JP4923686B2 - Semiconductor device - Google Patents
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Description
本発明は、インバータ駆動用等の高電圧ICに適用することのできる半導体装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor device applicable to a high voltage IC for driving an inverter or the like.
インバータ駆動用等の高電圧ICが、例えば、特許第3384399号公報(特許文献1)およびProc. of ISPSD’04(非特許文献1)に開示されている。 High voltage ICs for driving an inverter are disclosed in, for example, Japanese Patent No. 3384399 (Patent Document 1) and Proc. Of ISPSD'04 (Non-Patent Document 1).
図9(a)は、特許文献1に開示されている、モータ制御用インバータのパワー部分を中心とした回路構成図である。三相モータMoを駆動するために用いるパワーデバイス(IGBTであるQ1〜Q6とダイオードであるD1〜D6)は、ブリッジ回路を構成し、同一パッケージに収納されたパワーモジュールの構造をしている。主電源VCCは、通常、直流100〜400Vと高電圧である。特に、電気自動車(EV)やハイブリッド(HEV)車等の自動車用モータ制御においては、主電源VCCが、直流650Vもの高電圧となる。主電源VCCの高電位側をVCCH、低電位側をVCCL と表した場合、VCCH に接続されるIGBTQ1〜Q3を駆動するためには、IGBTのゲート電極の電位はこれよりさらに高電位となる。このため、駆動回路には、フォトカプラー(PC:Photo Coupler)や高電圧IC(HVIC:High Voltage Integrated Circuit)90が用いられる。駆動回路の入出力端子(I/O:Input / Output)は、通常マイクロコンピュータへ接続され、そのマイクロコンピュータにより、インバータ全体の制御がなされる。
FIG. 9A is a circuit configuration diagram focusing on the power portion of the motor control inverter disclosed in
図9(b)は、特許文献1に開示されている、図9(a)で用いられる高電圧IC(HVIC)の内部構成ユニットのブロック図である。図9(b)に示す高電圧IC90は、制御回路(CU:Control Unit)、低電位のGND電位を基準とするゲート駆動回路GDU(Gate Drive Unit)4〜6、高電位の浮遊電位を基準とするゲート駆動回路GDU1〜3およびレベルシフト回路(LSU:Level Shift Unit)から構成されている。制御回路CUは、入出力端子I/Oを通してマイクロコンピュータと信号のやりとりを行い、図9(a)のどのIGBTをオンさせ、どれをオフさせるかの制御信号を発生させる。ゲート駆動回路GDU(Gate Drive Unit)4〜6は、図9(a)の主電源VCCの低電位側VCCL に接続するIGBTQ4〜Q6を駆動する。ゲート駆動回路GDU1〜3は、図9(a)の主電源VCCの高電位側VCCHに接続するIGBTQ1〜Q3を駆動する。レベルシフト回路LSUは、VCCL レベルの制御回路CUの信号と、VCCHレベルとVCCL レベルの間を行き来するGDU1〜3の信号(SIN1〜3、SOUT1〜3)との間を、媒介する働きをする。従って、高電圧IC90のレベルシフト回路LSUを構成する半導体装置は、上記したようにVCCHレベルとVCCL レベルの間(0〜650V)の信号を取り扱うため、特に高耐圧(1200V程度)が要求される。
FIG. 9B is a block diagram of an internal configuration unit of the high voltage IC (HVIC) used in FIG. A
図9(b)に示す高電圧IC90のように、基準電位の異なる2以上の回路が集積化された半導体装置では、基準電位の異なる各回路の形成領域は、pn接合分離もしくはSiO2などの誘電体を用いた誘電体分離により、互いに分離される。一般的に、pn接合分離を用いた高電圧ICは、寄生トランジスタが形成され易いため、回路の誤動作や素子破壊を引き起こす場合が有る。これに対して、誘電体分離を用いた高電圧ICでは、寄生トランジスタ動作は発生せず、回路の誤動作や素子破壊といった問題は起きない。
In a semiconductor device in which two or more circuits having different reference potentials are integrated as in the
図10に、SOI基板とトレンチ分離を用いた、従来の高電圧IC91の模式的な断面図を示す。図10に示す高電圧IC91には、埋め込み酸化膜3を有するSOI基板10のSOI層1に、低電位(GND)基準回路、高電位(浮遊)基準回路およびレベルシフト回路が、それぞれ設けられている。また、GND基準回路、浮遊基準回路およびレベルシフト回路の各形成領域は、SOI基板10の埋め込み酸化膜3とトレンチ4の側壁酸化膜4sにより絶縁(誘電体)分離されている。高電圧IC91のレベルシフト回路においては、低電位基準回路と高電位基準回路を繋ぐため高耐圧の回路素子が必要である。図10に示したレベルシフト回路形成領域のMOS型トランジスタTrLは、耐圧を確保するため、いわゆるSOI−RESURF構造をとっている。
FIG. 10 shows a schematic cross-sectional view of a conventional high-
レベルシフト回路における高電圧は、図中に示すように、MOS型トランジスタTrLのドレイン(D)に印加される。図10のMOS型トランジスタTrLでは、断面の横方向の耐圧を、表面p型不純物層と埋め込み酸化膜3によって形成されるSOI−RESURF構造で確保する。また、断面の縦方向の耐圧については、非特許文献1に開示されているように、ドレイン(D)とグランド(GND)間にかかる高電圧を、低濃度のSOI層1と埋め込み酸化膜3で分圧して、SOI層1における電界を緩和させる。
上記したように、SOI構造半導体基板を用いて高耐圧の半導体装置を実現するには、断面の縦方向において印加電圧をSOI層と埋め込み酸化膜に分配して所望の耐圧が得られるように、SOI層の濃度と厚さ及び埋め込み酸化膜の厚さを最適設計する必要がある。しかしながら、この方法で1000V以上の高耐圧を得ようとすると、5μmより厚い埋め込み酸化膜と、50μmより厚いSOI層が必要である。一方、SOI基板の反り等の関係で、達成できる埋め込み酸化膜の膜厚の上限は4μm程度である。また、SOI層の厚さは通常数μm〜20μm程度であり、SOI層の厚さを大きくするとトレンチ加工負荷が増大する。このため、図10のレベルシフト回路形成領域におけるMOS型トランジスタTrLでは、600V程度の耐圧確保が限界で、400V電源系やEV車等で要求される1200Vの耐圧は確保することができない。 As described above, in order to realize a high breakdown voltage semiconductor device using an SOI structure semiconductor substrate, a desired breakdown voltage can be obtained by distributing the applied voltage between the SOI layer and the buried oxide film in the longitudinal direction of the cross section. It is necessary to optimally design the concentration and thickness of the SOI layer and the thickness of the buried oxide film. However, in order to obtain a high breakdown voltage of 1000 V or more by this method, a buried oxide film thicker than 5 μm and an SOI layer thicker than 50 μm are required. On the other hand, the upper limit of the thickness of the buried oxide film that can be achieved is about 4 μm because of warpage of the SOI substrate. Also, the thickness of the SOI layer is usually about several μm to 20 μm, and increasing the thickness of the SOI layer increases the trench processing load. For this reason, in the MOS type transistor Tr L in the level shift circuit formation region of FIG. 10, it is impossible to secure the withstand voltage of about 1200V required for a 400V power supply system, an EV car, etc., because the withstand voltage of about 600V is the limit.
