JP5278052B2 - Matrix converter circuit - Google Patents

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Description

本発明は、複数個の双方向スイッチにより構成され、商用電源の交流電力を直接所望の周波数の交流電力に変換させる機能を有したマトリクスコンバータ回路技術に関する。   The present invention relates to a matrix converter circuit technology that includes a plurality of bidirectional switches and has a function of directly converting AC power of a commercial power source into AC power having a desired frequency.

このようなマトリクスコンバータ回路として、以下のようなものが提案されている。一般的な3相マトリクスコンバータ回路としては、3相電源からの交流電力を直接所望の周波数の交流出力に変換し、変換した交流出力で負荷を駆動するものが実用化されている。例えば、特許文献1に示すようなマトリクスコンバータ回路が提案されており、高効率化、回路の小型化に優位性を有している。   As such a matrix converter circuit, the following has been proposed. As a general three-phase matrix converter circuit, an AC power from a three-phase power source is directly converted into an AC output having a desired frequency, and a load is driven by the converted AC output. For example, a matrix converter circuit as shown in Patent Document 1 has been proposed, and has an advantage in high efficiency and circuit miniaturization.

一方、単相電源からの交流電力を直接所望周波数の交流出力に変換し、変換した交流出力でモータ駆動する、いわゆる単相マトリクスコンバータ回路としては、例えば、特許文献2に記載されたマトリクスコンバータ回路およびモータ駆動装置が提案されている。   On the other hand, as a so-called single-phase matrix converter circuit that directly converts AC power from a single-phase power source into AC output of a desired frequency and drives a motor with the converted AC output, for example, a matrix converter circuit described in Patent Document 2 And motor drive devices have been proposed.

これは、双方向スイッチを介して単相交流電源を直接モータに接続し、双方向スイッチをPWM制御することにより、モータを駆動するものである。交流電源の電源電圧の正負関係を検出し、それに基づいて直流電源用制御部の6個の出力信号から12個の双方向スイッチ回路用制御信号を出力する制御信号再生成部により、損失の少ない小型で安価なモータ駆動装置が提案されている。
特開2004−229492号公報 特開2005−45912号公報
In this method, a single-phase AC power supply is directly connected to a motor via a bidirectional switch, and the motor is driven by PWM control of the bidirectional switch. A control signal regeneration unit that detects the positive / negative relationship of the power supply voltage of the AC power supply and outputs 12 bidirectional switch circuit control signals from the 6 output signals of the DC power supply control unit based on the detected positive / negative relationship. A small and inexpensive motor drive device has been proposed.
JP 2004-229492 A JP 2005-45912 A

しかしながら、特許文献1のような従来のマトリクスコンバータ回路は、大振幅で駆動するモータの端子で電流を検出するために、カレントトランスで電流を検出する必要があり、そのカレントトランスは高価なものであった。   However, a conventional matrix converter circuit such as Patent Document 1 needs to detect current with a current transformer in order to detect current with a terminal of a motor driven with a large amplitude, and the current transformer is expensive. there were.

しかし、古くから知られているインバータ装置を用いて交流−交流変換を行うには、一旦は交流電力を直流電力に変換した後、更にインバータ装置で直流電力を交流電力に変換する必要があり、トータルの交流電力の変換効率は必ずしも良くなかった。   However, in order to perform AC-AC conversion using an inverter device that has been known for a long time, it is necessary to first convert AC power to DC power, and then further convert DC power to AC power using the inverter device. The total AC power conversion efficiency was not always good.

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、マトリクスコンバータ回路、特に単相交流電源を3相交流に変換する直接型変換器において、モータに流れる負荷電流を安定に検出でき、モータの制御が可能な、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路を実現することを目的としている。   The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a load current flowing through a motor in a matrix converter circuit, particularly a direct converter that converts a single-phase AC power source into a three-phase AC. The objective is to realize a low-cost and high-performance matrix converter circuit that can detect the noise stably and can control the motor.

本発明に係るマトリクスコンバータ回路は、単相の交流電源からの交流電力を3相の交流電力に変換し負荷に供給するマトリクスコンバータ回路において、
前記3相の相毎に設けられ前記交流電源の端子間に直列に接続された2つの双方向スイッチからなる相駆動回路と、前記2つの双方向スイッチのうち一方と前記交流電源の一端との間に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の端子間電圧を検出して前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えたものである。
The matrix converter circuit according to the present invention is a matrix converter circuit that converts AC power from a single-phase AC power source into three-phase AC power and supplies the AC power to a load.
A phase driving circuit comprising two bidirectional switches provided for each of the three phases and connected in series between the terminals of the AC power supply; one of the two bidirectional switches and one end of the AC power supply; A shunt resistor provided therebetween, and a current detecting means for detecting a current flowing through the load by detecting a voltage between the terminals of the shunt resistor.

このことにより、高価な電流センサを使用せず、安価な構成にて電流を制御するため、
安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。
Because of this, to control the current with an inexpensive configuration without using an expensive current sensor,
An inexpensive and high performance matrix converter circuit is realized.

以上のように本発明によれば、安価な構成にて負荷電流を検出し、制御を行うことにより、高性能の運転が実現され、マトリクスコンバータ回路の低コスト化、高性能化を実現することができる。   As described above, according to the present invention, high-performance operation is realized by detecting and controlling the load current with an inexpensive configuration, thereby realizing low cost and high performance of the matrix converter circuit. Can do.

第1の発明は、単相の交流電源からの交流電力を3相の交流電力に変換し負荷に供給するマトリクスコンバータ回路において、前記3相の相毎に設けられ前記交流電源の端子間に直列に接続された2つの双方向スイッチからなる相駆動回路と、前記2つの双方向スイッチのうち一方と前記交流電源の一端との間に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の端子間電圧を検出して前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えたマトリクスコンバータ回路とするものである。   According to a first aspect of the present invention, there is provided a matrix converter circuit for converting alternating current power from a single-phase alternating current power supply into three phase alternating current power and supplying the same to a load. A phase drive circuit composed of two bidirectional switches connected to each other, a shunt resistor provided between one of the two bidirectional switches and one end of the AC power source, and a voltage across the terminals of the shunt resistor. The matrix converter circuit includes current detecting means for detecting and detecting a current flowing through the load.

この構成により、高価な電流センサを使用せず、安価な構成にて電流を制御するため、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。   With this configuration, an expensive current sensor is not used, and the current is controlled with an inexpensive configuration, so that an inexpensive and high-performance matrix converter circuit is realized.

