JP5428364B2 - Noncontact communication device, the decryption unit - Google Patents

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JP5428364B2 JP2009026124A JP2009026124A JP5428364B2 JP 5428364 B2 JP5428364 B2 JP 5428364B2 JP 2009026124 A JP2009026124 A JP 2009026124A JP 2009026124 A JP2009026124 A JP 2009026124A JP 5428364 B2 JP5428364 B2 JP 5428364B2
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幸治 萩原
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富士電機株式会社
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本発明は、非接触型通信装置、およびデータ復号方法に係り、特に複数の異なる通信方式で通信を行なうことができる非接触ICカードリーダライタを含む非接触型通信装置、およびデータ復号方法に関する。 The present invention, non-contact communication device, and relates to a data decoding method, in particular non-contact communication device comprising a non-contact IC card reader writer can communicate at a plurality of different communication methods, and a data decoding method.

近年、電子マネーや電子乗車券などの分野において、非接触ICカードの普及が進んでいる。 In recent years, in areas such as electronic money and an electronic ticket, the spread of non-contact IC card is progressing. 非接触ICカードシステムは、リーダライタと非接触ICカードから構成され、リーダ・ライタから放射される磁界により非接触ICカードは内蔵するICを起動する。 Contactless IC card system is composed of a reader writer and the contactless IC card, contactless IC card by the magnetic field radiated from a reader writer to start the IC to be built. 放射する磁界の振幅に変調をかけることによりリーダライタから非接触ICカードへの通信を実現し、非接触ICカードからリーダライタへの通信は、リーダライタが放射する磁界に対して非接触ICカード内の負荷を切り替え(負荷変調)、これをリーダライタが検出することにより行われる。 To achieve communication from the reader writer to the contactless IC card by applying modulation to the amplitude of the magnetic field emitted, communication from the contactless IC card to the reader writer, the contactless IC card to the magnetic field of the reader writer emits It switches the load of the internal (load modulation), which the reader writer is performed by detecting.

ICカードとリーダライタとの通信方式は、近接型として図7に示すタイプA,B,Cなど複数存在し、それぞれ符号化、変調方式、転送レートなどの仕様が異なっている。 Communication method between IC card and the reader writer proximity as Type A, B, there exist a plurality of such C shown in FIG. 7, respectively the coding, modulation scheme, are different specifications such as the transfer rate. また同タイプであっても「リーダライタ→ICカード」と「ICカード→リーダライタ」とで、符号化、変調方式、転送レートなどの仕様が異なる場合がある。 Also out even in the same type as the "reader-writer → IC card" and "IC card → reader-writer", encoding, modulation scheme, there is a case in which specifications such as transfer rate is different.

図9(a)〜(e)に、ICカード−リーダライタ間通信の各種通信方式における通信時の波形の一例を示す。 Figure 9 (a) ~ (e), IC card - shows an example of a waveform at the time of communication in various communication systems of the communication between the reader-writer.
図9(a)に、タイプAの通信方式の「リーダライタ→ICカード」通信時の波形を示す。 In FIG. 9 (a), shows a "writer → IC card" waveform at the time of communication of the communication system of the type A.

タイプAの通信方式では、「リーダライタ→ICカード」通信時には、転送レートは106kbpsで、変形ミラー符号でASK(Amplitude Shift Keying)変調し、bitデータ区間中の磁界出力を停止(ポーズパルスと称する)する位置によって1,0データを表現する。 The communication method of Type A, at the time of communication "writer → IC card", the transfer rate is 106 kbps, with deformable mirror code ASK (Amplitude Shift Keying) modulates refers to the magnetic field output in bit data segment and stopping (pause pulse position by expressing the 1,0 data). bitデータ中央にポーズパルスが有る場合を論理(データ値)「1」、bitデータ先頭にポーズパルスが有る場合、およびポーズパルスが無い場合を論理(データ値)「0」とする。 A case where the pause pulse to the bit data center there is logic (data value) "1", when the pause pulse to the bit data top there, and if the pause pulse there is no logic (data value) is set to "0". 通信フレームの先頭は、スタートビットが1bit(データ値0)ある。 The head of the communication frame, the start bit is 1bit (data value 0).

図9(b)に、タイプAの通信方式の「ICカード→リーダライタ」通信時の波形を示す。 In FIG. 9 (b), it shows the "IC card → reader-writer" waveform at the time of communication of the communication system of the type A.
タイプAの通信方式では、「ICカード→リーダライタ」通信時には、転送レートは106kbpsで、マンチェスタ符号を副搬送波847kHzでOOK(ON OFF Keying)変調することで、1,0データを表現する。 The communication method of Type A, at the time of communication "IC card → reader-writer", the transfer rate is 106 kbps, by modulating OOK the Manchester code subcarriers 847kHz (ON OFF Keying), representing a 1,0 data. bitデータ前半に副搬送波が有る場合を論理「1」、bitデータ後半に副搬送波が有る場合を論理「0」とする。 Logic "1" when the sub-carrier is in the bit data first half, a case where the sub-carrier is in the second half bit data and logic "0". 通信フレームの先頭は、スタートビットが1bit(データ値1)ある。 The head of the communication frame, the start bit is 1bit (data value 1).

図9(c)に、タイプBの通信方式の「リーダライタ→ICカード」通信時の波形を示す。 In FIG. 9 (c), it shows a "writer → IC card" waveform at the time of communication of the communication system of the type B.
タイプBの通信方式では、「リーダライタ→ICカード」通信時には、転送レートは106kbpsで、NRZ符号でASK変調することで、1,0データを表現する。 The communication method of Type B, and the time of communication "writer → IC card", the transfer rate is 106 kbps, by ASK modulation in NRZ code, representing the 1,0 data. 搬送波の振幅が大きい状態(変調していない状態)を論理「1」、搬送波の振幅が小さい状態を論理「0」とする。 State amplitude of the carrier is large (state in which no modulation) logic "1", the state amplitude of the carrier is small, the logical "0". 通信フレームのデータ部先頭は、スタートビットが1bit(データ値0)ある。 Data unit beginning of the communication frame, the start bit is 1bit (data value 0).

図9(d)に、タイプBの通信方式の「ICカード→リーダライタ」通信時の波形を示す。 In FIG. 9 (d), shows the "IC card → reader-writer" waveform at the time of communication of the communication system of the type B.
タイプBの通信方式では、「ICカード→リーダライタ」通信時には、転送レートは106kbpsで、NRZ符号で副搬送波847kHzをBPSK(Binary Phase Shift Keying)変調することで1,0データを表現する。 The communication method of Type B, and the time of communication "IC card → reader-writer", the transfer rate is 106 kbps, representing the 1,0 data by the subcarrier 847kHz BPSK (Binary Phase Shift Keying) modulated with the NRZ code. 副搬送波の初期出力位相状態を論理「1」とし、以降の位相偏移で「0→1→0→・・・」とする。 The initial output phase state of the sub-carrier as a logic "1", and "0 → 1 → 0 → ···" in the subsequent phase shift. 通信フレームのデータ部先頭は、スタートビットが1bit(データ値0)ある。 Data unit beginning of the communication frame, the start bit is 1bit (data value 0).

図9(e)に、タイプCの通信方式の「ICカード→リーダライタ」および「ICカード→リーダライタ」通信時の波形を示す。 In FIG. 9 (e), it shows the "IC card → reader-writer" and "IC card → reader-writer" waveform at the time of communication of the communication system of the type C.
タイプCの通信方式では、転送レートは212kbpsで、マンチェスタ符号でASK変調することで1,0データを表現する。 The communication method of Type C, the transfer rate is 212 kbps, representing the 1,0 data by ASK modulation in Manchester code. bit前半部が搬送波の振幅が小さい状態で、bit後半部が搬送波の振幅が大きい状態(変調していない状態)を論理「0」、bit前半部が搬送波の振幅が大きい状態で、bit後半部が搬送波の振幅が小さい状態を論理「1」とする(極性が反転しても、フレーム内の固有コード受信時に極性の識別が可能)。 bit first half in a state amplitude of the carrier is small, bit latter half logic "0" amplitude is large state (state in which no modulation) of a carrier wave, bit half portion in a state larger amplitude of the carrier wave, bit half portion There is a logic "1" state small amplitude of the carrier wave (even polarity is inverted, possible to identify the polarity at specific code received in the frame). 通信フレームの先頭は、プリアンブルが48bit(データ値0)ある。 The head of the communication frame, a preamble is 48bit (data value 0).

従来のリーダライタ装置は、複数の異なる通信方式のICカードと通信するために、ICカードからの応答信号をアンテナで受信すると復調処理して、得られた復調信号のパルス幅の時間を計測し、その計測結果に基づいて、ICカードの通信方式を判別していた。 Conventional writer device for communicating with the IC card of a plurality of different communication schemes, a response signal from the IC card demodulates the received by the antenna, it measures the time of the pulse width of the demodulated signal obtained , based on the measurement result was to determine the communication method of the IC card. これによりリーダライタは、複数の異なる通信方式のICカードと通信し得るようにしていた(特許文献1参照)。 Thus the reader writer, was adapted to communicate with the IC card of a plurality of different communication schemes (see Patent Document 1).

特開2002−342725号公報 JP 2002-342725 JP

ところで、従来の非接触ICカードシステムの通信技術を拡張して、双方向通信を特長とする近接通信(Near Field Communication、以下 NFC)が規格化されている(IEC/ISO18092など)。 However, by expanding the communication technology of the conventional contactless IC card system, proximity communication that features two-way communication (Near Field Communication, or less NFC) it has been standardized (such as IEC / ISO 18092). 従来のICカードシステムでは、リーダライタが所定の周波数の搬送波に変調をかけてコマンドデータを送信し、ICカードはリーダライタが出力する搬送波を負荷変調することで応答データを送信していた。 In a conventional IC card system, the reader writer transmits a command data by modulating a carrier wave of a predetermined frequency, IC card was sending response data by load modulation of the carrier wave reader writer outputs. NFCの双方向通信は、互いに搬送波に変調をかけて送信出力して通信を行なう方式で、リーダライタ装置等の非接触型通信装置間で、互いにデータ転送が可能となる通信方式である。 NFC two-way communication is a method of performing communication by transmitting output by modulating a carrier wave to each other, between a non-contact type communication device of the reader-writer device, etc., a communication scheme that enables data transfer to each other.

従来の「リーダライタ」と「ICカード」の関係を、NFCの双方向通信においては、「イニシエータ」、「ターゲット」と称し、イニシエータは所定の初期化・通信手順に従ってポーリングコマンドを送出し、ターゲットからの応答を受信することで、通信可能なRF磁界内にあるターゲットを検出し、通信を行なう。 Conventional and "writer" a relationship "IC card" in the bidirectional communication NFC, referred to as "initiator", "target", the initiator transmits a polling command according to a predetermined initialization and communication procedures, target by receiving a response from, detects the target in a communicable RF magnetic field within, it communicates.

上記従来の「リーダライタ」−「ICカード」間の通信を行うモードはパッシブモードと呼ばれ、NFCの双方向通信を行うモードはアクティブモードと呼ばれる。 The traditional "writer" - mode for communication between "IC card" is called passive mode, the mode for performing bidirectional communication of the NFC is called active mode. この2種類の通信モードに対応可能な装置の場合、いずれかのモードを選択して通信を行う。 For the two types of compatible devices in the communication mode, it performs communication by selecting one of modes.

パッシブモードは、既存の非接触ICカードとの後方互換性を担保するための通信モードであり、通信を開始する側(リーダライタ)が、伝送する情報で変調をかけた磁界を発生し、相手側(ICカード)は、リーダライタが発生する無変調の磁界に対して負荷変調を行うことにより、応答を返すモードである。 Passive mode is a communication mode for ensuring the backward compatibility with existing non-contact IC card, the side to start communication (writer) is to generate a magnetic field by modulating the information to be transmitted, partner side (IC card), by performing load modulation to the magnetic field of the unmodulated reader writer generates a mode to return a response.

