JP5160858B2 - A coil of a power transmission device, a power transmission device, a power transmission device of the power transmission device, and a power reception device of the power transmission device. - Google Patents

A coil of a power transmission device, a power transmission device, a power transmission device of the power transmission device, and a power reception device of the power transmission device. Download PDF

Info

Publication number
JP5160858B2
JP5160858B2 JP2007277189A JP2007277189A JP5160858B2 JP 5160858 B2 JP5160858 B2 JP 5160858B2 JP 2007277189 A JP2007277189 A JP 2007277189A JP 2007277189 A JP2007277189 A JP 2007277189A JP 5160858 B2 JP5160858 B2 JP 5160858B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
coil
power transmission
power
frequency
series resistance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2007277189A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2009106126A (en
Inventor
洋介 松本
Original Assignee
メレアグロス株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by メレアグロス株式会社 filed Critical メレアグロス株式会社
Priority to JP2007277189A priority Critical patent/JP5160858B2/en
Publication of JP2009106126A publication Critical patent/JP2009106126A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5160858B2 publication Critical patent/JP5160858B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Description

この発明は、分離可能な送電部と受電部とから成り、送電部の送電用コイルと受電部の受電コイルとの間に生じる相互誘導作用により電力を伝送する電力伝送装置に装備される電力伝送装置のコイル、電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および電力伝送装置の受電装置に関する。
The present invention comprises a separable power transmission unit and a power reception unit, and is provided in a power transmission device that transmits power by a mutual induction effect generated between a power transmission coil of the power transmission unit and a power reception coil of the power reception unit. The present invention relates to a coil of a device, a power transmission device, a power transmission device of the power transmission device, and a power reception device of the power transmission device .
送電用コイルと、受電用コイルとが分離可能な電力伝送装置は、電力伝送を行っていない場合には両コイル間の距離が離れた分離状態にある。例えば、電力伝送時には、図93に示すように、送電用コイル1と、受電用コイル2とを対向させて構成される。送電制御回路3から送電用コイル1に交流電流を流すと、相互誘導作用により受電用コイル2に起電力が誘起され、前記起電力による交流電流が受電制御回路4を通じて負荷RLに流れ、電力伝送が行われる。   The power transmission device in which the power transmission coil and the power reception coil can be separated is in a separated state in which the distance between the coils is long when power transmission is not performed. For example, at the time of power transmission, as shown in FIG. 93, the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 are configured to face each other. When an alternating current is passed from the power transmission control circuit 3 to the power transmission coil 1, an electromotive force is induced in the power receiving coil 2 by the mutual induction action, and the alternating current due to the electromotive force flows to the load RL through the power reception control circuit 4 to transmit power. Is done.
送電用コイル1あるいは受電用コイル2は、例えば、図94(A)の平面図に示す導体1xを渦巻状に巻回して構成され、図94(A)の線6B−6Bに沿う図94(B)に示す断面図のように、間隔βを介して対向して配置される。導体1xを渦巻状に巻回して構成される2個のコイルを図94(B)のように対向させるのは、両コイルを誘導結合させるのと同義であるので、「対向」という表記は、両コイルが誘導結合状態にあることを示しているものとする。両コイルが誘導結合状態にある場合、両コイルは変成器を構成しており、非特許文献1には、変成器理論についての説明が記載されている。
The power transmission coil 1 or the power reception coil 2 is formed by, for example, winding the conductor 1x shown in the plan view of FIG. 94A in a spiral shape, and is along the line 6B-6B in FIG. As shown in the cross-sectional view of FIG. Since facing two coils formed by winding the conductor 1x in a spiral shape is synonymous with inductively coupling both coils, the notation "opposing" It is assumed that both coils are in an inductively coupled state. When both coils are in an inductively coupled state, both coils constitute a transformer, and Non-Patent Document 1 describes an explanation of the transformer theory.
図94(B)では、送電用コイル1と受電用コイル2に同一のものを用いている。これは、以下に引用する従来例において、誘導結合を示す対向状態が送電用コイル1と受電用コイル2とに同一のコイルを用いているからである。当然ながら、送電用コイル1と受電用コイル2とが異なるコイルを用いることもできる。以降、従来例を含め、単に「コイル」と表記されている場合、送電用コイル1または受電用コイル2、あるいは双方のコイルを指すものとする。また、本願では、引用する文献によって、使用されている用語が異なるため、用語について説明しておく。図93の送電制御回路3、送電用コイル1を含む部分を、送電側、1次側、入力側等と表記し、送電用コイル1を、送電コイル、送電用コイル、1次コイル、1次側コイル等と表記する。また、図93の受電制御回路4、受電用コイル2を含む部分を、受電側、2次側、出力側等と表記し、受電用コイル2を、受電コイル、受電用コイル、2次コイル、2次側コイル等と表記する。次に、コイルやキャパシタの等価回路中に直列に存在する抵抗成分は、通常ESRと表記され、日本語では等価直列抵抗(Equivalent Series Resistance)と呼ばれている。本願では、ESRの周波数特性に言及するので「実効直列抵抗」(Effective Series Resistance)に表記を統一しておく。   In FIG. 94 (B), the same coil 1 for power transmission and coil 2 for power reception are used. This is because, in the conventional example cited below, the facing state indicating inductive coupling uses the same coil for the power transmission coil 1 and the power reception coil 2. Of course, a coil in which the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 are different can be used. Hereinafter, when it is simply indicated as “coil” including the conventional example, it refers to the power transmission coil 1 or the power reception coil 2 or both coils. Moreover, in this application, since the vocabulary used differs with the literature referred, vocabulary is demonstrated. The portion including the power transmission control circuit 3 and the power transmission coil 1 in FIG. 93 is represented as a power transmission side, a primary side, an input side, etc., and the power transmission coil 1 is represented by a power transmission coil, a power transmission coil, a primary coil, and a primary. Indicated as side coil. 93, the portion including the power reception control circuit 4 and the power reception coil 2 is expressed as a power reception side, a secondary side, an output side, etc., and the power reception coil 2 is a power reception coil, a power reception coil, a secondary coil, Indicated as secondary coil. Next, a resistance component existing in series in an equivalent circuit of a coil or a capacitor is generally expressed as ESR, and is called Equivalent Series Resistance in Japanese. In this application, reference is made to “Effective Series Resistance” because the frequency characteristics of ESR are referred to.
図94のような構成を持つコイルを使用した電力伝送装置が、特開平8−148360号公報(特許文献1)に記載されている。この特許文献1には、比較例1として、ドーナツ状の平面渦巻型コイルが記載されている。すなわち、このコイルは、直径100μmの絶縁被覆が施された銅線を100本束ねたものを5ターン巻線して、外径30mm、内径15mm、厚さ1.5mmに作成したものであり、磁性材料を装備していない。これらを対向させて電源に接続される方を1次側(入力側)、相互誘導作用により出力が発生する方を2次側(出力側)としている。   A power transmission device using a coil having a configuration as shown in FIG. 94 is described in Japanese Patent Laid-Open No. 8-148360 (Patent Document 1). Patent Document 1 describes a donut-shaped planar spiral coil as Comparative Example 1. That is, this coil is made by winding 5 turns of 100 copper wires with an insulation coating of 100 μm in diameter, and creating an outer diameter of 30 mm, an inner diameter of 15 mm, and a thickness of 1.5 mm. Not equipped with magnetic material. The side that is connected to the power supply with these facing each other is the primary side (input side), and the side that generates output by the mutual induction action is the secondary side (output side).
また、特許文献1の実施例においては、電力伝送周波数が100kHzでの実測データが記載されており、電力伝送周波数が100kHzに限定されないと記載されている。すなわち、特許文献1の段落番号0040には、電力伝送周波数が任意に選べると記載されている。   Moreover, in the Example of patent document 1, the measurement data in which the power transmission frequency is 100 kHz is described, and it is described that the power transmission frequency is not limited to 100 kHz. That is, paragraph number 0040 of Patent Document 1 describes that the power transmission frequency can be arbitrarily selected.
このような構成を持つコイルの他の例が、特開平4−122007号公報(特許文献2)に記載されている。この特許文献2に、比較例1として、平面渦巻型コイルであって、直径1mmのエナメル銅線を25ターン巻線し、外径80mm、内径24mmに作成し、磁心部を設けていないコイルが記載されている。これらを対向させて電源に接続される方を1次側(入力側)とし、相互誘導作用により出力が発生する方を2次側(出力側)としている。   Another example of the coil having such a configuration is described in Japanese Patent Laid-Open No. 4-122007 (Patent Document 2). In this Patent Document 2, as a comparative example 1, there is a flat spiral coil, in which an enameled copper wire having a diameter of 1 mm is wound for 25 turns, an outer diameter is 80 mm, an inner diameter is 24 mm, and a magnetic core is not provided. Have been described. The one that is connected to the power supply with these facing each other is the primary side (input side), and the one that generates output by the mutual induction action is the secondary side (output side).
なお、空芯コイルは、金属の近接により、コイルの特性(インダクタンスや実効直列抵抗)が変化する。この影響を防止するため、コイル状アンテナに、磁性材料と金属板を組み合わせて装備する発明は多数出願されている。しかし、コイル状アンテナは、電磁波によりエネルギーを伝達するもので、相互誘導作用を用いるものでは無い。相互誘導作用を用いた電力伝送装置において、特開2006−42519号公報(特許文献3)には、不要輻射の排除を目的とし、平面渦巻状コイルの対向面と反対側に、磁性材料で形成されるシートを装備した構成のコイル、そして、磁性材料で形成されるシートのコイル装備面の反対面側に金属板を貼り付ける構成のコイルが記載されている。   In the air-core coil, the coil characteristics (inductance and effective series resistance) change due to the proximity of the metal. In order to prevent this influence, many inventions have been filed in which a coiled antenna is equipped with a combination of a magnetic material and a metal plate. However, the coiled antenna transmits energy by electromagnetic waves and does not use a mutual induction action. In a power transmission device using a mutual induction action, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2006-42519 (Patent Document 3) is formed of a magnetic material on the opposite side of a plane spiral coil for the purpose of eliminating unnecessary radiation. The coil of the structure equipped with the sheet | seat and the coil of the structure which affixes a metal plate on the opposite surface side of the coil equipment surface of the sheet | seat formed with a magnetic material are described.
さらに、コイルに金属材料が近接したときの影響を排除する金属材料として、反磁性金属を使うことが、特開2002−353050号公報(特許文献4)に記載されている。特許文献4においても、コイルを「磁界型空中線」と記載し、相互誘導作用に用いられるコイルと電磁波を送受信するアンテナを混同している。   Furthermore, Japanese Patent Laid-Open No. 2002-353050 (Patent Document 4) describes that a diamagnetic metal is used as a metal material that eliminates the influence of a metal material approaching the coil. Also in patent document 4, a coil is described as "magnetic field type antenna", and the coil used for a mutual induction effect and the antenna which transmits / receives electromagnetic waves are confused.
また、相互誘導作用に基づく電力伝送装置において、送電部のコイルに近接した金属体の発熱を防止する手法、送電部と受電部の信号伝送方式を設けて伝送電力を制御する手法が、特開平10−271713号公報:米国特許5,896,278(特許文献5)に記載されている。
特開平8−148360号公報(段落番号0027) 特開平4−122007号公報(第1表、第2表) 特開2006−42519号公報(段落番号0019、0020、請求項1、請求項2、図2、図3) 特開2002−353050号公報(段落番号0015、0019、請求項5) 特開平10−271713号公報(段落番号0005、0009等) 大学課程電気回路(1)、大野克郎、西哲生共著、オーム社発行(平成13年8月20日:初版昭和45年)ISBN:9784274131660 第6章 相互インダクタンスと変成器(変圧器)
Further, in a power transmission device based on a mutual induction action, there are a method for preventing heat generation of a metal body close to a coil of a power transmission unit, and a method for controlling transmission power by providing a signal transmission method between a power transmission unit and a power reception unit. No. 10-271713: U.S. Pat. No. 5,896,278 (Patent Document 5).
JP-A-8-148360 (paragraph number 0027) JP-A-4-122007 (Tables 1 and 2) JP 2006-42519 A (paragraph numbers 0019, 0020, claim 1, claim 2, FIG. 2, FIG. 3) JP 2002-353050 A (paragraph numbers 0015, 0019, claim 5) JP-A-10-271713 (paragraph numbers 0005, 0009, etc.) University Course Electrical Circuit (1), by Katsuro Ohno and Tetsuo Nishi, published by Ohmsha (August 20, 2001: first edition Showa 45) ISBN: 9784274131660 Chapter 6 Mutual Inductance and Transformer (Transformer)
送電部と、受電部とが分離可能な電力伝送装置は、電線や機械的な接点を用いずに電力を電気機器や電子機器に送ることができる。電気機器や電子機器が動作するのに必要な電力を、電線や機械的な接点を用いずに送ることができるようになると、様々な応用用途や利点がある。しかし、従来の技術では、相互誘導作用を利用して電力を伝送する電力伝送用コイルの構成と特性、および作用効果が明確にされていない。そこで、送電用コイルと、受電用コイルが分離可能な電力伝送装置、および電力伝送装置のコイルに関する従来例について考察してみる。   A power transmission device in which a power transmission unit and a power reception unit can be separated can transmit electric power to an electric device or an electronic device without using an electric wire or a mechanical contact. There are various application uses and advantages when it is possible to send electric power necessary for the operation of electrical equipment and electronic equipment without using electric wires or mechanical contacts. However, in the conventional technology, the configuration and characteristics of the power transmission coil that transmits power using the mutual induction effect, and the function and effect are not clarified. Therefore, a power transmission device in which a power transmission coil and a power reception coil can be separated, and a conventional example regarding a coil of the power transmission device will be considered.
まず、特許文献1には、電力伝送周波数が任意に選べると記載されている。しかし、電力伝送手段は、変成器(変圧器)である。1次コイルと2次コイルが分離不能ではあるが、50Hz〜60Hzの商用電源用に設計された変圧器が、任意の周波数、例えば、5Hz、あるいは、10kHzで使用できないことは明らかである。すなわち、電力伝送手段である変成器には、使用可能な周波数の下限および上限が存在する。しかし、電力伝送用コイルとして使用可能な周波数範囲について考察した従来技術は存在しない。   First, Patent Document 1 describes that the power transmission frequency can be arbitrarily selected. However, the power transmission means is a transformer. Although the primary and secondary coils are inseparable, it is clear that a transformer designed for a 50 Hz to 60 Hz commercial power supply cannot be used at any frequency, for example, 5 Hz or 10 kHz. That is, the transformer which is a power transmission means has a lower limit and an upper limit of usable frequencies. However, there is no conventional technique that considers a frequency range that can be used as a power transmission coil.
また、1次コイルと2次コイルが分離不能な変圧器では、両コイル間の結合係数がほぼ1の密結合状態である。一方、1次コイルと2次コイルが分離可能な変成器では、両コイル間の結合係数が最大でも0.9程度の疎結合状態である。したがって、特許文献1、特許文献2に実施例として記載されたコイルは、平面渦巻状に巻回したコイルに磁性材を装備して、両コイル間の結合係数を確保するようにしている。すなわち、特許文献1、特許文献2に記載されているコイルは、どちらも比較例であり、空芯の平面渦巻型コイルを用いた場合には、磁性材料を装備しないと性能向上が図れない旨の記載が見られる。   Further, in a transformer in which the primary coil and the secondary coil cannot be separated, the coupling coefficient between both the coils is in a tightly coupled state. On the other hand, a transformer capable of separating the primary coil and the secondary coil is in a loosely coupled state in which the coupling coefficient between the two coils is at most about 0.9. Therefore, the coil described as an Example in patent document 1 and patent document 2 equips the coil wound by plane spiral shape with a magnetic material, and ensures the coupling coefficient between both coils. That is, the coils described in Patent Document 1 and Patent Document 2 are both comparative examples, and when an air-core planar spiral coil is used, the performance cannot be improved unless a magnetic material is provided. Can be seen.
しかしながら、平面渦巻状コイルの利点は、その形状にあり、特に機器側に装備される受電用コイルは、薄くないと実装上の問題が発生する。特に、2次電池を内蔵した小型の携帯機器などでは、スペースの制約上、コイル体積をできる限り小さくすることが要求されている。電力伝送性能を向上させるためには、例えば特許文献1に記載されているように、磁性材料で構成された板材をコイルの対向面の反対側に装備しないといけないことになる。しかし、この場合は、コイルの体積が増加し、機器に内蔵するのが困難になるという問題がある。   However, the advantage of the planar spiral coil lies in its shape. In particular, the power receiving coil provided on the equipment side has a mounting problem unless it is thin. In particular, in a small portable device incorporating a secondary battery, the coil volume is required to be as small as possible due to space constraints. In order to improve the power transmission performance, for example, as described in Patent Document 1, a plate material made of a magnetic material must be provided on the opposite side of the opposing surface of the coil. However, in this case, there is a problem that the volume of the coil increases and it is difficult to incorporate the coil into the device.
特許文献1、特許文献2共に、比較例と実施例を対比し、空芯の平面渦巻状コイルでは効率よく電力が伝送できないことが記載されている。しかし、その理由については明記されていない。   Both Patent Document 1 and Patent Document 2 compare the comparative example with the example, and describe that power cannot be transmitted efficiently with an air-core planar spiral coil. However, the reason is not specified.
そこで、特許文献1において、比較例1として挙げられている空芯コイルに関する開示データについて検討してみる。まず、本願発明者は、特許文献1に開示されているコイルと同一のコイルを作成し、前記コイルの特性を計測した。特許文献1に比較例として記載されているコイルは、直径100μmの絶縁被覆銅線を100本束ねた線径が1.5mmの太い導線を5ターン巻線しているだけである。このため、自己インダクタンスが約0.8μHと小さく、コイル形状により相互インダクタンスも小さくなる。そのため、力率が低下し、皮相電力、無効電力が大きくなる。また、線径が太く、ターン数が少ないので、特許文献1の段落番号0051に記載されている周波数100kHzにおいては、コイルの実効直列抵抗が、約17mΩと小さくなりすぎるという問題がある。   Therefore, the disclosure data regarding the air-core coil cited as Comparative Example 1 in Patent Document 1 will be examined. First, the inventor of the present application created the same coil as that disclosed in Patent Document 1, and measured the characteristics of the coil. The coil described as a comparative example in Patent Document 1 is merely winding five turns of a thick conducting wire having a wire diameter of 1.5 mm in which 100 insulation-coated copper wires having a diameter of 100 μm are bundled. For this reason, the self-inductance is as small as about 0.8 μH, and the mutual inductance is also reduced due to the coil shape. Therefore, a power factor falls and apparent power and reactive power become large. Further, since the wire diameter is large and the number of turns is small, there is a problem that the effective series resistance of the coil becomes too small at about 17 mΩ at a frequency of 100 kHz described in paragraph No. 0051 of Patent Document 1.
図95は、特許文献1に記載された比較例1のコイルを送電用コイル1と受電用コイル2に用いたときの等価回路図である。前記コイルを2個用い、図95に示すように、送電用コイル1と受電用コイル2とからなる変成器を構成する。その場合、周波数100kHzでは、負荷抵抗RLを10Ωとしたときの、交流電源V側から見た1次側コイルのインピーダンスZは、Z=約0.6Ωと非常に小さい値となっている。本願の図95において、R3で示される交流電源Vの内部抵抗は、通常0.5Ω〜数十Ωである。よって、交流電源Vに、前記1次側コイルが接続されると、交流電源Vは短絡された状態に近くなってしまう。このため、交流電源Vの内部抵抗R3が相当の電力を消費し、電力を効率よく伝送できなくなってしまう上、伝送可能な電力値も少なくなる。   FIG. 95 is an equivalent circuit diagram when the coil of Comparative Example 1 described in Patent Document 1 is used for the power transmission coil 1 and the power reception coil 2. As shown in FIG. 95, a transformer including a power transmission coil 1 and a power reception coil 2 is formed using two coils. In this case, at a frequency of 100 kHz, the impedance Z of the primary coil viewed from the AC power supply V side when the load resistance RL is 10Ω is a very small value, Z = approximately 0.6Ω. In FIG. 95 of the present application, the internal resistance of the AC power supply V indicated by R3 is usually 0.5Ω to several tens of Ω. Therefore, when the primary side coil is connected to the AC power source V, the AC power source V becomes close to a short-circuited state. For this reason, the internal resistance R3 of the AC power supply V consumes a considerable amount of power, and the power cannot be efficiently transmitted, and the transmittable power value is reduced.
もともと、特許文献1に記載されているコイルは、コイル対向面の反対側に磁性材を装備することにより、自己インダクタンスを確保し、コイルが対向したときに磁束を閉じ込め、結合係数を増加させる意図で作成されている。このため、空芯コイルとして最適化されたものではない。   Originally, the coil described in Patent Document 1 is intended to secure a self-inductance by equipping a magnetic material on the opposite side of the coil facing surface, confine magnetic flux when the coils face each other, and increase the coupling coefficient. Created with. For this reason, it is not optimized as an air-core coil.
次に、特許文献2に開示されている比較例1のコイルにおいて、空芯では性能が劣る理由を説明する。特許文献2に開示されている比較例1のような構成のコイルでは、周波数が上昇すると、表皮効果および渦電流損により、コイルの実効直列抵抗が増加する。この特性は、単導線の線径が太いほど、顕著な影響があることが知られている。本願発明者は、特許文献2に比較例1として記載されているコイルとほぼ同等のコイルを試作して追試を行なってみた。その結果、50kHzになると、コイルの実効直列抵抗は、コイルの直流抵抗約0.08Ωの、約3倍以上の、0.266Ωになることが分かっている。   Next, the reason why the coil of Comparative Example 1 disclosed in Patent Document 2 is inferior in performance with an air core will be described. In the coil configured as in Comparative Example 1 disclosed in Patent Document 2, when the frequency increases, the effective series resistance of the coil increases due to the skin effect and eddy current loss. It is known that this characteristic has a more significant effect as the wire diameter of the single conductor is thicker. The inventor of the present application tried to make a trial of a coil that is almost equivalent to the coil described as Comparative Example 1 in Patent Document 2. As a result, it has been found that at 50 kHz, the effective series resistance of the coil becomes 0.266Ω, which is about three times or more the direct current resistance of the coil of about 0.08Ω.
図93の送電制御回路3は、図95において、交流電源Vで示され、R3は交流電源Vの内部抵抗である。R1は送電用コイル1の実効直列抵抗である。R2は受電用コイル2の実効直列抵抗である。RLは受電制御回路4に接続される負荷抵抗である。   The power transmission control circuit 3 in FIG. 93 is indicated by an AC power supply V in FIG. 95, and R3 is an internal resistance of the AC power supply V. R1 is an effective series resistance of the power transmission coil 1. R2 is an effective series resistance of the power receiving coil 2. RL is a load resistor connected to the power reception control circuit 4.
1次側および2次側コイルの双方に、特許文献2の比較例1として記載されたコイルを使うと、図95に示すように、実効直列抵抗R1が交流電源Vに直列に接続される。そして、実効直列抵抗R2が負荷抵抗RLに直列に接続されることにより、少なくともR1、R2の2箇所で電力損失が発生する。これを回避するには、周波数を下げ、前記した表皮効果、渦電流損の影響を低減するしかない。だが、周波数を下げると、コイルのリアクタンスが減少する。その結果、送電コイルのインピーダンスZが低下し、送電用コイル1に過大な皮相電力が投入されてしまう。そして、前記皮相電力による過大電流が送電用コイル1に流れ、実効直列抵抗R1と、交流電源の内部抵抗R3による電力損失が発生する。そのため、特許文献2の実施例では、コイルのインダクタンスとリアクタンスを確保し、皮相電力を低減するため磁性材を装備している。空芯でコイルを使用するには、リアクタンスを確保できるよう、高い周波数で作動させることが可能なコイルを実現しなければならない。すなわち、高い周波数で実効直列抵抗R1が低いコイルを実現すればよい。   When the coil described as Comparative Example 1 in Patent Document 2 is used for both the primary side and secondary side coils, the effective series resistance R1 is connected in series to the AC power supply V as shown in FIG. And by connecting the effective series resistance R2 in series with the load resistance RL, power loss occurs at least at two locations R1 and R2. The only way to avoid this is to lower the frequency and reduce the effects of the skin effect and eddy current loss. However, when the frequency is lowered, the reactance of the coil decreases. As a result, the impedance Z of the power transmission coil decreases, and excessive apparent power is input to the power transmission coil 1. Then, an excessive current due to the apparent power flows through the power transmission coil 1, and power loss occurs due to the effective series resistance R1 and the internal resistance R3 of the AC power supply. Therefore, in the Example of patent document 2, the magnetic material is equipped in order to ensure the inductance and reactance of a coil, and to reduce apparent power. In order to use a coil with an air core, a coil that can be operated at a high frequency must be realized so as to ensure reactance. That is, a coil having a high frequency and a low effective series resistance R1 may be realized.
特許文献1とは逆に、特許文献2の比較例1に記載のコイルは、インダクタンスは高いが、コイルの実効直列抵抗も高い。そのため、空芯で使うには適していないのは、上記に説明した通りである。すなわち、特許文献1の比較例に記載のコイルも、特許文献2の比較例1に記載のコイルも、後述するように、高周波数領域でのコイルのQが低い。   Contrary to patent document 1, although the coil of the comparative example 1 of patent document 2 has high inductance, the effective series resistance of a coil is also high. Therefore, it is not suitable for use with an air core as described above. That is, both the coil described in the comparative example of Patent Document 1 and the coil described in Comparative Example 1 of Patent Document 2 have a low Q in the high frequency region, as will be described later.
一方で、コイルの構成は異なるものの、コイルの実効直列抵抗の周波数特性を改善する発明は、多数出願されている。これは、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加を抑え、コイルのリアクタンスが大きくなる高周波数領域で、コイルのQを増加させることを意図している。しかし、従来例は、コイルの構成を規定しているだけで、コイルの重要な特性であるインダクタンスについての記載が殆ど見られない。コイルの構成を規定し、実効直列抵抗の増加を抑えても、インダクタンスが減少すれば、場合によってはコイルのQが低下する。Qが低下する構成規定では、性能のよいコイルが実現できたとは言えない。後述するが、コイルのQは周波数によっても変動する。したがって、前述したように、コイルを使用可能な周波数領域を見出し、電力伝送に適したコイルを選ばなければならない。   On the other hand, although the coil configuration is different, many inventions for improving the frequency characteristics of the effective series resistance of the coil have been filed. This is intended to suppress the increase in effective series resistance due to the increase in frequency and increase the Q of the coil in a high frequency region where the reactance of the coil increases. However, in the conventional example, only the configuration of the coil is defined, and there is hardly any description about inductance, which is an important characteristic of the coil. Even if the configuration of the coil is defined and the increase in effective series resistance is suppressed, if the inductance decreases, the Q of the coil may decrease in some cases. It cannot be said that a coil with good performance could be realized with the configuration rule in which Q decreases. As will be described later, the Q of the coil varies depending on the frequency. Therefore, as described above, a frequency region where the coil can be used must be found and a coil suitable for power transmission must be selected.
特許文献1、特許文献2においては、上述した実効直列抵抗を低減する手法とは逆の手法を採用し、透磁率の高い磁性材料をコイルに装備することにより、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加率よりもインダクタンスを増加させて、コイルのQを上げる手法を使っているものと推察される。   In Patent Document 1 and Patent Document 2, the method opposite to the above-described method for reducing the effective series resistance is adopted, and the effective series resistance due to the increase in the frequency is obtained by equipping the coil with a magnetic material having a high magnetic permeability. It is presumed that a method of increasing the Q of the coil by increasing the inductance rather than the increasing rate is used.
すなわち、電力伝送用の性能がよいコイルを実現するには、自己インダクタンス、相互インダクタンス(結合係数)を確保でき、かつ実効直列抵抗による電力損失がもたらすコイルの発熱を回避するために、適切な構成のコイルを選ばねばならない。そして、コイルの特性規定を行ってコイルの作動条件を定めなければならず、単にコイルの実効直列抵抗の周波数特性を改善するだけでは不十分である。   In other words, in order to realize a coil with good power transmission performance, it is possible to secure self-inductance and mutual inductance (coupling coefficient) and to prevent the coil heat generation caused by power loss due to effective series resistance. Coil must be selected. Then, it is necessary to define the coil operating conditions by defining the coil characteristics, and it is not sufficient to simply improve the frequency characteristics of the effective series resistance of the coil.
上記に説明してきたように、平板に導線を単層渦巻状に巻回した空芯の電力伝送用コイルは、電力伝送性能が悪いというのが従来の定説となっている。そのため、磁性材料等を装備することによって、電力伝送性能の向上が図られている。そして、電力伝送性能を左右する1つの要因である前述した電力伝送用コイルの実効直列抵抗と周波数との関係を、電力伝送用コイルの構成と共に考察した従来技術は存在しない。すなわち、従来の技術では、電力伝送装置に用いるのに適切な渦巻状に巻回した電力伝送用コイルが実現できていない。また、渦巻状に巻回した電力伝送用コイルの作動条件が規定されていない。そのために、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できていない。前述した電力伝送装置に用いる最適な電力伝送用コイルが実現できていないことが、本分野における第1の課題となっている。   As described above, it is a conventional theory that an air-core power transmission coil in which a conducting wire is wound on a flat plate in a single layer spiral shape has poor power transmission performance. Therefore, the power transmission performance is improved by using a magnetic material or the like. There is no prior art that considers the relationship between the effective series resistance and the frequency of the above-described power transmission coil, which is one factor affecting the power transmission performance, together with the configuration of the power transmission coil. That is, the conventional technology cannot realize a power transmission coil wound in a spiral suitable for use in a power transmission device. Moreover, the operating condition of the coil for electric power transmission wound by the spiral is not prescribed | regulated. Therefore, a power transmission device with good power transmission performance cannot be realized. The first problem in this field is that an optimal power transmission coil used in the power transmission device described above cannot be realized.
一方、特許文献3の段落番号0021には、磁性シートが、コイルの発生する「磁界」による不要輻射を排除すると記載されている。そして、金属シートが、コイルの発生する「電界」による不要輻射を排除すると記載されている。   On the other hand, paragraph number 0021 of Patent Document 3 describes that the magnetic sheet eliminates unnecessary radiation due to the “magnetic field” generated by the coil. And it is described that a metal sheet excludes the unnecessary radiation by the "electric field" which a coil generates.
前述したように、相互誘導作用を用いた場合には、エネルギーを伝達するのは電磁波ではなく「磁束」である。すなわち、誘導結合している送電コイルと受電コイルとは変成器を構成している。変成器は、コアを装備することにより、結合係数をほぼ1にでき、この場合は力率もほぼ1である。一方、送電コイルと受電コイルが分離可能な電力伝送装置においては、両コイル間の結合係数が最大でも0.9の疎結合状態である。よって、力率も0.2程度まで低下する。結合係数が1よりも小さいことによって、漏洩磁束が発生するが、後述するように、漏洩磁束の存在自体はエネルギーの損失を起さない。しがたって、特許文献3も、相互誘導作用による電力伝送と電磁波による電力伝送を混同している。   As described above, when the mutual induction action is used, energy is transmitted not by electromagnetic waves but by “magnetic flux”. That is, the power transmission coil and the power reception coil that are inductively coupled constitute a transformer. The transformer is equipped with a core, so that the coupling coefficient can be approximately 1, and in this case, the power factor is approximately 1. On the other hand, in the power transmission device in which the power transmission coil and the power reception coil can be separated, the coupling coefficient between the two coils is in a loosely coupled state with a maximum of 0.9. Therefore, the power factor is reduced to about 0.2. When the coupling coefficient is smaller than 1, a leakage magnetic flux is generated. However, as will be described later, the presence of the leakage magnetic flux does not cause a loss of energy. Therefore, Patent Document 3 also confuses power transmission by mutual induction and power transmission by electromagnetic waves.
磁性材シートは、変成器のコアと同じく、磁束を閉じ込め、結合係数を上昇させる作用を持つ。そのことは特許文献2の2ページ右下の(作用)にも明記されている。本願発明者が検証した限りにおいて、磁性材板をコイルに装備すると、コイルのインダクタンスが上昇し、実効直列抵抗も上昇するのが確認されている。そして、少なくとも磁性材粉をモールドして構成した磁性材板は、コイルの対向面と反対側に金属材料が近接すると、コイルの特性(インダクタンスや実効直列抵抗)が変化する。すなわち、空芯コイルに金属板が近接したときには、コイルが変成器として作動しようと、アンテナとして作動しようと、コイル特性が変化するという本分野における他の課題となっている。   The magnetic material sheet, like the transformer core, has the effect of confining magnetic flux and increasing the coupling coefficient. This is also specified in (Action) at the lower right of page 2 of Patent Document 2. As far as the present inventors have verified, it has been confirmed that when a magnetic material plate is mounted on a coil, the inductance of the coil increases and the effective series resistance also increases. A magnetic material plate formed by molding at least magnetic material powder changes the coil characteristics (inductance and effective series resistance) when a metal material comes close to the opposite surface of the coil. That is, another problem in this field is that when the metal plate comes close to the air-core coil, the coil characteristics change whether the coil operates as a transformer or as an antenna.
さらに、特許文献4の段落番号0019には、1次コイルと2次コイルの間に金属板を配置すると記載されているが、これは、コイル対向面の反対側の誤りと推察される。そして、特許文献4の段落番号0020には、コイル(磁界型空中線)に金属体が近接すると、電力伝送性能に影響が出るという空芯コイルの課題が記載されている。その課題を解決するために使用する金属板の材質として、特許文献4の段落番号0019には、反磁性金属である銅(Cu)、亜鉛(Zn)、鉛(Pb)、ビスマス(Bi)が記載されている。しかし、原子番号83の希土類元素で、1つを除く同位体が全て放射性元素であり、通常は使用されることが無いビスマスが記載されているのに、反磁性金属である原子番号57のランタン(La)や、原子番号79の一般に知られている貴金属である金(Au)が記載されていない。   Furthermore, paragraph number 0019 of Patent Document 4 describes that a metal plate is disposed between the primary coil and the secondary coil, but this is presumed to be an error on the opposite side of the coil facing surface. Paragraph No. 0020 of Patent Document 4 describes a problem with an air-core coil in which, when a metal body is close to a coil (magnetic field antenna), power transmission performance is affected. As the material of the metal plate used to solve the problem, Paragraph No. 0019 of Patent Literature 4 includes diamagnetic metals such as copper (Cu), zinc (Zn), lead (Pb), and bismuth (Bi). Have been described. However, bismuth of atomic number 57, which is a diamagnetic metal, is described, although bismuth, which is a rare earth element of atomic number 83 and all the isotopes except one are all radioactive elements and is not normally used. (La) and gold (Au), which is a generally known noble metal having atomic number 79, are not described.
本願発明者が追試したところ、コイル特性に影響を及ぼすのは、強磁性体の金属を除き、金属の磁気的性質では無く、単に金属板の厚さであることが分かっている。その詳細については後述するが、上記のような課題を解決した、性能のよい電力伝送装置は、まだ実現できていない。しかし、これらの課題は、第1の課題である空芯で電力伝送性能のよいコイルが実現できないと解決できない。その意味では、特許文献1、特許文献2に記載の解決手段は、実用的な電力伝送装置を実現するものであるとは言えない。   As a result of a further trial by the inventor of the present application, it has been found that it is not the magnetic properties of the metal, but the thickness of the metal plate, except for the ferromagnetic metal, that affects the coil characteristics. Although details will be described later, a high-performance power transmission device that has solved the above-described problems has not been realized yet. However, these problems cannot be solved unless a coil having a good power transmission performance with an air core, which is the first problem, cannot be realized. In that sense, it cannot be said that the solving means described in Patent Literature 1 and Patent Literature 2 realize a practical power transmission device.
さらに、特許文献5の段落番号0005に記載のように、送電コイルに交流電流が流れているときに、送電コイルに金属体が近接すると、特許文献4の段落番号0019に記載された渦電流により、前記金属体が発熱する。これは電磁調理器と同じ原理である。   Further, as described in Paragraph No. 0005 of Patent Document 5, when an alternating current is flowing through the power transmission coil, if a metal body approaches the power transmission coil, the eddy current described in Paragraph No. 0019 of Patent Document 4 The metal body generates heat. This is the same principle as an electromagnetic cooker.
特許文献5では、送電部が待機状態のときには、間欠的に送電コイルに電力を供給している。送電部に正規の受電部が装着されたときに、受電部からの信号により、送電部は連続的に送電コイルに電力を供給するようにしている。しかし、特許文献5では、送電コイルと受電コイルにコアを装備している。後述するように、コアを装備した電力伝送用のコイルでは結合係数が低下する。そのために力率も低下してしまう。平面空芯状のコイルを用いた電力伝送装置において、特許文献5と同一の手法を採用した特許文献も存在はする。また、送電部単体で金属体を検知する手段を備えた特許文献もある。   In Patent Document 5, when the power transmission unit is in a standby state, power is intermittently supplied to the power transmission coil. When a regular power receiving unit is attached to the power transmitting unit, the power transmitting unit continuously supplies power to the power transmitting coil by a signal from the power receiving unit. However, in patent document 5, the core is equipped in the power transmission coil and the receiving coil. As will be described later, the coupling coefficient decreases in a power transmission coil equipped with a core. Therefore, a power factor will also fall. There is also a patent document that employs the same technique as Patent Document 5 in a power transmission device using a planar air-core coil. There is also a patent document including means for detecting a metal body by a single power transmission unit.
上記のように、送電コイルに金属体が近接したときに、過電流損やヒシテリシス損により、金属体が発熱することが、本分野におけるその他の課題となっている。さらに、送電部は、金属体が近接したときと、負荷が接続された正規の受電コイルが対向したときとを判別しなければならず、そのことも、本分野におけるその他の課題となっている。   As described above, another problem in this field is that the metal body generates heat due to overcurrent loss or hysteresis loss when the metal body is close to the power transmission coil. Furthermore, the power transmission unit must discriminate between when the metal body is close and when the regular power receiving coil to which the load is connected faces, which is another problem in this field. .
しかし、根本的な課題は、特許文献1から特許文献4のように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、電力伝送性能のよいコイルが実現できないことにある。特許文献1、特許文献2では、コイルの特定的構成を規定した一実施例を示すことにより、効果を主張している。しかし、コイルの特定的構成以外の構成要因が変化したときにまで、同等の効果が得られるとは限らない。すなわち、単にコイルの特定的構成を規定するのみではなく、種々の構成を持つコイルの特性規定を行い、電力伝送性能のよいコイルを選ばない限り、電力伝送性能のよいコイルおよび電力伝送装置を実現することはできない。   However, the fundamental problem is that, as in Patent Documents 1 to 4, a coil having good power transmission performance cannot be realized simply by defining a specific configuration of the coil. In patent document 1 and patent document 2, the effect is claimed by showing an example in which a specific configuration of the coil is defined. However, an equivalent effect is not always obtained until a configuration factor other than the specific configuration of the coil changes. In other words, not only the specific configuration of the coil but also the characteristics of coils with various configurations are defined, and a coil and power transmission device with good power transmission performance are realized unless a coil with good power transmission performance is selected. I can't do it.
例えば、特許文献2に記載の非接触トランスにおいて、特許文献5のような実施例が適用できないことは明白である。すなわち、電力伝送性能のよい電力伝送用コイル、電力伝送性能のよい電力伝送装置、そして、金属体の近接により特性が変動しない電力伝送用コイルが実現できてこそ、特許文献5のような安全対策の意味がある。換言すれば、まず、前記した第1の課題を解決する必要がある。   For example, in the non-contact transformer described in Patent Document 2, it is obvious that the embodiment as in Patent Document 5 cannot be applied. That is, a power countermeasure such as Patent Document 5 can only be realized if a power transmission coil with good power transmission performance, a power transmission device with good power transmission performance, and a power transmission coil whose characteristics do not change due to the proximity of a metal body can be realized. There is a meaning. In other words, first, it is necessary to solve the first problem described above.
この発明は、電力伝送装置のコイルの特性と構成を規定することにより、電力伝送性能がよい電力伝送装置のコイルを実現し、このコイルを使用した電力伝送性能のよい電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置および受電装置を提供することである
The present invention realizes a coil of a power transmission device with good power transmission performance by defining the characteristics and configuration of the coil of the power transmission device, and a power transmission device and power transmission device with good power transmission performance using this coil It is providing a power transmission device and a power reception device.
この発明に係わる電力伝送装置のコイルは、送電部と受電部が分離可能に構成され、送電部の送電コイルと受電部の受電コイルとを対向させて、送電部から受電部に電力を伝送する電力伝装置に使用される電力伝送装置のコイルであって、送電コイルと受電コイルは、双方共に、導線を卷回して空芯状に形成された同一の2個の空芯コイルであり、同一の2個のコイルは、双方が誘導結合して変成器と成るように構成されており、同一の2個の空芯コイルの内、いずれか1個のコイルを一方のコイルとし、一方のコイルの実効直列抵抗の周波数特性が計測され、一方のコイルの実効直列抵抗の変化を検知するために、一方のコイルに対向させて変成器を構成する一方のコイルと同一のもう1個のコイルを他方のコイル、一方のコイル単体時の実効直列抵抗をRw(Ω)、両端を短絡した他方のコイルを一方のコイルに対向させて、変成器を構成したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRs(Ω)、とすると、一方のコイルが、Rs>Rw、なる関係を満足する最高周波数f1が、少なくとも100kHz以上となるように、所定の線径を持つ所定の導線を用い、所定の卷回数および卷回法で所定の外径、内径に構成されている。
The coil of the power transmission device according to the present invention is configured such that the power transmission unit and the power reception unit are separable, and transmits power from the power transmission unit to the power reception unit with the power transmission coil of the power transmission unit and the power reception coil of the power reception unit facing each other. A coil of a power transmission device used in a power transmission device, wherein both the power transmission coil and the power reception coil are the same two air-core coils formed in an air-core shape by winding a conducting wire. The two coils are inductively coupled to each other to form a transformer, and one of the two identical air-core coils is used as one coil, and the other coil. The frequency characteristic of the effective series resistance of the coil is measured, and in order to detect a change in the effective series resistance of one coil, another coil identical to the one coil constituting the transformer is opposed to the one coil. The other coil, one coil alone If the effective series resistance is Rw (Ω), and the other coil with both ends short-circuited is opposed to one coil to form a transformer, the effective series resistance of one coil is Rs (Ω). Using a predetermined wire having a predetermined wire diameter, a predetermined number of windings and a predetermined number of windings, so that the maximum frequency f1 satisfying the relationship Rs> Rw is at least 100 kHz or more. It has a diameter and an inner diameter.
同一の2個の空芯コイル間で誘導結合が可能な構成のコイルを2個使用して、一方のコイル単体の実効直列抵抗Rwの周波数特性を計測し、一方のコイルに両端を短絡した他方のコイルを誘導結合させて変成器を構成して、一方のコイルの実効直列抵抗Rs周波数特性を計測し、Rs>Rw、の関係を満足する最高周波数が100kHz以上となるように構成されたコイルを選択することにより、電力伝送性能のよいコイルが実現できる
The frequency characteristic of the effective series resistance Rw of one coil unit is measured using two coils that can be inductively coupled between the same two air-core coils, and the other end short-circuited to one coil. A coil configured to measure the effective series resistance Rs frequency characteristic of one coil and to satisfy the relationship of Rs> Rw is 100 kHz or more. By selecting, a coil with good power transmission performance can be realized .
好ましい実施形態では、コイルを形成する導線は、絶縁被服が施された単導線であり、単導線の最大径をd2(mm)、一方のコイル外径をD(mm)としたとき、一方のコイル外径Dが最大径d2の少なくとも25倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定ターン数以上であり、一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも2μH以上である
In a preferred embodiment, the conducting wire forming the coil is a single conducting wire provided with insulating clothing. When the maximum diameter of the single conducting wire is d2 (mm) and one coil outer diameter is D (mm), The coil outer diameter D is at least 25 times greater than the maximum diameter d2, the number of turns of the conducting wire is at least a predetermined number of turns, and the self-inductance of one coil is at least 2 μH .
このように導線に絶縁被覆を施すことで、導線の酸化を防ぎ、隣接する導線間の短絡防止を図ることができる。また、コイルの直径Dおよびターン数を規定することにより、必要な自己インダクタンスを確保するとともに、両コイル間の所定対向距離において、必要な結合係数を確保することができる
Thus, by providing insulating coating to the conducting wire, oxidation of the conducting wire can be prevented and short circuit between adjacent conducting wires can be prevented. In addition, by defining the coil diameter D and the number of turns, it is possible to secure the necessary self-inductance and to secure the necessary coupling coefficient at a predetermined facing distance between the two coils .
好ましい他の例では、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルは複数の導線を含み、それぞれの導線は、最大径が0.3mm以下に選んだ複数の裸単導線の集合体に絶縁被覆を施して形成され、少なくとも一方のコイルは、複数の裸単導線の集合体に絶縁被覆を施した導線を単層または多層渦巻状に密接巻きして構成されており、複数の裸単導線の集合体の最大径をd2(mm)、少なくとも一方のコイル外径をD(mm)としたとき、少なくとも一方のコイル外径Dが最大径d2の少なくとも25倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定ターン数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも2μH以上である
In another preferred example, at least one of the opposing coils includes a plurality of conductors, and each conductor has an insulation coating on a collection of a plurality of bare single conductors having a maximum diameter of 0.3 mm or less. The at least one coil is formed by closely winding a single-layered or multi-layered spiral conductor with an assembly of a plurality of bare single conductors. When the maximum body diameter is d2 (mm) and at least one coil outer diameter is D (mm), at least one coil outer diameter D is at least 25 times the maximum diameter d2 and the number of turns of the conductor is The number of turns is not less than a predetermined number, and the self-inductance of at least one coil is not less than 2 μH .
この例では、上記発明と同様の作用効果をなすとともに、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、0.3mm以下の裸単導線の集合体を、少なくとも一方のコイルを形成する導線とし、導体の表面積を増加させることによって、渦電流損と表皮効果による実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を抑えることができる
In this example, while having the same effect as the above-mentioned invention, the eddy current loss due to the magnetic flux penetrating the conductor increases in proportion to the volume of the conductor. An increase in effective series resistance Rw (Ω) due to eddy current loss and skin effect can be suppressed by using a conductive wire forming at least one coil and increasing the surface area of the conductor .
好ましいさらに他の実施形態では、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルを形成する導線には、導線内部に絶縁体層が設けられ、絶縁体層の断面積が導線全体の断面積の11%以上であって、少なくとも一方のコイルは、絶縁体層が設けられた導線を単層または多層渦巻状に密接巻きして構成され、絶縁体層が設けられた導線の最大径をd3(mm)、少なくとも一方のコイル外径をD(mm)としたとき、少なくとも一方のコイル外径Dが最大径d3の少なくとも25倍以上であり、かつ導線の巻き数が所定ターン数以上であり、少なくとも一方のコイルの自己インダクタンスが少なくとも2μH以上である
In still another preferred embodiment, the conductor forming at least one of the opposing coils is provided with an insulator layer inside the conductor, and the cross-sectional area of the insulator layer is 11% of the cross-sectional area of the entire conductor. The at least one coil is formed by closely winding a conductor wire provided with an insulator layer in a single layer or a multilayer spiral, and the maximum diameter of the conductor wire provided with the insulator layer is d3 (mm). When at least one of the coil outer diameters is D (mm), at least one of the coil outer diameters D is at least 25 times the maximum diameter d3 and the number of turns of the conducting wire is at least a predetermined number of turns, The coil has a self-inductance of at least 2 μH .
この例では、上記発明と同様の作用効果をなすとともに、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、コイルを構成する導線内部に絶縁体を設け、導線中を貫通する磁束経路に存在する導体体積を減らし、導体の表面積を増加させることによって、渦電流損と表皮効果による実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を抑えることができる。絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせ、導線の曲げ加工を容易にするものである
In this example, the same effect as the above invention is achieved, and the eddy current loss due to the magnetic flux penetrating the conductor increases in proportion to the volume of the conductor. Therefore, an insulator is provided inside the conductor constituting the coil. By reducing the volume of the conductor existing in the magnetic flux path penetrating the inside and increasing the surface area of the conductor, it is possible to suppress an increase in the effective series resistance Rw (Ω) due to the eddy current loss and the skin effect. The insulating material provides an insulating layer inside the conducting wire, and makes the conducting wire flexible, thereby facilitating bending of the conducting wire .
好ましいさらに他の例では、導線は、それぞれに絶縁被覆が施された複数の単導線の集合体で構成され、かつ、単導線中の導体の最大径をd4としたときに、d4が0.3mm以下であって、絶縁被覆の厚さt(mm)が(d4)/30以上に選ばれている。In still another preferred example, the conducting wire is composed of an assembly of a plurality of single conducting wires each coated with an insulating coating, and when the maximum diameter of the conductor in the single conducting wire is d4, d4 is 0. The thickness t (mm) of the insulating coating is selected to be (d4) / 30 or more.
この例では、上記発明と同様の作用効果をなすとともに、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、0.3mm以下の裸単導線の集合体を、少なくとも一方のコイルを形成する導線とし、導体の表面積を増加させることによって、渦電流損と表皮効果による実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を抑えることができる
In this example, while having the same effect as the above-mentioned invention, the eddy current loss due to the magnetic flux penetrating the conductor increases in proportion to the volume of the conductor. An increase in effective series resistance Rw (Ω) due to eddy current loss and skin effect can be suppressed by using a conductive wire forming at least one coil and increasing the surface area of the conductor .
この構成のコイルは、それぞれに絶縁被覆が施された複数の単導線の集合体で構成されており、各単導線に隣接する他の単導線との間に、絶縁被覆により、空隙が設けられており、各単導線に流れる電流により発生する磁束密度が、1/複数となる上、各単導線の体積が小さいので、渦電流損が低減できる。なお、表皮効果の影響が低減できることは言うまでもない
The coil having this configuration is composed of an assembly of a plurality of single conductor wires each provided with an insulation coating, and a gap is provided by insulation coating between each single conductor wire adjacent to each single conductor wire. In addition, the density of magnetic flux generated by the current flowing through each single conductor becomes 1 / plurality, and the volume of each single conductor is small, so that eddy current loss can be reduced. Needless to say, the influence of the skin effect can be reduced .
さらに、先の発明の導線を構成する複数の単導線の内、少なくとも1本の単導線を結合線とし、結合線を、電気的には電力伝送装置のコイルの電力伝送用導線と絶縁すると共に、電磁的には電力伝送装置のコイルの電力伝送用導線と蜜結合変成器と同等の状態となるように構成されている
Furthermore, among the plurality of single conductors constituting the conductor of the previous invention, at least one single conductor is used as a coupling line, and the coupling line is electrically insulated from the power transmission conductor of the coil of the power transmission device. Electromagnetically, it is configured to be in a state equivalent to the power transmission conductor of the coil of the power transmission device and the honey-couple transformer .
この例では、電力伝送用コイルを形成する複数の単導線の内、少なくとも1本を結合線とすると、結合線は電力伝送用の導線とは電気的には絶縁されているが、電磁的には結合しているため、結合線を送電部と受電部間の信号伝送などに利用することができる
In this example, if at least one of the plurality of single conductors forming the power transmission coil is a coupling line, the coupling line is electrically insulated from the power transmission conductor, but electromagnetically Since they are coupled, the coupled line can be used for signal transmission between the power transmission unit and the power reception unit .
具体的には、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルは、導線を平面単層渦巻状に巻回して構成されており、導線の最大径dが、0.4mm以上のときに、隣接する導線の導体間に、0.2mm以上の空隙を設け、導線の最大径dが、0.4mm未満のときに、隣接する導線の導体間に、d/2(mm)以上の空隙を設ける
Specifically, at least one of the opposing coils is formed by winding a conducting wire in a flat single layer spiral shape, and is adjacent when the maximum diameter d of the conducting wire is 0.4 mm or more. A gap of 0.2 mm or more is provided between the conductors of the conductor, and a gap of d / 2 (mm) or more is provided between the conductors of adjacent conductors when the maximum diameter d of the conductor is less than 0.4 mm .
空隙を設けない場合、各導線が発生する磁束は、隣接する導線を全て貫通し、磁束が隣接した導線を貫通することにより発生する渦電流損により、周波数が上昇したときに、実効直列抵抗Rw(Ω)が増加するが、空隙を設けることにより、磁束が隣接した導線を貫通することにより発生する渦電流損を少なくできるので、周波数が上昇したときに、コイル単体の実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を抑えることができる
When no air gap is provided, the magnetic flux generated by each conducting wire penetrates all adjacent conducting wires, and when the frequency rises due to the eddy current loss caused by the magnetic flux penetrating the neighboring conducting wires, the effective series resistance Rw (Ω) increases, but by providing the air gap, the eddy current loss caused by the magnetic flux penetrating through the adjacent conductor can be reduced. Therefore, when the frequency increases, the effective series resistance Rw (Ω ) Increase .
また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、実効直列抵抗を低く抑えることができる。ただし、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加するため、単導線の最大径が0.2mm以上でないと、導線間に空隙を設けても、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加率は余り改善できない
Further, in the case of a coil having the same outer diameter, the total extension of the winding is shortened, so that the effective series resistance can be kept low. However, since the eddy current loss due to the magnetic flux penetrating the conductor increases in proportion to the volume of the conductor, if the maximum diameter of the single conductor is not 0.2 mm or more, even if an air gap is provided between the conductors, the frequency increases. The rate of increase in effective series resistance cannot be improved much .
好ましくは、対向するコイルの内、少なくとも一方のコイルは、導線を平面単層渦巻状に巻回して構成されており、少なくとも一方のコイルの最外周部における隣接する各導線の各導体間に設ける空隙の幅をt1、少なくとも一方のコイルの最内周部における隣接する各導線の各導体間に設ける空隙の幅をt2、とすると、t2>t1>0、であって、最外周部から内周部に行くに従い、空隙の幅が増加し、最内周部における隣接する各導線の各導体間に設ける空隙の幅t2が、少なくとも0.2mm以上である
Preferably, among the opposing coils, at least one of the coils is formed by winding a conducting wire in a flat single layer spiral shape, and is provided between conductors of adjacent conducting wires in the outermost peripheral portion of at least one of the coils. When the width of the gap is t1, and the width of the gap provided between the conductors of the adjacent conductors in the innermost circumference of at least one coil is t2, t2>t1> 0, and the inner circumference from the outermost circumference The width of the gap increases as it goes to the periphery, and the width t2 of the gap provided between the conductors of the adjacent conductors in the innermost periphery is at least 0.2 mm .
コイルが生成する磁束密度は、外周部近辺では低く、内周部では高いため、外周部を蜜巻きし、内周部を疎巻きすることにより、コイル対向面上で、できる限り磁束密度を一定にし、対向しているコイルの相対位置が変動したときの伝送可能電力の低下を防止できる。内周部は磁束密度が高いので、空隙を設けることで渦電流損を防止できる
Since the magnetic flux density generated by the coil is low near the outer periphery and high at the inner periphery, the magnetic flux density is kept as constant as possible on the coil facing surface by honey-rolling the outer periphery and loosely winding the inner periphery. Thus, it is possible to prevent a decrease in transmittable power when the relative position of the opposing coils varies. Since the inner periphery has a high magnetic flux density, eddy current loss can be prevented by providing a gap .
上記構成のコイルは、広い周波数範囲で実効直列抵抗Rw(Ω)が低く、Rs>Rw、を満足している周波数範囲も広いので、電力伝送特性がよい
The coil having the above-described configuration has a low effective series resistance Rw (Ω) in a wide frequency range and a wide frequency range satisfying Rs> Rw, and thus has good power transmission characteristics .
さらに、少なくとも一方のコイルは、導線の外周部が絶縁層を有しており、少なくとも一方のコイルの最外周部における隣接する各導線の各導体間は絶縁層を介して密接している
Further, at least one of the coils has an insulating layer at the outer peripheral portion of the conducting wire, and the conductors of the adjacent conducting wires at the outermost peripheral portion of at least one coil are in close contact with each other through the insulating layer .
外周部に設ける1ターンは、内周部に設ける1ターンに比べて線長が長いので、コイルのインダクタンスを増加させる作用が大きい。よって、コイルのインダクタンスを確保できる。また、内周部に設ける1ターンは、インダクタンスの増加に寄与するよりも、前述したように、磁束密度の高い内周部において渦電流損を増加させる原因となり、損失を増大させるので、空隙を設けている。空隙の作用効果は、既述したとおりである
Since one turn provided in the outer peripheral portion has a longer wire length than one turn provided in the inner peripheral portion, the effect of increasing the inductance of the coil is great. Therefore, the inductance of the coil can be ensured. In addition, as described above, one turn provided in the inner peripheral part causes an increase in eddy current loss in the inner peripheral part having a high magnetic flux density, rather than contributing to an increase in inductance. Provided. The effect of the void is as described above .
