JP5545075B2 - DC power supply - Google Patents

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Description

本発明は、直流電源装置に係り、特に力率改善回路（以下、ＰＦＣ回路という）を降圧型とした直流電源装置に関する。   The present invention relates to a DC power supply device, and more particularly to a DC power supply device in which a power factor correction circuit (hereinafter referred to as a PFC circuit) is a step-down type.

商用交流電源の交流電圧を整流平滑回路により整流して直流電圧に変換し、更にこの直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータにより所望の直流電圧に変換して出力する直流電源装置が従来から用いられている。商用交流電源から整流平滑回路により整流された直流電源を得る際、正弦波交流電圧のピーク付近のみにおいて平滑用コンデンサに電流が流れるので、力率が悪化したり、高調波を発生して周辺に悪影響を与える。これを解決するためＰＦＣ（Power Factor Correction：力率改善）回路を設けることがある。
このＰＦＣ回路は、一般に降圧型ＰＦＣ回路よりも昇圧型ＰＦＣ回路がよく用いられる。そして、昇圧型ＰＦＣ回路の後段に降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを接続し所望の低圧の直流出力電圧を得ている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a DC power supply device that rectifies an AC voltage of a commercial AC power supply by a rectifying / smoothing circuit and converts it into a DC voltage, and further converts the DC voltage into a desired DC voltage by a DC / DC converter and outputs the same has been used. . When a DC power source rectified by a rectifying / smoothing circuit is obtained from a commercial AC power source, the current flows through the smoothing capacitor only near the peak of the sine wave AC voltage. Adversely affected. In order to solve this, a PFC (Power Factor Correction) circuit may be provided.
As this PFC circuit, a step-up PFC circuit is generally used more frequently than a step-down PFC circuit. Then, a step-down DC-DC converter is connected after the step-up PFC circuit to obtain a desired low-voltage DC output voltage.

ＰＦＣ回路を用いた従来技術として、例えば、特開２００２−２６２５６３号公報（特許文献１）、特開２０１０−４０８７８号公報（特許文献２）などを挙げることができる。特許文献１に開示された力率改善コンバータにはＰＦＣ回路として昇圧型の力率改善コンバータが用いられている。また、特許文献２に開示された発光ダイオード点灯装置には昇圧動作と力率改善動作を行う昇圧チョッパ（ＢＵＣ）が用いられている。   As conventional techniques using a PFC circuit, for example, JP-A-2002-262563 (Patent Document 1), JP-A-2010-40878 (Patent Document 2), and the like can be cited. The power factor correction converter disclosed in Patent Document 1 uses a boost type power factor correction converter as a PFC circuit. The light emitting diode lighting device disclosed in Patent Document 2 uses a boost chopper (BUC) that performs a boost operation and a power factor correction operation.

特開２００２−２６２５６３号公報JP 2002-262563 A 特開２０１０−４０８７８号公報JP 2010-40878 A

上記従来技術では、入力された交流電圧から所望の低圧の直流電圧を出力するために、前段に昇圧型のＰＦＣ回路を設け、後段に降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを設けていた。このように、上記従来技術の直流電源装置が、前段にＰＦＣ回路として昇圧型の力率改善コンバータや昇圧型のチョッパを用い、後段に降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを接続して用いてきたのは、次のような理由による。
（１）前段のＰＦＣ回路を昇圧型ＰＦＣ回路にすると効率を向上することができる。前段のＰＦＣ回路には交流電源の交流電圧を全波整流した直流電圧が入力されるので、ＰＦＣ回路を昇圧型にしても降圧型にしてもスイッチング素子として同じ耐圧が要求され、換言すればスイッチング素子の仕様としてオン抵抗の小さなものに置き換えることができない。このため、スイッチング素子のオン抵抗の仕様は昇圧型でも降圧型でも同じになる。扱う電力が同じであれば、ＰＦＣ回路を降圧型にして電圧を下げるとその代わりに電流が増える。したがって、降圧型ＰＦＣ回路では昇圧型ＰＦＣ回路に対し大きな電流が流れるので、スイッチング素子のオン抵抗による損失が増加し、効率が低下する。このため、昇圧型ＰＦＣ回路のほうが一般に効率が良い。
（２）また、前段を降圧型ＰＦＣ回路とすると、昇圧型ＰＦＣ回路としたときよりも大きな電流が後段のＤＣ−ＤＣコンバータへ入力されることになり、これによりＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電流も大きくなる。したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率も低下し、電源システム全体の効率が低下する。このため、昇圧型ＰＦＣ回路を用いたほうが電源システム全体の効率を向上させるために有利である。
（３）昇圧型ＰＦＣ回路で昇圧電圧を得ることで、瞬時停電などの障害があっても、１〜２サイクル分の電力を保持することが容易になり、電源の負荷である装置が停止することを回避してシステムとしての信頼性を得ることができる。 In the above prior art, in order to output a desired low-voltage DC voltage from the input AC voltage, a step-up PFC circuit is provided at the front stage and a step-down DC-DC converter is provided at the rear stage. As described above, the above-described conventional DC power supply apparatus has been used by using a step-up type power factor correction converter or step-up type chopper as a PFC circuit in the previous stage and connecting a step-down type DC-DC converter in the subsequent stage. The reason is as follows.
(1) Efficiency can be improved if the PFC circuit in the previous stage is a boost type PFC circuit. Since the DC voltage obtained by full-wave rectifying the AC voltage of the AC power supply is input to the PFC circuit in the previous stage, the same breakdown voltage is required as a switching element regardless of whether the PFC circuit is a step-up type or a step-down type. The element specification cannot be replaced with one with low on-resistance. For this reason, the specification of the on-resistance of the switching element is the same for both the step-up type and the step-down type. If the power to be handled is the same, when the voltage is lowered by making the PFC circuit a step-down type, the current increases instead. Therefore, since a large current flows in the step-down PFC circuit, the loss due to the on-resistance of the switching element increases, and the efficiency decreases. For this reason, the boost PFC circuit is generally more efficient.
(2) Also, if the front stage is a step-down PFC circuit, a larger current is input to the subsequent stage DC-DC converter than when the step-up type PFC circuit is used, so that the switching current of the DC-DC converter is also increased. growing. Therefore, the efficiency of the DC-DC converter is also lowered, and the efficiency of the entire power supply system is lowered. For this reason, it is advantageous to use the boost PFC circuit in order to improve the efficiency of the entire power supply system.
(3) Obtaining a boosted voltage with a boosting PFC circuit makes it easy to maintain power for one to two cycles even when there is a failure such as an instantaneous power failure, and the device that is the load of the power supply stops. By avoiding this, the reliability of the system can be obtained.

上記従来技術は、ＰＦＣ回路を昇圧型とすることにより、効率を向上させ、瞬時停電に対するシステムの信頼性を向上させることができるなどの利点はあるが、発光ダイオード（以下、ＬＥＤという）を負荷とするような照明用の直流電源装置では、ＬＥＤ負荷を低圧で駆動するために、低圧の直流出力電圧を得る必要があり、昇圧型ＰＦＣ回路の後段に降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを設けなければならない。このため、直流電源装置を構成する部品点数が増え、装置の小型化を図る上で障害となり、また、信頼性（ＭＴＢＦ）も低下するなど問題がある。更にコストアップを招く原因となっていた。また、ＬＥＤを負荷とするような照明用の直流電源装置では、瞬時停電に対するシステムの信頼性は要求されていない。したがって、ＬＥＤを負荷とするような照明用の直流電源装置では、ＰＦＣ回路を昇圧型とする必要性がない。   Although the above prior art has advantages such as improving the efficiency and improving the reliability of the system against an instantaneous power failure by making the PFC circuit a step-up type, a light emitting diode (hereinafter referred to as LED) is loaded. In order to drive the LED load at a low voltage, it is necessary to obtain a low voltage DC output voltage, and a step-down DC-DC converter must be provided after the step-up PFC circuit. Don't be. For this reason, there are problems that the number of parts constituting the DC power supply device increases, which is an obstacle to downsizing the device, and that reliability (MTBF) is also lowered. In addition, the cost was increased. Moreover, in the direct current power supply for illumination which uses LED as a load, the reliability of the system against an instantaneous power failure is not required. Therefore, it is not necessary to make the PFC circuit a step-up type in a lighting DC power supply apparatus using LEDs as a load.

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の上記問題を解決した直流電源装置を提供することにある。   In view of the above problems, an object of the present invention is to provide a DC power supply device that solves the above problems of the prior art.

