JP4626906B2 - Reluctance motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相片波通電のリラクタンス型電動機に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
リラクタンス型電動機は、出力トルクが大きい、構造が簡単という利点があるが、反面、高トルクリップルが発生する欠点があり、これまで一部の分野のみで利用されるにとどまっている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
コイルへの通電開始時期は、図1(a)に示すように、これまでロータ突極とステータ突極とが交差する際に変化するインダクタンス値の上昇開始時に設定されていた。また、通電停止時期はインダクタンス値の上昇終了付近に設定されていた。
このように設けられると、突極に発生するトルクの立ち上がりは、コイルの通電開始の立ち上がり電流の変化により、突極に発生するトルクは、なだらかに立ち上がることになり、リラクタンス型電動機のトルクリップルの要因になっていた。
【0004】
また、突極に発生するトルクの立ち下がりは、インダクタンス値の上昇傾斜角の勾配が緩やかになってゆく過程でコイルへの通電が停止されていたため、突極に発生するトルクは、なだらかに立ち下がることになり、これもリラクタンス型電動機のトルクリップルの要因になっていた。
【0005】
【発明の目的】
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、突極にフラットなトルクを発生させて、トルクリップルを低減できるリラクタンス型電動機の提供にある。
【0006】
【課題を解決するための手段】
請求項1〜4の手段を採用して、ロータ突極とステータ突極とが交差し始める前からコイルの通電を開始することにより、インダクタンス値が立ち上がる時にはコイルに十分な電流の供給がなされているため、突極に発生するトルクが素早く立ち上がる。このように、トルクが素早く立ち上がるため、突極が重なる初期にフラットなトルクが発生する。これによって、従来に比較してトルクリップルを低減できる。
【0011】
また、請求項1〜4の手段では、ロータ突極あるいはステータ突極内に複数のスリットあるいは溝を設けることにより、時束が径方向に整流され回転角度に比例して増加するのでトルクリップルを低減することができる。
【0014】
さらに、請求項1〜3の手段では、突極内に挿入可能なスリットの幅や本数の制限が緩和される。これによって、突極幅の小さな小型電動機であっても、スリットに同期するトルクリップルが低減し、十分にトルクリップルを低減することができる。
特に請求項2では複数のスリットが連続するため、隣接する積層板のスリットの重なり部分に生じる磁束が流れやすい部分が形成されず、トルクリップルの低減効果が増大する。
【0015】
請求項4の手段を採用し、積層板の表裏を変更して重ねたことにより、各積層板における各突極の誤差が吸収され、結果的にコアにおける各突極の断面積が同一になる。
請求項4の手段を採用し、積層板の突極の位置をずらして重ねたことにより、各積層板における各突極の誤差が吸収され、結果的にコアにおける各突極の断面積が同一になる。 請求項4の手段を採用し、積層板の種類(スリットの種類や、使用薄板材の種類など)を変更して重ねたことにより、各積層板における各突極の誤差が吸収され、結果的にコアにおける各突極の断面積が同一になる。
【0018】
【発明の実施の形態】
次に、実施の形態を、参考例と実施例と変形例を用いて説明する。
〔第1参考例〕
図1〜図4を用いて第1参考例を説明する。まず、図1を用いてロータ突極1とステータ突極2とが交差する際に発生するインダクタンス値の変化と、コイルの通電時期および通電停止時期と、突極に発生するトルクとを説明する。
【0019】
リラクタンス型電動機の各相のコイルを通電駆動する駆動回路は、図1(b)の上段、中段に示すように、インダクタンス値が0の領域、つまりロータ突極1とステータ突極2が交差する前からコイルの通電を開始するように設けられており、通電を開始してからインダクタンス値が立ち上がるまでの進角量はリラクタンス型電動機の回転数が上昇するほど大きくなるように設けられている。
また、駆動回路は、インダクタンス値の上昇傾斜角度が変化する変化点前、つまりロータ突極1とステータ突極2とが重なりきる前にコイルへの通電を停止するように設けられている。
【0020】
上記で示したように、ロータ突極1とステータ突極2が交差する前(インダクタンス値が0の領域)からコイルの通電を開始することにより、インダクタンス値の立ち上がり時において、コイルに十分な電流Iが供給される。これによって、突極の交差開始時からコイルに一定の電流Iを供給でき(I=一定)、図1(b)の下段に示すように、ロータ突極1とステータ突極2との交差開始時に、突極に素早くトルクTが立ち上がる。
このように、トルクTが素早く立ち上がるため、突極が重なる初期からフラットなトルクTが発生する。これによって、従来に比較してトルクリップルを低減できる。
【0021】
一方、ロータ突極1とステータ突極2とが重なりきる前(インダクタンス値の上昇変化点前)にコイルへの通電が停止される。これにより、インダクタンス値が一定に立ち上がる状態(dL/dθ=一定)でコイルへの電流供給が停止される。つまり、インダクタンス値の上昇傾斜角dL/dθが一定の状態においてコイルへの通電が停止されるため、通電が停止される直前まで突極においてフラットなトルクTを発生できる。
このように、通電が停止される直前まで突極においてフラットなトルクTが発生するため、突極が重なる後期においてもフラットなトルクTが発生し、従来に比較してトルクリップルを低減できる。
【0022】
突極に発生するトルクT=(1/2)I2 (dL/dθ)で表されるが、上記で示したように、I=一定、dL/dθ=一定であるため、トルクTが一定となる。つまり、突極に発生するトルクTはフラットになる。