好ましくは、送電コイルまたは受電コイルの少なくとも一方のコイルが、絶縁板上か絶
縁部材内の少なくとも一方に形成されている
Preferably, at least one of the power transmission coil and the power reception coil is on the insulating plate or not.
It is formed on at least one of the edge members .
絶縁板上か絶縁部材内の一方側にコイルを配置することで、コイルを構成している導線の絶縁層を保護できる。対向するコイル間に絶縁材を設ければ、両コイル間の絶縁耐圧を高めることができる。両コイルを固定して使用する場合においても、絶縁板上か絶縁部材を設けることにより、両コイル間の絶縁耐圧を高めることができる
By disposing the coil on the insulating plate or on one side of the insulating member, the insulating layer of the conductive wire constituting the coil can be protected. If an insulating material is provided between the opposing coils, the withstand voltage between the two coils can be increased. Even when both coils are used in a fixed manner, the withstand voltage between the two coils can be increased by providing an insulating member or an insulating member .
好ましくは、電力伝送装置のコイルは、先の発明の空芯コイルに、空芯コイルと同等かそれよりも大きい寸法の少なくとも1枚の磁性材板、空芯コイルと同等かそれよりも大きい寸法の少なくとも1枚の絶縁板、の内少なくとも一方を装備している
Preferably, the coil of the power transmission device is similar to the air core coil of the previous invention, at least one magnetic material plate having a size equal to or larger than that of the air core coil, and a size equal to or larger than that of the air core coil. And at least one of the at least one insulating plate .
この例では、平面渦巻状の空芯コイルに、磁性材板を装備することにより、コイルのインダクタンスを増加させることができる。また、不要輻射による電波障害を軽減することができる。磁性材板の寸法を、コイルの寸法よりも大きくすることにより、さらにコイルのインダクタンスを増加させ、不要輻射による電波障害を軽減することができる
In this example, the inductance of the coil can be increased by equipping a plane spiral air core coil with a magnetic material plate. In addition, radio wave interference due to unnecessary radiation can be reduced. By making the size of the magnetic material plate larger than the size of the coil, it is possible to further increase the inductance of the coil and reduce radio wave interference due to unnecessary radiation .
磁性材板として磁性材粉末をバインダーで固定したものを用いた場合、磁性材板のコイル対向面の反対側に金属体が近接すると、コイルの特性であるインダクタンスと実効直列抵抗が変化する。常磁性または反磁性の磁気的特性質を持つ金属または合金から成る金属板を設けることにより、コイルに金属体が接近したときにも、コイルの特性変化を防止できる。特に、ケースが金属でできている2次電池に近接してコイルを装備する場合、2次電池の種類によりケースとコイル間の距離が異なることによるコイルの特性変動を防ぐことができる。これは、送電、受電コイルのいずれか一方に力率改善用キャパシタを装備した場合、交流電源から見たリアクタンスの変動を防止でき、高い力率を維持できる。金属板の寸法を磁性材板の寸法と同等にすることにより、コイルの特性変化を防止できる
When a magnetic material plate in which magnetic material powder is fixed with a binder is used, when the metal body is close to the opposite side of the coil facing surface of the magnetic material plate, the inductance and effective series resistance, which are coil characteristics, change. By providing a metal plate made of a metal or alloy having a paramagnetic or diamagnetic magnetic property, it is possible to prevent changes in the coil characteristics even when a metal body approaches the coil. Particularly, when the case is equipped with a coil close to a secondary battery made of metal, it is possible to prevent fluctuations in the characteristics of the coil due to the distance between the case and the coil being different depending on the type of the secondary battery. In the case where a power factor improving capacitor is provided in either one of the power transmission coil and the power receiving coil, it is possible to prevent fluctuations in reactance as viewed from the AC power source and maintain a high power factor. By making the size of the metal plate equal to the size of the magnetic material plate, it is possible to prevent changes in the coil characteristics .
好ましくは、コイルは、磁性材板、絶縁材板の空芯コイル装備面の反対面に、空芯コイルと同等かそれよりも大きい寸法の寸法を持つ金属板を装備し、コイルが、2枚以上の磁性材板を含む場合には、金属板は、任意の磁気的性質を持つ金属または合金から成る0.01mm以上の厚さM(mm)の金属板であり、コイルが、1枚の磁性材板を含む場合には、金属板は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金から成る0.1mm以上の厚さM(mm)の金属板である
Preferably, the coil is equipped with a metal plate having a dimension equal to or larger than that of the air-core coil on the surface opposite to the air-core coil mounting surface of the magnetic material plate and the insulating material plate, and the two coils. In the case of including the above magnetic material plate, the metal plate is a metal plate having a thickness M (mm) of 0.01 mm or more and made of a metal or alloy having an arbitrary magnetic property, and the coil has one sheet. When a magnetic material plate is included, the metal plate is a metal plate having a thickness M (mm) of 0.1 mm or more and made of a metal or alloy having diamagnetic or paramagnetic magnetic properties .
2枚の磁性材板を設けることにより、コイルのインダクタンスを高め、コイルのQを高くすることができる。また、金属板を装備することにより、コイルに金属体が近接してもコイルのインダクタンス変化を防止できる
By providing two magnetic material plates, the inductance of the coil can be increased and the Q of the coil can be increased. Further, by providing a metal plate, it is possible to prevent a change in inductance of the coil even if a metal body is close to the coil .
さらに、好ましくは、コイルが、空芯コイルと同等かそれよりも大きい寸法の少なくとも1枚の絶縁板と、空芯コイルと同等かそれよりも大きい寸法の寸法を持つ金属板とを装備している場合には、空芯コイルの最小外径をD2(mm)、とすると、1枚以上の絶縁板により、空芯コイルと金属板の間に、D2/10、以上の所定距離G(mm)が設けられ、金属板は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金から成る0.1mm以上の厚さM(mm)の金属板である。Further, preferably, the coil is equipped with at least one insulating plate having a dimension equal to or larger than that of the air-core coil and a metal plate having a dimension equal to or larger than that of the air-core coil. If the minimum outer diameter of the air-core coil is D2 (mm), the predetermined distance G (mm) of D2 / 10 or more is provided between the air-core coil and the metal plate by one or more insulating plates. The provided metal plate is a metal plate having a thickness M (mm) of 0.1 mm or more and made of a metal or alloy having diamagnetic or paramagnetic magnetic properties.
絶縁板を装備することにより、周波数が高くなったときのコイルの実効直列抵抗の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイルのQを高くできる。By providing the insulating plate, it is possible to suppress an increase in the effective series resistance of the coil when the frequency becomes high. Further, the Q of the coil when the frequency becomes high can be increased.

好ましくは、磁性材板および絶縁板の中心部に、導線が貫通可能な穴を設け、記コイルの内周部の導線端を、金属板に接続し、金属板を、コイルの端子とする
Preferably, a hole through which a conducting wire can be penetrated is provided in the central portion of the magnetic material plate and the insulating plate, the conducting wire end of the inner peripheral portion of the coil is connected to the metal plate, and the metal plate is used as a terminal of the coil .
このような構成とすることにより、コイル内周部から導線を引出す必要がなくなるので、コイルの厚みを薄くできる
By adopting such a configuration, it is not necessary to draw out a conducting wire from the inner periphery of the coil, so that the thickness of the coil can be reduced .
好ましくは、コイルが磁性材板を含む場合において、一方のコイルを構成する空芯コイルの巻回面の中心から巻回面の端までの最大距離をDa、一方の空芯コイルに対向する他方のコイルを構成する導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最小距離をDb、とし、Db>Da、のときに、一方のコイルを構成する導線の巻回面の中心から磁性材板の端までの最小距離が、少なくとも、Db+(Db−Da)×2、に設定されている
Preferably, when the coil includes a magnetic material plate, the maximum distance from the center of the winding surface of the air-core coil constituting one coil to the end of the winding surface is Da, and the other facing the one air-core coil When the minimum distance from the center of the winding surface of the conducting wire constituting the coil to the end of the winding surface is Db, and Db> Da, the center of the winding surface of the conducting wire constituting one coil is magnetic from the center. The minimum distance to the end of the material plate is set to at least Db + (Db−Da) × 2 .
このような条件でコイル形状を決定することにより、コイルで構成された変成器としての特性を確保できる
By determining the coil shape under such conditions, it is possible to ensure characteristics as a transformer composed of coils .
より好ましくは、先の発明のうちいずれかの同一の2個の電力伝送装置のコイルであって、同一の2個のコイルは、双方のコイルの導線卷回面を対向させたときに誘導結合が可能なように構成されており、同一の2個のコイルの内、いずれか1個のコイルを一方のコイルとし、一方のコイルの実効直列抵抗の周波数特性が計測され、一方のコイルの実効直列抵抗の変化を検知するために、一方のコイルに対向させて変成器を構成させる一方のコイルと同一のもう1個のコイルを他方のコイル、一方のコイル単体時の実効直列抵抗をRw(Ω)、両端を短絡した他方のコイルを、一方のコイルに対向させて、変成器を構成したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRs(Ω)、としたときに、一方のコイルが、Rs>Rw、なる関係を満足する最高周波数f1が、少なくとも100kHz以上となるように、空芯コイルに、所定の磁性材板のみを装備するか、所定の磁性材板と、絶縁板と、金属板との内、少なくとも2つを装備して構成されている
More preferably, the coils of the same two power transmission devices according to any one of the preceding inventions, wherein the same two coils are inductively coupled when the conductive wire winding surfaces of both coils are opposed to each other. The frequency characteristics of the effective series resistance of one of the two coils are measured, and the effective frequency of one coil is measured. In order to detect a change in series resistance, another coil identical to the one coil constituting the transformer is opposed to one coil, the other coil, and the effective series resistance when one coil alone is Rw ( Ω), when the other coil whose both ends are short-circuited is opposed to the one coil to constitute a transformer, and when the effective series resistance of one coil is Rs (Ω), , Rs> Rw, which satisfies the relationship The air core coil is equipped with only a predetermined magnetic material plate, or at least two of the predetermined magnetic material plate, the insulating plate, and the metal plate so that the maximum frequency f1 is at least 100 kHz or more. Equipped with equipment .
この例では、空芯コイルの構成と特性を規定した先の発明と同等の作用効果を持ち、電力伝送性能の良好なコイルが実現できる
In this example, it is possible to realize a coil having the same effect as the previous invention that defines the configuration and characteristics of the air-core coil and good power transmission performance .
さらに、この発明の他の局面は、送電部と受電部が分離可能な電力伝送装置であり、送電部と受電部のいずれか一方に、先の発明の電力伝送装置のコイルのうちいずれかのコイルを装備している
Furthermore, another aspect of the present invention is a power transmission device in which a power transmission unit and a power reception unit are separable, and any one of the coils of the power transmission device of the previous invention is provided on either the power transmission unit or the power reception unit. Equipped with a coil .
電力伝送装置に、先の発明の電力伝送装置のコイルを装備することにより、電力伝送性能が良好な電力伝送装置が実現できる
By equipping the power transmission device with the coil of the power transmission device of the previous invention, a power transmission device with good power transmission performance can be realized .
好ましくは、送電部は、直流電力を交流電力に変換する電力変換手段から成る交流電源を含み、交流電源により送電コイルが駆動され、先の発明のいずれかに記載の電力伝送装置のコイルを一方のコイルとし、一方のコイルの実効直列抵抗の周波数特性が計測され、一方のコイルと誘導結合可能な構成のコイルであって、一方のコイルの実効直列抵抗の変化を検知するために、一方のコイルに対向させるコイルを、他方のコイルとし、送電コイルに一方のコイルを使用する場合には、受電コイルは他方のコイルであり、送電コイルに他方のコイルを使用する場合には、受電コイルは一方のコイルであって、一方のコイル単体時の実効直列抵抗をRw(Ω)、両端を短絡した他方のコイルを、一方のコイルに対向させて、変成器を構成したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRs(Ω)、一方のコイルが、Rs>Rw、なる関係を満足する最高周波数をf1(Hz)、交流電源の出力周波数をfa(Hz)、とすると、一方のコイルが、Rs>Rw、なる関係を満足する周波数領域にて電力を伝送することが可能となるように、送電コイルを駆動する周波数fdである交流電源の出力周波数fa(fa=fd)を、f1未満の周波数に設定し、f1未満の周波数領域で送電部から受電部に電力を伝送する。Preferably, the power transmission unit includes an AC power source including power conversion means for converting DC power into AC power, and the power transmission coil is driven by the AC power source, and the coil of the power transmission device according to any of the preceding inventions is The frequency characteristic of the effective series resistance of one coil is measured, and the coil is configured to be inductively coupled to one coil, and in order to detect a change in the effective series resistance of one coil, When the coil facing the coil is the other coil and one coil is used as the power transmission coil, the power reception coil is the other coil. When the other coil is used as the power transmission coil, the power reception coil is When a transformer is configured with one coil, the effective series resistance of one coil alone being Rw (Ω) and the other coil short-circuited at both ends facing one coil If the effective series resistance of one coil is Rs (Ω), the one coil is Rs> Rw, the highest frequency satisfying the relationship of f1 (Hz), and the output frequency of the AC power supply is fa (Hz), The output frequency fa (fa = fd) of the AC power supply, which is the frequency fd that drives the power transmission coil, so that one coil can transmit power in a frequency region that satisfies the relationship Rs> Rw. Is set to a frequency less than f1, and power is transmitted from the power transmission unit to the power reception unit in a frequency region less than f1.
この例では、送電コイルと受電コイルとの組み合わせにより決まる、Rs>Rw、なる関係を満足する最高周波数f1以下で電力を伝送することにより、電力伝送性能の良好な電力伝送装置が実現できる
In this example, an electric power transmission device with good electric power transmission performance can be realized by transmitting electric power at the maximum frequency f1 or less satisfying the relationship of Rs> Rw, which is determined by the combination of the power transmitting coil and the power receiving coil .
より好ましくは、両端を開放した他方のコイルを、一方のコイルに対向させたときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRn(Ω)、一方のコイルが、Rs>Rn≧Rw、なる関係を満足する最高周波数をf2(Hz)、としたときに、一方のコイルが、Rs>Rn≧Rw、なる関係を満足する周波数領域にて、電力を伝送することが可能なように、送電コイルを駆動する交流電源の出力周波数であるfaをf2未満の周波数に設定し、f2未満の周波数で電力を伝送する
More preferably, when the other coil having both ends opened is opposed to one coil, the effective series resistance of one coil is Rn (Ω), and one coil has a relationship of Rs> Rn ≧ Rw. When the highest frequency to satisfy is f2 (Hz), the power transmission coil is set so that one coil can transmit power in a frequency range that satisfies the relationship Rs> Rn ≧ Rw. Fa, which is the output frequency of the driving AC power supply, is set to a frequency less than f2, and power is transmitted at a frequency less than f2 .
この例では、送電コイルと受電コイルとの組み合わせにより決まる、一方のコイルが、Rs>Rn≧Rw、なる関係を満足する最高周波数f2(Hz)以下で電力を伝送することにより、電力伝送性能の良好な電力伝送装置が実現できる
In this example, one of the coils, which is determined by the combination of the power transmission coil and the power reception coil, transmits power at the maximum frequency f2 (Hz) or less that satisfies the relationship Rs> Rn ≧ Rw. A good power transmission device can be realized .
好ましくは、一方のコイルの熱抵抗をθi(℃/W)、一方のコイルの許容動作温度をTw(℃)、一方のコイルが設置される場所の周囲温度をTa(℃)、電力を伝送しているときに、一方のコイルに流れる交流電流をIa(A)、としたときに、fa(Hz)において、Rw≦(Tw−Ta)/(IaPreferably, the thermal resistance of one coil is θi (° C / W), the allowable operating temperature of one coil is Tw (° C), the ambient temperature of the place where one coil is installed is Ta (° C), and power is transmitted. When the alternating current flowing through one of the coils is Ia (A), when fa (Hz), Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 ×θi)、なる関係を一方のコイルが満足するように、送電部から受電部に電力を伝送する。Xθi), power is transmitted from the power transmitting unit to the power receiving unit so that one coil satisfies the relationship.
このように、実効直列抵抗Rw(Ω)と交流電流Ia(A)による熱条件を規定することで、少なくとも一方のコイルの交流電流Iaの上限、あるいは一方のコイルの実効直列抵抗Rwを決めるターン数の上限と、実効直列抵抗Rw(Ω)が小さい周波数領域を規定できる
In this way, by defining the thermal conditions based on the effective series resistance Rw (Ω) and the alternating current Ia (A), a turn that determines the upper limit of the alternating current Ia of at least one coil or the effective series resistance Rw of one coil. The upper limit of the number and the frequency region where the effective series resistance Rw (Ω) is small can be defined .
この発明のさらに他の局面は、先の発明の電力伝送装置の送電部であって、送電部から受電部に電力を送電する
Still another aspect of the present invention is a power transmission unit of the power transmission device of the previous invention, wherein power is transmitted from the power transmission unit to the power reception unit .
この発明の電力伝送装置は、送電部と受電部とが分離可能であり、上記のような構成の電力伝送装置とすることにより、送電部は特定の受電部のみならず、送電部に適合する受電部に電力を伝送できる。
In the power transmission device of the present invention, the power transmission unit and the power reception unit are separable, and the power transmission unit is adapted not only to the specific power reception unit but also to the power transmission unit by using the power transmission device having the above configuration. Power can be transmitted to the power receiving unit.
この発明のさらに他の局面は、先の発明の電力伝送装置の受電部であって、受電部は、送電部より電力を受電する
Still another aspect of the present invention is a power reception unit of the power transmission device according to the previous invention, wherein the power reception unit receives power from the power transmission unit .
上記のような、受電部を送電部と分離可能な電力伝送装置とすることによりこの受電部に適合する送電部からの電力を受電することが可能になる。
By making the power reception unit a power transmission device that can be separated from the power transmission unit as described above, it is possible to receive power from the power transmission unit that matches the power reception unit.
この発明によれば、同一の2個のコイルで、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1が100kHz以上のコイルを選択することにより電力伝送の良好な電力伝送装置のコイルが実現でき、コイルに磁性材板を装備することにより、コイルのインダクタンスを増加させることができる。さらに、不要輻射による電波障害を軽減することができる。磁性材板の寸法を、コイルの寸法よりも大きくすることにより、さらにコイルのインダクタンスを増加させ、不要輻射による電波障害を軽減することができる。このコイルを使用し、コイルを駆動する周波数をf1(Hz)未満の周波数に設定したことにより、電力伝送性能を従来よりも向上させることが可能な電力伝送装置が実現できる。
According to the present invention, a coil of a power transmission device with good power transmission can be realized by selecting a coil having a maximum frequency f1 of 100 kHz or more satisfying Rs> Rw with the same two coils. By providing the magnetic material plate, the inductance of the coil can be increased. Furthermore, radio wave interference due to unnecessary radiation can be reduced. By making the size of the magnetic material plate larger than the size of the coil, it is possible to further increase the inductance of the coil and reduce radio wave interference due to unnecessary radiation. By using this coil and setting the frequency for driving the coil to a frequency lower than f1 (Hz), it is possible to realize a power transmission device capable of improving the power transmission performance as compared with the prior art.
(電力伝送装置の説明)
図1はこの発明の一実施形態に係る電力伝送装置100のブロック図である。図1において、電力伝送装置100は、送電装置として作動する送電部30と、受電装置として作動する受電部40とを含む。送電部30は、直流電源Vdと、送電制御回路30aと、送電コイル1とを含む。受電装置40は、受電コイル2と、受電制御回路40aと、負荷RLとを含む。送電コイル1と、受電コイル2とは対向して配置される。
(Description of power transmission equipment)
FIG. 1 is a block diagram of a power transmission device 100 according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, a power transmission device 100 includes a power transmission unit 30 that operates as a power transmission device and a power reception unit 40 that operates as a power reception device. The power transmission unit 30 includes a DC power source Vd, a power transmission control circuit 30a, and the power transmission coil 1. Power reception device 40 includes power reception coil 2, power reception control circuit 40a, and load RL. The power transmission coil 1 and the power reception coil 2 are disposed to face each other.
なお、送電部30と、受電部40とは分離可能に構成されている。送電部30と、受電部40とが結合されたときには、送電コイル1と受電コイル2とが対向して配置されるので、送電コイル1と受電コイル2とは変成器として作用する。   The power transmission unit 30 and the power reception unit 40 are configured to be separable. When the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 are coupled, the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 are arranged to face each other, so that the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 function as a transformer.
送電部30の送電制御回路30aは、直流電源Vdを交流電力に変換するインバータ回路などの電力変換手段30bを少なくとも含む。交流電力により送電コイル1を好ましくは交流正弦波、あるいは交流正弦波に近い階段波等により後述する所定の周波数未満で駆動して受電部40に電力を伝送する。受電部40は受電コイル2により送電コイル1から送電された電力を受電する。受電制御回路40aは受電した電力を負荷RLに供給する。受電制御回路40aには、交流電力を直流電力に変換する整流回路等が含まれている。負荷RLが白熱電球、LEDなどの交流電力で動作するものは、受電制御回路40aを省略し、負荷RLを受電コイル2に直結することもできる。   The power transmission control circuit 30a of the power transmission unit 30 includes at least power conversion means 30b such as an inverter circuit that converts the DC power source Vd into AC power. The power transmission coil 1 is driven by AC power, preferably by an AC sine wave or a staircase wave close to an AC sine wave, at a frequency lower than a predetermined frequency described later, and the power is transmitted to the power receiving unit 40. The power reception unit 40 receives the power transmitted from the power transmission coil 1 by the power reception coil 2. The power reception control circuit 40a supplies the received power to the load RL. The power reception control circuit 40a includes a rectifier circuit that converts AC power into DC power. When the load RL operates with AC power such as an incandescent bulb or LED, the power reception control circuit 40a can be omitted and the load RL can be directly connected to the power receiving coil 2.
なお、ここで交流とは、出力端子に接続されたコイルに、正方向、逆方向に電流が流せるものを言う。以降、直流電源Vdを交流電力に変換する電源変換手段を交流電源30bと表記する。そして、交流電源30bの出力周波数をfa(Hz)と表記する。さらに、送電コイル1が交流電源30bによって駆動される周波数をfd(Hz)と表記する。この場合、当然、fa=fd(Hz)である。   In addition, alternating current means what can send an electric current through the coil connected to the output terminal to the forward direction and a reverse direction. Hereinafter, the power conversion means for converting the DC power source Vd into AC power is referred to as AC power source 30b. The output frequency of the AC power supply 30b is expressed as fa (Hz). Further, a frequency at which the power transmission coil 1 is driven by the AC power supply 30b is expressed as fd (Hz). In this case, naturally, fa = fd (Hz).
(電力伝送装置の動作の説明)
図1に示す対向する送電コイル1および受電コイル2は空芯コイルであり、そのうち、一方のコイル単体の実効直列抵抗をRw(Ω)、とする。一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRs(Ω)とする。この発明の一実施形態に係る電力伝送装置100は、一方のコイルが、Rs>Rw、を満足する最高周波数をf1(Hz)、としたときに、送電部30に含まれる交流電源の出力周波数fa(Hz)をf1(Hz)未満の周波数領域に設定し、受電部40に電力を伝送する。fa(Hz)を上記のように設定すると、送電コイルである一方のコイルまたは他方のコイルが、周波数fd=fa(Hz)で駆動される。
(Description of operation of power transmission device)
The opposing power transmission coil 1 and power reception coil 2 shown in FIG. 1 are air-core coils, and the effective series resistance of one of the coils alone is Rw (Ω). Let Rs (Ω) be the effective series resistance of one coil when the other coil facing one coil is short-circuited. In the power transmission device 100 according to the embodiment of the present invention, the output frequency of the AC power source included in the power transmission unit 30 is set when f1 (Hz) is set as the highest frequency at which one coil satisfies Rs> Rw. Fa (Hz) is set to a frequency region less than f1 (Hz), and power is transmitted to the power receiving unit 40. When fa (Hz) is set as described above, one coil or the other coil, which is a power transmission coil, is driven at a frequency fd = fa (Hz).
また、一方のコイルに対向する他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRn(Ω)とする。そして、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数をf2(Hz)とする。電力伝送装置100は、送電制御回路30aに含まれる交流電源30bの出力周波数fa(Hz)をf2(Hz)未満の周波数領域に設定し、電力を受電部40に伝送する。fa(Hz)を上記のように設定すると、送電コイルである一方のコイルまたは他方のコイルが、周波数fd=fa(Hz)で駆動される。   Further, the effective series resistance of one coil when the other coil facing the one coil is opened is defined as Rn (Ω). A maximum frequency satisfying Rs> Rn ≧ Rw is defined as f2 (Hz). The power transmission device 100 sets the output frequency fa (Hz) of the AC power supply 30b included in the power transmission control circuit 30a to a frequency region less than f2 (Hz), and transmits power to the power receiving unit 40. When fa (Hz) is set as described above, one coil or the other coil, which is a power transmission coil, is driven at a frequency fd = fa (Hz).
(コイルの具体例の説明)
以下、本発明の実施形態における電力伝送装置に使用されるコイルの具体的な構成について説明する。以下に説明する各実施形態のコイルは、電力伝送装置100の送電コイル1または受電コイル2として使われる。
(Description of specific example of coil)
Hereinafter, the specific structure of the coil used for the power transmission device in the embodiment of the present invention will be described. The coil of each embodiment described below is used as the power transmission coil 1 or the power reception coil 2 of the power transmission device 100.
図2は、空芯コイルの一例を示す図であり、図2(A)は平面図を示し、図2(B)は図2(A)の線1B−1Bに沿う断面を拡大して示す。   2A and 2B are diagrams illustrating an example of an air-core coil. FIG. 2A is a plan view, and FIG. 2B is an enlarged view taken along line 1B-1B in FIG. .
この発明の一実施形態のコイル1aは、図2(A)に示すように、導線11を平板で空芯の単層渦巻状に、隣接する導線11同士が密接するように巻回して構成される。導線11は図2(B)に示すように、断面が円形であり、最大径d1(mm)は特に限定されないが、好ましくは、例えば線径が0.2mm以上の単導線12単体に絶縁被覆13を施して構成されている。絶縁被覆13としては、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被膜や、ビニール線のように厚い被膜のいずれであってもよい。   As shown in FIG. 2A, the coil 1a according to one embodiment of the present invention is configured by winding a conductive wire 11 in a flat and air-core single layer spiral shape so that adjacent conductive wires 11 are in close contact with each other. The As shown in FIG. 2 (B), the conductor 11 has a circular cross section, and the maximum diameter d1 (mm) is not particularly limited. Preferably, for example, a single conductor 12 having a wire diameter of 0.2 mm or more is covered with an insulating coating. 13 is applied. The insulation coating 13 may be either a strong coating that is thin like a formal wire or a thick coating such as a vinyl wire.
さらに、コイル1aの自己インダクタンスが少なくとも2μH以上である。さらに、図2(A)に示したコイル1a単体での実効直列抵抗をRw(Ω)とする。コイル1aに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイル1aの実効直列抵抗を、Rs(Ω)、とする。このときに、Rs>Rw、を満足する最高周波数をf1(Hz)とする。送電コイルであるコイル1a、または他方のコイルは、交流電源30bにより、f1(Hz)未満の周波数であるfd(Hz)にて駆動される。好ましくは、コイル1aを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、100kHzにて、Rs>Rw、を満足している。   Furthermore, the self-inductance of the coil 1a is at least 2 μH or more. Furthermore, let Rw (Ω) be the effective series resistance of the coil 1a alone shown in FIG. Let Rs (Ω) be the effective series resistance of the coil 1a when the other coil facing the coil 1a is short-circuited. At this time, the highest frequency satisfying Rs> Rw is defined as f1 (Hz). The coil 1a, which is a power transmission coil, or the other coil is driven by the AC power supply 30b at fd (Hz), which is a frequency less than f1 (Hz). Preferably, when the coil 1a is used for both one coil and the other coil, Rs> Rw is satisfied at 100 kHz.
コイル外径D(mm)を単導線12の最大径d1(mm)の25倍以上に選んだのは、必要な結合係数を確保するためである。導線11のターン数を8以上になるように選んだのは、2μH以上の自己インダクタンスが得られるようにするためである。なお、この実施形態のみならず、他の実施形態においても共通するが、コイルには、導線が巻かれない所定の内径を設けるのが望ましい。内径は、外径Dの規定を満足していれば、任意の寸法でよい。   The reason why the coil outer diameter D (mm) is selected to be 25 times or more of the maximum diameter d1 (mm) of the single conductor 12 is to ensure a necessary coupling coefficient. The reason why the number of turns of the conducting wire 11 is selected to be 8 or more is to obtain a self-inductance of 2 μH or more. Although not only in this embodiment but also in other embodiments, it is desirable to provide the coil with a predetermined inner diameter on which no conducting wire is wound. The inner diameter may be any dimension as long as the outer diameter D is satisfied.
さらに、対向する他方のコイルを開放したときの、コイル1dの実効直列抵抗を、Rn(Ω)、とする。このときに、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数をf2(Hz)とする。送電コイルであるコイル1a、または他方のコイルは、交流電源30bにより、f2(Hz)未満の周波数fd(Hz)にて駆動される。   Furthermore, the effective series resistance of the coil 1d when the other opposing coil is opened is Rn (Ω). At this time, the highest frequency satisfying Rs> Rn ≧ Rw is defined as f2 (Hz). The coil 1a, which is a power transmission coil, or the other coil is driven at a frequency fd (Hz) less than f2 (Hz) by the AC power supply 30b.
さらに、コイル1aの熱抵抗をθi(℃/W)、コイル1aの許容動作温度をTw(℃)、コイル1aが設置される場所の周囲温度をTa(℃)、電力を伝送しているときにコイル1aに流れる交流電流をIa(A)、としたときに、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)なる関係を、コイル1aが、電力を伝送しているときに満足する。 Furthermore, when the thermal resistance of the coil 1a is θi (° C / W), the allowable operating temperature of the coil 1a is Tw (° C), the ambient temperature of the place where the coil 1a is installed is Ta (° C), and power is transmitted When the alternating current flowing in the coil 1a is Ia (A), the relationship Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) is satisfied when the coil 1a is transmitting power. .
このように構成されたコイル1aは、図1に示した、送電部30と受電部40が分離可能な電力伝送装置の送電用コイル1、または受電用コイル2として用いることができる。   The coil 1a configured as described above can be used as the power transmission coil 1 or the power reception coil 2 of the power transmission device illustrated in FIG. 1 in which the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 can be separated.
なお、図2(A)の実施形態においては、導線を円形に巻回している。しかし、円形に限らず、図3(A)に示す長円形、図3(B)に示す楕円形、図3(C)に示す正方形、図3(D)に示す長方形、図3(E)に示す六角形などの多角形のように、任意の形状で巻回することができる。これは、後述する他の実施形態でも同様である。ただし、コイルの形状が円形以外の場合、コイル外径Dは、図3(A)〜図3(E)に示すように、コイルの最小外寸D´を規定する。   In addition, in embodiment of FIG. 2 (A), conducting wire is wound circularly. However, the shape is not limited to a circle, but an oval shape shown in FIG. 3A, an oval shape shown in FIG. 3B, a square shape shown in FIG. 3C, a rectangle shape shown in FIG. 3D, and FIG. It can be wound in an arbitrary shape such as a polygon such as a hexagon shown in FIG. The same applies to other embodiments described later. However, when the shape of the coil is other than a circle, the coil outer diameter D defines the minimum outer dimension D ′ of the coil as shown in FIGS. 3 (A) to 3 (E).
次に、前述した関係、Rs>Rw、Rs>Rn≧Rw、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、について説明する。なお、この説明は、後述する他のコイルの実施形態においても同じ作用効果をもつので、以降に記載の実施形態においては、説明を省略する。 Next, the relationship described above, Rs> Rw, Rs> Rn ≧ Rw, Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) will be described. In addition, since this description has the same effect also in embodiment of the other coil mentioned later, description is abbreviate | omitted in embodiment described below.
(コイルで構成した変成器の説明)
図4は、変成器の等価回路を表す図であり、図5は、コイル単体の等価回路を示し、図6は従来例で説明した図93のように構成された変成器単体の等価回路を表す図である。図7は、2次側コイルが短絡されたときの変成器の等価回路を表す図であり、図8は、2次側コイルに負荷抵抗RLが接続されたときの変成器の等価回路を表す図である。
(Explanation of transformer made up of coils)
4 shows an equivalent circuit of the transformer, FIG. 5 shows an equivalent circuit of the single coil, and FIG. 6 shows an equivalent circuit of the single transformer configured as shown in FIG. 93 described in the conventional example. FIG. FIG. 7 is a diagram illustrating an equivalent circuit of the transformer when the secondary coil is short-circuited, and FIG. 8 illustrates an equivalent circuit of the transformer when the load resistor RL is connected to the secondary coil. FIG.
送電コイル1と、受電コイル2とが対向して配置されると、変成器として作用する。ここでは、回路理論を参照するため、送電コイルを1次側コイル、受電コイルを2次側コイルと表記する。Rw、Rn、Rsの理論上の関係を求めるため、変成器の1次側のインピーダンスZ1を求めておく。図4において、L1(H)は1次側コイルのインダクタンス、L2(H)は2次側コイルのインダクタンス、M(H)は1次側コイルと2次側コイル間の相互インダクタンス、V1(V)は1次側コイルの両端電圧、V2(V)は2次側コイル(負荷抵抗RL)の両端電圧、I1(A)は1次側コイルに流れる電流、I2(A)は2次側コイルに流れる電流、RLは負荷抵抗(純抵抗)、Z1(Ω)は1次側の入力インピーダンス(複素インピーダンス)を表す。図4において、下記の回路方程式が成立し、下記の連立方程式を解くことにより、Z1の純抵抗成分(実効直列抵抗)と、リアクタンス成分(インダクタンス)を求めることができる。下記に、図4の回路方程式を記す。なお、j=−1、であり、ωは角周波数で、ω=2πf(fは周波数、Hz)である。 When the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 are arranged to face each other, they act as a transformer. Here, in order to refer to circuit theory, the power transmission coil is referred to as a primary coil, and the power reception coil is referred to as a secondary coil. In order to obtain the theoretical relationship between Rw, Rn, and Rs, the impedance Z1 on the primary side of the transformer is obtained in advance. In FIG. 4, L1 (H) is the inductance of the primary side coil, L2 (H) is the inductance of the secondary side coil, M (H) is the mutual inductance between the primary side coil and the secondary side coil, and V1 (V ) Is the voltage across the primary coil, V2 (V) is the voltage across the secondary coil (load resistance RL), I1 (A) is the current flowing through the primary coil, and I2 (A) is the secondary coil. , RL represents a load resistance (pure resistance), and Z1 (Ω) represents a primary side input impedance (complex impedance). In FIG. 4, the following circuit equation is established, and the pure resistance component (effective series resistance) and reactance component (inductance) of Z1 can be obtained by solving the following simultaneous equations. The circuit equation of FIG. 4 is described below. Note that j 2 = −1, ω is an angular frequency, and ω = 2πf (f is a frequency, Hz).
V1=jωL1・I1+jωM・I2…(1)
V2=jωM・I1+jωL2・I2…(2)
V2=−RL・I2…(3)
求めたいのは、Z1=V1/I1、であるので、上記の3つの連立方程式から、V2、I2を消去すればよい。上記の連立方程式の(3)式を(2)式に代入し、V2を消去すると、
0=jωM・I1+(jωL2+RL)I2
となり、上式をI2について解き、上記連立方程式の(1)式に代入し、I2を消去すると、
V1=(jωL1+ω/(jωL2+RL))I1
となり、Z1=V1/I1、であるので、上式より、Z1は、
Z1=jωL1+ω/(jωL2+RL)
となる。実際の変成器は、1次側コイルに実効直列抵抗R1、2次側コイルに実効直列抵抗R2を持つので、図6の回路を考え、RL=R2とすると、
Z1=R1+jωL1+ω/(jωL2+R2)
となる。上式の、ω/(jωL2+R2)に、
(−jωL2+R2)/(−jωL2+R2)=1を掛けると、
Z1=R1+jωL1+ω(−jωL2+R2)/(ωL2+R2
となり、実数項と虚数項を整理すると、
Z1=R1+R2・ω/(ωL2+R2)+jω(L1−L2・ω/(ωL2+R2))
となって、A=ωM2/(ωL2+R2)とすると、Z1は、
Z1=(R1+AR2)+jω(L1−AL2)…(4)
となる。ω>0、M≧0、L2>0、R2>0、であるので、明らかに、A≧0である。すなわち、図6において、1次側コイルの入力インピーダンスZ1は、
Z1=R1+jωL1…(5)
であり、(5)式と(4)式を比較すれば明らかなように、図7のように、変成器の2次側コイルが短絡されたときには、1次側コイルの実効直列抵抗R1が増加し、インダクタンスL1が減少するのが分かる。これらは既知の回路理論である。
V1 = jωL1 · I1 + jωM · I2 (1)
V2 = jωM · I1 + jωL2 · I2 (2)
V2 = −RL · I2 (3)
Since it is desired to obtain Z1 = V1 / I1, V2 and I2 can be eliminated from the above three simultaneous equations. Substituting equation (3) of the above simultaneous equations into equation (2) and eliminating V2,
0 = jωM · I1 + (jωL2 + RL) I2
When the above equation is solved with respect to I2 and substituted into the above equation (1), and I2 is eliminated,
V1 = (jωL1 + ω 2 M 2 / (jωL2 + RL)) I1
Since Z1 = V1 / I1, from the above equation, Z1 is
Z1 = jωL1 + ω 2 M 2 / (jωL2 + RL)
It becomes. Since an actual transformer has an effective series resistance R1 in the primary coil and an effective series resistance R2 in the secondary coil, considering the circuit of FIG. 6 and assuming RL = R2,
Z1 = R1 + jωL1 + ω 2 M 2 / (jωL2 + R2)
It becomes. In the above equation, ω 2 M 2 / (jωL2 + R2),
Multiplying (−jωL2 + R2) / (− jωL2 + R2) = 1,
Z1 = R1 + jωL1 + ω 2 M 2 (−jωL2 + R2) / (ω 2 L2 2 + R2 2 )
Then, when the real and imaginary terms are arranged,
Z1 = R1 + R2 · ω 2 M 2 / (ω 2 L2 2 + R2 2 ) + jω (L1−L2 · ω 2 M 2 / (ω 2 L2 2 + R2 2 ))
Assuming that A 2 = ω 2 M2 2 / (ω 2 L2 2 + R2 2 ), Z1 is
Z1 = (R1 + A 2 R2) + jω (L1−A 2 L2) (4)
It becomes. Since ω 2 > 0, M 2 ≧ 0, L2 2 > 0, and R2 2 > 0, obviously, A 2 ≧ 0. That is, in FIG. 6, the input impedance Z1 of the primary coil is
Z1 = R1 + jωL1 (5)
As can be seen from the comparison between the equations (5) and (4), as shown in FIG. 7, when the secondary coil of the transformer is short-circuited, the effective series resistance R1 of the primary coil is It can be seen that the inductance L1 increases and the inductance L1 decreases. These are known circuit theories.
上記(4)式と(5)式は、Rs>Rw、Rs>Rn≧Rw、の関係を説明するのに引用する基本式である。   The above formulas (4) and (5) are basic formulas cited to explain the relationship of Rs> Rw and Rs> Rn ≧ Rw.
次に、図2(A)に示したコイル1aに関して、具体的な例について説明する。一部重複するが、記号の定義を明確にしておく。Rwは、コイル1a単体の実効直列抵抗(図5のR1)、Rnは、コイル1aに他のコイルが対向し、対向したコイルが開放されているときのコイル1aの実効直列抵抗(図6のR1)、Rsは、コイル1aに他のコイルが対向し、対向したコイルが短絡されているときのコイル1aの実効直列抵抗(図7のR1)、krは、RwとRsより近似的に求めた両コイル間の結合係数である。   Next, a specific example of the coil 1a shown in FIG. There are some overlaps, but the definition of the symbol is clear. Rw is the effective series resistance of the coil 1a alone (R1 in FIG. 5), and Rn is the effective series resistance of the coil 1a when another coil is opposed to the coil 1a and the opposed coil is opened (in FIG. 6). R1) and Rs are the effective series resistance of the coil 1a when the other coil is opposed to the coil 1a and the opposed coil is short-circuited (R1 in FIG. 7), and kr is approximately obtained from Rw and Rs. The coupling coefficient between the two coils.
また、コイル1a単体のインダクタンスをLw、コイル1aに他のコイルが対向し、対向したコイルが短絡されているときのコイル1aのインダクタンスをLsとしたときに、LwとLsから近似的に求められる結合係数をkiと表記する。krと、kiの近似的な求め方については後述する。   Further, when the inductance of the coil 1a alone is Lw, another coil is opposed to the coil 1a, and the inductance of the coil 1a when the opposed coil is short-circuited is Ls, it is approximately obtained from Lw and Ls. The coupling coefficient is expressed as ki. An approximate method for obtaining kr and ki will be described later.
L1がコイル自体を示すときには、L1は記号とし、インダクタンスの数値を示すときは、L1(H)として単位を付記する。これは、R1、Rw等の抵抗についても同様とする。ただし、Rs>Rw、など等号や不等号で記載されている場合、Rw等を数式中に記載したときや計算に用いている旨の記載があるときの前後にRw等が記載してある場合、「Rwは、2Ω」等の具体的な数値と単位がRw等の直後に記載されている場合、特性図の説明等で数値であることが明らかな場合等は、単位の付記を省略している。   When L1 indicates the coil itself, L1 is a symbol, and when L1 is a numerical value of inductance, a unit is added as L1 (H). The same applies to resistors such as R1 and Rw. However, when Rs> Rw, etc. are described with equal signs or inequality signs, when Rw etc. are described before or after when Rw etc. is described in the formula or when there is a description indicating that it is used for calculation , “Rw is 2Ω”, etc. When the unit and the unit are described immediately after Rw, etc., when it is clear that it is a numerical value in the explanation of the characteristic diagram, etc., the unit addition is omitted. ing.
なお、以下の説明では、コイルを対向させた変成器の1次側と2次側を区別しているが、変成器は1次側と2次側を反転させることができるので、図6のR1、L1は、2次側のR2、L2として考えても同様の結果が得られる。すなわち、本発明の実施形態における電力伝送用のコイルは、1次側、2次側の少なくとも一方に装備されていればよい。例えば、2次側(機器側)にコイル1aと同じ構成のものを使用し、1次側(送電側)にソレノイド状のコイルや後述するハネカム状の多層巻コイルを使うこともできる。コイル1a単体の実効直列抵抗をRwとする。コイル1aに短絡したソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルが対向したときのコイル1aの実効直列抵抗をRs(Ω)とする。この場合においても、送電コイルであるソレノイド状やハネカム状の多層巻コイルは、コイル1aが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)未満の周波数、fd(Hz)にて交流電源30bにより駆動される。   In the following description, the primary side and the secondary side of the transformer with opposed coils are distinguished, but the transformer can invert the primary side and the secondary side, so that R1 in FIG. , L1 can be considered as R2 and L2 on the secondary side, and the same result can be obtained. That is, the power transmission coil in the embodiment of the present invention may be provided on at least one of the primary side and the secondary side. For example, the same configuration as the coil 1a can be used on the secondary side (device side), and a solenoid-like coil or a honeycomb-shaped multi-layer coil described later can be used on the primary side (power transmission side). Let Rw be the effective series resistance of the coil 1a alone. Let Rs (Ω) be the effective series resistance of the coil 1a when a solenoid-like or honeycomb-like multi-layer wound coil is short-circuited to the coil 1a. Even in this case, the solenoid-shaped or honeycomb-shaped multi-layer wound coil as the power transmission coil has an AC power supply 30b at a frequency less than the maximum frequency f1 (Hz) at which the coil 1a satisfies Rs> Rw, fd (Hz). Driven by.
以下、コイル1aの具体的な構成例について説明する。   Hereinafter, a specific configuration example of the coil 1a will be described.
(コイル1aの具体的な構成例1Aの説明)
図9は、銅線径1mmのホルマル線を、外径70mmで25ターン(T)密接巻きしたコイル1AのRw、Rn、Rs、およびコイル1Aに10Ωの負荷抵抗を接続したときの実効電力伝送効率ηと周波数との関係を表す図である。
(Description of specific configuration example 1A of coil 1a)
FIG. 9 shows effective power transmission when a 10 Ω load resistance is connected to Rw, Rn, Rs of coil 1A and a coil 1A in which a formal wire having a copper wire diameter of 1 mm is closely wound for 25 turns (T) with an outer diameter of 70 mm. It is a figure showing the relationship between efficiency (eta) and a frequency.
本願発明者は、図2(A)に示したコイル1aとして、特許文献2に記載されたコイル(以下、従来例と称する。)を参考にして、平板で空芯の単層渦巻状に、ホルマル線を使い、隣接する導線同士が密接するように巻回してコイル1Aを形成した。その結果、コイル1Aを送電コイルと受電コイルの双方に使用すると、所定の電力伝送性能しか達成できないことを見出した。   The inventor of the present application refers to a coil described in Patent Document 2 (hereinafter referred to as a conventional example) as the coil 1a shown in FIG. A formal wire was used, and the coil 1A was formed by winding so that adjacent conducting wires were in close contact with each other. As a result, it has been found that when the coil 1A is used for both the power transmission coil and the power reception coil, only predetermined power transmission performance can be achieved.
そこで、本願発明者は、コイル1Aに比べて、伝送性能を向上させた図10〜図17に示すコイル1B〜コイル1Gを見出した。各コイル1B〜1Gは、図2(A)のコイル1aのように平板で空芯の単層渦巻状に、ホルマル線を使って構成されている。   Therefore, the inventor of the present application has found coils 1B to 1G shown in FIGS. 10 to 17 that have improved transmission performance as compared with the coil 1A. Each of the coils 1B to 1G is configured by using a formal wire in the form of a flat single-layer spiral with an air core like the coil 1a in FIG.
(コイル1aの具体的な構成例1Bの説明)
図10は、コイル1Bを説明するための特性図である。
(Description of specific configuration example 1B of coil 1a)
FIG. 10 is a characteristic diagram for explaining the coil 1B.
コイル1Bは、銅線径0.6mmのホルマル線を、外径70mmで40ターン密接巻きしたものである。コイル1BのRw、Rn、Rs、kr、kiと周波数との関係が図10に示されている。   The coil 1B is obtained by closely winding a formal wire having a copper wire diameter of 0.6 mm with an outer diameter of 70 mm for 40 turns. FIG. 10 shows the relationship between Rw, Rn, Rs, kr, ki and the frequency of the coil 1B.
(コイル1aの具体的な構成例1Cの説明)
図11は、コイル1Cを説明するための特性図である。
(Description of Specific Configuration Example 1C of Coil 1a)
FIG. 11 is a characteristic diagram for explaining the coil 1 </ b> C.
コイル1Cは、銅線径0.3mmのホルマル線を、直径70mmで70ターン密接巻きしたものである。コイル1CのRw、Rn、Rs、後述する位相角θと周波数との関係が図11に示されている。   The coil 1C is obtained by closely winding a formal wire having a copper wire diameter of 0.3 mm with a diameter of 70 mm for 70 turns. FIG. 11 shows the relationship between Rw, Rn, Rs of the coil 1C, the phase angle θ described later, and the frequency.
(コイル1aの具体的な構成例1Dの説明)
図12は、コイル1Dを説明するための特性図である。
(Description of Specific Configuration Example 1D of Coil 1a)
FIG. 12 is a characteristic diagram for explaining the coil 1D.
コイル1Dは、銅線径0.3mmのホルマル線を、直径30mmで31ターン密接巻きしたものである。コイル1DのRw、Rn、Rsと周波数の関係が図12に示されている。   The coil 1D is obtained by closely winding a formal wire having a copper wire diameter of 0.3 mm for 31 turns with a diameter of 30 mm. FIG. 12 shows the relationship between Rw, Rn, Rs of the coil 1D and the frequency.
(コイル1aの具体的な構成例1Eの説明)
図13は、コイル1Eを説明するための特性図である。
(Description of specific configuration example 1E of coil 1a)
FIG. 13 is a characteristic diagram for explaining the coil 1E.
コイル1Eは、銅線径1mmのホルマル線を、外径70mmに、約1mmの空隙を設けて14ターン疎巻きしたものである。コイル1EのRw、Rn、Rs、krと周波数との関係が図13に示されている。   The coil 1E is formed by sparsely winding a formal wire having a copper wire diameter of 1 mm with an outer diameter of 70 mm and a gap of about 1 mm for 14 turns. The relationship between Rw, Rn, Rs, kr and the frequency of the coil 1E is shown in FIG.
(コイル1aの具体的な構成例1Fの説明)
図14は、コイル1Fを説明するための特性図である。
(Description of Specific Configuration Example 1F of Coil 1a)
FIG. 14 is a characteristic diagram for explaining the coil 1F.
コイル1Fは、銅線径0.05mmのホルマル線を75本束ねた電線(リッツ線)を、外径70mmに30ターン密接巻きしたものである。コイル1FのRw、Rn、Rs、kr、kiと周波数との関係が図14に示されている。   The coil 1F is obtained by closely winding an electric wire (Litz wire) bundled with 75 formal wires having a copper wire diameter of 0.05 mm to an outer diameter of 70 mm for 30 turns. The relationship between Rw, Rn, Rs, kr, ki and frequency of the coil 1F is shown in FIG.
(コイル1aの具体的な構成例1Gの説明)
図15は、コイル1Gを説明するための特性図である。
(Description of Specific Configuration Example 1G of Coil 1a)
FIG. 15 is a characteristic diagram for explaining the coil 1G.
コイル1Gは、銅線径0.05mmのホルマル線を75本束ねた電線(リッツ線)を、外径50mmに20ターン密接巻きしたものである。コイル1GのRw、Rn、Rs、kr、kiと周波数との関係が図15に示されている。   The coil 1G is obtained by closely winding an electric wire (Litz wire) bundled with 75 formal wires having a copper wire diameter of 0.05 mm to an outer diameter of 50 mm for 20 turns. FIG. 15 shows the relationship between Rw, Rn, Rs, kr, ki and the frequency of the coil 1G.
(各コイルについての検討)
なお、図10〜図15に示す特性図は、コイル1B〜コイル1Gに関して、いずれも、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)と、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数をf2(Hz)とが共通的に示されている。ただし、最高周波数f1(Hz)、f2(Hz)は、各コイル1B〜コイル1Gのそれぞれによって異なっている。
(Examination of each coil)
10 to 15 show the maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw and the maximum frequency satisfying Rs> Rn ≧ Rw for all of the coils 1B to 1G. f2 (Hz) is shown in common. However, the maximum frequencies f1 (Hz) and f2 (Hz) differ depending on each of the coils 1B to 1G.
また、図10〜図15に示す特性図は、全て対向するコイル間の距離をゼロで測定したものである。コイル間の対向距離が離れても、Rs(Ω)、Rn(Ω)は、対向距離がゼロのときよりもわずかに低下するが、対向する距離がコイル外径Dの1/10程度までは殆ど変化しない。実際には、対向距離が増加すると、両コイル間の結合係数が低下し、1次側コイルのリアクタンスが増大して皮相電力が増加するので、力率が低下する。   Moreover, the characteristic diagrams shown in FIGS. 10 to 15 are all measured by measuring the distance between the opposing coils at zero. Even if the facing distance between the coils is separated, Rs (Ω) and Rn (Ω) are slightly lower than when the facing distance is zero, but the facing distance is up to about 1/10 of the coil outer diameter D. Almost no change. Actually, when the facing distance increases, the coupling coefficient between the two coils decreases, the reactance of the primary coil increases, and the apparent power increases, so the power factor decreases.
コイルの実効直列抵抗による電力損失は、後述する、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)の規定で抑えることができ、後述するように、図8における、R1、R2の値が不明な点と、Tw(℃)、Ta(℃)、はコイルの使用条件によって異なるので、本発明の実施形態においては、前述の、Rw、Rs、Rnを、対向距離ゼロか、あるいは実際に使用するコイルの対向距離において計測し、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)を求めればよい。 The power loss due to the effective series resistance of the coil can be suppressed by the definition of Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) described later. As will be described later, the values of R1 and R2 in FIG. Since the unknown point and Tw (° C.) and Ta (° C.) differ depending on the use conditions of the coil, in the embodiment of the present invention, the aforementioned Rw, Rs, and Rn are set to zero or the actual facing distance. What is necessary is just to obtain the maximum frequency f2 (Hz) satisfying Rs> Rn ≧ Rw and the maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw by measuring at the opposing distance of the coil to be used.
まず、Rs>Rw、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。上記に説明したように、コイル単体の実効直列抵抗Rw(Ω)は、周波数が上昇すると共に増加することが知られており、その原因として、表皮効果や渦電流損などが知られている。   First, the difference between the case where Rs> Rw is satisfied and the case where Rs> Rw is not satisfied will be described. As described above, it is known that the effective series resistance Rw (Ω) of a single coil increases as the frequency increases, and the skin effect and eddy current loss are known as the cause.
さらに、上述の回路理論によると、図7に示すように、2次側コイルを短絡すると、1次側の純抵抗値は、(R1+AR2)Ω、に増加することが知られている。R2を2次側コイルの実効直列抵抗値とし、Mを1次側コイルと2次側コイル間の相互インダクタンスの値、ωを角周波数(ω=2πf、fは周波数、Hz)、L2を2次側コイルの自己インダクタンスの値とすると、A=ω/(ωL2+R2)であり、ω>0、M≧0、L2>0、R2>0、であるので、明らかに、A≧0、である。そして、1次側のインダクタンスについては、L1を1次側コイルの自己インダクタンスの値とすると、図7に示すように、2次側コイルを短絡すると、1次側のインダクタンスは、(L1−AL2)H、に減少することが知られている。 Further, according to the above circuit theory, as shown in FIG. 7, it is known that when the secondary coil is short-circuited, the pure resistance value on the primary side increases to (R1 + A 2 R2) Ω. R2 is an effective series resistance value of the secondary coil, M is a value of mutual inductance between the primary coil and the secondary coil, ω is an angular frequency (ω = 2πf, f is a frequency, Hz), and L2 is 2 When the value of the self-inductance of the secondary coil is A 2 = ω 2 M 2 / (ω 2 L2 2 + R2 2 ), ω 2 > 0, M 2 ≧ 0, L2 2 > 0, R2 2 > 0, Therefore, clearly, A 2 ≧ 0. As for the primary side inductance, if L1 is the value of the self-inductance of the primary side coil, as shown in FIG. 7, when the secondary side coil is short-circuited, the primary side inductance is (L1-A 2 L2) H, is known to decrease.
ところが、図9〜図11を参照すると、周波数が高い領域では、Rs(Ω)がRw(Ω)より小さくなる場合が見られる。Rs<Rw、となる周波数は、比較例としてのコイル1Aでは、約67kHz以上になるのに対して、コイル1Bでは、約208kHz以上になる。コイル1Cでは、約820kHz以上になる。平板渦巻状に密接してホルマル線を巻いたコイルでは、このように、ホルマル線の線径が太くなるほど、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)は低くなる。また、図12より、コイル1Cと同じ単導線を使い、外径30mmに31ターン巻回したコイル1Dでは、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)は、コイル1Cに比べ高くなっている。   However, referring to FIG. 9 to FIG. 11, it can be seen that Rs (Ω) is smaller than Rw (Ω) in the high frequency region. The frequency at which Rs <Rw is about 67 kHz or more in the coil 1A as a comparative example, whereas it is about 208 kHz or more in the coil 1B. In the coil 1C, it becomes about 820 kHz or more. In the coil in which the formal wire is wound in close contact with the flat spiral shape, the maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw becomes lower as the diameter of the formal wire becomes larger. Further, from FIG. 12, in the coil 1D that uses the same single conductor as the coil 1C and is wound 31 turns with an outer diameter of 30 mm, the maximum frequency f1 (Hz) that satisfies Rs> Rw is higher than that of the coil 1C. Yes.
(線径による周波数特性の変動の説明)
図16は、銅線径、0.2mm、0.4mm、0.8mm、1mmの各ホルマル線を平板状に25ターン密接巻きしたコイルの、周波数と各コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)の関係を示している。
(Explanation of fluctuations in frequency characteristics due to wire diameter)
FIG. 16 shows the frequency and effective series resistance Rw (Ω) of a coil in which each formal wire having a copper wire diameter of 0.2 mm, 0.4 mm, 0.8 mm, and 1 mm is closely wound in a flat plate shape for 25 turns. Showing the relationship.