本発明の直流電源装置は、交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換して出力する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器と、前記整流器の出力にスイッチング素子とリアクトルが直列接続され、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより降圧された直流電圧を負荷に供給する降圧型コンバータと、前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記電流検出手段で検出された電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段と、を備えたことを特徴とする。
また、本発明の直流電源装置は、前記電流検出手段が、前記リアクトルに流れる電流検出信号を前記交流電源の交流電圧の半周期よりも長い時定数を有するフィルタを介して出力するようにしてもよい。
また、前記電流検出手段の信号を一定の信号となる様に制御することで定電流制御するようにしてもよい。
また、本発明の直流電源装置が、前記臨界電流検出手段が、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧を超えたことを検出するようにしてもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記電流検出手段、三角波発生手段、及びゲート信号出力手段の第２基準電位が、前記整流器の整流出力正極端子側の第１基準電位に対しフローティングであってもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記電流検出手段が、直列接続された前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に設けられた電流検出抵抗により前記リアクトルに流れる電流を検出するようにしてもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記臨界電流検出手段を、前記リアクトルと出力端子との間の電圧をダイオードを介してコンパレータの反転入力端子に入力し、前記コンパレータの非反転入力端子に前記所定電圧を入力し、該コンパレータにより前記リアクトルと出力端子との間の電圧を前記第１の所定電圧と比較することで検出する手段としてもよい。
また、本発明の直流電源装置は、前記負荷がＬＥＤ負荷であってもよい。 The direct current power supply device of the present invention is a direct current power supply device that converts the energy obtained from the alternating current power source into direct current energy and outputs the direct current energy. The rectifier converts the alternating current voltage of the alternating current power source into a direct current voltage by full-wave rectification; A step-down converter in which a switching element and a reactor are connected in series to the output of the rectifier, and a DC voltage stepped down by ON / OFF control of the switching element is supplied to a load, and current detection means that detects a current flowing through the reactor And a critical current detecting means for detecting the timing when the regenerative current flowing through the reactor becomes zero, and a timing at which the critical current detecting means detects that the regenerative current flowing through the reactor has become zero. A voltage signal that rises with an inclination is generated, and the regenerative current that the critical current detection means flows through the reactor is A triangular wave generating means for resetting the voltage signal to 0 at the time when the current value becomes zero, and a gate signal for turning on the switching element when the critical current detecting means detects the timing when the regenerative current flowing through the reactor becomes zero And a gate signal output means for turning off the gate signal when the voltage signal generated by the triangular wave generation means exceeds the current detection signal detected by the current detection means.
In the DC power supply device of the present invention, the current detection means may output a current detection signal flowing through the reactor via a filter having a time constant longer than a half cycle of the AC voltage of the AC power supply. Good.
Further, constant current control may be performed by controlling the signal of the current detection means to be a constant signal.
Further, in the DC power supply device according to the present invention, the critical current detecting means has a voltage generated when the regenerative current flowing through the reactor becomes 0 and free vibration starts, and exceeds a predetermined first predetermined voltage. This may be detected.
In the DC power supply device of the present invention, the second reference potential of the current detection means, the triangular wave generation means, and the gate signal output means is floating with respect to the first reference potential on the rectifier output positive terminal side of the rectifier. Also good.
In the DC power supply device of the present invention, the current detection unit may detect a current flowing through the reactor by a current detection resistor provided between the switching element connected in series and the reactor. .
Further, in the DC power supply device of the present invention, the critical current detection means inputs the voltage between the reactor and the output terminal to the inverting input terminal of the comparator via a diode, and the non-inverting input terminal of the comparator A predetermined voltage may be input, and the comparator may detect the voltage between the reactor and the output terminal by comparing with the first predetermined voltage.
In the DC power supply device of the present invention, the load may be an LED load.

本発明によれば、ＬＥＤ照明装置などを負荷とする電源装置を、定電流制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータ単体で、力率改善機能を備えた降圧型電源装置として提供することができる。したがって、従来技術のように力率改善回路とＤＣ−ＤＣコンバータとを組み合わせることなく、或いは力率改善回路の制御部に乗算器を用いることなくＤＣ−ＤＣコンバータ単体で力率改善が可能になるので、部品点数を大幅に減らし、小型・安価で総合効率を向上し、信頼性の高い電源装置を提供することが可能となる。また、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにて構成するため、平滑コンデンサへの突入電流防止回路などが不要になり、小型・安価な電源装置を提供できる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the power supply device which uses LED lighting apparatus etc. as a load can be provided as a step-down type power supply device provided with the power factor improvement function with the DC-DC converter of a constant current control system alone. Therefore, it is possible to improve the power factor with a single DC-DC converter without combining the power factor improvement circuit and the DC-DC converter as in the prior art or without using a multiplier in the control unit of the power factor improvement circuit. Therefore, the number of parts can be greatly reduced, and the overall efficiency can be improved with a small size and low cost, and a highly reliable power supply device can be provided. In addition, since the step-down DC-DC converter is used, a circuit for preventing an inrush current into the smoothing capacitor is not required, and a small and inexpensive power supply device can be provided.

本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を示した図である。It is the figure which showed the circuit structure of the DC power supply device 1 of embodiment by this invention. 本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の１／２の時点における回路動作波形を示した図である。It is the figure which showed the circuit operation | movement waveform in the time of the alternating current input voltage of 1/2 of the peak value of the DC power supply device 1 of embodiment by this invention. 本発明による実施形態の直流電源装置１の、交流入力電圧がピーク値の時点における回路動作波形を示した図である。It is the figure which showed the circuit operation | movement waveform at the time of alternating current input voltage being a peak value of the DC power supply device 1 of embodiment by this invention. 本発明による実施形態の直流電源装置１の、力率改善動作を模式的に示した図である。It is the figure which showed typically the power factor improvement operation | movement of the DC power supply device 1 of embodiment by this invention. 本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧波形と入力電流波形をシミュレーションにより示した図である。It is the figure which showed the input voltage waveform and the input current waveform of the direct-current power supply device 1 of embodiment by this invention by simulation. 本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。It is an actual measurement waveform figure of input voltage and input current of direct-current power supply device 1 of an embodiment by the present invention. 本発明による実施形態の直流電源装置１の、入力電圧に対する力率を実測した特性図である。It is the characteristic view which measured the power factor with respect to input voltage of the DC power supply device 1 of embodiment by this invention. 従来技術による直流電源装置の、入力電圧と入力電流の実測波形図である。It is an actual measurement waveform figure of input voltage and input current of a DC power unit by a prior art.

特許文献１に記載された従来技術では、力率改善するためにスロープ信号生成部（乗算回路）が必要になる。これに対し本発明では、リアクトルＬ1の電流の検出のみで力率改善を行うようにし、スロープ信号を用いないようにしている。これにより、スロープ信号生成部が必要なくなり、回路構成を簡単にすることができ、簡易に力率改善を行うことが可能となる。また、リアクトルＬ1の電流を平均化した信号をフィードバックしているので、特許文献１に記載された従来技術のように交流入力電圧の低電圧からピーク電圧に至る変化に対応したドレイン電流の検出は必要としない。この特許文献１に記載された従来技術と同じ信号の検出幅でもスイッチングのＯＮパルス変化幅を大きくとることが可能なので、乗算器を用いた力率改善回路と比較しても、同等な力率値を得ることが可能となる。   In the prior art described in Patent Document 1, a slope signal generation unit (multiplication circuit) is required to improve the power factor. On the other hand, in the present invention, the power factor is improved only by detecting the current of the reactor L1, and the slope signal is not used. This eliminates the need for the slope signal generator, simplifies the circuit configuration, and makes it possible to easily improve the power factor. Further, since the signal obtained by averaging the current of the reactor L1 is fed back, the detection of the drain current corresponding to the change from the low voltage to the peak voltage of the AC input voltage as in the prior art described in Patent Document 1 is possible. do not need. Since the ON pulse change width of switching can be made large even with the same signal detection width as that of the prior art described in Patent Document 1, even when compared with a power factor improvement circuit using a multiplier, an equivalent power factor is obtained. A value can be obtained.

（実施形態）
図１に、本発明による実施形態の直流電源装置１の回路構成を示す。
図１に示すように、直流電源装置１は、商用交流電源ＡＣ１の交流電圧を整流回路ＤＢで全波整流した脈流電圧をスイッチング素子Ｑ１でスイッチングし、降圧することで出力電圧を得ている。 (Embodiment)
FIG. 1 shows a circuit configuration of a DC power supply device 1 according to an embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, the DC power supply device 1 obtains an output voltage by switching and stepping down a pulsating voltage obtained by full-wave rectifying an AC voltage of a commercial AC power supply AC1 with a rectifier circuit DB and switching it down. .

