符号符号化部133に出力する。 Interleaving section 132, in order to increase the efficiency of the error correction, it rearranges the order of the outer code which is input from the outer code encoding section 131, and outputs the inner code encoding section 133.

内符号符号化部133は、インターリーブ部132から入力される信号を内符号化(例えば、畳み込み符号化)し、S/P変換部141に出力する。 Inner code encoding section 133, inner coding a signal input from the interleaving unit 132 (e.g., convolutional coding), and outputs to the S / P conversion unit 141. 一般に、内符号化により、情報長Kiのデータから符号長Niの符号が生成される場合、Ri=Ki/Niを符号化率という。 In general, the inner coding, when the code of the code length Ni is generated from the data information length Ki, the Ri = Ki / Ni of coding rate. なお、前述した外符号化率(外符号化率)と区別するために、内符号の符号化率Riを内符号化率と称する。 In order to distinguish the outer code rate as described above (the outer code rate) refers to the code rate Ri of the inner code and the inner code rate.

S/P変換部141は、内符号符号化部133から入力される内符号を、内部に備えるメモリなどの記憶領域に一時的に記憶し、所定のデータ数に達した時点でパラレルデータに変換してキャリア変調部142に出力する。 S / P conversion unit 141, converts the internal code input from the inner code encoding section 133, and temporarily stored in a storage area such as a memory provided therein, into parallel data at the time of reaching a predetermined number of data and outputs to the carrier modulation unit 142 and. 例えば、キャリア数がNdで、各キャリアの変調方式の変調多値数がMの場合には、Mビットずつ、Nd本の信号に変換する。 For example, the number of carriers in the Nd, when the modulation multi-level number of the modulation scheme of each carrier is M, the M by M bits, and converts the Nd of signal.

キャリア変調部142は、S/P変換部141からMビットごとにパラレル入力される信号に対し、キャリアごとに所定の変調方式(変調多値数M)に応じてIQ平面へのマッピングを行い、キャリア変調信号を生成し、OFDMフレーム構成部143に出力する。 Carrier modulation unit 142, to the signal input in parallel from the S / P conversion unit 141 for each M bits, performs mapping to IQ plane in accordance with a predetermined modulation method for each carrier (modulation level M), It generates a carrier modulated signal, and outputs the OFDM frame configuration section 143.

OFDMフレーム構成部143は、キャリア変調部142から入力されるキャリア変調信号に対して、パイロット信号を挿入して配置することによりOFDMセグメントフレームを生成し、IFFT部144に出力する。 OFDM frame configuration section 143, the carrier modulation signals input from the carrier modulation unit 142, and generates an OFDM segment frame by arranging inserts a pilot signal, and outputs to IFFT section 144. ここで、パイロット信号には、SP信号、及びシンボル方向に連続する基準信号であるCP(Continual Pilot)信号が含まれる。 Here, the pilot signal includes a SP signal, and CP (Continual Pilot) signal is a reference signal continuous in the symbol direction. さらに、パイロット信号に制御情報を伝送するための信号であるTMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Control)信号や、付加情報を伝送するための信号であるAC(Auxiliary Channel)信号を含めてもよい。 Furthermore, and TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control) signal is a signal for transmitting control information to the pilot signal, may include AC (Auxiliary Channel) signal is a signal for transmitting additional information. パイロット信号の配置例については後述する。 It will be described later arrangement of the pilot signals.

IFFT部144は、OFDMフレーム構成部143から入力されるOFDMセグメントフレームに対して、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換)処理を施して有効シンボル信号を生成し、GI付加部145に出力する。 IFFT unit 144, the OFDM segment frame input from the OFDM frame configuration section 143, IFFT: generate an effective symbol signal by performing (Inverse Fast Fourier Transform IFFT) processing, output to the GI adding unit 145 to.

GI付加部145は、IFFT部144から入力される有効シンボル信号の先頭に、有効シンボル信号の後半部分をコピーしたガードインターバルを挿入し、送信レート調整バッファメモリ145に出力する。 GI adding section 145, the head of the effective symbol signal inputted from IFFT section 144 inserts a guard interval to the second half copy portions of the effective symbol signal, and outputs to the transmission rate adjustment buffer memory 145. ガードインターバルは、OFDM信号を受信する際にシンボル間干渉を低減させるために挿入されるものであり、マルチパス遅延波の遅延時間がガードインターバル長を超えないように設定される。 The guard interval is intended to be inserted in order to reduce inter-symbol interference at the time of receiving an OFDM signal, the delay time of multipath delay is set so as not to exceed the guard interval length.

D/A変換部15は、送信レート調整バッファメモリ145から入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する。 D / A converter 15 converts the digital signal input from the transmission rate adjustment buffer memory 145 into an analog signal. 送信周波数変換部16は、D/A変換部15から入力されるアナログ信号を、送信周波数に変調し、電力増幅して送信アンテナ17に出力し、送信アンテナ17を介して受信側に変調信号を送信する。 Transmission frequency converter 16, an analog signal input from the D / A converter 15, and modulates the transmit frequency, and outputs it to the transmission antenna 17 and a power amplifier, a modulation signal to the receiver via the transmitting antenna 17 Send.

送信パラメータ設定部18は、パラメータとして、外符号符号化部131に対して情報長Ko及び符号長Noを設定し、インターリーブ部132に対してインターリーブパラメータを設定し、内符号符号化部133に対して内符号化率Riを設定し、S/P変換部141に対して変調多値数M及びデータキャリア数Ndを設定し、キャリア変調部142に変調方式の種別及びデータキャリア数Ndを設定し、IFFT部144にFFTポイント数、変調多値数M、及びデータキャリア数Ndを設定し、GI付加部145にガードインターバル比を設定する。 Transmission parameter setting section 18, as a parameter, and sets the information length Ko and the code length No respect to the outer code encoding section 131 sets the interleave parameter for interleaving unit 132, with respect to the inner code encoding section 133 in setting the coding rate Ri, sets the modulation level M and the data carrier speed Nd relative to the S / P converter 141 sets the type and the data carrier speed Nd of the modulation scheme to the carrier modulation unit 142 Te , FFT points to the IFFT unit 144 sets the modulation level M, and the data carrier number Nd, sets the guard interval ratio GI adding unit 145. なお、変調方式の種別ごとに変調多値数Mが異なる場合には、キャリア変調部142に変調多値数Mを設定してもよいのは勿論である。 In the case where modulation level M for each type of modulation scheme are different, the may be set modulation level M to the carrier modulation unit 142 is a matter of course.

