JP4952491B2 - Mirror subcarrier demodulating circuit and receiving apparatus having the same - Google Patents
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Description
本発明は、EPCグローバルで定められたプロトコルで通信を行うUHF帯RFID(Radio Frequency IDentification)等の通信方式における受信データの復調処理に関するものであり、特にタグから送信されるミラーサブキャリアのデータを受信し復調するミラーサブキャリア復調回路及びそれを備えた受信装置に関するものである。 The present invention relates to demodulation processing of received data in a communication system such as UHF band RFID (Radio Frequency IDentification) that performs communication using a protocol defined in EPC global, and in particular, mirror subcarrier data transmitted from a tag. The present invention relates to a mirror subcarrier demodulation circuit for receiving and demodulating, and a receiving apparatus including the same.
従来、RFIDの復調方法として下記(特許文献1)に開示された方法がある。当該文献によれば、RF受信部で無線信号をI信号とQ信号のアナログ信号に変換し、得られたそれぞれの波形をAD変換部でデジタルデータに変換後サンプリングし、サンプリングしたデータの連続する正のデータ数(正のデータの長さ)と負のデータ数(負のデータの長さ)によってI信号およびQ信号それぞれで0または1の判定を行い復調する。I信号の復調結果とQ信号の復調結果が異なる場合は、信号強度の大きい方で復調した結果を採用する点について記載されている。
しかしながら、上記従来の復調方法では、ノイズが多い環境で大きなパルスノイズが発生すると、サンプリングデータの符号が変わり1ビットのデータの判定を誤る可能性が大きいという問題を有していた。 However, the above-described conventional demodulation method has a problem that if a large pulse noise occurs in a noisy environment, the sign of the sampling data changes and there is a high possibility of erroneous determination of 1-bit data.
また、I信号とQ信号それぞれを別々に復号する回路が必要なため回路規模が大きくなるという問題を有していた。 Further, since a circuit for separately decoding the I signal and the Q signal is necessary, there is a problem that the circuit scale becomes large.
RFIDの復調回路においては、あらゆる環境下でもより多くのタグ情報を確実に復調できることが要求されている。 An RFID demodulation circuit is required to reliably demodulate more tag information under any environment.
本発明は、ノイズや他機器の干渉下にあっても通信相手からの受信データをより確実に復調することができるミラーサブキャリア復調回路及びそれを備えた受信装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a mirror subcarrier demodulating circuit capable of demodulating received data from a communication partner more reliably even under noise or interference from other devices, and a receiving apparatus including the same. .
本発明は、ミラーサブキャリア符号のデータを受信し、I信号とQ信号の合成波形のピークを検出し、その検出タイミングからシンボルデータの取得タイミングを設定し、設定した取得タイミングでIデータ及びQデータをシンボルデータとしてそれぞれ取り込んで保存し、1ビット周期中の複数のシンボルデータを使って設定値Mに基づく相関演算を行い、その1ビットデータの0または1の判定を行う構成したものである。 The present invention receives mirror subcarrier code data, detects the peak of the combined waveform of the I signal and Q signal, sets the acquisition timing of symbol data from the detection timing, and sets the I data and Q at the set acquisition timing. Each of the data is captured and stored as symbol data, and a correlation operation based on a set value M is performed using a plurality of symbol data in a 1-bit period, and 0 or 1 of the 1-bit data is determined. .
これにより、取得するピーク時のデータのみ確実に取得できれば復調が可能なため、シンボルデータの取得タイミング以外の部分に発生するノイズによる影響を削減でき、ノイズや他機器の干渉下にあってもタグ等からの受信データをより確実に復調できる。 As a result, demodulation is possible if only the peak data to be acquired can be acquired reliably, so that the effects of noise that occurs outside the symbol data acquisition timing can be reduced, and tagging is possible even under noise or interference from other devices. It is possible to demodulate the received data from the etc. more reliably.
本発明によれば、ミラーサブキャリア符号のデータを受信し、I信号とQ信号の合成波形のピークを検出し、その検出タイミングからシンボルデータの取得タイミングを設定し、設定した取得タイミングでIデータ及びQデータをシンボルデータとしてそれぞれ取り込んで保存し、1ビット周期中の複数のシンボルデータを使って設定値Mに基づく相関演算を行い、その1ビットデータの0または1の判定を行う構成としたので、取得するピーク時のデータのみ確実に取得できれば復調が可能なため、シンボルデータの取得タイミング以外の部分に発生するノイズによる影響を削減でき、ノイズや他機器の干渉下にあってもタグ等からの受信データをより確実に復調できるミラーサブキャリアの復調回路が実現できる。 According to the present invention, the mirror subcarrier code data is received, the peak of the combined waveform of the I signal and the Q signal is detected, the symbol data acquisition timing is set from the detection timing, and the I data is set at the set acquisition timing. And Q data are captured and stored as symbol data, a correlation operation based on a set value M is performed using a plurality of symbol data in a 1-bit period, and 0 or 1 of the 1-bit data is determined. Therefore, if only the peak data to be acquired can be reliably acquired, demodulation is possible, so the influence of noise generated at portions other than the acquisition timing of symbol data can be reduced, and tags etc. even under noise or interference from other devices Therefore, a mirror subcarrier demodulating circuit that can demodulate the received data from the receiver more reliably can be realized.
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、下記複数の実施の形態は、関連する部分において相互に利用可能である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The following embodiments can be mutually used in related portions.
