JP4696023B2

JP4696023B2 - 直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置

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Publication number: JP4696023B2
Application number: JP2006137838A
Authority: JP
Inventors: 敦宮下
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
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Priority date: 2006-05-17
Filing date: 2006-05-17
Publication date: 2011-06-08
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Description

本発明は、直交周波数分割多重変調方式のディジタル伝送装置に係り、特に、中継伝送のための直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置に関する。

近年、テレビジョン放送の移動中継などにＯＦＤＭディジタル伝送装置が用いられ、安定した伝送特性により、中継放送プログラムの充実に寄与しているが、ここで、このＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)とは、多数のディジタル変調波を加え合わせたマルチキャリア変調方式の一種で、直交周波数分割多重変調と呼ばれるものである。

そして、このＯＦＤＭによる信号は、以下の通り、数式で表わされる。

まず、各キャリアは、次の(1)式で表わされるＱＰＳＫ信号である。

αk(t)=ａk(t)・cos(2πkft)+ｂk(t)・sin(2πkft) …………(1)
ここで、ｋはキャリアの番号を示し、ａｋ(t)、ｂｋ(t)はｋ番目のキャリアのデータであり、［−１］、又は［１］の値をとる。

そこで、キャリアの本数をＮとすると、ＯＦＤＭ信号はＮ本のキャリアの合成であり、従って、次の(2)式で表わされる。

ＯＦＤＭ信号は、上記信号単位から構成されるが、このときの信号単位シンボルは、例えば１０２４サンプルを有効サンプルとし、これにガードインターバルデータ３２サンプルを付加した１０５６サンプルからなる。

そして、これの３９６組に対して、更に４組の同期シンボルを付加した全４００シンボルをフレームと呼び、このフレームによるストリーム単位の繰り返しによりＯＦＤＭ信号が構成される。

この結果、ＯＦＤＭ伝送装置によれば、信号のレベル変動に強く、移動中でも安定した伝送が得られることになり、このため、上記したように、テレビジョン放送などの移動中継に従来から使用されているのである(例えば、特許文献１等を参照。)。

そこで、以下、このＯＦＤＭ伝送装置について、図５の従来技術により説明する。

このとき、図５では、上側が送信側Ｔで下側が受信側Ｒになっていて、これらの間がマイクロ波による伝送系Ｍによって結ばれている。そして、中継すべき画像などのデータＤin は、送信側Ｔのレート変換部１に、図６(a)に示すように、連続的に入力される。

このときのデータＤin は、例えば２０４シンボルからなるフレームを単位としたものて、ＩＦＦＴ部において、主データ及び同期用ＣＰやＴＭＣＣ等の情報が情報シンボル毎に付加されていて、これがタイミング１からタイミング４２８までと、タイミング５９４からタイミング１０２３までの計６７２サンプルの期間に出力されるものである。

データＤin がレート変換部１に入力されると、これから図６(b)に示すデータＤii が出力され、これと共に、同期シンボル期間の開始を表わすＦＳＴ信号が、フレーム周期である２０４シンボル毎に出力され、他の部分に供給されるようになる。そこで、符号化部２Ｔは、入力データＤii を符号化し、Ｉ軸とＱ軸の２軸にマッピングされたデータＲｆとデータＩｆを出力し、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform：逆フーリエ変換)部３Ａに供給する。

このときＩＦＦＴ部３Ａは、入力されたデータＲｆとデータＩｆを周波数成分と見なし、図６(c)に示すように、１０２４ポイントからなる時間軸信号Ｒと時間軸信号Ｉに変換する。

ガード付加部３Ｂは、時間軸信号Ｒと時間軸信号Ｉの開始期間波形の中の、例えば最初の３２ポイントの波形を１０２４ポイント後に付加してガードとし、合計１１５２ポイントからなる時間波形Ｒｇと時間波形Ｉｇを出力する。この信号は、ＤＡ変換器８１と直交変調器８２、それに発振器８３を備えた直交変調処理部８に供給される。

