JP5183299B2 - Current control device and image forming apparatus - Google Patents

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本発明は、電流制御装置及び画像形成装置に関する。特に画像の定着に用いる、加熱手段としての定着器に流れる電流を制御する電流制御装置及びそれを具備した画像形成装置に関する。   The present invention relates to a current control device and an image forming apparatus. More particularly, the present invention relates to a current control device for controlling a current flowing in a fixing device as a heating unit used for fixing an image, and an image forming apparatus including the current control device.

一般的な電子写真プロセスを用いた画像形成装置(レーザプリンタ)について説明する。   An image forming apparatus (laser printer) using a general electrophotographic process will be described.

このような画像形成装置の熱定着器は、電子写真プロセス等の画像形成手段により転写紙上に形成された未定着画像(トナー像)を転写紙上に定着させるものである。この熱定着器には、加熱手段としてハロゲンヒータを熱源とする熱ローラ式の熱定着器やセラミック面状発熱体ヒータを熱源とするフィルム加熱式の熱定着器が用いられている、例えば特許文献1,特許文献2に示されている。   Such a heat fixing device of the image forming apparatus fixes an unfixed image (toner image) formed on the transfer paper by image forming means such as an electrophotographic process on the transfer paper. In this heat fixing device, a heat roller type heat fixing device using a halogen heater as a heat source or a film heating type heat fixing device using a ceramic sheet heating element heater as a heat source is used as a heating means. 1 and Patent Document 2.

熱定着器の温調制御する際に、画像形成装置のエンジンコントローラは、温度検出素子で検出される温度と、予め設定されている目標温度とを比較して、上述した加熱手段としてのヒータに供給する電力デューティを算出する。そして、その電力デューティに相当する位相角或は波数を決定し、その位相条件又は波数条件で、ヒータを駆動しているスイッチング素子をオン/オフ制御する。   When controlling the temperature of the heat fixing device, the engine controller of the image forming apparatus compares the temperature detected by the temperature detecting element with a preset target temperature, and uses the above-described heater as the heating unit. The power duty to be supplied is calculated. Then, the phase angle or wave number corresponding to the power duty is determined, and the switching element driving the heater is turned on / off under the phase condition or wave number condition.

ここで商用電源から熱定着器に供給される電流は、熱定着器の定格電流及び、米国UL規格や電気用品安全法によって定められる上限の電流値以下に制御する必要がある。そのため、熱定着器に流れる電流を検知し、通電可能な上限電流値以下に制御する。   Here, the current supplied from the commercial power source to the heat fixing device needs to be controlled to be equal to or less than the rated current of the heat fixing device and the upper limit current value determined by the US UL standard or the Electrical Appliance and Material Safety Law. For this reason, the current flowing through the heat fixing device is detected and controlled to be equal to or less than the upper limit current value that can be energized.

また特許文献3では、電流検出トランスで電圧変換した波形を、抵抗を介して電流検出回路に入力することで、半周期ごとの電流実効値を検知する方法が提案されている。   Patent Document 3 proposes a method of detecting a current effective value for each half cycle by inputting a waveform obtained by voltage conversion by a current detection transformer to a current detection circuit via a resistor.

この熱定着器に使用されるヒータは一般的に、トライアック等のスイッチング素子を介して交流電源に接続されており、この交流電源から電力が供給されている。またヒータを熱源とする熱定着器には温度検出素子、例えばサーミスタ感温素子が設けられており、この温度検出素子により検出された温度情報を基にスイッチング素子をオン/オフ制御して、熱定着器の温度が目標の温度になるように制御される。またセラミック面状発熱体ヒータのオン/オフ制御は通常、入力される商用電源の位相制御又は波数制御により行われる。また、トライアック等のスイッチング素子の故障や電力制御の暴走によりヒータが異常発熱した場合には、温度検出素子によりヒータの過昇温を検出して、交流電源からヒータへの電力供給を遮断している。
特開昭63−313182号公報 特開平02−157878号公報 特開2004−226557号公報
The heater used in the heat fixing device is generally connected to an AC power source via a switching element such as a triac, and power is supplied from the AC power source. In addition, a temperature detection element, for example, a thermistor temperature sensing element, is provided in a heat fixing device using a heater as a heat source. Based on the temperature information detected by the temperature detection element, the switching element is controlled to be turned on and off to Control is performed so that the temperature of the fixing device becomes a target temperature. Further, on / off control of the ceramic sheet heating element heater is usually performed by phase control or wave number control of the input commercial power source. Also, if the heater overheats due to a failure of a switching element such as a triac or a power control runaway, the temperature detection element detects an excessive temperature rise of the heater and shuts off the power supply from the AC power supply to the heater. Yes.
JP-A-63-313182 Japanese Patent Laid-Open No. 02-157878 JP 2004-226557 A

しかし、電流検出トランスで電圧変換した二次側出力波形には、素子固有の特性により波形の歪みを生じてしまう。特に電流実効値を検知する場合、波形の歪みによって実効値が変化してしまい、電流検出精度が低下してしまう。電流検出トランス二次側出力に生じる歪量は、一次側入力波形の振幅、位相角、周波数によって異なる。また負荷が急激に変動する場合には、それ以前の波形によって歪み量は異なる。電流検出トランスの歪みによって生じる誤差を補正することは、より正確な電流検知を行うための課題であった。   However, the secondary-side output waveform that has been voltage-converted by the current detection transformer is distorted due to the characteristic of the element. In particular, when the current effective value is detected, the effective value changes due to waveform distortion, and current detection accuracy decreases. The amount of distortion that occurs in the secondary output of the current detection transformer varies depending on the amplitude, phase angle, and frequency of the primary input waveform. When the load fluctuates rapidly, the amount of distortion varies depending on the previous waveform. Correcting an error caused by distortion of the current detection transformer has been a problem for more accurate current detection.

本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解決することにある。   An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art.

本発明では、負荷に供給する電力デューティを、周波数、位相角の変動量の情報に基づき歪量補正を行うことでより高精度な電流制御を行う電流制御装置及びそれを具備した画像形成装置を提供することを目的とする。   In the present invention, a current control device that performs more accurate current control by correcting the amount of power supplied to a load based on information on the amount of variation in frequency and phase angle, and an image forming apparatus including the current control device. The purpose is to provide.

本発明は、上述の目的を達成するため、以下(1))の構成を備えるものである。 In order to achieve the above object, the present invention comprises the following configurations (1) and ( 2 ).

(1)負荷に供給る電力を制御する電力制御手段と、前記負荷に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記負荷に流れる電流値を検知する電流検知手段と、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする電流制御装置。
(2)記録材に画像を定着する定着手段を有する画像形成装置において、商用電源から前記定着手段に供給する電力を制御する電力制御手段と、前記定着手段に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記定着手段に流れる電流値を検知する電流検知手段と、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする画像形成装置。
(1) and the braking Gosuru power control unit power supplied to the load, based on the output voltage of the current detection transformer provided in the path of the current flowing through the load, current sensing for detecting a current flowing through the load means and the current value of the current detected by the detection means, said current control device characterized by having a distortion amount correcting means for correcting, based on the position phase corresponding to the power controlled by the power control unit.
(2) In an image forming apparatus having a fixing unit that fixes an image on a recording material, a power control unit that controls power supplied from a commercial power source to the fixing unit, and a current provided in a path of a current flowing through the fixing unit Based on the output voltage of the detection transformer, a current detection means for detecting the current value flowing through the fixing means, and the current value detected by the current detection means is corrected based on the phase corresponding to the power controlled by the power control means. An image forming apparatus, comprising: a distortion amount correcting unit that performs the correction.

本発明によれば、負荷に供給する電力デューティを、周波数、位相の変動量の情報に基づき歪量補正を行うことでより高精度な電流制御を行う電流制御装置及びそれを具備した画像形成装置を提供することができる According to the present invention, a current control device that performs more accurate current control by correcting the amount of power supplied to a load based on information on frequency and phase fluctuation amounts, and an image forming apparatus including the current control device Can be provided .

以下、本発明を実施するための最良の形態を、実施例により詳しく説明する。   Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention will be described in detail with reference to examples.

商用電源から電力を供給する電力供給手段を有し、負荷に流れる電流を検知するための電流検出トランスの2次側出力波形に生じる歪みの誤差を低減し、前記負荷に流れる電流を精度良く検知する電流検知装置を有する画像形成装置についての説明である。   It has power supply means to supply power from a commercial power supply, reduces distortion errors in the secondary output waveform of the current detection transformer for detecting the current flowing through the load, and accurately detects the current flowing through the load 1 is an explanation of an image forming apparatus having a current detecting device.

以下、添付図面に基づき説明する。   Hereinafter, description will be given with reference to the accompanying drawings.

図2は電子写真プロセスを用いた画像形成装置の概略構成図であり、例えばレ−ザプリンタの場合を示している。   FIG. 2 is a schematic configuration diagram of an image forming apparatus using an electrophotographic process, and shows a case of a laser printer, for example.

<画像形成装置の全体構成>
レーザプリンタ本体101(以下、本体101)は、記録紙Sを収納するカセット102を有する。このカセット102の記録紙Sの有無を検知するカセット有無センサ103、カセット102の記録紙Sのサイズを検知するため復数個のマイクロスイッチで構成されたカセットサイズセンサ104を有する。そして、カセット102から記録紙Sを繰り出す給紙ローラ105等が設けられ、給紙ローラ105の下流には記録紙Sを同期搬送するレジストローラ対106が設けられている。また、レジストローラ対106の下流にはレーザスキャナ部107からのレーザ光に基づいて記録紙S上にトナー像を形成する画像形成部108が設けられている。更に、画像形成部108の下流には記録紙S上に形成されたトナー像を熱定着する定着器109が設けられている。定着器109の下流には排紙部の搬送状態を検知する排紙センサ110、記録紙Sを排紙する排紙ローラ111、記録の完了した記録紙Sを積載する積載トレイ112が設けられている。この記録紙Sの搬送基準は、記録紙Sの画像形成装置の搬送方向に直交する方向の長さ、つまり記録紙Sの幅に対して中央になるように設定されている。
<Overall configuration of image forming apparatus>
The laser printer main body 101 (hereinafter, main body 101) has a cassette 102 for storing the recording paper S. The cassette 102 has a cassette presence / absence sensor 103 for detecting the presence / absence of the recording paper S, and a cassette size sensor 104 constituted by a number of micro switches for detecting the size of the recording paper S of the cassette 102. A paper feed roller 105 that feeds the recording paper S from the cassette 102 is provided, and a registration roller pair 106 that synchronously conveys the recording paper S is provided downstream of the paper feed roller 105. Further, an image forming unit 108 that forms a toner image on the recording paper S based on the laser beam from the laser scanner unit 107 is provided downstream of the registration roller pair 106. Further, a fixing device 109 that thermally fixes the toner image formed on the recording paper S is provided downstream of the image forming unit 108. Disposed downstream of the fixing device 109 are a paper discharge sensor 110 for detecting the conveyance state of the paper discharge unit, a paper discharge roller 111 for discharging the recording paper S, and a stacking tray 112 for stacking the recording paper S on which recording has been completed. Yes. The conveyance reference of the recording paper S is set so as to be centered with respect to the length of the recording paper S in the direction orthogonal to the conveyance direction of the image forming apparatus, that is, the width of the recording paper S.

