JP4310003B2

JP4310003B2 - Variable gain amplifier circuit, gain control circuit, and communication device

Info

Publication number: JP4310003B2
Application number: JP20532299A
Authority: JP
Inventors: 貞男五十嵐
Original assignee: アールエフ・チップス・テクノロジー株式会社
Priority date: 1999-07-19
Filing date: 1999-07-19
Publication date: 2009-08-05
Anticipated expiration: 2019-07-19
Also published as: JP2001036366A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、利得の制御機能を備えた利得可変増幅回路および利得の可変的な制御を行う利得制御回路並びに利得可変増幅回路を用いて信号の送受信に関する処理を行う携帯電話機等の通信機器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
利得制御回路は、入力信号等に応じて増幅回路の利得を可変的に制御することにより、増幅回路の出力信号を所望のレベルに制御するものである。このような利得制御を入力信号等に応じて自動的に行う回路は、「ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路」と呼ばれている。このＡＧＣ回路によるＡＧＣ機能を利用して利得を可変的に増幅する利得可変増幅回路（以下、「ＡＧＣ増幅回路」という。）は、例えば、携帯電話機等の信号処理回路において利用されている。
【０００３】
例えば、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ：符号分割多元接続）方式の携帯電話機においては、受信信号の強度と基地局における到達信号の強度とを均一に維持するために、受信信号のレベルを基準として、送信電力の制御を行っている。より具体的には、例えば、移動局（携帯電話機）と基地局との距離が大きくなるに従って、移動局の信号出力のレベルを大きくするような制御を行う。このような制御を行うために、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、受信回路および送信回路に、利得を直線的に８０ｄＢ以上可変できるようなＡＧＣ増幅回路が必要とされる。ＣＤＭＡ方式の携帯電話機では、このように受信信号の信号レベルを送信電力に反映させることで、１つの周波数帯に割り当てられた４０以上のユーザの通信の維持を行う。
【０００４】
なお、受信信号の信号レベルを送信電力に反映させるためには、送信側のＡＧＣ増幅回路と受信側のＡＧＣ増幅回路とを連動して動作させる必要があるが、このためには、８０ｄＢ以上の広範囲のダイナミックレンジにわたって、各ＡＧＣ増幅回路に入力されるＡＧＣ電圧の値と、各ＡＧＣ増幅回路における利得との間に優れた直線性の関係があることが必要とされる。
【０００５】
図８は、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機等に利用される一般的なＡＧＣ増幅回路の構成例を示すものである。この図に示したＡＧＣ増幅回路は、入力信号ＩＮを可変的に増幅可能な可変増幅回路１０１と、この可変増幅回路１０１における利得の制御を行うコントロール回路１０２とを備えている。この図に示したＡＧＣ増幅回路には、可変増幅回路１０１の入力端子１１４，１１５を介して入力信号ＩＮが入力され、コントロール回路１０２の入力端子１１３を介してＡＧＣ電圧（利得制御電圧）Ｖ_AGCが入力されるようになっている。また、この図に示したＡＧＣ増幅回路においては、出力端子１１７，１１８を介して可変増幅回路１０１によって増幅された出力信号ＯＵＴが出力されるようになっている。
【０００６】
可変増幅回路１０１は、負荷抵抗として設けられた抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２と、増幅用に設けられた一対のトランジスタＴ１０７，Ｔ１０８と、可変増幅回路１０１における電流源となるトランジスタＴ１０４とを有している。この可変増幅回路１０１には、入力端子１１６を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。
【０００７】
この可変増幅回路１０１において、抵抗Ｒ１１１，Ｒ１１２の一端は、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子１１６に共通接続されている。抵抗Ｒ１１１の他端は、トランジスタＴ１０７のコレクタ端子に接続されている。抵抗Ｒ１１２の他端は、トランジスタＴ１０８のコレクタ端子に接続されている。抵抗Ｒ１１１とトランジスタＴ１０７のコレクタ端子との間には、出力信号ＯＵＴを出力するための出力端子１１７が接続されている。抵抗Ｒ１１２とトランジスタＴ１０８のコレクタ端子との間には、出力信号ＯＵＴを出力するための出力端子１１８接続されている。トランジスタＴ１０７、Ｔ１０８のベース端子は、それぞれ入力信号ＩＮが入力される入力端子１１４，１１５に接続されている。トランジスタＴ１０７、Ｔ１０８のエミッタ端子は、トランジスタＴ１０４のコレクタ端子に共通接続されている。トランジスタＴ１０４のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ１０４のベース端子は、コントロール回路１０２に接続されている。
【０００８】
コントロール回路１０２は、可変増幅回路１０１に対するいわゆるＡＧＣ機能を実現するための回路である。このコントロール回路１０２は、電圧／電流変換作用を有する一対のトランジスタＴ１０１，Ｔ１０２と、可変増幅回路１０１のトランジスタＴ１０４とでカレントミラー回路１０４を形成するトランジスタＴ１０３と、カレントミラー回路１０３を形成する一対のトランジスタＴ１０９，Ｔ１１０とを有している。このコントロール回路１０２には、入力端子１１１，１１２を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。
【０００９】
このコントロール回路１０２において、トランジスタＴ１０１のベース端子には、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCが入力される入力端子１１３が接続されている。トランジスタＴ１０１のコレクタ端子は、カレントミラー回路１０３に接続されている。トランジスタＴ１０１，Ｔ１０２のエミッタ端子は、電流値Ｉ０の電流を供給する電流源Ｉａに共通接続されている。トランジスタＴ１０２のベース端子には、固定電圧ＶＢが印加されている。トランジスタＴ１０２のコレクタ端子には、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子１１２が接続されている。
【００１０】
カレントミラー回路１０３を形成している一対のトランジスタＴ１０９，Ｔ１１０のベース端子は、互いのベース端子に共通接続されている。また、トランジスタＴ１０９，Ｔ１１０のベース端子は、トランジスタＴ１０９のコレクタ端子にダイオード接続されている。トランジスタＴ１０９，Ｔ１１０のエミッタ端子は、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子１１１に共通接続されている。トランジスタＴ１０９のコレクタ端子は、トランジスタＴ１０１のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ１１０のコレクタ端子は、トランジスタＴ１０３のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ１０３のベース端子は、可変増幅回路１０１におけるトランジスタＴ１０４のベース端子に接続され、トランジスタＴ１０４とでカレントミラー回路１０４を形成している。また、トランジスタＴ１０３のベース端子は、自身のコレクタ端子にダイオード接続されている。トランジスタＴ１０３のエミッタ端子は、接地されている。
【００１１】
なお、同図では、可変増幅回路１０１を１段のみの構成としているが、１段の可変増幅回路１０１によって得られる利得の可変量は、３０〜４０ｄＢ程度である。従って、通常のＣＤＭＡ方式の携帯電話機に必要とされる８０ｄＢ以上の利得の可変量を実現するためには、実際には、可変増幅回路１０１と同等の回路を３段以上従属接続する必要がある。この接続は、同図に示したように、トランジスタＴ１０４に相当するトランジスタＴ１０５，Ｔ１０６，…のベース端子を、トランジスタＴ１０４のベース端子に共通接続すると共に、コントロール回路１０２におけるトランジスタＴ１０３のベース端子に接続し、トランジスタＴ１０４によって形成されるカレントミラー回路１０４と同様に、トランジスタＴ１０３とトランジスタＴ１０５，Ｔ１０６，…とでそれぞれカレントミラー回路が形成されるようにして行う。
【００１２】
以上のような構成のＡＧＣ増幅回路では、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCが入力されると、コントロール回路１０２における一対のトランジスタＴ１０１，Ｔ１０２の電圧／電流変換作用により、トランジスタＴ１０１にＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの大きさに応じたコレクタ電流Ｉ１０１が流れる。また、トランジスタＴ１０３には、カレントミラー回路１０３の作用により、トランジスタＴ１０１におけるコレクタ電流Ｉ１０１に連動してコレクタ電流Ｉ１０２が流れる。更に、可変増幅回路１０１のトランジスタＴ１０４には、カレントミラー回路１０４の作用により、トランジスタＴ１０３におけるコレクタ電流Ｉ１０２に連動してコレクタ電流Ｉ_AGC1が流れる。可変増幅回路１０１を複数従属接続した場合には、従属接続された他の可変増幅回路のトランジスタＴ１０５，Ｔ１０６，…に、可変増幅回路１０１のトランジスタＴ１０４と同様に、トランジスタＴ１０３におけるコレクタ電流Ｉ１０２に連動してコレクタ電流Ｉ_AGC2，Ｉ_AGC3，…が流れる。
【００１３】
ここで、可変増幅回路１０１においては、理論的に、コレクタ電流Ｉ_AGC1が指数関数的にコントロールされると、トランジスタＴ１０７，Ｔ１０８の利得が直線的に変化する。従って、コントロール回路１０２において、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに応じて流れるトランジスタＴ１０１のコレクタ電流Ｉ１０１が指数関数的に制御されれば、可変増幅回路１０１におけるコレクタ電流Ｉ_AGC1が指数関数的にコントロールされることになり、トランジスタＴ１０７，Ｔ１０８の利得を直線的に制御することが可能となる。これは、可変増幅回路１０１を複数従属接続した場合の他の可変増幅回路についても同様である。
【００１４】
次に、以上のようなＡＧＣ増幅回路によって得られる利得ＰＧ［ｄＢ］について説明する。
【００１５】
一般に、上述したＡＧＣ増幅回路においては、以下の式（Ａ）で表される関係がある。なお、式（Ａ）において、ｑは電子の単位電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。式（Ａ）は、可変増幅回路１０１において、定電流源に相当するトランジスタＴ１０４のコレクタ電流Ｉ_AGC1が指数関数的に制御されると、トランジスタＴ１０７，Ｔ１０８の電力利得ＰＧ〔ｄＢ〕が直線的に変化することを示している。
【００１６】
ＰＧ∝２０log （Ｉ_AGC1＊ｑ／ｋＴ）…（Ａ）
【００１７】
また、上述したＡＧＣ増幅回路においては、以下の式（Ｂ）で表される関係がある。なお、式（Ｂ）において、ＩｓはトランジスタＴ１０４の逆方向飽和電流である。式（Ｂ）は、直線的に変化するＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対して可変増幅回路１０１のコレクタ電流Ｉ_AGC1が、指数関数的に変化することを示している。以上の式（Ａ），式（Ｂ）から分かるように、図８に示したＡＧＣ増幅回路の電力利得ＰＧは、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの直線的な変化に応じて、同様に直線的に変化する。
【００１８】
Ｉ_AGC1∝Ｉｓ＊exp （Ｖ_AGC＊ｑ／ｋＴ）…（Ｂ）
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
上述のように、ＡＧＣ増幅回路では、理論的に、可変増幅回路１０１においてコレクタ電流Ｉ_AGC1が指数関数的にコントロールされると、トランジスタＴ１０７，Ｔ１０８の利得が直線的に変化する。このとき、電流Ｉ_AGC1は、コントロール回路１０２のトランジスタＴ１０１，１０２によって指数関数的にコントロールされるので、ＡＧＣ増幅回路の電力利得ＰＧは、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの直線的な変化に応じて、直線的に変化する。ここで、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCと可変増幅回路１０１の利得との関係は、例えば、温度等の外部環境に変化があった場合においても、一定に保たれていることが望ましい。しかしながら、従来のＡＧＣ増幅回路では、以下で説明するように、例えば、温度によって、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCと可変増幅回路１０１の利得との関係が崩れてしまうという問題があった。
【００２１】
図９は、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCとトランジスタＴ１０１のコレクタ電流Ｉ１０１とにおける温度依存性の関係について示す図であり、横軸がＡＧＣ電圧Ｖ_AGCを示し、縦軸が、コレクタ電流Ｉ１０１を示している。また、図１０は、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCと可変増幅回路１０１の利得ＰＧとにおける温度依存性の関係について示す図であり、横軸がＡＧＣ電圧Ｖ_AGCを示し、縦軸が、利得ＰＧを示している。これらの図では、それぞれ温度が７５°Ｃ（符号１０４，１０７），２５°Ｃ（符号１０３，１０６），−２５°Ｃ（符号１０５，１０８）の３つの場合の関係について示している。
【００２２】
図９に示したように、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対するトランジスタＴ１０１のコレクタ電流Ｉ１０１の関係は、温度が７５°Ｃの場合、２５°Ｃの場合、−２５°Ｃの場合でそれぞれ異なっている。このとき、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの値が、トランジスタＴ１０２のベース端子に印加される固定電圧ＶＢとほぼ同値である点を境にして、温度特性がほぼ対称となるような関係となっている。例えば、温度が７５°Ｃの場合には、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの値がＶＢより小さいときには温度特性が２５°Ｃの場合に対してマイナスであり、コレクタ電流Ｉ１０１が減少する。逆に、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの値がＶＢより大きいときには温度特性が２５°Ｃの場合に対してプラスであり、コレクタ電流Ｉ１０１が増加する。また、温度が−２５°Ｃの場合には、温度が７５°Ｃの場合における温度特性とは反対の傾向となっている。なお、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの値がＶＢのときには、トランジスタＴ１０１のコレクタ電流Ｉ１０１の値は、トランジスタＴ１０１，Ｔ１０２に接続された電流源Ｉａから供給される電流値Ｉ０の１／２となっている。なお、コレクタ電流Ｉ１０１が温度依存性をもつ原因は、トランジスタＴ１０１のベース・エミッタ間の電圧Ｖｂｅの温度特性に起因している。
【００２３】
このようにＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対するトランジスタＴ１０１のコレクタ電流Ｉ１０１が温度依存性を持っているため、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対するトランジスタＴ１０７、１０８の利得ＰＧは、図１０に示すように、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対するコレクタ電流Ｉ１０１と同様の温度依存性を持ってしまう。
【００２４】
以上のように、従来のＡＧＣ増幅回路では、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対して電圧／電流変換作用を有するトランジスタＴ１０１、Ｔ１０２に温度依存性があるため、温度によってＡＧＣ増幅回路の利得が変動し、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する利得ＰＧの傾斜が変化するという問題があった。このような温度依存性は、特に、可変増幅回路１０１を複数従属接続した場合には、更に大きな問題となる。また、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する利得ＰＧに温度依存性が大きいと、例えば、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機においては、送信電力をＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに基づいてコントロールしているため、温度変化によって送信電力に誤差が生じ、通信に支障をきたす虞があるという問題がある。このように、従来では、必ずしも所望とする利得性能を得ることができていないという問題があった。
【００２５】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、例えば温度依存性等が小さくなるような所望の利得性能を得ることが可能となる利得可変増幅回路および利得制御回路並びに通信機器を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の利得可変増幅回路は、利得を変化させることが可能な可変増幅回路と、互いに並列接続された複数の差動増幅回路を有すると共に、複数の差動増幅回路に入力された利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の制御電流を合成し、その合成した制御電流に基づいて、可変増幅回路の利得を制御する制御回路とを備えたものである。そして、複数の差動増幅回路に、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する温度依存性が減少するような、互いに異なる温度依存性を有する制御電流が流れるようにしたものである。
