JP4915358B2 - Power transmitting device, power receiving apparatus, and the power transmission system - Google Patents

Power transmitting device, power receiving apparatus, and the power transmission system Download PDF

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本発明は、情報機器間で大容量のデータ通信を行なう通信システム並びに通信装置に係り、特に、情報機器間で静電界若しくは誘導電界を利用して他の通信システムとの干渉のないデータ通信を行なう通信システム並びに通信装置に関する。 The present invention relates to a communication system and a communication apparatus for performing large-capacity data communication between information devices, in particular, by utilizing an electrostatic field or an induced electric field between information devices interference-free data communication with other communication systems communication system performs as well as a communication apparatus.

さらに詳しくは、本発明は、超近距離に配置された情報機器間で静電界若しくは誘導電界を利用してUWB通信信号を伝送する通信システム並びに通信装置に係り、特に、各情報機器に搭載された結合器間で効率よく高周波信号を伝達し、超近距離において静電界若しくは誘導電界を利用した大容量伝送が可能となる通信システム並びに通信装置に関する。 More particularly, the present invention relates to a communication system and a communication device for transmitting a UWB communication signal using an electrostatic field or an induced electric field between information devices disposed in the very short distance, in particular, it is mounted on each information device was efficiently transmitted high-frequency signal between couplers relates to a communication system and a communication apparatus large-capacity transmission is possible using an electrostatic field or an induced electric field in the very short distance.

最近、画像や音楽などのデータをパソコンとの間で交換するなど、小型の情報機器間でデータを移動する際、AV(Audio Visual)ケーブルやUSB(Universal Serial Bus)ケーブルなどの汎用ケーブルで相互接続したデータ通信やメモリカードなどのメディアを媒介にする方法に代わって、無線インターフェースを利用することが増えてきている。 Recently, such as to exchange data such as images and music between a personal computer, when moving data between small information devices, each other in a general-purpose cable, such as AV (Audio Visual) cable or USB (Universal Serial Bus) cable on behalf of a way to mediate the media, such as the connection to the data communication and memory card, they are increasingly able to use the wireless interface. 後者によれば、データ伝送の度にコネクタの付け替え作業をしてケーブルを引き回す必要がなく、ユーザの利便性が高い。 According to the latter, it is not necessary to route the cable by a working replacement connector every time data transmission, which is highly convenient for the user. 各種のケーブルレス通信機能を搭載した情報機器も多く出現している。 Have been many occurrences also various types of information devices equipped with cable-less communication function.

小型機器間でケーブルレスによりデータ伝送を行なう方法として、IEEE802.11に代表される無線LAN(Local Area Network)やBluetooth(登録商標)通信を始めとして、アンテナを用いて無線信号の送受信を行なう電波通信方式が開発されている。 As a method for performing data transmission by cableless between small devices, including the wireless LAN typified (Local Area Network) or Bluetooth (registered trademark) communications IEEE 802.11, transmission and reception of radio signals using the antenna radio waves communication system has been developed.

また、近年注目されている「ウルトラワイドバンド(UWB)」と呼ばれる通信方式は、3.1GHz〜10.6GHzという非常に広い周波数帯域を使用し、近距離ながら100Mbps程度の大容量の無線データ伝送を実現する無線通信技術であることから、例えば動画像やCD1枚分の音楽データといった大容量のデータを高速且つ短時間で転送することができる。 In addition, in recent years communication scheme that has been attracting attention referred to as the "ultra-wide band (UWB)" is to use a very wide frequency band that 3.1GHz~10.6GHz, wireless data transmission of large capacity of about 100Mbps, while a short distance from it is a wireless communication technology for realizing, for example, a large amount of data such as moving images and CD1 sheets of music data can be transferred faster and in a short time.

UWB通信は、送信電力の関係から通信距離が10m程度であり、PAN(Personal Area Network)などの近距離向けの無線通信方式が想定される。 UWB communication, the communication distance from the relationship between the transmission power is about 10 m, a wireless communication method of short-distance, such as PAN (Personal Area Network) is envisaged. 例えば、IEEE802.15.3などにおいて、UWB通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。 For example, in such IEEE 802.15.3, as an access control method for UWB communication, data transmission scheme of the packet structure is devised that includes a preamble. また、米インテル社は、UWBのアプリケーションとして、パソコン向けの汎用インターフェースとして普及しているUSB(Universal Serial Bus)の無線版を検討している。 In addition, Intel is, as UWB applications, are considering a wireless version of USB (Universal Serial Bus) which is widely used as a general-purpose interface for the PC.

また、UWB通信は、3.1GHz〜10.6GHzという伝送帯域を占有しなくても100Mbpsを超えるデータ伝送が可能であることやRF回路の作り易さを考慮して、3.1〜4.9GHzのUWBローバンドを使った伝送システムも開発が盛んである。 Moreover, UWB communications, taking into account the making ease of it and RF circuit without occupying a transmission band that 3.1GHz~10.6GHz are possible data transmission of more than 100Mbps, from 3.1 to 4. 9GHz transmission system that uses a UWB low band of also have been actively developed. 本発明者らは、UWBローバンドを利用したデータ伝送システムを、モバイル機器に搭載する有効な無線通信技術の1つと考えている。 The present inventors, the data transmission system using the UWB low band believes one of effective wireless communication techniques to be mounted on the mobile device. 例えば、ストレージ・デバイスを含む超高速な近距離用のDAN(Device Area Network)など、近距離エリアにおける高速データ伝送を実現することが可能である。 For example, a DAN for ultrafast short distance including a storage device (Device Area Network), it is possible to realize high-speed data transmission in a short distance area.

ここで、無線設備から3メートルの距離での電界強度(電波の強さ)が所定レベル以下、すなわち近隣に存在する他の無線システムにとってノイズ・レベル程度となる微弱無線であれば、無線局の免許を受ける必要はなく(例えば、非特許文献1を参照のこと)、無線システムの開発・製造コストを削減することができる。 Here, the electric field strength at a distance of 3 meters from radio equipment (intensity of radio waves) is less than a predetermined level, that is, if weak radio as a noise level of about for other radio systems existing in the neighborhood, the radio station it is not necessary to receive a license (e.g., see non-Patent Document 1), it is possible to reduce development and manufacturing cost of the wireless system. 上述したUWB通信は、送信電力の関係から、比較的低い電界レベルで近距離向けの無線通信システムを構成することができる。 Above UWB communication can be configured from the relation of the transmission power, the radio communication system of the short-distance at a relatively low electric field level. しかしながら、アンテナを用いて無線信号の送受信を行なう電波通信方式によりUWB通信システムを構成した場合、発生電界をかかる微弱レベルに抑えることは困難である。 However, in the case of constituting the UWB communication system by a radio wave communication method for transmitting and receiving radio signals using the antenna, it is difficult to suppress the weak level according to electric field generated.

従来の無線通信システムの多くは電波通信方式を採用したものであり、空中線(アンテナ)に電流を流した際に発生する放射電界を利用して信号を伝搬させるものである。 Many conventional wireless communication system is obtained by employing a radio wave communication method, in which propagates the signal by utilizing a radiation electric field generated when a current flows to the aerial (antenna). この場合、送信機側からは通信相手がいるかどうかに拘わらず電波を放出するので、近隣の通信システムに対する妨害電波の発生源になってしまうという問題がある。 In this case, the transmitter will release waves regardless of whether there are communication partners, there is a problem that becomes a source of radio interference for neighboring communication systems. また、受信機側のアンテナは、送信機からの所望波だけでなく、遠方から到来した電波も受信するので、周囲の妨害電波の影響を受け易く、受信感度低下の原因になる。 The antenna of the receiver is not only desired waves from the transmitter, since the radio waves received coming from distant, easily affected by the ambient jamming, causing the reception sensitivity decreases. また、通信相手が複数存在する場合には、その中から所望の通信相手を選択するために複雑な設定を行なう必要がある。 Further, if the communication partner there is a plurality, it is necessary to perform complicated settings to select a desired communication partner from. 例えば、狭い範囲で複数の組の無線機が無線通信を行なう場合は、互いの干渉を回避するために、周波数選択などの分割多重を行なって通信を行なう必要がある。 For example, if multiple sets of radio in a narrow range perform wireless communication, in order to avoid mutual interference, it is necessary to perform communication by performing division multiplexing such as frequency selection. また、電波は偏波の向きが直交すると通信することができないため、送受信機間では互いのアンテナの偏波方向が揃っている必要がある。 Further, radio waves can not be in communication with the direction of polarization is orthogonal, in between the transmitter and the receiver is required to have all the polarization directions of each other antenna.

例えば、数ミリ〜数センチメートルといった至近距離での非接触データ通信システムを考えた場合、近距離では送受信機が強く結合する一方、他のシステムへの干渉を回避するために遠距離まで信号が到来しないことが好ましい。 For example, when considering a contactless data communication system in close range of several millimeters to several centimeters, whereas the short-range transceiver is strongly bound, signals long distance in order to avoid interference with other systems it is preferred not to come. また、データ通信する機器同士を至近距離に接近させた際の互いの姿勢(向き)に依存せず、結合すること、すなわち指向性がないことが望ましい。 Further, without depending on each other in the posture of when to approximate between devices communicating data to the closest distance (orientation), be coupled, i.e. it is desirable that no directivity. また、大容量データ通信を行なうには、広帯域通信が可能であることが望ましい。 Further, to perform high-capacity data communication, it is desirable to be broadband communication.

無線通信には、上記の放射電界を利用した電波通信以外にも、静電界や誘導電界などを利用した通信方式が挙げられる。 The wireless communication, other than the radio wave communication using the radiation field, and a communication method using such electrostatic field or an induced electric field. 例えば、主にRFID(Radio Frequency IDentification)に利用されている既存の非接触通信システムでは、電界結合方式や電磁誘導方式が適用されている。 For example, in mainly RFID (Radio Frequency IDentification) existing contactless communication systems being utilized, electric field coupling method or an electromagnetic induction method is applied. 静電界や誘導電界は発生源からの距離に対し、それぞれ距離の3乗並びに2乗に反比例することから、無線設備から3メートルの距離での電界強度(電波の強さ)が所定レベル以下となる微弱無線が可能であり、無線局の免許を受ける必要はない。 To the distance from the electrostatic field or an induced electric field generation source, since it is inversely proportional to the cube and the square of each distance, the electric field strength at a distance of 3 meters from radio equipment (intensity of radio waves) is a predetermined level or less become weak radio are possible, it is not necessary to receive the license of radio station. また、この種の非接触通信システムは、伝送信号は距離に応じて急峻に減衰するので、通信相手が近くに存在しないときには結合関係が生じないので、他の通信システムを妨害することはない。 The non-contact communication system of this kind, since the steeply attenuated depending on the transmitted signal distance, the coupling relation when the communication partner does not exist in the vicinity does not occur, does not interfere with other communication systems. また、遠方から電波が到来してきても、結合器(カプラ)が電波を受信しないので、他の通信システムからの干渉を受けなくて済む。 Further, even if radio waves arrive from far away, since the coupler (coupler) does not receive radio waves, it is not necessary interference from other communication systems. すなわち、誘導電界や静電界を利用した電界結合による非接触・超近距離通信は微弱無線の実現に適していると言える。 That is, non-contact, ultra short-range communication by electric field coupling using an induced electric field or an electrostatic field can be said to be suitable for realization of weak radio.

非接触による超近距離通信システムは、通常の無線通信システムに対し、幾つかの利点がある。 Very short distance communication system according to a non-contact, compared typical wireless communication system, there are several advantages. 例えば、比較的距離の離れた機器同士で無線信号のやり取りを行なう場合、周辺の反射物の存在や通信距離の拡大に応じて無線区間の信号の質が低下してしまうが、近距離通信によれば周辺環境の依存はなく、高い伝送レートを用いて誤り率の少ない高品質の伝送が可能である。 For example, relatively when the distance in remote equipment together for exchanging radio signals, but the quality of the radio section signals in accordance with the enlargement of the existence and the communication distance around the reflector decreases, the short-range communication no dependence of the ambient environment According, it is possible to transmit low quality error rate by using a high transmission rate. また、超近距離通信システムでは、伝送データを傍受する不正な機器が介在する余地はなく、伝送路上でハッキングの防止や秘匿性の確保を考慮する必要がない。 Also, in the ultra-short-distance communication system is not room for unauthorized device to intercept transmission data is mediated, it is not necessary to consider the securing of prevention and confidentiality of hacking on a transmission line.

また、電波通信では、アンテナは使用波長λの2分の1又は4分の1程度の大きさを持つ必要があることから、装置は必然的に大型化してしまう。 Further, in the radio communication, the antenna it is necessary to have a size of about 1 or quarter-half of a used wavelength lambda, device would inevitably large. これに対し、誘導電界や静電界を利用した超近距離通信システムでは、このような制約はない。 In contrast, in the ultra-short-distance communication system using an induced electric field or electrostatic field, these restrictions do not.

例えば、複数の通信補助体間にRFIDタグが位置するように配置した通信補助体組を形成し、通信補助体間に挟むように複数の商品に付けられたRFIDタグを配置することにより、RFIDタグが重なり合った状態であっても、情報の安定した読み取り・書き込みが可能となるRFIDタグ・システムについて提案がなされている(例えば、特許文献1を参照のこと)。 For example, by the RFID tag to form a communication assisting member pair arranged to be positioned, to place the RFID tag attached to a plurality of items so as to sandwich between the communication auxiliary member between a plurality of communication auxiliary bodies, RFID even if the tag is superposed, proposed RFID tag system stable read and write the information it is possible to have been made (for example, refer to Patent Document 1).

また、装置本体とこの装置本体を身体に装着するための装着手段とを備えるとともに、アンテナ・コイルとこのアンテナ・コイルを介して外部の通信装置と非接触でデータ通信を行うデータ通信手段を備え、装置本体の上部に設けられたアウターケースにアンテナ・コイルとデータ通信手段とを配置して、誘導磁界を用いたデータ通信装置について提案がなされている(例えば、特許文献2を参照のこと)。 Further, with and a mounting means for mounting the apparatus main body and the apparatus main body to the body, a data communication means for performing data communication with an external communication device and the non-contact through the antenna coil and antenna coil , the outer case provided on the upper portion of the apparatus main body by arranging the antenna coil and the data communication means, proposed a data communication apparatus using an induced magnetic field has been made (for example, refer to Patent Document 2) .

また、携帯情報機器に挿入されるメモリカードに外部機器とデータ通信を行なうためのアンテナ・コイルを搭載し、携帯情報機器のメモリカード挿入口の外側にRFIDのアンテナ・コイルが配置される構造として、携帯性を損なうことなく通信距離を確保したRFIDを有する携帯電話機について提案がなされている(例えば、特許文献3を参照のこと)。 Further, an antenna coil for performing data communication with an external device in a memory card inserted into the portable information device equipped with, as a structure outside of the memory card slot of the portable information device RFID antenna coil is arranged , proposed mobile phone with RFID that ensures a communication distance without sacrificing portability has been made (for example, refer to Patent Document 3).

静電界や誘導電界を利用した従来のRFIDシステムは、低周波数信号を用いているため通信速度が遅く、大量のデータ伝送には不向きであった。 Conventional RFID system utilizing an electrostatic field or an induced electric field, communication speed due to the use of low frequency signals is slow, and is not suitable for mass data transmission. また、アンテナ・コイルによる誘導電界を用いて通信する方式の場合には、コイルの背面に金属板があると通信を行なうことができず、コイルを配置する平面上に大きな面積が必要となるなど、実装上の問題もある。 In the case of method of communication using an induced electric field by the antenna coil can not communicate that there is a metal plate on the back of the coil, such as a large area on a plane to place the coil is required , there is also implementation issues. また、伝送路における損失が大きく、信号の伝送効率がよくない。 Moreover, large losses in the transmission path, poor transmission efficiency of the signal.

これに対し、本発明者らは、高周波信号を電界結合で伝送すること、すなわち、静電界若しくは誘導電界を利用して上記のUWB通信信号を伝送する超近距離通信システムにより、無線局として免許取得が不要な微弱電界により、秘匿性を考慮した高速データ伝送を実現することができる、と考えている。 In contrast, the present inventors have found that to transmit a high-frequency signal in electric field coupling, i.e., by utilizing an electrostatic field or an induced electric field by the very short distance communication system for transmitting a UWB communication signal above license as a radio station the acquisition unwanted weak electric field, it is possible to realize a high-speed data transmission in consideration of confidentiality, I believe. 静電界若しくは誘導電界を利用したUWB通信システムでは、例えば動画像やCD1枚分の音楽データといった大容量のデータを高速且つ短時間で転送することができる、と本発明者らは考えている。 The UWB communication system utilizing an electrostatic field or an induced electric field, for example, it is possible to transfer a large volume of data such as moving images and CD1 sheets of music data fast in a short time, the present inventors consider.

ここで、従来のRFIDシステムでは、送信機と受信機の電極(結合器)間を密着させることが一般的であり、ユーザの使い勝手がよくない。 In the conventional RFID system, be brought into close contact between the electrodes of the transmitter and the receiver (coupler) is generally poor user convenience. このため、電極間を3cm程度離して近距離通信を行なうという形態が好ましいと考えられる。 Therefore, the form of the electrodes apart about 3cm performs short-range communication may be preferred.

比較的低周波数帯の信号を用いる静電結合方式では、3cmという送信機と受信機の電極間距離は波長と比較して無視し得る長さであることから、送受信機間での伝搬損は大きな問題にはならない。 In a relatively electrostatic coupling system using a signal of a low frequency band, since the distance between electrodes of a transmitter and a receiver that 3cm is the length negligible compared to the wavelength, propagation loss between the transceiver not a big problem. ところが、UWB信号のように高周波数の広帯域信号を伝送することを考えた場合、3cmという距離は使用周波数帯4GHzにとって約2分の1波長に相当する。 However, if it is considered to transmit high-frequency wideband signal, such as a UWB signal, a distance of 3cm corresponds to one wavelength of about 2 minutes for use frequency band 4 GHz. 波長に対する伝搬距離の大きさに応じて伝搬損が生じることから、送信機と受信機の電極間距離は波長と比較して無視することはできない長さである。 Since the propagation loss occurs in accordance with the propagation distance relative to the wavelength, the distance between the electrodes of the transmitter and the receiver is a length that can not be ignored as compared with the wavelength. このため、静電結合によりUWB信号を伝送させるときには、伝搬損を十分に低く抑えこむ必要がある。 Therefore, when to transmit the UWB signal by capacitive coupling, it is necessary to Komu kept sufficiently low propagation loss.

また、無線記述の技術分野では、無線信号を送り出す際に広い帯域に周波数変調をかけることが一般的である。 Further, in the technical field of radio description, it is common to apply frequency modulation to a wide band when sending the radio signal. UWB伝送方式では、DS(Direct Spread:直接拡散)の情報信号の拡散速度を極限まで高くしたDSSS(Direct Sequence Spread Spectrum:直接シーケンス・スペクトラム拡散)−UWB方式や、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)変調方式を採用したOFDM_UWB方式が定義されている。 The UWB transmission system, DS (Direct Spread: direct spread) of high the DSSS the diffusion rate of the information signal to the limit (Direct Sequence Spread Spectrum: direct sequence spread spectrum) or -UWB method, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing: orthogonal frequency division multiplexing) OFDM_UWB system employing a modulation scheme is defined. DSSS方式によれば、特定の周波数がノイズで通信できなくても別の周波数を使っての通信が可能で電波が途切れにくいという利点がある。 According to DSSS scheme, there is an advantage that hardly interrupted radio can communicate with a particular frequency with a different frequency also can not communicate with the noise. また、OFDM変調方式によれば、複数のチャンネルを使用しても混信やノイズに強いという利点がある。 Further, according to the OFDM modulation method is advantageous in that even resistant to interference and noise by using a plurality of channels.