(実施の形態1)
図1は、本発明の実施の形態1におけるRFID復調回路の構成図であり、通信相手となるタグからミラーサブキャリア符号のデータを受信し復調する受信装置のRFID復調回路について示したものである。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a configuration diagram of an RFID demodulation circuit according to
図1において、101は、UHF帯のRFID無線信号を受信するアンテナである。102は、アンテナ101で受信したRF信号をI信号及びQ信号のアナログ電気信号に変換するRF受信部で、直交変調器やアナログフィルタ等で構成される。103は、RF受信部102で変換されたI信号とQ信号のアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換部である。
In FIG. 1,
104は、AD変換部103で変換されたデジタルのI信号とQ信号の合成波形を生成する波形生成部、105は、波形生成部104で得られたIQ合成波形のピーク値を検出するピーク検出部、106は、ピーク検出部105で検出された合成波形のピーク値間隔を検出し、受信データを取り込むタイミングを生成するピーク間隔検出部である。
A
107は、取得したシンボルデータの数をカウントするカウンタ部、108は、ピーク間隔検出部106で設定されたタイミングでIデータとQデータをラッチして一時的に記憶する一時記憶部、109は、ミラーサブキャリアの設定値Mに基づき、取得したIデータ及びQデータの相関演算を行う演算部、110は、演算部109で複数のシンボルデータの相関演算結果から0または1のデータを判定するデータ判定部、111は、データ判定部110で判定された1ビットのデータを順番に保存するシフトレジスタ部である。
107 is a counter unit that counts the number of acquired symbol data, 108 is a temporary storage unit that latches and temporarily stores I data and Q data at the timing set by the peak
以上のように構成されるRFID復調回路について、以下にその動作を説明する。 The operation of the RFID demodulating circuit configured as described above will be described below.
図2は、本発明の実施の形態1におけるRFID復調回路の動作フローチャートである。また、図3は、本発明の実施の形態1における受信データの信号波形を示す図であり、縦軸は電圧値、横軸は時間をそれぞれ表している。
FIG. 2 is an operation flowchart of the RFID demodulation circuit according to
図3(a)は、I信号またはQ信号におけるプリアンブルの前半に付加されているバースト信号またはパイロットトーンの信号波形を示しており、RF受信部102から出力される。図3(b)は、図3(a)のI信号及びQ信号の合成波形を示すものである。図3(c)は、M=2のときのI信号またはQ信号のプリアンブル波形を示すものである。図3(d)は、図3(c)のプリアンブル波形の合成波形を示しものである。
FIG. 3A shows a signal waveform of a burst signal or pilot tone added to the first half of the preamble in the I signal or Q signal, and is output from the
図2に示すように、RFID復調回路は、まず、タグにコマンドを送信後、受信がイネーブルになると(ステップ101)、アンテナ101で受信したRF信号をRF受信部102でアナログの電気信号(図3(a)参照)に変換し(ステップ102)、AD変換部103でアナログ電気信号をデジタル信号に変換する(ステップ103)。
As shown in FIG. 2, the RFID demodulating circuit first transmits a command to the tag and then receives data (step 101). When the RF signal received by the
デジタル信号に変換したIデータ及びQデータについて、同じタイミングでサンプリングしたIデータ及びQデータをそれぞれIn、Qnとすると、波形生成部104でIn2+Qn2のデータに合成してIQ合成信号(図3(b)参照)を生成し(ステップ104)、ピーク検出部105で前記合成波形(図3(b))のピーク値を探す。
Assuming that I data and Q data converted into digital signals are I and Q data sampled at the same timing, respectively, In and Qn, the
なお、IデータとQデータの合成については、|In|+|Qn|としてより簡単な回路構成としてもよいし、|In+In+1|+|Qn+Qn+1|として信号に付加したノイズを削減した合成波形としてもよい。 Note that the synthesis of I data and Q data may be a simple circuit configuration as | In | + | Qn |, or may be a synthesized waveform with reduced noise added to the signal as | In + In + 1 | + | Qn + Qn + 1 |. Good.
ピーク値の検出は、常に少なくとも2つのサンプリングデータを一時保存し、連続する2つのサンプリングデータの値の変化が増加から減少に変わった時点をピーク値とする。また、3つ以上のサンプリングデータを一時保存し、連続する3点以上の任意の数のサンプリングデータの値が連続して増加した後、連続する3点以上のサンプリングデータが連続して減少したことを検出した時点をピーク値とするようにしてもよい。このようにすることで、パルスノイズ等によるピークの誤検出を削減することができる。 In the detection of the peak value, at least two pieces of sampling data are always temporarily stored, and a point in time when the change in the value of two consecutive sampling data changes from an increase to a decrease is taken as a peak value. In addition, 3 or more sampling data is temporarily stored, and the value of any number of 3 or more consecutive sampling data continuously increases, and then the 3 or more sampling data continuously decreases The point in time at which this is detected may be the peak value. In this way, erroneous detection of peaks due to pulse noise or the like can be reduced.
ピーク検出部105でピーク値を検出すると、次のピーク値までの間隔をサンプリング周波数でカウントし、連続する任意の数のピーク間隔がある任意の差以内であることを検出したら、それらの間隔の平均値Tを、データを取り込むタイミング間隔として設定する。
When the peak value is detected by the
例えば図3(b)のように、連続する4つのピークの間隔(次のピークまでのサンプリングカウント数)をそれぞれT1、T2、T3、それぞれの間隔の差の許容値を2サンプリングカウントとするとそれぞれの間隔の差T1−T2、T2−T3、T1−T3が
|T1−T2|≦2&|T2−T3|≦2&|T1−T3|≦2
となったときピーク間隔Tをその平均T=(T1+T2+T3)/3として設定する。
For example, as shown in FIG. 3B, assuming that the interval between four consecutive peaks (sampling count number until the next peak) is T1, T2, and T3, and the allowable difference between the intervals is 2 sampling counts, respectively. Difference T1-T2, T2-T3, and T1-T3 are | T1-T2 | ≦ 2 & | T2-T3 | ≦ 2 & | T1-T3 | ≦ 2
Then, the peak interval T is set as the average T = (T1 + T2 + T3) / 3.
