JP5574293B2 - Complex quadrature modulator, complex quadrature demodulator, and quadrature mixer used therefor - Google Patents
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Description
本発明は、複素型直交変調器、直交復調器及びこれらに用いる直交ミキサに関する。 The present invention relates to a complex quadrature modulator, a quadrature demodulator, and a quadrature mixer used therefor.
携帯電話、無線LANなどディジタル無線通信における変調及び復調動作のための基本要素として、直交ミキサが用いられる。 An orthogonal mixer is used as a basic element for modulation and demodulation operations in digital wireless communication such as a cellular phone and wireless LAN.
かかる直交ミキサは、送信機の変調器においてベースバンド信号を無線周波数（RF: Radio Frequency）信号に変換し、一方、受信機の復調器において無線周波数（RF）信号をベースバンド信号に変換するために使用される。 Such quadrature mixers convert a baseband signal to a radio frequency (RF) signal in a modulator of a transmitter, while converting a radio frequency (RF) signal to a baseband signal in a demodulator of a receiver. Used for.
ここで、ディジタル無線通信の送信機において、直交ミキサが用いられる直交変調器について考察する。図１は、かかる直交変調器の一般的な構成を説明する図である。 Here, a quadrature modulator using a quadrature mixer in a digital wireless communication transmitter will be considered. FIG. 1 is a diagram illustrating a general configuration of such a quadrature modulator.
直交変調器で得られる一般化した変調波ＲＦは、 The generalized modulated wave RF obtained by the quadrature modulator is
この式を展開すると、 If this expression is expanded,
したがって、上記図１に示す直交変調器において、伝送したいディジタル信号から生成した同相成分に対応するI（In-phase）チャネル（ch）,直交成分に対応するQ（Quadrature phase）チャネル（ch）のベースバンド (BB: Baseband)入力信号に、90°移相器１０を通して得た互いに90度位相が異なるキャリア[ローカル（LO）]信号(ωLO)を、一対の直交ミキサ２０，２１のそれぞれにより乗算する。ついで、直交ミキサ２０，２１の出力を減算器３０により減算することにより変調が実現され、変調波ＲＦが得られる。 Therefore, in the quadrature modulator shown in FIG. 1, the I (In-phase) channel (ch) corresponding to the in-phase component generated from the digital signal to be transmitted and the Q (Quadrature phase) channel (ch) corresponding to the quadrature component are transmitted. A carrier [local (LO)] signal (ω LO ) having a phase difference of 90 degrees obtained through the 90 ° phase shifter 10 is input to a baseband (BB) input signal by each of the pair of orthogonal mixers 20 and 21. Multiply. Next, modulation is realized by subtracting the outputs of the quadrature mixers 20 and 21 by the subtractor 30, and a modulated wave RF is obtained.
図２は、ベースバンド (BB: Baseband)入力信号(図２ａ)の周波数が、ローカル（LO）信号周波数(ｆLO)の帯域に変換され、周波数スペクトルがＲＦ帯に移動した状態(図２ｂ)を示している。 FIG. 2 shows a state in which the frequency of the baseband (BB) input signal (FIG. 2a) is converted into the band of the local (LO) signal frequency (f LO ), and the frequency spectrum has moved to the RF band (FIG. 2b). Is shown.
なお、直交復調器は、同様に一対の直交ミキサ２０，２１を有して構成され、上記の直交変調器の動作と逆方向に行われて、入力される無線周波数（RF）信号を、Ich, Qchのベースバンド (BB: Baseband)に変換する。 The quadrature demodulator is similarly configured to include a pair of quadrature mixers 20 and 21, and is performed in the opposite direction to the operation of the quadrature modulator, and an input radio frequency (RF) signal is converted to Ich. , Convert to Qch baseband (BB: Baseband).
ここで、ディジタル無線通信における無線周波数（RF）信号は、GHz帯と高周波であるので、直交変調は、主としてアナログ回路により実現されている。図１において、乗算を行なう2つの直交ミキサ２０，２１には、アナログ乗算を実現できる図３に示す乗算器である、Gilbert型ダブルバランス・ミキサ(非特許文献１：Figure１)が広く用いられている。 Here, since a radio frequency (RF) signal in digital radio communication is in the GHz band and high frequency, quadrature modulation is mainly realized by an analog circuit. In FIG. 1, a Gilbert type double balance mixer (Non-patent Document 1: FIG. 1), which is a multiplier shown in FIG. 3, capable of realizing analog multiplication is widely used as the two orthogonal mixers 20 and 21 for performing multiplication. Yes.
Gilbert型ダブルバランス・ミキサを構成するトランジスタレベルの回路は、差動入出力の形式であり、ローカル（LO）信号と、ベースバンド (BB: Baseband)入力信号及びRF出力との関係は、RF＝BB×LOである。 The transistor level circuit that makes up the Gilbert double-balance mixer is a differential input / output format. The relationship between the local (LO) signal, the baseband (BB) input signal, and the RF output is RF = BB x LO.
一方、無線通信用LSIの製造における性能テストを行うテスティングにおける低コスト化の要求が年々増大しており、テスタ用送信機に不可欠な高精度直交変調器をCMOSデバイス技術により、低コストで実現することが強く要求されている。 On the other hand, the demand for cost reduction in testing for performance testing in the manufacture of LSIs for wireless communication is increasing year by year, and high-precision quadrature modulators essential for tester transmitters are realized at low cost using CMOS device technology. There is a strong demand to do.
また、無線LAN、第4世代携帯電話、ディジタル・テレビを中心に、図４に示すように、より多くのビットで構成される信号に対応する多数の信号点配置（図４ａは16個の信号点配置、図４ｂは64個の信号点配置、更に、図４ｃは256個の信号点配置）を持つ直交振幅変調（QAM: Quadrature Amplitude Modulation）方式が採用されるようになり、かかる多数の信号点配置のために、変調精度への要求も厳しくなる傾向にある。 In addition, as shown in FIG. 4, focusing on wireless LANs, fourth-generation mobile phones, and digital televisions, many signal point arrangements corresponding to signals composed of more bits (FIG. 4a shows 16 signals). Quadrature Amplitude Modulation (QAM) scheme with point arrangement, 64 signal point arrangement in FIG. 4b, and 256 signal point arrangement in FIG. 4c has been adopted. Due to the point arrangement, the demand for modulation accuracy tends to be strict.
なお、変調精度または変調誤差EVM（Error Vector Magnitude）(%)は、図５により次の様に説明できる。 The modulation accuracy or modulation error EVM (Error Vector Magnitude) (%) can be explained as follows with reference to FIG.
変調精度を劣化させる主な要因は、I, Qローカル（LO）信号間の位相差90度からのずれφ（rad）と、I, Qローカル（LO信号間の振幅のミスマッチ誤差δである。δはローカル信号間の振幅比を1+δとしたときの誤差分を表す。 The main factors that degrade the modulation accuracy are a deviation φ (rad) from the phase difference of 90 degrees between the I and Q local (LO) signals and an amplitude mismatch error δ between the I and Q local (LO signals). δ represents an error when the amplitude ratio between local signals is 1 + δ.
図５において、ある信号の実ベクトルＢが、理想ベクトルAに対し、位相誤差Φ及び振幅誤差ΔＡを有する時、変調精度または変調誤差EVM（Error Vector Magnitude）(%)は、次式で与えられる。 In FIG. 5, when a real vector B of a signal has a phase error Φ and an amplitude error ΔA with respect to an ideal vector A, modulation accuracy or modulation error EVM (Error Vector Magnitude) (%) is given by the following equation. .
上記の通り、無線通信用LSIのテスティングの低コスト化の要求が年々増大しており、テスタ用送信機に不可欠な高精度直交変調器をCMOSデバイス技術により、低コストで実現することが強く要求されている。かかる高精度直交変調器に対応して、同様に直交復調器にも低コストで高精度が要求される。 As described above, the demand for cost reduction in testing of wireless communication LSIs is increasing year by year, and it is strongly desired to realize high-precision quadrature modulators essential for tester transmitters at low cost using CMOS device technology. It is requested. Corresponding to such a high-precision quadrature modulator, a quadrature demodulator is also required to have high accuracy at low cost.
そして、被測定無線通信用LSIの変調精度が数％であれば、テスタ用送信機にはその1/10程度の高精度特性、即ち要求される変調精度は、１%以下と厳しくなる傾向にある。同様に、第3.5世代、更に第4世代携帯電話に適用される移動端末用LSIに適用する直交変調器（及び直交復調器）についても高精度化の要求が厳しくなってきている。 If the modulation accuracy of the LSI for wireless communication to be measured is several percent, the tester transmitter tends to be as severe as 1/10 of the high accuracy characteristic, that is, the required modulation accuracy is 1% or less. is there. Similarly, the demand for higher accuracy is also becoming strict for quadrature modulators (and quadrature demodulator) applied to LSIs for mobile terminals applied to 3.5th generation and further 4th generation mobile phones.
しかしながら、従来技術による直交変調用LSIの変調精度は、1〜3％が限界であった。これに対応する直交復調用LSIの変調精度についても同様である。 However, the modulation accuracy of the conventional quadrature modulation LSI is limited to 1 to 3%. The same applies to the modulation accuracy of the quadrature demodulation LSI corresponding to this.
