JP4207386B2 - Inductor-type electric machine with a magnet equipment armature - Google Patents

Inductor-type electric machine with a magnet equipment armature Download PDF

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Description

【0001】 [0001]
【発明の属する技術分野】 BACKGROUND OF THE INVENTION
本発明は、車載用モータおよびジェネレータをはじめとする使用速度範囲が比較的広く、且つ、体格当たり大きなトルクと出力が要求される回転電機、およびリニアアクチエータに好適な磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械に関する。 The present invention uses speed range including the vehicle motor and generator is relatively large, and the rotating electric machine high torque output per body mass is required, and induced with suitable magnet equipped armature linear actuator on child-type electric machine.
【0002】 [0002]
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】 A conventional technology and to be Solved by the Invention
リラクタンスモータ(誘導子型回転電機)はロータ構造がシンプルかつ頑強であり、高速回転に耐え、小型機では同様の堅牢なロータ構造をもつかご形誘導機によりトルクが大きい反面、高回転域での出力の低下が問題となっている。 Reluctance motor (inductor-type rotary electric machine) is robust is and simple rotor structure to withstand high-speed rotation, contrary torque is larger by squirrel-cage induction machine with a robust rotor structure similar in small aircraft, at high rpm reduction of the output has been a problem.
【0003】 [0003]
これは、リラクタンスモータが主磁束を電機子電流だけで受け持つため、原理的に電機子インダクタンスを小さく設計することが難しいためと考えられる。 This is because the reluctance motor charge of the main magnetic flux only in the armature current is considered that it is difficult to design principle the armature inductance small.
【0004】 [0004]
なお、リラクタンスモータとしては、同期式リラクタンスモータの他に、非同期回転するスイッチドリラクタンスータ(SRモータ)もあるが、このSRモータも上記と同様の問題をもつ。 As the reluctance motor, in addition to the synchronous reluctance motor, a switched reluctance over data asynchronously rotating (SR motor) also, but with the same problem the SR motor.
【0005】 [0005]
特開平11ー308829号公報は、SRジェネレータにおいて、固定子に磁石の他に励磁巻線を設け、励磁巻線の電流を制御することにより発電調整を可能とすることを提案している。 JP 11-1 308 829 discloses, in SR generator, the excitation winding is provided in addition to the magnets in the stator, it is proposed to enable the power adjustment by controlling the current in the excitation winding.
【0006】 [0006]
しかしながら、この公報技術によれば、発電量調整のために励磁巻線を固定子継鉄にトロイダル巻きするため、巻装が容易でなく、かつ、励磁巻線が固定子継鉄の外周へ突出するという不利があった。 However, according to this publication technique, for toroidal winding to the stator yokes the excitation winding for power generation quantity adjustment, wound is not easy, and projecting excitation windings to the outer periphery of the stator yokes there was disadvantage that is. また、励磁巻線に隣接する磁極歯の極性を反転できないため、磁極歯の電磁的な利用効率が低く、体格当たりの出力が小さいという欠点もあった。 Furthermore, can not reverse the polarity of the magnetic pole teeth adjacent to the excitation winding, low electromagnetic efficiency of the magnetic pole teeth, there are drawbacks that the output per body size is smaller.
【0007】 [0007]
その他、特公平7ー8126号公報や特許2576286号は、同じリラクタンス原理を使いながら低速度回転に特化したステッピングモータにおいて、磁石を固定子磁極歯の凹部に設けることによりトルクを増大することを提案している。 Other, the KOKOKU 7-2 Publication and Patent No. 2,576,286. No. 8126, in a stepping motor specific to a low speed rotation while using the same reluctance principle, to increase the torque by providing a magnet in the recess of the stator magnetic pole teeth is suggesting.
【0008】 [0008]
しかしながら、これらは何れも磁極歯凹部の漏れ磁束を減らしたり、磁気的凹凸比(リラクタンス比)を磁石で補強したりして、磁石の作用は専ら磁極歯部のリラクタンス比の増大用途に限定されている。 However, they or reduce the leakage flux of both the magnetic pole teeth recesses, magnetically uneven ratio (reluctance ratio) or reinforced with a magnet, the action of the magnet is exclusively limited to the increased use of reluctance ratio of the magnetic pole teeth ing.
【0009】 [0009]
このため、主磁束は相変わらず電機子電流だけで受け持つ結果、電機子インダクタンスを小さく設計することができず、高回転域での出力増大が困難であった。 Therefore, the main magnetic flux results still responsible only armature current, can not be designed small armature inductance, the output increased in the high rotation region it was difficult.
【0010】 [0010]
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、電機子インダクタンスの低減により高回転域の出力増大が可能な磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械を提供することを、その目的としている。 The present invention has been made in view of the above problems, to provide an inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature which can output increase of high rpm by reducing the armature inductance, as its purpose there.
【0011】 [0011]
【課題を解決するための手段】 In order to solve the problems]
請求項1記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械は、磁気突極部をなす凸部を周方向略一定ピッチで複数有する誘導子鉄心と、前記誘導子鉄心の前記凸部と対面する周面を有する電機子とを備え、前記電機子は、前記凸部に対面する磁極面を有して周方向略一定ピッチで前記誘導子鉄心に向けて突設された軟磁性の磁極部をもつ電機子鉄心と、各前記磁極部に個別に集中巻きされる多数の巻線部を有する三相の電機子巻線と、各前記磁極部に収容されて略周方向に着磁された永久磁石とを備える磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 Inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to claim 1 is a inductor core having a plurality of protrusions forming the magnetic salient pole portions in the circumferential direction substantially constant pitch, facing the convex portion of the inductor core to a armature having a peripheral surface, said armature, said has a pole face facing the convex portion toward the inductor core in the circumferential direction substantially constant pitch projecting from the soft magnetic pole portion an armature core having a armature windings of three phases having a plurality of winding portions which are centrally wound individually to each of said magnetic pole portions, is magnetized in a substantially circumferential direction is accommodated in each of the magnetic pole in the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature and a permanent magnet,
前記永久磁石は、前記磁極部の前記磁極面の周方向中央部に凹設された一個の磁石収容溝に収容され、互いに周方向に隣接する少なくとも一対の前記永久磁石は互いに周方向逆向きに着磁されていることを特徴としている。 The permanent magnet, the housed in one of the magnet receiving groove is recessed in the circumferential direction central portion of the pole face of the pole portion, at least a pair of said permanent magnets is circumferentially opposite to each other circumferentially adjacent to each other It is characterized by being magnetized.
【0012】 [0012]
本構成によれば、 磁極部の磁極面の周方向中央部にそれぞれ収容されて互いに周方向に隣接する一対の永久磁石が、互いに周方向逆向きに着磁されているので、磁極部が永久磁石により周方向に二分されて、磁束を一方側に偏在させて独特の磁界分布を形成してトルクを発生させることができる。 According to this configuration, since a pair of permanent magnets circumferentially adjacent to each other are accommodated respectively in the circumferential direction central portion of the pole face of the magnetic pole portions are magnetized in the circumferential direction opposite to each other, the magnetic pole portion is permanently is divided by the magnet in the circumferential direction, it is possible to generate a torque to form a unique magnetic field distribution by unevenly distributed magnetic flux in one side.
【0013】 [0013]
請求項2記載の構成によれば請求項1記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記電機子鉄心は、前記磁石収容溝に径方向に隣接する前記電機子鉄心の継鉄部により構成される磁石磁路短絡部を有することを特徴としている。 According to the configuration of claim 2, wherein further the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature of claim 1, wherein said armature core is next said armature core adjacent radially to the magnet receiving groove It is characterized by having formed magnet magnetic path short circuit portion of an iron section.
【0014】 [0014]
更に説明すれば、電機子が、磁極部(以下、電機子磁極ともいう)の中心部に設けられた溝の電磁ギャップ対向面と反対側に電機子の継鉄部を兼ねる磁石磁路短絡部を設けたので、電機子電流の大きさを抑えることにより、磁石による磁束を上記磁石磁路短絡部により高速回転時に短絡させ、速度(回転数)の高い領域において効率的に誘起電圧を適値に抑えることができ、出力(効率)を向上させることが出来る。 If further described, armature, pole portion (hereinafter, also referred to as armature pole) magnet magnetic path short circuit portion which also serves as a yoke portion of the armature on the opposite side of the electromagnetic gap facing surface of the groove provided in the center of since the provided, Tekichi by suppressing the magnitude of the armature current, the magnetic flux generated by the magnet is short-circuited at high speed by the magnet magnetic path short circuit portion, efficiently induced voltage at high speeds (rpm) region can be suppressed, the output (efficiency) can be improved.
【0015】 [0015]
一方、高トルクを必要とする中低速(回転)域では、電機子電流を大きくすることにより、上記磁石磁路短絡部を磁気飽和させ、磁石による磁束をトルク(出力)として有効に利用できる。 On the other hand, in the low speed (rotation) range in requiring high torque, by increasing the armature current, the magnetic path short-circuit portion is magnetically saturated, can be effectively utilized flux by the magnet as a torque (output). このようにして広い(回転)速度域においてトルク及び/または出力を効率よく制御可能な電気機械を提供することが可能となる。 It is possible to provide an efficient controllable electromechanical torque and / or output in such a wide in the (rotational) speed range.
【0016】 [0016]
請求項3記載の構成によれば請求項1又は2記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記磁極部は、n(6の整数倍)個形成され、前記磁極部のピッチP1と前記凸部のピッチP2との比(P1/P2)は、略5/6又は略7/6に設定され、前記永久磁石は、前記磁極部ごとに周方向極性交互に着磁され、前記電機子巻線の前記巻線部は、前記磁極部に相順次に巻装されていることを特徴としている。 According to the configuration of claim 3, wherein further the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature of claim 1 or 2, wherein said magnetic pole portions, n is number formed (6 integral multiple of) the magnetic pole portion the ratio between the pitch P2 of the pitch P1 protrusion (P1 / P2) is set to be approximately 5/6 or approximately 7/6, the permanent magnet is magnetized in the circumferential direction polarity alternately for each of the magnetic pole portion the winding portion of the armature winding is characterized in that it is a phase sequentially wound around the magnetic pole portion.
【0017】 [0017]
すなわち、本構成によれば、磁極部(電機子磁極)の中心部に磁極部の電磁ギャップ対向面(磁極面)側から電機子の継鉄部(コアバック)側へ向けて設けた溝に溝幅方向に着磁された磁石を収容したので、磁極部(電機子磁極)の突極性を損なわずに磁石による磁束を利用でき、効果的にトルクを向上できる。 That is, according to this configuration, the magnetic pole portion to the electromagnetic gap facing surfaces yoke portion of the armature from the (magnetic pole surface) of the magnetic pole portion to the central portion toward the (core back) side provided with grooves of (armature magnetic poles) since containing the magnetized magnet groove width direction, the magnetic flux available by the magnet without sacrificing the salient pole portion (armature magnetic poles) can be effectively improved torque.
【0018】 [0018]
また、電機子導体が永久磁石と干渉することなく磁極部(電機子磁極)に集中して巻回できるので、線占積率が向上し、コイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。 Moreover, since the armature conductors can be wound by concentrated at the magnetic pole section (armature pole) without interfering with the permanent magnet, improve Sen'uranai factor, the coil end can also be shortened, for which reduction in size and increase in output power It is valid.
【0019】 [0019]
また、磁極部のピッチP1と凸部のピッチP2との比(P1/P2)を略5/6又略は7/6としたので、磁束のループ数が増え、磁石磁束が主磁束を効果的に分担でき、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができるという効果がある。 Further, since the ratio between the pitch P2 of the pitch P1 and the convex portion of the magnetic pole portion (P1 / P2) substantially 5/6 Mataryaku was 7/6, increased number of loops of the magnetic flux, the magnet flux of the main magnetic flux effects to share can, there is an effect that it is possible to increase the output by reducing the armature inductance by reducing the armature conductor number required to generate the main magnetic flux.
【0020】 [0020]
また、磁極部の溝部に挿入された永久磁石は交互に逆極性に着磁されているので、磁束分布の対称性が良く、磁石による磁束をトルクとして利用しやすい。 Further, since the permanent magnets inserted into the groove of the magnetic pole portions are magnetized in opposite polarities alternately, good symmetry of the magnetic flux distribution, easy to use the magnetic flux by the magnet as a torque.
【0021】 [0021]
また、電機子磁極に3相巻線が第1(U)相、第2(V)相、第3(W)相の順に循環配列され、同相の巻線が直列かつ同じ向きに接続されているので電気磁気的相互作用の面からも対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力(効率)向上に有効である。 Also, 3-phase winding the 1 (U) phase armature magnetic poles, the 2 (V) phase, is circulated arranged in the order of the 3 (W) phase, the windings of the same phase are connected in series and the same direction good symmetry in terms of electrical and magnetic interaction because there, it is possible to eliminate the unbalanced current due to the rotor eccentricity and the air gap balance and the like, it is effective to output (efficiency) improves.
【0022】 [0022]
つまり、磁極部の数nと、凸部の数mとの比を上記値にした場合、磁極部に設けた磁石が極めて効果的に主磁束を分担することができるため、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより、電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることが可能となる。 That is, if you the number n of the magnetic pole portions, the ratio of the number m of the projections on the values, it is possible that the magnet provided at the magnetic pole section share the very effectively the main magnetic flux, generates a primary magnetic flux by reducing the armature conductor number required, it is possible to increase the output by reducing the armature inductance.
【0023】 [0023]
また、従来のリラクタンスモータが吸引力のみを利用していたため、固定子およびロータ磁路の半分以下しか活用できなかったのに対し、磁極部の数nと、凸部の数mとの比を上記値にした結果、磁極部に設けた磁石が主磁束を磁極内で偏向させる第2の作用が相乗して働き、従来、所望するのと反対方向のトルク(以下、反トルク)が発生するため使えなかった磁路(及び導体)を利用してトルク/体格を更に向上させることができる。 Further, since the conventional reluctance motor were using only the suction force, whereas could only use less than half of the stator and rotor magnetic path, the number n of the magnetic pole portions, the ratio of the number m of the projections as a result of the above values, work synergistically second action magnet provided at the magnetic pole section deflects the main magnetic flux in the magnetic poles, conventionally, the desired the opposite direction of the torque (hereinafter, counter torque) is generated Furthermore it is possible to improve the torque / body mass by utilizing a magnetic path (and a conductor) that was not used for.
【0024】 [0024]
請求項4記載の構成によれば請求項3記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記磁極部は、n(12の整数倍)個形成され、前記凸部は、m(10又は14の整数倍)個形成されていることを特徴としている。 According to the configuration of claim 4, wherein further in the inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to claim 3, wherein the magnetic pole portion (an integer multiple of 12) n pieces formed, the convex portion, m It is characterized in that it is (10 or an integral multiple of 14) pieces formed.
【0025】 [0025]
本構成によれば、磁極部の数を12の整数倍とし、凸部の数を偶数である10又は14の整数倍としたので磁束分布が(軸)対称形となり、移動子(又はロータ)を揺動(又は偏心)させるアンバランス力を効果的に抑制できる。 According to this configuration, the number of magnetic pole portions is an integral multiple of 12, since the number of the projections was an integer multiple of 10 or 14 is even flux distribution becomes (axial) symmetry, the moving element (or rotor) the can be suppressed effectively imbalance force for swinging (or eccentric).
【0026】 [0026]
請求項5記載の構成によれば請求項3記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記凸部は、周方向へ所定ピッチで5又は7の整数倍個、軸方向へ互いに隣接して複数列設けられ、互いに軸方向に隣接する2つの前記凸部の列は、互いに周方向に1/2ピッチずれて配置されていることを特徴としている。 According to the configuration of claim 5, wherein further in the inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to claim 3, wherein the convex portion in the circumferential direction at a predetermined pitch 5 or 7 integer Baiko, axially provided a plurality of rows adjacent to each other, the two rows of the convex portions adjacent each other in the axial direction, is characterized in that it is arranged to be shifted a half pitch in the circumferential direction.