ピーク間隔Tの設定は、プリアンブルの前半にあるバースト信号部分もしくはパイロットトーンを付加してパイロットトーンの期間内でピークを検出して行う。 The peak interval T is set by detecting a peak within the period of the pilot tone by adding a burst signal portion or pilot tone in the first half of the preamble.
ピーク間隔Tを設定したら、ピーク間隔Tを基準に波形の許容差を考慮して前後任意のカウント以内のピークを検出する。例えば任意のカウント数を3カウントとすると、ピーク間隔検出部のカウンタがT−3以上T+3以内の間、前述のピーク検出方法でピークを探す。 When the peak interval T is set, peaks within an arbitrary count before and after are detected in consideration of the waveform tolerance based on the peak interval T. For example, assuming that the arbitrary count number is 3, the peak is detected by the above-described peak detection method while the counter of the peak interval detection unit is T-3 or more and T + 3 or less.
図3(d)のようにピークを検出したらその検出タイミングで1ビット分のIデータとQデータを一時記憶部108に格納する。カウントTまでにピークが検出できなかった場合は、カウントTでIデータ及びQデータを一時的に取り込んで保存しておき、カウントT+3までにピークが検出できなかったらその値を1シンボルデータとする。カウントT+3までにピークを検出できたら(ステップ105)、その検出タイミングでIデータ及びQデータを取り込んで一時記憶部108に1シンボルデータとして格納する(ステップ106)。
When a peak is detected as shown in FIG. 3D, 1-bit I data and Q data are stored in the
ピーク間隔検出部106のカウンタは、カウントがTのときまたはピークを検出したらリセットする。データ取り込みの回数をカウンタ部107でカウントしておき、設定値M=2のミラーサブキャリア通信の場合は4つのシンボルを取り込んで一時記憶部に格納する(ステップ107)。
The counter of the
演算部109で、Iデータ及びQデータのそれぞれ4つのシンボルデータを使って、IとQそれぞれの4つのシンボルデータを取り込んだ順にI1,I2,I3,I4、Q1,Q2,Q3,Q4とすると(図3(c))、相関演算(I1−I2)(I3−I4)+(Q1−Q2)(Q3−Q4)を行い(ステップ108)、その演算結果のMSB(最上位ビット)が1のときはその1ビットのデータを1と判定し、MSBが0のときはその1ビットのデータを0と判定する(ステップ109)。
When the
なお、上記相関演算は、(I1−I4)(I2−I3)+(Q1−Q4)(Q2−Q3)としてもよい。また、相関演算(I1−I3)(I2−I4)+(Q1−Q3)(Q2−Q4)を行い、その演算結果のMSBが0のときはその1ビットのデータを1と判定し、MSBが1のときはその1ビットのデータを0と判定してもよい。 The correlation calculation may be (I1-I4) (I2-I3) + (Q1-Q4) (Q2-Q3). Further, correlation calculation (I1-I3) (I2-I4) + (Q1-Q3) (Q2-Q4) is performed, and when the MSB of the calculation result is 0, the 1-bit data is determined to be 1, and the MSB When 1 is 1, the 1-bit data may be determined to be 0.
なお、設定値M=2の場合と同様に、設定値M=4のミラーサブキャリア通信の場合は、8つのシンボルを取り込んで一時記憶部108に格納し、演算部109でIデータ及びQデータのそれぞれ8つのシンボルデータを使って、IデータとQデータそれぞれの8つのシンボルデータを取り込んだ順にI1,I2,I3,I4,I5,I6,I7,I8、Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6,Q7,Q8とすると、相関演算(I1−I2+I3−I4)(I5−I6+I7−I8)+(Q1−Q2+Q3−Q4)(Q5−Q6+Q7−Q8)を行い、その演算結果のMSBが1のときはその1ビットのデータを1と判定し、MSBが0のときは、その1ビットのデータを0と判定する。
As in the case of the setting value M = 2, in the case of mirror subcarrier communication with the setting value M = 4, 8 symbols are captured and stored in the
また、設定値M=8のミラーサブキャリア通信の場合は、16個のシンボルを取り込んで一時記憶部108に格納したら、演算部109でIデータ及びQデータのそれぞれ16個のシンボルデータを使って、IデータとQデータそれぞれの16個のシンボルデータを取り込んだ順にI1,I2,I3,I4,I5,I6,I7,I8,I9,I10,I11,I12,I13,I14,I15,I16、Q1,Q2,Q3,Q4,Q5,Q6,Q7,Q8,Q9,Q10,Q11,Q12,Q13,Q14,Q15,Q16とすると、相関演算(I1−I2+I3−I4+I5−I6+I7−I8)(I9−I10+I11−I12+I13−I14+I15−I16)+(Q1−Q2+Q3−Q4+Q5−Q6+Q7−Q8)(Q9−Q10+Q11−Q12+Q13−Q14+Q15−Q16)を行い、その演算結果のMSBが1のときはその1ビットのデータを1と判定し、MSBが0のときはその1ビットのデータを0と判定する。
In the case of mirror subcarrier communication with a set value M = 8, after 16 symbols are captured and stored in the
Mの値が大きくなるほど1ビットのデータを復調するために使用するシンボルデータの数が増えるので、ノイズや干渉の影響で誤ったデータを取得しても復調できる可能性は大きくなる。最終の受信データを復調したら受信動作を終了する(ステップ110)。前記相関演算式のInとQn(n=1〜16)において、IとQそれぞれnが奇数のデータ同
士とnが偶数のデータ同士は入れ替えてもよい。
Since the number of symbol data used for demodulating 1-bit data increases as the value of M increases, the possibility of demodulation even if erroneous data is acquired due to the influence of noise or interference increases. When the final received data is demodulated, the receiving operation is terminated (step 110). In the correlation calculation formulas In and Qn (n = 1 to 16), I and Q, where n is an odd number, and n is an even number, may be interchanged.