また、前記レーザスキャナ107は、後述する外部装置131から送出される画像信号(画像信号VDO)に基づいて変調されたレーザ光を発光するレーザユニット113がある。このレーザユニット113からのレーザ光を後述する感光ドラム117上に走査するためのポリゴンモータ114、結像レンズ115、折り返しミラー116等により構成されている。   The laser scanner 107 includes a laser unit 113 that emits a laser beam modulated based on an image signal (image signal VDO) transmitted from an external device 131 described later. It comprises a polygon motor 114, an imaging lens 115, a folding mirror 116, and the like for scanning laser light from the laser unit 113 onto a photosensitive drum 117 described later.

そして、前記画像形成部108は、公知の電子写真プロセスに必要な、感光ドラム117、1次帯電ローラ119、現像器120、転写帯電ローラ121、クリーナ122等から構成されている。   The image forming unit 108 includes a photosensitive drum 117, a primary charging roller 119, a developing device 120, a transfer charging roller 121, a cleaner 122, and the like necessary for a known electrophotographic process.

また、定着器109は定着フィルム109a、定着ローラ109b、定着フィルム内部に設けられたセラミックヒータ109c、セラミックヒータの表面温度を検出するサーミスタ109dから構成されている。   The fixing device 109 includes a fixing film 109a, a fixing roller 109b, a ceramic heater 109c provided inside the fixing film, and a thermistor 109d that detects the surface temperature of the ceramic heater.

また、メインモータ123は、給紙ローラ105には給紙ローラクラッチ124を介して、レジストローラ対106にはレジストローラ125を介して駆動力を与えている。更にメインモータ123は、感光ドラム117を含む画像形成部108の各ユニット、定着器109、排紙ローラ111にも駆動力を与えている。   The main motor 123 applies a driving force to the paper feed roller 105 via a paper feed roller clutch 124 and to the registration roller pair 106 via a registration roller 125. Further, the main motor 123 applies driving force to each unit of the image forming unit 108 including the photosensitive drum 117, the fixing device 109, and the paper discharge roller 111.

また、エンジンコントローラ126は、当該発明にかかる歪補正制御シーケンスを実施するのに必要な情報を記憶する記憶手段を有する。また、レーザスキャナ部107、画像形成部108、定着器109による電子写真プロセスの制御、前記本体101内の記録紙の搬送制御なども行なっている。   Further, the engine controller 126 has storage means for storing information necessary for executing the distortion correction control sequence according to the present invention. In addition, control of the electrophotographic process by the laser scanner unit 107, the image forming unit 108, and the fixing unit 109, conveyance control of the recording paper in the main body 101, and the like are also performed.

また、ビデオコントローラ127は、パーソナルコンピュータ等の外部装置131と汎用のインターフェース(セントロニクス、RS232C、USB等)130で接続されている。この汎用インターフェースから送られてくる画像情報をビットデータに展開し、そのビットデータをVDO信号として、エンジンコントローラ126へ送出している。   The video controller 127 is connected to an external device 131 such as a personal computer via a general-purpose interface (Centronics, RS232C, USB, etc.) 130. The image information sent from the general-purpose interface is developed into bit data, and the bit data is sent to the engine controller 126 as a VDO signal.

<セラミックヒータの駆動及び制御回路の構成>
図1には本実施例における定着器109を構成するセラミックヒ−タの駆動及び制御回路を示した図である。交流電源1は、本画像形成装置である本体101に接続される商用電源である。本体101には交流電源1からACフィルタ2,電流検出トランス25,リレー41を介して加熱手段であるセラミックヒ−タ109cを構成する発熱体203,発熱体220へ電力を供給することにより、発熱体203,発熱体220を発熱させる。
<Configuration of ceramic heater drive and control circuit>
FIG. 1 is a diagram showing a driving circuit and a control circuit of a ceramic heater constituting the fixing device 109 in this embodiment. The AC power source 1 is a commercial power source connected to the main body 101 that is the image forming apparatus. The main body 101 is supplied with electric power from the AC power source 1 through the AC filter 2, the current detection transformer 25, and the relay 41 to the heating element 203 and the heating element 220 that constitute the ceramic heater 109 c serving as heating means. 203, the heating element 220 generates heat.

商用電源から発熱体203への電力供給手段として、トライアック4の通電、あるいは遮断することによって制御が行われている。抵抗5、6はトライアック4のためのバイアス抵抗である、フォトトライアックカプラ7は、一次(負荷側)と、二次(制御側)間の沿面距離(絶縁距離)を確保するためのデバイスである。フォトトライアックカプラ7の発光ダイオードに通電することによりトライアック4を通電する。抵抗8はフォトトライアックカプラ7の電流を制限するための抵抗であり、トランジスタ9によりフォトトライアックカプラ7を通電、あるいは遮断する。トランジスタ9は抵抗10を介してエンジンコントロ−ラ126からのON1信号にしたがって動作する。   Control is performed by energizing or shutting off the triac 4 as power supply means from the commercial power source to the heating element 203. The resistors 5 and 6 are bias resistors for the triac 4, and the phototriac coupler 7 is a device for ensuring a creeping distance (insulating distance) between the primary (load side) and the secondary (control side). . The triac 4 is energized by energizing the light emitting diode of the phototriac coupler 7. The resistor 8 is a resistor for limiting the current of the phototriac coupler 7, and the phototriac coupler 7 is energized or cut off by the transistor 9. Transistor 9 operates according to the ON1 signal from engine controller 126 via resistor 10.

商用電源から発熱体220への電力供給手段として、トライアック13の通電、あるいは遮断することによって制御が行われている。抵抗14、15はトライアック13のためのバイアス抵抗である、フォトトライアックカプラ16は、一次、二次間の沿面距離を確保するためのデバイスである。フォトトライアックカプラ16の発光ダイオードに通電することによりトライアック13を通電する。抵抗17はフォトトライアックカプラ16の電流を制限するための抵抗であり、トランジスタ18によりフォトトライアックカプラ16を通電、あるいは遮断する。トランジスタ18は抵抗19を介してエンジンコントロ−ラ126からのON2信号にしたがって動作する。   Control is performed by energizing or cutting off the triac 13 as power supply means from the commercial power source to the heating element 220. The resistors 14 and 15 are bias resistors for the triac 13, and the phototriac coupler 16 is a device for ensuring a creepage distance between the primary and secondary. The triac 13 is energized by energizing the light emitting diode of the phototriac coupler 16. The resistor 17 is a resistor for limiting the current of the phototriac coupler 16, and the phototriac coupler 16 is energized or cut off by the transistor 18. Transistor 18 operates in accordance with the ON2 signal from engine controller 126 through resistor 19.

<位相角検出回路の構成>
交流電源1の位相角の検出は、ゼロクロス検出回路12によって行われる。ACフィルタ2を介して交流電源1の出力は、ゼロクロス検出回路12のHotとNeutralに入力される。ゼロクロス検出回路12では、入力された商用電源電圧がある閾値以下の電圧になっていることをエンジンコントロ−ラ126に対して位相角を算出するためのパルス信号を報知する。以下、エンジンコントロ−ラ126に送出されるこのパルス信号をZEROX信号と呼ぶ。エンジンコントロ−ラ126では前記ZEROX信号のパルスのエッジを検知し、そのエッジ間隔T1から商用電源である交流電源1の位相角が算出される。そして検出された位相角に基づき位相制御または波数制御を行うことによりトライアック4又は13を通電、あるいは遮断する。また、検出された前記位相角は、エンジンコントローラの記憶手段に位相角情報として記憶される、前記記憶手段に記憶された過去の位相角情報は、検出された位相角と比較されその差に基づく前記電流検出トランスで検出された電流値の歪補正に利用される。
<Configuration of phase angle detection circuit>
Detection of the phase angle of the AC power supply 1 is performed by the zero cross detection circuit 12. The output of the AC power supply 1 is input to Hot and Neutral of the zero cross detection circuit 12 through the AC filter 2. The zero-cross detection circuit 12 notifies the engine controller 126 of a pulse signal for calculating the phase angle that the input commercial power supply voltage is a voltage equal to or lower than a certain threshold value. Hereinafter, this pulse signal sent to the engine controller 126 is referred to as a ZEROX signal. The engine controller 126 detects the edge of the pulse of the ZEROX signal, and calculates the phase angle of the AC power source 1 as a commercial power source from the edge interval T1. Then, the triac 4 or 13 is energized or cut off by performing phase control or wave number control based on the detected phase angle. The detected phase angle is stored as phase angle information in the storage means of the engine controller. The past phase angle information stored in the storage means is compared with the detected phase angle and based on the difference. This is used for distortion correction of the current value detected by the current detection transformer.

また、ゼロクロス検出回路は商用電源の周波数を検出する周波数検出手段としての機能も有し、前記ゼロクロス検出回路から出力される前記ZEROX信号より、商用電源の周波数もエンジンコントローラ126で算出される。   The zero cross detection circuit also has a function as frequency detection means for detecting the frequency of the commercial power supply. The frequency of the commercial power supply is calculated by the engine controller 126 from the ZEROX signal output from the zero cross detection circuit.

<セラミックヒータ電流検出回路の構成>
トライアック4及び13に制御されて、発熱体203及び発熱体220に通電されるヒータ電流は、電流の経路に設置された電流検出トランス25によって電圧変換され、電流検出トランスの2次側の出力電圧として電流検出回路27に入力される。
<Configuration of ceramic heater current detection circuit>
The heater current controlled by the triacs 4 and 13 and energized to the heating element 203 and the heating element 220 is converted into a voltage by the current detection transformer 25 installed in the current path, and the output voltage on the secondary side of the current detection transformer Is input to the current detection circuit 27.

前記電流検出トランスによって電圧変換された2次側出力は商用周波数周期毎のヒータ電流に対応した値であり、電流検出回路27では、電圧変換されたヒータ電流波形を半波整流し、その2乗値に変換し、更に反転増幅した後、コンデンサに充電される。この場合、電流検出トランスの前記コンデンサに充電された電圧I1fはHCRRT信号としてエンジンコントローラ126にA/D入力される。この2乗値とHCRRT信号とは概比例している。   The secondary output voltage converted by the current detection transformer has a value corresponding to the heater current for each commercial frequency period. The current detection circuit 27 rectifies the voltage converted heater current waveform by half-wave and squares the square. The value is converted into a value, further inverted and amplified, and then charged to the capacitor. In this case, the voltage I1f charged in the capacitor of the current detection transformer is A / D input to the engine controller 126 as an HCRRT signal. The square value and the HCRRT signal are roughly proportional.

<セラミックヒータ温度検知回路の構成>
図1に示した温度検知素子109dは発熱体203,および発熱体220によって形成されているセラミックヒ−タ109cの温度を検知するための温度検知手段としての温度検知素子である、例えば、サ−ミスタ感温素子などである。セラミックヒータ109c上に発熱体203,および発熱体220に対して絶縁距離を確保できるように絶縁耐圧を有する絶縁物を介して配置されている。この温度検知素子109dによって検出される温度は、抵抗22と、温度検知素子109dとで分圧された電圧として検出され、エンジンコントロ−ラ126にTH信号としてA/D入力される。
<Configuration of ceramic heater temperature detection circuit>
The temperature detection element 109d shown in FIG. 1 is a temperature detection element as temperature detection means for detecting the temperature of the ceramic heater 109c formed by the heating element 203 and the heating element 220. For example, the thermistor A temperature sensitive element. On the ceramic heater 109c, it arrange | positions through the insulator which has a dielectric strength voltage so that an insulation distance with respect to the heat generating body 203 and the heat generating body 220 can be ensured. The temperature detected by the temperature detection element 109d is detected as a voltage divided by the resistor 22 and the temperature detection element 109d, and A / D is input to the engine controller 126 as a TH signal.

