JP4636162B2 - The wireless communication device and wireless communication method - Google Patents

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Description

本発明は、複数のアンテナを持つ送信機と対となって空間多重(MIMO)通信方式により伝送容量を拡大したデータ通信を行なう無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、CDD(Cyclic Delay Diversity)をかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを受信する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。 The present invention relates to a plurality of transmitters and paired with it by spatial multiplexing (MIMO) wireless communication device and wireless communication method for performing enlarged data communication the transmission capacity by the communication system having an antenna, and a computer program, in particular, CDD (Cyclic Delay Diversity) wireless communication apparatus and method for receiving a beam-forming transmission packets over, and to a computer program.

さらに詳しくは、本発明は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットからプリアンブルの相関処理に基づき適切な同期タイミングを獲得する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに係り、特に、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットの受信に必要となるダイナミック・レンジを削減する無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムに関する。 More particularly, the present invention relates to a wireless communication apparatus and wireless communication method, and computer program to acquire appropriate synchronization timing based from transmitted over a different delay amount for each transmission branches packet to correlation processing of the preamble , in particular, wireless communication apparatus and wireless communication method for reducing the dynamic range required for the reception of the transmitted over a different delay amount for each transmission branches packet, and to a computer program.

旧来の有線通信方式における配線から解放するシステムとして、無線ネットワークが注目されている。 As a system for releasing the wiring in traditional wired communication system, a wireless network draws attention. 無線ネットワークに関する標準的な規格として、IEEE(The Institute of Electrical and Electronics Engineers)802.11やIEEE802.15を挙げることができる。 As a standard standard for wireless networks, IEEE (The Institute of Electrical and Electronics Engineers) can be mentioned 802.11 and IEEE802.15. 例えばIEEE802.11a/gでは、無線LANの標準規格として、マルチキャリア方式の1つであるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)変調方式が採用されている。 For example, in IEEE802.11a / g, as a standard of a wireless LAN, OFDM is one of multicarrier scheme (Orthogonal Frequency Division Multiplexing: orthogonal frequency division multiplexing) modulation scheme is employed.

また、IEEE802.11a/gの規格では最大で54Mbpsの通信速度を達成する変調方式をサポートしているが、さらなる高ビットレートを実現できる次世代の無線LAN規格が求められている。 Although it supports a modulation scheme to achieve the communication speed of 54Mbps at maximum in the standard of IEEE802.11a / g, a next-generation wireless LAN standard capable of realizing a further high bit rate is required. 無線通信の高速化を実現する技術の1つとして、MIMO(Multi−Input Multi−Output)通信が注目を集めており、IEEE802.11の拡張規格であるIEEE802.11n(TGn)ではOFDM_MIMO通信方式を採用している。 As one of techniques for realizing high-speed wireless communications, MIMO (Multi-Input Multi-Output) communication has attracted attention, the IEEE802.11n (TGn) in OFDM_MIMO communication method is a IEEE802.11 extended standard of It has been adopted.

MIMOとは、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現する通信方式である。 The MIMO, comprises a plurality of antenna elements at both the receiver and transmitter, a communication method for realizing spatially multiplexed streams. 送信側では、複数の送信データに空間/時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。 The transmission side multiplexes by performing space / time code to a plurality of transmission data, and transmits the channel is distributed to a plurality of transmitting antennas. これに対し、受信側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間/時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得ることができる。 In contrast, in the receiving side, and separated into a plurality of transmission data signal received by a plurality of receiving antennas through channels by performing space / time decoding to obtain the original data without crosstalk between streams be able to. MIMO通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。 According to the MIMO communication scheme, without the increasing the frequency band, work to expand the transmission capacity in accordance with the number of antennas, it is possible to achieve a communication speed improvement. また、空間多重を利用するので、周波数利用効率はよい。 Further, since the use of spatial multiplexing, frequency utilization efficiency is good. MIMOはチャネル特性を利用した通信方式であり、単なる送受信アダプティブ・アレーとは相違する。 MIMO is a communication method using the channel characteristics, different from the mere reception adaptive array.

MIMO通信では、送信機側で複数の送信ブランチからの送信ストリームを空間多重するための送信重み行列や、受信機側で空間多重信号を元の複数のストリームに空間分離するための受信重み行列を、チャネル行列Hを利用してそれぞれ計算する。 In MIMO communication, and the transmission weight matrix for spatial multiplexing transmission streams from a plurality of transmit branches in the transmitter side, the receive weight matrix for spatially separating the spatially multiplexed signal into the original plurality of streams at the receiver It is calculated respectively by utilizing the channel matrix H. チャネル行列Hは、送受信アンテナ対に対応するチャネル情報を要素とした数値行列である。 Channel matrix H is a numerical matrix and the channel information element corresponding to the transmit and receive antenna pairs. ここで言うチャネル情報は、位相と振幅を成分に持つ伝達関数である。 Channel information referred to herein is a transfer function having a phase and amplitude component. 通常、送受信機の間でチャネル行列を励起するための既知リファレンス・シンボルからなるトレーニング系列を含んだフレーム交換シーケンスを実施することで、チャネル行列を推定することができる。 Usually, by performing the frame exchange sequence including a training sequence of known reference symbol for exciting the channel matrix between the transceiver can estimate the channel matrix.

MIMO通信では、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されるという問題がある。 In MIMO communication, when a signal for the same or similar through different spatial streams are transmitted, there is a problem that an unintended beam is formed. そこで、IEEE802.11nでは、送信機は各送信アンテナから時間差(Cyclic Shift若しくはCDD(Cyclic Delay Diversity))を以って信号を送信する方法が採用されている。 Therefore, in IEEE802.11n, the transmitter how to send the time difference from the transmission antenna than I the signal (Cyclic Shift or CDD (Cyclic Delay Diversity)) is employed.

例えば、プリアンブル中の同期獲得用のフィールドを用いて通常の同期獲得処理を行ない、その後にストリーム間でCyclic Shift信号が付加されたMIMO信号であることを検出すると、そのCyclic Shift量に基づいて同期タイミングを調整することによって、MIMO_OFDM信号を正しく受信処理する無線通信装置について提案がなされている(例えば、特許文献1を参照のこと)。 For example, if it is detected that performs normal synchronization acquisition process using the fields for synchronization acquisition in the preamble, a MIMO signal Cyclic Shift signal is added between subsequent stream, synchronization based on the Cyclic Shift amount by adjusting the timing, proposals have been made for the wireless communication device to properly receive and process MIMO_OFDM signal (e.g., see Patent Document 1).

ところで、無線通信では一般に、パケットの先頭に既知トレーニング・シーケンスの繰り返しからなるプリアンブルが付加されており、受信機側では、プリアンブルを用いて同期処理を行なう。 Meanwhile, generally in a wireless communication, the head of the packet is appended a preamble consisting of repetition of a known training sequence, the receiver side performs synchronization processing using a preamble. 具体的には、プリアンブルを検出することによりパケットを発見すると、これに続いて、精密な受信タイミングの確認や周波数オフセット除去作業、さらに必要に応じて受信信号電力の正規化(AGC(Automatic Gain Control:自動利得制御)ゲインの設定)を行なう。 Specifically, if it finds a packet by detecting the preamble, following which, check the frequency offset removal operation precision reception timing, further normalization of the received signal power as needed (AGC (Automatic Gain Control : performing automatic gain control) gain setting). その後、OFDMシンボルの有効シンボル部を抽出してFFT(Fast Fourier Transform)へと受信信号をフィードする。 Then, feeding the received signal into a FFT to extract the effective symbol portion of the OFDM symbol (Fast Fourier Transform).

しかしながら、MIMO通信システムにおいてCDDを行なう場合、すなわち、複数本の送信アンテナから送信するパケットに異なる遅延量をかけて送信する場合には、受信機側で同期処理を行なう際に、複数の相関ピークが現れることになる。 However, when performing CDD in the MIMO communication system, i.e., when transmitting over a different amount of delay to a packet to be transmitted from a plurality of transmitting antennas, when performing synchronization processing on the receiver side, a plurality of correlation peaks It will be appear. このため、受信ブランチの相関値の平均化あるいは重み付け平均化して同期タイミングを獲得しようとすると、チャネルや受信環境によっては、誤検出確率が増加するケースが懸念される。 Therefore, when the averages or weighted averages of the correlation values ​​of reception branches attempts to acquire the synchronization timing, by the channel and a receiving environment is case erroneous detection probability increases is concerned.

また、受信機側で複数本のアンテナで受信した信号レベルは、マルチパス・フェージングの影響により大きなばらつきを持つと推測される。 The signal level received by a plurality of antennas at the receiver is presumed to have a large variation due to the influence of multipath fading. このため、各受信ブランチについて最小あるいは最大の受信ゲインに適合させると、その後の受信動作に非常に大きなダイナミック・レンジを持たせることが必要となってしまう。 Therefore, when adapting to the minimum or maximum reception gain for each reception branch, becomes necessary to very have a large dynamic range for subsequent reception.

特開2007−221187号公報 JP 2007-221187 JP

本発明の目的は、CDDをかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを好適に受信することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。 An object of the present invention can be suitably receives a packet transmitted beam forming over CDD, it is to provide a superior wireless communication apparatus and wireless communication method, and computer program.

本発明のさらなる目的は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットからプリアンブルの相関処理に基づき適切な同期タイミングを獲得することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。 A further object of the present invention, it is possible to acquire appropriate synchronization timing based from transmitted over a different delay amount for each transmission branches packet to correlation processing of the preamble, excellent wireless communication apparatus and wireless communication method, and It is to provide a computer program.

本発明のさらなる目的は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットの受信に必要となるダイナミック・レンジを削減することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することにある。 A further object of the present invention can reduce the dynamic range required for the reception of the transmitted over a different delay amount for each transmission branches packet, excellent wireless communication apparatus and wireless communication method, and computer It is to provide a program.

本願は、上記課題を参酌してなされたものであり、請求項1に記載の発明は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、 This application has been made in consideration of the above problems, a first aspect of the present invention, a wireless communication apparatus that receives the transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
複数の受信ブランチと、 And a plurality of receiving branches,
前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、 A synchronization processing unit for detecting a synchronization timing independently for each of the reception branches,
前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、 Using the synchronization timing detected the synchronization processing unit for each reception branch, a signal processing unit that performs a decoding process and other processes of the synchronization process later,
を具備することを特徴とする無線通信装置である。 Is a wireless communication apparatus characterized by comprising.

また、本願の請求項2に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)ようになっている。 Further, when the invention described in claim 2 of the present application, the synchronization processing unit, for detecting the synchronization timing of each reception branch by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, X present determining that more reception branches autocorrelation result of could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold, synchronizes the autocorrelation value of the maximum value or maximum value with respect to the reception branch autocorrelation result is lower than the threshold value determining the timing (where, X is the receiving branch number an integer 1 or more) is adapted.

また、本願の請求項3に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)ようになっている。 Further, when the invention described in claim 3 of the present application, the synchronization processing unit, for detecting the synchronization timing of each reception branch by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, X present determining that more reception branches autocorrelation result of could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold value, for reception branch autocorrelation result is lower than the threshold value, acquired in the receiving branch exceeds the threshold determining an autocorrelation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing around the synchronization timing by the peak within the detection window set (where, X is the receiving branch number an integer 1 or more) so that the .

また、本願の請求項4に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)ようになっている。 Further, when the invention described in claim 4 of the present application, the synchronization processing unit, for detecting the synchronization timing of each reception branch by cross-correlation processing of the recurring part of the time waveform of the preamble section of the received packet, X present determining that more reception branches cross correlation results could acquire packet synchronization when exceeds a predetermined threshold, the synchronization of the cross-correlation value maximum value or maximum value with respect to the reception branch cross-correlation result does not exceed the threshold determining the timing (where, X is the receiving branch number an integer 1 or more) is adapted.