(実施の形態2)
図4は、本発明の実施の形態2におけるRFID復調回路の構成図であり、実施の形態1と同様に、通信相手となるタグからミラーサブキャリア符号のデータを受信し、復調する受信装置のRFID復調回路について示したものである。
(Embodiment 2)
FIG. 4 is a configuration diagram of an RFID demodulating circuit according to the second embodiment of the present invention. Similar to the first embodiment, a receiving apparatus that receives and demodulates mirror subcarrier code data from a tag as a communication partner. This shows an RFID demodulation circuit.
図4において、201はUHF帯のRFID無線信号を受信するアンテナである。202は、受信したRF信号をI信号及びQ信号のアナログ電気信号に変換するRF受信部であり、直交変調器やアナログフィルタ等で構成される。203は、I信号とQ信号のアナログ信号をデジタル信号に変換するAD変換部である。
In FIG. 4,
204は、デジタルのI信号とQ信号のうち復調に使用する信号を選択するIQ信号選択部である。205は、IQ信号選択部204で得られたI信号またはQ信号のピーク値を検出するピーク検出部である。206は、ピーク検出部205で検出されたI信号またはQ信号のピーク間隔を検出し、受信データを取り込むタイミングを生成するピーク間隔検出部である。207は、取得したシンボルデータの数をカウントするカウンタ部である。
208は、ピーク間隔検出部206で得られたタイミングでIデータとQデータをラッチして一時的に記憶する一時記憶部、209は、ミラーサブキャリアの設定値Mに基づき、取得したIおよびQデータの相関演算を行う演算部である。210は、演算部209で複数のシンボルデータの相関演算結果から0または1のデータを判定するデータ判定部である。211はデータ判定部210で判定された1ビットのデータを順番に保存するシフトレジスタ部である。
208 is a temporary storage unit that latches and temporarily stores the I data and Q data at the timing obtained by the peak
以上のように構成されたRFID復調回路について、以下にその動作を説明する。 The operation of the RFID demodulator configured as described above will be described below.
図5は、本発明の実施の形態2におけるRFID復調回路の動作フローチャートである。 FIG. 5 is an operation flowchart of the RFID demodulation circuit according to the second embodiment of the present invention.
図5において、まず、タグにコマンドを送信したあと受信がイネーブルになると(ステップ201)、アンテナ201で受信したRF信号をRF受信部202でアナログの電気信号に変換し(ステップ202)、AD変換部203でアナログ電気信号をデジタル信号に変換する(ステップ203)。
In FIG. 5, first, when reception is enabled after transmitting a command to the tag (step 201), the RF signal received by the
デジタル信号に変換したIデータ及びQデータを同じタイミングでサンプリングしたIデータ及びQデータをそれぞれIn、Qnとすると、IQ信号選択部204でI信号デー
タまたはQ信号データのどちらかを選択し(ステップ204)、選択されたI信号またはQ信号のピークをピーク検出部205で探す。
When I data and Q data obtained by sampling the I data and Q data converted into digital signals at the same timing are respectively In and Qn, the IQ
IQ信号選択部204は、最初、任意にI信号またはQ信号のどちらかを選択し、任意の受信回数毎に選択する信号を入れ替える。選択信号は任意の時間毎に入れ替えてもよいし、復調時のエラーをカウントし、そのエラーの回数に応じて入れ替えるようにしてもよい。また、IQ信号選択部204での選択する信号を決定する方法として、I信号とQ信号の振幅を比較してレベルが大きい方を選択するようにしてもよい。この場合、フレーム毎(図6(a)参照)、またはQueryコマンド送信毎(図6(b)参照)に、I信号とQ信号の振幅を比較して復調に使用する信号を選択する。また別の方法として、I信号とQ信号のノイズレベルを比較してノイズの少ない方を選択するようにしてもよい。この場合、ノイズレベルの検出および比較は任意の受信回数毎に行ってもよいし、任意の時間毎に行ってもよい。
The IQ
ピーク検出部205でのピークの検出は、常に少なくとも2つのサンプリングデータを一時保存し、連続する2つのサンプリングデータの値の変化が増加から減少に変わったときにピークと認識する。または、3つ以上のサンプリングデータを一時保存し、連続する3点以上の任意の数のサンプリングデータの値が増加した後、連続する3点以上のサンプリングデータが減少したことを検出したときピークと認識するようにすると、パルスノイズ等によるピークの誤検出を削減することができる。
In the peak detection by the
ピーク検出部205でピークを検出すると、次のピークまでの間隔をサンプリング周波数で常時カウントし、連続する任意の数のピーク間隔がある任意の差以内であることを検出したら、それらの間隔の平均値Tをデータを取り込むタイミング間隔として設定する。
When a peak is detected by the
例えば、図3(b)のように連続する4つのピークの間隔(サンプリング周波数でのカウント数)をそれぞれT1、T2、T3、それぞれの間隔の差の許容値を2サンプリングカウントとするとそれぞれの間隔の差T1−T2、T2−T3、T1−T3が
|T1−T2|≦2 & |T2−T3|≦2 & |T1−T3|≦2
となったとき、ピーク間隔Tを、その平均T=(T1+T2+T3)/3として設定する。
For example, as shown in FIG. 3B, when intervals of four consecutive peaks (count numbers at the sampling frequency) are T1, T2, and T3, respectively, and the allowable difference between the intervals is 2 sampling counts, the intervals are Differences T1-T2, T2-T3, T1-T3 are | T1-T2 | ≦ 2 & | T2-T3 | ≦ 2 & | T1-T3 | ≦ 2
Then, the peak interval T is set as the average T = (T1 + T2 + T3) / 3.
