JP5517388B2 - 周波数選択チャンネル等化・復号装置 - Google Patents

Description

本発明は周波数選択チャンネル向けのチャンネル等化・復号装置に関する。

デジタル伝送技術において、これまでに提案されている対策ではチャンネル等化・復号器を使用しているのが一般的である。従来の提案では、基本的なチャンネル等化と復号の機能が別々に処理され、利用可能な情報の一部しか用いられていない。そのため、受信機全体としての性能は依然として最適化が不充分であった。

本発明もこの欠点の解消を意図するものである。

近年、ターボ符号化技術に詳しい研究者が、最大尤度検出器、干渉キャンセラー、チャンネル符号化に基づく記号間干渉の対処法を提案している（非特許文献１参照）。これらの方法は、手短に言えば最上位ビットの寄与を想定しているものである。

１９９５年にターボ検出器と呼ばれる受信機では最大尤度に基づく検出器が反復方式でチャンネル復号器に組み合わされている（特許文献１参照）。これで得られた性能は多チャンネルで最適に準じるものであった。しかしながら、このターボ検出器は、状態数の少ない変調やインパルス応答の短いチャンネルに対して用いられているに過ぎない。

１９９７年には、ターボ検出器の複雑さを低減可能とし、記号持続時間に対して大幅に広い拡散を示すチャンネルで状態数の多い変調をほぼ最適に等化可能とすることを目的として別のターボ等化器受信機が提案されている（特許文献２参照）。

セ・ブロー（C. Berrou），ア・グラビュー（A. Glavieux），ピー・シチマイシマ（P. Thitimajshima），「シャノン限界近傍の誤り訂正符号化と復号処理：ターボ符号（Near Shannon limit error-correcting coding and decoding: turbbo-codes）」，IEEE国際通信会議93論文集（Proc. ICC 93），1064〜1070頁，スイス国ジュネーブ，１９９３年５月 ゲー・バウッフ（G. Bauch），ハー・コーラン（H. Khorram），ヨット・ハーゲンナウアー（J. Hagenauer），「移動体通信システムにおける反復等化・復号法（Iterative Equalization and Decoding in Mobile Communications Systems」，EPMC'97論文集（Proc. EPMC'97）ドイツ国ボン，１９９７年９月／１０月，307〜312頁 ファウ・フランツ（V. Franz），ゲー・バウッフ（G. Bauch），「静止気象衛星展開のための拡張データ用ターボ検出法（Turbo-detection for enhanced Data for GMS Evolution）」，VTC 99論文集，第５巻，2954〜2958頁 ピー・ストローチ（P. Strauch）他，「移動体ＴＤＭＡ通信システムにおける８−ＰＳＫ変調方式のターボ等化処理（Turbo-Equalization for an 8-PSK Modulation Scheme in a Mobile TDMA Communication System）」，VTC 99論文集，第３巻，1605〜1609頁 エム・テッヘラー（M. Tuechler），アール・ケッテル（R. Koetter），アー・ツェー・ジンガー（A.C. Singer），「先行値による等化と復号化処理を介するＩＳＩの反復訂正法（Iterative Correction of ISI via Equalization and Decoding with Priors）」，ISIT 2000論文集，イタリア国ソレント，２０００年６月２５日 仏国特許出願公開第２７３０３７０号明細書 仏国特許出願公開第２７６３４５４号明細書 欧州特許出願公開第９８０１４８号明細書

本発明の目的は上述の両方の受信機の性能を改善することである。

上述の課題を解決するため、本発明によるチャンネル等化・復号装置は各々等化器と重み付け出力端を有する復号器とを含む直列のモジュール群を備えており、そのうちの第１段目より後段のモジュールはセンサーから到来して前段までのモジュールの処理時間に等しい量だけ遅延されたサンプル列を受信する一方で各前段のモジュールの出力も受信するものであり、特にこの装置は、各モジュールが少なくとも二つの異なるサンプル列を受信する手段と、これら少なくとも二つの受信サンプル列を識別対象のサンプル列に対応する二つの互いに異なる未等化処理データとして用いることにより一つの同一等化サンプル列を決定可能な等化器とを備えていることを特徴とするものである。