このように、突極に発生するトルクTがフラットになることにより、結果的にリラクタンス型電動機のトルクリップルを低減できる。
【0023】
図2はロータ3(コアに相当する)を構成するロータ積層板4と、ステータ5(コアに相当する)を構成するステータ積層板6とを示す。この参考例では、図3にも示すように、ロータ積層板4のロータ突極1に複数のスリット7が形成されている。この複数のスリット7は、ロータ3の回転中心から外方向へ伸びるものである。
このように、ロータ突極1に複数のスリット7が設けられたことにより、ロータ突極1における磁束の流れがスムーズになり、突極に発生するトルクTが極めてフラットになるため、結果的にリラクタンス型電動機のトルクリップルを極めて低減できる。
【0024】
ロータ突極1に設けられた複数のスリット7は、安価に製造するためレーザ加工による形成は避け、金型を用いたプレス加工によって形成されたものであり、好ましくはロータ3のロータ積層板4をプレス成形する際に同時に形成され、スリット7を形成することによる工程数の増加を抑えている。
【0025】
また、製造コストを抑えるために、金型の寿命を伸ばす必要がある。図4に、金型の寿命と、ロータ積層板4の板厚(b)をスリット幅(a)で除算したものとの関係を示す。なお、金型寿命は、ショット数で表されるもので、打抜き時のバリの増大、打抜き片の絡みで決定される。この図4のグラフに示されるように、金型寿命を伸ばすためには、ロータ積層板4の厚みが、スリット最大幅の5倍以下となっている必要がある。
【0026】
上記で示したように、ロータ積層板4の厚みが、スリット最大幅の5倍以下に設けられているため、ロータ積層板4のロータ突極1にスリット7を形成する金型の寿命を長く伸ばすことができる。このように金型に要するコストが低減できることによって、スリット7を形成したロータ積層板4の製造コストを低く抑えることができる。つまり、ロータ突極1にスリット7を形成することによって生じるコストの上昇を極力抑えることができる。
また、ロータ3のロータ積層板4をプレス成形する際に複数のスリット7を同時に形成することにより、スリット7を形成することによる工程数の増加を無くすことができ、これによってもコストを抑えることができる。
【0027】
〔第2参考例〕
図5〜図14を用いて第2参考例を説明する。この第2参考例は、より具体的な制御例を示すものである。なお、上記第1参考例と同一符号と以下の説明中に示す符号が同一のものは、同一機能物を示すものである。
図9に示す駆動回路(以下、CPU10)は、ロータ突極1とステータ突極2とが重なりきる前にコイルへの通電を停止するように設けられている。このため、リラクタンス型電動機11の出力トルクを連続させるには、切り替え時に次相の突極が重なり始めていて、次相のインダクタンスが立ち上がっていなければならない。つまり、図5に示すように、ある相Aのコイルの通電A1 を停止する時に、次相BのインダクタンスB2 が立ち上がっていなければ、連続したトルクを得ることができない。
なお、図中に示すインダクタンスラップβは、コイルの通電停止からロータ突極1とステータ突極2とが重なりきるまでの角度(ラップ)を示すものであり、このインダクタンスラップβを調節することで、連続したトルクを得ることができる。
【0028】
また、ロータ突極1とステータ突極2とが重なりきる前にコイルの通電を停止する制御を行って、リラクタンス型電動機11の出力トルクを連続させるのに必要なロータ突極1の弧角度Xおよびステータ突極2の弧角度Yを、図6、図7を参照して説明する。
ロータ極数A=2n、ステータ極数B=2mとする。ただし、n、mは自然数であり、m≠nの関係である。
また、ロータ突極1の弧角度=X、ステータ突極2の弧角度=Y、相数=qとする。
さらに、必要通電角θ0 (機械角)=電気角360°/ロータ極数/相数である。つまり、必要通電角θ0 =360/(A×q)である。
従って、必要通電角θ0 は、ロータ突極1とステータ突極2の重なりより小さいものであるため、ロータ突極1およびステータ突極2の弧角度X、Yは、360/(A×q)より大きいものである。つまり、X、Y>360/(A×q)を満足するものである。
【0029】
一方、CPU10は、ロータ突極1とステータ突極2とが交差し始める前からコイルを通電し、ロータ突極1とステータ突極2が重なりきる前にコイルの通電を停止するものである。このことを図8を参照して説明する。
ロータ突極1とステータ突極2とが交差し始めてから重なり切るまでの間は、図8のインダクタンス変化L1 に示すようにインダクタンスは上昇するが、重なり切る直前から上昇率が穏やかになる。このため、インダクタンス変化L1 の上昇が穏やかになる以前にコイルへの通電を停止することにより、通電が停止される直前まで突極においてフラットなトルクTを発生できる。
【0030】
一方、ロータ突極1とステータ突極2が交差する前(インダクタンスが立ち上がる前)からコイルに電圧V1 を印加すると、インダクタンスが小さいため、相電流I1 は素早く立ち上がる。そして、突極が交差した時にはコイルに十分な相電流I1 が供給され、電流の必要な角度では充分な電流がコイルに流れる状態にある。つまり、突極の交差開始時からコイルに適切な電流量を供給できる。
つまり、突極の交差開始時からコイルに電圧を印加した場合では、そのコイルに流れる電流は図8中の実線I2 になるが、突極が交差する前からコイルの通電を開始することにより、インダクタンスの立ち上がり時において、コイルに十分な相電流I1 が供給され、図中のハッチングに示す部分だけ多くの電流がコイルに流れることになり、そのコイルへの電流の増加分がトルクの増加に寄与できる。
【0031】
図9〜図14を用いて、具体的なリラクタンス型電動機11の制御について説明する。
この参考例に示すリラクタンス型電動機11は、図9に示すように、U相、V相、W相のコイルを備えた3相電動機であり、各相のコイルは、インバータ回路12を介してCPU10によって通電制御されるものである。