したがって、本発明の目的は、無線通信等におけるキャリア信号に対するディジタル変調(及び復調)を行なうための高精度化、特に1％以下の変調（及び復調）精度を実現できる複素型直交変調器、複素型直交復調器及びこれらに適用可能の直交ミキサを提供することにある。 Accordingly, an object of the present invention is to increase the accuracy for performing digital modulation (and demodulation) on a carrier signal in wireless communication or the like, in particular, a complex quadrature modulator capable of realizing modulation (and demodulation) accuracy of 1% or less, It is an object of the present invention to provide a type orthogonal demodulator and an orthogonal mixer applicable thereto.
上記本発明の目的を達成する複素型直交変調器は、基本的構成として、
ベースバンド信号の同相成分及び直交成分がそれぞれ入力される第１及び第２の直交ミキサを有し、前記第１及び第２の直交ミキサの出力に対する減算結果と、加算結果から直交出力を生成し、前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、第１及び第２の乗算器を有し、前記第１の乗算器は、前記複素ベースバンド信号の同相成分に前記ローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、前記第２の乗算器は、前記ベースバンド信号の直交成分に前記ローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、さらに、前記第１及び第２の乗算器は、それぞれ前記ローカル信号の１／４周期毎に活性化され、且つ同時に動作しないことを特徴とする。
The complex quadrature modulator that achieves the object of the present invention has the following basic structure:
It has first and second quadrature mixers to which the in-phase component and quadrature component of the baseband signal are input, respectively, and generates a quadrature output from the subtraction result and the addition result with respect to the output of the first and second quadrature mixers. , Each of the first and second quadrature mixers includes first and second multipliers, and the first multiplier includes in-phase components of the local signal and in-phase components of the complex baseband signal. The second multiplier multiplies the quadrature component of the baseband signal by the in-phase component and the quadrature component of the local signal, and the first and second multipliers respectively multiply the quadrature component of the baseband signal. It is activated every quarter period of the local signal and does not operate simultaneously.
さらに、一の態様として、前記第１及び第２の直交ミキサは、
前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、前記第１、第２の差動対トランジスタのペアが、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタに並列に接続されていることを特徴とする。
Furthermore, as one aspect, the first and second orthogonal mixers are:
A differential pair transistor for converting the baseband signal into a differential current signal, a first differential pair transistor pair for the in-phase component input of the local signal, respectively, and a second difference for the quadrature component input of the local signal And a pair of first and second differential pair transistors connected in parallel to a differential pair transistor that converts the baseband signal into a differential current signal. And
また、前記第１及び第２の直交ミキサのより詳細な一態様として、
前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、前記第１の差動対トランジスタのペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子と、前記第２の差動対のペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの一方のトランジスタの ドレイン(ソース)端子に共通に接続され、前記第１の差動対トランジスタのペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子と、前記第２の差動対のペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの他方のトランジスタのドレイン(ソース)端子に共通に接続されて構成される。
Further, as a more detailed aspect of the first and second orthogonal mixers,
A differential pair transistor for converting the baseband signal into a differential current signal, a first differential pair transistor pair for the in-phase component input of the local signal, respectively, and a second difference for the quadrature component input of the local signal A pair of dynamic pair transistors, a source (drain) terminal of one differential pair transistor of the first differential pair transistor pair, and one differential pair transistor of the second differential pair pair The first differential pair transistor pair is connected in common to the drain (source) terminal of one of the differential pair transistors that convert the baseband signal into a differential current signal. And the source (drain) terminal of the other differential pair transistor of the second differential pair, and the source (drain) terminal of the other differential pair transistor of the second differential pair, The baseband signal is configured to be commonly connected to a drain (source) terminal of the other transistor of the differential pair transistor that converts the baseband signal into a differential current signal.
さらにまた、前記第１及び第２の直交ミキサの別の態様は、
前記ローカル信号の同相成分と直交成分を比較して、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に、前記ベースバンド信号を前記第１の乗算器に接続するスイッチと、前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に、前記ベースバンド信号を前記第２の乗算器に接続するスイッチを有する。
Furthermore, another aspect of the first and second orthogonal mixers is:
A switch that connects the baseband signal to the first multiplier when the in-phase component and the quadrature component of the local signal are compared and the in-phase component of the local signal is greater than the quadrature component; and the quadrature component of the local signal Has a switch for connecting the baseband signal to the second multiplier when is greater than the in-phase component.
また、前記第１及び第２の直交ミキサの別の態様の詳細な一態様として、
前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、
前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアと、前記第１の差動対トランジスタのペアの一方と前記ベースバンド信号の同相成分入力端子との間に設けられた第１のスイッチと、前記第１の差動対トランジスタのペアの他方を前記ベースバンド信号の直交成分入力端子との間に設けられた第２のスイッチと、前記第２の差動対トランジスタのペアの一方を前記ベースバンド信号の同相成分入力端子との間に設けられた第３のスイッチと、前記第２の差動対トランジスタのペアの他方を前記ベースバンド信号の直交成分入力端子との間に設けられた第４のスイッチを有し、前記第１及び第３のスイッチは、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に導通し、前記第１及び第３のスイッチは、前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に導通する。
Further, as a detailed aspect of another aspect of the first and second orthogonal mixers,
Each of the first and second orthogonal mixers is:
One of the first differential pair transistor pair for the in-phase component input of the local signal, one of the second differential pair transistor pair for the quadrature component input of the local signal, and one of the first differential pair transistor pair And the other of the pair of the first differential pair transistors are provided between the quadrature component input terminal of the baseband signal and the first switch provided between the baseband signal and the in-phase component input terminal of the baseband signal. A second switch, a third switch provided between one of the pair of the second differential pair transistors and an in-phase component input terminal of the baseband signal, and the second differential pair A fourth switch provided between the other of the pair of transistors and the quadrature component input terminal of the baseband signal, wherein the first and third switches are configured to generate in-phase signals of the local signal; There conductive during greater quadrature components, said first and third switches, quadrature component of the local signal is conductive during greater phase component.
さらに、上記各態様の複素型直交変調器において、前記第１及び第２の直交ミキサの直交出力端子に接続された、正周波数と負周波数とで周波数応答が非対称となり不要波成分を抑圧する複素型フィルタを有する。 Further, in the complex type quadrature modulator of each of the above aspects, the complex is connected to the quadrature output terminals of the first and second quadrature mixers so that the frequency response is asymmetric between the positive frequency and the negative frequency and the unwanted wave component is suppressed. Has a type filter.
上記本発明の目的を達成する複素型直交復調器は、基本的構成として、無線周波信号を同相成分と直交成分に位相シフトする位相シフタと、前記位相シフトからの無線周波信号の同相成分と直交成分がそれぞれ入力される第１及び第２の直交ミキサを有し、前記第１及び第２の直交ミキサの出力に対する減算結果と、加算結果から直交するベースバンド出力を生成し、前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、第１及び第２の乗算器を有し、前記第１の乗算器は、前記無線周波信号の同相成分に前記ローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、前記第２の乗算器は、前記無線周波信号の直交成分に前記ローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、さらに、前記第１及び第２の乗算器は、それぞれ前記ローカル信号の１／４周期毎に活性化され、且つ同時に動作しないことを特徴とする。 A complex quadrature demodulator that achieves the object of the present invention basically includes a phase shifter that phase shifts a radio frequency signal to an in-phase component and a quadrature component, and a quadrature component that is orthogonal to the in-phase component of the radio frequency signal from the phase shift. First and second orthogonal mixers to which components are input, respectively, a subtraction result for the outputs of the first and second orthogonal mixers, and an orthogonal baseband output from the addition result, Each of the second quadrature mixers has first and second multipliers, and the first multiplier multiplies the in-phase component of the radio frequency signal by the in-phase component and the quadrature component of the local signal, The second multiplier multiplies the quadrature component of the radio frequency signal by the in-phase component and the quadrature component of the local signal, and the first and second multipliers each 1/4 of the local signal. Every cycle It is activated, and characterized in that it does not operate simultaneously.
上記複素型直交復調器の一の態様として、前記第１及び第２の直交ミキサは、前記無線周波信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、前記第１、第２の差動対トランジスタのペアが、前記無線周波信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタに並列に接続されていることを特徴とする。 As one aspect of the complex quadrature demodulator, the first and second quadrature mixers are provided for a differential pair transistor that converts the radio frequency signal into a differential current signal, and an in-phase component input of the local signal, respectively. A first differential pair transistor pair and a second differential pair transistor pair with respect to the orthogonal component input of the local signal, wherein the first and second differential pair transistor pairs have the radio frequency It is characterized by being connected in parallel to a differential pair transistor that converts a signal into a differential current signal.
さらにまた、複素型直交復調器において、前記第１及び第２の直交ミキサの別の態様として、それぞれは、前記無線周波信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、前記第１の差動対トランジスタのペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子と、前記第２の差動対のペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの一方のトランジスタの ドレイン(ソース)端子に共通に接続され、前記第１の差動対トランジスタのペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子と、前記第２の差動対のペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの他方のトランジスタのドレイン(ソース)端子に共通に接続されて構成される。 Furthermore, in the complex quadrature demodulator, as another aspect of the first and second quadrature mixers, each includes a differential pair transistor for converting the radio frequency signal into a differential current signal, and the local signal, respectively. A first differential pair transistor pair for the common-mode component input and a second differential pair transistor pair for the quadrature component input of the local signal, and one of the first differential pair transistor pairs. A differential that converts the baseband signal into a differential current signal between a source (drain) terminal of the differential pair transistor and a source (drain) terminal of one differential pair transistor of the pair of the second differential pair. Commonly connected to the drain (source) terminal of one transistor of the pair transistor, the source (drain) of the other differential pair transistor of the first differential pair transistor pair. Lane) terminal and the source (drain) terminal of the other differential pair transistor of the second differential pair pair, the other transistor of the differential pair transistor that converts the baseband signal into a differential current signal. It is configured to be commonly connected to a drain (source) terminal.