本発明では、複数のセンサーを有するアンテナ（多チャンネル受信機）から提供される空間的及び／又は時間的ダイバシティを使用し、典型的にはこれらのセンサーからは夫々二つの互いに異なる内容のデータを構成する二つのサンプル列が生じる。本発明は、受信情報の多チャンネル処理を行う点、及び／又は大幅な時間的拡散を伴う多数の送信状態による変調を用いる可能性がある点で従来の提案（非特許文献２〜５及び特許文献３参照）とは異なっている。

このようにして、受信の空間的及び／又は時間的ダイバシティを利用し、それにより、得られる結果を大幅に改善するものである。

多チャンネル信号は等化処理を受け、受信データはその一つの同一ブロックが前段の処理で得られた情報を用いて反復的に復号処理される。

本発明のその他の特徴と目的及び利点を添付図面と共に詳述すれば以下の通りである。

図１ａ及び図１ｂに示されているのはデータ伝送系の原理である。チャンネル符号器１には、Ｔ_b秒毎に一つのデータの割合で集合｛０；１｝に亘り均等に分散している互に独立した２進データα_ｋが供給される。チャンネル符号器１から出力されるデータは集合｛−１；１｝に置き換えられ、これをＣ_ｋで示す。

２進符号化データＣ_ｋの集合がインタリーバ２を経由して２進−記号変換器（ＢＳＣ）３を通過すると分散σ^２ _ｄの複素記号ｄ_ｎ＝ａ_ｎ＋jｂ_ｎが生成される。これらの記号ａ_ｎ及びｂ_ｎは有限集合（アルファベット）｛±１…，±（２ｐ＋１），…，±（√Ｍ−１）｝の値をとり、この場合√Ｍ＝２^ｍである。この演算には、普遍性を損なうことなしにトレリス符号化変調技術、差分符号化技術、又はその他の変調記号と２進エレメントの集まりとの関連付けを可能とする系の技術を組み合わせることができる。図１ａと図１ｂに示した各伝送系ではインタリーバ２の挿入位置が異なっており、いずれにせよインタリーバ２はＢＳＣ３の前段（ビットインタリーブ方式）、又は後段（記号インタリーブ方式）に配置することができる。ｄnで示した変調記号は、二つの直交搬送信号を変調するための変調器に入力される。

変調器、伝送媒体、復調器、及び送受信フィルタで構成されるアセンブリは多チャンネル等価ディスクリート経路４としてモデル化され、ここで各チャンネルｉ，ｉ＝１，．．．．，Ｎは、分散σ_ｉ ^２の定心ガウス付加雑音ｗ_ｉ，ｎにより擾乱される。各チャンネルの出力は次式で示される通りとなる。

ここで、ｈ_ｉ，ｌはチャンネルｉに対応する経路の係数であり、このチャンネルに関する伝達関数は次のように表わすことができる。

ここで各チャンネルの経路の係数は、受信機５のレベルで受信される信号が次式で表される単位出力となるように正規化されるものとする。

また雑音ｗ_ｉ，ｎは互いに相関がないとすると、受信機５から見た雑音の分散は次式で表される。

ターボ等化器の入力端における信号対雑音比（ＳＮＲ）は次式の通りとなる。

ここで、Ｅ_ｂは伝送データ項目あたりの受信平均エネルギー、Ｎ_０は受信機５の入力端における雑音のスペクトル出力密度、Ｒはチャンネル符号器１のレートである。

以下、情報ブロックの基本処理部をモジュールと称する。図３に示すように、各モジュールｐ（ｐ＝１，・・・，Ｐ）は、多チャンネル等化器１０（特に幾つかのセンサーで同時に取り出された複数の信号を並列に用いることが可能な等化器）と、インタリーブ及びデインタリーブ機能を統合したチャンネル復号器２０とを備えている。第１段目より後段の各モジュールにおける多チャンネル等化器１０は、前段モジュールのチャンネル復号器から提供される評価済みのデータを利用できるようにする必要がある。