【0027】 [0027]
本構成によれば、磁極部の数(n)を6の整数倍とし、凸部の数(m)を周方向へ5又は7の整数倍とし、かつ、軸方向へ少なくとも2列に配置するとともに、互いに軸方向隣接する2つの凸部の列の凸部配置ピッチをたがいに1/2ピッチずらしたので、1/2ピッチずらされた配置をもつ隣接2列にて磁束分布が周方向に1/2ピッチずれる。 According to this configuration, the number of magnetic pole portions (n) is an integral multiple of 6, the number of protrusions (m) in the circumferential direction is 5 or 7 integral multiple of, and arranged in at least two rows in the axial direction together, the protrusion arrangement pitch of the columns of the two convex portions axially adjacent to each other so shifted from each other a half pitch, the magnetic flux distribution in the adjacent two rows with an arrangement which is offset 1/2 pitch circumferential direction 1/2 pitch shifted. その結果、磁極部の数(n)を抑えつつ誘導子鉄心(ロータ)を揺動(又は偏心)させるアンバランス力を効果的に抑制でき、外形(又は外径)寸法に制約のある電気機械の構造として特に好適となる。 As a result, can be effectively suppressed imbalance forces to swing the number (n) a suppressed while inductor core (rotor) of the magnetic pole portions (or eccentric), electromechanical with limited profile (or outer diameter) Dimensions It is particularly suitable as a structure.
【0028】 [0028]
請求項6記載の構成によれば請求項1又は2記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において更に、前記磁極部は、n(12の整数倍)個形成され、 According to the configuration of claim 6, wherein further in the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature of claim 1 or 2, wherein the magnetic pole portion (an integer multiple of 12) n pieces formed,
前記磁極部のピッチP1と前記凸部のピッチP2との比(P1/P2)は、略5/6又は略7/6に設定されており、第一相の前記巻線部U1〜U4、第二相の前記巻線部V1〜V4、第三相の前記巻線部W1〜W4が、U1、U2、V3、V4、W1、W2、U3、U4、V1、V2、W3、W4の順に循環配列され、 The ratio between the pitch P2 of the convex portions and the pitch P1 of the magnetic pole portions (P1 / P2) is set to approximately 5/6 or approximately 7/6, the winding portion of the first phase U1 to U4, the winding portion of the second phase V1-V4, the winding portion of the third phase W1~W4 is, U1, U2, V3, V4, W1, W2, U3, U4, V1, in the order of V2, W3, W4 It is circulated array,
互いに周方向に隣接するとともに同一相の任意の2つの前記巻線部は、互いに周方向逆向きに着磁された前記磁石を有して互いに隣接する2つの前記磁極部に逆の巻き向きにて個別に巻装され、互いに周方向に隣接するとともに異なる相の任意の2つの前記巻線部は、互いに周方向同じ向きに着磁された前記磁石を有して互いに隣接する2つの前記磁極部に同じ巻き向きにて個別に巻装されていることを特徴としている。 Any two of the winding portions of the same phase with circumferentially adjacent to each other, in the opposite winding direction to the two magnetic pole portions that are adjacent to each other have the magnets magnetized in a circumferential direction opposite to each other wound individually Te, any two of the winding portions of the different phases with circumferentially adjacent to each other, two of said magnetic poles adjacent to each other have the magnets magnetized in the circumferential direction the same direction to each other It is characterized by being individually wound in the same winding direction in section.
【0029】 [0029]
本構成によれば、磁極部(電機子磁極)の周方向中心部に磁極部の磁極面から電機子鉄心の継鉄部(コアバック)側に向かって凹設された溝に溝幅方向に磁化された磁石を収容した構成としたので、磁極部(電機子磁極)の突極性を損なわずに磁石による磁束を利用でき、効果的にトルクを向上できる。 According to this configuration, the magnetic pole portion yoke portion of the armature core from the pole face of the magnetic pole portions in the circumferential direction central portion of the (armature magnetic poles) (core back) to recessed by grooves toward the side in the groove width direction since a structure containing a magnetised magnet, the magnetic flux available by the magnet without sacrificing the salient pole portion (armature magnetic poles) can be effectively improved torque.
【0030】 [0030]
また、磁極部(電機子磁極)のピッチP1と誘導子鉄心の凸部のピッチP2との比(P1/P2)を略5/6又は略7/6としたので、磁束のループ数が約2倍に増え、磁石磁束が主磁束を効果的に分担でき、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより、電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができるという作用効果がある。 Further, since the magnetic pole portion of the ratio between the pitch P2 of the convex portion of the inductor core and the pitch P1 of (armature magnetic poles) (P1 / P2) was approximately 5/6 or approximately 7/6, number of loops of the magnetic flux of approximately that increased to 2 times, the magnet flux can be effectively share the main magnetic flux, by reducing the armature conductor number needed to generate the main magnetic flux, it is possible to increase the output by reducing the armature inductance there is an action effect.
【0031】 [0031]
また、磁極部の数nを12の整数倍数としたので、凸部の数mを偶数である10又は14の整数倍にすることができ、磁束分布が軸対称形状となり、誘導子鉄心を揺動又は偏心させる力を低減することができ、振動を減らすことができる。 Further, since the number n of the magnetic pole portions and an integer multiple of 12, the number m of the projections can be an integer multiple of 10 or 14 is even, the magnetic flux distribution becomes axisymmetric shape, the inductor core rocking it is possible to reduce the force for moving or eccentric, it is possible to reduce the vibration.
【0032】 [0032]
また、電機子導体を磁石と干渉することなく磁極部に集中して巻回できるので、線占積率が向上しコイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。 Moreover, since the armature conductors can be wound by concentrated at the magnetic pole section without interfering with the magnet, the coil end is improved Sen'uranai factor also can be shortened, it is effective to reduction in size and increase in output power.
【0033】 [0033]
また、電機子巻線は、隣接する磁極部に互いに逆向きかつ個別に巻装されて互いに直列接続され、かつ、同じ相電圧が印加される合計6対の巻線部対(U1、U2)、(V3、V4)、(W1、W2)、(U3、U4)、(V1、V2)、(W3、W4)をこの順序で循環するように巻装し、他の2相の巻線部対を挟んで互いに隣接する同相の2つの巻線部は、同じ向きに巻装される構成を採用したので、電気磁気的相互作用の面から対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップアンバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力(効率)向上に有効である。 Further, the armature winding is reversed and individually wound around each other at the magnetic pole section adjacent connected in series with each other, and a total of six pairs of the same phase voltage is applied winding portion pair (U1, U2) , (V3, V4), (W1, W2), (U3, U4), (V1, V2), a (W3, W4) wound so as to circulate in this order, winding of the other two phases two windings of the same phase which are adjacent to each other across the pair, because adopting the configuration that is wound in the same direction, good symmetry in terms of electrical and magnetic interaction, the rotor eccentricity or air gap unbalance it is possible to eliminate the unbalanced current due to, it is effective to output (efficiency) improves.
【0034】 [0034]
また、同相の一対の巻線部(同相巻線部対ともいう)が個別に巻装されて互いに隣接する一対の磁極部に収容される一対の磁石は、互いに周方向逆向きに着磁されているので、上記同相巻線部対の分布巻係数が比較的大きな値となり、磁石磁束に対する同相巻線部対の巻線利用率(=短節巻係数×分布巻係数)の向上により、体格当たりのトルクを向上させることができる。 Further, a pair of magnets pair of winding portions of the same phase (also referred to as a phase winding portion pair) is accommodated in the pair of magnetic pole portions that are adjacent to each other are wound separately, it is magnetized in a circumferential direction opposite to each other since it is, the distributed winding coefficient of the phase winding portion pair becomes a relatively large value, the increase of the winding utilization phase winding unit pair for magnetic flux (= short-pitch winding factor × distributed winding factor), physique it is possible to improve the torque per.
【0035】 [0035]
また、上記電機子巻線が適度の短節巻係数および分布巻係数を有するので、巻線電流による起磁力波形(または誘導起電力)の高周波成分を低減でき、トルク脈動を抑え、作動時の振動・騒音を低減することができる。 Moreover, since the armature winding has a short pitch winding factor and distributed winding coefficient of moderate, can reduce high frequency components of the magnetomotive force waveform (or induced electromotive force) by the winding current, suppressing torque pulsation, during operation it is possible to reduce the vibration and noise.
【0036】 [0036]
また、相が異なる巻線部が巻装されて互いに隣接する一対の磁極部に挿入された一対の磁石は、周方向同じ向きに着磁されているので、磁石数がn(12の整数倍)でも、磁石による極性数pを等価的n/2の整数倍(6または18の整数倍)とすることができ、磁石により形成されて等価磁極数(互いに隣接して同じ向きに着磁される一対の磁石は一個の磁石と想定した場合の全磁石の磁極数を意味するものとする)pをもつ静止磁界と、m個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数qが、10又は14の整数倍になり、磁極部数n(12の整数倍)の巻線部に好適な関係(q=n±2)を満足することにより、磁路(及び導体)の利用率が更に向上でき、トルク/体格(重量)をより一層向上させる Further, a pair of magnets that are inserted into a pair of magnetic pole portions winding portion at which the phase is different are adjacent to each other are wound around, since it is magnetized in the circumferential direction the same direction, an integer multiple number of magnet n (12 in ) But it can be a polar number p by the magnet to an integer multiple of the equivalent n / 2 (integer multiple of 6 or 18), the equivalent number of magnetic poles formed by magnets (is magnetized in the same direction adjacent to each other that the pair of magnets is intended to mean the number of magnetic poles of all the magnets in the case of assuming one of the magnets) rotation formed by the magnetic modulation action of a stationary magnetic field with p, a rotor having m protrusion by equivalent number of poles q of the magnetic field, an integer multiple of 10 or 14, to satisfy the preferred relationship (q = n ± 2) to the winding of the pole parts n (12 integral multiple of), a magnetic path ( and conductors) utilization can further improve, further improve the torque / body mass (weight) とができる。 Door can be.
【0037】 [0037]
本構成の好適な態様において、磁極部のピッチP1と誘導子鉄心の凸部のピッチP2との比の上記関係に加え、永久磁石により形成される等価磁極数pと、凸部の数mと、電機子巻線による回転磁界の極数q、及び、磁極部の数nの間の比率を、p:m:q=18:14:10、または、p:m:q=6:10:14のにしたので、2m=p+q、かつ、q=n±2、かつ、pはn/2の整数倍(nは12の整数倍)を満足することができる。 In a preferred embodiment of this configuration, in addition to the above relation of the ratio of the pitch P2 of the convex portion of the inductor core and the pitch P1 of the magnetic pole portions, and the equivalent number of magnetic poles p formed by the permanent magnets, the number m of the projections , the number of poles q of the rotating magnetic field by the armature winding, and the ratio between the number n of the magnetic pole portions, p: m: q = 18: 14: 10 or,, p: m: q = 6: 10: since the 14's, 2m = p + q and,, q = n ± 2 and,, p is an integer multiple of n / 2 (n is an integer multiple of 12) can be satisfied. これにより、磁石による等価磁極数pの静止磁界と、m個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により生成される回転磁界の等価極数qが、10又は14になることにより、磁束のループ数が更に上記8から10に増加するため、更にq=n±2の場合、磁路(及び導体)の利用率が更に向上できるため、トルク/体格(重量)を一層向上させることができる。 Thus, the static magnetic field equivalent number of poles p by the magnet, the equivalent number of poles q of the rotating magnetic field produced by the magnetic modulation action of a rotor having m projections, by becoming 10 or 14, the magnetic flux since the number of loops is further increased to 10 from the 8, further the case of q = n ± 2, the availability ratio is further improved magnetic path (and conductors), it is possible to further improve the torque / body mass (weight) .
【0038】 [0038]
請求項7記載の構成によれば請求項1乃至6のいずれか記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、前記誘導子鉄心及び電機子鉄心の周方向を直線方向に展開した形状をもちリニアアクチエータを構成することを特徴としているので、スラスト力が大きいリニアアクチエータを実現することができる。 Shape in inductor type electric machine with magnets equipped armature according to any one of claims 1 to 6 According to the configuration of claim 7, wherein the expansion of the circumferential direction of the inductor core and the armature core in a linear direction since the characterized in that it constitutes a linear actuator has, it is possible to realize a linear actuator thrust force is large.
【0039】 [0039]
【発明の実施の形態】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(実施例1) (Example 1)
第1実施例を図1を参照して説明する。 The first embodiment will be described with reference to FIG. 図1は回転電機主要部の径方向断面図である。 Figure 1 is a radial sectional view of the rotary electric machine main unit.
【0040】 [0040]
電機子10の電機子鉄心に設けた6個の磁極部(以下、磁極又は電機子磁極ともいう)11〜16の中心部に各磁極のギャップ対向面(磁極面)側から電機子鉄心の継鉄部(コアバック)1F側に向かって、各一つの矩形溝(磁石収容溝)21〜26が設けられており、矩形溝21〜26に溝幅方向に着磁された磁石31〜36が個別に挿入されている。 Six magnetic pole portion provided in the armature core of the armature 10 (hereinafter also referred to as pole or armature magnetic poles) gap facing surfaces of each magnetic pole in the center of 11 to 16 (magnetic pole surface) of the armature core from the side passage iron portion toward the (core back) 1F side, each one of the rectangular grooves (magnet accommodating groove) 21 to 26 is provided, the magnet 31 to 36 magnetized in the groove width direction in a rectangular groove 21 to 26 It is inserted individually.
【0041】 [0041]
磁石31〜36は、対称的な磁束分布を得るため、交互に逆極性(隣り合う磁石の対向面が同極性)に着磁されている。 Magnets 31 to 36, for obtaining a symmetrical magnetic flux distribution, the opposite polarity (opposite surfaces of the adjacent magnets are the same polarity) is magnetized in alternately. 電機子(固定子)10は、矩形溝21〜26のギャップ対向面(磁極面)と反対側に継鉄部1Fに連なり、磁石31〜36の磁束を短絡させる磁石磁路短絡部61〜66を有する。 Armature (stator) 10, continuous with the yoke portion 1F gap facing surfaces of the rectangular grooves 21-26 and (magnetic pole surface) opposite the magnet magnetic path short circuit portion is short-circuited magnetic flux of the magnets 31 to 36 61 to 66 having. したがって、磁石磁路短絡部61〜66は継鉄部1Fとともに全体として、電機子鉄心の継鉄部をなす。 Accordingly, the magnet magnetic path short circuit parts 61 to 66 as a whole together with the yoke portions 1F, forming a yoke portion of the armature core. 電機子10の電機子鉄心は軟磁性薄板材を積層してなる。 Armature core of the armature 10 is formed by laminating a soft magnetic thin plate. 電機子10の電機子鉄心は、図示するように、磁極11〜16と、継鉄部(コアバック)1Fと、磁石磁路短絡部61〜66とを一体にした薄板材により構成してもよいし、例えば磁極11〜16毎に適宜分割した分割コア形状に形成し、後で接合してもよい。 Armature core of the armature 10, as shown, the poles 11 to 16, a yoke portion (core back) 1F, also a magnet magnetic path short circuit portion 61 to 66 constituted by a thin plate member which is integrally it may, for example, is formed appropriately divided split core shape for each pole 11 to 16 may be joined later.