ここで、ＤＡ変換器８１は、時間波形Ｒｇの実数部信号Ｒsg と時間波形Ｉｇの虚数部信号Ｉsg をＤＡ変換し、直交変調器８２では、実数部信号に対しては発信器８３からの周波数ｆｃのキャリア信号により直交変調を施し、虚数部信号に対しては発振器８３の周波数ｆｃのキャリア信号を９０°移相した信号により直交変調を施す。

そして、これらの信号を合成し、図６(d)に示すようなフレーム構成のＯＦＤＭ変調波を得てから、例えばマイクロ波の伝送系Ｍに乗せ、受信側Ｒに向けて送信される。このとき、各部の動作に必要な周波数ＳHz のクロックＣＫは、クロック発振器１１から各部に供給されている。

受信側Ｒに伝送された送信されたＯＦＤＭ変調波は、直交復調部９１とＡＤ変換器９２、それに発振器９３からなる直交復調処理部９に入力され、ここでベースバンド信号に直交復調され、それがディジタル変換されることによりデータＲ'sg 及びデータＩ'sg が出力される。従って、ここでの処理は、送信側Ｔとは反対で、直交復調器９１により電圧制御発振器９３のキャリア信号で復調した信号を実数部信号とし、キャリア信号を９０°移相して復調した出力を虚数部信号として取り出すものである。

直交復調処理部９から出力されたデータＲ'sg 及びデータＩ'sg はＦＦＴ部３Ｃと同期検出部４に入力される。

そこで、ＦＦＴ部３Ｃでは、これらのデータＲ'sg とデータＩ'sg について、時間波形信号からＦＳＴｒパルスを基にシンボルを区切りフーリエ変換を行うことでＯＦＤＭ復調を行い、それぞれが時間波形信号から周波数成分信号Ｒ'ｆ、Ｉ'ｆに変換される。

また、同期検出部４では、同期シンボル群が検出され、これからフレームパルスＦＳＴｒが生成され、各部に供給されると共に、これから生成された制御電圧ＶＣがＶＣＯ(電圧制御発振器)１２に入力され、ここで生成されたクロックＣＫｒが各部に供給されることになる。

ＦＦＴ部３Ｃから出力された周波数成分信号Ｒ'ｆ、Ｉ'ｆは復号化部２Ｒに入力され、ここで、例えばＲＯＭテーブル手法により識別されてデータＤ'o となり、送信側Ｔのレート変換部１を反転した構成のレート逆変換部７に入力され、ここでクロックＣＫｒとフレームパルスＦＳＴｒによって動作タイミングが決定され、連続した信号に戻されることにより、中継された信号Ｄout として出力され、例えば放送に使用されることになる。
特開２００２−２４７００４号公報

ＯＦＤＭ伝送では、通常、上記したように、ガードを付加し、ガードの相関結果から同期を行う。この場合、ガード相関のピーク位置を受信側Ｒで想定した時間位置に持ってくるように制御しているが、ここで、マイクロ波による移動伝送の場合、極く短時間ではあるが、時々完全に見通し外の伝送になり、受信したＯＦＤＭ信号のレベルが大きく低下したり、ほとんどＯＦＤＭ信号が存在しない状態になってしまうことがある。

ここで、入力信号レベルが低いときには、ＡＧＣの効きもほどほどであり、従って、ほとんどＯＦＤＭ信号が存在しない状態では高周波部のＡＧＣが効かなくなって、ノイズが増幅され、支配的になった結果、ノイズにより小さなレベル値のピークがＯＦＤＭ信号の随所に毎シンボル毎に現れてしまう。

そこで、従来技術では、同期検出部４におけるピークレベルの判定に、図７に示すように、閾値(しきい値)Ｖth を設定し、過小なレベルは採用しないようにする処理を設けることにより、動作の安定化を図っている。

ここで、図７(a)は受信波信号を表わすが、このときの信号成分には、同図(b)に示すように、雑音による嵩上げ分が含まれてしまう。そこで、図示のように、雑音レベルよりも若干上のレベルに閾値Ｖth を設定し、雑音による影響が排除できるようにするのである。