多状態変調の場合、チャンネル復号器２０は五つの独立した機能要素（図４ａ及び図４ｂ）、即ち、記号−２進変換器（ＳＢＣ）２２、デインタリーバ２３、２進重み付け入出力を備えたチャンネル復号器２４、インタリーバ２５、及び２進−記号変換器（ＢＳＣ）２６に分割可能である。デインタリーバの挿入位置はＳＢＣ２２の後段側又は前段側であり、同様にＢＳＣ２６に対するインタリーバの挿入位置も伝送回路上で対称的に入れ換えることができる。

以下に二つの実施例を示す。その一つは多チャンネルターボ等化器（ＭＣＴＥ）と称する単純なデジタルフィルタ群で構成されたものであり、もう一つは多チャンネルターボ復号器（ＭＣＴＤ）と称するもので、これはデジタルフィルタ群と多数の入力端を備えた帰納的最大尤度検出器とを組み合わせたものである。

第１実施例による多チャンネル等化器（ＭＣＴＥ）は、図５に示すように受信チャンネル数と同数のトランスバーサルフィルタからなるフィルタ群１１を備えている。加算器１２はフィルタ群１１からの出力の集合を加算処理する。符号１３で示す別のトランスバーサルフィルタＱには符号１７で示す回路で決定された現在時点での反復の決定済等化データか、或いは前段モジュールから得られた評価済データのどちらかが供給されており、加算器１２の出力信号からは、この別のトランスバーサルフィルタＱからの出力信号が減算器１６で減算処理される。

第１段目のモジュールについては、トランスバーサルフィルタＱには同じ第１段目のモジュールの等化器からの出力又は同じ第１段目のモジュールの等化器の出力端に生じる決定済データのいずれかが供給される。即ち、トランスバーサルフィルタＱには基本的には前段モジュールからの出力が供給されるが、有利には同じモジュールの等化器からの出力や、或いは第１段目のモジュールとして用いる場合のために同じモジュールの等化器の出力端に現れる決定済データが選択的に供給できるようにしておくことが好ましい。

最後に述べたトランスバーサルフィルタ１３は、仏国特許出願公開第２７６３４５４号明細書の教示と同様の手法で加算器１２の出力端に現れる記号間干渉を部分的又は全体的に再構築可能とするものである。

この実施例の装置を具体的に説明するため、ＰＭ２変調及び固定チャンネル数Ｎ＝２を想定する。また、伝送路は、信号出力と雑音出力が各チャンネルで同一となるように設定されているものとする。この場合、第１段目のモジュール（ｐ＝１）としては、フィルタＱは別にして、次式に示す伝達関数Ｐ_ｉ(ｚ)の二つのトランスバーサルフィルタと一つの加算器とによって平均自乗誤り検出に最適な線形等化器を実現できる。

ここで、Ｈ_１＝ｈ_１，１；ｈ_１，２；・・・；ｈ_１，Ｌ１、Ｈ_２＝ｈ_２，１；ｈ_２，２；・・・；ｈ_２，Ｌ２である。

これらのフィルタは、一般にはトランスバーサル形のものであるが、複数のトランスバーサルフィルタと一つの回帰形フィルタとをカスケード接続することによっても同等のものが実現できる。また、単純な整合フィルタを使用するか、或いは決定フィードバック非線形等化器を使用することも可能である。

多チャンネル等化器１０の出力は、重み付け入出力端を備えたチャンネル復号器２０に入力される。チャンネル復号器２０からの出力は、次段モジュールで符号１３で示すフィルタＱ(ｚ)へ供給するために用いられる評価済データを与える。このようにして反復手順が進められ、継続されることになる。反復の回数が充分で、このＭＣＴＥが正しく動作した場合、フィルタＰ_ｉ(ｚ)とＱ(ｚ)の各伝達関数は以下の各式に接近又は等しくなる。