【0042】 [0042]
各磁極部11〜16には、それぞれ本発明で言う巻線部をなす導体41〜46が個別に集中巻きされている。 Each magnetic pole portion 11 to 16, the conductor 41 to 46 forming the winding section according to the present invention each are concentratedly wound individually. 導体41、44は互いに直列接続されて星形接続の三相電機子巻線の第1相(U)相の相巻線を構成し、導体42、45は互いに直列接続されて三相電機子巻線の第2相(V)相の相巻線を構成し、導体43、46は互いに直列接続されて三相電機子巻線の第3相(W)相の相巻線を構成している。 Conductors 41 and 44 are serially connected to constitute a phase winding of the first phase of the three-phase armature windings of a star connection (U) phase to each other, conductors 42 and 45 are connected in series with each other three-phase armature constitute phase windings of a second phase winding (V) phase, conductors 43 and 46 constitute the phase windings of the third phase of the three-phase armature winding (W) phase are connected in series with each other there. つまり、第1相(U)相の導体41(44)が第1(4)の磁極11(14)に集中して巻かれており、同様に、第2相(V)相の導体42(45)が第2(5)の磁極12(15)に、第3相(W)相の導体43(46)が第3(6)の磁極13(16)に集中して巻かれており、同一相の導体(例えば41と44)は電気的に直列接続され、通電時に同相の磁極の対向ギャップ面(磁極面)の極性が同一となるよう磁極に巻回されている。 In other words, the conductor 41 of the first phase (U) phase (44) is wound to concentrate on the magnetic pole 11 (14) of the first (4) Similarly, the conductor 42 of the second phase (V) phase ( the magnetic pole 12 (15) 45) and the second (5), and a third phase (W) phase conductor 43 (46) is wound concentrated on the pole 13 (16) of the third (6), same phase conductor (e.g. 41 and 44) ​​are electrically connected in series, the polarity of the opposing gap surfaces of the magnetic poles of the same phase when energized (magnetic pole surface) is wound around the pole so as to be identical. この実施例では、 In this embodiment,
電機子10およびその磁極11〜16の内側にはエアギャップを介してロータ(誘導子鉄心)50があり、該ロータ50が相対回転可能に配設されており、ロータ(誘導子鉄心)50の外周面には、m(=5)個の磁気的な凸部(51〜55)が形成されている。 The rotor on the inner side of the armature 10 and pole 11 to 16 via the air gap may (inductor core) 50, the rotor 50 is relatively rotatably disposed, a rotor (inductor core) 50 the outer peripheral surface, m (= 5) pieces of magnetic convex portions (51 to 55) are formed. ロータ(誘導子鉄心)50は、軟磁性薄板の積層部材および、これに圧入されたシャフト70とにより構成される。 Rotor (inductor core) 50 is laminated member and the soft magnetic thin plate composed of a shaft 70 press-fitted thereto. 互いに隣接する磁極(例えば11と12)のピッチP1と、ロータ50の凸部(例えば51と52)のピッチP2との比(P1/P2)は略5/6とされている。 The pitch P1 of the adjacent magnetic poles (e.g., 11 and 12) to each other, the ratio (P1 / P2) between the pitch P2 of the convex portion of the rotor 50 (e.g. 51 and 52) is substantially 5/6.
【0043】 [0043]
次に上記実施例のモータの作用・効果を、従来のSRモータとの比較により説明する。 Next, operation and effect of the motor of the above embodiment will be described by comparison with the conventional SR motor. 従来のSRモータは、図19に示す固定子の対向スロットに電機子コイル辺を納める全節巻の電機子巻線と、図20に示す1つの磁極に電機子巻線を巻く短節(集中)巻の電機子巻線との2つの電機子巻線形式のものが知られている。 Conventional SR motor, Tanfushi (concentrated winding and the armature winding of the total pitch winding to pay armature coil side to the opposite slots of the stator shown in FIG. 19, the armature windings on one of magnetic poles shown in FIG. 20 ) ones of the two armature windings form the armature winding of the winding is known. しかし、全節巻方式が短節巻方式に比べて、トルクに有効な電流(以下、トルク電流)を流せる導体数を多くできるため、トルク/体格を大きくできる。 However, Zenfushimaki scheme as compared to short-pitch winding type, the effective current (hereinafter, torque current) to the torque order can increase the number of conductors that can safely be increased torque / body mass.
【0044】 [0044]
すなわち、ロータが反時計まわりに回転する電動機モ−ドで比較してみると、図19に示す全節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット41、44(全スロットの1/3)であるのに対し、図20に示す短節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット41a、44a(全スロットの1/6)と少ないことからも分かる。 That is, the rotor motor mode rotates anticlockwise - Comparing with de, of the total pitch winding shown in FIG. 19 is a conductor slots 41, 44 in charge of the torque current (1/3 of the total slot) contrast, the conductor responsible for the torque current at short clause winding shown in FIG. 20 is evidenced by little a slot 41a, 44a (1/6 of the total slot).
【0045】 [0045]
しかしながら、全節巻のコイルエンドは短節巻のそれよりも長くなるという欠点がある。 However, the coil end of Zenfushimaki has the drawback of longer than that of the short-pitch winding. また、ロータの磁束の流れをみると、両巻線ともロータの半分の磁路しか利用しておらず、鉄量(体格)が増える要因となっている。 Looking at the flow of the magnetic flux of the rotor, half of the magnetic path of the rotor both windings only not utilizing, is a factor that iron amount (physique) increases.
【0046】 [0046]
そこで、図21のように磁極の中心部に図示極性の磁石を配置した短節(集中)巻の場合を考察してみると、スロット41a、44aのトルク電流に加え、従来使えなかったスロット42a、42b、45a、45bに主磁束を作るための励磁電流を流すことにより磁極中心磁石32、35が磁極12、15内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁極(12b、15b)磁束を密にして、トルクが増加することができる。 Therefore, and try to consider the case of a short section (concentrated) winding of arranging the magnet polarity shown in the center of the magnetic pole as shown in FIG. 21, the slots 41a, in addition to the 44a of the torque current, the slot 42a which could not use conventional , dense 42b, 45a, to deflect the magnetic flux in the magnetic pole 12 and 15 magnetic pole center magnet 32, 35 by supplying an excitation current to make a primary magnetic flux 45b, the rotor rotational direction of the magnetic poles (12b, 15b) of the magnetic flux , it is possible for the torque to increase.
【0047】 [0047]
更に、図2に示すように、ロータ外周の凸部(51〜55)を5個にすると磁束のループ数が2倍(4個)に増え、トルク電流を増やせる結果、トルクが増加する。 Furthermore, as shown in FIG. 2, the convex portion of the rotor periphery (51 to 55) the number of loops the magnetic flux of the to five increases doubled (4), the result of Fuyaseru the torque current, torque increases.
【0048】 [0048]
したがって、図2によれば、トルク電流を受け持つ導体がスロット41a、41b、42a、46b(全トルクの1/3)と従来の全節巻並みに増えるが、この時、磁石31、32、36は主磁束を発生(分担)しており、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより、電機子インダクタンスを減らして出力も増大させることができる。 Therefore, according to FIG. 2, the conductor slot 41a in charge of the torque current, 41b, 42a, 46b is increased to conventional full-pitch winding par with (1/3 of the total torque) at this time, the magnets 31, 32, 36 has occurred a main magnetic flux (sharing), by reducing the armature conductor number needed to generate the main magnetic flux can be output also increases by reducing the armature inductance.
【0049】 [0049]
また別の見地から言えば、従来のSRモータでは主磁束を発生させる必要上、電流位相からみてインダクタンスが大きく成らざるをえなかった導体の一部が、この実施例では、トルク電流(主磁束と直交する位相の電流)を受け持つインダクタンスの小さな導体に置き換えられることになり、その結果、全体として電機子インダクタンスを減らし、出力を増大させることができる。 Furthermore, from a different point of view, in the conventional SR motor on necessary to generate the main magnetic flux, a portion of the conductor the inductance viewed from the current phase had to be large, in this embodiment, the torque current (main magnetic flux orthogonal will be replaced to a small conductor inductance responsible for current) of the phase and, as a result, as a whole reduces armature inductance, it is possible to increase the output.
【0050】 [0050]
また、スロット導体44a、44bに加え、従来使えなかったスロット導体43b、45aにも励磁電流を流すことができ、磁石33〜35が磁極13〜15内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁束(13b〜15b)磁束を密にして、更にトルクを増加させることができる。 The slot conductor 44a, in addition to 44b, slot conductor 43b which could not use conventional, also can flow an exciting current to 45a, the magnet 33 to 35 to deflect the magnetic flux in the magnetic poles 13 to 15, in the direction of rotor rotation flux (13b~15b) flux in the dense, it is possible to increase the further torque.
【0051】 [0051]
次に、電動機モ−ド(ロータ回転が反時計方向)における電機子三相電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図2と図3を用いて説明する。 Then, the electric motor mode - de (rotor rotation is counterclockwise) about the relationship between the armature three-phase currents and the magnetic flux distribution and the rotational position of the rotor in, will be described with reference to FIGS. 2 and 3.
【0052】 [0052]
図2は、電流の位相が第1の状態を示すものであり、第1相(U相)の導体41(44)には図中の電流方向記号の向きに第1相(U相)電流が流れ、第1(4)の磁極11(14)のエアギャップ対向面(磁極面)はS極に磁化される。 Figure 2 is for the phase of the current indicates a first state, the first phase (U-phase) to the conductor 41 of the first phase (U-phase) (44) in the direction of the current direction symbols in FIG current flows, the air gap facing surface of the pole 11 (14) of the first (4) (magnetic pole surface) is magnetized to the S pole. また、第2相(V相)の導体42(45)には図中の電流方向記号の向きに第2相(V相)電流が流れ、第2(5)の磁極12(15)のエアギャップ対向面(磁極面)はN極に磁化される。 Further, the second-phase conductor 42 (45) of (V-phase) second phase (V-phase) in the direction of the current direction symbols in FIG current flows, air pole 12 (15) of the second (5) gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole. 同様に、第3相(W相)の導体43(46)には図中、電流方向記号の向きに第3相(W相)電流が流れ、第3(6)の磁極13(16)のエアギャップ対向面(磁極面)はN極に磁化される。 Similarly, in the drawing the conductor 43 (46) of the third phase (W phase), the third phase (W-phase) current flows in the direction of the current direction sign, pole 13 of the third (6) (16) air gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole.
【0053】 [0053]
この時、三相巻線は星形結線されているので、三相電流値の大きさ(絶対値)は、U相電流:V相電流:W相電流=2:1:1となっている。 At this time, since the three-phase windings are star connected, the magnitude of the three-phase current value (absolute value), U-phase current: V phase current: W phase current = 2: 1: 1 . また、図2に示すように、ロータ50は、凸部54が磁極14と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用によりロータ50には反時計方向のトルクが発生する。 Further, as shown in FIG. 2, the rotor 50 is in a rotational position in which the convex portion 54 is opposed to the magnetic pole 14, the torque on the rotor 50 in the counterclockwise direction by the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase currents illustrated Occur.
【0054】 [0054]
図3は、電流の位相が第1の状態に対し60°(電気角)進んだ第2の状態を示すものであり、第1相(U相)の導体41(44)には図中、電流方向記号の向きに第1相(U相)電流が流れ、第1(4)の磁極11(14)のエアギャップ対向面(磁極面)はS極に磁化される。 FIG. 3 shows a second state phase advanced 60 ° (electrical angle) relative to the first state of the current, the first-phase conductor 41 (44) of the (U-phase) in the figure, current first phase in the direction of direction symbols (U-phase) current flows, the air gap facing surface of the pole 11 (14) of the first (4) (magnetic pole surface) is magnetized to the S pole. また、第2相(V相)の導体42(45)には図中、電流方向記号の向きに第2相(V相)電流が流れ、第2(5)の磁極12(15)のエアギャップ対向面(磁極面)はS極に磁化される。 Further, in the figure to the conductor 42 (45) of the second phase (V-phase), a second phase in the direction of current direction sign (V-phase) current flows, the air pole 12 of the second (5) (15) gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the S pole. 同様に、第3相(W相)の導体43(46)には図中、電流方向記号の向きに第3相(W相)電流が流れ、第3(6)の磁極13(16)のエアギャップ対向面(磁極面)はN極に磁化される。 Similarly, in the drawing the conductor 43 (46) of the third phase (W phase), the third phase (W-phase) current flows in the direction of the current direction sign, pole 13 of the third (6) (16) air gap facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole.
【0055】 [0055]
この時、三相の電流値の大きさ(絶対値)は、U相電流:V相電流:W相電流=1:1:2の比になっている。 At this time, the current value of the three-phase magnitude (absolute value), U-phase current: V phase current: W phase current = 1: 1: 2 ratio. また、図3に示すように、ロータ50は、凸部53が磁極13と対向する回転位置まで12°(機械角)進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用によりロータ50には同様に反時計方向のトルクが発生する。 Further, as shown in FIG. 3, the rotor 50 is convex portion 53 is in the position advanced 12 ° to the rotational position opposed to the magnetic pole 13 (mechanical angle), the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase currents illustrated torque in the counterclockwise direction is generated similarly to the rotor 50.
【0056】 [0056]
このように電流位相の電気角60°に対してロータ回転の機械角12°であることから、見かけ上、5(極対数)の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能である。 Because it is mechanical angle 12 ° of rotor rotation to an electrical angle of 60 ° in this manner current phase, apparently, 5 are possible like the three-phase AC rotary control and synchronous motor (pole pairs).
【0057】 [0057]
ここで、ロータ50の凸部の数をmとすると、この実施例の電気機械はm極対数(2m極)の同期電動(発電)機と同様な駆動方法が採用できる。 Here, when the number of the convex portion of the rotor 50 is m, the electric machine is a synchronous motor (generator) of m pole pairs (2m pole) machines similar to the driving method of this embodiment can be employed. なお、mは5または7の整数倍である。 Incidentally, m is an integer multiple of 5 or 7.
【0058】 [0058]
ただし、ロータ50は電機子電流による回転磁界に対して真に同期回転している訳ではなく、電気磁気現象として捉え直せば、本発明からなる電気機械は磁極(n個)に設けられた磁石による極数nの静止磁界に磁気的凸部(m個)を有するm極対数のロータ50が磁気変調作用を及ぼし、2mーn極の回転磁界が生成され、この回転磁界に所定の位相差を設けた電機子電流を流すことにより、電動機または発電機として機能するものと考えることができる。 However, the rotor 50 is not necessarily being rotated truly synchronized with the rotating magnetic field by the armature current, if able to re regarded as electric magnetic phenomena, electromechanical consisting invention provided at the magnetic pole of (n) magnet exert rotor 50 of the m pairs of poles are magnetic modulation action having a magnetic convex portion (m bits) to a stationary magnetic field of the pole number n by the rotation magnetic field of 2m over n poles are generated, a predetermined phase difference in the rotating magnetic field it can be considered a by flowing armature current provided, intended to function as a motor or a generator.
【0059】 [0059]
以上説明したように、第1実施例によれば、電機子の磁極部の周方向中心部に磁極面(ギャップ対向面)側から電機子の継鉄部側へ向けて設けた矩形溝に溝幅方向に着磁された磁石を挿入する構成としたので、電機子磁極の突極性を損なわずに磁石による磁束を利用でき、効果的にトルクを向上できる。 As described above, according to the first embodiment, a groove in a rectangular groove formed toward the pole faces in the circumferential direction central portion of the magnetic pole of the armature (gap facing surface) side to the yoke portion of the armature since a configuration of inserting a magnetized magnet in the width direction, available flux by the magnet without impairing the saliency of the armature magnetic poles, can effectively improve the torque.
【0060】 [0060]
また、電機子導体を永久磁石と干渉することなく電機子磁極に集中して巻回できるので、占積率が向上し、コイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。 Moreover, since the armature conductors can be wound focused on armature pole without interfering with the permanent magnets improves the space factor, the coil end can also be shortened, which is effective for reduction in size and increase in output power.
【0061】 [0061]
また、磁極部のピッチP1と凸部のピッチP2との比(P1/P2)を所定の値(略5/6)としたので、磁束のループ数が増え、磁石が主磁束を効果的に分担でき、その結果、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することにより電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができる。 Further, since the ratio (P1 / P2) of the predetermined values ​​of the pitch P2 of the pitch P1 and the convex portion of the magnetic pole portion (approximately 5/6), increased number of loops of the magnetic flux, magnet effectively the main magnetic flux sharing can, as a result, it is possible to increase the output by reducing the armature inductance by reducing the armature conductor number required to generate the main magnetic flux.