一方、アクティブモードは、イニシエータとターゲットが相互に伝送する情報により変調をかけた磁界を発生させる(情報伝送後、磁界の発生を止める)ことにより通信を行うモードである。 On the other hand, the active mode, the initiator and the target is to generate a magnetic field by modulating the information to be transmitted to each other (after information transmission, stopping the generation of the magnetic field) is a mode for performing communication by.

図10に示すように、NFCの双方向通信は、転送レートにより符号化方式、変調度などの通信方式が異なっている。 As shown in FIG. 10, two-way communication NFC, the encoding scheme, the communication scheme such as modulation differ by the transfer rate.
図10(a)に、双方向通信106kbpsの通信方式の波形例を示す。 In FIG. 10 (a), showing an example of the waveform of the communication system of the two-way communication 106 kbps.

双方向通信106kbpsの通信方式では、変形ミラー符号でASK変調し、前述のタイプAのリーダライタ送信時の方式と同等である。 The communication method of two-way communication 106 kbps, the deformable mirror code in to ASK modulation is equivalent to the method when the reader writer transmission type A described above.
図10(b)に、双方向通信212kbpsの通信方式の波形例を示す。 In FIG. 10 (b), showing an example of the waveform of the communication system of the two-way communication 212 kbps.

双方向通信212kbpsの通信方式では、マンチェスタ符号でASK変調し、前述のタイプCのリーダライタ送信時の方式と同等である。 The communication method of two-way communication 212 kbps, ASK-modulated with Manchester code, is equivalent to the method when the reader writer transmission type C described above.
図10(c)に、双方向通信424kbpsの通信方式の波形例を示す。 In FIG. 10 (c), showing an example of the waveform of the communication system of the two-way communication 424 kbps.

双方向通信424kbpsの通信方式では、マンチェスタ符号でASK変調し、前述のタイプCのリーダライタ送信時の方式を高速化したものである。 The communication method of two-way communication 424 kbps, ASK-modulated with Manchester code, is obtained by faster method when the reader writer transmission type C described above.
リーダライタ装置において、従来のICカードとの通信に加えて、双方向通信の機能を追加する場合、特にそれぞれの複数種類の通信方式に対応可能な装置の場合、受信制御部としては、図9に示す「カード→リーダライタ」の各種通信方式の受信機能に加えて、図10に示すNFCの各種双方向通信の受信機能も備える必要があり、それらは符号化、変調方式、転送レートなどの仕様が各々異なっている。 In the reader-writer device, in addition to communication with the conventional IC card, if you add a function of two-way communication, especially in the case of each of the plurality of types of possible corresponding device to the communication system, the reception control unit, FIG. 9 in addition to the function of receiving various communication methods "card → writer" shown in, must also comprises receiving function of NFC various two-way communication shown in FIG. 10, they are coding, modulation scheme, such as the transfer rate specifications are different from each other.

また、従来のリーダライタ装置は、自ら送信するコマンド要求に対するICカードからの応答を、通信方式を特定して待ち受けすることが可能であった。 Further, the conventional reader-writer device, a response from the IC card to the command request to itself transmitted, it was possible to wait to identify a communication method. NFCの双方向通信においても、イニシエータとして動作する場合には、自ら通信方式を決定して通信を行うことが可能である。 Also in two-way communication NFC, when acting as an initiator, it is possible to perform communication to determine their own communication scheme.

しかし、双方向通信の「ターゲット」になる場合、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際は通信方式や転送レートが不明のため、通信方式を特定して待ち受けすることが不可能になる問題があった。 However, if becomes "target" of the two-way communication, since the communication system and transfer rate when receiving a polling command initiator sends is unknown, the problem becomes impossible to wait to identify the communication system there were. この為、NFCの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うようにすることは難しかった。 Therefore, it is difficult to perform communications at a plurality kinds of communication methods with regard bidirectional communication NFC.

上記特許文献1に記載の従来技術では、複数の通信方式に対応したポーリング送信手段と、複数の通信方式に対応した復号機能を備える受信手段があるが、自らが送信するポーリングに対応した通信方式の受信信号を待ち受けるものである。 In the prior art described in Patent Document 1, communication method and polling transmission means corresponding to the plurality of communication systems, there is a receiving means comprising a decoding function corresponding to a plurality of communication methods, corresponding to the polling itself sends it is intended to wait for the reception signal. また、特許文献1には、応答信号検出により復調入力信号の時間幅を計測し、この計測結果から変調方式を決定する制御方法が提案されているが、この方法では復調信号がノイズ等の影響で正規の信号とは異なるパルス幅になった場合、変調方式を誤判定する可能性がある。 Patent Document 1 measures the time width of the demodulated input signal by the response signal detection, the control method for determining a modulation scheme from the measurement results have been proposed, affected demodulated signal such as noise in this way If in becomes different pulse widths to the normal signal, there is a possibility of erroneous determination of the modulation scheme.

本発明の課題は、リーダライタ装置等の非接触型通信装置に係り、特にICカードとの既存の通信だけでなくNFCの双方向通信に関しても複数種類の通信方式に対応可能となり、更にノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、通信方式を誤判定する可能性が極めて低くなる非接触型通信装置、その復号部等を提供することである。 An object of the present invention relates to a contactless communication device of the reader-writer device, etc., it is possible to cope with a plurality of types of communication methods in particular with respect to NFC two-way communication as well as the existing communication with the IC card, further noises even if some of the pulse width at the affected received signal is changed from the normal pulse width, the possibility of determining the communication method erroneous is very low non-contact communication device is to provide the decoder etc. .

本発明の非接触型通信装置は、非接触型情報媒体または他の非接触型通信装置との間で非接触のデータ送受信を行い、少なくとも双方向通信による複数種類の通信方式に対応する非接触型通信装置であって、アンテナ部からの受信信号を復調して復調データを出力する復調部と、該復調データを入力して該復調データを復号処理する復号部とを有し、該復号部は、 前記復調データを復号処理するデコード手段であって、前記複数種類の通信方式それぞれに対応する複数種類のデコード手段と、 前記復調データを入力し、該復調データに基づいて前記受信信号に係わる通信方式を判定し、該判定結果に応じた前記複数種類のデコード手段の選択信号を出力する通信方式判定手段と、前記複数種類のデコード手段のなかで該通信方式判定手段から Noncontact communication device of the present invention performs data transmission and reception without contact between the non-contact type information medium or other non-contact type communication device, a non-contact corresponding to a plurality of types of communication methods according to at least two-way communication a type communication device, comprising: a demodulator for outputting the demodulated data by demodulating the received signal from the antenna unit, and a decoder for decoding the demodulated data to input demodulated data, the decoding section It is a decoding means for decoding the demodulated data, a plurality of types of decoding means corresponding to each of the plurality of types of communication methods, enter the demodulated data, according to the received signal based on the demodulated data determining a communication system, the communication system determination means for outputting a selection signal of the plurality of types of decoding means in accordance with the determination result from the communication system determination unit among the plurality of types of decoding means 力される前記選択信号に応じたデコード手段に、前記復調データを入力させて前記復号処理を実行させる選択手段とを有し、前記通信方式判定手段は、前記復調データの先頭から所定のサンプリング期間中、所定のサンプリング周波数で、該復調データのサンプリングを行うサンプリング手段と、予め前記複数種類の通信方式のそれぞれに対応する、所定のビット数のパターンを保持しており、前記サンプリング手段によるサンプリングデータと該各パターンとを照合して一致するビットの数をそれぞれカウントする照合・カウント手段と、該照合・カウント手段によって得られる各種通信方式毎の各カウント値を、予め設定される閾値と大小比較することで、通信方式を判定する判定手段とを有する。 The decoding means in accordance with the selection signal power, and a selection means for executing the decoding processing by inputting the demodulated data, the communication system determination means, a predetermined sampling period from the beginning of the demodulated data in, at a predetermined sampling frequency, sampling means for sampling the demodulated data, corresponding to each of advance the plurality of types of communication methods, holds the predetermined number of bits of the pattern, the sampling data by the sampling means and a count matching count means each the number of bits that match by matching the respective pattern, the count values of each type of communication system obtained by collating count means, the threshold value and compares set in advance by having a determination means for determining the communication method.

上記構成により、上記非接触型通信装置が双方向通信の「ターゲット」になる場合であっても、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際、その受信信号の復調データのサンプリングデータと、予め登録されている各通信方式毎の所定のパターンとに基づいて、通信方式を判定できるので、NFCの双方向通信に関しても複数種類の通信方式に対応可能となる。 With the above structure, even when the contactless type communication device is "target" of the two-way communication, when receiving the polling command that the initiator sends the sampling data of the demodulated data of the received signal, previously registered on the basis of the predetermined pattern for each communication method that is, it can be determined communication scheme, it is possible to cope with a plurality of types of communication methods with regard bidirectional communication NFC. また、上記構成の方式では、ノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、正しく通信方式を判定することが可能となる。 Further, in the method of the above-described configuration, even when a part of the pulse width of the received signal due to the influence of noise or the like is changed from the normal pulse width, it is possible to determine the proper communication method.

上記構成の非接触型通信装置において、例えば、前記サンプリング期間は、前記復調データの論理値が前記各種通信方式の全てにおいて固定的である期間の全てまたは一部とする。 The non-contact type communication device having the above structure, for example, the sampling period, the logical value of the demodulated data and all or part of the period which is fixed in all of the various communication systems. これによって、予め各通信方式毎に決まったパターンを登録しておくことができ、上記の通り通信方式を判定可能となる。 Thus, it is possible to register the set pattern in advance to each communication method, it is possible determine as communication method described above.

あるいは、例えば、前記通信方式判定手段の代わりに、該通信方式判定手段で得られるサンプリングデータ数よりもサンプリングデータ数が少ない複数の通信方式判定手段を設け、該複数の通信方式判定手段それぞれが異なるサンプリング期間において前記復調データのサンプリングを行って前記通信方式の判定を行い、該複数の判定結果に基づいて前記選択信号を生成して前記選択手段へ出力する。 Alternatively, for example, instead of the communication system determination means, a plurality of communication type determination means number of sampling data is less than the number of sampling data obtained by the communication system determination means is provided, each communication type determination means of the plurality of different in the sampling period by performing the sampling of the demodulated data makes a determination of the communication system, generates and outputs the selection signal based on the plurality of determination results to the selecting means.

サンプリングデータ数が多いほど検出精度(通信方式判定結果の精度・信頼性等)が向上するが、その一方でゲート規模が増大し、コスト高や消費電流の増大等の問題が生じるが、上記構成により、検出精度を維持しつつゲート規模を低減することが可能となる。 Although improved as sampling number of data is large detection accuracy (the communication system determination result of the accuracy and reliability, etc.), on the other hand the gate size is increased, the increase in problems such as high cost and the current consumption occurs, the structure Accordingly, it is possible to reduce the gate scale while maintaining the detection precision.

本発明の非接触型通信装置、その復号部等によれば、リーダライタ装置等の非接触型通信装置に係り、特にICカードとの既存の通信だけでなくNFCの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うことができ、多様な通信方式で通信を行うことができる。 Noncontact communication device of the present invention, according to the decoding unit or the like, relates to a non-contact communication device interrogator device, in particular a plurality of types with regard bidirectional communication NFC well existing communication with the IC card can be performed in the communication mode communicating can communicate with various communication schemes. 更にノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、通信方式を誤判定する可能性が極めて低くなる。 And if a part of the pulse width of the received signal due to the influence of noise or the like is changed from the normal pulse width, is extremely less likely to determine the communication method erroneous. また、更に、検出精度を維持しつつゲート規模を低減することが可能となる。 Also, further, it is possible to reduce the gate scale while maintaining the detection precision.

