JP5562292B2 - 無線ネットワークの送信機においてシンボルを符号化するための方法 - Google Patents

Description

この発明は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線ネットワークにおける閉ループ送信のための暗黙的チャネルサウンディングに関する。また、この発明は、包括的には、無線通信ネットワークにおける適応的データ送信に関してチャネル、信号対雑音比（ＳＮＲ）、および信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）を推定することに関し、より詳細には、閉ループ適応変調に関するチャネルサウンディング、チャネル推定、および信号品質推定、並びに多入力多出力（ＭＩＭＯ）直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）ネットワークにわたって複数の送信機アンテナおよび複数の受信機アンテナを用いる符号化技法に関するものである。

多入力多出力直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）技術は無線データ通信ネットワークにますます一般的になりつつある。ＭＩＭＯ技術によってもたらされる空間自由度により、余分な送信帯域幅を必要とすることなくデータレートが増大することが知られている。ＯＦＤＭはまた、ＭＩＭＯセルラーネットワークにおける周波数選択性スケジューリング利得ももたらす。さらに、ＭＩＭＯとＯＦＤＭ変調とを組み合わせることによって、時間および周波数選択性のチャネルフェージング、マルチユーザダイバーシティ、並びにセルラー無線ネットワークにおける干渉に対する信頼度が改善した、より広い送信帯域幅にわたる高いデータレート能力がもたらされる。

変調フォーマット、チャネル符号化率、送信電力、およびシグナリング期間を変動させることによって、適応データ送信は無線チャネルの変動を利用して、信頼性性能を改善し、データスループットを増大させることができる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ無線ネットワークは、空間領域、時間領域、および周波数領域におけるチャネル選択性によって特徴付けられるので、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ標準規格、ＩＥＥＥ８０２．１６ｅ標準規格、および３ＧＰＰ ＬＴＥ標準規格にしたがって設計されたネットワーク等の従来の無線ネットワークは、ＯＦＭＤシンボルにおける既知のパイロットシンボル（パイロットトーン）と未知のデータシンボルとを多重化することによるチャネルサウンディングを用い、すなわちパイロットシンボルと変調データシンボルとが重なり合わない。このため、受信機は時空間周波数チャネルを推定し、チャネルの品質メトリックを送信機にフィードバックすることができる。次に、送信機は、変調フォーマット、チャネル符号化率、送信電力、およびシグナリング期間等の自身の送信パラメータを、高速に変動する環境におけるチャネルに送信を適応させるように調整することができる。

不都合なことに、既知のパイロットシンボルを未知のデータシンボルと多重化することによって、各ＯＦＤＭシンボル内のデータシンボル数が低減し、それによってＯＦＤＭシンボル当たりのデータレートが大幅に低減する。より重大なことには、高度に周波数選択性のフェージングチャネルをサウンディングするのに必要なパイロットシンボル数が、周波数フラットフェージングチャネルをサウンディングするのに必要なパイロットシンボル数と異なるので、特定のオーバーヘッドにおけるパイロットシンボルおよびデータシンボルの事前の多重化によって、周波数フラットフェージングチャネルをサウンディングするサブキャリア数が無駄になるか、またはオーバーヘッドが高度に周波数選択性のフェージングチャネルをサウンディングするのに不十分となる。また、ＯＦＤＭネットワークのサブキャリア内でのパイロットシンボルおよびデータシンボルの多重化において、多くの異なる構成が可能であるので、結果として従来のチャネルサウンディング（ＣＳ）方法の設計および実施の柔軟性が低くなる。

暗黙的パイロットシンボル
この発明者らの関連特許出願第１２／８２７，５９１号には、まずＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークにおけるリソースブロックのデータシンボルにパイロットシンボルを暗黙的に埋め込むという基本原理を記載している。この特許出願は、受信機から送信機にチャネル状態情報のフィードバックがない開ループネットワークの比較的単純な事例を扱う。ここでの仮定は、チャネルコヒーレンス時間が比較的長い、たとえばリソースブロック全体またはそれ以上であり、かつチャネルコヒーレンス帯域幅が比較的一定であるということである。これは、ネットワーク構成および環境が比較的静的である多くのネットワーク、たとえばコンピューター、ラップトップ、および無線電話における受信機が一般にあまり頻繁に移動しない屋内ネットワークに適している。そのようなネットワークでは、変調および符号化方式を高速に変動する環境に適応させることは重要でない。

ここでは、この発明者らは、上記の仮定が当てはまらず、屋外で動作するネットワークのように環境が変動するとともに、送受信機の移動性が高い、より困難な事例を扱うことを所望する。

この発明の実施の形態は、多入力多出力（ＭＩＭＯ）直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）ネットワークのための適応的な変調および符号化技法を用いることによって、チャネル推定および閉ループデータ送信のためにチャネルをサウンディングするための方法を提供する。