上記問題を解決するため、図11に示す新規な半導体装置100が発明されている。図11は、半導体装置100の基本的な回路図である。図11に示す半導体装置100では、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子Tr1〜Trnが、グランド(GND)電位と所定電位Vsとの間で、GND電位側を第1段、所定電位Vs側を第n段として、順次直列接続されている。n個のトランジスタ素子Tr1〜Trnは、MOS (Metal Oxide Semiconductor)型トランジスタ素子であってもよいし、IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)素子であってもよい。上記構成は、各トランジスタ素子Tr1〜TrnがMOS型トランジスタ素子であるとすると、下段のMOS型トランジスタ素子のドレイン電圧が、その上段にあるMOS型トランジスタ素子のソースに印加される構成である。
In order to solve the above problem, a
また、n個の抵抗素子R1〜Rnが、同じGND電位と所定電位Vsとの間で、GND電位側を第1段、所定電位Vs側を第n段として、順次直列接続されている。このn個の抵抗素子R1〜Rnには微弱な電流が流れて、GND電位と所定電位Vs間の電圧が、各抵抗素子R1〜Rnに分割される。図11では、各抵抗素子R1〜RnでGND電位と所定電位Vs間の電圧を分割しているが、容量素子を用いて分割してもよい。この場合は、消費電流を低減する効果がある。 In addition, n resistance elements R 1 to R n are sequentially connected in series between the same GND potential and a predetermined potential Vs, with the GND potential side as the first stage and the predetermined potential Vs side as the nth stage. . A weak current flows through the n resistance elements R 1 to R n , and the voltage between the GND potential and the predetermined potential Vs is divided into the resistance elements R 1 to R n . In FIG. 11, the voltage between the GND potential and the predetermined potential Vs is divided by each of the resistance elements R 1 to R n , but may be divided using a capacitive element. In this case, there is an effect of reducing current consumption.
図11の半導体装置100では、第1段のトランジスタ素子Tr1を除いた各段のトランジスタ素子Tr2〜Trnにおけるゲート端子が、抵抗素子Rg2〜Rgnを介して、直列接続された各段の抵抗素子R1〜Rn間の接続点P2〜Pnに、それぞれ、順次接続されている。また、同じく第1段のトランジスタ素子Tr1を除いた各段のトランジスタ素子Tr2〜Trnにおいて、ゲート端子とGND電位側の端子との間に、ダイオードD2〜Dnが挿入されている。これら抵抗素子Rg2〜RgnおよびダイオードD2〜Dnにより、第1段のトランジスタ素子Tr1のゲート端子に入力信号を加えた際、第2段から第n段のトランジスタ素子Tr2〜Trnの同時動作を、安定化させることができる。
In the
第1段のトランジスタ素子Tr1のゲート端子は、半導体装置100の入力端子となっている。半導体装置100の出力は、第n段のトランジスタ素子Trnにおける所定電位Vs側の端子から、所定の抵抗値を有する負荷抵抗(図示省略)を介して取り出される。尚、出力信号は、基準電位が入力信号のGND電位から所定電位Vsに変換(レベルシフト)され、入力信号に対して反転した状態で取り出される。
The gate terminal of the first-stage transistor element Tr 1 is an input terminal of the
図11の半導体装置100では、第1段のトランジスタ素子Tr1のゲート端子に入力信号を加えることで、同じくGND電位と所定電位Vsとの間に直列接続されたn個の抵抗素子R1〜Rnを介して、第2段から第n段のトランジスタ素子Tr2〜Trnも同時に動作させることができる。すなわち、各トランジスタ素子Tr1〜TrnをMOS型トランジスタ素子とし、各トランジスタ素子Tr1〜TrnのGND電位側をソースとするとと、第1段のトランジスタ素子Tr1のゲート端子に信号電圧が印加されると、第1段のトランジスタ素子Tr1のドレイン電位が低下する。それに伴って、第2段のトランジスタ素子Tr2のソース電位が下がるので、第2段のトランジスタ素子Tr2のゲート−ソース間のダイオードD2に接続点P2から電流が流れ込む。ゲート−ソース間がツェナー電圧(ここでは5V)に固定される結果、第2段のトランジスタ素子Tr2がONになる。これと同様のことが第n段のトランジスタ素子Trnまで繰り返されて、極短時間で、全トランジスタ素子Tr1〜TrnがONになる。
In the
図11の半導体装置100の動作においては、GND電位と所定電位Vsの間の電圧がn個のトランジスタ素子Tr1〜Trnにより分割され、第1段から第n段の各トランジスタ素子Tr1〜Trnが、それぞれの電圧範囲を分担している。従って、GND電位と所定電位Vsの間の電圧を1個のトランジスタ素子で分担する場合に較べて、各トランジスタ素子Tr1〜Trnに要求される耐圧は、略n分の1となる。従って、一般的な製造方法を用いて安価に製造でき、通常の耐圧を有するトランジスタ素子であっても、図11の半導体装置100においてトランジスタ素子の個数nを適宜設定することにより、全体として必要とされる高い耐圧を確保した半導体装置とすることができる。尚、図11の半導体装置100においては、n個のトランジスタ素子Tr1〜Trnが同じ耐圧を有することが好ましい。これにより、GND電位と所定電位の間に挿入された各トランジスタ素子Tr1〜Trnの分担する電圧(耐圧)を均等にして、最小化することができる。
In operation of the
図12は、別の半導体装置の基本構成を示す図で、半導体装置101の回路図である。図12に示す半導体装置101は、GND電位と所定電位の間を、n個(n≧2)のトランジスタ素子Trと、並列接続された抵抗素子Rと容量素子C2を並列RC素子としてn個の並列RC素子で分割する構成である。半導体装置101の構成は、別の見方をすれば、GND電位と所定電位の間で、直列接続された抵抗Rのラインに対して、直列接続された容量素子C2のラインが付け足された構成となっている。この直列接続された容量素子C2のラインは、抵抗素子Rの抵抗値が大きい場合には、dV/dtサージが入った場合にサージ電流を逃がすラインとして機能する。半導体装置101では、n個の並列RC素子における抵抗素子Rの抵抗値と第2容量素子C2の容量値を適宜設定することで、dV/dtサージが入った場合におけるn個のトランジスタ素子Trのラインにおける各接続点の電位をほぼ均等に分配することができる。
FIG. 12 is a diagram illustrating a basic configuration of another semiconductor device, and is a circuit diagram of the
尚、上記発明については、すでに特許出願がなされている(出願番号2005−227058、出願番号2005−318679)。 Note that a patent application has already been filed for the above invention (application number 2005-227058, application number 2005-318679).
一方、図11や図12の半導体装置100,202では、GND電位と所定電位の間で直列接続された抵抗Rのラインに高い電源電圧がかかるため、このラインには定常状態で(リーク)電流が流れて、消費電力が大きくなるという問題がある。このリーク電流を下げるためには、分圧抵抗Rの抵抗値を数MΩまで大きくする必要があるが、この場合には、CrSi等の薄膜で形成する分圧抵抗Rのチップに占める面積が増大して、コスト増となる。
On the other hand, in the
また、図12の半導体装置101において、dV/dtサージを均等に分圧して基板(トランジスタ素子Tr)への回り込みを防止するためには、容量素子C2の容量値をpFオーダにする必要があるが、この場合にも、トランジスタ素子Trの全段数分をレイアウトすると、チップ面積が増大して非常に面積効率が悪くなる。
Further, in the
そこで本発明は、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子が順次直列接続されてなる半導体装置であって、全体として必要とされる高い耐圧を確保することができ、消費電力が小さく、小型で安価な半導体装置を提供することを目的としている。 Therefore, the present invention is a semiconductor device in which n (n ≧ 2) transistor elements that are insulated and separated from each other are sequentially connected in series, and can ensure a high breakdown voltage required as a whole, and power consumption The object is to provide a small, inexpensive and inexpensive semiconductor device.