しかし、従来技術は、隣接波の存在に配慮がされておらず、隣接波が存在した場合、入力信号のレベルが不適切になって、閾値が誤った設定になってしまい、動作が不安定になってしまうという問題があった。すなわち、図８(a)に示すように、受信波信号に隣接波が存在した場合には、同図(b)に示すように、雑音による嵩上げ分に更に隣接波による洩れ込み成分が加算されてしまうので、閾値Ｖth が雑音レベルに入ってしまうことになり、従って、動作が不安定になってしまうのである。

本発明の目的は、隣接波が存在した場合でも安定したピークレベルの判定が得られるようにした直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置を提供することにある。

上記目的は、少なくともクロック発振部とレート変換部、符号化部、ＩＦＦＴ部、ガード付加部、それに直交変調処理部を備えた送信側と、少なくとも直交復調処理部と同期検出部、ＦＦＴ部、復号部、レート逆変換部、それに受信クロック発振部を備えた受信側とを伝送系で結んだ直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置において、前記受信側に隣接状態検知手段と帯域切換手段とを設け、前記隣接状態検知手段は、前記送信側から前記受信側に伝送された信号に存在する隣接波の状態を検知し、検知結果に応じてモード信号を発生し、前記帯域切換手段は、前記直交復調処理部から前記同期検出部に入力される信号の帯域遮断スロープの特性を前記モード信号に応じて制御するようにして達成される。

ここで、更に、前記隣接状態検知手段は、前記送信側から前記受信側に伝送された信号に存在する隣接波の状態を検知し、検知結果に応じて閾値補正値を発生し、前記同期検出部は、当該同期検出部によるピークレベル判定用の閾値を、前記閾値補正値に応じて制御するようにしても、上記目的が達成される。

このとき、前記隣接状態検知手段による検知結果が、“隣接なし”と“上隣接あり”、“下隣接あり”、“両隣接あり”、それに“信号なし”の４種となるようにしても上記目的が達成される。

本発明によれば、中継されたＯＦＤＭ変調波に隣接波が存在した場合でも常に安定したピークレベルの判定が得られるので、移動中継に適用して更に安定した伝送特性を与えることができ、中継放送プログラムの充実に大いに寄与することができる。

以下、本発明によるＯＦＤＭディジタル伝送装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。

図１は、本発明に係るＯＦＤＭディジタル伝送装置の一実施形態で、この場合、図示のように、隣接状態検知器１６と可変ＢＰＦ部１７が設けられている点を除けば、ブロック構成上は、図５に示した従来技術と同じ構成であり、従って、この実施形態においても、送信側Ｔのレート変換部１に入力された中継すべき画像などの連続したデータＤin が直交変調された上で受信側Ｒに伝送され、直交復調されて連続した信号Ｄout に戻され、中継された信号として放送に使用されることになる点は、従来技術と同じである。

すなわち、この図１の実施形態でも、送信側Ｔは、図５の従来技術と同一の構成を備え、同一の動作をする。従って、レート変換器１に連続的にデータＤin が入力されることにより、ＯＦＤＭ変調波が受信側Ｒに送信されること入力なる。

また、受信側Ｒでも、その構成は、大筋では従来技術と同じで、受信されたＯＦＤＭ変調波から連続した信号Ｄout が得られ、この結果、安定した伝送特性により中継放送に威力を発生させることができる点に変わりはない。

しかし、このとき、この実施形態では、受信側Ｒに現れたＯＦＤＭ変調波が直交復調処理部９に入力される際、隣接状態検知器１６にも取り込まれ、受信されているＯＦＤＭ変調波の状態に応じてモード信号ＢＰＦＭode と閾値Ｖth の補正値αが生成され、可変ＢＰＦ部１７にはモード信号ＢＰＦＭode が入力され、同期検出部４には補正値αが入力されるようになっている。

そして、モード信号ＢＰＦＭode により、可変ＢＰＦ部１６の特性が制御され、補正値αによっては、同期検出部４の閾値Ｖth が制御されるようになっており、この点で従来技術とは異なっている。