上述したような静電界若しくは誘導電界による電界結合を利用してUWB通信信号を伝送する超近距離通信システムにおいても、DSSSのような周波数拡散方式を適用する場合には、送受信機の結合器間で高周波数帯において静電結合を生じさせるだけでなく、結合器が広帯域において有効に動作するように設計する必要がある。 Even in very short distance communication system for transmitting a UWB communication signal using the electric field coupling due to electrostatic field or an induced electric field, as described above, when applying the frequency spread scheme such as DSSS is between transceiver coupler in not only causing electrostatic coupling in the high frequency band, it is necessary to coupler is designed to operate effectively in a wide band.

また、結合器を機器の筐体内に収容する場合、周辺の金属部品からの影響により中心周波数がずれることが想定される。 Further, when accommodating coupler in the housing of the device, may be shifted center frequency due to the influence from the surrounding metal parts is assumed. かかる観点からも、電界結合用の結合器があらかじめ広い周波数で有効に動作するように設計する必要がある。 From this viewpoint, it is necessary to couplers for electric field coupling is designed to operate effectively in advance wide frequency.

特開2006−60283号公報 JP 2006-60283 JP 特開2004−214879号公報 JP 2004-214879 JP 特開2005−18671号公報 JP 2005-18671 JP

本発明の目的は、高周波数の広帯域信号を用いるUWB通信方式により情報機器間で大容量のデータ通信を行なうことができる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することにある。 An object of the present invention can perform large-capacity data communication between information devices by UWB communication system using a wideband signal of a high frequency, to provide an excellent communication system and a communication device.

本発明のさらなる目的は、超近距離に配置された情報機器間で静電界(準静電界)若しくは誘導電界を利用してUWB通信信号を伝送することができる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することにある。 A further object of the present invention can transmit a UWB communication signal by using an electrostatic field (quasi-electrostatic field) or an induced electric field between placement information equipment in very short distance, an excellent communication system and a communication device It is to provide.

本発明のさらなる目的は、各情報機器に搭載された結合器間で効率よく高周波信号を伝達し、超近距離において静電界若しくは誘導電界を利用した大容量伝送が可能となる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することにある。 A further object of the present invention is to efficiently transmitted high-frequency signal between the mounted coupler to each information device, a large-capacity transmission is possible using an electrostatic field or an induced electric field in the very short distance, excellent communication system as well as a communication device.

本発明のさらなる目的は、送受信機の結合器間で高周波数帯において電界結合を生じさせるとともに広帯域において有効に動作し、ノイズに強い電界結合伝送路を形成して大容量伝送が可能となる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することにある。 A further object of the present invention effectively works in a broadband with generating an electric field coupling in the high frequency band between transceivers coupler, it is possible to large-capacity transmission by forming a strong electric field coupling transmission line noise, and to provide an excellent communication system and a communication device.

本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、その第1の側面は、データを伝送する高周波信号を生成する送信回路部と、該高周波信号を静電界若しくは誘導電界として送出する高周波結合器を備えた送信機と、 The present invention has been made in consideration of the above problems, a first aspect of sends a transmission circuit for generating a high-frequency signal for transmitting data, the high-frequency signal as an electrostatic field or an induced electric field frequency a transmitter having a combiner,
高周波結合器と、該高周波結合器で受信した高周波信号を受信処理する受信回路部を備えた受信機とで構成され、 Is composed of a high-frequency coupler, a receiver having a receiver circuit for receiving and processing a radio frequency signal received by the EFC antenna,
前記送信機及び受信機の高周波結合器は、結合用電極と、互いの結合用電極間における電気的結合を強くするための、分布定数回路からなる共振部を備え、 EFC of the transmitter and the receiver is provided with a coupling electrode, in order to increase the electrical coupling between one another of the coupling electrode, a resonance part comprising a distributed constant circuit,
前記送信機及び受信機の対向する高周波結合器間における電界結合により前記の高周波信号を伝送することを特徴とする通信システムである。 It is a communication system characterized by transmitting the high-frequency signal through electric field coupling between the EFC antennas facing the transmitter and the receiver.

但し、ここで言う「システム」とは、複数の装置(又は特定の機能を実現する機能モジュール)が論理的に集合した物のことを言い、各装置や機能モジュールが単一の筐体内にあるか否かは特に問わない(以下、同様)。 However, where the term "system" a plurality of devices (or functional modules for realizing specific functions) refers to the logically aggregated, the devices or functional modules are in a single housing whether is not particularly limited either (hereinafter, the same).

画像や音楽などのデータをパソコンとの間で交換するなど、小型の情報機器間でのデータ転送をケーブルレスで行なえると、ユーザの利便性が高まる。 Such as to exchange data such as images and music between a personal computer, and perform the data transfer between small information devices in the cable-less, increases convenience for the user. しかしながら、無線LANに代表される多くの無線通信システムでは、アンテナに電流を流した際に発生する放射電界を利用するので、通信相手がいるかどうかに関わらず電波が放出されてしまう。 However, in many wireless communication systems represented by a wireless LAN, because it utilizes a radiation electric field generated when a current flows to the antenna, radio waves regardless of whether there are communication partner from being released. また、放射電界はアンテナからの距離に反比例して緩やかに減衰するので、比較的遠方まで信号が到達してしまう。 Further, the radiation field so gradually attenuated in inverse proportion to the distance from the antenna, the signal will reach the relatively distant place. このため、近隣の通信システムに対する妨害電波の発生源になるとともに、受信機側のアンテナも周囲の妨害電波の影響で受信感度が低下する。 Therefore, it becomes a source of radio interference for neighboring communication system, reception sensitivity is reduced even at the receiver antenna to the influence of ambient jamming. 要するに、電波通信方式では、至近距離の通信相手に制限した無線通信を実現することは困難である。 In short, the radio wave communication scheme, it is difficult to realize the wireless communication that is limited to the closest distance of the communication partner.

一方、静電界や誘導電界を利用した通信システムでは、通信相手が近くに存在しないときには、結合関係が生じない。 On the other hand, in a communication system using an electrostatic field or an induced electric field, when the communication partner does not exist nearby, coupling relationship does not occur. また、誘導電界や静電界の電界強度はそれぞれ距離の2乗並びに3乗に反比例して急峻に減衰する。 The field strength of the induced electric field and an electrostatic field is rapidly attenuated in inverse proportion to the square or the cube of the distance, respectively. すなわち、不要な電界が発生せず、且つ、電界が遠くまで到達しないので、他の通信システムを妨害することはない。 That is, without unnecessary electric field is generated, and, since the electric field does not reach far, does not interfere with other communication systems. また、遠方から電波が到来してきても、結合用電極は電波を受信しないので、他の通信システムからの干渉を受けなくて済む。 Further, even if radio waves arrive from far away, the coupling electrode is does not receive radio waves, it is not necessary interference from other communication systems. しかしながら、従来のこの種の通信システムは、低周波数信号を用いているため通信速度が遅く、大量のデータ伝送には不向きである。 However, the communication system of this conventional type, slow communication speed due to the use of low-frequency signal is not suitable for mass data transmission. また、誘導電界を利用した通信方式の場合、コイルを配置する平面上に大きな面積が必要となるなど、実装上の問題もある。 Also, if the communication method using the induced electric field, such as a large area on a plane to place the coil is required, there is also implementation issues.

これに対し、本発明に係る通信システムは、データを伝送するUWB信号を生成する送信機と、UWB信号を受信処理する受信機間を、送受信機がそれぞれ持つ高周波結合器で電界結合させてUWB信号を伝送するように構成されている。 In contrast, the communication system according to the present invention, a transmitter for generating a UWB signal for transmitting data, and between receiver for receiving and processing a UWB signal, the electric field coupling with a high-frequency coupler with transceiver each UWB It is configured to transmit the signal. 静電界並びに誘導電界はそれぞれ距離の3乗並びに2乗に反比例して減衰することから、無線局の免許が不要な微弱無線が可能であるとともに、伝送路上でハッキングの防止や秘匿性の確保を考慮する必要がない。 From being attenuated in inverse proportion to the cube and the square of each electrostatic field and an induced electric field is the distance, along with the radio station license is possible unnecessary weak radio, to ensure the prevention and confidentiality of hacking on a transmission line there is no need to consider. また、UWB通信であることから、超近距離の大容量通信が可能であり、例えば動画像やCD1枚分の音楽データといった大容量のデータを高速且つ短時間で転送することができる。 Further, since it is UWB communication, it is capable of high-capacity communication very short distance, for example, a large amount of data such as moving images and CD1 sheets of music data can be transferred faster and in a short time.

ここで、高周波回路では、波長に対する伝搬距離の大きさに応じて伝搬損が生じることから、UWBなどの高周波信号を伝送させるときには、伝搬損を十分に低く抑えこむ必要がある。 Here, a high-frequency circuit, since the propagation loss occurs in accordance with the propagation distance relative to the wavelength, when to transmit a high-frequency signal such as UWB needs Komu kept sufficiently low propagation loss.

そこで、本発明に係る通信システムでは、前記送信機は、前記送信回路部が生成する高周波信号を伝送する高周波信号伝送路を、インピーダンス整合部や共振部を介して前記高周波結合器の電極のほぼ中央に接続し、一方の前記受信機は、前記高周波結合器の電極のほぼ中央において、インピーダンス整合部や共振部を介して、前記受信回路部へ高周波信号を伝送する高周波信号伝送路を接続するように構成されている。 Therefore, in the communication system according to the present invention, the transmitter high-frequency signal transmission line for transmitting a high frequency signal which the transmitting circuit section for generating, substantially of the EFC antenna electrode through an impedance matching unit and the resonating unit connected to the central, the one of the receivers, at substantially the center of the high-frequency coupler of the electrode, through the impedance matching unit and the resonating unit, connects the high-frequency signal transmission line for transmitting a high frequency signal to the reception circuit unit It is configured to. そして、インピーダンス整合部が前記送信機及び受信機の高周波結合器間におけるインピーダンスの整合をとり、結合器間における反射波を抑制して伝搬損を低減するようにしている。 Then, the impedance matching portion so that the transmitter and takes impedance matching between the high-frequency coupler of the receiver, to reduce the propagation loss by suppressing reflected waves between the coupler.

このインピーダンス整合部や共振部は、送信機と受信機の電極間すなわち結合部分において、インピーダンス・マッチングをとり、反射波を抑えることを目的としており、前記送信機及び受信機の高周波結合器間において所望の高周波帯域を通過するバンドパス・フィルタとして動作するように構成されている。 The impedance matching unit and the resonating portion, the inter-electrode i.e. binding portion of the receiver and transmitter, taking an impedance matching, to suppress the reflected wave has the purpose of, between the high-frequency coupler of the transmitter and receiver It is configured to operate as a band-pass filter which passes the desired frequency band.

インピーダンス整合部や共振部は、例えば、直列インダクタ、並列インダクタを高周波信号伝送路に接続した集中定数回路で構成することができる。 Impedance matching unit and the resonating unit, for example, can be constituted by lumped constant circuit connected in series inductor, a parallel inductor to the high-frequency signal transmission path. しかしながら、集中定数回路は、インダクタンスLやキャパシタンスCなどの定数を中心周波数に基づいて決定することから、想定する中心周波数から外れた帯域ではインピーダンスの整合がとられておらず、設計通りの動作はしない。 However, the lumped constant circuit, by determining based on the constants such as inductance L and capacitance C to the center frequency, impedance matching is not taken in the band deviated from the center frequency to be assumed, the operation as designed do not do. 言い換えれば狭帯域でしか有効に動作しない。 It does not work effectively only in a narrow band in other words. 特に高い周波数帯では集中定数回路部分の微細な構造、値の小さいインダクタやコンデンサのばらつきによって共振周波数が左右されるため、周波数の調整が難しい。 Particularly fine structure of the lumped constant circuit parts at a high frequency band, because dependent resonant frequency by a small inductor or variation of the capacitor for its value, is difficult to adjust the frequency. また、インピーダンス整合部や共振部を集中定数で構成した場合、インダクタとして小型のチップ・インダクタを用いると、チップ・インダクタ内部での損失があり、高周波結合器間の伝搬損が大きくなるという問題もある。 Moreover, case where the impedance matching unit and the resonating unit lumped constant, with a small chip inductors as an inductor, there is loss in the chip inductor, a problem that the propagation loss between the EFC antennas is increased is there.

また、結合器を機器の筐体内に収容する場合には、周辺の金属部品からの影響により中心周波数がずれることが想定される。 Further, when accommodating the coupler in the housing of the device, may deviate the central frequency due to the influence from the surrounding metal parts is assumed. このため、結合器をあらかじめ広い周波数で有効に動作するように設計する必要がある。 Therefore, it is necessary to be designed to operate effectively in advance wide frequency coupler. 帯域の狭いデバイスを複数配置した場合、全体のシステムとしての帯域はさらに狭くなるため、高周波結合器を広帯域の通信システムで同時に複数用いることは難しくなる。 If a narrow device with bands plurality arrangement, since the band is made narrower as a whole system, using multiple simultaneous EFC in broadband communication systems it becomes difficult.

また、静電界を利用してUWB通信信号を伝送する超近距離通信システムにおいてDSSSのような周波数拡散方式を適用する場合、高周波結合器の広帯域化を実現する必要がある。 Also, when applying the frequency spread scheme such as DSSS in very short distance communication system for transmitting a UWB communication signal by utilizing an electrostatic field, it is necessary to realize a band of the high-frequency coupler.

そこで、本発明に係る通信システムでは、静電結合による近距離通信を行なう高周波結合器は、結合用電極と、互いの結合用電極間におけるインピーダンスの整合をとるためのインピーダンス整合部や共振部を、集中定数回路から分布定数回路に代えて構成することで、広帯域化を実現するようにした。 Therefore, in the communication system according to the present invention, high-frequency coupler which performs short-range communication by electrostatic coupling, the coupling electrode, an impedance matching unit and the resonating unit for matching impedances between each other of the coupling electrode , by constituting a lumped constant circuit in place of the distributed constant circuit, and so as to achieve a wider bandwidth.

前記高周波結合器は、データを伝送する高周波信号の処理を行なう前記通信回路部を構成する回路モジュールと同様に、実装部品の1つとしてプリント基板上に搭載される。 The high-frequency coupler, like the circuit module constituting the communication circuit unit for processing a high frequency signal for transmitting data, is mounted on a printed circuit board as one of the mounting parts.

このような場合、前記分布定数回路は、前記プリント基板上に配設された導体パターンからなるスタブとして構成することができる。 In this case, the distributed constant circuit can be configured as a stub comprising a conductive pattern disposed on the printed circuit board. そして、前記プリント基板の他方の面にはグランドが形成され、前記スタブの先端部分は前記プリント基板内のスルーホールを介して前記グランドに接続すればよい。 Then, the ground is formed on the other surface of the printed circuit board, the tip portion of the stub may be connected to the ground via a through hole in the printed circuit board.

前記スタブは使用周波数の波長のほぼ2分の1の長さを持つ。 The stub has a substantially 1 of the length of half the wavelength of the used frequency. そして、定在波の最大振幅位置となる前記スタブのほぼ中央の位置に前記結合用電極を配設すればよい。 Then, it is sufficient provided the coupling electrode to the substantially central position of the stub having the maximum amplitude position of the standing wave.

前記結合用電極は、絶縁体からなるスペーサの表面に蒸着された導体パターンとして構成することができる。 The coupling electrode can be configured as a conductor pattern deposited on the surface of the spacer made of an insulating material. このスペーサは、プリント基板上に表面実装される回路コンポーネントであるが、前記スペーサを前記プリント基板上に搭載したときに、前記結合用電極の導体パターンは前記スペーサ内のスルーホールを介して前記スタブのほぼ中央の位置に接続される。 The spacer is a circuit component that is surface mounted on a printed circuit board, wherein when mounting the spacers on the printed circuit board, the conductor pattern of the coupling electrode via a through hole in the spacer stub of it is connected to a substantially central position. また、誘電率の高い絶縁体をスペーサとして用いることで、波長短縮効果によりスタブの長さを2分の1波長よりも短くすることができる。 Further, by using the high dielectric constant insulator as a spacer, it may be shorter than one-half wavelength length of the stub by the wavelength shortening effect.

また、前記スタブは、上述したように使用周波数における2分の1波長の長さを持つが、折り畳み形状にすることで、前記スペーサを前記プリント基板上に実装した際の占有面積内に収めることができる。 Moreover, the stub is has a length of a half wavelength at the operating frequency, as described above, by the folded shape, that fit the spacer in the occupied area when implemented on the printed circuit board can.

また、前記スタブは、前記スペーサの他の表面に蒸着された導体パターンとして構成することもができる。 Moreover, the stub can also be configured as another conductor pattern deposited on the surface of the spacer.

ここで、静電結合を利用した通信方式では、送受信機双方の結合用電極同士で静電結合を生じさせるには、結合用電極間で微妙な位置合わせを行なう必要があり、データ通信中はその位置を保持しなければならない。 Here, in the communication method using capacitive coupling, to give rise to electrostatic coupling in the coupling electrodes of the transmitter and receiver both have to perform fine alignment between the coupling electrodes, among data communication It must retain its position. この種の問題に対する解決方法として、送受信機の少なくとも一方において、複数の高周波結合器をアレイ状に配置するという構成が考えられる。 As a solution to this type of problem, in at least one of the transceiver, configured of placing a plurality of EFC antennas of an array is considered. 本発明に係る高周波結合器は、個々の高周波結合器が広帯域であることから、広帯域の通信システムにおいて高周波結合器をアレイ状に配置して複数の高周波結合器を同時に用いても、広帯域のまま有効に動作することができる。 EFC antenna according to the present invention, since the individual high-frequency coupler is a wideband, even by using a plurality of EFC antennas at the same time by arranging a high-frequency coupler in an array in a broadband communication system, while broadband it is possible to operate effectively.

このような場合、通信相手側の高周波結合器と結合関係にない高周波結合器はほぼ開放端とみなせるように設計することができることから、高周波信号の一部はかかる開放端で反射して、結合関係にある高周波結合器に再び供給され、通信相手側の高周波結合器と結合関係にある高周波結合器にのみ通信回路部から出力される高周波信号が供給されることがある。 In this case, the high-frequency coupler is not in coupling relationship with the high-frequency coupler of the communication counterpart is because it can be designed to be substantially regarded as an open end, a portion of the high frequency signal is reflected at the open end according bond is again supplied to the high-frequency coupler in a relationship, a high-frequency signal output from only the communication circuit unit to a high-frequency coupler in coupling relationship with the other side of communication frequency coupler may be supplied. このとき、元の信号と開放端で反射して戻ってくる信号の干渉を防ぐためには、各高周波結合器間をつなぐ信号線の長さは2分の1波長の整数倍であること、あるいは、送受信回路モジュールと各高周波結合器の間の信号線路の長さの差が2分の1波長の整数倍であることが望ましい。 At this time, in order to prevent interference of the original signal and the open reflected back by the end signal, it the length of the high-frequency coupler during the signal line connecting the is an integer multiple of one-half wavelength, or it is desirable difference in length of the transmission and reception circuit module and the signal line between the high-frequency coupler is an integral multiple of one-half wavelength.