暗黙的チャネルサウンディング（ＩＣＳ：ｉｍｐｌｉｃｉｔ ｃｈａｎｎｅｌ ｓｏｕｎｄｉｎｇ）を用いる。チャネルサウンディングはＯＦＤＭシンボルの所定のセットを用いて実行される。チャネルサウンディングのために設計された各ＯＦＤＭシンボルにおいて、送信機はチャネル推定のために明示的なパイロットシンボルを一切送信しない。そうではなく、これらのパイロットシンボル（パイロットトーン）は未知の変調データシンボルにおいて暗黙的に符号化される。結果として、明示的なパイロットシンボルを送信するために送信電力、時間、帯域幅等の貴重なリソースをさらに配分する必要がない。

これによって、エネルギーリソース、時間リソース、および帯域幅リソースが大幅に節減されることになり、それによってネットワーク全体の電力およびスペクトル効率が改善する。この発明者らの暗黙的ＩＣＳ法における全ての変調データシンボルは既知のパイロットシンボルを符号化するので、この発明によって、周波数選択性ＯＦＤＭチャネルをより正確に推定するとともに、閉ループ送信の場合に、データレート、変調次数（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｏｒｄｅｒ）、送信電力、チャネル符号化率を、変動するチャネルに適応させることが可能になる。

この発明の実施形態による無線ネットワークの概略図である。 この発明の実施形態による、ＯＦＤＭシンボルおよび暗黙的チャネルサウンディングのブロック図である。 この発明の実施形態による、ＯＦＤＭシンボルおよび暗黙的チャネルサウンディングのブロック図である。 この発明の実施形態によるサブキャリアグループの処理のブロック図である。 この発明の実施形態によるＳＩＮＲ計算プロセッサのブロック図である。 この発明の実施形態による、複数のアンテナに関するサブキャリアグループの処理のブロック図である。 この発明の実施形態によるＳＩＮＲ計算プロセッサのブロック図である。

実施の形態１．
図１に示すように、この発明の実施形態は、多入力多出力（ＭＩＭＯ）直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）ネットワーク１２０においてチャネルを推定するための方法１２５を提供する。ネットワークにおいて、各送信アンテナおよび受信アンテナ対間に１つのチャネルが存在する。受信機は、閉ループフィードバックを用いて、チャネル状態情報（ＣＳＩ）１５０を送信機に送信する。チャネル推定によって、送信機において閉ループに適応した変調および符号化技法を実行することが可能になる。チャネルは受信機１２２において、送信機によって周期的に送信される暗黙的パイロットシンボル１００を用いて推定される。

単一ストリームのＯＦＤＭネットワークの場合の暗黙的チャネルサウンディング
図２に示すように、以下のネットワークパラメータ、すなわち、
ＯＦＤＭＡネットワーク帯域幅はＷＨｚである、
ＯＦＤＭネットワークサンプリング周波数はＦ_Ｓサンプル／秒である、
サブキャリア間隔はΔ_ｆＨｚである、
サブキャリア数（すなわちＦＦＴサイズ）はＮ_ＦＦＴである、
サイクリックプレフィックス長はＮ_ＣＰサンプルである、
左ガードサブキャリア数２０１はＮ_Ｌである、
右ガードサブキャリア数はＮ_Ｒである、および
ＯＦＤＭシンボル２１０内のサブキャリア数は、ＤＣサブキャリア２２０を無視すると、Ｎ_Ｕ＝Ｎ_ＦＦＴ−Ｎ_Ｌ−Ｎ_Ｒ−１である、
によって記述されるＯＦＤＭネットワークを考察する。

１０ＭＨｚ帯域幅を有するチャネルにわたって動作する一例示のＩＥＥＥ８０２．１６ｅネットワークの場合、Ｗ＝１０ＭＨｚ、Ｆ_Ｓ＝１１．２Ｍサンプル／秒、Δ_ｆ＝１０．９３７５ｋＨｚ、Ｎ_ＦＦＴ＝１０２４、Ｎ_ＣＰ＝１２８サンプル、Ｎ_Ｌ＝９２サブキャリア、Ｎ_Ｒ＝９１サブキャリア、およびＮ_Ｕ＝１０２４−９２−９１−１＝８４０である。Ｗ、Ｆ_Ｓ、Δ_ｆ、Ｎ_ＦＦＴ、Ｎ_ＣＰ、Ｎ_Ｌ、Ｎ_Ｒ、およびＮ_Ｕの値は、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎおよび３ＧＰＰ ＬＴＥネットワークのような他の無線標準規格についても取得することができる。

利用可能な数Ｎ_Ｕ個のサブキャリアは、Ｋ個の連続したグループからなるセット２３０に分割され、各グループは、Ｎ_Ｋ＝Ｎ_Ｕ／Ｋ個のサブキャリアを含み、Ｎ_Ｋは整数である。

ＯＦＤＭネットワークは通常、周波数選択性チャネルフェージングを受けるので、グループ内のサブキャリア数Ｎ_Ｋは、Ｎ_Ｋが、以下の正規化されたチャネルコヒーレンス帯域幅Ｎ_Ｃ、