そこで、以下、この図１の実施形態の動作について、図５の従来技術の場合と異なる点に重点をおいて、更に詳しく説明する。

まず、モード信号ＢＰＦＭode による可変ＢＰＦ部１６の制御について説明する。

この実施形態では、上記したように、可変ＢＰＦ部１７が設けてあり、これにより、直交復調処理部９から出力されたデータＲ'sg 及びデータＩ'sg を同期検出部４に取り込む際、データＲ'sg とデータＩ'sg が、図示のように、可変ＢＰＦ部１７を経由して入力されるようになっている。

このとき、可変ＢＰＦ部１７は、隣接状態検知器１６から供給されるモード信号ＢＰＦＭode により通過帯域特性が制御され、図２に示すように、特性ＷＢと特性ＬＰ、特性ＨＰ、それに特性ＮＢの４種の通過帯域特性の何れかに設定されるように構成されている。

ここで、いま、伝送系Ｍを介して受信された自チャンネルのＯＦＤＭ変調受信波が、図２に示すように、周波数ｆ₀ を中心とし、高周波側が周波数ｆ_U で低周波側が周波数ｆ_L の帯域特性ＰＢを有するものであったとする。

この場合、まず、特性ＷＢは広帯域特性を意味し、図２(a)に示すように、周波数ｆ₀ を中心として、高周波側では周波数ｆ_U より高い周波数まで延び、低周波側では周波数ｆ_L よりも低い周波数まで延びていて、帯域特性ＰＢよりも広い帯域で緩やかなスロープの遮断特性を持つ広帯域特性として設定する。

次に、特性ＬＰは低域特性を意味し、図２(b)に示すように、周波数ｆ₀ を中心として、高周波側では周波数ｆ_U の近傍で急峻に減衰する遮断特性を持ち、低周波側では周波数ｆ_L よりも低い周波数まで延びていて、緩やかなスロープの遮断特性を持つ低域特性に設定する。

また、特性ＨＰは高域特性を意味し、図２(c)に示すように、周波数ｆ₀ を中心として、高周波側では周波数ｆ_U よりも高い周波数まで延びていて緩やかなスロープの遮断特性を持ち、低周波側では周波数ｆ_L の近傍で急峻に減衰する遮断特性を持つ高域特性に設定する。

そして、特性ＮＢは狭帯域特性を意味し、図２(d)に示すように、周波数ｆ₀ を中心として、高周波側も低周波側も、各々の周波数ｆ_U と周波数ｆ_L の近傍で急峻に減衰し、ＯＦＤＭ変調波の帯域特性ＰＢに近似した狭い通過帯域特性を持つものとして設定するのである。

次に、隣接状態検知部１６について説明すると、これは、図３(a)に示すように、高域ＢＰＦ１６１と低域ＢＰＦ１６２、Ｕ検波部１６３、Ｄ検波部１６４、Ａ検波部１６５、それにレベル判定部１６６で構成されている。

そして、まず、高域ＢＰＦ１６１は、図示のように、ＯＦＤＭ変調波の中心周波数ｆ₀ の高周波側で、その高周波端から離れた位置において或る周波数幅を通過域ＵＷとする帯域フィルタで構成され、自チャンネルＯＦＤＭ変調受信波の帯域特性ＰＢに対して、その高周波端から離れた部分に現れる信号、すなわち図２(b)に示す上隣接波Ｕを主として抽出する働きをする。

次に、低域ＢＰＦ１６２は、図示のように、ＯＦＤＭ変調波の中心周波数ｆ₀ の低周波側で、その低周波端から離れた位置において或る周波数範囲を通過域ＤＷとする帯域フィルタで構成され、自チャンネルＯＦＤＭ変調受信波の帯域特性ＰＢに対して、その低周波端から離れた部分に現れる信号、すなわち図２(c)に示す下隣接波Ｄを主として抽出する働きをする。

