JP4188372B2 - Radio communication device, radio communication method and a radio communication system, - Google Patents

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Description

本発明は、同一の周波数チャネルを用い、異なる複数の送信アンテナより独立なデータを送信し、複数の受信アンテナを用いて信号を受信し、各送受信アンテナ間の伝達関数行列をもとに受信局側でデータの復調を行うことにより無線通信を実現する高速無線アクセスシステム(または無線LANシステム)において、回路規模を抑制しながら良好な伝送特性を実現するための受信技術に関する。 The present invention uses the same frequency channel, different transmit multiple independent data from the transmitting antenna, receiving a signal using a plurality of receiving antennas, the receiving station based on the transfer function matrix between the transmit and receive antennas in high-speed wireless access system to realize the radio communication by performing data demodulation on the side (or wireless LAN system), a receiving technique for realizing excellent transmission characteristics while suppressing the circuit scale. また、直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を併用する場合に、基地局側にて送信ダイバーシチ利得を稼ぎ、無線端末側の回路規模を抑えながら良好な特性を引き出すための送信技術に関する。 Further, orthogonal frequency division multiplexing: if (OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing) in combination modulation scheme, earning a transmit diversity gain at the base station side, transmission to elicit good characteristics while suppressing the circuit scale of the radio terminal about the technology. 本発明は、特に、2.4GHz帯および5GHz帯等を用いた高速無線アクセスシステム(または無線LANシステム)の伝送速度の高速化を行うために利用される。 The present invention is particularly utilized to perform the transmission speed of the high-speed wireless access system using 2.4GHz band and 5GHz band, or the like (or a wireless LAN system).

近年、2.4GHz帯または5GHz帯を用いた高速無線アクセスシステムとして、IEEE802.11g規格、IEEE802.11a規格などに準拠した無線LANシステムの普及が目覚しい。 Recently, a high-speed wireless access system using 2.4GHz band or 5GHz band, IEEE802.11g standard, the proliferation of wireless LAN system conforming like IEEE802.11a standard remarkable. これらのシステムでは、最大で54Mbpsの伝送速度を実現しているが、無線LANの普及に伴い更なる伝送速度の高速化が求められている。 In these systems, although to achieve a transmission rate of 54Mbps at maximum speed further transmission rate with the spread of wireless LAN it has been demanded.
そのための技術としては、MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技術が有力である。 Techniques for the, MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) technique is promising. このMIMO技術とは、送信局側において複数の送信アンテナから同一チャネル上で異なる独立な信号を送信し、受信局側において同じく複数のアンテナを用いて信号を受信し、各送信アンテナ/受信アンテナ間の伝達関数行列を求め、この行列を用いて送信局側で各アンテナから送信した独立な信号を推定し、データを再生するものである。 And the MIMO technology, transmit different independent signals on the same channel from a plurality of transmit antennas at the transmitting station, also receives a signal using multiple antennas at the receiving station, between each transmit / receive antennas seeking a transfer function matrix to estimate the independent signals transmitted from each antenna in the transmitting station by using this matrix and reproduces the data.

ここで、N本の送信アンテナを用いてN系統の信号を送信し、M本のアンテナを用いて信号を受信する場合を考える。 Here, it transmits a signal of the N systems by using the transmission of the N antennas, a case of receiving a signal using the M antennas. まず、送受信局の各アンテナ間にはN×M個の伝送のパスが存在し、第i送信アンテナから送信され第j受信アンテナで受信される場合の伝達関数をh j,iとし、これを第(j,i)成分とするM行N列の行列をHと表記する。 First, between each antenna of the transceiver station there is a path N × M pieces of transmission, the transfer function of when it is received at the j receiving antennas sent from the i transmit antenna h j, and i, this the first (j, i) a matrix of M rows and N columns whose components denoted by H. さらに、第i送信アンテナからの送信信号をt iとし(t 1 , t 2 , t 3 ,・・・ t N )を成分とする列ベクトルをTx、第j受信アンテナでの受信信号をr とし(r 1 , r 2 , r 3 ,・・・ r M )を成分とする列ベクトルをRx、第j受信アンテナの熱雑音をn とし(n 1 , n 2 , n 3 ,・・・ n M )を成分とする列ベクトルをnと表記する。 Furthermore, the transmission signal from the i transmit antenna and t i (t 1, t 2 , t 3, ··· t N) of the column vector Tx to the component, the received signal at the j-th receive antenna r j and then (r 1, r 2, r 3, ··· r M) Rx column vector whose components, the thermal noise of the j receiving antennas and n j (n 1, n 2 , n 3, ··· a column vector whose n M) component is expressed as n.
この場合、以下の関係式が成り立つ。 In this case, it holds the following equation.


したがって、受信局側で受信した信号Rxをもとに、送信信号Txを推定する技術が求められている。 Therefore, based on the signal Rx received by the receiving station, a technique for estimating the transmission signal Tx is demanded. このMIMO技術の最も基本的なものとしては、一般にZF(Zero Forcing)法と呼ばれる方法があげられる(例えば、非特許文献1を参照。)。 The most basic as those of the MIMO technique, a method commonly referred to as ZF (Zero Forcing) method and the like (e.g., see Non-Patent Document 1.).
ここでは、上記の(式1)に対し、伝達関数行列の逆行列H -1を求め、これを式の両辺の左から掛け合わせる処理を行う。 Here, the relative (Equation 1), obtains the inverse matrix H -1 of the transfer function matrix, it performs a process of multiplying it from the expression to the left of both sides. この結果、以下の式が得られる。 As a result, the following equation is obtained.


つまり、各受信アンテナで受信した信号を合成し、所望の送信アンテナから以外の信号による干渉を除去する処理を行うと、実際の送信信号ベクトルTxに微小な熱雑音項H -1 ×nが加わった信号点が得られることになる。 In other words, by combining the signals received by each receiving antenna, when the process of removing the interference due to signals other than the desired transmit antenna, joined by small thermal noise term H -1 × n to the actual transmission signal vector Tx signal points will be obtained with. ここで、送信信号として、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等の多値変調を施した信号を用いる場合は、送信信号として取り得る信号点は不連続である。 Here, as a transmission signal, BPSK, QPSK, 16QAM, when using a signal subjected to multilevel modulation of 64QAM or the like, the signal point can take as a transmission signal is discontinuous. したがって、H -1 ×Rxとユークリッド距離が最も近い点を送信コンスタレーション上で検索する硬判定処理を行い、真の送信信号を推定する。 Accordingly, performs hard decision processing for searching H -1 × Rx and Euclidean distance to the nearest point on the transmission constellation, to estimate the true transmission signal.

以上のZF法においては、熱雑音項H -1 ×nが十分に小さく、且つ各送信アンテナ毎の成分が均等であると仮定できる場合には良好な特性が期待できる。 Or in the ZF method, the thermal noise term H -1 × n is sufficiently small, and if the components for each transmission antenna can be assumed to be equivalent can be expected good characteristics. しかし、一般にはこの仮定は成り立たず、ある伝達関数行列に対して送信アンテナ毎の熱雑音H -1 ×nの絶対値の期待値は異なる。 However, in general this assumption is not hold true, the expected value of the absolute value of a thermal noise H -1 × n for each transmission antenna with respect to the transfer function matrix are different. さらには、もし伝達関数行列Hが逆行列がゼロとなる行列(ないしはその行列式が非常に小さい)の場合には、送信信号の推定が非常に不安定になる。 Furthermore, if in the case of the transfer function matrix H is a matrix that an inverse matrix is ​​zero (or very small determinant is thereof), estimates of the transmitted signal is very unstable. この様な状況においては、受信特性が大幅に劣化する可能性がある。 In this situation, the receiving characteristics may degrade significantly. このような問題点を解決するための方法として、例えば、MMSE(Minimum Mean Square Error)法などがその一例にあげられる。 As a method for solving such a problem, for example, such as MMSE (Minimum Mean Square Error) method and the like in one example.

MMSE法の場合には、(式1)の両辺の左からかける演算子を伝達関数行列Hの逆行列ではなく、別の行列演算子Fを用いる。 When the MMSE method, not the inverse matrix of the transfer function matrix H the operator to apply the left of both sides of equation (1), using another matrix operator F. この行列演算子Fは、送信信号の第kシンボルにおける送信信号ベクトルをTx(k)、受信信号の第kシンボルにおける受信信号ベクトルをTx(k)とした場合に、(F×Rx(k)−Tx(k)) H ×(F×Rx(k)−Tx(k))の複数シンボルに渡る期待値を最小化することが期待されるように行列演算子Fを選択する。 The matrix operator F, when the transmission signal vector in the k symbols of the transmission signal Tx (k), the received signal vector at the k-th symbol of the received signal is a Tx (k), (F × Rx (k) -Tx (k)) is to select a matrix operator F as expected to minimize the expected value across multiple symbols of H × (F × Rx (k ) -Tx (k)). 実際には、この行列演算子Fを既知のプリアンブル信号部を用いて推定し、そこで推定された行列演算子Fを以降のデータに対する復調において利用する。 In practice, the matrix operator F estimated using a known preamble signal portion, where utilized in demodulate the estimated matrix operator F subsequent data.

以上に説明したように、MIMO技術を適用して通信を行うことにより伝送容量を増大させることは可能であるが、複数の送信アンテナから送信される別々の信号はお互いに干渉となり得るため、受信側で複数のアンテナを用いることにより本来であれば受信ダイバーシチ利得が期待されるのに、この干渉を相互にキャンセルする処理においてダイバーシチ利得を最大化することができない。 As described above, since it is possible to increase the transmission capacity by communicating by applying the MIMO technology, different signals transmitted from a plurality of transmitting antennas that can be interfere with each other, the reception for receiving diversity gain is expected would otherwise by using multiple antennas at the side, it is impossible to maximize the diversity gain in the process of canceling the interference with each other.
即ち、上記ZF法においては、各信号系列の系列間の干渉を除去し信号を分離するため、伝達関数行列Hの逆行列を用いているが、これは、あくまでも各信号系列間の相互干渉を除去するのが目的であり、受信アンテナ間の合成によるダイバーシチ利得を最大にするものではない。 That is, in the ZF method, for separating the removed signal interference between sequences of the signal sequence, but using the inverse matrix of the transfer function matrix H, which is merely a mutual interference between the signal sequence the purpose is to remove, do not maximize the diversity gain by combining between the receiving antenna. 本来であれば、信号分離後の各信号系列のS/N比(信号対雑音レベル比)を最大にすることを方針として掲げて信号分離処理を行うのが好ましい。 Would otherwise, to perform the signal separation process raised to S / N ratio of each signal series after the signal separation (signal-to-noise level ratio) to a maximum as the policy preferable. このS/N比を最大にする、すなわち受信側で最大比合成処理を実現するためには、送信側において、受信端にて各信号系列が直交するように信号を調整して送信する必要がある。 To this S / N ratio to the maximum, i.e. to realize the maximum ratio combining processing at the receiving side, the transmitting side, needs to be transmitted by adjusting the signal so that each signal sequences are orthogonal at the receiving end is there. この方法は、E−SDM(Eigenbeam-Space Division Multiplexing)方式と呼ばれている(例えば、非特許文献2参照)。 This method is called E-SDM (Eigenbeam-Space Division Multiplexing) scheme (for example, see Non-Patent Document 2).