CPU10は、CPU10を搭載した制御手段であり、リラクタンス型電動機11の出力軸の角度を検出するエンコーダ13から出力される信号に基づき、各相のコイルを通電制御するものである。
【0032】
エンコーダ13は、図10の上段に示すように、出力軸が機械角で360°回転する間に数千パルスの第1センサ信号を発生するとともに、出力軸が機械角で360°回転する間に1パルスの第2センサ信号を発生するものである。
CPU10は、図10の下段に示すように、第1センサ信号と、第2センサ信号とを受けて、コイルの通電を行うための基準信号となるカウンタ値を演算するものである。なお、このカウンタ値は、電気角で360°回転するとリセットされるものであり、ロータ突極数=Nrとすると、機械角=電気角/Nrで表されるものである。
【0033】
CPU10による各相のコイルの通電制御を図11を用いて説明する。ここで、図11(a)は従来(突極の交差開始時にコイルに電圧を印加する)における各相の通電制御を示すものであり、図11(b)は本案(突極の交差開始前からコイルに電圧を印加する)における各相の通電制御を示すものである。
【0034】
従来制御は、CPU10によって算出されたカウンタ値に基づき、図11(a)に示すように、U相コイルA0 〜A0 +(1/3)B、V相コイルA0 +(1/3)B〜A0 +(2/3)B、W相コイルA0 +(2/3)B〜A0 のごとく通電制御を行っていた。なお、A0 は突極の交差開始時、Bは電気角360°のカウンタ値である。また、図中T0 は電気角360°回転する時間を示すものである。
【0035】
本案の制御は、CPU10によって算出されたカウンタ値に基づき、図11(b)に示すように、U相コイルA0 −C〜A0 +(1/3)B、V相コイルA0 −C+(1/3)B〜A0 +(2/3)B、W相コイルA0 −C+(2/3)B〜A0 のごとく通電制御を行っていた。つまり、従来に比較して、各コイルの通電開始タイミングが進角C値だけ進角したものである。
この進角C値は、リラクタンス型電動機11の回転速度に応じて設定されるものであり、回転速度が速まるほど進角C値が大きく設定されるものである。なお、この進角C値の決定は後述するフローチャート中で説明する。
【0036】
次に、CPU10によるカウンタ値の算出、上記進角C値の算出、および各コイルの通電制御を説明する。
カウンタ値の算出のフローチャートを図12を参照して説明する。
先ず、エンコーダ13より第1センサ信号(機械角360°で数千のパルス信号)であるパルス信号を受けると、前回のカウンタ値に1を加えた値をカウンタ値とする(ステップS1 )。次に、カウンタ値がB(電気角360°のカウンタ値)に達したか否かの判断を行う(ステップS2 )。この判断結果がYES の場合は、カウンタ値を0にリセットする(ステップS3 )。ステップS2 の判断結果がNOの場合はリターンする。
この演算フローによって、図11(a)、(b)の上段のカウンタ値が算出される。
【0037】
進角C値の算出のフローチャートを図13(a)、(b)を参照して説明する。
先ず、カウンタ値を0にリセットする(ステップS11)。次に、エンコーダ13より第2センサ信号(機械角360°で1回のパルス信号)であるパルス信号を受けると、前回のパルス信号の受信時から今回のパルス受信時までの時間T0 を計測する(ステップS12)。続いて、計測した時間T0 からリラクタンス型電動機11の回転速度1/T0 を算出する(ステップS13)。次に、図13(b)に示すマップを基に、ステップS13で算出した回転速度1/T0 から進角C値を算出し(ステップS14)、その後リターンする。
以上の演算フローによって、進角C値(突極の交差前のコイルの通電開始時間に相当する)が算出される。
【0038】
各コイルの通電制御のフローチャートを図14を参照して説明する。
まず、突極が交差する時点A0 から進角Cをマイナスした値が0以上(A0 −C≧0)であるか否かの判断を行う(ステップS21)。
このステップS21の判断結果がYES の場合は、カウンタ値がA0 −Cより大きく、且つA0 +(1/3)B以下であるか否かの判断を行う(ステップS22)。このステップS22の判断結果がYES の場合はU相コイルをONし(ステップS23)、判断結果がNOの場合はU相コイルをOFF する(ステップS24)。
【0039】
次に、カウンタ値がA0 −C+(1/3)Bより大きく、且つA0 +(2/3)B以下であるか否かの判断を行う(ステップS25)。このステップS25の判断結果がYES の場合はV相コイルをONし(ステップS26)、判断結果がNOの場合はV相コイルをOFF する(ステップS27)。
次に、カウンタ値がA0 −C+(2/3)Bより大きく、且つA0 以下であるか否かの判断を行う(ステップS28)。このステップS28の判断結果がYES の場合はW相コイルをONし(ステップS29)、判断結果がNOの場合はW相コイルをOFF し(ステップS30)、その後リターンする。
【0040】
なお、上記のステップS21の判断結果がNOの場合は、カウンタ値がA0 −C+Bより大きく、且つA0 +(1/3)B以下であるか否かの判断を行う(ステップS31)。このステップS31の判断結果がYES の場合はU相コイルをONし(ステップS32)、判断結果がNOの場合はU相コイルをOFF し(ステップS33)、その後ステップS25へ進むものである。
以上の制御フローによって、突極が交差する前(進角C値分)から各相のコイルの通電を開始できる。
【0041】
〔第3参考例〕
この第3参考例は、図15に示すように、ステータ5の突極2のみに複数のスリット7を形成したものである。
【0042】
〔第4参考例〕
この第4参考例は、図16に示すように、ロータ3の突極1に複数のスリット7を形成するとともに、ステータ5の突極2にも複数のスリット7を形成したものである。
【0043】
〔第5参考例〕