ピーク間隔Tを設定したら、ピーク間隔Tを基準に波形の許容差を考慮して前後任意のカウント以内のピークを検出する。例えば任意のカウント数を3カウントとすると、ピーク間隔検出部のカウンタがT−3以上T+3(カウンタはTでリセットするので実際の値は3)以内の間、前記ピーク検出方法でピークを探す。カウントTまでにピークが検出できなかった場合は、カウントTのときIQ信号選択部204で選択されたIまたはQデータを一時的に取り込んで保存しておき、カウントT+3までにピークが検出できなかったらその値を1シンボルデータする。
When the peak interval T is set, peaks within an arbitrary count before and after are detected in consideration of the waveform tolerance based on the peak interval T. For example, if an arbitrary count number is 3, the peak detection method searches for a peak by the above-described peak detection method while the counter of the peak interval detection unit is T-3 or more and T + 3 (the actual value is 3 because the counter is reset at T). If no peak is detected by the count T, the I or Q data selected by the IQ
カウントT+3までにピークを検出できたら(ステップ205)、その検出タイミングで選択されたIデータまたはQデータを取り込んで一時記憶部208に1シンボルデータとして格納する(ステップ206)。ピーク間隔検出部206のカウンタはカウントがTのときまたはピークを検出したらリセットする。
If the peak can be detected by the count T + 3 (step 205), the I data or Q data selected at the detection timing is taken in and stored as one symbol data in the temporary storage unit 208 (step 206). The counter of the peak
データ取り込みの回数をカウンタ部207でカウントしておき、設定値M=2のミラーサブキャリア通信の場合は、4つのシンボルを取り込んで一時記憶部208に格納したら(ステップ207)、演算部209でIまたはQデータの4つのシンボルデータを使って、IQ信号選択部204でI信号を選択した場合4つのシンボルデータを取り込んだ順にI1,I2,I3,I4とすると、相関演算式(I1−I2)(I3−I4)を計算し(ステップ208)、その演算結果のMSBが1のときはその1ビットのデータを1と判定し、MSBが0のときはその1ビットのデータを0と判定する(ステップ209)。なお、Q信号が選択された場合には、相関演算式は(Q1−Q2)(Q3−Q4)となる。
The number of data acquisition is counted by the
設定値M=4のミラーサブキャリア通信の場合は、8つのシンボルを取り込んで一時記憶部208に格納したら、演算部209でIデータまたはQデータの8つのシンボルデータを使って、IQ信号選択部204でI信号を選択した場合8つのシンボルデータを取り込んだ順にI1、I2、I3、I4、I5、I6、I7、I8とすると、相関演算式(I1−I2+I3−I4)(I5−I6+I7−I8)を計算し、その演算結果のMSBが1のときはその1ビットのデータを1と判定し、MSBが0のときはその1ビットのデータを0と判定する。なお、Q信号が選択された場合は、相関演算式は(Q1−Q2+Q3−Q4)(Q5−Q6+Q7−QI8)となる。
In the case of mirror subcarrier communication with a set value M = 4, when 8 symbols are captured and stored in the
設定値M=8のミラーサブキャリア通信の場合は、16個のシンボルを取り込んで一時記憶部208に格納したら、演算部209でIデータまたはQデータの16個のシンボルデータを使って、IQ信号選択部204でI信号を選択した場合、16個のシンボルデータを取り込んだ順にI1、I2、I3、I4、I5、I6、I7、I8、I9、I10、I11、I12、I13、I14、I15、I16とすると、相関演算式(I1−I2+I3−I4+I5−I6+I7−I8)(I9−I10+I11−I12+I13−I14+I15−I16)を計算し、その演算結果のMSBが1のときはその1ビットのデータを1と判定し、MSBが0のときはその1ビットのデータを0と判定する。なお、Q信号が選択された場合は、相関演算式は(Q1−Q2+Q3−Q4+Q5−Q6+Q7−Q8)(Q9−Q10+Q11−Q12+Q13−Q14+Q15−Q16)となる。
In the case of mirror subcarrier communication with a set value M = 8, after 16 symbols are captured and stored in the
最終の受信データを復調したら受信動作を終了する(ステップ210)。 When the final received data is demodulated, the receiving operation is terminated (step 210).
以上のように、上記各実施の形態によれば、ミラーサブキャリアのデータを受信し復調するミラーサブキャリア復調回路であって、受信したI信号とQ信号の合成波形を生成する波形生成部と、波形生成部で得られた合成波形のピーク値を検出するピーク検出部と、ピーク検出部で検出されたピーク値間隔を検出し、受信データを取り込むタイミングを生成するピーク間隔検出部と、ピーク間隔検出部で生成されたタイミングでIデータとQデータを記憶する記憶部と、ミラーサブキャリアの設定値Mに基づき、1ビット周期中に取得した記憶部のIデータ及びQデータを用いて相関演算を行う相関演算部と、相関演算部での演算結果から0または1のデータを判定するデータ判定部と、を有する構成としたので、取得するピーク時のデータのみ確実に取得できれば復調が可能なため、シンボルデータの取得タイミング以外の部分に発生するノイズによる影響を削減でき、ノイズや他機器の干渉下にあってもタグ等からの受信データをより確実に復調できるミラーサブキャリアの復調回路が実現できる。 As described above, according to each of the above embodiments, a mirror subcarrier demodulation circuit that receives and demodulates mirror subcarrier data, and a waveform generation unit that generates a combined waveform of the received I signal and Q signal; A peak detection unit that detects a peak value of the composite waveform obtained by the waveform generation unit, a peak interval detection unit that detects a peak value interval detected by the peak detection unit and generates a timing for capturing received data, and a peak A storage unit that stores I data and Q data at the timing generated by the interval detection unit, and a correlation using the I data and Q data of the storage unit acquired during one bit period based on the mirror subcarrier setting value M Since it has a configuration including a correlation calculation unit that performs calculation and a data determination unit that determines 0 or 1 data from the calculation result in the correlation calculation unit, the peak data to be acquired Since it can be demodulated if it can only be acquired reliably, it can reduce the effects of noise that occurs outside the symbol data acquisition timing, and more reliably receive data from tags, etc. even under noise or interference from other devices. A demodulating circuit of a mirror subcarrier that can be demodulated can be realized.