また、本願の請求項5に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)ようになっている。 Further, when the invention described in claim 5 of the present application, the synchronization processing unit, for detecting the synchronization timing of each reception branch by cross-correlation processing of the recurring part of the time waveform of the preamble section of the received packet, X present determining that more reception branches cross correlation results could acquire packet synchronization when exceeds a predetermined threshold value, for the reception branches to the cross-correlation result does not exceed the threshold value, acquired in the receiving branch exceeds the threshold determining a cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing around the synchronization timing by the peak within the detection window set (where, X is the receiving branch number an integer 1 or more) so that the .

また、本願の請求項6に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット発見を有効化する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)ようになっている。 Further, in the invention described in claim 6 of the present application, the synchronization processing unit is configured to discover packet by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, after the packet discovery was enabled when performing the detection of a detailed synchronization timing by cross-correlation processing, the autocorrelation results of X or more receiver branches to enable packet detection when exceeds a predetermined threshold (where, X is the received at least one It has become a branch of the number following an integer) as.

また、本願の請求項7に記載の発明では、前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)ようになっている。 Further, in the invention according to claim 7 of the present application, the synchronization processing unit is configured to discover packet by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, after the packet discovery was enabled when performing the detection of a detailed synchronization timing by cross-correlation processing, determines that the correlation result of the X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold, the cross-correlation result is the threshold for the reception branch that does not exceed, it is determined as a synchronization timing correlation value maximum value or the maximum value in the peak within the detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold value (where, X is It has become the number of reception branches an integer) as one or more.

また、本願の請求項8に記載の発明では、前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部をさらに備えている。 Further, in the invention described in claim 8, further comprising a gain control unit which performs independently gain control for each of the reception branches.

また、本願の請求項9に記載の発明は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、 Further, according to another embodiment of the present invention 9 is a radio communication apparatus that receives the transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
複数の受信ブランチと、 And a plurality of receiving branches,
前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部と、 A gain control section that performs gain control independently for each of the reception branches,
前記ゲイン制御部で受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、 And subsequent decoding and signal processing unit for performing other processes with independently for each reception branch within the dynamic range fits perform the gain control in the gain controller,
を具備することを特徴とする無線通信装置である。 Is a wireless communication apparatus characterized by comprising.

また、本願の請求項10に記載の発明では、前記ゲイン制御部がゲイン制御を行なったときの前記受信ブランチ間の設定ゲインの比を記憶しておき、前記受信ブランチ毎の各種推定値を平均化又は尤度に応じた重み付け平均を行なう際に、前記受信ブランチ間の固定ゲイン比を考慮して最終的な推定値を得るようになっている。 Further, in the invention according to claim 10 of the present application, the gain control unit stores the setting gain ratio between the reception branches when subjected to gain control, the average of various estimates for each of the reception branches when performing a weighted average in accordance with the reduction or likelihood, so as to obtain a final estimate taking into account the fixed gain ratio between the reception branches.

また、本願の請求項11に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、 The invention described in Claim 11 of the present application, the wireless communication apparatus having a plurality of reception branches, a radio communication method for receiving transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、 A synchronization processing step of detecting the synchronization timing independently for each of the reception branches,
前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、 Using the synchronization timing detected in each reception branch by the synchronization processing step, a signal processing step of performing a decoding process and other processes of the synchronization process later,
を有することを特徴とする無線通信方法である。 Is a wireless communication method characterized by having a.

また、本願の請求項12に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、 Further, according to another embodiment of the present invention 12, in the wireless communication apparatus having a plurality of reception branches, a radio communication method for receiving transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御ステップと、 A gain control step of performing gain control independently for each of the reception branches,
前記ゲイン制御ステップにより受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、 And independently signal processing step of performing a decoding process and other processes after within the dynamic range fits by performing gain control for each reception branch by the gain control step,
を有することを特徴とする無線通信方法である。 Is a wireless communication method characterized by having a.

また、本願の請求項13に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、 Further, according to another embodiment of the present invention 13 is performed in the wireless communication apparatus having a plurality of reception branches, a process for receiving the transmitted over a different delay amount for each transmission branches packets on a computer a computer program described in a computer-readable format so as to be, the computer,
前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部、 Synchronization processing unit for detecting a synchronization timing independently for each of the reception branches,
前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部、 Using the synchronization timing at which the synchronization processing unit is detected for each reception branch, a signal processing unit that performs a decoding process and other processes of the synchronization process later,
として機能させるためにコンピューター・プログラムである。 It is a computer program in order to function as.

また、本願の請求項14に記載の発明は、複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信するための処理をコンピューター上で実行するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムであって、前記コンピューターを、 The invention described in Claim 14 of the present application, performed in the wireless communication apparatus having a plurality of reception branches, a process for receiving the transmitted over a different delay amount for each transmission branches packets on a computer a computer program described in a computer-readable format so as to be, the computer,
前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部、 Gain control section that performs gain control independently for each of the reception branches,
前記ゲイン制御部で受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なって収まるダイナミック・レンジの範囲内で以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部、 Signal processing unit for performing independently gain control performed subsequent decoding process within a dynamic range that fits with and other processing for each reception branch in the gain control unit,
として機能させるためにコンピューター・プログラムである。 It is a computer program in order to function as.

本願の請求項13並びに14に係る各コンピューター・プログラムは、コンピューター上で所定の処理を実現するようにコンピューター可読形式で記述されたコンピューター・プログラムをそれぞれ定義したものである。 Each computer program according to claim 13 and 14 of the present application are those defined respectively computer program described in a computer-readable format so as to realize predetermined processing on a computer. 換言すれば、本願の請求項13並びに14に係る各コンピューター・プログラムをコンピューターにインストールすることによって、コンピューター上では協働的作用が発揮され、本願の請求項1並びに9に係る各無線通信装置と同様の作用効果をそれぞれ得ることができる。 In other words, by installing a respective computer program according to claim 13 and 14 of the present application on the computer, a cooperative operation on the computer is exhibited, and the radio communication apparatus according to claim 1 and 9 of the present application it can be obtained respectively the same effect.

本発明によれば、CDDをかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを好適に受信することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。 According to the present invention, it is possible to suitably receive the packet transmitted beam forming over CDD, it is possible to provide a superior wireless communication apparatus and wireless communication method, and computer program.

また、本発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットからプリアンブルの相関処理に基づき適切な同期タイミングを獲得することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。 Further, according to the present invention, it is possible to acquire appropriate synchronization timing based from transmitted over a different delay amount for each transmission branches packet to correlation processing of the preamble, excellent wireless communication apparatus and wireless communication method, and it is possible to provide a computer program.

また、本発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットの受信に必要となるダイナミック・レンジを削減することができる、優れた無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピューター・プログラムを提供することができる。 Further, according to the present invention, it is possible to reduce the dynamic range required for the reception of the transmitted over a different delay amount for each transmission branches packet, excellent wireless communication apparatus and wireless communication method and computer, program can be provided.

本願の請求項1、11、13に記載の発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する際に、受信ブランチ毎に最適な同期タイミングでパケット同期を獲得することができる。 According to the invention described in claim 1, 11, 13, when receiving the transmitted over a different delay amount for each transmission branches packet, obtain the packet sync at the optimum synchronization timing for each reception branch can do.

また、本願の請求項2に記載の発明によれば、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断することができる。 Further, according to the invention described in claim 2 of the present application, it is determined that the auto-correlation result of the X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold value, the autocorrelation results to the threshold value it is possible to determine the autocorrelation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing for the received branch not exceeding.

また、本願の請求項3に記載の発明によれば、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断することができる。 Further, according to the invention described in claim 3, it determines that the autocorrelation results of X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold value, the autocorrelation results to the threshold value for the reception branch that does not exceed, it is possible to determine the autocorrelation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing in the peak within the detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold value.

また、本願の請求項4に記載の発明によれば、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断することができる。 Further, according to the invention described in claim 4, it is determined that the cross-correlation result of the X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold, the cross-correlation result is the threshold it is possible to determine the cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing for the received branch not exceeding.

また、本願の請求項5に記載の発明によれば、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断することができる。 Further, according to the invention described in claim 5 of the present application, it is determined that the cross-correlation result of the X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold, the cross-correlation result is the threshold for the reception branch that does not exceed, it is possible to determine the cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing in the peak within the detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold value.

また、本願の請求項6に記載の発明によれば、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット発見を有効化することができる。 Further, according to the invention described in claim 6 of the present application, as well as discover packet by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, the cross-correlation process after packet discovery was enabled when the detection of detailed synchronization timing, the autocorrelation results of X or more receiving branches can activate the packet detection when exceeds a predetermined threshold.

また、本願の請求項7に記載の発明によれば、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断することができる。 Further, according to the invention described in claim 7 of the present application, as well as discover packet by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, the cross-correlation process after packet discovery was enabled when the detection of detailed synchronization timing, it is determined that the cross-correlation result of the X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold value, the reception branch correlation result does not exceed the threshold regard may determine the cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing in the peak within the detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold value.

また、本願の請求項8、9、12、14に記載の発明によれば、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する際に、受信ブランチ毎にAGCを行なうことで、受信信号のディジタル変換などそれ以降の受信動作において必要なダイナミック・レンジを削減することができる。 Further, according to the invention described in claim 8,9,12,14, when receiving the transmitted over a different delay amount for each transmission branches packets, by performing AGC for each reception branch , it is possible to reduce the dynamic range required in the digital conversion, such as subsequent reception operation of the reception signal.

また、本願の請求項10に記載の発明によれば、前記ゲイン制御部がゲイン制御を行なったときの前記受信ブランチ間の設定ゲインの比を記憶しておき、前記受信ブランチ毎の各種推定値を平均化又は尤度に応じた重み付け平均を行なう際に、前記受信ブランチ間の固定ゲイン比を考慮して最終的な推定値を得ることができる。 Further, according to the invention described in claim 10 of the present application, the advance gain control unit stores the setting gain ratio between the reception branches when performing gain control, various estimates for each of the reception branches it can be a in performing the weighted average in accordance with the averaging or likelihood, to obtain a final estimate taking into account the fixed gain ratio between the reception branches.

本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。 Further objects, features, and advantages of the present invention will become apparent from the detailed description based on embodiments of the invention and the accompanying drawings described below.

以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。 Hereinafter, described in detail embodiments of the present invention with reference to the drawings.

図14には、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示している。 Figure 14 shows a configuration example of a computer with a wireless communication function.

CPU(Central Processing Unit)1は、オペレーティング・システム(OS)が提供するプログラム実行環境下で、ROM(Read Only Memory)2やハード・ディスク・ドライブ(HDD)11に格納されているプログラムを実行する。 CPU (Central Processing Unit) 1, under the program execution environment provided by an operating system (OS) executes a program stored in the ROM (Read Only Memory) 2 or a hard disk drive (HDD) 11 . 例えば、後述する受信パケットの同期処理又はその一部の処理をCPU1が所定のプログラムを実行するという形態で実現することもできる。 For example, it is also possible the synchronization process, or a part of the processing of received packets later CPU1 is realized in the form of executing a predetermined program.

ROM2は、POST(Power On Self Test)やBIOS(Basic Input Output System)などのプログラム・コードを恒久的に格納する。 ROM2 is permanently stored in the program code, such as POST (Power On Self Test) and BIOS (Basic Input Output System). RAM(Random Access Memory)3は、ROM2やHDD11に格納されているプログラムをCPU1が実行する際にロードしたり、実行中のプログラムの作業データを一時的に保持したりするために使用される。 RAM (Random Access Memory) 3 is used and temporarily held or loads the program stored in the ROM2 and HDD11 when CPU1 executes, the work data of a running program. これらはCPU1のローカル・ピンに直結されたローカル・バス4により相互に接続されている。 These are mutually connected by a local bus 4 directly connected to the local pin of CPU 1.