また、上記複素型直交復調器において、一の態様として前記ローカル信号の同相成分と直交成分を比較して、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に、前記無線周波信号を前記第１の乗算器に接続するスイッチと、前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に、前記無線周波信号を前記第２の乗算器に接続するスイッチを有する。 In the complex quadrature demodulator, as one aspect, the in-phase component and the quadrature component of the local signal are compared, and when the in-phase component of the local signal is larger than the quadrature component, the radio frequency signal is converted to the first signal. A switch for connecting to the multiplier, and a switch for connecting the radio frequency signal to the second multiplier when the quadrature component of the local signal is larger than the in-phase component.
さらに、かかる一の態様において、前記ローカル信号の同相成分を全波整流する第１の全波整流回路と、前記ローカル信号の直交成分を全波整流する第２の全波整流回路を有し、前記第１の全波整流回路の出力と、前記第２の全波整流回路の出力との差分を採ることにより前記ローカル信号の同相成分と直交成分の比較を行うことを特徴とする。 Furthermore, in such one aspect, it has a first full-wave rectifier circuit that full-wave rectifies the in-phase component of the local signal, and a second full-wave rectifier circuit that full-wave rectifies the quadrature component of the local signal, The in-phase component and the quadrature component of the local signal are compared by taking a difference between the output of the first full-wave rectifier circuit and the output of the second full-wave rectifier circuit.
また、前記複素型直交復調器の一の詳細な態様として、前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアと、前記第１の差動対トランジスタのペアの一方と前記無線周波信号の同相成分入力端子との間に設けられた第１のスイッチと、前記第１の差動対トランジスタのペアの他方を前記無線周波信号の直交成分入力端子との間に設けられた第２のスイッチと、前記第２の差動対トランジスタのペアの一方を前記無線周波信号の同相成分入力端子との間に設けられた第３のスイッチと、前記第２の差動対トランジスタのペアの他方を前記無線周波信号の直交成分入力端子との間に設けられた第４のスイッチを有し、前記第１及び第３のスイッチは、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に導通し、前記第１及び第３のスイッチは、前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に導通することを特徴とする。 Further, as one detailed aspect of the complex quadrature demodulator, each of the first and second quadrature mixers includes a first differential pair transistor pair for the in-phase component input of the local signal, and the local A first differential pair transistor pair for a quadrature component input of the signal, a first switch provided between one of the first differential pair transistor pair and the in-phase component input terminal of the radio frequency signal A second switch provided between the other of the first differential pair transistor pair and an orthogonal component input terminal of the radio frequency signal; and one of the second differential pair transistor pair. The third switch provided between the in-phase component input terminal of the radio frequency signal and the other pair of the second differential pair transistors are provided between the quadrature component input terminal of the radio frequency signal. The The first and third switches are turned on when the in-phase component of the local signal is larger than the quadrature component, and the first and third switches have the in-phase quadrature component of the local signal. It is characterized by conducting when it is larger than the component.
本発明の上記特徴構成は、従来のミキサに代えて、I,Qローカル（LO）信号間の位相誤差を補償できる直交ミキサを用いることで、直交出力を持つ高精度な複素型直交変調器及び複素型直交復調器が実現可能となる。 The above-described characteristic configuration of the present invention uses a quadrature mixer that can compensate for phase errors between I and Q local (LO) signals instead of the conventional mixer, thereby providing a high-precision complex quadrature modulator having quadrature outputs and A complex quadrature demodulator can be realized.
さらに、この直交変調の出力に複素フィルタを付加することでローカル（LO）信号の振幅誤差の影響を大幅に低減することができ、さらなる高精度化を図ることができる。 Furthermore, by adding a complex filter to the output of this quadrature modulation, the influence of the amplitude error of the local (LO) signal can be greatly reduced, and further improvement in accuracy can be achieved.
以下に図面に従い本発明の実施例を説明するが、本発明の適用は、かかる実施例に限定されるものではなく、本発明の保護の範囲は、特許請求の範囲に記載された請求項に係る発明及びこれに均等なものを含むものである。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings, but the application of the present invention is not limited to such embodiments, and the scope of protection of the present invention is defined in the claims described in the claims. It includes such inventions and their equivalents.
［複素型直交変調器］
図６Aは、本発明に従う複素型直交変調器のブロック図を示す。図６Aにおいて、２か所の破線で囲んだ部分は、第１及び第２の直交ミキサ１００，２００である。後に詳述するように直交ミキサ１００，２００は、９０度位相差を有するローカル（LO）信号LO-IとLO-Q間の位相誤差を補償する効果を有し、かかる点に本発明の特徴を有する。なお、各信号線上の図中の短い斜線と数値「２」は差動信号であることを示している。
[Complex quadrature modulator]
FIG. 6A shows a block diagram of a complex quadrature modulator according to the present invention. In FIG. 6A, the portions surrounded by two broken lines are the first and second orthogonal mixers 100 and 200. As will be described later in detail, the quadrature mixers 100 and 200 have an effect of compensating for a phase error between the local (LO) signals LO-I and LO-Q having a 90-degree phase difference. Have A short diagonal line and a numerical value “2” in the figure on each signal line indicate a differential signal.
直交ミキサ１００（２００）は、乗算器１０１，１０２（２０１，２０２）を有して構成され、乗算器１０１（２０１）には、ローカル（LO）信号LO-Iとして、 The quadrature mixer 100 (200) includes multipliers 101 and 102 (201 and 202). The multiplier 101 (201) has a local (LO) signal LO-I as
さらに、直交ミキサ１００には、同相成分のベースバンド信号BB-Iとして、 Further, the quadrature mixer 100 has an in-phase component baseband signal BB-I as
ついで、直交ミキサ１００の乗算器１０１からの出力IIと、直交ミキサ２００の乗算器２０２からの出力QQは、減算器３００により引き算され、同相成分出力である無線周波数信号RF-Iとして、 Next, the output II from the multiplier 101 of the quadrature mixer 100 and the output QQ from the multiplier 202 of the quadrature mixer 200 are subtracted by the subtractor 300 to obtain a radio frequency signal RF-I which is an in-phase component output.
一方、直交ミキサ２００の乗算器２０１からの出力QIと、直交ミキサ１００の乗算器１０２からの出力IQは、減算器３０１により引き算され、直交成分出力である無線周波数信号RF-Qとして、 On the other hand, the output QI from the multiplier 201 of the quadrature mixer 200 and the output IQ from the multiplier 102 of the quadrature mixer 100 are subtracted by the subtractor 301 to obtain a radio frequency signal RF-Q which is a quadrature component output.
ここで、上記実施例において、乗算器１０１（２０１）及び１０２（２０２）に入力されるローカル（LO）信号LO-IとLO-Qは、本発明の特徴として、それぞれ１／４周期毎に活性化され、同時には動作しないように制御される。 Here, in the above embodiment, the local (LO) signals LO-I and LO-Q input to the multipliers 101 (201) and 102 (202) are characterized by the features of the present invention, for each 1/4 period. It is activated and controlled not to operate at the same time.
これにより、ローカル（LO）信号LO-IとLO-Q間の位相差９０度からの位相誤差φ（rad）があっても、これを補償して高精度の複素型直交変調器が実現可能である。 As a result, even if there is a phase error φ (rad) from the phase difference of 90 degrees between the local (LO) signals LO-I and LO-Q, this can be compensated to realize a high-precision complex quadrature modulator. It is.
かかる理由は、後に第１、第２の直交ミキサ１００，２００の具体例に基づき説明する。 The reason for this will be described later based on specific examples of the first and second orthogonal mixers 100 and 200.
［複素型直交復調器］
図６Bは、本発明に従う複素型直交復調器のブロック図を示す。基本的に図６Aに示した複素型直交変調器と相対的な構成を有し、２か所の破線で囲んだ部分は、先の複素型直交変調器におけると同様に、第１及び第２の直交ミキサ１００A，２００Aであり、それぞれは、乗算器１０１，１０２（２０１，２０２）を有して構成される。
[Complex quadrature demodulator]
FIG. 6B shows a block diagram of a complex quadrature demodulator according to the present invention. Basically, the configuration is relative to the complex quadrature modulator shown in FIG. 6A, and the portions surrounded by two broken lines are the same as those in the previous complex quadrature modulator. Quadrature mixers 100A and 200A, each having multipliers 101 and 102 (201 and 202).
複素型直交復調器にあっては、無線周波数（RF）信号が直交信号ではないので、まず90°位相シフタ５０により同相成分のRF−I信号及び直交成分のRF−Q信号に変換される。ついで、変換された同相成分のRF−I信号及び直交成分のRF−Q信号は、それぞれ一対の直交ミキサ１００A,２００Aに入力される。 In the complex quadrature demodulator, since the radio frequency (RF) signal is not a quadrature signal, it is first converted into an in-phase component RF-I signal and a quadrature component RF-Q signal by the 90 ° phase shifter 50. Next, the converted in-phase component RF-I signal and quadrature component RF-Q signal are input to a pair of quadrature mixers 100A and 200A, respectively.