を超えないように選択される。ここで、ｒｏｕｎｄ（ｘ）はｘに最も近い整数であり、σ_ＲＭＳは２乗平均平方根（ＲＭＳ）チャネル遅延拡散である。上記のＮ_Ｃの値に関して、Ｎ_Ｋ個の連続サブキャリアにわたってチャネルを周波数不変として適度に近似することができるように、Ｎ_Ｋ≦Ｎ_Ｃが必要である。

Ｎ_Ｋ個のサブキャリアのｋ番目のグループを介して送信されることになるＮ_Ｋ−１個の変調シンボルからなるセットは、Ｄ_ｋ（１），Ｄ_ｋ（２），．．．，Ｄ_ｋ（Ｎ_Ｋ−１）２４０である。これらのＮ_Ｋ個のサブキャリア上で送信されるシンボルは、Ｘ_ｋ（１），Ｘ_ｋ（２），．．．，Ｘ_ｋ（Ｎ_Ｋ）２５０である。

以下に、Ｄ_ｋ（１），Ｄ_ｋ（２），．．．，Ｄ_ｋ（Ｎ_Ｋ−１）のＸ_ｋ（１），Ｘ_ｋ（２），．．．，Ｘ_ｋ（Ｎ_Ｋ）へのマッピングを示す。ｋ番目のグループ内のＮ_Ｋ個のシンボルのそれぞれは、平均エネルギーＥ_Ｓ（ｋ）で送信される。Ｅ_ＳがＮ−１個の送信されるマッピングされたデータシンボルのそれぞれの平均エネルギーである場合、所定の正の定数α_１、α_２、およびβ ２１１は、それぞれ、以下の関数にしたがって、

のように選択される。
この定式化は、参照により本明細書に援用される関連出願における対応する関数とは異なることに注意されたい。関連出願では、該出願の図２Ａに示されるように、マッピングはリソースブロック全体のシンボルおよびサブキャリアに対するものである。対照的に、本出願では、図２に示すように、マッピングは単一のＯＦＤＭシンボルのサブキャリアのグループに対するものである。利点として、マッピングはシンボル単位でチャネル状態を保有するように適応させることができるのに対し、この発明者らの以前のマッピングは比較的長いチャネルコヒーレンス時間を必要とする。

値α_１（ｋ）、α_２（ｋ）、およびβ（ｋ）を用いて、ｋ番目のグループのためのＩＣＳマッピングルールが以下のステップにおいて説明される。
ステップ１：Ｎ_Ｋ−１個の変調シンボルＤ_ｋ（１），Ｄ_ｋ（２），．．．，Ｄ_ｋ（Ｎ_Ｋ−１）２４０を入力する；
正の定数α_１（ｋ）、α_２（ｋ）、およびβ（ｋ） ２１１を入力する；および
ステップ２：

にしたがってＩＣＳデータマッピング２６０を実行する。ここで、ｍ（ｋ）は変調シンボルのセットのサンプル平均であり、α_１、α_２、およびβは以下で詳細に説明される所定の正の定数である。

この定式化も、関連出願における対応する関数と異なることに留意されたい。

Ｎ_Ｋ−１個の変調シンボルのｋ番目のグループのＩＣＳマッピングユニットの出力は、マッピングされた変調シンボルＸ_ｋ（１），Ｘ_ｋ（２），．．．，Ｘ_ｋ（Ｎ_Ｋ）２５０となる。上記のＩＣＳマッピングルールは、以下の入力および出力変調シンボルを用いてＫ個すべてのグループについて繰り返される。
ｋ＝１〜Ｋについて
コンスタレーションシンボル：Ｄ_ｋ（１），Ｄ_ｋ（２），．．．，Ｄ_ｋ（Ｎ_Ｋ−１）を入力し、
正の定数α_１（ｋ）、α_２（ｋ）、およびβ（ｋ）を入力し、
ＩＣＳデータマッピングルールのステップ１およびステップ２を実行し、
変調シンボル：Ｘ_ｋ（１），Ｘ_ｋ（２），．．．，Ｘ_ｋ（Ｎ_Ｋ）を出力する。

ステップ１およびステップ２に記載するＩＣＳマッピングルールがα_１（ｋ）、α_２（ｋ）、およびβ（ｋ）のいかなる選択についても有効であり、α_１（ｋ）、α_２（ｋ）、およびβ（ｋ）の例示的な選択に限定されないことに留意することが重要である。

ＯＦＤＭシンボル内に挿入される変調シンボルの総数はＫ（Ｎ_Ｋ−１）＝Ｎ_Ｕ−Ｋであり、サブキャリア数はＮ_Ｕである。すなわち、提案されるＩＣＳマッピングの発明の効率は、サブキャリア当たり、

