JP4559983B2 - Linear power amplifier and digital predistorter setting method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、例えば無線通信送信機用の線形電力増幅器及びそのディジタルプリディストータの設定方法に関する。 The present invention relates to, for example, a linear power amplifier for a wireless communication transmitter and a method for setting a digital predistorter thereof.
マイクロ波帯電力増幅器の非線形歪補償方法のひとつとしてディジタル信号処理によるプリディストーション法(以下、ディジタルプリディストーション方法と呼ぶ)がある(例えば非特許文献1)。ディジタルプリディストーション方法の特徴は、ディジタル信号処理にてプリディストータの構成を可能にすることで複雑なアナログ回路を不要にしている点にある。従来の線形増幅器はフィードフォワード増幅器や負帰還増幅器など主としてアナログ回路にて実現されている。プリテイストータも同様にアナログ回路にて実現されている(例えば非特許文献2)。
しかしながらこれのアナログ回路による線形化回路技術は、一般に高度な調整技術などを必要としている。さらに変調回路を含めて送信機の小型化及び経済化を可能にするにはアナログ回路を簡素かつ簡易に構成する必要がある。この点において、線形化処理をディジタル信号処理にて行うディジタルプリディストータは、従来のアナログ回路によるプリディストータと比較して有利な特徴をもつ。また、フィードフォワード増幅器のように補助増幅器などの線形化するためのアナログ回路を持たないため、プリディストータを用いた増幅器は高効率増幅を達成できる可能性がある。
As one of nonlinear distortion compensation methods for a microwave power amplifier, there is a predistortion method by digital signal processing (hereinafter referred to as a digital predistortion method) (for example, Non-Patent Document 1). A feature of the digital predistortion method is that a complicated analog circuit is not required by enabling a predistorter configuration by digital signal processing. Conventional linear amplifiers are realized mainly by analog circuits such as feedforward amplifiers and negative feedback amplifiers. A pretasteter is also realized by an analog circuit (for example, Non-Patent Document 2).
However, the linearization circuit technology based on the analog circuit generally requires advanced adjustment technology. Further, in order to enable the transmitter to be reduced in size and economy including the modulation circuit, it is necessary to configure the analog circuit simply and easily. In this respect, a digital predistorter that performs linearization processing by digital signal processing has advantageous features compared with a predistorter that uses a conventional analog circuit. Further, since there is no analog circuit for linearization such as an auxiliary amplifier like a feedforward amplifier, an amplifier using a predistorter may be able to achieve high efficiency amplification.
これまでにディジタルプリディストータには、予め増幅器の非線形特性を線形化するテーブルを持つルックアップテーブルによる構成が知られている(例えば非特許文献3)。ルックアップテーブルを持つディジタルプリディストータは、歪成分を設計値以下にするように増幅器出力信号を帰還してルックアップテーブルの設定値を更新する。このようにして、ディジタル信号処理にて歪補償ができ、その歪補償量は、約15dB以下であることが知られている(非特許文献4)。
電力増幅器でなるべく高効率増幅を行うには、歪補償量を大きくして増幅器の出力バックオフを圧縮する必要がある。図1に1dB利得圧縮点からの出力バックオフと効率の関係を示す。検討条件は理想的なB級バイアスとした。図1から効率を高めるには出力バックオフの圧縮を可能とする歪補償量を大きくする必要がある。
図2に歪補償量と3次歪成分の振幅及び位相偏差の関係を示す。少なくとも歪補償量を30dB以上達成するには、振幅偏差±0.2dB以内、位相偏差±2deg以内を達成するディジタルプリディストータが必要となる。図2からディジタルプリディストータには、経年変化、温度変化などに対しても所定の振幅偏差及び位相偏差を達成することが求められる。
To date, a configuration using a look-up table having a table for linearizing the nonlinear characteristics of an amplifier in advance has been known for a digital predistorter (for example, Non-Patent Document 3). A digital predistorter having a look-up table feeds back an amplifier output signal and updates a set value of the look-up table so that a distortion component becomes a design value or less. Thus, it is known that distortion compensation can be performed by digital signal processing, and the amount of distortion compensation is about 15 dB or less (Non-Patent Document 4).
In order to perform amplification as efficiently as possible with the power amplifier, it is necessary to increase the distortion compensation amount and compress the output back-off of the amplifier. FIG. 1 shows the relationship between output back-off from 1 dB gain compression point and efficiency. The examination condition was an ideal class B bias. In order to increase efficiency from FIG. 1, it is necessary to increase the amount of distortion compensation that enables output back-off compression.
FIG. 2 shows the relationship between the distortion compensation amount and the amplitude and phase deviation of the third-order distortion component. In order to achieve at least a distortion compensation amount of 30 dB or more, a digital predistorter that achieves an amplitude deviation within ± 0.2 dB and a phase deviation within ± 2 deg is required. As shown in FIG. 2, the digital predistorter is required to achieve predetermined amplitude deviation and phase deviation with respect to aging, temperature change, and the like.
従来のルックアップテーブル型ディジタルプリディストータにおいて、現状値以上に大きい歪補償量(歪改善量)を達成するには、図2から理解されるように高い歪改善量を保つには高精度なルックアップテーブルを用意する必要がある。また、温度偏差または経年変化などにより電力増幅器の非線形特性がわずかに変化した場合において、増幅器出力信号をモニタしてルックアップテーブルを修正する制御系統が必要となる。
しかしながら、ルックアップテーブルによるディジタルプリディストータでは、歪成分と設定されるルックアップテーブル値の関係が不明瞭なこと、さらに経年変化、温度変化などによる増幅器の非線形特性のわずかな変化を補正する具体的方法は示されていなかった。
歪成分を高精度に補償できる方法として、べき級数モデルに基づくプリディストータがある。これまでにアナログ回路にて実現されており、歪改善量は30dB以上を達成している(例えば非特許文献5)。べき級数モデルは増幅器の非線形特性を精度よくモデル化していることが知られている(例えば非特許文献6)。べき級数モデルを用いるディジタルプリディストータにおける歪補償方法では、増幅器出力信号から各次の係数を補正する信号を抽出する必要がある。これまで特許文献1では、送信信号から基本波と各次の歪成分を除去して補正用信号を抽出していた。より簡易にべき級数モデルの補正用信号を抽出する方法として、2波等レベルの搬送波をパイロット信号として用いる方法がある(前記非特許文献5参照)。
In a conventional look-up table type digital predistorter, in order to achieve a distortion compensation amount (distortion improvement amount) larger than the current value, it is highly accurate to maintain a high distortion improvement amount as understood from FIG. A lookup table needs to be prepared. In addition, when the nonlinear characteristic of the power amplifier slightly changes due to temperature deviation or aging, a control system that monitors the amplifier output signal and corrects the lookup table is required.
However, in a digital predistorter using a look-up table, the relationship between the distortion component and the set look-up table value is unclear, and moreover, a slight change in the nonlinear characteristics of the amplifier due to aging and temperature changes is corrected. The method was not shown.
There is a predistorter based on a power series model as a method that can compensate distortion components with high accuracy. Up to now, it has been realized by an analog circuit, and the distortion improvement amount has reached 30 dB or more (for example, Non-Patent Document 5). It is known that the power series model accurately models the nonlinear characteristics of an amplifier (for example, Non-Patent Document 6). In a distortion compensation method in a digital predistorter using a power series model, it is necessary to extract a signal for correcting each order coefficient from an amplifier output signal. So far, in
上述の電力増幅器の非線形特性の温度依存性や温度変化に対する補償に加えて、非線形特性の周波数依存性についても改善が提案されている。広帯域な信号に対して良好な歪補償を行うために、従来のプリディストータにおいて、特許文献2では主信号経路と歪信号経路との経路差を小さくすることで、特許文献3では入力信号線路側に位相イコライザを入れることで対応していた。上記の方法を用いる理由は、プリディストータで発生させた歪を、広い周波数帯域に渡って一定の利得と一定の位相で変化させるためである。
しかしながら、増幅する周波数帯域が広くなるにつれて、例えば図3に示すように電力増幅器の利得特性および位相特性は周波数偏差が大きくなり、信号を増幅する際にこの影響を無視できなくなる。そのため、プリディストータで発生させた歪の振幅および位相を全周波数帯域にわたって一定に変化させただけでは、全周波数帯域にわたってその歪を電力増幅器で発生する歪を打ち消すレベルかつ逆位相とすることができない。よって、高精度な歪補償を行うためには、電力増幅器における利得特性および位相特性の周波数偏差を打ち消すように、プリディストータで発生させる歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させなければならない。プリディストータで発生させる歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させる方法として、特許文献4ではイコライザを用いている。
In addition to the above-described temperature dependence of the nonlinear characteristics of the power amplifier and compensation for temperature changes, improvements have also been proposed for the frequency dependence of the nonlinear characteristics. In order to perform good distortion compensation for a wideband signal, in the conventional predistorter,
However, as the frequency band to be amplified becomes wider, for example, as shown in FIG. 3, the frequency deviation of the gain characteristic and phase characteristic of the power amplifier increases, and this influence cannot be ignored when a signal is amplified. Therefore, if the amplitude and phase of the distortion generated by the predistorter are changed constantly over the entire frequency band, the distortion can be set to a level and an antiphase that cancels the distortion generated by the power amplifier over the entire frequency band. Can not. Therefore, in order to perform highly accurate distortion compensation, the frequency-to-amplitude and frequency-to-phase characteristics of the distortion generated by the predistorter must be changed so as to cancel out the frequency deviation of the gain and phase characteristics in the power amplifier. I must. As a method for changing the frequency-to-amplitude characteristics and the frequency-to-phase characteristics of distortion generated by a predistorter,
例えば特許文献5に示されている従来のプリディストータにおいては、アナログ歪発生器の出力を基本波出力信号の高周波側と低周波側に分けて独立に振幅と位相を調整して補償歪に周波数特性を与えている。また、特許文献6では、帯域通過フィルタとベクトル調整器で構成された振幅周波数特性調整回路をアナログ歪発生回路の後ろに挿入し、補償歪に周波数特性を与えている。
増幅器出力の相互変調歪成分を狭帯域フィルタで抽出し、アナログプリディストータの各次係数を補正する場合、アナログプリディストータにおけるパイロット信号の帰還系統では、送信信号に対して十分に短時間にアナログプリディストータの係数の補正が容易に可能であった。これに対して、ルックアップテーブル型のディジタルプリディストータでは増幅器出力からモニタされたパイロット信号をディジタル化する必要があり、アナログプリディストータと比べて帰還系統による遅延の問題があった。
For example, in the conventional predistorter disclosed in
When the intermodulation distortion component of the amplifier output is extracted with a narrowband filter and each order coefficient of the analog predistorter is corrected, the feedback system of the pilot signal in the analog predistorter is sufficiently short for the transmission signal. Correction of the coefficient of the analog predistorter was easily possible. On the other hand, in the look-up table type digital predistorter, it is necessary to digitize the pilot signal monitored from the amplifier output, and there is a problem of delay due to the feedback system as compared with the analog predistorter.
アナログプリディストータではパイロット信号をアナログ回路による発振器にて構成していた。これに対して、ディジタルプリディストータではディジタル信号処理によりベースバンド帯でパイロット信号を生成する必要がある。パイロット信号と送信信号をどのようにディジタルプリディストータで信号変換を行い、ディジタルアナログ変換するか、その具体的構成法は示されていなかった。
このようにパイロット信号を用いたディジタルプリディストータにおける装置構成方法が不明瞭であった。ディジタルプリディストータにおいて、高い歪補償量を達成しつつ、経年変化及び温度変化などに対して常に高い歪補償量を達成する簡易な構成法が求められていた。
また、特許文献7に示されているイコライザでプリディストータの歪の周波数特性を変化させる方法は、プリディストータを制御する帰還系統の周波数特性を均一化するものであり、電力増幅器における周波数対利得特性および周波数対位相特性の周波数偏差を考慮したものではない。そこで、電力増幅器における利得特性および位相特性の周波数偏差を打ち消すように、プリディストータで発生させた歪の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を調整することができるプリディストータが必要となる。
In the analog predistorter, the pilot signal is constituted by an oscillator using an analog circuit. In contrast, a digital predistorter needs to generate a pilot signal in the baseband by digital signal processing. The specific configuration method of how the pilot signal and the transmission signal are converted into a signal by a digital predistorter and converted into a digital signal is not shown.
Thus, the device configuration method in the digital predistorter using the pilot signal is unclear. In a digital predistorter, there has been a demand for a simple configuration method that always achieves a high distortion compensation amount with respect to aging and temperature change while achieving a high distortion compensation amount.