図9〜図12から明らかなように、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)が低いコイルは、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率も高い。図16より、0.2mm、0.4mm、0.8mm、1.0mmの各異なる線径のホルマル線を、同じ25回のターン数にしたコイル外径の異なるコイルでも、この特性は同じある。すなわち、ホルマル線の線径が太くなるほど、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率も高いことが分かる。また、同一の線径で巻回したコイルでは、巻回数が少なく、外形が小さい方が、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)が高く、周波数の上昇による実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率も小さいのが分かる。   As is apparent from FIGS. 9 to 12, a coil having a low maximum frequency f1 (Hz) that satisfies Rs> Rw has a high increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) as the frequency increases. From FIG. 16, this characteristic is the same even with coils having different outer diameters in which formal wires having different wire diameters of 0.2 mm, 0.4 mm, 0.8 mm, and 1.0 mm have the same number of turns of 25 times. . That is, it can be seen that as the diameter of the formal wire increases, the rate of increase in the effective series resistance Rw (Ω) accompanying an increase in frequency increases. Further, in a coil wound with the same wire diameter, the smaller the number of turns and the smaller the outer shape, the higher the maximum frequency f1 (Hz) that satisfies Rs> Rw, and the effective series resistance Rw (Ω) due to the increase in frequency. ) Increase rate is also small.
すなわち、回路理論に従うなら、Rs>Rn=Rw、の関係を満足しないといけないが、コイル1A〜コイル1Dを使用し、図6、図7のように構成された変成器では、周波数が高い領域では、Rs>Rw、の関係を満足していない。例えば、コイル1Bでは、周波数208kHz以上の点で、Rs<Rw、となっているのが、図10より分かる。   That is, if the circuit theory is followed, the relationship of Rs> Rn = Rw must be satisfied. However, in the transformer using coils 1A to 1D and configured as shown in FIGS. Then, the relationship of Rs> Rw is not satisfied. For example, in the coil 1B, it can be seen from FIG. 10 that Rs <Rw at a frequency of 208 kHz or higher.
RwとRsの関係が、Rs<Rw、となるような周波数領域では、正でないとならないAが、負になってしまう。図9〜図12で、Rs<Rw、となるような周波数領域では、図8に示す、実効直列抵抗R1およびR2の実際の値を求めることはできない。その一例を以下に示す。なお、ここでは実効直列抵抗から近似的に結合係数を求めるので、結合係数をkrと表記する。後述するように、インダクタンスから求めた結合係数をkiと表記する。 In a frequency region where the relationship between Rw and Rs is Rs <Rw, A 2 that is not positive becomes negative. 9 to 12, the actual values of the effective series resistances R1 and R2 shown in FIG. 8 cannot be obtained in the frequency region where Rs <Rw. An example is shown below. Here, since the coupling coefficient is approximately obtained from the effective series resistance, the coupling coefficient is expressed as kr. As will be described later, the coupling coefficient obtained from the inductance is expressed as ki.
既知の回路理論によれば、結合係数をkrとすると、相互インダクタンスをM(H)、1次側コイルの自己インダクタンスをL1(H)、2次側コイルの自己インダクタンスをL2(H)、としたときに、M=kr・L1・L2の関係が成り立つ。1次側コイルと2次側コイルに同一のコイルを使うなら、R1=R2=Rw、L1=L2=Lw、となるので、ωL2>>R2を満足するときには、A=ω/(ωL2+R2)≒ω/(ωL2)=kr・L1/L2=kr、となる。そこで、(R1+AR2)から、(Rw+krRw)=Rs、となり、kr≒(Rs−Rw)/Rw、として近似的にkrを求められ、kr=√((Rs−Rw)/Rw)となる。 According to the known circuit theory, when the coupling coefficient is kr, the mutual inductance is M (H), the self-inductance of the primary side coil is L1 (H), and the self-inductance of the secondary side coil is L2 (H). Then, the relationship of M 2 = kr 2 · L1 · L2 is established. If the same coil is used for the primary side coil and the secondary side coil, R1 = R2 = Rw and L1 = L2 = Lw. Therefore, when ω 2 L2 2 >> R2 2 is satisfied, A 2 = ω 2 M 2 / (ω 2 L 2 2 + R 2 2 ) ≈ω 2 M 2 / (ω 2 L2 2 ) = kr 2 · L1 / L2 = kr 2 Therefore, the (R1 + A 2 R2), (Rw + kr 2 Rw) = Rs, next, kr 2 ≒ (Rs-Rw ) / Rw, approximately prompted kr 2 as, kr = √ ((Rs- Rw) / Rw).
なお、両コイルが同一の場合、R1=R2=Rw、L1=L2=Lw、である。したがって、ωL2>>R2を満足しているかは、ωLw/Rw、の値を計算し、この値が50以上の時に求めた結合係数の値は、誤差2%程度以下と判断している。図9〜図15においては、10kHz〜30kHz以上になると、ωLw/Rw>50、となっている。Rs>Rw、を満足する周波数領域では、このようにして、Rw、Rsより結合係数krを近似的に求めることができる。 When both coils are the same, R1 = R2 = Rw and L1 = L2 = Lw. Therefore, whether ω 2 L2 2 >> R2 2 is satisfied is calculated by calculating the value of ω 2 Lw 2 / Rw 2 , and the value of the coupling coefficient obtained when this value is 50 or more has an error of about 2%. Judgment is as follows. 9 to 15, when 10 kHz to 30 kHz or more, ω 2 Lw 2 / Rw 2 > 50. In the frequency region satisfying Rs> Rw, the coupling coefficient kr can be approximately obtained from Rw and Rs in this way.
しかし、Rs<Rw、となるような周波数領域では、正でないとならないAが、負になってしまい、正であるべき結合係数krの二乗であるkrも負になるので、結合係数を実効直列抵抗Rw,Rsより求めることはできず、(4)式から明らかなように、図8において、R1、R2の実際の値を求めることはできなくなる。Rs=Rwの場合なら、結合係数krはゼロとなってしまうし、Rs<Rw、となると、数学的には結合係数krは虚数になる。実際に2個のコイルが対向しており、相互インダクタンスMが、M≠0であるのに、両コイル間の結合係数がゼロになることや、あるいは虚数になることは、理論上あり得ない。 However, in the frequency region where Rs <Rw, A 2 that is not positive becomes negative, and kr 2 that is the square of the coupling coefficient kr that should be positive also becomes negative. It cannot be obtained from the effective series resistances Rw and Rs. As is apparent from the equation (4), the actual values of R1 and R2 cannot be obtained in FIG. When Rs = Rw, the coupling coefficient kr becomes zero, and when Rs <Rw, the coupling coefficient kr is mathematically an imaginary number. Although two coils are actually facing each other and the mutual inductance M is M ≠ 0, it is theoretically impossible that the coupling coefficient between the two coils becomes zero or becomes an imaginary number. .
Rs>Rw、の条件を満足しない周波数領域では、上記のように、図8の実効直列抵抗R1とR2の値が不明になる。さらに、コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)が大きくなり、1次側、2次側のいずれのコイルに電流Iを流しても、R1×I(W)、R2×I(W)、による電力損失が過大となって、コイルが発熱する。その電力損失のため、実効電力伝送効率ηが低下する。なお、同一のコイルを、1次側、2次側ともに使用した場合、2×Rw=Rs(Ω)、となると、結合係数krが1となるので、Rsは、2×Rw(Ω)、に近いほどよい。 In the frequency region where the condition of Rs> Rw is not satisfied, the values of the effective series resistances R1 and R2 in FIG. 8 are unknown as described above. Furthermore, the effective series resistance Rw (Ω) of the coil increases, and even if the current I is passed through either the primary side or the secondary side coil, R1 × I 2 (W), R2 × I 2 (W), The power loss due to is excessive, and the coil generates heat. Due to the power loss, the effective power transmission efficiency η decreases. When the same coil is used on both the primary side and the secondary side, when 2 × Rw = Rs (Ω), the coupling coefficient kr is 1, so that Rs is 2 × Rw (Ω), The closer it is to the better.
(コイル1Aと、コイル1Fとの組合せの説明)
図17は、コイル1Aを一方のコイルとし、後述するコイル1Fを他方のコイルとしたときの、コイル1AのRw、Rn、Rs、およびコイル1Fに10Ωの負荷抵抗を接続したときの実効電力伝送効率と周波数との関係を示す特性図である。
(Description of combination of coil 1A and coil 1F)
FIG. 17 shows effective power transmission when a load resistance of 10Ω is connected to Rw, Rn, Rs of coil 1A and coil 1F when coil 1A is one coil and coil 1F described later is the other coil. It is a characteristic view which shows the relationship between efficiency and a frequency.
図9において、コイル1Aを送電コイルと受電コイルの双方に使用すると、所定の電力伝送性能しか達成でききないことを説明したが、これについて説明する。コイル1Aを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用すると、図9から、コイル1Aが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1は、約67kHzとなっている。すなわち、コイル1Aのf1は、100kHz未満となっている。したがって、1mmのホルマル線を使ったコイル1Aを送電コイルと受電コイルの双方に使用すると、従来例のコイルと同じ電力伝送性能しか達成できない。   In FIG. 9, it has been described that when the coil 1A is used for both the power transmission coil and the power reception coil, only a predetermined power transmission performance can be achieved. This will be described. When the coil 1A is used for both one coil and the other coil, the maximum frequency f1 at which the coil 1A satisfies Rs> Rw is about 67 kHz from FIG. That is, f1 of the coil 1A is less than 100 kHz. Therefore, when the coil 1A using a 1 mm formal wire is used for both the power transmission coil and the power reception coil, only the same power transmission performance as that of the conventional coil can be achieved.
図9に示したコイル1Aを、一方のコイルとして使い、他方のコイルとして、図14に示すコイル1Fを使ってみた。すると、コイル1Aは、少なくとも、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1が、67kHzから110kHzに上昇した。その結果、電力伝送性能を向上させることができた。したがって、図9のコイル1Aであっても、対向する他方のコイルを選ぶことにより、磁性材等を使用することなく、空芯のままで電力伝送性能を向上させることができる。   The coil 1A shown in FIG. 9 was used as one coil, and the coil 1F shown in FIG. 14 was used as the other coil. Then, in the coil 1A, the highest frequency f1 satisfying at least Rs> Rw increased from 67 kHz to 110 kHz. As a result, the power transmission performance could be improved. Therefore, even if it is the coil 1A of FIG. 9, by selecting the other coil which opposes, electric power transmission performance can be improved with an air core, without using a magnetic material etc.
実測によると、コイル1Aにつき、Rs>Rw、の条件を満足する最高周波数f1は、対向するコイルが、コイル1Aの場合には、図9より、約67kHz、対向するコイルが、コイル1Fの場合には、図17より、約110kHz、対向するコイルが、コイル1Gの場合には、図示していないが150kHz、となっている。対向する他方のコイルを選ぶことにより、コイル1Aが、Rs>Rw、の条件を満足する最高周波数f1(Hz)を上昇させることができる。なお、コイル1Fにコイル1Aを対向させた場合に、コイル1Fが、Rs>Rw、の条件を満足する最高周波数f1は、約2MHzとなる。このような周波数領域では、コイル1A単体の実効直列抵抗Rwが、10Ω以上と高い数値となるので、後述するRwによる熱条件の規定、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、により、2次側コイルであるコイル1Aに流すことが可能な電流を規定できる。 According to actual measurements, the maximum frequency f1 satisfying the condition of Rs> Rw per coil 1A is about 67 kHz when the opposing coil is the coil 1A, as shown in FIG. 9, and when the opposing coil is the coil 1F. From FIG. 17, when the opposing coil is the coil 1G, it is 150 kHz although not shown. By selecting the other opposing coil, the coil 1A can increase the maximum frequency f1 (Hz) that satisfies the condition of Rs> Rw. When the coil 1A is opposed to the coil 1F, the maximum frequency f1 that satisfies the condition of Rs> Rw for the coil 1F is about 2 MHz. In such a frequency region, the effective series resistance Rw of the coil 1A alone is a high value of 10Ω or more. Therefore, the thermal condition defined by Rw, which will be described later, Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi), Thus, the current that can be passed through the coil 1A as the secondary coil can be defined.
好ましくは、コイル1Aとコイル1Fを組み合わせて使用する場合は、前述したように、f1=110kHz未満の周波数領域で電力を伝送するために、交流電源の出力周波数fa(Hz)をf1(Hz)未満に設定する。当然、fa(Hz)では、コイル1A、コイル1Fの双方が、Rs>Rw、を満足している。コイル1Aが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1は、約67kHzである。しかし、コイル1Aとコイル1Fを組み合わせて使用することにより、コイル1Aを、送電コイル、受電コイルのいずれに使用しても、67kHz以上で電力を伝送できるようになる。   Preferably, when the coil 1A and the coil 1F are used in combination, as described above, the output frequency fa (Hz) of the AC power supply is set to f1 (Hz) in order to transmit power in the frequency region below f1 = 110 kHz. Set to less than. Naturally, at fa (Hz), both the coil 1A and the coil 1F satisfy Rs> Rw. The maximum frequency f1 at which the coil 1A satisfies Rs> Rw is about 67 kHz. However, by using the coil 1A and the coil 1F in combination, it is possible to transmit power at 67 kHz or higher regardless of whether the coil 1A is used as a power transmission coil or a power reception coil.
本発明の実施形態においては、一方のコイルのf1(Hz)が低いときに、他方のコイルとして、一方のコイルのf1(Hz)が所定周波数として、図17に示す110kHz、約10%の余裕を見て100kHzよりも高くなるコイルを選ぶ。このようにして選んだ一方のコイルと他方のコイルを組み合わせて電力伝送装置を構成する。このような構成とすることにより、高い周波数でコイルを使用できる。そして、電力伝送装置の電力伝送性能が改善できるようになる。   In the embodiment of the present invention, when f1 (Hz) of one coil is low, f1 (Hz) of one coil is set to a predetermined frequency as the other coil, and the margin of about 10% shown in FIG. And select a coil that is higher than 100 kHz. The power transmission device is configured by combining one coil selected in this way and the other coil. With such a configuration, the coil can be used at a high frequency. Then, the power transmission performance of the power transmission device can be improved.
すなわち、まず、一方のコイルと、他方のコイルを選ぶ。一方のコイルにおいて、Rw、Rs、Rn、の各周波数特性を計測する。計測データに基づき、一方のコイルが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)を求める。f1(Hz)の高いコイルの組合せでは、電力伝送性能の周波数特性がよいことが、図9と比較すれば、図17より分かる。そして交流電源30bの出力周波数fa(Hz)をf1(Hz)未満に設定する。このようにして、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。   That is, first, one coil and the other coil are selected. In one coil, each frequency characteristic of Rw, Rs, Rn is measured. Based on the measurement data, one coil obtains the maximum frequency f1 (Hz) that satisfies Rs> Rw. It can be seen from FIG. 17 that the frequency characteristics of the power transmission performance are good in the combination of coils having a high f1 (Hz), compared with FIG. And the output frequency fa (Hz) of AC power supply 30b is set to less than f1 (Hz). In this way, a power transmission device with good power transmission performance can be realized.
(コイル1B〜コイル1Dの組合せの説明)
単導線を使用したコイル1B〜コイル1Dは、いずれも、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1が100kHzを越えている。コイル1B〜コイル1Dを一方のコイルとし、他方のコイルをコイル1B〜コイル1Dのいずれかとする。一方のコイルにおいて、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)を求める。電力伝送装置に含まれる交流電源30bの出力周波数fa(Hz)をf1(Hz)未満に設定する。このようにして、電力伝送性能がよい電力伝送装置が実現できる。
(Description of combination of coil 1B to coil 1D)
In each of the coils 1B to 1D using the single conducting wire, the maximum frequency f1 satisfying Rs> Rw exceeds 100 kHz. The coils 1B to 1D are set as one coil, and the other coil is set as any one of the coils 1B to 1D. In one coil, a maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw is obtained. The output frequency fa (Hz) of the AC power supply 30b included in the power transmission device is set to be less than f1 (Hz). In this way, a power transmission device with good power transmission performance can be realized.
(Rs>Rn≧Rwを満足している場合の説明)
次に、Rs>Rn≧Rw、を満足している場合と、満足していない場合の違いについて説明する。前述したように、コイル単体では、この実効直列抵抗Rwを、計測によって正確に求められるが、図6のように構成された変成器においては、図9〜図13に示すように、単に2次側コイルが対向しただけで、周波数が高い領域では、R1が、RwからRnに上昇する。R1は1次側コイルの実効直列抵抗であるが、図5のR1(Rwと同じ)の周波数特性と、図6のR1(Rnと同じ)の周波数特性とは異なっているのが、図9〜図13にプロットされたRwとRnの周波数特性図にて分かる。
(Explanation when Rs> Rn ≧ Rw is satisfied)
Next, the difference between when Rs> Rn ≧ Rw is satisfied and when it is not satisfied will be described. As described above, in the single coil, this effective series resistance Rw can be obtained accurately by measurement. However, in the transformer configured as shown in FIG. 6, as shown in FIGS. R1 rises from Rw to Rn in the high frequency region just by facing the side coils. R1 is the effective series resistance of the primary coil, but the frequency characteristic of R1 (same as Rw) in FIG. 5 is different from the frequency characteristic of R1 (same as Rn) in FIG. It can be seen from the frequency characteristic chart of Rw and Rn plotted in FIG.
さらに、RwとRsよりAを求め、Aの平方根を取ることにより、近似的に結合係数krを求めることができるのは上述したとおりである。 Furthermore, as described above, the coupling coefficient kr can be obtained approximately by obtaining A 2 from Rw and Rs and taking the square root of A 2 .
図13にはコイル1Eの、図14にはコイル1Fの、RwとRsより求めた結合係数krがプロットしてある。コイル1Eでは、図13のように、周波数の上昇とともにRn(Ω)が増加する割合が低く、約3.7MHzまで、Rs>Rn≧Rw、を満足している。コイル1Fでは、図14に示すように、周波数の上昇とともにRn(Ω)が急激に増加し、780kHz以上の周波数領域になると、Rs<Rn、となっている。   FIG. 13 plots the coupling coefficient kr obtained from Rw and Rs of the coil 1E and FIG. 14 of the coil 1F. In the coil 1E, as shown in FIG. 13, the rate at which Rn (Ω) increases with increasing frequency is low, and Rs> Rn ≧ Rw is satisfied up to about 3.7 MHz. In the coil 1F, as shown in FIG. 14, Rn (Ω) increases rapidly with increasing frequency, and Rs <Rn when the frequency region is 780 kHz or higher.
RwとRsより近似的に求めた両コイル間の結合係数krと周波数の関係を見ると、コイル1Eは、約2MHzまで、結合係数krがほぼ0.8以上の値を保持しているのに対し、コイル1Fでは、結合係数krは、100kHzのときの0.9程度から、周波数が上昇するに従い低下し、1MHzでは0.65程度まで低下しているのが分かる。したがって、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、できる限り高い方が好ましい。   Looking at the relationship between the coupling coefficient kr and the frequency between the two coils obtained approximately from Rw and Rs, the coil 1E has a value of the coupling coefficient kr of approximately 0.8 or more up to about 2 MHz. On the other hand, in the coil 1F, it can be seen that the coupling coefficient kr decreases from about 0.9 at 100 kHz as the frequency increases, and decreases to about 0.65 at 1 MHz. Therefore, the highest frequency f2 that satisfies Rs> Rn ≧ Rw is preferably as high as possible.
Rs>Rn≧Rw、の条件を満足する周波数領域でコイルを使用することにより、図5のコイル単体および図6に示すように構成された変成器、のいずれもが理論上の理想的な特性に近づくので、電力伝送性能を、従来よりも向上させることが可能となる。   By using the coil in the frequency region satisfying the condition of Rs> Rn ≧ Rw, both the coil alone of FIG. 5 and the transformer configured as shown in FIG. 6 are theoretically ideal characteristics. Therefore, the power transmission performance can be improved as compared with the conventional case.
(Rs>Rn≧Rwを満足していない場合の説明)
しかしながら、周波数領域によっては、Rn=Rw、は満足せず、Rn>Rw、となり、Rnの影響を受けるので、図8において、R1とR2の値を正確に求めることはできない。また、R1、R2は、図1に示すRLの値によって変動する。すなわち、R1、R2に流れる電流により、R1、R2は変動し、当然、周波数によっても変動するので、図8において、電力伝送時の、R1、R2の実際の正確な値は求められない。
(Explanation when Rs> Rn ≧ Rw is not satisfied)
However, depending on the frequency domain, Rn = Rw is not satisfied and Rn> Rw, and is affected by Rn. Therefore, the values of R1 and R2 cannot be accurately obtained in FIG. R1 and R2 vary depending on the value of RL shown in FIG. That is, R1 and R2 fluctuate due to currents flowing through R1 and R2, and naturally fluctuate depending on the frequency. Therefore, in FIG. 8, the actual accurate values of R1 and R2 at the time of power transmission cannot be obtained.
なお、本実施形態において、Rs>Rw、Rs>Rn≧Rw、の2つの条件を満足するかの測定には、同一のコイルを対向させた場合を記載している。しかし、図17に示すように、構造、構成、外径などが異なる任意のコイル2個を対向させ、1次側コイル、2次側コイルのいずれかで計測してもよく、同一のコイルを対向させて測定しなくてもよい。   In this embodiment, the measurement of whether two conditions of Rs> Rw and Rs> Rn ≧ Rw are satisfied describes a case where the same coil is opposed. However, as shown in FIG. 17, two arbitrary coils having different structures, configurations, outer diameters, and the like may be opposed to each other, and measurement may be performed using either the primary side coil or the secondary side coil. It is not necessary to measure it facing each other.
また、Rs>Rn≧Rw、の関係に関する詳細な作用効果については、コイル1F、コイル1Gを参照し、後述する。   Further, detailed operational effects regarding the relationship of Rs> Rn ≧ Rw will be described later with reference to the coils 1F and 1G.
(熱抵抗θi(℃/W)、温度Tw(℃)、周囲温度Ta(℃)の説明)
次に、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、の関係について説明する。上述したように、図8にて、実際に負荷抵抗RLに電力を伝送しているときの、コイルの実効直列抵抗R1、R2の値は不明である上、図7において、回路理論上は、R1>Rw、になる。すなわち、最低限、Rwを基準にする以外、コイルの熱条件を規定することができない。したがって、最低限、Rwを基準にしてコイルの熱条件を規定することが必要となる。
(Description of thermal resistance θi (° C / W), temperature Tw (° C), ambient temperature Ta (° C))
Next, the relationship of Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) will be described. As described above, in FIG. 8, the values of the effective series resistances R1 and R2 of the coil when the power is actually transmitted to the load resistance RL are unknown, and in FIG. R1> Rw. In other words, the thermal condition of the coil cannot be defined except that Rw is used as a reference at the minimum. Therefore, it is necessary to define the thermal conditions of the coil based on Rw as a minimum.
この発明を実施する場合において、コイルの熱抵抗θi(℃/W)は、コイルの構造や設置条件により決まる。例えば、コイルが空芯単体の場合は、θiは高く、コイルが熱抵抗の小さい樹脂内に固定され、かつ水中に設置されるような場合は、θiは低くなる。コイルが動作可能な温度Tw(℃)は、コイルの構造や用途により決まり、断熱性のよいケース内に組み込まれているか、変圧器のように機器内部に組み込まれている場合などでは、例えば50℃〜80℃、人体、動物などが触れるところに設置されているような場合などでは、例えば40℃程度となる。コイルが設置される場所の周囲温度Ta(℃)は、屋外などでは、例えば−20℃〜40℃、室内などでは、例えば15℃〜30℃、機器内部などでは、例えば40℃〜50℃となる。   In implementing this invention, the thermal resistance θi (° C./W) of the coil is determined by the coil structure and installation conditions. For example, when the coil is a single air core, θi is high, and when the coil is fixed in a resin with low thermal resistance and installed in water, θi is low. The temperature Tw (° C.) at which the coil can operate is determined by the structure and application of the coil, and is 50, for example, in a case where it is incorporated in a case with good heat insulation or in a device such as a transformer. In a case where it is installed at a place where a human body, an animal, or the like touches, for example, about 80 ° C. to 80 ° C., the temperature is about 40 ° C. The ambient temperature Ta (° C.) of the place where the coil is installed is, for example, −20 ° C. to 40 ° C. outdoors, for example, 15 ° C. to 30 ° C. indoors, and 40 ° C. to 50 ° C. Become.
通常、物体は、温度が高くなるほど、周囲に多くの熱を放散するため、正確には熱拡散方程式を解く必要がある。しかし、種々の構造を持つコイルについて、比熱等の熱定数を加味して熱拡散方程式を解くのは困難であるので、下記の方法により簡易的に熱抵抗θi(℃/W)を求める。   Normally, the higher the temperature, the more heat is dissipated to the surroundings, so it is necessary to solve the heat diffusion equation accurately. However, since it is difficult to solve the thermal diffusion equation in consideration of thermal constants such as specific heat for coils having various structures, the thermal resistance θi (° C./W) is simply obtained by the following method.
まず、1次側、または2次側コイルが設置される場所にて、初期状態のコイル温度T1(℃)を求めておく。コイルに、直流の定電流Id(A)を流して、コイルの両端電圧Vd(V)を計測し、Pd=Vd×Id(W)として、コイルの消費電力を求める。金属導線は温度が上がると抵抗値が増加し、コイルの両端電圧Vdが上昇するので、Vdはペンレコーダー等で記録して平均値を求めるか、A/D変換器等で逐次Vdをモニターし、平均値を取るのが望ましい。熱平衡に達したら、コイル温度T2(℃)を測定する。熱抵抗θi(℃/W)は、θi=(T2−T1)/Pd(℃/W)として求められる。この測定は、Idの電流値を変えて数回測定し、平均値として求めるのが好ましい。   First, the coil temperature T1 (° C.) in the initial state is obtained at the place where the primary side or secondary side coil is installed. A DC constant current Id (A) is passed through the coil, the voltage Vd (V) across the coil is measured, and the power consumption of the coil is determined as Pd = Vd × Id (W). Since the resistance value of the metal wire increases as the temperature rises, the voltage Vd across the coil rises, so Vd is recorded with a pen recorder or the like to obtain an average value, or the Vd is monitored successively with an A / D converter or the like. It is desirable to take an average value. When the thermal equilibrium is reached, the coil temperature T2 (° C.) is measured. The thermal resistance θi (° C./W) is obtained as θi = (T2−T1) / Pd (° C./W). This measurement is preferably performed as an average value by measuring several times while changing the current value of Id.
このようにして求められた熱抵抗θi(℃/W)に、実際の使用条件下でのコイルの実効直列抵抗Rw(Ω)とコイルに流れる電流Ia(A)により決まる、実効直列抵抗Rw(Ω)が消費する電力、Rw×Ia(W)を掛けると、実際の使用条件下でのコイルの温度上昇値、Tr(℃)が求められる。Tr=θi×Rw×Ia(℃)となり、コイルが動作可能な温度をTw(℃)、コイルが設置される場所の周囲温度をTa(℃)とすると、Tr=Tw−Taとなり、不等式、(Tw−Ta)≧θi×Rw×Ia(℃)を満足しないと、コイルの使用可能温度を越えるので、本発明の実施が困難になる。 The thus obtained thermal resistance θi (° C./W) is determined by an effective series resistance Rw (determined by an effective series resistance Rw (Ω) of the coil under actual use conditions and a current Ia (A) flowing through the coil. When the power consumed by Ω), Rw × Ia 2 (W), is multiplied, the temperature rise value of the coil under actual use conditions, Tr (° C.), is obtained. Tr = θi × Rw × Ia 2 (° C.) If the temperature at which the coil can be operated is Tw (° C.) and the ambient temperature of the place where the coil is installed is Ta (° C.), Tr = Tw−Ta. If (Tw−Ta) ≧ θi × Rw × Ia 2 (° C.) is not satisfied, the usable temperature of the coil will be exceeded, making it difficult to implement the present invention.
実効直列抵抗Rw(Ω)に関する条件、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)は、前記不等式を変形し、Rw(Ω)またはIa(A)の条件を規定している。電力が伝送される周波数において、実効直列抵抗Rw(Ω)は、1次側または2次側コイル単体で実測して求められる変数、1次側または2次側コイルに流れる電流Ia(A)も実測して求められるか、1次側においては電源条件により決まり、2次側においては負荷条件により決まる変数で、他の、Tw(℃)、Ta(℃)、θi(℃/W)は既知の定数となる。したがって、Rw(Ω)が求められれば、Ia(A)の上限値が規定され、逆にIa(A)が決められれば、Rw(Ω)の上限値が規定される。 The condition relating to the effective series resistance Rw (Ω), Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi), transforms the inequality and defines the condition of Rw (Ω) or Ia (A). At the frequency at which power is transmitted, the effective series resistance Rw (Ω) is a variable obtained by actually measuring the primary side or secondary side coil alone, and the current Ia (A) flowing through the primary side or secondary side coil is also calculated. It is obtained by actual measurement or is determined by the power supply condition on the primary side and is determined by the load condition on the secondary side, and other Tw (° C), Ta (° C), and θi (° C / W) are known. Constant. Therefore, if Rw (Ω) is obtained, the upper limit value of Ia (A) is defined. Conversely, if Ia (A) is determined, the upper limit value of Rw (Ω) is defined.
Rw(Ω)は、直流抵抗Rd(Ω)と交流抵抗Ra(Ω)の和であり、RdとRwは直接実測することが可能なので、Ia(A)を決定することにより、巻き数により増加する、RdとRaの和である実効直列抵抗Rw(Ω)の上限値を規定でき、実効直列抵抗Rw(Ω)と周波数の関係から、電力が伝送可能な周波数範囲を規定することができる。   Rw (Ω) is the sum of DC resistance Rd (Ω) and AC resistance Ra (Ω), and Rd and Rw can be directly measured, so by determining Ia (A), it increases with the number of turns. The upper limit value of the effective series resistance Rw (Ω), which is the sum of Rd and Ra, can be defined, and the frequency range in which power can be transmitted can be defined from the relationship between the effective series resistance Rw (Ω) and the frequency.
1V×10Aと、10V×1Aは、どちらも同じ10Wの電力であるが、コイルの実効直列抵抗による電力損失は、10Aの場合には、1Aの場合の100倍となる。電力ではなく、1次側、2次側を問わず、コイルに流れる電流Ia(A)を考慮し、コイルの実効直列抵抗による電力損失を規定しないと、2個のコイル間での電力伝送性能を改善することはできない。   Both 1V × 10A and 10V × 1A have the same power of 10 W, but the power loss due to the effective series resistance of the coil is 100 times that of 1A in the case of 10A. Power transmission performance between two coils if the power loss due to the effective series resistance of the coil is not specified considering the current Ia (A) flowing through the coil, regardless of the primary side or the secondary side. Cannot be improved.
(Rs>Rn≧Rw、の関係についての説明)
ここで、コイル1F、コイル1Gを参照し、Rs>Rn≧Rw、の関係に関する詳細な作用効果について説明する。リッツ線は、リッツ線を構成する各素線の自己インダクタンスを並列に接続し、各素線の間に相互インダクタンスを有する、図18のような等価回路を持つものと考えられる。リッツ線を平板単層渦巻状に空隙を設けて巻いても、コイル単体の実効直列抵抗Rw(Ω)の周波数特性は余り改善されず、逆にコイル単体の自己インダクタンスが低下するところから、リッツ線は、各ホルマル線間、および導線間の相互インダクタンスにより、コイルとして形成したときの自己インダクタンスが変化するものと考えられる。すなわち、撚り方や撚りのピッチ、巻き方(密接巻き、疎巻き、多層巻き)、ターン数、外形などにより、コイルとして形成したときの特性が変わってくる。
(Explanation of the relationship of Rs> Rn ≧ Rw)
Here, with reference to the coil 1F and the coil 1G, the detailed effect regarding the relationship of Rs>Rn> = Rw is demonstrated. The Litz wire is considered to have an equivalent circuit as shown in FIG. 18 in which the self-inductances of the respective strands constituting the Litz wire are connected in parallel and the mutual inductance is provided between the respective strands. Even if a litz wire is wound with a flat single-layer spiral, the frequency characteristics of the effective series resistance Rw (Ω) of the coil itself will not be improved, and the self-inductance of the coil itself will decrease. It is considered that the self-inductance when the wire is formed as a coil changes due to the mutual inductance between the formal wires and between the conducting wires. That is, the characteristics when formed as a coil vary depending on the twisting method, twisting pitch, winding method (close winding, loose winding, multilayer winding), number of turns, outer shape, and the like.
図14に示したコイル1Fと、図15に示したコイル1Gに使われている導線は、どちらも同じ、導体外径が0.05mm、絶縁被覆の厚さが5μm、導線外径が0.06mmのホルマル線を75本束ねたリッツ線で、コイル1Fは外形70mmに30回ターン密接巻きされ、コイル1Gは外形50mmに20回密接巻きされている。   The coil 1F shown in FIG. 14 and the conductor used in the coil 1G shown in FIG. 15 are the same, the conductor outer diameter is 0.05 mm, the insulation coating thickness is 5 μm, and the conductor outer diameter is 0.1 mm. A coil 1F is tightly wound 30 turns around an outer shape 70 mm, and the coil 1G is tightly wound 20 times around an outer diameter 50 mm.
コイル1Fと、コイル1Gの、Rw、Rn、Rsの周波数特性を、図14、図15で比較すると、コイル1Fでは、Rs<Rn、となる周波数領域が、780kHz以上に存在するが、コイル1Gでは、約2.1MHzまで、Rs>Rn≧Rw、の条件を満足している。この原因が、撚り方や、撚りのピッチに関係しているのか、あるいはターン数や外径、巻き方に関係するものなのかは断定できない。しかし、少なくともコイルのRw、Rn、Rsの周波数特性を測定すれば、該コイルが電力伝送装置用に適しているかどうかの判断ができる。その具体的な方法を以下に述べる。   When the frequency characteristics of Rw, Rn, and Rs of the coil 1F and the coil 1G are compared in FIG. 14 and FIG. 15, the frequency region in which Rs <Rn exists in the coil 1F exists at 780 kHz or more. Then, the condition of Rs> Rn ≧ Rw is satisfied up to about 2.1 MHz. It cannot be determined whether this cause is related to the twisting method, the twisting pitch, or the number of turns, the outer diameter, and the winding method. However, if at least the frequency characteristics of Rw, Rn, and Rs of the coil are measured, it can be determined whether or not the coil is suitable for the power transmission device. The specific method is described below.
(インダクタンスと結合計数の説明)
表1は、5.0kHzから1.0MHzの各周波数における、コイル1B、コイル1F、コイル1Gの、単体インダクタンスLw(μH)と、短絡した同一のコイルが距離ゼロで対向したときの、インダクタンスLs(μH)の値、および下記に示す計算法により近似的に求めた結合係数kiを記載したものである。この表の各kiが、図10、図14、図15にプロットされたkiである。
(Description of inductance and coupling factor)
Table 1 shows the inductance Ls when the single inductance Lw (μH) of the coil 1B, the coil 1F, and the coil 1G and the same short-circuited coil face each other at a distance of zero at frequencies of 5.0 kHz to 1.0 MHz. The value of (μH) and the coupling coefficient ki approximately obtained by the calculation method shown below are described. Each ki in this table is a ki plotted in FIG. 10, FIG. 14, and FIG.
まず、コイルのインダクタンス変化から結合係数kiを近似的に求める方法を説明する。上述のように、図5のときのコイルの自己インダクタンスをLw(H)、図6のときの1次側コイルのインダクタンスをLn(H)、とすると、図5,図6において、L1=Lw=Ln(H)、の関係が成り立つ。また、図7のように、1次側コイルに対向している2次側コイルが短絡されているときの1次側のインダクタンスをLs(H)、とすると、Ls=(L1−AL2)H、の関係が成り立つ。実効直列抵抗Rw(Ω)やRn(Ω)とは異なり、実測上も、L1=Lw=Ln(H)、となっている。L1、L2、A、については、前述したとおりである。 First, a method for approximately obtaining the coupling coefficient ki from the coil inductance change will be described. As described above, when the self-inductance of the coil in FIG. 5 is Lw (H) and the inductance of the primary coil in FIG. 6 is Ln (H), L1 = Lw in FIGS. = Ln (H). Further, as shown in FIG. 7, when the primary side inductance when the secondary side coil facing the primary side coil is short-circuited is Ls (H), Ls = (L1−A 2 L2 ) The relationship of H holds. Unlike the effective series resistances Rw (Ω) and Rn (Ω), L1 = Lw = Ln (H) in actual measurement. L1, L2, and A 2 are as described above.
1次側と2次側に同一のコイルを使った場合は、L1=L2=Lw、R1=R2=Rwなので、Ls=(Lw−ALw)の関係が成り立つ。前述したが、10kHz〜30kHz以上では、ωL2/R2=ωLw/Rw、の値が50以上なので、A≒ki、とみなせる。したがって、ki=(Lw−Ls)/Lw、ki=√((Lw−Ls)/Lw)として近似的に結合係数kiが求められる。前述したとおり、このようにして、インダクタンスの変化、Lw、Ls、より求めた結合係数をkiと表記している。図14と図15にプロットされたkrとkiを比較すると、図15においては、krとkiが、ほぼ一致しているのが分かる。 When the same coil is used for the primary side and the secondary side, since L1 = L2 = Lw and R1 = R2 = Rw, the relationship of Ls = (Lw−A 2 Lw) is established. As described above, since the value of ω 2 L2 2 / R2 2 = ω 2 Lw 2 / Rw 2 is 50 or more at 10 kHz to 30 kHz or more, it can be regarded that A 2 ≈ki 2 . Therefore, the coupling coefficient ki is approximately obtained as ki 2 = (Lw−Ls) / Lw and ki = √ ((Lw−Ls) / Lw). As described above, the coupling coefficient obtained from the inductance change, Lw, and Ls in this way is expressed as ki. Comparing kr and ki plotted in FIG. 14 and FIG. 15, it can be seen that kr and ki are almost the same in FIG.
しかし、図14においては、krとkiの一致は見られない。さらに、コイル1Bにおいて、図10にkrとkiがプロットしてあるが、図10において、Rn>Rsとなる周波数を境に、krが急激に減少しているのが分かる。実際に、図15に示すコイル1Gを2個使用した場合は、2.1MHzまで、Rs>Rn≧Rw、を満足しており、10MHz以上まで、Rs>Rwを満足しているので、高い周波数、高い力率、高い実効電力効率で電力を伝送でき、電力伝送性能が非常によい。   However, in FIG. 14, kr and ki do not match. Furthermore, in the coil 1B, kr and ki are plotted in FIG. 10, but in FIG. 10, it can be seen that kr sharply decreases at a frequency where Rn> Rs. Actually, when two coils 1G shown in FIG. 15 are used, Rs> Rn ≧ Rw is satisfied up to 2.1 MHz, and Rs> Rw is satisfied up to 10 MHz or higher. It can transmit power with high power factor and high effective power efficiency, and power transmission performance is very good.
すなわち、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)が高く、高い周波数で、Rn/Rw、の値が1に近いほど、コイルの性能はよく、周波数の上昇によるRw(Ω)の増加も少ない。このように、周波数と、Rw、Rn、Rsの関係を見ることにより、あるいは、RwとRsより求めた結合係数krの周波数特性と、LwとLsより求めた結合係数kiの周波数特性を比較することにより、コイル単体の実効直列抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を予測することが可能となる。   That is, the higher the maximum frequency f2 (Hz) that satisfies Rs> Rn ≧ Rw, and the higher the frequency, the closer the value of Rn / Rw is to 1, the better the coil performance, and the higher the frequency, Rw (Ω) There is little increase. As described above, the frequency characteristic of the coupling coefficient kr obtained from Rw and Rs is compared with the frequency characteristic of the coupling coefficient ki obtained from Lw and Ls by observing the relationship between the frequency and Rw, Rn, and Rs. As a result, it is possible to predict the performance as a transformer, which is a power transmission means with the coils facing each other, which cannot be determined only by the frequency characteristics of the effective series resistance of the single coil.
したがって、コイルを構成するリッツ線の適切な撚り方や撚りピッチ、巻き方は、複数のコイルを形成して、コイルのRw、Rn、Rsの周波数特性を測定し、好ましくはLw,Lsの周波数特性も測定して、krとkiの周波数特性を比較すれば、最適なコイルを見つけることが可能になる。この手法は、リッツ線に限らず、単銅線、ビニール線、その他後述する他の実施形態の電線にも適用でき、電力伝送に適したコイルを選ぶことができる。すなわち、線材、線径、寸法、形状、巻き方などを変えることにより、コイル単体の実効直列抵抗の周波数特性だけでは判断できない、コイルを対向させた電力伝送手段である変成器としての性能を判断することが可能となり、従来の技術では実現できなかった電力伝送性能の良いコイルが提供できる。   Therefore, the proper twisting method, twisting pitch, and winding method of the Litz wire constituting the coil are to form a plurality of coils and measure the frequency characteristics of the coils Rw, Rn, Rs, and preferably the frequency of Lw, Ls By measuring the characteristics and comparing the frequency characteristics of kr and ki, it is possible to find the optimum coil. This technique is applicable not only to litz wires but also to copper wires, vinyl wires, and other electric wires of other embodiments described later, and a coil suitable for power transmission can be selected. In other words, by changing the wire material, wire diameter, dimensions, shape, winding method, etc., it is possible to determine the performance as a transformer that is a power transmission means facing the coil, which cannot be determined only by the frequency characteristics of the effective series resistance of the coil alone. Therefore, it is possible to provide a coil with good power transmission performance that could not be realized by the conventional technology.
例えば、1mmの単導線を用い、空隙を設けて巻いたコイル1Eは、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2が、3.7MHzであり、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1が、7.7MHzなので、コイル1Gに比べ、Rs>Rn≧Rw、の規定に関しては余り差がない。しかし、4MHzにおける、コイル1E単体のRwは、0.87Ω、コイル1G単体のRwは、約2Ω、10MHzにおける、コイル1E単体のRwは、2.9Ω、コイル1G単体のRwは、17Ω、となっており、コイル1Eは、コイル1Gよりもコイル単体の実効直列抵抗Rw(Ω)の高周波特性がよくなっている。   For example, a coil 1E wound with a 1 mm single conductor and provided with a gap has a maximum frequency f2 satisfying Rs> Rn ≧ Rw of 3.7 MHz and a maximum frequency f1 satisfying Rs> Rw. , 7.7 MHz, there is not much difference in the definition of Rs> Rn ≧ Rw compared to the coil 1G. However, the Rw of the coil 1E alone at 4 MHz is 0.87Ω, the Rw of the coil 1G alone is about 2Ω, the Rw of the coil 1E alone at 2.9MHz is 2.9Ω, and the Rw of the coil 1G alone is 17Ω. Thus, the coil 1E has better high-frequency characteristics of the effective series resistance Rw (Ω) of the coil alone than the coil 1G.
そのため、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、の規定により、単導線にて形成したコイル1Eは、リッツ線にて形成したコイル1Gよりも高い周波数で使用可能となる。このように、本発明の実施形態は、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、の各規定により、従来の技術では実現できないコイルを実現したうえで、該コイルを使用するのに最適な周波数領域を規定することにより、従来の技術に比べ、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できるという、優れた効果を奏するものである。 Therefore, according to the definition of Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi), the coil 1E formed with a single conductor can be used at a higher frequency than the coil 1G formed with a litz wire. Thus, in the embodiment of the present invention, the highest frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw, the highest frequency f2 (Hz) satisfying Rs> Rn ≧ Rw, and Rw ≦ (Tw−Ta) / ( Ia 2 × θi), by realizing a coil that cannot be realized by the conventional technology, and by specifying an optimum frequency region for using the coil, power transmission performance compared to the conventional technology The present invention has an excellent effect that a good power transmission device can be realized.
前述の引用文献を含む従来技術では、コイルの特定的な構成を規定しているのみである。そして、特定的構成の一実施例のみを示すことにより、着目する特性、例えば、電力伝送性能が改善できていることを主張している。しかし、上述してきたように、外径や内径を同一にしても、線径、ターン数によりコイルの特性は全く異なってくる。また、全く同一の導線を用いても、構成(外径、ターン数等)が異なると、コイルの特性が異なってくる。すなわち、線材や巻き方などの特定的構成を規定しても、実際に作成されるコイルは種々の構成を持ち、それらが同じ効果を奏することは、何ら保証されていない。   In the prior art including the above cited reference, only a specific configuration of the coil is defined. Then, by showing only one embodiment of a specific configuration, it is claimed that the characteristics of interest, for example, power transmission performance can be improved. However, as described above, even if the outer diameter and inner diameter are the same, the coil characteristics are completely different depending on the wire diameter and the number of turns. Even if the same conducting wire is used, if the configuration (outer diameter, number of turns, etc.) is different, the coil characteristics will be different. That is, even if a specific configuration such as a wire rod and a winding method is defined, coils actually produced have various configurations, and it is not guaranteed at all that they have the same effect.
したがって、コイルの特定的構成を規定するのみでは、電力伝送装置のコイルとしての要件を充足するコイルを実現するのは不可能である。現に、従来例に記載されているような、実効電力伝送効率80%で、20Wの電力を伝送可能な電力伝送装置は、今日に至るも実施はされていない。   Therefore, it is impossible to realize a coil that satisfies the requirements as a coil of the power transmission device only by defining a specific configuration of the coil. Actually, a power transmission apparatus capable of transmitting 20 W of power with an effective power transmission efficiency of 80% as described in the prior art has not been implemented to date.
本願のように、コイルの特定的構成以外の構成が変化したときの特性変化までも明確化し、コイルの作動条件を規定しない限り、電力伝送性能のよいコイル、および電力伝送性能のよい電力伝送装置は実現できない。その一方で、本発明の実施形態は、誘導結合可能な種々の構成を持つコイルにおいて、各コイルの作動条件を規定することにより、電力伝送性能のよい電力伝送装置が実現できる。このように、本発明の実施形態は、従来の技術では実現することが不可能であった極めて優れた効果を奏するものである。   As in the present application, a coil having good power transmission performance and a power transmission device having good power transmission performance are defined as long as the characteristics change when the configuration other than the specific configuration of the coil is changed, and the operating conditions of the coil are not defined. Cannot be realized. On the other hand, the embodiment of the present invention can realize a power transmission device with good power transmission performance by defining operating conditions of each coil in coils having various configurations capable of inductive coupling. As described above, the embodiment of the present invention exhibits extremely excellent effects that could not be realized by the conventional technology.
(コイルの力率の説明)
本発明の各実施形態では、磁性材料を装備していないコイルにより、結合係数が0.9程度以下の疎結合状態にて、2個のコイル間で、従来では困難であった大電力を伝送できるコイルを実現するものである。既述したように、力率は0.5以上ではあるが、疎結合状態では、1次側コイルに投入される無効電力が、実効電力を上回る場合もある。
(Explanation of coil power factor)
In each embodiment of the present invention, a coil that is not equipped with a magnetic material transmits a large amount of power, which was conventionally difficult, between two coils in a loosely coupled state with a coupling coefficient of about 0.9 or less. The coil which can be realized is realized. As described above, although the power factor is 0.5 or more, the reactive power input to the primary coil may exceed the effective power in the loosely coupled state.
力率が1から0.5に低下すると、皮相電力により1次側コイルに流れる電流は、√2倍になり、1次側コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)による電力損失は2倍になる。そのうえ、2次側コイルに接続された負荷抵抗に電流が流れると、2次側コイルに流れる電流により発生する磁束が1次側コイルを形成する導線を貫き、渦電流損を発生させ、1次側コイルが発熱する。したがって、前述の不等式、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)は、本発明の実施形態を実施するのに満足するのが好ましく、満足していないと、本発明の実施が困難になる。 When the power factor decreases from 1 to 0.5, the current flowing in the primary coil due to the apparent power is doubled, and the power loss due to the effective series resistance Rw (Ω) of the primary coil is doubled. . In addition, when a current flows through the load resistance connected to the secondary coil, the magnetic flux generated by the current flowing through the secondary coil passes through the conducting wire forming the primary coil, generating eddy current loss and causing the primary The side coil generates heat. Therefore, the above inequality, Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi), is preferably satisfied to implement the embodiment of the present invention, otherwise the implementation of the present invention is difficult. become.
なお、一方のコイルが駆動される周波数fd(Hz)において、Rs>Rn≧Rw、を満足している場合、図95に示す、電源の内部抵抗R3の値が、Rw(Ω)と同等以下の値であれば、負荷抵抗RLから見た2次側コイルは、1次側が短絡されていると見なせるので、R2(Ω)は、Rs(Ω)とほぼ同等の値になる。したがって、2次側コイルにおいては、Rs≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、の関係を満足していれば、さらに好ましい。また、図95において、R1の値は不明ではあるが、1次側コイルにおいても、Rs≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、の関係を満足していれば、より好ましい。 When the frequency fd (Hz) at which one coil is driven satisfies Rs> Rn ≧ Rw, the value of the internal resistance R3 of the power supply shown in FIG. 95 is equal to or less than Rw (Ω). Since the secondary side coil viewed from the load resistance RL can be regarded as the primary side being short-circuited, R2 (Ω) is substantially equal to Rs (Ω). Therefore, it is more preferable that the secondary coil satisfies the relationship of Rs ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi). In FIG. 95, the value of R1 is unknown, but it is more preferable if the relationship of Rs ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) is satisfied even in the primary side coil.
ただし、一般の変成器において、鎖交磁束Φc、漏洩磁束Φgと、結合係数kの関係は、k=Φc/(Φc+Φg)、1−k=Φg/(Φc+Φg)となっており、既知のとおり、鎖交磁束Φcが実効電力を伝達している。漏洩磁束Φgは、既知のとおり、リアクタンス性素子に印加されている電圧Vと、流れている電流Iの積である無効電力をもたらすものである。 However, in a general transformer, the relationship between the linkage flux Φc, the leakage flux Φg, and the coupling coefficient k is k 2 = Φc / (Φc + Φg), 1-k 2 = Φg / (Φc + Φg), which is known. As shown, the flux linkage Φc transmits effective power. As is known, the leakage magnetic flux Φg provides reactive power that is the product of the voltage V applied to the reactive element and the flowing current I.
コイルにおいては、Iの位相はVの位相よりも90度遅れているため、Vの瞬間値とIの瞬間値を掛けて、1周期積分すれば電力はゼロになるので、リアクタンス性素子であるコイルは電力を消費しない。この分野においては、漏洩磁束がエネルギー損失を起こすと明記し、鎖交磁束比率を上げるためにコイル形状を規定している文献が多数見られるが、上記したように、漏洩磁束は電力を消費しない。   In the coil, since the phase of I is 90 degrees behind the phase of V, multiplying the instantaneous value of V by the instantaneous value of I and integrating for one period makes the power zero, so that it is a reactive element. The coil does not consume power. In this field, there are many documents that specify that the magnetic flux leakage causes energy loss and specify the coil shape to increase the flux linkage ratio, but as mentioned above, the magnetic flux leakage does not consume power. .
したがって、仮に実効直列抵抗Rw(Ω)が無視できるほど小さければ、漏洩磁束の比率には関係なく、大電力を伝送できる。しかしながら、特許文献1に開示されているような構成のコイルでは、実効直列抵抗Rw(Ω)は小さいものの、コイルの自己インダクタンスや結合係数が小さいので、力率が著しく小さい。このため、大きな皮相電力を1次コイルに供給しなければならなくなるので、電力伝送に適したコイルを実現するには、コイルの構成を定め、全てのパラメータを適切に設定し、なおかつ実効直列抵抗Rw(Ω)を可能な限り小さくしなければならない。   Therefore, if the effective series resistance Rw (Ω) is small enough to be ignored, large power can be transmitted regardless of the ratio of leakage magnetic flux. However, although the effective series resistance Rw (Ω) is small in the coil having the configuration disclosed in Patent Document 1, the power factor is remarkably small because the self-inductance and coupling coefficient of the coil are small. For this reason, a large apparent power must be supplied to the primary coil. To realize a coil suitable for power transmission, the coil configuration is determined, all parameters are set appropriately, and the effective series resistance is set. Rw (Ω) must be made as small as possible.
(電力伝送に使用可能な周波数の説明)
なお、本発明の実施形態のコイルを電力伝送に使用可能な周波数の上限は、Rs>Rw、を満足する最高周波数であるf1(Hz)、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数であるf2(Hz)、の規定により求めることができるが、コイルを電力伝送に使用可能な周波数の下限は、コイル単体に印加される電圧Vと、コイル単体に流れる電流Iの位相差を、80度以上と規定することにより求められる。
(Description of frequencies that can be used for power transmission)
The upper limit of the frequency at which the coil of the embodiment of the present invention can be used for power transmission is the highest frequency that satisfies fs (Hz) that satisfies Rs> Rw and Rs> Rn ≧ Rw. The lower limit of the frequency at which the coil can be used for power transmission can be determined by the regulation of f2 (Hz). The phase difference between the voltage V applied to the coil alone and the current I flowing through the coil alone is 80 degrees. It is obtained by defining the above.
なお、図示しないが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)が低いコイル1Bでは、5kHz未満まで、VとIの位相差が80度以上になっているが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1が10MHzを超えるコイル1Gでは、20kHz未満になると、VとIの位相差が80度以下となっている。   Although not shown, in the coil 1B having a low maximum frequency f1 (Hz) that satisfies Rs> Rw, the phase difference between V and I is 80 degrees or more up to less than 5 kHz, but Rs> Rw In the coil 1G having a maximum frequency f1 that satisfies 10 MHz exceeding 10 MHz, the phase difference between V and I is 80 degrees or less when it is less than 20 kHz.
前述したように、図10を参照すると、コイル1Bが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1は、約210kHz、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、約75kHzである。Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)、の規定によるコイル1Bを使用可能な周波数領域は5〜210kHz、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)、の規定によるコイル1Bを使用可能な周波数領域は5〜75kHzとなる。このようにして、本発明の実施形態におけるコイルを、理論上の理想的な特性に近い周波数領域で使用することが可能となる。図11には、コイル1Cの位相角θがプロットしてある。コイル1Bのf1(Hz)よりも、f1(Hz)が高いコイル1Cでは、位相角θが80度となる周波数は、約8kHzとなっており、5kHzより若干高い。   As described above, referring to FIG. 10, the highest frequency f1 at which the coil 1B satisfies Rs> Rw is about 210 kHz, and the maximum frequency f2 at which Rs> Rn ≧ Rw is about 75 kHz. The frequency range in which the coil 1B according to the definition of the maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw can be used is 5 to 210 kHz, and the coil according to the specification of the maximum frequency f2 (Hz) satisfying Rs> Rn ≧ Rw. The frequency region where 1B can be used is 5 to 75 kHz. In this manner, the coil according to the embodiment of the present invention can be used in a frequency region that is close to a theoretical ideal characteristic. In FIG. 11, the phase angle θ of the coil 1C is plotted. In the coil 1C having a higher f1 (Hz) than the f1 (Hz) of the coil 1B, the frequency at which the phase angle θ is 80 degrees is about 8 kHz, which is slightly higher than 5 kHz.
上述のごとく、この実施形態によれば、コイル1aの導線11の線径とコイル外径とターン数とを規定することで、必要な自己インダクタンスと結合係数kを確保できる。また、コイル1aの電流値Iaの上限、あるいはコイル1aの実効直列抵抗Rw(Ω)を決めるターン数の上限を規定でき、負荷抵抗を接続したときのリアクタンスXと純抵抗Rの比、X/R、およびコイルに印加される交流電圧とコイルに流れる交流電流の位相差φが極小、力率cosφが極大となり、かつ実効直列抵抗Rw(Ω)が小さい周波数近辺でコイル1aを使用することにより、電力伝送時の無効電力、皮相電力を低減することができる。さらに、実効電力効率を、例えば85%以上に高めることができる。   As described above, according to this embodiment, the necessary self-inductance and coupling coefficient k can be ensured by defining the wire diameter of the conducting wire 11 of the coil 1a, the outer diameter of the coil, and the number of turns. In addition, the upper limit of the current value Ia of the coil 1a or the upper limit of the number of turns that determines the effective series resistance Rw (Ω) of the coil 1a can be defined, and the ratio of the reactance X to the pure resistance R when a load resistance is connected, X / By using the coil 1a in the vicinity of the frequency where R and the phase difference φ between the AC voltage applied to the coil and the AC current flowing through the coil are minimum, the power factor cos φ is maximum, and the effective series resistance Rw (Ω) is small. Reactive power and apparent power during power transmission can be reduced. Furthermore, the effective power efficiency can be increased to, for example, 85% or more.