ローカル・バス4は、ブリッジ5を介して、PCI(Peripheral Component Interconnect)バスなどの入出力バス6に接続されている。 Local bus 4, via a bridge 5, PCI (Peripheral Component Interconnect) is connected to the input-output bus 6, such as a bus.

キーボード8と、マウスなどのポインティング・デバイス9は、ユーザにより操作される入力デバイスである。 A keyboard 8, a pointing device 9 such as a mouse are input devices operated by the user. ディスプレイ10は、LCD(Liquid Crystal Display)又はCRT(Cathode Ray Tube)などから成り、各種情報をテキストやイメージで表示する。 Display 10 is composed of an LCD (Liquid Crystal Display) or CRT (Cathode Ray Tube), displays various kinds of information in text or image.

HDD11は、記録メディアとしてのハード・ディスクを内蔵したドライブ・ユニットであり、ハード・ディスクを駆動する。 HDD11 is a drive unit with a built-in hard disk as a recording media, to drive a hard disk. ハード・ディスクには、オペレーティング・システムや各種アプリケーションなどCPU1が実行するプログラムをインストールしたり、データ・ファイルなどを保存したりするために使用される。 The hard disk, or install a program such as an operating system and various applications CPU1 to be executed, are used to or save such as a data file.

通信部12は、例えばIEEE802.11a/nに従う無線通信インターフェースであり、インフラストラクチャ・モード下でアクセスポイント若しくは端末局として動作し、あるいはアドホック・モード下で動作し、通信範囲内に存在するその他の通信端末との通信を実行する。 The communication unit 12 is, for example, a wireless communication interface according to the IEEE802.11a / n, and operates as an access point or a terminal station in infrastructure mode, or operating under the ad-hoc mode, other existing within the communication range It executes communication with the communication terminal.

本実施形態では、通信部12は、送信機側と受信機側の双方において複数のアンテナ素子を備え、空間多重したストリームを実現するMIMO通信方式を採用している。 In the present embodiment, the communication unit 12 includes a plurality of antenna elements at both the receiver and the transmitter adopts a MIMO communication scheme that realizes spatially multiplexed streams. 送信ブランチ側では、複数の送信データに空間/時間符号を施して多重化し、複数本の送信アンテナに分配してチャネルに送信する。 In transmitting branch side multiplexes by performing space / time code to a plurality of transmission data, and transmits the channel is distributed to a plurality of transmitting antennas. 一方、受信ブランチ側では、チャネル経由で複数本の受信アンテナにより受信した受信信号を空間/時間復号を施して複数の送信データに分離して、ストリーム間のクロストークなしに元のデータを得る。 On the other hand, in the reception branch side, and separated into a plurality of transmission data signal received by a plurality of receiving antennas through channels by performing space / time decoding to obtain the original data without crosstalk between the streams. MIMO通信方式によれば、周波数帯域を増大させることになく、アンテナ本数に応じて伝送容量の拡大を図り、通信速度向上を達成することができる。 According to the MIMO communication scheme, without the increasing the frequency band, work to expand the transmission capacity in accordance with the number of antennas, it is possible to achieve a communication speed improvement.

図1及び図2には、MIMO通信を行なう通信部12の送信機及び受信機の構成例をそれぞれ示している。 1 and 2 show a configuration example of a transmitter and a receiver of a communication unit 12 that performs MIMO communication, respectively.

図1に示す送信機のアンテナ本数(若しくは、送信ブランチ数)はMであり、このMは例えばIEEE仕様準拠であれば最大4本である。 Number of antennas of the transmitter illustrated in FIG 1 (or, the number of transmit branches) is M, the M is the maximum of four if IEEE specification-compliant example. 以下では、送信ビーム・フォーミングを行なう場合を例にとって、送信機の構成について説明する。 In the following, taking the case of performing transmission beamforming, the configuration of the transmitter.

データ発生器100から供給される送信データは、スクランブラ102においてスクランブルが掛けられる。 Transmission data supplied from the data generator 100, scrambled in the scrambler 102. 次いで、符号化器104で誤り訂正符号化を施される。 Then, in the encoder 104 is subjected to error correction coding. スクランブル及び符号化方式は、例えばIEEE802.11aの定義に従う。 Scrambling and coding scheme, for example according to the IEEE802.11a definition. そして、符号化信号はデータ振り分け器106に入力され、各送信ストリームに振り分けられる。 The encoded signal is input into the data distributor 106, is distributed to each transmission stream.

各送信ストリームでは、ストリーム毎に与えられたデータレートに従って、送信信号をパンクチャ108によりパンクチャし、インタリーバ110によりインタリーブし、マッパー112により、in位相(I)と直角位相(Quadrature:Q)からなるIQ信号空間にマッピングして複素ベースバンド信号となる。 In each transmission stream in accordance with the data rate provided for each stream, the transmission signal punctured by puncturing 108, interleaved by the interleaver 110, by the mapper 112, in phase (I) and quadrature: IQ consisting (Quadrature Q) the complex baseband signal by mapping the signal space. また、セレクタ111は、インタリーブされた空間ストリーム毎の送信信号に、適当なタイミングでトレーニング系列を挿入して、マッパー112に供給する。 The selector 111, the interleaved transmitted signal for each spatial stream, by inserting the training sequence at an appropriate timing, and supplies the mapper 112. インタリーブ方式は、例えばIEEE802.11aの定義を拡張し、複数ストリーム間で同一のインタリーブにならないようになっている。 Interleaving scheme, for example, to extend the definition of IEEE802.11a, adapted not to the same interleaving across multiple streams. また、マッピング方式もIEEE802.11aに従い、BPSK、QPSK、16QAM、64QAMを適用する。 Also, in accordance with IEEE802.11a mapping scheme applies BPSK, QPSK, 16QAM, and 64QAM.

空間多重部114内では、ビーム形成用送信重み行列計算部114aは、例えば、チャネル行列HからSVD(Singular Value Decomposition:特異値分解)などの行列分解手法によって送信ビーム・フォーミング行列Vを組み立てる。 Within spatial multiplexing section 114, beamforming transmission weight matrix computation unit 114a, for example, SVD from the channel matrix H: assembling a transmission beamforming matrix V by matrix decomposition techniques such as (Singular Value Decomposition SVD). あるいは、通信相手からフィードバックされるチャネル情報から送信ビーム・フォーミング行列Vを組み立てることもできる(周知)。 Alternatively, it is also possible to assemble the transmission beamforming matrix V from the channel information fed back from a communication partner (known). そして、送信重み行列乗算部114bが各送信ストリームを要素とする送信ベクトルにこの送信重み行列Vを乗算して、送信信号にビーム形成を施す。 Then, the transmission weight matrix multiplying portion 114b by multiplying the transmission weight matrix V to the transmit vector to each transmission stream element performs beamforming transmission signal.

また、送信重み行列乗算部114bがチャネル行列Hに基づいて適応的な送信ビーム・フォーミングを行なう以外に、送信ブランチ間で送信タイミングに時間差を設けるCyclic Delay Diversity(CDD)などの固定的なビーム・フォーミングを行なう方法も挙げられる。 In addition to the transmission weight matrix multiplying portion 114b performs the adaptive transmit beam forming based on the channel matrix H, fixed beams, such as providing a time difference in transmission timing between the transmission branches Cyclic Delay Diversity (CDD) · method of performing a forming may be mentioned. CDDには、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されないようにするなどの効果がある。 The CDD, when the same or similar signals through different spatial streams are transmitted, the effect such as to unintended beam is not formed.

高速フーリエ逆変換部(IFFT)116では、周波数領域に並んだ各サブキャリアを時間軸信号に変換し、さらにガード挿入部118でガード・インターバルを付加する。 In inverse fast Fourier transform unit (IFFT) 116, converts each sub-carrier arranged in the frequency domain to the time domain signal, further adds a guard interval guard insertion portion 118. そして、デジタル・フィルタ120にて帯域制限した後、DAコンバータ(DAC)122にてアナログ信号に変換する。 After the band-limited by the digital filter 120, into an analog signal by DA converter (DAC) 122. RF部124では、アナログLPFにより所望帯域以外の信号成分を除去し、所望のRF周波数帯へ中心周波数をアップコンバートし、さらに電力増幅によって信号振幅を増幅させる。 The RF unit 124 to remove a signal component other than a desired band by an analog LPF, the center frequency upconverts the desired RF frequency band, to further amplify the signal amplitude by the power amplifier. RF帯となった送信信号は、各送信アンテナから空間に放出される。 The transmission signal is the RF band is released to the space from each transmit antenna.

また、図2に示す受信機のアンテナ本数(若しくは、受信ブランチ数)はNであり、このNは例えばIEEE仕様準拠であれば最大4本である。 Further, the number of antennas (or, the number of reception branches) of the receiver shown in FIG. 2 is N, where N is a maximum of four if IEEE specification-compliant example. 以下で説明する受信機は、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけてビーム・フォーミング送信されたパケットを受信するものとする。 The following receiver described shall receive a packet transmitted beam forming over a different delay amount for each transmission branches.

チャネルを通して受信機の各受信ブランチに届いたデータは、それぞれの受信アンテナ・ブランチにおいて、まずRF部230でアナログ処理が施される。 Data that arrive at the respective reception branches of the receiver through a channel, in each receiving antenna branches, analog processing is performed first in the RF unit 230.

図3には、受信ブランチ毎のRF部230内の構成例を示している。 FIG. 3 shows an example of the structure of the RF unit 230 for each reception branch. 図示のRF230は、低雑音アンプ(LNA)301、RF周波数帯の受信信号をダウンコンバートする直交復調器(IQデモジュレーター)302、受信信号の電力がADコンバータ228のダイナミック・レンジに収まるように正規化するAGCアンプ303、所望帯域以外の信号成分を除去するアナログ低域フィルタ(LPF)304などで構成される。 RF230 shown includes a low noise amplifier (LNA) 301, a quadrature demodulator to down-convert the received signal in the RF frequency band (IQ demodulator) 302, normalized such that the power of the received signal falls within the dynamic range of the AD converter 228 AGC amplifier 303 of, constituted by an analog low-pass filter (LPF) 304 for removing signal components other than the desired band.

ADコンバータ(ADC)228によりアナログ受信信号をディジタル信号に変換した後、デジタル・フィルタ226に入力し、続いて、同期処理部224にて、同期タイミングの検出を行なう他、周波数オフセット補正、ノイズ・レベル(若しくはSNR)推定などの処理が行なわれる。 After converting the analog reception signal into a digital signal by an AD converter (ADC) 228, and input to the digital filter 226, followed at the synchronization processing unit 224, in addition to the detection of the synchronization timing, frequency offset correction, noise processing such as level (or SNR) estimation is performed. 同期タイミングの検出は、受信したパケットの先頭にバースト的に含まれる既知トレーニング・シーケンスの自己相関又は相互相関をとることによって行なわれる(後述)。 Detection of the synchronization timing is performed by taking the autocorrelation or cross-correlation of a known training sequence contained in the burst to the beginning of the received packet (described later).

ガード除去部222では、データ送信区間の先頭に付加されたガード・インターバルを除去する。 The guard removal unit 222 removes the guard interval added to the beginning of the data transmission interval. そして、高速フーリエ変換部(FFT)220により時間軸信号が周波数軸信号となる。 The time domain signal by a fast Fourier transform unit (FFT) 220 is frequency-axis signal. 続くキャリブレーション処理部218では、各受信ブランチの受信信号に対し、送受信ブランチ間の位相並びに振幅のインバランスを補正するためのキャリブレーション係数がそれぞれ乗算され、受信ブランチ間に存在する位相並びに振幅のインバランス補正をディジタル部において実現する。 In the subsequent calibration processing unit 218, with respect to the received signals of each receiving branch, the calibration coefficient for correcting the imbalance of the phase and amplitude between the transmitting and receiving branches are respectively multiplied and the phase and amplitude existing between the reception branches implemented in a digital unit an imbalance correction.