ここで、外符号符号化部131による外符号の符号長をNoとすると、外符号符号化部131から出力される1ブロックあたりのデータ量aは、No(単位はビット)と等しい。 Here, when the code length of the outer code by the outer code encoding section 131 and No, the data amount a per block which is output from the outer code encoding section 131 is equal to the No (in bits). また、内符号符号化部133による内符号化率をRi、キャリア変調部142における変調方式の変調多値数をM、OFDM信号のキャリア数をNdとすると、OFDM信号1シンボルあたりのデータ量bは、Ri×M×Nd(単位はビット)で表される。 Further, the inner code rate according to the inner code encoding section 133 Ri, if M a modulation level of a modulation method for a carrier modulation unit 142, the number of carriers of the OFDM signal and Nd, data amount per OFDM signal one symbol b is represented by Ri × M × Nd (in bits).

a=bの場合、外符号符号化部131、インターリーブ部132からブロック単位で処理するごとに出力される符号長のaビットと、内符号符号化部133、OFDM変調部14にてシンボル単位で処理すべきデータ量のbビットが等しいため、内符号符号化部133、OFDM変調部14は、外符号符号化部131、インターリーブ部132から出力されるaビット(=bビット)のデータをバッファに蓄積後、直ちに内符号符号化処理、OFDM変調処理を実行することができる。 For a = b, the outer code encoding section 131, and a bit of the code length output each time the processing in blocks from the interleaving unit 132, in the inner code encoding section 133, OFDM modulation section 14 in units of symbols for b-bit data to be processed amount equal inner code encoding section 133, OFDM modulation section 14, the outer code encoding section 131, the data of a bit that is output from the interleaving unit 132 (= b bits) buffer after storing the immediately inner code encoding process, it is possible to perform the OFDM modulation process. そこで、送信パラメータ設定部18は、次式(2)を満たすようにパラメータを制御し、設定する。 Therefore, transmission parameter setting section 18 controls the parameters so as to satisfy the following equation (2), sets.

No=Ri×M×Nd (2) No = Ri × M × Nd (2)

なお、外符号化率Ro=1とすることも可能であり、この場合には、外符号符号化部131は不要となり、内符号符号化部133は、デジタルの音声信号をブロック単位で入力し、ブロックごとに内符号化して内符号を生成する。 Incidentally, it is also possible to the outer code rate Ro = 1, in this case, the outer code encoding section 131 is unnecessary, the inner code encoding section 133 inputs the digital audio signal in blocks , it generates the inner code and inner coding for each block. この場合、パラメータは、内符号符号化部に入力されるブロック単位のデータのビット長をNoとして、式(2)を満たすように設定される。 In this case, parameter, the bit length of the data block to be input to the inner code encoding section as No, is set to satisfy equation (2).

このように、送信パラメータ設定部18が、No=Ri×M×Ndとなるようにパラメータを設定することにより、OFDM信号を連続して生成することができるため、送信レート調整用のバッファメモリは不要となり、外符号符号化部131、インターリーブ部132に入力されるデータに対する、内符号符号化部133、OFDM変調部14から出力されるデータの遅延を少なくすることができる。 Thus, the transmission parameter setting section 18, by setting the parameters so that No = Ri × M × Nd, it is possible to continuously generate OFDM signals, a buffer memory for transmission rate adjustment becomes unnecessary, the outer code encoding section 131, for data to be input to the interleaving unit 132, it is possible to reduce the delay of data output from the inner code encoding section 133, OFDM modulation section 14.

クロック供給部20は、OFDM信号のキャリアのシンボルレートに応じて水晶発振器19を選択してクロックを生成し、インターリーブ・誤り訂正部13、及びOFDM変調部14にクロックを供給する。 The clock supply 20 generates a clock by selecting the crystal oscillator 19 in accordance with the symbol rate of the carrier of the OFDM signal and supplies the clock to the interleaving and error correction unit 13 and the OFDM modulator 14,.

[ワイヤレスマイク用OFDM受信装置] [For wireless microphone OFDM receiving apparatus]
次に、本発明によるワイヤレスマイク用OFDM受信装置について説明する。 Next, a description will be given OFDM receiver for wireless microphone according to the present invention. 図2は、本発明によるワイヤレスマイク用OFDM受信装置の構成を示すブロック図である。 Figure 2 is a block diagram showing a configuration of an OFDM receiving apparatus for wireless microphone according to the present invention. 図2に示すように、ワイヤレスマイク用OFDM受信装置2は、受信アンテナ21と、受信周波数変換部22と、A/D変換部23と、OFDM復調部24と、デインターリーブ・誤り訂正部25と、D/A変換部26と、スピーカ27と、受信パラメータ設定部28と、水晶発振器29(29−1〜29−n)と、クロック供給部30とを備える。 As shown in FIG. 2, OFDM receiving apparatus 2 for wireless microphone, a receiving antenna 21, a reception frequency conversion unit 22, an A / D converter 23, and the OFDM demodulation unit 24, a de-interleaving and error correction unit 25 comprises a D / a converter 26, a speaker 27, a receive parameter setting unit 28, a crystal oscillator 29 and (29-1 to 29-n), and a clock supply section 30. OFDM復調部24はGI除去部241と、FFT部242と、キャリア復調部243と、P/S変換部244とを備え、デインターリーブ・誤り訂正部25は、内符号復号部251と、デインターリーブ部252と、外符号復号部253とを備える。 OFDM demodulation section 24 and the GI removal unit 241, an FFT unit 242, a carrier demodulator 243, a P / S conversion unit 244, deinterleave and error correction section 25, an inner code decoding section 251, deinterleaving and parts 252, it comprises an outer code decoding section 253.

受信周波数変換部22は、受信アンテナ21で受信した音声信号を電力増幅し、中間周波数のデータに周波数変換し、A/D変換部23に出力する。 Reception frequency converter 22, amplifies the power of the audio signal received by the receiving antenna 21, frequency conversion into intermediate frequency data, and outputs it to the A / D converter 23. A/D変換部23は、受信周波数変換部22から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換し、パラメータ情報を受信パラメータ設定部28に出力し、GI除去部241に出力する。 A / D converter 23, the analog signal into a digital signal input from the reception frequency conversion unit 22, and outputs the parameter information to the reception parameter setting unit 28, and outputs the GI removal unit 241.

GI除去部241は、A/D変換部23から入力されるにデジタル信号対して、ガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出し、FFT部242に出力する。 GI removing section 241, for digital signals to be input from the A / D converter 23, and removes the guard interval to extract the effective symbol, and outputs the FFT unit 242.

FFT部242は、GI除去部241から入力される有効シンボルに対して、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)処理を施し、キャリア復調部243に出力する。 FFT unit 242, the effective symbols input from the GI removal unit 241, FFT (Fast Fourier Transform: fast Fourier transform) processing performed, and outputs the carrier demodulating part 243.

キャリア復調部243は、FFT部242から入力される信号に対して、キャリアごとに復調を行い、P/S変換部244に出力する。 Carrier demodulation section 243, to the signal input from the FFT unit 242, performs demodulation for each carrier, and outputs to the P / S conversion unit 244. 復調する際には、SP信号を抽出し、基準値(既知の振幅と位相)と比較することにより、SP信号の存在するキャリアの伝送路特性を算出し、算出した伝送路特性を時間方向および周波数方向に補間し、全てのOFDMキャリアの伝送路特性の推定値を算出する。 In demodulating extracts SP signals, by comparing a reference value (known amplitude and phase) to calculate a transmission channel characteristic of the carrier in the presence of SP signals, the direction of the calculated transmission path characteristic time and interpolated in the frequency direction to calculate the estimated value of the transmission path characteristics of all OFDM carriers.