(コイル1Aと、1Eの周波数特性の比較の説明)
図19は、図9に示した密接巻のコイル1A単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、図13に示した疎巻のコイル1E単体のコイル実効直列抵抗Rw(Ω)の周波数特性を比較した図である。図19に示すように、周波数が上昇したときに、疎巻のコイル1Eの方が密接巻のコイル1Aに比べて、コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を抑えることができる。また、同一外径のコイルでは、巻線の総延長が短くなるので、直流抵抗を低く抑えることができる。
(Description of comparison of frequency characteristics of coils 1A and 1E)
19 compares the frequency characteristics of the effective series resistance Rw (Ω) of the closely wound coil 1A shown in FIG. 9 and the effective series resistance Rw (Ω) of the loosely wound coil 1E shown in FIG. FIG. As shown in FIG. 19, when the frequency is increased, the loosely wound coil 1E can suppress an increase in the effective series resistance Rw (Ω) of the coil compared to the closely wound coil 1A. Further, in the case of a coil having the same outer diameter, the total extension of the winding is shortened, so that the direct current resistance can be kept low.
(空隙の幅により実効直列抵抗の周波数特性が変化する例の説明)
図20は、0.4mmのホルマル線を25ターン巻いた場合、空隙の幅により、コイルの実効直列抵抗の周波数特性が、どのように変化するかを示す図である。空隙の幅は、0mm、0.2mm、0.4mmに設けてあるが、広い空隙の方が、周波数の上昇に伴う実効直列抵抗の増加が抑制できるのが分かる。なお、ターン数を同一としているので、空隙の幅が広くなるほどコイル外径は大きくなっており、コイルを構成する銅線の総延長が長くなっているので、低い周波数では、空隙を設けない方が、実効直列抵抗は低くなっている。
(Description of an example in which the frequency characteristics of the effective series resistance change depending on the width of the air gap)
FIG. 20 is a diagram showing how the frequency characteristic of the effective series resistance of the coil changes depending on the width of the gap when a 0.4 mm formal wire is wound for 25 turns. The width of the gap is set to 0 mm, 0.2 mm, and 0.4 mm, but it can be seen that a wider gap can suppress an increase in effective series resistance with an increase in frequency. Since the number of turns is the same, the outer diameter of the coil increases as the width of the gap increases, and the total length of the copper wire that constitutes the coil increases. However, the effective series resistance is low.
ただし、渦電流損は、磁束が貫く導体体積に比例するので、単導線の最大径が0.2mm以上でないと、導線間に空隙t(mm)を設けても、周波数の上昇によるコイル単体の実効直列抵抗Rwの増加率はそれほど低下しない。図15の、線径0.2mmの単導線を密接巻きしたコイル単体の周波数と実効直列抵抗Rwの関係から見ても、線径0.2mmでは、周波数の上昇による実効直列抵抗の増加率は少なく、線径0.2mmの単導線では、空隙を設けても、実効直列抵抗Rwの周波数特性は余り改善できないのが分かる。   However, since the eddy current loss is proportional to the volume of the conductor through which the magnetic flux penetrates, if the maximum diameter of the single conductor is not 0.2 mm or more, even if the gap t (mm) is provided between the conductors, The increase rate of the effective series resistance Rw does not decrease so much. In view of the relationship between the frequency of a single coil in which a single conducting wire having a wire diameter of 0.2 mm is closely wound and the effective series resistance Rw in FIG. 15, the increase rate of the effective series resistance due to the increase in the frequency is 0.2 mm. It can be seen that the frequency characteristic of the effective series resistance Rw cannot be improved much even with a single conductor having a wire diameter of 0.2 mm, even if a gap is provided.
図12に示すコイル1Dの自己インダクタンスは、約19μHとなっている。コイル1Dを2層に巻いたコイルの自己インダクタンスは、約76μHとなっており、自己インダクタンスがターン数の2乗に比例するという理論とほぼ同等の結果が得られている。2層に巻いたコイルの実効直列抵抗の周波数特性は単層巻に比べ悪くなっており、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)も低い。しかし、実効直列抵抗が低い低周波数領域においては、リアクタンスを確保できるので、2層巻とし、低周波数で使用する方が有利な場合もある。   The self-inductance of the coil 1D shown in FIG. 12 is about 19 μH. The self-inductance of the coil in which the coil 1D is wound in two layers is about 76 μH, and a result almost equivalent to the theory that the self-inductance is proportional to the square of the number of turns is obtained. The frequency characteristic of the effective series resistance of the coil wound in two layers is worse than that in the single layer winding, and the maximum frequency f1 (Hz) that satisfies Rs> Rw is also low. However, in a low frequency region where the effective series resistance is low, reactance can be ensured, so it may be advantageous to use a two-layer winding and use at a low frequency.
なお、コイル1Dを2層に巻いたコイルを一方のコイルおよび他方のコイルに用いる。コイル1Dを2層に巻いたコイルが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1は、550kHzであり、コイル1Dを2層に巻いたコイルは、インダクタンスが高いので、250kHz未満の周波数で使用しても、所要のリアクタンスを確保できる。   A coil in which the coil 1D is wound in two layers is used for one coil and the other coil. The maximum frequency f1 in which the coil 1D is wound in two layers satisfies Rs> Rw is 550 kHz, and the coil in which the coil 1D is wound in two layers has a high inductance. However, the required reactance can be secured.
図16において、線径0.2mmの単導線を密接巻きしたときの、5kHzでの実効直列抵抗Rwは、0.83Ωになっている。1MHzでの実効直列抵抗は、2.16Ωとなっており、実効直列抵抗Rwの増加率は、2.16/0.83=2.60で、前述した線径1mmの単導線を、空隙を設けて巻いたコイル1Eの増加率、7.6よりも小さくなっている。ただし、線径0.2mmのコイルでは、Rw(Ω)の絶対値が大きくなり、熱抵抗θi(℃/W)が小さくなるので、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)の関係を満足するように、伝送する電力値に適合する導線径を選択しないとならない。 In FIG. 16, the effective series resistance Rw at 5 kHz when a single conducting wire having a wire diameter of 0.2 mm is closely wound is 0.83Ω. The effective series resistance at 1 MHz is 2.16Ω, and the increase rate of the effective series resistance Rw is 2.16 / 0.83 = 2.60. The increase rate of the coil 1E provided and wound is smaller than 7.6. However, in a coil having a wire diameter of 0.2 mm, the absolute value of Rw (Ω) increases and the thermal resistance θi (° C./W) decreases, so that Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) In order to satisfy the relationship, it is necessary to select a wire diameter suitable for the power value to be transmitted.
(コイルのターン数と、インダクタンスの説明)
次に、コイルのターン数8回、インダクタンスの最低値2μHにつき説明しておく。従来例のコイルは5回のターン数で、1MHzにおける、コイルのLwは、0.79μH、Lsは、0.45μH、Lw、Lsから近似的に計算した結合係数kiは、0.66となっており、電力伝送性能も著しく悪い。前記コイルと同じ導線を使って同形状に8回巻回したコイルは、Lwが、約2.1μH、Lsが、約0.7μH、近似的に計算した結合係数kiは、約0.83となっている。
(Explanation of coil turns and inductance)
Next, a description will be given of a coil having 8 turns and a minimum inductance value of 2 μH. The coil of the conventional example has 5 turns, and at 1 MHz, the coil Lw is 0.79 μH, Ls is 0.45 μH, Lw, and the coupling coefficient ki approximately calculated from Lw and Ls is 0.66. Power transmission performance is also very bad. A coil wound eight times in the same shape using the same wire as the coil has an Lw of about 2.1 μH, an Ls of about 0.7 μH, and an approximately calculated coupling coefficient ki of about 0.83. It has become.
従来例のコイルの導線を8回巻回したコイルは、前述したように、実際には実効直列抵抗が過小なうえ、Rw(Ω)の周波数特性も悪く、かつ十分なリアクタンスを確保できる高周波数領域で、Rs>Rw、を満足していない。このために、導線の適切な撚り方および巻き方を選ぶ必要があるが、高周波領域で使用する最低のインダクタンスと結合係数が確保できるので、上記の実測結果から最低限8回の巻回数を規定するとともに、インダクタンスの最低値として、2μHを規定している。   As described above, the coil in which the conductive wire of the conventional example is wound eight times is actually a high frequency that has an effective series resistance that is too low, a poor frequency characteristic of Rw (Ω), and a sufficient reactance. In the region, Rs> Rw is not satisfied. For this purpose, it is necessary to select an appropriate twisting and winding method for the conducting wire, but since the minimum inductance and coupling coefficient used in the high frequency region can be secured, a minimum number of windings of 8 is specified from the above measurement results. In addition, 2 μH is defined as the minimum value of inductance.
そして、前述したように、従来例のコイルの導線の直径は1.5mmであり、5回巻回したコイルの最外周部に、さらに導線を3回巻回し、ターン数を8回とすると、外径は、3回×2倍×1.5mm+30mm=39mmとなる。したがって、従来例のコイルの導線を使用して構成したコイルにおいて、インダクタンスの最低値2μHと結合係数を確保するには、コイル外径Dと線径d3の比が、39/1.5=26、となり、コイル外径Dは線径d3の少なくとも25倍は必要となる。   And as mentioned above, the diameter of the conducting wire of the coil of the conventional example is 1.5 mm, and the conducting wire is further wound 3 times on the outermost peripheral part of the coil wound 5 times, and the number of turns is 8 times. The outer diameter is 3 times × 2 × 1.5 mm + 30 mm = 39 mm. Therefore, in a coil configured using the conventional coil conductor, in order to ensure the minimum inductance value of 2 μH and the coupling coefficient, the ratio of the coil outer diameter D to the wire diameter d3 is 39 / 1.5 = 26. The coil outer diameter D is required to be at least 25 times the wire diameter d3.
ただし、前述したように、「Dがd3の少なくとも25倍は必要」、という特定的構成は、線材やターン数という別の構成要因を変えることにより、インダクタンスの最低値2μHと結合係数を確保できなくなることも有り得る。例えば、線材の直径を細くして、線間に空隙を設ける場合などが考えられる。したがって、インダクタンスの最低値2μHを確保するには、8回以上の巻き数が必要となる可能性もある。インダクタンスの最低値2μHを確保するように、使用される線材と巻回数を選び、最終的に構成が一義的に特定されたコイルにおいて、Rw、Rs、Rn、の周波数特性を計測する。構成が一義的に特定されたコイルとは、実際にコイルとして作成されたものを意味するのは言うまでも無い。そこで、実際にコイルとして作成されたものを計測して求められた特性から導かれる前述したコイルの作動条件である交流電源の周波数fa(Hz)を規定する。   However, as described above, the specific configuration that “D is required to be at least 25 times d3” can secure a minimum inductance value of 2 μH and a coupling coefficient by changing another configuration factor such as a wire and the number of turns. It can be lost. For example, it is conceivable that the diameter of the wire is reduced to provide a gap between the wires. Therefore, in order to secure the minimum value of 2 μH of inductance, there is a possibility that the number of turns of 8 times or more is required. The wire used and the number of turns are selected so as to ensure the minimum inductance value of 2 μH, and finally the frequency characteristics of Rw, Rs, and Rn are measured in the coil whose configuration is uniquely specified. It goes without saying that a coil whose configuration is uniquely specified means one actually created as a coil. Therefore, the frequency fa (Hz) of the AC power source, which is the aforementioned operating condition of the coil, derived from the characteristics obtained by measuring what is actually created as a coil is defined.
繰り返しになるが、コイルは、例えば特定的な構成を規定するだけでは、他の構成要因を変化させることにより、実質的には無限の構成を持つ。特定的な構成を規定したコイルが、その他の特定的構成規定を要旨とする発明よりも、常に優れた電力伝送性能を発揮する効果を奏することは証明されていない。また、証明するのは実質的に不可能である。   To reiterate, a coil has a virtually infinite configuration by changing other components, for example, simply by defining a specific configuration. It has not been proved that a coil having a specific configuration exhibits an effect of always exhibiting an excellent power transmission performance as compared with an invention based on other specific configuration rules. It is virtually impossible to prove.
本発明の実施形態によってのみ、上述したインダクタンスの最低値2μHと結合係数を確保するように構成を規定し、それらの特性条件を満足するコイルの中から、電力伝送に適したコイルを選ぶことができるようになる。このように、本発明の実施形態は、従来例のコイルとは異なり、種々の実施形態における実測特性のデータを示している。誘導結合可能な構成を持つコイルは、特定不能なバリエーションを持つ。そのため、任意の構成のコイルにおいて電力伝送性能を確保することは不可能である。また、従来の技術では、構成が一義的に特定されたコイルが、電力伝送性能を確保可能という判断すらできない。   Only by the embodiment of the present invention, the configuration is defined so as to ensure the above-described minimum inductance value of 2 μH and the coupling coefficient, and a coil suitable for power transmission can be selected from the coils satisfying those characteristic conditions. become able to. As described above, the embodiment of the present invention shows measured characteristic data in various embodiments, unlike the conventional coil. A coil having a configuration capable of inductive coupling has a variation that cannot be specified. Therefore, it is impossible to ensure power transmission performance in a coil having an arbitrary configuration. Further, in the conventional technique, it cannot be determined that the coil whose configuration is uniquely specified can ensure the power transmission performance.
前述した方法により選ばれたコイルを、本発明の実施形態の要旨である特性規定による作動条件を規定することによってのみ、種々の構成を持つ電力伝送装置のコイルを使用した性能のよい電力伝送装置が実現できる。この極めて優れた効果は、コイルの特定的構成のみを規定した従来例のコイルでは実現することが不可能であった。   A power transmission device with good performance using the coils of the power transmission device having various configurations only by defining the operating condition based on the characteristic definition which is the gist of the embodiment of the present invention for the coil selected by the above-described method. Can be realized. This extremely excellent effect could not be realized with a conventional coil that defines only a specific configuration of the coil.
また、一方のコイルが、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1は、500kHz以上であることが好ましい。同一のコイルを使用し、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)が高いコイルを、リアクタンスが確保可能な周波数で使用する。例えば、250kHz未満で駆動することにより、電力伝送性能を確保できることが確認できている。あるいは、一方のコイルが、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2が、500kHz以上であるとより好ましい。   Moreover, it is preferable that the maximum frequency f1 with which one coil satisfies Rs> Rw is 500 kHz or more. The same coil is used, and a coil having a high maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw is used at a frequency at which reactance can be secured. For example, it has been confirmed that power transmission performance can be ensured by driving at less than 250 kHz. Alternatively, it is more preferable that the maximum frequency f2 at which one coil satisfies Rs> Rn ≧ Rw is 500 kHz or more.
(負荷抵抗値と力率に関する説明)
図21、図22は、負荷抵抗RLを変動させたときの力率と周波数との関係を示す図である。なお、前述した図9には、送電コイル、受電コイル共に、コイル1Aを用いた場合の実効電力伝送効率ηと周波数との関係も図示してある。また、図17にも、送電コイルにコイル1A、受電コイルにコイル1Fを用いた場合の実効電力伝送効率ηと周波数との関係を図示してある。いずれも負荷抵抗RL=10Ωのときの周波数特性である。力率は1次側のインピーダンスを計測して位相角φを求め、cosφから計算してある。cos60度=0.5である。φ<60度となる周波数領域では、力率は50%以上となる。
(Explanation regarding load resistance and power factor)
21 and 22 are diagrams showing the relationship between the power factor and the frequency when the load resistance RL is varied. Note that FIG. 9 described above also illustrates the relationship between the effective power transmission efficiency η and the frequency when the coil 1A is used for both the power transmission coil and the power reception coil. FIG. 17 also shows the relationship between the effective power transmission efficiency η and the frequency when the coil 1A is used as the power transmission coil and the coil 1F is used as the power reception coil. Both are frequency characteristics when the load resistance RL = 10Ω. The power factor is calculated from cos φ by measuring the impedance on the primary side to obtain the phase angle φ. cos 60 degrees = 0.5. In the frequency region where φ <60 degrees, the power factor is 50% or more.
図21、図22から分かるように、負荷抵抗値が低いと力率が最高となる周波数は低い。負荷抵抗値が高いと力率が最高となる周波数は高い。また、負荷抵抗値が低いと力率の極大値は大きい。負荷抵抗値が高いと力率の極大値は小さい。一般に使用される最小の負荷抵抗値である5Ω以下では、力率が最高となる周波数は、一方のコイルのf2(Hz)未満になっている。   As can be seen from FIGS. 21 and 22, when the load resistance value is low, the frequency at which the power factor is highest is low. When the load resistance is high, the frequency at which the power factor is highest is high. Further, when the load resistance value is low, the maximum value of the power factor is large. When the load resistance value is high, the maximum value of the power factor is small. Below 5Ω, which is the minimum load resistance value that is generally used, the frequency at which the power factor is highest is less than f2 (Hz) of one coil.
図21で、コイル1Aを2個使用した場合には、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1=67kHz未満において、力率50%以上を満足する負荷抵抗値は、10Ω以下である。図22で、送電コイルにコイル1Aを、受電コイルにコイル1Fを使用すると、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1=110kHz未満において、力率50%以上を満足する負荷抵抗値は、50Ωまで対応している。また、図21と図22とを比較すれば分かるが、図22では、f1(Hz)の上昇と共に、力率の極大値も上昇している。   In FIG. 21, when two coils 1A are used, the load resistance value satisfying a power factor of 50% or more is 10Ω or less at the maximum frequency f1 = 67 kHz that satisfies Rs> Rw. In FIG. 22, when the coil 1A is used as the power transmission coil and the coil 1F is used as the power receiving coil, the load resistance value satisfying the power factor of 50% or more is less than 50Ω at the maximum frequency f1 = 110 kHz satisfying Rs> Rw. It corresponds. Further, as can be seen from a comparison between FIG. 21 and FIG. 22, in FIG. 22, the maximum value of the power factor increases as f1 (Hz) increases.
図17の電力伝送効率ηと周波数との関係を、図9と比較すると、f1(Hz)が上昇すると共に、電力伝送性能が向上していることが分かる。図9、図17ともに、周波数がf1(Hz)以上となると、電力伝送効率ηが極端に悪化する。したがって、コイル1Aにコイル1Fを対向させることにより、電力伝送性能ηを改善できることが分かる。   Comparing the relationship between the power transmission efficiency η and the frequency in FIG. 17 with FIG. 9, it can be seen that f1 (Hz) increases and the power transmission performance is improved. In both FIG. 9 and FIG. 17, when the frequency is equal to or higher than f1 (Hz), the power transmission efficiency η is extremely deteriorated. Therefore, it can be seen that the power transmission performance η can be improved by making the coil 1F face the coil 1A.
従来例のコイルの特定的構成の一例を記載した電力伝送装置では、特定の周波数100kHzでの実施例を記載しているのみである。そして、周波数は100kHzに限定されないと明記されている。しかし、上記のように、周波数により力率とコイルの実効直列抵抗Rw(Ω)は変化する。負荷抵抗RLの最小値Rm(Ω)における力率最大点に周波数を設定しないと、無効電力により、実効直列抵抗Rw(Ω)による電力損失が発生する。前述したように、Rw、Rs、Rnの周波数特性を計測し、f1(Hz)とf2(Hz)を求める。力率が最高となる周波数fφ(Hz)が、f1(Hz)よりも小さいことが好ましい。しかし、負荷RLの抵抗値が大きくなると、コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)とRL(Ω)の比、Rw/RLが小さくなる。そのため、Rw(Ω)による電力損失が負荷が消費する電力に比べ相対的に小さくなる。したがって、負荷抵抗値が大きい場合でも、力率は小さくなるが、f1(Hz)未満の周波数で電力伝送を行なえる。   In the power transmission device in which an example of the specific configuration of the coil of the conventional example is described, only an example at a specific frequency of 100 kHz is described. And it is specified that the frequency is not limited to 100 kHz. However, as described above, the power factor and the effective series resistance Rw (Ω) of the coil change depending on the frequency. If the frequency is not set at the maximum power factor at the minimum value Rm (Ω) of the load resistance RL, power loss due to the effective series resistance Rw (Ω) occurs due to reactive power. As described above, the frequency characteristics of Rw, Rs, and Rn are measured, and f1 (Hz) and f2 (Hz) are obtained. The frequency fφ (Hz) at which the power factor is maximized is preferably smaller than f1 (Hz). However, as the resistance value of the load RL increases, the ratio of the effective series resistance Rw (Ω) to RL (Ω) of the coil, Rw / RL, decreases. Therefore, the power loss due to Rw (Ω) is relatively small compared to the power consumed by the load. Therefore, even when the load resistance value is large, the power factor is small, but power transmission can be performed at a frequency less than f1 (Hz).
(実効電力伝送効率ηの周波数特性についての説明)
なお、図9、図17における実効電力伝送効率ηの周波数特性について説明しておく。受電コイルに10Ωの無誘導負荷抵抗を接続し、送電側でインピーダンスを計測する。インピーダンス計測により送電側にて位相角φを求め、各周波数での力率cosφを計算しておく。送電コイルには0.2Aの一定電流Iaが流れるよう、送電コイルに印加する電圧V(V)を設定する。送電側の実効電力Prは、Pr=cosφ×V×Ia(W)、として求められる。2次側の実効電力Ps(W)は、10Ωの無誘導負荷抵抗の両端電圧の実効値Veを求め、Ps=Ve/10(W)、として求められる。各周波数における実効電力伝送効率ηは、η=Ps/Pr、として求められる。この計測法は、負荷抵抗値や周波数により力率が変動することを勘案していない従来例とは異なっている。
(Explanation of frequency characteristics of effective power transmission efficiency η)
The frequency characteristics of the effective power transmission efficiency η in FIGS. 9 and 17 will be described. Connect a 10Ω non-inductive load resistor to the power receiving coil and measure the impedance on the power transmission side. The phase angle φ is obtained on the power transmission side by impedance measurement, and the power factor cos φ at each frequency is calculated. A voltage V (V) applied to the power transmission coil is set so that a constant current Ia of 0.2 A flows through the power transmission coil. The effective power Pr on the power transmission side is obtained as Pr = cos φ × V × Ia (W). The secondary effective power Ps (W) determines the effective value Ve of the voltage across the non-inductive load resistance 10Ω, Ps = Ve 2/10 (W), obtained as. The effective power transmission efficiency η at each frequency is obtained as η = Ps / Pr. This measurement method is different from the conventional example that does not take into consideration that the power factor varies depending on the load resistance value and frequency.
実際の電気機器が必要とする電力から、負荷抵抗値を求めてみる。電気機器が必要とする電力は、電圧Vs=5V、電流Is=0.5A、電力2.5W程度が下限であるため、負荷抵抗値RLの最小値は10Ω程度となる。10W以上の電力を必要とする電気機器では、電圧Vsを上げ、電流Isを下げている。実際の回路電圧は5V程度であっても、降圧式のPWM降圧コンバータを使っている場合が多い。例えば、30W程度の電力を必要とするパソコンなどでは、15V、2Aの電源を使っている。この場合の負荷抵抗値RLの最小値は、15/2=7.5Ω程度になる。さらに、電圧Vsを上げ、電流Isを下げ、30V、1A程度とすると、負荷抵抗値RLの最小値は、30/1=30Ω程度になる。大体の目安として、負荷抵抗RLの最小値は、2〜50Ω程度になる。したがって、コイルの実効直列抵抗による電力損失を受電電力の20%程度以下に抑えるには、負荷RLの最小値をRm(Ω)、とすると、受電コイルの実効直列抵抗Rwは、Rw×5≦Rm(Ω)、を満足している必要がある。すなわち、交流電源の出力周波数fa(Hz)において、受電コイルのRwは、0.4〜10Ω以下であることが望ましい。   Find the load resistance value from the power required by the actual electrical equipment. Since the power required by the electrical equipment is at the lower limit of voltage Vs = 5V, current Is = 0.5A, and power 2.5W, the minimum value of the load resistance value RL is about 10Ω. In an electric device that requires electric power of 10 W or more, the voltage Vs is increased and the current Is is decreased. Even if the actual circuit voltage is about 5V, a step-down PWM step-down converter is often used. For example, a personal computer or the like that requires about 30 W of power uses a 15V, 2A power source. In this case, the minimum value of the load resistance value RL is about 15/2 = 7.5Ω. Further, when the voltage Vs is increased and the current Is is decreased to about 30 V and 1 A, the minimum value of the load resistance value RL is about 30/1 = 30Ω. As a rough guide, the minimum value of the load resistance RL is about 2 to 50Ω. Therefore, in order to suppress the power loss due to the effective series resistance of the coil to about 20% or less of the received power, assuming that the minimum value of the load RL is Rm (Ω), the effective series resistance Rw of the receiving coil is Rw × 5 ≦ Rm (Ω) must be satisfied. In other words, at the output frequency fa (Hz) of the AC power supply, Rw of the power receiving coil is desirably 0.4 to 10Ω or less.
実測によると、送電コイル側の抵抗成分は、前述した実施形態においては、周波数にもよるが、通常、負荷抵抗値RL以下となる。したがって、負荷RLの最小値をRm(Ω)、とすると、送電コイル、受電コイル共に、実効直列抵抗Rwは0.4〜10Ω以下であることが望ましい。   According to actual measurement, the resistance component on the power transmission coil side is usually equal to or less than the load resistance value RL in the above-described embodiment, although it depends on the frequency. Therefore, when the minimum value of the load RL is Rm (Ω), it is desirable that the effective series resistance Rw is 0.4 to 10Ω or less for both the power transmission coil and the power reception coil.
実効直列抵抗Rw(Ω)の上限が決まると、Rs(Ω)、Rn(Ω)は実測して求められる。f1(Hz)において、実効直列抵抗Rwは0.4〜10Ω以下であることが望ましい。したがって、実際にコイルが使用される周波数では、Rs、Rnともに、10Ω以下であることが望ましい。   When the upper limit of the effective series resistance Rw (Ω) is determined, Rs (Ω) and Rn (Ω) are obtained by actual measurement. At f1 (Hz), the effective series resistance Rw is desirably 0.4 to 10Ω or less. Accordingly, it is desirable that both Rs and Rn be 10Ω or less at the frequency at which the coil is actually used.
図2に示し、前述したが、実際に電力伝送を行なうと、送電コイルと受電コイルに流れる電流が発生する磁束が他方のコイルを貫通することによる渦電流損による損失が発生し、電力損失は増加する。前述したように、実際に電力伝送を行なっている場合、図8におけるR1、R2の値は不明である。よって、上記に述べた実際の実効直列抵抗値Rw(Ω)は、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、の規定と同じように、受電側機器の使用条件によって決定されるものである。 As shown in FIG. 2 and described above, when power is actually transmitted, a loss due to eddy current loss due to the magnetic flux generated by the current flowing in the power transmission coil and the power reception coil passing through the other coil occurs, and the power loss is To increase. As described above, when power is actually transmitted, the values of R1 and R2 in FIG. 8 are unknown. Therefore, the actual effective series resistance value Rw (Ω) described above is determined by the use condition of the power receiving side device in the same manner as the definition of Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi). Is.
(コイルを構成する導線の説明)
図23(A)は、図1に示したコイルに用いられる他の導線の断面図である。図2(A)では、単導線12として断面が円形のものを用いたが、図23(A)に示した例のように断面が楕円形の単導線12aに絶縁被覆13aを施したものや、図23(B)に示すように断面が多角形の単導線12bに絶縁被覆13bを施したものなどを用いることができる。この例においても、絶縁被覆13a,13bとしては、例えば、ホルマル線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。
(Explanation of conducting wire constituting coil)
FIG. 23A is a cross-sectional view of another conductor used in the coil shown in FIG. In FIG. 2 (A), a single conductor 12 having a circular cross section is used. However, as shown in FIG. 23 (A), the single conductor 12a having an elliptical cross section is provided with an insulating coating 13a. As shown in FIG. 23B, it is possible to use a single conductor wire 12b having a polygonal cross section and an insulating coating 13b. Also in this example, as the insulating coatings 13a and 13b, for example, either a strong coating such as a formal wire or a thick coating such as a vinyl wire may be used.
ただし、図23(A)および図23(B)において、最大外寸d1を示す線は、導線が巻回される面と平行になっていることが好ましい。これは、本発明の他の実施形態においても同様である。また、隣接している導線が密接している場合には、導線の接点が点になるように、巻回面に対して、導線断面の方向を決定するのが好ましい。   However, in FIGS. 23A and 23B, the line indicating the maximum outer dimension d1 is preferably parallel to the surface on which the conducting wire is wound. The same applies to other embodiments of the present invention. Moreover, when adjacent conducting wires are in close contact, it is preferable to determine the direction of the conducting wire cross-section with respect to the winding surface so that the contact point of the conducting wire becomes a point.
(断面傘型のコイルの例の説明)
図24は導線を断面傘型に巻回したコイルの断面図である。図2(A)に示したコイル1aは、導線11を平板空芯単層渦巻状に巻回したのに対して、図24に示したコイル1bは、断面が傘型となるように空芯単層渦巻状に形成したものである。
(Description of an example of an umbrella-shaped coil in cross section)
FIG. 24 is a cross-sectional view of a coil in which a conducting wire is wound in an umbrella shape. The coil 1a shown in FIG. 2 (A) has a conducting wire 11 wound in a flat air core single layer spiral shape, whereas the coil 1b shown in FIG. 24 has an air core so that the cross section becomes an umbrella shape. It is formed in a single layer spiral.
この場合、図24の巻き線幅D1、内径D2とし、2×D1+D2が、導線の最大外形d1の25倍以上であることを条件としている。なお、2つの巻き線幅D1を示す線がなす角度θは、180度から90度の間に設定するのが好ましい。ただし、図23において、巻き線幅D1が内径D2の概ね1/4以下で、かつ短絡したコイルが対向したときに、Rs>Rw、を満足している場合には、θがゼロに近いソレノイド形状とすることもできる。   In this case, the winding width D1 and the inner diameter D2 in FIG. 24 are set, and 2 × D1 + D2 is 25 or more times the maximum outer shape d1 of the conducting wire. The angle θ formed by the lines indicating the two winding widths D1 is preferably set between 180 degrees and 90 degrees. However, in FIG. 23, when Rs> Rw is satisfied when the winding width D1 is approximately ¼ or less of the inner diameter D2 and the shorted coils face each other, θ is close to zero. It can also be a shape.
図25(A)および図25(B)は、図24に示した断面傘型に巻回したコイル1bと、図2(A)に示した断面平面型のコイル1aの磁場強度を対比して説明するための図である。図2(A)に示したコイル1aは、図25(B)に示すように、平面位置における磁場強度が、中央部分が強くなって周辺に行くほど磁場強度が弱くなっている。これに対して、図25(A)では図24に示した断面傘型に巻回したコイル1bの上下を反対にしたときの平面位置における磁場強度を示している。図25(A)に示すように、断面傘型に巻回したコイル1bは、コイル対向面上の全面で、ほぼ均一の磁場強度を得ることができる。   25 (A) and 25 (B) compare the magnetic field strengths of the coil 1b wound in the cross-sectional umbrella shape shown in FIG. 24 and the cross-sectional planar type coil 1a shown in FIG. 2 (A). It is a figure for demonstrating. In the coil 1a shown in FIG. 2A, as shown in FIG. 25B, the magnetic field strength at the planar position becomes stronger at the central portion and becomes weaker toward the periphery. On the other hand, FIG. 25A shows the magnetic field strength at the planar position when the coil 1b wound in the cross-sectional umbrella shape shown in FIG. 24 is turned upside down. As shown in FIG. 25 (A), the coil 1b wound in an umbrella shape can obtain a substantially uniform magnetic field intensity on the entire surface on the coil facing surface.
また、コイル1bは、断面が波線を描くように巻回してもよい。   The coil 1b may be wound so that the cross section draws a wavy line.
(絶縁材上に導線を巻回したコイルの例の説明)
図26は、絶縁材上に導線を巻回したコイルの断面図である。この例は図2(A)に示したコイル1aを絶縁材5上に配置し、コイル1aの単導線11上に絶縁性樹脂6を塗布したものである。この例では、絶縁部材としての絶縁性樹脂6が導線11間に入り込んで固定されるので、コイル1aの変形を防止することができる。絶縁性樹脂6に代えて接着剤でコイル1aを絶縁材5上に固定してもよい。このような構成とすることにより、熱抵抗θiを低減でき、コイルの発熱を抑えることができる。
(Description of an example of a coil in which a conductive wire is wound on an insulating material)
FIG. 26 is a cross-sectional view of a coil in which a conducting wire is wound on an insulating material. In this example, the coil 1a shown in FIG. 2A is arranged on the insulating material 5, and the insulating resin 6 is applied on the single conductor 11 of the coil 1a. In this example, since the insulating resin 6 as an insulating member enters and is fixed between the conductors 11, deformation of the coil 1a can be prevented. The coil 1a may be fixed on the insulating material 5 with an adhesive instead of the insulating resin 6. With such a configuration, the thermal resistance θi can be reduced, and the heat generation of the coil can be suppressed.
具体的には5mm程度の絶縁材5を両コイル間に設置することにより、1次側と2次側の間に1万V程度の電位差があっても問題ない。また、熱抵抗θiを低下させ、コイルの発熱を低減できるので、大電力を伝送できる。   Specifically, there is no problem even if there is a potential difference of about 10,000 V between the primary side and the secondary side by installing an insulating material 5 of about 5 mm between the coils. Further, since the heat resistance θi can be reduced and the heat generation of the coil can be reduced, large power can be transmitted.
(コイルの他の実施例の説明)
図27は、この発明の他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図であり、図27(A)は平面図を示し、図27(B)は図27(A)の線2B−2Bに沿う断面を拡大して示す。
(Description of another embodiment of the coil)
27 is a diagram showing a coil of a power transmission device according to another embodiment of the present invention. FIG. 27 (A) is a plan view, and FIG. 27 (B) is a line 2B-2B in FIG. 27 (A). The cross section along is enlarged and shown.
図27(B)に示した実施形態では、単導線12として最大径d1が0.4mm以上の単導線12に絶縁被覆13を施した導線11を平板空芯単層渦巻状に巻回し、図27(B)に示すように、コイル1cの隣接する各導線11間に、0.2mm以上の空隙tを設けて疎巻きするようにしたものである。この例においても、絶縁被覆13としては、ホルマル単導線のように厚みが薄くても強い被覆や、ビニール線のように厚い被覆のいずれであってもよい。また、隣接する導線11間に空隙t(mm)を設けているので、絶縁被覆13を施していない裸導線を用いてもよい。最大外径d1が、0.4mm未満のときには、t=d1/2(mm)、の空隙を設けるようにする。なお、この実施形態は、後述する他の実施形態の導線についても同様で、最大外径d1(mm)をdと表記する。   In the embodiment shown in FIG. 27 (B), a conductor 11 in which an insulation coating 13 is applied to a single conductor 12 having a maximum diameter d1 of 0.4 mm or more is wound as a single conductor 12 in a flat plate air-core single layer spiral shape. As shown in FIG. 27 (B), a gap t of 0.2 mm or more is provided between the adjacent conductors 11 of the coil 1c so as to be loosely wound. Also in this example, the insulating coating 13 may be either a thin coating that is thin, such as a formal single conductor, or a thick coating, such as a vinyl wire. Moreover, since the space | interval t (mm) is provided between the adjacent conducting wires 11, you may use the bare conducting wire which has not provided the insulating coating 13. FIG. When the maximum outer diameter d1 is less than 0.4 mm, a gap of t = d1 / 2 (mm) is provided. In addition, this embodiment is the same also about the conducting wire of other embodiment mentioned later, and the largest outer diameter d1 (mm) is described with d.
この実施形態においても、コイル1cは、コイル外径をDとしたとき、少なくともコイル外径Dが単導線12の最大径d1の25倍以上であり、かつ導線11の巻き数が8以上になるように構成される。さらに、コイル1cの自己インダクタンスが少なくとも2μH以上を満足することを条件としている。   Also in this embodiment, the coil 1c has a coil outer diameter D of at least 25 times the maximum diameter d1 of the single conductor 12 and the number of turns of the conductor 11 is 8 or more, where D is the outer diameter of the coil. Configured as follows. Furthermore, the self-inductance of the coil 1c is required to satisfy at least 2 μH or more.
また、図27(A)に示した、コイル1c単体での実効直列抵抗を、Rw(Ω)、コイル1cに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイル1cの実効直列抵抗を、Rs(Ω)、としたときに、Rs>Rw、を満足する最高周波数をf1(Hz)とすると、送電コイルであるコイル1c、または他方のコイルは、f1(Hz)未満の周波数であるfd(Hz)にて駆動される。好ましくは、コイル1cを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、100kHzにて、Rs>Rw、を満足している。   Further, the effective series resistance of the coil 1c alone shown in FIG. 27A is Rw (Ω), and the effective series resistance of the coil 1c when the other coil facing the coil 1c is short-circuited is Rs ( Ω), and assuming that the maximum frequency satisfying Rs> Rw is f1 (Hz), the coil 1c, which is a power transmission coil, or the other coil has a frequency less than f1 (Hz), fd (Hz ). Preferably, when the coil 1c is used for both one coil and the other coil, Rs> Rw is satisfied at 100 kHz.
さらに、対向する他方のコイルを開放したときの、コイル1cの実効直列抵抗を、Rn(Ω)、としたときに、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数をf2(Hz)とすると、送電コイルであるコイル1c、または他方のコイルは、f2(Hz)未満の周波数であるfd(Hz)にて駆動される。   Furthermore, when the effective series resistance of the coil 1c when the other opposing coil is opened is Rn (Ω), and the maximum frequency satisfying Rs> Rn ≧ Rw is f2 (Hz), The coil 1c, which is a power transmission coil, or the other coil is driven at fd (Hz), which is a frequency less than f2 (Hz).
さらに、コイル1cの熱抵抗をθi(℃/W)、コイル1cの許容動作温度をTw(℃)、コイル1cが設置される場所の周囲温度をTa(℃)、電力を伝送しているときにコイル1cに流れる交流電流をIa(A)、としたときに、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、なる関係を満足する。 Furthermore, when the thermal resistance of the coil 1c is θi (° C / W), the allowable operating temperature of the coil 1c is Tw (° C), the ambient temperature of the place where the coil 1c is installed is Ta (° C), and power is transmitted When the alternating current flowing through the coil 1c is Ia (A), the relationship of Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) is satisfied.
図2(B)に示したように、単導線を密接して巻いた場合には、導線を流れる電流により発生する磁束Φが、隣接する導線を貫き、隣接する導線内に渦電流を発生させるとともに、渦電流により、導線中を流れる電流が影響を受け、実効直列抵抗Rw(Ω)が増加する。この実施形態では、空隙を設けることで、図27(B)に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えることができる。   As shown in FIG. 2B, when a single conducting wire is wound closely, the magnetic flux Φ generated by the current flowing through the conducting wire penetrates the neighboring conducting wire and generates an eddy current in the neighboring conducting wire. At the same time, the eddy current affects the current flowing in the conducting wire, and the effective series resistance Rw (Ω) increases. In this embodiment, by providing a gap, as shown in FIG. 27 (B), the magnetic flux Φ generated in the vicinity of the conducting wire by the current flowing through one of the neighboring conducting wires does not penetrate the neighboring conducting wire, The penetration of the magnetic flux Φ can suppress eddy current loss that occurs in the adjacent conductors.
渦電流損は周波数に比例して増加するので、隣接する導線間に空隙を設けることにより、周波数の上昇による実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を防止できる。なお、導線11の近傍の磁束Φは強く、導線11から少しでも離れると磁束Φは急激に弱くなるので、わずかな空隙でも効果があり、空隙の幅は任意の寸法に広げることができるが、余り広げすぎると、8回の巻線回数を確保できなくなる場合や、コイルの自己インダクタンスが2μH以下となる場合がある。   Since the eddy current loss increases in proportion to the frequency, an increase in the effective series resistance Rw (Ω) due to an increase in frequency can be prevented by providing a gap between adjacent conductors. Note that the magnetic flux Φ in the vicinity of the conductive wire 11 is strong, and the magnetic flux Φ suddenly weakens as soon as it is separated from the conductive wire 11, so that even a slight gap is effective, and the width of the gap can be expanded to an arbitrary dimension. If it is too wide, it may be impossible to secure the number of windings of eight times, or the self-inductance of the coil may be 2 μH or less.
(コイルの他の例の説明)
図28は、この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルを示す図であり、図28(A)は平面図を示し、図28(B)は図28(A)の線3B−3Bに沿う断面を拡大して示す。
(Description of other examples of coils)
FIG. 28 is a diagram showing a coil of a power transmission device according to still another embodiment of the present invention, FIG. 28 (A) shows a plan view, and FIG. 28 (B) shows a line 3B- in FIG. The cross section along 3B is enlarged and shown.
この実施形態は、コイル1dの外周部における隣接する導線11は密接して密巻きされ、内周部における隣接する導線11は空隙を有して疎巻きされて平板空芯単層渦巻状に巻回されている。その結果、図28(B)に示すように、コイル1dの外周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅t1は、コイル1dの内周部に設けられる隣接する導線間の空隙の幅t2よりも狭くなっている。   In this embodiment, the adjacent conductors 11 in the outer peripheral part of the coil 1d are closely wound closely, and the adjacent conductors 11 in the inner peripheral part are loosely wound with a gap to be wound into a flat plate air-core single layer spiral. It has been turned. As a result, as shown in FIG. 28B, the width t1 of the gap between adjacent conductors provided on the outer periphery of the coil 1d is equal to the width t2 of the gap between adjacent conductors provided on the inner periphery of the coil 1d. It is narrower than.
この実施形態においても、コイル1dは、コイル外径をDとしたとき、少なくともコイル外径Dが単導線12の最大径d1の25倍以上であり、かつ導線11の巻き数が8以上になるように構成される。さらに、コイル1dの自己インダクタンスが少なくとも2μH以上であることを条件としている。   Also in this embodiment, in the coil 1d, when the coil outer diameter is D, the coil outer diameter D is at least 25 times the maximum diameter d1 of the single conductor 12, and the number of turns of the conductor 11 is 8 or more. Configured as follows. Furthermore, the self-inductance of the coil 1d is required to be at least 2 μH or more.
また、図28(A)に示した、コイル1d単体での実効直列抵抗を、Rw(Ω)、コイル1dに対向する他方のコイルを短絡したときの、コイル1dの実効直列抵抗を、Rs(Ω)、としたときに、Rs>Rw、を満足する最高周波数をf1(Hz)とすると、送電コイルであるコイル1d、または他方のコイルは、f1(Hz)未満の周波数であるfd(Hz)にて駆動される。好ましくは、コイル1dを一方のコイルと他方のコイルの双方に使用した場合、100kHzにて、Rs>Rw、を満足している。   Further, the effective series resistance of the coil 1d alone shown in FIG. 28A is Rw (Ω), and the effective series resistance of the coil 1d when the other coil facing the coil 1d is short-circuited is Rs ( Ω), and assuming that the maximum frequency satisfying Rs> Rw is f1 (Hz), the coil 1d as the power transmission coil or the other coil has a frequency less than f1 (Hz), fd (Hz ). Preferably, when the coil 1d is used for both one coil and the other coil, Rs> Rw is satisfied at 100 kHz.
さらに、対向する他方のコイルを開放したときの、コイル1dの実効直列抵抗を、Rn(Ω)、としたときに、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数をf2(Hz)とすると、送電コイルであるコイル1d、または他方のコイルは、f2(Hz)未満の周波数であるfd(Hz)にて駆動される。   Furthermore, when the effective series resistance of the coil 1d when the other opposing coil is opened is Rn (Ω), and the maximum frequency satisfying Rs> Rn ≧ Rw is f2 (Hz), The coil 1d, which is a power transmission coil, or the other coil is driven at fd (Hz), which is a frequency less than f2 (Hz).
さらに、コイル1dの熱抵抗をθi(℃/W)、コイル1dの許容動作温度をTw(℃)、コイル1dが設置される場所の周囲温度をTa(℃)、電力を伝送しているときにコイル1dに流れる交流電流をIa(A)、としたときに、fd(Hz)にて、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)を満足する。 Furthermore, when the thermal resistance of the coil 1d is θi (° C / W), the allowable operating temperature of the coil 1d is Tw (° C), the ambient temperature of the place where the coil 1d is installed is Ta (° C), and power is transmitted When the alternating current flowing through the coil 1d is Ia (A), Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) is satisfied at fd (Hz).
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効直列抵抗Rw(Ω)が低く、Rs>Rn≧Rw、を満足している最高周波数f2(Hz)も高いので、電力伝送特性がよい。   Since the effective series resistance Rw (Ω) is low over a wide frequency range and the maximum frequency f2 (Hz) that satisfies Rs> Rn ≧ Rw is high, the coil of the above embodiment has good power transmission characteristics.
図29は、図28(B)において、最外周部の巻線が生成する磁束分布をコンピュータでシミュレーションした図である。コイル内径は5mm、導線径は1mm、巻数は25ターン、導線間隔1.7mmのコイルが生成する磁束分布を示しており、導線間隔は導線の中心と中心の間隔である。   FIG. 29 is a computer simulation of the magnetic flux distribution generated by the outermost winding in FIG. The coil inner diameter is 5 mm, the conductor diameter is 1 mm, the number of turns is 25 turns, and the magnetic flux distribution generated by the coil having a conductor interval of 1.7 mm is shown. The conductor interval is the distance between the centers of the conductors.
図29を参照すると、最外周部の巻線が生成する磁束は内周部に歪んでいる。さらに、最外周から1周内周部に入った巻線も同様の磁束分布をする。内周部になると、ほぼ円形状の磁束分布となる。このコンピュータシミュレーションの結果からも、内周部の磁束密度が高く、外周部の磁束密度が低いのが分かる。これは、図25にも示してある。   Referring to FIG. 29, the magnetic flux generated by the outermost winding is distorted in the inner periphery. Further, the windings that enter the inner circumference part from the outermost circumference also have the same magnetic flux distribution. At the inner periphery, the magnetic flux distribution has a substantially circular shape. Also from the result of this computer simulation, it can be seen that the magnetic flux density in the inner periphery is high and the magnetic flux density in the outer periphery is low. This is also shown in FIG.
上述したコンピュータシミュレーションの結果からも明らかなように、平面渦巻状に密接巻きされたコイルが生成する磁束密度は、外周部近辺では低く、内周部では高い。そのため、外周部を蜜巻きし、内周部を疎巻きするようにコイル1dを構成することによって、できる限りコイル対向面上の磁束密度を一定にし、コイル1dに対向しているコイルとの相対位置が変動したときの伝送可能電力の低下を軽減できる。内周部は磁束密度が高いので、空隙を設けることにより、渦電流損を防止できる。空隙の作用効果は前述したとおりである。   As is clear from the results of the computer simulation described above, the magnetic flux density generated by the coil closely wound in a plane spiral shape is low near the outer periphery and high at the inner periphery. Therefore, by configuring the coil 1d so that the outer peripheral portion is honey-wound and the inner peripheral portion is sparsely wound, the magnetic flux density on the coil facing surface is made as constant as possible, and relative to the coil facing the coil 1d. It is possible to reduce a decrease in transmittable power when the position changes. Since the inner periphery has a high magnetic flux density, eddy current loss can be prevented by providing a gap. The effect of the void is as described above.
図30は、この発明のさらに他の実施形態における電力伝送装置のコイルに用いられる裸単導線の集合体を示す断面図である。前述の実施形態は、導線11として、単導線12に絶縁被覆13を施したものを用いたのに対して、この実施形態は、図30に示すように、最大径d2が0.3mm以下の裸単導線14の集合体を絶縁被覆13cで覆ったいわゆるビニール線と称される導線11cを用いる。裸単導線14の集合体である導線11は、撚らないで構成する方が好ましい。なお、表皮効果と過電流損の影響を示す図16の線径より、裸単導線14の最大径d2を0.3mm以下に選んでいる。   FIG. 30 is a cross-sectional view showing an assembly of bare single conductors used in a coil of a power transmission device according to still another embodiment of the present invention. In the above-described embodiment, the conductor 11 is a single conductor 12 having an insulating coating 13 applied thereto, whereas this embodiment has a maximum diameter d2 of 0.3 mm or less as shown in FIG. A conductive wire 11c called a so-called vinyl wire in which an assembly of bare single conductive wires 14 is covered with an insulating coating 13c is used. It is preferable that the conductive wire 11 which is an aggregate of the bare single conductive wires 14 is configured without being twisted. Note that the maximum diameter d2 of the bare single conductor wire 14 is selected to be 0.3 mm or less from the wire diameter of FIG. 16 showing the skin effect and the influence of overcurrent loss.
裸単導線の集合体は、裸単導線の集合のみでは、撚らないと、その集合体が電線としての形状を保持できない。避雷針の接地線は鬼撚り線と呼ばれ、複数の裸単導線を単方向のピッチに撚らず、ランダムに撚って、実効直列抵抗を下げていることが知られている。   An assembly of bare single conductors cannot maintain the shape of an electric wire unless it is twisted only by the collection of bare single conductors. The grounding wire of the lightning rod is called a demon stranded wire, and it is known that a plurality of bare single conductor wires are not twisted at a single direction pitch but are randomly twisted to lower the effective series resistance.
また、複数の裸単導線14の集合体に強い撚りピッチを加えると、裸単導線14同士が密接し、図28の導体断面が、図2(B)の単導線12と同じになるので、表皮効果や渦電流損の影響を低減できなくなる。ただし、1mmの単導線を用いて形成したコイル1Eを参照し、後述するが、コイルを形成する導線として裸単導線の集合体を使用し、導線間に空隙を設けて巻回する場合においては、適切な撚りを施した方が、高周波数での特性がよい場合もある。実際にビニール線を巻いて作成したコイルは、殆どの場合、1MHz以上の周波数帯域において、Rs>Rn≧Rw、の関係を満足している。   Further, when a strong twist pitch is applied to the assembly of the plurality of bare single conductors 14, the bare single conductors 14 are in close contact with each other, and the conductor cross section in FIG. 28 is the same as the single conductor 12 in FIG. The skin effect and eddy current loss cannot be reduced. However, referring to the coil 1E formed using a single conductor of 1 mm, as will be described later, in the case of using a collection of bare single conductors as the conductor forming the coil and winding with a gap between the conductors In some cases, the characteristics at a high frequency are better when appropriate twisting is performed. In most cases, a coil actually wound with a vinyl wire satisfies the relationship Rs> Rn ≧ Rw in a frequency band of 1 MHz or higher.
巻回方法としては、図2(A)に示したように、隣接する導線11を密着させて巻回する方法や、図27Aに示したように、隣接する導線11間に空隙を設けて巻回する方法を適用可能である。いずれも平板空芯単層渦巻状に巻回することでコイルを形成できる。なお、導線11cを密接巻したとき、隣接する導線との間に絶縁被覆13cによる空隙を設けることができ、図27(A)に示した実施形態と同様にして、空隙を設けることで、図27(B)に示すように、隣接する一方の導線を流れる電流により、導線近傍に発生する磁束Φが、隣接する導線を貫かなくなり、隣接する導線を磁束Φが貫くことにより、隣接する導線内に発生する渦電流損を抑えるとともに、渦電流により、導線中を流れる電流が影響されるのを防ぎ、実効直列抵抗の増加を低減できる。なお、表皮効果の影響も低減できる。   As a winding method, as shown in FIG. 2 (A), a method in which adjacent conductors 11 are brought into close contact with each other, or as shown in FIG. 27A, a gap is provided between adjacent conductors 11 for winding. The method of turning is applicable. In either case, the coil can be formed by winding it into a flat air core single layer spiral. When the conducting wire 11c is closely wound, a gap by the insulating coating 13c can be provided between the adjacent conducting wires. By providing the gap in the same manner as in the embodiment shown in FIG. As shown in FIG. 27 (B), the magnetic flux Φ generated in the vicinity of the conducting wire is prevented from passing through the adjacent conducting wire due to the current flowing through one of the neighboring conducting wires, and the magnetic flux Φ penetrates the neighboring conducting wire. In addition to suppressing eddy current loss occurring in the eddy current, it is possible to prevent the eddy current from affecting the current flowing in the conducting wire and to reduce the increase in effective series resistance. In addition, the influence of the skin effect can also be reduced.
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効直列抵抗Rw(Ω)が低く、Rs>Rn≧Rw、を満足している最高周波数f2(Hz)も高いので、電力伝送特性がよい。   Since the effective series resistance Rw (Ω) is low over a wide frequency range and the maximum frequency f2 (Hz) that satisfies Rs> Rn ≧ Rw is high, the coil of the above embodiment has good power transmission characteristics.
(導体内部に絶縁層を有するコイルの例の説明)
図31は、この発明のさらに他の実施形態におけるコイルを形成する導体内部に絶縁層を有する電力伝送装置のコイルを示す図であり、図31(A)は平面図を示し、図31(B)は図31(A)の線4B−4Bに沿う断面を拡大して示す。図32は、図31に示したコイルに用いられる導線の断面図である。
(Description of an example of a coil having an insulating layer inside a conductor)
FIG. 31 is a view showing a coil of a power transmission device having an insulating layer inside a conductor forming a coil in still another embodiment of the present invention, FIG. 31 (A) is a plan view, and FIG. ) Is an enlarged cross-sectional view taken along line 4B-4B in FIG. FIG. 32 is a cross-sectional view of a conductive wire used in the coil shown in FIG.
この実施形態は、図32(B)に示す単導線15に、ポリウレタンなどの透明樹脂を絶縁被覆16として施した、例えば、図32(A)に示す断面構造を持つ導線8の集合体導線である11d(通称リッツ線とも称される)を、コイルを形成する導線として用いる。   In this embodiment, a single conductor 15 shown in FIG. 32 (B) is made of a transparent resin such as polyurethane as an insulation coating 16, for example, an assembly conductor of conductor 8 having a cross-sectional structure shown in FIG. 32 (A). A certain 11d (also referred to as a litz wire) is used as a conductor forming a coil.
図32(A)に示す導線11dにおいて、導体15の断面積と、絶縁被覆16の断面積との比率は、導線径や導線内部の導体分割数などにより決まるので、一概にはいえないが、導線11dは、それぞれに絶縁被覆16が施された、例えば7本の単導線8の集合体で構成されている。単導線8は、絶縁被覆16を除く導体15の最大径をd4(mm)としたときに、d4が0.3mm以下であって、絶縁被覆の厚さαを(d4)/30以上に選ぶのが好ましい。また、絶縁被覆16以外の空気層も絶縁体層であるところから、図30(A)のように、単導線8が7本含まれる最小の円を描き、その円に内接する正六角形を考え、正六角形の面積と、線径d4の導体15の7本の合計断面積を計算すると、導線断面中の絶縁体層の比率は、空気層も含め、約11%になる。なお、表皮効果と過電流損の影響を示す図16の線径より、単導線8の最大径d4を0.3mm以下に選んでいる。   In the conductor 11d shown in FIG. 32A, the ratio between the cross-sectional area of the conductor 15 and the cross-sectional area of the insulating coating 16 is determined by the diameter of the conductor, the number of conductor divisions inside the conductor, etc. The conducting wire 11d is composed of, for example, an assembly of seven single conducting wires 8 each provided with an insulating coating 16. For the single conductor 8, when the maximum diameter of the conductor 15 excluding the insulating coating 16 is d4 (mm), d4 is 0.3 mm or less, and the thickness α of the insulating coating is selected to be (d4) / 30 or more. Is preferred. In addition, since the air layer other than the insulating coating 16 is also an insulator layer, as shown in FIG. 30A, a minimum circle including seven single conductors 8 is drawn, and a regular hexagon inscribed in the circle is considered. When the total cross-sectional area of the regular hexagonal area and the seven conductors 15 having the wire diameter d4 is calculated, the ratio of the insulator layer in the conductor cross section is about 11% including the air layer. In addition, the maximum diameter d4 of the single conductor 8 is selected to be 0.3 mm or less from the wire diameter of FIG. 16 showing the skin effect and the influence of overcurrent loss.
コイル1eは、図31(A)に示すように、絶縁性樹脂で形成されたボビン7に導線11dを図31(B)に示すように、多層密接巻きして構成される。コイル1eは、コイル外径をDとしたとき、少なくともコイル外径Dがリッツ線11dの最大径d3の25倍以上であり、かつ導線11dの巻き数が8以上になるように構成される。さらに、コイル1eの自己インダクタンスが少なくとも2μH以上を満足することを条件としている。   As shown in FIG. 31A, the coil 1e is formed by winding a conductive wire 11d around a bobbin 7 made of an insulating resin, as shown in FIG. 31B. The coil 1e is configured such that when the coil outer diameter is D, the coil outer diameter D is at least 25 times the maximum diameter d3 of the litz wire 11d, and the number of turns of the conducting wire 11d is eight or more. Furthermore, it is a condition that the self-inductance of the coil 1e satisfies at least 2 μH or more.
また、電力を伝送する周波数における、コイル1e単体での実効直列抵抗をRw(Ω)、図31(A)に示したコイル1eを2個対向させ、対向する一方のコイルを短絡したときの、他方のコイルの実効直列抵抗をRs(Ω)、としたときに、Rs>Rw、を満足する最高周波数をf1(Hz)とすると、送電コイルである一方のコイルまたは他方のコイルは、f1(Hz)未満の周波数fd(Hz)にて駆動される。   Moreover, when the effective series resistance of the coil 1e alone at the frequency at which power is transmitted is Rw (Ω), two coils 1e shown in FIG. 31A are opposed to each other, and one of the opposed coils is short-circuited, When the effective series resistance of the other coil is Rs (Ω), and the highest frequency satisfying Rs> Rw is f1 (Hz), one coil or the other coil that is a power transmission coil is f1 ( Driven at a frequency fd (Hz) less than Hz.