【0062】 [0062]
また、従来のリラクタンスモータが吸引力のみを利用していたため、固定子およびロータ磁路の半分以下しか活用できなかったのに対し、上記のように比(P1/P2)を所定の値(略5/6)にしたので、上記第1の作用に加えて、固定子磁極に設けた磁石が主磁束を磁極内で偏向させる第2の作用が相乗して働き、従来、反トルクが発生するため使えなかった磁路(及び導体)が利用でき、トルク/体格を更に向上させることができる。 Further, since the conventional reluctance motor were using only the suction force, the stator and contrast could only use less than half of the rotor magnetic path, a predetermined value the ratio (P1 / P2) as described above (approximately having to 5/6), in addition to the first action, the second action magnets provided on the stator magnetic pole deflects the main magnetic flux in the pole acts synergistically, conventional, counter torque is generated available magnetic path (and conductors) is to not use, it is possible to further improve the torque / body mass.
【0063】 [0063]
また、磁極部の矩形溝に挿入された磁石は交互に逆極性に着磁されているので、磁束分布の対称性が良く、磁石による磁束をトルクとして利用しやすくなる。 Further, since the inserted magnet rectangular groove of the magnetic pole portions are magnetized in opposite polarities alternately, the symmetry of the magnetic flux distribution is good, it is easy to utilize the magnetic flux by the magnet as a torque.
【0064】 [0064]
また、三相巻線の巻線部が第1(U)相、第2(V)相、第3(W)相の順に各磁極部に個別に巻装され、更に、互いに直列接続されて同相の相巻線を構成する各巻線部が、同じ向き(軸心からみて)に巻装されるので、電気磁気的相互作用の面からも対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力(効果)向上に有効である。 Also, the winding portion of the three-phase winding the 1 (U) phase, a 2 (V) phase, are wound individually in each magnetic pole portion in the order of the 3 (W) phase, further, are connected in series with each other by winding portion constituting the phase windings of the same phase, because it is wound in the same direction (axial center as viewed), good symmetry in terms of electrical and magnetic interaction, the rotor eccentricity or air gap balance, etc. it is possible to eliminate the unbalance current is effective in the output (effect) increase.
【0065】 [0065]
また、電機子が電機子磁極の中心部に設けられた矩形溝のギャップ対向面と反対側に電機子鉄心の継鉄部1Fに連なる磁石磁路短絡部61〜66を有する構成としたので、電機子電流の大きさを抑える(または電流位相を適度に進角又は遅角させる)ことにより、磁石磁束を磁石磁路短絡部61〜66により適度に短絡させ、速度(回転数)の高い領域において効率的に誘起電圧を適値に抑えることができ、出力(効率)を向上させることが出来る。 Moreover, since the armature is configured to have a magnet magnetic path short circuit parts 61 to 66 continuous with the yoke portion 1F of the armature core on the opposite side of the gap opposing face of the rectangular groove provided at the center of the armature magnetic poles, reduce the magnitude of the armature current by (or is moderately advanced or retarded current phase), a magnetic flux appropriately is short-circuited by the magnet magnetic path short 61 to 66, high speed (rpm) region efficiently induced voltage can be suppressed to an appropriate value, the output (efficiency) can be improved in.
【0066】 [0066]
一方、高トルクを必要とする中低速(回転)域では、電機子電流を大きくすることにより、磁石磁路短絡部61〜66を磁気飽和させ、磁石による磁束をトルク(出力)として有効に利用できる。 On the other hand, in the low speed (rotation) range in requiring high torque, by increasing the armature current, the magnetic path short circuit 61 to 66 is magnetically saturated, to enable the magnetic flux generated by the magnet as a torque (output) available it can. このようにして広い(回転)速度域においてトルク及び/または出力を効率よく制御可能な電気機械を提供することができる。 Thus it is possible to provide an efficient controllable electromechanical torque and / or output in a manner broad (rotational) speed range.
【0067】 [0067]
また、磁石磁路短絡部61〜66を継鉄部1Fに連なる構成としたので、図2に示すように磁石磁路短絡部(図中の62、63)は、継鉄部1Fを経由し磁石(図中の32、33)の磁束をトルクに有効な磁極部位(図中12a、13b)に導くための磁路として作用し、磁石による磁束が、より効果的にトルク(出力)として利用できる。 Further, since a configuration continuing the magnet magnetic path short circuit section 61 to 66 to the yoke portion 1F, the magnet magnetic path short circuit portion as shown in FIG. 2 (62, 63 in the drawing), via the yoke portion 1F acts as a magnetic path for guiding the magnetic flux enable the torque pole portions (in the figure 12a, 13b) of the (32, 33 in the figure), utilizing the magnetic flux generated by the magnet is, as a more effective torque (output) it can.
【0068】 [0068]
なお、本実施例において、ロータ凸部の数が5で、磁極部のピッチP1と凸部のピッチP2との比(P1/P2)が略5/6の場合について詳述したが、ロータ凸部の数が7で、磁極部のピッチP1と凸部のピッチP2との比(P1/P2)が略7/6の場合についても同様の作用効果が得られる。 In the present embodiment, the number of rotor projections 5, although the ratio between the pitch P2 of the pitch P1 and the convex portion of the magnetic pole portions (P1 / P2) is described in detail the case of substantially 5/6, the rotor projection the number of parts is 7, the same effect also when the ratio between the pitch P2 of the pitch P1 and the convex portion of the magnetic pole portions (P1 / P2) is approximately 7/6 is obtained.
(実施例2) (Example 2)
磁極部の数(n)を12、凸部の数(m)を10とした第2実施例の磁石装備電機子をもつ誘導子型回転電機を、第1実施例との違いを中心に説明する。 Description The number of the magnetic pole portion (n) 12, the number of protrusions (m) is the inductor type rotating electric machine having a magnet mounted armature of the second embodiment 10, focusing on differences from the first embodiment to.
【0069】 [0069]
この実施例は、図4の回転電機主要部の径方向断面図に示すよう、電機子である固定子10が、12個の磁極(磁極部)11〜13〜1Cを有し、これら磁極の周方向中心部には極性交互に着磁された磁石31〜33〜3Cが挿入されている。 This example as shown in radial cross-section view of the rotary electric machine main unit of Figure 4, the stator 10 is armature, has 12 poles (magnetic pole portion) 11~13~1C, the magnetic poles the circumferential center portion magnet 31~33~3C magnetized in the polarities alternately are inserted.
【0070】 [0070]
第1相(U相)の導体(本発明で言う巻線部)4U1が磁極11、第2相(V相)の導体(本発明で言う巻線部)4V1が磁極12、第3相(W相)の導体(本発明で言う巻線部)4W1が磁極13に集中して巻かれており、以下、図示省略するが、第1相(U相)、第2相(V相)、第3相(W相)の順に導体が各磁極に個別に集中して巻かれている。 The first phase (winding unit referred to in the present invention) conductors (U-phase) 4U1 poles 11, second phase (winding unit referred to in the present invention) conductor (V phase) 4V1 poles 12, third phase ( W-phase winding portion) 4W1 referred to in the conductor (the present invention) are wound to concentrate on the magnetic pole 13, the following, although not shown, the first phase (U-phase), the second phase (V-phase), conductor in the order of the third phase (W-phase) are wound in a concentrated individually to each pole. 同一相の導体(例えば4U1、4U2、4U3、4U4)は電気的に直列接続され、かつ、通電時に同相の導体が巻装された各磁極(同相磁極ともいう)の対向ギャップ面(磁極面)が同一極性になるように各磁極に巻回されている。 Same phase conductor (eg 4U1,4U2,4U3,4U4) are electrically connected in series, and the opposing gap surfaces of the magnetic pole conductors of the same phase is wound upon energization (also referred to as in-phase magnetic pole) (magnetic pole surface) There has been wound on each magnetic pole so that the same polarity.
【0071】 [0071]
電機子10およびその電機子鉄心の磁極11〜13〜1Cの径方向内側にはエアギャップを介してロータ50が相対回転自在に配設され、m(=10)個の磁気的な凸部(51〜5A)がロータ50の外周面に形成されている。 The radially inner pole 11~13~1C the armature 10 and the armature core rotor 50 through the air gap is relatively rotatably disposed, m (= 10) pieces of magnetic protrusions ( 51~5A) is formed on the outer circumferential surface of the rotor 50.
【0072】 [0072]
互いに隣接する磁極(例えば11と12)のピッチP1と凸部(例えば51と52)のピッチP2との比(P1/P2)は略5/6とされている。 Mutually ratio between the pitch P2 of the pitch P1 and the projections of the adjacent magnetic poles (e.g., 11 and 12) (e.g. 51 and 52) (P1 / P2) is approximately 5/6.
【0073】 [0073]
次に電動機モ−ド(ロータ回転が反時計方向)における電機子三相電流と磁束分布および、ロータの位置の関係について、図5及び図6を用いて説明する。 Then motor mode - de three-phase currents and the magnetic flux distribution and the armature in (rotor rotation is counterclockwise), the relationship between the position of the rotor will be described with reference to FIGS.
【0074】 [0074]
図5は第1の電流位相状態を示すものであり、第1相(U相)導体4U1〜4U4、第2相(V相)導体4V1〜4V4、第3相(W相)の導体4W1〜4W4に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面(磁極面)が磁化され、図示するように軸対称に分布した磁束が形成される。 Figure 5 shows a first current phase state, the first phase (U-phase) conductor 4U1~4U4, second phase (V-phase) conductor 4V1~4V4, conductor 4W1~ third phase (W-phase) to 4W4, in the figure the three-phase current of the direction of the current direction symbol flows are magnetized air gap opposing face of the pole (pole face) is, the magnetic flux distributed in axially symmetrical as shown, it is formed.
【0075】 [0075]
この時、星形結線された三相電機子巻線の各相電流の大きさ(絶対値)は、U相電流:V相電流:W相電流=2:1:1の比になっている。 In this case, the phase currents of the star-connected three-phase armature windings magnitude (absolute value), U-phase current: V phase current: W phase current = 2: 1: 1 ratio .
【0076】 [0076]
ロータ50は、図5に示すように、凸部54が磁極14と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生する。 The rotor 50, as shown in FIG. 5, is in a rotational position in which the convex portion 54 is opposed to the magnetic pole 14, by the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase currents illustrated, the torque in the counterclockwise direction is generated in the rotor 50 .
【0077】 [0077]
図6は電流の位相が第1の状態に対し60°(電気角)進んだ第2の状態を示す。 Figure 6 shows a second state phase advanced 60 ° with respect to the first state (electrical angle) of the current. 第1相(U相)導体4U1〜4U4、第2相(V相)導体4V1〜4V4、第3相(W相)の導体4W1〜4W4に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面(磁極面)が磁化され、図示するように、軸対称に分布した磁束が形成される。 The first phase (U-phase) conductor 4U1~4U4, second phase (V-phase) conductor 4V1~4V4, the conductor 4W1~4W4 third phase (W phase), in the figure, the three-phase current of the direction of the current direction symbol flows, are magnetized air gap opposing face of the pole (pole face) is, as shown, the magnetic flux distributed in axial symmetry is formed.
【0078】 [0078]
この時、三相電流の大きさ(絶対値)は、U相電流:V相電流:W相電流=1:1:2の比になっている。 At this time, the three-phase current magnitude (absolute value), U-phase current: V phase current: W phase current = 1: 1: 2 ratio.
【0079】 [0079]
ロータ50は、図6に示すように、凸部53が磁極13と対向する回転位置まで図5に対し6°(機械角)進んだ位置にあり、図示するように磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生している。 The rotor 50, as shown in FIG. 6, is in the 6 ° to 5 protrusions 53 to the rotation position opposed to the magnetic pole 13 (mechanical angle) advanced position, and the three-phase current flux distribution as shown the interaction, torque in the counterclockwise direction is generated in the rotor 50.
【0080】 [0080]
このように、電流位相の電気角60°に対してロータ回転の機械角6°であることから、見かけ上、極対数10の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能となっている。 Thus, since a mechanical angle 6 ° of rotor rotation with respect to the electrical angle 60 ° of the current phase, apparently, and can the same three-phase AC rotary control and synchronous motor pole pairs 10.
【0081】 [0081]
以上のように、本実施例よれば、ロータの凸部の数(m)を10としたので、磁束分布が軸対称形となり、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制できる。 As described above, according the present embodiment, since the number of the convex portion of the rotor (m) is set to 10, magnetic flux distribution becomes axisymmetric, it can be effectively suppressed imbalance force to the eccentric rotor.
(第3実施例) (Third Embodiment)
第3実施例として、磁極部の数(n)を12、ロータの凸部の数(m)を14とした場合について、第1実施例との違いを中心に説明する。 As a third embodiment, the number of the magnetic pole portion (n) 12, the case where the number of the projections of the rotor (m) is set to 14 will be described focusing on differences from the first embodiment.
【0082】 [0082]
この実施例は、図7の回転電気主要部の径方向断面図に示すよう、電機子である固定子10が、12個の磁極11〜13〜1Cを有し、これら磁極の中心部には極性交互に着磁された磁石31〜33〜3Cが挿入されている。 This example as shown in radial cross-section view of a rotating electric main portion of FIG. 7, the stator 10 is armature, has 12 poles 11~13~1C, in the center of the magnetic poles magnetized magnet 31~33~3C is inserted in polarity alternately.
【0083】 [0083]
第1相(U相)の導体(巻線部)4U1が磁極11に、第2相(V相)の導体(巻線部)4V1が磁極12に、第3相(W相)の導体(巻線部)4W1が磁極13に、それぞれ集中して巻かれており、以下、図示省略するが、第1相(U相)、第2相(V相)、第3相(W相)の順に導体(巻線部)が各磁極に個別に集中して巻かれている。 The first phase conductor (U-phase) (winding portion) 4U1 poles 11, the second phase conductor (winding portion) of (V-phase) 4V1 poles 12, conductor of the third phase (W-phase) ( the winding portion) 4W1 poles 13 is wound by concentrated respectively, hereinafter, although not shown, the first phase (U-phase), the second phase (V-phase), the third phase (W-phase) turn conductors (winding portion) are wound in a concentrated individually to each pole.
【0084】 [0084]
同一相の導体(例えば4U1、4U2、4U3、4U4)は電気的に直列接続され、かつ、通電時に同相の導体が巻装された各磁極(同相磁極ともいう)の対向ギャップ面(磁極面)が同一極性になるように各磁極に巻回されている。 Same phase conductor (eg 4U1,4U2,4U3,4U4) are electrically connected in series, and the opposing gap surfaces of the magnetic pole conductors of the same phase is wound upon energization (also referred to as in-phase magnetic pole) (magnetic pole surface) There has been wound on each magnetic pole so that the same polarity.
【0085】 [0085]
電機子10およびその電機子鉄心の磁極11〜13〜1Cの内側にはエアギャップを介してロータ50が相対回転自在に配設され、m(=14)個の磁気的な凸部(51〜5E)がロータ50の外周面に形成されている。 Inside the pole 11~13~1C the armature 10 and the armature core rotor 50 through the air gap is relatively rotatably disposed, m (= 14) pieces of magnetic convex portions (51 to 5E) is formed on the outer circumferential surface of the rotor 50.
【0086】 [0086]
互いに隣接する磁極(例えば11と12)のピッチP1と凸部(例えば51と52)のピッチP2との比(P1/P2)は略7/6とされている。 Mutually ratio between the pitch P2 of the pitch P1 and the projections of the adjacent magnetic poles (e.g., 11 and 12) (e.g. 51 and 52) (P1 / P2) is approximately 7/6.
【0087】 [0087]
次に、電動機モ−ド(ロータ回転が反時計方向)における電機子の三相電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図8及び図9を用いて説明する。 Then, the electric motor mode - de (rotor rotation is counterclockwise) the relationship between the three-phase currents and the magnetic flux distribution and the rotational position of the rotor of the armature in, will be described with reference to FIGS.
【0088】 [0088]
図8は第1の電流位相状態を示すものであり、第1相(U相)導体(巻線部)4U1〜4U4、第2相(V相)導体(巻線部)4V1〜4V4、第3相(W相)の導体(巻線部)4W1〜4W4に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面(磁極面)が磁化され、図示するように軸対称の分布した磁束が形成される。 Figure 8 shows a first current phase state, the first phase (U-phase) conductor (winding portion) 4U1~4U4, second phase (V-phase) conductor (winding portion) 4V1~4V4, the the conductors of the three phases (W-phase) (winding portion) 4W1~4W4, in the figure is a three-phase current of the direction of the current direction symbol stream, the air gap facing surface of the pole (pole face) are magnetized, as illustrated magnetic flux distribution in the axial symmetry is formed.