であり、左のサブキャリア、右のサブキャリア、およびＤＣサブキャリアの数を考慮に入れると、全体効率は、

である。

一例として、１０ＭＨｚチャネル帯域幅にわたって動作するＩＥＥＥ８０２．１６ｅネットワークの場合、Ｎ_ＦＦＴ＝１０２４、Ｎ_Ｌ＝９２サブキャリア、Ｎ_Ｒ＝９１サブキャリアであり、用いられるサブキャリア数はＮ_Ｕ＝１０２４−９２−９１−１＝８４０である。Ｋ＝８４およびＮ_Ｋ＝８４０／８４＝８の場合、用いられるサブキャリア当たりの効率は１−８４／８４０＝９／１０＝９０パーセントであるのに対し、ＯＦＤＭシンボル当たりの全体効率は（９／１０）×（８４０／１０２４）＝７３．８２パーセントである。

この発明者らの以前の出願と同様に、かつ従来のチャネルサウンディング技法と対照的に、この発明者らのＩＣＳマッピングは既知のパイロットシンボルの送信を必要としない。この発明者らのＩＣＳマッピングは、同時にチャネルサウンディングを実行しながら、全ての利用可能なサブキャリアをデータ送信に用いるので、データ送信に実際に用いられるサブキャリア数に大幅な効率改善がある。

この発明者らのＩＣＳ技法を用いて、次に周波数領域ＯＦＤＭチャネルの推定方法および個々の変調シンボル

の検出方法を説明する。

グループ内のサブキャリア数Ｎ_Ｋはチャネルコヒーレンス帯域幅Ｎ_Ｃよりも少なくなるように選択されるので、Ｎ_Ｋ個のサブキャリアからなるグループ内のチャネルは一定であると仮定する。ｋ番目のグループについて、所与のＯＦＤＭシンボル内のＮ_Ｋ個のサブキャリアのそれぞれにおける受信信号は、

によって与えられ、ここでＹ_ｋ，ｌ（ｎ）は受信機アンテナｌにおけるグループｋのサブキャリアｎでの受信信号であり、Ｈ_ｋ，ｊは受信機アンテナｌにおけるグループｋのチャネル応答であり、Ｚ_ｋ，ｌ（ｎ）は受信機アンテナｌにおけるグループｋのサブキャリアｎでの干渉雑音成分である。要素Ｙ_ｋ，ｌ（ｎ），ｌ＝１，．．．，Ｌを１つのベクトル

にスタックし、

についても同様にすると、

と書くことができ、ここで

は、グループｋ（ｋ＝１〜Ｋ）のサブキャリアｎでのベクトル値雑音干渉である。

ｋ番目のグループについて周波数領域チャネルを推定する。

ｋ番目のグループ内のシンボルを復調する。

ここで、ｎ＝１，．．．，Ｎ_Ｋ−１である。

Ｋ個のグループのそれぞれについてチャネルが取得された後、Ｎ_Ｕ個の用いられるサブキャリア内の全体周波数領域チャネルは、ｎ＝１〜Ｎ_Ｕについて、

であり、ここで

はｘの天井であり、ハットＨ_ｌ（ｎ）は受信機アンテナｌ上のサブキャリアｎにおけるチャネルの推定値である。

上述した実施形態は、所与のＯＦＤＭシンボル内のＮ_Ｕ個全てのサブキャリアがデータ送信に利用されると仮定する。より少ない数のサブキャリアグループ、すなわちＫ個未満のグループのみが用いられる、すなわちグループ数＜Ｋの場合であっても、上述したように、これらの用いられるサブキャリアグループのそれぞれにおけるチャネルを推定し（ハットｈ_ｋ）、線形補間アルゴリズム、スプライン補間アルゴリズム、および窓処理に基づく補間アルゴリズム等の周波数領域補間処理を実行し、残りのサブキャリアグループのチャネルを推定することができる。

Ｎ_Ｋ個のサブキャリアのｋ番目のグループについて、受信機アンテナ（チャネル）当たりの平均雑音電力の推定値は、以下のように計算される。

上記の推定雑音電力およびｋ番目のサブグループにおけるチャネルの推定値、ハットｈ_ｋを用いると、Ｎ_Ｋ個のサブキャリアのｋ番目のグループの有効な信号対雑音比（ＳＮＲ）は以下のように計算される。

ここで、推定ＳＮＲ値、γ_１，γ_２，．．．，γ_Ｋを利用して変調次数およびチャネル符号化率の適切な選択を求めることができる。ＩＥＥＥ８０２．１６ｍ−０８／００４ｒ２標準規格についてＳｒｉｎｉｖａｓａｎ他のＥｖａｌｕａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄｏｌｏｇｙ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ（ＥＭＤ），Ｊｕｌｙ ３，２００８に指定されているような、ビット当たりの平均相互情報量（ＭＭＩＢ）、受信ビット情報レート（ＲＢＩＲ）、または指数関数的に有効なＳＮＲマッピング（ＥＥＳＭ）ルール等の既知のチャネル抽象化技法を用いる場合、Ｋ個のグループにわたるチャネル品質の測定が必要となる。

γ_１，γ_２，．．．，γ_Ｋを用いると、ＥＥＳＭルールを用いたＫ個のグループにわたる有効なＳＮＲは、

であり、ここでｃは用いられる変調および符号化に依拠する定数である。実際に、ｃの値はチャネルレベルシミュレーション技法を用いてアプリオリに取得される。ｃがアプリオリに知られていないとき、またはｃが非常に大きな負の値をとるとき、以下のメトリックを用いて、Ｋ個のグループにわたって有効なＳＮＲを表すことができる。