この第5参考例は、スリット7の本数によるトルクリップルの変化を示すものであって、第1参考例(図2参照)で示したステータ5が12スロットで、ロータ3が8極のリラクタンス型電動機(スリット7はロータ3側のみ)を用いて説明する。
図17は、ロータ3の突極1内のスリット7の位置、本数、幅が同一の場合におけるトルク波形を示すもので、実線Aはスリット7が14本の場合であり、実線Bはスリット7が7本の場合である。
この図17に示されるように、スリット7が7本の場合は、14本に比較してトルクリップルが増大する。これは、本来スリット7を挿入することにより磁束流れを径方向へ整流させ、回転角度に比例して磁束数を増加させることを目的としているが、スリット7の本数が減少することにより整流効果が薄れてトルクリップルが増加するためである。
【0044】
〔第1実施例〕
第1実施例は、突極幅の小さな小型電動機に用いて好適なものである。ロータ3は、スリット7の仕様が異なる2種類の積層板(スリット仕様A、スリット仕様B)を交互に積層したもので、この2種類のスリット7の仕様は、図18に示すように、突極1のスリット7の本数と幅が同一で、スリット7位置が異なるものである。
このように設けたロータ3を用いたリラクタンス型電動機のトルク波形を図19に示す。なお、図中実線Aはスリット仕様Aによるトルク波形、実線Bはスリット仕様Bによるトルク波形、実線Cは合成波形である。
この実施例のようにスリット仕様Aとスリット仕様Bの突極1を交互に重ねることで、突極幅の小さな小型電動機であっても、コア突極内に多数のスリット7を形成したのと同等のトルクリップルの低減効果が得られる。
【0045】
〔第2実施例〕
この第2実施例は、図20に示すように、スリット仕様Aとスリット仕様Bの突極1が交互に配置された積層板4を、図21に示すように1極づつずらして交互に積層したもので、上記の第1実施例と同様の効果を得ることができる。
【0046】
〔第6参考例〕
この第6参考例は、図22に示すように、スリット7を突極1の外端まで延びたオープンスリットに設けたものである。
上記で示したスリット7は突極1の外端付近までしか延びていないクローズスリットであったため、突極1の先端部分に磁路が形成され、その磁路に磁束が流れ込み、スリット7によるフラックスバリア効果が減少する傾向が見られる。
しかるに、スリット7をオープンスリットにすることにより、突極1先端部分における磁路が形成されなくなり、スリット7によるフラックスバリア効果が増大する。これにより、突極1と対向する突極2との間における磁路が円滑に形成されることになるため、トルクリップルの低減効果が増大する。
【0047】
〔第3実施例〕
図23の(a)、(b)はスリット7がオープンスリットに設けられた積層板4を積層した突極1を側面から見た図面である。なお、図中、黒で示す部分がスリット7による空気部を示し、白抜き部分が突極1を構成する鉄部を示す。
図23(a)は、2種類の積層板4を交互に重ね、積層板4毎にスリット7の位置をずらしたものであり、隣合う積層板4のスリット7の重なり部分で磁束が流れやすい部分ができてしまう。そのため、磁束は隣接する積層板4に流れてしまい、スリット7によるトルクリップルの低減効果が少なくなってしまう。
そこで、図23(b)に示すように、2種類の積層板4をそれぞれ複数づつ重ね、スリット7の位置が隣接する複数の積層板4毎に異なるように配置し、同一仕様のスリット7が複数重ねるように配置する。すると、隣合う積層板4間で流れる磁束を大幅に減らすことができ、スリット7によるトルクリップルの低減効果を大きくできる。
【0048】
〔第7参考例〕
図24の(a)、(b)は突極1を示す図面である。
図24(a)は、スリット7の幅を同一幅で等分に配置したものである。このようなスリット7を設けた突極1は、トルクリップルが低減され、図25の破線に示すトルク波形が得られる。
しかるに、回転時に対向する対向突極2との対向開始初期に急激な磁気量の増大が発生し、対向開始初期に磁束量が急増してトルクが増大する。
また、回転時に対向する対向突極2との対向開始後期では、急激に磁気量が減少し、対向開始後期に磁気飽和が発生してトルクが低下する。
【0049】
そこで、図24(b)に示すように対向突極2に対する回転方向対向前端におけるスリット7の幅を大きくし、回転方向対向前端におけるスリット7による空隙密度を大きく設ける。すると、対向開始初期の急激な磁気量の増大が抑えられ、対向開始初期の磁束量が減少してトルクが減少する。
また、図24(b)に示すように対向突極2に対する回転方向対向後端におけるスリット7の幅を小さくし、回転方向対向後端におけるスリット7による空隙密度を小さく設ける。すると、対向開始後期では、磁気飽和が抑えられてトルクが増大する。
【0050】
つまり、図24(b)に示すように、回転方向対向前端のスリット7による空隙密度を大きく設け、回転方向対向後端のスリット7による空隙密度を小さく設けることで、図25の実線に示すトルク波形が得られる。
なお、スリット7の幅を変更することで回転方向対向前端および後端におけるスリット7による空隙密度を変える例を示したが、スリット7の位置を変更したり、スリット7の本数を変更することによって回転方向対向前端および後端におけるスリット7による空隙密度を変えても同様の効果を得ることができる。
【0051】
〔第8参考例〕
図26は突極1を示す図面である。この参考例は、正逆両方に回転するリラクタンス型電動機に用いられるものであって、突極1の両端のスリット7の幅を大きくし、突極1の両端のスリット7による空隙密度を大きく設けたものである。このように、スリット7幅の違いを左右対称に設けることで、正逆回転でのトルクリップルを低減できる。
なお、スリット7の幅を変更することでスリット7による空隙密度を変える例を示したが、スリット7の位置を変更したり、スリット7の本数を変更することによってスリット7による空隙密度を変えても良い。
【0052】
〔第4実施例〕