【0089】 [0089]
この時、三相電流の大きさ(絶対値)は、U相電流:V相電流:W相電流=2:1:1の比になっている。 At this time, the magnitude of the three-phase currents (absolute value), U-phase current: V phase current: W phase current = 2: 1: 1 ratio.
【0090】 [0090]
図8に示すように、ロータ50の凸部55は、磁極14と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生する。 As shown in FIG. 8, the convex portion 55 of the rotor 50 is in a rotational position facing the magnetic pole 14, by the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase currents illustrated, the torque in the counterclockwise direction is generated in the rotor 50 .
【0091】 [0091]
図9は電流の位相が第1の状態に対し60°(電気角)進んだ第2の状態を示すものであり、第1相(U相)導体4U1〜4U4、第2相(V相)導体4V1〜4V4、第3相(W相)の導体4W1〜4W4に、図中、電流方向記号の向きの三相電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面(磁極面)が磁化され、図示するように軸対称に分布した磁束が形成される。 9 60 ° phase current with respect to the first state is indicative of the (electrical angle) a second state in which advanced, first phase (U-phase) conductor 4U1~4U4, second phase (V-phase) conductor 4V1~4V4, the conductor 4W1~4W4 third phase (W phase), in the figure, a three-phase current of the direction of the current direction symbol stream, the air gap facing surface of the pole (pole face) is magnetized, illustrated magnetic flux distribution in the axial symmetry is formed such.
【0092】 [0092]
この時、三相電流の大きさ(絶対値)は、U相電流:V相電流:W相電流=1:2:1の比になっている。 At this time, the three-phase current magnitude (absolute value), U-phase current: V phase current: W phase current = 1: 2: 1 ratio.
【0093】 [0093]
図9に示すように、ロータ50の凸部56は磁極15と対向する回転位置、すなわち図6ー1の位置に対して4.29°(機械角)進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三3相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生している。 As shown in FIG. 9, the convex portion 56 of the rotor 50 is a rotational position facing the magnetic pole 15, i.e. located in the 4.29 ° (mechanical angle) advanced position with respect to the position of FIG. 6 - 1, the magnetic flux distribution shown by interaction with the three three-phase current, a torque in the counterclockwise direction is generated in the rotor 50.
【0094】 [0094]
このように、電流位相の電気角60°に対してロータ回転の機械角4.29°であることから、見かけ上、極対数14の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能となっている。 Thus, since a mechanical angle 4.29 ° of rotor rotation with respect to the electrical angle 60 ° of the current phase, apparently, making it possible to similar three-phase AC rotary control and synchronous motor pole pairs 14 there.
【0095】 [0095]
以上説明したように、第2、3の実施例によれば、磁極の数(n)を12の整数倍とし、ロータの凸部の数(m)を偶数である10又は14の整数倍としたので、磁束分布が軸対称形となり、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制することができる。 As described above, according to the second and third embodiments, the number of magnetic poles (n) is an integer multiple of 12, and an integer multiple of 10 or 14 is even a number of convex portions of the rotor (m) since the magnetic flux distribution becomes axisymmetric, it can be effectively suppressed imbalance force to the eccentric rotor.
(第4実施例) (Fourth Embodiment)
次に第4の実施例として、磁極の数(n)が6で、凸部の数(m)が5のロータを軸方向に2列に分け、列間で凸部の周方向角度位置を1/2ピッチずらした場合について、第1実施例との違いを中心に説明する。 As Next, a fourth embodiment, the number of magnetic poles (n) is 6, divide the rotor number (m) of 5 of the convex portion in two rows in the axial direction, the circumferential angular position of the convex portion between the column case shifted 1/2 pitch, it will be mainly described a difference from the first embodiment.
【0096】 [0096]
この実施例の骨子は、上記他の実施例と電機子の構造や巻線構造をできるだけ変更することなく、磁石数を軸方向で2分割し、一列分の磁極の数(n)が6のままでも、合成磁束の分布が軸対称になるようにして、ロータを偏心させるアンバランス力を抑制することにより外径寸法に制約のある用途に適した小型の回転電機を提供する点にある。 The gist of this embodiment, without changing much as possible the structure and winding structure of the other embodiments and the armature, is divided into two parts the number of magnets in the axial direction, the number of magnetic poles of one row (n) is 6 It is left, and the distribution of the synthetic magnetic flux is set to be axisymmetric, in that it provides a compact rotary electric machine suitable for use with limited outer diameter dimension by suppressing the imbalance force to the eccentric rotor.
【0097】 [0097]
この実施例では、図10及び図12に示すように、ロータ50a、50bが軸方向に2列に配置され、ロータ50a、50bは、外周に形成された5つの凸部及び凹部が逆位相に配置された状態でシャフト70に固定されている。 In this embodiment, as shown in FIGS. 10 and 12, the rotor 50a, 50b are arranged in two rows in the axial direction, the rotor 50a, 50b are five protrusions and recesses are opposite phase formed in the outer periphery It is fixed to the shaft 70 in the deployed state. ロータ50a、50bは、軸受80により電機子10に対して相対回転自在に支承されている。 Rotor 50a, 50b are relatively rotatably supported with respect to the armature 10 by a bearing 80. ロータ50aとロータ50bとの間には、磁気干渉を避けるため、適宜の隙間(または非磁性体からなるスペーサ)90を設けられている。 Between the rotor 50a and the rotor 50b, in order to avoid magnetic interference, it provided a 90 (spacers made of or non-magnetic material) appropriate clearance.
【0098】 [0098]
電機子の基本構成や巻線は、第1実施例にて説明した構造と同一であるが、図10に示すように磁極の周方向中心部に形成された矩形溝に挿入する磁石を軸方向で2分割し、それぞれ軸方向に隣接する各対の磁石は、互いに逆向きに着磁されている。 The basic configuration and winding of the armature is the same as those of the structure described in the first embodiment, the axial magnet to be inserted into the rectangular groove formed in the circumferential center of the pole as shown in FIG. 10 in 2 divided, each pair of adjacent magnets in the axial direction are magnetized in opposite directions. すなわち、磁極11の矩形溝に軸方向に隣接して挿入する磁石31a、31bを例にとると、左列のロータ50aに対応する磁石31aは紙面手前側がS極であるのに対し、右列のロータ50bに対応する磁石31bは紙面手前側がN極になるよう配置されている。 That is, taking the magnet 31a to be inserted axially adjacent to the rectangular groove of the pole 11, and 31b as an example, whereas the magnets 31a corresponding to the rotor 50a of the left column near side is the S pole, the right column the magnet 31b corresponding to the rotor 50b are arranged so that front side is an N pole.
【0099】 [0099]
なお、磁石は必ずしも図10に示したように軸方向で2分割する必要はなく、一つの磁石の該当する二つの部分を、磁極を矩形溝に挿入する前または後の段階で互いに逆向きに着磁してもよい。 Incidentally, the magnet is not necessarily divided into two in the axial direction as shown in FIG. 10, the relevant two parts of one magnet, the poles in opposite directions before or after the step for insertion into the rectangular groove it may be magnetized.
【0100】 [0100]
次に、電動機モ−ド(ロータ回転が反時計方向)における三相電機子電流と磁束分布との関係について、図11及び図12を用いて説明する。 Then, the electric motor mode - de (rotor rotation is counterclockwise) the relationship between the three-phase armature current and magnetic flux distribution in, will be described with reference to FIGS. 図11は上記図10のAーA断面を、図11は上記図10のBーB断面を示す。 Figure 11 is a A-A cross section of FIG 10, FIG 11 shows the B - B cross section of FIG. 10.
【0101】 [0101]
第1相(U相)の導体41(44)には、図中、電流方向記号の向きに第1相(U相)電流が流れ、第1(4)の磁極11(14)のエアギャップ対向面(磁極面)はS極に磁化される。 The conductor 41 of the first phase (U-phase) (44), in the figure, the first phase in the direction of current direction sign (U-phase) current flows, the air gap of the magnetic pole 11 (14) of the first (4) facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the S pole.
【0102】 [0102]
第2相(V相)の導体42(45)には、図中、電流方向記号の向きに第2相(V相)電流が流れ、第2(5)の磁極12(15)のエアギャップ対向面(磁極面)はN極に磁化される。 The conductor 42 (45) of the second phase (V-phase), in the figure, the second phase in the direction of current direction sign (V-phase) current flows, the air gap of the magnetic pole 12 (15) of the second (5) facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole. 第3相(W相)の導体43(46)には、図中、電流方向記号の向きに第3相(W相)電流が流れ、第3(6)の磁極13(16)のエアギャップ対向面(磁極面)はN極に磁化される。 The conductor 43 (46) of the third phase (W phase), in the figure, the third phase in the direction of current direction sign (W-phase) current flows, the air gap of the pole 13 (16) of the third (6) facing surface (magnetic pole surface) is magnetized to the N pole.
【0103】 [0103]
この時、三相星形結線された電機子巻線の三相電流(絶対値)は、U相電流:V相電流:W相電流=2:1:1の比になっている。 At this time, the three-phase current (absolute value) of the armature windings a three-phase star connection is, U-phase current: V phase current: W phase current = 2: 1: 1 ratio.
【0104】 [0104]
図11及び図12に示す磁束分布の比較からわかるように、2つのロータで凸部を逆位相配置(周方向1/2ピッチずれた配置)とし、磁石極性も軸方向に逆極性、かつ、周方向極性交互に着磁したので、2つの磁束分布は互いに軸対称となり、個々のロータを偏心させるアンバランス力を殆ど相殺することができる。 As can be seen from a comparison of the magnetic flux distribution shown in FIG. 11 and FIG. 12, a convex portion with two rotors and antiphase arrangement (arranged offset circumferentially 1/2 pitch), and reverse polarity, the magnet polarity in the axial direction, since magnetized in the circumferential direction polarity alternately, two flux distribution becomes axisymmetric with each other, it is possible to almost cancel the unbalance force to decenter the individual rotor.
【0105】 [0105]
また、図11及び図12に示す磁束分布と三相電流との相互作用により、それぞれ反時計方向のトルクがロータ50a、50bに発生する。 Further, by interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase current shown in FIGS. 11 and 12, the torque in the counterclockwise direction, respectively generated in the rotor 50a, 50b.
【0106】 [0106]
以上のように、この実施例によれば、磁極の数(n)を6の整数倍とし、更に、凸部の数(m)が5の整数倍であるロータを軸方向に少なくとも2列に配置し、列が異なる2つのロータを逆位相配置(凸部および凹部を逆)とし、軸方向に隣接する2つの磁石を互いに逆向きに磁化したので、磁束分布が軸対称になり、磁極の数(n)を抑えつつ、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制でき、外形寸法に制約がある小型の電気機械の構造として好適となる。 As described above, according to this embodiment, the number of magnetic poles (n) is an integral multiple of 6, further rotor is an integer multiple of the number of protrusions (m) is 5 to at least two rows in the axial direction arrangement, and a reverse phase arranged two rotors column are different (opposite projections and recesses), since the magnetizing two adjacent magnets in the axial direction in opposite directions to each other, magnetic flux distribution becomes axially symmetric magnetic poles of while suppressing the number (n), the imbalance force to the eccentric rotor can be effectively suppressed, which is suitable as a structure for a small electric machine is limited to the external dimensions.
【0107】 [0107]
なお、上記説明では、凸部の数が5(磁極のピッチP1と凸部のピッチP2との比が略5/6)の場合について詳述したが、凸部の数が7(磁極のピッチP1と凸部のピッチP2との比が略7/6)の場合についても、同様の作用効果が得られる。 In the above description, the number of projections 5 (ratio between the pitch P2 of the pitch of the magnetic poles P1 and the convex portion is approximately 5/6) was described in detail the case of the pitch of the number 7 (magnetic pole of the convex portion for if the ratio between the pitch P2 of P1 and the convex portion is approximately 7/6), the same advantages are achieved. また、上記アンバランス力を更に低減するために、ロータ及び磁石を更に多数軸方向に配列することもできる。 Further, in order to further reduce the imbalance forces, it can be arranged in a greater number axis of the rotor and the magnet.
【0108】 [0108]
以上説明した各実施例によれば、ロータが電機子の内側を回転するインナロータ構造の場合について説明したが、アウタロータ構造の場合にも適用できるのは言うまでもない。 According to each embodiment described above, the rotor has been described the case of the inner rotor structure for rotating the inner armature, it can be applied to the case of the outer rotor structure of course. また、電気機械が回転運動する構造の場合について説明したが、リニアモータ、リニアアクチエータ等にも適用できるのは言うまでもない。 Further, the electrical machine has been described for the case of structures that rotational movement, a linear motor, can be applied to a linear actuator or the like of course. また、電機子が固定の場合について説明したが、逆に電機子が移動(又は回転)するものであってもよい。 Although the armature has been described for the case of fixed armature conversely it may be configured to move (or rotate).
【0109】 [0109]
また、ロータ(移動子)の凸部が磁気的に透磁率の高い部材の場合について説明したが、これに限られるものではなく、電気磁気現象を用いたものであれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、既知のいかなる方法を用いてもよい。 Further, the description has been given of the high member projections of magnetically permeability of the rotor (slider) is not limited thereto, as long as using an electro magnetic phenomena, the spirit of the present invention in deviates no range may be used any method known.
【0110】 [0110]
例えば、凸部の高透磁率部材と併用する形で、凹部には電機子からの磁束の侵入を遮断するための同心状短絡コイル等を設けてもよいし、極低温で使用するものであれば、凹部に磁気遮断効果の高い超伝導体からなる反磁性材料を配設してもよい。 For example, in the form of combination with high permeability material of the convex portion may be provided concentric short circuited coil or the like for blocking the entry of the magnetic flux from the armature to the recess, as long as used in cryogenic if, may be disposed diamagnetic material consisting of high superconductors magnetism shielding effect in the recess.
(第5実施例) (Fifth Embodiment)
次に第5の実施例を以下に説明する。 Next will be described a fifth embodiment below.
【0111】 [0111]
図13は回転電機主要部の径方向断面図であり、電機子10の電機子鉄心が、12個の磁極1U1〜1U4、1V1〜1V4、1W1〜1W4を有し、矩形溝21〜2Cが、これら磁極の周方向中心部にギャップ対向面(磁極面)側から電機子鉄心の継鉄部(コアバック)1F側に向けて個別に凹設され、磁石31〜3Cが、溝幅方向に磁化されて、矩形溝21〜2Cに挿入されている。 Figure 13 is a radial sectional view of the rotary electric machine main unit, armature core of the armature 10, has 12 poles 1U1~1U4,1V1~1V4,1W1~1W4, rectangular grooves 21~2C, recessed separately from the circumferential center to the gap opposing surface (magnetic pole surface) side toward the yoke portion of the armature core (core back) 1F side of magnetic poles, the magnet 31~3C is magnetized in the groove width direction It is, are inserted into the rectangular groove 21~2C.
【0112】 [0112]
電機子10の電機子鉄心は、矩形溝21〜2Cのギャップ対向面(磁極面)と反対側に位置して継鉄部1Fに連なり、磁石31〜3Cの磁束を短絡させる磁石磁路短絡部61〜6Cを有する。 Armature core of the armature 10 is continuous with the yoke portion 1F is located in the gap opposing face of the rectangular groove 21~2C and (magnetic pole surface) opposite the magnet magnetic path short circuit portion for short-circuiting the magnetic flux of the magnet 31~3C with a 61~6C.
【0113】 [0113]
第1相(U相)の巻線部4U1、4U2が互いに隣接する磁極1U1、1U2に個別に集中して巻かれている。 It is wound in a concentrated individually pole 1U1,1U2 the winding portion 4U1,4U2 first phase (U phase) are adjacent to each other. 第2相(V相)の巻線部4V3、4V4が互いに隣接する磁極1V3、1V4に個別に集中して巻かれている。 It is wound in a concentrated individually pole 1V3,1V4 the winding portion 4V3,4V4 second phase (V phase) are adjacent to each other. 第3相(W相)の巻線部4W1、4W2が互いに隣接する磁極1W1、1W2に個別に集中して巻かれている。 Are wound in a concentrated individually pole 1W1,1W2 the winding portion 4W1,4W2 third phase (W-phase) are adjacent to each other.