さらに、電力を伝送する周波数における、対向するコイルの一方を開放したときの他方のコイルの実効直列抵抗をRn(Ω)、としたときに、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数をf2(Hz)とすると、送電コイルである一方のコイルまたは他方のコイルは、f2(Hz)未満の周波数fd(Hz)にて駆動される。   Furthermore, when the effective series resistance of the other coil when one of the opposing coils is opened is Rn (Ω) at the frequency at which power is transmitted, the maximum frequency satisfying Rs> Rn ≧ Rw is f2 Assuming (Hz), one coil or the other coil which is a power transmission coil is driven at a frequency fd (Hz) less than f2 (Hz).
さらに、コイル1eの熱抵抗をθi(℃/W)、コイル1eの許容動作温度をTw(℃)、コイル1eが設置される場所の周囲温度をTa(℃)、電力を伝送しているときにコイル1eに流れる交流電流をIa(A)、としたときに、fd(Hz)にて、Rw≦(Tw−Ta)/(Ia×θi)、を満足する。 Furthermore, when the thermal resistance of the coil 1e is θi (° C / W), the allowable operating temperature of the coil 1e is Tw (° C), the ambient temperature of the place where the coil 1e is installed is Ta (° C), and power is transmitted When the alternating current flowing through the coil 1e is Ia (A), Rw ≦ (Tw−Ta) / (Ia 2 × θi) is satisfied at fd (Hz).
図31に示した実施形態は、図32(A)に示した複数の単導線8の集合体からなる導線11dをボビン7に多層密接巻きしたが、これに限ることなく、図2(A)に示した単層密接巻きや、図27(A)に示した単層疎巻き、図29(A)に示した外周部における隣接する導線は密接して密巻きし、内周部における隣接する導線は空隙を有して疎巻きしてもよい。   In the embodiment shown in FIG. 31, the conductive wire 11 d composed of an assembly of a plurality of single conductive wires 8 shown in FIG. 32A is wound in multiple layers around the bobbin 7, but the present invention is not limited to this. The single-layer close winding shown in FIG. 27, the single-layer loose winding shown in FIG. 27A, and the adjacent conductors in the outer peripheral portion shown in FIG. The conducting wire may be loosely wound with a gap.
上記実施形態のコイルは、広い周波数範囲で実効直列抵抗Rw(Ω)が低く、Rs>Rn≧Rw、を満足している最高周波数f2(Hz)も高いので、電力伝送特性がよい。また、本実施形態においては、リッツ線を数本撚って1本の撚り線とし、さらに撚り線を数本まとめて撚り、太い電線としてもよい。   Since the effective series resistance Rw (Ω) is low over a wide frequency range and the maximum frequency f2 (Hz) that satisfies Rs> Rn ≧ Rw is high, the coil of the above embodiment has good power transmission characteristics. In the present embodiment, several litz wires may be twisted to form one stranded wire, and several twisted wires may be twisted together to form a thick electric wire.
(導線の構造の説明)
図33、図34、図35、図36、図37(A)〜図37(C)は、この発明のその他の実施形態における電力伝送装置のコイルを構成する導線の構造を示す図である。
(Description of conductor structure)
33, FIG. 34, FIG. 35, FIG. 36, and FIG. 37 (A) to FIG. 37 (C) are diagrams showing the structure of the conductive wire that constitutes the coil of the power transmission device according to another embodiment of the present invention.
図33は、パイプ状の導体17内に絶縁材料18が充填されており、パイプ内が空洞である場合に、パイプが折れて、曲げ加工ができなくなるのを防止している。なお、パイプの材質やパイプの肉厚により、パイプ自体が可撓性を持つ場合は、パイプ内が空洞であってもよい。   In FIG. 33, when the pipe-shaped conductor 17 is filled with the insulating material 18, and the pipe is hollow, the pipe is prevented from being bent and cannot be bent. If the pipe itself has flexibility depending on the material of the pipe and the thickness of the pipe, the inside of the pipe may be hollow.
図34は、絶縁材料19上に、分割して導体20を形成したものの一例を示す。   FIG. 34 shows an example in which the conductor 20 is divided and formed on the insulating material 19.
図35は、絶縁材料21上に、分割して導体22を形成し、絶縁材料21の内部にも導体23を形成したものの一例を示す。   FIG. 35 shows an example in which the conductor 22 is divided and formed on the insulating material 21, and the conductor 23 is also formed inside the insulating material 21.
図36は、断面十字状の絶縁材料26に、分割して導体27を形成したものの一例を示す。   FIG. 36 shows an example in which the conductor 27 is divided and formed on the insulating material 26 having a cross-shaped cross section.
図37(A)〜図37(C)は、箔状導体と絶縁材料を重ね、断面が螺旋状で、導体と絶縁体が交互に存在するように導線を形成したものである。すなわち、図37(A)に示すように箔状導体24と絶縁材料25とを積層し、図37(B)に示すように積層した箔状導体24と絶縁材料とを巻回し、図37(C)に示すように断面が螺旋状となる導線を形成したものである。   37 (A) to 37 (C) show a structure in which a foil-like conductor and an insulating material are overlapped, and a conductor is formed so that a cross-section is spiral and conductors and insulators are alternately present. That is, the foil conductor 24 and the insulating material 25 are laminated as shown in FIG. 37A, and the laminated foil conductor 24 and the insulating material are wound as shown in FIG. As shown in C), a conductive wire having a spiral cross section is formed.
図33〜図36は、導線を構成する単導線の周上に導体層が有るが、導体層に絶縁被覆を施しても、施さなくても、実施形態に適合するなら、いずれでもよい。   In FIGS. 33 to 36, the conductor layer is provided on the periphery of the single conductor constituting the conductor. However, the conductor layer may or may not be provided with an insulating coating as long as it conforms to the embodiment.
上述のごとく、図33〜図36は、コイルを形成する導体内部に絶縁層を有する実施形態で、絶縁材料は導線内部に絶縁層を設けるとともに、導線に可撓性を持たせ、導線の曲げ加工を容易にするものである。   As described above, FIGS. 33 to 36 are embodiments in which an insulating layer is provided inside a conductor forming a coil, and the insulating material is provided with an insulating layer inside the conducting wire, and the conducting wire is made flexible so that the bending of the conducting wire is possible. It facilitates processing.
また、図32(A)に示す単導線を束ねて形成した導線内に存在する空気層、図32(A)、図33〜図37に示す導線を多層巻きする場合において、コイル断面に存在する空気層も、絶縁材とみなせる。   In addition, the air layer existing in the conductor formed by bundling the single conductor shown in FIG. 32 (A), and the conductor shown in FIG. 32 (A) and FIGS. The air layer can also be regarded as an insulating material.
図32(A)、図33〜図37の実施形態では、導線を構成する導体の表面積を増加させることができ、導体を貫通する磁束による渦電流損は、導体の体積に比例して増加する。このため、導線内の導体を貫く磁束経路に存在する導体体積を減少させることができるので、表皮効果および渦電流損による実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を防止できる。   In the embodiment of FIG. 32A and FIGS. 33 to 37, the surface area of the conductor constituting the conductor can be increased, and the eddy current loss due to the magnetic flux penetrating the conductor increases in proportion to the volume of the conductor. . For this reason, since the volume of the conductor existing in the magnetic flux path passing through the conductor in the conductor can be reduced, the increase in the effective series resistance Rw (Ω) due to the skin effect and eddy current loss can be prevented.
図32(A)、図33〜図37の実施形態は、導線を構成する導体を分割し、導線内部に絶縁層を設ける一例に過ぎず、その他の実施形態が存在することは言うまでもない。   The embodiment shown in FIG. 32A and FIGS. 33 to 37 is merely an example in which the conductor constituting the conducting wire is divided and an insulating layer is provided inside the conducting wire, and it goes without saying that other embodiments exist.
上述の各コイルは、1次側コイルと2次側コイルが分離可能な電力装置における送電コイルや受電コイルのみならず、2つのコイルが分離不能な変圧器(変成器)として使用することも可能である。   Each coil described above can be used not only as a power transmission coil and a power reception coil in a power device in which a primary side coil and a secondary side coil can be separated but also as a transformer (transformer) in which two coils cannot be separated. It is.
上述した各実施形態に示すコイルは、各実施形態のものを1次側コイル、2次側コイルとして同一のコイルを使用する必要はなく、例えば図2(A)の実施形態に示すコイル1aであっても、ターン数や外形が異なるコイルを、1次側コイル、2次側コイルとして用いてもよく、あるいは、図2(A)の実施形態のコイル1aと、図27Aの実施形態のコイル1cを組み合わせることもできる。このような構成とすることにより、巻線比を任意に設定可能となる。そして、昇圧、降圧が可能な、コイルを使った電力伝送手段が実現できる。   The coil shown in each embodiment described above does not need to use the same coil as the primary side coil and the secondary side coil in each embodiment. For example, the coil 1a shown in the embodiment of FIG. Even if it exists, you may use the coil from which a turn number and an external shape differ as a primary side coil, a secondary side coil, or the coil 1a of embodiment of FIG. 2 (A), and the coil of embodiment of FIG. 27A 1c can also be combined. With such a configuration, the winding ratio can be arbitrarily set. In addition, it is possible to realize a power transmission means using a coil that can be stepped up and down.
このような場合、Rw(Ω)は、各コイル単体で計測し、Rn(Ω)、Rs(Ω)は、両コイルを対向させ、各コイルにおいて計測し、Rs>Rw、Rs>Rn≧Rw、の関係を満足するかを確認すればよい。1次側、2次側の各コイルにて、Rw、Rn、Rs、の周波数特性を見ることにより、両コイルを組み合わせたときの電力伝送性能が予測できることは、上述したとおりである。   In such a case, Rw (Ω) is measured for each coil alone, and Rn (Ω) and Rs (Ω) are measured for each coil with Rs> Rw and Rs> Rn ≧ Rw. It is sufficient to check whether the relationship is satisfied. As described above, the power transmission performance when the two coils are combined can be predicted by observing the frequency characteristics of Rw, Rn, and Rs in each coil on the primary side and the secondary side.
あるいは、異なる数種のコイルを作成し、各コイルにおいて、同一のコイルを対向させ、Rw、Rn、Rsの周波数特性を計測した後に、特性の良いコイルを組み合わせて使ってもよい。組合せ後に、1次側コイル、2次側コイルにおいて、Rw、Rn、Rsの周波数特性を計測すれば、より好ましい。   Alternatively, several different types of coils may be created, and in each coil, the same coil may be opposed, and the frequency characteristics of Rw, Rn, and Rs may be measured, and then coils having good characteristics may be used in combination. It is more preferable to measure the frequency characteristics of Rw, Rn, and Rs in the primary side coil and the secondary side coil after the combination.
(不要輻射を防止するコイルの構成について)
図38は、不要輻射を防止するコイル1fの構造を示す図である。
(About the coil configuration to prevent unwanted radiation)
FIG. 38 is a diagram showing the structure of the coil 1 f that prevents unwanted radiation.
図38において、磁性材板51は、コイル50に対向する一方面側に、少なくとも1枚装備される。このようにコイル50の一方面側に磁性材板51を少なくとも1枚装備することにより、不要輻射を防止するコイル1fが実現できる。従来例では、コイル1fと同等の構成を持つコイルは、電力伝送性能を向上させる作用効果を持つと記載されている。しかし、後述する本発明の実施形態における磁性材板を装備した各種構成の電力伝送装置のコイルは、従来例に比べ、さらに電力伝送性能を向上させると共に、不要輻射を軽減し、磁性材板のコイル装備面の反対面に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を防ぐ作用効果を持つ。さらに、後述する本発明の実施形態における各種構成の電力伝送装置のコイルは、導線の種類、外径など他の構成要因が変化しても、同じ作用効果を持つ。   In FIG. 38, at least one magnetic material plate 51 is provided on one side facing the coil 50. Thus, by providing at least one magnetic material plate 51 on one surface side of the coil 50, the coil 1f that prevents unnecessary radiation can be realized. In the conventional example, it is described that a coil having a configuration equivalent to that of the coil 1f has an effect of improving power transmission performance. However, the coil of the power transmission device of various configurations equipped with the magnetic material plate in the embodiment of the present invention to be described later improves the power transmission performance and reduces unnecessary radiation as compared with the conventional example. It has the effect of preventing fluctuations in coil characteristics when a metal body is close to the surface opposite to the coil equipment surface. Furthermore, the coils of the power transmission devices having various configurations according to the embodiments of the present invention to be described later have the same effects even when other structural factors such as the type of the conductive wire and the outer diameter change.
上述したように、コイル1fにおいて、コイル50には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をRw(Ω)、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRs(Ω)、とすると、100kHzにて、RsRw、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル50には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル1Bからコイル1Gを使用する。
As described above, in the coil 1f, the coil 50 is short-circuited with the effective series resistance of one coil alone in the air-core state as Rw (Ω) and the other coil facing the one coil in the air-core state. When the effective series resistance of one coil is Rs (Ω), one coil satisfying Rs > Rw is used at 100 kHz. For example, as the coil 50, the coils 1B to 1G which are the embodiments of the present invention described above are used.
さらに、図38〜図49に示す磁性材板51または511,512と金属板55、絶縁板52を装備したコイル1fからコイル1tを一方のコイルとしたときに、100kHzにてコイル1fからコイル1tが、RsRw、を満足しているのが好ましい。
Furthermore, when the coil 1f to the coil 1t having the magnetic material plates 51 or 511 and 512, the metal plate 55, and the insulating plate 52 shown in FIGS. 38 to 49 are used as one coil, the coils 1f to 1t at 100 kHz are used. However, it is preferable that Rs > Rw is satisfied.
さらに、磁性材板51を装備したコイル1fを一方のコイルとしたときに、100kHzにて、コイル1fが、RsRw、を満足しているのが好ましい。
Furthermore, when the coil 1f equipped with the magnetic material plate 51 is one coil, the coil 1f preferably satisfies Rs > Rw at 100 kHz.
コイル1fが、RsRw、を満足する最高周波数をf1(Hz)とすると、コイル1fを装備した電力伝送装置100は、f1(Hz)未満の周波数で電力を伝送する。
Assuming that the highest frequency satisfying Rs > Rw of the coil 1f is f1 (Hz), the power transmission device 100 equipped with the coil 1f transmits power at a frequency less than f1 (Hz).
コイル1fが、電力伝送装置100の送電コイル1である場合、コイル1fは、図1に示した交流電源30bにより、f1(Hz)未満の周波数fa(Hz)で駆動される。   When the coil 1f is the power transmission coil 1 of the power transmission device 100, the coil 1f is driven at a frequency fa (Hz) less than f1 (Hz) by the AC power supply 30b shown in FIG.
電力伝送装置100の送電部30が、コイル1fを含む場合、コイル1fを含む送電部30は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。   When the power transmission unit 30 of the power transmission device 100 includes the coil 1f, the power transmission unit 30 including the coil 1f is a power transmission device of the power transmission device of the present invention.
電力伝送装置100の受電部が40、コイル1fを含む場合、コイル1fを含む受電部40は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。   When the power receiving unit of the power transmission device 100 includes 40 and the coil 1f, the power receiving unit 40 including the coil 1f is a power receiving device of the power transmission device of the present invention.
(不要輻射を防止するコイルの他の構成について)
図39は、コイル50と磁性材板51との間に、絶縁板52を設けたコイル1gを示す図である。図39において、絶縁板52は、周波数が高くなったときのコイル1gの実効直列抵抗Rwa(Ω)の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイル1gのQの低下を防止できる。
(Other coil configurations that prevent unwanted radiation)
FIG. 39 is a diagram showing a coil 1 g in which an insulating plate 52 is provided between the coil 50 and the magnetic material plate 51. In FIG. 39, the insulating plate 52 can suppress an increase in the effective series resistance Rwa (Ω) of the coil 1g when the frequency is increased. Further, it is possible to prevent the Q of the coil 1g from being lowered when the frequency is increased.
図40は、コイル50の一方面側に2層の磁性材板511と磁性材板512を設けたコイル1hを示す図である。図40において、コイル1hは磁性材板511と磁性材板512とを設けたことによって、コイル1fの構成に比べ、コイルのインダクタンスを高め、コイルのQを高くすることができる。   FIG. 40 is a diagram showing a coil 1 h in which two layers of a magnetic material plate 511 and a magnetic material plate 512 are provided on one side of the coil 50. In FIG. 40, the coil 1h is provided with the magnetic material plate 511 and the magnetic material plate 512, so that the coil inductance can be increased and the coil Q can be increased as compared with the configuration of the coil 1f.
図41は、図40に示すコイル1hを構成する2枚の磁性材板511,512の間に、厚みがI(mm)の絶縁板52を設けたコイル1jを示す図である。図41において、絶縁板52は、周波数が高くなったときのコイル1jの実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を抑えることができる。また、周波数が高くなったときのコイル1jのQの低下を防止できる。このような構成は、コイルの厚さが増すが、送電コイルに使うのに適している。特に、送電コイルは、電気エネルギーを磁気エネルギーに変換しており、不要輻射の原因を除去するのには、送電コイルにて対応するのが好ましい。絶縁板52の厚さI(mm)は、磁性材板511または512の厚さの半分以上であるのが好ましい。絶縁板52の作用効果については、前述した通りである。
FIG. 41 is a view showing a coil 1j in which an insulating plate 52 having a thickness of I (mm) is provided between two magnetic material plates 511 and 512 constituting the coil 1h shown in FIG. In FIG. 41, the insulating plate 52 can suppress an increase in the effective series resistance Rw (Ω) of the coil 1j when the frequency is increased. Further, it is possible to prevent the Q of the coil 1j from being lowered when the frequency is increased. Such a configuration increases the thickness of the coil but is suitable for use in a power transmission coil. In particular, the power transmission coil converts electrical energy into magnetic energy, and it is preferable to use a power transmission coil to eliminate the cause of unnecessary radiation. The thickness I (mm) of the insulating plate 52 is preferably at least half of the thickness of the magnetic material plate 511 or 512. The effect of the insulating plate 52 is as described above.
(金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイルの構成について)
図42は、コイルに金属体が近接したときに、コイルの特性変動を防止するコイル1kの構造を示す図である。図42において、金属板55は厚みM(mm)を有し、コイル50の一方面側に絶縁板54を、所定距離G(mm)を介してコイル50に対向して装備される。金属板55の寸法は、コイル50の寸法と同等以上で、コイル50の全面に対向するように配置される。コイル50には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル1Bからコイル1Gが使用される。所定距離G(mm)は、絶縁板54の厚みと同じであり、コイル外径Dの10%以上に選ばれている。コイルの50の特性変動が少ないので所定距離G(mm)は長いほど好ましい。一方のコイルに、図42のように金属板55を装備することにより、コイル50に他の金属体が近接したときに、特性変動を防止可能なコイルが実現できる。
(Regarding the coil configuration that prevents fluctuations in coil characteristics when a metal object is in close proximity)
FIG. 42 is a diagram showing the structure of the coil 1k that prevents fluctuations in coil characteristics when a metal body is close to the coil. 42, a metal plate 55 has a thickness M (mm), and an insulating plate 54 is provided on one surface side of the coil 50 so as to face the coil 50 through a predetermined distance G (mm). The dimension of the metal plate 55 is equal to or greater than the dimension of the coil 50 and is disposed so as to face the entire surface of the coil 50. For the coil 50, for example, the coil 1B to the coil 1G which are the embodiments of the present invention described above are used. The predetermined distance G (mm) is the same as the thickness of the insulating plate 54 and is selected to be 10% or more of the coil outer diameter D. Since the fluctuation of the characteristics of the coil 50 is small, the longer the predetermined distance G (mm) is, the better. When one metal is provided with a metal plate 55 as shown in FIG. 42, a coil capable of preventing characteristic variation when another metal body approaches the coil 50 can be realized.
なお、絶縁板54には、前述した図26に示す絶縁材5を使用し、図26のように、コイル1aを絶縁性樹脂6に固定してもよい。図26に示す絶縁材5には、金属板、コイル1aのいずれかが装備されていればよい。したがって、図42に示すコイル1kのみならず、図39に示すコイル1g、図44に示すコイル1n、図45に示すコイル1p、図48に示すコイル1s、図49に示すコイル1tにおいても、図26の構成を適用できる。   Note that the insulating material 5 shown in FIG. 26 described above may be used for the insulating plate 54, and the coil 1 a may be fixed to the insulating resin 6 as shown in FIG. 26. The insulating material 5 shown in FIG. 26 may be equipped with either a metal plate or a coil 1a. Therefore, not only the coil 1k shown in FIG. 42 but also the coil 1g shown in FIG. 39, the coil 1n shown in FIG. 44, the coil 1p shown in FIG. 45, the coil 1s shown in FIG. 48, and the coil 1t shown in FIG. 26 configurations can be applied.
(金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイルの構成について)
図43は、金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル1mの構成を示す図である。図43では、図42において、絶縁板54のコイル50に対向する面の反対側に配置される金属板55との間に設けられる所定距離G(mm)の間隔に代わって、磁性材板51が設けられる。コイル50には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル1Bからコイル1Gが使用される。金属板55は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが0.1mm以上に選ばれている。金属板55は、磁性材板51と同等の寸法である。特許文献3に記載のように、金属板55を磁性材板51の寸法よりも大きくすると、対向するコイルの導線巻回外径が、コイル1mの導線巻回外径よりも大きい場合に不都合が生じる。対向するコイルの導線巻回外径が、コイル1mの導線巻回外径よりも大きい場合のコイル構成については後述する。
(Concerning the configuration of the coil that prevents both the proximity effect of the metal body and unnecessary radiation)
FIG. 43 is a diagram showing a configuration of the coil 1m that prevents both the proximity effect of the metal body and unnecessary radiation. In FIG. 43, instead of the interval of a predetermined distance G (mm) provided between the metal plate 55 disposed on the opposite side of the surface of the insulating plate 54 facing the coil 50 in FIG. Is provided. For the coil 50, for example, the coil 1B to the coil 1G which are the embodiments of the present invention described above are used. The metal plate 55 is a metal or alloy having diamagnetic or paramagnetic magnetic properties and has a thickness of 0.1 mm or more. The metal plate 55 has the same dimensions as the magnetic material plate 51. As described in Patent Document 3, if the metal plate 55 is made larger than the dimension of the magnetic material plate 51, there is a problem when the wire winding outer diameter of the opposing coil is larger than the wire winding outer diameter of the coil 1 m. Arise. The coil configuration in the case where the outer diameter of the winding of the opposing coil is larger than the outer diameter of the winding of the coil 1m will be described later.
図44は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル1nの構成を示す図である。図44においては、絶縁板52が、磁性材板51と金属板55との間に設けられる。絶縁板52の作用効果については、前述した通りである。金属板55は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが0.1mm以上に選ばれている。   FIG. 44 is a diagram showing a configuration of a coil 1n that prevents both the proximity effect of a metal body and unnecessary radiation according to another embodiment of the present invention. In FIG. 44, the insulating plate 52 is provided between the magnetic material plate 51 and the metal plate 55. The effect of the insulating plate 52 is as described above. The metal plate 55 is a metal or alloy having diamagnetic or paramagnetic magnetic properties and has a thickness of 0.1 mm or more.
図45は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル1pの構成を示す図である。図45においては、絶縁板52が、コイル50と磁性材板51との間に設けられる。絶縁板52の作用効果については、前述した通りである。金属板55は、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが0.1mm以上に選ばれている。   FIG. 45 is a diagram showing a configuration of a coil 1p that prevents both the proximity effect of a metal body and unnecessary radiation according to another embodiment of the present invention. In FIG. 45, the insulating plate 52 is provided between the coil 50 and the magnetic material plate 51. The effect of the insulating plate 52 is as described above. The metal plate 55 is a metal or alloy having diamagnetic or paramagnetic magnetic properties and has a thickness of 0.1 mm or more.
図46は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル1qの構成を示す図である。図46においては、コイル50の一方面側に、磁性材板511、磁性材板512が設けられる。2枚の磁性材板511,512を設けることにより、コイル50のインダクタンスを高め、コイル50のQを高くできる。また、2枚の磁性材板511,512を設けることにより、磁性材板512側に設ける金属板55の種類や厚さによるコイル特性の変動を軽減できる。そのため、金属板55は、前述してきたコイル1kからコイル1pとは異なり、その磁気的性質や厚さは任意のものが選べる。金属板55に、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金であって、厚さが0.01mm以上のものを使用すれば、より好ましい。コイル50には、例えば、上述してきた本発明の実施形態であるコイル1Bからコイル1Gが使用される。   FIG. 46 is a diagram showing a configuration of a coil 1q that prevents both the proximity effect of a metal body and unnecessary radiation according to another embodiment of the present invention. In FIG. 46, a magnetic material plate 511 and a magnetic material plate 512 are provided on one side of the coil 50. By providing the two magnetic material plates 511 and 512, the inductance of the coil 50 can be increased and the Q of the coil 50 can be increased. Also, by providing the two magnetic material plates 511 and 512, fluctuations in coil characteristics due to the type and thickness of the metal plate 55 provided on the magnetic material plate 512 side can be reduced. Therefore, unlike the coil 1k to the coil 1p described above, the metal plate 55 can have any magnetic property and thickness. It is more preferable to use a metal or alloy having a diamagnetic or paramagnetic magnetic property and having a thickness of 0.01 mm or more as the metal plate 55. For the coil 50, for example, the coil 1B to the coil 1G which are the embodiments of the present invention described above are used.
図47は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル1rの構成を示す図である。図47においては、コイル50の一方側に磁性材板511が設けられる。絶縁板52が、磁性材板511と磁性材板512との間に設けられ、磁性材板512側に金属板55が設けられる。絶縁板52の作用効果については、前述した通りである。金属板55は、磁性材板511,512と同等の寸法である。絶縁板52の厚さI(mm)は、コイル1jと同様に選ばれる。   FIG. 47 is a diagram showing a configuration of a coil 1r that prevents both the proximity effect of a metal body and unnecessary radiation according to another embodiment of the present invention. In FIG. 47, a magnetic material plate 511 is provided on one side of the coil 50. The insulating plate 52 is provided between the magnetic material plate 511 and the magnetic material plate 512, and the metal plate 55 is provided on the magnetic material plate 512 side. The effect of the insulating plate 52 is as described above. The metal plate 55 has the same dimensions as the magnetic material plates 511 and 512. The thickness I (mm) of the insulating plate 52 is selected similarly to the coil 1j.
図48は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル1sの構成を示す図である。図48においては、絶縁板52が、磁性材板512と金属板55との間に設けられる。絶縁板52の作用効果については、前述した通りである。金属板55は、磁性材板512と同等の寸法である。   FIG. 48 is a diagram showing a configuration of a coil 1s that prevents both the proximity effect of the metal body and unnecessary radiation according to another embodiment of the present invention. In FIG. 48, the insulating plate 52 is provided between the magnetic material plate 512 and the metal plate 55. The effect of the insulating plate 52 is as described above. The metal plate 55 has the same dimensions as the magnetic material plate 512.
図49は、本発明のその他の実施形態である金属体の近接影響と、不要輻射の双方を防止するコイル1tの構成を示す図である。図49においては、絶縁板52が、コイル50の一方面側に設けられる。絶縁板52に磁性材板511,512、金属板55に設けられる。絶縁板52の作用効果については、前述した通りである。金属板55は、磁性材板511,512と同等の寸法である。   FIG. 49 is a diagram showing a configuration of a coil 1t that prevents both the proximity effect of a metal body and unnecessary radiation according to another embodiment of the present invention. In FIG. 49, the insulating plate 52 is provided on one side of the coil 50. The insulating plate 52 is provided with magnetic material plates 511 and 512 and a metal plate 55. The effect of the insulating plate 52 is as described above. The metal plate 55 has the same dimensions as the magnetic material plates 511 and 512.
3枚以上の磁性材板を使用した場合も、絶縁材を装備する場所は、図47に示すように複数の磁性材板511,512の間、コイル50と磁性材板51の間、磁性材板51と金属板55の間など、種々の実施形態がある。絶縁板52の作用効果は、前述した通りである。   Even when three or more magnetic material plates are used, the place where the insulating material is provided is between the plurality of magnetic material plates 511 and 512, between the coil 50 and the magnetic material plate 51, as shown in FIG. There are various embodiments, such as between the plate 51 and the metal plate 55. The effect of the insulating plate 52 is as described above.
上述したように、コイル1gからコイル1tにおいて、コイル50には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をRwa(Ω)、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRsa(Ω)、とすると、100kHzにて、RsRw、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル50には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル1Bからコイル1Gを使用する。
As described above, in the coils 1g to 1t, the coil 50 includes the effective series resistance of one coil alone in the air-core state as Rwa (Ω), and the other coil facing the one coil in the air-core state. Assuming that the effective series resistance of one coil when R is short-circuited is Rsa (Ω), one coil that satisfies Rs > Rw at 100 kHz is used. For example, as the coil 50, the coils 1B to 1G which are the embodiments of the present invention described above are used.
さらに、磁性材板51または511,512と金属板55を装備したコイル1gからコイル1tを一方のコイルとしたときに、100kHzにてコイル1gからコイル1tが、RsRw、を満足しているのが好ましい。
Further, when the coil 1g to the coil 1t are provided with the magnetic material plate 51 or 511, 512 and the metal plate 55, the coil 1g to the coil 1t satisfy Rs > Rw at 100 kHz. Is preferred.
コイル1gからコイル1tが、RsRw、を満足する最高周波数をf1(Hz)とすると、コイル1gからコイル1tを装備した電力伝送装置100は、f1(Hz)未満の周波数で電力を伝送する。
Assuming that the highest frequency satisfying Rs > Rw from coil 1g to coil 1t is f1 (Hz), power transmission device 100 equipped with coil 1t to coil 1t transmits power at a frequency less than f1 (Hz). .
コイル1gからコイル1tが、電力伝送装置100の送電コイル1である場合、コイル1gからコイル1tは、交流電源30bにより、f1(Hz)未満の周波数fa(Hz)で駆動される。   When the coils 1g to 1t are the power transmission coil 1 of the power transmission device 100, the coils 1g to 1t are driven at a frequency fa (Hz) less than f1 (Hz) by the AC power supply 30b.
電力伝送装置100の送電部30が、コイル1gからコイル1tを含む場合、コイル1gからコイル1tを含む送電部30は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。   When the power transmission unit 30 of the power transmission device 100 includes the coil 1g to the coil 1t, the power transmission unit 30 including the coil 1g to the coil 1t is a power transmission device of the power transmission device of the present invention.
電力伝送装置100の受電部40が、コイル1gからコイル1tを含む場合、コイル1gからコイル1tを含む受電部40は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。   When the power reception unit 40 of the power transmission device 100 includes the coil 1g to the coil 1t, the power reception unit 40 including the coil 1g to the coil 1t is a power reception device of the power transmission device of the present invention.
上述してきた金属板55か、磁性材板51または511,512の少なくとも一方を装備したコイルである、コイル1gからコイル1tの詳細な作用効果については、以降に詳述する。   Detailed actions and effects of the coils 1g to 1t, which are coils equipped with at least one of the metal plate 55 and the magnetic material plates 51, 511, and 512, will be described in detail later.
(対向するコイル外径が異なる場合について)
図50は、対向する双方のコイルを構成する要素の立体図である。図50に示すように対向するコイル1ma,1mbは、図43に示すコイル1mと同等にして、コイル50a,50bと、磁性材板51a,51bと、金属板55a.55bとで構成されている。
(When the opposing coil outer diameter is different)
FIG. 50 is a three-dimensional view of elements constituting both opposing coils. As shown in FIG. 50, the opposing coils 1ma and 1mb are equivalent to the coil 1m shown in FIG. 43, and the coils 50a and 50b, the magnetic material plates 51a and 51b, and the metal plates 55a. 55b.
図51と図52は、図43に示すコイル1mと同等に構成され、コイル50aとコイル50bとの外径が異なる場合の対向状態を示す図である。導線巻回外径が大きいコイル50bを送電コイル、導線巻回外径が小さいコイル50aを受電コイルとする。   FIGS. 51 and 52 are diagrams showing an opposed state when the outer diameters of the coils 50a and 50b are different from each other and are configured in the same manner as the coil 1m shown in FIG. The coil 50b having a large conductor winding outer diameter is referred to as a power transmission coil, and the coil 50a having a small conductor winding outer diameter is referred to as a power receiving coil.
図51は、対向する送電コイル1mbと受電コイル1maの中心が一致している場合を示す。図51において、一方のコイルを構成する受電コイル導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最大距離をDaとし、一方のコイルに対向する他方のコイルを構成する送電コイル導線の巻回面の中心から巻回面の端までの最小距離をDb、とし、Db>Da、のときに、受電コイル導線の巻回面の中心から磁性材板51bの端までの最小距離が、少なくとも、Db+(Db−Da)×2、に設定されている。   FIG. 51 shows a case where the centers of the opposing power transmission coil 1mb and power reception coil 1ma coincide. In FIG. 51, Da is the maximum distance from the center of the winding surface of the power receiving coil conducting wire constituting one coil to the end of the winding surface, and the winding of the power transmitting coil conducting wire constituting the other coil facing one coil The minimum distance from the center of the winding surface to the end of the winding surface is Db, and when Db> Da, the minimum distance from the center of the winding surface of the receiving coil conducting wire to the end of the magnetic material plate 51b is at least , Db + (Db−Da) × 2.
図52は、対向する受電コイル1maの導線巻回面が、点線で示す送電コイル1mbの導線巻回面内にあって、かつ、受電コイル1maの導線巻回面の端と、送電コイル1mbの導線巻回面の端が同じ位置にある状態を示す。対向する送電コイル1mbと受電コイル1aの相対位置は、図52に示すように、受電コイル導線巻回面の端が送電コイル導線巻回面の端内にある場合まで許容できる。特許文献3に記載のように、受電コイル1maの導線巻回面と同等寸法の磁性材板が装備され、磁性材板よりも大きい金属板が装備されているとすると、図52の場合において、送電コイル1mbの導線巻回面に金属板が対向してしまう。送電コイル1mbの導線巻回面に金属板が対向すると、当然、送電コイル1mbの特性は変化する。さらに、導線巻回面と同等の寸法の磁性材板が装備されていても、磁性材板の裏面に金属板が存在する場合、送電コイル1mbと受電コイル1maの相対位置によっては、送電コイル1mbの導線巻回面に金属板が対向してしまう。したがって、導線巻回面に他方のコイルの磁性材が対向するよう、磁性材板の形状、寸法を決めなければならない。   In FIG. 52, the conductive wire winding surface of the opposing power receiving coil 1 ma is in the conductive wire winding surface of the power transmission coil 1 mb indicated by a dotted line, and the end of the conductive wire winding surface of the power receiving coil 1 ma and the power transmission coil 1 mb The state which the end of conducting-wire winding surface exists in the same position is shown. As shown in FIG. 52, the relative positions of the opposing power transmission coil 1mb and power reception coil 1a are permissible until the end of the power reception coil conductor winding surface is within the end of the power transmission coil conductor winding surface. As described in Patent Document 3, if a magnetic material plate having the same dimensions as the conductive wire winding surface of the power receiving coil 1ma is equipped, and a metal plate larger than the magnetic material plate is equipped, in the case of FIG. The metal plate faces the conductive wire winding surface of the power transmission coil 1mb. When the metal plate faces the conductive wire winding surface of the power transmission coil 1mb, the characteristics of the power transmission coil 1mb naturally change. Furthermore, even if a magnetic material plate having the same dimensions as the conductive wire winding surface is provided, if a metal plate exists on the back surface of the magnetic material plate, depending on the relative position of the power transmission coil 1mb and the power reception coil 1ma, the power transmission coil 1mb The metal plate faces the conductive wire winding surface. Therefore, the shape and size of the magnetic material plate must be determined so that the magnetic material of the other coil faces the conductive wire winding surface.
図52の場合において、送電コイル1mbの外径をD1、受電コイル1maの外径をD2とすると、受電コイル1maの磁性材板の外径は、Y=D1−D2、とすると、D2+2×Yの寸法が必要となる。または、2(D1―D2)+D2=2×D1−D2の寸法が必要となる。   In the case of FIG. 52, if the outer diameter of the power transmission coil 1mb is D1, and the outer diameter of the power reception coil 1ma is D2, the outer diameter of the magnetic material plate of the power reception coil 1ma is Y = D1-D2, and D2 + 2 × Y The dimensions are required. Alternatively, the dimension of 2 (D1-D2) + D2 = 2 × D1-D2 is required.
図53は、送電コイル1mb、受電コイル1ma共に楕円形である場合の、送電コイル1mbと受電コイル1maの相対位置関係を示す図である。図53において、送電コイル1mbの最小外径をD11、送電コイル1mbの最大外形をD12、受電コイル1maの最小外径をD21、受電コイル1maの最大外形をD22、Y1=D11−D22、Y2=D12−D21とすると、コイル50の最小外径よりも最低でも2×Y1は大きい最小外形の磁性板でなければならない。また、コイル50の最大外径より2×Y2以下の最大外径を持つ磁性材板であって、受電コイル1maの導線巻回面が送電コイル1mbの導線巻回面内にあるときに、受電コイル1maに装備された磁性材板51aが、必ず送電コイル1mbの導線巻回面に対向するよう、磁性材板51aの寸法と形状を選ぶ。   FIG. 53 is a diagram illustrating a relative positional relationship between the power transmission coil 1mb and the power reception coil 1ma when both the power transmission coil 1mb and the power reception coil 1ma are elliptical. In FIG. 53, the minimum outer diameter of the power transmission coil 1mb is D11, the maximum outer shape of the power transmission coil 1mb is D12, the minimum outer diameter of the power reception coil 1ma is D21, the maximum outer diameter of the power reception coil 1ma is D22, Y1 = D11-D22, Y2 = Assuming D12-D21, the magnetic plate must have a minimum outer shape that is at least 2 × Y1 larger than the minimum outer diameter of the coil 50. The magnetic material plate has a maximum outer diameter of 2 × Y2 or less than the maximum outer diameter of the coil 50, and the power receiving coil 1ma has a conductor winding surface within the conductor winding surface of the power transmission coil 1mb. The size and shape of the magnetic material plate 51a are selected so that the magnetic material plate 51a mounted on the coil 1ma always faces the conductive wire winding surface of the power transmission coil 1mb.
上記は、以下のように一般化できる。「コイル」とは、導線巻回面を指すものとする。対向するコイルの寸法と形状が異なるとき、大きい方のコイルの中心または重心からコイル端面までの最大距離をLa、小さい方のコイルの中心または重心からコイル端面までの最小寸法をLbとする。La、Lbは、前述のD1等の直径に対し、半径に相当する。よって、小さいほうのコイルは、4(La−Lb)+2×Lb=4×La−2×Lb、の寸法以下であって、小さいほうのコイル対向面が大きい方のコイル対向面内に入っているときには、必ず大きい方のコイル対向面に磁性材板が対向するような寸法、形状の磁性材板を小さいほうのコイルが装備しなければならない。   The above can be generalized as follows. The “coil” refers to a conductive wire winding surface. When the size and shape of the opposing coils are different, the maximum distance from the center or center of gravity of the larger coil to the coil end surface is La, and the minimum dimension from the center or center of gravity of the smaller coil to the coil end surface is Lb. La and Lb correspond to radii with respect to the diameters of D1 and the like described above. Therefore, the smaller coil has a dimension of 4 (La−Lb) + 2 × Lb = 4 × La−2 × Lb or less, and the smaller coil facing surface enters the larger coil facing surface. The smaller coil must be equipped with a magnetic material plate having a size and shape so that the magnetic material plate faces the larger coil facing surface.
図54は、コイル対向面が円形以外の場合に、対向する送電コイル1と受電コイル2の一例を示す図である。例えば、図54(A)に示すように、受電コイル2が一辺40mmの正方形であったとする。受電コイル1maは、送電コイル1mbの面内に完全に入っている。この場合、受電コイル1maの最小外径D2は40mm、送電コイル1mbの最大外径D1は57×√2≒80mmとなる。したがって、受電コイル1maに装備される磁性材板51は、図54(A)に示すように、一辺が80mmの正方形であればよい。   FIG. 54 is a diagram illustrating an example of the power transmitting coil 1 and the power receiving coil 2 that face each other when the coil facing surface is not circular. For example, as shown in FIG. 54A, it is assumed that the power receiving coil 2 is a square having a side of 40 mm. The power receiving coil 1ma is completely in the plane of the power transmitting coil 1mb. In this case, the minimum outer diameter D2 of the power reception coil 1ma is 40 mm, and the maximum outer diameter D1 of the power transmission coil 1mb is 57 × √2≈80 mm. Therefore, the magnetic material plate 51 provided in the power receiving coil 1ma may be a square having a side of 80 mm as shown in FIG.
前述した図52のYを図54(A)に適用すると、Y=D1−D2=80−40=40mmである。受電コイル1maに、D2+Y×2の外径を持つ磁性材板を装備している。したがって、図52において、受電コイル1maは、対角線が、D2+Y×2=40+40×2=120mm(最大外寸)、一辺が、120/√2≒85mm(最小外寸)である正方形の磁性材板51を少なくとも装備しないとならない。しかし、図54(B)に示すように、受電コイル1maと送電コイル1mbの相対角度を変え、受電コイル1maが送電コイル1mbの面内に完全に入っている場合においても、送電コイル1mbに磁性材板51が完全に対向しているのが分かる。   When Y in FIG. 52 is applied to FIG. 54A, Y = D1−D2 = 80−40 = 40 mm. The power receiving coil 1ma is equipped with a magnetic material plate having an outer diameter of D2 + Y × 2. Therefore, in FIG. 52, the receiving coil 1ma is a square magnetic material plate whose diagonal is D2 + Y × 2 = 40 + 40 × 2 = 120 mm (maximum outer dimension) and whose one side is 120 / √2≈85 mm (minimum outer dimension). You must equip at least 51. However, even when the relative angle between the power receiving coil 1ma and the power transmitting coil 1mb is changed and the power receiving coil 1ma is completely within the plane of the power transmitting coil 1mb as shown in FIG. It can be seen that the material plates 51 are completely opposed.
図51〜図54の説明により、送電コイル1mbの磁性材板51の面積は、コイルの面積と同等またはそれ以上であり、コイルは磁性材板51の面積内にあり、受電コイル1maの磁性材板は、送電コイル1mbの面積内にあり、送電コイル1mb側の磁性材板に関係しない。また、送電コイル1mbと受電コイル1maの外径は、同一ないし受電コイル1maの外径のほうが小さく、受電コイル1maの導線巻回面は、送電コイル1mbの導線巻回面からはみ出ていない、というこれらの条件を満たしていれば、コイル、磁性材板の外径形状は問わない。   51 to 54, the area of the magnetic material plate 51 of the power transmission coil 1mb is equal to or larger than the area of the coil, and the coil is within the area of the magnetic material plate 51, and the magnetic material of the power receiving coil 1ma. The plate is within the area of the power transmission coil 1mb and is not related to the magnetic material plate on the power transmission coil 1mb side. Further, the outer diameters of the power transmission coil 1mb and the power reception coil 1ma are the same or the outer diameter of the power reception coil 1ma is smaller, and the conductive wire winding surface of the power reception coil 1ma does not protrude from the conductive wire winding surface of the power transmission coil 1mb. As long as these conditions are satisfied, the outer diameter shape of the coil and the magnetic material plate is not limited.
ただし、小さい方のコイル端が大きい方のコイルの端内に完全に入っているときに、小さい方のコイルに装備する磁性板として、大きい方のコイルに対向するように寸法、形状の磁性板を選び、かつ、小さい方のコイルに装備する磁性板の装備位置が選ばれてなくてはならない。   However, when the smaller coil end is completely within the larger coil end, the magnetic plate is sized and shaped to face the larger coil as the magnetic plate to be equipped on the smaller coil. And the mounting position of the magnetic plate to be mounted on the smaller coil must be selected.
(コイル1fからコイル1tの特性について)
図55は、図38に示すコイル1f、図39に示すコイル1g、図40に示すコイル1h、図41に示すコイル1jとして、それぞれ図15に示したコイル1Gを使用したときの各コイルにおける実効直列抵抗Rw(Ω)の周波数との関係を示す図である。
(Characteristics of coil 1f to coil 1t)
FIG. 55 shows the effectiveness of each coil when the coil 1G shown in FIG. 15 is used as the coil 1f shown in FIG. 38, the coil 1g shown in FIG. 39, the coil 1h shown in FIG. 40, and the coil 1j shown in FIG. It is a figure which shows the relationship with the frequency of series resistance Rw ((ohm)).
図56は、コイル1f,1g,1h,1jとして、それぞれコイル1Gを使用したときにおける各コイルのQの周波数との関係を示す図である。   FIG. 56 is a diagram showing a relationship with the frequency of Q of each coil when the coil 1G is used as each of the coils 1f, 1g, 1h, and 1j.
図55より明らかなように、コイル50に絶縁板52と磁性材板51を装備したコイル1gとコイル1fを比較すれば、例えば、1MHzにおける実効直列抵抗Rw(Ω)は、コイル1gの方が低い。このように、絶縁板52をコイル50に装備することにより、高周波数領域でのコイルの実効直列抵抗Rw(Ω)を低くすることができる。この傾向は、コイル50に磁性材板511,絶縁板53、磁性材板512を装備したコイル1jと、コイル50に磁性材板511,512を装備したコイル1hとを比較しても同じである。   As is clear from FIG. 55, when comparing the coil 1g and the coil 1f, in which the coil 50 is provided with the insulating plate 52 and the magnetic material plate 51, for example, the effective series resistance Rw (Ω) at 1 MHz is greater for the coil 1g. Low. As described above, by providing the coil 50 with the insulating plate 52, the effective series resistance Rw (Ω) of the coil in the high frequency region can be lowered. This tendency is the same even when the coil 1j in which the coil 50 is equipped with the magnetic material plate 511, the insulating plate 53, and the magnetic material plate 512 is compared with the coil 1h in which the coil 50 is equipped with the magnetic material plates 511 and 512. .
また、図56より明らかなように、コイル50に絶縁板52を装備したコイル1gは、例えば、1MHzにおけるコイルのQが、磁性材板51のみを装備したコイル1fよりも高い。図55、図56から明らかなように、絶縁板52をコイル50に装備しても、100kHzの周波数では、実効直列抵抗Rw(Ω)やQの差異は殆ど無い。このように、絶縁板52をコイル50に装備することにより、高周波数領域でのコイルのQを高くすることができる。この絶縁板の作用効果は、前述した磁性材板51または511,512を装備しているコイル1mからコイル1tにおいても同様である。よって、コイル1mからコイル1tについては、絶縁板に関する説明を省略する。   As is clear from FIG. 56, the coil 1g equipped with the insulating plate 52 in the coil 50 has a higher Q of the coil at 1 MHz than the coil 1f equipped with only the magnetic material plate 51, for example. As apparent from FIGS. 55 and 56, even if the insulating plate 52 is provided in the coil 50, there is almost no difference in effective series resistance Rw (Ω) and Q at a frequency of 100 kHz. Thus, by providing the coil 50 with the insulating plate 52, the Q of the coil in the high frequency region can be increased. The effect of this insulating plate is the same in the coils 1m to 1t equipped with the magnetic material plates 51, 511, and 512 described above. Therefore, the description regarding an insulating board is abbreviate | omitted about the coil 1m to the coil 1t.
(各種金属板がコイルに対向したときの説明)
図57は、コイル1Gを使用して各種の金属板を近接対向させたときの、コイル1G単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、コイル1G単体のインダクタンスLw(μH)を示す特性図である。
(Explanation when various metal plates face the coil)
FIG. 57 is a characteristic diagram showing the effective series resistance Rw (Ω) of the single coil 1G and the inductance Lw (μH) of the single coil 1G when various metal plates are brought close to each other using the coil 1G. .
図57に表記してあるが、構成(1)のコイルは、コイル1G単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、インダクタンスLw(μH)を表している。構成(2)のコイルは、後述する磁性材板を装備した場合に使用するので空欄としている。構成(3)のコイルは、コイル1Gに厚さ12μmのアルミ(Al)ホイルを近接させた状態である。構成(4)のコイルは、コイル1Gに厚さ0.1mmのアルミ板を近接させた状態である。構成(5)のコイルは、コイル1Gに厚さ0.5mmのアルミ板を近接させた状態である。構成(6)のコイルは、コイル1Gに厚さ3mmのアルミ板を近接させた状態である。構成(7)のコイルは、コイル1Gに厚さ35μmの銅箔(Cu)を近接させた状態である。構成(8)のコイルは、コイル1Gに厚さ0.1mmの銅板を近接させた状態である。構成(9)のコイルは、コイル1Gに厚さ0.5mmの銅板を近接させた状態である。構成(10)のコイルは、コイル1Gに厚さ0.5mmの鉄板(Fe)を近接させた状態である。図57には、構成(1)のコイル1G単体の特性と比較するため、構成(3)から構成(10)のコイルの、100kHzにおける実効直列抵抗Rw(Ω)と、インダクタンスLw(μH)が棒グラフで示してある。   As shown in FIG. 57, the coil of the configuration (1) represents the effective series resistance Rw (Ω) and the inductance Lw (μH) of the coil 1G alone. The coil of the configuration (2) is left blank because it is used when a magnetic material plate described later is provided. The coil of the configuration (3) is in a state where an aluminum (Al) foil having a thickness of 12 μm is brought close to the coil 1G. The coil of the configuration (4) is in a state where an aluminum plate having a thickness of 0.1 mm is brought close to the coil 1G. The coil of the configuration (5) is in a state in which an aluminum plate having a thickness of 0.5 mm is brought close to the coil 1G. The coil of the configuration (6) is in a state in which an aluminum plate having a thickness of 3 mm is brought close to the coil 1G. The coil of the configuration (7) is in a state in which a copper foil (Cu) having a thickness of 35 μm is brought close to the coil 1G. The coil of the configuration (8) is in a state in which a copper plate having a thickness of 0.1 mm is brought close to the coil 1G. The coil of the configuration (9) is in a state in which a copper plate having a thickness of 0.5 mm is brought close to the coil 1G. The coil of the configuration (10) is in a state in which an iron plate (Fe) having a thickness of 0.5 mm is brought close to the coil 1G. FIG. 57 shows the effective series resistance Rw (Ω) and the inductance Lw (μH) at 100 kHz of the coils of the configurations (3) to (10) for comparison with the characteristics of the coil 1G alone of the configuration (1). It is shown as a bar graph.
(金属板近接影響を排除したコイルの構成と特性について)
図58は、コイル1Gに10mmの間隔を設けて各種の金属板を近接させたときの、コイル1Ga単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、コイル1Ga単体のインダクタンスLw(μH)を示す特性図である。その他の構成で、コイル1Gaに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル1Gaは、図40に示すコイル1kの一実施形態である。
(Construction and characteristics of the coil excluding the influence of proximity to the metal plate)
FIG. 58 is a characteristic diagram showing the effective series resistance Rw (Ω) of the single coil 1Ga and the inductance Lw (μH) of the single coil 1Ga when various metal plates are brought close to the coil 1G with a distance of 10 mm. It is. In other configurations, the metal plate provided in the coil 1Ga is the same as described above. Coil 1Ga is an embodiment of coil 1k shown in FIG.
図59は、1枚の磁性材板51を設けたコイル1Gに各種の金属板を近接させたときの、コイル1Gb単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、コイル1Gb単体のインダクタンスLw(μH)を示す特性図である。構成(2)のコイルは、コイル1Gbに磁性材板51を1枚装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル1Gに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル1Gbは、図38に示すコイル1fの一実施形態である。   FIG. 59 shows the effective series resistance Rw (Ω) of the coil 1Gb alone and the inductance Lw (μH) of the coil 1Gb alone when various metal plates are brought close to the coil 1G provided with one magnetic material plate 51. FIG. The coil of the configuration (2) is in a state where the coil 1Gb is equipped with one magnetic material plate 51 and no metal plate is brought close to the coil 1Gb. In other configurations, the metal plate provided in the coil 1G is the same as described above. Coil 1Gb is an embodiment of coil 1f shown in FIG.
図60は、コイル1Gに2枚の磁性材板511,512を設けたコイル1Gcに各種の金属板を近接させたときの、コイル1Gc単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、コイル1G単体のインダクタンスLw(μH)を示す特性図である。構成(2)のコイルは、コイル1Gcに2枚の磁性材板511,512を装備し、金属板を近接させていない状態である。その他の構成で、コイル1Gcに装備する金属板は、前述したものと同じである。コイル1Gcは、図44に示すコイル1qの一実施形態である。   FIG. 60 shows the effective series resistance Rw (Ω) of the coil 1Gc alone and the coil 1G alone when various metal plates are brought close to the coil 1Gc provided with the two magnetic material plates 511 and 512 in the coil 1G. It is a characteristic view which shows inductance Lw ((micro | micron | mu) H). The coil of the configuration (2) is in a state where the coil 1Gc is equipped with the two magnetic material plates 511 and 512 and the metal plates are not brought close to each other. In other configurations, the metal plate provided in the coil 1Gc is the same as described above. Coil 1Gc is an embodiment of coil 1q shown in FIG.
図61は、前述したコイル1Ga、コイル1Gb、コイル1Gcの、100kHzにおける各コイルのQを示す特性図である。   FIG. 61 is a characteristic diagram showing the Q of each coil at 100 kHz of the coil 1Ga, the coil 1Gb, and the coil 1Gc described above.
図57から図61は、図15に示すコイル1G単体の実効直列抵抗Rw(Ω)の周波数特性を参考にし、実効直列抵抗Rw(Ω)がコイル1Gの直流抵抗とほぼ等しい100kHzを選んで計測してある。   57 to 61, with reference to the frequency characteristic of the effective series resistance Rw (Ω) of the coil 1G alone shown in FIG. 15, measurement is performed by selecting 100 kHz where the effective series resistance Rw (Ω) is substantially equal to the DC resistance of the coil 1G. It is.
まず、図57に示す特性図を検討する。コイル1G単体の構成では、実効直列抵抗Rwは約0.2Ω、インダクタンスLwは約14μHであることが、図57より分かる。12μmのアルミホイルを近接対向させた構成(3)のコイル1Gでは、実効直列抵抗Rwが3Ω以上となり、インダクタンスLwは約5.5μHに減少している。常磁性金属である各種の厚さのアルミニウム板をコイル1Gに対向させた、構成(4)から構成(6)の特性図を見ると、アルミニウムの厚さが0.1mm以上では、厚さが増加するに従い、コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)は減少し、インダクタンスLw(μH)が増加しているのが分かる。この傾向は、反磁性金属である銅をコイル1Gに対向させた、構成(8)、構成(9)のコイルでも同じである。銅板の厚さが薄いと、コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)は減少し、インダクタンスLw(μH)も低下する。銅板の厚さが0.5mm程度になると、コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)は構成(5)の0.5mmのアルミ板と大差ない特性になっている。強磁性金属である0.5mmの鉄板をコイル1Gに近接対向させた場合は、構成(3)のアルミホイルを近接対向させたときと同じく、空芯状態に比べ、実効直列抵抗Rw(Ω)が10倍以上となり、インダクタンスLwは約8.5μHに減少している。すなわち、特許文献4に記載のような金属の磁気的な性質により、コイル特性が変動するのではなく、平面空芯渦巻状に巻回されたコイルに近接対向する金属板の厚さによって、コイル特性が変動する。   First, the characteristic diagram shown in FIG. 57 will be examined. It can be seen from FIG. 57 that the effective series resistance Rw is about 0.2Ω and the inductance Lw is about 14 μH in the configuration of the coil 1G alone. In the coil 1G having the configuration (3) in which 12 μm aluminum foils are closely opposed to each other, the effective series resistance Rw is 3Ω or more, and the inductance Lw is reduced to about 5.5 μH. Looking at the characteristic diagrams of configurations (4) to (6) in which an aluminum plate of various thicknesses, which is a paramagnetic metal, is opposed to the coil 1G, when the aluminum thickness is 0.1 mm or more, the thickness is As the value increases, the effective series resistance Rw (Ω) of the coil decreases and the inductance Lw (μH) increases. This tendency is the same in the coils of configurations (8) and (9) in which copper, which is a diamagnetic metal, is opposed to the coil 1G. When the copper plate is thin, the effective series resistance Rw (Ω) of the coil decreases and the inductance Lw (μH) also decreases. When the thickness of the copper plate is about 0.5 mm, the effective series resistance Rw (Ω) of the coil has characteristics that are not significantly different from the 0.5 mm aluminum plate of the configuration (5). When a 0.5 mm iron plate, which is a ferromagnetic metal, is placed close to and opposed to the coil 1G, the effective series resistance Rw (Ω) is the same as when the aluminum foil in the configuration (3) is placed close to the coil 1G. Is 10 times or more, and the inductance Lw is reduced to about 8.5 μH. That is, the coil characteristics do not fluctuate due to the magnetic properties of the metal as described in Patent Document 4, but the coil thickness depends on the thickness of the metal plate that is in close proximity to the coil wound in a planar air-core spiral shape. Characteristics vary.