このE−SDM方式では、送信側において伝達関数行列Hが既知であることを前提とする。 This E-SDM scheme, the transfer function matrix H at the transmitter side is assumed to be known. この行列Hをもとに、この行列のエルミート共役の行列H とHの積すなわちN×Nの行列H ×Hを対角化するユニタリー行列Uを求め、送信信号ベクトルTx(k)に対してユニタリ変換を行った信号U×Tx(k)を送信する。 The matrix H on the basis of a unitary matrix U to diagonalized the matrix H H × H matrix H H and H of the product i.e. N × N Hermitian conjugate of the matrix determined, the transmission signal vector Tx (k) transmitting a signal U × Tx (k) subjected to unitary transform for. ここで第i送信アンテナから送信する信号は[U×Tx] i (ここで[x] iはベクトルxの第i成分を表す)である。 Here the signal to be transmitted from the i transmitting antenna is a [U × Tx] i ([ x] i where denotes the i-th component of the vector x). プリアンブル信号も含めてユニタリ変換した信号を送信すれば、受信局側では実際の伝達関数行列がHであったとしても、チャネル推定により得られる伝達関数行列はH×Uとなる。 By transmitting a signal be included unitary transform preamble signal, as the actual transfer function matrix at the receiver side was H, the transfer function matrix obtained by the channel estimation becomes H × U.

ここで、このユニタリ変換行列Uと行列Hには以下の関係式が成り立つ。 Here, the following holds in relation to the unitary transformation matrix U and the matrix H.



この(式3)の右辺の行列ΛはN×Nの対角行列であり、行列の対角成分が非ゼロであり(各成分は固有値と呼ばれ、λ ・・・と表記しておく)、その他の対角成分がゼロとなる。 This (Equation 3) is a matrix Λ of the right side of a diagonal matrix of N × N, diagonal is non-zero (each component of the matrix is called the eigenvalue, λ 1, λ 2, λ 3 ·· Fireproof written as), the other diagonal component becomes zero. この方式を用いた場合には(式1)も以下の様に変換されている。 It has been converted (Equation 1) as follows in the case of using this method.



両辺の左から推定された伝達関数行列H×Uのエルミート共役の行列をかけると、式は以下の様に変換される。 Applying the transfer was estimated from the left of both sides function matrix H × U of Hermitian conjugate of the matrix equation is transformed as follows.



これは、N系統の信号系列は完全に直交した状態にあることを意味する。 This signal sequence of N lines means in the state of being completely orthogonal. また、右辺に現れた行列は、推定された伝達関数行列より(式3)により直接的に求めることができる。 Further, the matrix appeared on the right side can be determined directly from the estimated transfer function matrix by (Equation 3). このため、もともとの行列Hが逆行列を持つか持たないかに依存せず、(式3)及び(式5)によりゼロ以外の固有値をもつ信号系列に対して、安定して送信信号Txを推定することが可能である。 Therefore, without depending on whether the original matrix H has no or has an inverse matrix, (Equation 3) and to the signal sequence with eigenvalues ​​nonzero by (Equation 5), stably estimate the transmitted signal Tx and it is possible to.

このE−SDM方式では、送信側において信号を変換することにより、送信信号に指向性を持たせるフェーズドアレーアンテナ技術と等価的なことを行っているものと理解できる。 In the E-SDM scheme, by converting the signal at the transmitting side, it understood that is going to be phased to provide a directional antenna technology and equivalent to the transmission signal. これにより、各送信アンテナ間の干渉を回避しながら、ダイバーシチ利得をあわせて得ることができるために、非常に良好な特性が期待できる。 Thus, while avoiding the interference between the transmit antennas, in order to be able to be combined diversity gain can be expected very good properties.

ここで、図17に従来技術における第一の無線局の送信部の構成を示す。 Here, a configuration of a transmission section of the first radio station in the prior art in FIG. 17. 図において、100はデータ分割回路、101−1〜101−3はプリアンブル付与回路、102−1〜102−3は変調回路、103は送信信号変換回路、104−1〜104−3は無線部、105−1〜105−3は送信アンテナ、106は行列演算回路#1、107は伝達関数行列管理回路を示す。 In the figure, 100 is data dividing circuit, 101-1 to 101-3 preamble applying circuit, 102-1 to 102-3 is the modulation circuit, the transmission signal conversion circuit 103, 104-1~104-3 wireless unit, 105-1~105-3 transmission antenna, 106 is a matrix computation circuit # 1,107 shows the transfer function matrix management circuit. なお、ひとつの例として、送信局が3つの送信アンテナを用いて3系統のデータを送信する場合を例にとって説明する。 As an example, a case where the transmitting station transmits the three systems of data using three transmit antennas as an example.

まず、伝達関数行列管理回路107が管理する伝達関数行列Hを行列演算回路106に対して入力する。 First, to enter the transfer function matrix H is the transfer function matrix management circuit 107 manages against matrix operation circuit 106. 行列演算回路#1(106)では、入力された行列Hに対し、エルミート共役な行列H 、それらの積H ×H、及びこれを対角化するユニタリー行列Uを求め、これを送信信号変換回路103に入力する。 The matrix operation circuit # 1 (106), on the input matrix H, determined Hermitian conjugate matrix H H, their product H H × H, and the unitary matrix U diagonalizing this, this transmission signal is input to the conversion circuit 103. 次に、データが入力されると、データ分割回路100はデータを3系統に分離する。 Then, the data is input, the data dividing circuit 100 separates the data into three systems. 例えば、第1系統のデータはプリアンブル付与回路101−1に入力され、プリアンブルが付与された状態で変調回路(Ch1)102−1に入力される。 For example, the data of the first system is inputted to the preamble applying circuit 101-1, is input to the modulation circuit (Ch1) 102-1 in a state in which the preamble is assigned.

変調回路(Ch1)102−1では所定の変調を実施し、変調された信号は送信信号変換回路103に入力される。 Modulation circuit (Ch1) and performs a predetermined modulation at 102-1, modulated signal is input to the transmission signal conversion circuit 103. 送信信号変換回路103では、プリアンブル信号を含め送信信号Txに対してユニタリ変換を実施し、U×Txとして無線部104−1に入力される。 In the transmission signal conversion circuit 103, a unitary transformation performed on the transmission signal Tx including a preamble signal, is input to the radio unit 104-1 as U × Tx. その後、無線部104−1にて無線周波数に変換され、送信アンテナ105−1より送信される。 Then converted into radio frequency by radio unit 104-1, and transmitted from the transmission antenna 105-1. 同様に、第2系統のデータは101−2〜105−2、第3系統のデータは101−3〜105−3を経由して、それぞれ個別に送信される。 Similarly, the data of the second system is 101-2~105-2, data of the third line is via 101-3~105-3, each of which is transmitted separately.

図18に従来技術における第二の無線局の受信部の構成を示す。 Showing the configuration of a receiving section of the second radio station in the prior art in FIG. 18. 図18において、111−1〜111−3は受信アンテナ、112−1〜112−3は無線部、113はチャネル推定回路、114は受信信号管理回路、115は伝達関数行列管理回路、116は行列演算回路#2、117は行列演算回路#3、118は硬判定回路、119はデータ合成回路を示す。 18, 111-1~111-3 receiving antenna, 112-1~112-3 wireless unit, the channel estimation circuit 113, the received signal managing circuit 114, the transfer function matrix management circuit 115, 116 is a matrix arithmetic circuit # 2,117 is the hard decision circuit matrix operation circuit # 3,118, 119 shows the data combining circuit.

第1の受信アンテナ111−1から第3の受信アンテナ111−3は、それぞれ個別に受信信号を受信する。 The first reception antenna 111-1 from the third receiving antenna 111-3 receives a received signal individually. 無線部112−1〜112−3を経由して、受信した信号はチャネル推定回路113に入力される。 Via the wireless unit 112-1~112-3, received signals are input to the channel estimation circuit 113. 送信側で付与した所定のプリアンブル信号の受信状況から、チャネル推定回路113にて各送信アンテナと受信アンテナ間の伝達関数をここで取得する。 The reception status of a predetermined preamble signal applied on the transmission side, to obtain the transfer function between respective transmission antennas and the receiving antenna at the channel estimation circuit 113 here. 取得された各伝達関数の情報h j,iは伝達関数行列管理回路115にて伝達関数行列Hとして管理される。 Information h j of each transfer function obtained, i is managed as the transfer function matrix H in the transfer function matrix management circuit 115.
ここで、この伝達関数Hは、実際の伝送路の伝達関数にユニタリ変換行列を乗算したものが得られることになる。 Here, the transfer function H would multiplied by the unitary transformation matrix transfer function of the actual transmission path is obtained.