図27はスリット7がオープンスリットに設けられた積層板4を積層した突極1を側面から見た図面である。なお、図中、黒で示す部分がスリット7による空気部を示し、白抜き部分が突極1を構成する鉄部を示す。
この第4実施例は、2種類の積層板4をそれぞれ複数重ね、2種類の積層板4の割合を変えることによりスリット7による空隙密度を変えたものである。このようにすることでも、上記第7参考例と同等の効果を得ることができる。
【0053】
〔第5実施例〕
この第5実施例は、同一の突極1内にスリット7の位置が異なる2種類の積層板4を配置したものであり、一方の積層板4のスリット7と、他方のスリット7との間隔を、図28に示すように等間隔(a=b)に配置したものである。
一方の積層板4のスリット7と、他方のスリット7との間隔を不等間隔(a>b、a<b)に設けた場合、回転角度に対するトルクの波形は図29(a)に示すようにトルクリップルの山谷が少量発生する。
しかるに、一方の積層板4のスリット7と、他方のスリット7との間隔を等間隔(a=b)に設けた場合、トルクリップルの山谷が打ち消され、スリット7により発生するトルクリップルがさらに低減できるとももに、図29(b)に示すようにトルクリップルの山谷が打ち消される。
【図面の簡単な説明】
【図1】 インダクタンス値変化、コイルの通電時期および通電停止時期、トルクの波形を示すグラフである(従来例と第1参考例)。
【図2】 ロータおよびステータの積層板を示す図である(第1参考例)。
【図3】 図2の部分拡大図である(第1参考例)。
【図4】 金型の寿命と、板厚(b)/スリット幅(a)との関係を示すグラフである(第1参考例)。
【図5】 各コイル相への通電パターンを示すグラフである(第2参考例)。
【図6】 突極の弧角を説明するためのロータおよびステータを示す図である(第2参考例)。
【図7】 必要通電角と突極の弧角の関係を示すグラフである(第2参考例)。
【図8】 相電流の変化を示すグラフである(第2参考例)。
【図9】 制御回路の概略構成図である(第2参考例)。
【図10】 エンコーダ信号とカウンタ値を示す説明図である(第2参考例)。
【図11】 各相のコイルの通電状態を示す説明図である(第2参考例)。
【図12】 カウンタ値を算出するフローチャートである(第2参考例)。
【図13】 進角C値を算出するフローチャートである(第2参考例)。
【図14】 各相のコイルの通電制御を示すフローチャートである(第2参考例)。
【図15】 ロータおよびステータの積層板を示す図である(第3参考例)。
【図16】 ロータおよびステータの積層板を示す図である(第4参考例)。
【図17】 トルク波形を示すグラフである(第5参考例)。
【図18】 スリット仕様の異なる突極を示す図である(第1実施例)。
【図19】 トルク波形を示すグラフである(第1実施例)。
【図20】 ロータおよびステータの積層板を示す図である(第2実施例)。
【図21】 スリット仕様の異なる突極の積層状態を示す図である(第2実施例)。
【図22】 オープンスリットを設けた突極の図である(第6参考例)。
【図23】 突極を側面から見た図である(第3実施例)。
【図24】 突極のスリットを示す図である(第7参考例)。
【図25】 トルク波形を示すグラフである(第7参考例)。
【図26】 突極のスリットを示す図である(第8参考例)。
【図27】 突極を側面から見た図である(第4実施例)。
【図28】 突極のスリットを示す図である(第5実施例)。
【図29】 トルク波形を示すグラフである(第5実施例)。
【符号の説明】
1 ロータ突極
2 ステータ突極
3 ロータ(コア)
4 ロータ積層板
5 ステータ(コア)
6 ステータ積層板
7 スリット
10 CPU(駆動回路)
11 リラクタンス型電動機[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a reluctance type electric motor that is energized with a multiphase single wave.
[0002]
[Prior art]
Reluctance motors have the advantages of large output torque and simple structure, but they have the disadvantage of generating high torque ripple, and so far have been used only in some fields.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
As shown in FIG. 1A, the start of energization of the coil has been set at the start of increasing the inductance value that changes when the rotor salient pole intersects with the stator salient pole. The energization stop time was set near the end of the increase in the inductance value.
With this arrangement, the rise of the torque generated at the salient pole is caused by the change in the rise current at the start of energization of the coil, and the torque generated at the salient pole rises gently, and the torque ripple of the reluctance motor is reduced. It was a factor.