第2の発明は、特に、第1の発明の電流検出手段は、シャント抵抗に接続された双方向スイッチがオンした区間内で前記シャント抵抗の端子間電圧を検知して負荷に流れる電流を検出することで、電源電圧に応じたマトリクスコンバータ回路の動作に対応して、正確に電流を検出することができるマトリクスコンバータ回路を安価に構成できる。   In the second invention, in particular, the current detection means of the first invention detects a current flowing through the load by detecting a voltage between the terminals of the shunt resistor in a section in which a bidirectional switch connected to the shunt resistor is turned on. Thus, a matrix converter circuit that can accurately detect a current can be configured at low cost in accordance with the operation of the matrix converter circuit according to the power supply voltage.

第3の発明は、特に、第1の発明の電流検出手段は、交流電源の極性に応じてシャント抵抗の端子間電圧の正負を切り替えて負荷に流れる電流を検出することで、交流電源の極性が切り替わる毎に検出電圧の極性を切り替えて負荷電流を検出するので、交流電源の極性が切り替わっても、安定にPWM制御することができるマトリクスコンバータ回路が実現される。   According to a third aspect of the invention, in particular, the current detection means of the first aspect of the invention detects the current flowing through the load by switching between the positive and negative voltages of the terminals of the shunt resistor according to the polarity of the AC power supply, thereby Since the load current is detected by switching the polarity of the detection voltage every time the is switched, a matrix converter circuit capable of performing PWM control stably even when the polarity of the AC power source is switched is realized.

第4の発明は、特に、第1〜第3の発明の相駆動回路の駆動をPWM制御で行うスイッチング素子制御手段を備え、前記電流検出手段は、前記スイッチング素子制御手段のキャリア信号の最大値もしくは最小値となるタイミングで前記シャント抵抗の端子間電圧を検出し負荷の電流を検出することで、マトリクスコンバータ回路のPWM変調の変調波に同期して確実に動作し、負荷の電流を正確に検出することができるマトリクスコンバータ回路が実現される。   In particular, the fourth invention includes switching element control means for driving the phase drive circuits of the first to third inventions by PWM control, and the current detection means is the maximum value of the carrier signal of the switching element control means. Alternatively, by detecting the voltage across the shunt resistor at the minimum timing and detecting the load current, it operates reliably in synchronization with the PWM modulation wave of the matrix converter circuit, and the load current is accurately determined. A matrix converter circuit that can be detected is realized.

第5の発明は、特に、第4の発明の電流検出手段に電源供給を行う電源回路を備え、前記電源回路の低電位側は、シャント抵抗を接続した交流電源の一端に接続されていることで、負荷の電流を検出してPWM制御することが可能となり、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。   The fifth invention particularly includes a power supply circuit for supplying power to the current detecting means of the fourth invention, wherein the low potential side of the power supply circuit is connected to one end of an AC power supply connected with a shunt resistor. Thus, it is possible to detect the load current and perform PWM control, and an inexpensive and high-performance matrix converter circuit is realized.

第6の発明は、特に、第5の発明の電源回路は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を所定の直流電圧に変換するレギュレータとから構成されたことで、簡単で安価な制御装置の構成にて電流を検出し制御することが可能となり、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。   In the sixth aspect of the invention, in particular, the power supply circuit of the fifth aspect of the invention comprises a rectifier circuit that rectifies an AC voltage from an AC power supply, and a regulator that converts the output voltage of the rectifier circuit into a predetermined DC voltage. Thus, it becomes possible to detect and control the current with a simple and inexpensive configuration of the control device, and an inexpensive and high-performance matrix converter circuit is realized.

第7の発明は、特に、第1〜第6のいずれか1つの発明の電流検出手段は、負荷に電流が流れていないタイミングで検出したシャント抵抗の端子間電圧をオフセット値とし、前記負荷に流れる電流値をシャント抵抗の端子間電圧値から前記オフセット値を減算して検出することで、簡単に正確な負荷電流を正確に検出して制御することが可能となり、高性
能のマトリクスコンバータ回路を安価に構成できる。
In the seventh invention, in particular, the current detection means of any one of the first to sixth inventions uses the voltage across the terminals of the shunt resistor detected at a timing when no current is flowing in the load as an offset value. By detecting the flowing current value by subtracting the offset value from the voltage value between the terminals of the shunt resistor, it is possible to easily detect and control the accurate load current easily, and to create a high-performance matrix converter circuit. Can be configured at low cost.

第8の発明は、特に、第1〜第7のいずれか1つの発明の双方向スイッチは、窒化ガリウム(GaN)半導体により構成されていることで、小さなオン電圧でスイッチング駆動できるから、変換ロスを少なくして変換効率の高いマトリクスコンバータ回路を実現することができる。   In the eighth invention, in particular, the bidirectional switch according to any one of the first to seventh inventions is composed of a gallium nitride (GaN) semiconductor, so that switching drive can be performed with a small on-voltage. And a matrix converter circuit with high conversion efficiency can be realized.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the present embodiment.

(実施の形態1)
図1は、この実施形態に係るマトリクスコンバータ回路の要部構成を示す構成図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a configuration diagram showing the main configuration of the matrix converter circuit according to this embodiment.

図1に示すように、交流電源1の一端には双方向スイッチ2、4、6が接続され、他端には双方向スイッチ3、5、7が接続された形で駆動回路が構成されている。直列接続された双方向スイッチ2と双方向スイッチ3は、1相分の相駆動回路を構成し、その中間接続点にはモータ8の3相巻線の一端が接続される。   As shown in FIG. 1, a drive circuit is configured in such a manner that bidirectional switches 2, 4, 6 are connected to one end of an AC power source 1 and bidirectional switches 3, 5, 7 are connected to the other end. Yes. The bidirectional switch 2 and the bidirectional switch 3 connected in series constitute a phase driving circuit for one phase, and one end of the three-phase winding of the motor 8 is connected to the intermediate connection point.

また、直列接続された双方向スイッチ4と双方向スイッチ5は、別の1相分の相駆動回路を構成し、その中間接続点にはモータ8の3相巻線の別の一端が接続される。更に、直列に接続された双方向スイッチ6と双方向スイッチ7は、更に別の1相分の相駆動回路を構成し、その中間接続点にはモータ8の3相巻線の別の一端が接続されている。   The bidirectional switch 4 and the bidirectional switch 5 connected in series constitute another phase driving circuit for one phase, and another end of the three-phase winding of the motor 8 is connected to an intermediate connection point thereof. The Furthermore, the bidirectional switch 6 and the bidirectional switch 7 connected in series constitute another phase driving circuit for one phase, and another end of the three-phase winding of the motor 8 is connected to the intermediate connection point. It is connected.

電流検出手段10は、シャント抵抗9a、9b、9cの端子間電圧を検出するシャント電圧検出手段11と、シャント電圧検出手段11で検出した電圧値を用いて負荷電流の値を出力する電流値出力手段12と、シャント電圧検出手段11及び電流値出力手段12を動作させるタイミング信号を生成する電流検出タイミング制御手段13とから構成される。   The current detection means 10 includes a shunt voltage detection means 11 that detects the voltage across the shunt resistors 9a, 9b, and 9c, and a current value output that outputs a load current value using the voltage value detected by the shunt voltage detection means 11. And a current detection timing control means 13 for generating a timing signal for operating the shunt voltage detection means 11 and the current value output means 12.