これらのフィルタの係数の個数は有限である。また、これらのフィルタはいずれもトランスバーサル形のものである。

この等化器のフィルタＰ_１、Ｐ_２及びＱの各係数を実際に決定する方法と、チャンネル復号器２０の各重み付け出力を得る方法については、仏国特許出願公開第２７６３４５４号明細書に記載されている方法を採用することができる。

このＭＣＴＥの動作様式を示すため、周波数選択性の高い二つのチャンネルを想定し、それぞれの非正規化ディスクリートインパルス応答を下記Ｈ_１及びＨ_２とする。
Ｈ_１＝［0.38 0.6 0.6 0.38］
Ｈ_２＝［0.8264−0.1653 0.8512 0.1636 0.81］

各フィルタの係数は、Ｈ_２及びＨ_２の各係数が既知であるとすれば式(６)(７)(８)から求めることができる。シミュレーションでは、図１ｂに示した伝送系について256×256の大きさのインタリーブと、１００万個以上の２進エレメントの伝送とを組み合わせて想定した。チャンネル符号化処理は、８進の生成多項式を用いて１／２畳み込み符号化率で実行するものとした（２３，２５）。

このＭＣＴＥの特性を図７に示す。破線カーブは符号化によって周波数非選択性のガウスチャンネルで得られた特性を表わし、実線カーブは種々の反復回数についてＭＣＴＥの出力端で得られた特性である。

これらの結果から、このＭＣＴＥは記号間干渉に対して極めて有効であり、信号対雑音比が数デシベルを越える場合には周波数非選択性のガウスチャンネルに匹敵する以上の性能であることが判る。

第２実施例として、多チャンネル検出器を用いた受信機について説明する。

この場合の多チャンネル検出器ＭＣＴＤは、図６に示すように受信チャンネルの個数と同数の多数のフィルタを含むフィルタ群１４を備えている。フィルタ群１４からの出力と前段モジュールからの評価済データが帰納的な最大尤度に基づく多チャンネルＭＡＰ検出器１５（重み付け出力端を有する検出器）に入力される。

検出器１５の重み付け出力は尤度比の対数計算から演繹される。検出器１５の出力から係数で重み付けされた前段モジュールからの評価済データを減算することにより或る固有値が得られる。

ここで、第１段目のモジュールについては、前段モジュールからの評価済データが不明である点に注意しなければならない。この場合、評価済データはゼロに等しく、信頼性が全くないと見なされる。

本実施例の装置を説明するため、ＰＭ２変調及び固定チャンネル数Ｎ＝２を想定する。また、伝送路は、信号出力と雑音出力が各チャンネルで同一となるように設定されているものとする。更に、検出器１５の入力側のフィルタ群１４は単一の係数（＝１）だけを有するものとする。この場合、最適なシーケンスを検出することは、全ての考えられるシーケンスｊについて以下の式（９）で表される測定基準値を最小にすることと等しい。

ここで、γは正の係数、ｄ_ｋは前段モジュールのチャンネル復号器の出力から得られた評価済データ項目であり、これは仏国特許出願公開第２７３０３７０号明細書に記載された処理方式のモデルで容易に求めることができる。

検出器１５からの出力は、仏国特許出願公開第２７３０３７０号明細書に述べられているのと同様に係数γを乗じた評価済データ項目ｄ_ｋを減算した尤度比の対数値を与える。得られた外因値は、重み付け入出力端を有するチャンネル復号器２０の入力となる（図３参照）。チャンネル復号器２０の出力は評価済データであり、これは次段モジュールでその検出器１５の性能を改善するために用いられる。尚、初回の反復（ｐ＝１）では評価済データは未知であり、値がゼロと見なされることは先に述べたとおりである。

フィルタＨ_１(ｚ)とＨ_２(ｚ)の各係数を実際に決定する方法と、検出器及びチャンネル復号器の重み付け出力を夫々得る方法は、いずれもそれ自体は周知である。例えば、仏国特許出願公開第２７３０３７０号明細書を参照されたい。