【００２７】
この利得可変増幅回路では、制御回路によって、複数の差動増幅回路に入力された利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の制御電流が合成され、その合成された電流に基づいて、可変増幅回路の利得が制御される。
【００２９】
また、この利得可変増幅回路では、複数の差動増幅回路に、互いに異なる温度依存性を有する制御電流が流れ、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する温度依存性が減少させられる。
【００３０】
請求項２記載の利得可変増幅回路は、請求項１に記載の利得可変増幅回路において、複数の差動増幅回路に、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する直線性が改善されるような、互いに異なる値の制御電流が流れるようにしたものである。
【００３１】
この利得可変増幅回路では、複数の差動増幅回路に、互いに異なる値の制御電流が流れ、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する直線性が改善される。
【００３２】
請求項３記載の利得可変増幅回路は、請求項１または２に記載の利得可変増幅回路において、複数の差動増幅回路が、それぞれ一対のトランジスタを含み、複数の差動増幅回路に、一対のトランジスタのうちの第１のトランジスタのベース端子を介して、利得制御電圧が共通に印加されるようにしたものである。
【００３３】
この利得可変増幅回路では、それぞれ一対のトランジスタを含んだ複数の差動増幅回路において、一対のトランジスタのうちの第１のトランジスタのベース端子を介して、利得制御電圧が共通に印加される。
【００３４】
請求項４記載の利得可変増幅回路は、請求項３に記載の利得可変増幅回路において、更に、複数の差動増幅回路に、それぞれ異なる電流を供給する電流源が接続されていると共に、一対のトランジスタのうちの第２のトランジスタのベース端子を介して、それぞれ異なる値の電圧が印加されるようにしたものである。
【００３５】
この利得可変増幅回路では、複数の差動増幅回路に、それぞれ異なる電流が供給されると共に、複数の差動増幅回路における一対のトランジスタのうちの第２のトランジスタのベース端子に、それぞれ異なる値の電圧が印加されるので、利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の差動増幅回路における制御電流を、それぞれ異ならせることが可能とされる。可変増幅回路の利得は、複数の差動増幅回路における制御電流を合成した電流に基づいて制御されるので、複数の差動増幅回路における制御電流を適宜異ならせることにより、所望の性能で利得の制御が可能とされる。
【００３６】
請求項５記載の利得可変増幅回路は、請求項４に記載の利得可変増幅回路において、複数の差動増幅回路のそれぞれの第２のトランジスタのベース端子に印加される電圧値をＶ₁，Ｖ₂，Ｖ₃，…Ｖ_n（ｎは整数）とすると、「Ｖ₁−Ｖ₂＝Ｖ₂−Ｖ₃＝…＝Ｖ_n-1−Ｖ_n」の条件式を満足するようにしたものである。
【００３７】
この利得可変増幅回路では、複数の差動増幅回路のそれぞれの第２のトランジスタのベース端子に印加される電圧値が、「Ｖ₁−Ｖ₂＝Ｖ₂−Ｖ₃＝…＝Ｖ_n-1−Ｖ_n」の条件式を満足することにより、主として利得制御電圧に対する温度依存性が改善される。
【００３８】
請求項６記載の利得可変増幅回路は、請求項５に記載の利得可変増幅回路における条件式の「Ｖ₁−Ｖ₂，Ｖ₂−Ｖ₃，…Ｖ_n-1−Ｖ_n」の値が部分的に異なるようにしたものである。
【００３９】
この利得可変増幅回路では、条件式の「Ｖ₁−Ｖ₂，Ｖ₂−Ｖ₃，…Ｖ_n-1−Ｖ_n」の値を部分的に異ならせることで、例えば、利得制御電圧に対する直線性を部分的に改善させることが可能とされる。
【００４０】
請求項７記載の利得可変増幅回路は、請求項４に記載の利得可変増幅回路において、複数の差動増幅回路において、連続配置された少なくとも４つの差動増幅回路のそれぞれの第１のトランジスタのコレクタ端子に流れる制御電流としてのコレクタ電流をＩ₁，Ｉ₂，…Ｉ_n（ｎは整数）とすると、「（Ｉ_n-3＋Ｉ_n-2）＜（Ｉ_n-1＋Ｉ_n）」の条件を満足するようにしたものである。
【００４１】
この利得可変増幅回路では、複数の差動増幅回路において、連続配置された少なくとも４つの差動増幅回路のそれぞれの第１のトランジスタのコレクタ端子に流れる制御電流としてのコレクタ電流が、「（Ｉ_n-3＋Ｉ_n-2）＜（Ｉ_n-1＋Ｉ_n）」の条件を満足することにより、主として利得制御電圧に対する直線性が改善される。
【００４２】
請求項８記載の利得可変増幅回路は、請求項４記載の利得可変増幅回路において、電流源が、複数の差動増幅回路に供給する電流を変更可能に構成されているものである。
【００４３】
この利得可変増幅回路では、電流源から供給される電流が、適宜変更可能となり、例えば、利得制御電圧に対する利得の関係が適宜変更可能とされる。
【００４４】
請求項９記載の利得制御回路は、利得を変化させることが可能な可変増幅回路を制御するための利得制御回路であって、互いに並列接続された複数の差動増幅回路を有すると共に、複数の差動増幅回路に入力された利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の制御電流を合成し、その合成した制御電流に基づいて、可変増幅回路の利得を制御する制御回路を備えたものである。そして、複数の差動増幅回路に、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する温度依存性が減少するような、互いに異なる温度依存性を有する制御電流が流れるようにしたものである。
【００４５】
この利得制御回路では、制御回路によって、複数の差動増幅回路に入力された利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の制御電流が合成され、その合成された電流に基づいて、可変増幅回路の利得が制御される。
【００４６】
請求項１０記載の通信機器は、送信信号に対する信号処理を行う送信装置と、受信信号に対する信号処理を行う受信装置と、送信装置または受信装置の少なくとも一方に設けられ、送信信号または受信信号を可変的に増幅する利得可変増幅回路とを備えた通信機器であって、利得可変増幅回路が、利得を変化させることが可能な可変増幅回路と、互いに並列接続された複数の差動増幅回路を有すると共に、複数の差動増幅回路に入力された利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の制御電流を合成し、その合成した制御電流に基づいて、可変増幅回路の利得を制御する制御回路とを備えたものである。そして、複数の差動増幅回路に、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する温度依存性が減少するような、互いに異なる温度依存性を有する制御電流が流れるようにしたものである。
【００４７】
この通信機器では、利得可変増幅回路における制御回路によって、複数の差動増幅回路に入力された利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の制御電流が合成され、その合成された電流に基づいて、可変増幅回路の利得が制御される。送信信号または受信信号は、利得可変増幅回路によって制御された利得に基づいて、可変的に増幅される。
【００４８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４９】
図１は、本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の構成を示すブロック図である。なお、図では、携帯電話機の一構成例として、ＣＤＭＡ方式とＦＭ方式のデュアルモードを有するものについて、高周波信号を扱う部分を中心に示している。この図に示した携帯電話機は、送信信号に対する信号処理を行う送信（ＴＸ）系回路１と、受信信号に対する信号処理を行う受信（ＲＸ）系回路２と、送信系回路１に対して処理すべき送信信号を変調して出力すると共に、受信系回路２において処理された受信信号が入力されるモデム３と、送信信号および受信信号の分離を行うデュプレクサ４と、送信すべき信号電波の放射を行うと共に、図示しない基地局からの信号電波を受信する共用アンテナ５とを備えている。
【００５０】
ここで、送信系回路１および受信系回路２が、それぞれ本発明における「送信装置」および「受信装置」の一具体例に対応する。
【００５１】
送信系回路１は、モデム３から出力されたベースバンド送信信号をＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ：４相位相シフト）変調してＩＦ（中間周波）送信信号を出力するＱＰＳＫ変調回路１１と、ＩＦ送信信号を送信側ＡＧＣ電圧（利得制御電圧）Ｖ_TX-AGCに応じて可変的に増幅する送信側ＡＧＣ増幅回路１２と、増幅されたＩＦ送信信号を、局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＲＦ（高周波）送信信号に変換して出力するミキサ１３と、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ１４と、バンドパスフィルタ１４から出力されたＲＦ送信信号を増幅してデュプレクサ４に出力するパワーアンプ（ＰＡ）１５とを備えている。
【００５２】
受信系回路２は、デュプレクサ４を介して入力されたＲＦ受信信号を増幅するためのローノイズアンプ（ＬＮＡ）２１と、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去するためのバンドパスフィルタ２２と、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合してＩＦ受信信号に変換するためのミキサ２３と、入力されたＩＦ受信信号をＣＤＭＡ用の信号成分に変換するためのＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４と、入力されたＩＦ受信信号をＦＭ用の信号成分に変換するためのＦＭ用バンドパスフィルタ２５と、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号を受信側ＡＧＣ電圧（利得制御電圧）Ｖ_RX-AGCに応じて可変的に増幅する受信側ＡＧＣ増幅回路２６と、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調するためのＱＰＳＫ復調回路２７とを備えている。
【００５３】
ここで、送信側ＡＧＣ増幅回路１２および受信側ＡＧＣ増幅回路２６のそれぞれが、本発明における「利得可変増幅回路」の一具体例に対応する。
【００５４】
モデム３は、入力された受信信号の強度（受信強度）を検出するための受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）３３と、受信強度と強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号を出力する比較回路３４と、送信側ＡＧＣ増幅回路１２の利得を制御するための送信出力補正回路３５とを備えている。
【００５５】
比較回路３４からの差分を示す信号は、図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路を介して受信側ＡＧＣ増幅回路２６に出力されるようになっている。また、比較回路３４からの差分を示す信号は、送信出力補正回路３５にも出力される。図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路は、比較回路３４からの信号によって示される差分が「０」になるように、受信側ＡＧＣ電圧Ｖ_RX-AGCを出力して受信側ＡＧＣ増幅回路２６の利得を制御するようになっている。送信出力補正回路３５は、比較回路３４から入力された差分を示す信号と、別途入力された送信出力補正データＤ１２とに基づいて、送信側ＡＧＣ電圧Ｖ_TX-AGCを出力して送信側ＡＧＣ増幅回路２６の利得を制御するようになっている。
【００５６】
ここで、本実施の形態に係る携帯電話機は、実質的な通信の有無に関わらず、受信信号の信号レベルの検出を行うために常時動作状態にある。なお、ここでいう「実質的な通信」とは、通話を伴う通信のことをいう。また、本実施の形態において、「受信信号」には、着信を伴わない単なる信号レベルのチェック用の信号も含まれるものとする。
【００５７】
図２は、送信側ＡＧＣ増幅回路１２および受信側ＡＧＣ増幅回路２６に適用されるＡＧＣ増幅回路の構成例を示す回路図である。この図に示したＡＧＣ増幅回路は、入力信号ＩＮを可変的に増幅可能な可変増幅回路４１と、この可変増幅回路４１における利得の制御を行うコントロール回路４２とを備えている。この図に示したＡＧＣ増幅回路には、可変増幅回路４１の入力端子５４，５５を介して入力信号ＩＮが入力され、コントロール回路４２の入力端子５３を介して送信側ＡＧＣ電圧Ｖ_TX-AGCまたは受信側ＡＧＣ電圧Ｖ_RX-AGC（以下、これらの電圧を「ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC」と総称する。）が入力されるようになっている。また、この図に示したＡＧＣ増幅回路においては、出力端子５７，５８を介して可変増幅回路４１によって増幅された出力信号ＯＵＴが出力されるようになっている。なお、ここで、コントロール回路４２が、本発明における「利得制御回路」の一具体例に対応する。
【００５８】
可変増幅回路４１は、負荷抵抗として設けられた抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、増幅用に設けられた一対のトランジスタＴ２７，Ｔ２８と、可変増幅回路４１における電流源となるトランジスタＴ２４とを有している。この可変増幅回路４１には、入力端子５６を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。
【００５９】
この可変増幅回路４１において、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の一端は、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子５６に共通接続されている。抵抗Ｒ１１の他端は、トランジスタＴ２７のコレクタ端子に接続されている。抵抗Ｒ１２の他端は、トランジスタＴ２８のコレクタ端子に接続されている。抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ２７のコレクタ端子との間には、出力信号ＯＵＴを出力するための出力端子５７が接続されている。抵抗Ｒ１２とトランジスタＴ２８のコレクタ端子との間には、出力信号ＯＵＴを出力するための出力端子５８が接続されている。トランジスタＴ２７、Ｔ２８のベース端子は、それぞれ入力信号ＩＮが入力される入力端子５４，５５に接続されている。トランジスタＴ２７、Ｔ２８のエミッタ端子は、トランジスタＴ２４のコレクタ端子に共通接続されている。トランジスタＴ２４のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ２４のベース端子は、コントロール回路４２に接続されている。
【００６０】
コントロール回路４２は、可変増幅回路４１に対するいわゆるＡＧＣ機能を実現するための回路である。このコントロール回路４２は、カレントミラー回路４４を形成する一対のトランジスタＴ２１，Ｔ２２と、可変増幅回路４１のトランジスタＴ２４とでカレントミラー回路４６を形成するトランジスタＴ２３と、電圧／電流変換作用を有する複数の差動増幅回路が並列接続された差動増幅部４５と、直列的に接続された複数の抵抗Ｒａ₁，Ｒａ₂，…，Ｒａ_n+1（ｎは、２以上の整数）とを有している。このコントロール回路４２には、入力端子５１，５２を介して電源電圧Ｖｃｃが印加されるようになっている。複数の抵抗Ｒａ₁，Ｒａ₂，…，Ｒａ_n+1は、差動増幅部４５の複数の差動増幅回路に印加する電圧を分割するようになっている。
【００６１】
差動増幅部４５は、複数のトランジスタＴａ₁，Ｔａ₂，…，Ｔａ_2nを有している。差動増幅部４５においては、２つのトランジスタ（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）をそれぞれ１組として、複数の差動増幅回路が形成され、これら複数の差動増幅回路が並列的に接続されている。これら複数の差動増幅回路の段数は、差動増幅部４５の出力電流Ｉｔのダイナミックレンジに応じて決定される。
【００６２】
差動増幅回路を形成するトランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）における第１，第２のトランジスタのエミッタ端子は、各組毎に、それぞれ異なる電流を供給する電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，…，Ｉａ_nに共通接続されている。
【００６３】
トランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）における第１のトランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1の各ベース端子は、入力端子５３に接続され、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCが共通に入力されるようになっている。トランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）における第１のトランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1の各コレクタ端子は、カレントミラー回路４４に共通接続されている。
【００６４】
トランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）における第２のトランジスタＴａ₂，Ｔａ₄，…Ｔａ_2nの各コレクタ端子は、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子５１と、カレントミラー回路４４内のトランジスタＴ２１，Ｔ２２のエミッタ端子とに共通接続されている。また、トランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）における第２のトランジスタＴａ₂，Ｔａ₄，…Ｔａ_2nの各ベース端子は、それぞれ抵抗Ｒａ₁と抵抗Ｒａ₂の間、抵抗Ｒａ₂と抵抗Ｒａ₃の間、…抵抗Ｒａ_nと抵抗Ｒａ_n+1の間に接続されることにより、それぞれ異なる電圧Ｖ₁，Ｖ₂，…，Ｖ_nが印加されるようになっている。なお、電圧Ｖ₁，Ｖ₂，…，Ｖ_nの具体的な設定値については後述する。
【００６５】
複数の差動増幅回路に対するそれぞれの電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，Ｉａ₃，…，Ｉａ_nの電流値は、例えば、Ｉ０，Ｉ０／２，Ｉ０／４，…，Ｉ０／２^n-1に設定されている。なお、電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，…，Ｉａ_nの具体的な構成例については、後に図面を参照して説明する。