Also, the method of changing the frequency characteristic of distortion of the predistorter with the equalizer shown in
入力信号が等振幅の2搬送波のように、周波数軸上で離散的なスペクトルを持つ信号である場合は、特許文献5のように歪成分を高周波側と低周波側に分けて周波数特性を与えることは有効であった。しかし、変調波信号のように周波数軸上で連続的なスペクトルを持つ入力信号に対してこの方法では周波数軸上で連続的に変化するような周波数特性を与えることができない。特許文献7では、高次の補償歪に対してまで周波数特性を与えるためには、帯域通過フィルタとベクトル調整器を多数用意する必要があった。更に、電力増幅器で発生する歪成分の周波数特性を打ち消す補償歪の周波数特性を求める方法については不明であった。また、前記特許文献5及び7で示されているプリディストータはアナログ素子で構成されたプリディストータである。これは補償歪に周波数特性を与える際に、電力増幅器の周波数特性の他に歪発生器やベクトル調整器などの送信系統全体の周波数特性も考慮しなければならない。
この発明の目的は、経年変化及び温度変化が少なく、かつ高い歪補正量を達成可能な線形電力増幅器、及びそのディジタルプリディストータの設定方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a linear power amplifier that can achieve a high distortion correction amount with little secular change and temperature change, and a setting method for the digital predistorter.
この発明による線形電力増幅器は、
ディジタルパイロット信号を発生するパイロット信号発生器と、
ディジタル送信信号と、上記ディジタルパイロット信号を合成する加算器と、
上記加算器の出力信号を入力とし、べき級数モデルにより前置歪処理を行い前置歪付加信号を生成するディジタルプリディストータと、
上記ディジタルプリディストータにより出力された上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するディジタルアナログ変換器と、
上記アナログ前置歪付加信号を送信周波数帯にアップコンバートする第1周波数アップコンバート部と、
上記アップコンバートされた信号を電力増幅する電力増幅器と、
上記電力増幅器の出力の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を出力する周波数ダウンコンバート部と、
上記前置歪付加信号から前置歪付加送信信号成分と前置歪付加パイロット信号成分を分離し、上記前置歪付加送信信号成分を上記ディジタルアナログ変換器に入力する帯域セパレータと、
上記前置歪付加パイロット信号成分をアナログ信号に変換する第2ディジタルアナログ変換器と、アナログ信号に変換された上記前置歪付加パイロット信号成分を上記第1周波数アップコンバート部とは異なる第2周波数で送信周波数帯にアップコンバートする第2周波数アップコンバート部と、
上記ディジタルアナログ変換器の出力と上記第2周波数アップコンバートの出力を合成し、上記前置歪付加信号として上記第1周波数アップコンバート部へ入力する第2加算器と、上記ダウンコンバート信号から上記べき級数モデルと同じ奇数次の歪成分を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記プリディストータの係数を制御するディジタルプリディストータ制御部と、
とを含むように構成されている。
The linear power amplifier according to the present invention is:
A pilot signal generator for generating a digital pilot signal;
A digital transmission signal and an adder for combining the digital pilot signal;
A digital predistorter that takes the output signal of the adder as input and performs predistortion processing by a power series model to generate a predistortion added signal;
A digital-to-analog converter that converts the predistorted signal output by the digital predistorter into an analog predistorted signal;
A first frequency up-conversion unit that up-converts the analog predistorted signal to a transmission frequency band;
A power amplifier for power amplifying the upconverted signal;
A frequency down-conversion unit for down-converting a part of the output of the power amplifier and outputting a down-conversion signal;
A band separator that separates a predistortion-added transmission signal component and a predistortion-added pilot signal component from the predistortion-added signal, and inputs the predistortion-added transmission signal component to the digital-analog converter;
A second digital-to-analog converter for converting the predistortion-added pilot signal component into an analog signal; and a second frequency different from the first frequency up-conversion unit for converting the predistortion-added pilot signal component converted into an analog signal. A second frequency up-conversion unit for up-conversion to a transmission frequency band at
A second adder for combining the output of the digital-analog converter and the output of the second frequency up-conversion and inputting the predistorted signal to the first frequency up-conversion unit; A digital predistorter control unit that extracts the same odd-order distortion components as the series model and controls the coefficient of the predistorter so that the level of the odd-order distortion components is reduced;
Are included.
この発明によるディジタルプリディストータの設定方法は、
(a) ディジタルパイロット信号を発生するステップと、
(b) 上記ディジタルパイロット信号と上記ディジタル送信信号を合成し、その合成信号に対しべき級数モデルによる予め決めた数の奇数次の歪成分を生成して上記合成信号に付加して前置歪付加信号を生成するステップと、
(c)上記前置歪処理されたディジタル送信信号と上記前置歪処理されたディジタルパイロット信号を分離するステップと、
(d) 上記前置歪付加ディジタルパイロット信号をアナログ前置歪付加パイロット信号に変換するステップと、
(e) 上記アナログ前置歪付加パイロット信号を予め決めたキャリア周波数で送信周波数帯にアップコンバートするステップと、
(f) 上記アップコンバートされた信号を電力増幅するステップと、
(g) 上記電力増幅された出力信号の一部をダウンコンバートとし、パイロット信号成分を出力するステップと、
(h) 上記パイロット信号成分からべき級数モデルによる奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記ディジタルプリディストータの係数を制御するステップ、
とを含む。
The digital predistorter setting method according to the present invention includes:
(a) generating a digital pilot signal;
(b) Combining the digital pilot signal and the digital transmission signal, generating a predetermined number of odd-order distortion components based on a power series model for the combined signal, and adding it to the combined signal to add predistortion Generating a signal;
(c) separating the predistorted digital transmission signal and the predistorted digital pilot signal;
(d) converting the predistorted digital pilot signal to an analog predistorted pilot signal;
(e) Upconverting the analog predistorted pilot signal to a transmission frequency band at a predetermined carrier frequency;
(f) power amplifying the upconverted signal; and
(g) downconverting a part of the power amplified output signal and outputting a pilot signal component;
(h) controlling the coefficient of the digital predistorter so that the level of the odd-order distortion component by the power series model is reduced from the pilot signal component;
Including.
この発明によれば、電力増幅器37の出力からパイロット信号成分を抽出し、そのパイロット信号成分から抽出した奇数次歪成分のレベルが小さくなるようにディジタルプリディストータのべき級数モデルの奇数次歪を直接的に帰還制御するので、経年変化や温度変化の小さい線形電力増幅器を構成することができる。
また、奇数次歪発生器により発生された奇数次歪に対し、電力増幅器の周波数特性と逆特性の周波数特性で補償することにより、広い帯域に渡って電力増幅器の歪を除去可能となる。
According to the present invention, the pilot signal component is extracted from the output of the
Further, by compensating the odd-order distortion generated by the odd-order distortion generator with the frequency characteristic opposite to the frequency characteristic of the power amplifier, the distortion of the power amplifier can be removed over a wide band.
発明の原理的構成
この発明による線形電力増幅器の原理的構成を図4に示す。送信信号Sとパイロット信号PLは、送信信号発生器11とパイロット信号発生器12によりそれぞれ別々のディジタル信号処理にて生成され、加算器15で加算されてディジタルプリディストータ20に与えられる。送信信号Sはベースバンド信号であっても、中間周波信号であってもよいが、以下特にことわらない場合はベースバンド信号とする。べき級数モデルによるディジタルプリディストータ20はパイロット信号PLと送信信号Sを一体とした入力信号として前置歪のディジタル信号処理を行う。
ディジタルプリディストータ20の出力は、パイロット信号PLと送信信号Sを一体化した信号の帯域より少なくとも2倍以上の帯域の動作速度を持つディジタルアナログ変換器31によりアナログ信号に変換され、周波数アップコンバート部33で送信周波数帯の高周波送信信号に周波数変換され、電力増幅器37に与えられる。電力増幅器37の出力は分配部38により電力分配され一部を周波数ダウンコンバート部40に与えるとともに、残りを線形電力増幅器の出力として例えばアンテナに送出する。分配された電力の一部は周波数ダウンコンバート部40でダウンコンバートされ、ディジタルプリディストータ制御部50に与えられる。制御部50はダウンコンバートされた信号からパイロット信号の奇数次歪成分を抽出し、それを用いてディジタルプリディストータ20の係数を補正する。
このように、パイロット信号を用いたディジタルプリディストータ20は、メモリから読み出した補正データにより係数を補正するのではなく、検出された歪成分により歪成分が小さくなるように直接的に係数補正を行うので、経年変化や温度変化の影響を受けることはない。また、パイロット信号の帰還時間については、パイロット信号の帯域は送信信号よりも狭帯域であることから、従来のディジタルプリディストータでの遅延時間よりも本発明のディジタルプリディストータの遅延時間を長くできる。このため、図4のようにパイロット信号をダウンコンバートする帰還系統であっても帰還時間については問題にならない。
Principle Configuration of the Invention FIG. 4 shows the principle configuration of a linear power amplifier according to the present invention. The transmission signal S and the pilot signal PL are generated by the
The output of the
As described above, the
第1関連例
図5に本発明によるディジタルプリディストーション方法を用いた線形電力増幅器の第1関連例を示す。パイロット信号として等レベル2波のトーン信号PL1, PL2を用いている。この第1関連例は、ディジタル信号処理によるトーン信号発生器12A, 12Bとディジタル加算器14から構成されたパイロット信号発生器12と、ディジタルプリディストータ20と、ディジタルアナログ変換器31と、局部発振器33Aとミキサ33Bと帯域通過フィルタ33Cとから構成された周波数アップコンバート部33と、電力増幅器37と、分配部38を構成する方向性結合器38Aとパイロット信号抽出用の帯域通過フィルタ38Bと、ミキサ41と帯域通過フィルタ42と増幅器43とアナログ・ディジタル変換器44からなる周波数ダウンコンバート部40と、ディジタルプリディストータ制御部50とからなる。ディジタルプリディストータ20は7次までの構成例であるが、次数は構成により異なっても良い。実用的にはディジタルアナログ変換器31の出力側にはエリアジングカット用低域通過フィルタが挿入されるが、この発明の本質とは関係しないので図示してない。
First Related Example FIG. 5 shows a first related example of a linear power amplifier using the digital predistortion method according to the present invention. Tone signals PL 1 and PL 2 with two equal levels are used as pilot signals. This first related example is a
べき級数モデルを用いたディジタルプリディストータ20は、送信信号の基本波成分を通過する遅延経路とべき級数による各奇数次の歪発生経路の出力信号の加算による構成である。即ち、基本波成分は歪発生経路の遅延時間と一致させる遅延用メモリ21を経由する。各奇数次の歪成分は、歪発生器22A,22B,22Cと、振幅調整用の利得調整器24A,24B,24C、位相調整用の位相調整器23A,23B,23Cにより得られる。各奇数次歪発生器22A,22B,22Cは、入力される送信信号Sとパイロット信号PL1, PL2の合成信号に対し各奇数次乗の演算処理を行う。例えば送信信号Sとパイロット信号PL1, PL2の和をXとすれば、3次歪発生器はX3の演算処理を実行する。位相及び振幅調整された奇数次の歪成分は加算器26、27で加算され、更に加算器25で遅延用メモリ21からの遅延された基本波成分と加算され、前置歪付加信号Yとしてディジタルプリディストータ20から出力されディジタル・アナログ変換器31に与えられる。
The
ディジタル・アナログ変換器31によりアナログ信号に変換された前置歪付加信号Yはミキサ33Bに与えられ、局部発振器33Aからの周波数fcの局部信号(キャリア信号)と混合される。その混合出力から帯域通過フィルタ33Cにより送信周波数帯の信号が選択され、電力増幅器37に与えられる。電力増幅器37出力の高周波信号は方向性結合器38Aを介して送信される。