図57に示す構成(3)から構成(10)の各コイルは、空芯状態と比べ、実効直列抵抗Rw(Ω)が過大となり、インダクタンスLw(μH)は過小となる。したがって、図57に示す構成(3)から構成(10)の各コイルは、実際には電力伝送装置のコイルとしては使用できない。図57は、以降に示す図58から図61と比較するデータである。なお、厚さが12μmのアルミホイルでは、インダクタンスの減少率は少ないものの、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率は、コイル1G単体の15倍以上になっている。構成(4)のアルミ板の厚さが0.1mmになると、インダクタンスが増加しているところから見て、10μmと100μm(0.1mm)の間に、何らかの遷移点が存在するものと推察できる。構成(7)から構成(9)の銅板のデータを見ると、構成(4)から構成(6)とほぼ同等の傾向が見られる。銅は反磁性金属なので、断定はできないが、30μm前後の厚さを境にして、それよりも薄い金属板は、インダクタンスLw(μH)の減少率は少なくなり、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率が急上昇するものと推察される。これは、構成(4)と構成(8)の0.1mmの厚さのアルミ板と銅板、構成(5)と構成(9)の0.5mmの厚さのアルミ板と銅板が、共に近い特性を示していることからも推察できる。構成(7)の35μm厚の銅箔の実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率が、構成(3)の厚さが12μmのアルミホイルの実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率よりも少ないのは、厚さが原因と推察される。   Each coil of configurations (3) to (10) shown in FIG. 57 has an excessive effective series resistance Rw (Ω) and an inductance Lw (μH) that is too small compared to the air-core state. Therefore, the coils of configurations (3) to (10) shown in FIG. 57 cannot actually be used as coils of the power transmission device. FIG. 57 shows data to be compared with FIGS. 58 to 61 shown below. Incidentally, in the aluminum foil having a thickness of 12 μm, although the decrease rate of the inductance is small, the increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) is 15 times or more that of the coil 1G alone. When the thickness of the aluminum plate of the configuration (4) is 0.1 mm, it can be inferred that some transition point exists between 10 μm and 100 μm (0.1 mm) when the inductance increases. . Looking at the data of the copper plates of the configuration (7) to the configuration (9), a tendency almost the same as that of the configuration (4) to the configuration (6) can be seen. Since copper is a diamagnetic metal, it cannot be determined, but with a thickness of about 30 μm as a boundary, a metal plate thinner than that has a reduced rate of decrease in inductance Lw (μH) and has an effective series resistance Rw (Ω). It is estimated that the rate of increase will rise rapidly. This is because the 0.1 mm thick aluminum plate and the copper plate in the configuration (4) and the configuration (8) are both close to the 0.5 mm thick aluminum plate and the copper plate in the configuration (5) and the configuration (9). It can be inferred from the fact that the characteristics are shown. The increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) of the 35 μm-thick copper foil of the configuration (7) is smaller than the increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) of the aluminum foil of the configuration (3) of 12 μm. Is presumed to be due to the thickness.
図58は、図42に示すコイル1kとして、コイル1Gに10mmの絶縁物を介して、図57に示した各種の金属板を対向させた前述のコイル1Gaの特性である。図57と比較しても明らかなように、図58では、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率、インダクタンスLw(μH)の減少率も少ない。コイル1Gaの特性は、10mmの絶縁物を介することにより、大きく改善されているのが分かる。特にインダクタンスLwの値は、空芯状態の約13.7μHに比べ、約11.7μHにまでしか低下していない。Lw(μH)の値は、各構成ともにほぼ同一となっており、電力伝送装置に使用可能である。しかし、構成(3)の12μm厚のアルミホイルや、構成(7)の35μm厚の銅箔、構成(10)の強磁性体である0.5mmの鉄板がコイル1Gに対向したときには、コイル1Gの実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率が大きく、Rw(Ω)による電力損失が発生するので、このような構成は、電力伝送装置に使用するのに適していない。   FIG. 58 shows the characteristics of the coil 1Ga shown in FIG. 42 in which the various metal plates shown in FIG. 57 are opposed to the coil 1G via an insulator of 10 mm. As is clear from FIG. 57, in FIG. 58, the increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) and the decrease rate of the inductance Lw (μH) are also small. It can be seen that the characteristics of the coil 1Ga are greatly improved by using an insulator of 10 mm. In particular, the value of the inductance Lw has decreased only to about 11.7 μH compared to about 13.7 μH in the air-core state. The value of Lw (μH) is almost the same in each configuration, and can be used for a power transmission device. However, when the 12 μm thick aluminum foil of the configuration (3), the 35 μm thick copper foil of the configuration (7), and the 0.5 mm iron plate as the ferromagnetic material of the configuration (10) face the coil 1G, the coil 1G Since the increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) is large and power loss due to Rw (Ω) occurs, such a configuration is not suitable for use in a power transmission device.
すなわち、図58を参照すると、コイルと金属間に一定の所定距離G(mm)を設ける手段を装備し、金属板として、0.1mm以上の、反磁性または常磁性の磁気的性質を持つ金属または合金を使用することにより、空芯コイルに近接する金属体の影響を排除できる。なお、図58に示す構成(1)および構成(2)以外の構成において、金属板のコイル対向面と反対側に、鉄などの強磁性金属を含む各種金属を近接させたが、インダクタンスLw(μH)の変化も、実効直列抵抗Rw(Ω)の変化も全く観測されていない。また、電力伝送性能に変化も無い。   That is, referring to FIG. 58, a means for providing a predetermined distance G (mm) between the coil and the metal is equipped, and a metal plate having a diamagnetic or paramagnetic magnetic property of 0.1 mm or more. Alternatively, the use of an alloy can eliminate the influence of a metal body close to the air-core coil. In the configurations other than the configuration (1) and the configuration (2) shown in FIG. 58, various metals including a ferromagnetic metal such as iron are placed close to the opposite side of the metal plate to the coil facing surface. Neither change in μH) nor change in effective series resistance Rw (Ω) is observed. In addition, there is no change in power transmission performance.
特許文献4の段落番号0022には、磁界型空中線(コイル)よりも寸法が小さい金属板を使用してもよいと記載されている。しかし、導線を平面渦巻状に巻回して構成されるコイルの金属体近接影響を排除するには、前述した所定距離G(mm)を設け、強磁性体以外であって、厚さが0.1mm以上であるコイルの寸法と同等の寸法の金属または合金の板材を装備しなければならない。   In paragraph No. 0022 of Patent Document 4, it is described that a metal plate having a size smaller than that of the magnetic field type antenna (coil) may be used. However, in order to eliminate the influence of the proximity of the metal body of the coil formed by winding the conducting wire in a plane spiral shape, the above-mentioned predetermined distance G (mm) is provided, and the thickness is 0. It must be equipped with a metal or alloy plate of the same size as the coil that is 1 mm or more.
なお、特許文献4の段落番号0022には金属板を分割する旨の記載がある。本願発明者が、コイル1Gaを使用した構成(8)のコイルにて、0.1mmの銅箔を分割して特性を計測したところ、Lw=12.3μH、Rw=0.29Ωであった。この構成は、銅板を分割しないときの、Lw=11.7μH、Rw=0.23Ωに比べると特性はよい。これは、前述したが、金属体の体積に比例して増加する渦電流損が減少するためと推察される。そのことは、特許文献4の段落番号0022にも記載されている。しかし、前記の0.1mmの銅箔を分割して装備した構成では、銅板のコイルの反対面に0.5mm厚の鉄板を近接させると、Lwが12.3μHに減少し、Rwが0.38Ωに増加した。銅板を分割しないと、銅板を分割した場合に比べ、インダクタンスLw(μH)の値は小さいが、実効直列抵抗Rw(Ω)の値が小さく、銅板のコイルの反対面に0.5mm厚の鉄板を近接させても、Lw(μH)、Rw(Ω)共に全く変化はなかった。したがって、特許文献4の段落番号0022に記載されている金属板を分割するような実施形態、金属板の寸法をコイルの寸法よりも小さくする実施形態では、特許文献4の段落番号0022に記載されているコイルに金属体が近接したときのコイル特性の変動を排除するという作用効果は期待できない。   Note that paragraph number 0022 of Patent Document 4 describes that the metal plate is divided. The inventor of the present application measured the characteristics by dividing a 0.1 mm copper foil with the coil of the configuration (8) using the coil 1Ga, and Lw = 12.3 μH and Rw = 0.29Ω. This configuration has better characteristics than Lw = 11.7 μH and Rw = 0.23Ω when the copper plate is not divided. As described above, this is presumably because the eddy current loss that increases in proportion to the volume of the metal body decreases. This is also described in paragraph No. 0022 of Patent Document 4. However, in the configuration in which the 0.1 mm copper foil is divided and installed, when a 0.5 mm thick iron plate is brought close to the opposite surface of the copper plate coil, the Lw decreases to 12.3 μH and the Rw becomes 0.1. Increased to 38Ω. If the copper plate is not divided, the inductance Lw (μH) is smaller than the divided copper plate, but the effective series resistance Rw (Ω) is small. There was no change in both Lw (μH) and Rw (Ω) even when they were close to each other. Therefore, in an embodiment in which the metal plate described in paragraph No. 0022 of Patent Document 4 is divided and an embodiment in which the dimension of the metal plate is made smaller than the dimension of the coil, it is described in Paragraph No. 0022 of Patent Document 4. The effect of eliminating the fluctuation of the coil characteristics when the metal body is close to the coil is not expected.
以上のように、図42に示すコイル1kの実施形態では、コイルと金属板の間に、コイルと金属板の距離を一定とする手段を備えることにより、金属板の裏面に他の金属体が近接しても、コイル1kのインダクタンスLw、実効直列抵抗Rwの変動を排除できる。図42に示すコイル1kは、コイルの裏面に一定間隔で金属板を設置できる送電部に適している。送電部がスチール製机上に置かれたときに、コイル1kのインダクタンスLw、実効直列抵抗Rwの変動を排除し、所定の電力伝送性能を維持できる。所定距離Gは、コイル1Gにおいては、10mmで良好な結果が得られている。しかし、所定距離G(mm)は、コイルの外径Dにより異なってくる。コイル1Gの外径Dは50mmなので、余裕を見て、例えば、G≧D/10=5mm、として所定距離G(mm)を決める。   As described above, in the embodiment of the coil 1k shown in FIG. 42, by providing a means for making the distance between the coil and the metal plate constant between the coil and the metal plate, another metal body comes close to the back surface of the metal plate. However, fluctuations in the inductance Lw and effective series resistance Rw of the coil 1k can be eliminated. The coil 1k shown in FIG. 42 is suitable for a power transmission unit in which metal plates can be installed at regular intervals on the back surface of the coil. When the power transmission unit is placed on a steel desk, fluctuations in the inductance Lw and effective series resistance Rw of the coil 1k can be eliminated, and predetermined power transmission performance can be maintained. The predetermined distance G is 10 mm in the coil 1G, and good results are obtained. However, the predetermined distance G (mm) varies depending on the outer diameter D of the coil. Since the outer diameter D of the coil 1G is 50 mm, a predetermined distance G (mm) is determined by considering a margin, for example, G ≧ D / 10 = 5 mm.
次に、図43に示すコイル1mの実施形態の特性図である図59について考察する。図59の構成(2)は、コイル1Gに0.3mm厚の磁性材板を取り付けたコイル1Gb単体の実効直列抵抗Rw(Ω)とインダクタンスLw(μH)を示している。コイル1Gb単体では、空芯状態のコイル1G単体に比べ、インダクタンスLw(μH)が増加しており、実効直列抵抗Rw(Ω)は殆ど変化していない。コイル1Gbのコイルの反対面に図57、図58と同等の金属板を装備した構成(3)から構成(10)の各コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)とインダクタンスLw(μH)が図示されている。構成(3)から構成(10)において、インダクタンスLwの値はほぼ同一となっている。しかし、図59を見れば明らかなように、図58と同等にして、12μmの厚さのアルミホイルを装備した構成(3)、35μmの厚さの銅箔を装備した構成(7)、0.5mmの厚さの鉄板を装備した構成(10)のコイルは、実効直列抵抗Rw(Ω)が高くなっている。   Next, consider FIG. 59, which is a characteristic diagram of the embodiment of the coil 1m shown in FIG. The configuration (2) in FIG. 59 shows the effective series resistance Rw (Ω) and the inductance Lw (μH) of the coil 1Gb alone in which a magnetic material plate having a thickness of 0.3 mm is attached to the coil 1G. In the coil 1Gb alone, the inductance Lw (μH) is increased and the effective series resistance Rw (Ω) is hardly changed compared to the coil 1G alone in the air-core state. The effective series resistance Rw (Ω) and the inductance Lw (μH) of each coil of the configuration (3) to the configuration (10) in which the same metal plate as that shown in FIGS. 57 and 58 is provided on the opposite surface of the coil 1Gb are shown. ing. In the configurations (3) to (10), the value of the inductance Lw is almost the same. However, as is apparent from FIG. 59, as in FIG. 58, a configuration (3) equipped with an aluminum foil having a thickness of 12 μm, a configuration (7) equipped with a copper foil having a thickness of 35 μm, 0 The coil of the configuration (10) equipped with a steel plate having a thickness of 0.5 mm has a high effective series resistance Rw (Ω).
さらに、本発明のその他の実施形態である図46に示す構成のコイル1qの各構成の特性を、図60を参照して検討してみる。図46に示す構成のコイル1qには、2枚の磁性材板511,512が装備されている。2枚の磁性材板511,512は、絶縁層を設けて重ねるのが好ましい。図60を参照すると、コイル1Gに磁性材板2枚を装備したコイル1Gc単体の特性は、構成(2)で示され、インダクタンスLwは、約22.5μHと、空芯状態の約14μHに比べ、約1.6倍になっている。図59と比較すると、構成(3)から構成(10)の全てにおいて、インダクタンスLwは20μHを越えている。さらに、構成(3)から構成(10)の全てにおいて、インダクタンスLw(μH)の値は、ほぼ同一である。そして、図59と比較すると、構成(3)の12μm厚のアルミホイルや、構成(7)の35μm厚の銅箔、構成(10)の強磁性体である0.5mmの鉄板がコイル1Gcに対向しても、実効直列抵抗Rw(Ω)の変化が殆ど無いという特徴が見られる。すなわち、磁性材板を2枚重ねて装備することにより、コイルは、磁性材板のコイル対向面の反対側に装備する金属の磁気的性質や厚さの影響を受けなくなる。図46に示す構成のコイル1qのような構成とすることにより、アルミ箔のような薄い金属で、前述した金属体の近接影響を排除できる。   Furthermore, the characteristics of each component of the coil 1q having the configuration shown in FIG. 46, which is another embodiment of the present invention, will be examined with reference to FIG. The coil 1q having the configuration shown in FIG. 46 is equipped with two magnetic material plates 511 and 512. The two magnetic material plates 511 and 512 are preferably stacked with an insulating layer. Referring to FIG. 60, the characteristics of a single coil 1Gc in which two magnetic material plates are mounted on the coil 1G are shown in the configuration (2), and the inductance Lw is about 22.5 μH, which is about 14 μH in an air-core state. , About 1.6 times. Compared with FIG. 59, in all of the configurations (3) to (10), the inductance Lw exceeds 20 μH. Further, in all of the configurations (3) to (10), the value of the inductance Lw (μH) is substantially the same. Compared with FIG. 59, the 12 μm-thick aluminum foil of the configuration (3), the 35 μm-thick copper foil of the configuration (7), and the 0.5 mm iron plate as the ferromagnetic material of the configuration (10) are used as the coil 1Gc. Even when facing each other, there is a feature that there is almost no change in the effective series resistance Rw (Ω). That is, by mounting two magnetic material plates on top of each other, the coil is not affected by the magnetic properties or thickness of the metal provided on the opposite side of the coil facing surface of the magnetic material plate. By adopting a configuration like the coil 1q having the configuration shown in FIG. 46, the above-described proximity effect of the metal body can be eliminated with a thin metal such as an aluminum foil.
なお、磁性材板としては、厚さが0.01mmから1.5mm、構成としては、磁性材粉をバインダーで固めたもの、アモルファス系、フェライト系等、種々のものを試験した。金属板の違いによる特性は、前述した図58から図60と同一であった。また、コイル1f、コイル1qの構成で、インダクタンスの増加が大きいものは、実効直列抵抗の増加も大きかった。100kHzにおいて、いずれの磁性材板でも、インダクタンスの増加率と実効直列抵抗の増加率は、ほぼ同等であった。後述するように、これらの実測結果は、この構成規定が、一般性を持つことを示している。   In addition, as the magnetic material plate, a thickness of 0.01 mm to 1.5 mm and various configurations such as a magnetic material powder solidified with a binder, an amorphous type, and a ferrite type were tested. The characteristics due to the difference in the metal plates were the same as those shown in FIGS. Further, in the configuration of the coil 1f and the coil 1q, the increase in effective series resistance was large when the increase in inductance was large. At 100 kHz, the increase rate of the inductance and the increase rate of the effective series resistance were almost equal for any magnetic material plate. As will be described later, these actual measurement results indicate that this configuration rule has generality.
以上の結果は、図61にまとめてある。まず、コイル1kの一例であるコイル1Ga、コイル1fの一例であるコイル1Gbの、構成(5)と構成(9)を比較してみる。0.5mmの厚さの常磁性金属であるアルミニウム板がコイル1Gaに装備された場合と、反磁性金属である銅板がコイル1Gaに装備された場合のQの値は、殆ど変わらない。コイル1Gbにおいても、0.5mmの厚さの常磁性金属であるアルミニウム板がコイル1Gbに装備された場合と、反磁性金属である銅板がコイル1Gbに装備された場合のQの値は、殆ど変わらない。すなわち、特許文献4に記載のように、反磁性金属が、コイルに近接する金属体によるコイル特性の影響排除に適しているのではない。コイルに装備される金属で、コイル特性を劣化させるのは、強磁性金属と、強磁性以外の金属では、金属板の厚さのみであることが、図61より分かる。さらに、磁性材板を2枚以上装備したコイル1qの構成のコイル1Gcでは、金属の磁気的性質、金属板の厚さに関係なく、コイルの対向面の反対側に近接する金属体によるコイル特性の変動を防止できるのが分かる。   The above results are summarized in FIG. First, the configurations (5) and (9) of the coil 1Ga that is an example of the coil 1k and the coil 1Gb that is an example of the coil 1f will be compared. The value of Q is almost the same when the coil 1Ga is equipped with a 0.5 mm-thick paramagnetic metal aluminum plate and when the coil 1Ga is equipped with a diamagnetic metal copper plate. Also in the coil 1Gb, when the coil 1Gb is equipped with a 0.5 mm-thick paramagnetic metal aluminum plate and when the coil 1Gb is equipped with a diamagnetic metal copper plate, the Q value is almost does not change. That is, as described in Patent Document 4, the diamagnetic metal is not suitable for eliminating the influence of the coil characteristics due to the metal body close to the coil. It can be seen from FIG. 61 that the metal mounted on the coil deteriorates the coil characteristics only in the thickness of the metal plate in the case of the ferromagnetic metal and the metal other than the ferromagnetic metal. Furthermore, in the coil 1Gc having the configuration of the coil 1q equipped with two or more magnetic material plates, the coil characteristics due to the metal body close to the opposite side of the opposing surface of the coil regardless of the magnetic properties of the metal and the thickness of the metal plate. It can be seen that the fluctuation of the can be prevented.
なお、図61に図示してあるが、構成(1)のコイル1G空芯単体のQは、約42.5である。図61に記載の各構成のコイルで、電力伝送用コイルとして適していないのは、コイル1k、コイル1mであって、構成(3)、構成(7)、構成(10)になる。この規定は、コイル1G空芯単体のQ、約42.5の70%であるQ=30を基準とし、基準値以上のQを持つコイルを選んでいる。図61に図示してあるQ=30の線以上のQを持つコイルならよい。ただし、図61は、各構成のコイルのQを比較するものである。実際には、図58から図60に示す、実効直列抵抗Rw(Ω)の周波数特性を計測し、実効直列抵抗Rw(Ω)の過大なコイル、実効直列抵抗Rw(Ω)の周波数特性が悪いコイルは除外しないとならない。コイルのQと実効直列抵抗Rw(Ω)の双方から判断するのが好ましい。基準値Q=30は、実際に空芯のコイル1Gを使用して電力伝送を行なったときと比較し、90%以上の電力伝送性能を持つ条件として規定している。   As shown in FIG. 61, the Q of the coil 1G single core of the configuration (1) is about 42.5. The coils having the respective configurations described in FIG. 61 that are not suitable as the power transmission coil are the coil 1k and the coil 1m, which are the configuration (3), the configuration (7), and the configuration (10). This rule is based on the Q of the coil 1G air core alone, which is 70% of about 42.5, Q = 30, and a coil having a Q higher than the reference value is selected. Any coil having a Q higher than the line Q = 30 shown in FIG. However, FIG. 61 compares the Qs of the coils of each configuration. Actually, the frequency characteristics of the effective series resistance Rw (Ω) shown in FIG. 58 to FIG. 60 are measured, and the frequency characteristics of the coil having an excessive effective series resistance Rw (Ω) and the effective series resistance Rw (Ω) are poor. The coil must be excluded. It is preferable to judge from both the Q of the coil and the effective series resistance Rw (Ω). The reference value Q = 30 is defined as a condition having a power transmission performance of 90% or more compared to the case where power transmission is actually performed using the air-core coil 1G.
(電力伝送用コイルの構成規定が一般性を持つことについての説明)
前述したように、コイルの特定的構成を規定するだけでは、性能のよいコイルを実現できない。しかし、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、同じ作用効果を呈する。すなわち、本実施形態におけるコイルの特定的構成は、コイルの線種、巻き方、外径などにかかわらず、コイル裏面に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を抑える効果がある。その例を以下に示す。
(Explanation that the power transmission coil configuration rules are general)
As described above, a coil with good performance cannot be realized simply by defining a specific configuration of the coil. However, the specific configuration of the coil in the present embodiment exhibits the same effects regardless of the coil type, winding method, outer diameter, and the like. That is, the specific configuration of the coil in the present embodiment has an effect of suppressing fluctuations in coil characteristics when a metal body is close to the back surface of the coil regardless of the wire type, winding method, outer diameter, and the like of the coil. An example is shown below.
図62は、図12に示したコイル1Dを、図42に示すコイル1kと同等の構成において、図58と同じく、実効直列抵抗Rw(Ω)とインダクタンスLw(μH)を計測した特性図である。図62においては、コイル1Dと金属板間の距離は5mmに設定して計測してある。   FIG. 62 is a characteristic diagram in which the effective series resistance Rw (Ω) and the inductance Lw (μH) are measured for the coil 1D shown in FIG. 12 in the same configuration as the coil 1k shown in FIG. . In FIG. 62, the distance between the coil 1D and the metal plate is set to 5 mm and measured.
図63は、図13に示したコイル1Eを、図42に示すコイル1kと同等の構成において、図62と同じく、実効直列抵抗Rw(Ω)とインダクタンスLw(μH)を計測した特性図である。図63においては、コイル1Eと金属板間の距離は10mmに設定して計測してある。   FIG. 63 is a characteristic diagram in which the effective series resistance Rw (Ω) and the inductance Lw (μH) are measured for the coil 1E shown in FIG. 13 in the same configuration as the coil 1k shown in FIG. . In FIG. 63, the distance between the coil 1E and the metal plate is set to 10 mm and measured.
図58、図62、図63を比較すると、図42に示す構成のコイル1kにおいて、金属板55として、アルミホイルを用いて構成した例(3)、銅箔を用いて構成して例(7)、鉄板を用いて構成した例(10)のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Rw(Ω)が、他の構成のコイルよりも増加しているのが分かる。   58, 62, and 63 are compared. In the coil 1k having the configuration shown in FIG. 42, the metal plate 55 is configured using an aluminum foil as an example (3), and is configured using a copper foil as an example (7). ), It can be seen that the effective series resistance Rw (Ω) of each of the coils of the example (10) configured using the iron plate is increased as compared with the coils of other configurations.
この傾向は、コイル1D、コイル1E共に、図43に示すコイル1mの構成、図46に示すコイル1qの構成においても同様である。すなわち、コイルと金属板の間に所定距離G(mm)のみを設けた場合、コイル50と金属板55の間に磁性材板を1枚設けた場合では、金属板55としてアルミホイルを用いて構成した例(3)、銅箔を用いて構成した例(7)、鉄板を用いて構成した例(10)のコイルでは、いずれも実効直列抵抗Rw(Ω)が、他の構成のコイルよりも増加する。コイル50と金属板55の間に磁性板を2枚以上設けた場合は、金属板55の種類や厚さにより、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率が図60のように殆ど無い。   This tendency is the same for both the coil 1D and the coil 1E in the configuration of the coil 1m shown in FIG. 43 and the configuration of the coil 1q shown in FIG. That is, when only a predetermined distance G (mm) is provided between the coil and the metal plate, or when one magnetic material plate is provided between the coil 50 and the metal plate 55, the metal plate 55 is configured using aluminum foil. In the coil of the example (3), the example (7) configured using the copper foil, and the example (10) configured using the iron plate, the effective series resistance Rw (Ω) is increased more than the coils of the other configurations. To do. When two or more magnetic plates are provided between the coil 50 and the metal plate 55, there is almost no increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) as shown in FIG. 60 depending on the type and thickness of the metal plate 55.
図42に示す構成のコイル1kの作用効果は、特許文献4に記載のように、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときに、コイル特性の変動を防ぐものである。図43に示す構成のコイル1m、図46に示す構成のコイル1qの作用効果も、コイルの対向面と反対側に金属体が近接したときの、コイル特性の変動を防ぐものである。図43に示す構成のコイル1m、図46に示す構成のコイル1qの他の作用効果として、不要輻射の防止がある。不要輻射防止のためには、図46に示すコイル1qの構成が好ましい。前述したように、コイル1qは、金属板の材質や厚さの影響を殆ど受けない。したがって、図38に示すコイル1hであっても、金属体の近接影響を排除可能である。   The effect of the coil 1k having the configuration shown in FIG. 42 is to prevent fluctuations in coil characteristics when a metal body is close to the opposite side of the coil facing surface as described in Patent Document 4. The effects of the coil 1m having the configuration shown in FIG. 43 and the coil 1q having the configuration shown in FIG. 46 also prevent fluctuations in coil characteristics when a metal body is close to the opposite side of the coil facing surface. Another effect of the coil 1m having the configuration shown in FIG. 43 and the coil 1q having the configuration shown in FIG. 46 is prevention of unnecessary radiation. In order to prevent unnecessary radiation, the configuration of the coil 1q shown in FIG. 46 is preferable. As described above, the coil 1q is hardly affected by the material and thickness of the metal plate. Therefore, even if it is the coil 1h shown in FIG. 38, the proximity | contact effect of a metal body can be excluded.
図58から図60においては、金属板と磁性材板、および絶縁板から構成されるコイル1n、コイル1p、コイル1r、コイル1s、コイル1tのデータは省略してある。これは、図58から図60に示すのと同様に、金属板55の作用効果が同一だからである。このような構成のコイルは、図55、図56に示すように、高周波数領域での実効直列抵抗Rw(Ω)の増加を抑え、Qを高める作用効果がある。実測上も、高周波数領域になると、前述した各コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)が、コイル1n、コイル1qに比べ、低下し、各コイルのQが、コイル1n、コイル1qに比べ、上昇するのが確認されている。   58 to 60, the data of the coil 1n, the coil 1p, the coil 1r, the coil 1s, and the coil 1t that are formed of the metal plate, the magnetic material plate, and the insulating plate are omitted. This is because the effect of the metal plate 55 is the same as shown in FIGS. As shown in FIGS. 55 and 56, the coil having such a configuration has an effect of suppressing an increase in effective series resistance Rw (Ω) in a high frequency region and increasing Q. In actual measurement, in the high frequency region, the effective series resistance Rw (Ω) of each coil described above decreases compared to the coils 1n and 1q, and the Q of each coil increases compared to the coils 1n and 1q. Has been confirmed to do.
なお、前述したように、コイル1G2組のRw、Rs、Rnの周波数特性は極めてよい。図15によると、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1は、10MHz以上、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、約2.2MHzとなっている。しかし、前述した構成のコイル1mとコイル1qは、特にf2(Hz)が低下する。この点について、以下に考察してみる。   As described above, the frequency characteristics of Rw, Rs, and Rn of the coil 1G2 set are extremely good. According to FIG. 15, the maximum frequency f1 satisfying Rs> Rw is 10 MHz or more, and the maximum frequency f2 satisfying Rs> Rn ≧ Rw is about 2.2 MHz. However, especially in the coil 1m and the coil 1q having the above-described configuration, f2 (Hz) is lowered. Consider this point below.
(磁性材板を装備したコイルの説明)
図64は、コア53に導線56を巻回したコイル1Hの一例を示す図である。図64(A)はコイル1Hの単体の構成図、図64(B)は2個のコイル1Ha、1Hbが誘導結合している状態を表す図である。
(Description of coil equipped with magnetic material plate)
FIG. 64 is a diagram illustrating an example of a coil 1 </ b> H in which a conducting wire 56 is wound around a core 53. FIG. 64A is a configuration diagram of a single coil 1H, and FIG. 64B is a diagram illustrating a state where two coils 1Ha and 1Hb are inductively coupled.
図64(B)においては、2個のコイル1Ha,1Hbのコア53a,53bを直接接触させず、図示しない両面テープなどを介して接着する。   In FIG. 64 (B), the cores 53a and 53b of the two coils 1Ha and 1Hb are not directly contacted but bonded via a double-sided tape or the like (not shown).
図65は、図64の構成を持つコイル1Hのコイル単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、2個のコイル1Ha,1Hbを誘導結合させ、他方のコイルの両端を短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Rs(Ω)、他方のコイルの両端を開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRn(Ω)、としたときの、Rw、Rs、Rnと周波数との関係を示す図である。   FIG. 65 shows the effective series resistance Rw (Ω) of the single coil of the coil 1H having the configuration shown in FIG. 64 and two coils 1Ha and 1Hb inductively coupled, and the other coil is short-circuited at both ends. The relationship between Rw, Rs, Rn and frequency when the effective series resistance Rs (Ω) of the coil and the effective series resistance of one coil when the both ends of the other coil are opened are Rn (Ω). FIG.
図66は、コイル1H単体のインダクタンスLw(μH)と、2個のコイル1Ha,1Hbを誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスLs(μH)、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをLn(μH)、としたときの、Lw、Ls、Lnと周波数との関係を示す図である。   FIG. 66 shows that the inductance Lw (μH) of the coil 1H alone and the two coils 1Ha and 1Hb are inductively coupled, and the other coil is opened when the other coil is short-circuited. It is a figure which shows the relationship between Lw, Ls, Ln, and a frequency when the inductance of one coil at this time is set to Ln (microH).
図65を参照する限りにおいて、コイル1Hは、Rw(Ω)とRs(Ω)の乖離が小さい。これは、両コイル間の結合係数が、約0.3程度と小さいからである。前述した方法で近似的に求めた結合係数krも、約0.3程度になっている。さらに、図66を参照すると、1kHzから10MHzまでの周波数領域で、Ln>Ls>Lw、となっている。   As far as FIG. 65 is referred to, the coil 1H has a small difference between Rw (Ω) and Rs (Ω). This is because the coupling coefficient between both coils is as small as about 0.3. The coupling coefficient kr approximately obtained by the method described above is also about 0.3. Furthermore, referring to FIG. 66, Ln> Ls> Lw is satisfied in the frequency region from 1 kHz to 10 MHz.
前述した(4)式は、Z=(R1+AR2)+jω(L1−AL2)、
前述した(5)式は、Z=R1+jωL1、かつ、A≧0であるので、一方のコイルと誘導結合している他方のコイルが短絡されると、一方のコイルのインダクタンスは減少しなければならない。すなわち、Lw=Ln>Ls、の関係を満足しないといけない。
The above-described formula (4) is expressed by Z = (R1 + A 2 R2) + jω (L1−A 2 L2),
In the above equation (5), Z = R1 + jωL1 and A 2 ≧ 0. Therefore, when the other coil inductively coupled to one coil is short-circuited, the inductance of one coil must be reduced. Don't be. That is, the relationship Lw = Ln> Ls must be satisfied.
図67は、コイル1Gが空芯状態のときに計測した、Lw、Ls、Ln、およびLwとLsより近似的求められる結合係数kiと周波数との関係を示す図である。   FIG. 67 is a diagram illustrating a relationship between Lw, Ls, Ln, and a coupling coefficient ki approximately obtained from Lw and Ls and a frequency measured when the coil 1G is in the air-core state.
図67においては、前述したように、コイル1Gに印加される電圧Vとコイル1Gに流れる電流Iの位相差φが、80度以下となる20kHz以下の周波数を除き、20kHz以上の周波数では、Lw=Ln>Ls、なる回路理論上の関係を、少なくとも4MHzまで満足しているのが分かる。図66と図67の差異は、以下のように推測される。図66においては、図64(A)のようなコイル単体のときに比べ、図64(B)のように同一の2個のコイルが誘導結合すると、双方のコイルに比透磁率の高いコア61a,61bが磁気的に結合されるので、Ln(μH)が上昇する。しかし、他方のコイルを短絡すると、Ls(μH)は、Ln(μH)よりも低くなる。この場合、Ls>Lw、となるのは、コアの材質、コアの比透磁率、導線の線材や線径、コイルの構成によって決まるものと思われる。本願発明者が、図64(B)のような構成を持つ種々のコイルについて、Lw、Ls、Lnを計測してみたところ、Ls<Lw、となるコイルは存在した。しかし、Ln=Lw、となるコイルは存在せず、必ず、Ln>Ls、となっていた。前述した変成器の構成と回路理論から、図64(A)のような構成を持つコイルを、図64(B)のように誘導結合させると、両コイルが分離不能な変成器と同じ状態であると考えられる。   In FIG. 67, as described above, Lw at a frequency of 20 kHz or higher except for a frequency of 20 kHz or lower where the phase difference φ between the voltage V applied to the coil 1G and the current I flowing through the coil 1G is 80 degrees or lower. It can be seen that the circuit theoretical relationship of = Ln> Ls is satisfied up to at least 4 MHz. The difference between FIG. 66 and FIG. 67 is estimated as follows. In FIG. 66, when the same two coils are inductively coupled as shown in FIG. 64B, compared with the case of a single coil as shown in FIG. 64A, the core 61a having a high relative magnetic permeability in both coils. , 61b are magnetically coupled, so that Ln (μH) increases. However, when the other coil is short-circuited, Ls (μH) becomes lower than Ln (μH). In this case, it is considered that Ls> Lw is determined by the core material, the relative magnetic permeability of the core, the wire and diameter of the conductive wire, and the coil configuration. When the inventor of this application measured Lw, Ls, and Ln for various coils having the configuration as shown in FIG. 64B, there was a coil satisfying Ls <Lw. However, there is no coil that satisfies Ln = Lw, and Ln> Ls. From the configuration and circuit theory of the transformer described above, when a coil having the configuration shown in FIG. 64A is inductively coupled as shown in FIG. 64B, both coils are in the same state as a transformer that cannot be separated. It is believed that there is.
図68は、トロイダルコア73に1次コイル71と2次コイル72とを巻回した1次コイルと2次コイルが分離不能な変成器70の構成を示す図である。   68 is a diagram showing a configuration of a transformer 70 in which a primary coil 71 and a secondary coil 72 wound around a toroidal core 73 are inseparable from each other.
本願発明者は、確認のため、図68に示す構成の変成器70を用いて、Rn(変成器は両コイルが分離不能のため、Rw、Lwは計測できない)、Rs、Ln、Lsを周波数100kHzにて計測してみた。Ln=2.83mH、Ls=23.4μH、Rn=603Ω、Rs=0.56Ω、となった。比透磁率の高いコアを装備した変成器においても、やはり、Rn>Rs、という回路理論に反する計測結果が得られている。上記のLn、Lsから、近似的に結合係数kiを求めると、ki=√((Ln−Ls)/Ln)、であるので、ki=√((2830−0.0234)/2830)=√(0.99999)
=0.999995≒1
となり、ほぼ密結合状態であった。このように、図68の変成器おいては、LnとLsから近似的に結合係数kiを求めればよい。したがって、前述した図43のコイル1m、図46のコイル1qにおいては、低い周波数においても、Ln>Lw、となることが想定される。また、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)も低下することが想定される。
For confirmation, the inventor of the present invention uses a transformer 70 having the configuration shown in FIG. 68 to determine Rn (the transformer cannot measure Rw and Lw because both coils cannot be separated), Rs, Ln, and Ls. I measured at 100 kHz. Ln = 2.83 mH, Ls = 23.4 μH, Rn = 603Ω, Rs = 0.56Ω. Even in a transformer equipped with a core having a high relative permeability, a measurement result contrary to the circuit theory that Rn> Rs is obtained. When the coupling coefficient ki is approximately calculated from the above Ln and Ls, ki = √ ((Ln−Ls) / Ln), so ki = √ ((2830−0.0234) / 2830) = √ (0.99999)
= 0.999995 ≒ 1
It was almost tightly coupled. Thus, in the transformer of FIG. 68, the coupling coefficient ki may be obtained approximately from Ln and Ls. Therefore, in the coil 1m in FIG. 43 and the coil 1q in FIG. 46 described above, it is assumed that Ln> Lw even at a low frequency. It is also assumed that the maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw and the maximum frequency f2 (Hz) satisfying Rs> Rn ≧ Rw are also decreased.
図69は、図38に示すコイル1fであるコイル1Gbにおいて、コイル1Gbを2個使用したときの、Lw、Ls、Ln、ki、ki2と周波数との関係を示す図である。   FIG. 69 is a diagram showing a relationship between Lw, Ls, Ln, ki, ki2 and frequency when two coils 1Gb are used in the coil 1Gb which is the coil 1f shown in FIG.
図69において、ki2は、LwとLsではなく、LnとLsから求めてある。   In FIG. 69, ki2 is obtained from Ln and Ls instead of Lw and Ls.
ki2=√((Ln−Ls)/Ln)である。これは、前述した図68に示す変成器と同じ結合係数kiの近似的な求め方である。前述したLwとLsより近似的に求めた結合係数kiとki2の双方がプロットされている。Ln(μH)はLw(μH)の倍近くになっているが、平方根を取るので、kiとki2には余り差が無く、いずれも0.9以上になっている。これは、図15にプロットされたkr、kiの値、約0.84に比して、いずれも大きい値となっている。このように、磁性材板は、両コイル間の結合係数を上昇させる作用を持っている。   ki2 = √ ((Ln−Ls) / Ln). This is an approximate method for obtaining the same coupling coefficient ki as that of the transformer shown in FIG. Both the coupling coefficients ki and ki2 approximately obtained from the aforementioned Lw and Ls are plotted. Ln (μH) is close to twice Lw (μH), but since it takes a square root, there is no significant difference between ki and ki2, and both are 0.9 or more. This is a large value compared to the values of kr and ki plotted in FIG. Thus, the magnetic material plate has an effect of increasing the coupling coefficient between the two coils.
図69では、図66の、Ln>Ls>Lw、とは異なり、Ln>Lw>Ls、の関係となっている。本願では、誘導結合可能な構成のコイルについて電力伝送性能のよいコイルに着目して種々のコイル特性や構成を規定してきた。しかし、図64に示すように、同一のコイル2個間で誘導結合が可能な構成を持つコイルであって、Rs>Rw、の関係を、100kHzにて満足しているコイルであるならば、電力伝送装置のみならず、受動部品であるコイルとしての性能がよい。さらに、Lw>Ls、の関係を、100kHzにて満足しているコイルであるならば、受動部品であるコイルとしての性能がよい。そして、図64に示す構成のコイルは、コアを装備しているので、金属体の近接影響は無いものと従来では考えられていた。   In FIG. 69, unlike Ln> Ls> Lw in FIG. 66, the relationship is Ln> Lw> Ls. In the present application, various coil characteristics and configurations have been defined for coils having a configuration capable of inductive coupling, focusing on coils having good power transmission performance. However, as shown in FIG. 64, if the coil has a configuration capable of inductive coupling between two identical coils and satisfies the relationship of Rs> Rw at 100 kHz, Not only the power transmission device but also the performance as a coil which is a passive component is good. Furthermore, if the coil satisfies the relationship of Lw> Ls at 100 kHz, the performance as a coil that is a passive component is good. And since the coil of the structure shown in FIG. 64 is equipped with the core, it was conventionally considered that there is no proximity effect of a metal body.
図70は、図64の構成を持つコイルであって、図65、図66の特性を持つコイル1Hに、図59のように、各種の金属板を図64(A)のA面に近接させたときの、100kHzにおける実効直列抵抗Rw(Ω)と、インダクタンスLw(μH)を示す特性図である。   FIG. 70 is a coil having the configuration of FIG. 64, and various metal plates are brought close to the A surface of FIG. 64 (A), as shown in FIG. 59, to the coil 1H having the characteristics of FIGS. FIG. 6 is a characteristic diagram showing an effective series resistance Rw (Ω) at 100 kHz and an inductance Lw (μH).
図70を図59と比べて見ると、インダクタンスLw(μH)の減少率は小さいものの、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率とともに、図59とほぼ同一の傾向にある。すなわち、以上に説明してきたように、誘導結合が可能な構成のコイルは、金属体の近接影響を受け、実効直列抵抗Rw(Ω)が上昇する。12μmの厚さのアルミホイルが近接した構成(3)、35μmの厚さの銅箔が近接した構成(7)、0.5mmの厚さの鉄板が近接した構成(10)のコイルは、実効直列抵抗Rw(Ω)が、図59と同様に高くなっている。また、図59と同様、構成により、インダクタンスLw(μH)が減少している。あるいは、誘導結合が可能な構成のコイル1Hを2個使用し、両コイルを誘導結合させると、Ln>Lw、となる。コイル全体の構成によっては、Ln>Lw>Ls、という回路理論に反するものも有る。   When FIG. 70 is compared with FIG. 59, the decrease rate of the inductance Lw (μH) is small, but the increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) tends to be almost the same as that of FIG. That is, as described above, the coil having a configuration capable of inductive coupling is affected by the proximity of the metal body, and the effective series resistance Rw (Ω) increases. The coil of the configuration in which the aluminum foil having a thickness of 12 μm is close (3), the configuration in which the copper foil having a thickness of 35 μm is close (7), and the configuration in which the iron plate having a thickness of 0.5 mm is close (10) is effective. The series resistance Rw (Ω) is high as in FIG. Similarly to FIG. 59, the inductance Lw (μH) is reduced by the configuration. Alternatively, when two coils 1H configured to be inductively coupled are used and both coils are inductively coupled, Ln> Lw. Some configurations of the coil are contrary to the circuit theory of Ln> Lw> Ls.
図71は、コイル1Gに図38に示すコイル1fのように磁性材板を備えたコイル1Gbにおいて、コイル1Gbを2個使用したときの、Rw、Rs、Rnと周波数との関係を示す図である。   71 is a diagram showing the relationship between Rw, Rs, Rn and frequency when two coils 1Gb are used in a coil 1Gb having a magnetic material plate like the coil 1f shown in FIG. 38 in the coil 1G. is there.
図71に示す、Rw、Rs、Rnの周波数特性を見ると、図15に示す、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1>10MHzが、f1=1.35MHzにまで低下してきているのが分かる。さらに、図15に示す、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、2.15MHzから、150kHzにまで低下しているのが分かる。   Looking at the frequency characteristics of Rw, Rs, and Rn shown in FIG. 71, it can be seen that the maximum frequency f1> 10 MHz that satisfies Rs> Rw shown in FIG. 15 has decreased to f1 = 1.35 MHz. . Furthermore, it can be seen that the maximum frequency f2 satisfying Rs> Rn ≧ Rw shown in FIG. 15 is reduced from 2.15 MHz to 150 kHz.
一方で、コイル1Hは、図65に示すように、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は1.3MHzと高い。これは、コイル1H2個間の結合係数が0.3程度と低く、コイル1Gb2個間の結合係数が0.9以上と高いためと考えられる。そこで、100kHzにおける両コイル間の結合係数をkとし、コイル1Gb2個が、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2である、150kHzを基準とする。そして、150kHzを、kで割る。ki=0.27のコイル1Hの場合、f2(Hz)の規定値を計算すると、f2=150/0.27≒2.05MHzとなる。図65より、コイル1Hの前記f2は、約1.3Mzであり、f2≧2.05MHzを満足していない。 On the other hand, as shown in FIG. 65, the maximum frequency f2 of the coil 1H that satisfies Rs> Rn ≧ Rw is as high as 1.3 MHz. This is considered because the coupling coefficient between the two coils 1H is as low as about 0.3 and the coupling coefficient between the two coils 1Gb is as high as 0.9 or more. Therefore, the coupling coefficient between the two coils at 100 kHz is k, and the reference is 150 kHz, which is the highest frequency f2 in which two coils 1Gb satisfy Rs> Rn ≧ Rw. Then, the 150kHz, divided by k 2. In the case of the coil 1H with ki = 0.27, when the prescribed value of f2 (Hz) is calculated, f2 = 150 / 0.27 2 ≈2.05 MHz. From FIG. 65, the f2 of the coil 1H is about 1.3 Mz and does not satisfy f2 ≧ 2.05 MHz.
また、コイル1Hは、Ln>Lw>Ls、という回路理論に反する特性を持ち、図66に示すように、Ln>Lw>Ls、の関係も満足していない。さらに、図70を参照すると、コイル1Hは、図64(A)に示すA面に、任意の金属体が近接したときに、インダクタンスLw(μH)の低下が、15%を越えている。換言すれば、Lw(μH)の低下率が85%以下である。また、同一条件で、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加が、単体時よりも5倍以上となっている構成がある。   The coil 1H has characteristics contrary to the circuit theory that Ln> Lw> Ls, and as shown in FIG. 66, the relationship of Ln> Lw> Ls is not satisfied. Further, referring to FIG. 70, when an arbitrary metal body is close to the A surface shown in FIG. 64 (A), the coil 1H has a decrease in inductance Lw (μH) exceeding 15%. In other words, the decrease rate of Lw (μH) is 85% or less. Further, under the same conditions, there is a configuration in which the increase in effective series resistance Rw (Ω) is five times or more that of a single unit.
図72は、図64の構成を持つコイル1Jにおいて、コイル単体の実効直列抵抗Rw(Ω)と、2個のコイル1Ja,1Jbを誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗Rs(Ω)、他方のコイルを開放したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRn(Ω)、としたときの、Rw、Rs、Rnと周波数との関係を示す図である。   FIG. 72 shows one coil when the effective series resistance Rw (Ω) of the single coil and the two coils 1Ja and 1Jb are inductively coupled and the other coil is short-circuited in the coil 1J having the configuration of FIG. Is a graph showing the relationship between Rw, Rs, Rn and frequency when the effective series resistance of one coil is Rn (Ω) when the other coil is opened. is there.
図73は、コイル1J単体のインダクタンスLw(μH)と、コイル1J2個を誘導結合させ、他方のコイルを短絡したときの一方のコイルのインダクタンスLs(μH)、他方のコイルを開放したときの一方のコイルのインダクタンスをLn(μH)、としたときの、Lw、Ls、Lnと周波数との関係を示す図である。   FIG. 73 shows the inductance Lw (μH) of the coil 1J alone, the inductance Ls (μH) of one coil when the two coils 1J are inductively coupled and the other coil is short-circuited, and one when the other coil is opened. It is a figure which shows the relationship between Lw, Ls, Ln, and a frequency when the inductance of the coil of this is set to Ln (microH).
図74は、コイル1Jに、図57のように、各種の金属板を図64(A)のA面に近接させたときの、100kHzにおける実効直列抵抗Rw(Ω)と、インダクタンスLw(μH)を示す特性図である。   FIG. 74 shows an effective series resistance Rw (Ω) at 100 kHz and an inductance Lw (μH) when various metal plates are brought close to the A surface in FIG. FIG.
図72を参照すると、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、2MHz以上である。100kHzにおける両コイル間の結合係数kは、ki=0.37、である。したがって、150/ki=150/0.372=1095kHzとなる。よって、コイル1Jは、f2>1095kHz、を満足する。そして、図73を参照すると、Ln>Lw>Ls、となっており、Lw>Ls、の関係も満足している。さらに、図74を参照すると、コイル1Jは、100kHzにおいて、厚さ12μmのアルミホイル、あるいは厚さ0.5mm(この場合厚さは問わない)の鉄板が近接したときの、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率が5倍以下である。また、コイル1Jは、100kHzにおいて、任意の金属体が近接したときに、インダクタンスLw(μH)の減少率が85%以上でもある。図2、図38から図49に示すような構成を持つコイルの他に、同一のコイル2個間で誘導結合可能な構成のコイルであれば、上記の計測を行ない、特性規定を行なうことにより、性能の良いコイルを特定でき、性能の良いコイルを実現できる。 Referring to FIG. 72, the maximum frequency f2 that satisfies Rs> Rn ≧ Rw is 2 MHz or more. The coupling coefficient k between the two coils at 100 kHz is ki = 0.37. Therefore, 150 / ki 2 = 150 / 0.372 2 = 1095 kHz. Therefore, the coil 1J satisfies f2> 1095 kHz. Referring to FIG. 73, Ln>Lw> Ls, and the relationship of Lw> Ls is also satisfied. Further, referring to FIG. 74, the coil 1J has an effective series resistance Rw (when an aluminum foil having a thickness of 12 μm or an iron plate having a thickness of 0.5 mm (in this case, any thickness) is brought close at 100 kHz. Ω) increase rate is 5 times or less. In addition, the coil 1J has an inductance Lw (μH) reduction rate of 85% or more when an arbitrary metal body approaches at 100 kHz. In addition to the coils having the configurations shown in FIGS. 2 and 38 to 49, if the coil has a configuration that can be inductively coupled between two identical coils, the above measurement is performed and the characteristics are defined. A coil with good performance can be specified, and a coil with good performance can be realized.
(コイルの対向距離と、結合係数、f1(Hz)、f2(Hz)の関係の説明)
上述した実験結果から、コイル1Jは、コイルとしての性能は良いものの、結合係数が低く、力率が低下する。また、図70より、実効直列抵抗Rw(Ω)が高周波数領域になると高くなる。一方で、コイル1Jが、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、2MHz以上となっており、コイル1Gbが、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2である150kHzよりも遥かに高い。そこで、結合係数を下げるため、コイル1Gb2個間の距離を3mm取って、Rw、Rs、Rnの周波数特性を計測してみた。
(Explanation of relationship between coil facing distance and coupling coefficient, f1 (Hz), f2 (Hz))
From the experimental results described above, the coil 1J has a good performance as a coil, but has a low coupling coefficient and a low power factor. In addition, as shown in FIG. 70, the effective series resistance Rw (Ω) increases when the high frequency region is reached. On the other hand, the maximum frequency f2 at which the coil 1J satisfies Rs> Rn ≧ Rw is 2 MHz or more, and the coil 1Gb is far from 150 kHz, which is the maximum frequency f2 at which Rs> Rn ≧ Rw. Very expensive. Therefore, in order to lower the coupling coefficient, the distance between the two coils 1Gb was 3 mm, and the frequency characteristics of Rw, Rs, and Rn were measured.
図75は、コイル1Gb2個間の距離TKを3mmとしたときの、Rw、Rs、Rnと周波数との関係を示す図である。   FIG. 75 is a diagram showing the relationship between Rw, Rs, Rn and frequency when the distance TK between the two coils 1Gb is 3 mm.
図75と、図71とを比較すれば分かるように、コイル1Gbが、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、約500KHzに上昇している。コイル1Gbを2個使い、対向距離TKを3mmとしたときに、100kHzにおいて、RsとRwより近似的に計算した結合係数krは、0.89、LnとLsより近似的に計算した結合係数kiは、0.91となっている。このように、コイル1Gb2個間の対向距離をゼロとした場合も、コイル1Gb2個間の距離を3mmとした場合も、結合係数に関しては大差無い。しかし、前記f2は、500kHzに大きく上昇している。   As can be seen by comparing FIG. 75 with FIG. 71, the maximum frequency f2 at which the coil 1Gb satisfies Rs> Rn ≧ Rw has increased to about 500 KHz. When two coils 1Gb are used and the facing distance TK is 3 mm, the coupling coefficient kr approximately calculated from Rs and Rw at 100 kHz is 0.89, and the coupling coefficient ki approximately calculated from Ln and Ls. Is 0.91. Thus, there is no significant difference in the coupling coefficient both when the opposing distance between the two coils 1Gb is zero and when the distance between the two coils 1Gb is 3 mm. However, the f2 is greatly increased to 500 kHz.
図76は、コイル1Gbに、さらに、0.5mm厚のアルミニウム金属板を装備したコイル1Gdを2個使い、対向距離をゼロとした場合の、Rw、Rs、Rnと周波数との関係を示す図である。   FIG. 76 is a diagram showing the relationship between Rw, Rs, Rn and frequency when two coils 1Gd equipped with a 0.5 mm thick aluminum metal plate are used for the coil 1Gb and the opposing distance is zero. It is.
コイル1Gdが、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、約80kHzにまで低下している。   The maximum frequency f2 at which the coil 1Gd satisfies Rs> Rn ≧ Rw is reduced to about 80 kHz.
図77は、コイル1Gdを2個使い、対向距離TKを3mmとした場合の、Rw、Rs、Rnと周波数との関係を示す図である。   FIG. 77 is a diagram showing the relationship between Rw, Rs, Rn and frequency when two coils 1Gd are used and the facing distance TK is 3 mm.
図75と図77を比較すると分かるが、コイル1Gdが、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、約500kHzにまで上昇している。金属板を装備していないコイル1Gbを2個使い、対向距離TKを3mmとした場合も、コイル1Gdを2個使い、対向距離TKを3mmとした場合も、両コイルのf2は同等である。   As can be seen from a comparison between FIG. 75 and FIG. 77, the maximum frequency f2 at which the coil 1Gd satisfies Rs> Rn ≧ Rw has increased to about 500 kHz. When two coils 1Gb not equipped with a metal plate are used and the opposing distance TK is set to 3 mm, or when two coils 1Gd are used and the opposing distance TK is set to 3 mm, f2 of both coils is the same.
上述のコイル1Aからコイル1Gまでの実施形態では、コイル間の対向距離TKが変化しても、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)に余り変化が無いことは既述した。しかし、コイル1Gb、コイル1Gdは、コイル間隔Zによって、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)が著しく変化する。コイル1Gb、コイル1Gc、コイル1Gdを例にすれば、両コイル間に少なくとも2mmの対向距離を設けるのが好ましい。対向距離はコイル外径Dの関数となるので、コイル外径をDとし、対向距離TKは、TK≧D/50、であれば好ましい。なお、TKは、図51から図53に図示してあるもので、導線端間の距離である。   In the above-described embodiments from the coil 1A to the coil 1G, even if the facing distance TK between the coils changes, the highest frequency satisfying Rs> Rw and the highest frequency satisfying Rs> Rn ≧ Rw. As described above, there is not much change in f2 (Hz). However, in the coil 1Gb and the coil 1Gd, the maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw and the maximum frequency f2 (Hz) satisfying Rs> Rn ≧ Rw significantly change depending on the coil interval Z. Taking the coil 1Gb, the coil 1Gc, and the coil 1Gd as an example, it is preferable to provide a facing distance of at least 2 mm between the coils. Since the facing distance is a function of the coil outer diameter D, it is preferable that the coil outer diameter is D and the facing distance TK is TK ≧ D / 50. TK is shown in FIGS. 51 to 53, and is the distance between the conductor ends.