本発明によれば、高周波数の広帯域信号を用いるUWB通信方式により情報機器間で大容量のデータ通信を行なうことができる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to perform large-capacity data communication between information devices by UWB communication system using a wideband signal having a high frequency, it is possible to provide an excellent communication system and a communication device.

また、本発明によれば、超近距離に配置された情報機器間で静電界若しくは誘導電界を利用してUWB通信信号を伝送することができる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することができる。 Further, according to the present invention, it is possible to transmit a UWB communication signal using an electrostatic field or an induced electric field between placement information equipment in very short distance, to provide an excellent communication system and a communication device it can.

また、本発明によれば、各情報機器に搭載された結合器間で効率よく高周波信号を伝達し、超近距離において静電界若しくは誘導電界を利用した大容量伝送が可能となる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することができる。 Further, according to the present invention, by efficiently transmitted high-frequency signal between the mounted coupler to each information device, a large-capacity transmission is possible using an electrostatic field or an induced electric field in the very short distance, excellent communication it is possible to provide a system and a communication device.

また、本発明によれば、送受信機の結合器間で高周波数帯において電界結合を生じさせるとともに広帯域において有効に動作し、ノイズに強い電界結合伝送路を形成して大容量伝送が可能となる、優れた通信システム並びに通信装置を提供することができる。 Further, according to the present invention, effectively operating in a wideband with generating an electric field coupling in the high frequency band between transceivers coupler, it is possible to large-capacity transmission by forming a strong electric field coupling transmission line noise , it is possible to provide an excellent communication system and a communication device.

本発明に係る通信装置は、高周波結合器のインピーダンス整合部や共振部を分布定数回路であるプリント基板上のパターンすなわちスタブとして構成することができ、広い帯域で好適に動作することができる。 Communication device according to the present invention can constitute an impedance matching unit and the resonating unit of the high-frequency coupler as pattern or stub on the printed board is a distributed constant circuit can operate appropriately in a wide band.

本発明に係る高周波結合器は、個々の高周波結合器が広帯域であることから、高周波結合器をアレイ状に配置して複数の高周波結合器を同時に用いても、通信システムは広帯域のまま有効に動作することができる。 EFC antenna according to the present invention, since the individual high-frequency coupler is a wideband, be used to place a high-frequency coupler in an array a plurality of EFC antennas at the same time, the communication system effectively remain wideband it is possible to operate.

また、本発明によれば、高周波結合器のインピーダンス整合部や共振部を分布定数回路であるプリント基板上のパターンすなわちスタブとして構成することができるが、プリント基板上の導体パターンの直流抵抗が小さいことから、高周波信号でも損失が少なく、高周波結合器間の伝搬損を小さくすることができる。 Further, according to the present invention, it is possible to configure the impedance matching unit and the resonating unit of the high-frequency coupler as pattern or stub on the printed board is a distributed constant circuit, the DC resistance of the conductor pattern on the printed circuit board is small since, the loss is small even in a high frequency signal, it is possible to reduce the propagation loss between high-frequency couplers.

また、本発明によれば、分布定数回路を構成するスタブのサイズは高周波信号の2分の1波長程度と大きいことから、製造時の公差による寸法の誤差は全体の長さに比較すると微量であり、特性のバラツキが生じにくい。 Further, according to the present invention, the size of the stub that constitutes the distributed constant circuit from as large as about one-half wavelength of the RF signal, the error of the dimensions due to manufacturing tolerances in trace amounts when compared to the entire length of the Yes, variations in the characteristics is unlikely to occur. プリント基板上のパターンすなわちスタブのサイズが長くなる分については、スタブを結合用電極の下で折り畳み形状にすることで、従来の高周波結合器のサイズよりも小型に収めることができる。 For pattern or amount that the size of the stub is long on the printed circuit board, by a shape folded under the coupling electrode stubs, it can be accommodated in more compact than the size of the conventional high-frequency coupler.

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。 Further objects, features, and advantages of the present invention will become apparent from the detailed description based on embodiments of the invention and the accompanying drawings described below.

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。 Hereinafter, described in detail embodiments of the present invention with reference to the drawings.

本発明は、静電界若しくは誘導電界を利用して情報機器間でデータ伝送を行なう通信システムに関する。 The present invention relates to a communication system for performing data transmission between information devices using an electrostatic field or an induced electric field.

静電界若しくは誘導電界に基づく通信方式によれば、通信相手が近くに存在しないときには結合関係がなく電波を放射しないので、他の通信システムを妨害することはない。 According to a communication scheme based on an electrostatic field or an induced electric field, because when the communication partner does not exist in the vicinity do not radiate radio waves without coupling relationship, does not interfere with other communication systems. また、遠方から電波が到来してきても、結合器が電波を受信しないので、他の通信システムからの干渉を受けなくて済む。 Further, even if radio waves arrive from far away, since the coupler does not receive radio waves, it is not necessary interference from other communication systems.

また、アンテナを用いた従来の電波通信では放射電界の電界強度が距離に反比例するのに対し、誘導電界では電界強度が距離の2乗に、静電界では電界強度が距離の3乗に反比例して減衰することから、電界結合に基づく通信方式によれば、近隣に存在する他の無線システムにとってノイズ・レベル程度となる微弱無線を構成することができ、無線局の免許を受ける必要はなくなる。 Further, in the conventional radio communication using the antenna whereas inversely proportional to the distance the electric field intensity of the radiation field, to the square field intensity of the distance in the induction field, is inversely proportional to the cube of the electric field intensity is distance in electrostatic field since the attenuated Te, according to the communication scheme based on electric field coupling, it is possible to constitute a weak radio as a noise level of about for other radio systems existing in the neighborhood, it is unnecessary to receive a radio station license.

なお、時間的に変動する静電界のことを「準静電界」と呼ぶこともあるが、本明細書ではこれを含めて「静電界」に統一して称することにする。 Although the electrostatic field varying temporally sometimes referred to as a "quasi-electrostatic field", in this specification to include This is called unified to "electrostatic field".

従来の静電界若しくは誘導電界を利用した通信では、低周波信号を用いるため大量のデータ伝送には不向きである。 In the communication using the conventional electrostatic field or an induced electric field, it is not suitable for mass data transmission for using a low-frequency signal. これに対し、本発明に係る通信システムでは、高周波信号を電界結合で伝送することによって、大容量伝送が可能である。 In contrast, in the communication system according to the present invention, by transmitting a high-frequency signal in electric field coupling, it is capable of large-capacity transmission. 具体的には、UWB(Ultra Wide Band)通信のように高周波、広帯域を使用する通信方式を電界結合に適用することで、微弱無線であるとともに、大容量データ通信を実現することができる。 Specifically, by applying UWB (Ultra Wide Band) frequency as a communication, a communication scheme using broadband to electric field coupling, with a weak radio, it is possible to realize a large-capacity data communication.

UWB通信は、3.1GHz〜10.6GHzという非常に広い周波数帯域を使用し、近距離ながら100Mbps程度の大容量の無線データ伝送を実現することができる。 UWB communication may be using a very wide frequency band of 3.1 GHz to 10.6 GHz, to realize the wireless data transmission of a large capacity of about 100Mbps while short range. UWB通信は、本来、アンテナを用いた電波通信方式として開発された通信技術であり、例えば、IEEE802.15.3などにおいて、UWB通信のアクセス制御方式として、プリアンブルを含んだパケット構造のデータ伝送方式が考案されている。 UWB communication is originally a communication technology developed as a radio communication method using an antenna, for example, in such IEEE 802.15.3, as an access control method for UWB communication, data transmission scheme of the packet structure including a preamble There has been devised. また、米インテル社は、UWBのアプリケーションとして、パソコン向けの汎用インターフェースとして普及しているUSBの無線版を検討している。 In addition, Intel is, as UWB applications, are considering a USB wireless version that is popular as a general-purpose interface for the PC.

また、UWB通信は、3.1GHz〜10.6GHzという伝送帯域を占有しなくても100Mbpsを超えるデータ伝送が可能であることやRF回路の作り易さを考慮して、3.1〜4.9GHzのUWBローバンドを使った伝送システムも開発が盛んである。 Moreover, UWB communications, taking into account the making ease of it and RF circuit without occupying a transmission band that 3.1GHz~10.6GHz are possible data transmission of more than 100Mbps, from 3.1 to 4. 9GHz transmission system that uses a UWB low band of also have been actively developed. 本発明者らは、UWBローバンドを利用したデータ伝送システムを、モバイル機器に搭載する有効な無線通信技術の1つと考えている。 The present inventors, the data transmission system using the UWB low band believes one of effective wireless communication techniques to be mounted on the mobile device. 例えば、ストレージ・デバイスを含む超高速な近距離用のDAN(Device Area Network)など、近距離エリアにおける高速データ伝送を実現することが可能である。 For example, a DAN for ultrafast short distance including a storage device (Device Area Network), it is possible to realize high-speed data transmission in a short distance area.

本発明者らは、静電界若しくは誘導電界を利用したUWB通信システムによれば、微弱電界によるデータ通信が可能であるとともに、例えば動画像やCD1枚分の音楽データといった大容量のデータを高速且つ短時間で転送することができる、と考えている。 The present inventors have found that according to the UWB communication system utilizing an electrostatic field or an induced electric field, as well as a possible data communication by weak electric field, for example, a large amount of data such as moving images and CD1 sheets of music data fast and can be transferred in a short period of time, I believe that.

図14には、静電界若しくは誘導電界を利用した非接触通信システムの構成例を示している。 Figure 14 shows an example of a configuration of a contactless communication system utilizing an electrostatic field or an induced electric field. 図示の通信システムは、データ送信を行なう送信機10と、データ受信を行なう受信機20で構成される。 Communication system shown includes a transmitter 10 which transmits data, and a receiver 20 which receives data. 同図に示すように送受信機それぞれの高周波結合器を向かい合わせて配置すると、2つの電極が1つのコンデンサとして動作し、全体としてバンドパス・フィルタのように動作することから、2つの高周波結合器の間で効率よく高周波信号を伝達することができる。 When placed facing each transceiver EFC As shown in the figure, since the two electrodes operate as one capacitor, operates like a band-pass filter as a whole, the two high-frequency couplers it can be transmitted efficiently high frequency signal between the. 図示の通信システムにおいて、電界結合による伝送路を好適に形成するには、送受信機の高周波結合器間において、十分なインピーダンス整合がとられていることと、高周波数帯で且つ広帯域において有効に動作することが必要である。 In the illustrated communications system, the suitably form a transmission line by electric field coupling is between EFC antennas of transceiver, and it has been taken sufficient impedance matching, and effectively operate in a wideband at a high frequency band It is necessary to.

送信機10及び受信機20がそれぞれ持つ送受信用の電極14及び24は、例えば3cm程度離間して対向して配置され、電界結合が可能である。 Electrodes 14 and 24 for transmission and reception with the transmitter 10 and receiver 20, respectively, for example, spaced about 3cm disposed opposite, it is possible to electric field coupling. 送信機側の送信回路部11は、上位アプリケーションから送信要求が生じると、送信データに基づいてUWB信号などの高周波送信信号を生成し、送信用電極14から受信用電極24へ信号が伝搬する。 Transmission circuit unit 11 of the transmitter side, when a transmission request from the upper application occurs, generates a high frequency transmission signal such as UWB signal based on transmission data, signal propagates from the transmission electrode 14 to the receiving electrode 24. そして受信機20側の受信回路部21は、受信した高周波信号を復調及び復号処理して、再現したデータを上位アプリケーションへ渡す。 The reception circuit unit 21 of the receiver 20 demodulates and decodes the received high-frequency signal, and passes reproduced data to the upper application.

UWB通信のように高周波、広帯域を使用する通信方式によれば、近距離において100Mbps程度の超高速データ伝送を実現することができる。 According to the communication method that uses high frequency, broadband as UWB communication, it is possible to realize a high speed data transmission of about 100Mbps at short range. また、電波通信ではなく電界結合によりUWB通信を行なう場合、その電界強度は距離の3乗若しくは2乗に反比例することから、無線設備から3メートルの距離での電界強度(電波の強さ)が所定レベル以下に抑制することで無線局の免許が不要となる微弱無線とすることが可能であり、安価に通信システムを構成することができる。 Also, when performing the UWB communication by electric field coupling instead of the electric wave communication, since the electric field strength is inversely proportional to the cube or square of the distance, the electric field strength at a distance of 3 meters from radio equipment (intensity of radio waves) is it is possible to radio station license is a weak radio becomes unnecessary by suppressing a predetermined level or less, it is possible to construct a low cost communication system. また、電界結合方式により超近距離でデータ通信を行なう場合、周辺に存在する反射物により信号の質が低下することはない、伝送路上でハッキングの防止や秘匿性の確保を考慮する必要がない、といった利点がある。 Furthermore, when performing data communication at ultra-short distance by an electric field coupling scheme, the quality of the signal will not be reduced by the reflection object present in the periphery, it is not necessary to consider the securing of prevention and confidentiality of hacking on a transmission line , there is an advantage.

一方、波長に対する伝搬距離の大きさに応じて伝搬損が大きくなることから、電界結合により高周波信号を伝搬する際には、伝搬損を十分低く抑える必要がある。 Meanwhile, since the propagation loss increases in accordance with the propagation distance relative to the wavelength, when propagating a high-frequency signal through electric field coupling, it is necessary to suppress sufficiently low propagation loss. UWB信号のように高周波数の広帯域信号を電界結合で伝送する通信方式では、3cm程度の超近距離通信であっても、使用周波数帯4GHzにとっては約2分の1波長に相当するため、無視することはできない長さである。 Since the communication system for transmitting a wideband signal of the high frequency electric field coupling as UWB signals, even in very short distance communication of about 3 cm, for the used frequency band 4GHz corresponding to one wavelength of about 2 minutes, ignoring is the length which can not be. とりわけ、高周波回路では、低周波回路に比べると特性インピーダンスの問題はより深刻であり、送受信機の電極間の結合点においてインピーダンス不整合による影響は顕在化する。 Especially, in a high frequency circuit, compared to the low-frequency circuit characteristic impedance problem is more serious, the influence due to impedance mismatching at the coupling point between electrodes of a transmitter and a receiver are obvious.

kHzあるいはMHz帯の周波数を使った通信では、空間での伝搬損が小さいため、図17に示すように送信機及び受信機が電極のみからなる結合器を備え、結合部分が単純に平行平板コンデンサとして動作する場合であっても、所望のデータ伝送を行なうことができる。 In communication using a frequency of kHz or MHz band, because of their small propagation loss in space, comprising a coupler transmitter 17 and the receiver includes only electrodes, simply parallel plate capacitor binding moiety even when operating as, it is possible to perform desired data transmission. しかしながら、GHz帯の高周波を使った通信では、空間での伝搬損が大きいため、信号の反射を抑え、伝送効率を向上させる必要がある。 However, in the communication using the high frequency GHz band, due to the large propagation loss in space, suppress reflection of the signal, it is necessary to improve the transmission efficiency. 図18に示すように、送信機及び受信器のそれぞれにおいて高周波信号伝送路が所定の特性インピーダンスZ 0に調整されているとしても、平行平板コンデンサで結合しただけでは、結合部においてインピーダンス・マッチングをとることはできない。 As shown in FIG. 18, even as a high-frequency signal transmission path is adjusted to a predetermined characteristic impedance Z 0 in each of the transmitter and receiver, only joined by parallel plate capacitor, the impedance matching at the junction It can not be taken. このため、結合部におけるインピーダンス不整合部分において、信号が反射することにより伝搬損が生じてしまい、効率が低下する。 Therefore, the impedance mismatch portion in the coupling portion, will occur propagation loss when the signal is reflected, efficiency decreases.

例えば、送信回路部11と送信用電極14を結ぶ高周波信号伝送路は50Ωのインピーダンス整合がとられた同軸線路であったとしても、送信用電極14と受信用電極24間の結合部におけるインピーダンスが不整合であると、信号は反射して伝搬損を生じる。 For example, the high-frequency signal transmission path connecting the transmitting electrodes 14 and the transmitting circuit 11 as a 50Ω impedance matching was coaxial line taken, the impedance at the coupling portion between the receiving electrode 24 and the transmitting electrodes 14 If it is inconsistent, the signal produces a propagation loss by reflection.

そこで、送信機10及び受信機20のそれぞれに配置される高周波結合器を、図13に示すように、平板状の電極14、24と、直列インダクタ12、22、並列インダクタ13、23を高周波信号伝送路に接続して構成している。 Therefore, the high-frequency coupler disposed in each of the transmitter 10 and the receiver 20, as shown in FIG. 13, a flat electrode 14 and 24, series inductors 12 and 22, the parallel inductor 13 and 23 a high-frequency signal It is formed by connecting the transmission line. このような高周波結合器を、図19に示すように向かい合わせて配置すると、2つの電極が1つのコンデンサとして動作し、全体としてバンドパス・フィルタのように動作するため、2つの高周波結合器の間で効率よく高周波信号を伝達することができる。 Such high-frequency coupler, placing face to face as shown in FIG. 19, two electrodes operate as one capacitor, to operate like a band-pass filter as a whole, the two EFC antennas it can be transmitted efficiently high frequency signal between. ここで言う高周波信号伝送路とは、同軸ケーブル、マイクロストリップ線路、コプレーナ線路などを示す。 Here, the high-frequency signal transmission path means, shown coaxial cable, microstrip line, etc. coplanar line.

ここで、送信機10と受信機20の電極間すなわち結合部分において、単にインピーダンス・マッチングを取り、反射波を抑えることだけを目的とするのであれば、図20Aに示すように、各結合器を平板状の電極14、24と、直列インダクタ12、22、並列インダクタ13、23を高周波信号伝送路に接続して構成する必要はなく、図20Bに示すように各結合器を平板状の電極14、24と直列インダクタを高周波信号伝送路に接続するという簡素な構造であってもよい。 Here, the inter-electrode i.e. binding portion of the transmitter 10 and the receiver 20, simply take the impedance matching, if only taken as the object to suppress the reflected waves, as shown in FIG. 20A, each coupler a plate-shaped electrodes 14 and 24, series inductors 12 and 22, the parallel inductor 13 and 23 need not be configured by connecting to a high-frequency signal transmission path, plate-shaped electrodes 14 each coupler as shown in Figure 20B it may be a simple structure that connects the 24 series inductor for high frequency signal transmission path. すなわち、高周波信号伝送路上に直列インダクタを挿入するだけでも、送信機側の結合器に対向して超近距離で受信機側の結合器が存在する場合において、結合部分におけるインピーダンスが連続的となるように設計することは可能である。 That is, even by simply inserting the series inductor in the high-frequency signal transmission line, when opposite the coupler transmitter exists receiver coupler at very short distance, the impedance in the coupling portion is continuous it is possible to design so as.