本例の非接触型通信装置の全体構成例を示す図である。 Is a diagram showing an overall configuration example of a contactless type communication device of the present embodiment. 復号部の構成例(実施例1)を示す図である。 It is a diagram illustrating a configuration example of the decoding unit (Example 1). 受信開始位置検出部の構成例を示す図である。 It is a diagram illustrating a configuration example of a reception start position detector. (a)〜(c)は、NFC双方向通信の各種通信方式における通信時の波形の一例とサンプリングデータの一例を示す図である。 (A) ~ (c) is a diagram showing an example of an example the sampling data of the waveform at the time of communication in the various communication methods of the NFC two-way communication. 復号部の構成例(実施例2)を示す図である。 It is a diagram illustrating a configuration example of the decoding unit (Example 2). (a)はゲート規模と比較ビット幅との関係、(b)は実施例1と比較した場合の実施例2のゲート規模を示す図である。 (A) shows the relationship between the comparison bit width gate size is a diagram showing a gate scale of Example 2 in comparison (b) is that of Example 1. ICカードとリーダライタとの通信方式を示す図である。 It is a diagram illustrating a communication method between IC card and the reader-writer. NFC双方向通信の通信方式を示す図である。 It is a diagram illustrating a communication method of the NFC two-way communication. (a)〜(e)は、ICカード−リーダライタ間通信の各種通信方式における通信時の波形の一例である。 (A) ~ (e) is, IC card - which is an example of a waveform at the time of communication in various communication systems of the communication between the reader-writer. (a)〜(c)は、NFC双方向通信の各種通信方式における通信時の波形の一例である。 (A) ~ (c) is an example of a waveform at the time of communication in the various communication methods of the NFC two-way communication.

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。 Hereinafter, with reference to the drawings will be described embodiments of the present invention.
以下、まず実施例1について説明する。 Hereinafter, first, the first embodiment will be described.
図1は、本例の非接触型通信装置の全体構成例を示す図である。 Figure 1 is a diagram showing an overall configuration example of a contactless type communication device of the present embodiment.

図示の非接触型通信装置10は、制御部11、RF送信制御部12、RF受信制御部13、およびアンテナ部19から構成される。 Noncontact communication device 10 shown is a control unit 11, RF transmission control unit 12, RF receiver control unit 13 and antenna unit 19. 制御部11は復号部11aを有する。 The control unit 11 includes a decoder 11a. RF送信制御部12は、変調部14、増幅部15、キャリア発振器16を有する。 RF transmission control unit 12, modulator 14, amplifier section 15, having a carrier oscillator 16. RF受信制御部13は、復調部18、A/D変換部17を有する。 RF reception control unit 13 includes a demodulator 18, A / D converter 17.

本例の非接触型通信装置10は、非接触型情報媒体(非接触型ICカードや非接触型ICカード機能内蔵の携帯電話やICタグ等)又は他の非接触型通信装置10との間で、非接触型の通信を行う。 Noncontact communication device 10 of the present embodiment, between the non-contact type information medium (contactless IC card and contactless IC card function built for mobile phones and IC tags, etc.) or other non-contact type communication device 10 in communicates contactless. つまり、ICカード等の非接触型情報媒体との通信だけでなく、上記NFCの双方向通信も行う。 That is, not only the communication with the noncontact information medium such as an IC card, also carries out bidirectional communication of the NFC. 非接触型通信装置10は、例えばICカード・リーダ/ライタ装置等であるが、この例に限らない。 Contactless communication device 10 is, for example, an IC card reader / writer device, etc., but not limited to this example. 例えば、非接触型ICカード内蔵の携帯端末等であってもよい。 For example, it may be a non-contact type IC card built-in mobile terminals or the like.

本手法の特徴は復号部11aにあり、他の構成については以下簡単に説明する。 Features of this method is in the decoding section 11a, it will be briefly described below for other configurations.
制御部11は、不図示の上位装置からの指示に従い、RF送信制御部12、RF受信制御部13の制御を行って非接触型情報媒体や他の非接触型通信装置10とのデータ送受信処理を実現する。 Control unit 11 in accordance with an instruction from the host apparatus (not shown), data transmission and reception processing with the noncontact information media and other non-contact communication device 10 performs control of the RF transmission control unit 12, RF reception control unit 13 to achieve. RF送信時は、上位装置より送信モード、転送レートなどのパラメータ情報や送信データを受けて、一般的な符号化処理を行ない、RF送信制御部12にデータ出力する。 During RF transmission, the transmission mode from the host device receives the parameter information and transmission data such as transfer rates, performs typical encoding process, data output to the RF transmission control unit 12. 受信時は、アンテナ部19からの受信信号がRF受信制御部13でフィルタ、2値化処理された復調信号を受けて、復号部11aでNRZ符号に復号し、フレーム生成・受信エラーチェックなどを行ない、上位装置に受信通知する。 When receiving the filter signal received from the antenna 19 by the RF reception control unit 13 receives the binarized demodulated signal, and decodes the NRZ code by the decoding portion 11a, the frame generation and reception error checking, etc. deeds, receives notification to the host device.

RF送信制御部12において、上記キャリア発振器16は所定の搬送波(13.56MHz)を生成して上記変調部14へ出力する。 In RF transmission control unit 12, the carrier oscillator 16 generates a predetermined carrier (13.56 MHz) and outputs it to the modulator 14. RF送信制御部12は、上記変調部14が上記制御部11からの送信データで上記搬送波を変調し、これを上記増幅部15で増幅処理してアンテナ部19に送ることで、RF磁界の生成、およびデータ送信する。 RF transmission control unit 12, the modulator 14 modulates the carrier wave with transmission data from the control unit 11, which by sending to the antenna portion 19 and amplification by the amplifying unit 15, generates the RF magnetic field , and data transmission.

RF受信制御部13は、アンテナ部19からの受信信号を検波・フィルタして復調する復調部18と、復調された信号を2値化するA/D変換部17とを有し、これらによって得られた復調データ(受信データ)を制御部11の復号部11aに送る。 RF reception control unit 13 includes a demodulator 18 for demodulating the received signal from the antenna unit 19 detects filter to, an A / D converter 17 for binarizing the demodulated signal, obtained by these Send obtained demodulated data (received data) to the decoding unit 11a of the controller 11.

図2は、上記制御部11内の復号部11aの構成例(実施例1における構成例)を示す図である。 Figure 2 is a diagram illustrating a configuration example of the decoding unit 11a in the control unit 11 (configuration example in Example 1).
図示の例の復号部11aは、上記RF受信制御部13からの復調データ、およびリーダライタ装置の制御部11で使用される基準クロックが入力されて、NRZ符号に復号したデータを生成・出力する。 Decoding portion 11a of the illustrated embodiment, the demodulated data from the RF reception control unit 13, and the control unit 11 reference clock used is entered in the reader-writer device, generates and outputs the decoded data to NRZ code .

復号部11aは、受信開始位置検出部21と、レベル変化点検出部22と、受信クロック抽出部23と、データ選択部24,25と、複数のデコード部26(26a、26b、26c)等から成る。 Decoding unit 11a includes a reception start position detecting section 21, a level change point detection unit 22, a reception clock extraction section 23, a data selector 24, a plurality of decode unit 26 (26a, 26b, 26c) from such Become.

上記制御部11内の復号部11aの特徴は、主に受信開始位置検出部21にある。 Features of the decoding unit 11a in the control unit 11 is mainly located at the reception start position detector 21. 受信開始位置検出部21は、上記A/D変換部17からの受信データ(復調信号)を入力して、通信方式を判定し、この判定結果(復号方式選択信号)をデータ選択部24等へ出力する。 Receiving start position detecting section 21 inputs the received data (demodulated signal) from the A / D converter 17 determines the communication system, to the determination result (decoding scheme selection signal) a data selection unit 24, etc. Output. 受信開始位置検出部21の構成例は図3に示し、後に詳細に説明する。 Configuration example of the reception start position detector 21 shown in FIG. 3 will be described in detail later. 他の構成22〜26については、以下、簡単に説明する。 The other elements 22 to 26, will be briefly described.

レベル変化点検出部22は、上記A/D変換部17からの受信データ(復調信号)を入力して、この復調信号(2値化データ)のレベル変化点を検出する(レベル変化点検出信号を出力する)。 Level transition detecting section 22, the received data from the A / D converter 17 to input (demodulated signal), detects a level change point of the demodulated signal (binarized data) (level change point detection signal to output). レベル変化点とは、例えば信号の立下り(1→0)または立上がり(0→1)の部分である。 The level change point, for example, a portion of the falling edge of the signal (1 → 0) or rising (0 → 1). 受信クロック抽出部23は、基本的には、レベル変化点検出部22によるレベル変化点検出信号に基づいて受信クロックを生成して、データ選択部24へ出力する。 Receiving the clock extraction part 23 basically generates a reception clock on the basis of the level change point detection signal by the level change point detection unit 22, and outputs it to the data selector 24. これは、非接触型情報媒体とのクロック周波数偏差を吸収するための周波数に調整された受信クロックを生成・出力するものである。 This is for generating and outputting a reception clock that is adjusted to a frequency for absorbing the clock frequency deviation of the non-contact type information medium. これは、換言すれば、受信クロックの周波数を、例えば受信データの通信方式が106kbpsであったならば212kHz、212kbpsでは424kHz、424kbpsでは848kHz等というように、通信方式に応じた周波数となるように制御するものである。 This is, in other words, the frequency of the receive clock, for example, if the communication system of the received data is a 106 kbps 212 kHz, the 212 kbps 424KHz, and so 848kHz etc. At 424 kbps, so that the frequency corresponding to the communication method it is intended to control.

上記レベル変化点検出部22と受信クロック抽出部23とによって受信クロックを生成する構成自体は、既存の構成であり、特に詳細には説明しないが、受信クロック抽出部23は、例えば一般的なデジタルPLL回路で構成される。 Configuration itself of generating a receive clock by the above level change point detecting unit 22 and the reception clock extraction section 23 is a conventional construction, will not be described in particular detail, the reception clock extraction part 23, for example, conventional digital It is composed of a PLL circuit.

但し、本例では、受信クロック抽出部23は、上記受信開始位置検出部21による復調方式選択信号を入力して、これを利用することで、短時間で受信クロックを生成できるようになる。 However, in this embodiment, the reception clock extraction section 23 inputs the demodulation method selection signal by the reception start position detection unit 21, by using this, it becomes possible to generate a receive clock in a short time. これについては、後に説明する。 This will be described later.

複数のデコード部26(26a、26b、26c)は、それぞれが複数の通信方式の何れかに対応した復号処理部である。 A plurality of decoding portions 26 (26a, 26b, 26c) is a decoding processing unit, each corresponding to one of a plurality of communication methods. 図示の例では、デコード部26aは通信方式A、デコード部26bは通信方式B、デコード部26cは通信方式Cに対応するデコード部である。 In the illustrated example, the decoding unit 26a communication system A, the decode unit 26b communication method B, the decoding unit 26c is a decoding unit corresponding to the communication method C.

尚、ここでは、例えば、通信方式Aは上記図10(a)に示す通信方式、通信方式Bは上記図10(b)に示す通信方式、通信方式Cは上記図10(c)に示す通信方式であるとする。 Here, for example, the communication method A communication system shown in FIG. 10 (a), the communication method communication method B are shown in FIG. 10 (b), the communication method C communications shown in FIG 10 (c) and a scheme.

上記各通信方式毎のデコード処理部26a、26b、26cは、それぞれ、自己に受信データ(復調信号)と前記受信クロック信号が入力されると、この受信データに対する所定の復号処理を行なって、NRZ符号としての復号データを出力する。 Decoding unit 26a of each of the one communication method, 26b, 26c, respectively, when the received clock signal and the received self data (demodulated signal) is input, performs a predetermined decoding process on the received data, NRZ and it outputs the decoded data as a code. 尚、デコード処理部26の処理機能自体は、従来の一般的な復号処理機能であり、ここでは特に説明しない。 Note that the processing function itself of the decoding processing unit 26 is a conventional general decoding function, not specifically described here.

データ選択部24は、上記受信データ(復調信号)と上記受信クロック抽出部23が生成・出力する上記受信クロックを入力しており、これら受信データと受信クロックを、受信開始位置検出部21の出力(復号方式選択信号)に応じて、上記複数のデコード部26の何れか1つへ出力する。 Data selection unit 24 has inputs the reception clock which the received data (the demodulated signal) and the reception clock extracting unit 23 generates and outputs a reception clock and these received data, the output of the reception start position detector 21 depending on the (decoding scheme selection signal), and outputs to any one of the plurality of decoding portions 26. 仮に、受信開始位置検出部21が「通信方式A」と判定したならば、受信データ(復調信号)と受信クロックをデコード部26aへ出力する。 If the reception start position detection unit 21 if it is determined that the "communication method A", and outputs the received data (demodulated signal) receive clock to the decode unit 26a.