請求項1に記載の半導体装置は、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子が、グランド(GND)電位と所定電位との間で、GND電位側を第1段、所定電位側を第n段として、順次直列接続されてなり、前記第1段トランジスタ素子におけるゲート端子を入力端子とし、前記GND電位と所定電位の間に順次直列接続されたトランジスタ素子のゲート分圧回路として、抵抗素子を使用することなく、ゲート−ソース間が短絡されたn個の短絡トランジスタ素子が、前記GND電位と前記所定電位との間で、GND電位側を第1段、所定電位側を第n段として、順次直列接続され、前記第1段トランジスタ素子を除いた各段のトランジスタ素子におけるゲート端子が、前記直列接続された各段の短絡トランジスタ素子の間に、それぞれ、順次接続されてなり、前記第n段トランジスタ素子における前記所定電位側の端子から、出力が取り出されてなることを特徴としている。
The semiconductor device according to
上記半導体装置におけるゲート−ソース間が短絡された短絡トランジスタ素子は、ダイオードとして機能させることができる。このため、上記半導体装置では、GND電位と所定電位の間に順次直列接続された主ラインのトランジスタ素子のゲート分圧回路が、同じくGND電位と所定電位の間に順次直列接続された短絡トランジスタ素子(ダイオード)で構成されていることになる。従って、上記半導体装置では、ゲート分圧回路ラインに抵抗素子を使用していないため、ゲート分圧回路ラインには定常状態で(リーク)電流が流れず、これによって消費電力が増大することもない。また、短絡トランジスタ素子のチップに占める面積は、抵抗素子や容量素子に較べて小さく、これによってコストが増大することもない。 The short-circuit transistor element in which the gate and the source in the semiconductor device are short-circuited can function as a diode. For this reason, in the semiconductor device, the gate voltage dividing circuit of the main line transistor elements sequentially connected in series between the GND potential and the predetermined potential is also a short circuit transistor element sequentially connected in series between the GND potential and the predetermined potential. (Diode). Therefore, since the semiconductor device does not use a resistance element for the gate voltage dividing circuit line, no (leakage) current flows through the gate voltage dividing circuit line in a steady state, and thus power consumption does not increase. . Further, the area occupied by the short-circuit transistor element in the chip is smaller than that of the resistor element and the capacitor element, and this does not increase the cost.
上記半導体装置においても、抵抗素子や容量素子をゲート分圧回路に用いた場合と同様に、第1段のトランジスタ素子のゲート端子に入力信号を加えることで、n個の短絡トランジスタ素子を介して、第2段から第n段のトランジスタ素子も同時に動作させることができる。また、上記半導体装置では、GND電位と所定電位の間の電圧がn個のトランジスタ素子により分割され、第1段から第n段の各トランジスタ素子が、それぞれの電圧範囲を分担している。従って、GND電位と所定電位の間の電圧を1個のトランジスタ素子で分担する場合に較べて、各トランジスタ素子に要求される耐圧を低減することができる。 In the semiconductor device, as in the case of using a resistive element and a capacitive element in the gate voltage dividing circuit, an input signal is applied to the gate terminal of the first-stage transistor element, so that the n number of short-circuited transistor elements are connected. The second to n-th transistor elements can be operated simultaneously. In the semiconductor device, a voltage between the GND potential and the predetermined potential is divided by n transistor elements, and each transistor element from the first stage to the n-th stage shares a voltage range. Therefore, the breakdown voltage required for each transistor element can be reduced as compared with the case where the voltage between the GND potential and the predetermined potential is shared by one transistor element.
主ラインの各段のトランジスタ素子でGND電位と所定電位の間を分割分担する半導体装置では、一般的に、主ラインを構成する各段のトランジスタ素子の耐圧と共に、ゲート分圧回路ラインを構成する各素子についても、同程度の耐圧が必要である。この点、上記半導体装置におけるゲート−ソース間を短絡した短絡トランジスタ素子(ダイオード)の耐圧は、ゲート−ソース間を短絡していない状態と同等、あるいはそれ以上の耐圧を持っている。従って、主ラインとゲート分圧回路ラインが基本的に同じトランジスタ素子からなる上記半導体装置は、例えばゲート分圧回路ラインに単純構造のダイオード素子を用いる半導体装置に較べて、耐圧設計が非常に容易なものとなる。また、主ラインのトランジスタ素子とゲート分圧回路ラインの短絡トランジスタ素子の耐圧特性におけるずれが小さいため、GND電位と所定電位の間の分圧比についても、より正確なものとすることができる。 In a semiconductor device in which the GND potential and a predetermined potential are divided and shared by the transistor elements of each stage of the main line, generally, the gate voltage dividing circuit line is configured together with the breakdown voltage of the transistor elements of each stage configuring the main line. The same breakdown voltage is required for each element. In this respect, the breakdown voltage of the short-circuit transistor element (diode) in which the gate and the source are short-circuited in the semiconductor device is equal to or higher than that in the state where the gate and the source are not short-circuited. Therefore, the above-mentioned semiconductor device in which the main line and the gate voltage dividing circuit line are basically composed of the same transistor element is very easy to design withstand voltage as compared with a semiconductor device using a diode element having a simple structure in the gate voltage dividing circuit line. It will be something. Further, since the deviation in the breakdown voltage characteristics of the transistor elements in the main line and the short-circuit transistor elements in the gate voltage dividing circuit line is small, the voltage dividing ratio between the GND potential and the predetermined potential can be made more accurate.
主ラインとゲート分圧回路ラインが基本的に同じトランジスタ素子からなる上記半導体装置は、例えばゲート分圧回路ラインに単純構造のダイオード素子を用いる半導体装置に較べて、製造工程も非常に単純なものとなる。上記半導体装置の製造工程は、同時形成できるトランジスタ素子の製造工程のみで構成することができ、工程数が少なく工程管理が容易で、上記半導体装置を安価に製造することができる。 The semiconductor device in which the main line and the gate voltage dividing circuit line are basically composed of the same transistor element has a very simple manufacturing process as compared with, for example, a semiconductor device using a diode element having a simple structure in the gate voltage dividing circuit line. It becomes. The manufacturing process of the semiconductor device can be configured only by the manufacturing process of transistor elements that can be simultaneously formed, the number of processes is small, process management is easy, and the semiconductor device can be manufactured at low cost.
尚、上記半導体装置にサージが印加された場合には、抵抗素子や容量素子をゲート分圧回路に用いた場合と同様に、ゲート分圧回路ラインの第1段から第n段の各短絡トランジスタ素子を介して、サージ電流の電荷を速やかにGNDへ逃がすことができる。このため、主ラインの特定のトランジスタ素子において、サージによる高電圧が印加されることもない。従って、サージが印加された場合のトランジスタ素子のブレークダウンによる回路破壊も抑制することができる。 When a surge is applied to the semiconductor device, each of the first to n-th short-circuit transistors on the gate voltage dividing circuit line is the same as when a resistor element or a capacitive element is used for the gate voltage dividing circuit. The charge of surge current can be quickly released to GND through the element. For this reason, a high voltage due to a surge is not applied to a specific transistor element in the main line. Therefore, circuit breakdown due to breakdown of the transistor element when a surge is applied can be suppressed.
以上のようにして、上記半導体装置は、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子が順次直列接続されてなる半導体装置であって、全体として必要とされる高い耐圧を確保することができ、消費電力が小さく、小型で安価な半導体装置とすることができる。 As described above, the semiconductor device is a semiconductor device in which n (n ≧ 2) transistor elements that are insulated and separated from each other are sequentially connected in series, and ensures a high breakdown voltage required as a whole. In addition, a small and inexpensive semiconductor device with low power consumption can be obtained.
請求項2に記載のように、上記半導体装置においては、前記トランジスタ素子と前記短絡トランジスタ素子が、同じチャネル長さ方向の断面構造を有してなることが好ましい。 According to a second aspect of the present invention, in the semiconductor device, the transistor element and the short-circuit transistor element preferably have the same cross-sectional structure in the channel length direction.