【００６６】
カレントミラー回路４４を形成している一対のトランジスタＴ２１，Ｔ２２のベース端子は、互いのベース端子に共通接続されている。また、トランジスタＴ２１，Ｔ２２のベース端子は、トランジスタＴ２１のコレクタ端子にダイオード接続されている。トランジスタＴ２１，Ｔ２２のエミッタ端子は、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子５１に共通接続されている。トランジスタＴ２１のコレクタ端子は、複数の差動増幅回路を形成するトランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）の第１のトランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1の各コレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ２２のコレクタ端子は、トランジスタＴ２３のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ２３のベース端子は、可変増幅回路４１におけるトランジスタＴ２４のベース端子に接続され、トランジスタＴ２４とでカレントミラー回路４６を形成している。また、トランジスタＴ２３のベース端子は、自身のコレクタ端子にダイオード接続されている。トランジスタＴ２３のエミッタ端子は、接地されている。
【００６７】
ここで、本実施の形態においては、上述のように差動増幅部４５における複数の差動増幅回路に、それぞれ異なる電圧Ｖ₁，Ｖ₂，…，Ｖ_nが印加されると共に、それぞれ異なる電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，Ｉａ₃，…，Ｉａ_nから電流が供給されるので、トランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）における第１のトランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1を流れるコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nは、異なる値となる。
【００６８】
差動増幅部４５における複数の差動増幅回路に流れるコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nは、最終的には、加算されて合成されるようになっている。この合成された合成コレクタ電流Ｉｔは、差動増幅回路の作用により、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対して指数関数的に制御される。なお、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nは、それぞれの電流を合成した場合に、結果としてＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する温度依存性が減少するような、互いに異なる温度依存性を有している。また、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nは、それぞれの電流を合成した場合に、結果としてＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する直線性が改善されるように、互いに異なる値の電流となっている。このような、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nによって及ぼされる作用については、後に図５等を参照して説明する。なお、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nが、本発明における「複数の制御電流」の一具体例に対応する。
【００６９】
合成コレクタ電流Ｉｔは、カレントミラー回路４４およびカレントミラー回路４６を介して、可変増幅回路４１に入力され、可変増幅回路４１の制御に供される。このように、本実施の形態においては、複数の差動増幅回路に流れるコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nを合成した合成コレクタ電流Ｉｔに基づいて、可変増幅回路４１の増幅用のトランジスタＴ２７、Ｔ２８の電流が制御され、その結果として、トランジスタＴ２７、Ｔ２８の利得が制御されるようになっている。従って、合成コレクタ電流ＩｔのＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する温度依存性や直線性が改善されれば、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する可変増幅回路４１の利得の温度依存性や直線性が改善される。
【００７０】
なお、図２では、可変増幅回路４１を１段のみの構成としているが、１段の可変増幅回路４１によって得られる利得の可変量は、３０〜４０ｄＢ程度である。従って、通常のＣＤＭＡ方式の携帯電話機に必要とされる８０ｄＢ以上の利得の可変量を実現するためには、実際には、可変増幅回路４１と同等の回路を３段以上従属接続する必要がある。この接続は、同図に示したように、トランジスタＴ２４に相当するトランジスタＴ２５，Ｔ２６のベース端子を、トランジスタＴ２４のベース端子に共通接続すると共に、コントロール回路４２におけるトランジスタＴ２３のベース端子に接続し、トランジスタＴ２４によって形成されるカレントミラー回路４６と同様に、トランジスタＴ２３とトランジスタＴ２５，Ｔ２６とでそれぞれカレントミラー回路が形成されるようにして行う。
【００７１】
図３は、図２に示したＡＧＣ増幅回路における電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，…，Ｉａ_nに適用される電流回路の一構成例を示す回路図である。この図に示した電流回路は、抵抗Ｒ５１と、トランジスタＴ５１，Ｔ５２と、トランジスタＴｂ₁，Ｉｂ₂，…，Ｔｂ_nとを有している。この図に示した電流回路には、入力端子６１を介して電源電圧Ｖｃｃが印加される。
【００７２】
同図に示した回路において、抵抗Ｒ５１の一端は、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子６１に接続されている。抵抗Ｒ５１の他端は、トランジスタＴ５２のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ５２のベース端子は、自身のコレクタ端子にダイオード接続されている。トランジスタＴ５２のエミッタ端子は、トランジスタＴ５１のコレクタ端子に接続されている。トランジスタＴ５１のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴ５１のベース端子は、自身のコレクタ端子にダイオード接続されている。
【００７３】
トランジスタＴ５１のベース端子は、更に、トランジスタＴｂ₁，Ｔｂ₂，…，Ｔｂ_nのベース端子に共通接続されている。トランジスタＴｂ₁，Ｔｂ₂，…，Ｔｂ_nのそれぞれのベース端子は、互いに共通接続されている。トランジスタＴｂ₁，Ｔｂ₂，…，Ｔｂ_nのそれぞれのエミッタ端子は、接地されている。同図に示した回路において、トランジスタＴｂ₁，Ｔｂ₂，…，Ｔｂ_nのそれぞれと、トランジスタＴ５１とで、複数のカレントミラー回路が形成されている。
【００７４】
同図に示した回路において、トランジスタＴｂ₁，Ｔｂ₂，…，Ｔｂ_nのコレクタ電流は、図２に示した電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，Ｉａ₃，…，Ｉａ_nの電流に相当している。従って、トランジスタＴｂ₁，Ｔｂ₂，Ｔｂ₃，…，Ｔｂ_nのコレクタ電流の値は、例えば、Ｉ０，Ｉ０／２，Ｉ０／４，…，Ｉ０／２^n-1に設定されている。このような電流値の設定は、トランジスタＴｂ₂，Ｔｂ₃，…，Ｔｂ_nの素子サイズを、トランジスタＴｂ₁の素子サイズに対して、それぞれ１／２，１／４，…，１／２^n-1にすることで実現される。
【００７５】
ここで、抵抗Ｒ５１、トランジスタＴ５２、Ｔ５１で決まる電流Ｉ５１を温度特性を有するようにすると、後述の図６に示す合成コレクタ電流Ｉｔの特性曲線が、上下に平行移動したように動くため、ＡＧＣ増幅回路に、任意の温度特性を持たせることができる。
【００７６】
図４は、図２に示したＡＧＣ増幅回路における電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，…，Ｉａ_nに適用される電流回路の他の構成例を示す回路図である。この図に示した電流源回路は、図３に示した回路における抵抗Ｒ５１に相当する部分を、スイッチ部ＳＷ１と抵抗Ｒ５７〜Ｒ６０とで置き換えた構成となっている。他の構成要素については、図３に示した回路と同様である。
【００７７】
同図に示した電流回路において、スイッチ部ＳＷ１は、複数のスイッチＳ１〜Ｓ４を有している。スイッチＳ１〜Ｓ４は、例えば、ＣＭＯＳ（Metal-Oxide Semiconductor ）トランジスタ等のスイッチング素子によって構成される。スイッチＳ１〜Ｓ４は、それぞれ並列的に配置されている。スイッチＳ１〜Ｓ４の一端は、電源電圧Ｖｃｃが印加される入力端子６２に共通接続されている。抵抗Ｒ５７〜Ｒ６０は、それぞれ並列的に配置されると共に、一端がスイッチＳ１〜Ｓ４に接続されている。抵抗Ｒ５７〜Ｒ６０の他端は、トランジスタＴ５２のコレクタ端子に接続されている。
【００７８】
同図に示した電流源回路では、スイッチＳ１〜Ｓ４を選択的にオン／オフ制御することにより、電流Ｉ５１を変更可能になっている。電流Ｉ５１を変更可能にすることにより、電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，Ｉａ₃，…，Ｉａ_nの電流に相当するトランジスタＴｂ₁，Ｔｂ₂，…，Ｔｂ_nのコレクタ電流が変更されるので、図２に示した差動増幅部４５におけるコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nが変更され、後述する図５で示されるような「ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC対合成コレクタ電流Ｉｔ」の関係に相当する「ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC対利得ＰＧ」の傾斜を保った状態で、図２に示した可変増幅回路４１の利得ＰＧを変更できる。例えば、スイッチＳ１〜Ｓ４を選択的にオン／オフ制御することにより、電流Ｉ５１を少なめにすることで、「ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC対利得ＰＧ」の傾斜を保った状態で、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する利得ＰＧを全体的に小さくすることができる。すなわち、後述する図５で示されるような「ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC対合成コレクタ電流Ｉｔ」の関係を全体的に上下にシフトさせることができる。
【００７９】
次に、上記のような構成の携帯電話機の動作について説明する。
【００８０】
まず、送信時の動作について説明する。モデム３により変調されたベースバンド送信信号は、まず、送信系回路１のＱＰＳＫ変調回路１１に入力される。ＱＰＳＫ変調回路１１は、ベースバンド送信信号をＱＰＳＫ変調して、例えば、１３０ＭＨｚのＩＦ送信信号に変換し、送信側ＡＧＣ増幅回路１２に出力する。次に、送信側ＡＧＣ増幅回路１２は、ＩＦ送信信号を増幅し、ミキサ１３に出力する。ミキサ１３は、増幅されたＩＦ送信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８００ＭＨｚのＲＦ送信信号に変換して、バンドパスフィルタ１４に出力する。バンドパスフィルタ１４は、ＲＦ送信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、パワーアンプ１５に出力する。パワーアンプ１５は、不要信号成分が除去されたＲＦ送信信号を増幅して、デュプレクサ４に出力する。デュプレクサ４に出力されたＲＦ送信信号は、共用アンテナ５から空間中に放射される。
【００８１】
次に、受信時の動作について説明する。共用アンテナ５によって捕捉された信号電波は、デュプレクサ４を介して、電気的なＲＦ受信信号に変換され、受信系回路２のローノイズアンプ２１に出力される。ローノイズアンプ２１は、入力されたＲＦ受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ２２に出力する。バンドパスフィルタ２２は、ＲＦ受信信号に含まれる不要信号成分を除去した後、ミキサ２３ａに出力する。ミキサ２３は、ＲＦ受信信号を局部発振器１６からの局部発振信号と混合し、例えば、８５ＭＨｚのＩＦ受信信号に変換して、ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４とＦＭ用バンドパスフィルタ２５とに出力する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５は、それぞれ入力されたＩＦ受信信号を、ＣＤＭＡ用の信号成分、ＦＭ用の信号成分に変換する。ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ２４およびＦＭ用バンドパスフィルタ２５によって変換されたＣＤＭＡ用の受信信号およびＦＭ用の受信信号は、設定モードに応じて、いずれか一方の信号成分のみが、次段の受信側ＡＧＣ増幅回路２６に選択的に出力される。受信側ＡＧＣ増幅回路２６は、選択的に入力されたＣＤＭＡ用の受信信号またはＦＭ用の受信信号を増幅し、ＱＰＳＫ復調回路２７に出力する。ＱＰＳＫ復調回路２７は、増幅された受信信号をＱＰＳＫ復調してモデム３に出力する。
【００８２】
モデム３内に入力された受信信号は、受信信号強度検出回路３３によってその受信強度（信号レベル）が検出される。受信信号強度検出回路３３によって検出された受信強度を示す信号は、比較回路３４に出力される。比較回路３４は、受信強度と、別途入力された強度基準データＤ１１とを比較し、その差分を示す信号を図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路を介して受信側ＡＧＣ増幅回路２６に出力する。また、比較回路３４からの差分を示す信号は、送信出力補正回路３５にも出力される。図示しない受信側ＡＧＣ電圧補正回路は、比較回路３４からの信号によって示された差分が「０」になるように、すなわち受信信号強度検出回路３３の出力が強度基準データＤ１１と一致するように受信側ＡＧＣ電圧Ｖ_RX-AGCを出力して受信側ＡＧＣ増幅回路２６の利得を制御する。
【００８３】
送信出力補正回路３５は、比較回路３４から入力された差分を示す信号と、別途入力された送信出力補正データＤ１２とに基づいて、送信側ＡＧＣ増幅回路１２の利得を制御する。なお、送信出力補正データＤ１２は、携帯電話機と図示しない基地局との間の回線状況に応じたデータである。また、送信出力補正回路３５による利得の制御は、被変調信号が受信信号のレベルに逆比例するように、且つ、送信出力補正データＤ１２に応じた制御がなされるように送信側ＡＧＣ増幅回路１２に送信側ＡＧＣ電圧Ｖ_TX-AGCを出力することにより行われる。
【００８４】
次に、本発明の特徴部分である送信側ＡＧＣ増幅回路１２および受信側ＡＧＣ増幅回路２６に適用されるＡＧＣ増幅回路の動作について説明する。
【００８５】
図２に示したＡＧＣ増幅回路では、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCは、入力端子５３を介して、コントロール回路４２の差動増幅部４５に入力される。より具体的には、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCは、差動増幅部４５において、複数の差動増幅回路を形成するトランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）の第１のトランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1の各ベース端子に入力される。差動増幅部４５にＡＧＣ電圧Ｖ_AGCが入力されると、トランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）の電圧／電流変換作用により、各トランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1に、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCの大きさに応じたコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nが流れる。
【００８６】
ここで、差動増幅部４５における複数の差動増幅回路には、それぞれ異なる電圧Ｖ₁，Ｖ₂，…，Ｖ_nが印加されると共に、それぞれ異なる電流源Ｉａ₁，Ｉａ₂，Ｉａ₃，…，Ｉａ_nから電流が供給されているので、トランジスタ対（Ｔａ₁，Ｔａ₂），（Ｔａ₃，Ｔａ₄），…（Ｔａ_2n-1，Ｔａ_2n）における第１のトランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1には、異なる値のコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nが流れる。コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nは、互いに異なる温度依存性を有しており、それぞれの電流を合成した合成コレクタ電流Ｉｔは、結果としてＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する温度依存性が減少する。また、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nは、それぞれの電流を合成した場合に、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する直線性が改善されるような値の電流となっており、合成コレクタ電流ＩｔのＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する直線性が改善される。
【００８７】
コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nが合成された合成コレクタ電流Ｉｔは、カレントミラー回路４４の作用により、トランジスタＴ２３のコレクタ電流として与えられる。可変増幅回路４１のトランジスタＴ２４には、カレントミラー回路４６の作用により、トランジスタＴ２３に流れる合成コレクタ電流Ｉｔに連動してコレクタ電流Ｉ_AGC1が流れる。可変増幅回路４１を複数従属接続した場合には、従属接続された他の可変増幅回路のトランジスタＴ２５，Ｔ２６，…に、可変増幅回路４１のトランジスタＴ２４と同様に、トランジスタＴ２３に流れる合成コレクタ電流Ｉｔに連動してコレクタ電流Ｉ_AGC2，Ｉ_AGC3，…が流れる。