出力の制御は、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号を検出して平均化し、この検出信号に基づき定電流制御となるように行う。リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、リアクトルＬ1に直列接続された電流検出抵抗Ｒ１に生じる電圧降下で検出し、この信号をリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号として制御回路２のフィードバック端子に入力する。ここで、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号は抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２、及び抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の時定数で平均化されている。この平均化されたリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の信号は、定電流制御信号電圧となる。   The output is controlled by detecting and averaging the signal of the current IL1 flowing through the reactor L1, and performing constant current control based on this detection signal. The current IL1 flowing through the reactor L1 is detected by a voltage drop generated in the current detection resistor R1 connected in series with the reactor L1, and this signal is input to the feedback terminal of the control circuit 2 as a signal of the current IL1 flowing through the reactor L1. Here, the signal of the current IL1 flowing through the reactor L1 is averaged by the time constants of the resistor R2 and the capacitor C2, and the resistor R3 and the capacitor C3. The signal of the current IL1 flowing through the averaged reactor L1 becomes a constant current control signal voltage.

一方、ダイオードＤ２を介して入力した電圧からリアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の臨界電流のタイミング（回生電流が０Ａになるタイミング）を検出し、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号のＯＮ信号開始点を決めるパルスを生成する。このパルスを起点として定電流源ＣＣ１の一定電流でコンデンサＣｔを充電して三角波を生成し、この三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達する期間までスイッチング素子Ｑ１をＯＮし、三角波の電圧が上記定電流制御信号電圧に達した時点でスイッチング素子Ｑ１をＯＦＦし、次の臨界電流のパルス発生タイミングで三角波をリセットする。   On the other hand, a pulse for determining the ON signal start point of the gate signal of the switching element Q1 is detected by detecting the critical current timing of the current IL1 flowing through the reactor L1 from the voltage input via the diode D2 (the timing when the regenerative current becomes 0A). Generate. Starting from this pulse, the capacitor Ct is charged with a constant current of the constant current source CC1 to generate a triangular wave, and the switching element Q1 is turned on until the triangular wave voltage reaches the constant current control signal voltage. When the constant current control signal voltage is reached, the switching element Q1 is turned off, and the triangular wave is reset at the next critical current pulse generation timing.

このように、スイッチング素子Ｑ１をＯＮ／ＯＦＦして出力電流を制御すると、スイッチング素子Ｑ１をＯＮするパルス幅は定電流制御信号電圧に応じた一定のパルス幅となり、しかも臨界動作でスイッチングさせることができる。これにより、入力電流波形が正弦波状に近似され、後述の図４のように力率改善を行うことが可能となる。
次に、直流電源装置１の回路構成、及びその回路動作について更に詳述する。 As described above, when the switching element Q1 is turned on / off to control the output current, the pulse width for turning on the switching element Q1 becomes a constant pulse width corresponding to the constant current control signal voltage and can be switched by a critical operation. it can. As a result, the input current waveform is approximated to a sine wave shape, and the power factor can be improved as shown in FIG.
Next, the circuit configuration and circuit operation of the DC power supply device 1 will be described in further detail.

図１を参照して、直流電源装置１の回路構成を説明する。
直流電源装置１の入力端子であるＡＣin1とＡＣin2には商用交流電源ＡＣ１が接続される。この入力端子ＡＣin1とＡＣin2は、ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子に接続されており、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧が全波整流されて出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖin）にはスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のソース端子には電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続されている。また、電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子は、リアクトルＬ1の一方の端子に接続され、リアクトルＬ1の他方の端子は直流電源装置１の正側出力端子Ｐout1に接続されている。一方、整流回路ＤＢの整流出力負極端子は直流電源装置１の負側出力端子Ｐout2（ＧＮＤ１）に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース端子と電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点にはダイオードＤ１のカソード端子が接続され、ダイオードＤ１のアノード端子は整流回路ＤＢの整流出力負極端子と負側出力端子Ｐout2とが接続されたＧＮＤ１ラインに接続されている。また、正側出力端子Ｐout1と負側出力端子Ｐout2間には平滑コンデンサＣ１が接続されている。 The circuit configuration of the DC power supply device 1 will be described with reference to FIG.
A commercial AC power supply AC1 is connected to ACin1 and ACin2 which are input terminals of the DC power supply device 1. The input terminals ACin1 and ACin2 are connected to an AC input terminal of a rectifier circuit DB in which a diode is bridged, and an AC voltage input from the commercial AC power supply AC1 is full-wave rectified and output. The drain terminal of the switching element Q1 is connected to the rectified output positive terminal (voltage Vin) of the rectifier circuit DB, and one terminal of the current detection resistor R1 is connected to the source terminal of the switching element Q1. The other terminal of the current detection resistor R1 is connected to one terminal of the reactor L1, and the other terminal of the reactor L1 is connected to the positive output terminal Pout1 of the DC power supply device 1. On the other hand, the rectified output negative terminal of the rectifier circuit DB is connected to the negative output terminal Pout2 (GND1) of the DC power supply device 1. The cathode terminal of the diode D1 is connected to the connection point where the source terminal of the switching element Q1 and one terminal of the current detection resistor R1 are connected, and the anode terminal of the diode D1 is the negative output and the negative output of the rectifier output of the rectifier circuit DB. It is connected to the GND1 line to which the terminal Pout2 is connected. A smoothing capacitor C1 is connected between the positive output terminal Pout1 and the negative output terminal Pout2.

点線枠２で示した部分は、直流電源装置１を制御する制御回路を示している。制御回路２には、整流回路ＤＢの整流出力正極端子の電圧Ｖinが入力され、また、ダイオードＤ２を介して正側出力端子Ｐout1の電圧が入力され、また、電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧が抵抗Ｒ２、Ｒ３、コンデンサＣ２、Ｃ３で平滑されて入力されている。また、制御回路２からスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に、ＯＮ／ＯＦＦ信号が出力されている。   A portion indicated by a dotted line frame 2 indicates a control circuit for controlling the DC power supply device 1. The control circuit 2 receives the voltage Vin of the rectified output positive terminal of the rectifier circuit DB, the voltage of the positive output terminal Pout1 via the diode D2, and the voltage across the current detection resistor R1 is the resistance. The signals are smoothed by R2 and R3 and capacitors C2 and C3. Further, an ON / OFF signal is output from the control circuit 2 to the gate terminal of the switching element Q1.

制御回路２は、ワンショット（ONE SHOT）回路３、起動回路４、コンパレータＣＰ１、ＣＰ２、オペアンプＯＰ１、トランスコンダクタンスアンプ（Operational Transconductance Amplifier）ＯＴＡ１、電流源回路ＣＣ１、バッファ回路ＢＦ、コンデンサＣｔ、Ｃｆｂ、抵抗Ｒ４、Ｒ５、基準電圧Ｖref1、Ｖref2、Ｖref3などからなっている。   The control circuit 2 includes a one-shot (ONE SHOT) circuit 3, a starting circuit 4, comparators CP1, CP2, operational amplifier OP1, operational conductance amplifier (Operational Transconductance Amplifier) OTA1, current source circuit CC1, buffer circuit BF, capacitors Ct, Cfb, Resistors R4 and R5, reference voltages Vref1, Vref2, and Vref3 are included.

整流回路ＤＢの整流出力正極端子（電圧Ｖin）は制御回路２の起動回路４に接続されており、起動回路４は直流電源装置１に商用交流電源ＡＣ１が接続された初期に制御回路２を起動するようになっている。   The rectified output positive terminal (voltage Vin) of the rectifier circuit DB is connected to the start circuit 4 of the control circuit 2, and the start circuit 4 starts the control circuit 2 at the initial stage when the commercial AC power supply AC 1 is connected to the DC power supply device 1. It is supposed to be.

コンパレータＣＰ２の反転入力端子はダイオードＤ２のカソード端子に接続され、ダイオードＤ２のアノード端子は正側出力端子Ｐout1に接続されている。また、コンパレータＣＰ２の非反転入力端子は基準電圧Ｖref3の正極端子に接続されている。
また、コンパレータＣＰ２の出力端子はワンショット回路３の入力端子に接続されている。ワンショット回路３の出力端子は、コンパレータＣＰ１の反転入力端子、コンデンサＣｔの一方の端子、及び電流源回路ＣＣ１の一方の端子である電流出力端子が接続された接続点に接続されている。電流源回路ＣＣ１の他方の端子は制御回路２の制御電源回路である内部レギュレータＲｅｇ（不図示）の出力端子に接続されている。 The inverting input terminal of the comparator CP2 is connected to the cathode terminal of the diode D2, and the anode terminal of the diode D2 is connected to the positive output terminal Pout1. The non-inverting input terminal of the comparator CP2 is connected to the positive terminal of the reference voltage Vref3.
The output terminal of the comparator CP2 is connected to the input terminal of the one-shot circuit 3. The output terminal of the one-shot circuit 3 is connected to a connection point to which the inverting input terminal of the comparator CP1, the one terminal of the capacitor Ct, and the current output terminal that is one terminal of the current source circuit CC1 are connected. The other terminal of the current source circuit CC1 is connected to an output terminal of an internal regulator Reg (not shown) which is a control power supply circuit of the control circuit 2.