トランジスタ素子の耐圧は、チャネル長さ方向の断面構造により決まる。このため、主ラインのトランジスタ素子とゲート分圧回路ラインの短絡トランジスタ素子のチャネル長さ方向における断面構造を同じにすることで、耐圧設計が簡略化されると共に、両トランジスタ素子の耐圧特性を正確に一致させることができる。また、各ライン内においても、それを構成する各トランジスタ素子の耐圧が等しくなるため、GND電位と所定電位の間に挿入された各トランジスタ素子の分担する電圧(耐圧)を均等にして、最小化することができる。 The breakdown voltage of the transistor element is determined by the cross-sectional structure in the channel length direction. For this reason, by making the cross-sectional structure in the channel length direction of the transistor element of the main line and the short-circuit transistor element of the gate voltage dividing circuit line the same, the withstand voltage design is simplified and the withstand voltage characteristics of both transistor elements are accurately set. Can match. Also, since the breakdown voltage of each transistor element constituting each line is equal in each line, the voltage (withstand voltage) shared by each transistor element inserted between the GND potential and a predetermined potential is equalized and minimized. can do.
また、チャネル長さ方向の断面構造が同じであれば、チャネル長さ方向と直交する方向におけるトランジスタ素子のゲート幅は、耐圧特性にほとんど影を及ぼさない。このため、上記半導体装置においては、主ラインのトランジスタ素子とゲート分圧回路ラインの短絡トランジスタ素子のゲート幅を任意に設定することができる。 If the cross-sectional structures in the channel length direction are the same, the gate width of the transistor element in the direction orthogonal to the channel length direction hardly affects the breakdown voltage characteristics. For this reason, in the semiconductor device, the gate width of the transistor element of the main line and the short-circuit transistor element of the gate voltage dividing circuit line can be arbitrarily set.
例えば請求項3に記載のように、主ラインを構成する前記n個のトランジスタ素子のゲート幅を、等しく設定することができる。 For example, as described in claim 3, gate widths of the n transistor elements constituting the main line can be set equal.
一方、トランジスタ素子は寄生容量を持っており、この寄生容量の値は、トランジスタ素子のゲート幅に比例する。 On the other hand, the transistor element has a parasitic capacitance, and the value of the parasitic capacitance is proportional to the gate width of the transistor element.
これを利用して、請求項4に記載のように、上記半導体装置においては、前記第(k−1)段(2≦k≦n)の短絡トランジスタ素子のゲート幅が、前記第(k−1)段より上にある各トランジスタ素子のゲート幅の和に、等しく設定されてなることが好ましい。
By using this, as described in
上記のようにゲート幅が設定された半導体装置においては、第(k−1)段(2≦k≦n)の短絡トランジスタ素子の寄生容量は、第(k−1)段より上にある各トランジスタ素子の寄生容量の和に、ほぼ等しくなっている。このため、上記半導体装置においては、所定電位の電源側から順に、主ラインにおける多段化されたトランジスタ素子の寄生容量の影響を補正するようにして、ゲート分圧回路ラインにおける短絡トランジスタ素子の寄生容量が配置されることとなる。これによって、各段のトランジスタ素子に電荷が溜まり難くなり、サージ電流の電荷を速やかにGNDへ逃がすことができると共に、多段化したことによるスイッチング速度の劣化を抑制することができる。 In the semiconductor device in which the gate width is set as described above, the parasitic capacitance of the short-circuit transistor element in the (k−1) th stage (2 ≦ k ≦ n) is higher than the (k−1) th stage. It is almost equal to the sum of the parasitic capacitances of the transistor elements. For this reason, in the semiconductor device described above, the parasitic capacitance of the short-circuit transistor element in the gate voltage dividing circuit line is corrected in order from the power supply side of the predetermined potential by correcting the influence of the parasitic capacitance of the multistage transistor elements in the main line. Will be placed. This makes it difficult for charges to be accumulated in the transistor elements at each stage, so that the charge of the surge current can be quickly released to GND, and deterioration in switching speed due to the multi-stage can be suppressed.
上記半導体装置においては、所定電位に最も近い最高段の前記第n段における短絡トランジスタ素子のゲート幅は、サージに対する特性やスイッチング速度にほとんど影響を及ぼさない。 In the semiconductor device, the gate width of the short-circuit transistor element in the highest nth stage closest to the predetermined potential hardly affects the characteristics against the surge and the switching speed.
このため、請求項5に記載のように、前記第n段の短絡トランジスタ素子のゲート幅は、前記第n段のトランジスタ素子のゲート幅に較べて、小さく設定することができる。
Therefore, as described in
尚、上記半導体装置においては、請求項6に記載のように、n個のトランジスタ素子と前記n個の短絡トランジスタ素子のゲート幅を全て等しく設定して、n個の短絡トランジスタ素子のそれぞれに対して、容量素子が並列接続されてなるように構成してもよい。この短絡トランジスタ素子のそれぞれに対して並列接続される容量素子によって、主ラインにおける多段化されたトランジスタ素子の寄生容量の影響を補正するようにしてもよい。 In the semiconductor device, as described in claim 6, the gate widths of the n transistor elements and the n short transistor elements are all set equal to each other, and each of the n short transistor elements is Thus, the capacitive elements may be connected in parallel. You may make it correct | amend the influence of the parasitic capacitance of the multistage transistor element in a main line by the capacitive element connected in parallel with respect to each of this short circuit transistor element.
請求項7に記載の半導体装置は、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子が、グランド(GND)電位と所定電位との間で、GND電位側を第1段、所定電位側を第n段として、順次直列接続されてなり、前記第1段トランジスタ素子におけるゲート端子を入力端子とし、前記GND電位と所定電位の間に順次直列接続されたトランジスタ素子のゲート分圧回路として、抵抗素子を使用することなく、ゲート−ソース間が短絡されたn個の短絡トランジスタ素子が、前記GND電位と前記所定電位との間で、GND電位側を第1段、所定電位側を第n段として、順次直列接続され、前記第1段トランジスタ素子を除いた各段のトランジスタ素子におけるゲート端子が、前記直列接続された各段の短絡トランジスタ素子の間に、それぞれ、順次接続され、前記n個の短絡トランジスタ素子のそれぞれに対して、容量素子が並列接続されてなり、前記第n段トランジスタ素子における前記所定電位側の端子から、出力が取り出されてなることを特徴としている。 The semiconductor device according to claim 7, wherein n (n ≧ 2) transistor elements that are insulated from each other are arranged between a ground (GND) potential and a predetermined potential, the GND potential side is a first stage, and the predetermined potential is set. As the gate voltage dividing circuit of the transistor elements sequentially connected in series with the n-th side as the n-th stage, the gate terminal in the first-stage transistor element as the input terminal, and sequentially connected in series between the GND potential and the predetermined potential Without using a resistance element, n short-circuited transistor elements whose gates and sources are short-circuited have a GND potential side in the first stage and a predetermined potential side in the first stage between the GND potential and the predetermined potential. n stages are sequentially connected in series, and the gate terminal of each stage transistor element excluding the first stage transistor element is connected between the series connected short circuit transistor elements. Each of the n short-circuit transistor elements is sequentially connected, and a capacitive element is connected in parallel to each of the n short-circuit transistor elements, and an output is taken out from the predetermined potential side terminal of the n-th transistor element. It is characterized by.