方向性結合器38Aで高周波送信信号の送信出力の一部が取り出され、パイロット信号抽出用の帯域通過フィルタ38Bでパイロット信号成分(パイロット信号とその高次歪成分)が抽出される。抽出されたパイロット信号成分はミキサ41に与えられ、局部発振器33Aからのキャリア信号と混合され、混合出力から帯域通過フィルタ42によりダウンコンバートされたパイロット信号成分を検出する。得られたパイロット信号成分は増幅器43で増幅される。アナログ・ディジタル変換器44でディジタル信号に変換されてディジタルプリディストータ制御部50に与えられる。
Predistortion additional signal Y before being converted into an analog signal by a digital-to-
A part of the transmission output of the high-frequency transmission signal is extracted by the
ディジタルプリディストータ制御部50は、歪成分検出部51と奇数次歪特性制御部52とから構成されている。歪成分検出部51は3次、5次、7次の各奇数次歪成分抽出器51A,51B,51Cから構成され、奇数次歪特性制御部52は3次、5次、7次の各奇数次歪制御器52A,52B,52Cにより構成されている。各奇数次歪成分抽出器51A,51B,51Cは例えば帯域通過フィルタにより構成することができ、それぞれ3次歪成分、5次歪成分、7次歪成分を抽出する。各奇数次歪制御器52A,52B,52Cはディジタルプリディストータ20のそれぞれに対応する歪成分発生器22A,22B,22Cの出力の位相及び振幅を調整する位相調整器23A,23B、23Cと可変利得調整器24A,24B,24Cを制御する。
パイロット信号PL1, PL2として等レベル2波トーン信号(CW信号)が用いられているため、電力増幅器37の出力にてトーン信号近傍に現れる奇数次の歪成分を各奇数次歪成分抽出器51A,51B,51Cにて抽出する。第1関連例のディジタルプリディスト一夕制御部50はディジタル信号処理にて構成しているが、同様の構成をアナログ回路で構成してもよい。
The digital
Since equi-level two-wave tone signals (CW signals) are used as the pilot signals PL 1 and PL 2 , odd-order distortion components that appear in the vicinity of the tone signal at the output of the
図6に第1関連例に関するパイロット信号PL1, PL2の注入と抽出方法についてスペクトルを用いて示す。ディジタルプリディストータ20の入力信号Xはベースバンド帯の送信信号Sと等レベル2波のトーン信号であるパイロット信号PL1, PL2を含んでいる。周波数f1, f2のパイロット信号PL1, PL2は、図6の行Aのように送信信号Sの隣接帯域に注入される。2波のパイロット信号PL1, PL2は送信信号Sの変調信号帯域幅と比較して十分に狭い周波数間隔Δf=f2-f1に設定されている。ディジタルプリディストータ20の出力信号
Yは、行Bに示すように送信信号Sとパイロット信号PL1, PL2に前置歪処理をした前置歪成分SD, PD3L, PD3Hが生じている。ここでは、3次の歪成分の例を示しているが、例えばパイロット信号PL1, PL2の5次の歪成分としてはPD3HよりΔf高い成分とPD3LよりΔf低い成分が生成されるが、図示してない。7次の歪成は5次の歪成分の更にΔf外側に生成されるがここでは示していない。
FIG. 6 shows a method for injecting and extracting pilot signals PL 1 and PL 2 related to the first related example using a spectrum. The input signal X of the
電力増幅器37の入力信号は、図6の行Cに示すようにディジタルプリディストータ20の出力信号Yを周波数アップコンバート部33にてキャリア周波数fcだけアップコンバートした信号である。このとき、ディジタルプリディストータ20で生成した前置歪成分は送信系統全体としての歪補償を行うように設定される。従って、電力増幅器37の入力信号の前置歪成分とディジタルプリディストータ20の出力信号の前置歪成分に相違があってもよい。しかし送信系統の相互変調歪のほとんどは最終段の電力増幅器37で生じるため、その差はわずかである。行Dに示すように電力増幅器37の出力信号はディジタルプリディストータ20による前置歪処理によって歪が抑圧された、即ち補償された信号となる。
Input signal of the
歪成分を含むパイロット信号成分は、方向性結合器38Aと帯域通過フィルタ38Bにより抽出され、ミキサ41で局部発振器33Aからの局部発振信号と混合されダウンコンバートされる。図6の行Eに示す制御部50の入力信号はダウンコンバートされた信号をアナログ・ディジタル変換器44でディジタル化した信号である。電力増幅器37の出力にて例えば3次歪成分の歪補償が不十分な場合、トーン信号の3次歪成分PD3H, PD3Lが無視できない程度に残る。制御部50において3次歪成分抽出器51Aにより一方の3次歪成分、ここではPD3Hを抽出する。3次歪制御器52Aは抽出されたトーン信号を用いて電力増幅器37の出力において所定の隣接チャネル漏洩電力比(即ち、歪成分の送信信号に対するレベル比)以下を達成する歪補償量となるまで3次歪信号発生器22Aの出力の位相と振幅を位相調整器23Aと可変利得調整器24Aにより制御する。制御方法には、各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。
The pilot signal component including the distortion component is extracted by the
図7はディジタルプリディストータ20に設定する係数、即ち位相調整器23A,23B,23Cの位相と可変利得調整器24A,24B,24Cの利得を制御するための処理を含む線形電力増幅処理手順を示す。
ステップS1:ディジタルパイロット信号PL1, PL2を生成し、ディジタル送信信号Sと加算して合成信号を得る。
ステップS2:ディジタル合成信号に対する奇数次歪成分を生成する。
ステップS3:奇数次歪成分の位相と振幅を設定する。
ステップS4:歪成分と遅延基本波成分を加算して前置歪付加信号を生成する。
ステップS5:前置歪付加信号をアナログ信号に変換する。
ステップS6:アナログ前置歪付加信号を高周波信号にアップコンバートする。
ステップS7:高周波前置歪付加信号を電力増幅器で電力増幅する。
ステップS8:増幅された高周波信号からパイロット信号成分を抽出し、ダウンコンバートする。
ステップS9:ダウンコンバートされたパイロット信号成分をディジタル信号に変換する。
ステップS10:ディジタルパイロット信号成分から歪成分を抽出する。
ステップS11:歪成分レベルの送信信号レベルに対する比が所定値以下か判定し、所定値以下であれば終了し、そうでなければステップS3に戻り、ステップS3〜S11の処理を繰り返す。
FIG. 7 shows a linear power amplification processing procedure including processing for controlling the coefficients set in the
Step S1: Digital pilot signals PL 1 and PL 2 are generated and added to the digital transmission signal S to obtain a combined signal.
Step S2: Generate odd-order distortion components for the digital composite signal.
Step S3: Set the phase and amplitude of the odd-order distortion component.
Step S4: A distortion component and a delayed fundamental wave component are added to generate a predistortion added signal.
Step S5: The predistortion added signal is converted into an analog signal.
Step S6: Upconvert the analog predistortion signal to a high frequency signal.
Step S7: The high frequency predistorted signal is amplified by a power amplifier.
Step S8: A pilot signal component is extracted from the amplified high-frequency signal and down-converted.
Step S9: Convert the down-converted pilot signal component into a digital signal.
Step S10: A distortion component is extracted from the digital pilot signal component.
Step S11: It is determined whether the ratio of the distortion component level to the transmission signal level is equal to or smaller than a predetermined value. If the ratio is equal to or smaller than the predetermined value, the process ends.
第2関連例
図8にこの発明の第2関連例を示す。この関連例は図5の第1関連例において、パイロット信号として2つのトーン信号を使用する代わりに1つの変調波信号を用いたものであり、第2関連例のパイロット信号発生器12以外の構成は第1関連例と同一である。動作についても第1関連例と同一である。
図9に第2関連例に関するパイロット信号PLの注入と抽出方法についてスペクトルを用いて示す。行AとBはディジタルプリディストータ20への入力信号Xと出力信号Yのスペクトル、行CとDは電力増幅器37の入力信号と出力信号のスペクトル、行Eは制御部50への入力信号のスペクトルをそれぞれ模式的に示す。第2関連例のパイロット信号PLが変調信号であることを除けば、第1関連例で説明した図6のスペクトルと同一である。パイロット信号PLは帯域幅を有する変調信号であり、ディジタルプリディストータ20により歪を受けてPDで示すように両側にスペクトルが広がっている。トーン信号のパイロット信号PL1, PL2と比べて第2関連例のパイロット信号PLは、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。パイロット信号に拡散符号を適用すれば、受信機の最低受信感度以下のパイロット信号を抽出できる利点がある。
Second Related Example FIG. 8 shows a second related example of the present invention. This related example uses one modulated wave signal instead of using two tone signals as pilot signals in the first related example of FIG. 5, and the configuration other than the
FIG. 9 shows a method for injecting and extracting the pilot signal PL related to the second related example using a spectrum. Rows A and B are the spectrum of the input signal X and output signal Y to the
第3関連例
図10に第3関連例を示す。第3関連例は、パイロット信号と送信信号に対しそれぞれ別々にプリディストータ201, 202、及びディジタルアナログ変換器311, 312を用いる点で第1及び第2関連例と異なる。各ディジタルプリディストータ201, 202とそれらに対するディジタルプリディストータ制御部50の構成は、第1及び第2関連例と同様である。
この第3関連例では、第2ディジタルプリディストータ202の出力を送信信号Sと異
なる帯域に周波数変換するために、局部発振器34Aとミキサ34Bと帯域通過フィルタ34Cからなる周波数アップコンバート部34を新たに備えている。第3関連例は、送信信号の広帯域化を企図している。第1及び第2関連例は、前置歪処理とパイロット信号の生成及び注入処理とディジタル信号処理の演算量を少なく構成できる特徴があるが、送信信号の広帯域化によりディジタルアナログ変換器31の能力が不足する可能性がある。また、パイロット信号は送信信号Sと異なる帯域に注入されるため、送信信号の帯域幅以上の信号帯域幅をディジタルアナログ変換できる能力がディジタルアナログ変換器31に要求される。この点に関して、第3関連例は送信信号とパイロット信号をそれぞれ異なるディジタルプリディストータ201, 202とディジタルアナログ変換器311, 312を用いる。このように独立したディジタルアナログ変換系統により、送信信号の広帯域化またはオーバーサンプリング数の増加などの信号変換をより柔軟に行うことができる。第1及び第2ディジタルプリディストータ201, 202はディジタルプリディストータ制御部50にて同期して各奇数次の係数を補正する。
Third Related Example FIG. 10 shows a third related example. The third related example is different from the first and second related examples in that
In the third related embodiment, to the frequency converting the second output of the
第4関連例
図11に第4関連例を示す。第4関連例は図10に示した第3関連例におけるパイロット信号発生器12を図8の関連例におけると同様の変調信号を発生するパイロット信号発生器12と同様に構成したものである。動作についても第3関連例と同一である。トーン信号のパイロット信号と比べて第4関連例のパイロット信号は、受信機において誤り訂正処理などの復号回路によって検出感度を高められる。パイロット信号に拡散符号を適用すれば、受信機の最低受信感度以下のパイロット信号を抽出できる。
図10及び11に示した第3及び第4関連例では第1及び第2ディジタルプリディストータ201, 202を1つにしてもよい。その場合には、送信信号とパイロット信号の帯域が異なることを利用したこの発明の実施例1を図12に示す。図12に示すようにディジタルプリディストータ20の出力にて送信信号とパイロット信号を分離する信号処理を行う帯域セパレータ30が設けられ、それによって分離された送信信号Sとパイロット信号PLをそれぞれの系統で図10及び11と同様に処理する。
Fourth Related Example FIG. 11 shows a fourth related example. The fourth related example of which is constructed similarly to the
In the third and fourth related examples shown in FIGS. 10 and 11, the number of the first and second
図10及び11の各関連例では送信信号とパイロット信号に別々に前置歪処理を行い、別々にディジタルアナログ変換処理を行い、前置歪付加パイロット信号をアップコンバートして前置歪付加送信信号と合成する場合を示したが、図13に図10の関連例と対応するこの発明の第2実施例を示す。この実施例においては、周波数アップコンバート部33によりキャリア周波数fcでアップコンバートされた前置歪付加送信信号と周波数アップコンバート部34により周波数fcとは異なるキャリア周波数fc’でアップコンバートされた前置歪付加パイロット信号を加算器35で合成し、合成信号を増幅器37に入力する。また、パイロット信号用の周波数アップコンバート部34の局部発振器34Aからのキャリア周波数fc’のキャリア信号をパイロット信号成分検出部40のミキサ41に与えてパイロット信号成分を検出する。その他の構成と動作は図10の場合と同様である。
図11及び図12についても図13と同様の変形を適用できることは明らかである。例えば図11の関連例に適用する場合は、図13における2波トーン信号を発生するパイロット信号発生器12の代わりに、送信信号より狭帯域の変調信号を発生するパイロット信号発生器で置き換えればよい。図12の第1実施例に適用する場合は、図14に示すように帯域セパレータ以降の構成を図13と同様に構成すればよく、説明を省略する。
In each of the related examples in FIGS. 10 and 11, predistortion processing is separately performed on the transmission signal and the pilot signal, digital analog conversion processing is performed separately, and the predistortion-added pilot signal is upconverted to transmit the predistortion. FIG. 13 shows a second embodiment of the present invention corresponding to the related example of FIG. 10. In this embodiment, upconverted at different carrier frequencies f c 'is the frequency f c by predistortion additional transmission signal and the frequency up-