【００８８】
ここで、可変増幅回路４１においては、理論的に、コレクタ電流Ｉ_AGC1が指数関数的にコントロールされると、トランジスタＴ２７，Ｔ２８の利得が直線的に変化する。従って、コントロール回路４２において、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに応じて流れる差動増幅部４５の各トランジスタＴａ₁，Ｔａ₃，…Ｔａ_2n-1の合成コレクタ電流Ｉｔが指数関数的に制御されれば、可変増幅回路４１におけるコレクタ電流Ｉ_AGC1が指数関数的にコントロールされることになり、トランジスタＴ２７，Ｔ２８の利得を直線的に制御することが可能となる。これは、可変増幅回路４１を複数従属接続した場合の他の可変増幅回路についても同様である。
【００８９】
このように、本実施の形態においては、複数の差動増幅回路に流れるコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nを合成した合成コレクタ電流Ｉｔに基づいて、可変増幅回路４１の増幅用のトランジスタＴ２７、Ｔ２８の電流が制御され、その結果として、トランジスタＴ２７、Ｔ２８の利得が制御される。このとき、合成コレクタ電流ＩｔのＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する温度依存性や直線性は、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nのそれぞれの温度特性や電流値を最適化することにより改善されているので、最終的に、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する可変増幅回路４１の利得の温度依存性や直線性が改善される。
【００９０】
次に、図５〜図７を参照して、複数のコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nによって及ぼされる作用について説明する。なお、図５〜図７において、横軸は、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC［Ｖ］を示し、縦軸は電流［μＡ］を示している。これらの図に示したように、例えば、合成コレクタ電流Ｉｔの１０［μＡ］〜１００［μＡ］の変化量は、可変増幅回路４１の１段当たりの利得変化量ΔＰＧの２０［ｄＢ］に相当する。
【００９１】
図５は、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する各コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nおよび合成コレクタ電流Ｉｔの関係を示したものである。同図に示した関係は、図２に示したコントロール回路２において、以下の条件式（１），（２）を満足することにより得られたものである。条件式（１）において、Ｖ₁，Ｖ₂，Ｖ₃，…Ｖ_nは、図２に示したように、差動増幅部４５の第２のトランジスタＴａ₂，Ｔａ₄，…Ｔａ_2nの各ベース端子に印加される電圧である。
【００９２】
Ｖ₁−Ｖ₂＝Ｖ₂−Ｖ₃＝…＝Ｖ_n-1−Ｖ_n …（１）
（Ｉ_n-3＋Ｉ_n-2）＜（Ｉ_n-1＋Ｉ_n） …（２）
【００９３】
ここで、条件式（１）は、主としてＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する合成コレクタ電流Ｉｔの温度依存性の改善に寄与する。条件式（１）においては、例えば、Ｖ_n-1−Ｖ_n＝５０ｍＶに設定される。また、条件式（２）は、主としてＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する合成コレクタ電流Ｉｔの直線性の改善に寄与する。図５に示したように、各コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nは、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対して直線的ではないが、条件式（２）により、各コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nを合成した合成コレクタ電流Ｉｔは、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対して直線的になる。
【００９４】
次に、合成コレクタ電流Ｉｔの温度依存性が改善される原理について、図５および図６を参照して説明する。図６は、合成コレクタ電流Ｉｔの温度特性を、差動増幅部４５の１段目の差動増幅器におけるコレクタ電流Ｉ₁の温度特性と共に示している。以下では、図５および図６におけるＶ_AGC＝１．９Ｖの点に関して説明する。
【００９５】
図５に示したように、Ｖ_AGC＝１．９Ｖにおける合成コレクタ電流Ｉｔは、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，Ｉ₄の合成電流となっている。ここで、コレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂は、Ｖ_AGC＝１．９Ｖの点においては、負の温度係数を有している。逆に、コレクタ電流Ｉ₃，Ｉ₄は、Ｖ_AGC＝１．９Ｖの点においては、正の温度係数を有している。なお、負の温度係数とは、例えば、温度が上昇した場合に、同一のＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対して出力される電流が減少するような特性をもたらす係数である。また、正の温度係数とは、負の温度係数の特性とは、逆の特性をもたらす係数である。例えば、図６に示したように、コレクタ電流Ｉ₁は、Ｖ_AGC＝１．９Ｖの点において、温度が２５°Ｃの場合における電流Ｉ_1Aよりも、温度が７５°Ｃの場合における電流Ｉ_1Bの方が減少しており、負の温度係数を有していることが分かる。なお、同じコレクタ電流Ｉ₁であっても、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCが異なる位置においては、逆の温度係数を有している。例えば、図６に示したように、コレクタ電流Ｉ₁は、Ｖ_AGC＝２．０Ｖの点において、温度が２５°Ｃの場合における電流Ｉ_1Aよりも、温度が７５°Ｃの場合における電流Ｉ_1Bの方が増加しており、正の温度係数を有していることが分かる。
【００９６】
このように、正と負の逆の特性の温度係数を有するコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，Ｉ₄を合成することにより、温度変化にによって生ずるコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂の変化量（ΔＩ₁＋ΔＩ₂）と、コレクタ電流Ｉ₃，Ｉ₄の変化量（ΔＩ₃＋ΔＩ₄）とが互いに相殺するように作用し、結果的に合成コレクタ電流Ｉｔの温度依存性が小さくなる。このことは、図６に示した温度特性からも明らかである。すなわち、コレクタ電流Ｉ₁単独では、温度が２５°Ｃの場合（電流Ｉ_1A）と、温度が７５°Ｃの場合（電流Ｉ_1B）とで大きく異なり、温度依存性が大きくなっているのに対し、合成コレクタ電流Ｉｔの温度特性は、温度が２５°Ｃの場合（電流ＩｔＡ）と、温度が７５°Ｃの場合（電流ＩｔＢ）とで変化量が小さく、温度依存性が小さくなっている。
【００９７】
本実施の形態では、図６に示したような温度依存性の小さい合成コレクタ電流Ｉｔに基づいて、可変増幅回路４１におけるトランジスタＴ２７，Ｔ２８が制御されるため、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対して、優れた利得可変傾斜と優れた温度特性を有することになる。
【００９８】
なお、上述の条件式（１）で示した「Ｖ₁−Ｖ₂，Ｖ₂−Ｖ₃，…Ｖ_n-1−Ｖ_n」の条件を、差動増幅部４５のそれぞれの差動増幅回路に対して個別に設定することで、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する合成コレクタ電流Ｉｔの傾斜を任意に変えることが可能である。
【００９９】
図７は、Ｖ₁−Ｖ₂＝４０ｍＶとし、他の部分、すなわち、Ｖ₂−Ｖ₃＝…＝Ｖ_n-1−Ｖ_nについては、５０ｍＶとすることにより得られた、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する合成コレクタ電流Ｉｔの関係を示したものである。同図において、符号Ｉｔ１で示した部分が図５に示した合成コレクタ電流Ｉｔの特性に相当し、符号Ｉｔ２で示した部分が、Ｖ₁−Ｖ₂のみ４０ｍＶとしたことにより得られた特性を示している。また、同図において、符号Ｉ₁′で示した部分が、Ｖ₁−Ｖ₂＝４０ｍＶとすることにより、変化したコレクタ電流Ｉ₁の特性を示している。このように、Ｖ₁−Ｖ₂のみ４０ｍＶとした場合には、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC＝２Ｖ付近における、合成コレクタ電流ＩｔのＡＧＣ電圧Ｖ_AGC対する直線性が改善されている。
【０１００】
ところで、一般の高周波回路用のデバイスでは、浮遊容量や残留インダクタンスの影響で、高い周波数域において、電流の大きいところで利得の変化が小さくなると共に、電流の小さいところで利得の変化が大きくなるという傾向がある。従って、図２に示したＡＧＣ増幅回路において、例えば、可変増幅回路４１のトランジスタＴ２７，Ｔ２８の利得は、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGC＝２Ｖ付近における合成コレクタ電流Ｉｔに対して指数関数的には変化しなくなる。このような領域において、上述の「Ｖ₁−Ｖ₂，Ｖ₂−Ｖ₃，…Ｖ_n-1−Ｖ_n」の条件を、他の領域とは異ならせることで、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する利得の傾斜が直線的になるように改善することが可能となる。
【０１０１】
以上説明したように、本実施の形態に係るＡＧＣ増幅回路または携帯電話機によれば、コントロール回路４２において、差動増幅部４５における複数の差動増幅回路に入力されたＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対応して流れる複数のコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nを合成し、その合成した合成コレクタ電流Ｉｔに基づいて、可変増幅回路４１の利得を制御するようにしたので、例えば、複数のコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nを適宜調整することで、例えば温度依存性等が小さくなるような所望の利得性能を得ることが可能となる。
【０１０２】
例えば、本実施の形態によれば、複数のコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nが、互いに異なる温度依存性を有し、それぞれの電流を合成した場合に、結果としてＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する温度依存性が減少するように設定されているので、可変増幅回路４１の利得を制御するための合成コレクタ電流Ｉｔの温度依存性を改善することができ、これにより、可変増幅回路４１の利得の温度依存性を改善することができる。また、本実施の形態によれば、例えば、複数のコレクタ電流Ｉ₁，Ｉ₂，Ｉ₃，…，Ｉ_nが、互いに異なる電流となっており、それぞれの電流を合成した場合に、結果としてＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する直線性が改善されるように設定されているので、可変増幅回路４１の利得を制御するための合成コレクタ電流ＩｔのＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する直線性を改善することができ、これにより、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する可変増幅回路４１の利得の直線性を改善することができる。
【０１０３】
以上のように、本実施の形態に係る携帯電話機によれば、ＡＧＣ電圧Ｖ_AGCに対する直線性や温度依存性が改善されるので、例えば、温度変化によって送信電力に誤差が生じ、通信に支障をきたすような事態を防止することができ、良好な通信状態を維持することが可能となる。
【０１０４】
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず種々の変形実施が可能である。例えば、上記実施の形態では、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のデュアルモードで動作する場合について説明したが、本発明は、ＣＤＭＡ方式およびＦＭ方式のうちのいずれか一方の方式のみで動作する場合にも適用することが可能である。また、ＣＤＭＡ方式やＦＭ方式に限らず、例えば、ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access ：時間分割多元接続）方式やＦＤＭＡ(Frequency Division Multiple Access ：周波数分割多重）方式等の他の方式の通信機器にも適用することが可能である。更に、本発明の利得可変増幅回路および利得制御回路は、通信機器に限らず、内部に利得を制御するための回路を必要とするその他の機器全般に適用可能である。
【０１０５】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１ないし８のいずれか１項に記載の利得可変増幅回路もしくは請求項９記載の利得制御回路または請求項１０記載の通信機器によれば、制御回路において、複数の差動増幅回路に入力された利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の制御電流を合成し、その合成した制御電流に基づいて、可変増幅回路の利得を制御するようにしたので、例えば、複数の差動増幅回路に流れる制御電流を適宜調整することで、例えば温度依存性等が小さくなるような所望の利得性能を得ることが可能となるという効果を奏する。
【０１０６】
特に、複数の差動増幅回路に、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する温度依存性が減少するような、互いに異なる温度依存性を有する制御電流が流れるようにしたので、可変増幅回路の利得を制御するための合成の制御電流の温度依存性を改善することができ、これにより、可変増幅回路の利得の温度依存性を改善することができるいう効果を奏する。
【０１０７】
また特に、請求項２記載の利得可変増幅回路によれば、請求項１に記載の利得可変増幅回路において、複数の差動増幅回路に、それぞれの電流を合成した場合に、結果として利得制御電圧に対する直線性が改善されるような、互いに異なる値の制御電流が流れるようにしたので、可変増幅回路の利得を制御するための合成の制御電流の利得制御電圧に対する直線性を改善することができ、これにより、利得制御電圧に対する可変増幅回路の利得の直線性を改善することができるという効果を奏する。
【０１０８】
特に、請求項４記載の利得可変増幅回路によれば、請求項３に記載の利得可変増幅回路において、複数の差動増幅回路に、それぞれ異なる電流を供給する電流源が接続されていると共に、一対のトランジスタのうちの第２のトランジスタのベース端子を介して、それぞれ異なる値の電圧が印加されるようにしたので、利得制御用の利得制御電圧に対応して流れる複数の差動増幅回路における制御電流を、それぞれ異ならせることが可能となる。可変増幅回路の利得は、複数の差動増幅回路における制御電流を合成した電流に基づいて制御されるので、複数の差動増幅回路における制御電流を適宜異ならせることにより、所望の性能で利得の制御を行うことが可能となる。
【０１０９】
また特に、請求項６記載の利得可変増幅回路によれば、請求項５に記載の利得可変増幅回路において、「Ｖ₁−Ｖ₂＝Ｖ₂−Ｖ₃＝…＝Ｖ_n-1−Ｖ_n」の条件式における「Ｖ₁−Ｖ₂，Ｖ₂−Ｖ₃，…Ｖ_n-1−Ｖ_n」の値を部分的に異ならせるようにしたので、例えば、利得制御電圧に対する直線性を部分的に改善させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態に係る通信機器としての携帯電話機の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示した携帯電話機におけるＡＧＣ増幅回路の詳細な構成例を示す回路図である。
【図３】図２に示したＡＧＣ増幅回路における電流源に適用される電流回路の一構成例を示す回路図である。
【図４】図２に示したＡＧＣ増幅回路における電流源に適用される電流回路の他の構成例を示す回路図である。
【図５】図２に示したＡＧＣ増幅回路の各部を流れる制御電流について示す説明図である。
【図６】図２に示したＡＧＣ増幅回路の各部を流れる制御電流の温度特性について説明するための特性図である。
【図７】図２に示したＡＧＣ増幅回路の各部を流れる制御電流に対する設定方法の変形例について示す説明図である。
【図８】従来の一般的なＡＧＣ増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図９】図８に示したＡＧＣ増幅回路におけるコントロール回路に流れる制御電流の温度依存性について説明するための特性図である。
【図１０】図８に示したＡＧＣ増幅回路における利得の温度依存性について説明するための特性図である。
【符号の説明】
１送信系回路
２受信系回路
３モデム
４デュプレクサ
５共用アンテナ
１１ＱＰＳＫ変調回路
１２送信側ＡＧＣ増幅回路
１５パワーアンプ（ＰＡ）
１６局部発振器
２１ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
２４ＣＤＭＡ用バンドパスフィルタ
２５ＦＭ用バンドパスフィルタ
２６受信側ＡＧＣ増幅回路
２７ＱＰＳＫ復調回路
３３受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ）
３４比較回路
４１可変増幅回路
４２コントロール回路
４４，４６カレントミラー回路
４５差動増幅部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a variable gain amplifier circuit having a gain control function, a gain control circuit that performs variable gain control, and a communication device such as a mobile phone that performs processing related to signal transmission and reception using the variable gain amplifier circuit.