また、相関演算部は、設定値M=2の場合、(I1−I2)(I3−I4)+(Q1−Q2)(Q3−Q4)で相関演算を行う。 Further, when the set value M = 2, the correlation calculation unit performs the correlation calculation by (I1−I2) (I3−I4) + (Q1−Q2) (Q3−Q4).
また、相関演算部は、設定値M=4の場合、(I1−I2+I3−I4)(I5−I6+I7−I8)+(Q1−Q2+Q3−Q4)(Q5−Q6+Q7−Q8)で相関演算を行う。 Further, when the set value M = 4, the correlation calculation unit performs the correlation calculation by (I1−I2 + I3−I4) (I5−I6 + I7−I8) + (Q1−Q2 + Q3−Q4) (Q5−Q6 + Q7−Q8).
また、相関演算部は、設定値M=8の場合、(I1−I2+I3−I4+I5−I6+I7−I8)(I9−I10+I11−I12+I13−I14+I15−I16)+(Q1−Q2+Q3−Q4+Q5−Q6+Q7−Q8)(Q9−Q10+Q11−Q12+Q13−Q14+Q15−Q16)で、相関演算を行う。 Further, when the set value M = 8, the correlation calculation unit (I1-I2 + I3-I4 + I5-I6 + I7-I8) (I9-I10 + I11-I12 + I13-I14 + I15-I16) + (Q1-Q2 + Q3-Q4 + Q5-Q6 + Q7-Q8) ( Q9−Q10 + Q11−Q12 + Q13−Q14 + Q15−Q16), and the correlation calculation is performed.
また、データ判定部は、相関演算部の最上位ビットを1ビット周期の復調データとして判定する。 The data determination unit determines the most significant bit of the correlation calculation unit as demodulated data having a 1-bit period.
また、ピーク検出部は、プリアンブルの前半のバースト信号部分で合成信号のピーク検出を行い、連続する複数のピークの間隔を任意の周期のカウンタで計測して、その平均の時間(カウント数)をシンボル取得周期として設定したら、検出したピークから当該設定した時間を基準に前後任意の時間以内で次のピークの検出をするので、受信波形のゆらぎによるピーク間隔を補正する作用、ノイズや干渉によるIQ合成波形のピークの誤検出を削減する作用が得られる。 The peak detector detects the peak of the composite signal in the burst signal part of the first half of the preamble, measures the interval between a plurality of continuous peaks with a counter of an arbitrary period, and calculates the average time (count number). Once the symbol acquisition period is set, the next peak is detected within an arbitrary time before and after the detected peak, so that the peak interval due to fluctuations in the received waveform is corrected, and the IQ due to noise and interference The effect of reducing false detection of the peak of the composite waveform can be obtained.
また、ピーク検出部は、連続する2つのサンプリングデータの変化が増加から減少になった時点を波形のピークとするので、簡単な回路構成でIQ合成波形のピークを検出することができる。 Further, since the peak detection unit sets the peak of the waveform when the change in the two consecutive sampling data decreases from the increase, the peak of the IQ composite waveform can be detected with a simple circuit configuration.
また、ピーク検出部は、連続する3つ以上のサンプリングデータが連続して増加した後、連続する3つ以上のサンプリングデータが連続して減少したときに波形のピークとするので、幅の狭いパルスノイズを誤検出しないように合成波形のピーク検出を行うことができる。 In addition, since the peak detection unit sets the peak of the waveform when three or more consecutive sampling data continuously increase and then three or more consecutive sampling data continuously decrease, a narrow pulse The peak of the composite waveform can be detected so that noise is not erroneously detected.
また、ピーク検出部は、通信相手からの応答にパイロットトーンを付加した通信において、パイロットトーンで合成信号のピーク検出を行い、連続する複数のピークの間隔を任意の周期のカウンタで計測して、その平均の時間(カウント数)をシンボルラッチ周期として設定したら、検出したピークから当該設定した時間を基準に前後任意の時間以内で次のピークの検出をするので、受信波形のゆらぎによるピーク間隔を補正する作用、ノイズや干渉によるIQ合成波形のピークの誤検出を削減する作用が得られる。 In addition, in communication in which a pilot tone is added to the response from the communication partner, the peak detection unit performs peak detection of the composite signal with the pilot tone, measures an interval between a plurality of continuous peaks with a counter of an arbitrary period, Once the average time (count) is set as the symbol latch period, the next peak is detected within an arbitrary time before and after the detected peak, so the peak interval due to fluctuations in the received waveform An effect of correcting and an effect of reducing erroneous detection of the peak of the IQ composite waveform due to noise and interference can be obtained.
また、ピーク検出部は、任意の閾値より大きいレベルのI、Q信号のピークのみを検出するので、閾値より低いレベルのノイズを誤検出しない。 Further, since the peak detection unit detects only the peak of the I and Q signals having a level larger than an arbitrary threshold, it does not erroneously detect noise having a level lower than the threshold.
また、ピーク検出部は、通信相手からの信号を受信する前に検出したノイズレベルに基づき、当該ノイズレベルより高いレベルを閾値として設定する。 The peak detection unit sets a level higher than the noise level as a threshold based on the noise level detected before receiving a signal from the communication partner.