【0114】 [0114]
以下同様に、第1相(U相)の巻線部4U3、4U4が磁極1U3、1U4に、第2相(V相)の巻線部4V1、4V2が磁極1V1、1V2に、第3相(W相)の巻線部4W3、4W4が磁極1W3、1W4に巻装されている。 Hereinafter Similarly, the winding part 4U3,4U4 poles 1U3,1U4 the first phase (U-phase), the winding portion 4V1,4V2 second phase (V phase) pole 1V1,1V2, phase 3 ( winding portion 4W3,4W4 of W-phase) is wound around the magnetic pole 1W3,1W4.
【0115】 [0115]
したがって、互いに隣接する磁極に巻かれ同相電圧が印加される一対の巻線部からなる同相巻線部対が二組形成されることになる。 Therefore, the phase winding portion pair consisting of a pair of winding portions common mode voltage wound around the adjacent magnetic poles are applied to each other are two sets formed. U相の巻線部(4U1、4U2、4U3、4U4)において、4U1と4U2とが第一の同相巻線部対を構成し、4U3と4U4とが第二の同相巻線部対を構成している。 In the winding of the U-phase (4U1,4U2,4U3,4U4), and 4U1 and 4U2 constitutes the first phase winding portion pairs, and 4U3 and 4U4 constitute the second phase winding portion pairs ing. これら二つの同相巻線部対は逆極性にかつ直列接続されている。 These two-phase winding portion pair are connected in series and in opposite polarities. なお、ここでいう「逆極性」とは、巻線部4U1と4U4とが軸心からみて同じ向き、巻線部4U2と4U3とが軸心からみて同じ向きに巻装されていることを意味するものとする。 Here, the term "reverse polarity" is, meaning that they are wound in the same direction as viewed winding portion 4U1 and 4U4 each other in the axial sincerely look in the same direction, the winding portion 4U2 and 4U3 each other in the axial sincerely It shall be. 他相の巻線部も上記説明したU相の巻線部と同様の接続、配置をもつ。 Winding portions of the other phase is also similar connection a winding portion of the U phase described above, with the arrangement. 第1〜3相(U〜V相)の巻線部は、一般的な星形接続されている。 Winding portions of the first to third phase (U~V phase) is generally star-shaped connection.
【0116】 [0116]
ロータ50は、電機子10およびその磁極1U1〜1W4の径方向内側に相対回転自在に配設され、m(=14)個の磁気的な凸部(51〜5E)がロータ50の外周面に形成されている。 The rotor 50 is relatively rotatably disposed radially inside the armature 10 and pole 1U1~1W4, m (= 14) pieces of magnetic convex portions (51~5E) is on the outer peripheral surface of the rotor 50 It is formed.
【0117】 [0117]
磁極(例えば1W4と1U1)のピッチP1と凸部(例えば51と52)のピッチP2との比(P1/P2)は略7/6に設定されている。 Pole (e.g. 1W4 and 1U1) ratio (P1 / P2) between the pitch P2 of the pitch P1 and the convex portion (e.g., 51 and 52) of the is set to approximately 7/6. 同相巻線部対を有した互いに隣接する一対の磁極に個別に挿入された2つの磁石(例えば31と32、33と34)は、互いに逆向きに着磁されており、相の異なる巻線部を有して互いに隣接する一対の磁極に個別に挿入された2つの磁石(例えば、32と33、34と35)は、互いに同じ向きに着磁されている。 Two magnets inserted individually into a pair of magnetic poles adjacent to each other having a phase winding section pairs (e.g. 31 and 32, 33 and 34) is magnetized in the opposite directions to each other, different windings of phases two magnets inserted individually into a pair of magnetic poles which are adjacent to each other have a part (e.g., 32 and 33, 34 and 35) is magnetized in the same direction to each other.
【0118】 [0118]
次に、この実施例の回転電機の作用及び効果を従来のSRモータを参照して説明する。 Next, the operation and effect of the rotary electric machine of this embodiment will be described with reference to the conventional SR motor.
【0119】 [0119]
次に上記実施例のモータの作用・効果を、従来のSRモータとの比較により説明する。 Next, operation and effect of the motor of the above embodiment will be described by comparison with the conventional SR motor.
【0120】 [0120]
従来のSRモータは、図19に示す固定子の対向スロットに電機子コイル辺を納める全節巻の電機子巻線と、図20に示す1つの磁極に電機子巻線を巻く短節(集中)巻の電機子巻線との2つの電機子巻線形式のものが知られている。 Conventional SR motor, Tanfushi (concentrated winding and the armature winding of the total pitch winding to pay armature coil side to the opposite slots of the stator shown in FIG. 19, the armature windings on one of magnetic poles shown in FIG. 20 ) ones of the two armature windings form the armature winding of the winding is known. しかし、全節巻方式が短節巻方式に比べて、トルクに有効な電流(以下、トルク電流)を流せる導体数を多くできるため、トルク/体格を大きくすることができる。 However, Zenfushimaki scheme as compared to short-pitch winding type, the effective current (hereinafter, torque current) to the torque order can increase the number of conductors that can safely, it is possible to increase the torque / body mass.
【0121】 [0121]
すなわち、ロータが反時計まわりに回転する電動機モ−ドで比較してみると、図19に示す全節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット41、44(全スロットの1/3)であるのに対し、図6に示す短節巻ではトルク電流を受け持つ導体がスロット41a、44a(全スロットの1/6)と少ないことからも分かる。 That is, the rotor motor mode rotates anticlockwise - Comparing with de, of the total pitch winding shown in FIG. 19 is a conductor slots 41, 44 in charge of the torque current (1/3 of the total slot) contrast, the conductor responsible for the torque current at short clause winding shown in FIG. 6 is evidenced by little a slot 41a, 44a (1/6 of the total slot).
【0122】 [0122]
しかしながら、全節巻のコイルエンドは短節巻のそれよりも長くなるという欠点がある。 However, the coil end of Zenfushimaki has the drawback of longer than that of the short-pitch winding. また、ロータの磁束の流れをみると、両巻線ともロータの半分の磁路しか利用しておらず、鉄量(体格)が増える要因となっている。 Looking at the flow of the magnetic flux of the rotor, half of the magnetic path of the rotor both windings only not utilizing, is a factor that iron amount (physique) increases.
【0123】 [0123]
そこで、図21のように磁極の中心部に図示極性の磁石を配置した短節(集中)巻の場合を考察してみると、スロット41a、44aのトルク電流に加え、従来使えなかったスロット42a、42b、45a、45bに主磁束を作るための励磁電流を流すことにより磁極中心磁石32、35が磁極12、15内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁極(12b、15b)磁束を密にして、トルクが増加することができる。 Therefore, and try to consider the case of a short section (concentrated) winding of arranging the magnet polarity shown in the center of the magnetic pole as shown in FIG. 21, the slots 41a, in addition to the 44a of the torque current, the slot 42a which could not use conventional , dense 42b, 45a, to deflect the magnetic flux in the magnetic pole 12 and 15 magnetic pole center magnet 32, 35 by supplying an excitation current to make a primary magnetic flux 45b, the rotor rotational direction of the magnetic poles (12b, 15b) of the magnetic flux , it is possible for the torque to increase.
【0124】 [0124]
電流・磁束分布を図14に示す。 The current and magnetic flux distribution shown in FIG. 14. 磁束ループ数は10個となっている。 The magnetic flux loop number has become 10. これは、同相巻線部対を有する2つの磁極に互いに逆向きの磁石(例えば31と32)を挿入し、相が異なる巻線部を有して互いに隣接する磁極に互いに同じ向きの磁石(例えば32と33)を挿入しているので、磁石数がn(12の倍数)でも、磁石による極性数pを等価的にn/2の倍数(ここでは18の倍数)にでき、磁石による等価磁極数pの静止磁界とm個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数qが、10の倍数になるためである。 This two pole insert the opposite direction of the magnet (for example, 31 and 32) to each other, the phases of the mutually same direction at the magnetic pole adjacent to each other have different winding portion magnet having a phase winding section pairs ( for example since the inserts 32 and 33), but the number of magnets n (a multiple of 12), can be a polar number p equivalently multiples of n / 2 by the magnet (18 a multiple of, in this case), equivalent by the magnet static magnetic field and the m equivalent number of poles q of the rotating magnetic field formed by the magnetic modulation action of a rotor having a convex portion of the number of poles p is because a multiple of 10. また、回転磁界の等価磁極数q(10)は、電機子磁極数n(12の整数倍)の巻線部に対し好適な関係(q=n±2)を有するため、巻線利用率が向上しており、トルク/体格を向上させることができる。 Further, the rotating magnetic field of the equivalent magnetic poles q (10), in order to have a suitable relationship to the winding of the armature magnetic poles n (12 integral multiple of) (q = n ± 2), winding utilization has improved, it is possible to improve the torque / body mass.
【0125】 [0125]
ここで、巻線利用率k(=短節巻係数×分布巻係数)を上記回転磁界の等価極数qと電機子磁極数nとの関係で定義すると、この実施例の回転電機では、q=10、n=12であるので、 Here, the winding utilization k a (= short-pitch winding factor × distributed winding coefficient) defined in relation to the equivalent number of poles q and armature magnetic pole number n of the rotating magnetic field, a rotating electrical machine of this embodiment, q = 10, since it is n = 12,
となる。 To become.
【0126】 [0126]
これに対して、実施例2の回転電機では、磁極数nが12(磁石による等価磁極数12)、凸部数mが14であるため、回転磁界の等価極数qが16で、分布巻係数=1と考えると巻線利用率は同様にして、 In contrast, in the rotary electric machine of Example 2, (equivalent magnetic poles 12 by the magnet) poles n is 12, since the convex parts m is 14, an equivalent number of poles q of the rotating magnetic field 16, distributed winding factor = 1 and think and winding utilization in the same manner,
である。 It is.
【0127】 [0127]
つまり、この実施例によれば、実施例2よりも巻線利用率kを1.08倍向上することができ、その分だけトルク/体格を向上させることができる。 In other words, according to this embodiment, it is possible to improve 1.08 times the winding utilization k than in Example 2, it is possible to improve the torque / body mass by that amount.
【0128】 [0128]
また、電機子巻線が適度の短節巻係数0.966及び分布巻係数0.966(位相差30°)を有するので、巻線電流による起磁力波形(または誘導起電力)の高周波成分を低減でき、トルク脈動を抑え、作動時の振動、騒音を低減することができる。 Further, the high frequency component of the armature winding is short-pitch winding factor 0.966 and distributed winding coefficient of moderate 0.966 because it has a (phase difference 30 °), the magnetomotive force waveform by the winding current (or the induced electromotive force) reduction can suppress the torque pulsation, vibration during operation, it is possible to reduce noise.
【0129】 [0129]
次に、電動機モ−ド(ロータ回転が反時計方向)における三相電機子電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図14及び図15を用いて説明する。 Then, the electric motor mode - de (rotor rotation is counterclockwise) the relationship between the three-phase armature current and the magnetic flux distribution and the rotational position of the rotor in, will be described with reference to FIGS. 14 and 15.
【0130】 [0130]
図14は電流の位相が第1の状態を示す。 Figure 14 is the phase of the current indicates a first state. 第1〜3相(U〜W相)の巻線部には、図中、電流方向記号の向きに第1〜3相(U〜W相)の電流が流れ、磁極のエアキャップ対向面(磁極面)がNまたはS極に磁化される。 The winding portions of the first to third phase (U to W-phase), in the figure, the current of the first to third phase (U to W-phase) flows in the direction of the current direction sign, the magnetic poles of the air cap facing surface ( pole faces) are magnetized to N or S pole. この時、星形接続の三相巻線は、各相の電流値の大きさ(絶対値)は、U:V:W(相)=1:2:1の比になっている。 At this time, the three-phase windings of star connections, the size of each phase current value (absolute value), U: V: W (Phase) = 1: 2: 1 ratio. この時、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生する。 At this time, by the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase currents illustrated, the torque in the counterclockwise direction is generated in the rotor 50.
【0131】 [0131]
また、トルク電流を受け持つ導体は、図示のように、4U1b、4U2a、4U3b、4U4a、4W1b、4W2a、4W3b、4W4a(全スロットの1/3)と従来の全節巻並みに増え、磁石31、35、36、37、3B、3Cは主磁束を発生(分担)するので、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することができ、電機子インダクタンスの低減により出力を増大させることができる。 The conductor in charge of the torque current, as shown, increase 4U1b, 4U2a, 4U3b, 4U4a, 4W1b, 4W2a, 4W3b, and the conventional full-pitch winding comparable 4W4a (1/3 of the total slot), the magnets 31, 35,36,37,3B, 3C so generates a main magnetic flux (sharing), it is possible to reduce the armature conductor number needed to generate the main magnetic flux, increasing output by reducing the armature inductance be able to.
【0132】 [0132]
また、従来のSRモータでは有効なトルクとして使えなかったスロット導体4V1a(b)、4V2a(b)、4V3a(b)、4V4a(b)にも励磁電流を流すことができ、磁石33、34、39、3Aが磁極1V1、1V2、1V3、1V4内の磁束を偏向させ、ロータ回転方向の磁極磁束を密にして、更にトルクを増加させることができる。 Further, the conventional SR motor with slot conductor 4V1a that were not used as a valid torque (b), 4V2a (b), also can flow an exciting current to 4V3a (b), 4V4a (b), the magnets 33 and 34, 39,3A is to deflect the magnetic flux in the pole 1V1,1V2,1V3,1V4, the magnetic pole magnetic flux of the rotor rotational direction so dense, it is possible to further increase the torque.
【0133】 [0133]
図15は電流の位相が第1の状態に対し60°(電気角)進んだ第2の状態を示す。 Figure 15 shows a second state phase advanced 60 ° with respect to the first state (electrical angle) of the current. 第1〜3相(U〜W相)の巻線部には、図中、電流記号の向きに第1〜3相(U〜W相)の電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面(磁極面)がNまたはS極に磁化される。 The winding portions of the first to third phase (U to W-phase), a current flows in the figure, the first to third phase in the direction of the current symbol (U to W-phase), the air gap facing surfaces of the magnetic pole (magnetic pole surface) is magnetized to N or S pole.
【0134】 [0134]
この時、三相の電流値の大きさ(絶対値)は、U:V:W(相)=2:1:1の比になっており、W相電流は第1の状態から反転している。 At this time, the magnitude of the current values ​​of three phases (absolute value), U: V: W (Phase) = 2: 1: has become 1 ratio, W-phase current is inverted from the first state there. また、ロータ50は、図15に示すように、凸部51が図14の位置より4.29°(機械角)だけ進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生している。 The rotor 50, as shown in FIG. 15, the convex portion 51 is located only a position advanced 4.29 ° from the position of FIG. 14 (mechanical angle), the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase currents illustrated , the torque in the counterclockwise direction is generated in the rotor 50.
【0135】 [0135]
このように、電流位相の電気角60°に対してロータ回転の機械角4.29°であることから、見かけ上、14(極対数)の電動機と同様に三相交流回転制御が可能となる。 Thus, consists a mechanical angle 4.29 ° of rotor rotation, apparently allows the same three-phase AC rotating control and the motor 14 (number of pole pairs) with respect to the electrical angle 60 ° of the current phase . すなわち、この実施例によれば、凸部数をmとした場合に、m極対数(2m極)の同期機と同様な駆動方法が採用できる。 That is, according to this embodiment, when the convex parts was m, synchronous machines similar to the driving method of the m pole pairs (2m pole) can be employed.