[0002]
[Prior art]
The gain control circuit controls the output signal of the amplifier circuit to a desired level by variably controlling the gain of the amplifier circuit according to an input signal or the like. A circuit that automatically performs such gain control in accordance with an input signal or the like is called an “AGC (Automatic Gain Control) circuit”. A variable gain amplifier circuit (hereinafter referred to as “AGC amplifier circuit”) that variably amplifies the gain by using the AGC function of the AGC circuit is used in a signal processing circuit such as a cellular phone, for example.
[0003]
For example, in a CDMA (Code Division Multiple Access) type mobile phone, in order to maintain the strength of the received signal and the strength of the signal reached at the base station, The transmission power is controlled. More specifically, for example, control is performed to increase the signal output level of the mobile station as the distance between the mobile station (cellular phone) and the base station increases. In order to perform such control, a CDMA cellular phone requires an AGC amplifier circuit that can change the gain linearly by 80 dB or more in the receiving circuit and the transmitting circuit. In the CDMA mobile phone, the signal level of the received signal is reflected in the transmission power in this way, thereby maintaining communication of 40 or more users assigned to one frequency band.
[0004]
In order to reflect the signal level of the received signal in the transmission power, it is necessary to operate the AGC amplifier circuit on the transmission side and the AGC amplifier circuit on the reception side in conjunction with each other. It is required that there is an excellent linearity relationship between the value of the AGC voltage input to each AGC amplifier circuit and the gain in each AGC amplifier circuit over a wide dynamic range.
[0005]
FIG. 8 shows a configuration example of a general AGC amplifier circuit used in a CDMA mobile phone or the like. The AGC amplifier circuit shown in this figure includes a variable amplifier circuit 101 that can variably amplify an input signal IN, and a control circuit 102 that controls gain in the variable amplifier circuit 101. In the AGC amplifier circuit shown in this figure, an input signal IN is input via the input terminals 114 and 115 of the variable amplifier circuit 101, and an AGC voltage (gain control voltage) V is input via the input terminal 113 of the control circuit 102._AGCIs entered. In the AGC amplifier circuit shown in this figure, an output signal OUT amplified by the variable amplifier circuit 101 is output via output terminals 117 and 118.
[0006]
The variable amplifier circuit 101 includes resistors R111 and R112 provided as load resistors, a pair of transistors T107 and T108 provided for amplification, and a transistor T104 serving as a current source in the variable amplifier circuit 101. A power supply voltage Vcc is applied to the variable amplifier circuit 101 via an input terminal 116.
[0007]
In the variable amplifier circuit 101, one ends of the resistors R111 and R112 are commonly connected to an input terminal 116 to which a power supply voltage Vcc is applied. The other end of the resistor R111 is connected to the collector terminal of the transistor T107. The other end of the resistor R112 is connected to the collector terminal of the transistor T108. An output terminal 117 for outputting an output signal OUT is connected between the resistor R111 and the collector terminal of the transistor T107. An output terminal 118 for outputting an output signal OUT is connected between the resistor R112 and the collector terminal of the transistor T108. The base terminals of the transistors T107 and T108 are connected to input terminals 114 and 115 to which an input signal IN is input, respectively. The emitter terminals of the transistors T107 and T108 are commonly connected to the collector terminal of the transistor T104. The emitter terminal of the transistor T104 is grounded. The base terminal of the transistor T104 is connected to the control circuit 102.
[0008]
The control circuit 102 is a circuit for realizing a so-called AGC function for the variable amplifier circuit 101. The control circuit 102 includes a pair of transistors T101 and T102 having a voltage / current conversion function, a transistor T103 that forms a current mirror circuit 104 with a transistor T104 of the variable amplifier circuit 101, and a pair of transistors that form a current mirror circuit 103. Transistors T109 and T110 are included. A power supply voltage Vcc is applied to the control circuit 102 via input terminals 111 and 112.
[0009]
In the control circuit 102, the AGC voltage V is applied to the base terminal of the transistor T101._AGCIs connected to the input terminal 113. The collector terminal of the transistor T101 is connected to the current mirror circuit 103. The emitter terminals of the transistors T101 and T102 are commonly connected to a current source Ia that supplies a current having a current value I0. A fixed voltage VB is applied to the base terminal of the transistor T102. An input terminal 112 to which the power supply voltage Vcc is applied is connected to the collector terminal of the transistor T102.
[0010]
The base terminals of the pair of transistors T109 and T110 forming the current mirror circuit 103 are commonly connected to the base terminals of each other. The base terminals of the transistors T109 and T110 are diode-connected to the collector terminal of the transistor T109. The emitter terminals of the transistors T109 and T110 are commonly connected to the input terminal 111 to which the power supply voltage Vcc is applied. The collector terminal of the transistor T109 is connected to the collector terminal of the transistor T101. The collector terminal of the transistor T110 is connected to the collector terminal of the transistor T103. The base terminal of the transistor T103 is connected to the base terminal of the transistor T104 in the variable amplifier circuit 101, and forms a current mirror circuit 104 with the transistor T104. The base terminal of the transistor T103 is diode-connected to its collector terminal. The emitter terminal of the transistor T103 is grounded.
[0011]
In the figure, the variable amplifier circuit 101 has only one stage, but the variable amount of gain obtained by the single stage variable amplifier circuit 101 is about 30 to 40 dB. Therefore, in order to realize a variable amount of gain of 80 dB or more required for a normal CDMA mobile phone, it is actually necessary to connect three or more stages of circuits equivalent to the variable amplifier circuit 101 in cascade. . In this connection, as shown in the figure, the base terminals of the transistors T105, T106,... Corresponding to the transistor T104 are commonly connected to the base terminal of the transistor T104 and also connected to the base terminal of the transistor T103 in the control circuit 102. Then, similarly to the current mirror circuit 104 formed by the transistor T104, the current mirror circuit is formed by the transistor T103 and the transistors T105, T106,.
[0012]
In the AGC amplifier circuit configured as described above, the AGC voltage V_AGCIs input to the transistor T101 by the voltage / current conversion action of the pair of transistors T101 and T102 in the control circuit 102._AGCA collector current I101 flows according to the magnitude of. The collector current I102 flows through the transistor T103 in conjunction with the collector current I101 in the transistor T101 due to the action of the current mirror circuit 103. Further, the transistor T104 of the variable amplifier circuit 101 has a collector current I linked to the collector current I102 in the transistor T103 by the action of the current mirror circuit 104._AGC1Flows. When a plurality of variable amplifier circuits 101 are connected in cascade, the transistors T105, T106,... Of the other variable amplifier circuits connected in cascade are linked to the collector current I102 in the transistor T103 in the same manner as the transistor T104 of the variable amplifier circuit 101. Collector current I_AGC2, I_AGC3, ... flows.
[0013]
Here, in the variable amplifier circuit 101, theoretically, the collector current I_AGC1Is controlled exponentially, the gains of the transistors T107 and T108 change linearly. Therefore, in the control circuit 102, the AGC voltage V_AGCIf the collector current I101 of the transistor T101 that flows in response to the current is controlled exponentially, the collector current I in the variable amplifier circuit 101_AGC1Is controlled exponentially, and the gains of the transistors T107 and T108 can be controlled linearly. The same applies to other variable amplifier circuits when a plurality of variable amplifier circuits 101 are cascade-connected.
[0014]
Next, the gain PG [dB] obtained by the AGC amplifier circuit as described above will be described.
[0015]
In general, the above-described AGC amplifier circuit has a relationship represented by the following formula (A). In the formula (A), q is a unit charge of electrons, k is a Boltzmann constant, and T is an absolute temperature. Equation (A) is obtained by using the collector current I of the transistor T104 corresponding to the constant current source in the variable amplifier circuit 101._AGC1Is controlled exponentially, the power gain PG [dB] of the transistors T107 and T108 changes linearly.
[0016]
PG∝20log (I_AGC1* Q / kT) (A)
[0017]
Further, the above-described AGC amplifier circuit has a relationship represented by the following formula (B). In the formula (B), Is is the reverse saturation current of the transistor T104. Equation (B) is a linearly varying AGC voltage V_AGCThe collector current I of the variable amplifier circuit 101 is_AGC1Indicates an exponential change. As can be seen from the above equations (A) and (B), the power gain PG of the AGC amplifier circuit shown in FIG._AGCSimilarly, it changes linearly according to the linear change.
[0018]
I_AGC1∝Is * exp (V_AGC* Q / kT) (B)
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
[0020]
As described above, in the AGC amplifier circuit, the collector current I in the variable amplifier circuit 101 theoretically._AGC1Is controlled exponentially, the gains of the transistors T107 and T108 change linearly. At this time, the current I_AGC1Is exponentially controlled by the transistors T101, 102 of the control circuit 102, the power gain PG of the AGC amplifier circuit is the AGC voltage V_AGCIt changes linearly according to the linear change. Where AGC voltage V_AGCThe gain of the variable amplifier circuit 101 is preferably kept constant even when the external environment such as temperature changes. However, in the conventional AGC amplifier circuit, as described below, for example, depending on the temperature, the AGC voltage V_AGCAnd the gain of the variable amplifier circuit 101 is lost.
[0021]
FIG. 9 shows the AGC voltage V_AGCAnd the horizontal axis represents the AGC voltage V. FIG._AGCThe vertical axis indicates the collector current I101. FIG. 10 shows the AGC voltage V_AGCAnd the gain PG of the variable amplifier circuit 101 is a diagram showing the relationship of temperature dependence, with the horizontal axis representing the AGC voltage V_AGCThe vertical axis represents the gain PG. In these figures, the relationship is shown for three cases of temperatures of 75 ° C. (reference numerals 104 and 107), 25 ° C. (reference numerals 103 and 106), and −25 ° C. (reference numerals 105 and 108), respectively.
[0022]
As shown in FIG. 9, the AGC voltage V_AGCThe relationship between the collector current I101 of the transistor T101 and the transistor T101 differs depending on whether the temperature is 75 ° C, 25 ° C, or -25 ° C. At this time, the AGC voltage V_AGCIs a relationship in which the temperature characteristics are substantially symmetric with respect to a point where the value of is substantially the same as the fixed voltage VB applied to the base terminal of the transistor T102. For example, when the temperature is 75 ° C., the AGC voltage V_AGCIs smaller than VB, the temperature characteristic is negative with respect to the case of 25 ° C., and the collector current I101 decreases. Conversely, the AGC voltage V_AGCIs larger than VB, the temperature characteristic is positive with respect to the case of 25 ° C., and the collector current I101 increases. Further, when the temperature is −25 ° C., the temperature characteristic tends to be opposite to that when the temperature is 75 ° C. AGC voltage V_AGCThe value of the collector current I101 of the transistor T101 is ½ of the current value I0 supplied from the current source Ia connected to the transistors T101 and T102. The reason why the collector current I101 has temperature dependency is due to the temperature characteristic of the base-emitter voltage Vbe of the transistor T101.
[0023]
Thus, the AGC voltage V_AGCSince the collector current I101 of the transistor T101 has a temperature dependency on the AGC voltage V_AGCThe gain PG of the transistors T107 and 108 with respect to the AGC voltage V_AGCTemperature dependence similar to the collector current I101.
[0024]
As described above, in the conventional AGC amplifier circuit, the AGC voltage V_AGCSince the transistors T101 and T102 having a voltage / current conversion function have temperature dependency, the gain of the AGC amplifier circuit varies depending on the temperature, and the AGC voltage V_AGCThere is a problem that the slope of the gain PG changes with respect to the angle. Such temperature dependency becomes a more serious problem particularly when a plurality of variable amplifier circuits 101 are connected in cascade. AGC voltage V_AGCFor example, in a CDMA mobile phone, the transmission power is set to the AGC voltage V_AGCTherefore, there is a problem that there is a possibility that an error occurs in transmission power due to a change in temperature, which may hinder communication. As described above, conventionally, there has been a problem that a desired gain performance cannot be obtained.
[0025]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a variable gain amplifier circuit, a gain control circuit, and a communication device that can obtain desired gain performance that reduces temperature dependence, for example. Is to provide.
[0026]
[Means for Solving the Problems]
  The variable gain amplifying circuit according to claim 1 includes a variable amplifying circuit capable of changing a gain, a plurality of differential amplifying circuits connected in parallel to each other, and a gain input to the plurality of differential amplifying circuits. And a control circuit that combines a plurality of control currents that flow corresponding to the control gain control voltage and controls the gain of the variable amplifier circuit based on the combined control current.In addition, when currents are combined in a plurality of differential amplifier circuits, control currents having different temperature dependencies flow such that the temperature dependency on the gain control voltage decreases as a result. is there.
[0027]
In this variable gain amplifier circuit, the control circuit combines a plurality of control currents that flow corresponding to the gain control voltages for gain control input to the plurality of differential amplifier circuits, and based on the combined current, The gain of the variable amplifier circuit is controlled.
[0029]
  Also,In this variable gain amplifier circuit, control currents having different temperature dependencies flow through a plurality of differential amplifier circuits, and when these currents are combined, the temperature dependency on the gain control voltage is reduced as a result.
[0030]
  Claim2The variable gain amplifier circuit according to claim1In the described variable gain amplifier circuit, when currents are combined in a plurality of differential amplifier circuits, control currents having different values flow so that the linearity with respect to the gain control voltage is improved as a result. It is a thing.
[0031]
In this variable gain amplifier circuit, control currents having different values flow through a plurality of differential amplifier circuits, and when the respective currents are combined, the linearity with respect to the gain control voltage is improved as a result.
