JP4988998B2 - モータドライブ回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータコイルへの駆動電流を制御するモータドライブ回路、特に回路を構成するトランジスタのオンオフ制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、カメラにおいて各種の動作に電動モータが利用されている。例えば、通常のカメラでは、シャッター、オートフォーカス（ＡＦ）、フィルム、絞りの駆動の他、フィルムの巻き取りにもモータが利用されている。また、手ぶれ防止のためのレンズに移動にアクチュエータを利用する場合もある。このように、デジタルカメラには複数のモータが利用されているが、その用途に応じて、ボイスコイルモータ、ステッピングモータ、超音波モータなどが利用される。
【０００３】
また、これらのモータは、モータへの供給電流を制御してその動作を制御するが、この制御には、トランジスタが利用され、特にＰＷＭ（パルス幅変調）制御が利用される。
【０００４】
このＰＷＭ制御では、そのキャリア周波数を上昇することで、その精度を向上することができ、また周波数を可聴域以上にすることで騒音の発生を防止できる。一方、バイポーラトランジスタでは、高速なオンオフが不可能であるが、トランジスタとして、ＭＯＳトランジスタを用いることでトランジスタのオンオフ動作を高速にすることができる。
【０００５】
従って、ＭＯＳトランジスタをモータドライバに用いて、このＭＯＳトランジスタをＰＷＭ制御することで、高精度かつ高速のモータ駆動制御を達成することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、モータはモータコイルに通電することで駆動され、ＭＯＳトランジスタを高速でオンオフすると、その先にあるコイルの通電電流を高速でオンオフすることになる。コイルのようなＬ成分についての電流を高速に変化させるとそれに応じたキックバックが生じ、これによってＩＣの出力端子に高電圧が発生するという問題がある。
【０００７】
このためには、ＭＯＳトランジスタのスイッチングをなまらせればよい。しかし、スイッチングをなまらせると制御周波数を高くできなくなるだけでなく、それだけ貫通電流が流れる可能性が高くなる。すなわち、モータコイルへは、ソース側トランジスタから電流を供給し、シンク側トランジスタから電流を引き抜く、トランジスタのオンオフをなまらせると、ソース側およびシンク側トランジスタの両方がオンする確率が高くなる。特に、キャリア周波数が高い場合には、キックバックによる高電圧をさけようとすると、貫通電流の発生をさけることができなくなる。
【０００８】
本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、貫通電流の発生を防止しつつ、キックバックの影響を効果的に減少することができるモータドライブ回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電源とグランドの間に配置されたソース側出力トランジスタとシンク側出力トランジスタの直列接続を２つ有し、この２つの直列接続におけるソース側出力トランジスタとシンク側出力トランジスタの接続点同士の間にモータコイルを接続して前記モータコイルに流れるモータ駆動電流を制御するモータドライブ回路であって、前記シンク側出力トランジスタのゲートに他端がグランドに接続された制御トランジスタを接続し、この制御トランジスタを前記シンク側出力トランジスタをオフする信号によってオンする。
【００１０】
このように、本発明によれば、シンク側出力トランジスタをオフする際にそのゲートとグランドを接続する制御トランジスタがオンされる。そこで、この制御トランジスタにより、シンク側出力トランジスタにゲートとグランド間の寄生容量に蓄積されている電荷が放電される。
【００１１】
本発明は、電源とグランドの間に直列配置されたソース側とシンク側の２つのｎチャンネルトランジスタを有し、この２つのｎチャンネルトランジスタの接続点をモータコイルの一端に接続してモータ駆動電流を制御するモータドライブ回路であって、前記シンク側ｎチャンネルトランジスタのゲートに他端がグランドに接続されたｐチャンネルトランジスタを接続し、このｐチャンネルトランジスタを前記シンク側ｎチャンネルトランジスタをオフする信号によってオンすることを特徴とする。
【００１２】