これは、図46に示す2枚の磁性材板511,512を重ねてコイル50に装備し、磁性材板512側に金属板55を備えたコイル1qにおいても同様である。さらに、図46に示コイル1qにおいて、対向距離TKがゼロとなるときに、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)が高い磁性材板を選ぶ。特にコイル1qでは、2枚の磁性材板511,512を、厚さや材質が異なる構成とし、比透磁率が異なる磁性材板を使い、できる限りf2(Hz)を高くするように構成するのが好ましい。磁性材板511,512は、実際には磁性材粉をバインダーで固めたシートであるので、比透磁率を実際に計測することは困難である。メーカーの資料を参照する限りにおいて、コイル50に近い磁性材板511の比透磁率を低くし、コイル50から離れた磁性材板512の比透磁率を高くした方が、f2(Hz)の低下率は少ないようである。ただし、磁性材板511,512については、絶縁物52の比誘電率のような、確立された基準が無く、あくまで参考である。本発明の実施形態にて述べた構成規定を優先すべきである。   The same applies to the coil 1q shown in FIG. 46 in which the two magnetic material plates 511 and 512 are overlapped and mounted on the coil 50, and the metal plate 55 is provided on the magnetic material plate 512 side. Further, in the coil 1q shown in FIG. 46, when the opposing distance TK becomes zero, a magnetic material plate having a high maximum frequency f2 (Hz) that satisfies Rs> Rn ≧ Rw is selected. In particular, in the coil 1q, the two magnetic material plates 511 and 512 are configured to have different thicknesses and materials, and magnetic material plates having different relative permeability are used so that f2 (Hz) is as high as possible. preferable. Since the magnetic material plates 511 and 512 are actually sheets obtained by solidifying magnetic material powder with a binder, it is difficult to actually measure the relative permeability. As long as the manufacturer's materials are referred to, f2 (Hz) decreases when the relative permeability of the magnetic material plate 511 near the coil 50 is lowered and the relative permeability of the magnetic material plate 512 away from the coil 50 is increased. The rate seems to be small. However, the magnetic material plates 511 and 512 have no established standards such as the relative dielectric constant of the insulator 52, and are only for reference. The configuration rules described in the embodiments of the present invention should be prioritized.
通常、導線を巻回して構成する電力伝送装置のコイルは、双方のコイルの対向距離TKがゼロで使用されることは無く、所定距離、例えば上述したように、3mmなどの間隔を必要とする。上述してきたように、図38に示すコイル1fから図49に示すコイル1tは、所定距離TKを設けても、結合係数が低下しない。したがって、高い力率を維持でき、電力伝送性能がよい電力伝送用コイルが実現できる。この電力伝送用コイルを使用し、電力伝送性能がよい電力伝送装置を実現することができる。このように、図38に示すコイル1fから図49に示すコイル1tは、金属体の近接による特性変動を回避できる。また、不要輻射を低減できる。さらに、両コイル間に所定距離TKを設けても、結合係数が低下しないという極めて優れた効果を奏するものである。   Normally, a coil of a power transmission device configured by winding a conducting wire is not used when the opposing distance TK of both coils is zero, and requires a predetermined distance, for example, an interval of 3 mm as described above. . As described above, the coupling coefficient of the coil 1f shown in FIG. 38 to the coil 1t shown in FIG. 49 does not decrease even if the predetermined distance TK is provided. Therefore, it is possible to realize a power transmission coil that can maintain a high power factor and has good power transmission performance. By using this power transmission coil, a power transmission device with good power transmission performance can be realized. As described above, the coil 1f shown in FIG. 38 to the coil 1t shown in FIG. 49 can avoid characteristic fluctuation due to the proximity of the metal body. Moreover, unnecessary radiation can be reduced. Furthermore, even if the predetermined distance TK is provided between the two coils, there is an extremely excellent effect that the coupling coefficient does not decrease.
なお、図42に示すコイル1kの一例であるコイル1Gaは、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1は、10MHz以上、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2は、2MHz以上であり、磁性板の影響が無く、金属体近接によるコイル特性の変化防止以外の作用効果は、コイル1Aからコイル1Gと全く同じなので、対向するコイルの間隔TKに関する説明を省略する。   Note that the coil 1Ga, which is an example of the coil 1k shown in FIG. 42, has a maximum frequency f1 satisfying Rs> Rw of 10 MHz or more and a maximum frequency f2 satisfying Rs> Rn ≧ Rw of 2 MHz or more. Since there is no influence of the magnetic plate and the effects other than the prevention of the change of the coil characteristics due to the proximity of the metal body are the same as those of the coils 1A to 1G, the description regarding the interval TK between the opposing coils is omitted.
なお、言うまでもないが、コイル1fからコイル1tのコイル50には、空芯状態での一方のコイル単体の実効直列抵抗をRw(Ω)、空芯状態での一方のコイルに対向する他方のコイルを短絡したときの、一方のコイルの実効直列抵抗をRs(Ω)、とすると、100kHzにて、Rs>Rw、を満足する一方のコイルを使用する。例えば、コイル50には、上述してきた本発明の実施形態であるコイル1Bからコイル1Gを使用する。   Needless to say, the coil 50 from the coil 1f to the coil 1t has an effective series resistance of one coil alone in the air-core state as Rw (Ω), and the other coil facing the one coil in the air-core state. Assuming that the effective series resistance of one coil when short-circuited is Rs (Ω), one coil that satisfies Rs> Rw at 100 kHz is used. For example, as the coil 50, the coils 1B to 1G which are the embodiments of the present invention described above are used.
さらに、磁性材板51または511,512を装備したコイル1fからコイル1tを一方のコイルとしたときに、100kHzにてコイル1fからコイル1tが、Rs>Rw、を満足しているのが好ましい。   Further, when the coil 1f to the coil 1t equipped with the magnetic material plate 51 or 511, 512 are used as one coil, it is preferable that the coil 1f to the coil 1t satisfy Rs> Rw at 100 kHz.
コイル1fからコイル1tが、Rs>Rw、を満足する最高周波数をf1(Hz)とすると、コイル1fからコイル1tを装備した電力伝送装置100は、f1(Hz)未満の周波数で電力を伝送する。   Assuming that the highest frequency satisfying Rs> Rw from the coil 1f to the coil 1t is f1 (Hz), the power transmission device 100 equipped with the coil 1t to the coil 1t transmits power at a frequency less than f1 (Hz). .
コイル1fからコイル1tが、電力伝送装置100の送電コイル1である場合、コイル1fからコイル1tは交流電源30bにより、f1(Hz)未満の周波数であるfd(Hz)で駆動される。   When the coil 1f to the coil 1t are the power transmission coil 1 of the power transmission device 100, the coils 1f to 1t are driven by the AC power supply 30b at fd (Hz), which is a frequency less than f1 (Hz).
さらに、前述してきた実施形態のコイル1m、コイル1qを一方のコイルとし、同一のコイルを他方のコイルとして、一方のコイル単体のインダクタンスをLwa(H)、両コイルを誘導結合させたときに、他方のコイルが短絡されているときの、一方のコイルのインダクタンスをLsa(H)、とすると、コイル1m、コイル1qが、100kHzにて、Lwa>Lsa、を満足しており、かつ、f1(Hz)未満の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数にて、Lwa>Lsa、を満足しているのが好ましい。   Furthermore, when the coil 1m and the coil 1q of the above-described embodiment are one coil, the same coil is the other coil, the inductance of one coil is Lwa (H), and both coils are inductively coupled. If the inductance of one coil when the other coil is short-circuited is Lsa (H), the coil 1m and the coil 1q satisfy Lwa> Lsa at 100 kHz, and f1 ( It is preferable that Lwa> Lsa is satisfied in a frequency region less than (Hz) and a frequency used for power transmission.
前述してきたコイル1fからコイル1tを一方のコイルとし、対向している他方のコイルを開放したときの各コイルの実効直列抵抗をRn(Ω)、RsRnRw、を満足する最高周波数f2(Hz)とすると、一方のコイルは、f2(Hz)未満の周波数領域で使用されるのが好ましい。
The maximum frequency f2 satisfying Rn (Ω) and Rs > RnRw as the effective series resistance of each coil when the coil 1f to the coil 1t described above are set as one coil and the other opposing coil is opened. Assuming (Hz), one coil is preferably used in a frequency region below f2 (Hz).
そして、前述してきたコイル1m、コイル1qを一方のコイルとし、対向している他方のコイルを開放したときの一方コイルのインダクタンスをLn、とすると、少なくとも、Ln>Lw>Ls、の関係を100kHzにて満足し、f1(Hz)未満の周波数領域であって、電力伝送に使用される周波数fa(Hz)にて、コイル1m、コイル1qが、Ln>Lw>Ls、の関係を満足しているのが好ましい。   When the coil 1m and the coil 1q described above are set as one coil and the other coil facing each other is opened, the inductance of one coil is Ln, and at least the relationship of Ln> Lw> Ls is 100 kHz. In the frequency region below f1 (Hz), the coil 1m and the coil 1q satisfy the relationship Ln> Lw> Ls at the frequency fa (Hz) used for power transmission. It is preferable.
より好ましくは、コイル1fからコイル1tが、Rs>Rn≧Rw、を満足する最高周波数f2(Hz)とすると、コイル1fからコイル1tは、f2(Hz)未満の周波数領域で使用され、f2(Hz)未満の周波数領域において、Ln>Lw>Ls、の関係を満足している。   More preferably, assuming that the maximum frequency f2 (Hz) satisfying Rs> Rn ≧ Rw from the coil 1f to the coil 1t, the coil 1f to the coil 1t are used in a frequency region less than f2 (Hz), and f2 ( In the frequency region below (Hz), the relationship of Ln> Lw> Ls is satisfied.
なお、前述した熱条件の規定は、前述した方法と同様の手法にて熱抵抗θiを求めることにより満足できる。   The above-mentioned definition of the thermal condition can be satisfied by obtaining the thermal resistance θi by the same method as that described above.
電力伝送装置100の送電部30が、コイル1fからコイル1tを含む場合、コイル1fからコイル1tを含む送電部30は、本発明の電力伝送装置の送電装置になる。   When the power transmission unit 30 of the power transmission device 100 includes the coil 1f to the coil 1t, the power transmission unit 30 including the coil 1f to the coil 1t is a power transmission device of the power transmission device of the present invention.
電力伝送装置100の受電部40が、コイル1fからコイル1tを含む場合、コイル1fからコイル1tを含む受電部40は、本発明の電力伝送装置の受電装置になる。   When the power reception unit 40 of the power transmission device 100 includes the coil 1f to the coil 1t, the power reception unit 40 including the coil 1f to the coil 1t is a power reception device of the power transmission device of the present invention.
(金属板をコイル中心の線に接続する場合の説明)
図78は、図42に示すコイル1kから図49に示すコイル1tにおいて、コイル内周部から取り出す線を、コイルに装備された金属板を使用する図である。
(Explanation when connecting the metal plate to the coil center wire)
FIG. 78 is a diagram in which a metal plate mounted on a coil is used as a wire to be taken out from the inner periphery of the coil in the coil 1k shown in FIG. 42 to the coil 1t shown in FIG.
コイル1aからコイル1jの構成のコイル50では、コイル50の中心から外へ取り出す導線は、導線の太さ分厚くなる。図78においては、図42に示すコイル1kの絶縁板54の中心に、導線貫通穴を設け、コイル内周部の導線501を金属板55に接続してある。コイル50の外周部の端部552を一方の端子とし、金属板55の端部551を他方の端子とする。導線501と金属板55との接続方法は、半田付け、溶接など種々の手法が使用できる。この構成は、絶縁板のみならず、磁性材板にも適用可能である。   In the coil 50 having the configuration of the coil 1a to the coil 1j, the conducting wire taken out from the center of the coil 50 is thicker by the thickness of the conducting wire. In FIG. 78, a lead wire through hole is provided at the center of the insulating plate 54 of the coil 1 k shown in FIG. 42, and the lead wire 501 at the inner periphery of the coil is connected to the metal plate 55. The end portion 552 of the outer peripheral portion of the coil 50 is used as one terminal, and the end portion 551 of the metal plate 55 is used as the other terminal. Various methods such as soldering and welding can be used as a method of connecting the conductive wire 501 and the metal plate 55. This configuration is applicable not only to an insulating plate but also to a magnetic material plate.
(コイルに結合線を設ける実施例)
図79は、図38から図49に示す各構成のコイルに使用される導線に、リッツ線を用い、リッツ線の一端は全ての素線を接続し、リッツ線の他端から、リッツ線を構成する素線の内、少なくとも一本を結合線10aとして取り出した場合の等価回路図である。
(Example in which a coupling wire is provided in a coil)
In FIG. 79, a litz wire is used for the conductive wires used in the coils having the configurations shown in FIGS. 38 to 49, one end of the litz wire is connected to all strands, and the other end of the litz wire is connected to the litz wire. FIG. 5 is an equivalent circuit diagram when at least one of the constituent wires is taken out as a coupling line 10a.
図79に示す、結合線10aは、コイルの作動状態を検知するのに用いることができる。あるいは、信号伝送用に使用することができる。また、反転アンプを使用して正帰還をかけることにより、自励発振を行なうことができる。   The coupling wire 10a shown in FIG. 79 can be used to detect the operating state of the coil. Alternatively, it can be used for signal transmission. In addition, self-excited oscillation can be performed by applying positive feedback using an inverting amplifier.
結合線10aは、送電コイル1または受電コイル2とほぼ密結合状態にある。また巻線比は1:1である。よって、結合線10aには、送電コイル1または受電コイル2と同一の振幅、位相の交流電圧が現れる。この結合線10aは後述する本発明のその他の実施形態における送電部と受電部間の信号伝送機能、送電コイルに金属体が近接したときの検知、負荷が接続された受電コイルが近接したときの判別に利用できる。   The coupling line 10a is in a substantially tightly coupled state with the power transmission coil 1 or the power reception coil 2. The winding ratio is 1: 1. Therefore, an AC voltage having the same amplitude and phase as that of the power transmission coil 1 or the power reception coil 2 appears in the coupling line 10a. This coupling line 10a is a signal transmission function between a power transmission unit and a power reception unit in other embodiments of the present invention described later, detection when a metal body is close to a power transmission coil, and when a power reception coil to which a load is connected is close Can be used for discrimination.
前述した図78の実施形態をリッツ線に適用する場合には、内周部の導線を全ての素線をまとめて金属板55に接続し、外周部から取り出す素線の内、少なくとも一本を結合線10aにする。結合線10aは、共通線と接続せずに素線として取り出し、4端子構成のコイルとしてもよい。この場合、送電コイルと結合線が絶縁されているので、信号検知、自励発振などに用いる場合、回路構成の自由度が増す。   When the embodiment of FIG. 78 described above is applied to a litz wire, all the wires of the inner periphery are connected to the metal plate 55, and at least one of the wires taken out from the outer periphery is removed. The connecting line 10a is used. The coupling wire 10a may be taken out as a strand without being connected to the common line, and may be a four-terminal coil. In this case, since the power transmission coil and the coupling line are insulated, the degree of freedom in circuit configuration increases when used for signal detection, self-excited oscillation, and the like.
(電力伝送用コイルの実施例)
図38に示すコイル1gから図49に示すコイル1tは、前述した電力伝送装置に使用される電力伝送用コイルの実施例でもある。
(Example of coil for power transmission)
The coil 1g shown in FIG. 38 to the coil 1t shown in FIG. 49 are also examples of the power transmission coil used in the power transmission device described above.
(電力伝送用コイルの駆動条件)
空芯コイルであっても、磁性材板を装備していても、上述したf1(Hz)、f2(Hz)が高くなるようにして、f1(Hz)またはf2(Hz)未満で送電コイルを駆動するコイルの駆動条件を規定しないと、性能のよい電力伝送装置は実現できない。
(Power transmission coil drive conditions)
Whether it is an air-core coil or a magnetic material plate, the above-described f1 (Hz) and f2 (Hz) are increased so that the power transmission coil is less than f1 (Hz) or f2 (Hz). A power transmission device with good performance cannot be realized unless the driving conditions of the coil to be driven are defined.
(コイル単体の実施例)
さらに、上記に説明してきた、特性規定が行なわれた本発明の実施形態の電力伝送装置に使用されるコイルは、同一の2個のコイル間で誘導結合可能な構成を持つコイルの発明でもある。
(Example of a single coil)
Furthermore, the coil used in the power transmission device according to the embodiment of the present invention in which the characteristic is defined as described above is also an invention of a coil having a configuration capable of inductively coupling between the same two coils. .
(本発明に用いる金属に関する説明)
なお、空芯コイルに金属体が近接した場合、コイルの性能が劣化することは上述した通りである。また、空芯コイルに磁性材を近接させた場合も、磁性材がコイルの電力伝送性能を劣化させるときがある。例えば、図31(A)の実施形態において、ボビン状の内径空洞内に、透磁率の低い磁性材料を装備する場合などである。このように、前述してきた本発明の各実施形態以外の構成規定や特性規定によらず、磁性材をコイルに装備しても、本発明におけるコイルの性能を改善できるものではない。
(Explanation regarding metals used in the present invention)
As described above, when a metal body is close to the air-core coil, the performance of the coil is deteriorated. Further, even when a magnetic material is brought close to the air-core coil, the magnetic material sometimes deteriorates the power transmission performance of the coil. For example, in the embodiment of FIG. 31A, there is a case where a magnetic material having a low magnetic permeability is provided in a bobbin-shaped inner diameter cavity. As described above, even if the coil is equipped with a magnetic material, the performance of the coil in the present invention cannot be improved regardless of the configuration regulations and characteristic regulations other than the embodiments of the present invention described above.
コイルに磁性材を装備する場合においても、まず本発明の空芯コイルで特性のよいものを選ばねばならない。上述した実施形態では最も性能の良い空芯コイルであるコイル1Gを選んで、磁性材板を装備した。しかし、上述したように、コイル1Gの電力伝送性能を維持したまま、金属体近接影響の排除を実現するのが簡単ではないことを説明してきた。特許文献2の実施例に示されているコイルでは、金属体近接影響の排除できず、高周波数での動作も難しい。不要輻射の関係上、250kHz以上の周波数を使用するのは困難である。しかし、最低でも、100kHzでの動作を実現しなければならない。そのためには、上述してきた規定に基づき、できる限り性能のよい空芯コイルを選ぶ必要がある。   Even when the coil is equipped with a magnetic material, the air core coil of the present invention must first be selected. In the embodiment described above, the coil 1G, which is the air core coil having the best performance, is selected and the magnetic material plate is provided. However, as described above, it has been explained that it is not easy to eliminate the proximity effect of the metal body while maintaining the power transmission performance of the coil 1G. In the coil shown in the example of Patent Document 2, the influence of proximity to the metal body cannot be eliminated, and operation at a high frequency is difficult. Due to unnecessary radiation, it is difficult to use a frequency of 250 kHz or higher. However, at a minimum, operation at 100 kHz must be realized. For this purpose, it is necessary to select an air-core coil with the best possible performance based on the above-mentioned regulations.
この発明の実施形態において、導線を形成する導体の材質は特に限定されないが、本実施形態にて述べている各コイルは、全て導体に銅を用いている。導体として比抵抗が小さい銅を使うのが好ましいが、比抵抗が小さい他の金属、あるいは合金を導体として使うこともできる。   In the embodiment of the present invention, the material of the conductor forming the conducting wire is not particularly limited, but all the coils described in this embodiment use copper as the conductor. Although copper having a small specific resistance is preferably used as the conductor, other metals or alloys having a small specific resistance can also be used as the conductor.
また、金属の磁気的性質には、反磁性、常磁性、強磁性以外にも、反強磁性などがある。しかし、本願において着目しているのは、コイルの実効直列抵抗Rw(Ω)を増加させる磁気的性質である。コイルに装備する金属板は、単に永久磁石に吸着する金属または合金以外のものであればよい。   In addition to diamagnetism, paramagnetism, and ferromagnetism, the magnetic properties of metals include antiferromagnetism. However, attention is focused on the magnetic property that increases the effective series resistance Rw (Ω) of the coil. The metal plate mounted on the coil may be anything other than a metal or alloy that is simply attracted to the permanent magnet.
本願発明者は、チタン、真鍮、ステンレスなどの各種金属を使用して実測を行なった。0.1mmの厚さのチタン板は、0.1mm厚のアルミ板と同じ特性変動を示した。0.5mmの厚さの真鍮板は、0.5mm厚の銅板と同じ特性変動を示した。0.5mmの厚さの永久磁石に吸着するステンレス板は、0.5mm厚の鉄板よりも特性劣化を起した。このように、永久磁石に吸着するか、吸着しないかで金属板を選べばよい。   The inventor of the present application made measurements using various metals such as titanium, brass, and stainless steel. The 0.1 mm thick titanium plate showed the same characteristic variation as the 0.1 mm thick aluminum plate. A brass plate with a thickness of 0.5 mm showed the same characteristic variation as a copper plate with a thickness of 0.5 mm. The stainless steel plate adsorbed on the 0.5 mm thick permanent magnet caused characteristic deterioration more than the 0.5 mm thick iron plate. Thus, the metal plate may be selected depending on whether it is attracted to the permanent magnet or not.
(コイルの特性計測に用いた計測器)
なお、上記に説明した各コイルの実効直列抵抗やインダクタンスの測定には、1MHzまでは、アジレント社のLCRメータ、4284A、1〜10MHzの測定には、ヒューレットパッカード社のLCRメータ、4275Aを使用した。なお、1〜10MHzの計測は、1、2、4、10MHzの各点でしか計測できないので、例えば、4MHzにて、Rs>Rwを満足し、10MHzにて、Rs>Rw、を満足しない場合は、補間により、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)を推定している。
(Measurement device used for measuring coil characteristics)
The effective series resistance and inductance of each coil described above were measured up to 1 MHz using an Agilent LCR meter, and 4284A, 1 to 10 MHz were measured using a Hewlett Packard LCR meter, 4275A. . In addition, since measurement of 1 to 10 MHz can be performed only at each point of 1, 2, 4, and 10 MHz, for example, when Rs> Rw is satisfied at 4 MHz and Rs> Rw is not satisfied at 10 MHz. Estimates the maximum frequency f1 (Hz) satisfying Rs> Rw by interpolation.
(電力伝送装置の電力伝送特性)
図80は、密結合状態に構成された通常の変圧器(変成器)における2次側巻線の負荷電流と2次側巻線の両端電圧の関係、本発明の実施形態における電力伝送装置100の受電コイル2の負荷電流と受電コイルの両端電圧の関係を示す特性図である。図80において、一般の変成器の特性は実線で示してあり、本発明の実施形態における電力伝送装置の特性は破線で示してある。
(Power transmission characteristics of power transmission equipment)
FIG. 80 shows the relationship between the load current of the secondary winding and the voltage at both ends of the secondary winding in a normal transformer (transformer) configured in a tightly coupled state, and the power transmission device 100 according to the embodiment of the present invention. It is a characteristic view which shows the relationship between the load current of the receiving coil 2 of this, and the both-ends voltage of a receiving coil. In FIG. 80, the characteristic of a general transformer is indicated by a solid line, and the characteristic of the power transmission device in the embodiment of the present invention is indicated by a broken line.
密結合状態に構成された通常の変圧器では、2次側巻線の負荷電流値が変圧器の定格値Im(A)以下なら、2次側巻線の両端電圧は、ほぼ一定である。一般の電気機器、電子機器は、定電圧で動作する。そのため、図80に示す変圧器の定格値Im(A)以下の定電圧領域で使用する。しかし、商用電源に用いられているような変圧器とは異なり、一般の電気機器、電子機器に用いられる変圧器は、機器が消費する最大電流よりも前記定格値Im(A)が、若干高いものが使われる。これは、過剰な余裕を持たせると、変圧器の体積が大きくなり、コストも高くなってしまうからである。   In a normal transformer configured in a tightly coupled state, if the load current value of the secondary winding is equal to or less than the rated value Im (A) of the transformer, the voltage across the secondary winding is substantially constant. General electric devices and electronic devices operate at a constant voltage. Therefore, the transformer is used in a constant voltage region below the rated value Im (A) of the transformer shown in FIG. However, unlike a transformer used for a commercial power source, a transformer used for a general electric device or electronic device has a slightly higher rated value Im (A) than the maximum current consumed by the device. Things are used. This is because if an excessive margin is provided, the volume of the transformer increases and the cost also increases.
一方、本発明の実施形態における電力伝送装置の受電コイルの負荷電流と2次側巻線の両端電圧の関係を見ると、負荷電流の増加に従い、2次側巻線の両端電圧が降下しているのが分かる。この特性図は、特許文献2の第8図から数値を読み取って計算し、若干の補正をして正規化したものである。本願発明者の追試では、負荷電流の増加による2次側巻線の両端電圧降下率は、特許文献2よりもさらに大きくなっている。   On the other hand, when looking at the relationship between the load current of the receiving coil of the power transmission device and the voltage across the secondary winding in the embodiment of the present invention, the voltage across the secondary winding drops as the load current increases. I can see that This characteristic diagram is calculated by reading numerical values from FIG. 8 of Patent Document 2 and performing normalization after slight correction. In the follow-up test by the inventor of the present application, the voltage drop rate across the secondary winding due to the increase in the load current is larger than that of Patent Document 2.
このような特性を持つ本発明の実施形態における電力伝送装置において、機器が必要とする最大電流に負荷を設定すると、電源電圧が低下する。機器が消費する電流が低下すると、電源電圧が上昇する。さらに、前述した図51から図54のように、送電コイルと受電コイルの寸法、形状が異なる場合や、使用状況によりコイル間の距離TKが異なる場合がある。このような場合に、図52の状態で、最大のコイル間距離TKにて受電部の負荷電流を確保するように調整をしたとする。前述した(4)式で説明するまでもなく、コイルの相対位置が図51のようになるか、コイル間の距離TKが短くなった場合には、受電側の電圧が上昇するのは容易に推察できる。すなわち、本発明の電力伝送装置は、受電コイル出力が定電圧特性ではない。受電側の電圧が上昇すると、受電部が含まれる機器本体が破損する可能性がある。また、受電部に過大電流が流れる可能性もある。負荷抵抗値は異なるが、負荷電流を2Aから1Aに低下させると、負荷電圧は約1.6倍になるのが、図80より分かる。少なくとも、これらの過大電圧、過大電流対策も考慮しておかないとならない。   In the power transmission device according to the embodiment of the present invention having such characteristics, when the load is set to the maximum current required by the device, the power supply voltage decreases. When the current consumed by the device decreases, the power supply voltage increases. Further, as shown in FIGS. 51 to 54 described above, the dimensions and shape of the power transmission coil and the power reception coil may be different, or the distance TK between the coils may be different depending on the use situation. In such a case, it is assumed that adjustment is performed to ensure the load current of the power receiving unit at the maximum inter-coil distance TK in the state of FIG. Needless to say with the above-mentioned formula (4), when the relative position of the coil is as shown in FIG. 51 or the distance TK between the coils is shortened, it is easy for the voltage on the power receiving side to rise. I can guess. That is, in the power transmission device of the present invention, the receiving coil output does not have a constant voltage characteristic. When the voltage on the power receiving side increases, the device body including the power receiving unit may be damaged. In addition, an excessive current may flow through the power receiving unit. Although the load resistance values are different, it can be seen from FIG. 80 that when the load current is reduced from 2 A to 1 A, the load voltage is increased by about 1.6 times. At least these countermeasures against excessive voltage and excessive current must be taken into consideration.
また、上述してきたように、本発明の実施形態における電力伝送装置、電力伝送装置の送電装置、電力伝送装置の受電装置は、電力伝送性能が極めてよい。送電コイル1、受電コイル2に流れる電流にもよるが、前述した直径5cmのコイル1Gを、送電コイル1、受電コイル2の双方に使用することにより、最大で40W前後の電力を伝送可能である。このような電力伝送性能が達成されると、送電コイル1は誘導加熱器の過熱コイルと同じく、金属加熱作用を持つ。そこで、特許文献5に記載のように、送電コイルにクリップなどの金属体が近接したときに、金属体の発熱を防止しなければならなくなる。あるいは、正規の受電部を判別する必要がでてくる。そこで、これらの課題を解決する具体例を以下に説明してゆく。   Further, as described above, the power transmission device, the power transmission device of the power transmission device, and the power reception device of the power transmission device in the embodiment of the present invention have extremely good power transmission performance. Although depending on the current flowing through the power transmission coil 1 and the power reception coil 2, by using the coil 1G having a diameter of 5 cm described above for both the power transmission coil 1 and the power reception coil 2, it is possible to transmit power of up to about 40 W. . When such power transmission performance is achieved, the power transmission coil 1 has a metal heating action, similar to the overheating coil of the induction heater. Therefore, as described in Patent Document 5, when a metal body such as a clip approaches the power transmission coil, heat generation of the metal body must be prevented. Alternatively, it is necessary to determine a proper power receiving unit. Therefore, specific examples for solving these problems will be described below.
(信号伝送手段を装備した実施例)
図81は、送電部30と受電部40に信号伝送手段を装備した例である。
(Embodiment equipped with signal transmission means)
FIG. 81 shows an example in which the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 are equipped with signal transmission means.
図81では、送電部30は信号受信回路30cを装備しており、受電部40は信号送信回路40bを装備している。信号ライン61は受電部40から送電部30への信号伝送ラインを示す。これにより、受電部40から送電部30に信号を送ることが可能になる。   In FIG. 81, the power transmission unit 30 is equipped with a signal reception circuit 30c, and the power reception unit 40 is equipped with a signal transmission circuit 40b. A signal line 61 indicates a signal transmission line from the power reception unit 40 to the power transmission unit 30. Thereby, a signal can be sent from the power receiving unit 40 to the power transmitting unit 30.
送電制御回路30aには、受電部個別の識別情報であるIDコードを保持する送電側識別情報保持手段30hと、受電制御回路40aからIDコードが送られてきて送電側識別情報保持手段30hに保持されているIDコードとが一致しており、受電側の動作状態が正常であれば送電電力を制御する送電電力制御手段30iと、送電時の識別情報、日付および時刻情報、送電電力情報などを記憶する記憶手段30jとが設けられている。送電電力制御手段30iは、送電電力を変化可能な送電電力可変手段および送電周波数を変更可能とする送電周波数可変手段としても作動する。   The power transmission control circuit 30a receives a power transmission side identification information holding unit 30h that holds an ID code that is individual identification information of the power receiving unit, and the power reception control circuit 40a receives the ID code and holds it in the power transmission side identification information holding unit 30h. The transmission power control means 30i for controlling the transmission power if the received ID code is matched and the operation state on the power receiving side is normal, and the identification information, date and time information at the time of power transmission, transmission power information, etc. Storage means 30j for storing is provided. The transmission power control means 30i also operates as a transmission power variable means capable of changing the transmission power and a transmission frequency variable means capable of changing the transmission frequency.
受電制御回路40aには、交流電力を直流電力に変換する整流回路が装備される。受電制御回路40aは、この整流回路により変換された直流電力で動作する受電部個別の識別情報であるIDコードを保持する受電側識別情報保持手段40hと、受電電力を検知する受電電力検知手段40iと、受電部40の動作状態を検知する受電動作状態検知手段40jと、受電部40が含まれる装置の温度を検知する温度検知手段40kと、受電部40に2次電池が含まれる場合に2次電池の充放電状態を検知する回路などが含まれる。   The power reception control circuit 40a is equipped with a rectifier circuit that converts AC power into DC power. The power reception control circuit 40a includes a power receiving side identification information holding unit 40h that holds an ID code that is identification information of each power receiving unit that operates with DC power converted by the rectifier circuit, and a received power detection unit 40i that detects the received power. Power receiving operation state detecting means 40j for detecting the operating state of the power receiving section 40, temperature detecting means 40k for detecting the temperature of the apparatus including the power receiving section 40, and 2 when the power receiving section 40 includes a secondary battery. A circuit for detecting the charge / discharge state of the secondary battery is included.
受電部40から送電部30に信号を送ることにより、受電部40に異常が起こったときに、送電部30で電力送電を中止するなどの異常対策が取れる。また、特定の受電部40が保有するIDコードの認証を行なうことにより、特定の受電部40以外には送電を行わないこともできる。あるいは、受電部40が必要とする電力情報信号を、送電部30に送り、送電部30の送電電力を増減する帰還制御を行なうことができる。   By sending a signal from the power reception unit 40 to the power transmission unit 30, when the power reception unit 40 has an abnormality, an abnormality countermeasure such as stopping power transmission by the power transmission unit 30 can be taken. In addition, by authenticating the ID code held by the specific power receiving unit 40, power transmission can be performed only for the specific power receiving unit 40. Alternatively, the power information signal required by the power receiving unit 40 can be sent to the power transmission unit 30 to perform feedback control to increase or decrease the transmitted power of the power transmission unit 30.
さらに、本発明の実施形態における電力伝送装置100は、送電部30と受電部40とが分離可能である。大電力を送電可能な送電部30は、本発明の実施形態における受電部40を内蔵した小電力を必要とする機器から、本発明の実施形態における受電部40を内蔵した大電力を必要とする機器まで、幅広い機器に対応できる。従来から提案されていない用途として、同一の送電部で、携帯電話などの2W前後の電力を必要とする機器、PDAなどの10W前後の電力を必要とする機器、パソコンなどの50W前後の電力を必要とする機器の全てに電力を伝送可能である。   Furthermore, in the power transmission device 100 according to the embodiment of the present invention, the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 can be separated. The power transmission unit 30 capable of transmitting a large amount of power requires a large amount of power with a built-in power receiving unit 40 according to an embodiment of the present invention from a device that requires a small amount of power with a built-in power receiving unit 40 according to an embodiment of the present invention. Applicable to a wide range of equipment, including equipment. As applications that have not been proposed in the past, in the same power transmission unit, devices that require around 2W of power, such as mobile phones, devices that require around 10W of power, such as PDAs, and power of around 50W such as personal computers Power can be transmitted to all necessary devices.
受電部40が含まれる機器に対応するIDコードを受電部40が保有し、機器から送電部30に伝送されたIDコードを読み取ることにより、送電部30は受電部40が必要とする電力を伝送できる。それによって、2Wしか必要としない小型機器に、10Wの電力を伝送してしまい、前記小型機器が破損に至るのを防止できる。後述するが、本発明の実施形態では、送電部30が誤動作して過大電力を受電部40に送った場合、受電部40での安全対策も考慮してある。さらに、IDコードが、機種のみならず、各機器1台に1個のコードが設定されることにより、不特定多数の人が利用する送電部30が、各機器1台に対し、いつどのような状態で作動したかの稼動状況を送電部30で記録でき、各機器の故障原因を追跡可能となる。従来では、電力伝送性能が達成されていないため、上記のような使用法は発想もされていなかった。   The power receiving unit 40 holds the ID code corresponding to the device including the power receiving unit 40, and the power transmitting unit 30 transmits the power required by the power receiving unit 40 by reading the ID code transmitted from the device to the power transmitting unit 30. it can. Accordingly, 10 W of power is transmitted to a small device that requires only 2 W, and the small device can be prevented from being damaged. As will be described later, in the embodiment of the present invention, when the power transmission unit 30 malfunctions and excessive power is sent to the power reception unit 40, safety measures in the power reception unit 40 are also taken into consideration. Further, when one code is set not only for the model but also for each device, the power transmission unit 30 used by an unspecified number of people can determine how and when each device has one ID code. The power transmission unit 30 can record the operation status as to whether the operation has been performed in a proper state, and the cause of failure of each device can be traced. Conventionally, since the power transmission performance has not been achieved, the above usage has not been conceived.
図82は、送電電力を制御するための、PWM制御の基本波形を示す図である。図82(A)はゲートタイミングを示し、図82(B)はバースト波形を示している。図82(A)のゲートタイミングにおいて、周期T(S)と周期T1(S)の関係は、T1≦T、となっている。ただし、周期T(S)を変動させたときに、(T1/T)は一定でないといけない。通常、このようなPWM制御回路は、鋸波発生器とコンパレータから構成されており、このような回路構成では、周期T(S)を変動させても、(T1/T)は一定となる。   FIG. 82 is a diagram showing a basic waveform of PWM control for controlling transmission power. FIG. 82A shows the gate timing, and FIG. 82B shows the burst waveform. In the gate timing of FIG. 82A, the relationship between the cycle T (S) and the cycle T1 (S) is T1 ≦ T. However, (T1 / T) must be constant when the period T (S) is changed. Normally, such a PWM control circuit is composed of a sawtooth generator and a comparator, and in such a circuit configuration, (T1 / T) is constant even if the period T (S) is varied.
図82において、送電コイル1に供給する交流電力を時分割し、デューティーを変化させる方法について説明する。周期T(S)は、受電部40の最小負荷抵抗値RL(Ω)と、平滑用キャパシタ31dの静電容量C1(F)との積である時定数により決められる。周期T(S)は、T≦RL・C1(S)、に設定するのが好ましい。最大送電可能電力をPm(W)とすると、T1とTの比が、実際の送電電力P1(W)となり、P1=Pm・T1/T(W)、となる。T1=T、のときは、P1=Pm(W)、T1=0、のときは、P1=0(W)となる。従来の技術では、受電部に十分な電力を送れなかったため、図82に示すようなバースト波の周期T(S)を考慮する必要はなかった。   82, a method for changing the duty by time-sharing the AC power supplied to the power transmission coil 1 will be described. The period T (S) is determined by a time constant that is the product of the minimum load resistance value RL (Ω) of the power receiving unit 40 and the capacitance C1 (F) of the smoothing capacitor 31d. The period T (S) is preferably set to T ≦ RL · C1 (S). When the maximum power that can be transmitted is Pm (W), the ratio of T1 and T is the actual transmission power P1 (W), and P1 = Pm · T1 / T (W). When T1 = T, P1 = Pm (W), and when T1 = 0, P1 = 0 (W). In the prior art, sufficient power could not be sent to the power receiving unit, so there was no need to consider the burst wave period T (S) as shown in FIG.
図83は、図81に示す送電部30の送電電力を制御するための、他の実施形態であるPWM回路の一例を示す図である。   FIG. 83 is a diagram illustrating an example of a PWM circuit that is another embodiment for controlling the transmission power of the power transmission unit 30 illustrated in FIG. 81.
図83において、PWM降圧コンバータ30fは、内部に鋸波の発振器とコンパレータとを有しており、図82(A)のゲートタイミングに示す周期Tを一定にし、周期T1を変動させて出力電圧を変動させる。PWM降圧コンバータ30fの出力は、パルス波であるため、平滑して直流にする必要がある。このため、PWM降圧コンバータ30fの出力には、回生ダイオード31bとコイル31cと平滑キャパシタ31dとからなる整流回路が接続される。PWM降圧コンバータ30fの出力OUTがVdのときは、コイル31cに電流I(A)が流れ、コイル31cのインダクタンスをL(H)とすると、コイル31cは、U=LI/2(J)のエネルギーを蓄積している。PWM降圧コンバータ30fの出力がゼロ(実際には開放状態)になると、自己誘導作用により、コイル電流の時間変化に比例する起電力、V=dI/dt(V)、の高電圧がコイル31cの両端に現れ、エネルギーU(J)が解放される。そのため、PWM降圧コンバータ30fの出力が開放状態になったときに、コイル31cに蓄積されているエネルギーU(J)を、回生ダイオード31bにより、平滑用キャパシタ31dに移動させ、電圧変換効率の低下を防ぐ。 In FIG. 83, the PWM step-down converter 30f has a sawtooth oscillator and a comparator inside, makes the period T shown in the gate timing of FIG. 82 (A) constant, and varies the period T1 to change the output voltage. Fluctuate. Since the output of the PWM step-down converter 30f is a pulse wave, it must be smoothed to a direct current. For this reason, a rectifier circuit including a regenerative diode 31b, a coil 31c, and a smoothing capacitor 31d is connected to the output of the PWM step-down converter 30f. When the output OUT of PWM buck converter 30f is Vd, the current I (A) flows through the coil 31c, the inductance of the coil 31c and L (H), the coil 31c is, U = LI 2/2 of (J) Accumulating energy. When the output of the PWM step-down converter 30f becomes zero (actually in an open state), a high voltage of an electromotive force proportional to the time change of the coil current, V = dI / dt (V), is generated in the coil 31c by self-induction. Appears at both ends, releasing energy U (J). Therefore, when the output of the PWM step-down converter 30f is in an open state, the energy U (J) stored in the coil 31c is moved to the smoothing capacitor 31d by the regenerative diode 31b, thereby reducing the voltage conversion efficiency. prevent.
送電制御回路30aとPWM降圧コンバータ30fとを接続する制御信号ライン63は、パルス幅の制御(PWM)を行なうための制御信号を出力する。この制御信号に基づいて、PWM降圧コンバータ30fは、内部のコンパレータの一端に電圧を与えてPWM制御を行なう。送電制御回路30aは、PWM降圧コンバータ30fの出力に基づいて、電力伝送用に必用な電圧(受電部より送られてきた信号、あるいは送電部で検知した信号等に基づき)を生成する。   A control signal line 63 connecting the power transmission control circuit 30a and the PWM step-down converter 30f outputs a control signal for performing pulse width control (PWM). Based on this control signal, the PWM step-down converter 30f applies a voltage to one end of an internal comparator to perform PWM control. The power transmission control circuit 30a generates a voltage necessary for power transmission (based on a signal transmitted from the power reception unit, a signal detected by the power transmission unit, or the like) based on the output of the PWM step-down converter 30f.
送電電力を増減するその他の実施形態は、図83に示す、直流電源Vdを所定電圧Vb(V)に降圧するPWM式のコンバータと、前述した図82に示す、バースト波で送電コイル1を駆動する方法を併用する。図80を参照すると明らかなように、通常の変圧器とは異なり、交流電力を調整することにより、受電側の電圧を変化させることができる。   In another embodiment for increasing / decreasing the transmission power, a PWM converter for stepping down the DC power supply Vd to a predetermined voltage Vb (V) shown in FIG. 83 and the transmission coil 1 driven by a burst wave shown in FIG. Use the same method. As is apparent from FIG. 80, unlike the ordinary transformer, the voltage on the power receiving side can be changed by adjusting the AC power.
受電部40に受電電力P2(W)を検知する回路を設け、受電部40より受電電力P2(W)の値を送電部30に送ることにより、送電部30では、送電電力P1(W)と受電電力P2(W)の比から電力伝送効率η、η=P2/P1、を求めることができる。さらに、前述した受電部40の動作状態を検知する回路により、負荷電圧VL(V)と負荷電流IL(A)が求まり、受電部40にて負荷抵抗値RL、RL=VL/IL(Ω)、が求まる。送電制御回路40aが送電周波数fa(Hz)を変化させる回路を含む場合、送電制御回路40aは、受電部30からの信号に基づき、例えば、電力伝送効率ηが極大となる点にfa(Hz)を調整する。あるいは、受電部30からの負荷抵抗値RL(Ω)信号に基づき、力率が最大となる点にfa(Hz)を調整する。   A circuit for detecting the received power P2 (W) is provided in the power receiving unit 40, and the value of the received power P2 (W) is sent from the power receiving unit 40 to the power transmitting unit 30, whereby the power transmitting unit 30 transmits the transmitted power P1 (W) as From the ratio of the received power P2 (W), the power transmission efficiency η and η = P2 / P1 can be obtained. Further, the load voltage VL (V) and the load current IL (A) are obtained by the above-described circuit for detecting the operating state of the power receiving unit 40, and the load resistance value RL, RL = VL / IL (Ω) is obtained by the power receiving unit 40. , Is obtained. When the power transmission control circuit 40a includes a circuit that changes the power transmission frequency fa (Hz), the power transmission control circuit 40a is based on a signal from the power receiving unit 30, for example, fa (Hz) at a point where the power transmission efficiency η is maximized. Adjust. Alternatively, fa (Hz) is adjusted to a point where the power factor becomes maximum based on the load resistance value RL (Ω) signal from the power receiving unit 30.
なお、信号伝送経路は、前述した方式により、図81に示す信号伝送ライン61、62を必ず使用する必要はない。送電電力を搬送波として、送電部30で振幅変調や周波数変調を行い、該信号を受電部40で復調できる。または、受電部40の負荷抵抗値を変動させて、前述の(4)式により、送電コイル1のインピーダンスを変動させる。送電部30にて送電コイル1のインピーダンス変化を検知し、受電部40からの信号を復調できる。   Note that it is not always necessary to use the signal transmission lines 61 and 62 shown in FIG. Using the transmission power as a carrier wave, the power transmission unit 30 performs amplitude modulation and frequency modulation, and the power reception unit 40 can demodulate the signal. Alternatively, the load resistance value of the power receiving unit 40 is varied, and the impedance of the power transmission coil 1 is varied according to the above-described equation (4). The power transmission unit 30 can detect the impedance change of the power transmission coil 1 and demodulate the signal from the power reception unit 40.
あるいは、特許文献5に記載のように、電力伝送周波数fa(Hz)よりも信号伝送周波数fb(Hz)を数十倍以上に高く設定し、信号をフィルタで取り出してもよい。この場合において、信号伝送周波数fb(Hz)は、前述した、送電コイル1が、Rs>Rw、を満足する最高周波数であるf1(Hz)以上であってもよい。一方、電力伝送を行なう周波数fa(Hz)は、fa<f1、を満足していなければならない。上記のように、送電コイル1と受電コイル2を信号伝送ライン61、62として使用することもでき、コストも低減できる。ただし、信号伝送周波数fb(Hz)は、電力伝送周波数fa(Hz)の整数倍の値から離れたところに設定しないと、信号伝送周波数fb(Hz)が、電力伝送周波数fa(Hz)の高調波による妨害を受けるので、fb(Hz)の設定には注意を要す。   Alternatively, as described in Patent Document 5, the signal transmission frequency fb (Hz) may be set several tens of times higher than the power transmission frequency fa (Hz), and the signal may be extracted by a filter. In this case, the signal transmission frequency fb (Hz) may be equal to or higher than f1 (Hz), which is the highest frequency at which the power transmission coil 1 satisfies Rs> Rw. On the other hand, the frequency fa (Hz) for power transmission must satisfy fa <f1. As described above, the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 can be used as the signal transmission lines 61 and 62, and the cost can be reduced. However, if the signal transmission frequency fb (Hz) is not set away from a value that is an integer multiple of the power transmission frequency fa (Hz), the signal transmission frequency fb (Hz) is higher than the power transmission frequency fa (Hz). Care must be taken when setting fb (Hz) because it is disturbed by waves.
このため、fb(Hz)はfa(Hz)よりも低くし、fa(Hz)を減衰させるノッチフィルタとローパスフィルタを併用し、fb(Hz)のみを取り出せるようにしてもよい。この場合、fa(Hz)を100kHz程度とすると、fb(Hz)は、少なくともfa(Hz)の1/4である25kHz以下に設定する。これは、ローパスフィルタの特性限界であり、かつ、ローパスフィルタによって、波形が鈍ってしまうからである。この波形を復調するには、25kHzの正弦波が25波程度は必要となり、信号伝送レートは、1KBPS程度にまで低下する。しかし、仮に64ビットの信号を伝送するとしても、伝送時間は64mSで済む。上述した各動作情報などは、128ビット程度あれば足りるので、本用途における信号伝送時間は、特に問題にはならない。   For this reason, fb (Hz) may be made lower than fa (Hz), and a notch filter and a low-pass filter that attenuate fa (Hz) may be used together so that only fb (Hz) can be extracted. In this case, when fa (Hz) is about 100 kHz, fb (Hz) is set to 25 kHz or less, which is at least 1/4 of fa (Hz). This is because it is a characteristic limit of the low-pass filter and the waveform is dulled by the low-pass filter. In order to demodulate this waveform, about 25 25 kHz sine waves are required, and the signal transmission rate is reduced to about 1 KBPS. However, even if a 64-bit signal is transmitted, the transmission time is only 64 mS. Since each operation information described above needs only about 128 bits, the signal transmission time in this application is not particularly problematic.
上記のような方式は、特許文献5に限らず、従来から種々提案されているが、従来の技術では、そもそも受電部40が必要とする電力を送れていない。このような機能は、本発明の各実施形態ように、電力伝送性能が確保できてこそ、効果を発揮するものである。   The method as described above is not limited to Patent Document 5 and various types have been proposed in the past. However, in the conventional technology, the power required by the power receiving unit 40 cannot be transmitted in the first place. Such a function is effective only when the power transmission performance is ensured as in each embodiment of the present invention.
信号伝送方法としては、種々の方式がある。上記のように、信号伝送手段に、送電コイル1と受電コイル2を用いても、従来技術よりも高精度に信号を伝送できる。あるいは、MHz帯域、GHz帯域の通信手段を使うこともできる。プラスチックを透過する赤外線LEDにより信号を送信し、赤外線フォトダイオードにより信号を受信して用いてもよい。このように、従来と比較して電力伝送性能が向上すると、送電部30と受電部40間の信号伝送が、種々の方式を用いて実現できるようになる。   There are various signal transmission methods. As described above, even if the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 are used as the signal transmission means, the signal can be transmitted with higher accuracy than in the prior art. Alternatively, communication means in the MHz band and the GHz band can be used. A signal may be transmitted by an infrared LED that transmits through plastic, and a signal may be received by an infrared photodiode. As described above, when the power transmission performance is improved as compared with the related art, signal transmission between the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 can be realized using various methods.
また、図81では、送電部30が信号送信回路30bを装備しており、受電部40は信号受信回路40cを装備している。信号は、信号伝送ライン62を介して伝送される。近年、携帯電話にキャッシュカードと同じように決済用の金銭、あるいは航空券などをデータ化して保持する機能を持たせている。しかし、行楽、スポーツなど、データ化された金銭や航空券を保持した携帯電話を紛失する可能性が高い場合がある。行楽、スポーツなどに出かける場合、信号伝送ライン61を介して、送電部30に金銭や航空券のデータを送信し、送電部30がデータ化された金銭や航空券を保持しておく。行楽、スポーツなどが終了後、信号伝送ライン62を介して、送電部30よりデータ化された金銭や航空券を携帯電話に送る。送電部30と受電部40が分離可能な電力伝送装置100では、送電部30と受電部40間の信号伝送機能を持たせることにより、上記のように様々な利便性の高い機能を実現できる。   In FIG. 81, the power transmission unit 30 is equipped with a signal transmission circuit 30b, and the power reception unit 40 is equipped with a signal reception circuit 40c. The signal is transmitted via a signal transmission line 62. In recent years, mobile phones have a function of storing payment money, air tickets, and the like in the same way as cash cards. However, there are cases where there is a high possibility of losing a mobile phone holding data and money, such as vacation and sports. When going on vacation, sports, etc., money and air ticket data are transmitted to the power transmission unit 30 via the signal transmission line 61, and the power transmission unit 30 holds the converted money and air ticket. After the excursion, sports, etc. are completed, money and air tickets converted into data from the power transmission unit 30 are sent to the mobile phone via the signal transmission line 62. In the power transmission device 100 in which the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 can be separated, by providing a signal transmission function between the power transmission unit 30 and the power reception unit 40, various highly convenient functions can be realized as described above.
なお、上記に挙げた、送電部30と受電部40間の信号伝送機能の利用法は、ごく一例に過ぎない。携帯電話の電話番号帳等の、携帯電話内に蓄積されているデータを送電部30に保存しておく。あるいはPDAのデータをパソコンに備えた送電部へ取り込みパソコンに保存するなど、様々な応用用途が実現できる。これらの機能が実現できていないのは、上述したように、従来の技術では、電力伝送性能が確保できていないからである。   In addition, the utilization method of the signal transmission function between the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 described above is only an example. Data stored in the mobile phone such as the phone number book of the mobile phone is stored in the power transmission unit 30. Alternatively, various application uses such as importing PDA data into a power transmission unit provided in a personal computer and storing it in the personal computer can be realized. The reason why these functions cannot be realized is that, as described above, the conventional technology cannot secure the power transmission performance.
上述した送電部30と受電部40との信号伝送機能は、必要に応じ、受電部40から送電部30への信号伝送機能、送電部30から受電部40への信号伝送機能、の少なくとも一方を備えていればよい。受電部40に信号送信回路40bが含まれている場合、電力伝送装置の送電部30は、信号受信回路30cが備えられていればよい。送電部30に信号送信回路30bが含まれている場合、電力伝送装置の受電部40は、信号受信回路40cが備えられていればよい。   The signal transmission function between the power transmission unit 30 and the power reception unit 40 described above includes at least one of a signal transmission function from the power reception unit 40 to the power transmission unit 30 and a signal transmission function from the power transmission unit 30 to the power reception unit 40 as necessary. It only has to have. When the power receiving unit 40 includes the signal transmission circuit 40b, the power transmission unit 30 of the power transmission device only needs to include the signal reception circuit 30c. When the signal transmission circuit 30b is included in the power transmission unit 30, the power reception unit 40 of the power transmission device only needs to include the signal reception circuit 40c.
すなわち、本発明の実施形態の受電部40との信号伝送手段を含む送電部30は、本発明の電力伝送装置100の送電部の発明にもなる。また、本発明の実施形態の電力伝送装置100の送電部30との信号伝送手段を含む受電部40は、本発明の電力伝送装置の受電部の発明にもなる。   That is, the power transmission unit 30 including the signal transmission unit with the power reception unit 40 according to the embodiment of the present invention is also an invention of the power transmission unit of the power transmission device 100 of the present invention. Moreover, the power receiving unit 40 including a signal transmission unit with the power transmission unit 30 of the power transmission device 100 according to the embodiment of the present invention is also an invention of the power receiving unit of the power transmission device of the present invention.
(制御回路の実施例)
図84は、送電コイル1のインピーダンスZの変化を、送電コイル1に流れる電流を計測することにより検知して、送電コイル1に金属体が近接しているかを判断するか、あるいは2次側の動作状態等を判断するため、送電部30に装備される回路の一例を示すブロック図である。
(Example of control circuit)
In FIG. 84, a change in the impedance Z of the power transmission coil 1 is detected by measuring a current flowing through the power transmission coil 1 to determine whether a metal body is close to the power transmission coil 1, or on the secondary side. FIG. 3 is a block diagram illustrating an example of a circuit provided in a power transmission unit 30 for determining an operation state and the like.
図84においては、送電コイル1に交流定電圧Vを印加し、送電コイルに流れる交流電流Iを検知して、Z=V/I、として複素インピーダンスZを求めている。送電コイル1の複素インピーダンスZを求めるには、送電コイル1に交流定電流Iを流し、送電コイル両端の交流電圧Vを計測し、Z=V/I、として複素インピーダンスZを求める方法もある。後者の場合は、送電コイル1両端の交流電圧を検知する手段が必要となるが、送電コイル1の複素インピーダンスZは同様に求められる。あるいは送電コイル1にリアクタンス性素子を直列接続し、前記リアクタンス性素子の電圧を計測することにより、送電コイル1の複素インピーダンスZを求めることができる。ここでは、送電コイル1に流れる交流電流に基づき、送電コイル1の複素インピーダンスZを求める方法について説明する。   In FIG. 84, the AC constant voltage V is applied to the power transmission coil 1, the AC current I flowing through the power transmission coil is detected, and the complex impedance Z is obtained as Z = V / I. In order to obtain the complex impedance Z of the power transmission coil 1, there is a method in which an AC constant current I is passed through the power transmission coil 1, the AC voltage V across the power transmission coil is measured, and the complex impedance Z is obtained as Z = V / I. In the latter case, means for detecting the AC voltage at both ends of the power transmission coil 1 is required, but the complex impedance Z of the power transmission coil 1 is similarly obtained. Alternatively, the complex impedance Z of the power transmission coil 1 can be obtained by connecting a reactive element in series to the power transmission coil 1 and measuring the voltage of the reactive element. Here, a method for obtaining the complex impedance Z of the power transmission coil 1 based on the alternating current flowing in the power transmission coil 1 will be described.
図84において、送電コイル1の一端には電流検出用の抵抗Riが直列接続される。送電コイル1の他端は送電制御回路30aのOUTHに接続される。抵抗Riは、0.05Ω程度の値で、抵抗Riと送電コイル1との接続点をオペアンプ36aで構成される非反転増幅器の非反転端子に接続する。オペアンプ36aの出力と反転端子との間には、帰還抵抗Rfが接続されている。オペアンプ36aの反転端子は、抵抗R10を介して、送電制御回路30aのOUTLと、信号処理回路と共通の参照電位であるGNDに、抵抗Riのもう一方の端子と共に接続される。オペアンプ36aのゲインGは、G=Rf/R10+1、になる。オペアンプ36aは、数十〜1000倍のゲインを持つように、RfとR10の抵抗値が選ばれている。オペアンプ36aで構成される非反転増幅器は、抵抗Riの両端に生じる数mV〜数十mVの交流電圧を、数V程度に増幅し、電流検知手段として作動する。   In FIG. 84, a current detection resistor Ri is connected in series to one end of the power transmission coil 1. The other end of the power transmission coil 1 is connected to OUTH of the power transmission control circuit 30a. The resistor Ri has a value of about 0.05Ω, and the connection point between the resistor Ri and the power transmission coil 1 is connected to the non-inverting terminal of the non-inverting amplifier formed of the operational amplifier 36a. A feedback resistor Rf is connected between the output of the operational amplifier 36a and the inverting terminal. The inverting terminal of the operational amplifier 36a is connected to OUTL of the power transmission control circuit 30a and GND, which is a common reference potential with the signal processing circuit, together with the other terminal of the resistor Ri through the resistor R10. The gain G of the operational amplifier 36a is G = Rf / R10 + 1. The resistance value of Rf and R10 is selected so that the operational amplifier 36a has a gain of several tens to 1000 times. The non-inverting amplifier composed of the operational amplifier 36a amplifies an alternating voltage of several mV to several tens of mV generated at both ends of the resistor Ri to about several volts, and operates as a current detection unit.