[0032]
  Claim3The variable gain amplifier circuit described in claim 1 is provided.Or 2In the variable gain amplifier circuit described above, the plurality of differential amplifier circuits each include a pair of transistors, and gain control is performed via the base terminals of the first transistors of the pair of transistors. A voltage is applied in common.
[0033]
In this variable gain amplifier circuit, in a plurality of differential amplifier circuits each including a pair of transistors, a gain control voltage is commonly applied via the base terminal of the first transistor of the pair of transistors.
[0034]
  Claim4The variable gain amplifier circuit according to claimTo 3In the variable gain amplifier circuit described above, a current source that supplies different currents to each of the plurality of differential amplifier circuits is connected, and via the base terminal of the second transistor of the pair of transistors, Different voltages are applied to each other.
[0035]
In the variable gain amplifier circuit, different currents are supplied to the plurality of differential amplifier circuits, and different values are supplied to the base terminals of the second transistors of the pair of transistors in the plurality of differential amplifier circuits. Since the voltage is applied, the control currents in the plurality of differential amplifier circuits flowing corresponding to the gain control voltage for gain control can be made different from each other. Since the gain of the variable amplifier circuit is controlled based on the current obtained by combining the control currents in the plurality of differential amplifier circuits, the gain of the gain can be improved with a desired performance by appropriately varying the control currents in the plurality of differential amplifier circuits. Control is possible.
[0036]
   Claim5The variable gain amplifier circuit according to claim4In the described variable gain amplifier circuit, the voltage value applied to the base terminal of each second transistor of the plurality of differential amplifier circuits is represented by V₁, V₂, V_Three, ... V_n(N is an integer)₁-V₂= V₂-V_Three= ... = V_n-1-V_nIs satisfied.
[0037]
In this variable gain amplifier circuit, the voltage value applied to the base terminal of each second transistor of the plurality of differential amplifier circuits is “V₁-V₂= V₂-V_Three= ... = V_n-1-V_nBy satisfying the conditional expression, the temperature dependence on the gain control voltage is improved.
[0038]
  Claim6The variable gain amplifier circuit according to claimTo 5“V” of the conditional expression in the variable gain amplifier circuit described₁-V₂, V₂-V_Three, ... V_n-1-V_nThe value of “is partially different.
[0039]
In this variable gain amplifier circuit, the conditional expression “V₁-V₂, V₂-V_Three, ... V_n-1-V_nIt is possible to partially improve, for example, linearity with respect to the gain control voltage.
[0040]
  Claim7The variable gain amplifier circuit according to claim4In the variable gain amplifier circuit described above, in a plurality of differential amplifier circuits, a collector current as a control current flowing in the collector terminal of each first transistor of at least four differential amplifier circuits arranged in series is defined as I₁, I₂, ... I_nIf n is an integer, then “(I_n-3+ I_n-2) <(I_n-1+ I_n) ”Is satisfied.
[0041]
In this variable gain amplifier circuit, in the plurality of differential amplifier circuits, the collector current as the control current flowing through the collector terminals of the first transistors of each of the at least four differential amplifier circuits arranged continuously is “(I_n-3+ I_n-2) <(I_n-1+ I_nThe linearity with respect to the gain control voltage is mainly improved by satisfying the condition “)”.
[0042]
  Claim8The variable gain amplifier circuit described above is configured such that the current source can change the current supplied to the plurality of differential amplifier circuits in the variable gain amplifier circuit according to claim 4.
[0043]
In this variable gain amplifier circuit, the current supplied from the current source can be changed as appropriate. For example, the relationship between the gain and the gain control voltage can be changed as appropriate.
[0044]
  Claim9The described gain control circuit is a gain control circuit for controlling a variable amplifier circuit capable of changing a gain, and includes a plurality of differential amplifier circuits connected in parallel to each other and a plurality of differential amplifiers. A control circuit that synthesizes a plurality of control currents that flow in response to a gain control voltage for gain control input to the circuit and controls the gain of the variable amplifier circuit based on the synthesized control current is provided. .In addition, when currents are combined in a plurality of differential amplifier circuits, control currents having different temperature dependencies flow such that the temperature dependency on the gain control voltage decreases as a result. is there.
[0045]
In this gain control circuit, a plurality of control currents that flow corresponding to the gain control voltages for gain control input to the plurality of differential amplifier circuits are synthesized by the control circuit, and variable based on the synthesized current. The gain of the amplifier circuit is controlled.
[0046]
  Claim10The described communication device is provided in at least one of a transmission device that performs signal processing on a transmission signal, a reception device that performs signal processing on a reception signal, and a transmission device or reception device, and variably amplifies the transmission signal or the reception signal The variable gain amplifier circuit includes a variable amplifier circuit capable of changing the gain and a plurality of differential amplifier circuits connected in parallel to each other. A control circuit that synthesizes a plurality of control currents that flow corresponding to the gain control voltage for gain control input to the differential amplifier circuit, and that controls the gain of the variable amplifier circuit based on the combined control current. It is provided.In addition, when currents are combined in a plurality of differential amplifier circuits, control currents having different temperature dependencies flow such that the temperature dependency on the gain control voltage decreases as a result. is there.
[0047]
In this communication device, the control circuit in the variable gain amplifier circuit combines a plurality of control currents that flow corresponding to the gain control voltages for gain control input to the plurality of differential amplifier circuits, and generates the combined current. Based on this, the gain of the variable amplifier circuit is controlled. The transmission signal or the reception signal is variably amplified based on the gain controlled by the variable gain amplifier circuit.
[0048]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0049]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a mobile phone as a communication device according to an embodiment of the present invention. In the figure, as a configuration example of a mobile phone, a part having a dual mode of a CDMA system and an FM system mainly shows a part that handles a high frequency signal. The cellular phone shown in this figure processes a transmission (TX) circuit 1 that performs signal processing on a transmission signal, a reception (RX) circuit 2 that performs signal processing on a reception signal, and a transmission system circuit 1. The transmission signal to be modulated and output, the modem 3 to which the reception signal processed in the reception system circuit 2 is input, the duplexer 4 for separating the transmission signal and the reception signal, and the radiation of the signal radio wave to be transmitted And a shared antenna 5 that receives signal radio waves from a base station (not shown).
[0050]
Here, the transmission system circuit 1 and the reception system circuit 2 correspond to specific examples of “transmission device” and “reception device” in the present invention, respectively.
[0051]
The transmission system circuit 1 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) that modulates the baseband transmission signal output from the modem 3 and outputs an IF (intermediate frequency) transmission signal, and IF transmission Transmit signal AGC voltage (gain control voltage) V_TX-AGCA transmission side AGC amplifier circuit 12 that variably amplifies the signal in response to the signal, and a mixer 13 that mixes the amplified IF transmission signal with a local oscillation signal from the local oscillator 16 to convert it to an RF (high frequency) transmission signal and output it. A band pass filter 14 for removing unnecessary signal components included in the RF transmission signal, and a power amplifier (PA) 15 for amplifying the RF transmission signal output from the band pass filter 14 and outputting the amplified signal to the duplexer 4. I have.
[0052]
The reception system circuit 2 includes a low noise amplifier (LNA) 21 for amplifying the RF reception signal input via the duplexer 4, a bandpass filter 22 for removing unnecessary signal components included in the RF reception signal, A mixer 23 for mixing an RF reception signal with a local oscillation signal from the local oscillator 16 to convert it to an IF reception signal, and a CDMA band-pass filter for converting the input IF reception signal into a CDMA signal component 24, an FM band-pass filter 25 for converting the input IF reception signal into an FM signal component, and selectively receiving the CDMA reception signal and the FM reception signal on the reception side AGC voltage. (Gain control voltage) V_RX-AGCAnd a QPSK demodulation circuit 27 for QPSK demodulating the amplified received signal.
[0053]
Here, each of the transmission side AGC amplification circuit 12 and the reception side AGC amplification circuit 26 corresponds to a specific example of “gain variable amplification circuit” in the present invention.
[0054]
The modem 3 compares the received signal strength detection circuit (RSSI) 33 for detecting the strength (received strength) of the input received signal with the received strength and the strength reference data D11, and outputs a signal indicating the difference. And a transmission output correction circuit 35 for controlling the gain of the transmission side AGC amplifier circuit 12.
[0055]
A signal indicating the difference from the comparison circuit 34 is output to the reception side AGC amplification circuit 26 via a reception side AGC voltage correction circuit (not shown). A signal indicating the difference from the comparison circuit 34 is also output to the transmission output correction circuit 35. A reception-side AGC voltage correction circuit (not shown) receives the reception-side AGC voltage V V so that the difference indicated by the signal from the comparison circuit 34 becomes “0”._RX-AGCIs output to control the gain of the AGC amplifier circuit 26 on the receiving side. The transmission output correction circuit 35 is based on the signal indicating the difference input from the comparison circuit 34 and the transmission output correction data D12 input separately, and transmits the AGC voltage V on the transmission side._TX-AGCIs output to control the gain of the transmission side AGC amplifier circuit 26.
[0056]
Here, the cellular phone according to the present embodiment is always in an operating state in order to detect the signal level of the received signal regardless of the presence or absence of substantial communication. Here, “substantial communication” refers to communication involving a telephone call. Further, in the present embodiment, it is assumed that the “reception signal” includes a signal for simply checking the signal level that is not accompanied by an incoming call.
[0057]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of an AGC amplification circuit applied to the transmission side AGC amplification circuit 12 and the reception side AGC amplification circuit 26. The AGC amplifier circuit shown in this figure includes a variable amplifier circuit 41 that can variably amplify an input signal IN, and a control circuit 42 that controls the gain in the variable amplifier circuit 41. The AGC amplifier circuit shown in this figure receives the input signal IN via the input terminals 54 and 55 of the variable amplifier circuit 41, and transmits the AGC voltage V on the transmission side via the input terminal 53 of the control circuit 42._TX-AGCOr the receiving side AGC voltage V_RX-AGC(Hereinafter, these voltages are referred to as “AGC voltage V_AGC". ) Is entered. In the AGC amplifier circuit shown in this figure, the output signal OUT amplified by the variable amplifier circuit 41 is output via the output terminals 57 and 58. Here, the control circuit 42 corresponds to a specific example of “gain control circuit” in the present invention.
[0058]
The variable amplifier circuit 41 includes resistors R11 and R12 provided as load resistors, a pair of transistors T27 and T28 provided for amplification, and a transistor T24 serving as a current source in the variable amplifier circuit 41. A power supply voltage Vcc is applied to the variable amplifier circuit 41 via an input terminal 56.
[0059]
In the variable amplifier circuit 41, one ends of the resistors R11 and R12 are commonly connected to an input terminal 56 to which a power supply voltage Vcc is applied. The other end of the resistor R11 is connected to the collector terminal of the transistor T27. The other end of the resistor R12 is connected to the collector terminal of the transistor T28. An output terminal 57 for outputting an output signal OUT is connected between the resistor R11 and the collector terminal of the transistor T27. An output terminal 58 for outputting an output signal OUT is connected between the resistor R12 and the collector terminal of the transistor T28. The base terminals of the transistors T27 and T28 are connected to input terminals 54 and 55 to which an input signal IN is input, respectively. The emitter terminals of the transistors T27 and T28 are commonly connected to the collector terminal of the transistor T24. The emitter terminal of the transistor T24 is grounded. The base terminal of the transistor T24 is connected to the control circuit 42.
[0060]
The control circuit 42 is a circuit for realizing a so-called AGC function for the variable amplifier circuit 41. The control circuit 42 includes a pair of transistors T21 and T22 that form a current mirror circuit 44, a transistor T23 that forms a current mirror circuit 46 with a transistor T24 of a variable amplifier circuit 41, and a plurality of voltage / current conversion functions. A differential amplifier 45 having differential amplifiers connected in parallel, and a plurality of resistors Ra connected in series₁, Ra₂, ..., Ra_{n + 1}(N is an integer of 2 or more). The control circuit 42 is supplied with a power supply voltage Vcc via input terminals 51 and 52. Multiple resistors Ra₁, Ra₂, ..., Ra_{n + 1}Is configured to divide the voltage applied to the plurality of differential amplifier circuits of the differential amplifier 45.
[0061]
The differential amplifier 45 includes a plurality of transistors Ta₁, Ta₂, ..., Ta_2nhave. In the differential amplifier 45, two transistors (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) As a set, and a plurality of differential amplifier circuits are formed, and the plurality of differential amplifier circuits are connected in parallel. The number of stages of the plurality of differential amplifier circuits is determined according to the dynamic range of the output current It of the differential amplifier 45.
[0062]
Transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2nThe emitter terminals of the first and second transistors in FIG. 1 are current sources Ia that supply different currents for each group.₁, Ia₂, ..., Ia_nCommonly connected to
[0063]
Transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) First transistor Ta₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1Are connected to the input terminal 53, and the AGC voltage V_AGCAre entered in common. Transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) First transistor Ta₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1These collector terminals are commonly connected to the current mirror circuit 44.
[0064]
Transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) Second transistor Ta₂, Ta_Four, ... Ta_2nAre connected in common to the input terminal 51 to which the power supply voltage Vcc is applied and the emitter terminals of the transistors T21 and T22 in the current mirror circuit 44. The transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) Second transistor Ta₂, Ta_Four, ... Ta_2nThe base terminals of the resistor Ra₁And resistance Ra₂Resistance Ra₂And resistance Ra_ThreeDuring, resistance Ra_nAnd resistance Ra_{n + 1}Are connected to each other, so that different voltages V₁, V₂, ..., V_nIs applied. Voltage V₁, V₂, ..., V_nSpecific setting values of will be described later.
[0065]
Each current source Ia for a plurality of differential amplifier circuits₁, Ia₂, Ia_Three, ..., Ia_n, For example, I0, I0 / 2, I0 / 4,..., I0 / 2^n-1Is set to The current source Ia₁, Ia₂, ..., Ia_nA specific configuration example will be described later with reference to the drawings.
[0066]
The base terminals of the pair of transistors T21 and T22 forming the current mirror circuit 44 are commonly connected to the base terminals of each other. The base terminals of the transistors T21 and T22 are diode-connected to the collector terminal of the transistor T21. The emitter terminals of the transistors T21 and T22 are commonly connected to an input terminal 51 to which the power supply voltage Vcc is applied. The collector terminal of the transistor T21 has a pair of transistors (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) First transistor Ta₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1Connected to each collector terminal. The collector terminal of the transistor T22 is connected to the collector terminal of the transistor T23. The base terminal of the transistor T23 is connected to the base terminal of the transistor T24 in the variable amplifier circuit 41, and forms a current mirror circuit 46 with the transistor T24. The base terminal of the transistor T23 is diode-connected to its collector terminal. The emitter terminal of the transistor T23 is grounded.