行列演算回路#2(116)では、伝達関数行列管理回路115で管理された伝達関数行列Hをもとに、H 及びH ×H(=Λ)を演算により求める。 The matrix operation circuit # 2 (116), based on the transfer function matrix H, which is managed by the transfer function matrix management circuit 115, obtained by calculation of H H and H H × H (= lambda). ここで、行列Λの各対角成分は、(1,1)成分がλ 、(2,2)成分がλ 、(3,3)成分がλ であるとする。 Where each diagonal element of the matrix Λ is (1,1) 1 component lambda, (2, 2) 2 component lambda, the (3,3) component and a lambda 3.
なお、H ×Hで固有値λ ,〜λ を求める他に、近似値として、前記伝達関数を用いて、eh i,j e からλ iを求めてもかまわない。 Note that the eigenvalues lambda 1 in H H × H, in addition to seeking to [lambda] 3, as an approximation, using the transfer function, eh i, may also be determined lambda i from j e 2.
この結果は、行列演算回路#3(117)に入力される。 This result is input to the matrix operation circuit # 3 (117). 一方、プリアンブル信号に後続するデータ信号は、1シンボル分ずつ受信信号管理回路114に入力される。 On the other hand, the data signal following the preamble signal is input by one symbol minute to the reception signal management circuit 114. 受信信号管理回路114では、各アンテナの受信信号(r , r , r (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)を成分とした受信信号ベクトルRxとして一旦管理される。 In the reception signal management circuit 114 is temporarily manage the received signal of each antenna (r 1, r 2, r 3) T ( showing the conversion of T row vector into a column vector) as a received signal vector Rx which was component . この受信信号ベクトルは、行列演算回路#3(117)にて行列H との積をとる。 The received signal vector takes the product of the matrix H H at matrix operation circuit # 3 (117). この様にして得られたベクトルに対して、第1成分に対してはλ1で除算を、第2成分に対してはλ2で除算を、第3成分に対してはλ3で除算を行い、送信信号ベクトルの第1次推定を行う。 For a vector obtained in this manner, the division in respect to the first component .lambda.1, a division in for the second component .lambda.2, performs division at λ3 is the third component, transmission performing a first-order estimate of the signal vector. この結果は、硬判定回路118に入力され、その結果がデータ合成回路119に入力される。 The result is input to the hard decision circuit 118, the result is inputted to the data synthesis circuit 119. 全シンボルに渡り復調されたデータは、各系統毎の信号が適宜合成されてもとのデータを再生し、出力される。 Data demodulated over the entire symbol, the signal for each line is suitably synthesized reproduces the original data and is output.

図19に、従来技術における第一の無線局の送信フローを示す。 Figure 19 shows a transmission flow of the first radio station in the prior art. データが入力されると(ステップS100)、送信局ではN系統のデータ系列に分割され(ステップS101)、これらの信号にはそれぞれプリアンブル信号が付与され(ステップS102)、これに各系列毎に個別に変調処理を行う(ステップS103)。 When data is input (step S100), is divided into data sequence of N lines in the transmission station (step S101), these are the signals each preamble signal is given (step S102), individually for each series thereto It performs modulation processing (step S103). 変調された信号には、ユニタリ変換が実施され(ステップS104)、ユニタリ変換後の信号が無線部にて無線周波数に変換され信号が送信される(ステップS105)。 The modulated signal, unitary transformation is performed (step S104), and the signal after unitary transformation signal is converted into a radio frequency by radio unit is transmitted (step S105).

図20に、従来技術における第二の無線局の受信フローを示す。 Figure 20 shows a receive flow of a second radio station in the prior art. 受信局では無線パケットを受信すると(ステップS110)、プリアンブルを検出し(ステップS111)、チャネル推定を実施する(ステップS112)。 Upon receiving a radio packet at the receiver (step S110), and detects a preamble (step S111), and performing the channel estimation (step S112). ここでは、各送信アンテナおよび受信アンテナ間の伝達関数を全て取得する。 Here, to obtain all the transfer functions between the transmit and receive antennas. この伝達関数を各成分とする伝達関数行列Hに対し、エルミート共役な行列H 、及びこれらの積である行列H ×H(=Λ)を演算により求める(ステップS113)。 The transfer function with respect to the transfer function matrix H for each component, Hermitian conjugate matrix H H, and obtains by calculation the matrix H H × H (= lambda) is the product of these (step S113).

一方、プリアンブル信号に後続して受信される信号は、1シンボル毎に各受信アンテナでの受信信号r を成分としてもつ受信信号ベクトルRxとして管理される(ステップS114)。 Meanwhile, signals received subsequent to the preamble signal is managed as a received signal vector Rx with a received signal r j at each receiving antenna as a component for each symbol (step S114). これに対し、行列演算H ×Rxを実施し、更に得られたベクトルの各成分を行列Λの対角成分λ1〜λ3で除算する(ステップS115)。 In contrast, implementing the matrix operation H H × Rx, dividing further diagonal λ1~λ3 of the matrix Λ each component of the obtained vector (step S115). この結果をもって、硬判定処理を行い(ステップS116)、該当するシンボルの各送信アンテナから送信された信号推定を確定させる(ステップS117)。 With a result, hard decision processing is performed (step S116), thereby determining the transmitted signal estimated from the respective transmitting antennas of the corresponding symbol (step S117). 更に受信データが継続する場合には処理ステップS114に戻り、処理ステップS114〜S117を繰り返す。 Further, when the received data continues back to process step S114, and repeats the processing steps S114~S117. 受信データが終わった場合(ステップS118)、一連の各系統の受信データを再構成し、送信側でのデータを再現してデータを出力する(ステップS119)。 If the received data is finished (step S118), reconstructs a series of reception data of each path, and outputs the data to reproduce the data on the transmission side (step S119).

このE−SDM法の最大の問題点は、送信局側でチャネル推定を正確に実施し、U H ×H H ×H×Uの非対角成分が綺麗にゼロとなる状況で運用しなければならない点である。 The biggest problem of this E-SDM method, channel estimation performed in exactly the transmitting station, to be operated in the context of non-diagonal elements of U H × H H × H × U is clean zero become not the point.
例えば、連続的に無線パケットを送信しつづける場合を考える。 For example, consider a case where continuing to continuously transmit radio packet. 送信局は、最初に何らかの方法によりチャネル推定を行い伝達関数行列Hを取得し、これをもとにユニタリ行列Uを求める。 Transmitting station has obtained the first transfer function matrix H performs channel estimation by some method, obtaining a unitary matrix U on the basis of this. 連続して送信する無線パケットには、当然ながら同一のユニタリ変換が施されることになる。 A wireless packet to be transmitted continuously would same unitary transformation is performed naturally.

しかし、時間と共に伝達関数行列Hは変動するため、変動後の伝達関数行列H'に対しては、U H ×H' H ×H'×Uの非対角成分は綺麗にゼロとはならない。 However, in order to change the transfer function matrix H with time, 'against, U H × H' transfer function matrix H after change-diagonal elements of H × H '× U is not a clean zero. この非対角成分は、チャネル間干渉となるため、干渉信号の影響で急激に特性が劣化する。 The off-diagonal elements, since the inter-channel interference, sharply characteristics are deteriorated by the influence of the interference signal. したがって、算出したユニタリ変換Uが非常に高い精度でなければ良好な特性が望めないことになる。 Therefore, the calculated unitary transformation U is not expected good properties to be very high accuracy.

また、このE−SDM方式では、各信号系列の信号はそれぞれ固有値λ 〜λ (行列H ×HはN行N列の正方行列と仮定する)に対応した特性をもつために、それぞれ個別の変調方式を採用したり、送信側にて注水定理と呼ばれる手法で送信電力の配分を調整したりするのが一般的である。 Further, in this E-SDM scheme, in order to have the corresponding characteristics in the signals of the respective signal sequences, each eigenvalue lambda 1 to [lambda] N (matrix H H × H is assumed to square matrix of N rows and N columns), respectively or employ a separate modulation scheme, it is common to or adjust the allocation of transmission power in a technique called water filling principal at the transmission side. 言い換えれば、信号系列は個別に独立に扱うことで各系列の特性を効率的に引き出すことが前提となる。 In other words, the signal sequence is assumed to be drawn characteristics of each series efficiently by independently handled individually. しかし、この様な制御は複雑であり、また送受信局間でのネゴシエーションが必要となったりする。 However, such control is complicated, and also may become necessary to negotiation between the transmitting and receiving stations. これらを回避する簡易な方法としては、全ての信号系列の信号を同一の出力で、且つ単一の変調モードを用いて送信することが考えられる。 The simple way to avoid these, the signals of all signal sequences in the same output, it is conceivable to and transmitted using a single modulation mode. しかし、この場合には各固有値の値のばらつきが大きく、特に最小固有値となる信号系列の特性は大幅に劣化する。 However, the variation of the eigenvalues ​​of the values ​​in this case is large, the characteristics of the signal sequence, in particular the smallest eigenvalue significantly degraded.

以上はE−SDMを想定した場合であるが、ここでOFDM変調方式と組み合わせたMIMO技術の一般的な特性について考えてみる。 The foregoing is a case of assuming the E-SDM, wherein consider the general characteristics of the MIMO technology in combination with OFDM modulation scheme. OFDM変調を用いる場合、複数のサブキャリア毎にこの信号系列毎の品質のばらつきが発生する。 When using OFDM modulation, variations in the quality of each the signal sequence is generated for each of a plurality of sub-carriers. 図21及び図22にOFDM変調及びMIMO技術を併用した場合の各信号系列の特性の周波数依存性を示す。 21 and 22 shows the frequency dependence of the characteristics of each signal sequence when used in combination with OFDM modulation and MIMO techniques. 各図において、横軸は周波数を表し、実効的にはサブキャリアの番号を意味する。 In each figure, the horizontal axis represents the frequency, the effective mean number of subcarriers. 縦軸は伝送品質に相当するものとしてBER(Bit Error Rate)を表している。 The vertical axis represents the BER (Bit Error Rate) as corresponding to the transmission quality.

例えばE−SDMを用いた場合や、周波数間の相関が強い場合、図21の様に各信号系列の特性には大きな差が存在する。 For example, when using the E-SDM, when the correlation between frequency is strong, it is there is a large difference in characteristics of the signal sequence as in Figure 21. 例えば、全周波数領域でBERが高い信号系列#1の中に符号誤りがある部分的なパケット誤り率(PER:Packet Error Rate)が20%であり、逆に全周波数領域でBERが低い信号系列#2の中に符号誤りがある部分的なPERが0.0001%であったとする。 For example, the partial packet error rate BER in the entire frequency region is a code error in the high signal sequences # 1 (PER: Packet Error Rate) is 20%, BER is low signal sequence in the entire frequency range in the opposite # partial PER there is a code error in the 2 is assumed to be 0.0001%. MIMOの重畳数が2である場合、システム全体の平均PERは各信号系列のPERを足して2で割ったものとなり、ほぼ10%となる。 If MIMO superposition number is 2, the average PER of the entire system becomes divided by 2 by adding the PER of the signal sequence, is approximately 10%. つまり、品質の悪い信号系列が存在すると、システム全体としてのPERはこれに足を引っ張られることになる。 That is, if there is poor signal sequence quality, PER of the entire system would be dragged down into this.