前記TH信号は前記エンジンコントロ−ラ126の記憶手段に記憶され、発熱体203、および発熱体220の温調制御する信号として使用される。   The TH signal is stored in the storage means of the engine controller 126, and is used as a signal for controlling the temperature of the heating elements 203 and 220.

<エンジンコントローラの制御方法と過昇温防止回路>
セラミックヒ−タ109cの温度は、TH信号としてエンジンコントロ−ラ126において監視されている。エンジンコントロ−ラ126の内部で予め設定されるセラミックヒ−タ109cの設定温度とTH信号とを比較することによって、セラミックヒ−タ109cを構成する発熱体203,220に供給するべき電力比を算出する。そして、供給する電力比に対応した位相角(位相制御)または波数(波数制御)に換算し、その制御条件によりエンジンコントロ−ラ126がトランジスタ9にON1信号、あるいはトランジスタ18にON2信号を送出する。発熱体203,220に供給する電力比を算出する際に、電流検出回路27から報知されるHCRRT信号(検知電圧)を基に上限の電力比を算出して、その上限の電力比以下の電力が通電されるように制御する。例えば、位相制御の場合、下記の表1のようなデータをエンジンコントローラ126内に有しており、この制御表に基づき制御をおこなう。
<Engine controller control method and overheat prevention circuit>
The temperature of the ceramic heater 109c is monitored by the engine controller 126 as a TH signal. A power ratio to be supplied to the heating elements 203 and 220 constituting the ceramic heater 109c is calculated by comparing a set temperature of the ceramic heater 109c preset in the engine controller 126 with the TH signal. . Then, it is converted into a phase angle (phase control) or a wave number (wave number control) corresponding to the supplied power ratio, and the engine controller 126 sends an ON1 signal to the transistor 9 or an ON2 signal to the transistor 18 according to the control conditions. . When calculating the power ratio supplied to the heating elements 203, 220, the upper limit power ratio is calculated based on the HCRRT signal (detection voltage) notified from the current detection circuit 27, and the power is equal to or lower than the upper limit power ratio. Is controlled to be energized. For example, in the case of phase control, data as shown in Table 1 below is stored in the engine controller 126, and control is performed based on this control table.

さらに、発熱体203,220に電力を供給しており、制御する手段が故障し、発熱体203,220が熱暴走に至った場合、過昇温を防止する手段として、過昇温防止手段223がセラミックヒータ109c上に配されている。過昇温防止手段223は、例えば温度ヒューズやサーモスイッチである。電力供給制御手段の故障により、発熱体203,220が熱暴走に至り過昇温防止手段223が所定の温度以上になると、過昇温防止手段223がOPEN状態になり、発熱体203および220への通電が遮断される保護回路を有している。   Further, when power is supplied to the heat generating elements 203 and 220 and the control means fails and the heat generating elements 203 and 220 reach thermal runaway, the excessive temperature rise preventing means 223 is used as a means for preventing excessive temperature rise. Is disposed on the ceramic heater 109c. The excessive temperature rise prevention means 223 is, for example, a temperature fuse or a thermo switch. When the heating elements 203 and 220 reach a thermal runaway due to a failure of the power supply control means and the excessive temperature rise prevention means 223 exceeds a predetermined temperature, the excessive temperature rise prevention means 223 enters the OPEN state, and the heating elements 203 and 220 are transferred to. It has a protection circuit that cuts off the current.

また、TH信号として監視されているセラミックヒ−タ109cの温度は、エンジンコントローラ126において、温度制御の設定温度とは別に異常高温検知温度が設定されている。TH信号から検知される温度がその異常高温検知温度以上になった場合には、エンジンコントローラ126からのRLD信号はLowレベルとなる。その結果、トランジスタ42がオフとなり、リレー41の接点回路をオープンとすることにより、発熱体203および220への通電を遮断する。通常、温度制御時には常に、エンジンコントローラ126はRLD信号をHighレベルとして送出し、トランジスタ42をオンにし、リレー41の接点回路をクローズにしている。抵抗43は電流制限抵抗であり、抵抗44ベース・エミッタ間のバイアス抵抗である。ダイオード45はリレー41のオフ時の逆起電力吸収用素子である。   The temperature of the ceramic heater 109c monitored as the TH signal is set to an abnormally high temperature detection temperature in the engine controller 126 separately from the temperature control set temperature. When the temperature detected from the TH signal becomes equal to or higher than the abnormally high temperature detection temperature, the RLD signal from the engine controller 126 is at a low level. As a result, the transistor 42 is turned off, and the contact circuit of the relay 41 is opened, thereby interrupting the energization of the heating elements 203 and 220. Normally, the engine controller 126 always sends the RLD signal as a high level during temperature control, turns on the transistor 42, and closes the contact circuit of the relay 41. The resistor 43 is a current limiting resistor, and is a bias resistor between the resistor 44 base and emitter. The diode 45 is an element for absorbing a counter electromotive force when the relay 41 is off.

<セラミックヒータ及び熱定着器の概略>
図3(a)(b)は、本実施の形態に係るセラミックヒータ109cの概略を説明する図である。図3(a)は、セラミック面状発熱体ヒータの断面図であり、図3(a)の矢印301で示すのは、発熱体203,220が形成されている表面を示しており、同じく図3(a)の矢印302で示すのは、301が示す表面と相対する裏面を示している。
<Outline of ceramic heater and heat fixing device>
FIGS. 3A and 3B are diagrams for explaining the outline of the ceramic heater 109c according to the present embodiment. 3A is a cross-sectional view of the ceramic sheet heating element heater, and an arrow 301 in FIG. 3A shows the surface on which the heating elements 203 and 220 are formed. The arrow 302 in 3 (a) indicates the back surface opposite to the surface indicated by 301.

このセラミック面状発熱体ヒータ109cは、SiC,AlN,Al等のセラミックス系の絶縁基板331が使用されている。また、絶縁基板331面上にはペースト印刷等で形成されている発熱体203,220と、2本の発熱体を保護しているガラス等の保護層334から構成されている。この保護層334上に、セラミック面状発熱体ヒータ109cの温度を検出する温度検出素子109dと過昇温防止手段223が配置されている。図3(b)で示すように、これらは記録紙Sの搬送基準、つまり発熱部203a,220aの長さ方向の中心(a1)に対して左右対称な位置(h)で、かつ通紙可能な最小の記録紙のシート幅よりも内側の位置に配設されている。 This ceramic sheet heating element heater 109c uses a ceramic insulating substrate 331 such as SiC, AlN, Al 2 O 3 or the like. Further, the insulating substrate 331 is composed of heating elements 203 and 220 formed by paste printing or the like, and a protective layer 334 such as glass that protects the two heating elements. On this protective layer 334, a temperature detection element 109d for detecting the temperature of the ceramic sheet heating element heater 109c and an excessive temperature rise prevention means 223 are arranged. As shown in FIG. 3B, these can be fed at a position (h) that is symmetrical with respect to the conveyance reference of the recording paper S, that is, the center (a1) in the length direction of the heat generating portions 203a and 220a. It is arranged at a position inside the minimum sheet width of the recording paper.

発熱体203は、電力が供給されると発熱する部分203aと、コネクタを介して電力が供給される電極部203c,203dと、これら電極部203c,203dと発熱体203とを接続する導電部203bとを有している。また発熱体220は、電力が供給されると発熱する部分220aと、コネクタを介して電力が供給される電極部203c,220dと、電極部203c,220dと接続される導電部220bとを有している。電極部203cは、2本の発熱体203と220に共通に接続されており、発熱体203,220の共通電極となっている。また発熱体203,220が印刷されている絶縁基板331との対向面側に摺動性を向上させるために図3で示すガラス層334が形成される場合もある。   The heating element 203 includes a portion 203a that generates heat when electric power is supplied, electrode portions 203c and 203d to which electric power is supplied via a connector, and a conductive portion 203b that connects the electrode portions 203c and 203d and the heating element 203. And have. The heating element 220 includes a portion 220a that generates heat when power is supplied, electrode portions 203c and 220d to which power is supplied via a connector, and a conductive portion 220b connected to the electrode portions 203c and 220d. ing. The electrode portion 203c is connected in common to the two heating elements 203 and 220, and serves as a common electrode for the heating elements 203 and 220. In some cases, a glass layer 334 shown in FIG. 3 is formed on the surface facing the insulating substrate 331 on which the heating elements 203 and 220 are printed in order to improve the slidability.

この共通電極203cは、商用電源である交流電源1のHOT側端子から過昇温防止部223を介して接続される。電極部203dは、発熱体203を制御するトライアック4に接続され、交流電源1のNeutral端子に接続される。電極部220dは、発熱体220を制御するトライアック13と電気的に接続され、交流電源1のNeutral端子に接続される。セラミックヒータ109cは、図4(a)(b)に示すように、フィルムガイド62によって支持されている。   The common electrode 203c is connected from the HOT-side terminal of the AC power source 1 that is a commercial power source via an excessive temperature rise prevention unit 223. The electrode portion 203 d is connected to the triac 4 that controls the heating element 203, and is connected to the neutral terminal of the AC power supply 1. The electrode portion 220 d is electrically connected to the triac 13 that controls the heating element 220 and is connected to the neutral terminal of the AC power supply 1. The ceramic heater 109c is supported by a film guide 62 as shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b).

図4(a)(b)は、本実施例に係る熱定着器109の概略構成を示す図である。図4(a)は、絶縁基板331に対して、発熱体203,220が定着ニップ部と反対側にある場合を示し、図4(b)は、絶縁基板331に対して、発熱体203,220が定着ニップ部側に位置している場合を示している。   4A and 4B are diagrams showing a schematic configuration of the thermal fixing device 109 according to the present embodiment. FIG. 4A shows a case where the heating elements 203 and 220 are on the opposite side of the fixing nip portion with respect to the insulating substrate 331, and FIG. 4B shows the heating elements 203 and 220 with respect to the insulating substrate 331. A case where 220 is located on the fixing nip side is shown.

定着フィルム109aは、円筒状の耐熱材製の定着フィルムであり、セラミックヒータ109cを下面側に支持させたフィルムガイド62に外嵌させてある。そして、このフィルムガイド62の下面のセラミックヒータ109cと、加圧部材としての弾性加圧ローラ109bとを、定着フィルム109aを挟ませて弾性加圧ローラ109bの弾性に抗して所定の加圧力をもって圧接させている。こうして加熱部としての所定幅の定着ニップ部を形成している。また過昇温防止手段223、例えば、サーモスタットがセラミックヒータ109cの絶縁基板331面上、或はガラス層334面上に当接されている。このサーモスタット223は、フィルムガイド62に位置を矯正され、サーモスタット223の感熱面がセラミックヒータ109cの面上に当接されている。図示はしていないが、温度検出素子109dも同様に、このセラミックヒータ109cの面上に当接されている。ここで、図4(a)のように、セラミックヒータ109cは発熱体203,220が定着ニップ部と反対側にあっても良く、或は図4(b)のように、発熱体203,220が定着ニップ部側にあってもかまわない。また、定着フィルム109aの摺動性を上げるために、定着フィルム109aとセラミックヒータ109cとの界面に摺動性のグリースを塗布してもかまわない。   The fixing film 109a is a fixing film made of a cylindrical heat-resistant material, and is externally fitted to a film guide 62 that supports a ceramic heater 109c on the lower surface side. The ceramic heater 109c on the lower surface of the film guide 62 and the elastic pressure roller 109b as a pressure member are sandwiched between the fixing film 109a and have a predetermined pressure against the elasticity of the elastic pressure roller 109b. Press contact. Thus, a fixing nip portion having a predetermined width as a heating portion is formed. An excessive temperature rise prevention means 223, for example, a thermostat is in contact with the insulating substrate 331 surface or the glass layer 334 surface of the ceramic heater 109c. The thermostat 223 is corrected in position by the film guide 62, and the thermosensitive surface of the thermostat 223 is in contact with the surface of the ceramic heater 109c. Although not shown, the temperature detecting element 109d is also in contact with the surface of the ceramic heater 109c. Here, as shown in FIG. 4A, the ceramic heater 109c may have the heating elements 203 and 220 on the side opposite to the fixing nip portion, or the heating elements 203 and 220 as shown in FIG. 4B. May be on the fixing nip side. Further, in order to improve the slidability of the fixing film 109a, slidable grease may be applied to the interface between the fixing film 109a and the ceramic heater 109c.