電流値出力手段12は、シャント電圧検出手段11で検知したシャント抵抗の端子間電圧値に基づいて負荷電流の値を表す信号を出力する。   The current value output means 12 outputs a signal representing the value of the load current based on the voltage value across the terminals of the shunt resistor detected by the shunt voltage detection means 11.

スイッチング素子制御手段14は、交流電源1の端子間に直列接続された双方向スイッチ2,3,4,5,6,7それぞれの2つのゲート入力を個別に制御し、双方向スイッチ2,3,4,5,6,7の順方向導通と逆方向導通を個別に制御する。   The switching element control means 14 individually controls the two gate inputs of the bidirectional switches 2, 3, 4, 5, 6, and 7 connected in series between the terminals of the AC power supply 1, and the bidirectional switches 2, 3 , 4, 5, 6, and 7 are controlled separately.

なお、図1では、双方向スイッチ2〜7を構成するスイッチング素子のうち順方向導通するものはスイッチング素子2a,3a,4a,5a,6a,7aで図示し、逆方向導通するものはスイッチング素子2b,3b,4b,5b,6b,7bで図示しており、双方向スイッチ2を構成するスイッチング素子の対2aと2bは互いに逆向きに並列接続されており、その他の双方向スイッチ3〜7も同様な構成になっている。   In FIG. 1, among the switching elements constituting the bidirectional switches 2 to 7, those that conduct in the forward direction are shown as switching elements 2 a, 3 a, 4 a, 5 a, 6 a, and 7 a, and those that conduct in the reverse direction are switching elements 2b, 3b, 4b, 5b, 6b and 7b, the pair of switching elements 2a and 2b constituting the bidirectional switch 2 are connected in parallel in opposite directions, and the other bidirectional switches 3 to 7 are connected. Has the same configuration.

交流電源1の一端は、基準電位17に接続されると共に、双方向スイッチ3、5、7との間にそれぞれシャント抵抗9a、9b、9cが接続されている。電流検出手段10は、シャント抵抗9a、9b、9cの端子間電圧が入力され、負荷となるモータ8に流れる電流を検出する。電源電圧検出手段16は、交流電源1の電圧値を検出する。電源回路15は、交流電源1の交流電力を所定の直流電圧(例えば、5V)に変換して、電流検出手段10へ電源供給する。   One end of the AC power source 1 is connected to a reference potential 17 and shunt resistors 9a, 9b, and 9c are connected between the bidirectional switches 3, 5, and 7, respectively. The current detection means 10 receives the voltage between the terminals of the shunt resistors 9a, 9b, 9c and detects the current flowing through the motor 8 serving as a load. The power supply voltage detection means 16 detects the voltage value of the AC power supply 1. The power supply circuit 15 converts the AC power of the AC power supply 1 into a predetermined DC voltage (for example, 5 V) and supplies power to the current detection means 10.

図2は、一例である双方向スイッチの素子構成図である。図2に示すように、双方向スイッチ2は、逆向きに並列接続された1対のスイッチング素子2a、2bで構成され、それぞれゲート信号の入力端が設けられている。そして、スイッチング素子2a、2bは、この入力端にゲート信号を入力することにより、スイッチング素子2aおよび2bを個別にON/OFFして双方向に通電することができ、双方向スイッチ2の通流方向を制御することができるものである。   FIG. 2 is an element configuration diagram of a bidirectional switch as an example. As shown in FIG. 2, the bidirectional switch 2 is composed of a pair of switching elements 2a and 2b connected in parallel in opposite directions, and each is provided with an input terminal for a gate signal. Then, the switching elements 2a and 2b can be turned on and off individually by inputting a gate signal to the input terminals thereof, and can be energized in both directions. The direction can be controlled.

同様に、双方向スイッチ3はスイッチング素子3a、3bで構成され、双方向スイッチ4はスイッチング素子4a、4bで構成され、双方向スイッチ5はスイッチング素子5a、5bで構成され、双方向スイッチ6はスイッチング素子6a、6bで構成され、双方向スイッチ7はスイッチング素子7a、7bで構成される。ただし、図2に示す双方向スイッチは、通電方向と逆向きのスイッチング素子の素子耐圧が低くなるため、その現象が双方向スイッチの耐圧を低下させる要因となるので、高電圧の回路動作には向かない。   Similarly, the bidirectional switch 3 includes switching elements 3a and 3b, the bidirectional switch 4 includes switching elements 4a and 4b, the bidirectional switch 5 includes switching elements 5a and 5b, and the bidirectional switch 6 includes The bidirectional switch 7 is composed of switching elements 7a and 7b. However, the bidirectional switch shown in FIG. 2 has a lower element breakdown voltage of the switching element opposite to the energization direction, and this phenomenon causes a decrease in the breakdown voltage of the bidirectional switch. Not suitable.

図3は、高耐圧化を図ったその他の双方向スイッチの素子構成図である。図3に示すように、双方向スイッチ2は、逆向きに配置したスイッチング素子23a、23bと、それに直列に接続された逆阻止ダイオード22a、22bとによって素子を複合化して構成している。この場合、逆阻止ダイオード22a、22bにより、スイッチング素子23a、23bの導通方向とは逆の電流を阻止することができ、高耐圧の双方向スイッチを実現できる。   FIG. 3 is an element configuration diagram of another bidirectional switch for achieving a high breakdown voltage. As shown in FIG. 3, the bidirectional switch 2 is configured by combining elements with switching elements 23a and 23b arranged in opposite directions and reverse blocking diodes 22a and 22b connected in series thereto. In this case, the reverse blocking diodes 22a and 22b can block a current opposite to the conduction direction of the switching elements 23a and 23b, thereby realizing a high breakdown voltage bidirectional switch.

なお、図1の双方向スイッチ2〜7は、図2の素子構成で図示しているが、実際は回路耐圧を配慮すると、図3のように複数の素子を複合化した双方向スイッチを採用するか、次に述べる図4のような窒化ガリウム(GaN)を基材とした双方向スイッチを採用して、回路の高耐圧化を図った方が好ましい。   The bidirectional switches 2 to 7 in FIG. 1 are shown in the element configuration of FIG. 2, but in reality, in consideration of circuit breakdown voltage, a bidirectional switch in which a plurality of elements are combined as shown in FIG. 3 is adopted. Alternatively, it is preferable to use a bidirectional switch based on gallium nitride (GaN) as shown in FIG. 4 to increase the breakdown voltage of the circuit.