直交ミキサ１００A,２００Aの動作は、上記の複素型直交変調器におけると同様であるが、減算器３００Aからは、同相成分のベースバンド信号BB-Iとして、 The operations of the quadrature mixers 100A and 200A are the same as those in the complex quadrature modulator described above, but the subtractor 300A generates the baseband signal BB-I having the in-phase component as
なお、上記RF信号用の90°位相シフタの例としては、一例として後に説明する入力を差動信号としたRCポリフェーズ・フィルタを用いることができる。 As an example of the 90 ° phase shifter for the RF signal, an RC polyphase filter using a differential signal as an input, which will be described later, can be used as an example.
［直交ミキサの第１の構成例］
図７は、上記した図６A,図６Bに示した複素型直交変調器、複素型直交復調器における第１、第２の直交ミキサ１００（１００A)、２００（２００A）としてアクティブ型ミキサを適用する例である。
[First configuration example of orthogonal mixer]
7 applies an active mixer as the first and second quadrature mixers 100 (100A) and 200 (200A) in the complex quadrature modulator and the complex quadrature demodulator shown in FIGS. 6A and 6B. It is an example.
なお、図７に示す直交ミキサ１００（１００A)、２００（２００A）は、非特許文献１のFig. 2 に示す直交ミキサ（Quadrature mixer）に対応するものであり、本実施例では、上記複素型直交変調器及び複素型直交復調器の構成要素としている。 Note that the quadrature mixers 100 (100A) and 200 (200A) shown in FIG. 7 correspond to the quadrature mixer shown in FIG. 2 of Non-Patent Document 1, and in this embodiment, the above complex type is used. It is a component of a quadrature modulator and a complex quadrature demodulator.
以下同様構成であるので、複素型直交変調器における直交ミキサを参照して説明する。 Since the configuration is the same, the following description will be given with reference to the quadrature mixer in the complex quadrature modulator.
この直交ミキサは、トランスコンダクタ(電圧・電流変換)マッチィングを良好とするために、電流源４０にソース端子が繋がる差動対トランジスタM9,M10を共通として、上記図３に示したGilbert型ダブルバランス・ミキサを2つ並列に結合した構成である。 This quadrature mixer uses the differential pair transistors M9 and M10 whose source terminals are connected to the current source 40 in common for the purpose of good transconductor (voltage / current conversion) matching, and the Gilbert double balance shown in FIG.・ Two mixers are connected in parallel.
なお、トランジスタの説明において、上記ソース端子又はドレイン端子は、相互に置換えが可能であり、以下の実施例説明においても同様である。 In the description of the transistor, the source terminal or the drain terminal can be replaced with each other, and the same applies to the description of the following embodiments.
ベースバンド入力BB+, BB-用差動対トランジスタM9, M10が、一つの電流源４０に接続され、差動対を形成している。ベースバンド入力BB+, BB-用差動対トランジスタM9, M10のそれぞれのドレイン端子に、トランジスタM1からM4で構成されるIチャネル(ch)ミキサと、トランジスタM5からM8で構成されるQチャネル(ch)ミキサが並列に直接接続されている。 Baseband input BB +, BB- differential pair transistors M9 and M10 are connected to one current source 40 to form a differential pair. The drain terminals of the differential pair transistors M9 and M10 for baseband input BB + and BB- are connected to the I channel (ch) mixer consisting of transistors M1 to M4 and the Q channel (ch) consisting of transistors M5 to M8. ) The mixer is directly connected in parallel.
回路の全電流は、図示しない電源VDDからローカル（LO）信号で動作する4個の差動対（トランジスタM1とM2の差動対、M3とM4の差動対、M5とM6の差動対、及びM7とM8の差動対）を経由して、ベースバンド用差動対トランジスタM9,M10、及び電流源４０へと流れる。 The total current of the circuit consists of four differential pairs (transistors M1 and M2, differential pairs M3 and M4, differential M5 and M6) that operate with a local (LO) signal from a power supply V DD (not shown) And the differential pair of M7 and M8) to the baseband differential pair transistors M9 and M10 and the current source 40.
かかる直交ミキサ１００（２００）の構成に対し、図６Aに示した複素型直交変調器における減算器３００は、図８に示すように、負荷抵抗RLによる逆相信号の電流加算で実現できる。同様に加算器３０１は、図９のように、同相信号の電流加算で実現できる。 In contrast to the configuration of the quadrature mixer 100 (200), the subtractor 300 in the complex quadrature modulator shown in FIG. 6A can be realized by adding currents of antiphase signals by the load resistance R L as shown in FIG. Similarly, the adder 301 can be realized by adding currents of in-phase signals as shown in FIG.
図７に示す構成のミキサを用いることにより、I/Q chのローカル（LO）信号に位相誤差があっても、その影響を受けにくいためにイメージ抑圧が向上することが可能である。 By using the mixer having the configuration shown in FIG. 7, even if there is a phase error in the local (LO) signal of the I / Q ch, it is difficult to be affected by this, so image suppression can be improved.
I/Qchローカル（LO）信号に位相誤差の影響を受けない理由は、I/QchのLO入力差動ペア(トランジスタM1とM2（M5とM6)、トランジスタM3とM4（M7とM8)）がベースバンド差動対（トランジスタM10とM11）のドレイン端子で共通化されていることに起因している。 The reason why the I / Qch local (LO) signal is not affected by the phase error is that the I / Qch LO input differential pair (transistors M1 and M2 (M5 and M6), transistors M3 and M4 (M7 and M8)) This is because the drain terminals of the baseband differential pair (transistors M10 and M11) are shared.
図１０に、I/Q chローカル（LO）信号の位相誤差が無い場合のミキサ出力差動電流波形を示す。 FIG. 10 shows a mixer output differential current waveform when there is no phase error of the I / Q ch local (LO) signal.
図１０(a)は、I/Q chローカル（LO）信号LO-IとLO-Qを正弦波で示し、それらが正しく９０度の位相差を有する状態を示している。 FIG. 10A shows the I / Q ch local (LO) signals LO-I and LO-Q as sine waves, and shows a state in which they have a correct phase difference of 90 degrees.
図１０(b)は、I ch ローカル信号LO-Iが、Q ch ローカル信号LO-Qと、その反転信号よりも大きい1/4周期にのみ、LO-I信号が印加されるトランジスタM1とM4（M2とM3）がオンする状態(即ち、活性化状態)を示している。 FIG. 10B shows the transistors M1 and M4 to which the LO-I signal is applied only in the 1/4 period in which the I ch local signal LO-I is larger than the Q ch local signal LO-Q and its inverted signal. A state where (M2 and M3) are turned on (that is, an activated state) is shown.
図１０(c)は、反対に、Q ch ローカル信号LO-Qが、I ch ローカル信号LO-Iと、その反転信号よりも大きい1/4周期にのみ、LO-Q信号が印加されるトランジスタM5とM8（M6とM7）がオンする状態を示している。 On the other hand, FIG. 10 (c) shows a transistor in which the LO-Q signal is applied only in a quarter period in which the Q ch local signal LO-Q is larger than the I ch local signal LO-I and its inverted signal. M5 and M8 (M6 and M7) are turned on.
すなわち、LO-I側のトランジスタM1からM4に電流が流れるときLO-Q側の電流はゼロであり、反対にLO-Q側のトランジスタM5からM8に電流が流れるときLO-I側の電流はゼロである。 That is, the current on the LO-Q side is zero when the current flows from the transistor M1 to M4 on the LO-I side, and conversely the current on the LO-I side when the current flows from the transistor M5 to M8 on the LO-Q side Zero.
上記の様に、図７の直交ミキサは、I/Q chが共通化されているので、I ch ローカル信号LO-Iが、Q ch ローカル信号LO-Qと、その反転信号よりも大きい1/4周期にのみ、LO-I信号が印加されるトランジスタM1とM4がオン(活性化)する（図１０(b)）。このとき、他のトランジスタは全てオフ状態になり、特に、Qchの2つの差動対がオフしており、IchからQchへの信号漏れは生じない（図１０(c)）。 As described above, since the I / Q ch is shared in the orthogonal mixer of FIG. 7, the I ch local signal LO-I is larger than the Q ch local signal LO-Q and its inverted signal. The transistors M1 and M4 to which the LO-I signal is applied are turned on (activated) only in the four periods (FIG. 10 (b)). At this time, all the other transistors are turned off, and in particular, the two differential pairs of Qch are turned off, and signal leakage from Ich to Qch does not occur (FIG. 10 (c)).
すなわち、Ichの差動対がオンしている(活性化されている)ときは、Qchの差動対は常にオフしており、その逆もまた正しい。 That is, when the Ich differential pair is on (activated), the Qch differential pair is always off, and vice versa.
次に、直交LO信号に位相誤差がある場合の電流波形を図１１に示す。 Next, FIG. 11 shows a current waveform when the quadrature LO signal has a phase error.