P/S変換部244は、キャリア復調部243からパラレル入力される信号を、シリアル信号に変換する。 P / S conversion unit 244, a signal input in parallel from the carrier demodulating part 243, into a serial signal.

内符号復号部251は、P/S変換部244から入力される内符号を内符号復号して外符号を生成し、デインターリーブ部252に出力する。 Inner code decoding section 251 generates an outer code and an inner code decoding the inner code that is input from the P / S conversion unit 244, and outputs the de-interleaving unit 252. なお、送信側で畳み込み符号化により内符号化されている場合には、内符号復号部251は、ビタビ復号を行って誤り訂正し、デインターリーブ部252に出力する。 Incidentally, if it is an inner encoded by convolutional coding on the transmission side, an inner code decoding section 251, error correction by performing Viterbi decoding, and outputs the de-interleaving unit 252.

デインターリーブ部252は、内符号復号部251から入力される外符号に対してデータの順序を並び替え、受信レート調整バッファメモリ254に出力する。 Deinterleaving unit 252 rearranges the order of the data with respect to the outer code input from the inner code decoding section 251, and outputs the reception rate adjustment buffer memory 254.

外符号復号部253は、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1の外符号符号化部131にてBCH符号等の外符号を用いて符号化された符号を復号する。 Outer code decoding section 253 decodes the encoded code using the outer code of BCH code, etc. at the outer code encoding section 131 of the wireless microphone OFDM transmitter 1. なお、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1が、外符号化率Ro=1として外符号符号化部131を設けていない場合には、同様に外符号復号部253も不要となる。 Incidentally, the wireless microphone OFDM transmitter 1, when the outer code rate Ro = 1 is not provided with the outer code encoding section 131, similarly also the outer code decoding section 253 becomes unnecessary.

D/A変換部26は、外符号復号部253から入力されるデジタル信号をアナログ信号に変換し、スピーカ27に出力する。 D / A converter 26, a digital signal inputted from the outer code decoding section 253 into an analog signal, and outputs to the speaker 27.

受信パラメータ設定部28は、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1に設定するパラメータと同じパラメータを、各ブロックに設定する。 Receiving the parameter setting unit 28, the same parameters to be set for the wireless microphone OFDM transmitter 1 is set to each block. 例えば、GI除去部241に対してガードインターバル比を設定し、FFT部242に対してFFTポイント数、変調多値数M、及びデータキャリア数Ndを設定し、キャリア復調部243に対して変調方式の種別(変調多値数M)及びデータキャリア数Ndを設定し、内符号復号部251に対して内符号化率Riを設定し、デインターリーブ部252に対してインターリーブパラメータを設定する。 For example, to set the guard interval ratio to GI removing section 241, FFT points against FFT section 242 sets the modulation level M, and the data carrier number Nd, the modulation method with respect to the carrier demodulating part 243 of type set (modulation level M) and the data carrier number Nd, to set the inner coding rate Ri with respect to the inner code decoding section 251, sets the interleaving parameter for de-interleaving unit 252. 外符号復号部253に対して情報長Ko及び符号長Noを設定する。 Setting the information length Ko and the code length No respect to the outer code decoding section 253. なお、パラメータはワイヤレスマイク用OFDM送信装置1から受信するようにしてもよいし、TMCC信号からパラメータ情報を取得するようにしてもよい。 Incidentally, the parameters may be received from the OFDM transmitting device 1 for wireless microphones, may acquire the parameter information from the TMCC signal.

ここで、受信パラメータ設定部28が設定するパラメータは、式(2)のNo=Ri×M×Ndという条件を満たしているため、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1と同様に、受信レート調整用のバッファメモリは不要となる。 Here, parameters to be set is received parameter setting unit 28, since the condition is satisfied that No = Ri × M × Nd of formula (2), similarly to the OFDM transmitter 1 for wireless microphone, for reception rate adjustment buffer memory becomes unnecessary.

クロック供給部30は、OFDM信号のキャリアのシンボルレート(パラメータの設定モード)に応じて水晶発振器29を選択してクロックを生成し、OFDM復調部24、及びデインターリーブ・誤り訂正部25にクロックを供給する。 Clock supply section 30 generates a clock by selecting the crystal oscillator 29 in response to the carrier of the symbol rate of the OFDM signal (parameter setting mode), OFDM demodulation unit 24, and the de-interleaving and error correction unit 25 a clock supplies.

[有効シンボル長] [Effective symbol length]
次に、本発明に係るワイヤレスマイクシステムにおけるOFDM信号のシンボル長について、送受信間の遅延時間、すなわちワイヤレスマイク用OFDM送信装置1のマイク11に入力された音声がワイヤレスマイク用OFDM受信装置2のスピーカ27から出力されるまでの遅延時間、及びマルチパスによる基本波に対する反射波の遅延時間の観点から最適な値を検討する。 Next, the symbol length of the OFDM signal in the wireless microphone system according to the present invention, the delay time between transmission and reception, i.e. voice input to the microphone 11 of the wireless microphone for OFDM transmission apparatus 1 of the OFDM receiving apparatus 2 for wireless microphone speaker delay time until the output from 27, and consider the optimum value in terms of the delay time of the reflected wave due to the multipath to the fundamental.

まず、送受信間の遅延時間について検討する。 First, consider the time delay between transmission and reception. 主観評価によると、送受信間による遅延時間が2ms程度以下になると、遅延を検知しにくくなり、遅延はほぼ気にならなくなると言われている。 According to the subjective evaluation, the delay time by between transmission and reception is less than or equal to about 2ms, it becomes difficult to detect the delay, it is said that will not be the almost mind the delay. そこで、本実施例では、送受信間の遅延時間が2ms以下となるように有効シンボル長Tuを決定する。 Accordingly, in this embodiment, the delay time between transmission and reception determine the effective symbol length Tu such that less than 2ms. A/D変換部12による遅延時間は約400μs、D/A変換部26による遅延時間が約400μsである。 Delay time caused by A / D converter 12 to about 400 .mu.s, the delay time due to the D / A converter 26 is about 400 .mu.s. 外符号符号化部131及び外符号復号部253による合計の遅延時間は、BCH符号を用いた場合、約115μsである。 Total delay time by the outer code encoding section 131 and outer code decoding section 253, when using the BCH code is about 115Myuesu. インターリーブ部132及びデインターリーブ部252による合計の遅延時間は、約125μsである。 Total delay time by interleaving section 132 and deinterleaving section 252 is about 125 [mu] s. 内符号符号化部133及び内符号復号部251の遅延時間の合計は、約270μsである。 The total of the delay times of the inner code encoding section 133 and the inner code decoding section 251 is about 270Myuesu. すると、送受信全体での遅延時間を2ms以下とするためには、OFDM変調部14及びOFDM復調部24の遅延時間の合計T OFDMを690μs以下とする必要がある。 Then, in order to make the delay time of the whole transmitting and receiving a 2ms or less, it is necessary that the sum T OFDM of the delay time of the OFDM modulation unit 14 and the OFDM demodulator 24 and less 690Myuesu. OFDM変調部14及びOFDM復調部24の処理に、3シンボル長程度の遅延時間が生じるため、有効シンボル長Tuは、次式(3)の条件を満たす必要がある。 The processing of OFDM modulator 14 and the OFDM demodulation unit 24, to produce the third delay time of about symbol length, the effective symbol length Tu should satisfy the following equation (3).