このように、本発明によれば、シンク側ｎチャンネルトランジスタをオフする際にそのゲートとグランドを接続するｐチャンネルトランジスタがオンされる。そこで、このｐチャンネルトランジスタにより、シンク側ｎチャンネルトランジスタにゲートとグランド間の寄生容量に蓄積されている電荷が放電される。そして、このｐチャンネルトランジスタはシンク側ｎチャンネルトランジスタゲート電位が低くなると自己のゲートとの電位差がなくなりオフされる。そこで、シンク側ｎチャンネルトランジスタをオフする動作においては、予め設定されたスピードでのオフが行われる。これによって、シンク側ｎチャンネルトランジスタのオフに伴うキックバックの発生を防止しつつ、高速のオフが達成できる。また、ｐチャンネルトランジスタによる電荷の引き抜きは高速であるため、シンク側ｎチャンネルトランジスタのオフに要する時間が電源電圧の変化に依存せず、貫通電流が生じないように制御することが容易となる。
【００１３】
また、前記電源電圧より高電圧の高電圧電源と、グランドの間に直列配置されたＰチャンネルトランジスタとｎチャンネルトランジスタからなり、前記シンク側ｎチャンネルトランジスタのゲートへの制御信号によって駆動されるインバータと、前記シンク側ｎチャンネルトランジスタのゲートと前記インバータの間に配置された電流調整用の抵抗を有することが好適である。
【００１４】
また、前記ｐチャンネルトランジスタは、前記シンク側ｎチャンネルトランジスタがオフする前にオフすることが好適である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。図１は、実施形態に係るモータドライブ回路の構成を示す図である。
【００１６】
電源ＶＭ（例えば、６Ｖ）と、グランドＧＮＤの間には、ソース側ｎチャンネルトランジスタ（ソース側トランジスタ）１０ａと、シンク側ｎチャンネルトランジスタ（シンク側トランジスタ）１０ｂの直列接続と、ソース側ｎチャンネルトランジスタ（ソース側トランジスタ）１２ａと、シンク側ｎチャンネルトランジスタ（シンク側トランジスタ）１２ｂの直列接続と、が配置されている。そして、ソース側トランジスタ１０ａと、シンク側トランジスタ１０ｂの中間点と、ソース側トランジスタ１２ａと、シンク側トランジスタ１２ｂの中間点との間にモータコイル１４が接続されている。
【００１７】
従って、ソース側トランジスタ１０ａと、シンク側トランジスタ１２ｂをオンすることでモータコイル１４に図における右に向けて電流が流れ、ソース側トランジスタ１２ａと、シンク側トランジスタ１０ｂをオンすることで、モータコイル１４に図における左に向けて電流が流れる。
【００１８】
この例では、モータはボイスコイルモータであり、１つモータコイル１４への通電の制御で被駆動体（例えばマグネット）の移動を制御することができる。特に、本実施形態では、各トランジスタを所定のデューティー比でオンオフするＰＷＭ制御を行う。例えば、キャリア周波数は、６４ｋＨｚ程度とし、デューティー比の精度を８ビット（２５６分割）とする。そして、このようにして、デューティー比を設定した信号によって各トランジスタをオンオフする。
【００１９】
このボイスコイルモータでは、デューティー比を５０％とし、ソース側トランジスタ１０ａおよびシンク側トランジスタ１２ｂのオンと、ソース側トランジスタ１２ａおよびシンク側トランジスタ１０ｂのオンを交互に行うことで、被駆動体が停止される。そして、デューティー比をずらすことで被駆動体がデューティー比に応じて移動される。
【００２０】
ソース側トランジスタ１０ａのゲートには、インバータ１６を介しＰＷＭ信号が供給される。なお、ソース側トランジスタ１２ａのゲートには、ソース側トランジスタ１０ａのゲートに供給されるＰＷＭドライブ信号と逆相のＰＷＭ信号が供給される。
【００２１】
なお、インバータ１６は、電源側のｐチャンネルトランジスタ１６ａとグランド側のｎチャンネルトランジスタ１６ｂの直列接続からなり、ｐチャンネルトランジスタ１６ａが接続される電源は上述の電源ＶＭより電圧が高い電源ＶＧになっている。この電源ＶＧは、ｎチャンネルトランジスタ１０ａをオンするために電源ＶＭより３．５Ｖ程度高い９．５Ｖ程度に設定されている。そして、入力信号のゲートに入力され、ｐチャンネルトランジスタ１６ａ、ｎチャンネルトランジスタ１６ｂの中間点からの出力がソース側トランジスタ１０ａのゲートに供給される。
【００２２】
シンク側トランジスタ１０ｂのゲートには、抵抗１８を介し、インバータ２０が接続されている。このインバータ２０は、ｐチャンネルトランジスタ２０ａとｎチャンネルトランジスタ２０ｂとからなり、ｐチャンネルトランジスタ２０は、電源ＶＧに接続されている。そして、中間点とｎチャンネルトランジスタ２０ｂとの間には抵抗２２が挿入配置されている。
【００２３】