これはＫ個のグループにわたって平均化されたＳＮＲである。

γ_{Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ}を、たとえばルックアップテーブルを用いて加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルに対応する推定ブロックエラーレート（またはフレームエラーレート）性能曲線と併せて用いることによって、変調次数およびチャネル符号化率の適切な選択を確定することが可能になる。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークのための暗黙的チャネルサウンディング
図３に示すように、次に複数の送信機アンテナを有するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークを説明する。ここで、送信機アンテナの数はＭ_Ｔであり、受信機におけるアンテナの数はＭ_Ｒである。

単一の送信機アンテナの場合と同様に、まず、利用可能な数Ｎ_Ｕ個のサブキャリアをＫ個の連続したグループに分割する。ここで各グループはＮ_Ｋ＝Ｎ_Ｕ／Ｋ個のサブキャリアで構成される。ここでもＫは、Ｎ_Ｋが整数となるように選択されることに留意するべきである。次に、所与のグループ内のＮ_Ｋ個のサブキャリアが、各サブグループがＮ_Ｋ，Ｔ＝Ｎ_Ｋ／Ｍ_Ｔ個のサブキャリアを含むようにＭ_Ｔ個のサブグループに分割される。所与のＭ_Ｔについて、Ｎ_Ｋは、Ｎ_ＫがＭ_Ｔで割り切れてそれによりＮ_Ｋ，Ｔが整数となるように選択されなくてはならないことに留意されたい。例として、Ｍ_Ｔ＝２個の送信機アンテナ、Ｋ＝８４、およびＮ_Ｋ＝８の場合、Ｎ_Ｋ，Ｔ＝８／２＝４が得られる。

Ｄ_ｋ，ｌ（１），Ｄ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｄ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ−１）によって、ｌ番目の送信機アンテナにおけるｋ番目のグループについて割り当てられたＮ_Ｋ，Ｔ−１個の変調シンボルを表す。複数の送信機アンテナを用いたＩＣＳマッピングルールは、
Ｄ_ｋ，ｌ（１），Ｄ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｄ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ−１）
を入力として取り、Ｘ_ｋ，ｌ（１），Ｘ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｘ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ）を生成する。ここで、Ｘ_ｋ，ｌ（ｎ）はｌ番目の送信機アンテナにおけるｋ番目のグループに割り当てられたサブキャリアｎ上で送信される変調シンボルである。

ｌ番目の送信機アンテナに対応するｋ番目のグループ内のＮ_Ｋ，Ｔ個のシンボルＸ_ｋ，ｌ（１），Ｘ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｘ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ）のそれぞれが平均シンボルエネルギーＥ_Ｓ，ｌ（ｋ）で送信される。次に、ｋ＝１〜Ｎ_Ｋおよびｌ＝１〜Ｍ_Ｔについて以下のパラメータを規定する。

上記の値α_１，ｌ（ｋ）、α_２，ｌ（ｋ）、およびβ_ｌ（ｋ）を用いて、ｌ番目の送信機アンテナを用いるｋ番目のグループのためのＩＣＳマッピングルールが以下のステップにおいて説明される。
ステップ１：Ｎ_Ｋ，Ｔ−１個の変調シンボルＤ_ｋ，ｌ（１），Ｄ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｄ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ−１）を入力する；
正の定数α_１，ｌ（ｋ）、α_２，ｌ（ｋ）、およびβ_ｌ（ｋ）を入力する。
ステップ２：ＩＣＳデータマッピングを実行する。

ｌ番目の送信機アンテナにおいて送信されることになるＮ_Ｋ，Ｔ−１個の変調シンボルのｋ番目のグループのためのＩＣＳマッピングユニットの出力は、
Ｘ_ｋ，ｌ（１），Ｘ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｘ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ）
である。

上記のＩＣＳマッピングルールは、以下の入力および出力変調シンボルを用いてＫ個すべてのグループについてＭ_Ｔ個全ての送信機アンテナに対し繰り返される。
ｋ＝１〜Ｋおよびｌ＝１〜Ｍ_Ｔについて、
コンスタレーションシンボル：
Ｄ_ｋ，ｌ（１），Ｄ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｄ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ−１）
を入力し、
正の定数α_１，ｌ（ｋ）、α_２，ｌ（ｋ）、およびβ_ｌ（ｋ）を入力し、
ＩＣＳデータマッピングルールのステップ１およびステップ２を実行し、
変調シンボル：Ｘ_ｋ，ｌ（１），Ｘ_ｋ，ｌ（２），．．．，Ｘ_ｋ，ｌ（Ｎ_Ｋ，Ｔ）を出力する。