Tu≦T OFDM /3 (3) Tu ≦ T OFDM / 3 (3 )

次に、マルチパスによる最大遅延時間について検討する。 Next, consider the maximum delay time due to multipath. 伝搬距離差の最大値をLとすると、反射波の最大遅延時間τは、光速cを用いて、τ=L/cで表される。 When the maximum value of the propagation distance difference is L, the maximum delay time tau of the reflected wave by using the speed of light c, is expressed by τ = L / c. ワイヤレスマイクの使用環境下では、無指向のアンテナを使用した場合でも、直接波と反射波との最大伝搬距離差Lは2000m程度である。 The use environment of a wireless microphone, even when using a non-directional antenna, the maximum propagation distance difference L between the direct wave and the reflected wave is approximately 2000 m. マルチパスによるフェージングを防止するためには、有効シンボル長Tuを遅延分散の10倍程度以上にする必要がある。 To prevent fading due to multipath, it is necessary to the effective symbol length Tu more than 10 times the delay spread. よって、有効シンボル長Tuは、次式(4)の条件を満たす必要がある。 Therefore, the effective symbol length Tu should satisfy the following equation (4). なお、有効シンボル長Tuを遅延分散の10倍程度以上にする必要がある点については、例えば、庄納 崇、「インプレス標準教科書シリーズ WiMAX教科書」、インプレスR&D、2008年7月16日、P71の記載を参照されたい。 It should be noted that, for the point that it is necessary to the effective symbol length Tu more than 10 times the delay dispersion is, for example, Shoosame Takashi, "Impress standard textbook series WiMAX textbook", Impress R & D, 2008 July 16, P71 of see the description.

Tu≧τ×10=10L/c (4) Tu ≧ τ × 10 = 10L / c (4)

式(3)においてT OFDM ≦690[μs]とし、式(4)においてL=2000[m]とすると、有効シンボル長Tuは、次式(5)を満たす範囲に設定する必要がある。 And Equation (3) T OFDM ≦ 690 [ μs] at, if the equation (4) L = 2000 [m ] in the effective symbol length Tu, it is necessary to set the range satisfying the following equation (5).

66.6[μs]≦Tu≦230[μs] (5) 66.6 [μs] ≦ Tu ≦ 230 [μs] (5)

[SP信号の挿入間隔] [Insertion interval of the SP signal]
次に、SP信号のシンボル方向(時間方向)の挿入間隔について検討する。 Next, consider the insertion interval of the symbol direction SP signals (time direction). 移動受信をすると、移動のためドップラー効果によりキャリア間の干渉が発生する。 When the mobile reception, interference between carriers are generated by the Doppler effect for mobile. このキャリア間の干渉を補償するために、OFDMフレーム構成部143は、時間方向にSP信号を挿入する。 To compensate for interference between the carrier, OFDM frame configuration section 143 inserts an SP signal in the time direction.

移動受信によるドップラーシフトによる伝送特性の劣化の影響を防ぐには、有効シンボル長Tuは、フェージング周期Tfの1/100程度以下にする必要がある。 To prevent the influence of the deterioration of the transmission characteristics due to the Doppler shift due to the movement received, the effective symbol length Tu is required to be less than or equal to about 1/100 of the fading period Tf. フェージング周期Tfは、最大ドップラー周波数fdの逆数であり、最大ドップラー周波数fdは、移動速度vと搬送周波数fcと光速cを用いて次式(6)で表される。 Fading period Tf is the inverse of the maximum Doppler frequency fd, the maximum Doppler frequency fd is expressed by the following equation (6) using the moving velocity v and the carrier frequency fc and light speed c. なお、有効シンボル長Tuをフェージング周期Tfの1/100程度以下にする必要がある点については、例えば、庄納 崇、「インプレス標準教科書シリーズ WiMAX教科書」、インプレスR&D、2008年7月16日や、Young-Cheol YU, M, OKADA and H. YAMAMOTO, “Dipole Array Antenna Assisted Doppler Spread Compensator with MRC Diversity for ISDB-T Receiver.”, Vol.E90-B, No.5, IEICE TRANS. COMMUN, May 2007の記載を参照されたい。 It should be noted that, for the point that it is necessary to the effective symbol length Tu below about 1/100 of the fading period Tf is, for example, Ya Shoosame Takashi, "Impress standard textbook series WiMAX textbook", Impress R & D, 2008 July 16 , Young-Cheol YU, M, OKADA and H. YAMAMOTO, "Dipole Array Antenna Assisted Doppler Spread Compensator with MRC Diversity for ISDB-T Receiver.", Vol.E90-B, No.5, IEICE TRANS. COMMUN, May 2007 see the description of.

fd=v×fc/c (6) fd = v × fc / c (6)

ただし、受信側では受信したOFDM信号をシンボル方向に零次ホールドすることにより、見かけ上キャリア方向の挿入間隔を狭くし、伝送路応答に用いるSP信号の数を増やすことが可能である。 However, on the reception side by the zero order hold the OFDM signal received in the symbol direction, to narrow the insertion interval of apparently carrier direction, it is possible to increase the number of SP signals to be used for the channel response. 例えば、図6に示した従来のISDB−T方式の場合、0次ホールドにより、見かけ上のSP信号のキャリア方向の挿入間隔を3シンボルおきとしている。 For example, in the case of the conventional ISDB-T system shown in FIG. 6, the zero-order hold, and the 3 symbol intervals the insertion interval of the carrier direction of the apparent SP signal. このように、受信側で0次ホールドする場合には、SP信号のシンボル方向挿入間隔Itは、次式(7)の条件を満たす必要がある。 Thus, in the case of zero-order hold on the receiving side, the symbol direction insertion interval of SP signals It should satisfy the following equation (7). すなわち、OFDMフレーム構成部143は、SP信号のシンボル方向の挿入間隔Itを、SP信号のシンボル方向の挿入間隔ItにOFDM信号の有効シンボル長Tuを乗じた値が、最大ドップラー周波数fdの逆数であるフェージング周期Tfの1/100以下となるように設定する。 That, OFDM frame configuration section 143, the insertion interval It symbol direction SP signal, a value obtained by multiplying the effective symbol length Tu of the OFDM signal insertion interval It symbol direction SP signal is the inverse of the maximum Doppler frequency fd set to be 1/100 or less of a fading period Tf.