<ヒータ電流検出回路>
図5は、本実施例に係る電流検出回路27の構成を説明するための回路図であり、図6は、この電流検出回路27の動作を説明するためのタイミング波形図である。
<Heater current detection circuit>
FIG. 5 is a circuit diagram for explaining the configuration of the current detection circuit 27 according to the present embodiment, and FIG. 6 is a timing waveform diagram for explaining the operation of the current detection circuit 27.

図6のヒータ電流I1(601)は、発熱体203に流される電流I1の波形で、電流検出トランス25によって、その電流波形が2次側で電圧変換される。この電流検出トランス25の電圧出力をダイオード51a,53aによって整流し、負荷抵抗として抵抗52a,54aを接続している。半波整流後電圧(603)は、このダイオード53aによって半波整流された波形を示す。この電圧波形は、抵抗55aを介して乗算器56aに入力される。この乗算器56aの出力は、半波整流後2乗電圧(604)で示されるように、2乗した電圧波形を出力する。これは電圧波形を2乗することにより、制御対象の変化に対する応答が速く、かつ、高精度で制御をおこなうための電流検知手段となる。この2乗された波形は、抵抗57aを介してオペアンプ59aの−端子に入力される。このオペアンプ59aの+端子には、抵抗58aを介してリファレンス電圧84aが入力されており、帰還抵抗60aにより反転増幅される。尚、このオペアンプ59aは片電源から電源が供給されているものとする。   The heater current I1 (601) in FIG. 6 is a waveform of the current I1 flowing through the heating element 203, and the current waveform is voltage-converted on the secondary side by the current detection transformer 25. The voltage output of the current detection transformer 25 is rectified by diodes 51a and 53a, and resistors 52a and 54a are connected as load resistors. The half-wave rectified voltage (603) shows a waveform half-wave rectified by the diode 53a. This voltage waveform is input to the multiplier 56a via the resistor 55a. The output of the multiplier 56a outputs a squared voltage waveform as indicated by the squared voltage (604) after half-wave rectification. By squaring the voltage waveform, this provides a current detection means for performing a control with high accuracy and a quick response to changes in the controlled object. This squared waveform is input to the negative terminal of the operational amplifier 59a through the resistor 57a. The reference voltage 84a is input to the + terminal of the operational amplifier 59a through the resistor 58a, and is inverted and amplified by the feedback resistor 60a. It is assumed that the operational amplifier 59a is supplied with power from a single power source.

反転増幅出力(605)は、リファレンス電圧84aを基準に半波整流後2乗電圧(604)を反転増幅した波形を示す。このオペアンプ59aの出力は、オペアンプ72aの+端子に入力される。オペアンプ72aでは、リファレンス電圧84aと、その+端子に入力された波形の電圧差と、抵抗71aで決定される電流がコンデンサ74aに流入されるようにトランジスタ73aを制御している。こうしてコンデンサ74aは、リファレンス電圧84aと、その+端子に入力された波形の電圧差と抵抗71aで決定される電流で充電される。   The inverted amplification output (605) shows a waveform obtained by inverting and amplifying the square voltage (604) after half-wave rectification based on the reference voltage 84a. The output of the operational amplifier 59a is input to the + terminal of the operational amplifier 72a. In the operational amplifier 72a, the transistor 73a is controlled so that the reference voltage 84a, the voltage difference between the waveforms input to its + terminal, and the current determined by the resistor 71a flow into the capacitor 74a. In this way, the capacitor 74a is charged with the reference voltage 84a and the current determined by the voltage difference between the waveform input to the + terminal and the resistor 71a.

ダイオード53aによる半波整流区間が終わると、コンデンサ74aへの充電電流がなくなるため、その電圧値がピークホールドされる。そしてHCRRT1信号(606)が示すように、ダイオード51aの半波整流期間にDIS信号(607)によりトランジスタ75aをオンする。これにより、コンデンサ74aの充電電圧が放電される。トランジスタ75aは、エンジンコントローラ126からのDIS信号によりオン/オフされており、DIS信号は図2で示すゼロクロス検出回路から送出されるZEROX信号602を基に、トランジスタ75aのオン/オフ制御を行っている。このDIS信号は、ZEROX信号の立ち上がりエッジから所定の遅延時間Tdly後にHightレベルとなり、ZEROX信号の立下がりエッジと同じタイミング、もしくは直前でLowレベルとなる。これにより、ダイオード53aの半波整流期間であるヒータの通電期間を干渉することなく制御できる。   When the half-wave rectification section by the diode 53a ends, the charging current to the capacitor 74a disappears, and the voltage value is peak-held. As indicated by the HCRRT1 signal (606), the transistor 75a is turned on by the DIS signal (607) during the half-wave rectification period of the diode 51a. Thereby, the charging voltage of the capacitor 74a is discharged. The transistor 75a is turned on / off by the DIS signal from the engine controller 126, and the DIS signal performs on / off control of the transistor 75a based on the ZEROX signal 602 sent from the zero cross detection circuit shown in FIG. Yes. This DIS signal becomes High level after a predetermined delay time Tdly from the rising edge of the ZEROX signal, and becomes Low level at the same timing as or immediately before the falling edge of the ZEROX signal. Thus, the heater energization period, which is the half-wave rectification period of the diode 53a, can be controlled without interference.

こうしてコンデンサ74aにピークホールドされた電圧値が、電流検出回路27からHCRRT1信号としてエンジンコントローラ126に送出される。図5に示す回路の特徴として検出した電圧波形を2乗することにより、対象となるヒータ電流の変化に対する応答が速く、高精度で制御をおこなうためには有効な電流検知手段となる。   The voltage value thus peak-held by the capacitor 74a is sent from the current detection circuit 27 to the engine controller 126 as an HCRRT1 signal. By squaring the voltage waveform detected as a feature of the circuit shown in FIG. 5, the response to the change in the target heater current is fast, and it becomes an effective current detection means for performing control with high accuracy.

また、前記HCRRT信号は前記電流検出回路27で検出された電流値として、エンジンコントローラの記憶手段に電流値情報として記憶される。前記記憶手段に記憶された電流値情報は、電流検出トランスで検出された電流値の歪補正シーケンスで利用される。   The HCRRT signal is stored as current value information in the storage means of the engine controller as a current value detected by the current detection circuit 27. The current value information stored in the storage means is used in a distortion correction sequence for the current value detected by the current detection transformer.

<電流検出トランスの歪補正方法>
図7は、本実施例に係る電流検出トランス25によって生じる歪みの補正方法を説明するための等価回路図を示している。歪みのない理想的な変圧器に対して、一次インダクタンス、一次巻線漏洩インダクタンスの影響を加味した回路図になっている。本実施の形態1を説明するために行ったシミュレーションでは、一次側及び二次側巻き線抵抗、浮遊容量、鉄損の影響は少ないため、等価回路図から省略している。また、本提案の電流検出トランス歪の補正量を決める手段にあっては、実測値や、他の等価回路を用いたシミュレーション値を用いてもよい。必ずしも本実施の形態1で説明する方法に限定されるものではない。
<Distortion correction method for current detection transformer>
FIG. 7 is an equivalent circuit diagram for explaining a method for correcting distortion caused by the current detection transformer 25 according to this embodiment. It is a circuit diagram that takes into account the effects of primary inductance and primary winding leakage inductance for an ideal transformer without distortion. In the simulation performed to explain the first embodiment, the effects of the primary side and secondary side winding resistance, stray capacitance, and iron loss are small, and are omitted from the equivalent circuit diagram. In the proposed means for determining the correction amount of the current detection transformer distortion, an actual measurement value or a simulation value using another equivalent circuit may be used. The method is not necessarily limited to the method described in the first embodiment.

電流検出トランスの歪補正方法の具体例として、次の位相角と、周波数による歪補正方法を説明する。   As a specific example of the distortion correction method for the current detection transformer, a distortion correction method using the following phase angle and frequency will be described.

<位相角による歪補正方法>
本実施例で用いる、発熱体203,220の位相制御に用いる位相角に応じて、電流検出トランス25による歪みの影響を補正する方法を説明する。
<Distortion correction method by phase angle>
A method for correcting the influence of distortion by the current detection transformer 25 according to the phase angle used for phase control of the heat generating elements 203 and 220 used in this embodiment will be described.

図8(a)のシミュレーション結果は、日本国内で使用されている商用周波数50Hzと60Hzにおいて、電流検出トランス25によって生じる歪量の位相角による変化を示している。縦軸は理想的な変圧器の出力と、前記等価回路の出力との誤差を、比率で示している。   The simulation result in FIG. 8A shows changes due to the phase angle of the distortion amount generated by the current detection transformer 25 at commercial frequencies of 50 Hz and 60 Hz used in Japan. The vertical axis shows the error between the ideal transformer output and the equivalent circuit output as a ratio.

図8(b)のシミュレーション結果は、電流検出トランス25によって生じる歪量の位相角による変化を表している。縦軸は理想的な変圧器の出力と、前記等価回路の出力との電位差を示している。   The simulation result in FIG. 8B represents a change in distortion caused by the current detection transformer 25 due to the phase angle. The vertical axis represents the potential difference between the ideal transformer output and the equivalent circuit output.

図8中のグラフの表示は、商用周波数が50Hzの場合を○、60Hzの場合を●の曲線で示している。   The display of the graph in FIG. 8 shows a circle with a circle when the commercial frequency is 50 Hz and a circle with a circle when it is 60 Hz.

図9は図8(a)及び図8(b)のシミュレーション結果を元に作成した、位相角補正表である。このとき商用周波数は60Hzを規準値とする。図9のような表をエンジンコントローラ126内に有しており、この表に基づき補正をおこなう。この補正表を用いることで、電流検出回路27の出力HCRRT1信号より検出されるAD値を位相角により歪補正することができる。図8(b)から分かるように、位相角が180°に近づくと、理想的な変圧器の出力と、前記等価回路の出力との電位差は小さくなる。位相角120°〜180°では発生する歪が電流検出回路27の出力に与える影響は少ないため、補正量を一定値とした。位相角120°〜180°の状態とは、セラミックヒータ109cの温度が定常状態に達した状態に相当する。   FIG. 9 is a phase angle correction table created based on the simulation results of FIGS. 8 (a) and 8 (b). At this time, the commercial frequency is set to 60 Hz as a standard value. A table as shown in FIG. 9 is provided in the engine controller 126, and correction is performed based on this table. By using this correction table, the AD value detected from the output HCRRT1 signal of the current detection circuit 27 can be corrected for distortion by the phase angle. As can be seen from FIG. 8B, when the phase angle approaches 180 °, the potential difference between the ideal transformer output and the equivalent circuit output decreases. Since the distortion generated at the phase angle of 120 ° to 180 ° has little influence on the output of the current detection circuit 27, the correction amount is set to a constant value. The phase angle of 120 ° to 180 ° corresponds to a state where the temperature of the ceramic heater 109c has reached a steady state.