図4は、窒化ガリウム(GaN)を材料とした双方向スイッチング素子の構成図である。図4に示すように、この双方向スイッチング素子26は2つのゲート入力24、25を備えており、1つは順方向導通用のゲート入力25であり、もう1つは逆方向導通用のゲート入力24となっている。この双方向スイッチング素子26は、窒化ガリウム(GaN)を基材とした半導体基板に作り込まれたものであり、図3に示すように複数の素子を複合して構成していないため、オン動作したときの端子間電圧(オン電圧)が小さく、図3に示す双方向スイッチより電力損失が小さく、図2に示す双方向スイッチより高い耐圧を示す利点がある。   FIG. 4 is a configuration diagram of a bidirectional switching element made of gallium nitride (GaN). As shown in FIG. 4, the bidirectional switching element 26 includes two gate inputs 24 and 25, one is a gate input 25 for forward conduction, and the other is a gate for reverse conduction. The input is 24. The bidirectional switching element 26 is formed on a semiconductor substrate based on gallium nitride (GaN), and is not configured by combining a plurality of elements as shown in FIG. In this case, the voltage between terminals (ON voltage) is small, the power loss is smaller than that of the bidirectional switch shown in FIG.

そのため、この双方向スイッチング素子26をスイッチング回路に適用すると、スイッチング素子の端子間で電圧降下を少なくして、出力に繋がる負荷に多くの電力を伝達することができ、マトリクスコンバータ回路のようなスイッチング回路の電源効率を高めることができる。   Therefore, when this bidirectional switching element 26 is applied to a switching circuit, a voltage drop can be reduced between the terminals of the switching element, and a large amount of power can be transmitted to a load connected to the output. The power efficiency of the circuit can be increased.

図5は、電源回路15の構成を示す回路図である。図5に示すように、交流電源1に接続されたダイオード(または整流回路)150により、交流電源1の交流電圧を整流し、整流した電圧をコンデンサ151で平滑して直流電圧を得て、更にレギュレータ152により所定の直流電圧に安定化した直流電源電圧VDDを出力する。   FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the power supply circuit 15. As shown in FIG. 5, the diode (or rectifier circuit) 150 connected to the AC power source 1 rectifies the AC voltage of the AC power source 1 and smoothes the rectified voltage with a capacitor 151 to obtain a DC voltage. The regulator 152 outputs a DC power supply voltage VDD stabilized to a predetermined DC voltage.

この電源回路15は、マトリクスコンバータ回路に用いる種々の制御回路に電源供給するもので、種々の制御回路とともに基準電位17に共通に接続しているため、3個のシャント抵抗9a、9b、9cの端子間電圧を検出する電流検出手段10の信号処理を容易にしている。   The power supply circuit 15 supplies power to various control circuits used in the matrix converter circuit, and is commonly connected to the reference potential 17 together with various control circuits. Therefore, the three shunt resistors 9a, 9b, 9c Signal processing of the current detection means 10 for detecting the voltage between the terminals is facilitated.

図6は、電源電圧検出手段16の構成を示す回路図である。図6に示すように、電源電圧検出手段16は、交流電源1の端子間に分圧抵抗161,162を直列接続し、その中間接続点に電源電圧換算手段163を接続して構成される。そして、分圧抵抗161,162により電圧レベルが変換された信号は、電源電圧換算手段163で換算係数を掛けられ、その出力側に接続されるスイッチング素子制御手段14の制御で使用可能なレベルに変換される。   FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of the power supply voltage detection means 16. As shown in FIG. 6, the power supply voltage detection means 16 is configured by connecting voltage dividing resistors 161 and 162 in series between the terminals of the AC power supply 1 and connecting a power supply voltage conversion means 163 at an intermediate connection point. Then, the signal whose voltage level is converted by the voltage dividing resistors 161 and 162 is multiplied by the conversion coefficient by the power supply voltage conversion means 163 and becomes a level usable by the control of the switching element control means 14 connected to the output side. Converted.

図7は、電流検出手段10の一部を構成するシャント電圧検出手段11の回路図であり、1相分のシャント電圧検出手段11と周辺回路を含んだ構成を抜き出して図示している。   FIG. 7 is a circuit diagram of the shunt voltage detection means 11 that constitutes a part of the current detection means 10, and shows an extracted configuration including the shunt voltage detection means 11 for one phase and peripheral circuits.

図7に示すように、電圧レベルシフト手段110は、シャント抵抗9aに接続され、シャント抵抗9aの端子間電圧を種々の制御回路で信号処理し易い電圧レベルに変換する。この場合、シャント抵抗9aの端子間電圧は、基準電位点17に対して正負に変動するため、その変動範囲を制御装置で処理し易い電圧範囲(0〜5V)に変換する。この電圧レベルシフトは、抵抗とオペアンプで構成される。   As shown in FIG. 7, the voltage level shift means 110 is connected to the shunt resistor 9a, and converts the voltage between the terminals of the shunt resistor 9a into a voltage level that can be easily processed by various control circuits. In this case, since the voltage between the terminals of the shunt resistor 9a fluctuates positively and negatively with respect to the reference potential point 17, the fluctuation range is converted to a voltage range (0 to 5V) that can be easily processed by the control device. This voltage level shift is composed of a resistor and an operational amplifier.

オフセット記憶手段111は、このマトリスクコンバータ回路によってモータ8を起動する前のタイミングで発生したオフセット記憶タイミング信号が与えられることにより、即ち、負荷電流が流れない状態でオフセット記憶タイミング信号が与えられることにより、電圧レベルシフト手段110が出力するシャント抵抗の端子間電圧値を記憶する。   The offset storage means 111 is provided with an offset storage timing signal generated at a timing before the motor 8 is started by the matrix risk converter circuit, that is, with no load current flowing. Thus, the voltage value between the terminals of the shunt resistor output from the voltage level shift means 110 is stored.

そして、シャント電圧検出手段11は、マトリクスコンバータ回路を起動した通常の運転時には、シャント抵抗9aの端子間電圧値からこのオフセット記憶手段111に記憶された値を減算した電圧値を出力する。これにより、電流が流れていない時の出力値を正確に設定することができ、検出精度を高めることができる。   The shunt voltage detection means 11 outputs a voltage value obtained by subtracting the value stored in the offset storage means 111 from the voltage value between the terminals of the shunt resistor 9a during normal operation when the matrix converter circuit is activated. As a result, the output value when no current is flowing can be set accurately, and the detection accuracy can be increased.

図8は電流値出力手段12の1相分の回路構成を表す回路図である。図8に示すように、電流値出力手段12は、電流検出タイミング制御手段13から出力される電流検出タイミング信号が入力されると、電流検出タイミング信号に基づいてサンプルホールド手段120を動作させ、シャント電圧検出手段11の出力電圧をサンプルホールド手段120により電圧レベルをサンプルホールドする。   FIG. 8 is a circuit diagram showing a circuit configuration for one phase of the current value output means 12. As shown in FIG. 8, when the current detection timing signal output from the current detection timing control unit 13 is input, the current value output unit 12 operates the sample hold unit 120 based on the current detection timing signal, and shunts. The voltage level of the output voltage of the voltage detection means 11 is sampled and held by the sample hold means 120.