It×Tu≦Tf/100 (7) It × Tu ≦ Tf / 100 (7)

次に、SP信号のキャリア方向(周波数方向)の挿入間隔について検討する。 Next, consider the insertion interval of the carrier direction of the SP signals (frequency direction). SP信号のキャリア方向の挿入間隔Ifは、有効シンボル長Tuを反射波の最大遅延時間τで除したTu/τ以下とする必要がある。 Insertion interval If the carrier direction of the SP signals, it is necessary to not more than Tu / tau divided by the maximum delay time of the reflected waves effective symbol length Tu tau. ただし、上述したように、受信側ではシンボル方向に0次ホールドすることが可能であり、この場合には、SP信号のキャリア方向挿入間隔Ifは、次式(8)の条件を満たす必要がある。 However, as described above, the receiving side is capable of 0-order hold in the symbol direction, in this case, the carrier direction insertion interval If the SP signal should satisfy the following formula (8) . すなわち、OFDMフレーム構成部143は、SP信号のキャリア方向の挿入間隔Ifを、OFDM信号の有効シンボル長Tuを反射波の最大遅延時間τで除した値に、SP信号のシンボル方向の挿入間隔Itを乗じた値以下となるように設定する。 That, OFDM frame configuration section 143, the carrier direction of the insertion interval If the SP signal, the maximum delay value obtained by dividing a time τ the effective symbol length Tu of the reflected wave of the OFDM signal, insertion interval of the symbol direction SP signal It set to be equal to or less than a value obtained by multiplying the to.

If≦(Tu/τ)×It (8) If ≦ (Tu / τ) × It (8)

マイクを使用して音声を伝送する状況では、携帯電話による受信のように乗物に乗って移動している環境を想定する必要は無く、大人が早歩き又は軽く走る速度で移動する場合を考慮すれば充分である。 In the context of transmitting voice using a microphone, there is no need to assume an environment in which to move riding on the vehicle as received by the mobile phone, in consideration of the case to be moved at a speed adult runs brisk walking or lightly if it is sufficient. そこで、具体的に、v=2.5m/sとした場合に必要となるSP信号の挿入間隔を求める。 Therefore, specifically, determining the insertion interval of the SP signal which is required when the v = 2.5m / s. 移動速度vを2.5m/sとすると、搬送周波数f が600MHzのときは、fd=2.5×600×10 /(3×10 )=5[Hz]、搬送周波数fcが1200MHzのときは、fd=2.5×1200×10 /(3×10 )=10[Hz]となる。 When the moving velocity v and 2.5 m / s, when the carrier frequency f c is 600MHz, fd = 2.5 × 600 × 10 6 / (3 × 10 8) = 5 [Hz], the carrier frequency fc is 1200MHz a is, fd = 2.5 × 1200 × 10 6 / (3 × 10 8) = 10 [Hz] when. よって、フェージング周期Tf=1/fdは、搬送周波数が600MHzのときは200ms、搬送周波数が1200MHzでのときは100msとなる。 Therefore, fading period Tf = 1 / fd is, 200 ms when the carrier frequency is 600 MHz, the carrier frequency becomes 100ms when at 1200MHz. 式(7)のTfに100ms、Tuに66.6μsを代入し、式(8)のTuに66.6μs、τに6.66μsを代入すると、SP信号のシンボル方向挿入間隔It、及びSP信号のキャリア方向挿入間隔Ifは、次式(9)を満たす範囲に設定する必要がある。 Substituting 66.6Myuesu 100 ms, the Tu to Tf of formula (7), 66.6Myuesu the Tu of the formula (8) and substituting 6.66μs to tau, SP signal symbol direction insertion interval It, and SP signals the carrier direction insertion interval If, it is necessary to set the range satisfying the following equation (9).

It≦15、If≦10×It (9) It ≦ 15, If ≦ 10 × It (9)

このように、OFDMフレーム構成部143は、SP信号のシンボル方向の挿入間隔Itを、SP信号のシンボル方向の挿入間隔ItにOFDM信号の有効シンボル長Tuを乗じた値が、最大ドップラー周波数fdの逆数であるフェージング周期Tfの1/100以下となるように設定し、SP信号のキャリア方向の挿入間隔Ifを、OFDM信号の有効シンボル長Tuを反射波の最大遅延時間τで除した値に、SP信号のシンボル方向の挿入間隔Itを乗じた値以下となるように設定することにより、SP信号の挿入比率をワイヤレスマイクシステム用に最適化し、伝送効率を向上させることができるようになる。 Thus, OFDM frame configuration section 143, a symbol direction of insertion interval It of SP signals, the value obtained by multiplying the effective symbol length Tu of insertion interval It the OFDM signal symbol direction SP signals, a maximum Doppler frequency fd set to become a 1/100 or less of the fading period Tf is reciprocal, the insertion interval If the carrier direction of the SP signal, the effective symbol length Tu of the OFDM signal to a value obtained by dividing the maximum delay time of the reflected wave tau, by setting such a value less obtained by multiplying the insertion interval it symbol direction SP signal, to optimize the insertion ratio of the SP signals for wireless microphone system, it is possible to improve transmission efficiency.

[パイロット信号の配置例] [Example of arrangement of the pilot signals'
次に、本発明によるワイヤレスマイクシステムのパイロット信号の配置例を示す。 Next, an arrangement example of a pilot signal of the wireless microphone system according to the present invention. ISDB−T方式と同様に、OFDMフレーム構成部143により、パイロット信号として、SP信号、TMCC信号、及びCP信号を挿入することができる。 Similar to the ISDB-T system, by OFDM frame configuration section 143, as a pilot signal, SP signals, it is possible to insert the TMCC signal, and CP signal. 本実施例では、SP信号をキャリア方向に20キャリアごとに配置する。 In this embodiment, arranged every 20 carriers SP signal in the carrier direction. また、ワイヤレスマイク用に割り当てられたOFDM信号の帯域幅を複数のセグメントに分割してもよい。 It is also possible to divide the bandwidth of the OFDM signals allocated for wireless microphone into a plurality of segments. 本実施例では、1セグメントあたりのキャリア数を20本としている。 In this embodiment, a twenty the number of carriers per segment.

図3は、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1における各セグメントの第1の信号配置の例を示す図である。 Figure 3 is a diagram showing an example of a first signal arrangement of the segments in a wireless microphone OFDM transmitter 1. 図3(a)に示す例では、OFDMフレーム構成部143は次式(10)を満たすキャリアシンボル位置にSP信号を配置しており、図3(b)に示す例では、OFDMフレーム構成部143は次式(11)を満たすキャリアシンボル位置にSP信号を配置している。 In the example shown in FIG. 3 (a), OFDM frame configuration section 143 is arranged SP signals to the carrier symbol positions satisfy the following equation (10), in the example shown in FIG. 3 (b), OFDM frame configuration section 143 are arranged SP signals to the carrier symbol positions satisfy the following equation (11). すなわち、It=5、If=20であり、この値は式(9)の条件を満たしている。 That is, It = 5, If = 20, this value satisfies the condition of equation (9).

k=4×(imod5)+20p (10) k = 4 × (imod5) + 20p (10)
k=2×(imod10)+20p (11) k = 2 × (imod10) + 20p (11)

また、セグメントごとの制御を可能とするために、OFDMフレーム構成部143は、各セグメントの1本のキャリア(図中ではキャリア番号11のキャリア)にTMCC信号を配置している。 Further, in order to enable control of each segment, OFDM frame configuration section 143 is arranged TMCC signal to one carrier of each segment (carrier of the carrier number 11 in the figure). つまり、TMCC信号の配置はシンボル方向に固定(各シンボルで同一のキャリア位置)である。 In other words, the arrangement of the TMCC signal is fixed in the symbol direction (the same carrier position in each symbol). このようにパイロット信号を配置した場合、データの伝送効率は18/20(90%)となる。 Thus case of arranging a pilot signal, the data transmission efficiency becomes 18/20 (90%).