但し、図20Bに示す構成例では、結合部分の前後における特性インピーダンスに変化はないので電流の大きさも変わらない。 However, in the configuration example shown in FIG. 20B, it remains unchanged magnitude of the current does not change in the characteristic impedance before and after the binding moiety. これに対し、図20Aに示したように、高周波信号伝送路末端の電極の手前において並列インダクタンスを介してグランドに接続した場合、結合器単体としては、結合器の手前側の特性インピーダンスZ 0に対し、結合器の先の特性インピーダンスZ 1は低下する(すなわちZ 0 >Z 1 )というインピーダンス変換回路としての機能を備えることになり、結合器への入力電流I 0に対し結合器の出力電流I 1を増幅する(すなわちI 0 <I 1 )ことができる。 In contrast, as shown in FIG. 20A, when connected to ground via the parallel inductance in front of the high-frequency signal transmission line end of the electrode, the coupler itself, the characteristic impedance Z 0 of the front side of the coupler contrast, the previous characteristic impedance Z 1 of the coupler decreases (i.e. Z 0> Z 1) will be a function as an impedance conversion circuit of the output current of the coupler to the input current I 0 to the coupler amplifying the I 1 can (i.e. I 0 <I 1).

図21A及び図21Bには、並列インダクタンスを設けた場合と設けない場合の結合器のそれぞれにおいて、電極間の電界結合によって電界が誘起される様子を示している。 FIG 21A and FIG. 21B, in each of the coupler when not provided with the case of providing the parallel inductance, shows how the electric field is induced by an electric field coupling between the electrodes. 同図からも結合器は直列インダクタに加えて並列インダクタを設けることによって、より大きな電界を誘起して、電極間で強く結合させることを理解できよう。 Coupler from the figure by providing the parallel inductors in addition to series inductor, by inducing a larger field will appreciate be strongly coupled between the electrodes. また、図21Aに示すようにして電界近傍に大きな電界を誘起したとき、発生した電界は進行方向に振動する縦波として電極面の正面方向に伝搬する。 Further, when a large electric field is induced electric field near as illustrated in FIG. 21A, an electric field generated propagates in the front direction of the electrode surface as a longitudinal wave oscillating in the traveling direction. この電界の波により、電極間の距離が比較的大きな場合であっても電極間で信号を伝搬することが可能になる。 The waves of the electric field allows the distance between the electrodes propagates signals between relatively even larger when the electrode.

したがって、UWB信号などの高周波信号を電界結合により伝送する通信システムでは、高周波結合器として必須の条件は以下の通りとなる。 Thus, in a communication system for transmitting a high frequency signal such as a UWB signal through electric field coupling, essential condition as a high-frequency coupler are as follows.

(1)電界で結合するための電極があること。 (1) that there are electrodes for coupling in an electric field.
(2)より強い電界で結合させるための並列インダクタがあること。 (2) that there is a parallel inductor for coupling in a stronger electric field.
(3)通信に使用する周波数帯において、結合器を向かい合わせに置いたときにインピーダンス・マッチングが取れるように、インダクタ、及び電極によるコンデンサの定数が設定されていること。 (3) in the frequency band used for communication, so that the impedance matching can be taken when placed across from each other coupler, inductors, and it is set constant of the capacitor by the electrode.

図19に示したように電極が対向する1組の高周波結合器からなるバンドパス・フィルタは、直列インダクタと並列インダクタのインダクタンス、電極によって構成されるコンデンサのキャパシタンスによって、その通過周波数f 0を決定することができる。 Bandpass filter electrode consists of a pair of EFC antennas facing as shown in Figure 19, the series inductor parallel inductor inductance, the capacitance of the capacitor constituted by the electrodes, determining the pass frequency f 0 can do. 図15には、1組の高周波結合器からなるバンドパス・フィルタの等価回路を示している。 Figure 15 shows an equivalent circuit of the band-pass filter consisting of a pair of EFC antennas. 特性インピーダンスR[Ω]、中心周波数f 0 [Hz]、入力信号と通過信号の位相差をα[ラジアン](π<α<2π)、電極によって構成されるコンデンサのキャパシタンスをC/2とすると、バンドパス・フィルタを構成する並列及び直列インダクタンスの各定数L 1 、L 2は、使用周波数f 0に応じて下式で求めることができる。 The characteristic impedance R [Omega], the center frequency f 0 [Hz], the phase difference between the input signal and passing the signal alpha [radian] (π <α <2π) , when the capacitance of the capacitor constituted by the electrodes and C / 2 , the constants L 1 of the parallel and series inductance constituting a bandpass filter, L 2 can be determined by the following equation in accordance with the use frequency f 0.

また、結合器単体としてインピーダンス変換回路として機能する場合、その等価回路は図22に示す通りとなる。 Also, when functioning as an impedance converter circuit as coupler itself, its equivalent circuit will be as shown in Figure 22. 図示の回路図において、下式を満たすように、使用周波数f 0に応じて並列インダクタンスL 1及び直列インダクタンスL 2をそれぞれ選ぶことにより、特性インピーダンスをR 1からR 2へ変換するインピーダンス変換回路を構成することができる。 In the circuit diagram shown, so as to satisfy the following formula, by selecting according to the usage frequency f 0 parallel inductance L 1 and a series inductance L 2, respectively, an impedance conversion circuit for converting the characteristic impedance from R 1 to R 2 it can be configured.

このように、図14に示した非接触通信システムでは、UWB通信を行なう通信機は、従来の電波通信方式の無線通信機においてアンテナを使用する代わりに、図13に示した高周波結合器を用いることで、従来にない特徴を持った超近距離データ伝送を実現することができる。 Thus, in the non-contact communication system shown in FIG. 14, a communication device that performs UWB communication, instead of using an antenna in a wireless communication apparatus in the conventional radio communication system, using a high-frequency coupler shown in Fig. 13 it is, it is possible to realize a very short distance data transmission with features unprecedented.

図19に示したように、超近距離を隔てて互いの電極が対向する2つの高周波結合器は、所望の周波数帯の信号を通過するバンドパス・フィルタとして動作するとともに、単体の高周波結合器としては電流を増幅するインピーダンス変換回路として作用する。 As shown in FIG. 19, two high-frequency coupler to each other of the electrodes are opposed across a very short distance operate as a band-pass filter which passes a signal of a desired frequency band, a single high-frequency coupler as acts as an impedance converter circuit that amplifies the current. 他方、高周波結合器が自由空間に単独で置かれるとき、高周波結合器の入力インピーダンスは高周波信号伝送路の特性インピーダンスと一致しないので、高周波信号伝送路から入った信号は高周波結合器内で反射され、外部に放射されない。 On the other hand, when the high-frequency coupler is placed alone in the free space, the input impedance of the EFC does not match the characteristic impedance of the high-frequency signal transmission line, the signal entering from the high-frequency signal transmission path is reflected in the EFC , it is not emitted to the outside.

したがって、図14に示した非接触通信システムでは、送信機側では、通信を行なうべき相手がいないときには、アンテナのように電波を垂れ流すことはなく、通信を行なうべき相手が近づいてそれぞれの電極がコンデンサを構成したときのみ、図19に示したようにインピーダンス整合がとれることによって、高周波信号の伝達が行なわれる。 Therefore, in the contactless communication system shown in FIG. 14, in the transmitter side, when the other party is not to communicate is not possible drips radio waves as antennas, each electrode partner approached to communicate There only when constituting the capacitor, by impedance-matched as shown in FIG. 19, the transmission of high frequency signals.

ここで、送信機側の結合用電極において発生する電磁界について考察してみる。 Here, it will be considered electromagnetic field generated in the coupling electrode of the transmitter. 図23には、微小ダイポールによる電磁界を表している。 Figure 23 represents an electromagnetic field induced by an infinitesimal dipole. また、図24には、この電磁界を結合用電極上にマッピングしている。 Further, in FIG. 24, mapping the electromagnetic field on the coupling electrode. 図示のように電磁界は、伝搬方向と垂直な方向に振動する電界成分(横波成分)E θと、伝搬方向と平行な向きに振動する電界成分(縦波成分)E Rに大別される。 Field as shown, is roughly classified into an electric field component (transverse wave component) E theta oscillating in the propagation direction and the direction perpendicular to the electric field component (longitudinal wave component) E R oscillating in the direction of propagation and parallel orientation . また、微小ダイポール回りには磁界H φが発生する。 Further, the magnetic field H phi is also generated around the infinitesimal dipole. 下式は微小ダイポールによる電磁界を表しているが、任意の電流分布はこのような微小ダイポールの連続的な集まりとして考えられるので、それによって誘導される電磁界にも同様の性質がある(例えば、虫明康人著「アンテナ・電波伝搬」(コロナ社、16頁〜18頁、1961年2月28日初版発行)を参照のこと)。 Although the following equation represents an electromagnetic field induced by an infinitesimal dipole, any current distribution it is considered as a continuous collection of such infinitesimal dipole, a similar nature to the electromagnetic field induced by it (e.g. , Yasuhito Mushiake al., "antenna, radio wave propagation" (corona publishing Co., 16 pages to 18 pages, first edition issued Feb. 28, 1961) see).

上式から分るように、電界の横波成分は、距離に反比例する成分(放射電界)と、距離の2乗に反比例する成分(誘導電界)と、距離の3乗に反比例する成分(静電界)で構成される。 As can be seen from the above equation, the transverse wave component of the electric field, the component (radiated electric field) that is inversely proportional to the distance, the square in inverse proportion to the component of the distance (induced electric field), a component inversely proportional to the cube of the distance (electrostatic field ) it consists of. また、電界の縦波成分は、距離の2乗に反比例する成分(誘導電界)と、距離の3乗に反比例する成分(静電界)のみで構成され、放射電界の成分を含まない。 The vertical wave component of the electric field, the square in inverse proportion to the component of the distance (induced electric field), a component inversely proportional to the cube of the distance (electrostatic field) only consists of, free from components of the radiation field. また、電界E Rは、|cosθ|=1となる方向、すなわち図23中の矢印方向で最大となる。 The field E R is, | cosθ | = 1 and becomes direction, that is, up to the arrow direction in FIG. 23.

無線通信において広く利用されている電波通信では、アンテナから放射される電波はその進行方向と直交方向に振動する横波E θであり、電波は偏波の向きが直交すると通信することができない。 In the radio communications are widely used in wireless communication, radio wave emitted from an antenna is a transverse wave E theta oscillating in the perpendicular direction its traveling direction, the radio wave can not communicate with the direction of polarization is orthogonal. これに対し、静電界や誘導電界を利用した通信方式において結合電極から放射される電磁波は、横波E θの他に、進行方向に振動する縦波E Rを含む。 In contrast, electromagnetic waves emitted from the coupling electrode in a communication system utilizing an electrostatic field or an induced electric field, in addition to the transverse wave E theta, including longitudinal wave E R which oscillates in the traveling direction. 縦波E Rは「表面波」とも呼ばれる。 Longitudinal wave E R is also referred to as "surface wave". ちなみに、表面波は、導体や、誘電体、磁性体などの媒体の内部を通じて伝搬することもできる。 Incidentally, the surface wave, the conductor and can be propagated through the inside of the dielectric medium such as a magnetic material.

電磁界を利用した伝送波のうち位相速度vが光速cより小さいものを遅波、大きいものを速波という。 What phase velocity v of the transmission waves using electromagnetic field is less than the speed of light c slow-wave, large ones that Hayaha. 表面波は前者の遅波に相当する。 Surface wave corresponds to the former slow wave.

非接触通信システムでは、放射電界、静電界、誘導電界のいずれの成分を媒介として信号を伝達することもできる。 In the non-contact communication system, it is also possible to transmit radiation field, an electrostatic field, the signal any component of the induced electric field as a medium. しかしながら、距離に反比例する放射電界は比較的遠くにある他のシステムへの妨害波になるおそれがある。 However, the radiation electric field is inversely proportional to the distance may become interference wave for some to other systems relatively far. このため、放射電界の成分を抑制すること、言い換えれば、放射電界の成分を含む横波E θを抑制しながら、放射電界の成分を含まない縦波E Rを利用した非接触通信が好ましい。 Therefore, to suppress the component of the radiation field, in other words, while suppressing the transverse wave E theta comprising the components of the radiation field, the non-contact communication is preferred utilizing longitudinal wave E R not containing component of the radiation field.

なお、上述した観点から、本実施形態に係る高周波結合器では、以下のような工夫をしている。 From the viewpoint described above, a high-frequency coupler according to the present embodiment has been devised as follows. まず、電磁界を示した上記の3式より、θ=0゜という関係を有する場合に、E θ =0となり、且つ、E R成分が極大値をとることが分かる。 First, from the above three equations shown an electromagnetic field, when it has the relationship of theta = 0 °, E theta = 0 becomes and it can be seen that E R component takes a maximum value. すなわち、E θは電流の流れる向きに対して垂直な方向で最大になり、E Rは電流の流れる向きと平行な方向で最大になる。 That, E theta is maximized in a direction perpendicular to a current direction, E R is maximum in a direction parallel to the direction of current flow. したがって、電極面に対して垂直な正面方向のE Rを最大にするには、電極に対して垂直な方向の電流成分を大きくすることが望ましい。 Therefore, to maximize E R perpendicular front direction with respect to the electrode surface, it is desirable to increase the vertical direction of the current component to the electrode. 一方、電極の中心から給電点をオフセットさせた場合には、このオフセットに起因して、電極に対して平行な方向に対する電流成分が増加する。 On the other hand, when is offset feeding point from the center of the electrode, due to this offset, the current component increases with respect to the direction parallel to the electrodes. そして、この電流成分に応じて電極の正面方向のE θ成分が増加してしまう。 Then, the front direction of the E theta component of the electrode according to the current component is increased. このため、本実施形態に係る高周波結合器では、図16Aに示すように電極の略中心位置に給電点を設け(後述)、E R成分が最大となるようにしているのである。 Therefore, in the high-frequency coupler according to the present embodiment, the feeding point substantially at the center position of the electrode as shown in FIG. 16A (described later), is the E R component is set to be maximum.

勿論、旧来のアンテナでも放射電界だけでなく、静電界や誘導電界が発生し、送受信アンテナを近接させれば電界結合が起きるが、エネルギの多くは放射電界として放出され、非接触通信としては効率的でない。 Of course, not only the radiation field in traditional antenna, an electrostatic field or an induced electric field is generated, if close to each transmitting and receiving antenna is electric field coupling occurs, the more energy is released as radiation field, the efficiency as the non-contact communication it is not specific. これに対し、図13に示した高周波結合器は、所定の周波数においてより強い電界E Rを作り伝送効率を高めるように、結合用電極及び共振部が構成されている。 In contrast, the high-frequency coupler shown in FIG. 13, so as to increase the transmission efficiency create a stronger electric field E R at a predetermined frequency, the electrode and the resonance unit for coupling is formed.

図13に示した高周波結合器を送信機側で単独で使用した場合、結合用電極の表面には縦波の電界成分E Rが発生するが、放射電界を含む横波成分E θはE Rに比べ小さいことから、電波はほとんど放射されない。 If the high-frequency coupler shown was used alone at the transmitter 13, the surface of the coupling electrode is field component E R of the longitudinal wave is generated, the transverse wave component E theta comprising a radiation electric field E R since than small wave is hardly radiated. すなわち、近隣の他システムへの妨害波を発生しない。 In other words, it does not generate interference waves points of the other system. また、高周波結合器に入力された信号のほとんどが電極で反射して入力端に戻る。 Moreover, most of the signal input to the EFC antenna back to the input end is reflected by the electrodes.

これに対し、1組の高周波結合器を使用した場合、すなわち送受信機間で高周波結合器を近距離に配置されたときには、結合用電極同士が主に準静電界成分によって結合して1つのコンデンサのように働いて、バンドパス・フィルタのように動作し、インピーダンス・マッチングが取れた状態になっている。 In contrast, a set when using the high-frequency coupler, in other words if it is arranged a high-frequency coupler at a short distance between the transmitter and the receiver, the one capacitor coupling electrodes to each other are bonded mainly by quasi-electrostatic field component to working as, works like a band-pass filter, it is in a state in which the impedance matching was taken. したがって、通過周波数帯では信号・電力の大部分は相手方に伝送され、入力端への反射は少ない。 Thus, most of the signals and electric power in the pass frequency band is transmitted to the other party, the reflection of the input is small. ここで言う「近距離」は波長λによって定義され、結合用電極間の距離dがd≪λ/2πであることに相当する。 The term "near" is defined by the wavelength lambda, the distance d between the coupling electrode corresponds to a d«λ / 2π. 例えば、使用周波数f 0が4GHzであれば電極間距離が10mm以下のときである。 For example, the distance between the electrodes as long as the operating frequency f 0 is 4GHz is when the 10mm or less.

また、送受信機間で高周波結合器を中距離に配置したときには、送信機側の結合用電極の周囲には、静電界は減衰し、主に誘導電界からなる電界E Rの縦波が発生する。 Also, when placing the EFC medium distance between the transmitter and the receiver are on the periphery of the coupling electrode of the transmitter, the electrostatic field is attenuated, the longitudinal wave electric field E R mainly composed of an induced electric field is generated . 電界E Rの縦波は、受信機側の結合用電極で受け取られ、信号が伝送される。 Longitudinal wave electric field E R is received by the coupling electrode of the receiver, the signal is transmitted. 但し、両結合器を近距離に配置した場合と比較すると、送信機側の高周波結合器では、入力された信号が電極で反射して入力端に戻る割合が高くなる。 However, as compared with the case of arranging the two couplers at a short distance, the EFC antenna of the transmitter, the rate of input signal returns to the input end is reflected by the electrodes becomes high. ここで言う「中距離」は波長λによって定義され、結合用電極間の距離dがλ/2πの1〜数倍程度であり、使用周波数f 0が4GHzであれば電極間距離が10〜40mmのときである。 The term "medium distance" is defined by the wavelength lambda, the number times 1 the distance d is lambda / 2 [pi between coupling electrodes, using a frequency f 0 is the distance between the electrodes as long as 4 GHz 10 to 40 mm it is when the.

既に述べたように、図13に示した高周波結合器では、インピーダンス整合部は並列インダクタ及び直列インダクタの定数L 1 、L 2により動作周波数f 0が決定される。 As already mentioned, the high-frequency coupler shown in FIG. 13, the impedance matching section operating frequency f 0 is determined by the constant L 1, L 2 of the parallel inductor and the serial inductor. これら直列インダクタ12、22、並列インダクタ13、23を集中定数回路とみなされる回路素子で構成することが一般的な回路製作方法である。 These series inductors 12 and 22, it is a common circuit fabrication method of constructing the circuit elements that are considered lumped constant circuit in parallel inductor 13, 23. ところが、高周波回路では集中定数回路は分布定数回路よりも帯域が狭いことが知られており、また周波数が高いときインダクタの定数は小さくなるので、定数のばらつきによって共振周波数がずれるという問題がある。 However, it lumped constant circuit in a high-frequency circuit is known that bandwidth is narrower than the distributed constant circuit, since the constant of the inductor becomes small when the frequency is high, there is a problem that deviate the resonance frequency due to variations of the constants.

そこで、本発明では、インピーダンス整合部や共振部を集中定数回路から分布定数回路に代えて高周波結合器を構成することで、広帯域化を実現するようにした。 Therefore, in the present invention, by constituting the high-frequency coupler in place of the impedance matching unit and the resonating unit of lumped constant circuit in the distributed constant circuit, and so as to achieve a wider bandwidth.