そして、このインバータ２０のｐチャンネルトランジスタ２０ａとｎチャンネルトランジスタ２０ｂのゲートには、インバータ２４の出力が接続されている。このインバータ２４も電源ＶＧとグランドの間に配置されたｐチャンネルトランジスタ２４ａと、ｎチャンネルトランジスタ２４ｂの直列接続からなっており、両トランジスタの接続点が出力、両トランジスタのゲートにＰＷＭドライブ信号が供給される。
【００２４】
そして、インバータ２０の出力には、他端がグランドに接続された引き抜き用ｐチャンネルトランジスタ（引き抜き用トランジスタ）２６が接続されており、この引き抜き用トランジスタ２６のゲートには、インバータ２４への入力が供給されるＰＷＭ信号が供給されている。
【００２５】
なお、図示は省略したが、ソース側トランジスタ１２ａのゲートには、インバータ１６と同様の回路が接続され、シンク側トランジスタ１２ｂのゲートには、インバータ２０，２４およびトランジスタ２６と同様の回路が接続されている。
【００２６】
次に、本実施形態の回路の動作について説明する。まず、デジタルカメラの全体動作を制御するための制御装置（例えば、ＣＰＵ）から、ボイスコイルの動作を決定する信号が出力される。ＣＰＵがＰＷＭの出力ポートを有していれば、ここからＰＷＭ信号（第１および第２ＰＷＭ信号）が出力される。このＰＷＭ信号のデューティー比は、ＣＰＵが各種信号に基づいて決定する。
【００２７】
第１ＰＷＭ信号は、インバータ１６を介し、トランジスタ１０ａのゲートに供給されるとともに、インバータ２４、２０を介し、トランジスタ１０ｂのゲートに供給される。従って、トランジスタ１０ａ、１０ｂは逆相で駆動される。
【００２８】
ここで、トランジスタ１０ｂを急激にオフすると、モータコイル１４に流れる電流が遮断されることに伴い、いわゆるキックバックが生じ、モータコイル１４の端部（トランジスタ１０ａ、１０ｂの中間点）の電圧が上昇する。そして、このトランジスタ１０ａに並列して形成される寄生ダイオードにより電源ＶＭが上昇し、各種部材へ耐圧以上の電圧が印加される可能性がある。
【００２９】
もちろん、ＶＭ端子の直近には、回生用コンデンサＣ１を配しているが、キックバックエネルギーが強い場合には、ＶＭの上昇が発生することがある。
【００３０】
そこで、本実施形態では、抵抗２２を有しており、これによってトランジスタ１０ｂのゲート電位の変化を調整している。すなわち、トランジスタ１０ｂのゲートには、グランドとの間に寄生容量が形成されている。トランジスタ１０ｂのオン状態ではゲートは電源ＶＧの電圧にまで上昇され、この電圧によって寄生容量が充電されている。そして、インバータ２０のトランジスタ２０ｂがオンとなり、トランジスタ１０ｂのゲート電位が下降する場合の程度は、抵抗２２の大きさにより調整が可能である。そこで、抵抗２２の大きさの調整によって、トランジスタ１０ｂのオンからオフへの切り替わりのスピードを適切なものに設定し、上述のキックバックの悪影響を防止することができる。
【００３１】
しかし、上述のように、トランジスタ１０ｂのゲート電位は、電源電圧ＶＧに間で上昇されている。従って、この電源電圧ＶＧ（例えば、９．５Ｖ）からトランジスタ１０ｂがオフするまでの電圧Ｖｅ（しきい値）まで下がるのに、かなりの時間がかかってしまう。すなわち、図２に破線で示すように、電源電圧ＶＧから １０ｂをオフするまでにかなりに時間がかかる。
【００３２】
一方、トランジスタ１０ｂは、ゲート電圧が３Ｖ程度以下になった場合に初めてオフ状態になりはじめる。従って、トランジスタ１０ｂをゆっくりオフして、キックバックを減少するためには、３．５Ｖからゆっくりオフすればよい。
【００３３】
本実施形態では、トランジスタ２６を有している。そして、このトランジスタ２６のゲートには、第１ＰＷＭ信号がそのまま供給されている。そこで、トランジスタ１０ｂをオンするときには、トランジスタ２６はオフであるが、トランジスタ１０ｂをオフするために第１ＰＷＭ信号がＬになったときに、すぐにオンになる。これによって、トランジスタ１０ｂのゲートからトランジスタ２６を介し、グランドに電流が流れ、トランジスタ１０ｂのゲートは速やかに低下していく。そして、トランジスタ１０ｂのゲート電位が４Ｖ程度以下になると、トランジスタ２６のゲートとドレインの電位差が十分でなくなり、トランジスタ２６はオフとなる。
【００３４】
従って、図２に実線で示すように、トランジスタ１０ｂのオフの際に当初はトランジスタ２６のオンにより高速にトランジスタ１０ｂのゲート電位が下がり、実際にトランジスタ１０ｂがオフになる時には、抵抗２２の機能によって設定された速度で電流が流れオフされる。
【００３５】
また、本実施例の構成では、トランジスタ１０ｂのゲート電位が４Ｖまで低下する時間は非常に短時間であり、その後のオフ時間は一定である。従って、電源電圧ＶＧが変動してもトランジスタ１０ｂをオフするのに必要な時間は常にほぼ一定に維持できる。