図3(c)は、OFDM送信装置1が伝送する各チャンネルの全帯域のキャリアを示しており、最も周波数が高いキャリアにCP信号を配置している。 FIG. 3 (c) shows a carrier of the entire band of each channel OFDM transmitter 1 transmits, are arranged CP signal in the highest frequency carrier. なお、セグメントのスペクトルを反転してCP信号を各チャンネルの最も周波数が低いキャリアに配置してもよい。 Incidentally, the CP signal by inverting the spectrum of the segment may be disposed in the lowest frequency carriers of each channel.

図4は、本発明によるワイヤレスマイク用OFDM送信装置1における各セグメントの第2の信号配置の例を示す図である。 Figure 4 is a diagram showing an example of a second signal arrangement of the segments in the OFDM transmission apparatus 1 for a wireless microphone according to the present invention. 図3と同様に、図4(a)に示す例では、OFDMフレーム構成部143は式(10)を満たすキャリアシンボル位置にSP信号を配置しており、図4(b)に示す例では、OFDMフレーム構成部143は式(11)を満たすキャリアシンボル位置にSP信号を配置している。 Similar to FIG. 3, in the example shown in FIG. 4 (a), OFDM frame configuration section 143 is arranged SP signals to the carrier symbol positions satisfying equation (10), in the example shown in FIG. 4 (b), OFDM frame configuration section 143 is arranged SP signals to the carrier symbol position satisfying the formula (11). また、OFDMフレーム構成部143は、各セグメントの1本のキャリア(図中ではキャリア番号10のキャリア)にTMCC/SP信号を配置している。 Also, OFDM frame configuration section 143 is arranged TMCC / SP signals to one carrier of each segment (carrier of the carrier number 10 in the figure). ここで、TMCC/SP信号とは、同一のキャリア番号に配置され、シンボル方向にTMCC信号及びSP信号を含む信号のことをいう。 Here, the TMCC / SP signals are arranged in the same carrier number refers to a signal including a TMCC signal and SP signal in the symbol direction.

図4(c)は、OFDM送信装置1が伝送する各チャンネルの全帯域のキャリアを示しており、最も周波数が高いキャリアにTMCC/SP信号を配置している。 FIG. 4 (c), OFDM transmitting apparatus 1 indicates the carrier of all the bands of each channel to be transmitted, are arranged TMCC / SP signals in the highest frequency carrier. なお、TMCC/SP信号を各チャンネルの最も周波数が低いキャリアに配置してもよい。 Incidentally, the TMCC / SP signal may be arranged in the lowest frequency carriers of each channel. ここで、最も周波数が高いキャリア(又は最も周波数が低いキャリア)に配置されたTMCC/SP信号のシンボル方向のTMCC信号及びSP信号の配置は、各セグメントに配置されたTMCC/SP信号と同一の配置とする。 Here, the most frequency arrangement of high carrier (or lowest frequency carriers) of the symbol direction TMCC / SP signals arranged in TMCC signal and the SP signals are identical to TMCC / SP signals arranged in each segment and placement to. 例えば、図4に示すように、 シンボル番号iを5で除した余りである(imod5)が0であるキャリアシンボル位置にSP信号を配置し、それ以外のキャリアシンボル位置にTMCC信号を配置する。 For example, as shown in FIG. 4 is a remainder obtained by dividing the symbol number i in 5 (imod5) is a SP signal is disposed on the carrier symbol positions is zero, placing the TMCC signal to the carrier symbols other positions.

このように、OFDMフレーム構成部143は、各セグメントの1本のキャリアに、TMCC信号及びSP信号を第1のTMCC/SP信号として配置し、さらに、各チャンネルの最も周波数が高いキャリア又は最も周波数が低いキャリアに、TMCC信号及びSP信号を第2のTMCC/SP信号として配置し、第1のTMCC/SP信号と第2のTMCC/SP信号とを、シンボル方向にTMCC信号及びSP信号の配置を同一とすることにより、TMCC信号用の抽出回路とCP信号用の抽出回路をそれぞれ設ける必要がなくなり、TMCC/SP信号用に共通の抽出回路を設けるだけで済むようになる。 Thus, OFDM frame configuration section 143, to one carrier of each segment, and placing the TMCC signal and SP signal as a first TMCC / SP signals, further, the highest frequency carrier or the most frequency of each channel the lower carrier, place a TMCC signal and SP signal as a second TMCC / SP signals, the arrangement of the first TMCC / SP signal and the second TMCC / SP signal, TMCC signal and SP signal in the symbol direction the by the same, it is not necessary to provide an extraction circuit for extracting circuit and CP signal for TMCC signals, respectively, will only need provide a common extracting circuit for TMCC / SP signals. また、TMCC信号の代わりにTMCC/SP信号を採用することにより、SP信号が挿入されている分だけTMCC信号の受信特性を向上させることができる。 Further, by adopting the TMCC / SP signal instead of the TMCC signals, it is possible to improve reception characteristics of the amount corresponding TMCC signal SP signal is inserted.

[パラメータ例] [Parameters Examples]
次に、本発明によるワイヤレスマイクシステムで用いられるパラメータ例を示す。 Next, an example of parameters to be used in the wireless microphone system according to the present invention. 図5は、本発明によるワイヤレスマイクシステムのパラメータ例を示す図である。 Figure 5 is a diagram showing example parameters of a wireless microphone system according to the present invention. 本実施例では、量子化ビット長を24ビット、サンプリング周波数を48KHzとしている。 In this embodiment, the quantization bit length and 48KHz 24 bit, sampling frequency. よって、入力情報レートIは、I=24×48=1152[kbps]となる。 Thus, the input information rate I is, I = 24 × 48 = 1152 becomes [kbps]. また、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1及びワイヤレスマイク用受信装置2は、送受信間の遅延量を少なくするために圧縮伸張処理を行わず、すなわち情報圧縮率を1としている。 Also, OFDM transmitter 1 and a wireless microphone receiver 2 for wireless microphone, without compression and expansion process in order to reduce the delay between transmission and reception, i.e. the information compression ratio is set to 1. 外符号化率Roは一定となるように、Ro=128/144=8/9としている。 As the outer code rate Ro becomes constant, and the Ro = 128/144 = 8/9. 外符号化後のレートVoは、Vo=I×1/Ro=1152×9/8=1296[kbps]となる。 Rate Vo after outer encoding may, Vo = I × 1 / Ro = 1152 × 9/8 = 1296 becomes [kbps]. 内符号化率Ri及び変調多値数Mはモードにより異なる値となる。 Inner coding rate Ri and a modulation multi-level number M is a different value by mode.