電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子とリアクトルＬ1の一方の端子が接続された接続点には、抵抗Ｒ２の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ２の他方の端子には抵抗Ｒ３の一方の端子が接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子とスイッチング素子Ｑ１のソース端子とダイオードＤ１のカソード端子とが接続された接続点には、コンデンサＣ２の一方の端子とコンデンサＣ３の一方の端子が接続され、コンデンサＣ２の他方の端子は抵抗Ｒ２の他方の端子と抵抗Ｒ３の一方の端子が接続された接続点に接続され、コンデンサＣ３の他方の端子は抵抗Ｒ３の他方の端子に接続されている。抵抗Ｒ２、Ｒ３、コンデンサＣ２、Ｃ３は、電流検出抵抗Ｒ１の両端に発生した電圧を平滑して制御回路２に出力するフィルタ回路を構成している。   One terminal of resistor R2 is connected to a connection point where the other terminal of current detection resistor R1 and one terminal of reactor L1 are connected, and one terminal of resistor R3 is connected to the other terminal of resistor R2. Has been. One terminal of the capacitor C2 and one terminal of the capacitor C3 are connected to a connection point where one terminal of the current detection resistor R1, the source terminal of the switching element Q1, and the cathode terminal of the diode D1 are connected, and the capacitor C2 Is connected to a connection point where the other terminal of the resistor R2 and one terminal of the resistor R3 are connected, and the other terminal of the capacitor C3 is connected to the other terminal of the resistor R3. The resistors R2 and R3 and the capacitors C2 and C3 constitute a filter circuit that smoothes the voltage generated at both ends of the current detection resistor R1 and outputs it to the control circuit 2.

電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子、コンデンサＣ２の一方の端子、及びコンデンサＣ３の一方の端子が接続された接続点は、基準電圧Ｖref1、Ｖref2、Ｖref3の負極端子と接続されて制御回路２の基準電位ＧＮＤ２となっている。この基準電位ＧＮＤ２の電位はスイッチング素子Ｑ１のソース端子と電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子が接続された接続点の電位であり、整流回路ＤＢの整流出力負極端子と負側出力端子Ｐout2とが接続されたＧＮＤ１ラインに対し電位がフローティングとなっている。基準電位ＧＮＤ２には抵抗Ｒ５の他方の端子、コンデンサＣｔの他方の端子、コンデンサＣｆｂの他方の端子も接続されている。   A connection point where one terminal of the current detection resistor R1, one terminal of the capacitor C2, and one terminal of the capacitor C3 are connected is connected to the negative terminal of the reference voltages Vref1, Vref2, and Vref3, and the reference of the control circuit 2 The potential is GND2. The reference potential GND2 is a potential at a connection point where the source terminal of the switching element Q1 and one terminal of the current detection resistor R1 are connected, and the negative output terminal Pout2 of the rectification circuit DB is connected to the negative output terminal Pout2. The potential is floating with respect to the grounded GND1 line. The other terminal of the resistor R5, the other terminal of the capacitor Ct, and the other terminal of the capacitor Cfb are also connected to the reference potential GND2.

また、内部レギュレータＲｅｇの出力端子には抵抗Ｒ４の一方の端子が接続され、抵抗Ｒ４の他方の端子は抵抗Ｒ５の一方の端子に接続され、抵抗Ｒ５の他方の端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。抵抗Ｒ４の他方の端子と抵抗Ｒ５の一方の端子が接続された接続点には、抵抗Ｒ３の他方の端子とコンデンサＣ３の他方の端子が接続された接続点及びオペアンプＯＰ１の反転入力端子が接続されている。   The output terminal of the internal regulator Reg is connected to one terminal of the resistor R4, the other terminal of the resistor R4 is connected to one terminal of the resistor R5, and the other terminal of the resistor R5 is connected to the reference potential GND2. ing. A connection point where the other terminal of the resistor R4 and one terminal of the resistor R5 are connected is connected to a connection point where the other terminal of the resistor R3 and the other terminal of the capacitor C3 are connected and an inverting input terminal of the operational amplifier OP1. Has been.

オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は基準電圧電源Ｖref2の正極端子に接続され、基準電圧Ｖref2の負極端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子はトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子は基準電圧Ｖref1の正極端子に接続され、基準電圧Ｖref1の負極端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。   The non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the positive terminal of the reference voltage power supply Vref2, and the negative terminal of the reference voltage Vref2 is connected to the reference potential GND2. The output terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the inverting input terminal of the transconductance amplifier OTA1, the non-inverting input terminal of the transconductance amplifier OTA1 is connected to the positive terminal of the reference voltage Vref1, and the negative terminal of the reference voltage Vref1 is connected to the reference potential GND2. Has been.

トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子はコンデンサＣｆｂの一方の端子に接続され、コンデンサＣｆｂの他方の端子は基準電位ＧＮＤ２に接続されている。トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１は非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖref1と反転入力端子に入力されたオペアンプＯＰ１の出力端子からの電圧との差電圧を電流に変換して増幅し出力する。したがって、コンデンサＣｆｂはトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１からの出力電流により充放電される。   The output terminal of the transconductance amplifier OTA1 is connected to one terminal of the capacitor Cfb, and the other terminal of the capacitor Cfb is connected to the reference potential GND2. The transconductance amplifier OTA1 converts a voltage difference between the reference voltage Vref1 input to the non-inverting input terminal and the voltage from the output terminal of the operational amplifier OP1 input to the inverting input terminal into a current, and amplifies and outputs the current. Therefore, the capacitor Cfb is charged / discharged by the output current from the transconductance amplifier OTA1.

トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子とコンデンサＣｆｂの一方の端子が接続された接続点は、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子はバッファ回路ＢＦの入力端子に接続され、バッファ回路ＢＦの出力端子はスイッチング素子Ｑ１のゲート端子に接続されている。   A connection point where the output terminal of the transconductance amplifier OTA1 and one terminal of the capacitor Cfb are connected is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CP1. The output terminal of the comparator CP1 is connected to the input terminal of the buffer circuit BF, and the output terminal of the buffer circuit BF is connected to the gate terminal of the switching element Q1.

次に、直流電源装置１の回路動作を、図２、図３も参照して説明する。図２は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧（電圧Ｖin）のピーク値の１／２の値の点における動作波形を示している。また、図３は、整流回路ＤＢの整流出力正極端子から出力される正弦波脈動電圧（電圧Ｖin）のピーク値の点における動作波形を示している。   Next, the circuit operation of the DC power supply device 1 will be described with reference to FIGS. FIG. 2 shows an operation waveform at a point of a half value of the peak value of the sine wave pulsating voltage (voltage Vin) output from the rectified output positive terminal of the rectifier circuit DB. FIG. 3 shows an operation waveform at the peak value of the sine wave pulsating voltage (voltage Vin) output from the rectified output positive terminal of the rectifier circuit DB.

図２、図３における各波形は、上から、リアクトルＬ1に流れる電流波形ＩＬ1、電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧波形ＶＲ１、コンデンサＣ２の電圧波形Ｖｃ２、コンデンサＣ３の電圧波形Ｖｃ３、コンデンサＣｔの電圧波形Ｖｃｔ、コンデンサＣｆｂの電圧波形Ｖｃｆｂ、ワンショット回路３の出力波形、バッファ回路ＢＦの出力波形を示している。   2 and 3, the waveforms from the top are the current waveform IL1 flowing through the reactor L1, the voltage waveform VR1 generated at the current detection resistor R1, the voltage waveform Vc2 of the capacitor C2, the voltage waveform Vc3 of the capacitor C3, and the voltage of the capacitor Ct. The waveform Vct, the voltage waveform Vcfb of the capacitor Cfb, the output waveform of the one-shot circuit 3, and the output waveform of the buffer circuit BF are shown.

リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、スイッチング素子Ｑ１がＯＮ（バッファ回路ＢＦの出力がＨ）のときリアクトルＬ1に整流回路ＤＢの正弦波脈動電圧の瞬時値と出力電圧との差電圧が印加されるので、その電圧に略比例した傾斜で増加する（ＯＮ電流という）。また、スイッチング素子がＯＦＦするとリアクトルＬ1に蓄積されたエネルギーは、リアクトルＬ1〜平滑コンデンサＣ１〜ダイオードＤ１〜リアクトルＬ1の閉回路で放電されるので、平滑コンデンサＣ１は充電され、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1を減少させる（回生電流という）。したがって、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、図２、図３に示されるように、三角波状の電流が流れる。時刻ｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、・・・、ｔ２５で示した各タイミングは、回生電流が０Ａになって、自由振動が開始するタイミングである（臨界電流という）。後述するように、時刻ｔ１、ｔ３、・・・ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、・・・、ｔ２５の各タイミングでは臨界電流で自由振動が開始し、このときの自由振動による基準電圧Ｖｒｅｆ３を超える電圧を検出して、内部で生成している三角波（コンデンサＣｔの電圧ＶＣｔ）をリセットする。このリセット周期がスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期となる。   Since the current IL1 flowing through the reactor L1 is the difference voltage between the instantaneous value of the sine wave pulsating voltage of the rectifier circuit DB and the output voltage when the switching element Q1 is ON (the output of the buffer circuit BF is H). , And increases at a slope substantially proportional to the voltage (referred to as ON current). When the switching element is turned off, the energy stored in the reactor L1 is discharged in the closed circuit of the reactor L1 to the smoothing capacitor C1 to the diode D1 to the reactor L1, so that the smoothing capacitor C1 is charged and the current IL1 flowing through the reactor L1. (Referred to as regenerative current). Therefore, the current IL1 flowing through the reactor L1 is a triangular wave current as shown in FIGS. The timings indicated by times t1, t3,..., T11, t21, t23,..., T25 are timings at which the regenerative current becomes 0 A and free vibration starts (referred to as critical current). As will be described later, free vibration starts with a critical current at each timing of times t1, t3,..., T11, t21, t23,..., T25, and a voltage exceeding the reference voltage Vref3 due to the free vibration at this time. The triangular wave (voltage VCt of the capacitor Ct) generated inside is detected and reset. This reset cycle is the ON / OFF cycle of the switching element Q1.

リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1は、電流検出抵抗Ｒ１により検出される。この検出電圧ＶＲ１は電流が抵抗Ｒ１からリアクトルＬ1の方向に流れるとき、スイッチング素子Ｑ１のソース端子側よりリアクトルＬ1の一方の端子側の方が低電圧になるので図２、図３に示されるように負の電圧として検出される。   The current IL1 flowing through the reactor L1 is detected by the current detection resistor R1. As shown in FIGS. 2 and 3, the detection voltage VR1 is lower in voltage at one terminal side of the reactor L1 than at the source terminal side of the switching element Q1 when the current flows from the resistor R1 to the reactor L1. Is detected as a negative voltage.

電流検出抵抗Ｒ１により検出された電圧ＶＲ１は、抵抗２とコンデンサＣ２，及び抵抗Ｒ３，コンデンサＣ３により積分される。ここで、この積分乗数の時定数は、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期以上の時定数に設定される。抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２で構成される第１段のフィルタ回路の出力電圧は、図２、図３のＶｃ２で示されるコンデンサＣ２の電圧であり、やや脈動成分が含まれている。抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３で構成される第２段のフィルタ回路の出力電圧は、図２、図３のＶｃ３で示されるコンデンサＣ３の電圧ＶＣ３であり、Ｖｃ２に比べると脈動成分が少なくなり、略一定の電圧となっている。   The voltage VR1 detected by the current detection resistor R1 is integrated by the resistor 2, the capacitor C2, the resistor R3, and the capacitor C3. Here, the time constant of the integral multiplier is set to a time constant equal to or more than a half cycle of the frequency of the commercial AC power supply AC1. The output voltage of the first-stage filter circuit composed of the resistor R2 and the capacitor C2 is the voltage of the capacitor C2 indicated by Vc2 in FIGS. 2 and 3, and includes a slight pulsating component. The output voltage of the second-stage filter circuit composed of the resistor R3 and the capacitor C3 is the voltage VC3 of the capacitor C3 indicated by Vc3 in FIGS. 2 and 3, and the pulsation component is smaller than Vc2, and is substantially constant. Voltage.

抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の時定数回路で構成される第２段のフィルタ回路の出力電圧は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続される。ここで、電流検出抵抗Ｒ１の他方の端子の電位が電流検出抵抗Ｒ１の一方の端子の電位（基準電位ＧＮＤ２）に対して負電位になるため、フィルタ回路の抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との接続点から入力される電圧を、内部レギュレータＲｅｇの出力電圧を抵抗Ｒ４とＲ５とで分圧した点に接続し、正電位にバイアスしてオペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力している。図２、図３に示したＶｃ３は正電位にバイアスされている状態を示している。   The output voltage of the second stage filter circuit composed of the time constant circuit of the resistor R3 and the capacitor C3 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1. Here, since the potential of the other terminal of the current detection resistor R1 is negative with respect to the potential (reference potential GND2) of one terminal of the current detection resistor R1, the connection point between the resistor R3 of the filter circuit and the capacitor C3. Is connected to a point obtained by dividing the output voltage of the internal regulator Reg by the resistors R4 and R5, and biased to a positive potential and input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1. Vc3 shown in FIGS. 2 and 3 shows a state biased to a positive potential.

また、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖref2が接続されている。オペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力された上記フィルタ回路のバイアスされた電圧と非反転入力端子に入力された基準電圧Ｖref2が比較され、オペアンプＯＰ１はこれらの差分を増幅してトランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の反転入力端子に出力する。   The reference voltage Vref2 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1. The biased voltage of the filter circuit input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 is compared with the reference voltage Vref2 input to the non-inverting input terminal, and the operational amplifier OP1 amplifies the difference between them to invert the transconductance amplifier OTA1. Output to the input terminal.

トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖref1が接続され、非反転入力端子の入力電圧と基準電圧Ｖref1とを比較して、その電圧の差分を増幅し、かつ、電圧信号から電流信号に変換して出力する。ここで、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力端子にはコンデンサＣｆｂとコンパレータＣＰ１の非反転入力端子が接続され、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力電流はコンデンサＣｆｂの電荷を充放電する。これにより、トランスコンダクタンスアンプＯＴＡ１の出力からコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力される信号は電圧信号に置き換えられる。   The reference voltage Vref1 is connected to the non-inverting input terminal of the transconductance amplifier OTA1, the input voltage of the non-inverting input terminal is compared with the reference voltage Vref1, the difference between the voltages is amplified, and the current from the voltage signal is amplified. Convert to signal and output. Here, the output terminal of the transconductance amplifier OTA1 is connected to the capacitor Cfb and the non-inverting input terminal of the comparator CP1, and the output current of the transconductance amplifier OTA1 charges and discharges the charge of the capacitor Cfb. Thereby, a signal input from the output of the transconductance amplifier OTA1 to the non-inverting input terminal of the comparator CP1 is replaced with a voltage signal.

コンパレータＣＰ１の反転入力端子は、定電流回路ＣＣ１の出力端子とコンデンサＣｔの一方の端子とワンショット回路３の出力端子とが接続された接続点に接続されている。ここで、定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３は、三角波発振器を構成している。すなわち、定電流回路ＣＣ１でコンデンサＣｔを一定電流で充電することで三角波波形の傾斜を決定し、ワンショット回路３は三角波発振のリセットタイミングを決定するパルス信号を出力する。定電流回路ＣＣ１とコンデンサＣｔとワンショット回路３で構成される三角波発振の出力波形は、図２、図３にコンデンサＣｔの電圧Ｖｃｔとして示されている。   The inverting input terminal of the comparator CP1 is connected to a connection point where the output terminal of the constant current circuit CC1, one terminal of the capacitor Ct, and the output terminal of the one-shot circuit 3 are connected. Here, the constant current circuit CC1, the capacitor Ct, and the one-shot circuit 3 constitute a triangular wave oscillator. That is, the constant current circuit CC1 charges the capacitor Ct with a constant current to determine the slope of the triangular wave waveform, and the one-shot circuit 3 outputs a pulse signal that determines the reset timing of the triangular wave oscillation. The output waveform of the triangular wave oscillation composed of the constant current circuit CC1, the capacitor Ct, and the one-shot circuit 3 is shown as the voltage Vct of the capacitor Ct in FIGS.