尚、データ選択部25は、上記データ選択部24に連動して、データ選択部24が選択したデコード部26からの出力を、例えば上位装置等へ出力する。 The data selection unit 25, in conjunction with the data selector 24, the output from the decoding section 26 to the data selector 24 selects and outputs to the example host device or the like.
図3に、上記復号部11a内の受信開始位置検出部21の構成例を示す。 Figure 3 shows a configuration example of the reception start position detecting unit 21 in the decoding part 11a.

図示の例の受信開始位置検出部21は、受信信号サンプリング部31、各通信方式に対応したデータパターン照合部32(32a、32b、32c)、データ一致ビット個数カウンタ部33(33a、33b、33c)、および受信開始位置判定部34(34a、34b、34c)から構成される。 Reception start position detection unit 21 of the illustrated example, the received signal sampling unit 31, the data pattern comparator 32 corresponding to the respective communication systems (32a, 32 b, 32c), the data matches the bit number counter unit 33 (33a, 33b, 33c ), and receive the start position determination unit 34 (34a, 34b, comprised 34c). 受信信号サンプリング部31は全ての通信方式に共通の構成であり、それ以外の構成は各通信方式毎にそれぞれ設けられる。 Received signal sampling unit 31 is a common configuration for all communication methods, other configurations are respectively provided for each communication method.

ここでは、通信方式Aに対応する構成は、照合部32aとカウンタ部33aと判定部34aであり、これらの構成によって受信信号の通信方式が通信方式Aであるか否かを判定する。 Here, a configuration corresponding to the communication method A is a matching unit 32a and the counter portion 33a and the determination unit 34a, and determines whether the communication system of the received signal is a communication method A by these configurations. 同様に、通信方式Bに対応する構成は、照合部32bとカウンタ部33bと判定部34bであり、これらの構成によって受信信号の通信方式が通信方式Bであるか否かを判定する。 Similarly, a configuration corresponding to the communication method B is a matching unit 32b and the counter 33b and the determination unit 34b, judges whether the communication system of the received signal is a communication method B by these configurations. 通信方式Cに対応する構成は、照合部32cとカウンタ部33cと判定部34cであり、これらの構成によって受信信号の通信方式が通信方式Cであるか否かを判定する。 Configuration corresponding to the communication method C is a matching unit 32c and the counter 33c and the determination section 34c, and determines whether the communication system of the received signal is a communication method C by these configurations.

そして、各判定部34a,34b,34cは、それぞれ図示の各選択信号(方式A選択信号、方式B選択信号、方式C選択信号)を出力する。 Each determination unit 34a, 34b, 34c, each selection signal illustrated respectively (method A selection signal, method B selection signal, scheme C selected signal). これら3つの選択信号が図2に示す復号方式選択信号に相当し、データ選択部24等に入力されることになる。 These three selection signals corresponds to the decoding scheme selection signal shown in FIG. 2 will be input to the data selector 24 and the like. 各選択信号は、'1'か'0'であり(デフォルトでは'0'とする)、例えば、受信信号の通信方式が通信方式Aであると判定された場合には、方式A選択信号が'1'となる。 Each selection signal is a '1' or '0' (default to '0'), for example, when the communication system of the received signal is determined to be the communication method A, it scheme A selection signal a '1'.

受信信号サンプリング部31は、所定のサンプリング期間中(本例では受信フレーム先頭から9.43μs)、受信信号(復調信号)を所定のサンプリング周波数(本例では848kHz)でサンプリングし、このサンプリングデータ(所定数N個(本例では8個)のデータ);換言すれば、Nbit(本例では8bit)のサンプリングデータ)を一時的に保持し、その後、データパターン照合部32へ出力する。 Received signal sampling unit 31 samples in a predetermined sampling period (9.43Myuesu from the received frame the top in this example), the received signal (demodulated signal) predetermined sampling frequency (848 kHz in this example), the sampling data ( data) (eight in this example) a predetermined number of N; in other words, Nbit (in this example temporarily stores sampling data) of 8bit), then outputs to the data pattern comparator 32. 尚、受信信号サンプリング部31には、本例では8個のサンプリングデータを保持する為の構成、すなわち8ビットのバッファ等の構成が必要となる。 Note that the reception signal sampling unit 31, configured for holding eight sampling data in this example, that the configuration of such 8-bit buffer is required.

ここで、サンプリングデータの一例を図4(a)〜(c)に示す。 Here, an example of the sampling data in FIG. 4 (a) ~ (c). 図4(a)〜(c)は、それぞれ上記図10(a)〜(c)に基づいて、サンプリングデータの一例を示している。 Figure 4 (a) ~ (c) are each based on FIG 10 (a) ~ (c), shows an example of the sampling data. つまり、図10(a)〜(c)で説明したNFCの双方向通信の各通信方式毎のサンプリングデータの一例を示している。 In other words, it shows an example of the sampling data for each communication mode of the NFC two-way communication described in FIG. 10 (a) ~ (c). 上記の通り、ここでは図4(a)は通信方式A、図4(b)は通信方式B、図4(c)は通信方式Cに対応するものである。 As described above, where FIG. 4 (a) communication scheme A, FIG. 4 (b) communication scheme B, fig. 4 (c) corresponds to the communication method C. 尚、図4(a)〜(c)では、図上、サンプリング期間が異なっているようにも見えるが、実際には同じ(本例では全て、受信フレーム先頭から9.43μs)である。 In FIG. 4 (a) ~ (c), drawing, but also looks like the sampling period are different, it is in fact the same (9.43Myuesu from the beginning all the received frames in this example).

図4(a)〜(c)に関しては、詳しくは後に説明するが、図示の通り、通信方式によってサンプリングデータは異なるものとなる。 Referring to Figure 4 (a) ~ (c), details will be described later, as shown, the sampling data by the communication method will be different. つまり、各通信方式毎に、その通信方式における受信フレームの先頭部パターン(受信フレーム先頭からの所定のサンプリング期間におけるパターンデータ)が決まっており、且つこの先頭部パターンは各通信方式で相互に異なるものである(尚、このパターンデータは所定の(各通信方式毎に決まった)サンプリングデータと考えることもできる)。 In other words, each communication system, and is determined (pattern data in a predetermined sampling period from the reception frame head) top part pattern of the received frame in the communication system, and the top part pattern different from each other in the respective communication systems those (Note that this pattern data is determined for each predetermined (each communication system) can be considered as sampling data). よって、これを利用して、上記受信信号サンプリング部31によって得たサンプリングデータと、予め登録されている各通信方式毎の上記先頭部パターンとを照合することで、受信信号に係わる通信方式を判定することができる(上記照合部32とカウンタ部33と判定部34とによって判定できる)。 Thus, the determination by using this, the sampling data obtained by the receiving signal sampling unit 31, by collating the said top part pattern of each communication scheme that has been registered in advance, a communication method according to the received signal it can be (can be determined by a determining unit 34 and the comparing unit 32 and the counter unit 33).

尚、図4(a)〜(c)に示すように、上記サンプリングデータ(先頭部パターンも同じ)は、受信信号(図示の検波・復調データ)がLowレベルで'0'、Hiレベルで'1'となるものであり、図9で説明した論理(データ値)「1」、「0」(図4に示す“送信データ(NRZ)”)を意味するものではない。 As shown in FIG. 4 (a) ~ (c), the sampling data (top part pattern) is a virtual reception signal (detection and demodulation data shown) Low level "0", at the Hi level ' 1 is intended to be a ', logical (data value) "1" described in FIG. 9, "0" does not mean (4 "transmission data (NRZ)"). このデータ値は、上記サンプリング期間においては、全ての通信方式において固定的(本例では後述するように全ての通信方式で'0'であるが、この例に限る必要はない)であり、それ故に各通信方式毎に決まった先頭部パターンを予め登録可能となる。 The data values ​​in the sampling period (in the present embodiment is a '0' in all communication system as described below, need not be limited to this example) all fixed in a communication system is, it Thus it is possible pre-registered the head portion pattern determined for each communication method.

以下、上記照合部32とカウンタ部33と判定部34の処理動作について説明する。 The following describes the processing operation of the determination unit 34 and the comparing unit 32 and the counter unit 33.
各データパターン照合部32a、32b、32cは、それぞれが上記の通り複数の通信方式(本図では、通信方式A,B,Cの3種類)の何れかに対応して、その通信方式における受信フレームの上記先頭部パターンのデータを予め保持する機能(先頭パターン保持部というものとする)と、この先頭部パターンデータと上記受信信号サンプリング部31によるサンプリングデータとを照合して、この照合結果(一致/不一致)を示すデータ(比較照合データ)をデータ一致ビット個数カウンタ部33へ出力する機能(照合機能部というものとする)とを有する。 Each data pattern matching unit 32a, 32b, 32c (in this diagram, the communication method A, B, 3 kinds of C), each as the plurality of communication methods described above in response to one of the reception in the communication system ability to advance holding data of the first part pattern of the frame (which is assumed as the top pattern holding unit), and compares the sampled data by the head portion pattern data and the reception signal sampling unit 31, the collation result ( and a match / mismatch) function of outputting data (comparison and collation data) to the data matches the bit number counter 33 indicating a (will be referred to as verification function unit).

この照合機能部は、具体的には例えば、上記先頭部パターンデータとサンプリングデータとを入力するEx-OR(exclusive-OR)回路である。 The comparison module is specifically for example, Ex-OR (exclusive-OR) circuit for inputting and the head portion pattern data and the sampling data. よく知られているように、Ex-OR回路は、2つの入力データが一致する場合は'0'を、不一致の場合には'1'を、上記比較照合データとして出力する。 As is well known, Ex-OR circuit, a case where two input data match is '0', in the case of mismatch a '1' is output as the comparison and collation data.

尚、上記照合結果(一致/不一致)は、例えば上記の例では8個のデータそれぞれについての一致/不一致等を意味する(上記の例では、先頭部パターンデータも、図3に示すように8bitのデータとなる)。 Note that the comparison result (match / mismatch), for example in the sense that (the above example the match / mismatch, etc. for each eight data in the above example, the head portion pattern data also, as shown in FIG. 3 8bit the data). よって、データパターン照合部32は、上記の例では8個の(8bitの)比較照合データを出力する。 Thus, the data pattern comparing unit 32, in the above example outputs eight (the 8bit) comparison and collation data.

各データ一致ビット個数カウンタ部33a、33b、33cは、それぞれが上記データパターン照合部32a,32b、32cの出力を入力する(例えばカウンタ部33aは照合部32aの出力を入力する)。 Each data matching bit number counter section 33a, 33b, 33c, each said data pattern matching unit 32a, 32b, and inputs the output 32c (for example, the counter unit 33a inputs the output of the matching portion 32a). そして、それぞれが、上記照合結果が“一致”であるデータの個数をカウントする。 Then, each of which counts the number of data which is the collation result is "match". そして、このカウント値を受信開始位置判定部34a,34b,34cへ出力する(例えばカウンタ部33aは判定部34aに出力する)。 Then, (outputs eg counter unit 33a to the determination unit 34a) the count value received start position determination unit 34a, 34b, and outputs to 34c. 上記のEx-ORの例では、各データ一致ビット個数カウンタ部33は、対応するデータパターン照合部32の出力(ここでは8個の(8bitの)比較照合データ)を入力すると、'0'であるデータ(bit)の個数をカウントする。 In the above example Ex-OR, the data matching bit number counter 33, by entering the corresponding output of the data pattern matching unit 32 (eight in this case (the 8bit) comparing and collating data), with '0' It counts the number of a certain data (bit). データ一致ビット個数カウンタ部33は、この例では、例えば8ビットの加算器で構成できる。 Data matching bit number counter 33, in this example, can be composed of, for example, 8-bit adder.