この場合も、電流波形は図１０と同じ形をしており、LO-Q信号の位相がずれた分(Φ)、一定時間だけシフトした形になっており、図１１の(b)と(c)との相対関係は、図１０と変わらない。 In this case as well, the current waveform has the same shape as in FIG. 10, and is shifted by a certain amount of time (Φ) where the phase of the LO-Q signal has shifted, and FIGS. The relative relationship with c) is the same as FIG.
したがって、I chの差動対トランジスタM1, M4（M2, M3）がオンしているときは、Q chの差動対トランジスタ M5,M6（M7,M8）は常にオフしており、その逆もまた正しいので、位相誤差が吸収されイメージ抑圧比の向上のメカニズムが働く。 Therefore, when the differential pair transistors M1, M4 (M2, M3) of I ch are on, the differential pair transistors M5, M6 (M7, M8) of Q ch are always off and vice versa. Since it is correct, the phase error is absorbed and a mechanism for improving the image suppression ratio works.
なお、図６Bに示した複素型直交復調器における第１、第２の直交ミキサ１００A、２００Aとして図7に示す直交ミキサを用いる場合は、ベースバンド入力BB+, BB-は、９0°位相シフタ５０により得られる同相成分のRF−I信号及び直交成分のRF−Q信号に置き換わり、従って、出力側にベースバンド出力BB+, BB-が得られる。 When the quadrature mixer shown in FIG. 7 is used as the first and second quadrature mixers 100A and 200A in the complex quadrature demodulator shown in FIG. 6B, the baseband inputs BB + and BB− are 90 ° phase shifter 50. Are replaced with the RF-I signal of the in-phase component and the RF-Q signal of the quadrature component, and thus baseband outputs BB + and BB- are obtained on the output side.
［直交ミキサの第２の構成例］
図１２は、本願発明者により新たに発明したパッシブ型直交ミキサの構成図であり、直交変調器にも直交復調器にも使用可能である。
[Second configuration example of orthogonal mixer]
FIG. 12 is a configuration diagram of a passive quadrature mixer newly invented by the inventors of the present application, and can be used for a quadrature modulator and a quadrature demodulator.
ここでは図６Aに示した複素型直交変調器に第１、第２の直交ミキサ１００、２００として図１２のパッシブ型ミキサを適用する例を説明する。 Here, an example will be described in which the passive mixer of FIG. 12 is applied as the first and second quadrature mixers 100 and 200 to the complex quadrature modulator shown in FIG. 6A.
図１２における直交ミキサは、Nch (Negative channel) MOS (Metal Oxide Semiconductor)トランジスタは、全てスイッチとして働くパッシブ型ミキサである。 The orthogonal mixer in FIG. 12 is a passive mixer in which all Nch (Negative channel) MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistors function as switches.
したがって、先に説明した図７の直交ミキサの構成に比べ、スイッチのみで構成されるので、より低電圧化が可能であり、且つ常時に電流を流さない構成であり、低消費電力化も可能である。 Therefore, compared to the configuration of the quadrature mixer of FIG. 7 described above, since it is configured only with a switch, the voltage can be further reduced, and the current does not always flow, and the power consumption can be reduced. It is.
図１２において、差動ベースバンド信号BB+、BB-は、トランジスタM11からM14のI/Q切替えスイッチを通して、トランジスタM1からM4で構成されるIchミキサと、トランジスタM5からM8で構成されるQchミキサに共通に供給される。 In FIG. 12, differential baseband signals BB + and BB- are passed through I / Q changeover switches of transistors M11 to M14 to an Ich mixer composed of transistors M1 to M4 and a Qch mixer composed of transistors M5 to M8. Commonly supplied.
切換信号I/QSW+がハイレベルで切換信号I/QSW-がローレベルのときトランジスタM11, M12のI/Q切替えスイッチがオンするので、Ichローカル信号LOI+、LOI-で駆動されるトランジスタM1からM4のIchミキサのみが動作状態となり、ベースバンド信号パスをローカル（LO）信号周波数で切り替える。 When the switching signal I / QSW + is high and the switching signal I / QSW- is low, the I / Q switch of the transistors M11 and M12 is turned on, so that the transistors M1 to M4 driven by the Ich local signals LOI + and LOI- Only the Ich mixer of this mode is in operation, and the baseband signal path is switched at the local (LO) signal frequency.
一方、切換信号I/QSW-がハイレベルで切換信号I/QSW+がローレベルのときトランジスタM13, M14のI/Q切替えスイッチがオンするので、Qchローカル信号LOQ+、LOQ-で駆動されるトランジスタM5からM8のQchミキサのみが動作状態となり、ベースバンド信号パスをローカル（LO）信号周波数で切り替える。 On the other hand, when the switching signal I / QSW- is at a high level and the switching signal I / QSW + is at a low level, the I / Q changeover switches of the transistors M13 and M14 are turned on, so that the transistor M5 driven by the Qch local signals LOQ + and LOQ- To M8 Qch mixer only becomes active and switches the baseband signal path at the local (LO) signal frequency.
かかる図１２に示すミキサ１００（２００）の構成に対し、図６Aに示した直交変調器における減算器３００は、図１３に示すように、負荷抵抗RLによる逆相信号の電流加算で、減算が実現できる。同様に加算器３０１は、図１４のように、同相信号の電流加算で、加算が実現できる。 In contrast to the configuration of the mixer 100 (200) shown in FIG. 12, the subtractor 300 in the quadrature modulator shown in FIG. 6A performs subtraction by adding the current of the antiphase signal by the load resistance R L as shown in FIG. Can be realized. Similarly, the adder 301 can realize addition by adding currents of in-phase signals as shown in FIG.
なお、図１２に示した直交ミキサは、電流源を有しないので、図１３、図１４の減算器３００及び加算器３０１に定電流源４０Aを有している。 Since the quadrature mixer shown in FIG. 12 does not have a current source, the subtractor 300 and the adder 301 in FIGS. 13 and 14 have a constant current source 40A.
また、図６Bに示した複素型直交復調器における第１、第２の直交ミキサ１００A、２００Aとして図１２に示す直交ミキサを用いる場合は、差動ベースバンド信号BB+、BB-は、９0°位相シフタ５０により得られる同相成分のRF−I信号及び直交成分のRF−Q信号に置き換わり、従って、出力側にベースバンド出力BB+, BB-が得られる。 When the quadrature mixer shown in FIG. 12 is used as the first and second quadrature mixers 100A and 200A in the complex quadrature demodulator shown in FIG. 6B, the differential baseband signals BB + and BB− have a 90 ° phase. The in-phase component RF-I signal and the quadrature component RF-Q signal obtained by the shifter 50 are replaced, and thus baseband outputs BB + and BB- are obtained on the output side.
図１２において、切換信号I/QSW+とI/QSW-は、例えば次の様な回路で生成可能である。図１５は、二つの全波整流回路４００，４０１と電圧比較器（コンパレータ）４０３からなる回路であり、電圧比較器（コンパレータ）４０３から切換信号I/QSW+とI/QSW-を生成出力する。 In FIG. 12, the switching signals I / QSW + and I / QSW− can be generated by the following circuit, for example. FIG. 15 is a circuit including two full-wave rectifier circuits 400 and 401 and a voltage comparator (comparator) 403, which generates and outputs switching signals I / QSW + and I / QSW− from the voltage comparator (comparator) 403.
図１６は、かかる図１５により切換信号I/QSW+とI/QSW-を生成する過程を説明する図である。 FIG. 16 is a diagram for explaining the process of generating the switching signals I / QSW + and I / QSW− according to FIG.
図１６(a)は、I/Qchローカル(LO)信号LO-IとLO-Qを正弦波で示し、それらが正しく９０度の位相差を有する状態を示している。 FIG. 16A shows the I / Qch local (LO) signals LO-I and LO-Q as sine waves, and shows a state in which they have a correct phase difference of 90 degrees.
I/Qchローカル(LO)信号LO-IとLO-Qは、それぞれ、全波整流回路４００と４０１に入力され、全波整流される。図１６(b)は、全波整流波形であり、Ichローカル信号LOIとQchローカル信号LOQによる大小関係を検出可能である。この大小関係を、差動出力を持つ電圧比較器４０３で検出し増幅した波形が、図１６(c)のI/QSW+と図１６(d)のI/QSW-となる。 I / Qch local (LO) signals LO-I and LO-Q are input to full-wave rectifier circuits 400 and 401, respectively, and full-wave rectified. FIG. 16B shows a full-wave rectified waveform, and the magnitude relationship between the Ich local signal LOI and the Qch local signal LOQ can be detected. A waveform obtained by detecting and amplifying this magnitude relationship with a voltage comparator 403 having a differential output is I / QSW + in FIG. 16C and I / QSW− in FIG.
図１６(c)に示すようにI/QSW+により、図１２におけるパッシブ型直交ミキサのトランジスタM1,M4(又はM2,M3)がオンにされ、図１６(d) に示すようにI/QSW-により、図１２におけるパッシブ型直交ミキサのトランジスタM5,M8(又はM6,M7)がオンにされる。 As shown in FIG. 16 (c), the transistors M1, M4 (or M2, M3) of the passive quadrature mixer in FIG. 12 are turned on by I / QSW +, and as shown in FIG. 16 (d), I / QSW− Thus, the transistors M5 and M8 (or M6 and M7) of the passive quadrature mixer in FIG. 12 are turned on.