[0004]
In addition, the torque generated at the salient poles falls gently because the coil was de-energized while the gradient of the rising slope of the inductance value was gradual. This also caused the torque ripple of the reluctance motor.
[0005]
OBJECT OF THE INVENTION
The present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a reluctance motor that can generate a flat torque on a salient pole and reduce torque ripple.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
[0011]
Moreover, in the means of Claims 1-4, By providing a plurality of slits or grooves in the rotor salient pole or stator salient pole, the time flux is rectified in the radial direction and increases in proportion to the rotation angle, so that torque ripple can be reduced.
[0014]
Furthermore, in the means of
In
[0015]
[0018]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
next, The embodiment and reference examples This will be described with reference to examples and modifications.
[ First reference example ]
1 to 4 First reference example Will be explained. First, with reference to FIG. 1, a description will be given of changes in the inductance value that occur when the
[0019]
The drive circuit for energizing and driving the coils of each phase of the reluctance type motor has a region where the inductance value is 0, that is, the
Further, the drive circuit is provided so as to stop energization of the coil before the change point at which the rising inclination angle of the inductance value changes, that is, before the rotor
[0020]
As shown above, by starting energization of the coil before the
Thus, since the torque T rises quickly, a flat torque T is generated from the initial stage where the salient poles overlap. Thereby, torque ripple can be reduced as compared with the conventional case.
[0021]
On the other hand, energization of the coil is stopped before the
In this way, since the flat torque T is generated at the salient poles until just before the energization is stopped, the flat torque T is also generated at the later stage where the salient poles overlap, and the torque ripple can be reduced as compared with the conventional case.
[0022]
Torque generated at salient pole T = (1/2) I 2 Although expressed by (dL / dθ), as described above, since I = constant and dL / dθ = constant, the torque T is constant. That is, the torque T generated at the salient pole is flat.
As described above, the torque T generated at the salient pole becomes flat, and as a result, the torque ripple of the reluctance motor can be reduced.
[0023]
FIG. 2 shows a
Thus, since the plurality of
[0024]
The plurality of
[0025]
Further, it is necessary to extend the life of the mold in order to reduce the manufacturing cost. FIG. 4 shows the relationship between the mold life and the thickness (b) of the
[0026]
As described above, since the thickness of the
Further, by simultaneously forming the plurality of
[0027]
[ Second reference example ]
Using FIGS. 5 to 14 Second reference example Will be explained. this Second reference example Indicates a more specific control example. The above First reference example With the same sign and below In description The thing with the same code | symbol shown in FIG.
The drive circuit (hereinafter, CPU 10) shown in FIG. 9 is provided so as to stop energization of the coil before the rotor
In addition, the inductance wrap β shown in the figure indicates an angle (wrap) from when the energization of the coil is stopped until the rotor
[0028]
Further, before the rotor
The number of rotor poles A = 2n and the number of stator poles B = 2m. However, n and m are natural numbers and have a relationship of m ≠ n.
Further, the arc angle of the rotor
Further, the required energization angle θ0 (mechanical angle) = electrical angle 360 ° / number of rotor poles / number of phases. That is, the required
Accordingly, since the required energization angle θ0 is smaller than the overlap of the rotor
[0029]
On the other hand, the
While the rotor
[0030]
On the other hand, when the voltage V1 is applied to the coil before the rotor
In other words, when a voltage is applied to the coil from the start of the salient pole crossing, the current flowing through the coil becomes the solid line I2 in FIG. 8, but by starting energization of the coil before the salient pole crosses, When the inductance rises, a sufficient phase current I1 is supplied to the coil, and a large amount of current flows through the coil only in the hatched portion in the figure. The increase in current to the coil contributes to the increase in torque. it can.
[0031]
Specific control of the
this Reference example As shown in FIG. 9, the
The
[0032]
As shown in the upper part of FIG. 10, the
As shown in the lower part of FIG. 10, the
[0033]
The energization control of the coils of each phase by the
[0034]
In the conventional control, based on the counter value calculated by the
[0035]
The control of the present plan is based on the counter value calculated by the
This advance angle C value is set according to the rotational speed of the
[0036]
Next, calculation of the counter value, calculation of the advance angle C value, and energization control of each coil by the
A flowchart for calculating the counter value will be described with reference to FIG.
First, when a pulse signal that is a first sensor signal (thousands of pulse signals at a mechanical angle of 360 °) is received from the
The upper counter value in FIGS. 11A and 11B is calculated by this calculation flow.
[0037]
A flowchart for calculating the advance C value will be described with reference to FIGS.
First, the counter value is reset to 0 (step S11). Next, when a pulse signal which is a second sensor signal (one pulse signal at a mechanical angle of 360 °) is received from the
With the above calculation flow, the advance angle C value (corresponding to the energization start time of the coil before the salient poles intersect) is calculated.
[0038]
A flow chart of energization control of each coil will be described with reference to FIG.
First, it is determined whether or not the value obtained by subtracting the advance angle C from time A0 when the salient poles intersect is 0 or more (A0−C ≧ 0) (step S21).
If the decision result in the step S21 is YES, it is judged whether or not the counter value is larger than A0−C and not more than A0 + (1/3) B (step S22). If the determination result in step S22 is YES, the U-phase coil is turned on (step S23), and if the determination result is NO, the U-phase coil is turned off (step S24).
[0039]
Next, it is determined whether or not the counter value is greater than A0-C + (1/3) B and less than or equal to A0 + (2/3) B (step S25). If the determination result in step S25 is YES, the V-phase coil is turned on (step S26), and if the determination result is NO, the V-phase coil is turned off (step S27).