そこで、Ｕ検波部１６３は、信号成分Ｕを入力し、当該信号成分Ｕのレベルに相当する信号Ｘを検出する働きをし、次に、Ｄ検波部１６４は、信号成分Ｄを入力し、当該信号成分Ｄのレベルに相当する信号Ｙを検出する働きをする。

一方、Ａ検波部１６５には、受信された帯域特性ＰＢのＯＦＤＭ変調波を入力し、されている。そこで、これは当該ＯＦＤＭ変調波のレベルに相当する信号Ｚを検出する働きをする。

次に、レベル判定部１６６は、上記した３種の信号Ｘ、Ｙ、Ｚを入力し、各信号のレベルに応じて演算を行い、図３(b)に示す規則に従ってモード信号ＢＰＦＭode と補正値αを生成する。

このとき、図３(b)に示されているように、モード信号ＢＰＦＭode は、モード“Ｗ”とモード“Ｌ”、モード“Ｈ”それにモード“Ｎ”の４種であり、それぞれ「隣接なし」ではモード“Ｗ”であり、「上隣接あり」ではモード“Ｌ”、「下隣接あり」ではモード“Ｈ”、「両隣接あり」ではモード“Ｎ”、それに「信号なし」ではモード“Ｎ”となる。

また、補正値αの値は、“０”と“Ａ”、それに“２Ａ”の３種であり、それぞれ「隣接なし」では“０”であり、「上隣接あり」では“Ａ”、「下隣接あり」では“Ａ”、「両隣接あり」では“２Ａ”、それに「信号なし」では“２Ａ”となる。

そこで、可変ＢＰＦ部１６にはモード信号ＢＰＦＭode が入力され、同期検出部４には補正値αが供給されることになり、この結果、受信波の状況に応じて可変ＢＰＦ部１６の特性がモード信号ＢＰＦＭode により制御され、同期検出部４の閾値Ｖth が補正値αにより変更制御されることになり、従って、この実施形態によれば、受信したＯＦＤＭ変調波に隣接波が存在した場合でも、安定したピークレベルの判定が得られることになるのであるが、以下、この点について、更に詳細に説明する。

上記したように、同期検出部４では、直交復調処理部９から出力されたデータＲ'sg 及びデータＩ'sg を入力し、これらから同期シンボル群を検出し、ピークレベルを判定してフレームパルスＦＳＴｒを生成する。

従って、このとき、受信波に隣接波が存在していると、同期検出部４の入力信号レベルが不適切になり、そこに設定してある閾値Ｖth では安定したピークレベルの判定ができなくなってしまう。

そこで、この実施形態では、受信したＯＦＤＭ変調波における隣接波の状況を隣接状態検知器１６により判定し、この判定結果から可変ＢＰＦ部１６の帯域特性を切換制御し、かつ、同期検出部４によるピークレベル判定のための閾値Ｖth を補正し、隣接波の影響を排除するようにしたものであり、以下、このときの帯域特性の切換制御とピークレベル判定用閾値の補正について、次の５種のケースに分けて説明する。

ケース１：受信波に隣接波が存在しない図２(a)の場合
このケース１では、図３(b)に示されているように、隣接状態検知器１６から出力されるモード信号ＢＰＦＭode がモードＷになる。そこで、可変ＢＰＦ部１６の帯域特性は、図２(a)に示すように、周波数ｆ₀ を中心として、帯域特性ＰＢよりも広い帯域で緩やかなスロープの遮断特性を持つ広帯域特性ＷＢに切換えられ、補正量αは“０”になっている。

そこで、このとき同期検出部４には、直交復調処理部９から出力されたデータＲ'sg 及びデータＩ'sg が、何らの帯域制限も受けることなく、そのまま入力され、ピークレベルが判定されフレームパルスＦＳＴｒが生成されるという通常の動作状態となり、このとき隣接波が無いので、特に問題はなく、予め設定されている閾値Ｖth のもとで、安定したピークレベルの判定が得られていることになる。