上記半導体装置は、ゲート分圧回路ラインの各段に、並列接続された短絡トランジスタ素子と容量素子が用いられる構成となっている。この場合にも、請求項1の半導体装置で説明したように、ゲート分圧回路ラインに抵抗素子を使用していないため、ゲート分圧回路ラインには定常状態で(リーク)電流が流れず、低消費電力の半導体装置とすることができる。また、上記半導体装置では、短絡トランジスタ素子のそれぞれに対して並列接続される容量素子によって、主ラインにおける多段化されたトランジスタ素子の寄生容量の影響を補正することができる。
The semiconductor device has a configuration in which a short-circuit transistor element and a capacitor element connected in parallel are used at each stage of the gate voltage dividing circuit line. Also in this case, as described in the semiconductor device of
以上のようにして、上記半導体装置も、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子が順次直列接続されてなる半導体装置であって、全体として必要とされる高い耐圧を確保することができ、消費電力が小さく、小型で安価な半導体装置とすることができる。尚、上記半導体装置においては、n個のトランジスタ素子と短絡トランジスタ素子が異なる断面構造やゲート幅を持っていてもよい。 As described above, the semiconductor device is also a semiconductor device in which n (n ≧ 2) transistor elements that are insulated from each other are sequentially connected in series, and ensures a high breakdown voltage required as a whole. In addition, a small and inexpensive semiconductor device with low power consumption can be obtained. In the semiconductor device, the n transistor elements and the short-circuit transistor elements may have different cross-sectional structures and gate widths.
請求項8に記載のように、前記トランジスタ素子および短絡トランジスタ素子は、例えば、次に示すSOI構造半導体基板の使用に好適な横型MOSトランジスタ素子とすることができる。また、前記トランジスタ素子および短絡トランジスタ素子は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)素子であってもよい。 According to an eighth aspect of the present invention, the transistor element and the short-circuit transistor element can be, for example, a lateral MOS transistor element suitable for use in the following SOI structure semiconductor substrate. The transistor element and the short-circuit transistor element may be an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) element.
請求項9に記載のように、上記半導体装置は、前記トランジスタ素子および短絡トランジスタ素子が、埋め込み酸化膜を有するSOI構造半導体基板のSOI層に形成され、前記埋め込み酸化膜に達する絶縁分離トレンチにより、互いに絶縁分離されてなるように構成することができる。 In the semiconductor device, the transistor element and the short-circuit transistor element are formed in an SOI layer of an SOI structure semiconductor substrate having a buried oxide film, and an insulating isolation trench reaching the buried oxide film is It can be configured to be insulated and separated from each other.
SOI構造半導体基板を使用する場合、請求項10に記載のように、前記容量素子が、前記絶縁分離トレンチを誘電体層とし、当該絶縁分離トレンチを挟んで両側に形成されたSOI層を電極接続層とする構成を採用することができる。
When an SOI structure semiconductor substrate is used, as described in
この絶縁分離トレンチを用いた容量素子は、400V以上の高い耐圧を確保することができると共に、基板の深さ方向に容量素子が形成されるためチップに対する占有面積を小さくすることができる。 The capacitive element using the insulating isolation trench can ensure a high breakdown voltage of 400 V or more, and can reduce the area occupied by the chip because the capacitive element is formed in the depth direction of the substrate.
また、請求項11に記載のように、前記容量素子は、前記SOI層上に形成された酸化膜を誘電体層とし、当該酸化膜を挟んで、酸化膜上に形成された導電性を有するポリシリコンを一方の電極とし、酸化膜下のSOI層をもう一方の電極接続層とする構成を採用してもよい。 In addition, according to an eleventh aspect, the capacitive element has a conductivity formed on the oxide film with the oxide film formed on the SOI layer serving as a dielectric layer and the oxide film interposed therebetween. A configuration may be adopted in which polysilicon is used as one electrode and the SOI layer under the oxide film is used as the other electrode connection layer.
この場合には、上記絶縁分離トレンチを用いた容量素子に較べて、面積効率は劣るものの、トレンチエッジの酸化膜のくびれといった問題がないため、より信頼性の高い容量素子とすることができる。 In this case, although the area efficiency is inferior to that of the capacitive element using the insulating isolation trench, there is no problem of constriction of the oxide film at the trench edge, so that the capacitive element can be made more reliable.
請求項12に記載のように、前記半導体装置は、GND電位を基準とするGND基準ゲート駆動回路、浮遊電位を基準とする浮遊基準ゲート駆動回路、前記GND基準ゲート駆動回路と前記浮遊基準ゲート駆動回路を制御するための制御回路、および前記制御回路と前記浮遊基準ゲート駆動回路の間に介在し、前記制御回路の入出力信号をGND電位と浮遊電位の間でレベルシフトさせるレベルシフト回路で構成されるインバータ駆動用の高電圧ICにおいて、前記レベルシフト回路に好適である。この場合には、前記所定電位が、前記浮遊電位となる。
14. The semiconductor device according to
前記高電圧ICは、例えば、請求項13に記載のように、車載モータのインバータ駆動用の高電圧ICであってもよいし、請求項14に記載のように、車載エアコンのインバータ駆動用の高電圧ICであってもよい。 The high voltage IC may be, for example, a high voltage IC for driving an inverter of an in-vehicle motor as described in claim 13, or may be an inverter driving of an in-vehicle air conditioner, as described in claim 14. It may be a high voltage IC.
以下、本発明を実施するための最良の形態を、図に基づいて説明する。図1は、本発明の半導体装置の一例で、半導体装置200に関する回路図である。
The best mode for carrying out the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram of a
図1に示す半導体装置200では、互いに絶縁分離された4個のトランジスタ素子Tr1〜Tr4が、GND電位(0V)と所定の電源電位Vss(1000V)の間で、GND側を第1段、電源側を第4段として、順次直列接続されている。また、ゲート−ソース間が短絡された4個の短絡トランジスタ素子STR1〜STR4が、同じGND電位と電源電位Vssの間で、GND側を第1段、電源側を第4段として、順次直列接続されている。半導体装置200では、第1段のトランジスタ素子Tr1を除いた各段のトランジスタ素子Tr2〜Tr4におけるゲート端子が、直列接続された各段の短絡トランジスタ素子STR1〜STR4間の接続点に、それぞれ、順次接続されている。尚、図中の抵抗Rin(200kΩ)は、入力抵抗であり、抵抗Rout(10kΩ)は、出力抵抗である。
In the
尚、図1に示す半導体装置200は、4個のトランジスタ素子Tr1〜Tr4と4個の短絡トランジスタ素子STR1〜STR4で構成されている。しかしながらこれに限らず、以下に説明する半導体装置200の効果は、任意のn個(n≧2)のトランジスタ素子と短絡トランジスタ素子で構成される半導体装置についても同様に得ることができる。また、図1に示す半導体装置200の4個のトランジスタ素子Tr1〜Tr4と短絡トランジスタ素子STR1〜STR4は、NチャネルのMOSトランジスタ素子(Metal Oxide Semiconductor transistor)であるが、これに限らず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子(IGBT、Insulated Gate Bipolar Transistor)等であってもよい。