このように、補正表は所望の精度や、制御に求められる条件に応じて、シミュレーション結果や、実測値に基づいて作成すれば良い。   As described above, the correction table may be created based on the simulation result or the actual measurement value in accordance with desired accuracy and conditions required for control.

<周波数による歪補正方法>
本実施例で用いる、商用周波数に応じて、電流検出トランス25による歪みを補正する方法を説明する。図9の補正表を用いて算出した補正値は、商用周波数が60Hzの場合でのHCRRT1信号より検出されたAD値の補正量であり、周波数の違いによって適正な補正量は異なる。そのため、周波数検出手段より求めた商用周波数に応じて、更に周波数補正を行う必要がある。
<Distortion correction method by frequency>
A method of correcting distortion caused by the current detection transformer 25 according to the commercial frequency used in this embodiment will be described. The correction value calculated using the correction table of FIG. 9 is the correction amount of the AD value detected from the HCRRT1 signal when the commercial frequency is 60 Hz, and the appropriate correction amount varies depending on the difference in frequency. Therefore, it is necessary to further perform frequency correction according to the commercial frequency obtained from the frequency detection means.

図10のシミュレーション結果は、電流検出トランス25によって生じる歪み量の商用電源の周波数による変化を示している。縦軸は周波数60Hzの出力と、各商用周波数の出力との差分を、比率で示している。   The simulation result of FIG. 10 shows a change in the amount of distortion caused by the current detection transformer 25 depending on the frequency of the commercial power supply. The vertical axis shows the difference between the output at a frequency of 60 Hz and the output at each commercial frequency as a ratio.

図11は図10のシミュレーション結果を元に作成した、商用周波数ごとの補正表である。図9の位相角補正表で得られた補正値を、更に図10で周波数補正を行うことができる。位相角120°〜180°では入力波形の歪みが電流検出回路27の出力に与える影響は少ないため、周波数の違いによる補正は行っていない。   FIG. 11 is a correction table for each commercial frequency created based on the simulation result of FIG. The correction values obtained from the phase angle correction table of FIG. 9 can be further subjected to frequency correction in FIG. Since the influence of the distortion of the input waveform on the output of the current detection circuit 27 is small at the phase angle of 120 ° to 180 °, correction based on the difference in frequency is not performed.

<定着器の温調制御シーケンス>
次に、エンジンコントローラ126で実施される、本実施の形態1における定着器109のヒータ温調制御シーケンスについて説明する。
<Fixing device temperature control sequence>
Next, the heater temperature adjustment control sequence of the fixing device 109 according to the first embodiment, which is performed by the engine controller 126, will be described.

図12は、本発明の本実施の形態1に係るエンジンコントローラ126による定着器109のヒータ温調制御シーケンスを、S100〜S114のフローチャートで説明する。   FIG. 12 illustrates a heater temperature adjustment control sequence of the fixing device 109 by the engine controller 126 according to the first embodiment of the present invention with reference to the flowcharts of S100 to S114.

<S100>
ステップS100は、エンジンコントローラ126にて、ヒータ温調制御シーケンスの開始を示す。
<S100>
Step S100 indicates the start of the heater temperature control sequence by the engine controller 126.

<S101>
「ヒータON要求?」
ステップS101は、エンジンコントローラ126にて、セラミックヒータ109cへの電力供給開始の要求が発生するかを判断する工程である。
電力供給開始の要求が発生れば“Yes”でS102へ、“No”で有ればステプS101を繰り返す。
<S101>
"Heater ON request?"
Step S101 is a process of determining whether or not the engine controller 126 generates a request to start supplying power to the ceramic heater 109c.
If a power supply start request is generated, “Yes” is returned to S102, and if “No” is determined, Step S101 is repeated.

<S102>
「電力デュ―ティの最初の上限値Dlimit(n)=Dlimit(1)を設定」
ステップS102では、想定されている入力電圧範囲やヒータの抵抗値等を考慮して、最大の電力デューティとして予め定めたDlimit(1)として初期値に設定する。例えば、入力電圧が最小値、抵抗値が最大値の場合を想定して、ヒータに通電可能な許容電流を超えない電力デューティを初期値に設定する。
n=1,2,3・・・、等の整数である。
<S102>
“Set first upper limit value Dlimit (n) = Dlimit (1) of power duty”
In step S102, an initial value is set as Dlimit (1) determined in advance as the maximum power duty in consideration of an assumed input voltage range, a resistance value of the heater, and the like. For example, assuming that the input voltage is the minimum value and the resistance value is the maximum value, the power duty that does not exceed the allowable current that can be supplied to the heater is set to the initial value.
n = 1, 2, 3,...

<S103>
「ヒータをDlimit(n)以下の電力DutyでTH信号を基に温度制御」
ステップS103では、Dlimit(n)を上限電力デューティとして、目標の温度情報とTH信号(温度検出素子の信号)との温度差を基に電力デューティD(n)を決定しヒータ温調制御を開始する。エンジンコントローラ126に設定されている所定の温度になるように、TH信号からの情報を基に、例えばPI制御(比率積分制御)により発熱体203,220に供給する電力を制御する。目標の温度情報とTH信号からの温度情報の差分から供給する電力デューティを決定している。但し、算出された電力デューティが上限デューティDlimit(n)を超える場合は、Dlimit(n)を供給する電力デューティとする。つまりステップS102では、上限デューティDlimit(n)以下の電力デューティD(n)でヒータ温調制御を行う。
ここでは電力デューティD(n)に相当する位相角α(n)で、ON1,ON2信号のオンパルスがZEROX信号をトリガにして、エンジンコントローラ126より送出される。これにより発熱体203及び220には、位相角α(n)で電流が供給される。
<S103>
“Temperature control of heater based on TH signal with power duty less than Dlimit (n)”
In step S103, with Dlimit (n) as the upper limit power duty, the power duty D (n) is determined based on the temperature difference between the target temperature information and the TH signal (temperature detection element signal), and the heater temperature control is started. To do. Based on the information from the TH signal, the electric power supplied to the heating elements 203 and 220 is controlled by PI control (ratio integral control), for example, so that the predetermined temperature set in the engine controller 126 is reached. The power duty to be supplied is determined from the difference between the target temperature information and the temperature information from the TH signal. However, when the calculated power duty exceeds the upper limit duty Dlimit (n), the power duty for supplying Dlimit (n) is used. That is, in step S102, the heater temperature control is performed with a power duty D (n) equal to or lower than the upper limit duty Dlimit (n).
Here, an ON pulse of the ON1 and ON2 signals is sent from the engine controller 126 using the ZEROX signal as a trigger at a phase angle α (n) corresponding to the power duty D (n). As a result, current is supplied to the heating elements 203 and 220 at the phase angle α (n).

<S104>
「現在の位相角α(n)を記憶部に保存する。」
ステップS104では、位相角α(n)の値をエンジンコントローラ126の記憶部に記憶させる。
<S104>
“Save the current phase angle α (n) in the storage unit.”
In step S104, the value of the phase angle α (n) is stored in the storage unit of the engine controller 126.

<S105>
「ZEROX周期T(n)を検出」
ステップS105では、ZEROX周期T(n)を検出する。エンジンコントローラ126は、ZEROX信号の立下がりエッジから立下がりエッジまでの時間間隔T(n)を検出することにより、商用周波数F(n)を算出することができる。
<S105>
“Detect ZEROX cycle T (n)”
In step S105, the ZEROX cycle T (n) is detected. The engine controller 126 can calculate the commercial frequency F (n) by detecting the time interval T (n) from the falling edge to the falling edge of the ZEROX signal.

<S106>
「商用周波数F(n)を記憶部に保存する」
検知したZEROX信号の立下り時間の間隔T(n)より入力電源の周波数を算出し、記憶部に保存する。
ステップS106では、算出した商用周波数F(n)の値をエンジンコントローラ126の記憶部に記憶される。
<S106>
“Save commercial frequency F (n) in storage”
The frequency of the input power supply is calculated from the fall time interval T (n) of the detected ZEROX signal and stored in the storage unit.
In step S106, the calculated value of commercial frequency F (n) is stored in the storage unit of engine controller 126.

<S107>
「HCRRNT1信号から電流値I1f(n)を検知」
ステップS107では,電力デューティD(n)で通電している状態で、電流値I1f(n)に相当する電流検出回路27から送られてくるHCRRT1信号により電圧V1f(n)を取得する。これは前述したようにコンデンサ74aでピークホールドされた電圧値V1f(n)に該当している。即ち、図6に示すHCRRT1信号のピークホールド値である。本実施例では、ZEROX信号をトリガにして、ZEROX信号の立ち上がりエッジからDIS信号を送出するまでの間、Tdlyの期間内にこの値を取得する。この期間Tdlyは、エンジンコントローラ126がピークホールド値V1f(n)を検知するのに十分な時間に設定されている。
尚、図12のフローチャートの説明では、電流値を検出し、その電流値に基づいて上限電流値及び上限デューティを求めるように説明しているが、前述したように、実際はピークホールドされた電圧値を検出している。そして、この電圧値に対応する電流値を求めて計算を実行している。
<S107>
“Detect current value I1f (n) from HCRRNT1 signal”
In step S107, the voltage V1f (n) is acquired from the HCRRT1 signal sent from the current detection circuit 27 corresponding to the current value I1f (n) in a state of being energized with the power duty D (n). As described above, this corresponds to the voltage value V1f (n) peak-held by the capacitor 74a. That is, the peak hold value of the HCRRT1 signal shown in FIG. In this embodiment, the ZEROX signal is used as a trigger, and this value is acquired within the Tdly period from the rising edge of the ZEROX signal until the DIS signal is transmitted. This period Tdly is set to a time sufficient for the engine controller 126 to detect the peak hold value V1f (n).
In the description of the flowchart of FIG. 12, it is described that the current value is detected and the upper limit current value and the upper limit duty are obtained based on the current value. However, as described above, the peak-held voltage value is actually obtained. Is detected. Then, a current value corresponding to this voltage value is obtained and calculation is performed.

<S108>
「電流値I1f(n)の周波数換算値I1(n)を算出」
ステップS108では、電流値I1f(n)の周波数換算値を求める。ここで、HCRRT1信号が報知するI1f(n)値は、前記電流検出回路で説明したように、2乗波形の商用周波数半周期分の積分値である。周波数F(n)Hzにおける電流値I1f(n)に対して、商用周波数を特定の周波数、例えば50Hzを規準の周波数として設定しておくことで周波数の比を求め補正を行う。電流値I1f(n)の50Hz換算値をI1(n)とすると、
I1(n)=I1f(n)×F(n)/50
と表すことができる。
<S108>
“Calculate frequency converted value I1 (n) of current value I1f (n)”
In step S108, a frequency converted value of the current value I1f (n) is obtained. Here, the I1f (n) value notified by the HCRRT1 signal is an integral value corresponding to a half cycle of the commercial frequency of the square waveform as described in the current detection circuit. For the current value I1f (n) at the frequency F (n) Hz, a commercial frequency is set as a specific frequency, for example, 50 Hz as a reference frequency, and the frequency ratio is obtained and corrected. When the 50 Hz conversion value of the current value I1f (n) is I1 (n),
I1 (n) = I1f (n) × F (n) / 50
It can be expressed as.