一方、図22に示す様に、信号系列#1と信号系列#2の特性がある周波数で逆転し、それぞれが特定の周波数領域で大幅に劣化している場合を考える。 On the other hand, as shown in FIG. 22, reversed by the signal sequence # 1 and the signal series # there are two characteristic frequencies, consider the case where each has deteriorated significantly in a particular frequency range. この様に、特性が劣化した周波数領域では、誤り訂正前の誤りがバースト的であるため、誤り訂正処理を行っても訂正不可能となる確率が高い。 Thus, in the frequency domain characteristics are degraded, because errors before error correction is bursty, there is a high probability that even if the error correction processing becomes uncorrectable. つまり、全体から見れば部分的であったとしても、周波数軸上である程度の区間に渡り連続的に品質が劣化した状態が続くと、誤り訂正の効果が薄れ、各信号系列の部分的なPER特性の劣化として現れることになる。 That is, even a partially when viewed from the whole, and if a state of continuous quality over a certain interval on the frequency axis is deteriorated continues, faded effect of error correction, partial PER for each signal series It will appear as the deterioration of the characteristics.
以上説明した様に、OFDM変調とMIMO技術を併用する場合、特にE−SDM方式を用いる場合には、システム全体のPER特性を向上させるためには、特定の信号系列の符号誤りがバースト的とならず、ランダム化されていることが好ましい。 As described above, when used in combination OFDM modulation and MIMO technology, especially when using the E-SDM scheme, in order to improve the PER performance of the entire system, a code error of the specific signal sequence with bursty Narazu, which is preferably randomized.

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、MIMO技術を用いた無線通信を行う際に、E−SDM方法の良好な特性を実現しながらも、精度の低いユニタリ変換行列を用いた場合でも、安定した特性を実現可能な無線通信装置、無線通信方法及び無線通信システムを簡易に提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, when performing wireless communication using the MIMO technique, while realizing good properties of E-SDM method, a low accuracy unitary transformation matrix even with a stable characteristic radio communication device capable of realizing, and an object thereof is to provide a radio communication method and a radio communication system easily.
また、OFDM変調とMIMO技術を併用する無線通信を行う際に、各信号系列の符号誤りをランダム化し、システム全体のPER特性を効率的に改善可能な、無線通信方法、及び無線通信装置を簡易に提供することにある。 Also, simple for wireless communication used in combination OFDM modulation and MIMO technology, a code error of the signal sequence was randomized, efficient possible improve the PER performance of the entire system, a wireless communication method, and a wireless communication device It is to provide to. また、このランダム化のための工夫は、通信を行うためのエアインタフェース規定を変えるものではなく、送信端末側の変更のみで対応できるものであれば、製品の差別化を行う上で、なお好ましい。 Further, devised for this randomization it is not intended to change the air interface defined for communication, as long as it can cope only with a change in the transmit terminal, in performing product differentiation, further preferred .

上記の問題を解決するために、本発明は、第一の無線局と第二の無線局とにより構成された無線通信システムにおいて使用される無線通信装置であって、 In order to solve the above problems, the present invention is a radio communication apparatus used in a wireless communication system configured by a first radio station and the second radio station,
前記第一の無線局はN tx (N txは1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備え、 The first radio station N tx (N tx is an integer greater than 1) provided with or more first antenna group,
送信すべきユーザデータをN系統(N tx ≧N>1、Nは整数)に分割する分割手段と、 The user data to be transmitted N systems (N tx ≧ N> 1, N is an integer) dividing means for dividing the,
前記N系統に分割されたユーザデータにN種類の既知のパターンの信号を付与して得られるN系統の信号系列により構成される無線データパケットを構築する手段と、 It means for constructing a wireless data packet made up of a signal sequence of N lines obtained by applying a signal of a known pattern of N type user data divided into the N systems,
N系統の前記既知のパターンを含む信号系列にそれぞれ個別の係数を乗算する処理を、係数の異なる組み合わせで複数回行い、各係数の組み合わせ毎に係数が乗算された前記N系統の信号系列を合成して該N系統の信号系列からN tx系統の信号系列に変換する変換手段と、 The process of multiplying the respective individual coefficient signal sequence including the known pattern of N systems, performed a plurality of times with different combinations of coefficients, synthesizes the signal sequence of the N lines coefficient is multiplied for each combination of the coefficients conversion means for converting into a signal sequence of N tx lines from the signal sequence of the N systems and,
前記変換手段により変換された信号を前記第一のアンテナ群から送信する送信手段と を有することを特徴とする無線通信装置を提供する。 To provide a radio communication apparatus characterized by comprising a transmitting means for transmitting the signal converted by said converting means from the first antenna group.

好適な態様としては、 As a preferred embodiment,
前記第二の無線局はM(Mは1より大きい整数)本の第二のアンテナ群を備え、 The second radio station M (M is an integer greater than 1) comprises a second antenna group of the present,
前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iまたはその近似値を取得する手段と、 The transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, and means for obtaining the i or approximations thereof,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H Hを算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN行N列の行列H H ×Hを算出する手段と、 It means for calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
前記行列H H ×Hを対角化するユニタリ行列Uを算出する手段と、を更に有し、 Further comprising a means for calculating a unitary matrix U diagonalizing the matrix H H × H,
前記変換手段は、 And the converting means,
N系統の前記信号系列の第k(kは1以上の整数)シンボルの情報をそれぞれ{x 1 (k),x 2 (k),・・・,x N (k)}とした場合、第kシンボルの各情報を要素とする列ベクトルx(k)と前記行列Uの積により与えられる列ベクトル、即ちU×x(k)を算出する手段を含み、 The k (k is an integer of 1 or more) information symbols each of the signal sequences of N systems {x 1 (k), x 2 (k), ···, x N (k)} If the, first column vector given by the product of the column vector x (k) and the matrix U to the respective information of k symbols as elements, i.e. comprising means for calculating a U × x (k),
前記送信手段は、 It said transmission means,
前記列ベクトルU×x(k)の第i行成分[U×x(k)] iを第一のアンテナ群の中の第iアンテナより送信する手段を含む。 It includes means for transmitting from the i antenna in the i-th row component [U × x (k)] i a first antenna group of the column vector U × x (k).
この場合、MIMO技術の適用において、簡易なZF法等を利用しながらも、受信局側における受信ダイバーシチ利得を最大限に引き出すための送信側技術の簡易な実現手段を提供可能である。 In this case, in the application of MIMO technique, while using a simple ZF method, it is possible to provide a simple means for realizing the transmission side technology to maximize the receive diversity gain at the receiving station.

好適例として、 Preferable examples,
前記無線データパケットの送信に先立ち、制御情報を収容した第一の無線制御パケットを送信する手段と、 It means for transmitting said prior to transmission of the wireless data packet, the first wireless control packet containing the control information,
前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットをN本以上のアンテナを用いて受信する手段と、を更に有し、 Further comprising a means for receiving with said first second N or more antennas to wireless control packet is a response to the wireless control packet,
前記取得手段は、前記第二の無線制御パケットに付与された複数系統の既知のパターンの信号を用いて、各アンテナでの受信信号から第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,iを算出する手段を含む ようにできる。 It said acquisition means, using the signal of a known pattern of said second plurality of lines which are assigned to the wireless control packet, the j (1 ≦ the second radio station from the received signal at each antenna is used for transmission j ≦ M, j, as the i (1 ≦ i ≦ N an integer) antenna and the first wireless station is used for reception, i is including means for calculating a transfer function h j, i between integer) antennas it can.
この第一の無線局側の機能は、送信側において伝達関数行列を取得するための簡易な実現方法を提供するものである。 The first radio station function is to provide a simple implementation to obtain the transfer function matrix at the transmitting side.

別の好適例として、前記無線データパケットの送信に先立ち、第一の無線制御パケットとしてN系統の既知のパターンを含む信号系列をN本の前記第一のアンテナ群を用いて送信する手段と、 As another preferred embodiment, means for transmitting the wireless data prior to transmission of the packet, a signal sequence including a known pattern of N line as the first wireless control packet by using the first antenna group the N,
前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットを受信する手段と、 Means for receiving a second wireless control packet is a response to the first wireless control packet,
前記第二の無線制御パケットに収容された前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iに関する情報を取得する手段と、 Obtain information transfer functions h j, for the i between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group of said second of said first antenna group accommodated in the radio control packet and means for,
を含むことようにできる。 Can to contain.

前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いても良い。 The orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme may be used.
この場合の好適例として、前記第二の無線局より、信号系列が複数重畳されていない即ち1系統のみの信号系列で構成される制御情報を収容した無線制御パケットおよび/またはユーザデータを収容した無線データパケットを受信した際に、各受信アンテナで受信された既知のパターンの信号の受信状態から第ks(1≦ks ≦K、ksは整数)サブキャリアの第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,i [ks]を取得する伝達関数取得手段を含む。 Suitable examples of this case, the more the second radio station, the signal sequence containing a radio control packet and / or the user data containing the configured control information in multiple superimposed non i.e. one system only the signal sequence of use wireless data packet upon receipt, the ks from the reception state of a signal of a known pattern which are received by the receiving antenna (1 ≦ ks ≦ K, ks is an integer) to the second radio station subcarrier transmission the j (1 ≦ j ≦ M, j is an integer) that had antenna and the i in which the first radio station is used for reception (1 ≦ i ≦ N, i is an integer) the transfer function h j between antennas, i [ks including transfer function acquisition unit configured to acquire.
また別の好適例として、前記第二の無線局の第jアンテナで送信されなかった第ks'(1≦ks'≦K、ks'は整数)サブキャリアにおける、前記第二の無線局の第jアンテナと前記第一の無線局の第iアンテナ間の伝達関数h j,i [ks']を、前記第二の無線局の第jアンテナで送信されたks 1 ≠ks'及びks 2 ≠ks'(1≦ks 1 ≦K、1≦ks 2 ≦K、ks 1 、ks 2は整数)なる第ks 1サブキャリア及び第ks 2サブキャリアに対する前記伝達関数h j,i [ks1]及び h j,i [ks2]の内挿または外挿値 によりh j,i [ks']を取得する伝達関数取得手段を含む。 As another preferred embodiment, in the second ks that could not be transmitted in the second of the j antenna radio station '(1 ≦ ks' ≦ K, ks' is an integer) sub-carrier, the said second radio station j antenna transfer function h j between the first radio station i-th antenna, i [ks '] a, the second of the j-antenna transmitted ks 1 ≠ ks radio station' and ks 2ks' (1 ≦ ks 1 ≦ K, 1 ≦ ks 2 ≦ K, ks 1, ks 2 is an integer) becomes the transfer function h j for the first ks 1 subcarrier and the ks 2 subcarrier, i [ks1] and h including j, i [ks2] h j by interpolation or extrapolation value of the transfer function acquisition unit for obtaining i [ks'].
これは、送信側において伝達関数行列を取得するための簡易な実現方法を提供するものである。 This is to provide a simple implementation to obtain the transfer function matrix at the transmitting side. なお、この手段を用いる場合には、既存の無線LANシステムにMIMO技術を適用する拡張を行う場合であっても、既存のフレームフォーマットを変更することも、特殊な制御メッセージを新規に追加する必要もなく、バックワードコンパチビリティを維持しながら実現可能であるという効果も同時に得ることが可能である。 In the case of using this means, even in the case of performing the expansion to apply MIMO techniques to existing wireless LAN system, also modify an existing frame format, need to add special control message to the new effect that even without feasible while maintaining backward compatibility also can be obtained at the same time.
なお、これらの好適例において、前記第一の無線局側に前記伝達関数取得手段を有することを、前記第二の無線局側に通知する手段を有しても良い。 In these preferred examples, to have the transfer function acquiring unit to the first radio station may have means for notifying the second radio station.