上記カウント値は、図3に示すサンプリングデータと先頭部パターンの例では、通信方式Aに関しては'2'、通信方式Bに関しては'8'、通信方式Cに関しては'4'となる。 The count value, in the example of the sampling data and the top portion pattern shown in FIG. 3, the communication method with respect to the A '2', the communication system with respect to the B '8', with respect to the communication method C is '4'. つまり、図示の例ではサンプリングデータが'11001100'であるのに対して、例えば通信方式Bに対応する先頭部パターン(照合部32bが保持するパターン)も'11001100'であるので、8bit全てが一致し、カウンタ部33bのカウンタ値は'8'となる。 That is, whereas in the example shown is the sampling data is '11001100', for example because it is the top part pattern corresponding to the communication method B (pattern matching unit 32b holds) also '11001100', all 8bit is one It, the counter value of the counter unit 33b is the '8'.

各受信開始位置判定部34a、34b、34cは、それぞれが予めその通信方式に対応した判定用閾値を記憶している。 Each reception start position determination unit 34a, 34b, 34c stores the determination threshold value, each corresponding to advance its communication method. ここでは、通信方式Aに対応する判定用閾値は閾値N とする。 Here, the determination threshold value corresponding to the communication method A is a threshold value N A. よって、判定部34aには閾値N が予め記憶されている。 Therefore, the threshold value N A is stored in advance in the determination unit 34a. 同様に、通信方式B(判定部34b)については閾値N 、通信方式C(判定部34c)については閾値N が記憶されている。 Similarly, the threshold value N B is the communication system B (determination unit 34b), the threshold value N C is the communication method C (determination unit 34c) are stored. そして、上記データ一致ビット個数カウンタ部33の出力(各通信方式毎のカウント値)を、それぞれ、その通信方式に対応する判定用閾値と比較して、「カウント値≧判定用閾値」の条件を満たすか否かを判定する。 The output of the data matches the bit number counter 33 (count value for each communication mode), respectively, as compared with the determination threshold value corresponding to the communication system, the condition of "the count value ≧ threshold for determining" It determines whether they meet. そして、この条件を満たすと判定した判定部34の選択信号が'1'出力される。 The selection signal of the determination unit 34 determines that the condition is satisfied is "1" is output.

ここでは、仮に、上記閾値N 、閾値N 、閾値N の全てを'7'とする。 Here, if the above threshold value N A, the threshold N B, all threshold N C a '7'. つまり、8個のデータ中7個以上が一致した場合に、その通信方式の選択信号が'1'出力される。 In other words, eight or more seven in the data if they match, the selection signal of the communication system is "1" is output. 上記の例では、通信方式Bのみが上記条件を満たすことになり(8≧7なので)、判定部34bの方式B選択信号のみが'1'出力される。 In the above example, only the communication system B is in the above condition is satisfied (since 8 ≧ 7), only the method B selection signal of the determination unit 34b is '1' is output. つまり、今回の通信相手の通信方式は通信方式Bであると判定されて、判定結果が選択部24等へ出力されることになる。 That is, the communication system of the present communication partner is determined that the communication method B, so that the determination result is output to the selector 24 and the like. これにより、選択部24の上記動作によって、受信信号の通信方式に対応したデコード部26(この例では方式Bデコード部26b)によって、復調信号のデコードが行われることになる。 Thus, by the operation of the selector 24, the decoding unit 26 corresponding to the communication system of the received signal (Method B decoding unit 26b in this example), so that the decoding of the demodulated signal. つまり、受信信号の通信方式に対応した受信処理が可能となる。 In other words, it is possible to the reception processing corresponding to the communication system of the received signal.

勿論、閾値の値は、上記'7'の例に限らず、任意に設定してよい。 Of course, the threshold value is not limited to the above example '7', it may be set arbitrarily. 上記の例では全ての通信方式で閾値を同じ値('7')としたが、これに限らず他の値としてもよく、例えば'8'としてもよい。 It was the same value threshold for all communication systems in the above example ( '7'), may be other values ​​not limited thereto, and may be for example '8'. 但し、受信信号のノイズ等の影響により、1bit程度は誤検出が生じる可能性があるので、上記の例では閾値を'7'としている(よって、ノイズの影響をより考慮するならば閾値='6'等としてもよい)。 However, due to the influence of noise or the like of the received signal, since about 1bit is likely to erroneous detection occurs, in the above example is set to the threshold value "7" (Therefore, if more consideration of the influence of noise threshold = ' it may be as 6 ', etc.).

ここで、上記のように各通信方式毎に先頭部パターンデータが予め決められるものであり、且つこの先頭部パターンが通信方式によって相互に異なるものとなることについて、以下、説明する。 Here, which top part pattern data for each communication method as described above is determined in advance, and for that the top part pattern is mutually different by a communication system, will be described below.

まず、上述してあるように、例えば一例として、上記通信方式Aは上記図10(a)に示す通信方式(106kbps双方向通信)、通信方式Bは上記図10(b)に示す通信方式(212kbps双方向通信)、通信方式Cは上記図10(c)に示す通信方式(424kbps双方向通信)であるものとする。 First, as are described above, for example, as an example, the communication method A communication system (106 kbps bi-directional communication) shown in FIG. 10 (a), the communication method communication method B are shown in FIG. 10 (b) ( 212kbps way communication), the communication method C is assumed to be the communication method shown in FIG. 10 (c) (424 kbps bi-directional communication).

この例では、既に図10に関して説明してある通り、通信方式A,B,Cの何れも、通信フレーム(受信信号のフレーム;受信フレーム)の先頭部分のデータ値は固定的である。 In this example, as have already been described with respect to FIG. 10, the communication method A, B, any and C, the communication frame (frame of the received signal; received frame) data value of the first portion of which is fixed. すなわち、図10(a)の106kbps双方向通信の場合、通信フレームの先頭は、スタートビットが1bit(論理(データ値)=0)ある。 That is, in the case of 106kbps bidirectional communication of FIG. 10 (a), the head of the communication frame start bit 1bit (logic (data value) = 0) is. また、図10(b)、(c)(212kbps双方向通信、424kbps双方向通信)の場合は、何れも、通信フレームの先頭は、プリアンブルが48bit(論理(データ値)=0)ある。 In the case of FIG. 10 (b), (c) (212 kbps bi-directional communication, 424 kbps bi-directional communication), both, the head of the communication frame, preamble 48bit (logic (data value) = 0) it is. 尚、図では、プリアンブルの4bit分のみ示してあり、残りの44bit分は省略している。 In the figure is shown 4bit content of the preamble only, the remaining 44bit component is omitted.

このように、全ての通信方式において通信フレームの先頭にデータが必ず'0'である部分があるので、本手法ではこれを利用して、通信方式の判別が可能になるような先頭部パターンを予め決めて登録しておくことで、サンプリングデータと照合して通信方式を判定可能としている。 Thus, since the data at the beginning of a communication frame in all communication systems there is a portion which is always '0', in the present method by utilizing this, the head portion pattern so as to enable determination of the communication system by registering is predetermined, thereby enabling determination of the communication system by matching the sampling data. これについて、既に図4(a)〜(c)を参照して簡単に説明したが、以下、図4(a)〜(c)を参照して更に詳細に説明する。 This will have been already described briefly with reference to FIG. 4 (a) ~ (c), will be described in detail with reference to FIG. 4 (a) ~ (c).

まず、上記の通り、受信信号サンプリング部31は、所定のサンプリング期間中、受信信号(復調信号)を所定のサンプリング周波数でサンプリングするが、このサンプリング期間は全ての通信方式で論理(データ値)が決まっている期間(その全てまたは一部)とする。 First, as described above, the received signal sampling unit 31 during a predetermined sampling period, the sampling the received signal (demodulated signal) at a predetermined sampling frequency, logic (data values) for all the sampling period of the communication system and we decided to have period (all or a portion thereof). 上記の例において、サンプリング期間を「受信フレームの先頭から9.43μs」としているのは、この9.43μsが106kbps双方向通信における1bit長に相当するものであり、上記106kbps双方向通信におけるスタートビットの1bit長の期間を、サンプリング期間としているものである。 In the above example, the sampling period is set to "9.43μs from the head of the reception frame", which this 9.43μs corresponds to 1bit length in 106kbps bidirectional communication, the start bit in the 106kbps two-way communication the duration of 1bit length, those that are the sampling period. 図4(b)、(c)に示す通り、このサンプリング期間(フレーム先頭から9.43μs)は、通信方式B、Cの上記プリアンブルの期間であり、通信方式B、Cにおいてもその論理(データ値)が'0'であることが決まっている期間である。 FIG. 4 (b), the as (c), the sampling period (9.43Myuesu from frame head), the communication system B, and the period of the preamble of C, the communication method B, the logical (data also in C value) of a period in which are determined to be '0'.

上記の通り、本例のサンプリング期間(フレーム先頭から9.43μs)は、106kbps双方向通信に関しては、そのスタートビット(1bit)分の期間を意味する。 As described above, the sampling period in this example (9.43Myuesu from frame head) is, with respect to 106kbps bidirectional communication means the duration of the start bit (1bit) min. 同様に、212kbps双方向通信に関しては、1bit長=4.72μsであるので、図4(b)に示す通り、上記のサンプリング期間は、その先頭2bit分の期間を意味することになる。 Similarly, for 212kbps bidirectional communication, since it is 1bit length = 4.72Myuesu, as shown in FIG. 4 (b), the above sampling period will mean the period of the beginning 2bit min. 同様に、424kbps双方向通信に関しては、1bit長=2.36μsであるので、図5(c)に示す通り、上記のサンプリング期間は、その先頭4bit分の期間を意味することになる。 Similarly, for 424kbps bidirectional communication, since it is 1bit length = 2.36Myuesu, as shown in FIG. 5 (c), the above sampling period will mean the period of the first 4bit min. 尚、既に述べた通り、図上ではサンプリング期間が各通信方式毎に異なる(図4(c)が一番長い)ように見えるが、実際には全て同じ(9.43μs)である。 Incidentally, as already mentioned, in the drawing the sampling period is different for each communication method (Fig. 4 is long top (c)) As appears, are all actually the same (9.43μs).

ここで、図4(a)〜(c)において、上記A/D変換部17からの受信信号(復調信号)は、例えば図示の「検波・復調データ」のようになる。 Here, in FIG. 4 (a) ~ (c), the received signal from the A / D converter 17 (demodulated signal) is, for example, as shown in the "detection and demodulation data." そして、上記の通り、上記サンプリング期間中は、上記3つの通信方式全てにおいて、データ値='0'であることが決まっているので、このサンプリング期間中の受信信号は、必ず、図示の「検波・復調データ」に示す信号となる。 Then, as described above, during the sampling period, in all the three communication methods, since decided that the data value = '0', the received signal during the sampling period is always shown "detection - a signal indicating the demodulation data ".

よって、上記一例のように、848kHzでサンプリングを行うと、まず106kbps双方向通信に関しては、図4(a)に示す先頭から1bit分のサンプリング期間中の「検波・復調データ」より、8個のサンプリングデータは'00111111'となる。 Therefore, as in the above example, when sampling at 848 kHz, first with respect to the 106kbps bidirectional communication, during the sampling period 1bit from the head shown in FIG. 4 (a) from "detection and demodulation data", the eight sampling data becomes '00111111'.

同様に、212kbps双方向通信に関しては、図4(b)に示す先頭から2bit分のサンプリング期間中の「検波・復調データ」より、8個のサンプリングデータは'11001100'となる。 Similarly, for 212kbps bidirectional communication, than the "detection and demodulation data" from the head during the sampling period of 2bit component shown in FIG. 4 (b), 8 pieces of sampling data becomes "11001100".

同様に、424kbps双方向通信に関しては、図4(c)に示す先頭から4bit分のサンプリング期間中の「検波・復調データ」より、8個のサンプリングデータは'101010100'となる。 Similarly, for 424kbps bidirectional communication, than the "detection and demodulation data" from the beginning of 4bit component in the sampling period shown in FIG. 4 (c), 8 pieces of sampling data becomes '101010100'.