Note that the
図1の半導体装置200において、第1段のトランジスタ素子Tr1のゲート端子は、入力信号Vinの入力端子となっている。また、半導体装置200の出力信号VOutは、第4段のトランジスタ素子Tr4におけるドレイン側の端子から取り出される。言い換えれば、半導体装置200の回路は、GND電位(0V)を基準とする入力信号Vinが電源電位(1000V)を基準とする出力信号VOutに変換されて取り出される、レベルシフト回路となっている。
In the
図1の半導体装置200におけるゲート−ソース間が短絡された短絡トランジスタ素子STR1〜STR4は、ダイオードとして機能させることができる。このため、半導体装置200では、GND電位と所定の電源電位Vssの間に順次直列接続された主ラインのトランジスタ素子Tr1〜Tr4のゲート分圧回路が、同じくGND電位と電源電位Vssの間に順次直列接続された短絡トランジスタ素子(ダイオード)STR1〜STR4で構成されていることになる。従って、図1の半導体装置200では、図11や図12の半導体装置100,101のようにゲート分圧回路ラインに抵抗素子を使用していないため、ゲート分圧回路ラインには定常状態で(リーク)電流が流れず、これによって消費電力が増大することもない。また、短絡トランジスタ素子STR1〜STR4のチップに占める面積は、抵抗素子や容量素子に較べて小さく、これによってコストが増大することもない。
The short-circuit transistor elements STR 1 to STR 4 in which the gate and the source are short-circuited in the
図1の半導体装置200においても、抵抗素子や容量素子をゲート分圧回路に用いた図11や図12の半導体装置100,101と同様に、第1段のトランジスタ素子Tr1のゲート端子に入力信号Vinを加えることで、4個の短絡トランジスタ素子STR1〜STR4を介して、第2段から第n段のトランジスタ素子Tr2〜Tr4も同時に動作させることができる。また、半導体装置200では、GND電位と電源電位Vssの間の電圧が4個のトランジスタ素子により分割され、第1段から第4段の各トランジスタ素子が、それぞれの電圧範囲を分担している。従って、図10の高電圧IC91のように、GND電位と電源電位Vssの間の電圧を1個のトランジスタ素子TrLで分担する場合に較べて、各トランジスタ素子Tr1〜Tr4に要求される耐圧を低減することができる。
In the
主ラインの各段のトランジスタ素子でGND電位と所定電位の間を分割分担する半導体装置では、一般的に、主ラインを構成する各段のトランジスタ素子の耐圧と共に、ゲート分圧回路ラインを構成する各素子についても、同程度の耐圧が必要である。この点、図1の半導体装置200におけるゲート−ソース間を短絡した短絡トランジスタ素子(ダイオード)STR1〜STR4の耐圧は、ゲート−ソース間を短絡していない状態と同等、あるいはそれ以上の耐圧を持っている。従って、主ラインとゲート分圧回路ラインが基本的に同じトランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4からなる半導体装置200は、例えばゲート分圧回路ラインに単純構造のダイオード素子を用いる半導体装置に較べて、耐圧設計が非常に容易なものとなる。
In a semiconductor device in which the GND potential and a predetermined potential are divided and shared by the transistor elements of each stage of the main line, generally, the gate voltage dividing circuit line is configured together with the breakdown voltage of the transistor elements of each stage configuring the main line. The same breakdown voltage is required for each element. In this respect, the breakdown voltage of the short-circuit transistor elements (diodes) STR 1 to STR 4 in which the gate and the source are short-circuited in the
特に、図1の半導体装置200においては、トランジスタ素子Tr1〜Tr4と短絡トランジスタ素子STR1〜STR4が、同じチャネル長さ方向の断面構造を有していることが好ましい。トランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4の耐圧は、チャネル長さ方向の断面構造により決まる。このため、主ラインのトランジスタ素子Tr1〜Tr4とゲート分圧回路ラインの短絡トランジスタ素子STR1〜STR4のチャネル長さ方向における断面構造を同じにすることで、耐圧設計が簡略化されると共に、両トランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4の耐圧特性を正確に一致させることができる。また、各ライン内においても、それを構成する各トランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4の耐圧が等しくなるため、GND電位と所定電位の間に挿入された各トランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4の分担する電圧(耐圧)を均等にして、最小化することができる。また、図1の半導体装置200においては、主ラインのトランジスタ素子Tr1〜Tr4とゲート分圧回路ラインの短絡トランジスタ素子STR1〜STR4の耐圧特性におけるずれが小さいため、GND電位と電源電位Vssの間の分圧比についても、より正確なものとすることができる。
In particular, in the
また、チャネル長さ方向の断面構造が同じであれば、トランジスタ素子のチャネル長さ方向と直交する方向におけるゲート幅は、耐圧特性にほとんど影を及ぼさない。このため、図1の半導体装置200においては、主ラインのトランジスタ素子Tr1〜Tr4とゲート分圧回路ラインの短絡トランジスタ素子STR1〜STR4のゲート幅を任意に設定することができる。例えば、図1の半導体装置200において、主ラインを構成する4個のトランジスタ素子Tr1〜Tr4のゲート幅を、等しく設定することができる。
If the cross-sectional structures in the channel length direction are the same, the gate width in the direction orthogonal to the channel length direction of the transistor element hardly affects the breakdown voltage characteristics. For this reason, in the
一方、トランジスタ素子は寄生容量を持っており、この寄生容量の値は、トランジスタ素子のゲート幅に比例する。これを利用して、図1の半導体装置200においては、第(k−1)段(2≦k≦4)の短絡トランジスタ素子STR1〜STR3のゲート幅が、第(k−1)段より上にある各トランジスタ素子のゲート幅の和に、略等しく設定されていることが好ましい。例えば、主ラインを構成する4個のトランジスタ素子Tr1〜Tr4のゲート幅を等しくwと設定した場合には、第3段の短絡トランジスタ素子STR3のゲート幅をwと設定し、第2段の短絡トランジスタ素子STR2のゲート幅を2wと設定し、第1段の短絡トランジスタ素子STR1のゲート幅を3wと設定する。
On the other hand, the transistor element has a parasitic capacitance, and the value of the parasitic capacitance is proportional to the gate width of the transistor element. By using this, in the
上記のようにゲート幅が設定された図1の半導体装置200においては、第(k−1)段(2≦k≦4)の短絡トランジスタ素子STR3〜STR1の寄生容量は、第(k−1)段より上にある各トランジスタ素子の寄生容量の和に、ほぼ等しくなっている。このため、上記半導体装置200においては、電源電位Vssの電源側から順に、主ラインにおける多段化されたトランジスタ素子Tr4〜Tr2の寄生容量の影響を補正するようにして、ゲート分圧回路ラインにおける短絡トランジスタ素子STR3〜STR1の寄生容量が配置されることとなる。これによって、各段のトランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4に電荷が溜まり難くなり、サージ電流の電荷を速やかにGNDへ逃がすことができると共に、多段化したことによるスイッチング速度の劣化を抑制することができる。尚、上記半導体装置200においては、電源電位Vssに最も近い最高段の第4段の短絡トランジスタ素子STR1におけるゲート幅は、サージに対する特性やスイッチング速度にほとんど影響を及ぼさない。このため、第4段の短絡トランジスタ素子STR1のゲート幅は、第4段のトランジスタ素子Tr4のゲート幅に較べて、小さく設定することができる。
In the
主ラインとゲート分圧回路ラインが基本的に同じトランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4からなる半導体装置200は、例えばゲート分圧回路ラインに単純構造のダイオード素子を用いる半導体装置に較べて、製造工程も非常に単純なものとなる。半導体装置200の製造工程は、同時形成できるトランジスタ素子Tr1〜Tr4,STR1〜STR4の製造工程のみで構成することができ、工程数が少なく工程管理が容易で、半導体装置200を安価に製造することができる。
The
尚、図1の半導体装置200にサージが印加された場合には、抵抗素子や容量素子をゲート分圧回路に用いた図11や図12の半導体装置100,101と同様に、ゲート分圧回路ラインの第1段から第4段の各短絡トランジスタ素子STR1〜STR4を介して、サージ電流の電荷を速やかにGNDへ逃がすことができる。このため、主ラインの特定のトランジスタ素子Tr1〜Tr4において、サージによる高電圧が印加されることもない。従って、サージが印加された場合のトランジスタ素子Tr1〜Tr4のブレークダウンによる回路破壊も抑制することができる。
When a surge is applied to the
以上のようにして、図1の半導体装置200は、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子が順次直列接続されてなる半導体装置であって、全体として必要とされる高い耐圧を確保することができ、消費電力が小さく、小型で安価な半導体装置とすることができる。
As described above, the