サンプルホールドした電圧値は、電流方向判断手段121により符号を合わせた後、電流換算手段122により電圧値を電流値に換算して電流検出値として出力する。   The sampled and held voltage value is matched by the current direction determining means 121 and then converted into a current value by the current converting means 122 and output as a current detection value.

図9は、図1に示すスイッチング素子制御手段14の具体的な回路構成を示す回路図であり、スイッチング素子制御手段14について詳細に説明する。   FIG. 9 is a circuit diagram showing a specific circuit configuration of the switching element control means 14 shown in FIG. 1, and the switching element control means 14 will be described in detail.

図9に示すように、PWM発生手段1403は、一般的なインバータ装置で使用される三角波のキャリア信号を使用した3相のPWM信号を出力する機能を有したものであり、振幅Vcのキャリア信号と、位相が120度ずつ異なる3相の駆動電圧とを比較することにより、3相のPWM信号、即ちU相PWM信号、V相PWM信号およびW相PWM信号を生成する。   As shown in FIG. 9, the PWM generation means 1403 has a function of outputting a three-phase PWM signal using a triangular wave carrier signal used in a general inverter device, and has a carrier signal with an amplitude Vc. Are compared with three-phase drive voltages whose phases are different by 120 degrees to generate a three-phase PWM signal, that is, a U-phase PWM signal, a V-phase PWM signal, and a W-phase PWM signal.

スイッチング素子制御手段14は、この3相のPWM信号を使用して、6個の双方向スイッチ2〜7用の12本のゲート信号を生成し、双方向スイッチ2〜7をON/OFF制御する。U相を制御する双方向スイッチ2,3と、V相およびW相を制御する双方向スイッチ4,5,6,7は同様に動作するので、U相用の回路動作を代表して説明し、V相およびW相の回路動作の説明を省略する。   The switching element control means 14 generates 12 gate signals for the six bidirectional switches 2 to 7 using the three-phase PWM signals, and controls the bidirectional switches 2 to 7 to be turned on / off. . Since the bidirectional switches 2 and 3 for controlling the U phase and the bidirectional switches 4, 5, 6 and 7 for controlling the V phase and the W phase operate in the same manner, the circuit operation for the U phase will be described as a representative. Description of the V-phase and W-phase circuit operations will be omitted.

図9に示すように、電圧極性判別手段1401は、電源電圧検出手段16(図6を参照)で検出した電源電圧検出値が入力され、交流電源1の瞬時電圧が正ならば1、負ならば0の論理信号を出力する。   As shown in FIG. 9, the voltage polarity discrimination means 1401 receives the power supply voltage detection value detected by the power supply voltage detection means 16 (see FIG. 6), and is 1 if the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is positive. If it is 0, a logic signal of 0 is output.

U相の制御信号生成部1413は、AND回路1404〜1407およびOR回路1408〜1411によって構成され、電圧極性判別手段1401の論理信号と、その論理信号をインバータ1402で反転した反転信号と、PWM発生手段1403から出力するU相PWM信号と、そのU相PWM信号をインバータ1412で反転した反転信号とが入力され、4つの駆動信号、即ちU相ゲート信号U2a、U2b、U3aおよびU3bを生成する。   The U-phase control signal generation unit 1413 includes AND circuits 1404 to 1407 and OR circuits 1408 to 1411. The logic signal of the voltage polarity discriminating means 1401, the inverted signal obtained by inverting the logic signal by the inverter 1402, and the PWM generation The U-phase PWM signal output from the means 1403 and the inverted signal obtained by inverting the U-phase PWM signal by the inverter 1412 are input, and four drive signals, that is, U-phase gate signals U2a, U2b, U3a and U3b are generated.

U相ゲート信号U2aは図1に示すスイッチング素子2aのゲートに入力され、スイッチング素子2aは、U相ゲート信号U2aに応じてU相上アームを構成する双方向スイッチ2の下向き電流をON/OFF制御する。   The U-phase gate signal U2a is input to the gate of the switching element 2a shown in FIG. 1, and the switching element 2a turns ON / OFF the downward current of the bidirectional switch 2 constituting the U-phase upper arm in accordance with the U-phase gate signal U2a. Control.

U相ゲート信号U2bは図1に示すスイッチング素子2bのゲートに入力され、スイッチング素子2bは、U相ゲート信号U2bに応じて双方向スイッチ2の上向き電流をON/OFF制御する。   The U-phase gate signal U2b is input to the gate of the switching element 2b shown in FIG. 1, and the switching element 2b performs ON / OFF control of the upward current of the bidirectional switch 2 in accordance with the U-phase gate signal U2b.

U相ゲート信号U3aは図1に示すスイッチング素子3aのゲートに入力され、スイッチング素子3aは、U相ゲート信号U3aに応じてU相下アームを構成する双方向スイッチ3の下向き電流をON/OFF制御する。   The U-phase gate signal U3a is input to the gate of the switching element 3a shown in FIG. 1, and the switching element 3a turns ON / OFF the downward current of the bidirectional switch 3 constituting the U-phase lower arm in accordance with the U-phase gate signal U3a. Control.

U相ゲート信号U3bは図1に示すスイッチング素子3bのゲートに入力され、スイッチング素子3bは、U相ゲート信号U3bに応じて双方向スイッチ3の上向き電流をON/OFF制御する。   The U-phase gate signal U3b is input to the gate of the switching element 3b shown in FIG. 1, and the switching element 3b controls ON / OFF of the upward current of the bidirectional switch 3 in accordance with the U-phase gate signal U3b.

以上のような動作は、V相の制御信号生成部1414及びW相の制御信号生成部1415でも同様に行われ、V相の制御信号生成部1414の駆動信号、即ちV相ゲート信号V4a、V4b、V5a及びV5bはスイッチング素子4a,4b,5a及び5bの駆動を制御する。また、W相の制御信号生成部1414の駆動信号、即ちW相ゲート信号V6a、V6b、V7a及びV7bはスイッチング素子6a,6b,7a及び7bの駆動を制御する。   The operation as described above is similarly performed in the V-phase control signal generation unit 1414 and the W-phase control signal generation unit 1415, and the drive signals of the V-phase control signal generation unit 1414, that is, the V-phase gate signals V4a and V4b. , V5a and V5b control the driving of the switching elements 4a, 4b, 5a and 5b. The drive signal of the W-phase control signal generator 1414, that is, the W-phase gate signals V6a, V6b, V7a, and V7b controls the driving of the switching elements 6a, 6b, 7a, and 7b.