オペアンプ36aの出力は、アナログスイッチ32a,32bに入力される。アナログスイッチ32a,32bは、送電制御回路30aが生成する位相が90度異なる制御信号により、ON,OFFされる。アナログスイッチ32a,32bが、ON,OFFされるタイミングは、sin検波信号と、cos検波信号のように、sinとcosの関係になっている。アナログスイッチ32aの出力は、検波器sin出力となり、アナログスイッチ32bの出力は、検波器cos出力となる。アナログスイッチ32aの出力は、積分器(LPF:ローパスフィルタ)33aに入力され、積分器33aの出力は、積分器sin出力となる。アナログスイッチ32bの出力は、積分器33bに入力され、積分器33bの出力は、積分器cos出力となる。積分器33a,33bの出力は、切換器34によって切換えられてA/D変換回路35に入力され、アナログ信号からデジタル信号に変換されて送電制御回路30aに与えられる。   The output of the operational amplifier 36a is input to the analog switches 32a and 32b. The analog switches 32a and 32b are turned on and off by control signals whose phases generated by the power transmission control circuit 30a are different by 90 degrees. The timings at which the analog switches 32a and 32b are turned on and off are in the relationship between sin and cos as in the case of the sin detection signal and the cos detection signal. The output of the analog switch 32a becomes the detector sin output, and the output of the analog switch 32b becomes the detector cos output. The output of the analog switch 32a is input to an integrator (LPF: low pass filter) 33a, and the output of the integrator 33a is an integrator sin output. The output of the analog switch 32b is input to the integrator 33b, and the output of the integrator 33b becomes an integrator cos output. The outputs of the integrators 33a and 33b are switched by the switch 34 and input to the A / D conversion circuit 35, converted from an analog signal to a digital signal, and supplied to the power transmission control circuit 30a.
なお、アナログスイッチ32a,32bと、積分器33a,33bと、A/D変換回路35は制御信号出力手段として作動する。また、アナログスイッチ32a,32bと、積分器33a,33bは、位相差が90度のsin検波信号とcos検波信号とに基づいて、オペアンプ36aの出力を同期検波する同期検波手段として作動する。さらに、アナログスイッチ32a,32bと、積分器33a,33bは、位相と振幅を同時に検知しており、位相検知手段および振幅検知手段としても作動する。   The analog switches 32a and 32b, the integrators 33a and 33b, and the A / D conversion circuit 35 operate as control signal output means. The analog switches 32a and 32b and the integrators 33a and 33b operate as synchronous detection means for synchronously detecting the output of the operational amplifier 36a based on the sin detection signal and the cos detection signal having a phase difference of 90 degrees. Further, the analog switches 32a and 32b and the integrators 33a and 33b detect the phase and the amplitude at the same time, and also operate as a phase detection unit and an amplitude detection unit.
図85〜図87は、図84における回路の動作状態を表す波形図であり、特に、図85は無負荷時の波形図であり、図86は有負荷時の波形図であり、図87は金属体が接近したときの波形図である。図88は送電コイル電流の同期検波後の信号出力を説明するための図である。   85 to 87 are waveform diagrams showing the operation state of the circuit in FIG. 84. In particular, FIG. 85 is a waveform diagram when there is no load, FIG. 86 is a waveform diagram when there is a load, and FIG. It is a wave form diagram when a metal body approaches. FIG. 88 is a diagram for explaining signal output after synchronous detection of the power transmission coil current.
まず、図85を参照して、無負荷時の動作について説明する。図85(A)には、無負荷時の送電コイル1単体に流れる電流Iと電圧Vとを図示してある。送電コイル1単体の場合、送電コイル1に印加される電圧Vの位相に対し、送電コイル1に流れる電流Iの位相は、90度遅れている。無負荷時においても送電コイル1には所定の電流が流れ、電流検出用抵抗Riの両端に電圧が発生し、その電圧がオペアンプ36aに入力され、オペアンプ36aの出力はアナログスイッチ32a、32bに与えられる。   First, with reference to FIG. 85, the operation at no load will be described. FIG. 85A shows a current I and a voltage V flowing through the power transmission coil 1 alone when there is no load. In the case of the power transmission coil 1 alone, the phase of the current I flowing through the power transmission coil 1 is delayed by 90 degrees with respect to the phase of the voltage V applied to the power transmission coil 1. Even when there is no load, a predetermined current flows through the power transmission coil 1, a voltage is generated across the current detection resistor Ri, the voltage is input to the operational amplifier 36a, and the output of the operational amplifier 36a is applied to the analog switches 32a and 32b. It is done.
アナログスイッチ32aは、図85(B)に示すsin検波信号によりONし、検波器sin出力信号を出力する。検波器sin出力信号は、図85(C)に示すような正弦波を半波整流した波形である。アナログスイッチ32aの出力を積分器33aに与えると、図85(D)の積分器sin出力のように、1Vの直流電圧となる。切換スイッチ34がBの位置にあり、A/D変換回路35の入力が積分器33aの出力側に接続されているときは、積分器33aの出力がA/D変換回路35に与えられて、図85(D)に示す積分器sin出力1VをA/D変換したデジタル信号が送電制御回路30aに出力される。   The analog switch 32a is turned on by a sin detection signal shown in FIG. 85 (B), and outputs a detector sin output signal. The detector sin output signal has a waveform obtained by half-wave rectifying a sine wave as shown in FIG. When the output of the analog switch 32a is supplied to the integrator 33a, a DC voltage of 1V is obtained as in the integrator sin output of FIG. 85 (D). When the changeover switch 34 is in the position B and the input of the A / D conversion circuit 35 is connected to the output side of the integrator 33a, the output of the integrator 33a is given to the A / D conversion circuit 35, A digital signal obtained by A / D converting the integrator sin output 1V shown in FIG. 85 (D) is output to the power transmission control circuit 30a.
一方、アナログスイッチ32bは、図85(F)に示すcos検波信号によりONし、検波器cos出力信号を出力する。検波器cos出力信号は、図85(G)に示す正弦波の極小値から始まり、極大値で終る波形である。図85(G)に示す検波器cos出力において、Cの部分は負であり、Dの部分は正であり、CとDの面積は等しい。   On the other hand, the analog switch 32b is turned on by a cos detection signal shown in FIG. 85 (F), and outputs a detector cos output signal. The detector cos output signal has a waveform that starts from the minimum value of the sine wave shown in FIG. 85 (G) and ends at the maximum value. In the detector cos output shown in FIG. 85 (G), the portion C is negative, the portion D is positive, and the areas of C and D are equal.
アナログスイッチ32bの出力を積分器33bに通すと、積分器33bの出力は、図85(H)に示す積分器cos出力のように、ゼロ(V)の直流電圧となる。切換スイッチ34がAの位置にあり、A/D変換回路35の入力が積分器33bの出力側に接続されているときは、積分器33bの出力がA/D変換回路35に与えられて、図85(H)に示す積分器cos出力(0V)をA/D変換したデジタル信号が送電制御回路30aに出力される。   When the output of the analog switch 32b is passed through the integrator 33b, the output of the integrator 33b becomes a DC voltage of zero (V) like the integrator cos output shown in FIG. 85 (H). When the changeover switch 34 is in the position A and the input of the A / D conversion circuit 35 is connected to the output side of the integrator 33b, the output of the integrator 33b is given to the A / D conversion circuit 35, A digital signal obtained by A / D converting the integrator cos output (0 V) shown in FIG. 85 (H) is output to the power transmission control circuit 30a.
なお、上述した1Vは、後述する負荷が接続された受電コイル2が送電コイル1に対向したときと比較するため、正規化した値であり、実測値では無い。また、図85(E)、図86(E)、図87(E)は、同期検波後の直流信号であるsin出力の値を比較するための基準点0Vを示している。同じく図85(I)、図86(I)、図87(I)は、同期検波後の直流信号であるcos出力の値を比較するための基準点0Vを示している。図85(E)、図86(E)、図87(E)は、図88のXY平面におけるY軸、X=0に相当し、図85(I)、図86(I)、図87(I)は、図88のXY平面におけるX軸、Y=0に相当している。   In addition, 1V mentioned above is a normalized value and is not an actual measurement value in order to compare with the case where the receiving coil 2 to which the load described later is connected faces the power transmitting coil 1. FIG. 85 (E), FIG. 86 (E), and FIG. 87 (E) show the reference point 0V for comparing the value of the sin output that is a DC signal after synchronous detection. Similarly, FIG. 85 (I), FIG. 86 (I), and FIG. 87 (I) show the reference point 0V for comparing the value of the cos output, which is a DC signal after synchronous detection. 85 (E), 86 (E), and 87 (E) correspond to the Y axis and X = 0 in the XY plane of FIG. 88, and FIG. 85 (I), FIG. 86 (I), and FIG. I) corresponds to the X axis in the XY plane of FIG. 88, Y = 0.
このように、無負荷時において、図85(D)に示す積分器sin出力である積分器33aの出力電圧をY軸、図85(H)に示す積分器cos出力である積分器33bの出力電圧をX軸とすると、sin(Y)の電圧値は1V、cos(X)の電圧値は0Vであるので、図88のXY平面にて、信号はY軸上に出てくる。   In this way, when there is no load, the output voltage of the integrator 33a, which is the integrator sin output shown in FIG. 85 (D), is the Y axis, and the output of the integrator 33b, which is the integrator cos output shown in FIG. 85 (H). Assuming that the voltage is the X axis, the voltage value of sin (Y) is 1V and the voltage value of cos (X) is 0V, so that the signal appears on the Y axis in the XY plane of FIG.
次に、図86を参照して、有負荷時の動作について説明する。前述したように、負荷が接続された受電コイル2が送電コイル1と誘導結合すると、送電コイル1のインダクタンスは、送電コイル1単体のインダクタンスよりは低くなる。そして、送電コイル1の複素インピーダンスZの純抵抗成分が増加し、リアクタンス成分が減少する。そのため、コイルに印加される電圧Vに対し、コイルに流れる電流Iの位相差θは、90度よりも小さくなる。また、送電コイル1の複素インピーダンスZの絶対値が減少するため、コイルに流れる電流Iの振幅は増加する。図86(A)には、送電コイル1に印加される電圧Vと、送電コイル1に流れる電流Iの波形を図示してある。有負荷時には無負荷時に比べて、流れる電流Iが大きくなり、電流検出抵抗Riの両端に発生する電圧も高くなる。   Next, with reference to FIG. 86, the operation at the time of load will be described. As described above, when the power receiving coil 2 connected to the load is inductively coupled to the power transmission coil 1, the inductance of the power transmission coil 1 is lower than the inductance of the power transmission coil 1 alone. And the pure resistance component of the complex impedance Z of the power transmission coil 1 increases, and the reactance component decreases. Therefore, the phase difference θ of the current I flowing through the coil with respect to the voltage V applied to the coil is smaller than 90 degrees. Moreover, since the absolute value of the complex impedance Z of the power transmission coil 1 decreases, the amplitude of the current I flowing through the coil increases. FIG. 86A shows waveforms of the voltage V applied to the power transmission coil 1 and the current I flowing through the power transmission coil 1. When there is a load, the flowing current I becomes larger than when there is no load, and the voltage generated at both ends of the current detection resistor Ri also becomes higher.
アナログスイッチ32aが図86(B)に示すsin検波信号によりONになっているときは、アナログスイッチ32aの出力は、図86(C)に示す検波器sin出力のように、正弦波の一部を取り出した波形となっている。正の部分の面積Aは負の部分の面積Bよりも大きい。アナログスイッチ32aの出力を積分器33aに通すと、図86(D)に示す積分器sin出力のように、0.86Vの直流電圧となる。A/D変換回路35の出力には、図86(D)に示す信号が出力される。   When the analog switch 32a is turned on by the sine detection signal shown in FIG. 86 (B), the output of the analog switch 32a is a part of the sine wave like the detector sin output shown in FIG. 86 (C). The waveform is taken out. The area A of the positive part is larger than the area B of the negative part. When the output of the analog switch 32a is passed through the integrator 33a, a DC voltage of 0.86V is obtained as in the integrator sin output shown in FIG. 86 (D). The signal shown in FIG. 86D is output to the output of the A / D conversion circuit 35.
一方、アナログスイッチ32bが図86(F)に示すcos検波信号によりONになっているときは、アナログスイッチ32bの出力も、図86(G)に示す検波器cos出力のように、正弦波の一部を取り出した波形となっている。図86(G)における負の部分の面積Cは正の部分の面積Dよりも小さい。アナログスイッチ32bの出力を積分器33bに通すと、積分器33bの出力は、図86(H)に示す積分器cos出力のように、1.31Vの直流電圧となる。   On the other hand, when the analog switch 32b is turned on by the cos detection signal shown in FIG. 86 (F), the output of the analog switch 32b is also a sine wave like the detector cos output shown in FIG. 86 (G). The waveform is a part extracted. The area C of the negative part in FIG. 86 (G) is smaller than the area D of the positive part. When the output of the analog switch 32b is passed through the integrator 33b, the output of the integrator 33b becomes a DC voltage of 1.31 V as in the integrator cos output shown in FIG. 86 (H).
このように、有負荷時には、図86(D)に示す積分器sin出力である積分器33aの出力電圧をY軸、図86(H)に示す積分器cos出力である積分器33bの出力電圧をX軸とすると、図88のXY平面にて、信号はY軸上のB点に出てくる。したがって、XYの信号は、図88に示すXY平面上の有負荷エリア内で出力される。   Thus, when there is a load, the output voltage of the integrator 33a, which is the integrator sin output shown in FIG. 86 (D), is the Y axis, and the output voltage of the integrator 33b, which is the integrator cos output shown in FIG. 86 (H). Is the X axis, the signal appears at point B on the Y axis in the XY plane of FIG. Therefore, the XY signal is output within a loaded area on the XY plane shown in FIG.
次に、図87を参照して、送電コイル1に金属体が近接したときの動作について説明する。送電コイル1に金属体が近接すると、送電コイル1のインダクタンスが減少し、純抵抗成分が増加する。そのため、送電コイル1に印加される電圧Vに対する、コイルに流れる電流Iの位相差θは、90度よりも小さくなる。また、送電コイル1のインピーダンスが変化するため、送電コイル1に流れる電流Iの振幅も変化する。図87(A)には、送電コイル1に印加される電圧Vと、送電コイル1に流れる電流Iが図示してある。図87(A)に示す電流Iの振幅は、図85の電流Iの振幅よりも若干大きい。   Next, with reference to FIG. 87, an operation when a metal body is close to the power transmission coil 1 will be described. When a metal body approaches the power transmission coil 1, the inductance of the power transmission coil 1 decreases and the pure resistance component increases. Therefore, the phase difference θ of the current I flowing through the coil with respect to the voltage V applied to the power transmission coil 1 is smaller than 90 degrees. Moreover, since the impedance of the power transmission coil 1 changes, the amplitude of the current I flowing through the power transmission coil 1 also changes. FIG. 87A shows the voltage V applied to the power transmission coil 1 and the current I flowing through the power transmission coil 1. The amplitude of current I shown in FIG. 87A is slightly larger than the amplitude of current I in FIG.
金属体が近接したときの、アナログスイッチ32aの出力は、図85(C)に示した無負荷時における、検波器sin出力の正弦波を半波整流した波形に比べて、図87(C)に示すようにわずかにずれている。Bの部分には、若干の負の部分が含まれる。アナログスイッチ32aの出力を積分器33aに通すと、図87(D)に示す積分器sin出力のように、1.13Vの直流電圧となる。   The output of the analog switch 32a when the metal body is in proximity is compared with the waveform obtained by half-wave rectifying the sine wave of the detector sin output at the time of no load shown in FIG. 85 (C). As shown in FIG. The portion B includes a slight negative portion. When the output of the analog switch 32a is passed through the integrator 33a, a DC voltage of 1.13 V is obtained as in the integrator sin output shown in FIG.
一方、アナログスイッチ32bの出力は、図85(G)に示した無負荷時における、検波器cos出力のように、正弦波の極小値から始まり、極大値で終るような波形に比べて、図87(G)に示すようにわずかにずれている。図87(G)において、検波器cos出力に示すように、Cの部分は負であり、Dの部分は正であり、Cの面積はDの面積よりわずかに小さい。よって、アナログスイッチ32bの出力を積分器33bに通すと、積分器33bの出力は、図87(H)に示す積分器cos出力のように、0.21Vの直流電圧となる。   On the other hand, the output of the analog switch 32b is smaller than that of the waveform that starts from the minimum value of the sine wave and ends at the maximum value as in the detector cos output at the time of no load shown in FIG. As shown in 87 (G), there is a slight deviation. In FIG. 87 (G), as shown in the detector cos output, the C portion is negative, the D portion is positive, and the area of C is slightly smaller than the area of D. Therefore, when the output of the analog switch 32b is passed through the integrator 33b, the output of the integrator 33b becomes a DC voltage of 0.21 V as in the integrator cos output shown in FIG. 87 (H).
このように、金属体近接時には、図87(D)の積分器sin出力である、積分器33aの出力電圧をY軸、図87(H)の積分器cos出力である、積分器33bの出力電圧をX軸とすると、XYの信号は図88のXY平面にて、小型金属異物近接エリア内に信号が出力される。   As described above, when the metal body is in proximity, the output voltage of the integrator 33a, which is the integrator sin output of FIG. 87 (D), is the Y axis, and the output of the integrator 33b is the integrator cos output of FIG. 87 (H). Assuming that the voltage is the X axis, the XY signal is output in the small metal foreign object proximity area on the XY plane of FIG.
ただし、金属体の大きさにもよるが、小さい金属体の近接では、実際の電力伝送時とは異なり、送電コイルのリアクタンスが若干減少し、純抵抗成分が若干増加するため、送電コイル1のインピーダンスZの絶対値は若干増加する。よって、送電コイルに流れる電流の振幅にはほぼ変化が無く、位相角θが若干減少するため、図88に示すXY平面において、無負荷状態に比較して検知信号は、Y軸から少し右へシフトする。このようにして、金属体の近接を検知し、図85に示す制御信号を、送電制御回路30aに送ることにより、送電コイル1に供給する電力を調整できる。その結果、送電コイル1に近接する金属板異物の発熱を防止できる。   However, depending on the size of the metal body, in the proximity of a small metal body, unlike the actual power transmission, the reactance of the power transmission coil slightly decreases and the net resistance component slightly increases. The absolute value of impedance Z increases slightly. Therefore, there is almost no change in the amplitude of the current flowing through the power transmission coil, and the phase angle θ is slightly reduced. Therefore, in the XY plane shown in FIG. 88, the detection signal is slightly to the right from the Y axis compared to the no-load state. shift. In this way, the power supplied to the power transmission coil 1 can be adjusted by detecting the proximity of the metal body and sending the control signal shown in FIG. 85 to the power transmission control circuit 30a. As a result, it is possible to prevent the heat generation of the metal plate foreign matter adjacent to the power transmission coil 1.
金属体が大きいときは、送電コイルのリアクタンスが減少し、純抵抗成分が大きく増加するため、送電コイル1のインピーダンスZの絶対値は低下する。よって、送電コイルに流れる電流の振幅と位相角θの双方が減少するため、図88に示すXY平面上において、無負荷状態に比較し、検知信号はY軸から右下の方向へシフトする。ただし、金属体の形状、材質、送電コイル上に置かれる位置により、図88に示すXY平面において、検知信号が現れる位置は、無負荷状態に比較し、上下に移動する。また、Y軸から右方向への移動距離、検出信号の原点からの距離である振幅Eも変化する。   When the metal body is large, the reactance of the power transmission coil is decreased and the pure resistance component is greatly increased, so that the absolute value of the impedance Z of the power transmission coil 1 is decreased. Therefore, both the amplitude of the current flowing through the power transmission coil and the phase angle θ are reduced, so that the detection signal shifts from the Y axis to the lower right direction on the XY plane shown in FIG. However, the position where the detection signal appears on the XY plane shown in FIG. 88 moves up and down compared to the no-load state, depending on the shape and material of the metal body and the position placed on the power transmission coil. Further, the moving distance in the right direction from the Y axis and the amplitude E that is the distance from the origin of the detection signal also change.
図88に示す小型金属異物検出エリアは、あくまで目安である。送電コイル50に大きい金属板が近接した場合などは、コイルのリアクタンスが大幅に減少し、純抵抗成分が大幅に増加する。そして、送電コイルのインピーダンスZの絶対値が大幅に低下する。よって、送電コイル1に流れる電流の振幅Eは大幅に増加し、位相角θは大幅に減少し、検出信号は、場合によっては、図88に示す有負荷エリアのさらに右に現れることもある。   The small metal foreign object detection area shown in FIG. 88 is a guide only. When a large metal plate is close to the power transmission coil 50, the reactance of the coil is greatly reduced, and the pure resistance component is greatly increased. And the absolute value of the impedance Z of a power transmission coil falls significantly. Therefore, the amplitude E of the current flowing through the power transmission coil 1 is greatly increased, the phase angle θ is greatly decreased, and the detection signal may appear further to the right of the loaded area shown in FIG. 88 in some cases.
図84においては、同期検波を行なうことにより、送電コイル1に流れる交流電流の位相と振幅を同時に検知しているが、図84の方法に限らず、コンパレータで位相差θの検出のみを行なうこともできる。あるいは、ピークホールドアンプにて尖頭値を保持し、尖頭値を、A/D変換して送電コイル1に流れる交流電流の振幅を検出してもよい。送電電力が数W以下のような場合は、特に図84のような精密な回路構成とせず、送電コイル1に流れる電流の位相、振幅の少なくとも一方を検出する手段を備えていればよい。   In FIG. 84, the phase and amplitude of the alternating current flowing through the power transmission coil 1 are simultaneously detected by performing synchronous detection. However, the present invention is not limited to the method of FIG. You can also. Alternatively, the peak value may be held by a peak hold amplifier, the peak value may be A / D converted, and the amplitude of the alternating current flowing through the power transmission coil 1 may be detected. When the transmitted power is several W or less, a precise circuit configuration as shown in FIG. 84 is not particularly required, and a means for detecting at least one of the phase and amplitude of the current flowing through the power transmission coil 1 may be provided.
なお、図84の回路で、送電コイルに流れる交流電流Iの振幅Eは、図88に示すXY平面上の原点(X=0、Y=0)から信号(■の点)までの距離で表される。例えば、図86で、出力(D)であるXは0.86V、出力(H)であるYは1.31Vであるから、振幅Eは、E=√(0.86+1.31)=1.57(V)となる。送電コイル1に印加される電圧Vと、送電コイル1に流れる電流Iの位相差θは、図88に示す有負荷信号(■の点)のX軸との傾きで表される。このようにして、図84の回路で、振幅E、位相差θのみを検知し、送電電力等を制御してもよい。送電制御回路30aによる送電電力の調整方法については、先の発明の実施形態にて既述した通りである。 In the circuit of FIG. 84, the amplitude E of the alternating current I flowing through the power transmission coil is represented by the distance from the origin (X = 0, Y = 0) on the XY plane shown in FIG. 88 to the signal (dots). Is done. For example, in FIG. 86, the output (D) X is 0.86 V, and the output (H) Y is 1.31 V, so the amplitude E is E = √ (0.86 2 +1.31 2 ). = 1.57 (V). The phase difference θ between the voltage V applied to the power transmission coil 1 and the current I flowing through the power transmission coil 1 is represented by the slope of the loaded signal (dots) shown in FIG. In this manner, only the amplitude E and the phase difference θ may be detected by the circuit in FIG. 84 to control the transmission power and the like. The method for adjusting the transmitted power by the power transmission control circuit 30a is as described in the embodiment of the previous invention.
前述した本発明の実施形態であるコイル1Gb、コイル1Gc、コイル1Gdは、開放した同一のコイルが対向するだけで、インダクタンスLnが増加する。しかし、構成規定を行なっているコイル1Gb、コイル1Gc、コイル1Gdは、実効直列抵抗Rnの増加が小さい。したがって、金属体の近接と同様、信号は図88に示すXY平面で、Y軸上の■点から右側に少し下がったところへシフトする。ただし、コイル対向面への金属体の近接では、実効直列抵抗Rw(Ω)の増加率が大きい。よって、コイル対向面への金属体の近接と、コイル1Gaからコイル1Gdのコイル対向面に、開放した同一のコイルが対向したときとの違いを判別できる。   The coil 1Gb, the coil 1Gc, and the coil 1Gd according to the embodiment of the present invention described above increase the inductance Ln only by facing the same opened coil. However, the increase in effective series resistance Rn is small in the coil 1Gb, the coil 1Gc, and the coil 1Gd that define the configuration. Therefore, as in the case of the proximity of the metal body, the signal shifts on the XY plane shown in FIG. However, the increase rate of the effective series resistance Rw (Ω) is large in the proximity of the metal body to the coil facing surface. Therefore, the difference between the proximity of the metal body to the coil facing surface and the case where the same opened coil faces the coil facing surface of the coil 1Ga to the coil 1Gd can be discriminated.
一般に、金属異物の検知に適した周波数fc(Hz)と、電力伝送に適した周波数fa(Hz)は異なっている。送電部30が待機状態のときは、金属異物検知に適した周波数fc(Hz)にて送電コイル1を駆動しておく。このように、金属異物検知に適した周波数fc(Hz)と、電力伝送に適した周波数fa(Hz)を変えることにより、金属異物検知と、電力伝送双方の性能がよい電力伝送装置が実現できる。   In general, the frequency fc (Hz) suitable for detecting a metal foreign object is different from the frequency fa (Hz) suitable for power transmission. When the power transmission unit 30 is in a standby state, the power transmission coil 1 is driven at a frequency fc (Hz) suitable for metal foreign object detection. Thus, by changing the frequency fc (Hz) suitable for metal foreign object detection and the frequency fa (Hz) suitable for power transmission, it is possible to realize a power transmission device with good performance for both metal foreign object detection and power transmission. .
さらに、金属異物の寸法、形状、材質などにより、金属異物の検知感度が最適な周波数fc(Hz)は異なってくる。したがって、fc1(Hz)、fc2(Hz)等、複数の周波数を足し算回路で合成し、金属異物の検知用として使うとより好ましい。この場合、図84に示すアナログスイッチ32aと32b、LPF33aとLPF33bを、使用する周波数の数だけ設ける。sin検波信号とcos検波信号は各周波数に対応して図55から図57に示すようなタイミングで出力される。fc1(Hz)、fc2(Hz)等、複数の周波数は、高い周波数が低い周波数の奇数倍にならないように設定する。このように周波数を設定すれば、fc1(Hz)以外の周波数成分はゼロとなり、fc1(Hz)に対応する周波数成分のみが取り出せる。   Further, the frequency fc (Hz) at which the detection sensitivity of the metal foreign object is optimum varies depending on the size, shape, material, and the like of the metal foreign object. Therefore, it is more preferable that a plurality of frequencies such as fc1 (Hz) and fc2 (Hz) are synthesized by an addition circuit and used for detection of a metallic foreign object. In this case, analog switches 32a and 32b and LPFs 33a and LPFs 33b shown in FIG. 84 are provided for the number of frequencies to be used. The sin detection signal and the cos detection signal are output at timings as shown in FIGS. 55 to 57 corresponding to the respective frequencies. A plurality of frequencies such as fc1 (Hz) and fc2 (Hz) are set so that a high frequency does not become an odd multiple of a low frequency. If the frequency is set in this way, the frequency components other than fc1 (Hz) become zero, and only the frequency component corresponding to fc1 (Hz) can be extracted.
上記の場合において、金属異物検知に使用する周波数fc(Hz)は、前述した、送電コイル1が、Rs>Rw、を満足する最高周波数f1(Hz)以上であってもよい。ただし、電力伝送を行なう周波数fa(Hz)は、fa<f1、を必ず満足していなければならない。あるいは、金属異物検知に使用する周波数fc(Hz)は、電力伝送に適した周波数fa(Hz)以下であってもよい。勿論、周波数fa(Hz)を金属異物検知用に使用してもよい。   In the above case, the frequency fc (Hz) used for metal foreign object detection may be equal to or higher than the maximum frequency f1 (Hz) at which the power transmission coil 1 satisfies Rs> Rw. However, the frequency fa (Hz) for power transmission must always satisfy fa <f1. Alternatively, the frequency fc (Hz) used for metal foreign object detection may be equal to or less than the frequency fa (Hz) suitable for power transmission. Of course, the frequency fa (Hz) may be used for metal foreign object detection.
周波数fa(Hz)を金属異物検知用に使用する場合、送電コイルの電流の位相変化をコンパレータで検知する場合、ピークホールドアンプで振幅を検知する場合は、図82(B)に示すようなバースト波でも問題無い。しかし、送電電力を、このようなバースト波や、出力振幅の増減で調整する場合、図84に示す同期検波回路では、検波信号が送電電力により変化してしまう。この回避策は種々ある。しかし、同期検波回路は精度がよく、送電制御回路30aは、図82(A)に示すT1(S)とT(S)を設定する機能を持っている。また、送電制御回路30aは、図83に示すPWM回路の出力電圧Vb(V)と最大直流入力電圧Vm(V)を設定する機能を持っている。したがって、送電制御回路30a内部で、図86(D)に示す積分器sin出力を、T/T1倍にする演算処理を行なえる。また、図86(D)に示す積分器sin出力を、Vm/Vb倍にする演算処理も行なえる。これは、図86(H)に示す積分器cos出力についても同様である。   When the frequency fa (Hz) is used for metal foreign object detection, when the phase change of the current of the power transmission coil is detected by the comparator, when the amplitude is detected by the peak hold amplifier, the burst as shown in FIG. No problem with waves. However, when the transmission power is adjusted by such a burst wave or the increase / decrease of the output amplitude, the detection signal changes depending on the transmission power in the synchronous detection circuit shown in FIG. There are various workarounds. However, the synchronous detection circuit has high accuracy, and the power transmission control circuit 30a has a function of setting T1 (S) and T (S) shown in FIG. The power transmission control circuit 30a has a function of setting the output voltage Vb (V) and the maximum DC input voltage Vm (V) of the PWM circuit shown in FIG. Therefore, in the power transmission control circuit 30a, an arithmetic process for multiplying the integrator sin output shown in FIG. 86 (D) by T / T1 times can be performed. Also, an arithmetic process for multiplying the integrator sin output shown in FIG. 86 (D) by Vm / Vb can be performed. The same applies to the integrator cos output shown in FIG. 86 (H).
図84には図示していないが、図85から図87に示すように、オペアンプ36a、アナログスイッチ32a、32b等には、正負の信号が入力される。したがって、オペアンプ36a、アナログスイッチ32a、32b等には、±の電源が供給されている。マイナス側電源は、例えば、VdよりDC/DCコンバータ等により生成される。   Although not shown in FIG. 84, as shown in FIGS. 85 to 87, positive and negative signals are input to the operational amplifier 36a, the analog switches 32a and 32b, and the like. Accordingly, ± power is supplied to the operational amplifier 36a, the analog switches 32a, 32b, and the like. The negative power source is generated by a DC / DC converter or the like from Vd, for example.
図89は、図84における送電コイルの電流検出回路に関する他の実施形態を表す回路図である。図89には、図84に示す送電コイルの電流検出用抵抗Riから、同期検波用アナログスイッチ32a、32bの入力に接続されているオペアンプ出力までが図示してある。その他の回路構成は、図84と同じである。   FIG. 89 is a circuit diagram showing another embodiment relating to the current detection circuit of the power transmission coil in FIG. FIG. 89 shows from the current detection resistor Ri of the power transmission coil shown in FIG. 84 to the operational amplifier output connected to the inputs of the synchronous detection analog switches 32a and 32b. Other circuit configurations are the same as those in FIG.
図89(A)において、リアクタンス性素子31eは、インダクタやキャパシタである。リアクタンス性素子31eは、図84に示す送電コイルの電流検出用抵抗Riと同様に、送電コイル1に直列接続される。図84において、電流検出用抵抗Riの両端電圧は数十mV程度なので、前述したように、オペアンプ36aは、ゲインが数十から数百倍の非反転増幅器として構成されている。一方、図89(A)においては、リアクタンス性素子31bの両端電圧は、リアクタンス性素子の種類と作用にもよるが、数Vから数十Vになることがある。したがって、送電コイル1とリアクタンス性素子31bの接続点Fの電圧は、図84を構成している回路の電源電圧を越えることもある。そのため、分圧抵抗R11、R12により、F点の電圧を、回路の電源電圧以下に低下させる。   In FIG. 89A, the reactive element 31e is an inductor or a capacitor. The reactance element 31e is connected in series to the power transmission coil 1 in the same manner as the current detection resistor Ri of the power transmission coil shown in FIG. In FIG. 84, since the voltage across the current detection resistor Ri is about several tens of mV, as described above, the operational amplifier 36a is configured as a non-inverting amplifier having a gain of several tens to several hundreds. On the other hand, in FIG. 89A, the voltage across the reactive element 31b may be several volts to several tens of volts, depending on the type and action of the reactive element. Therefore, the voltage at the connection point F between the power transmission coil 1 and the reactive element 31b may exceed the power supply voltage of the circuit constituting FIG. For this reason, the voltage at the point F is lowered below the power supply voltage of the circuit by the voltage dividing resistors R11 and R12.
オペアンプ36aの出力は、反転端子に接続されており、ゲイン+1の増幅器となっている。分圧抵抗R11、R12は、少なくとも10kΩ以上の値にしないと、送電コイル1の作動状態に影響する。よって、分圧抵抗R11とR12の接続点のインピーダンスは高い。分圧抵抗R11とR12の接続点のインピーダンスが低い場合は、オペアンプ36aを省略し、分圧抵抗R11とR12の接続点を、アナログスイッチ32a、32bの入力にそのまま接続してもよい。しかし、分圧抵抗R11とR12の接続点のインピーダンスが高いので、オペアンプ36aによるゲイン+1の増幅器により、アナログスイッチ32a、32bの入力に接続されるインピーダンスを低くしている。換言すれば、オペアンプ36aによるゲイン+1の増幅器は、インピーダンス変換回路として動作する。   The output of the operational amplifier 36a is connected to the inverting terminal and is an amplifier with a gain of +1. The voltage dividing resistors R11 and R12 affect the operating state of the power transmission coil 1 unless they are at least 10 kΩ or more. Therefore, the impedance of the connection point between the voltage dividing resistors R11 and R12 is high. When the impedance of the connection point between the voltage dividing resistors R11 and R12 is low, the operational amplifier 36a may be omitted, and the connection point between the voltage dividing resistors R11 and R12 may be directly connected to the inputs of the analog switches 32a and 32b. However, since the impedance at the connection point between the voltage dividing resistors R11 and R12 is high, the impedance connected to the inputs of the analog switches 32a and 32b is lowered by the gain +1 amplifier by the operational amplifier 36a. In other words, the gain +1 amplifier by the operational amplifier 36a operates as an impedance conversion circuit.
次に、リアクタンス性素子の作用効果について説明する。例えば、リアクタンス性素子に力率改善用キャパシタを用い、力率改善用キャパシタと送電コイル1の接続点から電流検出信号を取り出してもよい。この場合、前述したように、力率改善用キャパシタの両端電圧Vc(V)は、共振作用により昇圧され、電源電圧を越える。よって、力率改善用キャパシタと送電コイル1の接続点の最大電圧Vf(V)が、電源電圧を越えないよう、分圧抵抗R11、R12により、Vf(V)を降圧する。   Next, the effect of the reactive element will be described. For example, a power factor improving capacitor may be used as the reactance element, and the current detection signal may be extracted from the connection point between the power factor improving capacitor and the power transmission coil 1. In this case, as described above, the voltage Vc (V) across the power factor improving capacitor is boosted by the resonance action and exceeds the power supply voltage. Therefore, Vf (V) is stepped down by the voltage dividing resistors R11 and R12 so that the maximum voltage Vf (V) at the connection point between the power factor improving capacitor and the power transmission coil 1 does not exceed the power supply voltage.
この場合においては、力率改善用キャパシタと送電コイル1の接続点の電圧位相は、図85から図87の電流位相とは異なってくる。したがって、図88のように、無負荷時の信号がY軸上に現れ、有負荷時の信号、金属異物近接時の信号もXY平面上の第1象限に出てくるとは限らない。しかし、無負荷時の信号がXY平面上に現れる位置が分かっていれば、そこからの相対変動(絶対値、移動角)により、有負荷時、無負荷時を検出できる。あるいは、図85から図87に示す、(B)のsin検波信号、(F)のcos検波信号を、双方の位相差を90度に保ったまま、電源波形との位相差を、図85から図87より変動させることにより、図88と同じ信号が得られる。また、前述した電流検出用抵抗Riの代わりに、リアクタンス性素子であるインダクタを用いてもよい。前記インダクタは、前述したコイルの実施形態を参照し、実効直列抵抗の低いものを選ぶ。前記電流検出信号は、前記インダクタと送電コイル1の接続点から取り出す。   In this case, the voltage phase at the connection point between the power factor correction capacitor and the power transmission coil 1 differs from the current phase in FIGS. Therefore, as shown in FIG. 88, a no-load signal appears on the Y-axis, and a loaded signal and a metal foreign object proximity signal do not always appear in the first quadrant on the XY plane. However, if the position at which the no-load signal appears on the XY plane is known, it is possible to detect when there is no load and when there is no load based on the relative fluctuation (absolute value, movement angle) from there. Alternatively, the phase difference between the sin detection signal (B) and the cos detection signal (F) shown in FIGS. 85 to 87 with respect to the power supply waveform is maintained from FIG. By changing from FIG. 87, the same signal as in FIG. 88 is obtained. Further, instead of the above-described current detection resistor Ri, an inductor that is a reactive element may be used. The inductor is selected with reference to the coil embodiment described above and having a low effective series resistance. The current detection signal is taken out from a connection point between the inductor and the power transmission coil 1.
あるいは、図89(B)に示すようにリアクタンス性素子31fを接続してもよい。図84では、オペアンプ36aのゲイン抵抗R10の一端は、送電制御回路30aのOUT Lに接続されており、OUTLは、図84に示す信号処理回路と共通の参照電位であるGNDに接続されていることを前述した。しかし、図84、図89(A)、図89(B)のいずれの場合においても、OUTLは、信号処理回路と共通の参照電位であるGNDに接続されていなくてもよい。例えば、OUTHとOUTLが差動出力であり、OUTHとOUTL間の電圧Vの波形が、図85から図87(A)に示すようなものでもよい。   Alternatively, a reactive element 31f may be connected as shown in FIG. In FIG. 84, one end of the gain resistor R10 of the operational amplifier 36a is connected to OUT L of the power transmission control circuit 30a, and OUTL is connected to GND which is a reference potential common to the signal processing circuit shown in FIG. As mentioned above. However, in any of the cases of FIGS. 84, 89A, and 89B, OUTL may not be connected to GND, which is a common reference potential with the signal processing circuit. For example, OUTH and OUTL may be differential outputs, and the waveform of the voltage V between OUTH and OUTL may be as shown in FIGS. 85 to 87A.
なお、上述した実施形態の電力伝送装置は、前述した電力伝送装置の送電部に上記機能を装備するので、電力伝送装置の送電装置の実施形態にもなる。   In addition, since the power transmission device of the above-described embodiment is equipped with the above function in the power transmission unit of the above-described power transmission device, the power transmission device of the power transmission device is also an embodiment of the power transmission device.
(電力伝送装置の動作説明)
図90は、図81に示した信号伝送回路と、図84に示した送電コイルのインピーダンス検知回路を併用した電力伝送装置の動作を表すフロー図である。
(Explanation of operation of power transmission device)
FIG. 90 is a flowchart showing the operation of the power transmission device using the signal transmission circuit shown in FIG. 81 and the power transmission coil impedance detection circuit shown in FIG.
図90に示すSP(ステップ)1におけるSTARTは、送電部30の電源投入時で、送電制御回路30aの初期化完了後、SP2で送電コイル1に、金属異物検知用の交流電圧が印加され、待機状態に入る。図88に示す無負荷状態の信号は予め送電制御回路30aに記憶されている。送電制御回路30aが無負荷状態を検知すると、SP3で送電コイル1のインピーダンスZの変化を検知するモードに入る。送電制御回路30aが無負荷状態以外の状態を検知するか、送電コイル1のインーダンスZの変化を検知すると、SP4で受電部40から信号伝送に必要な電力を連続送電する。このときに、SP5で受電部40から全く信号が返ってこないと、SP6で繰り返し数NをN+1にし、SP7でNが所定値よりも小さければ、待機状態SP2に戻る。これを所定回数、例えば10回繰り返し、正常動作に入らないときは、SP14で異常状態と判断してLEDランプやブザー等で異常を知らせるようにしてもよい。   The START in SP (step) 1 shown in FIG. 90 is when the power transmission unit 30 is turned on, and after the initialization of the power transmission control circuit 30a is completed, an AC voltage for detecting foreign metal is applied to the power transmission coil 1 in SP2. Enter standby state. The no-load signal shown in FIG. 88 is stored in advance in the power transmission control circuit 30a. When the power transmission control circuit 30a detects a no-load state, it enters a mode for detecting a change in the impedance Z of the power transmission coil 1 at SP3. When the power transmission control circuit 30a detects a state other than the no-load state or detects a change in the impedance Z of the power transmission coil 1, the power necessary for signal transmission is continuously transmitted from the power receiving unit 40 at SP4. At this time, if no signal is returned from the power receiving unit 40 at SP5, the repetition number N is set to N + 1 at SP6, and if N is smaller than a predetermined value at SP7, the process returns to the standby state SP2. If this is repeated a predetermined number of times, for example, 10 times, and normal operation is not entered, it may be determined that an abnormal state is detected at SP14 and an abnormality may be notified by an LED lamp, a buzzer, or the like.
SP5で受電部40から信号が送られてきたことを検知すると、SP8でその信号を復調して正規の信号であるかを確認する。正規の信号で無い場合は、SP6,SP7を介して再び待機状態SP2に戻る。正規の信号を確認するとSP9で、当該信号により指定された所定電力を所定時間連続送電する。連続送電時も、SP10でコイルのインピーダンスZが検知されている。連続送電中にSP10で送電コイル1のインピーダンスZが検知され、かつ、SP11でコイルのインピーダンスZが初期状態(無負荷状態)以外であったら、送電部30から受電部40へ、負荷RLを所定時間切り離した後、SP17で信号を送るように要求する。あるいは、連続送電中にSP16で送電コイル1のインピーダンスZの変化が無くとも、受電部40にて異常が発生すると、SP17で送電部30から受電部40へ負荷を所定時間切り離した後、信号を送るように要求する。さらに、連続送電が所定時間、例えば1分間経過すると、SP17で、送電部30から受電部40へ負荷を所定時間切り離した後、信号を送るように要求する。   When it is detected in SP5 that a signal has been sent from the power receiving unit 40, the signal is demodulated in SP8 to confirm whether it is a normal signal. If it is not a regular signal, the process returns to the standby state SP2 again via SP6 and SP7. When the regular signal is confirmed, at SP9, the predetermined power designated by the signal is continuously transmitted for a predetermined time. Even during continuous power transmission, the impedance Z of the coil is detected at SP10. During continuous power transmission, if the impedance Z of the power transmission coil 1 is detected at SP10 and the impedance Z of the coil is other than the initial state (no load state) at SP11, a load RL is predetermined from the power transmission unit 30 to the power reception unit 40. After time separation, request to send a signal at SP17. Alternatively, even if there is no change in the impedance Z of the power transmission coil 1 at SP16 during continuous power transmission, if an abnormality occurs in the power receiving unit 40, the signal is transmitted after disconnecting the load from the power transmitting unit 30 to the power receiving unit 40 at SP17 for a predetermined time. Request to send. Furthermore, when continuous power transmission has elapsed for a predetermined time, for example, 1 minute, at SP17, a request is made to send a signal after the load is disconnected from the power transmission unit 30 to the power receiving unit 40 for a predetermined time.
送電コイル1のインピーダンスZが変化するのは、送電コイル1と受電コイル2の相対位置が変動した場合、受電部40の負荷抵抗値が変わった場合、送電コイル1と受電コイル2間に金属異物が入り込んだ場合などがある。送電コイル1と受電コイル2間に金属異物が入り込んだ場合を検知するため、受電部40はSP17で所定時間負荷を切り離し、この間に送電部30にて異物検知を行なう。その後に受電部40から送られてくるIDコードが正規のものであれば、送電部30は所定電力を受電部40に連続送電する。   The impedance Z of the power transmission coil 1 changes when the relative position between the power transmission coil 1 and the power reception coil 2 changes, when the load resistance value of the power reception unit 40 changes, and between the power transmission coil 1 and the power reception coil 2. There is a case of entering. In order to detect a case where a metal foreign object enters between the power transmission coil 1 and the power reception coil 2, the power reception unit 40 disconnects the load for a predetermined time at SP17, and the power transmission unit 30 detects the foreign material during this time. After that, if the ID code sent from the power receiving unit 40 is genuine, the power transmitting unit 30 continuously transmits predetermined power to the power receiving unit 40.
SP9で、信号に、受電部40が要求する最大電力が含まれている場合、その信号に従って、送電部30は送電電力を調整する。送電部30の信号受信回路30cは、常に受電部40からの信号を受信可能なように設定されている。SP16で、受電部40は、任意の時間に、受電部40の異常や、その他の情報を送電部30に伝えることができる。SP16で受電部40に異常が無いことが判別された場合は、受電部40が送電部30に装着されている間、送電部30は受電部40に連続して電力を送る。受電部40に異常が起こると、SP16にて、受電部40から送電部30に信号が送られる。その信号に基づき、送電部30はSP17で、送電部30から受電部40へ負荷を所定時間切り離した後、信号を送るように要求する。通常SP16で異常が起こると、SP18の信号は異常信号となるので、SP14の異常終了へ移行する。ただし、受電部40より送電電力を増減する信号が送られてきた場合は、SP18にて継続信号を確認し、SP9にて所定電力を調整し、連続送電を行なう。   In SP9, when the signal includes the maximum power required by the power reception unit 40, the power transmission unit 30 adjusts the transmission power according to the signal. The signal receiving circuit 30c of the power transmission unit 30 is set so as to always receive a signal from the power reception unit 40. In SP16, the power receiving unit 40 can transmit the abnormality of the power receiving unit 40 and other information to the power transmitting unit 30 at an arbitrary time. When it is determined in SP16 that there is no abnormality in the power reception unit 40, the power transmission unit 30 continuously sends power to the power reception unit 40 while the power reception unit 40 is attached to the power transmission unit 30. When an abnormality occurs in the power receiving unit 40, a signal is transmitted from the power receiving unit 40 to the power transmitting unit 30 in SP16. Based on the signal, the power transmission unit 30 requests to send a signal after disconnecting the load from the power transmission unit 30 to the power reception unit 40 for a predetermined time in SP17. Normally, when an abnormality occurs in SP16, the signal of SP18 becomes an abnormal signal, and the process proceeds to abnormal termination of SP14. However, when a signal for increasing or decreasing the transmission power is sent from the power receiving unit 40, the continuation signal is confirmed at SP18, the predetermined power is adjusted at SP9, and continuous power transmission is performed.
受電部40が送電部30より分離されると、送電コイル1のインピーダンスZが変動して元に戻り、かつ受電部40よりIDコードが送られてこないので、送電部30は送電を中止し、SP19で正常終了する。あるいは、受電部40に2次電池が含まれる場合、2次電池の充電が完了したら、SP18で受電部40は終了信号を送電部30に送り、正常終了する。連続送電中に送電コイル1のインピーダンスZが変化し、かつ受電部40から正規のIDコードが送り返されてこない場合は、異常状態と判断し、送電部30は送電を中止して異常終了する。この場合、前述したように、異常信号を出してもよい。   When the power reception unit 40 is separated from the power transmission unit 30, the impedance Z of the power transmission coil 1 fluctuates and returns to the original state, and no ID code is sent from the power reception unit 40, so the power transmission unit 30 stops power transmission, The process ends normally at SP19. Alternatively, when the secondary battery is included in the power receiving unit 40, when charging of the secondary battery is completed, the power receiving unit 40 sends an end signal to the power transmitting unit 30 at SP18 and the processing ends normally. If the impedance Z of the power transmission coil 1 changes during continuous power transmission and the regular ID code is not sent back from the power receiving unit 40, it is determined that the state is abnormal, and the power transmission unit 30 stops power transmission and terminates abnormally. In this case, an abnormal signal may be output as described above.
正常終了した場合でも、送電部30に電源が供給されている場合は、SP19からSP2の待機状態に戻る。SP14にて異常終了した場合、SP20にて異常状態(送電コイル1上に金属異物が存在した場合など)を確認し、正常状態に復帰させれば、送電部30に装備されている図示しないリセットボタン等を押して、SP2の待機状態に戻れる。この場合、異常状態が解消されていないか、受電部40自体が送電部30に適合するものでは無い場合などは、上述したフローに従い、再びSP14の異常終了にたどり着くため、送電部30がリセットボタンを装備していても、特に問題は無い。むしろ、異常状態が解消されるか、誤って送電部30に適合しない受電部40を送電部30に装着した場合など、異常終了を解除できない方が不便である。なお、上述したフローは、ごく一例であり、種々の組合せにより、多岐にわたる機能が実現できる。   Even in the case of normal termination, if power is supplied to the power transmission unit 30, the process returns from SP19 to the standby state of SP2. If abnormal termination is detected at SP14, an abnormal state (such as when a metal foreign object exists on the power transmission coil 1) is confirmed at SP20, and if the normal state is restored, a reset (not shown) provided in the power transmission unit 30 is performed. Press the button or the like to return to the SP2 standby state. In this case, if the abnormal state has not been resolved or if the power receiving unit 40 itself is not compatible with the power transmission unit 30, the power transmission unit 30 is reset button because the SP 14 reaches the abnormal end again according to the flow described above. Even if equipped, there is no particular problem. Rather, it is inconvenient that the abnormal termination cannot be canceled, for example, when the abnormal state is resolved or when the power receiving unit 40 that is not suitable for the power transmitting unit 30 is attached to the power transmitting unit 30. The above-described flow is just an example, and various functions can be realized by various combinations.
(受電部保護回路の実施例)
図91は、受電部40の保護回路の一例を示すブロック図である。一般の電気機器、電子機器でも、電源投入時に、回路電源の電圧が安定するまでに、過渡的に回路動作が不安定となる。このために、図91に示す電圧検知回路40dを使用する。
(Example of power receiving unit protection circuit)
FIG. 91 is a block diagram illustrating an example of a protection circuit of the power reception unit 40. Even in general electric equipment and electronic equipment, when the power is turned on, the circuit operation becomes transiently unstable until the voltage of the circuit power supply becomes stable. For this purpose, the voltage detection circuit 40d shown in FIG. 91 is used.
受電制御回路40aは、+電源VSの電圧を検知する負荷電圧検知手段として作動する電圧検知回路40dを備えている。受電コイル2は、ヒューズ42を介して、4個の高周波整流用ダイオードD1〜D4で構成されたダイオードブリッジ43に接続されている。ダイオードブリッジ43の+側出力は、+電源VSとなり、−側出力はGNDになる。+電源VSとGND間には、平滑用キャパシタ44が接続されている。Nch‐MOSFET45aのソースはGNDに接続されており、ゲートは電圧検知回路40dの制御出力であるOUT1に接続されており、ドレインは+電源VSに接続されている。Nch‐MOSFET45aのゲート・ソース間には、抵抗46aが接続されている。   The power reception control circuit 40a includes a voltage detection circuit 40d that operates as load voltage detection means for detecting the voltage of the + power supply VS. The power receiving coil 2 is connected via a fuse 42 to a diode bridge 43 including four high frequency rectifying diodes D1 to D4. The + side output of the diode bridge 43 becomes the + power source VS, and the − side output becomes GND. A smoothing capacitor 44 is connected between the + power supply VS and GND. The source of the Nch-MOSFET 45a is connected to GND, the gate is connected to OUT1 which is the control output of the voltage detection circuit 40d, and the drain is connected to the + power supply VS. A resistor 46a is connected between the gate and source of the Nch-MOSFET 45a.
さらに、Pch‐MOSFET46bのソースは+電源VSに接続されており、ゲートは電圧検知回路40dの制御出力であるOUT2に接続されており、ドレインは電源回路40eに接続されている。Pch‐MOSFET46bのゲート・ソース間には、抵抗45bが接続されている。抵抗45b,46aの作用については後述する。   Further, the source of the Pch-MOSFET 46b is connected to the + power supply VS, the gate is connected to OUT2 which is the control output of the voltage detection circuit 40d, and the drain is connected to the power supply circuit 40e. A resistor 45b is connected between the gate and source of the Pch-MOSFET 46b. The operation of the resistors 45b and 46a will be described later.
図91に示す保護回路のブロック図の動作を説明するため、まず、+電源VSのレベルを以下のように定義する。   To describe the operation of the block diagram of the protection circuit shown in FIG. 91, first, the level of the + power supply VS is defined as follows.
V1(V):電源回路40eが動作する最低電圧
V2(V):電源回路40eの通常動作電圧
V3(V):電源回路40eの動作可能最大電圧
V4(V):電源回路40eの最大定格電圧
V5(V):電源回路40eが破損する電圧
受電コイル2で受電され、ダイオードブリッジ43で整流され、平滑用キャパシタ44で平滑された電源電圧が所定電圧以上になると、電圧検知回路40dは+電源VSの電圧のモニターを開始する。それまでの間は、電圧検知回路40dのOUT1、OUT2の両制御出力はハイインピーダンス状態を保つ。+電源VSの電圧がV1(V)より上昇すると、電圧検知回路40dの制御出力OUT2はGNDレベルとなって、Pch‐MOSFET46bをONにし、+電源VSを電源回路40eに供給する。
V1 (V): Minimum voltage at which the power supply circuit 40e operates V2 (V): Normal operating voltage of the power supply circuit 40e V3 (V): Maximum operable voltage of the power supply circuit 40e V4 (V): Maximum rated voltage of the power supply circuit 40e V5 (V): Voltage at which the power supply circuit 40e is damaged When the power supply voltage received by the power receiving coil 2, rectified by the diode bridge 43, and smoothed by the smoothing capacitor 44 exceeds a predetermined voltage, the voltage detection circuit 40d becomes + power Start monitoring VS voltage. Until then, both control outputs of OUT1 and OUT2 of the voltage detection circuit 40d maintain a high impedance state. When the voltage of the + power supply VS rises above V1 (V), the control output OUT2 of the voltage detection circuit 40d becomes the GND level, the Pch-MOSFET 46b is turned on, and the + power supply VS is supplied to the power supply circuit 40e.
この段階で、電源回路40eから受電側機器50に+電源VSが供給されるので、受電側機器50が動作可能となる。+電源VSの電圧がV2(V)からV3(V)の間にあるときには、電圧検知回路40dのOUT1の制御出力はハイインピーダンス状態を保ち、OUT2の制御出力はGNDレベルである。この間、Pch‐MOSFET46bはON、Nch‐MOSFET45aはOFFである。   At this stage, the + power source VS is supplied from the power supply circuit 40e to the power receiving side device 50, so that the power receiving side device 50 becomes operable. When the voltage of the + power supply VS is between V2 (V) and V3 (V), the control output of OUT1 of the voltage detection circuit 40d maintains a high impedance state, and the control output of OUT2 is at the GND level. During this time, the Pch-MOSFET 46b is ON and the Nch-MOSFET 45a is OFF.
+電源VSの電圧がV3(V)以上になったことを検知すると、電圧検知回路40dは制御出力OUT1を出力し、Nch‐MOSFET45aをONにする。電圧検知回路40dとNch‐MOSFET45aはシャントレギュレータとして働き、+電源VSの電圧をV3(V)以下に制御する。電圧検知回路40dの制御出力OUT1が出力されているにもかかわらず、+電源VSの電圧がV4(V)を越えると、制御出力OUT2は+電源VSのレベルとなり、Pch‐MOSFET46bをOFFにする。   When detecting that the voltage of the + power supply VS is equal to or higher than V3 (V), the voltage detection circuit 40d outputs the control output OUT1 and turns on the Nch-MOSFET 45a. The voltage detection circuit 40d and the Nch-MOSFET 45a function as a shunt regulator, and control the voltage of the + power supply VS to V3 (V) or less. When the voltage of the + power supply VS exceeds V4 (V) even though the control output OUT1 of the voltage detection circuit 40d is output, the control output OUT2 becomes the level of the + power supply VS and turns off the Pch-MOSFET 46b. .
この状態になると、+電源VSと電源回路40eは切断され、少なくとも電源回