次に、上述した半導体装置200の効果について、シミュレーションによる特性確認結果を説明する。尚、以下に示す半導体装置200のシミュレーションにおいては、主ラインのトランジスタ素子Tr1〜Tr4は、全て同じチャネル長さ方向の断面構造を有しており、チャネル幅wを全て等しい90μmとしている。また、ゲート分圧回路ラインの短絡トランジスタ素子STR1〜STR4については、全てトランジスタ素子Tr1〜Tr4と同じチャネル長さ方向の断面構造を有しており、前述したように多段化されたトランジスタ素子Tr4〜Tr2の寄生容量の影響を補正するため、各STR1〜STR4のチャネル幅wを360μm,180μm,90μm,10μmとしている。
Next, a description will be given of the result of confirming the characteristics by simulation for the effect of the
図2は、図1の半導体装置200におけるパルス信号入力に対する応答特性(スイッチング波形)のシミュレーション結果で、パルス入力に対する出力抵抗Routの両端における電圧波形を示す図である。図2に示すように、半導体装置200では、立ち上りおよび立ち下り共に良好な矩形波が出力抵抗端子で観測され、主ラインの直列接続されたトランジスタ素子Tr1〜Tr4が、正常に動作することが確認できた。
Figure 2 is a simulation result of the response characteristic (switching waveform) with respect to the pulse signal input in the
図3は、図1の半導体装置200におけるdV/dtサージ印加時の応答特性(dV/dt応答波形)のシミュレーション結果である。図3(a)は、シミュレーションに用いた等価回路図であり、図3(b)は、dV/dtサージ印加時の各トランジスタ素子Tr1〜Tr4のソース・ドレイン間における電圧波形を示す図である。
FIG. 3 is a simulation result of response characteristics (dV / dt response waveform) when a dV / dt surge is applied in the
図3(a)の等価回路図200aに示すように、dV/dtサージ印加時の応答特性のシミュレーションにおいては、図1の半導体装置200における第1段トランジスタ素子Tr1のゲート端子をGNDに短絡し、電源側に1000Vのサージ電圧を印加してシミュレーションを行っている。図3(b)に示すように、半導体装置200では、サージ電圧が主ラインの直列接続された各トランジスタ素子Tr1〜Tr4に均等に分配されることが確認できた。尚、サージ電圧の各トランジスタ素子Tr1〜Tr4への均等分配は、定常状態だけでなく立ち上り時においても確保されていることがわかる。
As shown in the equivalent circuit diagram 200a of FIG. 3 (a), dV / in dt simulation of the response characteristics when a surge is applied, shorting the gate terminal of the first stage transistor element Tr 1 in the
図4は、図1に示す半導体装置200の具体的な構造例で、高電圧IC210のレベルシフト回路に適用された半導体装置200において、主ラインを構成する直列接続されたトランジスタ素子Tr1〜Trn(n≧2)のチャネル長さ方向の断面構造を示す図である。
FIG. 4 is a specific structural example of the
図4に示す半導体装置200のトランジスタ素子Tr1〜Trnは、SOI構造半導体基板の使用に好適なNチャネルの横型MOSトランジスタ素子(LDMOS、Lateral Diffused Metal Oxide Semiconductor)である。図4の半導体装置200では、トランジスタ素子(LDMOS)Tr1〜Trnが、埋め込み酸化膜3を有するSOI構造半導体基板11のSOI層1に形成され、埋め込み酸化膜3に達する絶縁分離トレンチ4により、互いに絶縁分離されている。尚、ゲート分圧回路ラインを構成する直列接続された短絡トランジスタ素子STR1〜STRn(n≧2)についても、同じチャネル長さ方向の断面構造で、同じSOI構造半導体基板11のSOI層1に形成することができる。
The transistor elements Tr 1 to Tr n of the
図5は、本発明における別の半導体装置の例で、半導体装置201に関する回路図である。尚、図5の半導体装置201において、図1の半導体装置200と同様の部分については、同じ符号を付した。
FIG. 5 is a circuit diagram of the
図5に示す半導体装置201は、図1に示す半導体装置200における4個の短絡トランジスタ素子STR1〜STR4のそれぞれに対して、容量素子C1〜C4が並列接続された構成となっている。すなわち、図5の半導体装置201は、ゲート分圧回路ラインの各段に、並列接続された短絡トランジスタ素子と容量素子が用いられる構成となっている。この場合にも、図1の半導体装置200で説明したように、ゲート分圧回路ラインに抵抗素子を使用していないため、ゲート分圧回路ラインには定常状態で(リーク)電流が流れず、低消費電力の半導体装置とすることができる。
The semiconductor device shown in FIG. 5 201, for each of the four short in the
また、図5の半導体装置201においては、短絡トランジスタ素子STR1〜STR4のそれぞれに対して並列接続される容量素子C1〜C4によって、主ラインにおける多段化されたトランジスタ素子Tr1〜Tr4の寄生容量の影響を補正することができる。このため、半導体装置201においては、n個(n≧2)のトランジスタ素子と短絡トランジスタ素子におけるチャネル長さ方向の断面構造とゲート幅を全て等しく設定することができる。しかしながらこれに限らず、n個のトランジスタ素子と短絡トランジスタ素子が、異なる断面構造やゲート幅を持っていてもよい。
In the
以上のようにして、図5の半導体装置201も、互いに絶縁分離されたn個(n≧2)のトランジスタ素子が順次直列接続されてなる半導体装置であって、全体として必要とされる高い耐圧を確保することができ、消費電力が小さく、小型で安価な半導体装置とすることができる。
As described above, the
図6は、図5の半導体装置201におけるパルス信号入力に対する応答特性(スイッチング波形)のシミュレーション結果で、パルス入力に対する出力抵抗Routの両端における電圧波形を示す図である。また、図7は、図5の半導体装置201におけるdV/dtサージ印加時の応答特性(dV/dt応答波形)のシミュレーション結果で、dV/dtサージ印加時の各トランジスタ素子Tr1〜Tr4のドレイン電位波形を示す図である。尚、図6と図7のシミュレーションにおいては、図5の半導体装置201におけるトランジスタ素子Tr1〜Tr4と短絡トランジスタ素子STR1〜STR4について、全て同じチャネル長さ方向の断面構造を有しており、チャネル幅wを全て等しい100μmとしている。また、容量素子C1〜C4は、全て全て等しい1pFの容量値としている。また、図7のdV/dtサージ印加時の応答特性のシミュレーションにおいては、図3(a)に示す半導体装置200の等価回路図200aと同様に、半導体装置201における第1段トランジスタ素子Tr1のゲート端子をGNDに短絡し、電源側に1000Vのサージ電圧を印加してシミュレーションを行っている。
Figure 6 is a simulation result of the response characteristic (switching waveform) with respect to the pulse signal input in the
図6に示すように、半導体装置201においても、立ち上りおよび立ち下り共に良好な矩形波が出力抵抗端子で観測され、主ラインの直列接続されたトランジスタ素子Tr1〜Tr4が、正常に動作することが確認できた。また、図7に示すように、半導体装置201においても、サージ電圧が主ラインの直列接続された各トランジスタ素子Tr1〜Tr4に均等に分配されることが確認できた。
As shown in FIG. 6, also in the
図5の半導体装置201についても、半導体装置200と同様に図4に示すようにトランジスタ素子Tr1〜Trnと短絡トランジスタ素子STR1〜STRnをSOI構造半導体基板11のSOI層1に形成することができる。SOI構造半導体基板を用いて図5の半導体装置201を形成する場合、容量素子C1〜C4もトランジスタ素子Tr1〜Trnや短絡トランジスタ素子STR1〜STRnと同じSOI構造半導体基板に形成することができる。
Also in the
図8(a),(b)は、SOI構造半導体基板を用いた場合の容量素子の形成例で、それぞれ、容量素子Ca,Cbを部分的な断面で示した斜視図である。尚、図8(a),(b)の容量素子Ca,Cbが形成されているSOI構造半導体基板11は、図4に示すSOI構造半導体基板11と同じものであり、同じ符号を付している。
FIGS. 8A and 8B are examples of forming capacitive elements when an SOI structure semiconductor substrate is used, and are perspective views showing the capacitive elements Ca and Cb in partial cross sections, respectively. Note that the SOI
図8(a)に示す容量素子Caは、絶縁分離トレンチ4を誘電体層とし、絶縁分離トレンチ4を挟んで両側に形成されたSOI層1を電極接続層としている。この絶縁分離トレンチ4を用いた容量素子Caは、400V以上の高い耐圧を確保することができると共に、基板11の深さ方向に容量素子Caが形成されるため、チップに対する占有面積を小さくすることができる。
In the capacitive element Ca shown in FIG. 8A, the insulating
図8(b)に示す容量素子Cbは、SOI層1上に形成されLOCOS等の酸化膜2を誘電体層とし、酸化膜2を挟んで、酸化膜2上に形成された導電性を有するポリシリコン5を一方の電極とし、酸化膜2下のSOI層1をもう一方の電極接続層としている。この容量素子Cbは、図8(a)の絶縁分離トレンチ4を用いた容量素子Caに較べて、面積効率は劣るものの、トレンチエッジの酸化膜のくびれといった問題がないため、より信頼性の高い容量素子とすることができる。
The capacitive element Cb shown in FIG. 8B has conductivity formed on the
以上に示した半導体装置200,201は、図9(b)に示すような、GND基準ゲート駆動回路、浮遊基準ゲート駆動回路、制御回路、レベルシフト回路で構成されるインバータ駆動用の高電圧ICにおいて、レベルシフト回路に用いる半導体装置に好適である。図1および図5に示す半導体装置200,201を用いた高電圧ICは、全体として必要とされる高い耐圧を確保することができ、消費電力が小さく、小型で安価な半導体装置であって、車載モータのインバータ駆動用や車載エアコンのインバータ駆動用に好適なの高電圧ICとすることができる。しかしながら、本発明の不導体装置の適用対象はこれに限らず、民生・産業用モータ制御分野にも適用することができる。
The
100,101,200,201 半導体装置
Tr1〜Tr4,Trn トランジスタ素子
STR1〜STR4 短絡トランジスタ素子
Rin 入力抵抗
Rout 出力抵抗
C2,C1〜C4,Ca,Cb 容量素子