ステップ１およびステップ２におけるＩＣＳマッピングルールがα_１，ｌ（ｋ）、α_２，ｌ（ｋ）、およびβ_ｌ（ｋ）のいかなる選択についても有効であり、ステップ１およびステップ２に先立って与えられたα_１，ｌ（ｋ）、α_２，ｌ（ｋ）、およびβ_ｌ（ｋ）の例示的な選択に限定されないことに留意することが重要である。

Ｍ_Ｔ＝１のとき、このマッピングルールは以前のマッピングルールに帰着することに留意することも有益である。

Ｍ_Ｔ個の送信機アンテナを用いてＯＦＤＭシンボル内に挿入される変調シンボルの総数はＫＭ_Ｔ（Ｎ_Ｋ，Ｔ−１）＝Ｎ_Ｕ−ＫＭ_Ｔであり、サブキャリア数はＮ_Ｕである。すなわち、Ｍ_Ｔ個の送信機アンテナのためのＩＣＳマッピングの効率は、用いられるサブキャリア当たり、（Ｎ_Ｕ−ＫＭ_Ｔ）／（Ｎ_Ｕ）＝１−（ＫＭ_Ｔ）／（Ｎ_Ｕ）であり、左のサブキャリア、右のサブキャリア、およびＤＣサブキャリアの数を考慮に入れると、全体効率は

である。

一例として、１０ＭＨｚチャネル帯域幅にわたって動作するＩＥＥＥ８０２．１６ｅネットワークの場合、Ｎ_ＦＦＴ＝１０２４、Ｎ_Ｌ＝９２サブキャリア、Ｎ_Ｒ＝９１サブキャリアであり、用いられるサブキャリア数はＮ_Ｕ＝１０２４−９２−９１−１＝８４０である。

Ｋ＝８４、Ｍ_Ｔ＝２、およびＮ_Ｋ＝８４０／８４＝８の場合、用いられるサブキャリア当たりの効率は１−（８４×２）／８４０＝９／１０＝８０パーセントであるのに対し、ＯＦＤＭシンボル当たりの全体効率は（８／１０）×（８４０／１０２４）＝６５．６１パーセントである。

図４は、受信機における各グループの処理を示しており、図５は有効なＳＩＮＲを計算するためのプロセスを示しており、図６は複数のアンテナのための各グループの処理を示しており、図７は複数のアンテナを用いて有効なＳＩＮＲを計算するためのプロセスを示しており、これらは全て本明細書において詳細に説明される。

ｋ番目のグループについて、所与のＯＦＤＭシンボル内の送信機アンテナｍに対応するＮ_Ｋ、Ｔ個のサブキャリアのそれぞれにおける受信信号は、

によって与えられ、ここで、Ｙ^ｍ _ｋ，ｌ（ｎ）は、Ｘ_ｋ，ｍ（ｎ）が送信機アンテナｍから送信されるときの受信機アンテナｌにおけるグループｋのサブキャリアｎでの受信信号であり、Ｈ^ｍ _ｋ，ｊは受信機アンテナｌと送信機アンテナｍとの間のグループｋのチャネル応答であり、Ｚ^ｍ _ｋ，ｌ（ｎ）は、送信機アンテナｍに起因する受信機アンテナｌにおけるグループｋのサブキャリアｎでの干渉雑音成分である。要素Ｙ^ｍ _ｋ，ｌ（ｎ），ｌ＝１，．．．，Ｌを１つのベクトル

にスタックし、

についても同様にすると、

と書くことができ、ここで

は、送信アンテナｍが用いられるときのグループｋのサブキャリアｎでのベクトル値雑音干渉である。

次に、以下のように、ｋ＝１〜Ｋ、およびｍ＝１〜Ｍ_Ｔについて、送信機アンテナごとおよびグループごとにベクトル値チャネルｈ^ｍ _ｋを推定する。

送信機アンテナｍからの周波数領域チャネルを推定する。

ｋ番目のグループ内の送信機アンテナｍによって送信されるＮ_Ｋ，Ｔ−１個のシンボルを復調する。

ここで、ｎ＝１，．．．，Ｎ_Ｋ，Ｔ−１である。

Ｍ_Ｔ個の送信機アンテナのそれぞれからＫ個のグループのそれぞれについてチャネルが取得された後、Ｎ_Ｕ個の用いられるサブキャリア内の全体周波数領域チャネルは、ｎ＝１〜Ｎ_Ｕについて

であり、ここで

はｘの天井であり、ハットＨ^ｍ _ｌ（ｎ）は受信機アンテナｌと送信機アンテナｍとの間のサブキャリアｎにおけるチャネルの推定値である。

Ｎ_Ｋ個のサブキャリアのｋ番目のグループについて、送信機アンテナｍからの送信に起因するＬ個の受信機アンテナのそれぞれにおける雑音分散の推定値は

である。

上記の推定雑音電力、および送信機アンテナｍに対応するｋ番目のサブグループにおけるチャネルの推定値ハットｈ^ｍ _ｋを用いると、送信機アンテナｍが用いられるときのＮ_Ｋ個のサブキャリアのｋ番目のグループの有効な信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）は、