本発明はまた、上記無線通信装置からの無線信号を前記第二の無線局において受信するための無線通信装置であって、 The present invention also provides a wireless communication apparatus for receiving a radio signal from the radio communication device in the second radio station,
前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
前記第二のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、 It means for receiving a radio signal individually using the second antenna group,
受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、受信した各信号系列の信号を分離して復調する復調手段と、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, demodulating means for demodulating to separate signals of each signal streams received,
復調した全ての信号系列を合成し、ユーザデータとして出力する出力手段と を備えることを特徴とする無線通信装置も提供する。 Synthesize all signal sequences demodulated also provides wireless communication apparatus characterized by comprising an output means for outputting the user data.
なお、本発明は、上記送信側の無線通信装置と、上述の受信側の無線通信装置とを有する無線通信システムも提供する。 The present invention also provides a wireless communication system having a wireless communication apparatus of the transmitting side, the above-described reception-side radio communication apparatus.

典型例として、前記復調手段は、 As a typical example, the demodulating means,
受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iを取得する手段と、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, the transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, means for obtaining a i,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し所定の演算を行い、N系統の送信信号の信号点に対応するベクトルを求める演算手段と、を含み、 Performs a predetermined operation the transfer function h j, a i to the (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, and calculating means for calculating a vector corresponding to the signal point of the transmission signals of N systems, It includes,
前記出力手段は、 And the output means,
前記演算で得られたベクトルの各要素で与えられるN系統の送信信号を、受信した全てのシンボルに対して合成し、前記ユーザデータとして出力する手段を含む。 The transmission signals of N systems given by each element of the resulting vector in the operation, were synthesized for every received symbol, comprising means for outputting as said user data.

前記演算手段は、 Said calculating means,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H Hを算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN行N列の行列H H ×Hを算出する手段と、 It means for calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
前記行列H H ×Hの逆行列即ち(H H ×H) -1を算出する手段と、 Means for calculating the inverse matrix of the matrix H H × H ie (H H × H) -1,
さらにこれらを用いて行列(H H ×H) -1 ×H Hを算出する手段と、 Further means for calculating matrix (H H × H) -1 × H H Using these,
前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr m (k)とした場合、(r 1 (k),r 2 (k),・・・,r M (k)) (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、(H H ×H) -1 ×H H ×Rx(k)を演算する手段と、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r M (k)) T (relative to the received signal vector Rx (k) represented by T shows the conversion from the row vector to a column vector), (H H × H) -1 × H H × Rx (k) It means for calculating a
を含むようにしても良い。 It may include a.

また、前記演算手段は、 Further, the arithmetic means,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするN行N列の行列Hに対し、該行列Hの逆行列H -1を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of N rows and N columns whose components, and means for calculating the inverse matrix H -1 of the matrix H,
前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)とした場合、(r 1 (k),r 2 (k),・・・,r M (k)) (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、H -1 ×Rx(k)を演算する手段と、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r to M (k)) T (T row vector indicating conversion to a column vector from) represented by the received signal vector Rx (k), and means for calculating the H -1 × Rx (k),
を含むようにしても良い。 It may include a.
この第二の無線局の機能は、受信局側においてZF法を実施する際に、行列が正方行列であることを利用して簡易に実施するための手段を提供するためのものである。 The function of this second radio station, in practicing the ZF method at the receiving station, is intended to provide a means for carrying out easily by utilizing the fact matrix is ​​a square matrix.

また、前記演算手段は、 Further, the arithmetic means,
前記第一のアンテナ群の第nアンテナより送信された第kシンボルの送信信号をt n (k)とし、さらに前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr m (k)と表記した場合、(t 1 (k),t 2 (k),・・・,t N (k)) (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される送信信号ベクトルTx(k) 、(r 1 (k),r 2 (k),・・・,r M (k)) で表される受信信号ベクトルRx(k)、及び行列演算子Fに対し、ベクトルF×Rx(k)−Tx(k)及び該ベクトルのエルミート共役のベクトル(F×Rx(k)−Tx(k)) Hのベクトル積(F×Rx(k)−Tx(k)) H ×(F×Rx(k)−Tx(k))の複数シンボルに渡る期待値を最小化することが期待されるように行列演算子Fを選択する手段と、 The transmission signal of the k symbol transmitted from the n-th antenna of the first antenna group and t n (k), further receiving said second antenna group of the k symbols actually received at the m antenna If the signal is denoted as r m (k), (t 1 (k), t 2 (k), ···, t N (k)) T ( showing the conversion of T row vector into a column vector) in represented by the transmitted signal vector Tx (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r M (k)) represented by T received signal vector Rx (k), and matrix to operators F, vector F × Rx (k) -Tx ( k) and Hermitian conjugate of a vector of the vector (F × Rx (k) -Tx (k)) H vector product of (F × Rx (k) It means for selecting a matrix operator F as is expected to minimize the expected value across multiple symbols of -Tx (k)) H × ( F × Rx (k) -Tx (k)),
各シンボルに対してF×Rx(k)を演算する手段と、 It means for calculating the F × Rx (k) for each symbol,
を含むようにしても良い。 It may include a.
この第二の無線局側の機能は、受信局側においてZF法の代わりにMMSE法を用いるための手段を提供するためのものである。 The function of this second radio station is intended to provide a means for using the MMSE method, instead of the ZF method at the receiving station.
前記行列演算子FをMMSE(Minimum Mean Square Error)方式で求めても良い。 The matrix operator F may be obtained by MMSE (Minimum Mean Square Error) scheme.

上記無線通信装置の好適例として、 Preferred examples of the wireless communication device,
前記第二の無線局側に、 Wherein the second radio station,
前記第一の無線局からの第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet from the first radio station,
該第一の無線制御パケットに対する応答として、複数系統の既知のパターンを含む第二の無線制御パケットを送信する手段を有する。 In response to said first wireless control packet, comprising means for transmitting a second wireless control packet including a known pattern of a plurality of systems.

また別の好適例として、 As another preferred embodiment,
前記第二の無線局側に、 Wherein the second radio station,
前記第一の無線局からのN系統の既知のパターンを含む第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet including a known pattern of N line from the first radio station,
前記N系統の既知のパターンの信号を用いて、前記伝達関数h j,iを算出する手段と、 Using signals known pattern of the N systems, a means for calculating the transfer function h j, i,
該第一の無線制御パケットに対する応答として、前記伝達関数に関する情報を収容した第二の無線制御パケットを送信する手段と、 In response to said first wireless control packet, means for transmitting a second wireless control packet containing the information relating to the transfer function,
を有する。 Having.

前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いても良い。 The orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme may be used.
この場合、前記第二の無線局側に、 In this case, the second radio station,
信号系列を複数重畳せずに前記第一の無線局に対して前記無線制御パケットまたは無線データパケットを送信する際に、第ksサブキャリアの信号を、サブキャリア番号ksに対応した第二のアンテナ群の中の所定の一つのアンテナを用いて送信する送信手段を有しても良い。 When transmitting the wireless control packet or wireless data packet signal sequences without multiple superimposed on the first radio station, a second antenna signal of the ks subcarriers corresponding to subcarrier number ks it may have a transmission means for transmitting using a predetermined one antenna of the group.
ここで、前記第二の無線局側に前記送信手段を有することを、前記第一の無線局側に通知する手段を有するようにしても良い。 Here, to have the transmission means to the second radio station, it may have a means for notifying the first wireless station.

本発明はまた、第一の無線局と第二の無線局との間で通信を行う無線通信方法において、 The present invention also provides in a wireless communication method for communication between a first radio station and the second radio station,
前記第一の無線局はN tx (N txは1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備え、 The first radio station N tx (N tx is an integer greater than 1) provided with or more first antenna group,
送信すべきユーザデータをN系統に分割する分割ステップと、 A dividing step of dividing the user data to be transmitted to the N systems,
前記N系統に分割されたユーザデータにN種類の既知のパターンの信号を付与して得られるN系統の信号系列により構成される無線データパケットを構築するステップと、 A step of constructing a wireless data packet made up of a signal sequence of the N systems in the divided N lines in the user data obtained by applying a signal of N kinds of known pattern,
N系統の前記既知のパターンを含む信号系列にそれぞれ個別の係数を乗算する処理を、係数の異なる組み合わせで複数回行い、各係数の組み合わせ毎に係数が乗算された前記N系統の信号系列を合成して該N系統の信号系列からN tx系統の信号系列に変換する変換ステップと、 The process of multiplying the respective individual coefficient signal sequence including the known pattern of N systems, performed a plurality of times with different combinations of coefficients, synthesizes the signal sequence of the N lines coefficient is multiplied for each combination of the coefficients a conversion step of converting the signal sequence of the N systems into a signal sequence of N tx lines and,
前記変換ステップにおいて変換された信号を前記第一のアンテナ群から送信する送信ステップと を有することを特徴とする無線通信方法を提供する。 To provide a wireless communication method characterized by comprising a transmission step of transmitting the converted signal in the conversion step from the first antenna group.