このＭＣＴＤの動作様式を示すため、前述した通りのＨ_１及びＨ_２の二つのチャンネルを想定する。

Ｈ_２及びＨ_２の各係数は受信機に既知であるとする。シミュレーションでは、図１ｂに示した伝送系について256×256の大きさのインタリーブと、１００万個以上の２進エレメントの伝送を組み合わせて想定した。チャンネル符号化処理は、８進の生成多項式を用いて１／２畳み込み符号化率で実行するものとした（２３，２５）。

このＭＣＴＤの特性を図８に示す。破線カーブは符号化によって周波数非選択性のガウスチャンネルで得られた特性を表わし、実線カーブは種々の反復回数についてＭＣＴＤの出力端で得られた特性である。

これらの結果から、このＭＣＴＤは記号間干渉に対して極めて有効であり、信号対雑音比が数デシベルを越える場合には周波数非選択性のガウスチャンネルに匹敵する以上の性能であることが判る。

上述のＭＣＴＤによる装置は、チャンネル符号化（畳み込み又はブロック符号化）及びインタリーブを行う周波数選択チャンネル上でのデジタル通信システムにおける多チャンネル受信機に有用である。

以上のように、二つの実施例の構成を例示したが、第１実施例（ＭＣＴＥ）では多数の状態数で変調して伝送する場合にインパルス応答の長い伝送路を等化することが可能である。また第２実施例（ＭＣＴＤ）は、時間的分散の小さい伝送路において少数の状態数で変調する場合に一層好適である。

本発明は、位相変調（ＰＭ）、直交搬送波振幅変調（ＱＡＭ）、差分符号化処理を伴う変調、トレリス符号変調（ＴＣＭ）、複数の線形変調の和に分解可能な非線形変調（ＧＭＳＫ，ＣＰＭ，・・・）など、線形変調を利用した種々の伝送系に適用することが可能である。

ビットインタリーブ方式の送信系を示すブロック線図である。 記号インタリーブ方式の送信系を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による多チャンネル等化・チャンネル復号装置の反復的構成例を模式的に示すブロック図である。 本発明による受信機モジュールの構成例を模式的に示すブロック図である。 特にビットインタリーブ方式で多状態変調により伝送する場合の本発明の一実施形態で用いられるＭ進重み付け入出力を備えたチャンネル復号器の一構成例を模式的に示すブロック図である。 特に記号インタリーブ方式で多状態変調により伝送する場合の本発明の別の実施形態で用いられるＭ進重み付け入出力を備えたチャンネル復号器の一構成例を模式的に示すブロック図である。 本発明による多チャンネル等化器の第１実施形態を模式的に示すブロック図である。 本発明による多チャンネル等化器の第２実施形態を模式的に示すブロック図である。 Ｅ_ｂ／Ｎ_０比の関数としてのチャンネル復号化後の２進誤り率を示すグラフであって、多チャンネル経路上のＰＭ２変調について図２、図３、図５による方式の装置の性能を表す線図である。 Ｅ_ｂ／Ｎ_０比の関数としてのチャンネル復号化後の２進誤り率を示すグラフであって、多チャンネル経路上のＰＭ２変調について図２、図３、図６による方式の装置の性能を表す線図である。

Claims (10)