空間分離部216内では、空間多重された受信信号の空間分離処理を行なう。 Within spatial separation unit 216 performs a spatial separation of the spatially multiplexed reception signals. 具体的には、チャネル行列推定部216aは、各受信ブランチで受信した、チャネル行列を励起するためのトレーニング系列から推定チャネル行列Hを組み立てる。 Specifically, the channel matrix estimation unit 216a is received by each of the receiver branches, assemble the estimated channel matrix H from the training sequence for exciting the channel matrix. 逆方向のチャネル行列として送信機側のビーム形成用送信重み行列計算部114aに渡されることもある。 Also it is passed to the transmitter side of the beamforming transmission weight matrix computation unit 114a as backward channel matrix. また、アンテナ受信重み行列演算部216bは、チャネル行列推定部216aで得られたチャネル行列Hを基にアンテナ受信重み行列Wを計算する。 The antenna reception weight matrix calculation unit 216b calculates an antenna reception weight matrix W on the basis of the channel matrix H obtained by channel matrix estimation unit 216a. そして、アンテナ受信重み行列乗算部216bは、各受信ストリームを要素とする受信ベクトルとアンテナ受信重み行列Wとの行列乗算を行なうことで空間多重信号の空間復号を行ない、ストリーム毎に独立した信号系列を得る。 The antenna reception weight matrix multiplication unit 216b includes a matrix multiplication that performs spatial decoding of the spatial multiplexed signal in performing the receiving vector and antenna reception weight matrix W to each received stream element, independent signal sequence for each stream obtained.

チャネル等化回路214は、ストリーム毎の信号系列に対し、さらに残留周波数オフセット補正、チャネル・トラッキングなどを施す。 Channel equalization circuit 214 to the signal sequence for each stream, subjected further residual frequency offset correction, and channel tracking. そして、デマッパー212はIQ信号空間上の受信信号をデマップし、デインタリーバ210はデインタリーブし、デパンクチャ208は所定のデータレートでデパンクチャする。 The demapper 212 demaps the received signal on the IQ signal space, a deinterleaver 210 deinterleaves, depuncturing 208 depuncturing at a predetermined data rate.

データ合成部206は、複数の受信ストリームを1本のストリームに合成する。 Data synthesizer 206 synthesizes a plurality of received streams to one stream. このデータ合成処理は送信側で行なうデータ振り分けと全く逆の動作を行なうものである。 The data synthesis processing is to perform a completely reverse operation as the data distribution performed by the transmitting side. そして、復号器204では尤度情報に基づいて誤り訂正復号した後、デスクランブラ202によりデスクランブルし、データ取得部200は受信データを取得する。 Then, after the error correction decoding based on the likelihood information in the decoder 204 descrambles the descrambler 202, the data acquisition unit 200 acquires the reception data.

続いて、通信システムにおいて用いられるパケット・フォーマットについて説明する。 The following describes the packet format used in the communication system. IEEE802.11nのPHY層は、従来のIEEE802.11a/gとは変調方式や符号化方式などの伝送方式(Modulation and Coding Scheme:MCS)が全く相違する高スループット(High Throughput:HT)伝送モード(以下では、「HTモード」とも呼ぶ)を持つとともに、従来のIEEE802.11a/gと同じパケット・フォーマット及び同じ周波数領域でデータ伝送を行なう動作モード(以下では、「レガシー・モード」とも呼ぶ)も備えている。 IEEE802.11n is the PHY layer, the conventional transmission method, modulation scheme, coding scheme and IEEE802.11a / g: High throughput (Modulation and Coding Scheme MCS) are different at all (High Throughput: HT) transmission mode ( in the following, with having also referred) to as "HT mode", in the operation mode (hereinafter for transmitting data in the same packet format and the same frequency range as the conventional IEEE802.11a / g, also referred to as "legacy mode") also It is provided. また、HTモードは、IEEE802.11a/gに準拠する従来端末(以下では、「レガシー端末」とも呼ぶ)との互換性を持つ“Mixed Mode(MM)”と呼ばれる動作モードと、レガシー端末との互換性を全く持たない“Green Field(GF)”と呼ばれる動作モードに分けられる。 Moreover, HT mode, (hereinafter, also referred to as "legacy terminal") conventional terminal conforming to IEEE802.11a / g compatible with "Mixed Mode (MM)" and the operation mode called, the legacy terminal I do not have any compatibility be divided into operating mode called "Green Field (GF)".

図15並びに図16には、レガシー・モード、MMモードにおけるパケット・フォーマットをそれぞれ示している。 15 and 16 show the legacy mode, the packet format in MM mode, respectively. 但し、各図において1OFDMシンボルは4マイクロ秒であるとする。 However, the 1OFDM symbol in each figure is 4 microseconds.

図15に示すレガシー・モード下のパケット(以下、「レガシー・パケット」とも呼ぶ)はIEEE802.11a/gと全く同じフォーマットである。 Figure 15 below the legacy mode shown packet (hereinafter, also referred to as "legacy packet") is exactly the same format as IEEE802.11a / g. レガシー・パケットのヘッダ部は、レガシー・プリアンブルとして、パケット発見用の既知OFDMシンボルからなるL−STF(Legacy Short Training Field)と、同期獲得並びに等化用の既知トレーニング・シンボルからなるL−LTF(Legacy Long Training Field)と、伝送レートやデータ長などを記載したL−SIG(Legacy SIGNAL Field)で構成され、これに続いてペイロード(Data)が送信される。 Header of the legacy packet, as a legacy preamble, the L-STF consisting known OFDM symbol for packet detection (Legacy Short Training Field), synchronization acquisition and of known training symbols for equalization L-LTF ( a Legacy long Training Field), consists of describing the like transmission rate and data length L-SIG (Legacy SIGNAL Field), payload (data) is transmitted subsequently to this.

また、図16に示すパケット(以下、「MMパケット」とも呼ぶ)のヘッダ部は、IEEE802.11a/gとまったく同じフォーマットからなるレガシー・プリアンブルと、これに続くIEEE802.11nに特有のフォーマット(以下では、「HTフォーマット」とも呼ぶ)からなるプリアンブル(以下では、「HTプリアンブル」とも呼ぶ)及びデータ部で構成される。 The packet shown in FIG. 16 (hereinafter, also referred to as "MM packet") header portion of a legacy preamble consisting of exactly the same format as IEEE802.11a / g, the subsequent specific format (hereinafter IEEE802.11n So the "HT format" and also referred to) comprising a preamble (hereinafter also referred to as "HT preamble"), and a data portion. MMパケットは、レガシー・パケットにおけるPHYペイロードに相当する部分がHTフォーマットで構成されており、このHTフォーマット内は、再帰的にHTプリアンブルとPHYペイロードで構成されると捉えることもできる。 MM packet, the portion corresponding to the PHY payload in the legacy packet is constituted by HT format, in this HT format can also be regarded as recursively composed HT preamble and PHY payload.

HTプリアンブルは、HT−SIG、HT−STF、HT−LTFで構成される。 HT preamble, HT-SIG, HT-STF, composed of HT-LTF. HT−SIGには、PHYペイロード(PSDU)で適用するMCSやペイロードのデータ長などのHTフォーマットを解釈するために必要となる情報が記載される。 The HT-SIG, information necessary to interpret the HT format, such as the data length of the MCS and the payload to be applied in the PHY payload (PSDU). また、HT−STFは、MIMOシステムにおけるAGC(自動利得制御)を向上するためのトレーニング・シンボルからなる。 Moreover, HT-STF includes a training symbol for improving AGC (automatic gain control) in a MIMO system. また、HT−LTFは、受信機側で空間変調(マッピング)された入力信号毎にチャネル推定を行なうためのトレーニング・シンボルからなる。 Moreover, HT-LTF includes a training symbol for performing a channel estimation for each input signal that is spatially modulated (mapping) at the receiver.

なお、2本以上の伝送ブランチを使用するMIMO通信の場合、受信機側では、受信信号の空間分離する、送受信アンテナ毎にチャネル推定してチャネル行列を獲得する必要がある。 In the case of MIMO communication using two or more transmission branch, the receiver side and spatial separation of the received signal, it is necessary to acquire the channel matrix and the channel estimates for each transmit and receive antenna. このため、送信機側では、各送信アンテナからHT−LTFを時分割で送信するようになっている。 Therefore, the transmitter side is adapted to transmit in a time division HT-LTF from each transmit antenna. したがって、空間ストリーム数に応じて1以上のHT−LTFフィールドが付加されることになる。 Accordingly, it will be added one or more HT-LTF field in accordance with the number of spatial streams.

MMパケット中のレガシー・プリアンブルは、レガシー・パケットのプリアンブルと全く同じフォーマットであるとともに、レガシー端末がデコード可能な伝送方式で伝送される。 Legacy preamble in the MM packet, with exactly the same format as the preamble of the legacy packet, the legacy terminal is transmitted in decodable transmission scheme. これに対し、HTプリアンブル以降のHTフォーマット部分はレガシー端末が対応していない伝送方式で伝送される。 In contrast, HT format portion after the HT preamble is transmitted by the transmission method legacy device does not support. レガシー端末は、MMパケットのレガシー・プリアンブル中のL−SIGをデコードして、自局宛てでないことと、データ長情報などを読み取り、適切な長さのNAV(Network Allocation Vector)すなわち送信待機期間を設定して、衝突を回避することができる。 Legacy terminal decodes the L-SIG in the legacy preamble of the MM packet, and may not be addressed to the station itself, reads and data length information, a NAV (Network Allocation Vector) That transmission standby period suitable length set, it is possible to avoid the collision. この結果、MMパケットはレガシー端末との互換性を実現することができる。 As a result, MM packet can realize the compatibility with the legacy terminal.

図17には、レガシー・プリアンブルの構成を示している。 Figure 17 shows the configuration of the legacy preamble. 先頭には、8.0マイクロ秒のショート・プリアンブル区間(STF:Short Training Field)と8.0マイクロ秒のロング・プリアンブル区間(LTF:Long Training Field)が付加されている。 At the beginning, 8.0 microsecond short preamble section (STF: Short Training Field) and 8.0 microsecond long preamble section (LTF: Long Training Field) has been added. ショート・プリアンブル区間では、ショート・トレーニング・シーケンス(Short Training Sequence:STS)からなるショート・プリアンブルt1〜t10がバースト的すなわち10回繰り返して送られる。 In the short preamble section, short training sequence: short preamble t1~t10 consisting (Short Training Sequence STS) is sent repeatedly burst ie, 10 times. また、ロング・プリアンブル区間では、1.6マイクロ秒のガード区間(Guard Interval)GI2の後に、ロング・トレーニング・シーケンス(Long Training Sequence:LTS)からなるロング・プリアンブルT1〜T2が2回繰り返して送られる。 In addition, in the long preamble interval, after the 1.6 microsecond guard interval (Guard Interval) GI2, long training sequence: Long preamble T1~T2 consisting (Long Training Sequence LTS) is repeatedly sent 2 times It is.