Next, it is determined whether or not the counter value is greater than A0-C + (2/3) B and less than or equal to A0 (step S28). If the determination result in step S28 is YES, the W-phase coil is turned on (step S29). If the determination result is NO, the W-phase coil is turned off (step S30), and then the process returns.
[0040]
If the determination result in step S21 is NO, it is determined whether or not the counter value is greater than A0-C + B and less than or equal to A0 + (1/3) B (step S31). If the determination result in step S31 is YES, the U-phase coil is turned on (step S32). If the determination result is NO, the U-phase coil is turned off (step S33), and then the process proceeds to step S25.
With the above control flow, energization of the coils of each phase can be started before the salient poles intersect (for the advance angle C value).
[0041]
[ Third reference example ]
this Third reference example As shown in FIG. 15, a plurality of
[0042]
[ Fourth reference example ]
this Fourth reference example As shown in FIG. 16, a plurality of
[0043]
[ 5th reference example ]
this 5th reference example Indicates a change in torque ripple due to the number of
FIG. 17 shows a torque waveform when the position, number, and width of the
As shown in FIG. 17, when the number of the
[0044]
[ First embodiment ]
First embodiment Is suitable for use in a small electric motor having a small salient pole width. The
FIG. 19 shows a torque waveform of the reluctance motor using the
In this embodiment, the slit specifications A and the slit specifications B of the slit specification B are alternately stacked, so that a large number of
[0045]
[ Second embodiment ]
this Second embodiment As shown in FIG. 20, the
[0046]
[ Sixth reference example ]
this Sixth reference example As shown in FIG. 22, the
Shown above Tas Since the lit 7 is a closed slit that extends only to the vicinity of the outer end of the
However, by making the
[0047]
[ Third embodiment ]
(A), (b) of FIG. 23 is the figure which looked at the
In FIG. 23A, two types of
Therefore, as shown in FIG. 23 (b), a plurality of two types of
[0048]
[ Seventh reference example ]
24A and 24B are drawings showing the
FIG. 24A shows an arrangement in which the
However, an abrupt increase in the amount of magnetism occurs at the beginning of facing the opposing
Further, in the latter half of the start of facing the opposing
[0049]
Therefore, as shown in FIG. 24B, the width of the
Further, as shown in FIG. 24B, the width of the
[0050]
That is, as shown in FIG. 24B, the torque shown by the solid line in FIG. 25 is obtained by providing a large gap density by the
In addition , Su Although the example which changes the space | gap density by the
[0051]
[ Eighth reference example ]
FIG. 26 shows the
In addition , Su Although the example in which the gap density by the
[0052]
[ Fourth embodiment ]
FIG. 27 is a view of the
this Fourth embodiment Is a method in which the gap density by the
[0053]
[ Example 5 ]
this Example 5 FIG. 28 shows the arrangement of two types of
When the gap between the
However, when the gap between the
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a graph showing changes in inductance value, energization timing and energization stop timing of a coil, and torque waveforms (conventional example and First reference example ).
FIG. 2 is a view showing a laminated plate of a rotor and a stator ( First reference example ).
3 is a partially enlarged view of FIG. 2 ( First reference example ).
FIG. 4 is a graph showing the relationship between the life of a mold and the plate thickness (b) / slit width (a) ( First reference example ).
FIG. 5 is a graph showing an energization pattern to each coil phase ( Second reference example ).
FIG. 6 is a diagram showing a rotor and a stator for explaining the arc angle of salient poles ( Second reference example ).
FIG. 7 is a graph showing the relationship between the required energization angle and the salient pole arc angle ( Second reference example ).
FIG. 8 is a graph showing changes in phase current ( Second reference example ).
FIG. 9 is a schematic configuration diagram of a control circuit ( Second reference example ).
FIG. 10 is an explanatory diagram showing an encoder signal and a counter value ( Second reference example ).
FIG. 11 is an explanatory diagram showing energization states of coils of each phase ( Second reference example ).
FIG. 12 is a flowchart for calculating a counter value ( Second reference example ).
FIG. 13 is a flowchart for calculating an advance C value ( Second reference example ).
FIG. 14 is a flowchart showing energization control of coils of each phase ( Second reference example ).
FIG. 15 is a view showing a laminated plate of a rotor and a stator ( Third reference example ).
FIG. 16 is a view showing a laminated plate of a rotor and a stator ( Fourth reference example ).
FIG. 17 is a graph showing a torque waveform ( 5th reference example ).
FIG. 18 is a diagram showing salient poles with different slit specifications ( First embodiment ).
FIG. 19 is a graph showing a torque waveform ( First embodiment ).
FIG. 20 is a view showing a laminated plate of a rotor and a stator ( Second embodiment ).
FIG. 21 is a diagram showing a stacked state of salient poles having different slit specifications ( Second embodiment ).
FIG. 22 is a diagram of salient poles with open slits ( Sixth reference example ).
FIG. 23 is a view of salient poles as viewed from the side ( Third embodiment ).
FIG. 24 is a diagram showing a salient pole slit ( Seventh reference example ).
FIG. 25 is a graph showing a torque waveform ( Seventh reference example ).
FIG. 26 is a diagram showing a salient pole slit ( Eighth reference example ).
FIG. 27 is a view of salient poles as viewed from the side ( Fourth embodiment ).
FIG. 28 is a diagram showing a salient pole slit ( Example 5 ).
FIG. 29 is a graph showing a torque waveform ( Example 5 ).