これにより、IchミキサとQchミキサを、完全に独立したタイミングで、ローカル(LO)信号を1/4周期の期間で交互に動作させることができ、ローカル(LO)信号の位相誤差の影響を受けにくくなる。 As a result, the Ich mixer and Qch mixer can be operated alternately with a period of 1/4 cycle at completely independent timing, and are affected by the phase error of the local (LO) signal. It becomes difficult.
図１７には位相誤差即ち、I/Q chローカル(LO)信号間の90度位相差からのずれがある場合の、I/QSW信号の発生過程を示している。 FIG. 17 shows a process of generating an I / QSW signal when there is a phase error, that is, a deviation from a 90-degree phase difference between I / Q ch local (LO) signals.
位相誤差Φにより時間的に少しシフトしているが、図１６と同様なスイッチ波形I/QSW+、I/QSW-が得られ、位相誤差がゼロのときと同様なミキサ動作をもたらすことが理解できる。 Although it is slightly shifted in time due to the phase error Φ, it can be understood that the switch waveforms I / QSW + and I / QSW− similar to those in FIG. 16 are obtained and the mixer operation similar to that when the phase error is zero is brought about. .
さらに、図１５に示したI/QSW制御信号発生回路と等価な回路は、トランジスタレベルでは図１８の回路でも実現できる。 Further, a circuit equivalent to the I / QSW control signal generation circuit shown in FIG. 15 can be realized by the circuit of FIG. 18 at the transistor level.
図１８において、破線で囲んだ部分は、2個の全波整流回路と電圧比較器の機能を行うことができる。トランジスタM31とM32の共通なソース端子には全波整流波形が発生する。M33とM34のソース端子も同様である。 In FIG. 18, a portion surrounded by a broken line can function as two full-wave rectifier circuits and a voltage comparator. A full-wave rectified waveform is generated at the common source terminal of the transistors M31 and M32. The same applies to the source terminals of M33 and M34.
これらのソースが電流源４０４で共通化されていることにより、電圧レベルが高い方の全波整流波形のみが有効となり他方の回路はオフ状態となる。仮にIchローカル信号LOIがQchローカル信号LOQより高いレベルにあると、トランジスタM31とM32が有効になり、トランジスタM33とM34はオフ状態になる。 Since these sources are shared by the current source 404, only the full-wave rectified waveform having the higher voltage level is valid and the other circuit is turned off. If the Ich local signal LOI is at a higher level than the Qch local signal LOQ, the transistors M31 and M32 are enabled and the transistors M33 and M34 are turned off.
したがって、左の負荷抵抗RLには、全ての電流が流れて、電圧レベルが下がる。この信号をインバータ1段（または奇数段）分通すことによりハイレベルの信号が得られる。一方、右側の負荷抵抗RLには電流が流れないので、電源レベルVDDが出力される。ここでインバータ1段を付加することでローレベルの信号が得られる。 Therefore, all the current flows through the left load resistance R L , and the voltage level decreases. A high-level signal is obtained by passing this signal for one stage (or odd number) of inverters. On the other hand, since no current flows through the right load resistance R L , the power supply level V DD is output. Here, a low level signal can be obtained by adding one inverter.
以上述べたように図６Aの本発明の実施例において、I/Qchローカル(LO)信号に位相誤差があっても、その誤差を補償して高精度な複素型直交変調器を実現可能である。また、図６Bの複素型直交復調器においても、同様の直交ミキサを有して複素型直交変調器と相対的な構成であるので、I/Qchローカル(LO)信号に位相誤差があっても、その誤差を補償して高精度な複素型直交復調器を実現可能である。 As described above, in the embodiment of the present invention shown in FIG. 6A, even if there is a phase error in the I / Qch local (LO) signal, the error can be compensated to realize a high-precision complex quadrature modulator. . The complex quadrature demodulator in FIG. 6B also has a similar quadrature mixer and is configured relative to the complex quadrature modulator, so that even if there is a phase error in the I / Qch local (LO) signal. It is possible to realize a highly accurate complex quadrature demodulator by compensating for the error.
次に回路シミュレーションにより本発明に従う複素型直交変調器における位相誤差の補償効果を検証する。評価が容易であるので、ベースバンド信号として、Ichに、 Next, the phase error compensation effect in the complex quadrature modulator according to the present invention is verified by circuit simulation. Since evaluation is easy, Ich is used as a baseband signal.
SSB変調ではローカル(LO)信号の位相誤差、振幅誤差がゼロであれば、図６Aの直交変調器の同相出力には In SSB modulation, if the phase error and amplitude error of the local (LO) signal are zero, the in-phase output of the quadrature modulator of FIG.
図１９は、縦軸にSRR[dB]値、横軸に位相誤差[deg]を採り、ベースバンド信号BBを10MHz、ローカル(LO)信号の周波数を190MHzとする時の、位相誤差とSRR値の関係をプロットしたシミュレーション値のグラフである。
FIG. 19 shows the phase error and the SRR value when the vertical axis indicates the SRR [dB] value, the horizontal axis indicates the phase error [deg], the baseband signal BB is 10 MHz, and the local (LO) signal frequency is 190 MHz. It is a graph of the simulation value which plotted the relationship of.
図１９から一般的な経験値に基づき位相誤差3度、振幅誤差0.1dBとするときのシミュレーション値を求めると、SRRのシミュレーション値は43.8dBであり、一方(1)式から求めた従来例の理論値は31.5dBとなり、本発明構成による位相誤差補償によって12.3dBの改善効果がみられ、ノイズを低減することが可能である。 From FIG. 19, when the simulation value when the phase error is 3 degrees and the amplitude error is 0.1 dB is obtained based on the general empirical value, the SRR simulation value is 43.8 dB, while the conventional example obtained from the equation (1) is shown. The theoretical value is 31.5 dB, and the phase error compensation according to the configuration of the present invention has an improvement effect of 12.3 dB, and noise can be reduced.
一方、(1)式で位相誤差をゼロとし、振幅誤差0.1dBのみを入力すると、SRR=44.4dBとなるので、振幅誤差の補償効果はないことがわかる。 On the other hand, when the phase error is set to zero in equation (1) and only the amplitude error of 0.1 dB is input, SRR = 44.4 dB, so that it is understood that there is no compensation effect of the amplitude error.
［振幅誤差に基づく不要イメージ信号の抑圧］
上記実施例説明では、直交ミキサに関し、I/Qchローカル信号の位相誤差の補償について説明したが、高精度化に際しては、位相誤差に加え、I/Qchローカル信号間の振幅誤差の影響も考慮する必要がある。
[Suppression of unnecessary image signal based on amplitude error]
In the above description of the embodiment, compensation for the phase error of the I / Qch local signal has been described for the quadrature mixer. However, in addition to the phase error, the influence of the amplitude error between the I / Qch local signals is also taken into account when improving accuracy There is a need.
すなわち、複素信号で見ると本来のローカル(LO)信号は、 That is, when viewed as a complex signal, the original local (LO) signal is
図２０は、かかる負周波数側に不要なイメージ信号が発生して、不要サイドバンドにつながる状態を説明する図である。希望波（図２０(ａ)）に対し、正周波数側に周波数変換された希望波DSが得られるとともに、負周波数側に不要なイメージ信号ISが、発生している（図２０(ｂ)）。 FIG. 20 is a diagram for explaining a state in which an unnecessary image signal is generated on the negative frequency side and connected to an unnecessary sideband. For the desired wave (FIG. 20 (a)), a desired wave DS frequency-converted to the positive frequency side is obtained, and an unnecessary image signal IS is generated on the negative frequency side (FIG. 20 (b)). .
そこで、実施例として正と負の周波数領域で伝達特性の異なる複素フィルタを、図６Aの直交変調器出力に付加することで更なる高精度化が実現できる。 Therefore, as an embodiment, a higher accuracy can be realized by adding a complex filter having different transfer characteristics in the positive and negative frequency regions to the quadrature modulator output of FIG. 6A.
図２１にイメージ信号ISの存在する負周波数成分のみを抑圧するフィルタの特性を示す。フィルタ出力では不要なイメージ成分が抑圧されるので、不要サイドバンドが抑圧できる。したがって、振幅誤差によって生じた不要サイドバンドを抑圧できる。 FIG. 21 shows the characteristics of a filter that suppresses only the negative frequency component in which the image signal IS exists. Since unnecessary image components are suppressed in the filter output, unnecessary sidebands can be suppressed. Therefore, unnecessary sidebands caused by amplitude errors can be suppressed.
図２２は、このような図２１に示すフィルタの特性を示すポリフェーズ・フィルタを示す図である。図示されるようにポリフェーズ・フィルタは、抵抗及び容量（RC）素子の組を縦続して構成されるパッシブ型のフィルタである。直交する差動RF信号である（RF-I+, RF-I-）と（RF-Q+, RF-Q-）を入力とし、不要波が抑圧された直交する差動RF信号を発生させる。 FIG. 22 is a diagram showing a polyphase filter showing the characteristics of the filter shown in FIG. As shown in the figure, the polyphase filter is a passive filter configured by cascading pairs of resistors and capacitors (RC) elements. An orthogonal differential RF signal in which unnecessary waves are suppressed is generated by using (RF-I +, RF-I-) and (RF-Q +, RF-Q-) which are orthogonal differential RF signals as inputs.