典型例として、前記第二の無線局はM(Mは1より大きい整数)本の第二のアンテナ群を備え、 As a typical example, the second radio station M (M is an integer greater than 1) comprises a second antenna group of the present,
前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iまたはその近似値を取得するステップと、 Obtaining a transfer function h j, i, or an approximation thereof between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H Hを算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN行N列の行列H H ×Hを算出するステップと、 Calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
前記行列H H ×Hを対角化するユニタリ行列Uを算出するステップと、を更に有し、 Further comprising the steps of: calculating a unitary matrix U diagonalizing the matrix H H × H,
前記変換ステップは、 Wherein the converting step,
N系統の前記信号系列の第k(kは1以上の整数)シンボルの情報をそれぞれ{x 1 (k),x 2 (k),・・・,x N (k)}とした場合、第kシンボルの各情報を要素とする列ベクトルx(k)と前記行列Uの積により与えられる列ベクトル、即ちU×x(k)を算出するステップを含み、 The k (k is an integer of 1 or more) information symbols each of the signal sequences of N systems {x 1 (k), x 2 (k), ···, x N (k)} If the, first column vector given by the product of the column vector x (k) and the matrix U to the respective information of k symbols as elements, i.e. comprising the step of calculating the U × x (k),
前記送信ステップは、 It said transmitting step,
前記列ベクトルU×x(k)の第i行成分[U×x(k)] iを第一のアンテナ群の中の第iアンテナより送信するステップを含む。 Including the i-th row component transmitting from the i antenna in the [U × x (k)] i a first antenna group of the column vector U × x (k).

好適例として、前記無線データパケットの送信に先立ち、制御情報を収容した第一の無線制御パケットを送信するステップと、 Transmitting as a suitable example, prior to transmission of the wireless data packet, the first wireless control packet containing the control information,
前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットをN本以上のアンテナを用いて受信するステップと、を更に有し、 Further comprising the steps of: receiving with said first second N or more antennas to wireless control packet is a response to the wireless control packet,
前記取得ステップは、前記第二の無線制御パケットに付与された複数系統の既知のパターンの信号を用いて、各アンテナでの受信信号から第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,iを算出するステップを含む。 The obtaining step, by using a signal known pattern of said second plurality of lines which are assigned to the wireless control packet, the j (1 ≦ the second radio station from the received signal at each antenna is used for transmission j ≦ M, j is the i (1 ≦ i ≦ N, i an integer) antenna and the first wireless station is used for reception comprises the step of calculating a transfer function h j, i between integer) antennas.

別の好適例として、前記無線データパケットの送信に先立ち、第一の無線制御パケットとしてN系統の既知のパターンを含む信号系列をN本の前記第一のアンテナ群を用いて送信するステップと、 As another preferred embodiment, the step of transmitting the wireless data prior to transmission of the packet, a signal sequence including a known pattern of N line as the first wireless control packet by using the first antenna group the N,
前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットを受信するステップと、 Receiving a second wireless control packet is a response to the first wireless control packet,
前記第二の無線制御パケットに収容された前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iに関する情報を取得するステップと、 Obtain information transfer functions h j, for the i between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group of said second of said first antenna group accommodated in the radio control packet the method comprising the steps of,
を含む。 including.

前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いても良い。 The orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme may be used.
この場合の好適例として、前記第二の無線局より、信号系列が複数重畳されていない即ち1系統のみの信号系列で構成される制御情報を収容した無線制御パケットおよび/またはユーザデータを収容した無線データパケットを受信した際に、各受信アンテナで受信された既知のパターンの信号の受信状態から第ks(1≦ks ≦K、ksは整数)サブキャリアの第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,i [ks]を取得する伝達関数取得ステップを含む。 Suitable examples of this case, the more the second radio station, the signal sequence containing a radio control packet and / or the user data containing the configured control information in multiple superimposed non i.e. one system only the signal sequence of use wireless data packet upon receipt, the ks from the reception state of a signal of a known pattern which are received by the receiving antenna (1 ≦ ks ≦ K, ks is an integer) to the second radio station subcarrier transmission the j (1 ≦ j ≦ M, j is an integer) that had antenna and the i in which the first radio station is used for reception (1 ≦ i ≦ N, i is an integer) the transfer function h j between antennas, i [ks including a transfer function acquisition step of acquiring.
また別の好適例として、前記第二の無線局の第jアンテナで送信されなかった第ks'(1≦ks'≦K、ks'は整数)サブキャリアにおける、前記第二の無線局の第jアンテナと前記第一の無線局の第iアンテナ間の伝達関数h j,i [ks']を、前記第二の無線局の第jアンテナで送信されたks 1 ≠ks'及びks 2 ≠ks'(1≦ks 1 ≦K、1≦ks 2 ≦K、ks 1 、ks 2は整数)なる第ks 1サブキャリア及び第ks 2サブキャリアに対する前記伝達関数h j,i [ks1]及び h j,i [ks2]の内挿または外挿値 によりh j,i [ks']を取得する伝達関数取得ステップを含む。 As another preferred embodiment, in the second ks that could not be transmitted in the second of the j antenna radio station '(1 ≦ ks' ≦ K, ks' is an integer) sub-carrier, the said second radio station j antenna transfer function h j between the first radio station i-th antenna, i [ks '] a, the second of the j-antenna transmitted ks 1 ≠ ks radio station' and ks 2ks' (1 ≦ ks 1 ≦ K, 1 ≦ ks 2 ≦ K, ks 1, ks 2 is an integer) becomes the transfer function h j for the first ks 1 subcarrier and the ks 2 subcarrier, i [ks1] and h j, by interpolation or extrapolation value of i [ks2] includes a transfer function acquisition step of acquiring h j, i [ks'] .
これらの好適例において、前記第一の無線局側で前記伝達関数取得ステップを実行することを、前記第二の無線局側に通知するステップを有しても良い。 In these preferred examples, performing said transfer function acquisition step by the first radio station may have a step of notifying the second radio station.

本発明はまた、上記無線通信方法で送信された無線信号を前記第二の無線局において受信するための無線通信方法であって、 The present invention also provides a wireless communication method for receiving a radio signal transmitted by the wireless communication method in said second radio station,
前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
前記第二のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信するステップと、 Receiving a radio signal individually using the second antenna group,
受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、受信した各信号系列の信号を分離して復調する復調ステップと、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, a demodulation step of demodulating by separating the signals of the respective signal streams received,
復調した全ての信号系列を合成し、ユーザデータとして出力する出力ステップと を備えることを特徴とする無線通信方法を提供する。 Synthesize all signal sequences demodulated to provide a wireless communication method characterized by comprising an output step of outputting as user data.

典型例として、前記復調ステップは、 As a typical example, the demodulating step,
受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iを取得するステップと、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, the transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, and the step of acquiring the i,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し所定の演算を行い、N系統の送信信号の信号点に対応するベクトルを求める演算ステップと、を含み、 Performs a predetermined operation the transfer function h j, a i to the (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, and calculating step of obtaining a vector corresponding to the signal point of the transmission signals of N systems, It includes,
前記出力ステップは、 Said output step,
前記演算で得られたベクトルの各要素で与えられるN系統の送信信号を、受信した全てのシンボルに対して合成し、前記ユーザデータとして出力するステップを含む。 The transmission signals of N systems given by each element of the resulting vector in the operation, were synthesized for every received symbol comprises outputting as said user data.

好適例として、前記演算ステップは、 Preferable examples, the computing step,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H Hを算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN行N列の行列H H ×Hを算出するステップと、 Calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
前記行列H H ×Hの逆行列即ち(H H ×H) -1を算出するステップと、 Calculating the inverse matrix of the matrix H H × H ie (H H × H) -1,
さらにこれらを用いて行列(H H ×H) -1 ×H Hを算出するステップと、 Furthermore calculating matrix (H H × H) -1 × H H Using these,
前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr m (k)とした場合、(r 1 (k),r 2 (k),・・・,r M (k)) (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、(H H ×H) -1 ×H H ×Rx(k)を演算するステップと、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r M (k)) T (relative to the received signal vector Rx (k) represented by T shows the conversion from the row vector to a column vector), (H H × H) -1 × H H × Rx (k) a step of computing a
を含む。 including.

別の好適例として、前記演算ステップは、 As another preferred embodiment, the calculating step,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするN行N列の行列Hに対し、該行列Hの逆行列H -1を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of N rows and N columns whose components, calculating the inverse matrix H -1 of the matrix H,
前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)とした場合、(r 1 (k),r 2 (k),・・・,r M (k)) (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、H -1 ×Rx(k)を演算するステップと、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r to M (k)) T (T row vector indicating conversion to a column vector from) represented by the received signal vector Rx (k), a step of computing the H -1 × Rx (k),
を含む。 including.

また別の好適例として、 前記演算ステップは、前記第一のアンテナ群の第nアンテナより送信された第kシンボルの送信信号をt n (k)とし、さらに前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr m (k)と表記した場合、(t 1 (k),t 2 (k),・・・,t N (k)) (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される送信信号ベクトルTx(k) 、(r 1 (k),r 2 (k),・・・,r M (k)) で表される受信信号ベクトルRx(k)、及び行列演算子Fに対し、ベクトルF×Rx(k)−Tx(k)及び該ベクトルのエルミート共役のベクトル(F×Rx(k)−Tx(k)) Hのベクトル積(F×Rx(k)−Tx(k)) H ×(F×Rx(k)−Tx(k))の複数シンボルに渡る期待値を最小化することが期待されるように行列演算子Fを選択するステップと、 As another preferred embodiment, the calculating step, the first transmission signal of the k symbol transmitted from the n-th antenna of the antenna group and t n (k), further the m of the second antenna group If the received signal of the k-th symbol was actually received by the antenna and denoted as r m (k), (t 1 (k), t 2 (k), ···, t N (k)) T (T Table in row vector indicating conversion to a column vector from the transmission signal vector Tx (k), (r 1 (k) represented by), r 2 (k), ···, r M (k)) T is the received signal vector Rx (k), and with respect to the matrix operator F, vector F × Rx (k) -Tx (k) and the vector of the Hermitian conjugate of the vector (F × Rx (k) -Tx (k) ) H vector product of (F × Rx (k) -Tx (k)) to be expected to minimize the expected value across multiple symbols of H × (F × Rx (k ) -Tx (k)) selecting a matrix operator F in,
各シンボルに対してF×Rx(k)を演算するステップと、 A step of computing the F × Rx (k) for each symbol,
を含む。 including.
この場合、前記行列演算子FをMMSE(Minimum Mean Square Error)方式で求めても良い。 In this case, the matrix operator F may be obtained by MMSE (Minimum Mean Square Error) method.