【００３６】
トランジスタ２６がないと、トランジスタ１０ｂのゲート電圧が４Ｖになるまでの時間が電源電圧ＶＧの影響を大きく受け、従ってトランジスタ１０ｂのオフ時間が電源電圧ＶＧの変動によって変動してしまい、各種処理にこの変動を考慮しなければならなかった。しかし、本実施形態によれば、このような問題が解消できる。よって、ゆるやかにＭＯＳトランジスタをオフできるため、過剰なキックアップ電圧の発生を抑えて、高速なＰＷＭ制御が可能となる。
【００３７】
上述の説明では、トランジスタ１０ａ、１０ｂを完全に逆相の信号で駆動すると説明したが、これではトランジスタ１０ｂのオフ時間において貫通電流が発生する。そこで、ソース側トランジスタ１０ａのゲートへのＰＷＭ信号にはオフ時間に対応した遅延を加え、かつトランジスタ１０ｂがオンするときにはトランジスタ１０ａがオフするような回路を追加することが好適である。遅延回路は、例えば適当数のインバータの直列接続で構成できる。また、インバータ１６への入力信号をオアゲートを介し入力するようにし、このオアゲートの他の入力端にトランジスタ１０ｂのゲートを接続することで、トランジスタ１０ｂのゲートがＨレベルの時には、トランジスタ１０ａがオンされないように構成できる。
【００３８】
上述の説明では、トランジスタ１０ａ、１０ｂについてのみ記載したが、トランジスタ１２ａ、１２ｂについても同様である。
【００３９】
さらに、上述の例では、ボイスコイルモータについて説明したが、ステッピングモータや、ブラシ付きＤＣモータなどにおいても、同様に適用することができる。この場合には、コイル数が増加し、それに対応してソース側トランジスタおよびシンク側トランジスタの数が増加する。
【００４０】
また、上記例では、ソース側トランジスタ１０ａ、１２ａについては、引き抜き用のトランジスタ２６を設けなかったが、シンク側トランジスタ１０ｂ、１２ｂと同様のドライブ回路構成として、引き抜き用のトランジスタを設けてもよい。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、シンク側ｎチャンネルトランジスタをオフする際にそのゲートとグランドを接続するｐチャンネルトランジスタがオンされる。そこで、このｐチャンネルトランジスタにより、シンク側ｎチャンネルトランジスタにゲートとグランド間の寄生容量に蓄積されている電荷が引き抜かれる。そして、このｐチャンネルトランジスタはシンク側ｎチャンネルトランジスタゲート電位が低くなると自己のゲートとの電位差がなくなりオフされる。そこで、シンク側ｎチャンネルトランジスタをオフする動作においては、予め設定されたスピードでのオフが行われる。これによって、シンク側ｎチャンネルトランジスタのオフに伴う過剰なキックバックの発生を防止しつつ、高速のオフが達成できる。また、ｐチャンネルトランジスタによる電荷の引き抜きは高速であるため、シンク側ｎチャンネルトランジスタのオフに要する時間が電源電圧の変化に依存せず、貫通電流が生じないように制御することが容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態の構成を示す図である。
【図２】 シンク側ｎチャンネルトランジスタのオフ時のゲート電位の変化を示す図である。
【符号の説明】
１０，１２，２６ トランジスタ、１４ モータコイル、１８，２２ 抵抗、１６，２０，２４ インバータ。

Claims (3)

1. 電源とグランドの間に直列配置されたソース側とシンク側の２つのｎチャンネルトランジスタを有し、この２つのｎチャンネルトランジスタの接続点をモータコイルの一端に接続してモータ駆動電流を制御するモータドライブ回路であって、
   前記シンク側ｎチャンネルトランジスタのゲートに他端がグランドに接続されたｐチャンネルトランジスタを接続し、このｐチャンネルトランジスタを前記シンク側ｎチャンネルトランジスタをオフする信号によってオンするモータドライブ回路。
2. 請求項１に記載の回路において、前記電源電圧より高電圧の高電圧電源と、グランドの間に直列配置されたＰチャンネルトランジスタとｎチャンネルトランジスタからなり、前記シンク側ｎチャンネルトランジスタのゲートへの制御信号によって駆動されるインバータと、前記シンク側ｎチャンネルトランジスタのゲートと前記インバータの間に配置された電流調整用の抵抗を有するモータドライブ回路。
3. 請求項１または２に記載の回路において、前記ｐチャンネルトランジスタは、前記シンク側ｎチャンネルトランジスタがオフする前にオフするモータドライブ回路。

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