上記の通り、受信フレームの先頭から所定時間分のサンプリング期間において、所定のサンプリング周波数によりサンプリングを行うことで、各通信方式毎に決まった(そして、相互に異なる)サンプリングデータが得られることになる。 As described above, in the predetermined time sampling period from the beginning of the received frame, by performing the sampling by the predetermined sampling frequency, it means that determined for each respective communication systems (and mutually different) sampling data is obtained . よって、例えば上記図4(a)〜(c)に示す各サンプリングデータを、各通信方式毎に対応する上記先頭部パターンとして保持しておき、上記の通り受信信号のサンプリングデータと比較・照合することで、受信信号の通信方式を判別できる。 Thus, for example, each sampling data shown in FIG. 4 (a) ~ (c), may be held as the top part patterns corresponding to each communication method, comparing and collating the sampling data of the street received signal it is, it determines the communication system of the received signal. 勿論、受信信号のサンプリングデータは、ノイズ等の影響により必ずしも図4(a)〜(c)に示すサンプリングデータと同一になるとは限らないが、その場合でも、8個のデータのうち1,2個程度が変化するものと考えられ、上記の通り、この点も考慮して閾値を設定すればよい。 Of course, the sampling data of the received signal is not necessarily equal to the sampling data shown in FIG. 4 (a) ~ (c) due to the influence of noise or the like, even in this case, of the eight data 1 and 2 It believed that about number changes, as described above, may be set a threshold value in consideration of this point.

以上説明したように、本手法によれば、双方向通信の「ターゲット」になる場合であっても、イニシエータが送信するポーリングコマンドを受信する際に、その通信方式を判別することが可能となり、NFCの双方向通信に関しても複数種類の通信方式で通信を行うことが可能となる。 As described above, according to this method, even when made to "target" of two-way communication, when receiving the polling command that the initiator transmits, it is possible to determine the communication method, it is possible to perform communication with a plurality of types of communication methods with regard bidirectional communication NFC. 既に述べた通り従来でも、NFCの双方向通信においても、イニシエータとして動作する場合には、自ら通信方式を決定して通信を行うことが可能である。 Even As already mentioned conventional, in two-way communication NFC, when acting as an initiator, it is possible to perform communication to determine their own communication scheme. また、ICカード−リーダライタ間通信に関しても、従来でも、自ら送信するコマンド要求に対するICカードからの応答を、通信方式を特定して待ち受けすることが可能であった。 Further, IC card - with regard communication between the reader-writer, even conventional, a response from the IC card to the command request to itself transmitted, it was possible to wait to identify a communication method.

従って、本手法により、ICカードとの既存の通信だけでなくNFCの双方向通信に関しても複数種類の通信方式に対応可能となる。 Thus, by this method, it is possible to cope with a plurality of types of communication methods with regard NFC two-way communication as well as the existing communication with the IC card. 更にノイズ等の影響で受信信号の一部のパルス幅が正規のパルス幅から変わった場合でも、上記の例のように8個のデータのうち1,2個程度が変化する程度であれば、通信方式を誤判定することなく、正常な通信を行うことが可能となる。 And if a part of the pulse width of the received signal due to the influence of noise or the like is changed from the normal pulse width, as long as the one or two order of eight data as in the above example is changed, without determining the communication method erroneous, it is possible to perform normal communication.

尚、本例では、説明を簡略にするためにサンプリングデータ数を8個としたが、実際にはより多くのサンプリングデータ数を用いることが望ましい。 In the present embodiment, although the number of sampling data and eight in order to simplify the explanation, actually it is desirable to use more the sampling number data. すなわち、受信信号のノイズ耐量、変調・復調処理における受信信号の歪み(デューティのズレ)に対する許容量の調整や、短期間で通信方式を検出するために、サンプリング周波数を 3.39 MHzや 6.78 MHz や13.56MHz(内部基準クロックの分周)等に上げて、サンプリングデータ数を32個や64個や128個等に増やして、検出精度・受信性能を向上することが可能である。 That is, the noise immunity of the reception signal, the allowable amount of adjustment and to strain of the received signal in the modulation and demodulation processing (shift duty), for detecting a communication method in a short period of time, and the sampling frequency 3.39 MHz and 6.78 MHz 13.56 MHz raised to such (division of the internal reference clock), to increase the number of sampling data to 32 or 64 or 128 or the like, it is possible to improve the detection accuracy and reception performance. 勿論、判定部34の閾値は、上記'7'等ではなく、サンプリングデータ数に応じた値に適宜設定することになる。 Of course, the threshold determination unit 34, the '7' rather than like, would be appropriately set to a value corresponding to the number of sampling data.

次に、以下、実施例2について説明する。 Next, the following, a second embodiment will be described.
以下に説明する実施例2は、サンプリングデータ数が多い場合に特に有効なものとなる。 Example 2 to be described below, a particularly effective when the sampling number of data is large.

実施例2の非接触型通信装置の全体構成は、上記実施例1と同様である。 Overall structure of the contactless type communication device of the second embodiment is the same as in Example 1. すなわち、図1に示す構成であってよい。 That is, it may have a configuration illustrated in FIG. よって、ここでは特に説明しない。 Thus, not specifically described here.
図5は、上記図1の構成における制御部11内の復号部11aの構成例(実施例2における構成例)を示す図である。 Figure 5 is a diagram showing a configuration example of the decoding unit 11a in the control unit 11 in the configuration of FIG. 1 (configuration example in Example 2).

図示の復号部11a(40)は、複数の受信開始位置検出部41(ここでは41a、41bの2つ)と、レベル変化点検出部22と、受信クロック抽出部23と、データ選択部24,25と、複数のデコード部26(26a、26b、26c)等から成る。 Illustration of decoder 11a (40) has a plurality of reception start position detection unit 41 (here, two 2 41a, 41b of) the level change point detection unit 22, a reception clock extracting unit 23, the data selector 24, 25, a plurality of decode unit 26 consists (26a, 26b, 26c) and the like.

ここで、図5において、図2の構成における構成要素と同一の構成要素には、同一符号を付してあり、その説明は省略する。 Here, in FIG. 5, the same components as in the configuration of FIG. 2 are denoted with the same reference numerals, and a description thereof will be omitted. よって、図2の構成との違いは、複数の受信開始位置検出部41a、41bを設けている点だけである。 Therefore, differences in the configuration of FIG. 2 is only that a plurality of receiving start position detection unit 41a, and 41b respectively. つまり、実施例1との違いは、受信開始位置検出部を複数段にした点である。 In other words, the difference from the first embodiment is that in which the reception start position detection unit in a plurality of stages.

ここで、受信開始位置検出部41a、41bの構成自体は、受信開始位置検出部21とほぼ同じであってよい。 Here, the reception start position detection unit 41a, 41b structure itself includes a reception start position detector 21 may be substantially the same. すなわち、受信開始位置検出部41a、41bは、図3に示す構成と略同様であってよい。 In other words, the reception start position detection unit 41a, 41b may be the same as that substantially shown in Figure 3. 但し、受信開始位置検出部41aと41bとでは、サンプリング周波数が異なる。 However, the reception start position detection unit 41a and 41b, the sampling frequencies are different. ここでは一例として、サンプリング周波数は、受信開始位置検出部41aでは3.39MHz、受信開始位置検出部41bでは6.78MHzであるものとする。 Here, as an example, the sampling frequency, the reception start position detection unit 41a at 3.39 MHz, it is assumed that the reception start position detecting unit 41b in 6.78MHz.

ここで、上述してあるように、検出精度・受信性能を向上させる為に、サンプリング周波数を大きくすることが考えられるが、これによりサンプリングデータ数と先頭部パターンデータ数が多くなるので(比較照合データ幅が大きくなるというものとする)、これらのデータの保持や比較照合を行う為の回路構成(ゲート規模)も大きくなる。 Here, as are described above, in order to improve the detection accuracy and reception performance, it is conceivable to increase the sampling frequency, thereby since the number of sampling data and the top part pattern number data is large (comparison match data width is assumed to become larger), the circuit configuration for performing the holding and comparison and collation of data (gate size) also increases. この為、実施例1の構成においてサンプリング周波数を大きくした場合、以下の問題が生じる。 Therefore, when increasing the sampling frequency in the configuration of Example 1, the following problem arises.

すなわち、比較照合データ幅を大きくすることで、検出精度(通信方式の判定結果の精度/信頼性)・受信性能を向上することが可能となるが、ゲート規模はデータ幅に比例して大きくなるので、これにより消費電流の増大や、FPGA/PLDなどのデバイスを使用するとゲート規模によりコストアップとなるという問題が生じる。 In other words, by increasing the comparison and collation data width, but it is possible to improve (the judgment result of the accuracy / reliability of the communication system) reception performance detection accuracy, the gate size is increased in proportion to the data width so increasing or Thereby the consumption current, a problem that the cost-up occurs when using a device such as FPGA / PLD by the gate size.

また、所定の期間内に通信方式の検出が必要な場合、サンプリング周波数を上げることで検出精度を維持して通信方式の検出期間を短縮させることが可能であるが、消費電流が増大する問題がある。 Further, if the detection is required communications system within a predetermined period of time, but to maintain the detection accuracy by increasing the sampling frequency it is possible to shorten the detection period of the communication mode, the current consumption is increased problem is there.

図6(a)に、受信開始位置検出部のゲート規模と比較照合データ幅(比較ビット幅)との関係を示す。 In FIG. 6 (a), showing the relationship between the gate size and comparing and verifying the data width of the reception start position detector (Comparative bits wide).
図示の通り、比較照合データ幅が例えば2倍になればゲート規模も2倍になる(同様にして、4倍になればゲート規模も4倍に、8倍になれば8倍になる)。 As shown, the gate size also doubles if the comparison and collation data width, for example, twice (in the same manner, the gate size four times if four times, becomes eight times if 8 times).

上記問題に対する対策として、実施例2では、複数の受信開始位置検出部それぞれのサンプリング周波数、比較照合データ幅を抑えて、複数段の構成にすることで、検出精度・受信性能を維持して、ゲート規模・消費電流を低減することが可能となる。 As a countermeasure to the above problems, in the second embodiment, a plurality of reception start position detector respective sampling frequencies, while suppressing the comparison and collation data width, by the arrangement of a plurality of stages, to maintain the detection accuracy and reception performance, it is possible to reduce the gate size and current consumption. これについて、以下、具体例を挙げて説明する。 This will now be described by way of specific examples.

まず、仮に、実施例1において、例えばサンプリング期間を18.86μsとした場合、つまり上記106kbps双方向通信における受信フレームの先頭から2ビット分の期間とした場合であって、検出精度・受信性能を考慮して、サンプリング周波数=6.78MHzとした場合には、これによって比較照合データ幅128ビットの構成が必要となる。 First, if, in Example 1, for example, when the sampling period was 18.86Myuesu, i.e. a case where a period of 2 bits from the head of the received frame in the 106kbps two-way communication, the detection accuracy and the reception performance in view, when the sampling frequency = 6.78MHz, it is necessary to configure the comparison and collation data 128 bits wide thereby.

この仮定のケースに対して、実施例2では受信開始位置検出部を2段構成とし(上記複数の受信開始位置検出部41a、41b)、各検出部41a、41bはそれぞれがサンプリング期間を9.43μs(106kbpsの1ビット期間)としている。 For this hypothetical case, Example 2, the reception start position detector as two-stage configuration (the plurality of reception start position detection unit 41a, 41b), the detecting portions 41a, respectively 41b is a sampling period 9. It is set to 43μs (1 bit period of 106kbps). また、前段の検出部41aは上記106kbpsの2ビット分の期間のうちの1ビット目の期間、後段の検出部41bはその2ビット目の期間において、サンプリング動作を行う。 Further, the front stage of the detection portion 41a in the first bit period, subsequent detection unit 41b is the duration of the second bit of the two bits in the period of the 106 kbps, it performs the sampling operation. 更に、前段の検出部41aはサンプリング周波数=3.39MHzとし、後段の検出部41bはサンプリング周波数=6.78MHzとする。 Further, the front stage of the detection portion 41a is the sampling frequency = 3.39 MHz, the subsequent detection unit 41b includes a sampling frequency = 6.78MHz. すなわち、両方とも、実施例1の上記仮定の場合と比較して、サンプリング期間は半分であり、サンプリング周波数は小さくし(半分、1/4)、これより比較照合データ幅が小さくて済み、以ってゲート規模・消費電力が低減される。 In other words, both, as compared to the case of the above assumption Example 1, the sampling period is half the sampling frequency is small (half, 1/4), than this requires comparison and collation data width is smaller, than gate size and power consumption is reduced me. 特にゲート規模は2つ合わせても実施例1の場合より小さくて済む。 Particularly gate size is also two combined be smaller than that of Example 1.