また別の好適例として、前記第二の無線局側で、 As another preferred embodiment, in the second radio station,
前記第一の無線局からのN系統の既知のパターンを含む第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet including a known pattern of N line from the first radio station,
前記N系統の既知のパターンの信号を用いて、前記伝達関数h j,iを算出するステップと、 A step of using a signal of a known pattern of the N systems, calculates the transfer function h j, i,
該第一の無線制御パケットに対する応答として、前記伝達関数に関する情報を収容した第二の無線制御パケットを送信するステップと、 In response to said first wireless control packet, transmitting a second wireless control packet containing the information relating to the transfer function,
を実行する To run

別の典型例として、前記第二の無線局側で、 In another typical example, in the second radio station,
前記第一の無線局からの第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet from the first radio station,
該第一の無線制御パケットに対する応答として、複数系統の既知のパターンを含む第二の無線制御パケットを送信するステップを実行する。 In response to said first wireless control packet, performing the step of transmitting a second wireless control packet including a known pattern of a plurality of systems.

また別の典型例として、前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いる。 As yet another typical example, the orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) using a modulation scheme.
この場合、前記第二の無線局側で、 In this case, the second radio station,
信号系列を複数重畳せずに前記第一の無線局に対して前記無線制御パケットまたは無線データパケットを送信する際に、第ksサブキャリアの信号を、サブキャリア番号ksに対応した第二のアンテナ群の中の所定の一つのアンテナを用いて送信する送信ステップを実行しても良い。 When transmitting the wireless control packet or wireless data packet signal sequences without multiple superimposed on the first radio station, a second antenna signal of the ks subcarriers corresponding to subcarrier number ks it may perform the step of transmitting using a predetermined one antenna of the group.
ここで、前記第二の無線局側で前記送信ステップを実行することを、前記第一の無線局側に通知するステップを有しても良い。 Here, performing said transmitting step at said second radio station may have a step of notifying the first wireless station.

本発明の無線通信装置の別の典型的態様としては、 As another exemplary embodiment of the radio communication apparatus of the present invention,
複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重(OFDM)変調方式を用いて無線通信を行う無線通信システムで使用される無線通信装置であり、 A wireless communication device for use in a wireless communication system for performing wireless communication using an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulation method using a plurality of subcarriers,
前記分割手段は、各サブキャリア毎に個別に、送信すべきユーザデータをN系統に分割し、 It said dividing means, individually for each subcarrier, divides the user data to be transmitted to the N systems,
前記変換手段は、あるサブキャリアにおけるN系統の前記信号系列の第n (n は1以上の整数)シンボルの情報がそれぞれ{x (n ),x (n ),・・・,x (n )}であり且つこれらを各成分として持つN行の列ベクトルがx(n )であった場合、N行N列の単位行列または該単位行列の列を適宜入れ替えて得られるN (N >1:N は整数)種類の回転行列群を{R }(N ≧k≧1:kは整数)と表記した際に、各サブキャリアに対応した所定のkに対するR を用い、前記ベクトルx(n )をR ×x(n )に変換する手段を少なくとも含み、 And the converting means, information of the n s (n s is an integer of 1 or more) symbols of the signal sequence of the N systems, each in a certain sub-carrier {x 1 (n s), x 2 (n s), ·· · If a column vector of n rows with a x n (n s)} a and and each component of these were x (n s), the sequence of n rows and n units of column matrix or the unit matrix appropriately interchanging resulting Te N R (N R> 1: N R is an integer) a rotation matrix group type {R k}: upon denoted (N R ≧ k ≧ 1 k is an integer), corresponding to each sub-carrier with R k for a given k, comprising at least means for converting the vector x a (n s) in R k × x (n s) ,
前記送信手段は、各サブキャリアにおける該変換された列ベクトルの第i成分を前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信するようにする。 The transmission means to the i-th component of the transformed column vector at each subcarrier transmitted from the i-th antenna of the first antenna group.

好適例として、前記変換手段は、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [R ×x(n )] となる様に変換するようにする。 Preferable examples, the conversion means converts a signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [R k × x (n s )] As the i to be in.
このような構成により、MIMO技術を用いる際に、サブキャリア毎に各信号系列を送信する際に用いるアンテナを入れ替え、その結果として信号系列毎の誤りを平均化およびランダム化し、誤り訂正における符号化利得を向上させる。 With this configuration, when using MIMO technology, switching the antenna used for transmitting the signal sequence for each sub-carrier, an error for each signal series averages and random as a result, coding in the error correction improve the gain. 従来方式とは、各サブキャリアに対応した所定のkに対し、そのサブキャリアにおいて前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を、回転行列R を使用して[R ×x(n )] となる様に変換する点、各サブキャリアにおいて該変換された信号[R ×x(n )] を前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信する点で異なっている。 The conventional method, for a given k corresponding to each sub-carrier, the signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group at that subcarrier, using a rotation matrix R k Te [R k × x (n s )] point to convert so as to be i, the i-th of said transformed signals [R k × x (n s )] wherein the i first antenna group in each sub-carrier It is different in that it transmitted from the antenna.
これにより、MIMO技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、重畳する複数の信号系列毎の受信特性を均一化し、伝送路上における符号誤りをランダム化することが可能となる。 Thus, when performing high-capacity wireless communication using the MIMO technique, to equalize the reception characteristics for each of the plurality of signal series to be superimposed, it is possible to randomize the code error on the transmission path. 特に、E−SDM方式と組み合わせた場合には、MIMO技術の持つ性質として、重畳する信号系列間に受信特性の大きなばらつきが発生するという傾向があったが、本発明により信号系列毎の受信特性を平均化し、エラーをランダム化することにより、その結果、誤り訂正の利得を向上させ、全体としてのパケット誤り率特性を改善する効果を得ることができる。 In particular, when combined with E-SDM scheme, a nature of MIMO technology, a large variation in the reception characteristics between signal sequence superimposed tended that occurs, the reception characteristics of signals each sequence by the present invention the averaged, by randomizing the error, as a result, it is possible to obtain the effect of improving the gain of the error correction, to improve the packet error rate performance as a whole.

別の好適例として、前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 As another preferred embodiment, the second radio station M (M is an integer of 1 or more) with a second antenna group of the present,
各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iまたはその近似値を取得する手段と、 The transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, and means for obtaining the i or approximations thereof,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN行N列の正方行列H ×Hを算出する手段と、 It means for calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
前記行列H ×Hを対角化するN行N列のユニタリー行列Uを算出する手段と、 It means for calculating a unitary matrix U of N rows and N columns diagonalizing the matrix H H × H,
を更に備え、 Further comprising a,
前記変換手段は、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [U×R ×x(n )] となる様に変換するようにする。 It said conversion means, to convert the signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [U × R k × x ( n s)] As the i to.
これにより、MIMO技術に組み合わせてE−SDM方式を用いる際に、重畳する信号系列の特性に大きな差が生じるのに対し、この特性を均一化し、その結果として信号系列毎の誤りを平均化およびランダム化し、誤り訂正における符号化利得を向上させるための簡易な実現方法を提供できる。 Thus, when using the E-SDM scheme in combination with MIMO techniques, while a large difference in characteristics of the signal sequence superimposed resulting, this property was uniform, averaging and an error for each signal series as a result randomized, it can provide a simple realization method for improving the coding gain in error correction.

別の好適例として、前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 As another preferred embodiment, the second radio station M (M is an integer of 1 or more) with a second antenna group of the present,
tx >Nであり、 A N tx> N,
各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iまたはその近似値を取得する手段と、 The transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, and means for obtaining the i or approximations thereof,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N tx列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, the i first (j, i) matrix H of M rows N tx columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN tx行N tx列の正方行列H ×Hを算出する手段と、 It means for calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N tx rows N tx columns of the two matrices,
前記行列H ×Hを対角化するN tx行N tx列のユニタリー行列Uを算出する手段と、 Means for calculating a unitary matrix U of N tx rows N tx columns diagonalizing the matrix H H × H,
を更に備え、 Further comprising a,
前記変換手段は、N tx行N列の行列で且つN≧j≧1なる整数jに対し第(j,j)成分のみが1で他の成分が0である行列をTと表記した際に、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナ(N tx ≧i≧1:iは整数)より送信される第n シンボルの信号を [U×T×R ×x(n )] となる様に変換するようにする。 And the converting means, first (j, j) with respect to N tx × N and N ≧ j ≧ 1 becomes an integer j in the matrix of column components only matrix other components 1 is 0 when the denoted as T the in each subcarrier first antenna group of the i antenna: [U × T × a signal of the n s symbols to be transmitted from the (n tx ≧ i ≧ 1 i integer) R k × x (n s )] so as to convert so as to be a i.
このような構成により、各サブキャリアに対応した所定のkに対し前記第1のアンテナ群の第i(N tx ≧i≧1:iは整数)アンテナより送信される第n シンボルの信号を、伝達関数行列HのH ×Hを対角化するユニタリー行列Uと、アンテナを入れ替える回転行列R と、アンテナ数を拡張する行列Tとにより、[U×T×R ×x(n )] となる様に変換し、該変換された信号[U×T×R ×x(n )] を前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信する。 With such a configuration, the i of the first antenna group for a given k corresponding to each subcarrier (N tx ≧ i ≧ 1: i is an integer) the signal of the n s symbols transmitted from antennas , a unitary matrix U diagonalizing H H × H of the transfer function matrix H, a rotation matrix R k exchanging the antenna, by a matrix T to expand the number of antennas, [U × T × R k × x (n s)] is converted so as to be a i, it is transmitted from the i-th antenna of the converted signal [U × T × R k × x (n s)] wherein the i first antenna group.
これにより、重畳する信号系列数よりも送信アンテナの本数を増やし、送信アンテナ数分だけ存在するMIMOのチャネルの中から特性の悪いチャネルを切り捨て、特性の良いチャネルのみを用いて上記の処理を実施するための簡易な実現方法を提供できる。 Thus, than signal number-of superimposing increasing the number of transmit antennas, truncated bad channel characteristics from a MIMO channel exists for the number of transmit antennas, performing the above process using only good channel characteristics simple implementation for can provide.