図1には、本発明の一実施形態に係る高周波結合器の構成例を示している。 FIG 1 shows a configuration example of the high-frequency coupler according to an embodiment of the present invention.

図示の例では、下面にグランド導体102が形成されるとともに、上面に印刷パターンが形成されたプリント基板上101に、高周波結合器が配設されている。 In the illustrated example, together with the ground conductor 102 is formed on the lower surface, on a printed circuit board print pattern is formed on the upper surface 101, the high-frequency coupler is disposed. 高周波結合器のインピーダンス整合部並びに共振部として、並列インダクタと直列インダクタの代わりに、分布定数回路としての導体パターンすなわちスタブ103が形成され、信号線パターン104を介して送受信回路モジュール105と結線している。 As an impedance matching unit and resonating unit of the high-frequency coupler, instead of the parallel inductor and the series inductor, are formed conductor pattern or stub 103 as a distributed constant circuit, by connecting the reception circuit module 105 through a signal line pattern 104 there. スタブ103は、先端においてプリント基板101を貫挿するスルーホール106を介して下面のグランド102に接続してショートされ、また、スタブ103の中央付近において金属線107を介して結合用電極108に接続される。 Stub 103 connects the printed circuit board 101 at the tip through the transmural interpolation through hole 106 connected to the lower surface of the ground 102 are shorted, also the coupling electrode 108 through a metal wire 107 in the vicinity of the center of the stub 103 It is.

なお、電子工学の技術分野で言う「スタブ(stub)」は、一端を接続、他端を未接続又はグランド接続した電線の総称であり、調整、測定、インピーダンス整合、フィルタなどの用途で回路の途中に設けられる。 Incidentally, say in the art of electronics "stub (stub)" is connected to one end, an unconnected or a generic ground connection to electric wires of the other end, adjustment, measurement, impedance matching, the circuit in applications such as filters It is provided in the middle.

スタブ103の長さは高周波信号の2分の1波長程度とし、信号線104とスタブ103はプリント基板101上のマイクロストリップ線路、コプレーナ線路などで形成される。 The length of the stub 103 is set to approximately one-half wavelength of the RF signal, the signal line 104 and the stub 103 is a microstrip line on the printed circuit board 101, is formed in such a coplanar line. スタブ103の長さが2分の1波長で先端がショートしているとき、スタブ103内に発生する定在波の電圧振幅はスタブの先端で0となり、スタブの中央、すなわちスタブ103の先端から4分の1波長のところで最大となる(図2を参照のこと)。 When the length of the stub 103 is shorted tip at 1/2 wavelength, the voltage amplitude of the standing wave occurring in the stub 103 becomes 0 at the tip of the stub, the center of the stub, i.e. from the tip of the stub 103 It becomes maximum at the quarter-wave (see Figure 2). 電圧振幅が最大となるスタブ103の中央に結合用電極108を金属線107で接続することで、伝搬効率の良い高周波結合器を作ることができる。 The coupling electrode 108 in the center of the stub 103 where the voltage amplitude becomes maximum by connecting a metal wire 107, it is possible to make a good propagation efficiency EFC.

インピーダンス整合部をスタブ103すなわちプリント基板101上の導体パターンからなる分布定数回路で構成することにより、広い帯域にわたって均一な特性を得ることができることから、DSSSやOFDMといった広帯域信号に周波数拡散する変調方式を適用することが可能になる。 By configuring the impedance matching section in the distributed constant circuit made of a conductor pattern on the stub 103 i.e. the printed circuit board 101, since it is possible to obtain uniform characteristics over a wide band, the modulation scheme for frequency spread over a wide band signal such as DSSS and OFDM it is possible to apply. スタブ103は、プリント基板101上の導体パターンであり、その直流抵抗が小さいことから、高周波信号でも損失が少なく、高周波結合器間の伝搬損を小さくすることができる。 Stub 103 is a conductor pattern on the printed circuit board 101, may be due to its direct current resistance is small, the loss is small even in a high frequency signal, to reduce the propagation loss between high-frequency couplers.

分布定数回路を構成するスタブ103のサイズは高周波信号の2分の1波長程度と大きいことから、製造時の公差による寸法の誤差は全体の長さに比較すると微量であり、特性のバラツキが生じにくい。 The size of the stub 103 constituting the distributed constant circuit from as large as about one-half wavelength of the RF signal, the error of the dimensions due to manufacturing tolerances are very small when compared to the overall length of, variations occur in the characteristics Hateful.

図8には、インピーダンス整合部を集中定数回路及び分布定数回路でそれぞれ構成した場合の高周波結合器の周波数特性の比較を示している。 Figure 8 shows a comparison of the frequency characteristics of the high-frequency coupler in the case of constituting respectively the impedance matching unit lumped constant circuit and the distributed constant circuit. 但し、集中定数回路でインピーダンス整合部を構成した高周波結合器は、図6に示すように、プリント基板上の信号線パターンの先端に金属線を介して結合用電極を配設するとともに、信号線パターンの先端に並列インダクタ部品を実装し、並列インダクタの他端をプリント基板内のスルーホールを介してグランド導体に接続したものを想定している。 However, high-frequency coupler configured impedance matching unit lumped constant circuit, as shown in FIG. 6, with disposing the coupling electrode via a metal wire at the tip of the signal line pattern on the printed circuit board, the signal line tip parallel inductor component was mounted on a pattern, are assumed to be connected to the ground conductor and the other end of the parallel inductor via a through hole in the printed circuit board. また、分布定数回路でインピーダンス整合部を構成した高周波結合器は、図7に示すように、プリント基板上に形成された2分の1波長の長さからなるスタブの中央に金属線を介して結合用電極を配設し、スタブをその先端においてプリント基板内のスルーホールを介してグランド導体に接続したものを想定している。 Further, the high-frequency coupler configured impedance matching section in the distributed constant circuit, as shown in FIG. 7, via a metal wire in the center of the stub having a length of a half wavelength which is formed on a printed circuit board the coupling electrode disposed, are assumed to be connected to the ground conductor via a through hole in the printed circuit board at its distal stubs. いずれの高周波結合器もそれぞれ動作周波数が3.8GHz付近になるように調整されているものとする。 Any of the high-frequency coupler also each operating frequency is assumed to be adjusted to the vicinity of 3.8GHz. また、図6、図7のいずれにおいても、マイクロストリップ線路によりポート1からポート2に向かって高周波信号が伝達され、マイクロストリップ線路の途中にそれぞれの高周波結合器が配設されている。 Also, FIG. 6, in any of FIG. 7, the high-frequency signal is transmitted toward the port 1 by the microstrip line to the port 2, each of the high-frequency coupler in the middle of the microstrip line are arranged. そして、周波数特性は、ポート1からポート2への伝達特性として測定し、その結果が図8に示されている。 Then, the frequency characteristic is measured as the transmission characteristic from ports 1 to port 2, the results of which are shown in Figure 8.

高周波結合器は、他の高周波結合器と結合関係にないときは開放端とみなせるので、ポート1から入力された高周波信号は高周波結合器には供給されず、そのままポート2へと伝送される。 EFC is because when not in coupling relationship with the other high-frequency coupler can be regarded as an open end, a high-frequency signal inputted from the port 1 is not supplied to the EFC antenna are transmitted directly to the port 2. したがって、高周波結合器の動作周波数である3.8GHz付近ではどちらの高周波結合器の場合もポート1からポート2へ伝送される信号強度を表す伝搬損S 21が大きな値となっている。 Thus, the propagation loss S 21 in the vicinity of 3.8GHz is the operating frequency of the high-frequency coupler which represents the signal strength is also transmitted from the port 1 to port 2 for both the high-frequency coupler has a large value. しかし、図6に示す高周波結合器の場合、動作周波数から前後に外れた周波数ではS 21の値が大きく落ち込んでいる。 However, if the high-frequency coupler shown in FIG. 6, the frequency deviated back and forth from the operating frequency is sharply lower the value of S 21. これに対し、図7に示した高周波結合器では動作周波数を中心とした広い周波数帯域に渡ってS 21の値が大きい良好な特性を保っていることが分かる。 In contrast, it can be seen that keeping the good properties value of S 21 is large over a wide frequency band centered around the operating frequency in the high-frequency coupler shown in FIG. すなわち、インピーダンス整合部を分布定数回路で構成することで、高周波結合器が広帯域において有効に動作すると言うことができよう。 That is, by configuring the impedance matching section in the distributed constant circuit, the high-frequency coupler could be said to operate effectively in a wide band.

スタブ103の中央付近において金属線107を介して結合用電極108が接続されるが、この金属線は結合用電極108のほぼ中央で接続することが好ましい。 The coupling electrode 108 through a metal wire 107 in the vicinity of the center of the stub 103 is is connected, the metal wire is preferably connected approximately in the middle of the coupling electrode 108. 何故ならば、結合用電極の中心に高周波伝送線路を接続することにより、電極内に均等に電流が流れて電極正面に電極面とほぼ垂直な向きに不要な電波を放射しないが(図16Aを参照のこと)、結合用電極の中心からオフセットのある位置に高周波伝送線路を接続すると、結語用電極内に不均等な電流が流れてマイクロストリップ・アンテナのように動作して不要な電波を放射してしまうからである(図16Bを参照のこと)。 Since, by connecting the high-frequency transmission line in the center of the coupling electrode, but does not emit unnecessary waves in a direction substantially perpendicular to the electrode surface on the electrode front equally current flows in the electrode (Fig. 16A see), connecting a high-frequency transmission line from the center of the coupling electrode in a offset position, radiating unwanted radio waves operate as microstrip antennas uneven current flows into CONCLUSION electrode This is because to cause (see Figure 16B).

また、電波通信の分野では、図36に示すようにアンテナ素子の先端に金属を取り付けて静電容量を持たせ、アンテナの高さを短縮させる「容量装荷型」のアンテナが広く知られており、一見して図13に示した結合器と構造が類似する。 In the field of radio communication, to have a capacitance by attaching a metal to the tip of the antenna element as shown in FIG. 36, the antenna is widely known a "capacity loaded" to shorten the height of the antenna , coupler and structure shown in FIG. 13 at a glance are similar. ここで、本実施形態で送受信機において用いられる結合器と容量装荷型アンテナとの相違について説明しておく。 Here, a description the differences between the coupler and the capacitance-loaded antenna for use in the transceiver in the present embodiment.

図36に示した容量装荷型アンテナは、アンテナの放射エレメントの周囲B 1及びB 2方向に電波を放射するが、A方向は電波を放射しないヌル点となる。 Capacitance-loaded antenna illustrated in FIG. 36, which emit radio waves around B 1 and B 2 directions of radiating elements of the antenna, A direction is null point does not emit radio waves. アンテナの周りに発生する電界を詳細に検討すると、アンテナからの距離に反比例して減衰する放射電界と、アンテナからの距離の2乗に反比例して減衰する誘導電界と、アンテナからの距離の3乗に反比例して減衰する静電界が発生する。 Considering the electric field generated around the antenna in detail, the radiated electric field attenuated in inverse proportion to the distance from the antenna, the induced electric field attenuated in inverse proportion to the square of the distance from the antenna, 3 of the distance from the antenna an electrostatic field is generated to attenuate in inverse proportion to the power of. そして、誘導電界と静電界は放射電界に比べ距離に応じて急激に減衰するため、通常の無線システムでは放射電界についてのみ議論され、誘導電界と静電界は無視されることが多い。 The induced electric field and the electrostatic field to rapidly attenuated according to the distance than the radiated electric field, the typical wireless system is discussed only for the radiation field, induction field and the electrostatic field are often neglected. したがって、図36に示す容量装荷型アンテナであっても、Aの方向に誘導電界と静電界を発生させているが、空気中で速やかに減衰するため、電波通信では積極的には利用されていない。 Therefore, even in capacity loaded antenna shown in FIG. 36, but to generate an induced electric field and the electrostatic field in the direction of A, for rapidly attenuated in air, is actively in radio communications have been utilized Absent.

図1に示した高周波結合器において、プリント基板101の回路実装面上のスタブ103から金属線107を介して接続される結合用電極108まで十分な高さをとることによって、グランド導体102と結合用電極108との静電結合を回避して、高周波結合器としての機能(すなわち、図示しない受信機側の高周波結合器との静電結合作用)を確保する。 In the high-frequency coupler shown in FIG. 1, by taking a sufficient height until the coupling electrode 108 connected via a metal wire 107 from the circuit mounting surface on the stub 103 of the printed circuit board 101, coupled to the ground conductor 102 to avoid capacitive coupling between the use electrode 108, to secure the function as the EFC antenna (that is, capacitive coupling effects between the high-frequency coupler (not shown) the receiver side). 但し、回路実装面から結合用電極108までの高さが大き過ぎると、プリント基板101と結合用電極108間を接続する金属線107がアンテナとして作用して、その内部を流れる電流により不要な電波を放出するという弊害がある。 However, when is too large height from the circuit mounting surface to the coupling electrode 108, the metal line 107 acts as an antenna for connecting the coupling electrode 108 and the printed circuit board 101, the unnecessary radio waves due to the current flowing through the interior there is a drawback that to release. この場合、高周波結合器の共振部におけるアンテナとしての振る舞いによる放射電波は距離に対する減衰が静電界や誘導電界よりも小さいため、無線設備から3メートルの距離での電界強度が所定レベル以下となる微弱無線に抑えることが困難になる。 In this case, since attenuation for behavior radiated wave distance according as the antenna in the resonant part of the high-frequency coupler is smaller than the electrostatic field or an induced electric field, a weak electric field strength at a distance of 3 meters from radio equipment becomes the predetermined level or less it becomes difficult to keep to the radio. よって、金属線107の長さは、グランド導体102との結合を回避して高周波結合器としての特性を十分に得ることと、この金属線107に流れる電流による不要電波の放射が大きくならない(すなわち金属線107からなる共振部のアンテナとしての作用が大きくならない)程度であることが条件となる。 Therefore, the length of the metal wire 107 includes obtaining sufficiently the characteristics as the EFC antenna to avoid coupling with the ground conductor 102, does not increase unwanted radio wave radiation by current flowing in the metal line 107 (i.e. it is a condition acts as an antenna resonating unit formed of a metal wire 107 is not not) about large.

並列インダクタ並びに直列インダクタを分布定数回路で構成した高周波結合器の場合、その性能に影響を及ぼすと考えられる寸法パラメータとして、スタブの幅W、スタブの長さL1、並びに、スタブの先端(若しくはスルーホール106の位置)から結合用電極108(若しくは金属線107)の取り付け位置までの距離L2が挙げられる。 For high-frequency coupler and a parallel inductor and the series inductor with a distributed constant circuit, as dimensional parameters considered to influence its performance, the width W, the length of the stub L1 of the stub, and the tip of the stub (or through distance L2 from the position of the hole 106) to the mounting position of the coupling electrode 108 (or the metal wire 107) and the like.

既に述べたように、スタブ103の長さは、使用する高周波信号の2分の1波長の大きさであり、また、結合用電極108の取り付け位置L2は、定在波の最大振幅が得られる4分の1波長の位置であることが好ましい(図2を参照のこと)。 As already mentioned, the length of the stub 103 is the magnitude of a half wavelength of the high-frequency signal to be used, also, the mounting position L2 of the coupling electrode 108, the maximum amplitude of the standing wave is obtained preferably a quarter position of the wavelength of the (see FIG. 2).

ここで、本発明者らは、送受信機の結合用電極間の距離を変化させながら、結合用電極108の取り付け位置L2毎の伝搬損S 21を実測してみた。 Here, the present inventors have found that while changing the distance between coupling electrodes of the transceiver, tried by actually measuring the propagation loss S 21 of each mounting position L2 of the coupling electrode 108. 但し、高周波結合器の結合用電極のサイズを8mm×8mmとし、電極高さ(金属線長さ)を3mmとし、基板寸法を20mm×20mm、その厚さを0.8mmとし、基板誘電率を3.4と仮定した。 However, the size of the coupling electrode of the high-frequency coupler and 8 mm × 8 mm, the electrode height (metal wire length) and 3 mm, the substrate dimensions 20 mm × 20 mm, and the thickness thereof and 0.8 mm, a substrate dielectric constant 3.4 was assumed. また、スタブの長さL1は使用周波数における波長の2分の1とし、その幅Wを1.8mmに設定した。 The length L1 of the stub and one-half of a wavelength at the operating frequency, and set its width W to 1.8 mm. 図26には、その結果を示している。 Figure 26 shows the results.

図26から、結合用電極108の取り付け位置L2が4分の1波長のとき、すなわち、2分の1波長のショート・スタブに定在波が立ったときに電圧振幅が最大となる位置に結合用電極108を取り付けたときに、高周波結合器同士の結合が強くなることが分かる。 From Figure 26, when the mounting position L2 of the coupling electrode 108 is a quarter wavelength, i.e., coupled to the voltage amplitude when the standing wave stands in the short stub of a half wavelength is the maximum position when fitted with a use electrode 108, coupling between the high-frequency coupler is can be seen that strong.

一般に、金属はアンテナの効率的な電波の放射を妨げるため、アンテナの放射エレメントの近傍にグランドなどの金属を配置することができない。 In general, the metal to prevent efficient radio wave radiation of the antenna, it is impossible to place metal such as ground near a radiant element of the antenna. これに対し、本実施形態に係る通信システムでは、高周波結合器は結合用電極108の裏面側に金属を配置しても特性が悪化しない。 In contrast, in the communication system according to this embodiment, the high-frequency coupler characteristics are not deteriorated even by placing the metal on the back side of the coupling electrode 108. また、スタブを折り曲げて基板上に配置することで、従来のアンテナよりも小型に作ることができる。 Further, by disposing on the substrate by bending the stub, it can be made smaller than the conventional antenna. また、伝搬方向と平行な向きに振動する電界成分(縦波成分)E Rは偏波を持たないため、向きが変わっても一定の通信品質を確保することができる。 The field component (longitudinal wave component) E R oscillating in the direction of propagation and parallel orientation because no polarization can be varied orientation to ensure a constant communication quality.

また、アンテナは距離に反比例して減衰する放射電界を介して信号の伝達を行なう。 The antenna performs transmission of signals through a radiating electric field attenuated in inverse proportion to the distance. これに対し、本実施形態に係る高周波結合器は、主に距離の2乗に反比例して減衰する誘導電界、及び距離の3乗に反比例して減衰する静電界を介して信号の伝達を行なう。 In contrast, the high-frequency coupler according to the present embodiment performs transmission of signals through the electrostatic field attenuates in inverse proportion to the main induction field attenuates in inverse proportion to the square of the distance, and the cube of the distance . とりわけ静電界は、電極間の距離が大きくなると急激に電気的な結合が低下して通信を行なうことができなくなるが、このことは超近距離において微弱電界を用いた通信に適していることを意味する。 Especially electrostatic field is rapidly electrically coupling the distance between the electrodes becomes larger it becomes impossible to perform communication decreases, that this is suitable for communication using a weak electric field in the very short distance means.