It is obvious that the same modification as in FIG. 13 can be applied to FIGS. For example, when applied to the related example of FIG. 11, instead of the
図15は、第1から第4関連例及びそれらの変形例におけるディジタルプリディストータ制御部50のパイロット信号の検出感度をより高める構成例である。ただし、パイロット信号発生器12として図5に示した2波のトーン信号を合成してパイロット信号として出力するものを使用する。また、図15は3次歪成分のみに関する構成例である。
このディジタルプリディストータ制御部50は、3次歪成分抽出器50Aと3次歪制御器52Aとから構成されている。3次歪成分抽出器50Aは基本波生成経路を形成する遅延用メモリ1A11、位相調整器1A12、可変利得調整器1A13と、5次歪発生経路を形成する5次歪発生器1A21、位相調整器1A22、可変利得調整器1A23と、7次歪発生経路を形成する7次歪発生器1A31、位相調整器1A32、可変利得調整器1A33と、減算器1A14, 1A24, 1A34とから構成されている。
FIG. 15 is a configuration example in which the detection sensitivity of the pilot signal of the digital
The
パイロット信号発生器12から与えられたパイロット信号成分から、基本波経路と、5次歪発生経路と、7次歪発生経路にてそれぞれ遅延基本波成分、5次歪成分及び7次歪成分を生成する。周波数ダウンコンバート部40により検出されたパイロット信号成分から、減算器1A14, 1A24, 1A34によりそれぞれパイロット信号の遅延基本波成分と5次歪成分と7次歪成分を順次減算処理を行うことにより、3次歪成分が残り、この3次歪成分が3次歪制御器52Aに与えられる。3次歪制御器52Aは、与えられた3次歪成分に基づいて図5における3次歪制御器52Aと同様にディジタルプリディストータ20の位相調整器23A及び可変利得調整器24Aを制御する。
減算処理後に遅延基本波成分、5次歪成分、7次歪成分の各残留成分を少なくするために、図15の制御部50では位相調整器1A12, 1A22, 1A32と可変利得調整器1A13, 1A23, 1A33により各成分の位相と振幅の調整を行う。これらの調整は、図15のディジタルプリディストータ制御部50の構成をディジタル信号処理にて実現することで経年変化または温度変化などによる電気的特性の変化がないことから、装置の初期設定時に行うだけでよい。図8のディジタルプリディストータ制御部50と同様の構成により、5次または7などの各奇数次成分を抽出することが可能である。パイロット信号が変調信号の場合でも同様である。
Delayed fundamental wave components, fifth-order distortion components, and seventh-order distortion components are generated from the pilot signal components supplied from the
In order to reduce the residual components of the delayed fundamental wave component, the fifth-order distortion component, and the seventh-order distortion component after the subtraction process, the
第5関連例
電力増幅器に使用される一般的なFET(電界効果トランジスタ)の真性領域の等価回路
は例えば図16Aに示すように表すことができる。ゲート・ソース間容量はCgs、ゲート
抵抗はRg、相互コンダンタクスはGm、ドレインコンダクタンスはGdと表している。FETにおける相互変調歪は図16Aの真性領域の等価回路から、Cgs、Gm、Gdのべき級数形式で
モデル化されている(例えば非特許文献7参照)。以下に瞬時ゲート電圧Vg、瞬時ドレイン電圧Vdとすれば、
Gm(Vg)=Gm1+Gm2Vg+Gm3Vg 2+Gm4Vg 3+Gm5Vg 4+… (1)
Gd(Vd)=Gd1+Gd2Vd+Gd3Vd 2+Gd4Vd 3+Gd5Vd 4+… (2)
Cgs(Vg)=Cg1+Cg2Vg+Cg3Vg 2+Cg4Vg 3+Cg5Vg 4+… (3)
となる。このように、FETの相互変調歪はゲートとドレインにてそれぞれ発生することが
わかる。
増幅器は図16AのFETの等価回路を用いて図16Bに示すような回路網として表すこ
とができる。ゲート側整合回路37Aと、FETと、ドレイン側整合回路37Bの構成とな
る。ここで、整合回路37A、37Bはそれぞれ別々の周波数特性を有している。このことから、増幅器の相互変調歪はゲート側整合回路37Aとドレイン側整合回路37Bの周波数特性の両方の影響を受ける。ただし、ここでの周波数特性とは、FETの動作周波数を
議論するほどの広帯域ではなく、増幅器の増幅する帯域幅に限定される。
Fifth Related Example An equivalent circuit in the intrinsic region of a general FET (field effect transistor) used in a power amplifier can be expressed as shown in FIG. 16A, for example. The gate-source capacitance is represented as C gs , the gate resistance is represented as R g , the mutual conductance is represented as G m , and the drain conductance is represented as G d . The intermodulation distortion in the FET is modeled in the power series form of C gs , G m , and G d from the equivalent circuit in the intrinsic region of FIG. 16A (see, for example, Non-Patent Document 7). If instantaneous gate voltage V g and instantaneous drain voltage V d are
G m (V g ) = G m1 + G m2 V g + G m3 V g 2 + G m4 V g 3 + G m5 V g 4 + ... (1)
G d (V d ) = G d1 + G d2 V d + G d3 V d 2 + G d4 V d 3 + G d5 V d 4 + ... (2)
C gs (V g ) = C g1 + C g2 V g + C g3 V g 2 + C g4 V g 3 + C g5 V g 4 + ... (3)
It becomes. Thus, it can be seen that the intermodulation distortion of the FET occurs at the gate and the drain, respectively.
The amplifier can be represented as a network as shown in FIG. 16B using the equivalent circuit of the FET of FIG. 16A. The gate
これまでにディジタル信号処理によるべき級数型プリディストータでは、FETの相互変
調歪の周波数特性までは考慮されていなかった(例えば先にあげた特許文献1参照)。
この第5関連例では、より広帯域かつ高い歪抑圧量を達成するために、ゲート側整合回路37Aの周波数特性とドレイン側整合回路の周波数特性を別々に考慮し、相互変調歪に対する補償を行う。図16Bにおいて着目することは、増幅器の入力側に与えられた信号は、ゲート側整合回路37Aの周波数特性の影響を受けてからFETの等価回路に与えられ
、ここで相互変調歪が生成されることである。即ち、相互変調歪生成の原因となる入力信号がゲート側整合回路37Aの周波数特性の影響を受けていることである。同様に、図16Bのドレイン側整合回路37Bの周波数特性はFETで生成された歪に対して影響を与え
ることになる。
従って、このようにしてFETで生成された歪の周波数特性を補償するために、べき級数
型プリディストータにおいて各奇数次歪発生器の入力側に周波数特性補償器を設けることにより、増幅器のゲート側周波数特性に適合した周波数特性の補償が可能となる。即ち、各奇数次歪発生器の入力側に周波数特性補償器を設けることにより、ゲート側整合回路の周波数特性を電力増幅器出力にて補償する周波数特性を実現する。
同様に、ディジタルプリディストータにおける各奇数次歪発生器の出力側に周波数特性補償器を設けることにより増幅器のドレイン側周波数特性に適合した周波数特性の補償が可能となる。即ち、各奇数次歪発生器の出力側に周波数特性補償器を設けることにより、ドレイン側整合回路の周波数特性を電力増幅器出力にて補償する周波数特性を実現する。
So far, power series predistorters using digital signal processing have not taken into consideration the frequency characteristics of FET intermodulation distortion (see, for example,
In the fifth related example, in order to achieve a wider band and a higher distortion suppression amount, compensation is made for intermodulation distortion by separately considering the frequency characteristics of the gate
Therefore, in order to compensate the frequency characteristics of the distortion generated by the FET in this way, by providing a frequency characteristic compensator on the input side of each odd-order distortion generator in the power series predistorter, the gate of the amplifier is provided. It is possible to compensate for the frequency characteristic suitable for the side frequency characteristic. That is, by providing a frequency characteristic compensator on the input side of each odd-order distortion generator, a frequency characteristic that compensates the frequency characteristic of the gate side matching circuit with the power amplifier output is realized.
Similarly, by providing a frequency characteristic compensator on the output side of each odd-order distortion generator in the digital predistorter, it is possible to compensate for the frequency characteristic suitable for the drain side frequency characteristic of the amplifier. That is, by providing a frequency characteristic compensator on the output side of each odd-order distortion generator, a frequency characteristic that compensates the frequency characteristic of the drain side matching circuit with the power amplifier output is realized.
例えば、ゲート側整合回路による相互変調歪の周波数特性T(f)を式(3)を用いて以下の
ように示す。
T(f)Cg(Vg)=T1(f)Cg1+T2(f)Cg2Vg+T3(f)Cg3Vg 2+T4(f)Cg4Vg 3+T5(f)Cg5Vg 4… (4)
ディジタル信号処理型プリディストータでは、各奇数次歪発生器ごとに周波数特性を補償する必要があることが式(4) よりわかる。ドレイン側についても同様である。また、FETの相互変調歪はゲート及びドレイン側にて同時に発生しており、式(1)〜(3)のそれぞれの相互変調歪の大小によって実現しうるべき級数型プリディストータの構成が異なる。図3で説明した増幅器による相互変調歪の周波数特性は、ゲート側周波数特性とドレイン側周波数特性の合成された特性と考えることができる。この合成された周波数特性と逆特性となる周波数特性を各奇数次歪発生器の出力に与えるように周波数特性補償器を設ける。その設置個所はFETに対しその相互変調歪の支配的な方の端子側又は両端子側である。また、この相互変調歪の合成された周波数特性を補償するための周波数特性補償器は、奇数次歪発生器の出力側のみに設けた場合、又は出力側のみに設けた場合、必ずしも満足できる補償が達成できるとは限らず、出力側及び入力側の両方に設けることにより改善できる場合もある。
For example, the frequency characteristic T (f) of the intermodulation distortion caused by the gate side matching circuit is expressed as follows using equation (3).
T (f) C g (V g ) = T 1 (f) C g1 + T 2 (f) C g2 V g + T 3 (f) C g3 V g 2 + T 4 (f) C g4 V g 3 + T 5 (f) C g5 V g 4 … (4)
It can be seen from Equation (4) that the digital signal processing type predistorter needs to compensate the frequency characteristic for each odd-order distortion generator. The same applies to the drain side. Further, the intermodulation distortion of the FET is generated simultaneously on the gate and drain sides, and the configuration of the series type predistorter that can be realized differs depending on the magnitude of each of the intermodulation distortions of the equations (1) to (3). . The frequency characteristic of the intermodulation distortion by the amplifier described in FIG. 3 can be considered as a combined characteristic of the gate side frequency characteristic and the drain side frequency characteristic. A frequency characteristic compensator is provided so as to give a frequency characteristic that is opposite to the synthesized frequency characteristic to the output of each odd-order distortion generator. The installation location is on the terminal side or both terminal sides of the FET which has the dominant intermodulation distortion. In addition, when the frequency characteristic compensator for compensating the synthesized frequency characteristic of the intermodulation distortion is provided only on the output side of the odd-order distortion generator, or provided only on the output side, the compensation is always satisfactory. Is not always achieved, and may be improved by providing both on the output side and the input side.