次に、図1に示すマトリクスコンバータ回路の電流検出動作について、図10及び図11を用いて詳細に説明する。図10は交流電源1の電圧が基準電位より高い場合(正の場合)の動作波形を示す動作波形図であり、図11は交流電源1の電圧が基準電位より低い場合(負の場合)の動作波形を示す動作波形図である。   Next, the current detection operation of the matrix converter circuit shown in FIG. 1 will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 10 is an operation waveform diagram showing an operation waveform when the voltage of the AC power supply 1 is higher than the reference potential (in the positive case), and FIG. 11 is a case of when the voltage of the AC power supply 1 is lower than the reference potential (in the negative case). It is an operation | movement waveform diagram which shows an operation | movement waveform.

図1及び図10に示すように、三角波のキャリア信号が駆動電圧より大きくなる時刻t1からt2の区間及び時刻t4からt5の区間は、スイッチング素子2aがオン状態になり、電流がスイッチング素子2aを通って交流電源1からモータ8へと流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子2aがオフ状態になる。   As shown in FIG. 1 and FIG. 10, in the section from time t1 to t2 and the section from time t4 to t5 when the triangular wave carrier signal is larger than the driving voltage, the switching element 2a is turned on, and the current flows through the switching element 2a. Flows from the AC power source 1 to the motor 8. In other sections, the switching element 2a is turned off.

三角波のキャリア信号が駆動電圧より小さくなる時刻t0からt1の区間、および時刻t2からt4の区間は、スイッチング素子3aがオン状態となり、モータ8からの電流がスイッチング素子3aおよびシャント抵抗9aを通って接地電位点17側へ流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子3aがオフ状態になる。   In a section from time t0 to t1 where the triangular wave carrier signal becomes smaller than the driving voltage and a section from time t2 to t4, the switching element 3a is turned on, and the current from the motor 8 passes through the switching element 3a and the shunt resistor 9a. It flows to the ground potential point 17 side. In other sections, the switching element 3a is turned off.

スイッチング素子2b及び3bは、交流電源1の瞬時電圧が正の期間中は常にゲートにHレベルが入力される。これによって、スイッチング素子2b及び3bは、ダイオードのように作用し、通常の時はOFF状態を維持しているが、モータ8のU相端子に異常電圧が発生した時にのみに導通する。即ち、スイッチング素子2bは、モータ1のU相電圧が交流電源1の瞬時電圧より高くなる異常電圧が発生した時に導通し、スイッチング素子3bは、モータ1のU相電圧が接地電位より低くなる異常電圧が発生した時に導通して、過大な異常電圧に対する保護機能を発揮する。   In the switching elements 2b and 3b, the H level is always input to the gate while the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is positive. As a result, the switching elements 2b and 3b act like diodes and maintain the OFF state in the normal state, but are conducted only when an abnormal voltage is generated at the U-phase terminal of the motor 8. That is, the switching element 2b is turned on when an abnormal voltage in which the U phase voltage of the motor 1 is higher than the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is generated, and the switching element 3b is abnormal in which the U phase voltage of the motor 1 is lower than the ground potential. It conducts when a voltage is generated and provides a protection function against excessive abnormal voltage.

スイッチング素子3aがオンすると、モータ8に流れる負荷電流は増加し、逆にスイッチング素子3aがオフすると負荷電流は減少する。そして、スイッチング素子3aがオンすると、モータ8を流れる負荷電流はシャント抵抗9aを流れ、シャント抵抗9aの端子間に負荷電流に応じた電圧が励起される。   When the switching element 3a is turned on, the load current flowing through the motor 8 increases. Conversely, when the switching element 3a is turned off, the load current decreases. When the switching element 3a is turned on, the load current flowing through the motor 8 flows through the shunt resistor 9a, and a voltage corresponding to the load current is excited between the terminals of the shunt resistor 9a.

シャント抵抗9aの端子間電圧は、スイッチング素子3aがオンしている区間だけ出力され、スイッチング素子3aがオフしている区間はゼロとなる。そこで、スイッチング素子3aがオンしている区間、即ちシャント抵抗9aの端子間にモータ8の負荷電流が流れて電圧降下を発生する区間中にシャント抵抗9aの端子間電圧を検出する。   The voltage between the terminals of the shunt resistor 9a is output only when the switching element 3a is on, and becomes zero when the switching element 3a is off. Therefore, the voltage across the shunt resistor 9a is detected during the period when the switching element 3a is on, that is, during the period when the load current of the motor 8 flows between the terminals of the shunt resistor 9a and a voltage drop occurs.

この場合、キャリア信号の谷部のタイミング、即ち時刻t3およびt6のタイミングでシャント抵抗9aの端子間電圧を検出するのが好ましく、例えば、電流検出タイミング手段13により、時刻t3及びt6のタイミングで微分パルスを発生させ、その微分パルスを電流検出タイミング信号として電流出力手段12に印加し、電流検出値をサンプルホールドする。   In this case, it is preferable to detect the voltage across the shunt resistor 9a at the timing of the valley of the carrier signal, that is, at the timings t3 and t6. For example, the current detection timing means 13 differentiates the voltage at the timings t3 and t6. A pulse is generated, the differential pulse is applied to the current output means 12 as a current detection timing signal, and the current detection value is sampled and held.

このようにすると、時刻t3及びt6のタイミングでサンプルホールドする負荷電流の検出値を更新して検出することができる。また、モータ8をスイッチング駆動する際に生じるリンギングノイズの影響を受けずに、モータ8の負荷電流を正確に測定することができ、正確な電流検出に基づいてモータ8の負荷電流を安定に制御することが可能になる。   If it does in this way, the detection value of the load current sample-held at the timing of the time t3 and t6 can be updated and detected. Further, it is possible to accurately measure the load current of the motor 8 without being affected by ringing noise generated when the motor 8 is switched and driven, and to stably control the load current of the motor 8 based on accurate current detection. It becomes possible to do.

なお、スイッチング素子2a,3aをスイッチングする時、それらの個々のスイッチング動作に遅れ時間が生じて、スイッチング素子2aと3aが同時に導通する瞬間が生じると、その期間内にスイッチング素子2aと3aが交流電源1の端子間を短絡することになり、過大電流が流れることでスイッチング素子2a,3aが破損する可能性がある。   When the switching elements 2a and 3a are switched, a delay time occurs in the individual switching operations, and when the switching elements 2a and 3a are turned on at the same time, the switching elements 2a and 3a are switched to AC during that period. The terminals of the power supply 1 are short-circuited, and an excessive current may flow to break the switching elements 2a and 3a.

そのような問題に対処するため、ON/OFFの切り替わりタイミングを外す手法が多用されるが、そのような手法を用いるとスイッチング素子2aと3aの両方が同時にOFFする期間が生じ、その時、モータ8の誘起電圧によって高い異常電圧が発生する危険性が高くなる。   In order to deal with such a problem, a method of removing the ON / OFF switching timing is frequently used. However, when such a method is used, a period in which both the switching elements 2a and 3a are simultaneously turned off is generated. The risk of high abnormal voltage occurring due to the induced voltage increases.