1. 複数のセンサーから等価多チャンネル伝送路を介して到来するサンプル列を等化・復号処理するためのチャンネル等化・復号装置であって、各々等化器（１０）と重み付け出力端を有する復号器（２０）とを含む直列のモジュール群を備え、そのうちの第１段目のモジュールは複数のチャンネル伝送路から出力されるサンプル列を受信し、第１段目より後段のモジュールは該複数のチャンネル伝送路から出力されて前段までのモジュールの処理時間に等しい量だけ遅延されたサンプル列を受信する一方で各前段のモジュールの出力も受信する形式のチャンネル等化・復号装置において、
   第１段目のモジュールは前記複数のチャンネル伝送路から出力されるサンプル列を受信し、第１段目よりも後段のモジュールは該複数のチャンネル伝送路から出力されて前段までのモジュールの処理時間に等しい量だけ遅延された前記複数のチャネル伝送路から出力されるサンプル列を受信し、各モジュールが、前記複数の互いに異なるチャンネル伝送路からの受信サンプル列を識別対象のサンプル列に対応する複数の互いに異なる未等化処理データとして用いることにより一つの同一等化サンプル列を決定可能な多チャンネル等化器を備え、第１段目のモジュール内の多チャンネル等化器は前記複数の互いに異なるチャンネル伝送路からの受信サンプル列と等化器出力とから決定した等化サンプル列を同モジュール内の復号器へ与え、第１段目より後段のモジュール内の多チャンネル等化器は前記複数の互いに異なるチャンネル伝送路から出力されて前段までのモジュールの処理時間に等しい量だけ遅延された受信サンプル列と各前段のモジュールの復号器から出力される評価済データとから決定した等化サンプル列を同モジュール内の復号器へ与えるものであることを特徴とするチャンネル等化・復号装置。
2. 各モジュールの等化器（１０）が、前記少なくとも二つの互いに異なるチャンネル伝送路からの受信サンプル列の各々に対して別々に等化処理を実行する手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の装置。
3. 各モジュールの等化器（１０）が、前記少なくとも二つの互いに異なるチャンネル伝送路からの受信サンプル列を夫々導く少なくとも二つのトランスバーサルフィルタ群（１１）と、トランスバーサルフィルタ群（１１）からの出力の集合を加算処理する加算器（１２）と、前段モジュールの復号器から出力される評価済データを導く別のトランスバーサルフィルタ（１３）と、加算器（１２）の出力端に得られるサンプル列から前記別のトランスバーサルフィルタで導かれるサンプル列を減算処理する手段（１６）と、該減算処理手段の出力から等化サンプル列を決定して同モジュール内の復号器へ与える手段（１７）とを備えていることを特徴とする請求項１又は２に記載の装置。
4. 別のトランスバーサルフィルタ（１３）が、前記加算器の出力に現れる記号間干渉を少なくとも部分的に再構築したサンプル列を前記減算処理手段に与えるように構成されていることを特徴とする請求項３に記載の装置。
5. 第１段目のモジュールが、自身の等化器（１０）の出力端から取り出されて決定されたデータを同じく自身の前記別のトランスバーサルフィルタ（１３）に供給する手段を備えていることを特徴とする請求項３又は４に記載の装置。
6. 直列のモジュール群の各モジュールが、重み付け出力端及び入力端を備えた検出器（１５）と、前記少なくとも二つの互いに異なるチャンネル伝送路からの受信サンプル列を夫々導く少なくとも二つのフィルタ群（１４）とを含む等化器を備え、前記検出器（１５）がこれらフィルタ群（１４）からの出力を受信する一方で第１段目よりも後段のモジュールでは前段のモジュールからの少なくとも一つの出力も受信することを特徴とする請求項１又は２に記載の装置。
7. 復号器（２０）が、記号−２進変換ＳＢＣ機能（２２）と、デインタリーブ機能（２３）と、２進重み付け入出力端を有する復号機能（２４）と、インタリーブ機能（２５）と、２進−記号変換ＢＳＣ機能（２６）との五つの機能要素を含むＭ進重み付け入出力端を備えたチャンネル復号器であることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の装置。
8. 各モジュールが、ＳＢＣ機能要素（２２）と復号機能要素（２４）との間にデインタリーブ機能要素（２３）を備えると共に、復号機能要素（２４）とＢＳＣ機能要素（２６）との間にインタリーブ機能要素（２５）を備えていることを特徴とする請求項７に記載の装置。
9. 各モジュールが、ＳＢＣ機能要素（２２）よりも前段側にデインタリーブ機能要素（２３）を備えると共に、ＢＳＣ機能要素（２６）よりも後段側にインタリーブ機能要素（２５）を備えていることを特徴とする請求項７に記載の装置。
10. ＳＢＣ機能要素（２２）がトレリス符号化変調を積分するものであることを特徴とする請求項７に記載の装置。

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