<S109>
「電流値I1(n)のAD値と位相角α(n)を用いて図9位相角補正表から歪補正値I1’(n)を算出する。」
ステップS109では、ステップS108で求めた電流値I1(n)(256bitのAD値)と、エンジンコントローラ126に記憶されている位相角α(n)を用いて、図9の位相角補正表から電流値I1’(n)を算出する。
<S109>
“The distortion correction value I1 ′ (n) is calculated from the phase angle correction table of FIG. 9 using the AD value of the current value I1 (n) and the phase angle α (n).”
In step S109, the current value I1 (n) (256-bit AD value) obtained in step S108 and the phase angle α (n) stored in the engine controller 126 are used to calculate the current from the phase angle correction table of FIG. The value I1 ′ (n) is calculated.

<S110>
「電流値I1’(n)と周波数F(n)を用いて図11周波数補正表から歪み補正値I1’’(n)を算出する」
ステップS110では、ステップS109で求めたI1’(n)と、エンジンコントローラ126に記憶されている周波数F(n)を用いて、図11の周波数補正表から電流値I1’’(n)を算出する。
<S110>
“Calculate the distortion correction value I1 ″ (n) from the frequency correction table of FIG. 11 using the current value I1 ′ (n) and the frequency F (n).”
In step S110, the current value I1 ″ (n) is calculated from the frequency correction table of FIG. 11 using I1 ′ (n) obtained in step S109 and the frequency F (n) stored in the engine controller 126. To do.

<S111>
「位相角α(n)と電流値I1’’(n)より、上限電力デューティDlimt(n+1)を算出する」
ステップS111では、補正値I1’’(n)と、電力デューティD(n)と予め設定されている通電可能な電流値Ilimitから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Dlimit(n+1)を次の式より算出する。
Dlimit(n+1)=(Ilimit/I1’’(n))×D(n)
電流値Ilimitは、接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な許容電流値を設定する、ここでは周波数50Hzにおける値を設定する。
<S111>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ″ (n)”
In step S111, from the correction value I1 ″ (n), the power duty D (n), and a preset current value Ilimit that can be energized, the update value Dlimit (n + 1) of the upper limit power duty that can be energized is next. It is calculated from the following formula.
Dlimit (n + 1) = (Ilimit / I1 ″ (n)) × D (n)
The current value Ilimit is set to an allowable current value that can be supplied to the heater by subtracting the current supplied to a portion other than the heater from the rated current of the connected commercial power supply. Here, a value at a frequency of 50 Hz is set. .

<S112>
「ヒータ温調制御終了?」
ステップS112で、ヒータ109cの温調制御が終了かを判断する、温調制御終了なら「Yes」で終了、さらに継続するなら「No」へ進み、ステップS113を経て温調制御を繰り返す。
<S112>
“Heater temperature control complete?”
In step S112, it is determined whether or not the temperature control of the heater 109c is completed. If the temperature control is completed, the process ends with "Yes". If the temperature control is continued, the process proceeds to "No", and the temperature control is repeated through step S113.

<S113>
「n=n+1」
ステップS113はヒータ温調制御が継続する場合に、n=n+1と更新し、S103へ戻して温調制御のステップを繰り返す。
n=1,2,3・・・、等の整数である。
<S113>
“N = n + 1”
Step S113 updates n = n + 1 when the heater temperature control is continued, and returns to S103 to repeat the temperature control step.
n = 1, 2, 3,...

<S114>
ヒータ温調制御シーケンスの終了となり、ヒータ109への電力供給が停止される。
以上の処理を、ヒータ109cの温調制御が終了するまで、商用電源の周期ごとに繰り返し行う。その結果、エンジンコントローラ126で、発熱体203,220に供給する電力デューティを算出する処理を繰り返し、正確なヒータ温調制御を実施することが可能となる。このように、電流検出回路27の出力を検知した結果に対して、図9の位相角に基づいた補正と、図11の商用周波数に基づいた補正を行うことで、電流検出トランス25による歪みの影響を低減することができる。
位相角と商用周波数に基づき、どのような補正を行うかは、想定する周波数範囲や、位相角の範囲、電流検出トランスの特性などにより最適な方法は異なるため、本出願の補正方法は実施例1の説明にある手段に限られるものではない。
<S114>
The heater temperature control sequence ends, and power supply to the heater 109 is stopped.
The above processing is repeated every commercial power supply cycle until the temperature control of the heater 109c is completed. As a result, the engine controller 126 can repeat the process of calculating the power duty supplied to the heating elements 203 and 220, and perform accurate heater temperature control. As described above, by correcting the result of detecting the output of the current detection circuit 27 based on the phase angle of FIG. 9 and correcting based on the commercial frequency of FIG. The influence can be reduced.
Since the optimum method differs depending on the assumed frequency range, phase angle range, current detection transformer characteristics, etc., the correction method of the present application is based on the embodiment. It is not restricted to the means in 1 description.

実施例1に記載の画像形成装置であって、本実施例2では定着器109に供給される電力を位相制御する際に、位相角が急激に変わる負荷変動が発生した場合の歪量補正方法を示すものである。   In the image forming apparatus according to the first exemplary embodiment, in the second exemplary embodiment, when phase control is performed on the power supplied to the fixing device 109, a distortion amount correction method in a case where a load change in which the phase angle changes abruptly occurs. Is shown.

位相角の変動が少ない場合、すなわち定着器が定常状態にある場合には近接する波形の位相角には連続性があるため、実施例1の方法で精度よく補正することができる。しかし位相角が急激に変わる場合には、それ以前の波形の影響を受けて電流検出トランスの2次側電圧に歪みを生じる。そのため、加熱手段に流れる電流に急激な変動がある場合には、電流検知手段で検知した電流値を更に補正する必要がある。実施例2では、実施例1で説明した歪みの補正結果に、更に加熱手段の負荷変動によって生じる歪みの補正を行う方法を説明する。   When the fluctuation of the phase angle is small, that is, when the fixing device is in a steady state, the phase angle of adjacent waveforms has continuity, so that it can be accurately corrected by the method of the first embodiment. However, when the phase angle changes abruptly, the secondary voltage of the current detection transformer is distorted due to the influence of the previous waveform. Therefore, when there is a sudden change in the current flowing through the heating means, it is necessary to further correct the current value detected by the current detection means. In the second embodiment, a method for correcting the distortion caused by the load fluctuation of the heating unit in addition to the distortion correction result described in the first embodiment will be described.

図13は、位相角が変化した場合に、電流検出トランスの出力に与える影響を説明するための、シミュレーション結果である。   FIG. 13 is a simulation result for explaining the influence on the output of the current detection transformer when the phase angle changes.

図13(a)は、位相角を180°から90°に減少させた場合の、シミュレーション結果を示す。   FIG. 13A shows a simulation result when the phase angle is decreased from 180 ° to 90 °.

図13(b)は、位相角を0°から90°に増加させた場合の、シミュレーション結果を示す。   FIG. 13B shows a simulation result when the phase angle is increased from 0 ° to 90 °.

電流検出トランスが同じ位相角で通電されている定常状態と比べて、一波前の波形より位相角が減少する場合は波形の実効値が減少する。一波前の波形より位相角が増加する場合は波形の実効値が増加する。実施例2では図13のように負荷変動が生じた場合、負荷の変動量に応じて電流検出トランス25による歪みを補正する方法を説明する。   Compared to the steady state in which the current detection transformer is energized at the same phase angle, the effective value of the waveform decreases when the phase angle decreases from the previous waveform. When the phase angle increases from the previous waveform, the effective value of the waveform increases. In the second embodiment, a method of correcting distortion caused by the current detection transformer 25 in accordance with the amount of load fluctuation when load fluctuation occurs as shown in FIG. 13 will be described.

図14(a)のシミュレーション結果は、電流検出トランス25によって生じる歪み量の、負荷の増加量に対する変化を示している。縦軸は負荷変動が無い場合の出力を100%とし、負荷変動が生じた場合の出力との比率を示している。横軸には一波前と現在の波形の、位相角の差分(°)を示している。(制御位相角が減少すると、負荷は増大する)位相制御に用いた位相角の値はエンジンコントローラ126に記憶されており、エンジンコントローラ内部で位相角の差分値を算出する。   The simulation result of FIG. 14A shows the change in the amount of distortion caused by the current detection transformer 25 with respect to the increase in load. The vertical axis indicates the ratio of the output when there is no load fluctuation to 100% and the output when the load fluctuation occurs. The horizontal axis shows the phase angle difference (°) between the previous wave and the current waveform. (When the control phase angle decreases, the load increases.) The value of the phase angle used for phase control is stored in the engine controller 126, and the difference value of the phase angle is calculated inside the engine controller.

図14(b)のシミュレーション結果は、電流検出トランス25によって生じる歪み量の、負荷の減少量に対する変化を示している。縦軸は負荷変動無い場合の出力を規準とし、負荷変動が生じた場合の出力との比率を示している。横軸は一波前の波形と、現在の実効値の差分(V)を示している。この実効値は、エンジンコントローラ126に記憶された、位相角に基づき算出する。(この実効値は位相角0°で実効値1Vの正弦波位相制御波形とする)位相角に応じた実効値を算出するため、エンジンコントローラは角位相角ごとの実効値に相当する値を位相角情報として記憶しており、エンジンコントローラ内部で実効値の差分値を算出する。(例えば実施例1で用いた、表1の電力比〜位相角変換表の電力比は、実効値の値に相当する値である。実効値=電力比/100(V))。   The simulation result of FIG. 14B shows a change in the amount of distortion caused by the current detection transformer 25 with respect to the load reduction amount. The vertical axis shows the ratio of the output when there is no load fluctuation and the output when there is a load fluctuation. The horizontal axis indicates the difference (V) between the previous waveform and the current effective value. This effective value is calculated based on the phase angle stored in the engine controller 126. (This effective value is a sine wave phase control waveform with a phase angle of 0 ° and an effective value of 1 V.) In order to calculate an effective value according to the phase angle, the engine controller sets the value corresponding to the effective value for each angular phase angle to the phase. It is stored as angle information, and the effective value difference value is calculated inside the engine controller. (For example, the power ratio in Table 1 to the power ratio in the phase angle conversion table used in Example 1 is a value corresponding to an effective value. Effective value = power ratio / 100 (V)).

図15は図14のシミュレーション結果を元に作成した、負荷変動に対する補正表である。図15を用いて、実施例1で得られた補正後の電流値を、更に負荷変動による歪みの影響を加味してより精度の高い補正をすることができる。   FIG. 15 is a correction table for load fluctuations created based on the simulation results of FIG. With reference to FIG. 15, the corrected current value obtained in the first embodiment can be corrected with higher accuracy in consideration of the influence of distortion due to load fluctuation.

次に、本実施例2における定着器109の温調制御シーケンスについて説明する。   Next, a temperature control sequence of the fixing device 109 in the second embodiment will be described.

定着器の急激な負荷変動が発生した場合でも、実施例1で示した定着器109の温調制御シーケンスに基づき電圧デューティが決られる。更に、エンジンコントローラ126に記憶されている電流値情報と比較して、その変化量に対応した歪補正を更に加えることで、より精度の高い電圧デューティを決定するものである。   Even when a sudden load fluctuation of the fixing device occurs, the voltage duty is determined based on the temperature control sequence of the fixing device 109 shown in the first embodiment. Further, compared with the current value information stored in the engine controller 126, a distortion correction corresponding to the amount of change is further added to determine a more accurate voltage duty.

<定着器の温調制御シーケンス>
図16は、本発明の本実施例2に係るエンジンコントローラ126による定着器109の温調制御シーケンスを説明するフローチャートである。
<Fixing device temperature control sequence>
FIG. 16 is a flowchart for explaining a temperature control sequence of the fixing device 109 by the engine controller 126 according to the second embodiment of the present invention.