第5関連例では、ゲート側整合回路37Aの周波数特性のみを補償する周波数特性補償器及び/又はゲート側整合回路37Aとドレイン側整合回路37Bの周波数特性を補償する周波数特性補償器を設けることにより、ディジタル信号処理型プリディストータの歪抑圧量の周波数依存性を改善する。
図17はこの発明による第5関連例の原理的構成を示す。この構成は、送信信号発生器11からの送信信号Sに前置歪処理を与えるディジタルプリディストータ20と、その出力をアナログ送信信号に変換するディジタル・アナログ変換器31と、そのアナログ送信信号を高周波送信信号にアップコンバートする周波数アップコンバート部33と、アップコンバートされた送信信号を増幅する電力増幅器37と、その増幅出力を2つに分配する分配部38と、分配された一方をダウンコンバートする周波数ダウンコンバート部40と、ダウンコンバートされた信号から奇数次歪成分を検出する歪成分検出部51と、検出された奇数次歪成分に基づいて位相調整器23と可変利得調整器24を制御する制御器5を有する。歪成分検出部51と制御器5はディジタルプリディストータ制御部50を構成している。
In the fifth related example, by providing a frequency characteristic compensator that compensates only the frequency characteristic of the gate
FIG. 17 shows the basic configuration of a fifth related example according to the present invention. This configuration includes a
更に、ディジタルプリディストータ20内には電力増幅器37の図3に示した周波数特性に対し、その逆特性を歪発生器22で発生された歪に与える周波数特性補償器28が歪発生器22の出力側に挿入されており、制御器5により歪に対する周波数特性が制御される。
送信信号発生器11からの入力信号Sはプリディストータ20の線形伝達経路2Lと歪発生経路2Dに分配される。歪発生経路2Dに分配された入力信号を用いてべき級数モデル歪発生器22では奇数次の歪信号Dを発生する。周波数特性補償器28はこの歪信号Dの周波数対振幅特性と周波数対位相特性を、増幅器37の周波数特性の逆特性となるように調整する。周波数特性補償器28の出力は位相調整器23と可変利得調整器24により位相と利得が調整されて調整歪信号D'とされ、合成器25に与えられる。線形伝達経路2Lに分配された信号は、遅延用メモリ21によって歪発生経路2Dに対する信号の遅延量が補正される。合成器25は線形伝達経路2Lと歪発生経路2Dを経た信号SとD'を合成する。
Further, in the
The input signal S from the
この構成においても、温度変化や経年変化による電力増幅器37の特性変化に対して高精度な歪補償量を保つために、電力増幅器37の出力が分配器38を介して歪成分検出部51により常にモニタされ、歪成分検出部51が歪補償効果の劣化を感知すると、制御器5によって位相調整器23、可変利得調整器24及び周波数特性補償器28のパラメータをそれぞれ変化させる。これにより、高い歪補償効果を常に維持することができる。なお、図16A及び16Bの説明から理解されるように、周波数特性補償器28は図17中に破線で示すように歪発生器22の入力側に設けても良く、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
Also in this configuration, the output of the
図18を参照して図17における周波数特性補償器28により高精度歪補償を行うことができる原理を説明する。図18の行Aに示す周波数特性を有する電力増幅器37により行Bに示す入力信号Sに対し、行Cに示すような歪DSが発生したとする。このような歪DSを打ち消すために、周波数特性補償器28の周波数特性を行Eのように、行Aに示すような電力増幅器37の周波数特性と逆特性となるようにし、行Dに示す歪発生器22の歪Dの周波数対振幅特性と周波数対位相特性を調整して行Fに示す歪D'を得る。可変利得調整器24で利得を調整して電力増幅器37で発生する歪DSを打ち消すことができるレベルにして、位相調整器23で逆位相となるように調整する。D'は調整後の特性を示す。その結果、合成器25の出力S+D'は行Gに示すように周波数特性を補償した歪D'と信号Sの合成したものとなる。この信号S+D'はディジタル・アナログ変換器31を通して電力増幅器37に与えられることにより、電力増幅器37の周波数特性を打ち消すことができ、従って、電力増幅器37の出力SAにおいて行Hに示すように歪が相殺されている。
Referring to FIG. 18, the principle that high-precision distortion compensation can be performed by the frequency
図19は図17に示した第5関連例の原理的構成に基づく具体的構成例を示す。この関連例は、ディジタルプリディストータ20、ディジタルアナログ変換器31、局部発振器33Aとミキサ33Bと帯域通過フィルタ33Cからなる周波数アップコンバート部33と、電力増幅器37と、信号抽出部38を構成する方向性結合器38Aと、信号抽出用帯域通過フィルタ38Bと、周波数ダウンコンバート部40を構成するミキサ41と帯域通過フィルタ42と、ディジタルプリディストータ用制御器50からなる。周波数ダウンコンバート部40はダウンコンバートした抽出信号をディジタル信号に変換するアナログ・ディジタル変換器を含んでいる。ディジタルプリディストータ20は7次までの構成であるが、次数は構成より異なっても良い。
FIG. 19 shows a specific configuration example based on the principle configuration of the fifth related example shown in FIG. In this related example, the
べき級数モデルを用いたプリディストータ20は、送信信号の基本波成分が通過する線形伝達経路とべき級数による各奇数次の歪発生経路の加算による構成である。各奇数次歪発生器22A,22B,22Cは、入力される送信信号を各奇数次乗の演算処理を行う。例えば送信信号をxとすれば、3次歪発生器はx3の演算処理を実行する。各周波数特性補償器28A,28B,28CとしてはFIR(finite impulse response)フィルタを使用し、フィルタ係数を係数制御器53A,53B,53Cにより設定制御する。フィルタの周波数特性は、フィルタに与える係数により決定される。歪発生器22A,22B,22Cの出力歪信号をフィルタ28A,28B,28Cに入力することで、歪信号の周波数対振幅特性と周波数対位相特性を変化させることができる。
The
電力増幅器37の出力信号は、方向性結合器38Aと帯域通過フィルタ38Bにより抽出され、周波数ダウンコンバート部40にてダウンコンバータされる。ディジタルプリディストータ制御部50の入力信号はダウンコンバータされた信号をアナログ・ディジタル変換器44でディジタル化した信号である。ディジタルプリディストータ制御部50は、各奇数次の歪成分抽出器51A,51B,51Cとしての歪成分抽出用帯域通過フィルタと、各奇数次歪成分に対応する歪制御器52A,52B,52Cと、各次数のFIRフィルタ28A,28B,28Cの係数を制御する係数制御器53A,53B,53Cより構成される。各奇数次歪制御器52A,52B,52Cはディジタルプリディストータ20のそれぞれに対応する歪発生器22A,22B,22C出力の可変利得調整器24A,24B,24C及び位相調整器23A,23B,23Cを制御する。なお、各次数歪制御器52A,52B,52C,係数制御器53A,53B,53Cは図17における歪特性制御器5を構成している。
The output signal of the
各奇数次用のFIR係数制御器53A,53B,53Cはそれぞれに対応するFIRフィルタの係数を制御する。各奇数次の歪成分抽出器51A,51B,51Cで、奇数次歪成分である信号を帯域通過フィルタなどで抽出する。抽出された信号を用いて電力増幅器37の出力にて所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を達成する歪補償量まで、奇数次歪発生器22A,22B,22Cの出力に基づいて可変利得調整器24A,24B,24Cと位相調整器23A,23B,23Cを奇数次歪制御器52A,52B,52Cで制御する。同時に、電力増幅器37の周波数特性を抽出して、各奇数次のFIRフィルタ28A,28B,28Cの係数を制御する。パラメータの制御方法には、各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。図19の関連例においても、周波数特性補償器としてのFIRフィルタ28A,28B,28Cは破線で示すように3次、5次、7次歪発生器22A,22B,22Cの入力側に設けてもよいし、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
Each odd-order
第6関連例
ディジタルプリディストータ20の各周波数特性補償器28A,28B,28CにFFTを用いた線形電力増幅器の構成例を図20に示す。この関連例は図19の関連例において、各周波数特性補償器28A,28B,28C(代表して28Aの場合で説明する)としてFIRフィルタの代わりにFFT部(ファーストフーリエ変換部)28A1と、係数乗算器28A2と、IFFT部(逆ファーストフーリエ変換部)28A3の組を使用するように構成したものであり、周波数特性補償器28B,28Cについても同様である。それ以外の部分は、図19の関連例と同じである。従って、周波数特性制御部53は図19における周波数特性制御部53と同様に3次歪、5次歪、7次歪に対応した係数制御器53A,53B,53Cを有しているが図示してない。後述の図21、30、31の各関連例においても同様である。
FIG. 20 shows a configuration example of a linear power amplifier using FFT for each frequency
例えば3次歪発生器22Aからの歪信号はFFT部28A1で複数サンプル毎にフーリエ変換により周波数領域サンプルに変換され、それらの各周波数点のサンプルの振幅は係数乗算器28A2で係数制御器53Aからの係数と乗算され、更にIFFT部28A3で逆フーリエ変換されて時間領域のサンプルとされる。他の周波数特性補償器28B,28Cも同様である。FFTによる周波数特性制御は、このようにFFTの各乗算係数の制御によって可能である。ディジタルプリディストータ用制御器50は、各歪次数の可変利得調整器と位相調整器とFFTの乗算係数を電力増幅器37が生成する歪成分の送信信号に対するレベルが所定値以下となるように制御する。図20の関連例においても、周波数特性補償器28A,28B,28Cを破線で示すようにそれぞれ3次、5次、7次歪発生器22A,22B,22Cの入力側に設けてもよく、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
For example, the distortion signal from the third-
第7関連例
図21にこの発明の第7関連例を示す。この関連例は、図19の関連例に対し図5で示した2つのパイロット信号を使用してディジタルプリディストータ20の調整を行うように構成したものである。
べき級数モデルを用いたディジタルプリディストータ20の各奇数次歪発生器22A,22B,22Cは、入力される送信信号及びパイロット信号を各奇数次乗の演算処理を行う。
ディジタルプリディストータ制御器50の構成は、図19及び20の関連例におけるディジタルプリディストータ制御器50の構成と同様である。各奇数次歪制御器52A,52B,52Cはディジタルプリディストータ20のそれぞれに対応する歪成分発生器22A,22B,22Cの可変利得調整器24A,24B,24C及び位相調整器23A,23B,23Cを制御し、周波数特性制御部53の図示してない係数制御器53A,53B,53Cは周波数特性補償器28A,28B,28Cの係数を制御する。パイロット信号に等レベル2波トーン信号が用いられているため、電力増幅器37の出力にてトーン信号近傍に現れる奇数次の歪成分を各奇数次の歪成分抽出器51A,51B,51Cとしての奇数次歪成分抽出用帯域通過フィルタにて抽出する。この第7関連例のディジタルプリディストータ制御器50はディジタル信号処理にて構成しているが、同様の構成をアナログ回路で構成してもよい。周波数特性補償は、図6で説明したパイロット信号の下側及び上側帯域に現れる歪成分PD3L, PD3Hを使用する。
Seventh Related Example FIG. 21 shows a seventh related example of the present invention. This related example is configured to adjust the
Each odd-
The configuration of the
周波数特性補償器28A,28B,28Cは、図19の関連例のようにFIRフィルタで構成してもよいし、または図20の関連例のようにFFT部と係数乗算器とIFFT部により構成してもよい。周波数特性補償は、図6において上側及び下側の歪信号PD3H, PD3Lを用いて周波数特性を補正する。例えば、係数制御器53A,53B,53Cは各奇数次の歪成分抽出器51A,51B,51Cからの上側と下側の歪成分PD3H, PD3Lの検出値を補間することで周波数特性をモニタ値から推定する。周波数特性補償器28A,28B,28Cを構成するFIRフィルタまたはFFTは、補間された数値を各乗算係数に設定する。以後、所定の歪抑圧量対周波数特性を達成するまで、フィルタ又はFFTで乗算する係数を調整する。これら制御方法には、各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。
The frequency
パイロット信号としてトーン信号の代わりに変調波を用いても、上記と同様の効果が得られる。また、パイロット用のプリディスト一夕と送信信号用のプリディストータに分けても同様の効果が得られる。図21の関連例においても、周波数特性補償器28A,28B,28Cは破線で示すようにそれぞれ3次、5次、7次歪発生器22A,22B,22Cの入力側に設けてもよいし、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
図22は図21の関連例において、パイロット信号発生器12として図8の関連例と同様に変調信号を発生する場合の変形関連例を示す。その他の部分は図21の構成と同様なので説明を省略する。更に、前述の図12の実施例におけるディジタルプリディストータ及び図13及び14の実施例にけるディジタルプリディストータ201、202のそれぞれを例えば図21で示したディジタルプリディストータ20と同様の構成とし、図12、13、14の各ディジタルプリディストータ制御部50も図21で示したものと同様の構成としてもよい。
Even if a modulated wave is used as a pilot signal instead of a tone signal, the same effect as described above can be obtained. The same effect can be obtained by dividing the pilot predistorter overnight and the transmission signal predistorter. Also in the related example of FIG. 21, the frequency
Figure 22 is in connection example of FIG. 21 shows a modification related example for generating a modulation signal similar to the related example of Fig. 8 as the
第8関連例
図23は図17の関連例を図5に示した2つのパイロット信号を使用してディジタルプリディストータ20の調整を行うようにした関連例の基本的構成を示す。図17の構成に対し、更に2つのパイロット信号PL1, PL2を発生するパイロット信号発生器12と、それらパイロット信号PL1, PL2と送信信号Sを加算する加算器15とが追加されており、制御器5によりパイロット信号発生器12を制御して等振幅のパイロット信号PL1, PL2の周波数間隔を変更可能に構成されている。ディジタルプリディストータ制御部50には検出した歪成分の周波数特性から求めた利得及び位相を記憶する記憶部55が設けられている。
前述のように送信信号Sはベースバンド信号であっても中間周波信号であってもよい。後者の場合、パイロット信号PL1, PL2の周波数は予め決めた中間周波数fIFに対しfIF-fi/2, fIF+fi/2となるように選べばよい。送信信号Sがベースバンド信号の場合は、振幅A、周波数fi/2の信号Acosπfitに対し、周波数アップコンバート部33において周波数fcのキャリア信号で直交変調を行う、即ちcosπfitに(cos2πfct+jsin2πfct)を乗算して乗算結果の実数部を得ることにより送信周波数帯に周波数fc-fi/2とfc+fi/2の2つのパイロット信号PL1, PL2が生成される。従って、パイロット信号発生器12においては、実際には周波数fi/2のトーン信号を発生すればよい。cosπfitで表される信号は次式
cosπfit=(expjπfit+exp-jπfit)/2 (5)
と表されるように、正と負の周波数成分を有していると見ることができるので、以下の説明ではベースバンドの2つパイロット信号PL1, PL2の周波数を-fi/2, +fi/2として説明する。
8 related example Figure 23 shows the basic configuration of a related example in which to perform the adjustment of the
As described above, the transmission signal S may be a baseband signal or an intermediate frequency signal. In the latter case, the frequencies of the pilot signals PL 1 and PL 2 may be selected so as to be f IF −f i / 2, f IF + f i / 2 with respect to a predetermined intermediate frequency f IF . When the transmission signal S is a baseband signal, quadrature modulation is performed on the signal Acosπf i t having the amplitude A and the frequency f i / 2 by the carrier signal having the frequency f c in the frequency up-
cosπf i t = (expjπf i t + exp-jπf i t) / 2 (5)
Therefore, in the following description, the frequencies of the two baseband pilot signals PL 1 and PL 2 are expressed as -f i / 2, It will be described as + f i / 2.