モード1の場合について説明すると、内符号化率Ri=1/3であり、変調多値数M=2である。 Referring to the case of mode 1, an inner coding rate Ri = 1/3, a modulation level M = 2. よってOFDM信号全体のシンボルレートVsは、Vs=Vo×(1/Ri)×(1/M)=1296×3/2=1944[kHz]となる。 Thus the symbol rate Vs of the entire OFDM signal, Vs = Vo × (1 / Ri) × (1 / M) = 1296 × 3/2 = 1944 becomes [kHz].

外符号符号化部131は、1ブロックで伝送するビット数だけ情報ビットが入力されるのを待って処理を開始することになる。 Outer code encoding section 131, information bits by the number of bits transmitted in one block to start the process waiting to be input. そのため、1ブロックで伝送する情報ビット数は少ないほど遅延時間を減らすことができる。 Therefore, the number of information bits to be transmitted in one block can reduce the delay time as small. しかし、伝送するビット数はある程度大きくないと符号化効率が悪くなる、すなわち、符号長Noをある程度大きくしないと外符号化率Roが小さくなる。 However, the number of bits to be transmitted is poor encoding efficiency when no large to some extent, i.e., unless some extent the code length No outer code rate Ro decreases. したがって、遅延時間と符号化率との兼ね合いで、好適な値を符号長Noに設定する必要がある。 Accordingly, in view of the delay time and a coding rate, it is necessary to set a suitable value to the code length No. 本実施例では、外符号の符号長Noを144bitとしている。 In this embodiment, the code length No of the outer code with 144Bit.

モード1の場合は、全帯域内のデータキャリア数Ndは、Nd=No×(1/Ri)×(1/M)=144×3/2=216となる。 For mode 1, the data carrier speed Nd of the entire band becomes Nd = No × (1 / Ri) × (1 / M) = 144 × 3/2 = 216. よって、1キャリアのシンボルレートVscは、Vsc=Vs/Nd=1944/216=9[kbps]となる。 Therefore, the symbol rate Vsc one carrier, Vsc = Vs / Nd = 1944/216 = 9 becomes [kbps]. このとき、シンボル長TsはTs=1/Vsc≒111.1[μs]である。 In this case, the symbol length Ts is Ts = 1 / Vsc ≒ 111.1 [μs]. なお、このシンボル長Tsは、式(5)の条件を満たしている。 Incidentally, the symbol length Ts satisfies the condition of formula (5).

ここで、ヌルキャリアが発生しないようにするためには、1セグメントあたりのデータキャリア数Ndsegを、全帯域内のデータキャリア数Nd、及びセグメント数Sを用いて、次式(12)を満たすように設定する必要がある。 Here, in order to null carriers does not occur, 1 data carrier number Ndseg per segment, the data carrier speed Nd of the entire band, and using the segment number S, so as to satisfy the following equation (12) it is necessary to set in.

Ndseg=Nd/S (12) Ndseg = Nd / S (12)

すなわち、OFDMフレーム構成部143は、1セグメントあたりのデータキャリア数を、全帯域内のデータキャリア数をセグメント数で除した値とするのが好適である。 That, OFDM frame configuration section 143, the number of data carriers per segment, it is preferable that a value obtained by dividing the number of segments the number of data carriers in the entire band. モード1の場合は、Nd=216、S=12であるため、式(12)を満たすためには、Ndseg=216/12=18とする必要がある。 For mode 1, since Nd = 216, which is S = 12, in order to satisfy equation (12) needs to be Ndseg = 216/12 = 18. モード8とモード11には式(12)を満たさない例を示している。 It shows an example which does not satisfy the equation (12) is in mode 8 and mode 11. ヌルキャリア数Nnullは、Nnull=S×Ndseg−Ndで表される。 Number null carriers Nnull is expressed by Nnull = S × Ndseg-Nd. モード8の場合は、Nnull=3×18−48=6であり、モード11の場合は、Nnull=2×18−27=9である。 For mode 8, Nnull = a 3 × 18-48 = 6, in the case of mode 11, it is Nnull = 2 × 18-27 = 9.

モード1の場合は、セグメント数Sは12であり、各セグメントについて、SP信号数が1、TMCC信号数が1であるため、全帯域内では、SP信号数Nspは12となり、TMCC信号数Ntmccは12となる。 For mode 1, the number of segments S is 12, for each segment, because SP signals the number 1, TMCC signal number is 1, within the entire band, the SP signal number Nsp is 12 next, TMCC signal number Ntmcc It is 12. また、CP信号数Ncpは全帯域内で1である。 Further, CP signal number Ncp is 1 in the entire band. よって、全キャリア数Ncarrは、Ncarr=216+12+12+1=241となる。 Therefore, the total number of carriers Ncarr becomes Ncarr = 216 + 12 + 12 + 1 = 241.

このように、OFDMフレーム構成部143は、1セグメントあたりのデータキャリア数Ndsegを、全帯域内のデータキャリア数Ndをセグメント数Sで除した値とすることにより、ヌルキャリアの発生を防止することができる。 Thus, OFDM frame configuration section 143, by the data carrier number Ndseg per segment, and a value obtained by dividing the data carrier number Nd segment number S in the entire band, preventing the occurrence of null carriers can.

上述の実施形態は、代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。 The above-described embodiments has been described as a representative example, within the spirit and scope of the present invention, can be many modifications and substitutions will be apparent to those skilled in the art. したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。 Accordingly, the invention is not to be construed as limiting the embodiments described above without departing from the scope of the appended claims, and variations and modifications may. 例えば、ワイヤレスマイク用OFDM送信装置1が、インターリーブ部132を備えず、ワイヤレスマイク用OFDM受信装置2がデインターリーブ部252を備えない構成とすることも可能である。 For example, OFDM transmission apparatus 1 for wireless microphone not include the interleaving unit 132, it is also possible to adopt a configuration in which OFDM receiving apparatus 2 for wireless microphones is not provided with the deinterleaver 252.

このように、本発明によれば、パイロット信号の挿入比率をワイヤレスマイクシステム用に最適化することができるので、デジタルの音声信号をOFDM変調方式により送受信する任意の用途に有用である。 Thus, according to the present invention, it is possible to optimize the insertion ratio of the pilot signal for wireless microphone system, it is useful for digital audio signals in any application for transmitting and receiving the OFDM modulation scheme.