リアクトルＬ1と平滑コンデンサＣ１が接続された接続点の電圧がダイオードＤ２を介してコンパレータＣＰ２の反転入力端子に入力され、基準電位Ｖref3の電圧がコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に入力されている。スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦした後のリアクトルＬ1の電流ＩＬ1の回生が終了した臨界電流時点で自由振動が開始され、この自由振動による制御回路２の基準電位ＧＮＤ２に対して基準電圧Ｖref3を超える正極性の電圧が生じる。この自由振動の電圧が基準電位Ｖref3を超えると、コンパレータＣＰ２の出力は、Ｈレベル信号をワンショット回路３へ出力する。ワンショット回路３は、コンパレータＣＰ２からこのＨレベル信号が入力されたときパルス信号を出力する（図２、図３のワンショット回路３の出力信号参照）。このパルス信号によりコンデンサＣｔの電荷は急速放電される。すなわち、ワンショット回路３は、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の臨界電流のタイミングｔ１、ｔ３、・・・、ｔ１１、ｔ２１、ｔ２３、ｔ２５の各タイミングにてパルス信号を出力する。このパルス信号はスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ周期における周期開始タイミングを決定する。   The voltage at the connection point where the reactor L1 and the smoothing capacitor C1 are connected is input to the inverting input terminal of the comparator CP2 via the diode D2, and the voltage of the reference potential Vref3 is input to the non-inverting input terminal of the comparator CP2. Free vibration starts at the critical current point when regeneration of the current IL1 of the reactor L1 after the switching element Q1 is turned OFF, and the positive polarity exceeding the reference voltage Vref3 with respect to the reference potential GND2 of the control circuit 2 due to this free vibration. A voltage is generated. When the voltage of this free vibration exceeds the reference potential Vref3, the output of the comparator CP2 outputs an H level signal to the one-shot circuit 3. The one-shot circuit 3 outputs a pulse signal when the H level signal is input from the comparator CP2 (see the output signal of the one-shot circuit 3 in FIGS. 2 and 3). The electric charge of the capacitor Ct is rapidly discharged by this pulse signal. That is, the one-shot circuit 3 outputs a pulse signal at each timing t1, t3,..., T11, t21, t23, and t25 of the critical current of the current IL1 flowing through the reactor L1. This pulse signal determines the cycle start timing in the ON / OFF cycle of the switching element Q1.

バッファ回路ＢＦの出力、言い換えるとスイッチング素子Ｑ１のＯＮパルス信号は、コンパレータＣＰ１により決定される。図２、図３に示すように、コンパレータＣＰ１は、反転入力端子の三角波信号Ｖｃｔと、非反転入力端子のＶｃｆｂ端子電圧を比較し、Ｖｃｆｂ端子電圧よりも三角波信号Ｖｃｔが低い期間（例えば、図２、図３に示すｔ１〜ｔ２、ｔ２１〜ｔ２２などのＴon期間）にＯＮパルス信号をバッファＢＦから出力する。また、ＯＦＦ期間は、前述したようにリアクトルＬ1の電流ＩＬ1の回生が終了した時点までとなり、図２、図３に示すように、コンデンサＣｔの三角波信号のピーク電圧は固定されず、次のワンショット回路３からのパルス信号まで上昇することになる。図２、図３を比較すると、バッファ回路ＢＦのＴoff期間が図２に対し図３で長くなっている。このように、三角波発振の周波数は固定されず、商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧により変化する。   The output of the buffer circuit BF, in other words, the ON pulse signal of the switching element Q1 is determined by the comparator CP1. As shown in FIGS. 2 and 3, the comparator CP1 compares the triangular wave signal Vct at the inverting input terminal with the Vcfb terminal voltage at the non-inverting input terminal, and the period during which the triangular wave signal Vct is lower than the Vcfb terminal voltage (for example, FIG. 2, the ON pulse signal is output from the buffer BF during the Ton period such as t1 to t2 and t21 to t22 shown in FIG. Further, as described above, the OFF period is until the end of the regeneration of the current IL1 of the reactor L1, and the peak voltage of the triangular wave signal of the capacitor Ct is not fixed as shown in FIGS. The pulse signal from the shot circuit 3 rises. 2 and 3, the Toff period of the buffer circuit BF is longer in FIG. 3 than in FIG. 2. As described above, the frequency of the triangular wave oscillation is not fixed, and varies depending on the pulsation voltage obtained by full-wave rectifying the AC voltage input from the commercial AC power supply AC1.

但し、バッファ回路ＢＦのＴon期間は、前述の脈動電圧に左右されず略等しいパルス幅となっている。これは、リアクトルＬ1に流れる電流ＩＬ1の電流検出抵抗Ｒ１の信号（ＶＲ１）が抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３により積分され、この積分乗数の時定数は商用交流電源ＡＣ１の半周期以上の時定数に設定されるため、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子の入力電圧の変化が少ないことによる。入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の１／２の場合を示した図２のＶｃ３と、入力電圧の瞬時値が脈動電圧ピーク値の場合を示した図３のＶｃ３の電圧は、略等しい電圧である。これにより、図２、図３に示すように、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間におけるＯＮパルス幅は位相の異なる点であっても略一定となり、入力電圧波形に近似した入力電流が流れることになる。   However, the Ton period of the buffer circuit BF has a substantially equal pulse width regardless of the pulsation voltage. This is because the signal (VR1) of the current detection resistor R1 of the current IL1 flowing through the reactor L1 is integrated by the resistor R2, the capacitor C2, the resistor R3, and the capacitor C3, and the time constant of this integral multiplier is more than a half cycle of the commercial AC power supply AC1. This is because there is little change in the input voltage of the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1. The voltage Vc3 in FIG. 2 showing the case where the instantaneous value of the input voltage is ½ of the pulsating voltage peak value and the voltage Vc3 in FIG. 3 showing the case where the instantaneous value of the input voltage is the pulsating voltage peak value are substantially equal. Voltage. As a result, as shown in FIGS. 2 and 3, the ON pulse width during the half cycle of the frequency of the commercial AC power supply AC1 is substantially constant even at different points in phase, and the input current approximated to the input voltage waveform is Will flow.

図４の上側の図は、商用交流電源ＡＣ１の周波数の半周期の期間における動作を、実際のスイッチング回数（例えば２０kHz）より極端に少なくして（図４ではＶinの半周期で９回のスイッチング回数）、模式的に分かりやすく示したものである。商用交流電源ＡＣ１から入力された交流電圧を全波整流した脈動電圧がＶinとして示されている。また、脈動電圧Ｖinの内側に三角波が示されているのはリアクトルＬ1の電流を示している。三角波のＴonとして灰色に塗り潰した部分はＯＮ電流で、その後に続くＴoffとして示した部分は回生電流を示している。図４の下側の図は、上側の図の一部を拡大して示した図である。回生電流で示したリアクトルＬ1の電流IＬ1が０Ａに達した臨界電流直後は自由振動電流が発生する。   The upper diagram of FIG. 4 shows that the operation in the half cycle period of the frequency of the commercial AC power supply AC1 is extremely less than the actual number of switching times (for example, 20 kHz) (in FIG. 4, switching is performed 9 times in the half cycle of Vin). The number of times) is shown in an easy-to-understand manner. A pulsating voltage obtained by full-wave rectifying the AC voltage input from the commercial AC power supply AC1 is shown as Vin. Further, the triangular wave shown inside the pulsating voltage Vin indicates the current of the reactor L1. The portion shaded in gray as Ton of the triangular wave is the ON current, and the portion indicated as Toff following it indicates the regenerative current. The lower diagram of FIG. 4 is an enlarged view of a part of the upper diagram. Immediately after the critical current when the current IL1 of the reactor L1 indicated by the regenerative current reaches 0 A, a free oscillation current is generated.