受信機は、通常、STF内に繰り返し含まれる既知トレーニング・シーケンスSTS間で自己相関をとり、自己相関の絶対値(の2乗)が所定の閾値を超えたことによって(粗い)同期タイミングを判定することができる。 The receiver typically takes autocorrelation between known training sequence STS included repeatedly in STF, (rough) by the absolute value of the autocorrelation (squared) exceeds a predetermined threshold determined synchronization timing can do. また、0.8マイクロ秒の4個のSTSシンボルを用いて、AGCゲイン設定やDCオフセットの補正を行なった後、残りの6個のSTSシンボルを用いて周波数オフセットの推定と補正、パケットの検出、並びに粗タイミング検出を行なう。 Further, 0.8 using four STS symbols microsecond, after performing the correction of the AGC gain setting or DC offset correction and the estimated frequency offset using the remaining six STS symbols, detection of a packet and performing coarse timing detection. 例えば、パケット検出をトリガにして、残りのプリアンブル区間を用いてタイミング検出、周波数オフセット測定、ディジタル・ゲイン・コントロールなどの処理を行なう(例えば、特開2004−221940号公報(段落0158〜0164、図19)を参照のこと)。 For example, the packet detection as a trigger timing detection using the remaining preamble interval, the frequency offset measurement, performs processing such as digital gain control (e.g., JP 2004-221940 JP (paragraphs 0158-0164, FIG. 19) see). また、L−STF区間に続くL−LTF区間で既知信号との相互相関を求め、そのピークを基に(詳細な)同期タイミングの検出を行なうことができる。 Moreover, it obtains a cross-correlation between the known signals in L-LTF interval following the L-STF section, it is possible to perform the peak based on (detailed) detection of synchronization timing.

図18には、HT−SIGフィールドのデータ構造を示している。 Figure 18 shows a data structure of the HT-SIG field. 図示のように、HT−SIGは2OFDMシンボルで構成され、PHYペイロード(PSDU)で適用するMCS(後述)やペイロードのデータ長などのHTフォーマットを解釈するために必要となる各種の制御情報が記載される。 As shown, HT-SIG consists of 2OFDM symbol, wherein various control information needed to interpret the HT format, such as the data length of the MCS (described later) and payload for the PHY payload (PSDU) is It is. MMパケットとGFパケットのいずれであっても、HT−SIGフィールドにおける記載内容は同じである。 Be any of the MM packet and the GF packet, the description in the HT-SIG field are the same. また、MMパケットとGFパケットのいずれであっても、HT−SIGフィールドを含むプリアンブル部分は、レガシー・プリアンブル並びにHTプリアンブルともに、符号化率1/2のBPSK変調を適用するように取り決められている。 Further, even if any of the MM packet and the GF packet, the preamble portion including a HT-SIG field, both legacy preamble and HT preamble, are negotiated to apply the BPSK modulation with a coding rate of 1/2 . このような低いデータレートを用いるのは、パケット受信に必要な処理や情報通知を確実に実現するためでもある。 Such use a lower data rate, but also because realized reliably processing and information notification necessary packet reception.

また、MIMO通信では、異なる空間ストリームを通して同一又は類似する信号が伝送される際に、意図しないビームが形成されるという問題がある。 Further, in MIMO communication, when a signal for the same or similar through different spatial streams are transmitted, there is a problem that an unintended beam is formed. このため、送信機は各送信アンテナから時間差を以って信号を送信する方法、すなわちCDDが採用されている(前述)。 Therefore, the transmitter how to send a signal drives out time difference from each transmit antenna, i.e. CDD is employed (as described above).

IEEE802.11nでは、HTパケットのヘッダ部内の制御情報の1シンボル目(HT−SIG1)に含まれるMCS(Modulation & Coding Scheme)値に基づいてHTフィールドで適用する伝送方式に関する情報を得る他に、以下のように空間ストリーム本数N ssを特定することができる。 In IEEE802.11n, in addition to obtaining information about the transmission method applied in HT fields based on MCS (Modulation & Coding Scheme) value included in the first symbol of the control information in the header portion of the HT packet (HT-SIG1), it is possible to specify the number of spatial streams N ss as follows.

各空間ストリームで同じ変調方式の場合: For the same modulation scheme on each spatial stream:
MCS 0〜7 ⇒ N ss =1 MCS 0~7 ⇒ N ss = 1
MCS 8〜15 ⇒ N ss =2 MCS 8~15 ⇒ N ss = 2
MCS 16〜23 ⇒ N ss =3 MCS 16~23 ⇒ N ss = 3
MCS 24〜31 ⇒ N ss =4 MCS 24~31 ⇒ N ss = 4

空間ストリーム毎に変調方式が異なる場合: If the modulation scheme is different for each spatial stream:
MCS 33〜38 ⇒ N ss =2 MCS 33~38 ⇒ N ss = 2
MCS 39〜52 ⇒ N ss =3 MCS 39~52 ⇒ N ss = 3
MCS 53〜76 ⇒ N ss =4 MCS 53~76 ⇒ N ss = 4

そして、空間ストリーム本数N ssから下記の表1並びに表2に従って、MMパケットのレガシー・プリアンブル部分と、HTフォーマット部分のそれぞれについて、送信アンテナ間の送信タイミングの遅延量(Cyclic Shift値)を識別することができる。 Then, identifies according to the number of spatial streams N ss Table 1 and Table 2 below from the legacy preamble portion of the MM packet, for each of the HT format portion, the delay amount of the transmission timing between transmission antennas (Cyclic Shift value) be able to.

例えば、2本の空間ストリームからなるMIMO通信を行なう場合、レガシー部分では、2本目の空間ストリームは、1本目の空間ストリームに対し−200ナノ秒だけ遅延時間を持つ時間差信号となる。 For example, when performing MIMO communication including two spatial streams, a legacy part, two first spatial streams of the time difference signal having a delay time -200 nanoseconds to spatial streams for the first run.

ところが、送信機側でCDDをかける、すなわち、送信アンテナ毎に異なる遅延量をかけて送信された信号を受信側で同期処理を行なう際に、複数の相関ピークが現れることになる。 However, applying a CDD on the transmitter side, i.e., when performing synchronization processing the transmitted over a different delay amount for each transmission antenna signal on the receiving side, a plurality of correlation peaks appears. このため、受信ブランチの相関値の平均化あるいは重み付け平均化して同期タイミングを獲得しようとすると、チャネルや受信環境によっては、誤検出確率が増加するケースが懸念される。 Therefore, when the averages or weighted averages of the correlation values ​​of reception branches attempts to acquire the synchronization timing, by the channel and a receiving environment is case erroneous detection probability increases is concerned.

また、受信機側で複数本のアンテナで受信した信号レベルは、マルチパス・フェージングの影響により大きなばらつきを持つと推測される。 The signal level received by a plurality of antennas at the receiver is presumed to have a large variation due to the influence of multipath fading. このため、各受信ブランチについて最小あるいは最大の受信ゲインに適合させると、その後の受信動作に非常に大きなダイナミック・レンジを持たせることが必要となってしまう。 Therefore, when adapting to the minimum or maximum reception gain for each reception branch, becomes necessary to very have a large dynamic range for subsequent reception.

図4には、上記の表1の最下段に示した、4本の送信ブランチから異なる遅延量(Δ×1、Δ×2、Δ×3、Δ×4)のCDD信号の相関ピークを例示している。 FIG. 4 shows the bottom of Table 1 above, different amount of delay from the four transmission branches (Δ × 1, Δ × 2, Δ × 3, Δ × 4) illustrate the correlation peak of the CDD signal doing.

また、図5には、マルチパス・チャネルを通った上記のCDD信号を4本の受信ブランチで受信して得られる出力相関ピークを例示している。 Further, in FIG. 5 illustrates the output correlation peak obtained by receiving the multipath channel above CDD signal through with four receiving branches. 同図に示すように、実際のMIMO伝搬路を通った信号に対する相関値は、受信ブランチ毎に異なる相関ピークを持つ。 As shown in the figure, the correlation value of the passes through the actual MIMO channel signal has a different correlation peaks for each reception branch. 受信ブランチ毎の相関ピークの様相が大きく異なる場合、受信ブランチの相関値の平均化あるいは重み付け平均化しても意味がない。 If aspects of the correlation peaks for each reception branch differ greatly, there is no point averages or weighted averaging of the correlation value of the reception branches.

これに対し、本発明者らは、互いの受信ブランチの相関ピークの様相が大きく異なる場合には、独立に同期タイミングを検出した方が、検出精度の向上が期待できると考えている。 In contrast, the present inventors have found that when the aspect of the correlation peaks of each other receiver branches are significantly different, it detects a synchronization timing independently, improve the detection accuracy is considered to be expected. 受信ブランチ毎に異なる同期タイミングで処理を行なっても、同期タイミングを受信ブランチ間で共通化させた場合と同じく、その後の受信処理には何ら影響はない。 Be subjected to treatment with different synchronization timing for each reception branch, as in the case where is common between receiving the synchronization timing branch is not affected at all subsequent reception processing.

図6には、受信ブランチ毎に配設される、相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示している。 Figure 6 is disposed in each reception branch, it shows a circuit configuration example for performing synchronous detection by the correlation process. 但し、図示の例では、例えばL−STF区間を用いて自己相関処理を行なうものとする。 However, in the illustrated example, and it performs autocorrelation processing using, for example, L-STF interval.

遅延部601は、パケットの先頭にバースト的に付加される既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期間隔の受信信号を保持し、遅延信号として出力する。 Delay unit 601 holds the received signal repetition period interval known training sequence is burst manner prepended to the packet, and outputs it as a delay signal. また、複素共役部602は、この遅延信号の共役複素数をとる。 Also, complex conjugate unit 602 takes the complex conjugate of the delayed signal. そして、乗算部603では、受信信号と既知トレーニング・シーケンスの繰り返し周期間隔(0.8マイクロ秒)分の遅延信号との複素共役乗算を行なう。 Then, the multiplier 603 performs complex conjugate multiplication between the received signal and the repetition period interval known training sequence (0.8 microseconds) fraction of the delay signal.

平均部604は、所定の移動平均区間にわたって乗算部603が出力する積の移動平均を計算して自己相関値を求める。 The average unit 604 finds the autocorrelation value by calculating the moving average of the product of the multiplication unit 603 outputs over a predetermined moving average interval. そして、判定部606は、この自己相関値が所定の閾値を超えたタイミングでパケットを発見し、同期タイミングを獲得することができる。 Then, the determination unit 606 may be the self-correlation value is found packets at the timing exceeds a predetermined threshold value, acquires synchronization timing.

ここで、同期処理部224は、プリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう際、所定本数X以上の受信ブランチの自己相関結果がある閾値を超えたときに、パケット同期がとれたと判定することができる(但し、Xは1以上の整数)。 Here, the synchronization processing unit 224, when performing the correlation process using the known training sequence of the time waveform of the preamble section, when it exceeds a certain threshold autocorrelation result of the above reception branch a predetermined number X, packet synchronization it can be determined that has been established (where, X is an integer of 1 or more). ここで、閾値を超えない受信ブランチに関しては、極大値あるいは最大値となる自己相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。 Here, with respect to the reception branch that does not exceed the threshold value, it may be determined autocorrelation value becomes the maximum value or the maximum value as the synchronization timing.

あるいは、同期処理部224は、所定本数X以上の受信ブランチの自己相関結果がある閾値を超えた場合にパケット同期がとれたと判定するが、閾値を超えない受信ブランチに関しては、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±y[サンプル]内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる自己相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。 Alternatively, the branch synchronization processing unit 224, it is determined that packet synchronization is established in the case of exceeding a certain threshold autocorrelation result of the above reception branch a predetermined number X, with respect to the reception branch that does not exceed the threshold, the threshold is exceeded from the synchronous timing is provided a peak detection window in ± y [sample], may be determined autocorrelation value becomes the maximum value or the maximum value as the synchronization timing.

また、図7には、受信ブランチ毎に配設される、相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示している。 Further, in FIG. 7 is arranged for each reception branch, it shows a circuit configuration example for performing synchronous detection by the correlation process. 但し、図示の例では、例えばL−LTF区間を用いて相互相関処理を行なうものとする。 However, in the illustrated example, for example, it performs a cross-correlation process using the L-LTF interval.