周波数アップコンバート部33でアップコンバートされたパイロット信号を電力増幅器37で増幅した際に発生した相互変調歪を分配部38、周波数ダウンコンバート部40を介してディジタルプリディストータ制御部50の歪成分検出部51で検出する。この相互変調歪が所定の隣接チャンネル漏洩電力比以下となるように制御器5によって利得調整器
24のパラメータ、位相調整器23のパラメータ、周波数特性補償器28のパラメータを調整する。2つのパイロット信号を用いることで、べき級数でモデル化された奇数次の歪成分の抽出が容易になり、ディジタルプリディストータ20の周波数特性補償器28と利得調整器24と位相調整器23の調整を容易にする。
制御器5により2つのパイロット信号の周波数-fi/2, +fi/2を変化させることにより、送信周波数帯における対応するアップコンバートされた2つのパイロット信号の周波数間隔fiが変化し、周波数軸上で相互変調歪の発生周波数が変化する。パイロット信号の周波数-fi/2, +fi/2を一定間隔で変化させ、得られる相互変調歪の各発生周波数に対して所定の隣接チャンネル漏洩電力比を達成する補償歪の利得と位相を決めることができる。
この方法により周波数軸上で離散的に得られた利得及び位相を補間することで、補償歪に与える連続的な周波数特性を得ることができる。得られた周波数特性を周波数特性補償器28で実現し、補償歪に周波数特性を与える。
The intermodulation distortion generated when the pilot signal up-converted by the frequency up-
By changing the frequencies -f i / 2, + f i / 2 of the two pilot signals by the
By interpolating gains and phases obtained discretely on the frequency axis by this method, it is possible to obtain a continuous frequency characteristic applied to compensation distortion. The obtained frequency characteristic is realized by the frequency
図24に周波数特性補償器28の特性を求める手順のフローチャートを示し、図25の周波数ダイアグラムを参照して以下に説明する。
ステップS1:まず、変数iの値を1に初期設定する。
ステップS2:ベースバンドで周波数-fi/2, +fi/2(従って周波数間隔fi)、かつ等振幅の2つのディジタルトーン信号をパイロット信号PL1, PL2として発生する(図25の行A)。これらの信号を合成し、周波数アップコンバート部33で中心周波数fcにアップコンバートして電力増幅器37に入力すると、電力増幅器37の出力に例えば次式
B3Hcos2π(fc+fi/2+fi)t=B3Hcos2π(fc+3fi/2)t (6)
B3Lcos2π(fc-fi/2-fi)t=B3Lcos2π(fc-3fi/2)t (7)
で表される周波数fc+3fi/2とfc-3fi/2の相互変調歪PD3H, PD3Lが発生する(行B)。B3H
及びB3Lはそれぞれキャリア周波数fcの上側と下側の歪の振幅を表すものとする。
FIG. 24 shows a flowchart of a procedure for obtaining the characteristics of the frequency
Step S1: First, the value of the variable i is initialized to 1.
Step S2: Generate two digital tone signals of frequency −f i / 2, + f i / 2 (and therefore frequency interval f i ) and equal amplitude in the baseband as pilot signals PL 1 and PL 2 (FIG. 25). Line A). These signals are synthesized and the input to the
B 3H cos2π (f c + f i / 2 + f i ) t = B 3H cos2π (f c + 3f i / 2) t (6)
B 3L cos2π (f c -f i / 2-f i ) t = B 3L cos2π (f c -3f i / 2) t (7)
Intermodulation distortions P D3H and P D3L of frequencies f c + 3f i / 2 and f c −3f i / 2 expressed by B 3H
And B 3L shall represent the amplitude of the distortion of the upper and lower carrier frequency f c.
この相互変調歪PD3H, PD3Lを打ち消すために、プリディストータ20でパイロット信号PL1, PL2に補償歪DL', DH'を付加した信号がプリディストータ出力信号となる(行C)。この信号を周波数アップコンバート部33によりアップコンバートし、電力増幅器37に入力する。電力増幅器37の出力信号はディジタルプリディストータ20によって補償された信号となる(行D)。発生した相互変調歪PD3H, PD3Lを打ち消すように、利得調整器24と位相調整器23と周波数特性補償器28とを調整する。なお、利得調整器24は周波数に対して一定の利得Gを与え、位相調整器23は周波数に対して一定の位相変化Pを与えるものとする。
ステップS3:利得調整器24を利得Gに、位相調整器23を位相Pに設定する。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的小さくなるように設定することが望ましい。
ステップS4:歪成分検出部51によって電力増幅器37の出力中の3次の相互変調歪を抽出し、上下の相互変調歪PD3H, PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たしているかどうかを調べ、上側のみ、又は上下両側の歪が所定隣接チャネル漏洩電力比以下を満たしてない場合はステップS5に移り、下側の歪のみが満足してない場合はステップS7に移り、両側の歪とも満足している場合はステップS9に移る。
In order to cancel the intermodulation distortions P D3H and P D3L , signals obtained by adding the compensation distortions D L ′ and D H ′ to the pilot signals PL 1 and PL 2 in the
Step S3: The
Step S4: The third-order intermodulation distortion in the output of the
ステップS5:上側または上下両側の歪PD3H, PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比を満たしていない場合、周波数特性補償器28の周波数fc+3fi/2に対応する利得Gi、位相Piを所定量だけ変化させる。
ステップS6:上側の歪PD3Hが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たすか判定し、満たさない場合はステップS5に戻って同様の処理を繰り返す。所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満足した場合、ステップS4に戻り、判定を再度繰り返す。
ステップS7:下側歪のみが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満足していない場合は、周波数特性補償器28の周波数fc-3fi/2に対応する利得Gi'、位相Pi'を所定量だけ変化させる。
ここで、周波数特性補償器28の利得G1, G1'は利得調整器24の利得Gから差分、位
相P1, P1'は位相調整器23の位相変化Pからの差分を表しているものとする。
ステップS8:下側歪PD3Lが所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を満たすか判定し、満たさなければステップS7に戻り同様の処理を行う。満たせばステップS4で上下両歪が所定隣接チャネル漏洩電力比以下を満足することを確認してステップS9に移る。あるいはその確認を省略して直接ステップS9に移ってもよい。
ステップS9:上側、下側歪PD3H, PD3Lの隣接チャネル漏洩電力比が所定値以下を満たした場合は、その時の利得G1, G1'と位相P1, P1'を記憶部55に保存し、i=Nとなったか判
定する。
Step S5: When the distortions P D3H and P D3L on the upper side or the upper and lower sides do not satisfy the predetermined adjacent channel leakage power ratio, the gain G i and the phase corresponding to the frequency f c + 3f i / 2 of the frequency
Step S6: It is determined whether the upper distortion P D3H satisfies a predetermined adjacent channel leakage power ratio or less. If not, the process returns to Step S5 and the same processing is repeated. When the predetermined adjacent channel leakage power ratio is satisfied or less, the process returns to step S4 and the determination is repeated again.
Step S7: When only the lower distortion does not satisfy the predetermined adjacent channel leakage power ratio or less, the gain G i ′ and the phase P i ′ corresponding to the frequency f c −3f i / 2 of the frequency
Here, the gains G 1 and G 1 ′ of the frequency
Step S8: It is determined whether the lower distortion P D3L satisfies a predetermined adjacent channel leakage power ratio or less. If not, the process returns to Step S7 and the same processing is performed. If satisfied, it is confirmed in step S4 that the upper and lower distortions satisfy a predetermined adjacent channel leakage power ratio or less, and the process proceeds to step S9. Alternatively, the confirmation may be omitted and the process may go directly to step S9.
Step S9: When the adjacent channel leakage power ratio of the upper and lower distortions P D3H and P D3L satisfies a predetermined value or less, the gain G 1 , G 1 ′ and the phases P 1 , P 1 ′ at that time are stored in the
ステップS10:Nとなっていなければiを1だけ増加させてステップS2に戻り、パイロット信号の周波数間隔をf2(後述の図26A,26B、図27A,27Bの例では変数iの増加とともに周波数間隔fiを狭めている)として、周波数間隔f1の場合と同様にステップS3〜S8により所定の隣接チャネル漏洩電力比以下を達成する周波数特性補償器28の利得及び位相G2, G2', P2, P2'を求め記憶部55に格納する。このとき、利得調整器24及び位相調整器23の値はG, Pで固定しておく。
このようにしてi=1からi=Nまで2つのパイロット信号PL1, PL2の周波数間隔を変えてN回繰り返し処理を行うことによりG1〜GN, G1'〜GN', P1〜PN, P1'〜PN'が記憶部55に得られる。
Step S10: If not N, i is increased by 1 and the process returns to Step S2, and the frequency interval of the pilot signal is set to f 2 (in the examples of FIGS. 26A, 26B, 27A, and 27B described later, the frequency i increases with the increase of the variable i). as it has) narrowing a distance f i, the gain and phase G 2, G 2 of the frequency
In this way, G 1 to G N , G 1 ′ to G N ′, P are performed by repeating the N times by changing the frequency interval between the two pilot signals PL 1 and PL 2 from i = 1 to i = N. 1 to P N and P 1 ′ to P N ′ are obtained in the
ステップS11:得られたこれらの値G1〜GN, G1'〜GN', P1〜PN, P1'〜PN'を用いて、補償歪に与える周波数特性を求める。求める方法は図26A、26Bまたは図27A,27Bに示すように、得れた利得G1〜GN, G1'〜GN'、位相P1〜PN, P1'〜PN'を用い、点と点の間を補間する。図26A,26Bでは、線形補間の場合を示し、図27A,27Bの多項式補間の例を示しているが、補間する方法としては、線形補間、多項式補間以外に、スプライン補間、ラグランジュ補間法を用いることもできる。
このようにして離散的に得られた利得および位相を補間することで、歪成分の周波数特性を周波数特性補償器28で実現する。最終的に補償歪に与える周波数特性は図28A,28Bまたは図29A,29Bに示すように、利得調整器24と位相調整器23と周波数特性補償器28の周波数特性を合成した特性である。より高精度な歪補償を行う場合は、パイロット信号の周波数間隔を更に細かく設定する。上記の説明では3次歪についてのみであったが、5次歪以降の補償が必要な場合も同様の方法を適用できる。
Step S11: Using these values G 1 to G N , G 1 'to G N ', P 1 to P N , and P 1 'to P N ', frequency characteristics to be applied to the compensation distortion are obtained. As shown in FIGS. 26A and 26B or FIGS. 27A and 27B, the gains G 1 to G N , G 1 ′ to G N ′, and the phases P 1 to P N and P 1 ′ to P N ′ are obtained. Use to interpolate between points. 26A and 26B show a case of linear interpolation, and an example of the polynomial interpolation of FIGS. 27A and 27B is shown. As an interpolation method, in addition to linear interpolation and polynomial interpolation, spline interpolation and Lagrange interpolation are used. You can also.