すなわち、図6(b)に示す通り、上記106kbpsの2ビット分の期間において、前段の検出部41aがこの期間の前半(1bit目)をサンプリング期間として動作して32点サンプリングし、後段の検出部41bがこの期間の後半(2bit目)をサンプリング期間として動作して64点サンプリングすることになる。 That is, as shown in FIG. 6 (b), in a period of 2 bits of the 106 kbps, preceding the detection portion 41a is 32 points sampled first half (1bit th) operates as a sampling period of time, subsequent detection part 41b is to be 64 points sampling latter half (2bit th) operates as a sampling period of this period. つまり、前段の検出部41aには比較照合データ幅32ビット分の構成が必要となり、後段の検出部41bには比較照合データ幅64ビット分の構成が必要となる。 In other words, in front of the detector 41a requires the configuration of the comparative collation data width of 32 bits, it is necessary to configure the comparison and collation data width 64 bits are the subsequent stage of the detection portion 41b. 一方、実施例1の場合には、上記106kbpsの2ビット分の期間をサンプリング期間として動作し、上記の通り、比較照合データ幅128ビット分の構成が必要となる。 On the other hand, in the case of Example 1, the period of two bits of the 106kbps operates as a sampling period, as described above, it is necessary to configure the comparison and collation data width 128 bits.

これより、図6(a)に示した関係より、実施例1の場合のゲート規模を'1'とすると、検出部41a、41bのゲート規模はそれぞれ'1/4'、'1/2'となり、両方合わせて'3/4'となる。 From this, from the relationship shown in FIG. 6 (a), when the gate size '1' in the case of Example 1, the detection unit 41a, 41b gates scale of '1/4', '1/2' next, both together becomes a '3/4'. 従って、上記実施例2の構成では、実施例1の場合に比べて、ゲート規模を小さくできる(よって、消費電流も低減される)。 Thus, in the configuration of the second embodiment, as compared with the case of Example 1, the gate size can be reduced (thus current consumption is reduced). また、検出部41a、41bの2つの判定結果を用いるので、検出精度・受信性能を維持できる。 The detecting unit 41a, since use of two determination results of 41b, can maintain the detection accuracy and reception performance. このように、実施例2では、検出精度・受信性能を維持しつつ、ゲート規模・消費電流を低減する(本例ではゲート規模を3/4にする)ことが可能となる。 Thus, in Example 2, while maintaining the detection accuracy and reception performance (to 3/4 the gate size in this example) to reduce the gate scale and current consumption it becomes possible.

図5に示す構成では、まず、上記1ビット目の期間中は前段の検出部41aが動作して、その結果として各選択信号(各通信方式毎の判定部34の出力)を後段の検出部41bへ出力し、続いて上記2ビット目の期間中は後段の検出部41bが動作して、図示の復号方式選択信号をデータ選択部24等へ出力する。 In the configuration shown in FIG. 5, the duration of the first bit is operated front stage of the detection unit 41a, the selection signal subsequent detector (output of determination unit 34 for each communication method) as a result output to 41b, then the duration of the second bit operates the subsequent detection unit 41b, and outputs the decoding scheme selection signal illustrated to the data selector 24 and the like.

ここで、特に図示しないが、後段の検出部41bの構成は、例えば一例としては、図3に示す構成に加えて、更に、各通信方式毎に対応するANDゲートが設けられている。 Here, although not particularly shown, the configuration of the subsequent detection unit 41b, for example, as an example, in addition to the configuration shown in FIG. 3, further, the AND gates are provided corresponding to each communication method. このANDゲートの出力が、上記後段の検出部41bからの復号方式選択信号となる。 The output of the AND gate, a decoding scheme selection signal from the subsequent stage of the detection portion 41b.

上記各ANDゲートには、各通信方式毎に、前段の検出部41aの判定部34の出力と、後段の検出部41bの判定部34の出力とが入力される。 It said each AND gate, each communication method, the output of the judging unit 34 of the preceding stage of the detecting portion 41a, and an output of the judging unit 34 of the subsequent detection unit 41b is input. 例えば通信方式Aを例にすると、検出部41aの判定部34aの出力と、検出部41bの判定部34aの出力とが、ANDゲートに入力される。 For example, when the communication method A as an example, the output of the decision unit 34a of the detecting portion 41a, and an output of the judging unit 34a of the detecting unit 41b is input to the AND gate. 他の通信方式B,Cなどについても同様である。 Other communication methods B, C are the same for like.

ここでは、判定部34からの出力は、「カウント値≧閾値」である場合は'1'が、そうでない場合は'0'が出力されるものとする。 Here, the output from the determination unit 34, if it is "count value ≧ threshold" is '1', otherwise shall be output is '0'. これより、例えば仮に、前段の検出部41aでは判定部34a、34bの出力が'1'になったとしても、後段の検出部41bでは判定部34aの出力のみが'1'であったならば、通信方式Aに対応するANDゲート出力は'1'となるが、通信方式Bに対応するANDゲート出力は'0'となる。 Than this, for example if, preceding the detection portion 41a in the judgment unit 34a, even if the output of 34b becomes "1", if only the output of the subsequent detection unit 41b in the determination unit 34a is a '1' , the aND gate output corresponding to the communication method a is a '1', the aND gate output corresponding to the communication method B is '0'. よって、この場合、最終的な判定結果は「通信方式A」となることになる。 Therefore, in this case, the final decision is that the "communication method A". このようにして、検出精度・受信性能を維持することができる。 In this way, it is possible to maintain the detection accuracy and reception performance.

尚、上記ANDゲートを設けるのは一例であり、この例に限らない。 Incidentally, the provision of the AND gate is an example and is not limited to this example. 例えば、後段の検出部41bでは、前段の検出部41aで判定された通信方式(その判定部34の出力が'1'である通信方式)に対応する構成のみが動作するようにしてもよい。 For example, in the latter stage of the detection portion 41b, only the configuration corresponding to the communication method determined at the preceding stage of the detecting portion 41a (the output of the determination unit 34 is "1" communication system) may operate. 例えば、前段の検出部41aでは判定部34aの出力のみが'1'になったとするならば(通信方式Aと判定されたならば)、後段の検出部41bでは通信方式Aに対応する構成、すなわち照合部32a、カウンタ部33a、及び判定部34aの構成のみが動作する。 For example, (if it is determined that the communication method A) only the output of the preceding stage of the detecting portion 41a in the determination unit 34a is if it is assumed that to '1', a configuration corresponding to the communication in a subsequent stage of the detection portion 41b scheme A, that matching unit 32a, only the configuration of the counter unit 33a, and the determination unit 34a operates. その為の構成は、特に図示・説明しないが、例えばスイッチ等を用いればよい。 Configuration therefor is not particularly shown, described, for example, may be used switch.

また、尚、図4(a)に示す106kbps通信の場合、1bit目のデータ値は必ず'0'であるが、2bit目は'0'固定ではない。 Further, In the case of 106kbps communication shown in FIG. 4 (a), although the data value of 1bit eyes is always '0', 2bit th '0' is not fixed. よって、例えば、通信方式Aに対応するパターンを、上記データ値'0'に対応するパターンである'00111111'だけでなく、更にデータ値'1'に対応するパターンである'11110011'も用意し、この2種類のパターンそれぞれについて照合部32a、カウンタ部33a、判定部34aの構成を設けるようにしてもよい。 Thus, for example, a pattern corresponding to the communication method A, a pattern corresponding to the data value '0' 00111111 'as well, and further a pattern corresponding to the data values' 1' '11110011' also available , the two types of patterns for each matching unit 32a, the counter portion 33a, may be provided a configuration of the determination section 34a. 尚、この2つの判定部34aの出力は、OR回路に入力し、OR回路の出力を方式A選択信号とする。 The output of the two determination unit 34a is input to the OR circuit, the output of the OR circuit and method A selection signal. つまり、サンプリングパターンが上記2種類のパターンの何れか一方に合致する場合には(上記の例では8個中7個以上合致)、方式A選択信号は'1'となる。 That is, if the sampling pattern matches to either of the above two kinds of patterns (matching eight of 7 or more in the above example), method A selection signal becomes "1".

尚、実施例2は、上記図5の構成や上述した説明に限るものではない。 In Example 2 it is not limited to the description given configuration and the aforementioned FIG 5. 例えば、上述した説明では、検出部41aと検出部41bとでサンプリングデータ数が異なる(32点と64点)ものとしたが、この例に限らず、同じであってもよい。 For example, in the above description, the number of sampling data by the detection unit 41a and the detection portion 41b has assumed different (32 points and 64 points), is not limited to this example, it may be the same. 但し、当然、検出部41aと検出部41bは、実施例1の検出部21に比べてサンプリングデータ数を少なくし、これによってゲート規模を小さくする必要がある。 However, of course, the detection unit 41a and the detection portion 41b is to reduce the number of sampling data as compared to the detection unit 21 of Embodiment 1, whereby it is necessary to reduce the gate scale. あるいは、上記の例では、検出部41aは1ビット目、検出部41bは2ビット目をサンプリング期間としたが、この例に限らず、例えば1ビット目と3ビット目等としてもよい(要は、複数の検出部のそれぞれで相互に異なるサンプリング期間でサンプリングを行うようにすればよい)。 Alternatively, in the above example, the first bit detector unit 41a detector 41b is the second bit and the sampling period is not limited to this example, for example, it may be one bit and the third bit like (short , it is sufficient to perform sampling at mutually different sampling period for each of the plurality of detector). また、例えば、上記の例では検出部を検出部41aと検出部41bの2つとしたが、この例に限らず、3つ以上としてもよい。 Further, for example, in the above example it has been two and the detector 41a and the detector 41b of the detection unit is not limited to this example, may be three or more.

以上述べたように、要するに、実施例2では、そのサンプリングデータ数が上記実施例1の検出部21に比べて小さい複数の検出部を設け、この複数の検出部がそれぞれ異なるサンプリング期間でサンプリングを行って通信方式を判定し、この複数の判定結果に基づいて最終的な通信方式の判定結果を求めて、この判定結果を復号方式選択信号としてデータ選択部24等に出力する構成であればよい。 Above mentioned manner, in short, in Example 2, the sampling number of data is provided with a plurality of detector smaller than the detecting portion 21 of the first embodiment, the sampling at the plurality of detection units are different sampling period performed to determine the communication method, to seek the determination result of the final communication mode based on the plurality of determination results, it may have a configuration for outputting a decoding scheme selection signal the determination result to the data selector 24 or the like .

最後に、上述してある「受信クロック抽出部23が短時間で受信クロックを生成できるようになる」ことに関する説明を、以下に述べる。 Finally, a description of that are above "the reception clock extracting unit 23 will be able to generate a receive clock in a short period of time", described below.
まず、受信クロック抽出部23の構成自体は、上記の通り、一般的なPLL回路であってよく、特に図示しないが、例えば上記レベル変化点検出信号を入力する位相比較器、この位相比較器の出力を入力する低域フィルタ(ローパスフィルタ)、この低域フィルタの出力を入力して上記受信クロックを生成出力する電圧制御発振器(VCO)から成る。 First, the configuration itself of the receive clock extraction section 23, as described above, may be a general PLL circuit, although not particularly shown, for example, a phase comparator for inputting the level change point detection signal, the phase comparator low pass filter which inputs the output (low pass filter), and the low-frequency and input voltage controlled oscillator for generating and outputting the receive clock output of the filter (VCO). VCOの出力は、位相比較器にフィードバックされる(勿論、外部の選択部24等へも出力される)。 The output of the VCO is fed back to the phase comparator (of course, is also output to the external selecting unit 24, etc.).