図27及び図28には、図25に示した2つの高周波結合器を対向させて配置し、結合用電極間の距離を変えたときのSパラメータの実測値を示している。 27 and 28 show the measured values ​​of S parameter when positioned to face the two high-frequency coupler shown in FIG. 25, changing the distance between the coupling electrodes. Sパラメータは、送信側から放射された信号が受信側で反射して戻ってくる反射特性S 11に相当するVSWR(Voltage Standing wave Ratio)と、送信側から放射された信号が受信側に到達するまでの伝搬損S 21からなり、図27及び図28にそれぞれを示している。 S-parameters, and the VSWR signal radiated from the transmitting side is equivalent to the reflection characteristic S 11 reflected back by the receiving side (Voltage Standing wave Ratio), the emitted signal reaches the receiving side from the transmitting side It consists propagation loss S 21 to, respectively shows in FIGS. 27 and 28.

一般に、VSWRは2以下であることが推奨される。 Generally, VSWR is recommended to be 2 or less. 図27から、4GHzで動作する高周波結合器について、送受信間距離が10mm以下のときVSWRが小さな値となりインピーダンス・マッチングがとれている。 From Figure 27, the EFC antennas operating at 4 GHz, VSWR when distance between transmission and reception of 10mm or less is taken is impedance matching with the smaller value. このとき、高周波結合器の結合用電極同士が主に準静電界によって結合し1つのコンデンサのように動作していると考えられる。 In this case, it considered the coupling electrodes of the EFC antennas are operating as a single capacitor coupled mainly by quasi-electrostatic field. 一方、送受信間距離が10mm以上のとき、VSWRは比較的大きな値をとり、インピーダンス・マッチングは取れていない。 On the other hand, when the distance between transmission and reception is more than 10 mm, VSWR takes a relatively large value, impedance matching is not achieved. このとき、2つの高周波結合器は主に縦波の誘導電界によって信号を伝達し結合していると考えられる。 In this case, two high-frequency couplers are mainly thought to transmit a signal combined by the induced electric field of the longitudinal wave.

また、図28から、送受信間距離が大きくなるにつれて伝搬損S 21が小さな値になることが判る。 Further, from FIG. 28, it is understood that the propagation loss S 21 as distance between transmission and reception is large becomes small value.

高周波結合器はアンテナのように偏波を持たないため、高周波結合器同士の向きが変わっても一定の通信品質を確保することができる(前述)。 EFC because it has no polarization as the antenna, they change direction between the high-frequency coupler can be ensured a constant communication quality (above). 本発明者らは、高周波結合器の向きや相対的な位置関係を変えながら、伝搬損S 21を実測してみた。 The present inventors, while changing the orientation and relative positional relationship between the high-frequency coupler, tried by actually measuring the propagation loss S 21. 具体的には、送信側の高周波結合器を(0,0)の位置に置いて、周知のネットワーク・アナライザの一方のポートに接続し、受信側の高周波結合器を同ネットワーク・アナライザの他方のポートに接続する。 Specifically, at the position of the high-frequency coupler on the transmission side (0,0), connected to one port of a known network analyzer, a reception-side EFC antenna of the network analyzer other to connect to the port. そして、受信側の高周波結合器の位置を変えたときの高周波結合器間の伝搬損S 21を測定する。 Then, to measure the propagation loss S 21 between EFC when changing the position of the high-frequency coupler on the reception side. また、測定周波数は4GHzとする。 In addition, the measurement frequency is set to 4GHz.

図29には、送信側の高周波結合器と受信側の高周波結合器は向きが同じ(すなわち0度)になるように置いたときの高周波結合器間の伝搬損S 21の実測値を示している。 29, the receiving side of the EFC antenna and transmission side of the high-frequency coupler indicates the measured value of the propagation loss S 21 between EFC when orientation was placed so as to be the same (i.e., 0 degrees) there. また、図30には、受信側の高周波結合器の向きを90度だけ回転させて、同様に高周波結合器間の伝搬損S 21を実測した結果を示している。 Further, in FIG. 30, only the direction of 90 degrees on the receiving side of the high-frequency coupler is rotated, it shows the results of actual measurement of the propagation loss S 21 between EFC antennas as well. 両図を比較すると、測定結果は、回転の前後でほとんど差がない。 Comparing these figures, measurements, little difference before and after the rotation. つまり、高周波結合器によって生じる電界は偏波を持たないことが分かる。 That is, the electric field generated by the high-frequency coupler it can be seen that no polarization.

なお、比較のため、従来の直線偏波アンテナを用いての向きを変えながら、伝搬損S 21を実測してみた。 For comparison, while changing the direction of using the conventional linearly polarized antenna, tried by actually measuring the propagation loss S 21. 具体的には、送信側の直線偏波アンテナを(0,0)の位置に置いて、周知のネットワーク・アナライザの一方のポートに接続し、受信側の直線偏波アンテナを同ネットワーク・アナライザの他方のポートに接続する。 Specifically, at the position of the linearly polarized antenna of the transmission side (0,0), connected to one port of a known network analyzer, a linearly polarized antenna of the receiving side of the same network analyzer It is connected to the other port. そして、受信側の直線偏波アンテナの位置を変えたときの直線偏波アンテナ間の伝搬損S 21を測定する。 Then, to measure the propagation loss S 21 between the linear polarization antenna when changing the position of the linearly polarized antenna on the receiving side. また、測定周波数は4GHzとする。 In addition, the measurement frequency is set to 4GHz.

図31には、送受信間で直線偏波アンテナは向きが同じ(すなわち0度)になるように置いたときの伝搬損S 21の実測値を示している。 Figure 31 is a linearly polarized antenna between the transmitter and indicates the measured value of the propagation loss S 21 when the orientation was placed so as to be the same (i.e., 0 degrees). また、図32には、受信側の直線偏波アンテナの向きを90度だけ回転させて同様に伝搬損S 21を実測した結果を示している。 Further, FIG. 32 shows the results of actual measurement of the propagation loss S 21 in the same manner is rotated by the direction of 90 degrees on the receiving side of the linearly polarized antenna. 両図を比較すると、受信側の直線偏波アンテナの向きが90度のとき、すなわち送受信の偏波が直交するときには、アンテナ間の伝搬損は大きく信号の伝達強度は弱い。 Comparing the two figures, when the orientation of the receiving linearly polarized antenna is 90 degrees, that is, when the polarization of the transmission and reception are orthogonal, transmission intensity of the propagation loss is large signals between antennas is weak. すなわち、直線偏波アンテナにおいては、向きが変わると通信品質を保証できなくなる。 That is, in the linearly polarized antenna, can not be guaranteed communication quality and orientation changes.

図33には、高周波結合器間と直線偏波アンテナ間(偏波の向きが同じとき)の送受信間距離と伝搬損S 21の関係の実測値を示している。 Figure 33 is between the high-frequency coupler between the linearly polarized antenna (the direction of polarization is the same when) shows the measured value of the relationship distance between transmission and reception and the propagation loss S 21 of the. 但し、測定周波数は4GHzである。 However, the measurement frequency is 4GHz. 放射電界は距離に反比例して緩やかに減衰するのに対し、誘導電界や静電界の電界強度はそれぞれ距離の2乗並びに3乗に反比例して急峻に減衰する(前述)。 Radiation field whereas gradually attenuated in inverse proportion to the distance, the electric field intensity of the induced electric field and an electrostatic field is rapidly attenuated in inverse proportion to the square or the cube of the distance, respectively (described above). したがって、図示のように、高周波結合器間の方が近距離では強く結合するが、距離による減衰が大きい。 Thus, as shown, the better between EFC antennas are strongly coupled in a short distance, a large attenuation due to the distance.

また、図34には、図33に示した測定結果から受信電力の平方根(すなわち電界強度)の対数を縦軸に、送受信間距離の対数を横軸にプロットし、それぞれの測定値を最小2乗法で1次近似した直線を示している。 Further, in FIG. 34, the vertical axis the logarithm of the square root of the received power from the measurement results shown in FIG. 33 (i.e., electric field intensity), plotting the logarithm of the distance between transmission and reception on the horizontal axis, minimizing the respective measurement 2 It shows a first-order approximation straight line in the multiplicative. 各直線の傾きから、周波数4GHz、送受信間距離1〜5cmの範囲では、高周波結合器によって生じる電界は距離のほぼ−2乗に比例する誘導電界が支配的であり、他方の直線偏波アンテナによって生じる電界は距離のほぼ−1乗に比例する放射電界が支配的であることが分かる。 From the slope of the straight line, frequency 4 GHz, the range of distance between transmission and reception 1 to 5 cm, electric field generated by the high-frequency coupler is an inductive electric field which is proportional to approximately -2 power dominant distance, by the other linearly polarized antenna resulting electric field can be seen radiated electric field which is proportional to approximately -1 square of the distance is dominant.

アンテナの放射エレメントの近傍にグランドなどの金属を配置することができないのに対し、高周波結合器は電極108の裏面側にグランドとなる金属を配置しても特性が悪化しない。 While it is impossible to place metal such as ground near a radiant element of an antenna, a high frequency coupler characteristics are not deteriorated even by arranging the metal to be ground on the back surface side of the electrode 108. 図35には、高周波結合器の背面のグランドのサイズを変えたときの高周波結合器間の伝搬損S 21の測定結果を示している。 Figure 35 shows the measurement results of the propagation loss S 21 between EFC when varying ground size of the back of the high-frequency coupler. 但し、測定周波数は4GHzであり、結合用電極のサイズは8mm×8mmとする。 However, the measurement frequency is 4 GHz, the size of the coupling electrode is set to 8 mm × 8 mm. 高周波結合器の背面のグランドサイズが大きいほど背面方向への電界の漏れが少なくなるため、正面方向の伝搬損S 21が大きくなると考えられる。 Since the leakage of the electric field in a more rear direction is larger ground size of the back of the high-frequency coupler is reduced, believed to propagation loss S 21 in the front direction increases. グランドは無限に大きくする必要はなく、実質的には1辺が結合用電極のサイズの2倍以上、面積にして4倍以上あればほぼ十分である。 Ground need not be infinitely large, substantially one side more than twice the size of the coupling electrode is substantially sufficient more than four times in the area.

既に述べたように、スタブ103の寸法は、定在波の最大振幅が得られる4分の1波長の位置に結合用電極を配設することが望ましい。 As already mentioned, the dimensions of the stub 103, it is desirable to dispose the coupling electrode to the position of the quarter wavelength maximum amplitude of the standing wave is obtained.

ここで、使用周波数帯として3.1〜4.9GHzのUWBローバンド(前述)を想定した場合、自由空間での波長の長さは75mm程度となり、基板の誘電率によって波長短縮されるにしても図1に示したようにスタブ103を直線状に形成すると、スタブ103が結合用電極108の占有面積内に収まらないため、プリント基板101上の実装効率を損ねる場合がある。 Here, when assuming 3.1~4.9GHz the UWB low-band as the used frequency band (above), the length of the wavelength in free space becomes about 75 mm, even if the is shortened wavelength by the dielectric constant of the substrate If so forming a stub 103 in a straight line as shown in FIG. 1, since the stub 103 is not within the area occupied by the coupling electrode 108, which may impair the efficiency of mounting on a printed circuit board 101. 因みに、結合用電極108の寸法は10×10mm程度であることを考慮すると、スタブ103の寸法とバランスがとれていない。 Incidentally, considering that the dimension of the coupling electrode 108 is about 10 × 10 mm, not achieved the size and balance of the stub 103.

そこで、スタブ103のパターンを折り曲げ形状にして、2分の1波長という寸法を保ちながら結合用電極108の占有面積内に収容するようにしてもよい。 Therefore, in the bent shape of the pattern of the stub 103 may be accommodated in the occupied area of ​​the coupling electrode 108 while maintaining the dimensions of a half wavelength. すなわち、プリント基板101上のパターンすなわちスタブ103のサイズが長くなる分については、スタブ103を結合用電極108の下で折り畳み形状にすることで、従来の高周波結合器のサイズよりも小型に収めることができる。 That is, the size of the pattern or stub 103 on the printed circuit board 101 is long minute, by the shape folded stub 103 under the coupling electrode 108, it is accommodated in smaller than the size of the conventional high-frequency coupler can.

高周波結合器の実際の構成例について、図3〜図5を参照しながら説明する。 The actual configuration example of the high-frequency coupler is described with reference to FIGS. 図3には、スタブ103を結合用電極108の下で折り曲げた高周波結合器を示している。 FIG. 3 shows a high-frequency coupler folding the stub 103 under the coupling electrode 108. 高周波結合器として動作するにはスタブ103の長さが2分の1波長程度であればよく、スタブ103は必ずしも直線である必要はないので、同図に示したように折り畳むことで、高周波結合器全体としての寸法を小さくすることができる。 Long to operate as a high-frequency coupler is approximately 1 wavelength length is half of the stub 103, the stub 103 need not be a straight line, by folding as shown in the figure, EFC it is possible to reduce the size of the entire vessel.

上述したように、グランド導体102と結合用電極108との電界結合を回避という観点から、プリント基板101の回路実装面から結合用電極108までの高さは重要である。 As described above, from the viewpoint of avoiding electric-field coupling between the ground conductor 102 and the coupling electrode 108, the height from the circuit mounting surface of the printed circuit board 101 to the coupling electrode 108 is important.

例えば、図4に示すように、適切な高さを持つスペーサ109の上面に結合用電極108を配設し、スペーサ109内を貫挿するスルーホール110を介してスタブ103の中央部分に接続するように構成されている。 For example, as shown in FIG. 4, is disposed a coupling electrode 108 on the upper surface of the spacer 109 with the appropriate height, the inside spacer 109 via a transmural interpolation through hole 110 is connected to the central portion of the stub 103 It is configured to. このスペーサ109は、絶縁体で製作され、結合用電極108を所望の高さにて支持する役割を持つ。 The spacer 109 is made of an insulator, it has the role of supporting the coupling electrode 108 at a desired height. 所望の高さを持つ柱状の誘電体にスルーホールを形成した後、このスルーホール中に導体を充填させるとともに、上端面に結合用電極となるべき導体パターンを蒸着することにより、スペーサ109を製作することができる。 After forming a through hole in the columnar dielectric having a desired height, together to fill the conductors during the through-holes, by depositing a conductive pattern to the coupling electrode on the upper end face, manufacture spacers 109 can do. 結合用電極が形成されたスペーサ109は、例えばリフロー半田などの工程により、プリント基板101上に実装される。 Spacer 109 coupling electrode is formed, for example, by a process such as reflow soldering are mounted on a printed board 101 on.

また、図5には、結合用電極108及び金属線としてのスルーホール109が形成されたスペーサ109を表面実装部品としてプリント基板101上に搭載する様子を示している。 Further, FIG. 5 shows a state of mounting on a printed circuit board 101 on the spacer 109 through hole 109 is formed as a coupling electrode 108 and the metal wire as the surface mount components.

図示の例では、絶縁体からなるスペーサ109の上下の各表面に、結合用電極108と折り畳み状のスタブ103が形成されている。 In the illustrated example, on the surfaces of the upper and lower spacer 109 made of an insulating material, folded form of the stub 103 and the coupling electrode 108 is formed. 例えば、所望の高さを持つ柱状の誘電体にスルーホールを形成した後、このスルーホール中に導体を充填させるとともに、鍍金技術により結合用電極108並びにスタブ103の導体パターンを誘電体の上下の各端面に蒸着することによって、スペーサ109を製作することができる。 For example, the columnar having a desired height after forming a through hole in the dielectric, with is filled with the conductor in the through hole, the conductor pattern of the coupling electrode 108 and the stub 103 by plating technology of the upper and lower dielectric by depositing on each end face, it is possible to manufacture a spacer 109. このとき、上端面の結合用電極108は、スペーサ109内を貫挿するスルーホール110を介して、下端面側のスタブ103の中央部分に接続されている。 In this case, the coupling electrode 108 of the upper surface, through the spacer 109 via the transmembrane interpolation through hole 110, and is connected to the central portion of the lower end surface of the stub 103.

また、プリント基板101上には、スペーサ109の両端とそれぞれ接合する導体パターン111並びに112が形成されている。 Also, the printed substrate 101, the conductor patterns 111 and 112 are respectively joined with both ends of the spacer 109 is formed. 一方の導体パターン111は送受信回路モジュール105から引き出された信号線であり、他方の導体パターン112はプリント基板101を貫挿するスルーホール106を介してグランド導体102と接続している。 One conductor pattern 111 is a signal line drawn from the transceiver circuit module 105, is connected to the ground conductor 102 and the other conductor pattern 112 printed circuit board 101 via the transmembrane interpolation through hole 106. 結合用電極と折り畳み状のスタブが形成されたスペーサ109は、例えばリフロー半田などの工程により、プリント基板101上に実装される。 Spacer 109 coupling electrode and the folding shape of the stub is formed, for example, by a process such as reflow soldering are mounted on a printed board 101 on.

なお、図5に示した例では、スペーサ109の上端面及び下端面に結合用電極108とスタブ103がそれぞれ蒸着されているが、その変形例として、結合用電極108のみをスペーサ109に蒸着し、スタブ103はプリント基板101上に導体パターンとして配設し、スペーサ109を表面実装した際にスペーサ109内のスルーホール110を介して結合用電極108とスタブ103を接続するように構成することもできる。 In the example shown in FIG. 5, but the upper end and lower end surfaces in the coupling electrode 108 stub 103 of the spacer 109 is deposited respectively, as a modified example, by depositing only the coupling electrode 108 on the spacer 109 , the stub 103 arrangement is set as a conductor pattern on the printed substrate 101, also be configured to connect the coupling electrode 108 and the stub 103 via a through hole 110 in the spacer 109 upon surface mounting the spacer 109 it can.

図4及び図5に示した高周波結合器の構成例において、スペーサ109は絶縁体で製作されるが(前述)、誘電率の高い材質を用いた場合には、波長短縮効果により実質的に波長に相当する長さが短くなることから、スタブ103並びに結合用電極108の寸法を小さくすることができる。 In the configuration example of the high-frequency coupler shown in FIGS. 4 and 5, when the spacer 109 is being fabricated with an insulating material (described above) was used with a high dielectric constant material is substantially wavelength by the wavelength shortening effect since the length corresponding becomes shorter, it is possible to reduce the size of the stub 103 and coupling electrode 108.

スペーサ109の高さ(すなわちスルーホール110の長さ)は、プリント基板101の回路実装面から結合用電極14までの高さに相当し、結合用電極108とグランド102との電界結合を回避する役割と、スルーホール110による直列インダクタを形成する役割を兼ね備えている。 Height of the spacer 109 (i.e. the length of the through hole 110) corresponds to the height from the circuit mounting surface of the printed circuit board 101 to the coupling electrode 14, to avoid electric field coupling between the coupling electrode 108 and the ground 102 and roles, combines a role of forming the series inductor by the through hole 110. スペーサ109の高さを使用波長に応じて適当に調整することで、スルーホール110が直列インダクタを構成し、グランド102と結合用電極108との電界結合を回避して、高周波結合器としての機能を確保する。 By appropriately adjusted according to the height used wavelength of the spacer 109, through holes 110 form a series inductor, to avoid electric field coupling between the ground 102 and the coupling electrode 108, functions as a high-frequency coupler to secure. 使用波長に応じて適当に調整することで、スルーホール110がインダクタンスを持ち、図13に示した直列インダクタ12と代用することができる。 By appropriately adjusted according to the use wavelength, the through hole 110 has an inductance, it may be substituted with series inductor 12 shown in FIG. 13. 但し、スペーサ109の高さが大きい、すなわちプリント基板101の回路実装面から結合用電極108までの距離が使用波長に対して無視できない長さになると、スルーホール110はアンテナとして作用して、その内部を流れる電流により不要な電波を放出するという弊害がある。 However, the height of the spacer 109 is large, that becomes a length distance from the circuit mounting surface of the printed circuit board 101 to the coupling electrode 108 can not be ignored with respect to the use wavelength, the through hole 110 acts as an antenna, the there is drawback that emits unnecessary radio waves due to the current flowing therein.