[0067]
Here, in the present embodiment, as described above, different voltages V are applied to the plurality of differential amplifier circuits in the differential amplifier 45.₁, V₂, ..., V_nAnd different current sources Ia₁, Ia₂, Ia_Three, ..., Ia_nCurrent is supplied from the transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) First transistor Ta₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1Current I flowing through₁, I₂, I_Three, ..., I_nAre different values.
[0068]
Collector current I flowing through a plurality of differential amplifier circuits in differential amplifier 45₁, I₂, I_Three, ..., I_nAre finally added and synthesized. The synthesized collector current It is synthesized by the action of the differential amplifier circuit so that the AGC voltage V_AGCIs controlled exponentially. The collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nIs the result of combining the currents, resulting in an AGC voltage V_AGCHave different temperature dependences, such that the temperature dependence on is reduced. Also, collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nIs the result of combining the currents, resulting in an AGC voltage V_AGCThe currents are different from each other so that the linearity with respect to is improved. Such collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nThe action exerted by will be described later with reference to FIG. The collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nCorresponds to a specific example of “a plurality of control currents” in the present invention.
[0069]
The combined collector current It is input to the variable amplifier circuit 41 via the current mirror circuit 44 and the current mirror circuit 46 and is used for control of the variable amplifier circuit 41. Thus, in the present embodiment, the collector current I flowing through the plurality of differential amplifier circuits₁, I₂, I_Three, ..., I_nBased on the combined collector current It, the currents of the amplification transistors T27 and T28 of the variable amplifier circuit 41 are controlled, and as a result, the gains of the transistors T27 and T28 are controlled. Therefore, the AGC voltage V of the combined collector current It_AGCIf the temperature dependence and linearity with respect to are improved, the AGC voltage V_AGCThus, the temperature dependence and linearity of the gain of the variable amplifier circuit 41 are improved.
[0070]
In FIG. 2, the variable amplification circuit 41 has a single-stage configuration, but the variable amount of gain obtained by the single-stage variable amplification circuit 41 is about 30 to 40 dB. Therefore, in order to realize a variable amount of gain of 80 dB or more required for a normal CDMA mobile phone, it is actually necessary to connect three or more stages of circuits equivalent to the variable amplifier circuit 41 in cascade. . In this connection, as shown in the figure, the base terminals of the transistors T25 and T26 corresponding to the transistor T24 are commonly connected to the base terminal of the transistor T24 and are connected to the base terminal of the transistor T23 in the control circuit 42. Similarly to the current mirror circuit 46 formed by the transistor T24, the transistor T23 and the transistors T25 and T26 form a current mirror circuit.
[0071]
FIG. 3 shows a current source Ia in the AGC amplifier circuit shown in FIG.₁, Ia₂, ..., Ia_nIt is a circuit diagram which shows one structural example of the current circuit applied to FIG. The current circuit shown in this figure includes a resistor R51, transistors T51 and T52, and a transistor Tb.₁, Ib₂, ..., Tb_nAnd have. A power supply voltage Vcc is applied to the current circuit shown in FIG.
[0072]
In the circuit shown in the figure, one end of the resistor R51 is connected to the input terminal 61 to which the power supply voltage Vcc is applied. The other end of the resistor R51 is connected to the collector terminal of the transistor T52. The base terminal of the transistor T52 is diode-connected to its collector terminal. The emitter terminal of the transistor T52 is connected to the collector terminal of the transistor T51. The emitter terminal of the transistor T51 is grounded. The base terminal of the transistor T51 is diode-connected to its collector terminal.
[0073]
  The base terminal of the transistor T51 is further connected to the transistor Tb.₁,Tb₂, ..., Tb_nCommonly connected to the base terminal. Transistor Tb₁,Tb₂, ..., Tb_nThese base terminals are connected in common with each other. Transistor Tb₁,Tb₂, ..., Tb_nEach of the emitter terminals is grounded. In the circuit shown in FIG.₁, Tb₂, ..., Tb_nAnd a transistor T51 form a plurality of current mirror circuits.
[0074]
  In the circuit shown in FIG.₁,Tb₂, ..., Tb_nThe collector current of the current source Ia shown in FIG.₁, Ia₂, Ia_Three, ..., Ia_nIs equivalent to the current. Thus, transistor Tb₁, Tb₂, Tb_Three, ..., Tb_nFor example, the collector current values of I0, I0 / 2, I0 / 4,..., I0 / 2^n-1Is set to Such a current value is set by the transistor Tb.₂, Tb_Three, ..., Tb_nThe element size of the transistor Tb₁, 1/2, 1/4,...^n-1It is realized by making.
[0075]
Here, if the current I51 determined by the resistor R51 and the transistors T52 and T51 has temperature characteristics, the characteristic curve of the combined collector current It shown in FIG. The circuit can have arbitrary temperature characteristics.
[0076]
FIG. 4 shows a current source Ia in the AGC amplifier circuit shown in FIG.₁, Ia₂, ..., Ia_nIt is a circuit diagram which shows the other structural example of the current circuit applied to FIG. The current source circuit shown in this figure has a configuration in which a portion corresponding to the resistor R51 in the circuit shown in FIG. 3 is replaced with a switch unit SW1 and resistors R57 to R60. Other components are the same as those of the circuit shown in FIG.
[0077]
  In the current circuit shown in the figure, the switch unit SW1 has a plurality of switches S1 to S4. The switches S1 to S4 are configured by switching elements such as CMOS (Metal-Oxide Semiconductor) transistors, for example. The switches S1 to S4 are arranged in parallel. One ends of the switches S1 to S4 are commonly connected to an input terminal 62 to which a power supply voltage Vcc is applied. The resistors R57 to R60 are arranged in parallel, respectively, and one end is connected to the switches S1 to S4. resistanceR57 to R60Is connected to the collector terminal of the transistor T52.
[0078]
In the current source circuit shown in the figure, the current I51 can be changed by selectively turning on / off the switches S1 to S4. By making the current I51 changeable, the current source Ia₁, Ia₂, Ia_Three, ..., Ia_nTransistor Tb corresponding to the current of₁, Tb₂, ..., Tb_nThe collector current I of the differential amplifier 45 shown in FIG.₁, I₂, I_Three, ..., I_nIs changed to “AGC voltage V as shown in FIG._AGC“AGC voltage V corresponding to the relationship of combined collector current It”_AGCThe gain PG of the variable amplifier circuit 41 shown in FIG. 2 can be changed in a state where the slope of “gain PG” is maintained. For example, by selectively turning on / off the switches S1 to S4, the current I51 can be reduced, so that the “AGC voltage V_AGCWhile maintaining the slope of “PG vs. gain”, the AGC voltage V_AGCThe gain PG with respect to can be reduced as a whole. That is, “AGC voltage V as shown in FIG._AGCThe relationship of the “combined collector current It” can be shifted up and down as a whole.
[0079]
Next, the operation of the mobile phone configured as described above will be described.
[0080]
First, the operation during transmission will be described. The baseband transmission signal modulated by the modem 3 is first input to the QPSK modulation circuit 11 of the transmission system circuit 1. The QPSK modulation circuit 11 performs QPSK modulation on the baseband transmission signal, converts it to, for example, a 130 MHz IF transmission signal, and outputs the IF transmission signal to the transmission side AGC amplification circuit 12. Next, the transmission-side AGC amplification circuit 12 amplifies the IF transmission signal and outputs the amplified IF transmission signal to the mixer 13. The mixer 13 mixes the amplified IF transmission signal with the local oscillation signal from the local oscillator 16, converts it to, for example, an 800 MHz RF transmission signal, and outputs the RF transmission signal to the bandpass filter 14. The bandpass filter 14 removes unnecessary signal components included in the RF transmission signal and then outputs the signal to the power amplifier 15. The power amplifier 15 amplifies the RF transmission signal from which unnecessary signal components are removed and outputs the amplified signal to the duplexer 4. The RF transmission signal output to the duplexer 4 is radiated from the shared antenna 5 into the space.
[0081]
Next, the operation at the time of reception will be described. The signal radio wave captured by the shared antenna 5 is converted into an electrical RF reception signal via the duplexer 4 and output to the low noise amplifier 21 of the reception system circuit 2. The low noise amplifier 21 amplifies the input RF reception signal and outputs the amplified RF reception signal to the band pass filter 22. The bandpass filter 22 removes unnecessary signal components included in the RF reception signal and then outputs the signal to the mixer 23a. The mixer 23 mixes the RF reception signal with the local oscillation signal from the local oscillator 16, converts it to, for example, an IF reception signal of 85 MHz, and outputs it to the CDMA bandpass filter 24 and the FM bandpass filter 25. The CDMA band-pass filter 24 and the FM band-pass filter 25 convert the input IF reception signals into CDMA signal components and FM signal components, respectively. The CDMA reception signal and the FM reception signal converted by the CDMA bandpass filter 24 and the FM bandpass filter 25 have only one signal component depending on the setting mode. The signal is selectively output to the AGC amplifier circuit 26. The reception-side AGC amplification circuit 26 amplifies the selectively input CDMA reception signal or FM reception signal and outputs the amplified signal to the QPSK demodulation circuit 27. The QPSK demodulation circuit 27 performs QPSK demodulation on the amplified received signal and outputs the demodulated signal to the modem 3.
[0082]
The received signal (signal level) of the received signal input into the modem 3 is detected by the received signal strength detection circuit 33. A signal indicating the reception intensity detected by the reception signal intensity detection circuit 33 is output to the comparison circuit 34. The comparison circuit 34 compares the received intensity with the separately input intensity reference data D11, and outputs a signal indicating the difference to the reception AGC amplifier circuit 26 via a reception AGC voltage correction circuit (not shown). A signal indicating the difference from the comparison circuit 34 is also output to the transmission output correction circuit 35. A reception-side AGC voltage correction circuit (not shown) receives the signal so that the difference indicated by the signal from the comparison circuit 34 becomes “0”, that is, the output of the reception signal strength detection circuit 33 matches the strength reference data D11. Side AGC voltage V_RX-AGCIs output to control the gain of the receiving side AGC amplifier circuit 26.
[0083]
The transmission output correction circuit 35 controls the gain of the transmission side AGC amplification circuit 12 based on the signal indicating the difference input from the comparison circuit 34 and the transmission output correction data D12 input separately. The transmission output correction data D12 is data corresponding to the line condition between the mobile phone and a base station (not shown). Further, the gain control by the transmission output correction circuit 35 is performed so that the modulated signal is inversely proportional to the level of the reception signal and is controlled according to the transmission output correction data D12. On the transmitting side AGC voltage V_TX-AGCThis is done by outputting
[0084]
Next, the operation of the AGC amplification circuit applied to the transmission side AGC amplification circuit 12 and the reception side AGC amplification circuit 26, which is a characteristic part of the present invention, will be described.
[0085]
In the AGC amplifier circuit shown in FIG._AGCIs input to the differential amplifier 45 of the control circuit 42 via the input terminal 53. More specifically, the AGC voltage V_AGCIn the differential amplifier 45, a transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) First transistor Ta₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1Are input to each base terminal. The AGC voltage V is applied to the differential amplifier 45._AGCIs input, the transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) To convert each transistor Ta₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1AGC voltage V_AGCCollector current I according to the magnitude of₁, I₂, I_Three, ..., I_nFlows.
[0086]
Here, a plurality of differential amplifier circuits in the differential amplifier 45 have different voltages V respectively.₁, V₂, ..., V_nAnd different current sources Ia₁, Ia₂, Ia_Three, ..., Ia_nCurrent is supplied from the transistor pair (Ta₁, Ta₂), (Ta_Three, Ta_Four), ... (Ta_2n-1, Ta_2n) First transistor Ta₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1Includes different values of collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nFlows. Collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nHave different temperature dependencies, and the combined collector current It obtained by synthesizing the respective currents results in the AGC voltage V_AGCThe temperature dependence on is reduced. Also, collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nIs the AGC voltage V_AGCThe current has a value that improves the linearity with respect to the AGC voltage V of the combined collector current It._AGCThe linearity with respect to is improved.
[0087]
Collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nThe combined collector current It obtained by combining is provided as the collector current of the transistor T23 by the action of the current mirror circuit 44. The transistor T24 of the variable amplifier circuit 41 has a collector current I linked to the combined collector current It flowing through the transistor T23 by the action of the current mirror circuit 46._AGC1Flows. When a plurality of variable amplifying circuits 41 are connected in cascade, the combined collector current It flowing in the transistor T23 to the transistors T25, T26,. In conjunction with the collector current I_AGC2, I_AGC3, ... flows.
[0088]
Here, in the variable amplifier circuit 41, theoretically, the collector current I_AGC1Is controlled exponentially, the gains of the transistors T27 and T28 change linearly. Therefore, in the control circuit 42, the AGC voltage V_AGCEach transistor Ta of the differential amplifier 45 that flows in response to₁, Ta_Three, ... Ta_2n-1If the combined collector current It is controlled exponentially, the collector current I in the variable amplifier circuit 41 is_AGC1Is controlled exponentially, and the gains of the transistors T27 and T28 can be controlled linearly. The same applies to other variable amplifier circuits when a plurality of variable amplifier circuits 41 are connected in cascade.
[0089]
Thus, in the present embodiment, the collector current I flowing through the plurality of differential amplifier circuits₁, I₂, I_Three, ..., I_nAre combined to control the currents of the amplification transistors T27 and T28 of the variable amplifier circuit 41, and as a result, the gains of the transistors T27 and T28 are controlled. At this time, the AGC voltage V of the combined collector current It_AGCThe temperature dependence and linearity with respect to the collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nIs improved by optimizing each temperature characteristic and current value of each of the AGC voltage V_AGCThus, the temperature dependence and linearity of the gain of the variable amplifier circuit 41 are improved.
[0090]
Next, referring to FIGS. 5 to 7, a plurality of collector currents I₁, I₂, I_Three, ..., I_nThe effect exerted by will be described. 5 to 7, the horizontal axis represents the AGC voltage V_AGC[V], and the vertical axis represents current [μA]. As shown in these figures, for example, the amount of change of the combined collector current It from 10 [μA] to 100 [μA] corresponds to 20 [dB] of the gain change amount ΔPG per stage of the variable amplifier circuit 41. To do.
[0091]
FIG. 5 shows the AGC voltage V_AGCFor each collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nAnd the relationship between the combined collector current It and FIG. The relationship shown in the figure is obtained by satisfying the following conditional expressions (1) and (2) in the control circuit 2 shown in FIG. In conditional expression (1), V₁, V₂, V_Three, ... V_nAs shown in FIG. 2, the second transistor Ta of the differential amplifier 45₂, Ta_Four, ... Ta_2nThe voltage applied to each base terminal.