【0136】 [0136]
ただし、ロータは電機子電流による回転磁界に対して真に同期回転している訳ではなく、電気磁気現象として捉え直せば、n個の磁極に設けられた磁石による極数pの静止磁界に磁気的なm個の凸部を有するロータが磁気変調作用を及ぼし、q=2m−p(極)の回転磁界が生成され、この回転磁界に所定の位相差を設けた電機子電流を流すことにより、電動動作又は発電動作を行うものである。 However, the rotor does not mean that is rotating truly synchronized with the rotating magnetic field by the armature current, if able to re regarded as electrical and magnetic phenomena, magnetic by magnet provided on the n magnetic poles in a stationary magnetic field of the pole p specific rotor exerts a magnetic modulation action having m protrusion, the rotating magnetic field of q = 2m-p (pole) is generated by passing the armature current having a predetermined phase difference in the rotating magnetic field , and it performs the electric operation or generator operation.
(第6実施例) (Sixth Embodiment)
この実施例は、図16の回転電機主要部の径方向断面図に示すように、第5実施例と同様に構成された12個の電機子磁極1U1〜1W4を有する電機子10の内側に凸部数mが10であるロータを有する態様であり、上記した第5実施例との違いを中心に以下に説明する。 This embodiment, as shown in radial cross-section view of the rotary electric machine main unit of Figure 16, convex to the inside of the armature 10 with twelve armature magnetic poles 1U1~1W4 configured similarly to the fifth embodiment copies m is an embodiment having a rotor 10, is explained below, centering on differences from the fifth embodiment described above.
【0137】 [0137]
第5実施例に対するこの実施例の構成上の違いは、図16に示すように、磁極(例えば1U1と1W4)のピッチP1と、凸部(例えば51と52)のピッチP2との比(P1/P2)を略5/6に設定した点にある。 Differences in the construction of this embodiment is for the fifth embodiment, as shown in FIG. 16, the pitch P1 of the magnetic pole (e.g., 1U1 and 1W4), the ratio between the pitch P2 of the convex portion (e.g., 51 and 52) (P1 / P2) and in the points specified approximately 5/6.
【0138】 [0138]
電流・磁束分布を図17に示す。 The current and magnetic flux distribution shown in FIG. 17. 分布形状は第5実施例と異なるが、磁束ループ数は第5実施例と同様に10個である。 Distribution shape differs from the fifth embodiment, the number of magnetic flux loop is 10 as in the fifth embodiment.
【0139】 [0139]
これは、第5実施例と同様に、同相巻線部対を有する2つの磁極は互いに逆極性の磁石を挿入し、相が異なる巻線部を有して隣接する電機子磁極に同じ向きに磁化された3つの磁石を個別に挿入しているので、磁石数がn(12の整数倍)でも、磁石による極性数pを等価的にn/2の整数倍(ここでは6の整数倍)とすることができ、磁石による等価磁極数pの静止磁界とm個の凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数qが14の整数倍になるためある。 This is similar to the fifth embodiment, two magnetic poles having a phase winding portion pair inserts of opposite polarity magnets to each other, in the same direction to the armature magnetic poles adjacent with a winding part which phases differ since the three magnets that are magnetized are inserted separately, (an integral multiple of 12) number of magnets n But equivalently integral multiple of n / 2 polar number p by the magnet (6 integral multiple of in this case) can be, stationary magnetic field and the m equivalent number of poles q of the rotating magnetic field formed by the magnetic modulation action of a rotor having a convex portion of the equivalent number of poles p by the magnet is to become an integral multiple of 14.
【0140】 [0140]
また、回転磁界の等価極数q(14)は、磁極数n(12の整数倍)の巻線に対して好適な関係(q=n±2)を有することにより、巻線利用率も同様に向上しており、トルク/体格を向上させることができる。 The number equivalent poles of the rotating magnetic field q (14) by having a suitable relationship to the windings of the magnetic poles n (12 integral multiple of) (q = n ± 2), also winding utilization has improved, it is possible to improve the torque / body mass.
【0141】 [0141]
ここで、巻線利用率k(=短節巻係数×分布巻係数)を上記回転磁界の等価極数qと電機子磁極数nととの関係で捉えると、この実施例では、q=14、n=12であることより、 Here, when the catch winding utilization k a (= short-pitch winding factor × distributed winding factor) in relation to the equivalent number of poles q and armature poles n Toto the rotating magnetic field, in this embodiment, q = 14 than it is n = 12,
となる。 To become. これに対して、磁極数nが12(磁石による等価磁極数12)、凸部数が10である場合の前述した実施例では、回転磁界の等価極数qが8、分布巻係数を1とすると、巻線利用率は、 In contrast, the number of magnetic poles n is 12 (equivalent magnetic poles 12 by magnet), In the above-described embodiment in the convex parts is 10, when the equivalent number of poles q of the rotating magnetic field is 8, and 1 to distributed winding factor , winding utilization,
となる。 To become.
【0142】 [0142]
したがって、この実施例によれば、前述の実施例よりも巻線利用率kを1.08(倍)だけ向上することができ、トルク/体格を向上させることができる。 Therefore, according to this embodiment, it is possible to improve only 1.08 winding utilization k than in the embodiment described above (times), it is possible to improve the torque / body mass.
【0143】 [0143]
また、同相巻線部対が、適度の短節巻係数0.966及び分布巻係数0.966(位相差30°)を有するので、巻線電流による起磁力波形(または誘導起電力)の高周波成分を低減でき、トルク脈動を抑え、作動時の振動・騒音を低減することができる。 Further, in-phase winding portion pair, because it has a short pitch winding factor 0.966 and distributed winding coefficient of moderate 0.966 (phase difference 30 °), high frequency magnetomotive force waveform by the winding current (or the induced electromotive force) can be reduced components, reducing the torque pulsation, it is possible to reduce the vibration and noise during operation.
【0144】 [0144]
電動機モ−ド(ロータ回転が反時計方向)における三相電機子電流と磁束分布およびロータの回転位置との関係について、図17及び図18を用いて説明する。 Motor mode - de (rotor rotation is counterclockwise) the relationship between the three-phase armature current and the magnetic flux distribution and the rotational position of the rotor in, will be described with reference to FIGS. 17 and 18.
【0145】 [0145]
図17は電流の位相が第1の状態を示す。 Figure 17 is the phase of the current indicates a first state. 第1〜3相(U〜W相)の巻線部には、図中、電流方向記号の向きに第1〜3相(U〜W相)の電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面(磁極面)がNまたはS極に磁化される。 The winding portions of the first to third phase (U to W-phase), in the figure, the first to third phase in the direction of current direction sign (U to W-phase) current flow, the magnetic poles of the air gap facing surfaces ( pole faces) are magnetized to N or S pole.
【0146】 [0146]
この時、星形接続された三相電機子巻線に流れる電流値の大きさ(絶対値)は、U:V:W(相)=2:1:1の比になっている。 At this time, the magnitude of the current flowing through the star-connected three-phase armature windings (absolute value), U: V: W (Phase) = 2: 1: 1 ratio.
【0147】 [0147]
この時、ロータ50は、図17に示すように凸部54が磁極1V4と対向する回転位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生する。 At this time, the rotor 50 is in a rotational position in which the convex portion 54 is opposed to the magnetic pole 1V4 as illustrated in FIG. 17, by the interaction between the magnetic flux distribution and the three-phase currents illustrated, the torque in the counterclockwise direction to the rotor 50 Occur.
【0148】 [0148]
図18は電流の位相が第1の状態に対し60°(電気角)進んだ第2の状態を示す。 Figure 18 shows a second state phase advanced 60 ° with respect to the first state (electrical angle) of the current. 第1〜3相(U〜W相)の巻線部には、図中、電流方向記号の向きに第1〜3相(U〜W相)の電流が流れ、磁極のエアギャップ対向面(磁極面)がNまたはS極に磁化される。 The winding portions of the first to third phase (U to W-phase), in the figure, the first to third phase in the direction of current direction sign (U to W-phase) current flow, the magnetic poles of the air gap facing surfaces ( pole faces) are magnetized to N or S pole.
【0149】 [0149]
この時、三相電機子巻線に流れる電流値の大きさ(絶対値)は、U:V:W(相)=1:2:1の比になっており、W相電流は第1の状態から反転している。 At this time, the magnitude of the current flowing through the three-phase armature winding (absolute value), U: V: W (Phase) = 1: 2: has become 1 ratio, W-phase current first It is inverted from the state.
【0150】 [0150]
また、図4ー2に示すようにロータ50は、凸部53が磁極1V3と対向する回転位置まで図4ー1より6°(機械角)進んだ位置にあり、図示した磁束分布と三相電流との相互作用により、反時計方向のトルクがロータ50に発生している。 The rotor 50 as shown in FIG. 4-2 is in the convex portion 53 is 6 ° from 4-1 to the rotational position opposed to the magnetic pole 1V3 (mechanical angle) advanced position, the magnetic flux distribution and the three-phase illustrated by interaction with the current, the torque in the counterclockwise direction is generated in the rotor 50.
【0151】 [0151]
このように、電流位相の電気角60°に対してロータ回転の機械角が6°であることから、見かけ上、極対数10の同期電動機と同様な三相交流回転制御が可能となる。 Thus, the mechanical angle of the rotor rotation with respect to the electrical angle 60 ° of the current phase because it is 6 °, apparently, it is possible to similar three-phase AC rotary control and synchronous motor pole pairs 10.
【0152】 [0152]
以上説明したように、第5、第6実施例によれば、磁極の周方向中心部に位置して、磁極のギャップ対向面(磁極面)側から継鉄部側に向かって矩形溝を設け、溝幅方向に磁化された磁石をこの矩形溝に挿入する構成としたので、磁極の突極性を損なうことなく磁石磁束を有効利用することが可能となり、トルクを向上することができる。 As described above, the fifth, according to the sixth embodiment, located in the circumferential center of the pole, a rectangular groove provided toward the yoke portion side from the gap opposing face of the pole (pole face) , since a configuration to insert a magnet magnetized in a groove width direction to the rectangular groove, it is possible to effectively utilize the magnetic flux without impairing the saliency of poles, it is possible to improve the torque.
【0153】 [0153]
また、磁極のピッチP1と凸部のピッチP2との比(P1/P2)を所定の値(略5/6又は略7/6)としたので、磁束のループ数が約2倍に増え、磁石が主磁束を効果的に分担でき、主磁束を発生するのに必要な電機子導体数を低減することができ、電機子インダクタンスを減らして出力を増大させることができる。 Further, since the ratio between the pitch P2 of the pitch P1 and the convex portion of the magnetic poles (P1 / P2) to a predetermined value (approximately 5/6 or approximately 7/6), the loop number of the magnetic flux is increased to about twice, magnet can be effectively share the main magnetic flux, the main magnetic flux can be reduced armature conductor number required to generate the, it is possible to increase the output by reducing the armature inductance.
【0154】 [0154]
また、従来のリラクタンスモータが吸引力のみを利用していたため、固定子およびロータ磁極の半分以下しか活用できなかったのに対し、上記したように比(P1/P2)を所定の値(略5/6)にしたので、磁極に設けた磁石が主磁束を磁極内で偏向させ、その結果、従来、反トルクが発生するため有効利用できなかった磁路(及び導体)をトルク発生に有効利用することができ、トルク/体格を更に向上させることができる。 Further, since the conventional reluctance motor were using only the suction force, half of the stator and rotor poles whereas did not only take advantage following the above-mentioned manner the ratio (P1 / P2) a predetermined value (approximately 5 / 6) were so, the magnet main magnetic flux formed in the magnetic pole is deflected in the magnetic pole, as a result, the conventional, effective use of the magnetic circuit that could not be effectively utilized to counter torque is generated (and conductors) to the torque generated it can be, it is possible to further improve the torque / body mass.
【0155】 [0155]
また、磁極ピッチP1と凸部ピッチP2との比の関係に加えて、磁石による等価磁極数pと、凸部の数mと、上記電機子巻線による移動(回転)磁界の極数qと、磁極数nとの関係を、 In addition to the ratio of the relationship between the magnetic pole pitch P1 and the protrusion pitch P2, equivalent pole number p by the magnet, and the number m of the projections, movement by the armature winding (rotation) and the number of poles q of the magnetic field , the relationship between the number of magnetic poles n,
2m=p+q、かつ、q=n±2、かつ、pはn/2の倍数(nは12の倍数)を満足する関係とし、p:m:q=18:14:10、または、p:m:q=6:10:14に設定したので、磁石による等価磁極数pの静止磁界と、m個の磁気的な凸部を有するロータとの磁気変調作用により形成される回転磁界の等価極数qとが、q=2m−p=10(又は14)になるので、磁束のループ数を8から10に増加し、更に磁極数nと巻線部数nとの好適な関係(q=n±2)を満足するので、磁路(特に電機子鉄心の継鉄部)及び巻線部の利用率を向上し、トルク/体格(重量)をより一層向上することができる。 2m = p + q and,, q = n ± 2 and,, p is a multiple of n / 2 (n is a multiple of 12) and relationship satisfying, p: m: q = 18: 14: 10 or,, p: m: q = 6: 10: since the set 14, the static magnetic field equivalent number of poles p by the magnet, m pieces of magnetic convex portions equivalent pole of the rotating magnetic field formed by the magnetic modulation action of a rotor having the number and q is, q = since the 2m-p = 10 (or 14), the number of loops of the flux increased from 8 to 10, even more preferred relationship between the number of poles n and winding number of copies n (q = n since satisfying ± 2), to improve the magnetic path (especially yoke portions of the armature core) and the utilization rate of the winding unit, it is possible to further improve the torque / body mass (weight).
【0156】 [0156]
また、磁極の数nを12の整数倍数としたので、凸部の数mを偶数である10又は14の整数倍とすることができる。 Further, since the number n of magnetic poles set to an integer multiple of 12, the number m of the projections can be an integer multiple of 10 or 14 is even. その結果、磁束分布が(軸)対称形となり、ロータ(誘導子鉄心)を揺動又は偏心させるアンバランス力を効果的に抑制できる。 As a result, the magnetic flux distribution becomes the (axial) symmetry, can be effectively suppressed imbalance force for swinging or decentering the rotor (inductor core).
【0157】 [0157]
また、巻線部を磁石と干渉することなく磁極に集中巻きすることができるので、線占積率が向上しコイルエンドも短縮でき、小型高出力化するのに有効である。 Further, it is possible to concentrated winding the pole without interfering with the winding portion and the magnet, the coil end is improved Sen'uranai factor also can be shortened, it is effective to reduction in size and increase in output power.
【0158】 [0158]
また、磁極に三つの相相巻線が循環配列され、軸対称位置にある同相巻線部対が直列接続されているので電気磁気的相互作用の面からも対称性が良く、ロータ偏心やエアギャップバランス等による不平衡電流を無くすことができ、出力(効率)向上に有効である。 Further, three phases phase winding is circulated arranged poles, good symmetry in terms of electrical and magnetic interaction so-phase winding portion pairs are connected in series in the axial symmetry position, the rotor eccentricity or air it is possible to eliminate the unbalanced current due to the gap balance and the like, it is effective to output (efficiency) improves.
【0159】 [0159]
また、電機子鉄心が磁極の中心部に設けられた矩形溝のギャップ対向面(磁極面)と反対側に、継鉄部1Fに連なる磁石磁路短絡部61〜6Cを有する構成としたので、電機子電流の大きさを抑える(または電流位相を適度に進角又は遅角させる)ことにより、磁石による磁束を磁石磁路短絡部61〜6Cにより適度に短絡させ、速度(回転数)の高い領域において効率的に誘起電圧を適値に抑えることができ、出力(効率)を向上させることができる。 Further, on the opposite side of the gap opposing face of the rectangular groove armature core is provided at the center of the magnetic pole (magnetic pole surface), since a structure having a magnet magnetic path short circuit portion 61~6C continuing to yoke portion 1F, by suppressing the magnitude of the armature current (or current phase moderately to advance or retard the), the magnetic flux due to the magnets appropriately is short-circuited by the magnet magnetic path short circuit portion 61~6C, high speed (rpm) it is possible to suppress efficiently induced voltage in the region to an appropriate value, it is possible to improve the output (efficiency).