このとき、広帯域特性ＷＢに、図２(a)に示されているように、帯域特性ＰＢよりもかなり広い帯域が持たせてあるのは、次の理由による。

ＯＦＤＭ変調波は、５０ｄＢ程度と僅かではあるが、対象キャリア帯域外にも電力成分が生じ、これも同期引き込み対象信号成分として有用であり、従って、特に問題が無ければ、このキャリア外の電力成分も取り込んだ方が同期捕捉限界が向上する。

そこで、このケース１の場合、つまり受信波に隣接波が存在しないときには、広帯域特性ＷＢに、帯域特性ＰＢよりもかなり広い帯域を持たせたものであり、従って、この実施形態によれば、通常の動作状態にあるときに同期捕捉限界が低下する虞はない。

ケース２：受信波に上隣接波Ｕが存在した図２(b)の場合
このケース２では、図３(b)に示されているように、隣接状態検知器１６から出力されるモード信号ＢＰＦＭode がモードＬになる。そこで、可変ＢＰＦ部１６の帯域特性は、図２(b)に示すように、高周波側の周波数ｆ_U の近傍で急峻な遮断特性を持った低域特性ＬＰに切換えられ、閾値の補正量αは“Ａ”になる。

そこで、このときには、低域特性ＬＰが持っている急峻な高域遮断特性により、上隣接波Ｕは効果的に抑圧されてしまう上、予め閾値の補正量αの値Ａを、図４(b)に示すように、このときの隣接洩れ込み成分に呼応した値に設定しておくことにより、閾値Ｖth として、このときの隣接洩れ込み成分に対応した適切な閾値Ｖth＋Ａが設定されることになり、従って、受信波に上隣接波Ｕが存在したときでも、安定したピークレベルの判定が確実に得られることになる。

ケース３：受信波に下隣接波Ｄが存在した図２(c)の場合
このケース３では、図３(b)に示されているように、隣接状態検知器１６から出力されるモード信号ＢＰＦＭode がモードＨになる。そこで、可変ＢＰＦ部１６の帯域特性は、図２(c)に示すように、低周波側の周波数ｆ_L の近傍で急峻な遮断特性を持った高域特性ＨＰに切換えられ、閾値の補正量αは“Ａ”になる。

そこで、このときには、低域特性ＨＰが持っている急峻な低域遮断特性により、下隣接波Ｄは効果的に抑圧されてしまう上、図４(b)に示すように、閾値Ｖth として、このときの隣接洩れ込み成分に対応した適切な閾値Ｖth＋Ａが設定されることになり、従って、受信波に下隣接波Ｄが存在したときでも、安定したピークレベルの判定が確実に得られることになる。

ケース４：受信波に下隣接波Ｄと上隣接波Ｕの双方が存在した図２(d)の場合
このケース４では、図３(d)に示されているように、隣接状態検知器１６から出力されるモード信号ＢＰＦＭode はモードＮになる。そこで、可変ＢＰＦ部１６の帯域特性は、図２(d)に示すように、高周波側も低周波側も、各々の周波数ｆ_U と周波数ｆ_L の近傍で急峻に減衰する狭帯域特性ＮＢに切換えられ、閾値の補正量αは“２Ａ”になる。

そこで、このときには、狭域特性ＮＢが持っている急峻な帯域外遮断特性により、下隣接波Ｄと上隣接波Ｕが双方とも効果的に抑圧されてしまう上、閾値Ｖth として、このときの両隣接波の存在による洩れ込み成分の増加に対応して、更に大きな閾値Ｖth＋２Ａが設定されることになる。

従って、受信波に下隣接波Ｄと上隣接波Ｕの双方が存在したときでも、安定したピークレベルの判定が確実に得られることになる。

ケース５：受信波信号が無いかレベルが極めて低い場合
このケース５では、図３(d)に示されているように、隣接状態検知器１６から出力されるモード信号ＢＰＦＭode はモードＮになる。そこで、可変ＢＰＦ部１６の帯域特性は、図２(d)に示すように、高周波側も低周波側も、各々の周波数ｆ_U と周波数ｆ_L の近傍で急峻に減衰する狭帯域特性ＮＢに切換えられ、閾値の補正量αは“２Ａ”になる。