［ポリフェーズ・フィルタ］
ポリフェーズ・フィルタは、
[Polyphase filter]
Polyphase filter
図１２に示した直交ミキサを用いた複素型直交変調器と、１段のポリフェーズ・フィルタを用いたSRRのシミュレーション結果を図２３Ａ，図２３Ｂに示す。図２３Ａは、上記ポリフェーズ・フィルタを付加しない場合であり、図２３Ｂは、１段のポリフェーズ・フィルタを従続した場合である。 FIG. 23A and FIG. 23B show SRR simulation results using the complex quadrature modulator using the quadrature mixer shown in FIG. 12 and a single-stage polyphase filter. FIG. 23A shows a case where the polyphase filter is not added, and FIG. 23B shows a case where a single-stage polyphase filter is continued.
図２３Ａ，図２３Ｂにおいて、縦軸にSRR[dB]値、横軸に位相誤差[deg]を採り、ベースバンド周波数を10MHz，ローカル（LO）信号周波数を190MHzとした時の、実測値（実線）と理論値（波線）を比較したグラフである。 In FIG. 23A and FIG. 23B, the vertical axis represents the SRR [dB] value, the horizontal axis represents the phase error [deg], the measured value (solid line) when the baseband frequency is 10 MHz and the local (LO) signal frequency is 190 MHz. ) And theoretical values (dashed lines).
図２３Ａと図２３Ｂの比較により、ポリフェーズ・フィルタの効果により、20dB以上（振幅比で10倍以上）の大幅なサイドバンド抑圧比SRRの改善が得られていることが理解できる。 23A and 23B, it can be understood that a significant improvement in the sideband suppression ratio SRR of 20 dB or more (amplitude ratio of 10 times or more) is obtained due to the effect of the polyphase filter.
ここで、ポリフェーズ・フィルタは、先に図６Bに示した複素型直交復調器において、無線周波数（RF）信号を同相成分のIch信号RF−I及び直交成分のQch信号RF−Qに変換するための、９０度位相シフタ回路５０として構成することができる。 Here, the polyphase filter converts a radio frequency (RF) signal into an in-phase component Ich signal RF-I and a quadrature component Qch signal RF-Q in the complex quadrature demodulator shown in FIG. 6B. Therefore, a 90-degree phase shifter circuit 50 can be configured.
図２４は、かかる９０度位相シフタ回路５０をポリフェーズ・フィルタにより構成した実施例である。 FIG. 24 shows an embodiment in which the 90-degree phase shifter circuit 50 is constituted by a polyphase filter.
入力RF信号を差動信号として、３段のポリフェーズ構成により、所定の段数のキャパシタにより９０度ずつ位相回転して直交するIch信号RF−Iと、Qch信号RF−Qに振り分けることができる。 By using the input RF signal as a differential signal, a three-stage polyphase configuration can be divided into an Ich signal RF-I and a Qch signal RF-Q that are orthogonally rotated by 90 degrees with a predetermined number of stages of capacitors.
［複素バンドパス・フィルタの使用］
ここで、上記したポリフェーズ・フィルタに代え、希望周波数成分のみを通過させる複素バンドパス・フィルタを適用することが可能である。
Use complex bandpass filter
Here, it is possible to apply a complex bandpass filter that passes only the desired frequency component instead of the polyphase filter described above.
図２５に、複素バンドパス・フィルタの具体的な構成例を示す。 FIG. 25 shows a specific configuration example of the complex bandpass filter.
差動アンプ５００（５０１）と入力抵抗５１０（５１１）、帰還容量・抵抗５２０（５２１）によりローパス・フィルタが形成される。一方、IchとQchを結ぶ4個の抵抗５１２により、ローパス・フィルタの周波数特性を正周波数方向にシフトさせ、アクティブ型の複素バンドパス・フィルタとしている。（非特許文献２）
図２６にかかる複素バンドパス・フィルタの効果を示す。イメージ成分の周波数(-fim)では、減衰特性となり、上記したポリフェーズ・フィルタを従続する場合と同様に、振幅誤差の影響を改善できる。
The differential amplifier 500 (501), the input resistor 510 (511), and the feedback capacitor / resistor 520 (521) form a low-pass filter. On the other hand, the frequency characteristics of the low-pass filter are shifted in the positive frequency direction by four resistors 512 connecting Ich and Qch, so that an active complex bandpass filter is obtained. (Non-Patent Document 2)
The effect of the complex bandpass filter according to FIG. 26 is shown. The frequency of the image component (−f im ) has an attenuation characteristic, and the influence of the amplitude error can be improved as in the case of continuing the polyphase filter described above.
さらに、回路から発生する広帯域な雑音の帯域も制限するのでS/N比の改善も期待できる。 Furthermore, since the wide band of noise generated from the circuit is limited, an improvement in the S / N ratio can be expected.
１００（１００A），２００（２００A） 直交ミキサ
１０１（１０２），２０１（２０２） 乗算器
３００（３００A） 減算器
３０１（３０１A） 加算器
M1〜M14, M21〜M24 トランジスタ
４０，４０A 電流源
４００，４０１ 全波整流回路
４０３ コンパレータ
100 (100A), 200 (200A) Quadrature mixer 101 (102), 201 (202) Multiplier 300 (300A) Subtractor 301 (301A) Adder
M1-M14, M21-M24 Transistors 40, 40A Current sources 400, 401 Full-wave rectifier circuit 403 Comparator
Claims (15)
前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、第１及び第２の乗算器を有し、
前記第１の直交ミキサの前記第１及び第２の乗算器は、前記ベースバンド信号の同相成分にそれぞれローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、
前記第２の直交ミキサの前記第１及び第２の乗算器は、前記ベースバンド信号の直交成分にそれぞれ前記ローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、
さらに、前記第１及び第２の乗算器は、それぞれ前記ローカル信号の１／４周期毎に活性化され、且つ同時に動作しない、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 It has first and second quadrature mixers to which the in-phase component and quadrature component of the baseband signal are input, respectively, and generates a quadrature output from the subtraction result and the addition result with respect to the output of the first and second quadrature mixers. ,
Each of the first and second quadrature mixers has first and second multipliers;
It said first and second multipliers of said first quadrature mixer multiplies the in-phase and quadrature components of each local signal in-phase component before Kibe band signal,
The first and second multipliers of the second quadrature mixer respectively multiply the quadrature component of the baseband signal by the in-phase component and the quadrature component of the local signal;
Furthermore, the first and second multipliers are activated every quarter period of the local signal and do not operate simultaneously.
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、
前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、
それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、
前記第１、第２の差動対トランジスタのペアが、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタに並列に接続されている、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 In claim 1,
Each of the first and second orthogonal mixers is:
A differential pair transistor for converting the baseband signal into a differential current signal;
A pair of first differential pair transistors for the in-phase component input of the local signal and a pair of second differential pair transistors for the quadrature component input of the local signal,
The pair of the first and second differential pair transistors is connected in parallel to a differential pair transistor that converts the baseband signal into a differential current signal.
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、
前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、
それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、
前記第１の差動対トランジスタのペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子と、前記第２の差動対のペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの一方のトランジスタのドレイン(ソース)端子に共通に接続され、
前記第１の差動対トランジスタのペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子と、前記第２の差動対のペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの他方のトランジスタのドレイン(ソース)端子に共通に接続されて構成される、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 In claim 1,
Each of the first and second orthogonal mixers is:
A differential pair transistor for converting the baseband signal into a differential current signal;
A pair of first differential pair transistors for the in-phase component input of the local signal and a pair of second differential pair transistors for the quadrature component input of the local signal,
A source (drain) terminal of one differential pair transistor of the first differential pair transistor pair, and a source (drain) terminal of one differential pair transistor of the second differential pair pair, Commonly connected to the drain (source) terminal of one transistor of a differential pair transistor that converts a baseband signal into a differential current signal,
A source (drain) terminal of the other differential pair transistor of the first differential pair transistor pair, and a source (drain) terminal of the other differential pair transistor of the second differential pair pair, It is configured to be commonly connected to the drain (source) terminal of the other transistor of the differential pair transistor that converts the baseband signal into a differential current signal.
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記ローカル信号の同相成分と直交成分を比較して、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に、前記ベースバンド信号を前記第１の乗算器に接続するスイッチと、
前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に、前記ベースバンド信号を前記第２の乗算器に接続するスイッチを有する、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 In claim 1,
A switch that compares the in-phase component and the quadrature component of the local signal and connects the baseband signal to the first multiplier when the in-phase component of the local signal is greater than the quadrature component;
A switch for connecting the baseband signal to the second multiplier when a quadrature component of the local signal is larger than an in-phase component;
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記ローカル信号の同相成分を全波整流する第１の全波整流回路と、
前記ローカル信号の直交成分を全波整流する第２の全波整流回路を有し、
前記第１の全波整流回路の出力と、前記第２の全波整流回路の出力との差分を採ることにより前記ローカル信号の同相成分と直交成分の比較を行う、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 In claim 4, further:
A first full-wave rectifier circuit that full-wave rectifies the in-phase component of the local signal;
A second full-wave rectification circuit that full-wave rectifies the orthogonal component of the local signal;
The in-phase component and the quadrature component of the local signal are compared by taking the difference between the output of the first full-wave rectifier circuit and the output of the second full-wave rectifier circuit.