前記温調制御シーケンスのステップS200からS210までのフローは、本発明の実施例1で説明した図12の温調制御シーケンスのステップS100からS110までの内容と同一の処理である。重複するステップS200からS210につてはステップS100からS110を参照し、説明を省略する。   The flow from step S200 to step S210 of the temperature control sequence is the same as the content from step S100 to step S110 of the temperature control sequence in FIG. 12 described in the first embodiment of the present invention. For overlapping steps S200 to S210, refer to steps S100 to S110, and a description thereof will be omitted.

ステップS211より説明する。   This will be described from step S211.

<S211>
「電流値I1’’(n)、位相角α(n),α(n−1)を用いて、図15の位相角補正表から補正値I1’’’(n)を算出する。」
ステップS211では、位相角α(n),α(n−1),電流値I1’’(n)をもちいて、図15(a)の位相角補正表から補正値I1’’’(n)を算出する。
α(n)<α(n−1)の場合は図15(A)の補正表を用いる。位相角の差分値は、α(n−1)−α(n)で求めることができる。位相角の初期値α(0)は電流が通電されていない状態なので、α(0)=180°とする。
α(n)>α(n−1)の場合は図15(b)の補正表を用いる。実効値の差分値は、(D(n−1) −D(n))/100で求めることができる。電力デューティD(n)は実施例1の表1の電力比〜位相角変換表と位相角α(n)より求めることができる。
<S211>
“A correction value I1 ′ ″ (n) is calculated from the phase angle correction table of FIG. 15 using the current value I1 ″ (n) and the phase angles α (n), α (n−1).”
In step S211, using the phase angles α (n), α (n−1) and the current value I1 ″ (n), the correction value I1 ′ ″ (n) is obtained from the phase angle correction table of FIG. Is calculated.
When α (n) <α (n−1), the correction table of FIG. 15A is used. The difference value of the phase angle can be obtained by α (n−1) −α (n). Since the initial value α (0) of the phase angle is in a state where no current is applied, α (0) = 180 °.
When α (n)> α (n−1), the correction table of FIG. 15B is used. The difference value of the effective value can be obtained by (D (n−1) −D (n)) / 100. The power duty D (n) can be obtained from the power ratio to phase angle conversion table and the phase angle α (n) in Table 1 of the first embodiment.

<S212>
「位相角α(n)と電流値I1’’’(n)より、上限電力デューティDlimt(n+1)を算出する」
ステップS212では、補正値I1’’’(n)と、電力デューティD(n)と予め設定されている通電可能な電流値Ilimitから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Dlimit(n+1)を次の式より算出する。
Dlimit(n+1)=(Ilimit/I1’’’(n))×D(n)
電流値Ilimitは、接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な許容電流値を設定する、ここでは周波数50Hzにおける値を設定する。
<S212>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ′ ″ (n)”
In step S212, from the correction value I1 ′ ″ (n), the power duty D (n) and the preset current value Ilimit that can be energized, an upper limit power duty update value Dlimit (n + 1) that can be energized is obtained. Calculated from the following formula.
Dlimit (n + 1) = (Ilimit / I1 ′ ″ (n)) × D (n)
The current value Ilimit is set to an allowable current value that can be supplied to the heater by subtracting the current supplied to a portion other than the heater from the rated current of the connected commercial power supply. Here, a value at a frequency of 50 Hz is set. .

<S213>
「ヒータ温調制御終了?」
ステップS213で、ヒータ109cの温調制御が終了かを判断する、温調制御終了なら「Yes」で終了、さらに継続するなら「No」へ進み、ステップS214を経て温調制御を繰り返す。
<S213>
“Heater temperature control complete?”
In step S213, it is determined whether or not the temperature control of the heater 109c is completed. If the temperature control is completed, the process ends with "Yes". If the temperature control is continued, the process proceeds to "No", and the temperature control is repeated through step S214.

<S214>
「n=n+1を設定する」
ステップS214はヒータ温調制御が継続する場合に、n=n+1と更新し、S203へ戻して温調制御のステップを繰り返す。
n=1,2,3・・・、等の整数である。
<S214>
“Set n = n + 1”
Step S214 updates n = n + 1 when the heater temperature control is continued, and returns to S203 to repeat the temperature control step.
n = 1, 2, 3,...

<S215>
ヒータ温調制御シーケンスの終了となり、ヒータ109への電力供給が停止される。
<S215>
The heater temperature control sequence ends, and power supply to the heater 109 is stopped.

実施例2で説明した方法は、一波前の波形と現在の波形の位相角及び、位相角から推定する電流実効値に基づき、補正を行っている。つまり実施例2による温調制御シーケンスでは、実施例1で説明した電流値の歪補正の精度を更に高めた温調制御が可能となる。   In the method described in the second embodiment, correction is performed based on the phase angle of the previous wave and the current waveform and the current effective value estimated from the phase angle. That is, in the temperature control sequence according to the second embodiment, it is possible to perform the temperature control with further improved accuracy of distortion correction of the current value described in the first embodiment.

位相角に基づき補正を行う方法以外にも、例えば、一波前の波形と現在の波形の電流検知結果に基づき、同様に表を作成して補正を行ってもよい。より精度の高い補正を行うためには、2波以前の波形の影響についても、同様に表を作成して補正を行ってもよい。実施例2で説明した方法では、表を用いて補正をしているが、例えば図13の表に基づき近似式を作成して補正を行ってもよい。   In addition to the method of correcting based on the phase angle, for example, a table may be similarly generated and corrected based on the current detection result of the previous waveform and the current waveform. In order to perform correction with higher accuracy, a table may be created in the same manner for the influence of waveforms before two waves. In the method described in the second embodiment, correction is performed using a table. However, for example, an approximation formula may be created based on the table in FIG. 13 to perform correction.

どのような補正を行うかは、精度を向上させる目的や、想定する周波数範囲、位相角の範囲、電流検出トランスの特性などにより最適な方法は異なるため、本出願の補正方法は実施形2の説明にある手段に限られるものではない。   Since the optimum method depends on the purpose of improving accuracy, the assumed frequency range, phase angle range, current detection transformer characteristics, etc., the correction method of the present application is that of the second embodiment. It is not limited to the means in the explanation.

本実施例3では定着器109に供給する電力を位相制御する際に、位相角が急激に変わる負荷変動が発生した場合と、位相角の変動が少ない定常状態の場合とにおける、歪量補正方法を切り替える手段について説明する。これは定着器109への電力供給をより効率的に実施するための温調制御シーケンスを提供するものである。   In the third embodiment, when phase control is performed on the electric power supplied to the fixing device 109, a distortion amount correction method in a case where a load change in which the phase angle changes abruptly occurs and in a steady state in which the phase angle fluctuation is small. The means for switching between will be described. This provides a temperature control sequence for more efficiently performing power supply to the fixing device 109.

例えば、定着器109の立ち上げ時には発熱体203,209へ流れる電流に大きな変動が生じるが、立ち上げ後の定常時では発熱体へ流れる電流の変動が少なくなる場合について説明する。このような場合では、電流変動が大きい立ち上げ時のみ、前記電流変動によって生じる歪みの歪量補正を行えば、電流検知結果を精度良く、かつ効率的に補正することができる。しかし定常時まで発熱体へ流れる電流の変動補正を行うと、エンジンコントローラ126の負荷が大きくなってしまうため、温調制御シーケンスを更に効率的に補正する必要がある。そのため、前記発熱体の温調制御シーケンスに応じて、歪量補正手段を切り替えることは有用な方法である。
<定着器の温調制御シーケンス3>
図17は、本実施例3に係るエンジンコントローラ126による定着器109の温調制御シーケンスを説明するフローチャートである。
For example, a case will be described in which the current flowing to the heating elements 203 and 209 greatly changes when the fixing device 109 is started up, but the fluctuation of the current flowing to the heating element becomes small at a steady time after startup. In such a case, the current detection result can be corrected accurately and efficiently by correcting the amount of distortion caused by the current fluctuation only when the current fluctuation is large. However, if the fluctuation of the current flowing to the heating element is corrected until the steady state, the load on the engine controller 126 becomes large, and thus it is necessary to more efficiently correct the temperature control sequence. Therefore, it is a useful method to switch the distortion amount correction means in accordance with the temperature control sequence of the heating element.
<Fixing device temperature control sequence 3>
FIG. 17 is a flowchart for explaining the temperature control sequence of the fixing device 109 by the engine controller 126 according to the third embodiment.

前記温調制御シーケンスのステップS300〜S310までのフローは、本発明の実施例1にかかる図12の温調制御シーケンスのステップS100〜S110と内容が重複するため、ステップS100〜S110を参照し説明を省略する。   The flow of steps S300 to S310 of the temperature control sequence is the same as steps S100 to S110 of the temperature control sequence of FIG. 12 according to the first embodiment of the present invention. Therefore, the flow will be described with reference to steps S100 to S110. Is omitted.

ステップS311から説明する。   The description starts from step S311.

<S311>
「定着器立ち上げ中?」
ステップS311では、エンジンコントローラ126内部に有している、負荷変動補正を行うかを判断する判断部によって定着器109の制御シーケンスが、立ち上げ中か定常時かを判断する。
立ち上げ中の場合にはS312に進み、負荷変動に応じた歪量補正を行う。定常時の場合にはS314に進む。
<S311>
"Fixer is starting up?"
In step S <b> 311, the determination unit included in the engine controller 126 that determines whether to perform load fluctuation correction determines whether the control sequence of the fixing device 109 is in startup or steady state.
If it is in the process of starting up, the process proceeds to S312 to correct the amount of distortion according to the load variation. If it is regular, the process proceeds to S314.

<S312>
「電流値I1’’(n)、位相角α(n),α(n−1)を用いて、図15の位相角補正表から補正値I1’’’(n)を算出する。」
ステップS312では、位相角α(n),α(n−1),電流値I1’’(n)をもちいて、図15(a)の位相角補正表から補正値I1’’’(n)を算出する。
α(n)<α(n−1)の場合は図15(a)の補正表を用いる。位相角の差分値は、α(n−1)−α(n)で求めることができる。位相角の初期値α(0)は電流が通電されていない状態なので、α(0)=180°とする。
α(n)>α(n−1)の場合は図15(b)の補正表を用いる。実効値の差分値は、(D(n−1)−D(n))/100で求めることができる。電力デューティD(n)は実施例1の表1の電力比〜位相角変換表と位相角α(n)より求めることができる。
<S312>
“A correction value I1 ′ ″ (n) is calculated from the phase angle correction table of FIG. 15 using the current value I1 ″ (n) and the phase angles α (n), α (n−1).”
In step S312, using the phase angles α (n), α (n−1) and the current value I1 ″ (n), the correction value I1 ′ ″ (n) is obtained from the phase angle correction table of FIG. Is calculated.
When α (n) <α (n−1), the correction table of FIG. The difference value of the phase angle can be obtained by α (n−1) −α (n). Since the initial value α (0) of the phase angle is in a state where no current is applied, α (0) = 180 °.
When α (n)> α (n−1), the correction table of FIG. 15B is used. The difference value of the effective value can be obtained by (D (n−1) −D (n)) / 100. The power duty D (n) can be obtained from the power ratio to phase angle conversion table and the phase angle α (n) in Table 1 of the first embodiment.