この場合、受信波が無いか、あってもレベルが極めて低いので、何れにしても受信波の復調は望めず、ピークレベルが検出されたとしても雑音による結果に過ぎないことになるので、閾値Ｖth として、大きな閾値Ｖth＋２Ａを設定し、少なくとも雑音による誤動作だけは抑えることができるようにするのである。

従って、この実施形態によれば、隣接波が存在した場合でも安定したピークレベルの判定が得られることになり、この結果、移動中継に適用して更に安定した伝送特性を与えることができ、中継放送プログラムの充実に大いに寄与することができる。

本発明によるＯＦＤＭディジタル伝送装置の一実施形態を示すブロック構成図である。本発明の一実施形態による周波数特性設定動作の説明図である。本発明の一実施形態における隣接検知部の詳細説明図である。本発明の一実施形態による閾値設定動作の説明図である。従来技術によるＯＦＤＭディジタル伝送装置の一例を示すブロック構成図である。ＯＦＤＭ信号の説明図である。従来技術による適切な閾値の説明図である。従来技術による不適切な閾値の説明図である。

符号の説明

１：レート変換部
２Ｔ：符号化部
３Ａ：ＩＦＦＴ部(逆フーリエ変換部)
３Ｂ：ガード付加部
７：レート逆変換部
８：直交変調処理部
９：直交復調部
１０：クロックレート変換部
１１：クロック発振器
１２：ＶＣＯ(電圧制御発振器)
１６：隣接状態検出器
１７：可変ＢＰＦ

Claims

少なくともクロック発振部とレート変換部、符号化部、ＩＦＦＴ部、ガード付加部、それに直交変調処理部を備えた送信側と、少なくとも直交復調処理部と同期検出部、ＦＦＴ部、復号部、レート逆変換部、それに受信クロック発振部を備えた受信側とを伝送系で結んだ直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置において、
前記受信側に隣接状態検知手段と帯域切換手段とを設け、
前記隣接状態検知手段は、前記送信側から前記受信側に伝送された信号に存在する隣接波の状態を検知し、検知結果に応じてモード信号を発生し、
前記帯域切換手段は、前記直交復調処理部から前記同期検出部に入力される信号の帯域遮断スロープの特性を前記モード信号に応じて制御することを特徴とする直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置。
請求項１に記載の直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置において、
前記隣接状態検知手段は、前記送信側から前記受信側に伝送された信号に存在する隣接波の状態を検知し、検知結果に応じて閾値補正値を発生し、
前記同期検出部は、当該同期検出部によるピークレベル判定用の閾値を、前記閾値補正値に応じて制御することを特徴とする直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置。
請求項２に記載の直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置において、
前記隣接状態検知手段による検知結果が、“隣接なし”と“上隣接あり”、“下隣接あり”、“両隣接あり”、それに“信号なし”の４種であり、
前記帯域切換手段は、前記直交復調処理部から前記同期検出部に入力される信号の帯域遮断スロープの特性を前記モード信号に応じて制御し、
前記検出結果が“隣接なし”のとき前記帯域遮断スロープの特性を緩やかな遮断特性にして前記閾値補正値を“０”にし、
前記検出結果が“上隣接あり”のとき前記帯域遮断スロープの特性を高周波数側が急峻で低周波数側が緩やかな遮断特性にして前記閾値補正値を隣接洩れ込み成分に呼応した値“Ａ”にし、
前記検出結果が“下隣接あり”のとき前記帯域遮断スロープの特性を高周波数側が緩やかで低周波数側が急峻な遮断特性にして前記閾値補正値を“Ａ”にし、
前記検出結果が“両隣接あり”のとき前記帯域遮断スロープの特性を高周波数側も低周波数側も急峻な遮断特性にして前記閾値補正値を“２Ａ”にし、
前記検出結果が“信号なし”のとき前記帯域遮断スロープの特性を高周波数側も低周波数側も急峻な遮断特性にして前記閾値補正値を“２Ａ”に
することを特徴とする直交周波数分割多重変調ディジタル伝送装置。