[Explanation of symbols]
1 Rotor salient pole
2 Stator salient poles
3 Rotor (core)
4 Rotor laminate
5 Stator (core)
6 Stator laminate
7 Slit
10 CPU (drive circuit)
11 Reluctance motor
Claims (6)
各相のコイルを通電駆動する駆動回路は、ロータ突極とステータ突極とが交差し始める前から前記コイルの通電を開始し、
前記ロータ突極あるいは前記ステータ突極を構成するコアは、磁性体製薄板よりなる積層板を複数積層して構成され、
前記積層板は、その突極内に複数のスリットあるいは溝を有し、
前記コアの同一突極内では、スリットの位置または本数、あるいはスリット幅が、隣接する積層板毎に異なることを特徴とするリラクタンス型電動機。It is a reluctance type electric motor with multi-phase single-wave energization,
The drive circuit for energizing and driving the coils of each phase starts energization of the coils before the rotor salient poles and the stator salient poles start to intersect ,
The core constituting the rotor salient pole or the stator salient pole is constituted by laminating a plurality of laminated plates made of magnetic thin plates,
The laminates have a plurality of slits or grooves in the stator teeth in,
In the same salient pole of the core, the position or number of slits, or the slit width is different for each adjacent laminated plate.
各相のコイルを通電駆動する駆動回路は、ロータ突極とステータ突極とが交差し始める前から前記コイルの通電を開始し、
前記ロータ突極あるいは前記ステータ突極を構成するコアは、磁性体製薄板よりなる積層板を複数積層して構成され、
前記積層板は、その突極内に複数のスリットあるいは溝を有し、
前記コアの同一突極内では、スリットの位置または本数、あるいはスリット幅が、隣接する複数の積層板毎に異なることを特徴とするリラクタンス型電動機。It is a reluctance type electric motor with multi-phase single-wave energization,
The drive circuit for energizing and driving the coils of each phase starts energization of the coils before the rotor salient poles and the stator salient poles start to intersect ,
The core constituting the rotor salient pole or the stator salient pole is constituted by laminating a plurality of laminated plates made of magnetic thin plates,
The laminates have a plurality of slits or grooves in the stator teeth in,
In the same salient pole of the core, the position or number of slits, or the slit width is different for each of a plurality of adjacent laminated plates.
各相のコイルを通電駆動する駆動回路は、ロータ突極とステータ突極とが交差し始める前から前記コイルの通電を開始し、
前記ロータ突極あるいは前記ステータ突極を構成するコアは、磁性体製薄板よりなる積層板を複数積層して構成され、
前記積層板は、その突極内に複数のスリットあるいは溝を有し、
1つの積層板では、隣接する突極ごとに、スリットの位置または本数、あるいはスリット幅が異なり、
スリットの位置または本数、あるいはスリット幅が異なる突極が重なって設けられたことを特徴とするリラクタンス型電動機。It is a reluctance type electric motor with multi-phase single-wave energization,
The drive circuit for energizing and driving the coils of each phase starts energization of the coils before the rotor salient poles and the stator salient poles start to intersect ,
The core constituting the rotor salient pole or the stator salient pole is constituted by laminating a plurality of laminated plates made of magnetic thin plates,
The laminates have a plurality of slits or grooves in the stator teeth in,
In one laminated plate, the position or number of slits or the slit width differs for each adjacent salient pole,
A reluctance type electric motor characterized in that salient poles having different positions or numbers of slits or slit widths are provided to overlap each other.
各相のコイルを通電駆動する駆動回路は、ロータ突極とステータ突極とが交差し始める前から前記コイルの通電を開始し、
前記ロータ突極あるいは前記ステータ突極を構成するコアは、磁性体製薄板よりなる積層板を複数積層して構成され、
前記積層板は、その突極内に複数のスリットあるいは溝を有し、
前記積層板の表裏が変更して重ねられた、あるいは前記積層板の突極の位置がずらして重ねられた、あるいは積層板の種類が変更して重ねられたことを特徴とするリラクタンス型電動機。It is a reluctance type electric motor with multi-phase single-wave energization,
The drive circuit for energizing and driving the coils of each phase starts energization of the coils before the rotor salient poles and the stator salient poles start to intersect ,
The core constituting the rotor salient pole or the stator salient pole is constituted by laminating a plurality of laminated plates made of magnetic thin plates,
The laminates have a plurality of slits or grooves in the stator teeth in,
A reluctance type electric motor wherein the front and back surfaces of the laminated plate are changed and overlapped, or the salient poles of the laminated plate are shifted and overlapped, or the type of the laminated plate is changed and overlapped.
1つの積層板では、隣接する突極ごとに、スリットの位置または本数、あるいはスリット幅が異なり、
スリットの位置または本数、あるいはスリット幅が異なる突極が重なって設けられたことを特徴とするリラクタンス型電動機。The reluctance motor according to claim 1 or 2 ,
In one laminated plate, the position or number of slits or the slit width differs for each adjacent salient pole,
A reluctance type electric motor characterized in that salient poles having different positions or numbers of slits or slit widths are provided to overlap each other.
前記積層板の表裏が変更して重ねられた、あるいは前記積層板の突極の位置がずらして重ねられた、あるいは積層板の種類が変更して重ねられたことを特徴とするリラクタンス型電動機。 In the reluctance motor according to any one of claims 1 to 3 and claim 5 ,
A reluctance type electric motor wherein the front and back surfaces of the laminated plate are changed and overlapped, or the salient poles of the laminated plate are shifted and overlapped, or the type of the laminated plate is changed and overlapped .
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