臨界電流を起点としてスイッチング素子Ｑ１がＯＮして、リアクトルＬ1に脈動電圧Ｖinと平滑コンデンサＣ１の電圧 (出力電圧Ｖｏ)との差電圧が印加されると、リアクトルＬ1の電流は(Ｖin−Ｖｏ)／Ｌの傾斜で(Ｖin−Ｖｏ)・Ｔon／Lの値まで増加する（LはリアクトルＬ1のインダクタンス値）。このとき、リアクトルＬ1のインダクタンス値Lは一定値で、また期間Ｔonが一定なので、ＯＮ電流における電流のピーク値はその時点の脈動電圧Ｖinの瞬時値と出力電圧Ｖｏとの差電圧に比例することになる。また、回生電流では、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする代わりにダイオードＤ１がＯＮしてリアクトルＬ1に誘導起電力による電流が流れる。このとき、リアクトルＬ1には平滑コンデンサＣ１の電圧(出力電圧Ｖｏ)が印加される。したがってリアクトルＬ1の電流はＶo／Ｌの傾斜で０Ａ（臨界電流）まで減少する（Ｔoffの期間）。このとき、臨界電流を検出し、この時点を起点に再びスイッチング素子Ｑ１をＯＮすることを繰り返せば、リアクトルＬ1に流れる電流のピーク値が脈動電圧Ｖinの瞬時値に追従して変化させることができるようになり、力率改善が行える。   When the switching element Q1 is turned on starting from the critical current, and the differential voltage between the pulsating voltage Vin and the voltage of the smoothing capacitor C1 (output voltage Vo) is applied to the reactor L1, the current of the reactor L1 is (Vin−Vo). It increases to the value of (Vin−Vo) · Ton / L at the inclination of / L (L is the inductance value of the reactor L1). At this time, since the inductance value L of the reactor L1 is a constant value and the period Ton is constant, the peak value of the current in the ON current is proportional to the difference voltage between the instantaneous value of the pulsating voltage Vin at that time and the output voltage Vo. become. Further, in the regenerative current, the diode D1 is turned on instead of the switching element Q1 being turned off, and a current due to the induced electromotive force flows through the reactor L1. At this time, the voltage of the smoothing capacitor C1 (output voltage Vo) is applied to the reactor L1. Therefore, the current of the reactor L1 decreases to 0 A (critical current) with a slope of Vo / L (Toff period). At this time, if the critical current is detected and the switching element Q1 is turned ON again from this point of time, the peak value of the current flowing through the reactor L1 can be changed following the instantaneous value of the pulsating voltage Vin. As a result, the power factor can be improved.

図５は、本実施形態の直流電源装置１の入力電圧と入力電流の波形をシミュレーションにより得た波形を示している。シミュレーション条件は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間Ｔonを一定とし、臨界電流を起点にスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦを繰り返すものとしている。したがって、オン・オフ電流には次の関係式が成り立つ。
(Ｖin−Ｖo)・Ｔon／L＝Ｖo・Ｔoff／L
このシミュレーション結果をみると、直流電源装置の入力側の電圧と電流は正弦波形となっている。つまり、正側出力端子Ｐout1と負側出力端子Ｐout2間に接続された平滑コンデンサＣ１を充放電する電流は正弦波になる。そして、直流電源装置の出力電流は一定の定電流波形となる。すなわち、電流検出抵抗Ｒ１で検出されたリアクトルＬ1の電流ＩＬ1の信号を抵抗Ｒ２、Ｒ３、コンデンサＣ２、Ｃ３のＲＣ回路で時定数をもって定電流制御することは、一定の負荷抵抗における出力側の平滑コンデンサＣ１の電圧を検出しているのと等価になっていることを意味している。 FIG. 5 shows waveforms obtained by simulation of the input voltage and input current waveforms of the DC power supply device 1 of the present embodiment. The simulation conditions are such that the ON time Ton of the switching element Q1 is constant and the ON / OFF of the switching element Q1 is repeated starting from the critical current. Therefore, the following relational expression holds for the on / off current.
(Vin-Vo) ・ Ton / L = Vo ・ Toff / L
Looking at the simulation results, the voltage and current on the input side of the DC power supply device are sinusoidal. That is, the current for charging / discharging the smoothing capacitor C1 connected between the positive output terminal Pout1 and the negative output terminal Pout2 is a sine wave. The output current of the DC power supply device has a constant constant current waveform. That is, the constant current control of the signal of the current IL1 of the reactor L1 detected by the current detection resistor R1 with a time constant by the RC circuit of the resistors R2, R3 and the capacitors C2, C3 is smoothing on the output side at a constant load resistance. This means that it is equivalent to detecting the voltage of the capacitor C1.

図６は直流電源装置１に接続された交流電源ＡＣ１の交流電圧と交流電流の実測波形である。また、図７は入力電圧を８０Ｖから２４０Ｖまで変化させたときの力率の実測値を示している。実測された力率は０．９８に達している。これはＪＩＳＣ６１０００−３−２の照明器具に関する規格であるクラスＣを満足している。   FIG. 6 shows actually measured waveforms of the AC voltage and AC current of the AC power supply AC1 connected to the DC power supply device 1. FIG. 7 shows an actual measurement value of the power factor when the input voltage is changed from 80V to 240V. The measured power factor has reached 0.98. This satisfies Class C, which is a standard related to luminaires of JISC61000-3-2.

図８は、コンデンサインプット型の従来技術による直流電源装置の入力電圧と入力電流の波形を参考に示したもので、力率は約０．６である。従来技術では正弦波交流電圧のピーク付近のみにおいて平滑用コンデンサに電流が流れるので、高調波が多く含まれ、力率が悪化したり、高調波により周辺に悪影響を与える。これに対し本発明による実施形態の直流電源装置１によれば、図６に示したように、入力電流が位相の広い範囲で流れ、力率が改善されていることが分かる。   FIG. 8 shows the waveforms of the input voltage and the input current of the DC power supply device according to the prior art of the capacitor input type, and the power factor is about 0.6. In the prior art, since the current flows through the smoothing capacitor only near the peak of the sine wave AC voltage, many harmonics are included, the power factor is deteriorated, and the harmonics adversely affect the surroundings. On the other hand, according to the DC power supply device 1 of the embodiment of the present invention, as shown in FIG. 6, it can be seen that the input current flows in a wide phase range and the power factor is improved.

本発明の上記実施形態では、直流電源装置１を１つのコンバータのみで構成することにより、商用交流電源ＡＣ１から整流回路ＤＢ、スイッチング素子Ｑ１、リアクトルＬ1を介して平滑用コンデンサＣ１へ接続している。このため、スイッチング素子Ｑ１が平滑コンデンサＣ１に直列接続されることで平滑コンデンサＣ１への電源投入時のＯＮ／ＯＦＦスイッチとなり、平滑コンデンサＣ１への突入電流が流れないという利点が生ずる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のスイッチングＯＮ／ＯＦＦ動作により平滑コンデンサＣ１の接続が開始されるので、突入電流防止回路が不要となり、従来の方式に比べて部品を減らせる利点がある。   In the above-described embodiment of the present invention, the DC power supply device 1 is configured by only one converter, so that the commercial AC power supply AC1 is connected to the smoothing capacitor C1 via the rectifier circuit DB, the switching element Q1, and the reactor L1. . For this reason, the switching element Q1 is connected in series to the smoothing capacitor C1 to be an ON / OFF switch when the power to the smoothing capacitor C1 is turned on, and there is an advantage that no inrush current flows to the smoothing capacitor C1. That is, since the connection of the smoothing capacitor C1 is started by the switching ON / OFF operation of the switching element Q1, an inrush current prevention circuit becomes unnecessary, and there is an advantage that parts can be reduced compared to the conventional method.

また、本実施形態による直流電源装置１では、降圧チョッパーの電流検出回路の時定数（抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２及び抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３で決まる時定数）が商用交流電源ＡＣ１の半周期以上の大きな時定数に設定され、電流検出値そのものはその時定数程度の時間以上で略一定の電流値となるように制御される。したがって、商用交流電源ＡＣ１の周期よりも短い時間で捉えると正弦波状の電流となり、一定の電流にはならないが、商用交流電源ＡＣ１の周期よりも長い時間で捉えると、降圧チョッパー出力電流の平均値は、設定した定電流値を出力することになる。ここで、平滑コンデンサＣ１の静電容量を適切に選定することで、商用周波数のリップル成分の少ない定電流を得ることができる。   In the DC power supply device 1 according to the present embodiment, the time constant of the current detection circuit of the step-down chopper (time constant determined by the resistor R2 and the capacitor C2, and the resistor R3 and the capacitor C3) is larger than the half cycle of the commercial AC power supply AC1. It is set to a constant, and the current detection value itself is controlled to become a substantially constant current value over a time equivalent to the time constant. Therefore, if it is captured in a time shorter than the cycle of the commercial AC power supply AC1, it becomes a sine wave current and does not become a constant current, but if it is captured in a time longer than the cycle of the commercial AC power supply AC1, the average value of the step-down chopper output current Will output the set constant current value. Here, a constant current with a small ripple component at the commercial frequency can be obtained by appropriately selecting the capacitance of the smoothing capacitor C1.