このような不都合に対処するため、スイッチング素子2b、3bは、交流電源1の瞬時電圧が正の場合は、常にゲートにHレベルを入力して、通常の時はオフ状態を維持し、モータ8の端子に異常電圧が発生すると導通するように、ダイオードのように機能して双方向スイッチ2〜7を保護している。   In order to deal with such an inconvenience, the switching elements 2b and 3b always input an H level to the gate when the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is positive, and maintain the OFF state in the normal state. The two-way switches 2 to 7 are protected by functioning like a diode so that they are turned on when an abnormal voltage is generated at the terminal.

次に、図11を用いて交流電源1の瞬時電圧が基準電位より低くなる場合(負の場合)の動作を説明する。   Next, the operation when the instantaneous voltage of the AC power supply 1 becomes lower than the reference potential (in the negative case) will be described with reference to FIG.

図11に示すように、三角波のキャリア信号がU相の駆動電圧より大きくなる時刻t1からt3の区間および時刻t4からt6の区間は、スイッチング素子3bのゲートに入力されるゲート信号U3bがHレベルになることに応じて、スイッチング素子3bがオン状
態になり、負荷電流がシャント抵抗9a及びスイッチング素子3bを通り接地電位点17からモータ8へと流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子3bがオフ状態になる。
As shown in FIG. 11, the gate signal U3b input to the gate of the switching element 3b is at the H level during the period from time t1 to t3 and the period from time t4 to t6 when the triangular wave carrier signal is greater than the U-phase drive voltage. Accordingly, the switching element 3b is turned on, and the load current flows from the ground potential point 17 to the motor 8 through the shunt resistor 9a and the switching element 3b. In other sections, the switching element 3b is turned off.

また、三角波のキャリア信号が駆動電圧より小さくなる時刻t0からt1の区間及び時刻t3からt4の区間は、スイッチング素子2bのゲートに入力されるゲート信号U2bがHレベルになることに応じて、スイッチング素子2bがオン状態になり、モータ8からの負荷電流がスイッチング素子2bを通って交流電源1側に流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子2bがオフ状態になる。   Further, the interval from time t0 to t1 and the interval from time t3 to t4 when the triangular wave carrier signal becomes smaller than the drive voltage are switched according to the gate signal U2b input to the gate of the switching element 2b being at the H level. The element 2b is turned on, and the load current from the motor 8 flows to the AC power supply 1 side through the switching element 2b. In other sections, the switching element 2b is turned off.

スイッチング素子2a及び3aは、交流電源1の瞬時電圧が負の期間中は常にゲートにHレベルが入力される。これによって、スイッチング素子2a及び3aは、ダイオードのように作用し、通常の時はOFF状態を維持しているが、モータ8のU相端子に異常電圧が発生した時にのみに導通する。即ち、スイッチング素子2aは、モータ1のU相電圧が交流電源1の瞬時電圧より低くなる異常電圧が発生した時に導通し、スイッチング素子3aは、モータ1のU相電圧が接地電位より高くなる異常電圧が発生した時に導通して、過大な異常電圧に対する保護機能を発揮する。   In the switching elements 2a and 3a, the H level is always input to the gate while the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is negative. As a result, the switching elements 2a and 3a act like diodes and maintain the OFF state in a normal state, but are conducted only when an abnormal voltage is generated at the U-phase terminal of the motor 8. That is, the switching element 2a is turned on when an abnormal voltage in which the U-phase voltage of the motor 1 is lower than the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is generated, and the switching element 3a is abnormal in which the U-phase voltage of the motor 1 is higher than the ground potential. It conducts when a voltage is generated and provides a protection function against excessive abnormal voltage.

スイッチング素子3bがオンすると、モータ8に流れる負荷電流は増加し、逆にスイッチング素子3bがオフの場合には負荷電流が減少する。そして、スイッチング素子3bがオンすると、モータ8を流れる負荷電流はシャント抵抗9aを流れ、負荷電流に応じた電圧がシャント抵抗9aの端子間に励起される。シャント抵抗9aの端子間には、スイッチング素子3bがオンしている区間だけ負の電圧降下を出力し、スイッチング素子3bがオフしている区間はゼロとなる。そこで、スイッチング素子3bがオンしている区間、即ちシャント抵抗9aの端子間に負荷電流に応じた電圧降下が発生する区間中にシャント抵抗9aの端子間電圧を検出する。   When the switching element 3b is turned on, the load current flowing through the motor 8 increases. Conversely, when the switching element 3b is turned off, the load current decreases. When the switching element 3b is turned on, the load current flowing through the motor 8 flows through the shunt resistor 9a, and a voltage corresponding to the load current is excited between the terminals of the shunt resistor 9a. Between the terminals of the shunt resistor 9a, a negative voltage drop is output only in a section in which the switching element 3b is on, and zero in a section in which the switching element 3b is off. Therefore, the voltage across the shunt resistor 9a is detected during the period when the switching element 3b is on, that is, during the period when the voltage drop corresponding to the load current occurs between the terminals of the shunt resistor 9a.

この場合、キャリア信号の山部のタイミング、即ち時刻t2およびt5のタイミングでシャント抵抗9aの端子間電圧を検出するのが好ましく、例えば、電流検出タイミング手段13により、時刻t2及びt5のタイミングで微分パルスを発生させ、その微分パルスを電流検出タイミング信号として電流値出力手段12に印加し、電流検出値をサンプルホールドする。   In this case, it is preferable to detect the voltage between the terminals of the shunt resistor 9a at the peak timing of the carrier signal, that is, at the timings t2 and t5. For example, the current detection timing means 13 differentiates at the timings t2 and t5. A pulse is generated, the differential pulse is applied to the current value output means 12 as a current detection timing signal, and the current detection value is sampled and held.

このようにすると、時刻t2及びt5のタイミングで負荷電流の検出値を更新して検出すると共に、モータ8をスイッチング駆動する際に生じるリンギングノイズの影響を受けずにモータ8の負荷電流を正確に測定することができ、正確な電流検出に基づいてモータ8の負荷電流を安定に制御することが可能になる。   In this way, the detection value of the load current is updated and detected at the timings t2 and t5, and the load current of the motor 8 can be accurately determined without being affected by ringing noise generated when the motor 8 is switched and driven. The load current of the motor 8 can be stably controlled based on accurate current detection.

また、交流電源1の瞬時電圧が負の場合は、スイッチング素子2a,3aのゲートにHレベルを常に印加するので、交流電源1の瞬時電圧が正の時にPWM制御を行っていたスイッチング素子2a,3aは、今度はスイッチング素子2b,3bと入れ替わりに保護回路として機能する。   Further, when the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is negative, the H level is always applied to the gates of the switching elements 2a and 3a, so that the switching elements 2a, This time, 3a functions as a protection circuit in place of the switching elements 2b and 3b.