ここで、静電界若しくは誘導電界による電界結合を利用した通信方式では、結合用電極同士で静電結合を生じさせるには、送受信機間で互いの結合用電極の微妙な位置合わせを行なう必要があり、データ通信中はその位置を保持しなければならない。 Here, in the communication method using electric field coupling due to electrostatic field or an induced electric field, the resulting electrostatic coupling in the coupling electrodes to each other, is necessary to perform fine alignment of the mutual coupling electrode between the transmitter and the receiver Yes, in data communication it must retain its position. 機器内のどの部分に結合用電極が配置され、どの箇所を接触させればよいのか、あるいはどのような角度で電極部位同士を向き合わせれば最適な通信状況になるのか、ユーザにとっては分かり難いことが多く、このため最大の通信速度を得られない可能性がある。 The coupling electrode is disposed on which part of the instrument, whether it is sufficient to contact any portion, or any angle in what would best communication state if ask opposed electrode site together, it is hard to understand for the user many, Thus there may not be obtained the maximum communication speed.

この種の問題に対する解決方法として、複数の高周波結合器をアレイ状に配置するという構成が考えられる。 As a solution to this type of problem, the configuration of placing a plurality of EFC antennas of an array is considered. 電波通信の場合、複数の送信アンテナを並列して設けると、送信電力は各アンテナに分散してしまい個々のアンテナの出力は低下することから、通信に寄与しないアンテナは送信電力を徒に浪費してしまう。 For radio communication, providing in parallel a plurality of transmission antennas, transmission power from the output of each antenna will be distributed to each antenna decreases, the antenna which does not contribute to communication wastes transmission power unnecessarily and will. これに対し、電界結合による通信方式においては、他の高周波結合器と結合関係にあるもののみが高周波信号の伝達を行ない、その他の高周波結合器はほぼ開放端とみなせるように設計することができる。 In contrast, in the communication method according to electric field coupling, only those in the binding relationship with another high-frequency coupler performs the transmission of high frequency signals, and other high-frequency coupler can be designed to be substantially regarded as an open end . すなわち、複数の高周波結合器をアレイ状に並べても、通信相手側の高周波結合器と電界結合しない高周波結合器は送信電力を浪費するという問題は深刻でない。 That is, even if arranging a plurality of EFC antennas of an array, a high-frequency coupler does not and the electric field coupled communication counterpart of the high-frequency coupler is not serious problem of wasting transmission power. また、本実施形態に係る高周波結合器は、個々の高周波結合器が広帯域であることから、広帯域の通信システムにおいて高周波結合器をアレイ状に配置して複数の高周波結合器を同時に用いても、広帯域のまま有効に動作することができる。 Further, high-frequency coupler according to the present embodiment, since the individual high-frequency coupler is a wideband, even by using a plurality of EFC antennas at the same time by arranging a high-frequency coupler in an array in a broadband communication system, it is possible to operate effectively remains of broadband.

図9には、図1に示した高周波結合器をプリント基板上で複数配置した様子を示している。 FIG 9 shows a state in which a plurality placed EFC with printed circuit board shown in FIG. 各高周波結合器のスタブの一端は、信号線路を介して1つの送受信回路モジュールに並列接続されている。 One end of the stub of the high-frequency coupler is connected in parallel to one receiving circuit module via a signal line. また、図10には、図4又は図5に示した高周波結合器をプリント基板上で複数配置した様子を示している。 Further, FIG. 10 shows a state in which arranging a plurality of high-frequency coupler on the printed circuit board shown in FIG. 4 or 5.

図示の3個の高周波結合器1〜3のうち、他の高周波結合器と結合関係にあるもののみが高周波信号の伝達を行ない、その他の高周波結合器は開放端となる。 Of the three high-frequency coupler 1-3 illustrated, only those that are in coupling relationship with another high-frequency coupler performs the transmission of high frequency signals, and other high-frequency coupler is an open end. 例えば、同図中の高周波結合器2のみが通信相手側の高周波結合器(図示しない)と結合関係にあるときには、送受信回路モジュールからの出力信号は高周波結合器1には供給されず、高周波結合器2を通って、通信相手側の高周波結合器に信号を伝達する。 For example, when only the high-frequency coupler 2 in the figure is in a coupling relation with the communication counterpart of the high-frequency coupler (not shown), the output signal from the transceiver circuit module is not supplied to the EFC antenna 1, RF coupling through the vessel 2, to transmit a signal to the communication counterpart radio frequency coupler.

また、送受信回路部からの出力信号の一部は、高周波結合器2を通過してさらに信号線を伝わって高周波結合器3まで達した後、高周波結合器3の手前で反射し、再び高周波結合器2に供給される。 Part of the output signal from the communication circuit unit, after reaching up to a high frequency coupler 3 further transmitted to signal lines through the EFC antenna 2, reflected by the front of the high-frequency coupler 3 again EFC It is supplied to the vessel 2. ここで、元の信号と反射して戻ってくる信号の干渉を防ぐためには、各高周波結合器間をつなぐ信号線の長さは2分の1波長の整数倍であること、あるいは、送受信回路モジュールと各高周波結合器の間の信号線路の長さの差が2分の1波長の整数倍であることが望ましい。 Here, in order to prevent interference of signals reflected back to the original signal, it the length of the high-frequency coupler during the signal line connecting the is an integer multiple of one-half wavelength, or transceiver circuit it is desirable length difference between the module and the signal line between the high-frequency coupler is an integral multiple of one-half wavelength. これにより、単に送受信回路モジュールからの信号を分配器により複数に分配し、それぞれの高周波結合器に供給するのに比べて、他の高周波結合器と結合関係にある高周波結合器だけに信号を供給できることから、選択的且つ効果的に信号を伝達することができる。 Thus, simply plurality distributed by signal distributor from transceiver circuit module, compared to supply to each of the high-frequency coupler, supplying only the signal frequency coupler in coupling relationship with another high-frequency coupler because it can, it is possible to transmit selectively and effectively signals.

また、図9並びに図10に示すように高周波結合器を一列に並べるのではなく、図11に示すように1点から複数の高周波結合器にスター状に信号線を分岐し、その先に高周波結合器を配置することもできる。 Further, instead of arranging a high-frequency coupler in a row as shown in FIG. 9 and FIG. 10 branches the signal lines in a star shape on the plurality of high-frequency coupler from one point as shown in FIG. 11, the high frequency to its destination it is also possible to place the coupler. 図11に示した配置例においては、分岐点からそれぞれの高周波結合器までをつなぐ信号線の長さを2分の1波長の整数倍とすることにより、送受信回路モジュールと各高周波結合器の間の信号線路の長さの差は2分の1波長の整数倍となるから静電結合する高周波結合器へ供給される元の信号と反射波との干渉を抑えることができる。 In the exemplary arrangement shown in FIG. 11, by one integral multiple of the half wavelength of the length of the signal line connecting the from the branch point to the respective high-frequency coupler, between each EFC antenna transceiver circuit module the difference in length of the signal line can be suppressed interference between the original signal supplied to the high-frequency coupler for coupling electrostatically from an integral multiple of 1/2 wavelength and a reflected wave.

また、さらに、図12に示すように図10に示す一列の配置と図11に示す分岐の配置を組み合わせて用いるという配置例を利用しても、元の信号と反射波との干渉を防止する効果を同様に得ることができる。 Also, further, it is used an arrangement example of using a combination of arrangement of the branch shown in a row arrangement and 11 shown in FIG. 10, as shown in FIG. 12, to prevent interference of the original signal and the reflected wave effect can be similarly obtained. また、使用する高周波結合器の個数が増加する分だけ、通信相手との電極の位置決めの問題は緩和される。 Further, an amount corresponding to the number of the high-frequency coupler to be used is increased, the positioning of the electrodes with a communication partner problem is alleviated.

機器の筐体内に帯域の狭いデバイスを複数配置した場合、全体のシステムとしての帯域はさらに狭くなるため、高周波結合器を広帯域の通信システムで同時に複数用いることは難しくなることが予想される。 When a plurality of arranged small devices with bands in the housing of the device, since the band is made narrower as a whole system, using multiple simultaneous EFC in broadband communication systems are expected to be difficult. これに対し、本実施形態によれば、個々の高周波結合器が広帯域であることから、広帯域の通信システムにおいて高周波結合器を図9〜図12に示したようにアレイ状に配置して、複数の高周波結合器を同時に用いても、広帯域のまま有効に動作することができる。 In contrast, according to this embodiment, since the individual high-frequency coupler is a wideband, by placing a high-frequency coupler in an array as shown in FIGS. 9-12 in a broadband communication system, a plurality be used in the high-frequency coupler at the same time, it can operate effectively while broadband.

図4並びに図5には、図14に示した電界結合方式の非接触通信システムに適用することができる高周波結合器の構成例を示した。 FIG. 4 and FIG. 5 shows a configuration example of the high-frequency coupler can be applied to the non-contact communication system of the electric-field coupling scheme shown in FIG. 14. 但し、高周波結合器の構成方法はこれに限定されるものではない。 However, the configuration method of the EFC antenna is not limited thereto.

例えば、高周波結合器の電極部分を例えば板金加工によって、簡易且つ安価に製作することができる。 For example, the electrode portions example sheet metal processing of the high-frequency coupler can be easily and inexpensively manufactured. 図37〜図39には、その製作方法を図解している。 In FIGS. 37 39 illustrates a method of fabricating the same.

各図において、銅などからなる板金にまず打ち抜き加工を施して、結合用電極となる部分と、結合用電極と高周波信号線を接続する脚になる部分を形成する。 In each figure, by performing first stamping a sheet metal made of copper, to form a portion serving as the coupling electrode, a portion to be a leg connecting the coupling electrode and a high-frequency signal line.

続いて、折り曲げ加工を施して、結合用電極部分に対し脚部をほぼ垂直に屈曲させて所望の高さを形成する。 Then, bending is subjected to machining to form the desired height substantially vertically by bending the legs to the coupling electrode portion. ここでいう所望の高さとは、結合用電極部分とグランドとの結合を回避する役割と、この脚部が直列インダクタを形成する役割を兼ね備え得る寸法に相当する。 The desired height mentioned here, the role of avoiding coupling between the coupling electrode portion and ground and the legs corresponds to the dimension that may combine the role of forming a series inductor.

このようにして出来上がった結合用電極を、例えばプリント基板上の該当する場所に治具(図示しない)などで固定して、リフロー半田などにより固定すればよい。 In this way, the coupling electrodes resulting, for example, a jig in the appropriate location on the printed circuit board (not shown) fixed with like, may be fixed by reflow soldering. 図40には、図39に示した結合用電極を、プリント基板の導体パターンとして形成されたスタブに取り付けた様子を示している。 FIG 40 shows a state of attaching the coupling electrode illustrated in FIG. 39, the stub is formed as a conductor pattern of a printed circuit board.

なお、直列インダクタとして作用する脚部の本数は、例えば、図37及び図39に示すように2本であっても、図38に示すように1本であっても、あるいは3本以上であってもよい。 Incidentally, the number of legs which act as series inductors may be, for example, a two, as shown in FIGS. 37 and 39, there in even one as shown in FIG. 38, or three or more it may be.

あるいは、信号線、共振部、及び結合用電極を同一基板上の配線パターンとして形成することによっても、高周波結合器を簡易に製作することができる。 Alternatively, the signal line, the resonance unit, and also by forming the coupling electrode as a wiring pattern on the same substrate, it is possible to manufacture a high-frequency coupler in a simple manner. 図41にはその一例を示している。 It shows an example thereof in FIG. 41. 但し、結合用電極の裏にグランドが重ならないように配置する。 However, it arranged so that the ground on the back of the coupling electrode does not overlap. 図示の高周波結合器は、結合が弱い、帯域が狭いといったような、立体型の高周波結合器に比べると特性で劣る点もあるが、製造コストや小型化(薄型化)という点でメリットがある。 EFC antenna illustrated coupling is weak, bands such as narrow, there is a point inferior in characteristics as compared to three-dimensional EFC antenna is advantageous in terms of manufacturing cost and downsizing (thinning) .

上述したように、本実施形態に係る通信システムによれば、静電界若しくは誘導電界の特徴を利用して、UWB信号の高速通信を行なうことができる。 As described above, according to the communication system according to the present embodiment, by utilizing the characteristics of the electrostatic field or an induced electric field, it is possible to perform high-speed communication of a UWB signal. また、通信距離に応じて静電界若しくは誘導電界の結合力が著しく減衰することから、想定外の相手に情報をハッキングされることを防ぎ秘匿性を確保することができる。 Further, since the binding force of the electrostatic field or an induced electric field is significantly attenuated in accordance with the communication distance, it is possible to ensure the confidentiality prevents the hacked information in unexpected opponent. また、接続したい通信相手に物理的に近づいて情報のやり取りを行なうことで、ユーザにとって直感的に通信相手を選択することができる。 Further, the communication partner to be connected physically approached by performing the exchange of information, can be selected intuitively communication partner for the user. 本実施形態に係る通信システムは、外部に電波を放射しないため、他の無線システムに影響を与えない。 Communication system according to this embodiment does not radiate radio waves to the outside, it does not affect other radio systems. また、外部から飛来する電波を受け取らないため、外来のノイズの影響を受けて受信感度が低下することもない。 Also, since not receive radio waves coming from the outside, the reception sensitivity due to the influence of external noise is not reduced.

これまでは、図14に示した電界結合方式の非接触通信システムにおいて、1組の高周波結合器間で信号を伝送する仕組みについて説明してきた。 Previously, in a non-contact communication system of the electric-field coupling scheme shown in FIG. 14, it has been described a mechanism for transmitting a signal between a pair of EFC antennas. ここで、2つの機器間で信号を伝送する際には必然的にエネルギの移動を伴うことから、この種の通信システムを電力伝送に応用することも可能である。 Here, since necessarily involves the transfer of energy when transmitting a signal between two devices, it is also possible to apply the communication system of this type for power transmission. 上述したように、送信機側の高周波結合器で発生した電界E Rは表面波として空中を伝搬し、受信機側では高周波結合器で受け取った信号を整流・安定化して電力を取り出すことができる。 As described above, the electric field E R generated by the EFC antenna of the transmitter is the air propagates as a surface wave, power can be taken out by rectifying and stabilizing a signal received by the EFC at the receiver .

図42には、図1に示した高周波結合器を利用した通信システムを電力伝送に応用したときの構成例を示している。 Figure 42 shows a configuration example when applying the communication system using the high-frequency coupler shown in FIG. 1 to the power transmission.

図示のシステムでは、AC電源に接続された充電器と無線通信機を近づけることにより、それらに内蔵する高周波結合器を介して非接触で無線通信機への送電、及び充電を行なう。 In the illustrated system, by bringing the charger and the wireless communication device that is connected to an AC power source, power transmission to the wireless communication device in a non-contact manner via a high-frequency coupler incorporated in them, and to charge. 但し、高周波結合器は電力伝送の用途のみで使用される。 However, high-frequency coupler is used only in applications in power transmission.

受電する高周波結合器が送電する高周波結合器の近くにないとき、送電用の高周波結合器に入力された電力の大部分は反射してDC/ACインバータ側に戻るため、外部に不要な電波を放射したり必要以上に電力を消費したりすることを抑えることができる。 When not near the high-frequency coupler which high-frequency coupler is transmitting to receiving, for most of the power input to the high-frequency coupler for power transmission back to reflected DC / AC inverter side, an unnecessary electric wave to outside or to consume power unnecessarily or radiation can be suppressed.

また、同図では無線通信機への充電を行なう例を挙げたが、充電される側は無線機に限らず例えば音楽プレイヤやデジタルカメラへの非接触電力伝送を行なうようにしてもよい。 Further, in the figure we have been given an example in which the charging of the wireless communication device, the side to be charged may perform non-contact power transmission to the example music players and digital cameras is not limited to the radio.

また、図43には、図1に示した高周波結合器を利用した通信システムを電力伝送に応用した他の構成例を示している。 Further, in FIG. 43 shows another configuration example of an application in power transmission communication system using a high-frequency coupler shown in FIG. 図示のシステムは、高周波結合器と表面波伝送線路を電力伝送と通信に兼用して使用するように構成されている。 The illustrated system is configured with a high-frequency coupler and the surface-wave transmission line to be used also serves to communicate with the power transmission.

通信及び送電を行なうタイミングの切り替えは送信回路部から送られる通信・送(受)電切り替え信号によって行なう。 Switching the timing of communication and transmission is performed by the communication, transmission (receiving) electric switching signal sent from a circuit. 例えば、通信と送電はあらかじめ決められた周期で切り替えを行なうようにしてもよい。 For example, communication with the power transmission may be performed to switch at a predetermined period. このとき、充電の状態を通信信号に加えて充電器側にフィードバックすることで送電出力を最適に保つことができる。 In this case, it is possible to optimally maintain the power output by feeding back the charger side in addition to the communication signal the state of charge. 例えば、充電が完了したらその情報を充電器側に送り、送電の出力を0にするようにしてもよい。 For example, the feed to the charger side that information When charging is completed, the output of the transmission may be zero.

同図に示したシステムでは、充電器をAC電源に接続するようにして構成されているが、他にも例えば、電池の少なくなった携帯電話に他の携帯電話から電力を分け与えるような用途に用いてもよい。 In the system shown in the figure, the charger has been configured so as to connect to an AC power source, Additional example, in applications such as impart power from another mobile phone to the mobile phone that was less of a battery it may be used.

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。 Above with reference to specific embodiments, the present invention has been described in detail. しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。 However, it is obvious that those skilled in the art without departing from the scope of the present invention can make modifications and substitutions of the embodiments.

本明細書では、UWB信号を電界結合によりケーブルレスでデータ伝送する通信システムに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。 In the present specification, it has been described with an emphasis on the embodiments applied to communication systems data transmission cableless through electric field coupling of UWB signals, the gist of the present invention is not limited thereto. 例えば、UWB通信方式以外の高周波信号を使用する通信システムや、比較的低い周波数信号を用いて電界結合によりデータ伝送を行なう通信システムに対しても、同様に本発明を適用することができる。 For example, communication systems using high-frequency signals other than UWB communication scheme, even for a communication system that performs data transmission through electric field coupling using a relatively low frequency signals can be applied similarly to the present invention.

また、本明細書では1組の高周波結合器間でデータ通信を行なうシステムに対して本発明を適用した実施形態を中心に説明してきたが、2つの機器間で信号を伝送する際には必然的にエネルギの移動を伴うことから、この種の通信システムを電力伝送に応用することも当然にして可能である。 Also has been described with an emphasis on the embodiments wherein the present invention is applied to a system for performing data communication between a pair of EFC antennas in the present specification, inevitable when transmitting a signal between two devices since with to the transfer of energy, it is also possible in the course of applying the communication system of this type for power transmission.