以上、従来のコンデンサインプット型の降圧チョッパーが力率０．５〜０．６であるのに対し、本実施形態の直流電源装置１によれば、乗算器無しの簡単な回路構成で、０．９以上の力率を達成できる。
また、リアクトルＬ1に流れる電流を検出し、この検出電流に基づき制御するため、直流電源装置１の出力は定電流制御となる。この定電流制御により負荷電流を一定に制御することができるので、ＬＥＤ負荷にも対応することができる。
また、本実施形態の直流電源装置１では、制御回路２の基準電位ＧＮＤ２はスイッチング素子Ｑ１のソース端子側に設定されている。制御回路２の基準電位ＧＮＤ２をフローティングとすることで、商用電源からの降圧型力率改善回路を構成するに際してスイッチング素子Ｑ１を降圧側に接続しても、スイッチング素子Ｑ１の制御端子を駆動するためのゲートドライブ回路をレベルシフトすることなく駆動することができ、一般的な制御回路を低圧側に接続した駆動回路に比べてレベルシフト回路を設けずに簡易に構成することができる。
また、商用電源からの降圧型力率改善回路を１コンバータで構成することで、部品点数を大幅に減らし、価格を抑えることができる。
また、商用電源からの降圧型力率改善回路を１コンバータで構成することで、突入電流を防止することができる。 As described above, the conventional capacitor input type step-down chopper has a power factor of 0.5 to 0.6. On the other hand, according to the direct-current power supply device 1 of the present embodiment, a simple circuit configuration without a multiplier has a 0. A power factor of 9 or more can be achieved.
Further, since the current flowing through the reactor L1 is detected and controlled based on this detected current, the output of the DC power supply device 1 is constant current control. Since the load current can be controlled to be constant by this constant current control, the LED load can be dealt with.
In the DC power supply device 1 of the present embodiment, the reference potential GND2 of the control circuit 2 is set on the source terminal side of the switching element Q1. By setting the reference potential GND2 of the control circuit 2 to be floating, the control terminal of the switching element Q1 is driven even when the switching element Q1 is connected to the step-down side when configuring a step-down power factor correction circuit from a commercial power supply. The gate drive circuit can be driven without level shifting, and a simple control circuit can be constructed without providing a level shift circuit as compared with a driving circuit in which a general control circuit is connected to the low voltage side.
Further, by configuring the step-down power factor correction circuit from the commercial power supply with one converter, the number of parts can be greatly reduced and the price can be reduced.
Moreover, an inrush current can be prevented by configuring the step-down power factor correction circuit from the commercial power supply with one converter.

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。   As mentioned above, although this invention was demonstrated by specific embodiment, the said embodiment is an example and it cannot be overemphasized that it can change and implement in the range which does not deviate from the meaning of this invention.

１・・・直流電源装置
２・・・制御回路
３・・・ワンショット回路
４・・・起動回路
Ｑ１・・・スイッチング素子
Ｒ１・・・電流検出抵抗
Ｒ２〜Ｒ５・・・抵抗
Ｃ１・・・平滑コンデンサ
Ｃ２〜Ｃ３、Ｃｔ、Ｃｆｂ・・・コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード
Ｌ1・・・リアクトル
ＤＢ・・・整流回路
Ｖin・・・ＲＣ１の正極側出力電圧
ＡＣ１・・・商用交流電源
Ｖo・・・直流電源装置１の出力電圧
ＡＣin1、ＡＣin2・・・入力端子
Ｖin・・・整流回路ＤＢの整流回路正極端子の電圧
Ｐout1・・・正側出力端子
Ｐout2・・・負側出力端子
ＯＰ１、ＯＰ２・・・オペアンプ
ＣＰ１、ＣＰ２・・・コンパレータ
ＯＴＡ１・・・トランスコンダクタンスアンプ
ＣＣ１・・・電流源回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply device 2 ... Control circuit 3 ... One shot circuit 4 ... Starting circuit Q1 ... Switching element R1 ... Current detection resistance R2-R5 ... Resistance C1 ... Smoothing capacitors C2 to C3, Ct, Cfb ... capacitors D1, D2 ... diode L1 ... reactor DB ... rectifier circuit Vin ... positive output voltage AC1 of RC1 ... commercial AC power supply Vo ..Output voltage ACin1, ACin2 of DC power supply 1 ... Input terminal Vin ... Voltage Pout1 of positive terminal of rectifier circuit DB Pout1 ... Positive output terminal Pout2 ... Negative output terminals OP1, OP2 ... Operational amplifiers CP1, CP2 ... Comparator OTA1 ... Transconductance amplifier CC1 ... Current source circuit

Claims (8)

交流電源から得たエネルギーを直流のエネルギーに変換して出力する直流電源装置において、
前記交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器と、
前記整流器の出力にスイッチング素子とリアクトルが直列接続され、前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより降圧された直流電圧を負荷に供給する降圧型コンバータと、
前記リアクトルに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出する臨界電流検出手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったことを検出したタイミングを起点として所定の傾斜で上昇する電圧信号を生成し、前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングで前記電圧信号を０にリセットする三角波発生手段と、
前記臨界電流検出手段が前記リアクトルに流れる回生電流が０になったタイミングを検出したとき前記スイッチング素子をＯＮさせるゲート信号を出力し、前記三角波発生手段で生成された電圧信号が前記電流検出手段で検出された電流検出信号を超えたとき前記ゲート信号をＯＦＦするゲート信号出力手段と、
を備えたことを特徴とする直流電源装置。 In the DC power supply device that converts the energy obtained from the AC power source into DC energy and outputs it,
A rectifier that converts the AC voltage of the AC power supply into a DC voltage by full-wave rectification;
A step-down converter in which a switching element and a reactor are connected in series to the output of the rectifier, and a DC voltage stepped down by ON / OFF control of the switching element is supplied to a load;
Current detecting means for detecting a current flowing through the reactor;
Critical current detection means for detecting timing when the regenerative current flowing through the reactor becomes zero;
A voltage signal that rises at a predetermined slope from the timing when the critical current detection means detects that the regenerative current flowing through the reactor has become 0 is generated, and the regenerative current that flows through the reactor is generated by the critical current detection means. A triangular wave generating means for resetting the voltage signal to 0 at a timing of 0;
When the critical current detection means detects the timing when the regenerative current flowing through the reactor becomes zero, it outputs a gate signal for turning on the switching element, and the voltage signal generated by the triangular wave generation means is the current detection means. Gate signal output means for turning off the gate signal when the detected current detection signal is exceeded;
A DC power supply device comprising: 前記電流検出手段は、前記リアクトルに流れる電流検出信号を前記交流電源の交流電圧の半周期よりも長い時定数を有するフィルタを介して出力することを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。   2. The DC power supply device according to claim 1, wherein the current detection unit outputs a current detection signal flowing through the reactor through a filter having a time constant longer than a half cycle of the AC voltage of the AC power supply. . 前記電流検出手段の信号を一定の信号となる様に制御することで定電流制御することを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載の直流電源装置。   3. The DC power supply device according to claim 1, wherein constant current control is performed by controlling the signal of the current detection means so as to be a constant signal. 4. 前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルに流れる回生電流が０になり自由振動が開始されたときに発生する電圧が予め定めた第１の所定電圧を超えたことを検出することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の直流電源装置。   The said critical current detection means detects that the voltage which generate | occur | produces when the regenerative current which flows into the said reactor becomes 0, and free vibration is started exceeded the predetermined 1st predetermined voltage is characterized by the above-mentioned. The direct-current power supply device according to any one of claims 1 to 3. 前記電流検出手段、三角波発生手段、及びゲート信号出力手段の第２基準電位は、前記整流器の整流出力正極端子側の第１基準電位に対しフローティングであることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の直流電源装置。   The second reference potential of the current detection means, the triangular wave generation means, and the gate signal output means is floating with respect to the first reference potential on the rectification output positive terminal side of the rectifier. The DC power supply device according to any one of 4. 前記電流検出手段は、直列接続された前記スイッチング素子と前記リアクトルとの間に設けられた電流検出抵抗により前記リアクトルに流れる電流を検出することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の直流電源装置。   6. The current detection unit according to claim 1, wherein the current detection unit detects a current flowing through the reactor by a current detection resistor provided between the switching elements connected in series and the reactor. The DC power supply device according to one item. 前記臨界電流検出手段は、前記リアクトルと出力端子との間の電圧をダイオードを介してコンパレータの反転入力端子に入力し、前記コンパレータの非反転入力端子に前記所定電圧を入力し、該コンパレータにより前記リアクトルと出力端子との間の電圧を前記第１の所定電圧と比較することで検出する手段としたことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の直流電源装置。   The critical current detection means inputs a voltage between the reactor and an output terminal to an inverting input terminal of a comparator via a diode, inputs the predetermined voltage to a non-inverting input terminal of the comparator, and the comparator outputs the predetermined voltage. The DC power supply device according to any one of claims 1 to 6, wherein the DC power supply device is configured to detect a voltage between a reactor and an output terminal by comparing the voltage with the first predetermined voltage. 前記負荷はＬＥＤ負荷であることを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の直流電源装置。   The DC power supply device according to any one of claims 1 to 7, wherein the load is an LED load.
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