また、波形生成部の生成する合成信号は、In2+Qn2、|In|+|Qn|、|In+In+1|+|Qn+Qn+1|の何れかであり、In2+Qn2であれば、合成波形はタグの移動による振幅の変動のない波形を得られるため、より正確に信号の検出ができ、また合成波形のピークのタイミングで取得した複数のシンボルデータで1ビットデータの復調をするため、ノイズや干渉の影響があって誤ったデータがあっても他のシンボルデータで補間することができる。また、|In|+|Qn|であれば、より簡単な回路構成で合成波形を生成することができる。さらに、|In+In+1|+|Qn+Qn+1|であれば、信号に付加したノイズを軽減させた合成波形を得ることができる。 The combined signal generated by the waveform generator is any one of In 2 + Qn 2 , | In | + | Qn |, | In + In + 1 | + | Qn + Qn + 1 |. If In 2 + Qn 2 , the combined waveform is a tag Since a waveform with no amplitude fluctuation due to movement of the signal can be obtained, the signal can be detected more accurately, and 1-bit data is demodulated with a plurality of symbol data acquired at the peak timing of the synthesized waveform, so noise and interference can be obtained. Even if there is incorrect data due to the influence of the above, it is possible to interpolate with other symbol data. If | In | + | Qn |, a combined waveform can be generated with a simpler circuit configuration. Furthermore, if | In + In + 1 | + | Qn + Qn + 1 |, a combined waveform in which noise added to the signal is reduced can be obtained.
また、ミラーサブキャリアのデータを受信し復調するミラーサブキャリア復調回路であって、受信したI信号とQ信号の何れかを選択する選択部と、選択部で選択されたIデータまたはQデータの信号波形のピーク値を検出するピーク検出部と、ピーク検出部で検出されたピーク値間隔を検出し、受信データを取り込むタイミングを生成するピーク間隔検出部と、ピーク間隔検出部で生成されたタイミングで、選択部で選択されたIデータまたはQデータを記憶する記憶部と、ミラーサブキャリアの設定値Mに基づき、1ビット周期中に取得した前記記憶部のIデータまたはQデータを用いて相関演算を行う相関演算部と、相関演算部での演算結果から0または1のデータを判定するデータ判定部と、を有するので、より簡単な回路(より少ないゲート規模)で構成することができ、IデータとQデータの位相ずれの影響を受けない。 A mirror subcarrier demodulating circuit that receives and demodulates mirror subcarrier data, a selection unit that selects one of the received I signal and Q signal, and I data or Q data selected by the selection unit A peak detector that detects a peak value of a signal waveform, a peak interval detector that detects a peak value interval detected by the peak detector, and generates a timing for capturing received data, and a timing generated by the peak interval detector The storage unit that stores the I data or Q data selected by the selection unit, and the correlation using the I data or Q data of the storage unit acquired during one bit period based on the mirror subcarrier setting value M Since it has a correlation calculation unit that performs calculation and a data determination unit that determines 0 or 1 data from the calculation result in the correlation calculation unit, a simpler circuit (less Can be configured in gate scale) it has, not affected by the phase shift of the I and Q data.
また、相関演算部は、設定値M=2の場合、(I1−I2)(I3−I4)または(Q1−Q2)(Q3−Q4)で相関演算を行う。 Further, when the set value M = 2, the correlation calculation unit performs the correlation calculation using (I1-I2) (I3-I4) or (Q1-Q2) (Q3-Q4).
また、相関演算部は、設定値M=4の場合、(I1−I2+I3−I4)(I5−I6+I7−I8)または(Q1−Q2+Q3−Q4)(Q5−Q6+Q7−QI8)で相関演算を行う。 Further, when the set value M = 4, the correlation calculation unit performs correlation calculation using (I1-I2 + I3-I4) (I5-I6 + I7-I8) or (Q1-Q2 + Q3-Q4) (Q5-Q6 + Q7-QI8).
また、相関演算部は、設定値M=8の場合、(I1−I2+I3−I4+I5−I6+I7−I8)(I9−I10+I11−I12+I13−I14+I15−I16)または(Q1−Q2+Q3−Q4+Q5−Q6+Q7−Q8)(Q9−Q10+Q11−Q12+Q13−Q14+Q15−Q16)で相関演算を行う。 Further, when the set value M = 8, the correlation calculation unit (I1-I2 + I3-I4 + I5-I6 + I7-I8) (I9-I10 + I11-I12 + I13-I14 + I15-I16) or (Q1-Q2 + Q3-Q4 + Q5-Q6 + Q7-Q8) ( Q9-Q10 + Q11-Q12 + Q13-Q14 + Q15-Q16) is used for correlation calculation.
また、データ判定部は、前記相関演算部の最上位ビットを1ビット周期の復調データとする。 The data determination unit uses the most significant bit of the correlation calculation unit as demodulated data having a 1-bit period.
また、選択部は、任意の時間毎にI信号とQ信号の選択を切り替えるので、I信号のみまたはQ信号のみで復調する場合より多くのタグからの受信データをより確実に復調できる。 In addition, since the selection unit switches between the selection of the I signal and the Q signal every arbitrary time, the reception data from more tags can be demodulated more reliably than when demodulating with only the I signal or only the Q signal.
また、選択部は、任意のエラー回数に応じて時間毎にI信号とQ信号の選択を切り替えるので、I信号のみまたはQ信号のみで復調する場合より多くのタグからの受信データをより確実に復調できる。 In addition, since the selection unit switches the selection of the I signal and the Q signal every time according to an arbitrary number of errors, the received data from more tags can be more reliably received than when demodulating with only the I signal or only the Q signal. Can be demodulated.