以上に説明したように、本実施形態におけるマトリクスコンバータ回路は、シャント抵抗の端子間電圧をサンプルホールドしてモータの負荷電流に対応した電流の検出を行うことができるので、負荷電流値を検出して制御する高性能のマトリクスコンバータ回路を安価に構成できる。   As described above, the matrix converter circuit according to the present embodiment can detect and detect the load current value because it can sample and hold the voltage across the shunt resistor and detect the current corresponding to the load current of the motor. Thus, a high-performance matrix converter circuit that can be controlled can be configured at low cost.

以上説明したように本発明は、マトリクスコンバータ回路に関し、3相モータを駆動す
るような応用に用いられ、低コスト、高性能運転の特徴が必要なマトリクスコンバータ回路について有用である。
As described above, the present invention relates to a matrix converter circuit, and is useful for a matrix converter circuit that is used in an application for driving a three-phase motor and requires low-cost and high-performance operation characteristics.

本発明による本実施形態に係るマトリクスコンバータ回路の回路図The circuit diagram of the matrix converter circuit concerning this embodiment by the present invention 同マトリクスコンバータ回路に用いる双方向スイッチの素子構成図Element configuration diagram of bidirectional switch used in the matrix converter circuit 同双方向スイッチの別の素子構成図Another element configuration diagram of the bidirectional switch 同双方向スイッチの別の素子構成図Another element configuration diagram of the bidirectional switch 本実施形態に係るマトリクスコンバータ回路の電源回路の回路図Circuit diagram of power supply circuit of matrix converter circuit according to this embodiment 同マトリクスコンバータ回路の電源電圧検出手段の回路図Circuit diagram of power supply voltage detection means of the matrix converter circuit 同マトリクスコンバータ回路のシャント電圧検出手段の回路図Circuit diagram of the shunt voltage detection means of the matrix converter circuit 同マトリクスコンバータ回路の電流値出力手段の回路図Circuit diagram of current value output means of the matrix converter circuit 同マトリクスコンバータ回路のスイッチング素子制御手段の回路図Circuit diagram of switching element control means of the matrix converter circuit 同マトリクスコンバータ回路の電流値出力動作を説明する動作波形図Operation waveform diagram explaining current value output operation of the matrix converter circuit 同マトリクスコンバータ回路の電流値出力動作を説明する動作波形図Operation waveform diagram explaining current value output operation of the matrix converter circuit

1 交流電源
2,3,4,5,6,7 双方向スイッチ
8 モータ
9a、9b、9c シャント抵抗
10 電流検出手段
1 AC power supply 2, 3, 4, 5, 6, 7 Bidirectional switch 8 Motor 9a, 9b, 9c Shunt resistor 10 Current detection means

Claims (8)

単相の交流電源からの交流電力を3相の交流電力に変換し負荷に供給するマトリクスコンバータ回路において、
前記3相の相毎に設けられ前記交流電源の端子間に直列に接続された2つの双方向スイッチからなる相駆動回路と、前記2つの双方向スイッチのうち一方と前記交流電源の一端との間に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の端子間電圧を検出して前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えたマトリクスコンバータ回路。
In a matrix converter circuit that converts AC power from a single-phase AC power source into 3-phase AC power and supplies it to a load.
A phase driving circuit comprising two bidirectional switches provided for each of the three phases and connected in series between the terminals of the AC power supply; one of the two bidirectional switches and one end of the AC power supply; A matrix converter circuit comprising: a shunt resistor provided therebetween; and a current detection unit that detects a current flowing through the load by detecting a voltage between terminals of the shunt resistor.
電流検出手段は、シャント抵抗に接続された双方向スイッチがオンした区間内で前記シャント抵抗の端子間電圧を検知して負荷に流れる電流を検出することを特徴とする請求項1記載のマトリクスコンバータ回路。 2. The matrix converter according to claim 1, wherein the current detecting means detects a current flowing through the load by detecting a voltage between the terminals of the shunt resistor in a section in which a bidirectional switch connected to the shunt resistor is turned on. circuit. 電流検出手段は、交流電源の極性に応じてシャント抵抗の端子間電圧の正負を切り替えて負荷に流れる電流を検出することを特徴とする請求項1記載のマトリクスコンバータ回路。 2. The matrix converter circuit according to claim 1, wherein the current detection means detects the current flowing through the load by switching between the positive and negative voltages of the terminals of the shunt resistor according to the polarity of the AC power supply. 相駆動回路の駆動をPWM制御で行うスイッチング素子制御手段を備え、前記電流検出手段は、前記スイッチング素子制御手段のキャリア信号の最大値もしくは最小値となるタイミングで前記シャント抵抗の端子間電圧を検出し負荷の電流を検出することを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載のマトリクスコンバータ回路。 Switching element control means for driving the phase drive circuit by PWM control, wherein the current detection means detects the voltage across the terminals of the shunt resistor at a timing when the maximum or minimum value of the carrier signal of the switching element control means is reached 4. The matrix converter circuit according to claim 1, wherein a current of the load is detected. 電流検出手段に電源供給を行う電源回路を備え、前記電源回路の低電位側は、シャント抵抗を接続した交流電源の一端に接続されていることを特徴とする請求項4記載のマトリクスコンバータ回路。 5. The matrix converter circuit according to claim 4, further comprising a power supply circuit for supplying power to the current detection means, wherein the low potential side of the power supply circuit is connected to one end of an AC power supply connected with a shunt resistor. 電源回路は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を所定の直流電圧に変換するレギュレータとから構成されたことを特徴とする請求項5記載のマトリクスコンバータ回路。 6. The matrix converter circuit according to claim 5, wherein the power supply circuit includes a rectifier circuit that rectifies an AC voltage from an AC power supply, and a regulator that converts an output voltage of the rectifier circuit into a predetermined DC voltage. . 電流検出手段は、負荷に電流が流れていないタイミングで検出したシャント抵抗の端子間電圧をオフセット値とし、前記負荷に流れる電流値をシャント抵抗の端子間電圧値から前記オフセット値を減算して検出することを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載のマトリクスコンバータ回路。 The current detecting means detects the current value flowing through the load by subtracting the offset value from the voltage value between the terminals of the shunt resistor, using the voltage between the terminals of the shunt resistor detected at a timing when no current is flowing through the load as an offset value. The matrix converter circuit according to claim 1, wherein: 双方向スイッチは、窒化ガリウム(GaN)半導体により構成されていることを特徴とする請求項1〜7のいずれか1項に記載のマトリクスコンバータ回路。 The matrix converter circuit according to claim 1, wherein the bidirectional switch is made of a gallium nitride (GaN) semiconductor.
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