Vss 電源電位
10,11 SOI基板
1 SOI層
2 酸化膜
3 埋め込み酸化膜
4 絶縁分離トレンチ
5 ポリシリコン
90,91 高電圧IC
100,101,200,201 semiconductor device Tr 1 ~Tr 4, Tr n transistor elements STR 1 ~STR 4 shorting transistor element R in the input resistance R out output resistance C2, C 1 ~C 4, Ca , Cb capacitive element Vss
Claims (14)
前記第1段トランジスタ素子におけるゲート端子を入力端子とし、
前記GND電位と所定電位の間に順次直列接続されたトランジスタ素子のゲート分圧回路として、抵抗素子を使用することなく、
ゲート−ソース間が短絡されたn個の短絡トランジスタ素子が、前記GND電位と前記所定電位との間で、GND電位側を第1段、所定電位側を第n段として、順次直列接続され、
前記第1段トランジスタ素子を除いた各段のトランジスタ素子におけるゲート端子が、前記直列接続された各段の短絡トランジスタ素子の間に、それぞれ、順次接続されてなり、
前記第n段トランジスタ素子における前記所定電位側の端子から、出力が取り出されてなることを特徴とする半導体装置。 N (n ≧ 2) transistor elements that are isolated from each other are sequentially connected in series between the ground (GND) potential and a predetermined potential, with the GND potential side as the first stage and the predetermined potential side as the nth stage. Being
The gate terminal in the first stage transistor element is an input terminal,
Without using a resistive element as a gate voltage dividing circuit of transistor elements sequentially connected in series between the GND potential and a predetermined potential,
N short-circuit transistor elements whose gates and sources are short-circuited are sequentially connected in series between the GND potential and the predetermined potential, with the GND potential side as the first stage and the predetermined potential side as the nth stage,
The gate terminals of the transistor elements of each stage excluding the first stage transistor element are sequentially connected between the short-circuit transistor elements of each stage connected in series,
A semiconductor device, wherein an output is taken out from a terminal on the predetermined potential side in the n-th transistor element.
前記n個の短絡トランジスタ素子のそれぞれに対して、容量素子が並列接続されてなることを特徴とする請求項2に記載の半導体装置。 The gate widths of the n transistor elements and the n short-circuit transistor elements are set to be equal,
3. The semiconductor device according to claim 2, wherein a capacitance element is connected in parallel to each of the n short-circuit transistor elements.
前記第1段トランジスタ素子におけるゲート端子を入力端子とし、
前記GND電位と所定電位の間に順次直列接続されたトランジスタ素子のゲート分圧回路として、抵抗素子を使用することなく、
ゲート−ソース間が短絡されたn個の短絡トランジスタ素子が、前記GND電位と前記所定電位との間で、GND電位側を第1段、所定電位側を第n段として、順次直列接続され、
前記第1段トランジスタ素子を除いた各段のトランジスタ素子におけるゲート端子が、前記直列接続された各段の短絡トランジスタ素子の間に、それぞれ、順次接続され、
前記n個の短絡トランジスタ素子のそれぞれに対して、容量素子が並列接続されてなり、
前記第n段トランジスタ素子における前記所定電位側の端子から、出力が取り出されてなることを特徴とする半導体装置。 N (n ≧ 2) transistor elements that are isolated from each other are sequentially connected in series between the ground (GND) potential and a predetermined potential, with the GND potential side as the first stage and the predetermined potential side as the nth stage. Being
The gate terminal in the first stage transistor element is an input terminal,
Without using a resistive element as a gate voltage dividing circuit of transistor elements sequentially connected in series between the GND potential and a predetermined potential,
N short-circuit transistor elements whose gates and sources are short-circuited are sequentially connected in series between the GND potential and the predetermined potential, with the GND potential side as the first stage and the predetermined potential side as the nth stage,
The gate terminals of the transistor elements of each stage excluding the first stage transistor element are sequentially connected between the short-circuit transistor elements of each stage connected in series,
Capacitance elements are connected in parallel to each of the n short-circuit transistor elements,
A semiconductor device, wherein an output is taken out from a terminal on the predetermined potential side in the n-th transistor element.
前記埋め込み酸化膜に達する絶縁分離トレンチにより、互いに絶縁分離されてなることを特徴とする請求項1乃至8のいずれか一項に記載の半導体装置。 The transistor element and the short-circuit transistor element are formed in an SOI layer of an SOI structure semiconductor substrate having a buried oxide film;
9. The semiconductor device according to claim 1, wherein the semiconductor devices are isolated from each other by an insulating isolation trench reaching the buried oxide film. 10.
GND電位を基準とするGND基準ゲート駆動回路、浮遊電位を基準とする浮遊基準ゲート駆動回路、前記GND基準ゲート駆動回路と前記浮遊基準ゲート駆動回路を制御するための制御回路、および前記制御回路と前記浮遊基準ゲート駆動回路の間に介在し、前記制御回路の入出力信号をGND電位と浮遊電位の間でレベルシフトさせるレベルシフト回路で構成されるインバータ駆動用の高電圧ICにおいて、
前記所定電位を浮遊電位として、
前記レベルシフト回路に適用されてなることを特徴とする請求項1乃至11のいずれか一項に記載の半導体装置。 The semiconductor device is
A GND reference gate drive circuit based on a GND potential, a floating reference gate drive circuit based on a floating potential, a control circuit for controlling the GND reference gate drive circuit and the floating reference gate drive circuit, and the control circuit; In a high voltage IC for driving an inverter, which is interposed between the floating reference gate driving circuit and configured by a level shift circuit for level shifting an input / output signal of the control circuit between a GND potential and a floating potential.
The predetermined potential as a floating potential,
The semiconductor device according to claim 1, wherein the semiconductor device is applied to the level shift circuit.
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