ここで、電圧制御発振器(VCO)は、例えば鋸(のこぎり)波の受信クロックを生成する。 Here, a voltage controlled oscillator (VCO) generates the receive clock, for example, saw (saw) wave. この鋸波の傾きによって受信クロックの周波数が決まる。 Frequency of the received clock by the inclination of the sawtooth wave is determined. 従来では、上記構成により受信クロックをフィードバックしながら、除々に、上記のように受信クロックが通信方式に応じた周波数となるように制御する(鋸波の傾きを変えていく)ものである。 Conventionally, while feeding back the received clock by the arrangement, gradually, and controls so that the reception clock as described above a frequency corresponding to the communication method (will change the slope of the sawtooth wave).

本例の構成では、上記の通り、受信開始位置検出部21が通信方式を判定するので、受信クロック抽出部23は、この判定結果を利用して、受信クロックの周波数(鋸波の傾き)を決定する。 In the configuration of this embodiment, as described above, since the reception start position detecting unit 21 determines the communication system, receiving the clock extraction section 23 uses the result of this determination, the receive clock frequency (slope sawtooth) decide. すなわち、受信開始位置検出部21から出力される復号方式選択信号(例えば図3に示す方式A選択信号〜方式C選択信号の3bitの信号)は、受信クロック抽出部23の例えば上記電圧制御発振器(VCO)に入力される。 That, (3bit signal, for example method A selection signal-scheme C selected signal shown in FIG. 3) decoding scheme selection signal output from the reception start position detector 21, the reception clock extraction part 23 for example the voltage controlled oscillator ( is input to the VCO). 電圧制御発振器(VCO)には、予め、この3bitの各bitに対応付けて、周波数(鋸波の傾き)が設定されている。 The voltage controlled oscillator (VCO), in advance, in association with each bit of the 3bit, frequency (slope of the sawtooth wave) is set. 例えば、方式A選択信号に対しては212kHz、方式B選択信号に対しては424kHz、方式C選択信号に対しては848kHzが設定されている。 For example, for the method A selection signal 212 kHz, for the method B selection signal 424KHz, are set 848kHz for scheme C selected signal. これより、例えば方式A選択信号のみが'1'であったならば、電圧制御発振器(VCO)は、212kHzの受信クロックを生成するように、鋸波の傾きを制御することになる。 From this, for example, if mode only A selection signal is a '1', the voltage controlled oscillator (VCO) to generate a receive clock 212 kHz, will control the tilt of the sawtooth wave. そして、レベル変化点検出信号に基づいてこの受信クロックが調整されていくことになる。 Then, the receive clock is to go adjusted based on the level change point detection signal. 周波数(鋸波の傾き)は最初にほぼ決まるので、この調整は短時間で済むようになる。 Since the frequency (slope of the sawtooth wave) initially almost determined, the adjustment is as less time.

このように、本例の受信クロック抽出部23では、通信方式に応じた周波数の受信クロックを短時間で生成可能となる。 Thus, the reception clock extracting unit 23 of the present embodiment, it is possible generate a receive clock having a frequency corresponding to the communication system in a short time.
本発明によると、リーダライタ装置を含む非接触型通信装置において、受信信号から多様な通信方式・通信レートを判別でき、従来からのICカード間通信だけでなく、リーダライタ装置間などの双方向通信も行なえるようになり、更にゲート規模・消費電力を抑えて受信性能を向上できる。 According to the present invention, in the contactless type communication device including a reader-writer device, to determine the various communication methods and communication rate from the received signal, as well as Inter-IC-card communication from a conventional, two-way, such as between the reader-writer device communication also becomes so performed, thereby improving the reception performance further while suppressing the gate size and power consumption.

10 非接触型通信装置11 制御部11a 復号部12 RF送信制御部13 RF受信制御部14 変調部15 増幅部16 キャリア発振器17 A/D変換部18 復調部19 アンテナ部21 受信開始位置検出部22 レベル変化点検出部23 受信クロック抽出部24,25 データ選択部26(26a、26b、26c) デコード部31 受信信号サンプリング部32 データパターン照合部33 データ一致ビット個数カウンタ部34 受信開始位置判定部41(41a、41b) 受信開始位置検出部 10 non-contact communication device 11 control unit 11a decoding unit 12 RF transmission controller 13 RF reception control unit 14 modulation unit 15 amplifying section 16 carrier oscillator 17 A / D converter 18 demodulator 19 the antenna unit 21 receives the start position detector 22 level transition detecting section 23 receives the clock extraction part 24, 25 a data selection unit 26 (26a, 26b, 26c) decoding unit 31 receives the signal sampling unit 32 data pattern matching unit 33 data matches the bit number counter 34 receives the start position determination unit 41 (41a, 41b) receiving start position detection unit

Claims (5)

  1. 非接触型情報媒体または他の非接触型通信装置との間で非接触のデータ送受信を行い、少なくとも双方向通信による複数種類の通信方式に対応する非接触型通信装置であって、 Performs data transmission and reception without contact between the non-contact type information medium or other non-contact communication device, a non-contact communication device corresponding to a plurality of types of communication methods according to at least two-way communication,
    アンテナ部からの受信信号を復調して復調データを出力する復調部と、該復調データを入力して該復調データを復号処理する復号部とを有し、 Includes a demodulator for outputting the demodulated data by demodulating the received signal from the antenna unit, and a decoder for decoding the demodulated data to input demodulated data,
    該復号部は、 The decoding unit,
    前記復調データを復号処理するデコード手段であって、前記複数種類の通信方式それぞれに対応する複数種類のデコード手段と、 A decoding means for decoding the demodulated data, a plurality of types of decoding means corresponding to each of the plurality of types of communication methods,
    前記復調データを入力し、該復調データに基づいて前記受信信号に係わる通信方式を判定し、該判定結果に応じた前記複数種類のデコード手段の選択信号を出力する通信方式判定手段と、 Enter the demodulated data, to determine the communication method relating to the received signal based on the demodulated data, and the communication type determination means for outputting a selection signal of the plurality of types of decoding means in accordance with the determination result,
    前記複数種類のデコード手段のなかで該通信方式判定手段から出力される前記選択信号に応じたデコード手段に、前記復調データを入力させて前記復号処理を実行させる選択手段とを有し、 Wherein the decoding means in accordance with the selection signal output from the communication system determination unit among the plurality of types of decoding means, and a selection means for executing the decoding processing by inputting the demodulated data,
    前記通信方式判定手段は、 The communication system determination means,
    前記復調データの先頭から所定のサンプリング期間中、所定のサンプリング周波数で、該復調データのサンプリングを行うサンプリング手段と、 During a predetermined sampling period from the beginning of the demodulated data at a predetermined sampling frequency, sampling means for sampling the demodulated data,
    予め前記複数種類の通信方式のそれぞれに対応する、所定のビット数のパターンを保持しており、前記サンプリング手段によるサンプリングデータと該各パターンとを照合して一致するビットの数をそれぞれカウントする照合・カウント手段と、 Advance corresponding to each of the plurality of types of communication methods, holds a predetermined number of bit patterns, and counts the number of bits that match by matching the sampling data and the respective patterns by the sampling means respectively matching - and counting means,
    該照合・カウント手段によって得られる各種通信方式毎の各カウント値を、予め設定される閾値と大小比較することで、通信方式を判定する判定手段と、 Each count value of each type of communication system obtained by collating count means, by comparing the threshold with the magnitude to be set in advance, a determination unit configured to determine a communication system,
    を有することを特徴とする非接触型通信装置。 Noncontact communication apparatus characterized by having a.
  2. 前記サンプリング期間は、前記復調データの論理値が前記各種通信方式の全てにおいて固定的である期間の全てまたは一部とすることを特徴とする請求項1記載の非接触型通信装置。 The sampling period is a non-contact type communication apparatus according to claim 1, characterized in that all or part of the period which is fixed in all the logical value of the demodulated data is the various communication schemes.
  3. 前記通信方式判定手段の代わりに、該通信方式判定手段で得られるサンプリングデータ数よりもサンプリングデータ数が少ない複数の通信方式判定手段を設け、 Instead of the communication system determination means, a plurality of communication type determination means number of sampling data is less than the number of sampling data obtained by the communication system determination means is provided,
    該複数の通信方式判定手段それぞれが異なるサンプリング期間において前記復調データのサンプリングを行って前記通信方式の判定を行い、該複数の判定結果に基づいて前記選択信号を生成して前記選択手段へ出力することを特徴とする請求項1または2記載の非接触型通信装置。 In each communication type determination means of the plurality of different sampling period makes a determination of the communication system by performing a sampling of the demodulated data, generates and outputs the selection signal based on the plurality of determination results to the selecting means noncontact communication apparatus according to claim 1 or 2, wherein the.
  4. 前記複数の通信方式判定手段のそれぞれのサンプリングデータ数の総和が、請求項1に記載の前記通信方式判定手段のサンプリングデータ数よりも少ないことを特徴とする請求項3記載の非接触型通信装置。 Each of the sum of the sampling number of data of the plurality of communication type determination means, non-contact communication apparatus according to claim 3, wherein the less than the number of sampling data of the communication system determination means according to claim 1 .
  5. アンテナ部からの受信信号を復調して復調データを出力する復調部と該復調データを入力して該復調データを復号処理する復号部とを有し、非接触型情報媒体または他の非接触型通信装置との間で非接触のデータ送受信を行い、少なくとも双方向通信による複数種類の通信方式に対応する非接触型通信装置における前記該復号部において、 And a decoding unit for decoding processing demodulated data by entering the demodulator and the demodulated data demodulation and outputs the demodulated data signals received from the antenna, the non-contact type information medium or other non-contact the contactless performs data transmission and reception, the the decoding unit in the non-contact communication device corresponding to a plurality of types of communication methods according to at least two-way communication with the communication device,
    前記復調データを復号処理するデコード手段であって、前記複数種類の通信方式それぞれに対応する複数種類のデコード手段と、 A decoding means for decoding the demodulated data, a plurality of types of decoding means corresponding to each of the plurality of types of communication methods,
    前記復調データを入力し、該復調データに基づいて前記受信信号に係わる通信方式を判定し、該判定結果に応じた前記複数種類のデコード手段の選択信号を出力する通信方式判定手段と、 Enter the demodulated data, to determine the communication method relating to the received signal based on the demodulated data, and the communication type determination means for outputting a selection signal of the plurality of types of decoding means in accordance with the determination result,
    前記複数種類のデコード手段のなかで該通信方式判定手段から出力される前記選択信号に応じたデコード手段に、前記復調データを入力させて前記復号処理を実行させる選択手段とを有し、 Wherein the decoding means in accordance with the selection signal output from the communication system determination unit among the plurality of types of decoding means, and a selection means for executing the decoding processing by inputting the demodulated data,
    前記通信方式判定手段は、 The communication system determination means,
    前記復調データの先頭から所定のサンプリング期間中、所定のサンプリング周波数で、該復調データのサンプリングを行うサンプリング手段と、 During a predetermined sampling period from the beginning of the demodulated data at a predetermined sampling frequency, sampling means for sampling the demodulated data,
    予め前記複数種類の通信方式のそれぞれに対応する、所定のビット数のパターンを保持しており、前記サンプリング手段によるサンプリング結果と該各パターンとを照合して一致するビットの数をそれぞれカウントする照合・カウント手段と、 Advance corresponding to each of the plurality of types of communication methods, holds a predetermined number of bit patterns, and counts the number of bits that match by matching the sampling results and respective pattern by the sampling means respectively matching - and counting means,
    該照合・カウント手段によって得られる、各種通信方式毎の各カウント値を、予め設定される閾値と比較することで、通信方式を判定する判定手段と、 Obtained by collating count means, the count values ​​of each type of communication system, by comparing the threshold value set in advance, a determination unit configured to determine a communication system,
    を有することを特徴とする非接触型通信装置の復号部。 Decoding unit of the non-contact type communication device, comprising a.
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