[0092]
V₁-V₂= V₂-V_Three= ... = V_n-1-V_n  ... (1)
(I_n-3+ I_n-2) <(I_n-1+ I_n(2)
[0093]
Here, the conditional expression (1) mainly represents the AGC voltage V_AGCThis contributes to the improvement of the temperature dependence of the combined collector current It. In conditional expression (1), for example, V_n-1-V_n= 50 mV. Conditional expression (2) mainly represents the AGC voltage V_AGCThis contributes to the improvement of the linearity of the combined collector current It with respect to. As shown in FIG. 5, each collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nIs the AGC voltage V_AGCIs not linear, but according to conditional expression (2), each collector current I₁, I₂, I_Three, ..., I_nIs the combined collector current It is the AGC voltage V_AGCIt becomes linear with respect to.
[0094]
Next, the principle of improving the temperature dependence of the combined collector current It will be described with reference to FIGS. FIG. 6 shows the temperature characteristics of the combined collector current It as the collector current I in the first-stage differential amplifier of the differential amplifier 45.₁It shows with the temperature characteristic of. In the following, V in FIG. 5 and FIG._AGC= 1.9V will be described.
[0095]
As shown in FIG._AGC= The combined collector current It at 1.9 V is the collector current I₁, I₂, I_Three, I_FourThe combined current is Here, collector current I₁, I₂Is V_AGC= 1.9V has a negative temperature coefficient. Conversely, collector current I_Three, I_FourIs V_AGC= 1.9V has a positive temperature coefficient. The negative temperature coefficient is, for example, the same AGC voltage V V when the temperature rises._AGCIs a coefficient that provides such a characteristic that the output current decreases. Further, the positive temperature coefficient is a coefficient that provides a characteristic opposite to the characteristic of the negative temperature coefficient. For example, as shown in FIG.₁Is V_AGC= Current at the point of 1.9 V when the temperature is 25 ° C_1AThan the current I when the temperature is 75 ° C._1BIt can be seen that there is a decrease and that it has a negative temperature coefficient. The same collector current I₁Even AGC voltage V_AGCHave different temperature coefficients at different positions. For example, as shown in FIG.₁Is V_AGC= 2.0 V, current I when temperature is 25 ° C_1AThan the current I when the temperature is 75 ° C._1BIt can be seen that it has increased and has a positive temperature coefficient.
[0096]
Thus, collector current I having a temperature coefficient with opposite characteristics of positive and negative.₁, I₂, I_Three, I_FourIs a collector current I generated by a temperature change.₁, I₂Change amount (ΔI₁+ ΔI₂) And collector current I_Three, I_FourChange amount (ΔI_Three+ ΔI_Four) And cancel each other, and as a result, the temperature dependence of the combined collector current It is reduced. This is also apparent from the temperature characteristics shown in FIG. That is, collector current I₁Alone, when the temperature is 25 ° C (current I_1A) And when the temperature is 75 ° C. (current I_1B), And the temperature dependence of the combined collector current It is as follows: the temperature is 25 ° C. (current ItA), and the temperature is 75 ° C. (current ItB). ) And the amount of change is small, and the temperature dependency is small.
[0097]
In the present embodiment, the transistors T27 and T28 in the variable amplifier circuit 41 are controlled based on the combined collector current It having a small temperature dependency as shown in FIG._AGCOn the other hand, it has excellent gain variable tilt and excellent temperature characteristics.
[0098]
In addition, “V” shown in the conditional expression (1) above.₁-V₂, V₂-V_Three, ... V_n-1-V_n”Is individually set for each differential amplifier circuit of the differential amplifier section 45, so that the AGC voltage V_AGCThe slope of the combined collector current It with respect to can be arbitrarily changed.
[0099]
FIG. 7 shows V₁-V₂= 40 mV, the other part, ie V₂-V_Three= ... = V_n-1-V_nFor AGC voltage V obtained by 50 mV_AGCThis shows the relationship of the combined collector current It to. In the figure, the part indicated by reference character It1 corresponds to the characteristic of the combined collector current It shown in FIG. 5, and the part indicated by reference character It2 is V₁-V₂Only the characteristic obtained by setting it to 40 mV is shown. In FIG.₁The part indicated by ′ is V₁-V₂= 40 mV, the collector current I changed₁The characteristics are shown. Thus, V₁-V₂When only 40 mV, the AGC voltage V_AGC= AGC voltage V of the combined collector current It near 2V_AGCOn the other hand, the linearity is improved.
[0100]
By the way, in a device for a general high-frequency circuit, due to the influence of stray capacitance and residual inductance, in a high frequency range, the gain change tends to be small when the current is large, and the gain change is large when the current is small. is there. Therefore, in the AGC amplifier circuit shown in FIG. 2, for example, the gains of the transistors T27 and T28 of the variable amplifier circuit 41 are equal to the AGC voltage V_AGC= 2 exponentially with respect to the combined collector current It near 2V. In such a region, the above-mentioned “V₁-V₂, V₂-V_Three, ... V_n-1-V_n”Is made different from the other regions, the AGC voltage V_AGCIt is possible to improve so that the slope of the gain with respect to is linear.
[0101]
As described above, according to the AGC amplifier circuit or the mobile phone according to the present embodiment, the AGC voltage V input to the plurality of differential amplifier circuits in the differential amplifier 45 in the control circuit 42._AGCA plurality of collector currents I corresponding to₁, I₂, I_Three, ..., I_nAnd the gain of the variable amplifier circuit 41 is controlled based on the combined collector current It, for example, a plurality of collector currents I₁, I₂, I_Three, ..., I_nBy appropriately adjusting, it is possible to obtain a desired gain performance that reduces, for example, temperature dependency.
[0102]
For example, according to the present embodiment, a plurality of collector currents I₁, I₂, I_Three, ..., I_nHave different temperature dependencies, and when the respective currents are combined, the AGC voltage V_AGCTherefore, the temperature dependency of the combined collector current It for controlling the gain of the variable amplifier circuit 41 can be improved. As a result, the gain of the variable amplifier circuit 41 can be improved. The temperature dependence of can be improved. Further, according to the present embodiment, for example, a plurality of collector currents I₁, I₂, I_Three, ..., I_nAre different from each other, and when the respective currents are combined, as a result, the AGC voltage V_AGCIs set to improve the linearity with respect to the AGC voltage V of the combined collector current It for controlling the gain of the variable amplifier circuit 41._AGCCan improve the linearity with respect to the AGC voltage V_AGCThus, the linearity of the gain of the variable amplifier circuit 41 can be improved.
[0103]
As described above, according to the mobile phone according to the present embodiment, the AGC voltage V_AGCFor example, it is possible to prevent a situation in which an error occurs in the transmission power due to a temperature change, causing a trouble in communication, and a good communication state can be maintained. It becomes.
[0104]
In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various deformation | transformation implementation is possible. For example, in the above embodiment, the case of operating in the dual mode of the CDMA system and the FM system has been described, but the present invention is also applicable to the case of operating in only one of the CDMA system and the FM system. Is possible. Further, the present invention is not limited to the CDMA system and the FM system, and is applied to other types of communication devices such as a TDMA (Time Division Multiple Access) system and an FDMA (Frequency Division Multiple Access) system. Is possible. Furthermore, the variable gain amplifier circuit and the gain control circuit of the present invention are applicable not only to communication devices but also to other devices in general that require a circuit for controlling gain inside.
[0105]
【The invention's effect】
  As explained above, claims 1 to8The variable gain amplifier circuit according to any one of the aboveOrClaim9Claim gain control circuit or claim10According to the communication device described, in the control circuit, a plurality of control currents that flow corresponding to the gain control voltages for gain control input to the plurality of differential amplifier circuits are synthesized, and based on the synthesized control currents Since the gain of the variable amplifier circuit is controlled, for example, by appropriately adjusting the control current flowing through the plurality of differential amplifier circuits, it is possible to obtain a desired gain performance that reduces temperature dependence, for example. There is an effect that becomes possible.
[0106]
  In particular,Control currents with different temperature dependence flow so that when the currents are combined in multiple differential amplifier circuits, the resulting temperature dependence on the gain control voltage is reduced. The temperature dependency of the combined control current for controlling the gain of the circuit can be improved, and thereby the temperature dependency of the gain of the variable amplifier circuit can be improved.
[0107]
  In particular, the claims2According to the variable gain amplifier circuit described in claim1In the described variable gain amplifier circuit, when currents are combined in a plurality of differential amplifier circuits, control currents having different values flow such that the linearity with respect to the gain control voltage is improved as a result. As a result, the linearity of the combined control current for controlling the gain of the variable amplifier circuit with respect to the gain control voltage can be improved, thereby improving the linearity of the gain of the variable amplifier circuit with respect to the gain control voltage. There is an effect that can be.
[0108]
  In particular, the claims4According to the variable gain amplifier circuit described in claimTo 3In the described variable gain amplifying circuit, a plurality of differential amplifying circuits are connected to current sources for supplying different currents, and are different from each other via a base terminal of a second transistor of the pair of transistors. Since the voltage of the value is applied, the control currents in the plurality of differential amplifier circuits flowing corresponding to the gain control voltage for gain control can be made different from each other. Since the gain of the variable amplifier circuit is controlled based on the current obtained by combining the control currents in the plurality of differential amplifier circuits, the gain of the gain can be improved with desired performance by appropriately varying the control currents in the plurality of differential amplifier circuits. Control can be performed.
[0109]
  In particular, the claims6According to the variable gain amplifier circuit described in claimTo 5In the described variable gain amplifier circuit, “V₁-V₂= V₂-V_Three= ... = V_n-1-V_n"V" in the conditional expression₁-V₂, V₂-V_Three, ... V_n-1-V_nSince the value of “is partially different, for example, the linearity with respect to the gain control voltage can be partially improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a mobile phone as a communication device according to an embodiment of the present invention.
2 is a circuit diagram showing a detailed configuration example of an AGC amplifier circuit in the mobile phone shown in FIG. 1;
3 is a circuit diagram showing a configuration example of a current circuit applied to a current source in the AGC amplifier circuit shown in FIG. 2;
4 is a circuit diagram showing another configuration example of a current circuit applied to a current source in the AGC amplifier circuit shown in FIG. 2;
5 is an explanatory diagram showing a control current flowing through each part of the AGC amplifier circuit shown in FIG. 2. FIG.
6 is a characteristic diagram for explaining a temperature characteristic of a control current flowing through each part of the AGC amplifier circuit shown in FIG. 2; FIG.
7 is an explanatory diagram showing a modified example of a setting method for a control current flowing through each part of the AGC amplifier circuit shown in FIG. 2; FIG.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a conventional general AGC amplifier circuit.
9 is a characteristic diagram for explaining the temperature dependence of a control current flowing through a control circuit in the AGC amplifier circuit shown in FIG. 8. FIG.
10 is a characteristic diagram for explaining temperature dependence of gain in the AGC amplifier circuit shown in FIG. 8; FIG.
[Explanation of symbols]
1 Transmission circuit
2 Receiver circuit
3 Modem
4 Duplexers
5 Common antenna
11 QPSK modulation circuit
12 Transmitting AGC amplifier circuit
15 Power amplifier (PA)
16 Local oscillator
21 Low noise amplifier (LNA)
24 Bandpass filter for CDMA
25 Bandpass filter for FM
26 Receiving side AGC amplifier circuit
27 QPSK demodulation circuit
33 Received signal strength detection circuit (RSSI)
34 Comparison circuit
41 Variable amplifier circuit
42 Control circuit
44, 46 Current mirror circuit
45 Differential amplifier

Claims

A variable amplifier circuit capable of changing the gain;
A plurality of differential amplifier circuits connected in parallel to each other, and a plurality of control currents flowing corresponding to the gain control voltages for gain control input to the plurality of differential amplifier circuits are synthesized, and the synthesized control A control circuit for controlling the gain of the variable amplifier circuit based on a current ;
When the respective currents are combined in the plurality of differential amplifier circuits, control currents having different temperature dependencies flow such that the temperature dependency on the gain control voltage decreases as a result. A variable gain amplifier circuit.

Further, when the respective currents are combined, the plurality of differential amplifier circuits are configured to flow control currents having different values so that the linearity with respect to the gain control voltage is improved as a result . The variable gain amplifier circuit according to claim 1 .

Each of the plurality of differential amplifier circuits includes a pair of transistors,
3. The gain control voltage is commonly applied to the plurality of differential amplifier circuits via a base terminal of a first transistor of the pair of transistors. Variable gain amplifier circuit.

Furthermore, current sources for supplying different currents are connected to the plurality of differential amplifier circuits, and voltages having different values are connected via the base terminals of the second transistors of the pair of transistors. The variable gain amplifier circuit according to claim 3, wherein: is applied.

Wherein the plurality of the voltage applied to the base terminal of each of the second transistors of the differential amplifier circuit _{_{_{V 1, V 2, V 3}}} , ... the (n is an integer) V _n to,
V ₁ −V ₂ = V ₂ −V ₃ =... = V _n−1 −V _n
The variable gain amplifier circuit according to claim 4, wherein the conditional expression is satisfied.

6. The variable gain amplifier circuit according to claim 5, wherein values of “V ₁ −V ₂ , V ₂ −V ₃ ,... V _n−1 −V _n ” in the conditional expression are partially different. .

In the plurality of differential amplifier circuits, collector currents as control currents flowing through the collector terminals of the first transistors of the at least four differential amplifier circuits arranged in succession are I ₁ , I ₂ _,. n is an integer)
(I _n-3 + I _n-2 ) <(I _n-1 + I _n )
The variable gain amplifier circuit according to claim 4, wherein the following condition is satisfied.

5. The variable gain amplifier circuit according to claim 4, wherein the current source is configured to be able to change a current supplied to the plurality of differential amplifier circuits.

A gain control circuit for controlling a variable amplifier circuit capable of changing the gain,
A plurality of differential amplifier circuits connected in parallel to each other, and a plurality of control currents flowing corresponding to the gain control voltages for gain control input to the plurality of differential amplifier circuits are synthesized, and the synthesized control A control circuit for controlling the gain of the variable amplifier circuit based on a current ;
When the respective currents are combined in the plurality of differential amplifier circuits, control currents having different temperature dependencies flow such that the temperature dependency on the gain control voltage decreases as a result. A gain control circuit.

A gain for variably amplifying the transmission signal or the reception signal provided in at least one of the transmission device that performs signal processing on the transmission signal, the reception device that performs signal processing on the reception signal, and the transmission device or the reception device A communication device including a variable amplification circuit,
The variable gain amplifier circuit includes:
A variable amplifier circuit capable of changing the gain;
A plurality of differential amplifier circuits connected in parallel to each other, and a plurality of control currents flowing corresponding to the gain control voltages for gain control input to the plurality of differential amplifier circuits are synthesized, and the synthesized control A control circuit for controlling the gain of the variable amplifier circuit based on a current ;
When the respective currents are combined in the plurality of differential amplifier circuits, control currents having different temperature dependencies flow such that the temperature dependency on the gain control voltage decreases as a result. Communication equipment characterized by this.