<S313>
「位相角α(n)と電流値I1’’’(n)より、上限電力デューティDlimt(n+1)を算出する」
ステップS313では、補正値I1’’’(n)と、電力デューティD(n)と予め設定されている通電可能な電流値Ilimitから、通電可能な上限の電力デューティの更新値Dlimit(n+1)を次の式より算出する。
Dlimit(n+1)=(Ilimit/I1’’’(n))×D(n)
電流値Ilimitは、接続される商用電源の定格電流に対して、ヒータ以外の部分に供給される電流を差し引いたヒータに供給可能な許容電流値を設定する、ここでは周波数50Hzにおける値を設定する。
<S313>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ′ ″ (n)”
In step S313, from the correction value I1 ′ ″ (n), the power duty D (n), and the preset current value Ilimit that can be energized, an upper limit power duty update value Dlimit (n + 1) that can be energized is obtained. Calculated from the following formula.
Dlimit (n + 1) = (Ilimit / I1 ′ ″ (n)) × D (n)
The current value Ilimit is set to an allowable current value that can be supplied to the heater by subtracting the current supplied to a portion other than the heater from the rated current of the connected commercial power supply. Here, a value at a frequency of 50 Hz is set. .

<S314>
「位相角α(n)と電流値I1’’(n)より、上限電力デューティDlimt(n+1)を算出する」
ステップS314では負荷変動に応じた歪量補正は行わずに、通電可能な上限の電力デューティの更新値Dlimit(n+1)を算出する。
<S314>
“Calculate upper limit power duty Dlimit (n + 1) from phase angle α (n) and current value I1 ″ (n)”
In step S314, an upper limit power duty update value Dlimit (n + 1) that can be energized is calculated without correcting the amount of distortion according to the load fluctuation.

<S315>
「ヒータ温調制御終了?」
ステップS215で、ヒータ109cの温調制御が終了かを判断する、温調制御終了なら「Yes」で終了、さらに継続するなら「No」へ進み、ステップS316を経て温調制御を繰り返す。
<S315>
“Heater temperature control complete?”
In step S215, it is determined whether or not the temperature control of the heater 109c is completed. If the temperature control is completed, the process ends with “Yes”. If the temperature control is continued, the process proceeds to “No”, and the temperature control is repeated through step S316.

<S316>
「n=n+1を設定する」
ステップS316はヒータ温調制御が継続する場合に、n=n+1と更新し、S303へ戻して温調制御のステップを繰り返す。
n=1,2,3・・・、等の整数である。
<S316>
“Set n = n + 1”
Step S316 updates n = n + 1 when the heater temperature control is continued, and returns to S303 to repeat the temperature control step.
n = 1, 2, 3,...

<S317>
ヒータ温調制御シーケンスの終了となり、ヒータ109への電力供給が停止される。
<S317>
The heater temperature control sequence ends, and power supply to the heater 109 is stopped.

実施例3で説明した方法では定着器109の発熱体の温調制御シーケンスに応じて、歪補正の有無を切り換えへる手段を特徴とするもので、定着器109の発熱体の温調制御でヒータ電流の検知結果を精度良く、かつ効率的に補正する方法を示した例である。また、複数の歪量補正手段から最適な方法を選択する方法もある。複数の方法から歪量補正手段を選択する以外にも、例えば、通常時は補正を行わず、精度が必要な制御シーケンスのみ、電流検知結果に歪量補正するなど、歪量補正の有無を切り替えても良い。   The method described in the third embodiment is characterized by means for switching the presence / absence of distortion correction in accordance with the temperature adjustment control sequence of the heating element of the fixing device 109. It is the example which showed the method of correct | amending the detection result of heater current accurately and efficiently. There is also a method of selecting an optimum method from a plurality of distortion amount correcting means. In addition to selecting the distortion correction means from multiple methods, for example, switching between distortion correction and non-correction, such as normal correction, only for control sequences that require accuracy, and distortion correction for current detection results. May be.

どのような補正を行うかは、精度を向上させる目的や、想定する周波数範囲、位相角の範囲、電流検出トランスの特性などにより最適な方法は異なるため、本出願の補正方法は実施例3の説明にある手段に限られるものではない。   Since the optimum method differs depending on the purpose of improving accuracy, the assumed frequency range, the range of the phase angle, the characteristics of the current detection transformer, etc., the correction method of the present application is the same as that of the third embodiment. It is not limited to the means in the explanation.

本発明における定着器の制御及び駆動回路を示した図The figure which showed the control and drive circuit of the fixing device in this invention 本発明における画像形成装置を示した図The figure which showed the image forming apparatus in this invention 本発明における加熱手段であるセラミックヒータの概略を示した図The figure which showed the outline of the ceramic heater which is a heating means in this invention 本発明における定着装置の概略構成を示した図FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a fixing device according to the present invention. 本発明における電流検出回路の構成を説明するブロック図The block diagram explaining the structure of the current detection circuit in this invention 本発明における電流検出回路の動作を説明するための波形図Waveform diagram for explaining the operation of the current detection circuit in the present invention 本発明における電流検出トランスのシミュレーションに用いた等価回路図Equivalent circuit diagram used for simulation of current detection transformer in the present invention 本発明における位相角ごとの歪み量のシミュレーション結果Simulation result of distortion amount for each phase angle in the present invention 本発明における位相角ごとに歪みの影響を補正するための補正表Correction table for correcting the influence of distortion for each phase angle in the present invention 本発明における商用周波数ごとの歪み量のシミュレーション結果Simulation result of distortion amount for each commercial frequency in the present invention 本発明における商用周波数ごとに歪みの影響を補正するための補正表Correction table for correcting the influence of distortion for each commercial frequency in the present invention 本発明における本実施例1のエンジンコントローラによる定着器の温調制御シーケンスTemperature control sequence of fixing device by engine controller of embodiment 1 of the present invention 本発明における負荷変動によって電流検出トランスで生じる歪みを説明するための、シミュレーション波形図Simulation waveform diagram for explaining distortion caused in a current detection transformer due to load fluctuation in the present invention 本発明における負荷変動量ごとの歪み量のシミュレーション結果Simulation result of distortion amount for each load fluctuation amount in the present invention 本発明における負荷変動量ごとに歪みの影響を補正するための補正表Correction table for correcting the influence of distortion for each load fluctuation amount in the present invention 本発明における本実施例2のエンジンコントローラによる定着器の温調制御シーケンスThe temperature control sequence of the fixing device by the engine controller according to the second embodiment of the present invention. 本発明における本実施例3のエンジンコントローラによる定着器の温調制御シーケンスFixing device temperature control sequence by engine controller of embodiment 3 of the present invention

符号の説明Explanation of symbols

1 交流電源(商用電源に対応)
2 ACフィルタ
4及び13 トライアック
12 ゼロクロス検出回路(位相制御手段に対応)
25 電流検出トランス
27 電流検出回路(電流検知手段に対応)
41 リレー
62 フィルムガイド
101 画像形成装置
109 熱定着器
109a 定着フィルム
109b 弾性加圧ローラ
109c セラミックヒータ
109d 温調制御用の温度検知素子
126 エンジンコントローラ
127 ビデオコントローラ
130 汎用インターフェース
131 外部装置
203及び220 発熱体
223 過昇温防止手段
301 セラミックヒータ表面
302 セラミックヒータ裏面
334 保護層
V 電源電圧(位相制御波形)
Vin 電流検出トランスの入力電圧
LI1 1次巻線漏洩インダクタンス
LP 1次インダクタンス
Rh 発熱体抵抗
n2ZL 電流検出トランス巻線比の二乗値×二次側負荷抵抗
1 AC power (supports commercial power)
2 AC filters 4 and 13 Triac 12 Zero cross detection circuit (corresponding to phase control means)
25 Current detection transformer 27 Current detection circuit (corresponding to current detection means)
41 relay 62 film guide 101 image forming apparatus 109 heat fixing device 109a fixing film 109b elastic pressure roller 109c ceramic heater 109d temperature detecting element 126 for temperature control 126 engine controller 127 video controller 130 general-purpose interface 131 external devices 203 and 220 heating element 223 Overheating prevention means 301 Ceramic heater surface 302 Ceramic heater back surface 334 Protective layer V Power supply voltage (phase control waveform)
Vin Current detection transformer input voltage LI1 Primary winding leakage inductance LP Primary inductance Rh Heating element resistance n2ZL Square value of current detection transformer winding ratio x Secondary load resistance

Claims (7)

  1. 負荷に供給る電力を制御する電力制御手段と、
    前記負荷に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記負荷に流れる電流値を検知する電流検知手段と、
    前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする電流制御装置。
    And control Gosuru power control unit power you supplied to the load,
    Based on the current detection transformer output voltage which is provided in the path of the current flowing through the load, a current detecting means for detecting a current flowing through the load,
    The current value of the current detected by the detection means, said current control device characterized by having a distortion amount correcting means for correcting, based on the position phase corresponding to the power controlled by the power control unit.
  2. 前記負荷に供給る電力の周波数を検出する周波数検出手段を有し、
    前記歪量補正手段は、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記周波数検出手段で検出した周波数に基づき補正することを特徴とする請求項1に記載の電流制御装置。
    Have a frequency detecting means for detecting the frequency of the power that be supplied to the load,
    The distortion amount correcting means, the current value of the current detected by the detecting means, the current control device according to Motomeko 1 shall be the correction to features and Turkey based on the frequency detected by the frequency detecting means.
  3. 前記電流検知手段が、前記負荷に供給される電力の周波数の1周期もしくは半周期ごとに検知電圧を出力する回路であることを特徴とする請求項1または2に記載の電流制御装置。 3. The current control device according to claim 1 , wherein the current detection unit is a circuit that outputs a detection voltage every one cycle or half cycle of the frequency of power supplied to the load .
  4. 記録材に画像を定着する定着手段を有する画像形成装置において、
    商用電源から前記定着手段に供給する電力を制御する電力制御手段と、
    前記定着手段に流れる電流の経路に設けられた電流検出トランスの出力電圧に基づき、前記定着手段に流れる電流値を検知する電流検知手段と、
    前記電流検知手段で検知した電流値を、前記電力制御手段により制御される電力に対応した位相に基づき補正する歪量補正手段を有することを特徴とする画像形成装置。
    In an image forming apparatus having a fixing means for fixing an image on a recording material,
    Power control means for controlling power supplied from a commercial power source to the fixing means;
    Current detection means for detecting a current value flowing in the fixing means based on an output voltage of a current detection transformer provided in a path of current flowing in the fixing means;
    An image forming apparatus comprising: a distortion amount correcting unit that corrects a current value detected by the current detecting unit based on a phase corresponding to power controlled by the power control unit .
  5. 前記負荷に供給する電力の周波数を検出する周波数検出手段を更に有し、
    前記歪量補正手段は、前記電流検知手段で検知した電流値を、前記周波数検出手段で検出した周波数に基づき補正することを特徴とする請求項4に記載の画像形成装置。
    A frequency detecting means for detecting a frequency of power supplied to the load;
    The image forming apparatus according to claim 4, wherein the distortion amount correcting unit corrects the current value detected by the current detecting unit based on the frequency detected by the frequency detecting unit.
  6. 前記電流検知手段が、前記負荷に供給される電力の周波数の1周期もしくは半周期ごとに検知電圧を出力する回路であることを特徴とする請求項4または5に記載の画像形成装置。 The image forming apparatus according to claim 4, wherein the current detection unit is a circuit that outputs a detection voltage every one cycle or half cycle of the frequency of power supplied to the load .
  7. 前記発熱体の温度を検出する温度検出手段を有し、
    前記温度検出手段により検出される温度が所定温度範囲になるように前記電力制御手段によって前記定着手段に供給される電力を制御することを特徴とする請求項4乃至6のいずれか1項に記載の画像形成装置。
    Have a temperature detecting means for detecting the temperature of the heating element,
    To any one of claims 4 to 6, wherein the controller controls the power supplied to the fixing unit by said power control means so that the temperature detected reaches a predetermined temperature range by the temperature detection means The image forming apparatus described.
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