また、選択部は、プリアンブルのバースト部分またはパイロットトーン部分で振幅レベルに基づいてI信号とQ信号の選択を切り替えるので、振幅レベルの大きい信号を使って復調することにより、より多くのタグデータを復調できる。 In addition, since the selection unit switches the selection of the I signal and the Q signal based on the amplitude level in the burst portion or pilot tone portion of the preamble, more tag data can be obtained by demodulating using a signal having a large amplitude level. Can be demodulated.
また、フレーム毎にI信号とQ信号の振幅レベルを検出するので、毎フレームごとにI信号およびQ信号の振幅レベルを検出し振幅レベルの大きい信号を使って復調することにより、より多くのタグのデータを復調できる。 Further, since the amplitude levels of the I signal and the Q signal are detected for each frame, more tags are detected by detecting the amplitude levels of the I signal and the Q signal for each frame and demodulating them using a signal having a large amplitude level. Can be demodulated.
また、Queryコマンド送信毎にI信号とQ信号の振幅レベルを検出するので、より多くのタグのデータを復調できる。 In addition, since the amplitude levels of the I signal and the Q signal are detected every time the Query command is transmitted, more tag data can be demodulated.
また、通信相手からの信号を受信する前に検出したI信号とQ信号のノイズレベルに基づき、選択部はノイズレベルが小さい方を選択するので、ノイズレベルが小さい信号を使って復調することにより、ノイズによる誤検出を削減し、より多くのタグデータを復調できる。 In addition, since the selection unit selects the lower noise level based on the noise level of the I signal and the Q signal detected before receiving the signal from the communication partner, the signal is demodulated using a signal having a lower noise level. , Reducing false detection due to noise and demodulating more tag data.
また、任意のQueryコマンド送信回数毎にI信号とQ信号のノイズレベルを検出す
る。
Further, the noise level of the I signal and the Q signal is detected every arbitrary number of query command transmissions.
また、任意の時間毎にI信号とQ信号のノイズレベルを検出する。 Further, the noise levels of the I signal and the Q signal are detected every arbitrary time.
本発明に係るミラーサブキャリア復調回路及びそれを備えた受信装置は、RFID通信等に用いられる受信装置の復調回路に有用である。 The mirror subcarrier demodulation circuit according to the present invention and the reception device including the same are useful for the demodulation circuit of the reception device used for RFID communication or the like.
101 アンテナ
102 RF受信部
103 AD変換部
104 波形生成部
105 ピーク検出部
106 ピーク間隔検出部
107 カウンタ部
108 一時記憶部
109 演算部
110 データ判定部
111 シフトレジスタ部
DESCRIPTION OF
Claims (26)
受信したI信号とQ信号の合成波形を生成する波形生成部と、
前記波形生成部で得られた合成波形のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部で検出されたピーク値間隔を検出し、受信データを取り込むタイミングを生成するピーク間隔検出部と、
前記ピーク間隔検出部で生成されたタイミングでIデータとQデータを記憶する記憶部と、
ミラーサブキャリアの設定値Mに基づき、1ビット周期中に取得した前記記憶部のIデータ及びQデータを用いて相関演算を行う相関演算部と、
前記相関演算部での演算結果から0または1のデータを判定するデータ判定部と、を有することを特徴とするミラーサブキャリア復調回路。 A mirror subcarrier demodulation circuit that receives and demodulates mirror subcarrier data,
A waveform generator for generating a combined waveform of the received I signal and Q signal;
A peak detector for detecting a peak value of the composite waveform obtained by the waveform generator;
A peak interval detection unit that detects a peak value interval detected by the peak detection unit and generates a timing for capturing received data; and
A storage unit for storing I data and Q data at the timing generated by the peak interval detection unit;
A correlation calculation unit that performs a correlation calculation using I data and Q data of the storage unit acquired during a 1-bit period based on a set value M of a mirror subcarrier;
A mirror subcarrier demodulating circuit comprising: a data determination unit that determines 0 or 1 data from a calculation result in the correlation calculation unit.
受信したI信号とQ信号の何れかを選択する選択部と、
前記選択部で選択されたIデータまたはQデータの信号波形のピーク値を検出するピーク検出部と、
前記ピーク検出部で検出されたピーク値間隔を検出し、受信データを取り込むタイミングを生成するピーク間隔検出部と、
前記ピーク間隔検出部で生成されたタイミングで、前記選択部で選択されたIデータまたはQデータを記憶する記憶部と、
ミラーサブキャリアの設定値Mに基づき、1ビット周期中に取得した前記記憶部のIデータまたはQデータを用いて相関演算を行う相関演算部と、
前記相関演算部での演算結果から0または1のデータを判定するデータ判定部と、を有することを特徴とするミラーサブキャリア復調回路。 A mirror subcarrier demodulation circuit that receives and demodulates mirror subcarrier data,
A selector for selecting one of the received I signal and Q signal;
A peak detection unit for detecting a peak value of a signal waveform of the I data or Q data selected by the selection unit;
A peak interval detection unit that detects a peak value interval detected by the peak detection unit and generates a timing for capturing received data; and
A storage unit for storing I data or Q data selected by the selection unit at a timing generated by the peak interval detection unit;
A correlation calculation unit that performs a correlation calculation using the I data or Q data of the storage unit acquired during a 1-bit period based on the set value M of the mirror subcarrier;
A mirror subcarrier demodulating circuit comprising: a data determination unit that determines 0 or 1 data from a calculation result in the correlation calculation unit.
特徴とする請求項23記載のミラーサブキャリア復調回路。 24. The mirror subcarrier demodulating circuit according to claim 23, wherein the noise level of the I signal and the Q signal is detected every arbitrary number of transmissions of the Query command.
載のミラーサブキャリア復調回路。 24. The mirror subcarrier demodulation circuit according to claim 23, wherein the noise level of the I signal and the Q signal is detected every arbitrary time.
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