であり、ここで、γ^ｍ _{ｋ，ＭＲＣ}は、最大比合成（ＭＲＣ）受信機が用いられるときの結果としてのＳＮＲであり、γ^ｍ _{ｋ，ＭＭＳＥ}（λ）は、線形最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）受信機がパラメータλとともに用いられるときの結果としてのＳＩＮＲである。上記の式において、ａ^ｍ _ｋはバイアス項としての役割を果たす正の定数であり、０≦ｂ^ｍ _ｋ≦１である。

ａ^ｍ _ｋおよびｂ^ｍ _ｋの適切な値を取得する１つの手法は、チャネルレベルシミュレーションを用いることである。上記の式のＳＮＲ項γ^ｍ _{ｋ，ＭＲＣ}およびＳＩＮＲ項γ^ｍ _{ｋ，ＭＭＳＥ}（λ）は、

および

として取得され、ここで

はサイズＭ_Ｔ×Ｍ_Ｔであり、

はＭ_Ｔ×Ｍ_Ｔの恒等行列であり、Ｇ^（λ） _ｋ（ｍ，ｍ）は、Ｇ^（λ） _ｋの第ｍ行第ｍ列に対応する要素である。

この発明者らのＳＩＮＲ推定値γ^ｍ _ｋは極めて一般的であり、以下の特殊なケースにつながることに留意することが重要である。
Ｇ^（λ） _ｋにおけるλ＝０、ａ^ｍ _ｋ＝１、およびｂ^ｍ _ｋ＝１をセットすることによって、ＭＲＣ受信機に対応するＳＮＲが得られる；
Ｇ^（λ） _ｋにおけるλ＝０、ａ^ｍ _ｋ＝１、およびｂ^ｍ _ｋ＝０をセットすることによって、線形ゼロフォーシング受信機に対応するＳＩＮＲが得られる；
Ｇ^（λ） _ｋにおけるλ＝ハットσ^２ _ｋ，ｍ、ａ^ｍ _ｋ＝１、およびｂ^ｍ _ｋ＝０をセットすることによって、線形ＭＭＳＥ受信機に対応するＳＩＮＲが得られる；および
Ｇ^（λ） _ｋにおけるλ＝ハットσ^２ _ｋ，ｍをセットし、ａ^ｍ _ｋおよびｂ^ｍ _ｋの適切な選択によって、非線形最大尤度（ＭＬ）受信機を有するＭＩＭＯネットワークのＳＩＮＲ推定値の近似が得られる。このため、ＳＩＮＲ推定値γ^ｍ _ｋは線形受信機アルゴリズムおよび非線形受信機アルゴリズムの双方に有効である。

ｋ＝１，．．．，Ｋ、およびｍ＝１，．．．，Ｍ_Ｔについてγ^ｍ _ｋを用いると、ＥＥＳＭルールを用いたＫ個のグループにわたる有効なＳＩＮＲは、

によって与えられ、ここでｃは用いられる変調および符号化５０１に依拠する定数である。実際に、ｃの値はチャネルレベルシミュレーション技法を用いてアプリオリに取得される。

ｃがアプリオリに知られていないとき、またはｃが非常に大きな負の値をとるとき、以下のメトリックを用いて、Ｋ個のグループにわたる有効なＳＮＲを表すことは一般的でない。

γ_{Ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ}を、加法性白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルに対応する（ブロックまたはフレーム）エラーレート性能曲線と併せて用いることによって、変調次数およびチャネル符号化率の適切な選択を確定することが可能になる。

マルチユーザＭＩＭＯ−ＯＦＤＭネットワークのための暗黙的チャネルサウンディング
上記において、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ技法を用いる単一の送信機と単一の受信機との間のＩＣＳについて説明した。この手法は、複数ユーザの事例にも拡張することができる。

それぞれ、Ｍ_Ｔ個の送信機アンテナを有するＫ_Ｕｓｅｒ個のユーザ（送受信機）がネットワーク内に存在するとき、以下の動作を行ってＩＣＳを実行する。

単一ユーザの事例と同様に、利用可能な数Ｎ_Ｕ個のサブキャリアをＫ個の連続したグループに分割する。ここで各グループはＮ_Ｋ＝Ｎ_Ｕ／Ｋ個のサブキャリアで構成される。Ｋは整数となるように選択されることに留意するべきである。

利用可能なＫ個のサブキャリアグループから、ユーザｊにＫ_ｊ個のグループを割り当てる。所与のユーザに割り当てられるサブキャリアグループの総数は負になり得ないので、Ｋ_ｊ≧０を得る。また、全てのユーザに割り当てられるサブキャリアグループの総数は利用可能なサブキャリアグループＫを超え得ない。すなわち、

が得られる。例として、Ｋ＝８４を選択する場合、それぞれ１０個のサブキャリアからなる１つのグループを用いて、最大８４ユーザをサポートすることができる。一方で、それぞれ６個のサブキャリアグループ（または、ユーザ当たり、計６×１０＝６０個のサブキャリア）を用いて１４ユーザをサポートすることもできる。