By interpolating the gain and phase discretely obtained in this way, the frequency characteristic of the distortion component is realized by the frequency
第9関連例
図30は図23の関連例をより具体的に構成した例を示し、図19の関連例と同様に各周波数特性補償器28A,28B,28CをFIRフィルタで構成したディジタルプリディストータ20を使用している。パイロット信号発生部12はこの例では-fi/2及び+fi/2で表される可変周波数のディジタルトーン信号PL1, PL2を生成するものとする。また、ディジタルプリディストータ制御部50には、更に周波数特性制御部53による制御と対応してパイロット信号発生器12の発振周波数fiを制御する周波数制御器54が設けられている。その他の構成は図19の構成と同様である。
周波数間隔fiで等振幅の2つのトーン信号がパイロット信号PL1, PL2としてディジタルプリディストータ20に入力され、その出力信号は、パイロット信号に補償歪を付加した信号となる。この信号はDA変換器31でアナログ信号に変換され、周波数アップコンバート部33に与えられ、中心周波数fcの高周波送信信号にアップコンバートされる。高周波送信信号は電力増幅器37で電力増幅される。このとき、ディジタルプリディストータ20で生成した補償歪は送信系統全体で歪補償を行うように設定される。従って、電力増幅器37の入力信号の補償歪とディジタルプリディストータ20の出力信号中の補償歪に相違があってもよい。つまり、ディジタルプリディストータ20の出力と電力増幅器37の入力との間に信号の位相、振幅に変化を与える任意のデバイスが挿入されていてもよい。
Ninth Related Example FIG. 30 shows an example in which the related example in FIG. 23 is configured more specifically. Similarly to the related example in FIG. 19, a digital pre-disposition in which each frequency
Two-tone signal of equal amplitude at the frequency interval f i is input to the
図19の場合と同様に、相互変調歪成分は方向性結合器38Aと帯域通過フィルタ38Bにより抽出され、周波数ダウンコンバート部40によりダウンコンバートされる。ディジタルプリディストータ制御部50の入力信号はダウンコンバートされた信号をディジタル化した信号である。以下に3次歪の補償を例に説明する。ディジタルプリディストータ制御部50の3次歪成分抽出器51Aは3次歪成分である上側及び下側の相互変調歪信号を上側帯域通過フィルタ及び下側帯域通過フィルタで抽出する。抽出された信号を用いて電力増幅器37の出力の隣接チャンネル漏洩電力比を所定値以下にする歪補償量まで、3次歪信号発生器の出力の振幅と位相を利得調整器24A、位相調整器23A、周波数特性補償器28Aにより変化させる。
これらの補償パラメータを求める方法は、図23で説明したようにまず、利得調整器24Aの利得Gと位相調整器23Aの位相Pを設定する。これらの値は任意に設定してよいが、隣接チャネル漏洩電力比が比較的に小さくなるように設定することが望ましい。
Similarly to the case of FIG. 19, the intermodulation distortion component is extracted by the
In order to obtain these compensation parameters, first, the gain G of the
次に所定の隣接チャネル漏洩電力比以下となるように、周波数特性補償器28Aの上側周波数(fc+3f1/2)での利得G1と位相P1、下側周波数(fc-3f1/2)での利得G1'と位相P1'を調整する。これら制御方法には、最小二乗推定方法や最急降下法などの各種最適化手法のアルゴリズムを適用できる。次に、等振幅の2つのパイロット信号の周波数間隔をf2に変化させて同様にG2, G2', P2, P2'を求める。これをN回まで繰り返し、所定の隣接チャネル漏洩電力比を達成する周波数特性補償器28Aの周波数f1,…,fNに対する利得及び位相G2〜GN, G2'〜GN', P2〜PN, P2'〜PN'を得る。得られた利得及び位相の値を補間する方法は線形補間、多項式補間、ラグランジュ補間、スプライン補間などを用いることができる。補間して得られた利得特性及び周波数特性を実現するように、FIRフィルタのタップ係数
を制御器により設定する。
Next, as equal to or less than a predetermined adjacent channel leakage power ratio, the gain G 1 and the phase P 1 of the upper frequency of the frequency characteristic compensator 28A (f c + 3f 1/ 2), the lower frequency (f c -3f 1/2) 'and the phase P 1' gain G 1 in the adjusting. For these control methods, algorithms of various optimization methods such as a least square estimation method and a steepest descent method can be applied. Next, G 2 , G 2 ′, P 2 , and P 2 ′ are similarly obtained by changing the frequency interval of two pilot signals of equal amplitude to f 2 . This is repeated up to N times, and the gain and phase G 2 to G N , G 2 ′ to G N ′, P for the frequencies f 1 ,..., F N of the frequency
上述では3次歪についてのみの説明を行ったが、5次以降の補償が必要な場合は同様の方法を適用する。その際、補償する奇数次歪に対応する相互変調歪を抽出する。この関連例のFIRフィルタ28A,28B,28Cは各奇数次歪発生器22A,22B,22Cの入力側に配置してもよい。
電力増幅器37の歪成分の振幅及び位相は温度変化または経年変化により変化する。このため、常に高い歪補償量を維持するには利得調整器24A,24B,24C、位相調整器23A,23B,23C、及び周波数特性補償器28A,28B,28Cの設定を適応的に制御する必要がある。上記第9関連例では、2つのパイロット信号を用いることでそれらの適応制御を可能にする。
In the above description, only the third-order distortion has been described, but the same method is applied when compensation after the fifth-order is required. At that time, the intermodulation distortion corresponding to the odd-order distortion to be compensated is extracted. The FIR filters 28A, 28B, 28C of this related example may be arranged on the input side of each odd-
The amplitude and phase of the distortion component of the
第10関連例
図31は図30の関連例における各周波数特性補償器28A,28B,28CをFIRフィルタで構成する代わりに、図20の関連例と同様にFFT部と係数乗算器とIFFT部の3つの組28A1, 28A2, 28A3;28B1, 28B2, 28B3;28C1, 28C2, 28C3を用いて実現した関連例を示す。図20で説明したように、各歪発生器22A,22B,22Cの出力信号にFFT部28A1, 28B1, 28C1でフーリエ変換処理により周波数領域に変換し、その周波数領域信号に係数乗算器28A2, 28B2, 28C2で周波数補償特性を乗算した後に、IFFT部28A3, 28B3, 28C3で時間領域信号に逆変換する。ディジタルプリディストータ制御部50は、電力増幅器37の出力中の歪成分を所定の隣接チャネル漏洩電力比を達成するように、各歪次数の利得調整器24A,24B,24Cと位相調整器23A,23B,23Cと周波数特性補償器28A,28B,28Cの乗算係数を制御する。パイロット信号を用いた周波数特性補償器28A,28B,28Cの係数の設定方法は図30の関連例で説明した設定方法と同一である。
10 related example Figure 31 each of the frequency
前述の図19、20(又は図30、31)に示したディジタルプリディストータ20の構成とディジタルプリディストータ制御部50の構成を、図10、11の各関連例及び図13の実施例における2つのディジタルプリディストータ201、202とディジタルプリディストータ制御部50に適用してもよい。同様に、図19、20(又は図30、31)に示したディジタルプリディストータ20の構成とディジタルプリディストータ制御部50の構成を図12、14に示したディジタルプリディストータ20及びディジタルプリディストータ制御部50に適用してもよい。
前述の関連例及び実施例において、周波数特性補償器としてFIRフィルタを使用する例を示したが、IIR(infinite impulse response)フィルタを使用してもよい。
The structure of the arrangement and digital
In the above-described related examples and examples, the example in which the FIR filter is used as the frequency characteristic compensator has been shown. However, an IIR (infinite impulse response) filter may be used.
第11関連例
前述の図23の関連例及び図30、31の各関連例では、発生する等振幅2波のパイロット信号PL1, PL2間の周波数間隔Δfを順次変更して周波数特性補償器28(29A,28B,28C)の周波数特性を図26A,26B(あるいは図27A,27B)に示すように決定するように構成したが、以下の関連例ではパイロット信号の周波数は固定し、アップコンバート周波数を順次変更することにより電力増幅器の動作帯域内で高周波パイロット信号の周波数をΔfずつ順次変更し、それぞれの周波数での相互変調歪を検出して周波数特性補償器28の特性を決定する。
図32を参照してこの発明の第11関連例を説明する。
第11関連例は、図30の関連例と同様にパイロット信号発生器12と、加算器15と、ディジタルプリディストータ20と、ディジタル/アナログ変換器(DAC)31と、周波数アップコンバート部33と、電力増幅器37と、分配器38と、周波数ダウンコンバート部40と、ディジタルプリディストータ制御部50と、から構成される。
11 In each relevant examples of relevant examples and figures 30 and 31 of the relevant example the aforementioned FIG. 23, a frequency interval Δf between equal pilot signals PL 1 amplitude two waves, PL two sequentially changes occurring frequency characteristic compensators 28 (29A, 28B, 28C) is determined so as to be determined as shown in FIGS. 26A, 26B (or 27A, 27B). In the following related examples, the frequency of the pilot signal is fixed and up-converted. By sequentially changing the frequency, the frequency of the high frequency pilot signal is sequentially changed by Δf within the operating band of the power amplifier, and the intermodulation distortion at each frequency is detected to determine the characteristics of the frequency
An eleventh related example of the present invention will be described with reference to FIG.
The eleventh related example is similar to the related example of FIG. 30, the
図30の関連例と異なる点は、図32ではパイロット信号の周波数は変更せず、周波数制御器54によりアップコンバート部33の局部発振周波数を変更することにより電力増幅器37の動作帯域内でパイロット信号の周波数を順次変更するよう制御するとともに、周波数ダウンコンバート部40の局部発振器45の発振周波数を対応して変更し、パイロット信号の歪成分をベースバンドに落としている点である。図32の例では、アップコンバート部33は2段階のアップコンバートを行うように構成されている。即ち、可変周波数fIFの局部発振器33A1と、ミキサ33B1と、帯域通過フィルタ33C1が1段目のアップコンバートを行い、ディジタルアナログ変換器31の出力を中間周波信号に変換する。固定周波数fc'の局部発振器33A2と、ミキサ33B2と、帯域通過フィルタ33C2は2段目のアップコンバートを行い、中間周波信号を高周波信号に変換する。
中間周波信号に変換するための局部発振周波数fIFは図30の場合のアップコンバート用の局部発振周波数(キャリア周波数)fcより十分低いので、このように2段階でアップコンバートを行うほうが、ディジタルアナログ変換器31の出力であるベースバンド信号に対し、アップコンバートの周波数をより高い精度で設定できる。しかしながら、原理的にはアップコンバート部33は図30と同様に1段構成でもよい。
The difference from the related example of FIG. 30 is that the frequency of the pilot signal is not changed in FIG. 32, but the pilot signal is changed within the operating band of the
Since the local oscillation frequency f IF for conversion to an intermediate frequency signal is sufficiently lower than the local oscillation frequency (carrier frequency) f c for up-conversion in the case of FIG. 30, it is more digital to perform up-conversion in two stages in this way. The up-conversion frequency can be set with higher accuracy for the baseband signal that is the output of the
なお、図32の関連例において、ディジタルプリディストータ20内の位相調整器23Aと利得調整器24Aの直列接続はベクトル調整器234Aを表しており、他の位相調整器利得調整器の直列接続も同様にベクトル調整器234B及び234Cを表わしている。他の関連例においても同様である。
図32の関連例においても、周波数特性補償器28A,28B,28Cは破線で示すように各3次、5次、7次歪発生器22A,22B,22Cの入力側に設けてもよく、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。
図33に図32の関連例における周波数特性補償器28A,28B,28Cの特性を設定するための制御フローチャートを示す。この設定は、信号の送信を行わない期間に行う。
In the related example of FIG. 32, the series connection of the
Also in relation example of FIG. 32, the frequency
FIG. 33 shows a control flowchart for setting the characteristics of the frequency
ステップS1:周波数特性制御部53は、パイロット信号を中間周波の信号に変換する周波数fIFを周波数アップコンバート部33の局部発振器33A1に設定する。
ステップS2:パイロット信号PL1, PL2をディジタルプリディストータ20に入力する。パイロット信号は、ディジタルプリディストータ20を介してディジタルアナログ変換器31でアナログ信号に変換された後、アップコンバート部33で2段階の周波数アップコンバートを受け、RF信号として電力増幅器37に入力される。
ステップS3:電力増幅器37の出力RF信号を分配し、周波数ダウンコンバート部40にてベースバンド帯域の歪成分を含むパイロット信号成分を生成する。
ステップS4:パイロット信号成分は各歪成分抽出器52A,52B,52Cにて各奇数次歪成分を抽出する。このとき、各奇数次歪成分は基本波の上側及び下側に検出される。ステップS5:各奇数次歪制御器52A,52B,52Cは検出された各奇数次歪成分を最小とするようにディジタルプリディストータ20のベクトル調整器234A, 234B, 234Cにより各奇数次歪の位相と利得を制御する。また、各奇数次歪成分を最小にする周波数特性補償器28A,28B,28Cの設定値をそれぞれの奇数次歪成分に対応して記憶部55に記憶する。ここで各奇数次歪成分は、ある設定値以下になるように調整してもよい。また、その設定値は外部の設定手段、例えばキーボードなどにより設定してもよい。
ステップS6:次に周波数特性制御部53は、ステップS1〜S5による一連の処理の繰り返し回数が所定回数になったか、即ち、周波数掃引が終了したか判定し、周波数掃引が終了していれば周波数特性の設定を終了する。
ステップS7:ステップS6で周波数掃引が終了してないと判定された場合は設定周波数fIFをfIF+Δfに増加させ、ステップS1に戻り、一連の処理ステップS1〜S5を繰り返す。
Step S1: The frequency
Step S2: The pilot signals PL1 and PL2 are input to the
Step S3: The output RF signal of the
Step S4: As for the pilot signal component, each odd-order distortion component is extracted by each
Step S6: Next, the frequency
Step S7: If it is determined in step S6 that the frequency sweep has not ended, the set frequency f IF is increased to f IF + Δf, the process returns to step S1, and a series of processing steps S1 to S5 is repeated.