遅延部701は、それぞれサンプル周期に相当する遅延時間を持つ複数の遅延素子を直列接続して構成され、全体としてはタイミング推定区間の遅延時間を与える。 Delay unit 701 is configured a plurality of delay elements having a delay time corresponding to a sampling period, respectively connected in series as a whole provide a delay time of a timing estimation interval. 一方、プリアンブル保持部700は規格で定義されている既知トレーニング・シーケンスLTSのパターンを保持している。 On the other hand, the preamble holding unit 700 holds a known training sequence LTS of patterns defined by the standard. そして、受信信号サンプルを遅延部701の各遅延素子で1サンプルずつ遅延させ、各々の遅延信号をプリアンブル保持部700の保持パターンと掛け合わせ、合計部503でこれらを合計して内積を求めることで、相互相関値を得ることができる。 Then, the received signal samples delayed by one sample by the delay elements of the delay unit 701, each of the delayed signal multiplied by the holding pattern of the preamble holding unit 700, by obtaining the inner product by summing these in total 503 , it is possible to obtain a cross-correlation value. そして、ピーク検出部704は、相互相関関数のピーク位置を当該受信ブランチにおける同期タイミングとして出力する。 The peak detector 704 outputs the peak position of the cross correlation function as the synchronization timing in the reception branch.

ここで、同期処理部224は、プリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう際、所定本数X以上の受信ブランチの相互相関結果がある閾値を超えたときに、パケット同期がとれたと判定することができる(但し、Xは1以上の整数)。 Here, the synchronization processing unit 224, when performing the correlation process using the known training sequence of the time waveform of the preamble section, when it exceeds a certain threshold correlation result of the above reception branch a predetermined number X, packet synchronization it can be determined that has been established (where, X is an integer of 1 or more). ここで、閾値を超えない受信ブランチに関しては、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。 Here, with respect to the reception branch that does not exceed the threshold value, it may be determined cross-correlation value becomes the maximum value or the maximum value as the synchronization timing.

あるいは、同期処理部224は、所定本数X以上の受信ブランチの相互相関結果がある閾値を超えた場合にパケット同期がとれたと判定するが、閾値を超えない受信ブランチに関しては、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±y[サンプル]内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい。 Alternatively, the branch synchronization processing unit 224, it is determined that packet synchronization is established in the case of exceeding a certain threshold correlation result of the above reception branch a predetermined number X, with respect to the reception branch that does not exceed the threshold, the threshold is exceeded from the synchronous timing is provided a peak detection window in ± y [sample], may be determined cross-correlation value becomes the maximum value or the maximum value as the synchronization timing.

図2に示したMIMO受信機では、AD変換した後の各受信ブランチの受信信号から同期処理部224で同期タイミングを検出するように描かれている。 In MIMO receiver shown in FIG. 2, it is drawn so as to detect a synchronization timing in the synchronization processing unit 224 from the received signal of each reception branch after AD conversion. 本実施形態では、同期処理部224内は、図8に示すように、図6又は図7に示した相関演算部801が受信ブランチ毎に並列的に配設されているものとする。 In the present embodiment, the synchronization processing unit 224, as shown in FIG. 8, it is assumed that the correlation computing unit 801 shown in FIG. 6 or 7 are parallel disposed in each reception branch. 集計部802では、各相関演算部の出力に基づいて(相関結果が閾値を超える受信ブランチ本数に基づいて)、パケット同期がとれたか否かを判定する。 The counting unit 802, based on the output of the correlation calculating unit (correlation result based on the reception branch number exceeds the threshold value), and determines whether the packet synchronization is established.

図9には、図8に示した同期処理部224において、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順の一例をフローチャートの形式で示している。 9, in the synchronization processing unit 224 shown in FIG. 8 shows an example of a processing procedure for detecting a synchronization timing based on the correlation processing result of each reception branch in the form of a flowchart.

同期処理部224内では、受信ブランチ毎に設けられた各相関演算部801が、互いに独立してプリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう(ステップS1)。 The synchronization processing unit within 224, the correlation calculation unit 801 provided in each reception branch, performs correlation processing using a known training sequence of the time waveform of the preamble interval independently of one another (step S1).

次いで、集計部802は、N本の受信ブランチでそれぞれ得られた相関値がすべて閾値を超えたか否かを判定する(ステップS2)。 Then, counting unit 802, correlation values ​​respectively obtained at the receiving branch of the N determines whether or not all over threshold (step S2).

ここで、N本の受信ブランチでそれぞれ得られたすべての相関値が閾値を超えていなければ(ステップS2のNo)、タイマを起動し(ステップS3)、このタイマが消滅するまでは(ステップS4のNo)、ステップS2に繰り返し戻って、集計部802は、各受信ブランチからの相関値の集計処理を継続する。 Here, it does not exceed the all correlation values ​​threshold respectively obtained in the reception branch of the N (No in step S2), the start timer (step S3), and until the timer disappears (step S4 of No), the process returns repeatedly to step S2, totaling unit 802 continues the counting processing of the correlation values ​​from each of the receiver branches.

そして、N本の受信ブランチでそれぞれ得られたすべての相関値が閾値を超えたときには(ステップS2のYes)、集計部802は、同期タイミングを確定させる(ステップS6)。 Then, when all of the correlation values ​​obtained respectively by the receiving branches of the N has exceeded the threshold value (Yes in step S2), the counting unit 802, thereby determining the synchronization timing (step S6). これ以降、当該受信機においてはデータ復号など同期獲得以降の処理が実施される(ステップS7)。 Thereafter, in the receiver processing after acquiring synchronization and data decoding is performed (step S7).

他方、N本の受信ブランチでそれぞれ得られたすべての相関値が閾値を超えることなく(ステップS2のNo)、タイマが消滅してしまったときには(ステップS4のYes)、同期処理部224内では同期タイミングの獲得を断念する。 On the other hand, without any correlation values ​​respectively obtained at the receiving branch of the N exceeds the threshold value (No in step S2), the when the timer has disappeared (Yes in step S4), the synchronization processing unit within 224 to abandon the acquisition of synchronization timing. この結果、当該受信機は初期状態に戻り(ステップS6)、次のパケットの到来を待機する。 As a result, the receiver returns to the initial state (step S6), and waits for the arrival of the next packet.

すなわち、図9に示した処理手順によれば、すべての受信ブランチで求められた相関値が閾値を超えたときに、同期タイミングが確定する。 That is, according to the procedure shown in FIG. 9, when the correlation value obtained at all reception branches exceeds the threshold, the synchronization timing is determined.

また、図10には、図8に示した同期処理部224において、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順についての他の例をフローチャートの形式で示している。 Further, in FIG. 10, the synchronization processing unit 224 shown in FIG. 8 shows another example of the processing procedure for detecting a synchronization timing based on the correlation processing result of each reception branch in the form of a flowchart .

同期処理部224内では、受信ブランチ毎に設けられた各相関演算部801が、互いに独立してプリアンブル区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスを用いた相関処理を行なう(ステップS11)。 The synchronization processing unit within 224, the correlation calculation unit 801 provided in each reception branch, performs correlation processing using a known training sequence of the time waveform of the preamble interval independently of one another (step S11).

次いで、集計部802は、N本の受信ブランチのうちX本以上で得られた相関値が閾値を超えたか否かを判定する(ステップS12)。 Then, the aggregation unit 802 determines whether the correlation value obtained by the X or more of the reception branches the N has exceeded the threshold value (step S12).

ここで、N本の受信ブランチのうちX本以上で得られた相関値が閾値を超えていなければ(ステップS12のNo)、タイマを起動し(ステップS13)、このタイマが消滅するまでは(ステップS14のNo)、ステップS12に繰り返し戻って、集計部802は、各受信ブランチからの相関値の集計処理を継続する。 Here, does not exceed the correlation value threshold value obtained by the X or more of the reception branches of the N (No in step S12), the start of the timer (step S13), and until the timer disappears ( No of step S14), and returns repeatedly to step S12, counting unit 802 continues the counting processing of the correlation values ​​from each of the receiver branches.

そして、X本以上の受信ブランチで得られた相関値が閾値を超えたときには(ステップS12のYes)、集計部802は、同期タイミングを確定させる(ステップS16)。 Then, when the correlation value obtained by the X or more reception branches exceeds the threshold value (Yes in step S12), the counting unit 802, thereby determining the synchronization timing (step S16). これ以降、当該受信機においてはデータ復号など同期獲得以降の処理が実施される(ステップS17)。 Thereafter, in the receiver processing after acquiring synchronization and data decoding is performed (step S17).

他方、得られた相関値が閾値を超える受信ブランチ本数がXに到達することなく(ステップS12のNo)、タイマが消滅してしまったときには(ステップS14のYes)、同期処理部224内では同期タイミングの獲得を断念する。 On the other hand, without receiving branch number of correlation value exceeds the threshold value obtained reaches X (No in step S12), the when the timer has disappeared (Yes in step S14), and is in the synchronization processing unit 224 Synchronization to abandon the acquisition of timing. この結果、当該受信機は初期状態に戻り(ステップS16)、次のパケットの到来を待機する。 As a result, the receiver returns to the initial state (step S16), and waits for the arrival of the next packet.

すなわち、図10に示した処理手順によれば、幾つかの受信ブランチで求められた相関値が閾値を超えれば同期タイミングが確定する。 That is, according to the procedure shown in FIG. 10, the synchronization timing is determined if it exceeds a threshold correlation value obtained in several reception branches. 閾値を超えなかった受信ブランチに関しては、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにする。 For the reception branch that did not exceed the threshold, so as to determine a cross-correlation value becomes the maximum value or the maximum value as the synchronization timing. あるいは、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±y[サンプル]内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定するようにしてもよい(前述)。 Alternatively, the synchronization timing of branches exceeding the threshold value is a peak detection window in ± y [Sample], may be determined cross-correlation value becomes the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (described above). 閾値を超えなかった受信ブランチについての同期タイミングを確定する様子を、図11に示しておく。 How to determine the synchronization timing for the received branch not exceed the threshold value, keep shown in FIG.

なお、上記の説明では、同期処理部224内で受信ブランチ毎に自己相関処理(図6を参照のこと)又は相互相関処理(図7を参照のこと)のいずれかの相関処理に基づいて同期タイミングの検出を行なうようにしているが、これらの処理を組み合わせて、まず自己相関処理による粗い同期タイミングの検出(パケット発見)を行ない、続いて相互相関処理による詳細な同期タイミングの検出を行なうようにしてもよい。 In the above description, the self-correlation process for each reception branch in the synchronization processing section 224 (see FIG. 6) or cross-correlation processing synchronization based on either the correlation processing (see FIG. 7) Although to perform the detection timing, by combining these processes, first, it performs detection of the coarse synchronization timing by the auto-correlation processing (packet detection), followed by to perform the detection of the detailed synchronization timing by cross-correlation process it may be. 後段の相互相関処理は、パケット発見をトリガにして起動する。 Correlation processing in the subsequent stage starts with the packet discovery trigger.

図12には、自己相関処理によるパケット発見とこれに続く相互相関処理による詳細な同期タイミング検出を組み合わせて構成される同期処理部224の内部構成例を示している。 FIG. 12 shows an internal configuration example of the synchronization processing unit 224 configured by combining the detailed synchronization timing detection due to cross-correlation processing subsequent thereto and packet discovery by autocorrelation processing. 図示の通り、L−STF区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスSTSを用いた自己相関処理を行なう自己相関演算部1201と、L−LTF区間の時間波形の既知トレーニング・シーケンスLTSを用いた相互相関処理を行なう相互相関演算部1203がそれぞれ受信ブランチ毎に設けられている。 As shown, the cross-correlation using the autocorrelation calculating unit 1201 for performing autocorrelation processing using a known training sequence STS time waveform of L-STF section, a known training sequence LTS time waveform of L-LTF interval cross-correlation calculation unit 1203 performs a process is provided for each reception branch.