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、更に、
前記第１の差動対トランジスタのペアの一方とベースバンド信号の同相成分の入力端子との間に設けられた第１のスイッチと、
前記第１の差動対トランジスタのペアの他方と前記ベースバンド信号の直交成分の入力端子との間に設けられた第２のスイッチと、
前記第２の差動対トランジスタのペアの一方と前記ベースバンド信号の同相成分の入力端子との間に設けられた第３のスイッチと、
前記第２の差動対トランジスタのペアの他方と前記ベースバンド信号の直交成分の入力端子との間に設けられた第４のスイッチを有し、
前記第１及び第３のスイッチは、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に導通し、
前記第２及び第４のスイッチは、前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に導通する、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 A pair of the first differential pair transistor for phase component input local signals,
A second differential pair transistors of the pair for the quadrature component input of said local signal, further,
A first switch provided between the input terminal of the in-phase component of the one and the base band signal of the first differential pair transistors of the pair,
A second switch provided between the other of the first differential pair transistor pair and an input terminal of an orthogonal component of the baseband signal;
A third switch provided between one of the pair of the second differential pair transistors and the input terminal of the in-phase component of the baseband signal;
A fourth switch provided between the other of the second pair of differential transistors and the input terminal of the orthogonal component of the baseband signal;
The first and third switches are turned on when an in-phase component of the local signal is larger than a quadrature component,
The second and fourth switches are turned on when a quadrature component of the local signal is larger than an in-phase component.
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記第１及び第２の直交ミキサの直交出力端子に接続された、正周波数と負周波数とで周波数応答が非対称となり不要波成分を抑圧する複素型フィルタを
有すること特徴とする複素型直交変調器。 In any one of Claims 1-6,
A complex quadrature modulator having a complex filter connected to the quadrature output terminals of the first and second quadrature mixers and having an asymmetric frequency response between a positive frequency and a negative frequency to suppress unwanted wave components .
前記複素型フィルタは、抵抗と容量素子の組が縦続されたポリフェーズ・フィルタである、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 In claim 7,
The complex filter is a polyphase filter in which a combination of a resistor and a capacitive element is cascaded.
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記複素型フィルタとして所望の周波数のみが通過する複素バンドパス・フィルタである、
ことを特徴とする複素型直交変調器。 In claim 7,
A complex bandpass filter that passes only a desired frequency as the complex filter.
A complex quadrature modulator characterized by the above.
前記位相シフタからの無線周波信号の同相成分と直交成分がそれぞれ入力される第１及び第２の直交ミキサを有し、前記第１及び第２の直交ミキサの出力に対する減算結果と、加算結果から直交するベースバンド出力を生成し、
前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、第１及び第２の乗算器を有し、
前記第１の直交ミキサの前記第１及び第２の乗算器は、前記無線周波信号の同相成分にそれぞれローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、
前記第２の直交ミキサの前記第１及び第２の乗算器は、前記無線周波信号の直交成分にそれぞれ前記ローカル信号の同相成分及び直交成分を乗算し、
さらに、前記第１及び第２の直交ミキサの前記第１及び第２の乗算器は、それぞれ前記ローカル信号の１／４周期毎に活性化され、且つ同時に動作しない、
ことを特徴とする複素型直交復調器。 A phase shifter that phase shifts the radio frequency signal into in-phase and quadrature components;
The first and second quadrature mixers to which the in-phase component and quadrature component of the radio frequency signal from the phase shifter are respectively input, and the subtraction result and the addition result with respect to the output of the first and second quadrature mixers Generate orthogonal baseband outputs,
Each of the first and second quadrature mixers has first and second multipliers;
It said first and second multipliers of said first quadrature mixer multiplies the in-phase and quadrature components of each local signal in-phase component of the radio frequency signal,
The first and second multipliers of the second quadrature mixer respectively multiply the quadrature component of the radio frequency signal by the in-phase component and the quadrature component of the local signal;
Further, the first and second multipliers of the first and second quadrature mixers are activated every quarter period of the local signal, respectively, and do not operate simultaneously.
A complex quadrature demodulator characterized by the above.
前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、
前記無線周波信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、
それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、
前記第１、第２の差動対トランジスタのペアが、前記無線周波信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタに並列に接続されている、
ことを特徴とする複素型直交復調器。 In claim 10,
Each of the first and second orthogonal mixers is:
A differential pair transistor for converting the radio frequency signal into a differential current signal;
A pair of first differential pair transistors for the in-phase component input of the local signal and a pair of second differential pair transistors for the quadrature component input of the local signal,
The pair of the first and second differential pair transistors is connected in parallel to the differential pair transistor that converts the radio frequency signal into a differential current signal.
A complex quadrature demodulator characterized by the above.
前記第１及び第２の直交ミキサのそれぞれは、
前記無線周波信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタと、
それぞれ前記ローカル信号の同相成分入力に対する第１の差動対トランジスタのペアと、前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、
前記第１の差動対トランジスタのペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子と、前記第２の差動対のペアの一方の差動対トランジスタのソース(ドレイン)端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの一方のトランジスタのドレイン(ソース)端子に共通に接続され、
前記第１の差動対トランジスタのペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子と、前記第２の差動対のペアの他方の差動対トランジスタのソース（ドレイン）端子を、前記ベースバンド信号を差動電流信号に変換する差動対トランジスタの他方のトランジスタのドレイン(ソース)端子に共通に接続されて構成される、
ことを特徴とする複素型直交復調器。 In claim 10,
Each of the first and second orthogonal mixers is:
A differential pair transistor for converting the radio frequency signal into a differential current signal;
A pair of first differential pair transistors for the in-phase component input of the local signal and a pair of second differential pair transistors for the quadrature component input of the local signal,
A source (drain) terminal of one differential pair transistor of the first differential pair transistor pair, and a source (drain) terminal of one differential pair transistor of the second differential pair pair, Commonly connected to the drain (source) terminal of one transistor of a differential pair transistor that converts a baseband signal into a differential current signal,
A source (drain) terminal of the other differential pair transistor of the first differential pair transistor pair, and a source (drain) terminal of the other differential pair transistor of the second differential pair pair, It is configured to be commonly connected to the drain (source) terminal of the other transistor of the differential pair transistor that converts the baseband signal into a differential current signal.
A complex quadrature demodulator characterized by the above.
前記ローカル信号の同相成分と直交成分を比較して、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に、前記無線周波信号を前記第１の乗算器に接続するスイッチと、
前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に、前記無線周波信号を前記第２の乗算器に接続するスイッチを有する、
ことを特徴とする複素型直交復調器。 In claim 10,
A switch that compares the in-phase component and the quadrature component of the local signal and connects the radio frequency signal to the first multiplier when the in-phase component of the local signal is greater than the quadrature component;
A switch for connecting the radio frequency signal to the second multiplier when a quadrature component of the local signal is larger than an in-phase component;
A complex quadrature demodulator characterized by the above.
前記ローカル信号の同相成分を全波整流する第１の全波整流回路と、
前記ローカル信号の直交成分を全波整流する第２の全波整流回路を有し、
前記第１の全波整流回路の出力と、前記第２の全波整流回路の出力との差分を採ることにより前記ローカル信号の同相成分と直交成分の比較を行う、
ことを特徴とする複素型直交復調器。 The claim 13, further comprising:
A first full-wave rectifier circuit that full-wave rectifies the in-phase component of the local signal;
A second full-wave rectification circuit that full-wave rectifies the orthogonal component of the local signal;
The in-phase component and the quadrature component of the local signal are compared by taking the difference between the output of the first full-wave rectifier circuit and the output of the second full-wave rectifier circuit.
A complex quadrature demodulator characterized by the above.
前記ローカル信号の直交成分入力に対する第２の差動対トランジスタのペアを有し、更に、
前記第１の差動対トランジスタのペアの一方と無線周波信号の同相成分の入力端子との間に設けられた第１のスイッチと、
前記第１の差動対トランジスタのペアの他方と前記無線周波信号の直交成分の入力端子との間に設けられた第２のスイッチと、
前記第２の差動対トランジスタのペアの一方と前記無線周波信号の同相成分の入力端子との間に設けられた第３のスイッチと、
前記第２の差動対トランジスタのペアの他方と前記無線周波信号の直交成分の入力端子との間に設けられた第４のスイッチを有し、
前記第１及び第３のスイッチは、前記ローカル信号の同相成分が直交成分より大きい時に導通し、
前記第２及び第４のスイッチは、前記ローカル信号の直交成分が同相成分より大きい時に導通する、
ことを特徴とする複素型直交復調器。 A pair of the first differential pair transistor for phase component input local signals,
A second differential pair transistors of the pair for the quadrature component input of said local signal, further,
A first switch provided between the input terminal of the in-phase component of the one and no line-frequency signal of said first differential pair transistors of the pair,
A second switch provided between the other of the first pair of differential transistors and an input terminal of an orthogonal component of the radio frequency signal;
A third switch provided between one of the pair of the second differential pair transistors and the input terminal of the in-phase component of the radio frequency signal;
A fourth switch provided between the other of the pair of the second differential pair transistors and an input terminal of an orthogonal component of the radio frequency signal;
The first and third switches are turned on when an in-phase component of the local signal is larger than a quadrature component,
The second and fourth switches are turned on when a quadrature component of the local signal is larger than an in-phase component.
A complex quadrature demodulator characterized by the above.
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