サブキャリアグループが（それぞれのデータレート要件にしたがって）個々のユーザに割り当てられた後、各ユーザは以下を実行する。

所与のユーザのための所与のグループ内のＮ_Ｋ個のサブキャリアが、各サブグループがＮ_Ｋ，Ｔ＝Ｎ_Ｋ／Ｍ_Ｔ個のサブキャリアを含むようにＭ_Ｔ個のサブグループに分割される。所与のＭ_Ｔについて、Ｎ_Ｋは、Ｎ_ＫがＭ_Ｔで割り切れてそれによりＮ_Ｋ，Ｔが整数となるように選択されなくてはならないことに留意されたい。例として、Ｍ_Ｔ＝２個の送信アンテナ、Ｋ＝８４、およびＮ_Ｋ＝８の場合、Ｎ_Ｋ，Ｔ＝８／２＝４が得られる。

この発明を好ましい実施形態の例として説明してきたが、この発明の趣旨および範囲内で様々な他の適応および変更を行うことができることは理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、この発明の真の趣旨および範囲内に入るすべての変形および変更を包含することである。

Claims (12)

1. 無線ネットワークの送信機においてシンボルを符号化するための方法であって、
   前記ネットワークは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）直交周波数分割多重（ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ）を用いる方法において、
   前記シンボルを送信するのに用いられるサブキャリアを、連続したサブキャリアのＫ個のグループのセットに分割するステップを含み、
   また、前記グループごとに、
   Ｎ_Ｋ−１個の変調シンボルＤ_ｋ（１），Ｄ_ｋ（２），．．．，Ｄ_ｋ（Ｎ_Ｋ−１）のセットを提供するステップと、
   グループｋの各前記変調シンボルＤ_ｋ（ｎ）を、
   

   

   にしたがって対応するマッピングされた変調シンボルＸ_ｋ（ｎ）にマッピングするステップと、
   をさらに含み、
   前記提供するステップにおいて、前記グループ内の前記サブキャリアごとに１つの変調シンボルが存在し、
   前記マッピングするステップにおいて、ｍ（ｋ）はグループｋの前記変調シンボルのセットのサンプル平均であり、α_１（ｋ）、α_２（ｋ）、およびβ（ｋ）は定数であり、該定数は所定の正数である、方法。
2. Ｅ_Ｓ（ｋ）は、グループｋの各前記マッピングされた変調シンボルの平均エネルギーであり、前記Ｋ個のグループのそれぞれについて、前記定数α_１（ｋ）、α_２（ｋ）、およびβ（ｋ） ２１１は、それぞれ、以下の関数にしたがって
   

   

   として選択される、請求項１に記載の方法。
3. 各前記グループ内のサブキャリア数はチャネルコヒーレンス帯域幅未満になるように選択される、請求項１に記載の方法。
4. 前記シンボルに対応する受信信号に基づいて前記送信機と受信機との間のチャネルを推定することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
5. 用いられるグループ数はＫ未満であり、前記推定することは、用いられていないサブキャリアにおける前記チャネルを、周波数領域補間プロセスを用いて推定する、請求項２に記載の方法。
6. 前記グループごとにチャネル当たりの平均雑音電力を推定することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
7. Ｋ個のグループについて有効な平均信号対雑音比およびエラーレートを推定することをさらに含み、
   前記シンボルを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
8. 前記送信機はＭ_Ｔ個のアンテナを備え、前記方法は、
   各前記サブグループをＭ_Ｔ個のサブグループに分割すること、および
   前記サブグループごとに前記提供することおよび前記マッピングすることを実行すること、
   をさらに含む、請求項１に記載の方法。
9. 複数の空間データストリームを有する線形ゼロフォーシング受信機について、ストリーム当たりの信号対干渉雑音比を推定すること、および
   前記空間データストリームごとに該空間データストリームを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択すること、
   をさらに含む、請求項７に記載の方法。
10. 複数の空間データストリームを有する線形最小平均２乗誤差受信機についてストリーム当たりの信号対干渉雑音比の推定、および
    前記空間データストリームごとに該空間データストリームを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択すること、
    をさらに含む、請求項７に記載の方法。
11. 非線形最大尤度受信機についてストリーム当たりの信号対干渉雑音比の推定、および
    空間データストリームごとに該空間データストリームを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択すること、
    をさらに含む、請求項７に記載の方法。
12. ユーザ数はＫ_Ｕｓｅｒであり、ユーザ当たりの送信機アンテナ数はＭ_Ｔであり、前記方法は、
    利用可能な数Ｎ_Ｕ個のサブキャリアをＫ個の連続したグループに分割することであって、各該連続したグループはＮ_Ｋ＝Ｎ_Ｕ／Ｋ個のサブキャリアを含む、分割すること、
    制約
    

    

    を満たしつつ、Ｋ個の前記連続したサブキャリアグループからＫ_ｊ個のグループをユーザｊに割り当てること、および
    前記提供することおよび前記マッピングすることを各ユーザｊについて前記連続したサブグループごとに実行すること、
    をさらに含む、請求項７に記載の方法。

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