1 ワイヤレスマイク用OFDM送信装置 2 ワイヤレスマイク用OFDM受信装置 11 マイク 12 A/D変換部 13 インターリーブ・誤り訂正部 14 OFDM変調部 15 D/A変換部 16 送信周波数変換部 17 送信アンテナ 18 送信パラメータ設定部 19 水晶発振器 20 クロック供給部 131 外符号符号化部 132 インターリーブ部 133 内符号符号化部 141 S/P変換部 142 キャリア変調部 143 OFDMフレーム構成部 144 IFFT部 145 GI付加部 21 受信アンテナ 22 受信周波数変換部 23 A/D変換部 24 OFDM復調部 25 デインターリーブ・誤り訂正部 26 D/A変換部 27 スピーカ 28 受信パラメータ設定部 29 水晶発振器 30 クロック供給部 241 GI除去部 242 F 1 for wireless microphone OFDM transmitter 2 wireless microphone for OFDM receiver 11 Microphone 12 A / D transmission converter unit 13 interleaved error correction unit 14 OFDM modulation section 15 D / A converter 16 transmits the frequency converter 17 antenna 18 transmission parameter setting part 19 crystal oscillator 20 clock supply section 131 outer code encoding section 132 interleave unit 133 Intra coding section 141 S / P conversion unit 142 carrier modulation unit 143 OFDM frame configuration section 144 IFFT unit 145 GI addition unit 21 receiving antenna 22 receives frequency conversion unit 23 A / D converter unit 24 OFDM demodulator 25 de-interleaving and error correction unit 26 D / A converter 27 a speaker 28 receiving the parameter setting unit 29 quartz oscillator 30 clock supply unit 241 GI removing section 242 F T部 243 キャリア復調部 244 P/S変換部 251 内符号復号部 252 デインターリーブ部 253 外符号復号部 T 243 in the carrier demodulator 244 P / S conversion unit 251 code decoding section 252 deinterleaver 253 outer code decoding section

Claims (5)

  1. デジタルの音声信号をOFDM変調方式により変調したOFDM信号を送信するワイヤレスマイク用OFDM送信装置であって、 The digital audio signal A OFDM transmitter for wireless microphone that transmits OFDM signal modulated by OFDM modulation scheme,
    デジタルの音声信号を、キャリアごとに所定の変調方式に応じてIQ平面へのマッピングを行い、キャリア変調信号を生成するキャリア変調部と、 The digital audio signals, performs mapping to IQ plane in accordance with a predetermined modulation method for each carrier, and carrier modulation section for generating a carrier modulated signal,
    前記キャリア変調信号に対して、パイロット信号を挿入して配置し、OFDMセグメントフレームを生成するOFDMフレーム構成部と、を備え、 Relative to the carrier modulation signal, and arranged to insert the pilot signal, comprising a OFDM frame configuration section that generates OFDM segment frame, and
    前記OFDMフレーム構成部は、パイロット信号のシンボル方向の挿入間隔を、パイロット信号のシンボル方向の挿入間隔にOFDM信号の有効シンボル長を乗じた値が、最大ドップラー周波数の逆数であるフェージング周期の1/100以下となるように設定し、 The OFDM frame structure section, the insertion interval of the symbol direction of the pilot signal, a value obtained by multiplying the effective symbol length of the OFDM signal in the symbol direction of insertion interval of the pilot signal, the fading period is the reciprocal of the maximum Doppler frequency 1 / set to be 100 or less,
    パイロット信号のキャリア方向の挿入間隔を、OFDM信号の有効シンボル長を反射波の最大遅延時間で除した値に、前記パイロット信号のシンボル方向の挿入間隔を乗じた値以下となるように設定することを特徴とするワイヤレスマイク用OFDM送信装置。 The insertion interval of the carrier direction of the pilot signal, the value obtained by dividing the maximum delay time of the reflected waves effective symbol length of the OFDM signal, setting that to be equal to or less than a value obtained by multiplying the symbol direction of insertion interval of the pilot signal OFDM transmitter for wireless microphone according to claim.
  2. 前記OFDMフレーム構成部は、OFDM信号の帯域幅をチャンネルごとに複数のセグメントに分割した各セグメントの1本のキャリアに、TMCC信号及びSP信号を第1のTMCC/SP信号として配置し、さらに、各チャンネルの最も周波数が高いキャリア又は最も周波数が低いキャリアに、TMCC信号及びSP信号を第2のTMCC/SP信号として配置し、 The OFDM frame structure part, to one carrier for each segment divided into a plurality of segments per channel the bandwidth of the OFDM signal, place the TMCC signal and SP signal as a first TMCC / SP signals, further, the most frequency of each channel is higher carrier or lowest frequency carriers, and placing the TMCC signal and SP signal as a second TMCC / SP signals,
    前記第1のTMCC/SP信号と前記第2のTMCC/SP信号とは TMCC信号及びSP信号の配置が同一であることを特徴とする、請求項1に記載のワイヤレスマイク用OFDM送信装置。 Wherein the first TMCC / SP signal and the second TMCC / SP signals, and wherein the arrangement order of the TMCC signal and SP signal are identical, for wireless microphone OFDM transmitter according to claim 1 .
  3. 前記OFDMフレーム構成部は、1セグメントあたりのデータキャリア数を、全帯域内のデータキャリア数をセグメント数で除した値とすることを特徴とする、請求項1又は2に記載のワイヤレスマイク用OFDM送信装置。 The OFDM frame structure section 1 the number of data carriers per segment, characterized by a value obtained by dividing the number of segments the number of data carriers in the entire band, OFDM for wireless microphone according to claim 1 or 2 the transmission device.
  4. デジタルの音声信号をブロック単位で入力し、ブロックごとに内符号化して内符号を生成する内符号符号化部と、 The digital audio signal input in block units, and among code encoding unit for generating the inner code and inner coding for each block,
    前記内符号符号化部に入力されるブロック単位のデータのビット数をNo、前記内符号の符号化率をRi、前記OFDM信号の変調多値数をM、前記OFDM信号のデータキャリア数をNdとしたとき、No=Ri×M×Ndとなるように、前記No,前記Ri,前記M,及び前記Ndを設定する送信パラメータ設定部と、を備え、 No the number of bits of data in block units to be input to the inner code encoding section, an encoding rate of the inner code Ri, M a modulation level of the OFDM signal, the number of data carriers of the OFDM signal Nd when a, so that No = Ri × M × Nd, the No, the Ri, and a transmission parameter setting section configured to set the M, and the Nd,
    前記キャリア変調部は、前記内符号符号化部により内符号化されたデジタルの音声信号を、キャリアごとに所定の変調方式に応じてIQ平面へのマッピングを行い、キャリア変調信号を生成することを特徴とする、請求項1から3のいずれか一項に記載のワイヤレスマイク用OFDM送信装置。 The carrier modulation unit, a digital audio signal that is inner encoded by the inner code encoding section performs mapping to IQ plane in accordance with a predetermined modulation method for each carrier, generating a carrier modulated signal wherein, OFDM transmitting device for wireless microphone according to any one of claims 1 to 3.
  5. 請求項1〜4のいずか一項に記載のワイヤレスマイク用OFDM送信装置により送信されるOFDM信号を受信し、デジタルの音声信号を生成するワイヤレスマイク用OFDM受信装置であって、 Claims 1-4 receives the OFDM signal transmitted by a wireless microphone OFDM transmitter according to the noise or claim, an OFDM receiver for wireless microphone to generate a digital audio signal,
    前記パイロット信号を抽出して伝送路特性を推定し、前記OFDM信号を復調するOFDM復調部 The pilot signal extracted and the estimated transmission channel characteristics, OFDM demodulation section that demodulates the OFDM signal
    を備えることを特徴とするワイヤレスマイク用OFDM受信装置。 OFDM receiver for wireless microphone, characterized in that it comprises a.
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