第1の集計部1202は、各受信ブランチの自己相関値の集計結果を基に、パケット発見の識別信号を有効化する。 First summing unit 1202, based on the counting result of the auto-correlation values ​​of the respective reception branches, to enable identification signal packet detection. 例えば、所定本数X以上の受信ブランチの自己相関結果がある閾値を超えたときに、パケット発見の識別信号を有効化するようにしてもよい。 For example, when it exceeds a certain threshold autocorrelation result of the above reception branch a predetermined number X, it may be to enable identification signal packet detection.

そして、受信ブランチ毎の相互相関演算部1203は、この識別信号が有効化されたことに応答して起動して、L−LTF区間の時間波形のLTSを用いた相互相関処理を実行する。 Then, cross-correlation calculation unit 1203 of each reception branch, to start in response to the identification signal is enabled, performing a cross-correlation processing using the LTS time waveform of L-LTF interval.

さらに、第2の集計部1204は、各受信ブランチの相互相関値の集計結果を基に、詳細なタイミング検出を行なう。 Further, the second summing unit 1204, based on the counting result of the cross-correlation values ​​for each reception branch, a detailed timing detection. 例えば、所定本数X以上の受信ブランチの相互相関結果がある閾値を超えた場合にパケット同期がとれたと判定するが、閾値を超えない受信ブランチに関しては、閾値を超えたブランチの同期タイミングから±y[サンプル]内のピーク検出ウィンドウを設けて、極大値あるいは最大値となる相互相関値を同期タイミングとして判定する。 For example, it is determined that packet synchronization is established in the case of exceeding a certain threshold correlation result of the above receiving branches predetermined number X is, for reception branches not exceed the threshold value, ± the synchronization timing of branches exceeding the threshold value y provided peak detection window in the sample determines the cross-correlation value becomes the maximum value or the maximum value as the synchronization timing.

また、マルチパス・フェージングの影響により受信ブランチ間で最小並びに最大の受信ゲインに大きなばらつきがあるという問題に関しても、同期タイミング検出の場合と同様に、受信ブランチ毎に独立してAGC制御を行なうようにする。 Further, with regard problem minimum and there is a large variation in maximum reception gain between multipath fading receiving branches by the influence of, as in the case of synchronization timing detection, to perform independently AGC controlled for each reception branch to. すべての受信ブランチでAGC制御を共通に行なう場合に比べると、ADコンバータのダイナミック・レンジを抑える効果を期待することができる。 Compared to the case of performing AGC control common to all the reception branches, it is possible to expect the effect of suppressing the dynamic range of the AD converter.

図13には、AGCアンプ303の制御をディジタル・ドメインで行なうコントロール・ループの構成例を示している。 Figure 13 shows a configuration example of a control loop for controlling the AGC amplifier 303 in the digital domain. 本実施形態では、図示のAGC制御は受信ブランチ毎に行なわれる。 In this embodiment, the AGC control shown is performed for each reception branch.

ADコンバータ(ADC)228によりディジタル変換してからゲイン・コントロールを施す。 Digitally converting subjected to gain control from the AD converter (ADC) 228. ゲイン・コントロール部1301は、受信信号振幅を基にAGCアンプにおける増幅度合いを算出する。 Gain control section 1301 calculates the amplification degree of the AGC amplifier based on the received signal amplitude. 受信振幅から受信電力を算出する。 Calculating the received power from the received amplitude. そして、DAコンバータ(DAC)1302によりアナログ信号に戻してからアナログ低域フィルタ(LPF)1303を通過させた後にAGCアンプ303にフィードバックする。 Then, back to the AGC amplifier 303 by the DA converter (DAC) 1302 after returning to the analog signal after passing through the analog low-pass filter (LPF) 1303. 但し、AGCゲインが固定されると、ゲイン・コントロール部1301ではすべての処理をストップさせ、前回出力したゲイン・コントロールのための出力信号をホールドする。 However, the AGC gain is fixed, the gain control section 1301 in all processing is stopped and to hold the output signal for the gain control of the previously output.

受信ブランチ毎に独立してAGC制御を行なうようにすると、全受信ブランチでAGC制御を共通に行なう場合に比べ、ADコンバータのダイナミック・レンジを抑える効果を期待することができる。 When independently for each reception branch to perform the AGC control, compared with the case where commonly performing AGC control in all reception branches, it is possible to expect the effect of suppressing the dynamic range of the AD converter.

但し、その後復号処理では、ブランチのゲイン比を覚えておく必要がある。 However, in subsequent decoding processing, it is necessary to remember the gain ratio of the branch. すなわち、AGCを行なったときの受信ブランチ間の設定ゲインの比を記憶しておき、受信ブランチ毎の各種推定値を平均化又は尤度に応じた重み付け平均を行なう際に、前記受信ブランチ間の固定ゲイン比を考慮して最終的な推定値を得るようにする。 That is, stores the set gain ratio between reception branches when performing AGC, when performing a weighted average in accordance with various estimates of each reception branch averaging or likelihood between the receiving branches taking into account the fixed gain ratio so as to obtain a final estimate.

例えば、(1)チャネル行列情報及びその逆行列情報、(2)ノイズ・レベル、SNRや尤度情報のブランチ間の平均化処理、については、ブランチ間のゲインを考慮した計算を行なう必要がある。 For example, (1) the channel matrix information and inverse information thereof, (2) an averaging process between the branches of the noise level, SNR and likelihood information, for, it is necessary to perform a calculation that takes into account the gain between the branches .

以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。 Above with reference to specific embodiments, the present invention has been described in detail. しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。 However, it is obvious that those skilled in the art without departing from the scope of the present invention can make modifications and substitutions of the embodiments.

本明細書では、主にIEEE802.11の拡張規格であるIEEE802.11nに適用した実施形態を中心に説明してきたが、本発明の要旨はこれに限定されるものではない。 In this specification, mainly it has been described mainly in the applied embodiment IEEE802.11n is IEEE802.11 extension standard of the gist of the present invention is not limited thereto. 例えば、IEEE802.16eをベースとしたMobile WiMax(Worldwide Interoperability for Microwave)、移動体向けの高速無線通信規格であるIEEE802.20、60GHz(ミリ波)帯を使用する高速無線PAN(Personal Area Network)規格であるIEEE802.15.3c、60GHz(ミリ波)帯の無線伝送を利用して非圧縮のHD(High Definition)映像を伝送可能とするWireless HD、第4世代(4G)携帯電話など、MIMO通信方式を採用するさまざまな無線通信システムに対して、同様に本発明を適用することができる。 For example, Mobile WiMax (Worldwide Interoperability for Microwave) which is based on IEEE 802.16e, fast wireless PAN (Personal Area Network) standards with a IEEE802.20,60GHz (millimeter wave) band is a high-speed wireless communication standard for mobile in a IEEE802.15.3c, 60 GHz HD of using wireless transmission (millimeter wave) band uncompressed (High Definition) wireless HD which allows transmitting video, such as fourth generation (4G) mobile phone, MIMO communication for various wireless communication systems employing the method can be applied similarly to the present invention.

要するに、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。 In short, the foregoing discloses the present invention in the form of illustration and should not be construed as limiting the contents of this specification. 本発明の要旨を判断するためには、特許請求の範囲を参酌すべきである。 In order to determine the scope of the invention should be referred to the claims.

図1は、MIMO通信を行なう通信部12の送信機の構成例を示した図である。 Figure 1 is a diagram showing a configuration example of a transmitter of the communication unit 12 that performs MIMO communication. 図2は、MIMO通信を行なう通信部12の受信機の構成例を示した図である。 Figure 2 is a diagram showing an example of the configuration of a receiver of the communication unit 12 that performs MIMO communication. 図3は、受信ブランチ毎のRF部230内の構成例を示した図である。 Figure 3 is a diagram showing a configuration example of the RF unit 230 for each reception branch. 図4は、4本の送信アンテナから異なる遅延量(Δ×1、Δ×2、Δ×3、Δ×4)のCDD信号の相関ピークを例示した図である。 Figure 4 is a different delay amount of four transmit antennas (Δ × 1, Δ × 2, Δ × 3, Δ × 4) is illustrated FIG correlation peak of the CDD signal. 図5は、マルチパス・チャネルを通った上記のCDD信号を4本の受信ブランチで受信して得られる出力相関ピークを例示した図である。 Figure 5 is an illustrated FIG output correlation peak obtained by receiving the above CDD signal through the multipath channel with four receiving branches. 図6は、自己相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示した図である。 Figure 6 is a diagram showing a circuit configuration example for performing synchronous detection by autocorrelation processing. 図7は、相互相関処理により同期検出を行なうための回路構成例を示した図である。 Figure 7 is a diagram showing a circuit configuration example for performing synchronous detection by cross-correlation process. 図8は、同期処理部224の内部構成例を示した図である。 Figure 8 is a diagram showing an internal configuration example of the synchronization processing unit 224. 図9は、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順の一例を示したフローチャートである。 Figure 9 is a flowchart showing an example of a processing procedure for detecting a synchronization timing based on the correlation processing result of each reception branch. 図10は、受信ブランチ毎の相関処理結果に基づいて同期タイミングを検出するための処理手順についての他の例を示したフローチャートである。 Figure 10 is a flow chart showing another example of the processing procedure for detecting a synchronization timing based on the correlation processing result of each reception branch. 図11は、図10に示した処理手順に従って同期タイミングを確定した際に、閾値を超えなかった受信ブランチについての同期タイミングを確定する様子を示した図である。 11, upon determining the synchronization timing in accordance with the processing procedure shown in FIG. 10 is a diagram showing a state to determine the synchronization timing for the received branch did not exceed the threshold. 図12は、自己相関処理によるパケット発見とこれに続く相互相関処理による詳細な同期タイミング検出を組み合わせて構成される同期処理部224の内部構成例を示した図である。 Figure 12 is a diagram showing an internal configuration of the configured synchronization processing unit 224 combines the detailed synchronization timing detection by packet detection and correlation processing subsequent thereto by autocorrelation processing. 図13は、AGCアンプ303の制御をディジタル・ドメインで行なうコントロール・ループの構成例を示した図である。 Figure 13 is a diagram showing a configuration example of a control loop for controlling the AGC amplifier 303 in the digital domain. 図14は、無線通信機能を搭載したコンピューターの構成例を示した図である。 Figure 14 is a diagram showing a configuration example of a computer with a wireless communication function. 図15は、IEEE802.11nで規定するレガシー・モードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 Figure 15 is a diagram showing a packet format in the legacy mode as defined in IEEE802.11n. 図16は、IEEE802.11nで規定するMMモードにおけるパケット・フォーマットを示した図である。 Figure 16 is a diagram showing a packet format in MM mode defined in IEEE802.11n. 図17は、レガシー・プリアンブルの構成を示した図である。 Figure 17 is a diagram showing the configuration of the legacy preamble. 図18は、HT−SIGフィールドのデータ構造を示した図である。 Figure 18 is a diagram showing the data structure of the HT-SIG field.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1…CPU 1 ... CPU
2…ROM 2 ... ROM
3…RAM 3 ... RAM
4…ローカル・バス 5…ブリッジ 6…入出力バス 7…入出力インターフェース 8…キーボード 9…ポインティング・デバイス(マウス) 4 ... local bus 5 ... bridge 6 ... output bus 7 ... output interface 8 ... keyboard 9 ... pointing device (mouse)
10…ディスプレイ 11…HDD 10 ... display 11 ... HDD
12…通信部 100…データ発生器 102…スクランブラ 104…符号化器 106…データ振り分け部 108…パンクチャ 110…インタリーバ 111…セレクタ 112…マッパー 114…空間多重部 114a…ビーム生成用送信重み行列計算部 114b…送信重み行列計算部 116…高速フーリエ逆変換部(IFFT) 12 ... communication unit 100 ... data generator 102 ... scrambler 104 ... encoder 106 ... data distribution section 108 ... puncturing 110 ... interleaver 111 ... selector 112 ... mappers 114 ... spatial multiplexing unit 114a ... beam generating transmission weight matrix calculation unit 114b ... transmission weight matrix calculation unit 116 ... inverse fast Fourier transform unit (IFFT)
118…ガード挿入部 120…デジタル・フィルタ 122…DAコンバータ(DAC) 118 ... guard insertion unit 120 ... digital filter 122 ... DA converter (DAC)
124…RF部 200…データ取得部 202…デスクランブラ 204…復号器 206…データ合成部 208…デパンクチャ 210…デインタリーバ 212…デマッパー 214…チャネル等化回路 216…空間分離部 216a…チャネル行列推定部 216b…アンテナ重み行列演算部 216c…アンテナ重み行列乗算部 218…キャリブレーション処理部 220…高速フーリエ変換部(FFT) 124 ... RF section 200 ... data acquiring unit 202 ... descrambler 204 ... decoder 206 ... data combining section 208 ... depuncturing 210 ... deinterleaver 212 ... demapper 214 ... channel equalization circuit 216 ... spatial separation portion 216a ... channel matrix estimator 216b ... antenna weight matrix calculation unit 216c ... antenna weight matrix multiplication unit 218 ... calibration processing unit 220 ... fast Fourier transform unit (FFT)
222…ガード除去部 224…同期処理部 226…デジタル・フィルタ 228…ADコンバータ(ADC) 222 ... guard removal unit 224 ... synchronization processing unit 226 ... digital filter 228 ... AD converter (ADC)
230…RF部 230 ... RF section
301…低雑音アンプ(LNA) 301 ... low-noise amplifier (LNA)
302…直交変調器 303…AGCアンプ 304…アナログ低域フィルタ(LPF) 302 ... quadrature modulator 303 ... AGC amplifier 304 ... analog low-pass filter (LPF)
601…遅延部 602…複素共役部 603…乗算部 604…平均部 606…判定部 700…プリアンブル保持部 701…遅延部 703…合計部 704…ピーク検出部 801…相関演算部 802…集計部 1201…自己相関演算部 1202…第1の相関部 1203…相互相関演算部 1204…第2の集計部 1301…ゲイン・コントロール部 1302…DAコンバータ 1303…アナログLPF 601 ... delay unit 602 ... complex conjugate unit 603 ... multiplying unit 604 ... averaging unit 606 ... determination unit 700 ... preamble holding unit 701 ... delay unit 703 ... Total 704 ... peak detector 801 ... correlation calculator 802 ... counting unit 1201 ... autocorrelation calculating unit 1202 ... first correlation section 1203 ... cross-correlation calculation unit 1204 ... second summing unit 1301 ... gain control unit 1302 ... DA converter 1303 ... analog LPF