【0160】 [0160]
一方、高トルクを必要とする中低速(回転)域では、電機子電流を大きくすることにより、磁石磁路短絡部61〜66を磁気飽和させ、磁石による磁束をトルク(出力)として有効に利用できる。 On the other hand, in the low speed (rotation) range in requiring high torque, by increasing the armature current, the magnetic path short circuit 61 to 66 is magnetically saturated, to enable the magnetic flux generated by the magnet as a torque (output) available it can. このようにして広い(回転)速度域においてトルク及び/または出力を効率よく制御可能な電気機械を提供することができる。 Thus it is possible to provide an efficient controllable electromechanical torque and / or output in a manner broad (rotational) speed range.
【0161】 [0161]
また、磁石磁路短絡部61〜66を継鉄部1Fに連なる構成としたので、図14に示すように磁石磁路短絡部(図中の66、6C)は、継鉄部1Fを経由して磁石磁束をトルクに有効な磁極部位(図中1W2a、1W4a)に導くための磁路として作用することができ、磁石磁束をトルク(出力)として有効利用することができる。 Further, since a configuration continuing the magnet magnetic path short circuit section 61 to 66 to the yoke portion 1F, the magnet magnetic path short circuit portion as shown in FIG. 14 (66,6C in the drawing), via the yoke portion 1F the magnetic flux effective pole portion in the torque (in the drawing 1W2a, 1W4a) can act as a magnetic path for guiding the, the magnet flux can be effectively utilized as a torque (output) Te.
【0162】 [0162]
また、磁極数nを12の倍数とし、凸部数mを偶数である14又は10の整数倍とすることができ、磁束分布が軸対称形となり、ロータを偏心させるアンバランス力を効果的に抑制できる。 Further, the pole number n is a multiple of 12, the convex parts m can be an integer multiple of 14 or 10 is even, the magnetic flux distribution becomes axisymmetric, effectively suppress the imbalance force to the eccentric rotor it can.
【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
【図1】第1実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。 1 is a radial sectional view of a rotating electrical machine main unit of the first embodiment.
【図2】第1実施例の電流・磁束分布図(第1状態)である。 2 is a current-magnetic flux distribution diagram of the first embodiment (first state).
【図3】第1実施例の電流・磁束分布図(第2状態)である。 3 is a current and magnetic flux distribution diagram of the first embodiment (second state).
【図4】第2実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。 4 is a radial sectional view of a rotating electrical machine main unit of the second embodiment.
【図5】第2実施例の電流・磁束分布図(第1状態)である。 5 is a current and magnetic flux distribution diagram of the second embodiment (first state).
【図6】第2実施例の電流・磁束分布図(第2状態)である。 6 is a current-magnetic flux distribution diagram of the second embodiment (second state).
【図7】第3実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。 7 is a radial sectional view of a rotating electrical machine main part of the third embodiment.
【図8】第3実施例の電流・磁束分布図(第1状態)である。 8 is a current and magnetic flux distribution diagram of the third embodiment (the first state).
【図9】第3実施例の電流・磁束分布図(第2状態)である。 9 is a current and magnetic flux distribution diagram of a third embodiment (second state).
【図10】第4実施例の回転電機主要部の軸方向断面図である。 Figure 10 is an axial sectional view of the rotary electric machine main unit of the fourth embodiment.
【図11】第4実施例の電流・磁束分布図(第1状態)である。 11 is a current and magnetic flux distribution diagram of the fourth embodiment (first state).
【図12】第4実施例の電流・磁束分布図(第2状態)である。 It is a 12 current-magnetic flux distribution diagram of the fourth embodiment (second state).
【図13】第5実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。 13 is a radial sectional view of a rotating electrical machine main unit of the fifth embodiment.
【図14】第5実施例の電流・磁束分布図(第1状態)である。 14 is a current and magnetic flux distribution diagram of the fifth embodiment (first state).
【図15】第5実施例の電流・磁束分布図(第2状態)である。 15 is a current and magnetic flux distribution diagram of the fifth embodiment (second state).
【図16】第6実施例の回転電機主要部の径方向断面図である。 Figure 16 is a radial sectional view of a rotating electrical machine main unit of the sixth embodiment.
【図17】第6実施例の電流・磁束分布図(第1状態)である。 17 is a current and magnetic flux distribution diagram of the sixth embodiment (first state).
【図18】第6実施例の電流・磁束分布図(第2状態)である。 18 is a current and magnetic flux distribution diagram of the sixth embodiment (the second state).
【図19】SRモータ(全節巻)の従来例を示す径方向断面図である。 19 is a radial sectional view showing a conventional example of the SR motor (Zenfushimaki).
【図20】SRモータ(短節巻)の従来例例を示す径方向断面図である。 Figure 20 is a radial sectional view of a conventional EXAMPLES Example of the SR motor (short-pitch).
【図21】SRモータトルク向上の考察例を示す径方向断面図である。 Figure 21 is a radial sectional view of the discussion example of the SR motor torque increase.
【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS
10 電機子11〜16 磁極部31〜36 永久磁石50 ロータ(誘導子鉄心) 10 armature 11 to 16 magnetic pole portions 31 to 36 the permanent magnet 50 rotor (inductor core)
51〜55 凸部 51 to 55 the convex portion

Claims (7)

  1. 磁気突極部をなす凸部を周方向略一定ピッチで複数有する誘導子鉄心と、前記誘導子鉄心の前記凸部と対面する周面を有する電機子とを備え、 Includes a inductor core having a plurality of protrusions forming the magnetic salient pole portions in the circumferential direction substantially constant pitch, and an armature having a peripheral surface facing the convex portion of the inductor core,
    前記電機子は、 Said armature,
    前記凸部に対面する磁極面を有して周方向略一定ピッチで前記誘導子鉄心に向けて突設された軟磁性の磁極部をもつ電機子鉄心と、 An armature core having a magnetic pole portion of the soft magnetic that protrudes toward the inductor core has a pole face facing said protrusion in a circumferential direction substantially constant pitch,
    各前記磁極部に個別に集中巻きされる多数の巻線部を有する三相の電機子巻線と、 The armature windings of three phases having a plurality of winding portions which are centrally wound individually to each of said magnetic pole portions,
    各前記磁極部に収容されて略周方向に着磁された永久磁石と、 And permanent magnets magnetized substantially in the circumferential direction is accommodated in each of the magnetic pole portions,
    を備える磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 In the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature with a,
    前記永久磁石は、前記磁極部の前記磁極面の周方向中央部に凹設された一個の磁石収容溝に収容され、 The permanent magnet is accommodated in one of the magnet receiving groove is recessed in the circumferential direction central portion of the pole face of the magnetic pole portions,
    互いに周方向に隣接する少なくとも一対の前記永久磁石は互いに周方向逆向きに着磁されていることを特徴とする磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械。 At least a pair of said permanent magnet inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature, characterized in that it is magnetized in a circumferential direction opposite to each other circumferentially adjacent to each other.
  2. 請求項1記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 In the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature of claim 1, wherein,
    前記電機子鉄心は、前記磁石収容溝に径方向に隣接する前記電機子鉄心の継鉄部により構成される磁石磁路短絡部を有することを特徴とする磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械。 The armature iron core, inductor electric with a magnet equipped armature and having a magnet magnetic path short circuit portion constituted by the yoke of the armature core adjacent radially to the magnet receiving groove machine.
  3. 請求項1又は2記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 In the inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to claim 1 or 2,
    前記磁極部は、n(6の整数倍)個形成され、 The magnetic pole is number formed (integral multiple of 6) n,
    前記磁極部のピッチP1と前記凸部のピッチP2との比(P1/P2)は、略5/6又は略7/6に設定され、 The ratio between the pitch P2 of the convex portions and the pitch P1 of the magnetic pole (P1 / P2) is set to be approximately 5/6 or approximately 7/6,
    前記永久磁石は、前記磁極部ごとに周方向極性交互に着磁され、 The permanent magnet is magnetized in the circumferential direction polarity alternately for each of the magnetic pole portions,
    前記電機子巻線の前記巻線部は、前記磁極部に相順次に巻装されていることを特徴とする磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械。 The winding portion of the armature winding, the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature, characterized in that it is a phase sequentially wound around the magnetic pole portion.
  4. 請求項3記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 In the inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to claim 3,
    前記磁極部は、n(12の整数倍)個形成され、 The magnetic pole portion (an integer multiple of 12) n pieces formed,
    前記凸部は、m(10又は14の整数倍)個形成されていることを特徴とする磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械。 The convex portion, the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature, characterized in that it is pieces formed (integral multiple of 10 or 14) m.
  5. 請求項3記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 In the inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to claim 3,
    前記凸部は、周方向へ所定ピッチで5又は7の整数倍個、軸方向へ互いに隣接して複数列設けられ、 The convex portion is integral Baiko of 5 or 7 at a predetermined pitch in the circumferential direction, are provided a plurality of rows adjacent to each other in the axial direction,
    互いに軸方向に隣接する2つの前記凸部の列は、互いに周方向に1/2ピッチずれて配置されていることを特徴とする磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械。 Two rows of the convex portions adjacent in the axial direction from each other, the inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature, characterized in that it is arranged to be shifted a half pitch in the circumferential direction.
  6. 請求項1又は2記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 In the inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to claim 1 or 2,
    前記磁極部は、n(12の整数倍)個形成され、 The magnetic pole portion (an integer multiple of 12) n pieces formed,
    前記磁極部のピッチP1と前記凸部のピッチP2との比(P1/P2)は、略5/6又は略7/6に設定されており、 The ratio between the pitch P2 of the convex portions and the pitch P1 of the magnetic pole (P1 / P2) is set to approximately 5/6 or approximately 7/6,
    第一相の前記巻線部U1〜U4、第二相の前記巻線部V1〜V4、第三相の前記巻線部W1〜W4が、U1、U2、V3、V4、W1、W2、U3、U4、V1、V2、W3、W4の順に循環配列され、 The winding portion of the first phase U1 to U4, the winding portion of the second phase V1-V4, the winding portion of the third phase W1~W4 is, U1, U2, V3, V4, W1, W2, U3 is circulated arranged in the order of U4, V1, V2, W3, W4,
    互いに周方向に隣接するとともに同一相の任意の2つの前記巻線部は、互いに周方向逆向きに着磁された前記磁石を有して互いに隣接する2つの前記磁極部に逆の巻き向きにて個別に巻装され、 Any two of the winding portions of the same phase with circumferentially adjacent to each other, in the opposite winding direction to the two magnetic pole portions that are adjacent to each other have the magnets magnetized in a circumferential direction opposite to each other are wound individually Te,
    互いに周方向に隣接するとともに異なる相の任意の2つの前記巻線部は、互いに周方向同じ向きに着磁された前記磁石を有して互いに隣接する2つの前記磁極部に同じ巻き向きにて個別に巻装されていることを特徴とする磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械。 Any two of the winding portions of the different phases with circumferentially adjacent to each other, at the same winding direction to two of the magnetic pole portions that are adjacent to each other have the magnets magnetized in the circumferential direction the same direction to each other inductor-type electrical machine having a magnet mounted armature, characterized in that it is wound around individually.
  7. 請求項1乃至6のいずれか記載の磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械において、 In the inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature according to any one of claims 1 to 6,
    前記誘導子鉄心及び電機子鉄心の周方向を直線方向に展開した形状をもちリニアアクチエータを構成する磁石装備電機子をもつ誘導子型電気機械。 The inductor core and inductor-type electrical machine having a magnet equipped armature constituting the linear actuator has a deployed shape in the circumferential direction of the armature core in a linear direction.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2775594A2 (en) 2013-03-05 2014-09-10 Sanyo Denki Co., Ltd. Inductor type rotary motor

Families Citing this family (34)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2004025813A1 (en) * 2002-09-11 2004-03-25 Nihon Riken Co., Ltd. Stator for motor employing permanent magnet and motor comprising that stator
DE102004045992A1 (en) 2004-09-22 2006-04-06 Siemens Ag electric machine
JP2006246571A (en) * 2005-03-01 2006-09-14 Nagasaki Univ Reluctance motor
DE102005045347A1 (en) * 2005-09-22 2007-04-05 Siemens Ag Tooth module for primary components of permanent magnet synchronous motors
DE102005045348A1 (en) * 2005-09-22 2007-04-05 Siemens Ag Tooth module for a permanent magnet excited primary part of an electrical machine
DE102006009439A1 (en) * 2006-03-01 2007-09-06 Siemens Ag Electric machine with insertion device for a permanent magnet between the pole tooth halves and corresponding production method
DE102006009440A1 (en) * 2006-03-01 2007-09-06 Siemens Ag Electrical machine with plastic-coated pole teeth and corresponding method
DE102006014341A1 (en) 2006-03-28 2007-10-11 Siemens Ag Pole tooth with end face plate for connecting pole tooth halves and corresponding method for producing a pole tooth
JP4193859B2 (en) 2006-04-04 2008-12-10 トヨタ自動車株式会社 Motor and power supply control device of the motor
DE102006043893B4 (en) * 2006-09-19 2008-10-02 Siemens Ag Pole tooth with a permanent magnet
JP5157182B2 (en) * 2007-01-30 2013-03-06 日産自動車株式会社 The rotor for a reluctance motor and reluctance motor comprising it
GB2450465B (en) * 2007-03-06 2011-03-30 Imra Europ S A S Uk Res Ct Switching flux permanent magnet electrical machine
JP5120801B2 (en) * 2007-03-13 2013-01-16 学校法人金沢工業大学 Method of manufacturing a rotating machine and a rotating machine
CN101552504B (en) 2008-12-24 2012-05-30 哈尔滨工业大学 Dual-redundancy switch reluctance motor
FR2941106B1 (en) * 2009-01-15 2017-01-20 Valeo Equip Electr Moteur electric rotating machine with salient poles
GB2468696B (en) * 2009-03-18 2011-08-10 Imra Europ S A S Uk Res Ct An electrical machine
JP5280261B2 (en) * 2009-03-23 2013-09-04 株式会社ゲネシス Reluctance motor
JP5335509B2 (en) * 2009-03-25 2013-11-06 本田技研工業株式会社 The rotary electric machine
JP5824869B2 (en) * 2011-02-24 2015-12-02 シンフォニアテクノロジー株式会社 pump
JP5791713B2 (en) * 2011-05-23 2015-10-07 三菱電機株式会社 Permanent magnet rotating electrical machine
US8575810B2 (en) 2011-07-29 2013-11-05 Panasonic Corporation Motor
JP5095039B1 (en) * 2011-07-29 2012-12-12 パナソニック株式会社 Electric motor
KR101310529B1 (en) 2011-09-01 2013-09-23 삼성전기주식회사 Switched reluctance motor
KR101278348B1 (en) * 2011-09-28 2013-06-25 삼성전기주식회사 Switched reluctance motor
JP5840226B2 (en) * 2011-12-09 2016-01-06 三菱電機株式会社 Electric motor
JP5991841B2 (en) * 2012-04-13 2016-09-14 三菱電機株式会社 Cylindrical linear motor
WO2013157165A1 (en) * 2012-04-20 2013-10-24 三菱電機株式会社 Permanent magnet type rotating electrical machine and method for manufacturing same
CN103051098A (en) * 2013-01-22 2013-04-17 广东肇庆新广仪科技有限公司 Multi-component electric/magnetic passageway and low-cogging torque magnetic flow switching type motor
US20140239763A1 (en) * 2013-02-28 2014-08-28 General Electric Company Dual magnetic phase stator laminations for stator permanent magnet electric machines
JP2014204491A (en) * 2013-04-02 2014-10-27 本田技研工業株式会社 Brushless direct-current motor
JP2015142422A (en) * 2014-01-28 2015-08-03 本田技研工業株式会社 Brushless dc motor, and control method thereof
CN104716811A (en) * 2015-02-09 2015-06-17 北京理工大学 Switch magnetic flow arc-shaped permanent magnet motor
JP2016146712A (en) * 2015-02-09 2016-08-12 学校法人金沢工業大学 Power generator
JPWO2018083898A1 (en) * 2016-11-01 2018-11-08 三菱電機株式会社 motor

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2775594A2 (en) 2013-03-05 2014-09-10 Sanyo Denki Co., Ltd. Inductor type rotary motor
US10236732B2 (en) 2013-03-05 2019-03-19 Sanyo Denki Co., Ltd. Inductor type rotary motor

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