図32の関連例においても、周波数特性補償器28A,28B,28Cは、破線で示すようにそれぞれの奇数次歪発生器22A,22B,22Cの入力側に設けてもよいし、あるいは入力側と出力側の両方に設けてもよい。奇数次歪発生器22A,22B,22Cの入力側と出力側の両方に周波数特性補償器28A,28B,28Cを設けた場合は、入力側と出力側の周波数特性補償器に対し別々に図33の処理を実行して周波数特性補償器の特性を設定すればよい。
図16A,16Bを参照して説明したように、電力増幅器の非線形性は、入力側及び出力側の非線形性の依存関係により決まる。電力増幅器による相互変調歪の周波数特性に対するゲート側(入力側)とドレイン側(出力側)の影響に相違があると、奇数次歪発生器の入力側のみ、又は出力側のみに周波数特性補償器を設けただけでは、図33の処理により得られる周波数特性補償器の周波数特性を、電力増幅器による相互変調歪の周波数特性に対し十分な逆特性とすることが困難となる場合がある。しかし、奇数次歪発生器の入力側と出力側の両方に周波数特性補償器を設け、それぞれ独立に制御することにより、電力増幅器の入力側及び出力側の周波数特性に対し平坦化する特性、即ち逆特性となる周波数特性を得ることが可能になる。
Also in the related example of FIG. 32, the frequency
As described with reference to FIGS. 16A and 16B, the nonlinearity of the power amplifier is determined by the dependency relationship between the nonlinearities on the input side and the output side. If there is a difference in the influence of the gate side (input side) and the drain side (output side) on the frequency characteristics of the intermodulation distortion caused by the power amplifier, the frequency characteristic compensator only on the input side or only on the output side of the odd-order distortion generator In some cases, it is difficult to make the frequency characteristic of the frequency characteristic compensator obtained by the processing of FIG. 33 sufficiently opposite to the frequency characteristic of the intermodulation distortion caused by the power amplifier. However, the frequency characteristic compensator is provided on both the input side and output side of the odd-order distortion generator, and the frequency characteristics are flattened with respect to the frequency characteristics on the input side and output side of the power amplifier by controlling each independently, that is, It becomes possible to obtain frequency characteristics that are inverse characteristics.
図34に図32の関連例の変形例を示す。図34では、図10の関連例と同様にパイロット信号と送信信号をそれぞれ独立なディジタルプリディストータ201、202で前置歪処理を行う。各ディジタルプリディストータ201、202の構成は図32で示した関連例におけるディジタルプリディストータ20と同様である。パイロット信号側のディジタルプリディストータ202の出力はディジタル/アナログ変換器312にてアナログ信号に変換され、第1周波数アップコンバート部34で送信信号と異なる周波数帯域に周波数変換される。周波数アップコンバート部34の局部発振器34Aの設定周波数をディジタルプリディストータ制御部50にて掃引制御することで電力増幅器37の動作帯域内のパイロット信号周波数を掃引制御する。2つのディジタルプリディストータ201、202は、ディジタルプリディストータ制御部50にてパラメータの同期制御を行う。
このようにして、電力増幅器の周波数特性を考慮してディジタルプリディストータを構成できる。
FIG. 34 shows a modification of the related example of FIG. In FIG. 34, the predistortion processing is performed on the pilot signal and the transmission signal by the independent
In this way, a digital predistorter can be configured in consideration of the frequency characteristics of the power amplifier.
以上説明したように、本発明によれば、(1) 高い歪補償量を達成でき、(2) 簡易な構成が可能であり、(3) 小型な送信機を提供でき、(4) 温度変化又は経年変化に対して歪補償量を最適に維持できるので、例えばマイクロ波帯無線通信送信機の線形電力増幅器、増幅方法及びそのディジタルプリディストータ設定方法に適用できる。 As described above, according to the present invention, (1) a high amount of distortion compensation can be achieved, (2) a simple configuration is possible, (3) a small transmitter can be provided, and (4) temperature change Alternatively, since the distortion compensation amount can be optimally maintained with respect to secular change, it can be applied to, for example, a linear power amplifier, an amplification method, and a digital predistorter setting method of a microwave radio communication transmitter.
Claims (4)
ディジタル送信信号と、上記ディジタルパイロット信号を合成する加算器と、
上記加算器の出力信号を入力とし、べき級数モデルにより前置歪処理を行い前置歪付加信号を生成するディジタルプリディストータと、
上記ディジタルプリディストータにより出力された上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するディジタルアナログ変換器と、
上記アナログ前置歪付加信号を送信周波数帯にアップコンバートする第1周波数アップコンバート部と、
上記アップコンバートされた信号を電力増幅する電力増幅器と、
上記電力増幅器の出力の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を出力する周波数ダウンコンバート部と、
上記前置歪付加信号から前置歪付加送信信号成分と前置歪付加パイロット信号成分を分離し、上記前置歪付加送信信号成分を上記ディジタルアナログ変換器に入力する帯域セパレータと、
上記前置歪付加パイロット信号成分をアナログ信号に変換する第2ディジタルアナログ変換器と、アナログ信号に変換された上記前置歪付加パイロット信号成分を上記第1周波数アップコンバート部とは異なる第2周波数で送信周波数帯にアップコンバートする第2周波数アップコンバート部と、
上記ディジタルアナログ変換器の出力と上記第2周波数アップコンバートの出力を合成し、上記前置歪付加信号として上記第1周波数アップコンバート部へ入力する第2加算器と、上記ダウンコンバート信号から上記べき級数モデルと同じ奇数次の歪成分を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記プリディストータの係数を制御するディジタルプリディストータ制御部と、
を含むことを特徴とする線形電力増幅器。 A pilot signal generator for generating a digital pilot signal;
A digital transmission signal and an adder for combining the digital pilot signal;
A digital predistorter that takes the output signal of the adder as input and performs predistortion processing by a power series model to generate a predistortion added signal;
A digital-to-analog converter that converts the predistorted signal output by the digital predistorter into an analog predistorted signal;
A first frequency up-conversion unit that up-converts the analog predistorted signal to a transmission frequency band;
A power amplifier for power amplifying the upconverted signal;
A frequency down-conversion unit for down-converting a part of the output of the power amplifier and outputting a down-conversion signal;
A band separator that separates a predistortion-added transmission signal component and a predistortion-added pilot signal component from the predistortion-added signal, and inputs the predistortion-added transmission signal component to the digital-analog converter;
A second digital-to-analog converter for converting the predistortion-added pilot signal component into an analog signal; and a second frequency different from the first frequency up-conversion unit for converting the predistortion-added pilot signal component converted into an analog signal. A second frequency up-conversion unit for up-conversion to a transmission frequency band at
A second adder for combining the output of the digital-analog converter and the output of the second frequency up-conversion and inputting the predistorted signal to the first frequency up-conversion unit; A digital predistorter control unit that extracts the same odd-order distortion components as the series model and controls the coefficient of the predistorter so that the level of the odd-order distortion components is reduced;
A linear power amplifier comprising:
上記加算器の出力信号を入力とし、べき級数モデルにより前置歪処理を行い前置歪付加信号を生成するディジタルプリディストータと、
上記ディジタルプリディストータにより出力された上記前置歪付加信号をアナログ前置歪付加信号に変換するディジタルアナログ変換器と、
上記アナログ前置歪付加信号を送信周波数帯にアップコンバートする第1周波数アップコンバート部と、
上記アップコンバートされた信号を電力増幅する電力増幅器と、
上記電力増幅器の出力の一部をダウンコンバートし、ダウンコンバート信号を出力する周波数ダウンコンバート部と、
上記前置歪付加信号から前置歪付加送信信号成分と前置歪付加パイロット信号成分を分離し、上記前置歪付加送信信号成分を上記ディジタルアナログ変換器に入力する帯域セパレータと、
上記前置歪付加パイロット信号成分をアナログ信号に変換する第2ディジタルアナログ変換器と、アナログ信号に変換された上記前置歪付加パイロット信号成分を上記周波数アップコンバート部とは異なる第2周波数で送信周波数帯にアップコンバートする第2周波数アップコンバート部と、
上記周波数アップコンバート部の出力と上記第2周波数アップコンバートの出力を合成し、上記前置歪付加信号として上記電力増幅器へ入力する第2加算器と、上記ダウンコンバート信号から上記べき級数モデルと同じ奇数次の歪成分を抽出し、その奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記プリディストータの係数を制御するディジタルプリディストータ制御部と、
を含み、上記周波数ダウンコンバート部は上記第2周波数で上記分離されたパイロット信号をダウンコンバートすることを特徴とする線形電力増幅器。 An adder for combining the digital transmission signal and the output signal of the pilot signal generator for generating the digital pilot signal;
A digital predistorter that takes the output signal of the adder as input and performs predistortion processing by a power series model to generate a predistortion added signal;
A digital-to-analog converter that converts the predistorted signal output by the digital predistorter into an analog predistorted signal;
A first frequency up-conversion unit that up-converts the analog predistorted signal to a transmission frequency band;
A power amplifier for power amplifying the upconverted signal;
A frequency down-conversion unit for down-converting a part of the output of the power amplifier and outputting a down-conversion signal;
A band separator that separates a predistortion-added transmission signal component and a predistortion-added pilot signal component from the predistortion-added signal, and inputs the predistortion-added transmission signal component to the digital-analog converter;
A second digital-to-analog converter for converting the predistortion-added pilot signal component into an analog signal; and the predistortion-added pilot signal component converted into an analog signal is transmitted at a second frequency different from that of the frequency up-conversion unit. A second frequency up-conversion unit for up-conversion to a frequency band;
A second adder that combines the output of the frequency up-conversion unit and the output of the second frequency up-conversion and inputs the predistorted signal to the power amplifier, and is the same as the power series model from the down-converted signal A digital predistorter control unit that extracts odd-order distortion components and controls the coefficient of the predistorter so that the level of the odd-order distortion components decreases;
And the frequency down-conversion unit down-converts the separated pilot signal at the second frequency.
(a) ディジタルパイロット信号を発生するステップと、
(b) 上記ディジタルパイロット信号と上記ディジタル送信信号を合成し、その合成信号に対しべき級数モデルによる予め決めた数の奇数次の歪成分を生成して上記合成信号に付加して前置歪付加信号を生成するステップと、
(c)上記前置歪処理されたディジタル送信信号と上記前置歪処理されたディジタルパイロット信号を分離するステップと、
(d) 上記前置歪付加ディジタルパイロット信号をアナログ前置歪付加パイロット信号に変換するステップと、
(e) 上記アナログ前置歪付加パイロット信号を予め決めたキャリア周波数で送信周波数帯にアップコンバートするステップと、
(f) 上記アップコンバートされた信号を電力増幅するステップと、
(g) 上記電力増幅された出力信号の一部をダウンコンバートとし、パイロット信号成分を出力するステップと、
(h) 上記パイロット信号成分からべき級数モデルによる奇数次歪成分のレベルが小さくなるように上記ディジタルプリディストータの係数を制御するステップ、
とを含むことを特徴とするディジタルプリディストータ設定方法。 A digital predistorter setting method in the linear power amplifier according to claim 1 or 2,
(a) generating a digital pilot signal;
(b) Combining the digital pilot signal and the digital transmission signal, generating a predetermined number of odd-order distortion components based on a power series model for the combined signal, and adding it to the combined signal to add predistortion Generating a signal;
(c) separating the predistorted digital transmission signal and the predistorted digital pilot signal;
(d) converting the predistorted digital pilot signal to an analog predistorted pilot signal;
(e) Upconverting the analog predistorted pilot signal to a transmission frequency band at a predetermined carrier frequency;
(f) power amplifying the upconverted signal; and
(g) downconverting a part of the power amplified output signal and outputting a pilot signal component;
(h) controlling the coefficient of the digital predistorter so that the level of the odd-order distortion component by the power series model is reduced from the pilot signal component;
And a digital predistorter setting method.
4. The digital predistorter setting method according to claim 3, wherein the step (g) sets the coefficient of the digital predistorter so that a level ratio of the odd-order component to the transmission signal is not more than a predetermined value. A digital predistorter setting method comprising a step of repeatedly adjusting.
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