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。 In short, the foregoing discloses the present invention in the form of illustration and should not be construed as limiting the contents of this specification. 本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。 In order to determine the scope of the invention should be referred to the claims.

図1は、本発明の一実施形態に係る高周波結合器の構成例を示した図である。 Figure 1 is a diagram showing a configuration example of the high-frequency coupler according to an embodiment of the present invention. 図2は、スタブ103に定在波が発生している様子を示した図である。 Figure 2 is a diagram showing a state in which a standing wave in the stub 103 is generated. 図3は、スタブ103を結合用電極108の下で折り曲げた高周波結合器を示した図である。 Figure 3 is a diagram showing a high-frequency coupler folding the stub 103 under the coupling electrode 108. 図4は、スペーサ109を用いて結合用電極108を支持する様子を示した図である。 Figure 4 is a diagram showing a state of supporting the coupling electrode 108 with a spacer 109. 図5は、スペーサ109をプリント基板101の表面実装部品として構成した例を示した図である。 Figure 5 is a diagram showing an example in which the spacer 109 as a surface mount component of the printed circuit board 101. 図6は、集中定数回路でインピーダンス整合部を構成した高周波結合器を示した図である。 Figure 6 is a diagram showing a high-frequency coupler configured impedance matching unit lumped constant circuit. 図7は、分布定数回路でインピーダンス整合部を構成した高周波結合器を示した図である。 Figure 7 is a diagram showing a high-frequency coupler configured impedance matching section in the distributed constant circuit. 図8は、インピーダンス整合部を集中定数回路及び分布定数回路でそれぞれ構成した場合の高周波結合器の周波数特性の比較を示した図である。 Figure 8 is a diagram showing a comparison of the frequency characteristics of the high-frequency coupler in the case of constituting respectively the impedance matching unit lumped constant circuit and the distributed constant circuit. 図9は、図1に示した高周波結合器をプリント基板上で複数配置した様子を示した図である。 Figure 9 is a diagram showing a state in which a plurality placed EFC with printed circuit board shown in FIG. 図10は、図4並びに図5に示した高周波結合器をプリント基板上で複数配置した様子を示した図である。 Figure 10 is a diagram showing a state in which arranging a plurality of high-frequency coupler shown in FIG. 4 and FIG. 5 on the printed circuit board. 図11は、本発明に係る高周波結合器をプリント基板上に実装した配置例を示した図である。 Figure 11 is a diagram showing an arrangement example of mounting a high-frequency coupler on the printed circuit board according to the present invention. 図12は、本発明に係る高周波結合器をプリント基板上に実装した配置例を示した図である。 Figure 12 is a diagram showing an arrangement example of mounting a high-frequency coupler on the printed circuit board according to the present invention. 図13は、インピーダンス整合部や共振部を集中定数回路で構成した高周波結合回路の等価回路を示した図である。 Figure 13 is a diagram showing an equivalent circuit of the high-frequency coupling circuit configured impedance matching unit and the resonating unit lumped constant circuit. 図14は、図13に示した高周波結合器を備えた送信機及び受信機で構成される通信システムの構成例を示した図である。 Figure 14 is a diagram showing a configuration example of a communication system consisting of a transmitter and a receiver with a high-frequency coupler shown in FIG. 13. 図15は、図13に示した2つの高周波結合器を対向して配置することにより構成されるバンドパス・フィルタの等価回路を示した図である。 Figure 15 is a diagram showing an equivalent circuit of the band-pass filter formed by arranging facing two high frequency coupler shown in FIG. 13. 図16Aは、結合用電極の中心に高周波伝送線路を接続した様子を示した図である。 Figure 16A is a diagram showing a state of connecting the high-frequency transmission line in the center of the coupling electrode. 図16Bは、結合用電極の中心からオフセットのある位置に高周波伝送線路を接続し、結語用電極内に不均等な電流が流れる様子を示した図である。 16B is a high-frequency transmission line connecting the center of the coupling electrode in a offset position, showing how unequal current flows into CONCLUSION electrode FIG. 図17は、kHzあるいはMHz帯の周波数を使った通信において、送信機及び受信機が電極のみからなる結合器を備え、結合部分が単純に平行平板コンデンサとして動作する構成例を示した図である。 17, in communication using a frequency of kHz or MHz band, comprising a coupler transmitter and the receiver includes only the electrode is a diagram showing a configuration example in which binding moiety operates simply as a parallel plate capacitor . 図18は、GHz帯の高周波を使った通信において、結合部におけるインピーダンス不整合部分において、信号が反射することにより伝搬損が生じる様子を示した図である。 Figure 18 is a communication with a high frequency in the GHz band, the impedance mismatch portion in the coupling portion is a diagram showing a state in which propagation loss is caused by the signal being reflected. 図19は、図13に示した高周波結合器の電極同士を向かい合わせて配置した様子を示した図である。 Figure 19 is a diagram showing a state which is disposed facing the electrodes of the high-frequency coupler shown in FIG. 13. 図20Aは、図13に示した高周波結合器の単体での特性を説明するための図である。 Figure 20A is a diagram for explaining the characteristics of a single unit of the high-frequency coupler shown in FIG. 13. 図20Bは、図13に示した高周波結合器の単体での特性を説明するための図である。 Figure 20B is a diagram for explaining the characteristics of a single unit of the high-frequency coupler shown in FIG. 13. 図21Aは、インピーダンス変換器としての機能により高周波結合器が電界を誘起する様子を示した図である。 Figure 21A is a diagram EFC showed how to induce an electric field by the function as an impedance converter. 図21Bは、インピーダンス変換器としての機能により高周波結合器が電界を誘起する様子を示した図である。 21B is a diagram EFC showed how to induce an electric field by the function as an impedance converter. 図22は、高周波結合器単体として構成されるインピーダンス変換回路の等価回路を示した図である。 Figure 22 is a diagram showing an equivalent circuit of the formed impedance conversion circuit as a high-frequency coupler alone. 図23は、伝搬方向と平行な向きに振動する電界成分(縦波成分)E Rを示した図である。 Figure 23 is a diagram showing an electric field component (longitudinal wave component) E R oscillating in the direction of propagation and parallel orientation. 図24は、微小ダイポールによる電磁界を結合用電極上にマッピングした様子を示した図である。 Figure 24 is a diagram showing a state of the mapping of the electromagnetic field on the coupling electrode by an infinitesimal dipole. 図25は、並列インダクタ並びに直列インダクタを分布定数回路で構成した高周波結合器における寸法パラメータを示した図である。 Figure 25 is a diagram showing the dimensional parameters of the high-frequency coupler and a parallel inductor and the series inductor with a distributed constant circuit. 図26は、送受信機の結合用電極間の距離を変化させながら、結合用電極108の取り付け位置L2毎の伝搬損の実測値を示した図である。 26, while changing the distance between coupling electrodes of the transmitter and receiver is a diagram showing the measured values ​​of the propagation loss of each mounting position L2 of the coupling electrode 108. 図27は、2つの高周波結合器を対向させて配置し、結合用電極間の距離を変えたときのSパラメータ(反射特性:VSWR)の実測値を示した図である。 27, two high-frequency couplers are opposed disposed, S parameter (reflection characteristic: VSWR) when changing the distance between the coupling electrode is a diagram showing a measured value of. 図28は、2つの高周波結合器を対向させて配置し、結合用電極間の距離を変えたときのSパラメータ(伝搬損S 21 )の実測値を示した図である。 28, two high-frequency couplers are opposed disposed diagrams S shows the measured value of the parameter (propagation loss S 21) when changing the distance between coupling electrodes. 図29は、送信側の高周波結合器と受信側の高周波結合器は向きが同じ(すなわち0度)になるように置いたときの高周波結合器間の伝搬損S 21の実測値を示した図である。 Figure 29 is a receiving side of the EFC antenna and transmission side of the high-frequency coupler showed the measured value of the propagation loss S 21 between EFC when orientation was placed so as to be the same (i.e., 0 degrees) FIG. it is. 図30は、送信側の高周波結合器と受信側の高周波結合器は向きが90度になるように置いたときの高周波結合器間の伝搬損S 21の実測値を示した図である。 Figure 30 is a high-frequency coupler on the reception side and the transmission side of the high-frequency coupler is a diagram showing the measured values of the propagation loss S 21 between EFC when placed such orientation is 90 degrees. 図31は、送受信間で直線偏波アンテナの向き同じ(すなわち0度)になるように置いたときの伝搬損S 21の実測値を示した図である。 Figure 31 is a diagram showing the measured values of the propagation loss S 21 when placed so as to linearly polarized antenna orientation the same (i.e., 0 degrees) between transmission and reception. 図32は、送受信間で直線偏波アンテナの向き90度になるように置いたときの伝搬損S 21の実測値を示した図である。 Figure 32 is a diagram showing the measured values of the propagation loss S 21 when placed such that the orientation 90 degrees linearly polarized antenna between transmission and reception. 図33は、高周波結合器間と直線偏波アンテナ間(偏波の向きが同じとき)の送受信間距離と伝搬損S 21の関係の実測値を示した図である。 Figure 33 is a diagram between the EFC antennas between a linearly polarized antenna (the direction of polarization is the same when) showed the measured value of the relationship distance between transmission and reception and the propagation loss S 21 of the. 図34は、図33に示した測定結果から受信電力の平方根(すなわち電界強度)の対数を縦軸に、送受信間距離の対数を横軸にプロットし、それぞれの測定値を最小2乗法で1次近似した直線を示した図である。 Figure 34 is 1 the logarithm of the square root of the received power from the measurement results shown in FIG. 33 (i.e., electric field intensity) on the vertical axis, the logarithm of the distance between transmission and reception is plotted on the horizontal axis, each measured value with a minimum square method it is a diagram showing a straight line following approximation. 図35は、高周波結合器の背面のグランドのサイズを変えたときの高周波結合器間の伝搬損S 21の測定結果を示した図である。 Figure 35 is a view showing a measurement result of the propagation loss S 21 between EFC when varying ground size of the back of the high-frequency coupler. 図36は、アンテナ素子の先端に金属を取り付けて静電容量を持たせ、アンテナの高さを短縮させる「容量装荷型」のアンテナの構成を模式的に示した図である。 Figure 36 is a distal end of the antenna element is attached to a metal to have a capacitance, which is a diagram schematically showing the configuration of an antenna of a "capacity loaded" to shorten the height of the antenna. 図37は、高周波結合器の電極部分を板金加工によって製作する方法の一例を示した図である。 Figure 37 is a diagram of the electrode portion of the high-frequency coupler showing an example of a method of fabricating the sheet metal working. 図38は、高周波結合器の電極部分を板金加工によって製作する方法の一例を示した図である。 Figure 38 is a diagram of the electrode portion of the high-frequency coupler showing an example of a method of fabricating the sheet metal working. 図39は、高周波結合器の電極部分を板金加工によって製作する方法の一例を示した図である。 Figure 39 is a diagram of the electrode portion of the high-frequency coupler showing an example of a method of fabricating the sheet metal working. 図40は、図37に示した結合用電極をプリント基板の導体パターンとして形成されたスタブに取り付けた様子を示した図である。 Figure 40 is a diagram showing a state attached to the stub formed a coupling electrode as a conductor pattern of a printed board shown in FIG. 37. 図41は、信号線、共振部、及び結合用電極を同一基板上の配線パターンとして形成することによって製作された高周波結合器の構成例を示した図である。 Figure 41 is a signal line, a diagram showing a configuration example of the high-frequency coupler fabricated by forming the resonance part, and the coupling electrode as a wiring pattern on the same substrate. 図42は、図1に示した高周波結合器を利用した通信システムを電力伝送に応用したときの構成例を示した図である。 Figure 42 is a diagram showing a configuration example when applying the communication system using the high-frequency coupler shown in FIG. 1 to the power transmission. 図43は、図1に示した高周波結合器を利用した通信システムを電力伝送に応用した他の構成例を示した図である。 Figure 43 is a diagram showing another configuration example of a communication system applied to the power transmission using the high-frequency coupler shown in FIG.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

101…プリント基板 102…グランド 103…スタブ 104…信号線 105…送受信回路 106…スルーホール 107…金属線 108…結合用電極 109…スペーサ 110…スルーホール 111、112…導体パターン 101 ... printed circuit board 102 ... ground 103 ... stubs 104 ... signal line 105 ... reception circuit 106 ... through hole 107 ... metal lines 108 ... coupling electrode 109 ... spacer 110 ... through hole 111, 112 ... conductor pattern

Claims (11)

  1. 高周波の電力の処理を行なう送電部と、 A power transmission unit for processing high-frequency power,
    前記高周波の電力の伝送路と、前記伝送路の一端に接続され電荷を蓄える結合用電極と、前記結合用電極に対向して前記高周波信号の波長に対して無視し得る高さだけ離間して配置され前記電荷に対する鏡像電荷を蓄えるグランドと、分布定数回路からなり前記高周波信号が供給された際に発生する定在波の電圧振幅が大きくなる部位に前記結合用電極を取り付けて前記結合用電極に流れ込む電流を大きくするための共振部を有し、前記結合用電極に蓄えられた前記電荷の中心と前記グランドに蓄えられた鏡像電荷の中心を結ぶ線分からなる微小ダイポールを形成する高周波結合器と、 A transmission path of the high frequency power, the a coupling electrode for storing the connected charge at one end of the transmission line, and separated by a height negligible with respect to a wavelength of the high to face the coupling electrode and ground for storing image charge against placed the charge, distributed constant consists circuit the high frequency signal is generated when supplied standing wave the coupling electrode voltage amplitude attaching the coupling electrode at a site increases the has a resonance portion for increasing a current flowing into the high-frequency coupler which forms a small dipole including a line segment which connects the centers of accumulated was mirror-image charges on the ground and the center of the accumulated in the coupling electrode of the charge When,
    を具備し、 Equipped with,
    前記高周波結合器が形成する微小ダイポールの方向となす角θがほぼ0度となるように対向して配置された電力受電装置側の高周波結合器に向けて前記高周波の電力を送電する、 To transmission power of the radio frequency toward the high frequency coupler power receiving device side of the high-frequency coupler disposed to face such that the direction and the angle θ is approximately 0 degrees infinitesimal dipole is formed,
    ことを特徴とする電力送電装置。 Electrical power transmission device, characterized in that.
  2. 前記高周波結合器は、前記送電部を構成する回路モジュールが搭載された印刷基板上に実装される、 The high-frequency coupler, a circuit module constituting the power transmission unit is mounted on a printed board mounted,
    ことを特徴とする請求項1に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 1, characterized in that.
  3. 前記分布定数回路は、前記印刷基板上に配設された導体パターンからなるスタブとして構成され、 The distributed constant circuit is configured as a stub consisting disposed conductors pattern on the printed substrate,
    前記印刷基板の他方の面にはグランドが形成され、前記スタブの先端部分は前記印刷基板内のスルーホールを介して前記グランドに接続される、 On the other surface of the printed board ground is formed, the distal end portion of the stub is connected to the ground via a through hole in the printed board,
    ことを特徴とする請求項2に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 2, characterized in that.
  4. 前記スタブは使用周波数の波長のほぼ2分の1の長さを持ち、前記結合用電極は前記スタブのほぼ中央の位置に配設される、 The stub has a substantially 1 of the length of half the wavelength of the used frequency, the coupling electrode is disposed in a substantially central position of the stub,
    ことを特徴とする請求項3に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 3, characterized in that.
  5. 前記結合用電極は、絶縁体からなるスペーサの表面に蒸着された導体パターンからなり、前記スペーサを前記印刷基板上に搭載したときに、前記結合用電極の導体パターンは前記スペーサ内のスルーホールを介して前記スタブのほぼ中央の位置に接続される、 The coupling electrode is composed of a conductive pattern deposited on the surface of the spacer made of an insulating material, when mounting the spacer on the printed board, the conductor pattern of the coupling electrode is a through hole in the spacer is connected to a substantially central position of the stub through,
    ことを特徴とする請求項3に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 3, characterized in that.
  6. 前記スタブは、前記スペーサを前記印刷基板上に実装した際の占有面積内に収まる折り畳み形状からなり、使用周波数の波長のほぼ2分の1の長さを持つ、 The stub is made fit folded shape in the area occupied by the time of mounting the spacer on the printed substrate, with approximately one length of half the wavelength of the used frequency,
    ことを特徴とする請求項5に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 5, characterized in that.
  7. 前記スタブは、前記スペーサの他の表面に蒸着された導体パターンからなる、 The stub, a conductor pattern deposited on the other surface of the spacer,
    ことを特徴とする請求項5に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 5, characterized in that.
  8. 前記印刷基板上において、前記送電部に対し複数の高周波結合器が接続される、 In the printing substrate, the power transmission unit to a plurality of EFC antennas are connected,
    ことを特徴とする請求項2に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 2, characterized in that.
  9. 各高周波結合器間をつなぐ信号線の長さは2分の1波長の整数倍である、 The length of the signal line connecting between the high-frequency coupler is an integer multiple of one-half wavelength,
    ことを特徴とする請求項8に記載の電力送電装置。 Power transmitting device according to claim 8, characterized in that.
  10. 高周波の電力を整流・安定化して受電を行なう受電部と、 A power receiving unit that performs receiving a high-frequency power by rectifying and stabilizing,
    前記高周波の電力の伝送路と、前記伝送路の一端に接続され電荷を蓄える結合用電極と、前記結合用電極に対向して前記高周波信号の波長に対して無視し得る高さだけ離間して配置され前記電荷に対する鏡像電荷を蓄えるグランドと、分布定数回路からなり前記高周波信号が供給された際に発生する定在波の電圧振幅が大きくなる部位に前記結合用電極を取り付けて前記結合用電極に流れ込む電流を大きくするための共振部を有し、前記結合用電極に蓄えられた前記電荷の中心と前記グランドに蓄えられた鏡像電荷の中心を結ぶ線分からなる微小ダイポールを形成する高周波結合器と、 A transmission path of the high frequency power, the a coupling electrode for storing the connected charge at one end of the transmission line, and separated by a height negligible with respect to a wavelength of the high to face the coupling electrode and ground for storing image charge against placed the charge, distributed constant consists circuit the high frequency signal is generated when supplied standing wave the coupling electrode voltage amplitude attaching the coupling electrode at a site increases the has a resonance portion for increasing a current flowing into the high-frequency coupler which forms a small dipole including a line segment which connects the centers of accumulated was mirror-image charges on the ground and the center of the accumulated in the coupling electrode of the charge When,
    を具備し、 Equipped with,
    前記高周波結合器が形成する微小ダイポールの方向となす角θがほぼ0度となるように対向して配置された電力送電装置側の高周波結合器から送電された前記高周波の電力を受電する、 To receiving the high frequency power transmitted from the direction angle θ is approximately 0 degrees to become like the oppositely disposed power transmitting device side EFC antenna microdipole the EFC forms,
    ことを特徴とする電力受電装置。 Power receiving device, characterized in that.
  11. 請求項1に記載の電力送電装置から請求項10に記載の電力受電装置へ高周波の電力を伝送する、電力伝送システム。 Transmitting the high-frequency power to the power receiving device according to claim 10 from the power transmitting device according to claim 1, the power transmission system.
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