Claims (11)

  1. 送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、 A radio communication apparatus that receives the transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    複数の受信ブランチと、 And a plurality of receiving branches,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、 A synchronization processing unit for detecting a synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、 Using the synchronization timing detected the synchronization processing unit for each reception branch, a signal processing unit that performs a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を具備し、 Equipped with,
    前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 The synchronization processing unit, when detecting the synchronization timing of each reception branch by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, the autocorrelation results of X or more receiving branches a predetermined threshold value It determines that earn packet synchronization when exceeded, with respect to the receiver branches autocorrelation result is lower than the threshold value to determine an autocorrelation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is the at least one number of reception branch integer less than or equal to),
    ことを特徴とする無線通信装置。 Wireless communication device, characterized in that.
  2. 送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、 A radio communication apparatus that receives the transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    複数の受信ブランチと、 And a plurality of receiving branches,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、 A synchronization processing unit for detecting a synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、 Using the synchronization timing detected the synchronization processing unit for each reception branch, a signal processing unit that performs a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を具備し、 Equipped with,
    前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 The synchronization processing unit, when detecting the synchronization timing of each reception branch by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, the autocorrelation results of X or more receiving branches a predetermined threshold value determines that earn packet synchronization when exceeded, for the reception branches autocorrelation result is lower than the threshold, the peak detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold determining an autocorrelation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is an integer number of the received branch 1 or higher),
    ことを特徴とする無線通信装置。 Wireless communication device, characterized in that.
  3. 送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、 A radio communication apparatus that receives the transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    複数の受信ブランチと、 And a plurality of receiving branches,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、 A synchronization processing unit for detecting a synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、 Using the synchronization timing detected the synchronization processing unit for each reception branch, a signal processing unit that performs a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を具備し、 Equipped with,
    前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 The synchronization processing unit, when detecting the synchronization timing of each reception branch by cross-correlation processing of the recurring part of the time waveform of the preamble section of the received packet, the cross-correlation result of the X or more receiving branches a predetermined threshold value It determines that earn packet synchronization when exceeded, with respect to the receiver branches to the cross-correlation result does not exceed the threshold value to determine a cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is the at least one number of reception branch integer less than or equal to),
    ことを特徴とする無線通信装置。 Wireless communication device, characterized in that.
  4. 送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、 A radio communication apparatus that receives the transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    複数の受信ブランチと、 And a plurality of receiving branches,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、 A synchronization processing unit for detecting a synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、 Using the synchronization timing detected the synchronization processing unit for each reception branch, a signal processing unit that performs a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を具備し、 Equipped with,
    前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 The synchronization processing unit, when detecting the synchronization timing of each reception branch by cross-correlation processing of the recurring part of the time waveform of the preamble section of the received packet, the cross-correlation result of the X or more receiving branches a predetermined threshold value determines that earn packet synchronization when exceeded, for the reception branches to the cross-correlation result does not exceed the threshold, the peak detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold determining a cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is an integer number of the received branch 1 or higher),
    ことを特徴とする請求項1に記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 1, characterized in that.
    ことを特徴とする無線通信装置。 Wireless communication device, characterized in that.
  5. 送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信装置であって、 A radio communication apparatus that receives the transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    複数の受信ブランチと、 And a plurality of receiving branches,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理部と、 A synchronization processing unit for detecting a synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理部が受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理部と、 Using the synchronization timing detected the synchronization processing unit for each reception branch, a signal processing unit that performs a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を具備し、 Equipped with,
    前記同期処理部は、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 The synchronization processing unit is configured to discover packet by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, when performing detection of the detailed synchronization timing by cross-correlation process after packet discovery was enabled the reception, it is determined that the cross-correlation result of the X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold value, for the reception branches to the cross-correlation result does not exceed the threshold value, which exceeds the threshold value determining a cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing in the peak within the detection window set around the synchronization timing acquired in branch (where, X is an integer number of the received branch 1 or higher),
    ことを特徴とする無線通信装置。 Wireless communication device, characterized in that.
  6. 前記受信ブランチ毎に独立してゲイン制御を行なうゲイン制御部をさらに備える、 Further comprising a gain control unit which performs independently gain control for each of the reception branches,
    ことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to any one of claims 1 to 5, characterized in that.
  7. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、 In the radio communication apparatus having a plurality of reception branches, a radio communication method for receiving transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、 A synchronization processing step of detecting the synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、 Using the synchronization timing detected in each reception branch by the synchronization processing step, a signal processing step of performing a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を有し、 Have,
    前記同期処理ステップでは、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 Wherein in the synchronization processing step, when detecting the synchronization timing of each reception branch by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, the autocorrelation results of X or more receiving branches predetermined threshold It determines that earn packet synchronization when exceeded, with respect to the receiver branches autocorrelation result is lower than the threshold value to determine an autocorrelation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is at least one the number following integer of said receiving branches),
    ことを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method, characterized in that.
  8. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、 In the radio communication apparatus having a plurality of reception branches, a radio communication method for receiving transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、 A synchronization processing step of detecting the synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、 Using the synchronization timing detected in each reception branch by the synchronization processing step, a signal processing step of performing a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を有し、 Have,
    前記同期処理ステップでは、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの自己相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、自己相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の自己相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 Wherein in the synchronization processing step, when detecting the synchronization timing of each reception branch by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, the autocorrelation results of X or more receiving branches predetermined threshold determines that earn packet synchronization when exceeded, for reception branch autocorrelation result is lower than the threshold, the peak detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold in determining the autocorrelation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is an integer less than the number of said receiving branches with one or more),
    ことを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method, characterized in that.
  9. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、 In the radio communication apparatus having a plurality of reception branches, a radio communication method for receiving transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、 A synchronization processing step of detecting the synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、 Using the synchronization timing detected in each reception branch by the synchronization processing step, a signal processing step of performing a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を有し、 Have,
    前記同期処理ステップでは、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 Wherein in the synchronization processing step, when detecting the synchronization timing of each reception branch by cross-correlation processing of the recurring part of the time waveform of the preamble section of the received packet, the cross-correlation result of the X or more receiving branches predetermined threshold It determines that earn packet synchronization when exceeded, with respect to the receiver branches to the cross-correlation result does not exceed the threshold value to determine a cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is at least one the number following integer of said receiving branches),
    ことを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method, characterized in that.
  10. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、 In the radio communication apparatus having a plurality of reception branches, a radio communication method for receiving transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、 A synchronization processing step of detecting the synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、 Using the synchronization timing detected in each reception branch by the synchronization processing step, a signal processing step of performing a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を有し、 Have,
    前記同期処理ステップでは、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の相互相関処理により受信ブランチ毎の同期タイミングを検出する際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 Wherein in the synchronization processing step, when detecting the synchronization timing of each reception branch by cross-correlation processing of the recurring part of the time waveform of the preamble section of the received packet, the cross-correlation result of the X or more receiving branches predetermined threshold determines that earn packet synchronization when exceeded, for reception branches cross-correlation result does not exceed the threshold, the peak detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branch exceeds the threshold in determining the cross-correlation value of the maximum value or the maximum value as the synchronization timing (where, X is an integer less than the number of said receiving branches with one or more),
    ことを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method, characterized in that.
  11. 複数の受信ブランチを備えた無線通信装置において、送信ブランチ毎に異なる遅延量をかけて送信されたパケットを受信する無線通信方法であって、 In the radio communication apparatus having a plurality of reception branches, a radio communication method for receiving transmitted over a different delay amount for each transmission branch packet,
    前記受信ブランチ毎に独立して同期タイミングを検出する同期処理ステップと、 A synchronization processing step of detecting the synchronization timing independently for each of the reception branches,
    前記同期処理ステップにより受信ブランチ毎に検出した同期タイミングを用いて、同期処理以降の復号処理並びにその他の処理を行なう信号処理ステップと、 Using the synchronization timing detected in each reception branch by the synchronization processing step, a signal processing step of performing a decoding process and other processes of the synchronization process later,
    を有し、 Have,
    前記同期処理ステップでは、受信したパケットのプリアンブル区間の時間波形の繰り返し部分の自己相関処理によりパケットを発見するとともに、パケット発見が有効化された後に相互相関処理により詳細な同期タイミングの検出を行なう際に、X本以上の受信ブランチの相互相関結果が所定の閾値を超えたときにパケット同期を獲得できたと判断し、相互相関結果が前記閾値を超えない受信ブランチに関しては、前記閾値を超えた受信ブランチで獲得した同期タイミングを中心にして設定したピーク検出ウィンドウ内で極大値又は最大値の相互相関値を同期タイミングとして判断する(但し、Xは1以上で前記受信ブランチの本数以下の整数)、 In the synchronization process step, together with discovering a packet by autocorrelation processing of repeating the portion of the time waveform of the preamble section of the received packet, to detect detailed synchronization timing by cross-correlation process after packet discovery was enabled when, it is determined that the cross-correlation result of the X or more reception branches could obtain the packet synchronization when exceeds a predetermined threshold value, for the reception branches to the cross-correlation result does not exceed the threshold value, exceeds the threshold value determining cross-correlation value maximum value or the maximum value in the peak detection window set around the synchronization timing acquired by the receiving branches as a synchronization timing (where, X is an integer number of the received branch 1 or higher) ,
    ことを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method, characterized in that.
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