典型例として、前記回転行列群{R }は、N行N列の単位行列の列を適宜入れ替えて得られる行列の中から選び出したひとつの行列をR とし、N>j≧1なる整数jに対し第(j+1,j)成分及び第(1,N)成分のみが1で且つ他の成分が0であるN行N列の行列をPとし、更にN≧k≧2なる整数kに対しR =P k−1 ×R として与えられる合計N個の行列により構成され、 As a typical example, the rotation matrix group {R k} is one of a matrix were selected from among the matrix obtained by rearranging the rows and columns of the matrix of N rows and N columns as appropriate and R 1, N> j ≧ 1 becomes an integer j with respect to the (j + 1, j) component and the (1, N) component only is a and N rows and N columns of the matrix other component is 0 at 1 is P, further N ≧ k ≧ 2 becomes an integer k to be composed of a total of N matrix given as R k = P k-1 × R 1,
ユーザ情報が収容されるサブキャリアに対して用いる前記回転行列R を、前記回転行列群{R }の各行列を適当に並べ替えたものをNサブキャリア周期で順番に対応させる。 The rotation matrix R k used for the sub-carrier by the user information is received, what the rearranged each matrix of the rotation matrix group {R k} appropriately to correspond to the order in N subcarriers cycles.
これにより、上述の回転行列として用いる行列を生成するための簡易な実現方法を提供できる。 Thus, it is possible to provide a simple realization method for generating a matrix used as described above rotation matrix.

別の典型例として、前記回転行列群{R }は、N行N列の単位行列の列を適宜入れ替えて得られる行列の中から選び出したひとつの行列をR とし、N>j≧1なる整数jに対し第(j+1,j)成分及び第(1,N)成分のみが1で且つ他の成分が0であるN行N列の行列をPとし、更にN≧k≧2なる整数kに対しR =P k−1 ×R として与えられる合計N個の行列により構成され、 In another typical example, the rotation matrix group {R k} is one of a matrix were selected from among the matrix obtained by rearranging the rows and columns of the matrix of N rows and N columns as appropriate and R 1, N> j ≧ 1 to the integer j comprised the (j + 1, j) component and the (1, N) only component a and N rows and N columns of the matrix other component is 0 at 1 is P, further N ≧ k ≧ 2 to the integer k composed is constituted by a total of N matrix given as R k = P k-1 × R 1,
OFDM変調された信号をサブキャリア上にマッピングする際に、前記N系統に分割された各信号系列のビット列がN ilサブキャリア周期(N ilは1より大きな整数)で隣接する様にインタリーブ処理を施す場合には、ユーザ情報が収容されるサブキャリアに対して用いる前記回転行列R を、前記回転行列群{R }の各行列をそれぞれN il個ずつ用意したものを適当に並べ替えてN il ×Nサブキャリア周期で順番に対応させる。 When mapping OFDM modulated signal on a subcarrier, the interleaving process as a bit string of each signal sequence is divided into the N systems are adjacent in N il subcarriers cycles (N il is an integer greater than 1) when applying the said rotation matrix R k used for the sub-carrier by the user information is received, the rotation matrix group {R k} each matrix respectively rearranged suitably those prepared N il pieces by the to correspond to the order in N il × N subcarriers cycles.
これによってもまた、上述の回転行列として用いる行列を生成するための簡易な実現方法を提供できる。 This can also provide a simple realization method for generating a matrix used as described above rotation matrix.

本発明はまた、上述の無線通信装置を前記第一の無線局に有する無線通信システムであって、 The present invention also provides a wireless communication system having the above-described wireless communication apparatus to the first radio station,
前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
前記第二のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、 It means for receiving a radio signal individually using the second antenna group,
受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記の各信号系列の信号を分離して復調する手段と、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, means for demodulating and separating signals of each signal sequence of the,
復調した全ての信号系列を合成し、ユーザデータとして出力する手段と を備えることを特徴とする無線通信システムを提供する。 Synthesize all signal sequences demodulated to provide a wireless communication system, characterized in that it comprises a means for outputting the user data.

本発明の無線通信方法の別の典型的態様としては、 Another exemplary embodiment of a wireless communication method of the present invention,
複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重(OFDM)変調方式を用いて無線通信を行う無線通信システムで使用される無線通信方法であり、 A wireless communication method used in a wireless communication system for performing wireless communication using an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulation method using a plurality of subcarriers,
前記分割ステップでは、各サブキャリア毎に個別に、送信すべきユーザデータをN系統に分割し、 The division step, individually for each subcarrier, divides the user data to be transmitted to the N systems,
前記変換ステップでは、あるサブキャリアにおけるN系統の前記信号系列の第n (n は1以上の整数)シンボルの情報がそれぞれ{x (n ),x (n ),・・・,x (n )}であり且つこれらを各成分として持つN行の列ベクトルがx(n )であった場合、N行N列の単位行列または該単位行列の列を適宜入れ替えて得られるN (N >1:N は整数)種類の回転行列群を{R }(N ≧k≧1:kは整数)と表記した際に、各サブキャリアに対応した所定のkに対するR を用い、前記ベクトルx(n )をR ×x(n )に変換するステップを少なくとも含み、 The conversion step, the n s of the signal sequence of the N lines in a certain sub-carrier (n s is an integer of 1 or more) information symbols, each {x 1 (n s), x 2 (n s), ·· · If a column vector of n rows with a x n (n s)} a and and each component of these were x (n s), the sequence of n rows and n units of column matrix or the unit matrix appropriately interchanging resulting Te N R (N R> 1: N R is an integer) a rotation matrix group type {R k}: upon denoted (N R ≧ k ≧ 1 k is an integer), corresponding to each sub-carrier with R k for a given k, comprises at least the step of converting the vector x a (n s) in R k × x (n s) ,
前記送信手段は、各サブキャリアにおける該変換された列ベクトルの第i成分を前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信する。 It said transmitting means transmits a first i component of the transformed column vector at each subcarrier from the first antenna group of the i antenna.

好適例として、前記変換ステップは、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [R ×x(n )] となる様に変換する。 Preferable examples, the conversion step converts a signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [R k × x (n s )] become as i to.

また別の好適例として、 前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 As another preferred embodiment, the second radio station M (M is an integer of 1 or more) with a second antenna group of the present,
各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iまたはその近似値を取得するステップと、 Obtaining a transfer function h j, i, or an approximation thereof between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN行N列の正方行列H ×Hを算出するステップと、 Calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
前記行列H ×Hを対角化するN行N列のユニタリー行列Uを算出するステップと、 Calculating a unitary matrix U of N rows and N columns diagonalizing the matrix H H × H,
を更に備え、 Further comprising a,
前記変換ステップは、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [U×R ×x(n )] となる様に変換する。 It said conversion step converts the signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [U × R k × x ( n s)] so as to be set to i.

また別の好適例として、前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 As another preferred embodiment, the second radio station M (M is an integer of 1 or more) with a second antenna group of the present,
rx >Nであり、 Is an N rx> N,
各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iまたはその近似値を取得するステップと、 Obtaining a transfer function h j, i, or an approximation thereof between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group,
前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N tx列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, the i first (j, i) matrix H of M rows N tx columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
前記二つの行列の行列積即ちN tx行N tx列の正方行列H ×Hを算出するステップと、 Calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N tx rows N tx columns of the two matrices,
前記行列H ×Hを対角化するN tx行N tx列のユニタリー行列Uを算出するステップと、 Calculating a unitary matrix U of N tx rows N tx columns diagonalizing the matrix H H × H,
を更に備え、 Further comprising a,
前記変換ステップは、N tx行N列の行列で且つN≧j≧1なる整数jに対し第(j,j)成分のみが1で他の成分が0である行列をTと表記した際に、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナ(N tx ≧i≧1:iは整数)より送信される第n シンボルの信号を [U×T×R ×x(n )] となる様に変換する。 Wherein the converting step, the (j, j) with respect to N tx × N and N ≧ j ≧ 1 becomes an integer j in the matrix of column components is all that is other ingredients 0 1 matrix upon denoted as T the in each subcarrier first antenna group of the i antenna: [U × T × a signal of the n s symbols to be transmitted from the (n tx ≧ i ≧ 1 i integer) R k × x (n s )] is converted so as to be a i.

典型的には、前記第二の無線局は、M(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 Typically, the second radio station, M (M is an integer of 1 or more) with a second antenna group of the present,
前記第二のアンテナ群を備え用いて個別に無線信号を受信するステップと、 Receiving a radio signal individually using with the second antenna group,
受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記の各信号系列の信号を分離して復調するステップと、 The method comprising as a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, separates the signal of each signal sequence of the demodulation,
復調した全ての信号系列を合成し、ユーザデータとして出力するステップと を実行する。 Synthesize all signal sequences demodulated, and a step of outputting as user data.

以上詳細に説明したように、本発明によれば、MIMO技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、伝達関数行列を精度良く推定できた場合にはE−SDM法と等価な良好な特性を実現しながらも、伝達関数行列を精度良く推定できない場合であっても安定した特性を示すことが可能であるという効果を得ることができる。 As described above in detail, according to the present invention, when performing high-capacity wireless communication using the MIMO technique, the transfer function matrix If it can be accurately estimated is a good equivalent E-SDM method while realizing the characteristics, it is possible to obtain an effect that even if that can not be accurately estimated transfer function matrix can be also show stable characteristics.
また、OFDM変調方式にMIMO技術を用いる際に、サブキャリア毎に各信号系列を送信する際に用いるアンテナを入れ替えることにより、信号系列毎の誤りを平均化およびランダム化し、誤り訂正における符号化利得を向上させることができる。 Further, when using the MIMO technique to an OFDM modulation scheme, by exchanging the antenna used in transmitting the signal sequence for each sub-carrier, averaged and randomizing errors for each signal series, coding gain in the error correction it is possible to improve the.
例えばMIMO技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、重畳する複数の信号系列毎の受信特性を均一化し、伝送路上における符号誤りをランダム化することが可能となる。 For example, when performing high-capacity wireless communication using the MIMO technique, to equalize the reception characteristics for each of the plurality of signal series to be superimposed, it is possible to randomize the code error on the transmission path. 特に、E−SDM方式と組み合わせた場合には、MIMO技術の持つ性質として、重畳する信号系列間に受信特性の大きなばらつきが発生するという傾向があったが、本発明により信号系列毎の受信特性を平均化し、エラーをランダム化することにより、その結果、誤り訂正の利得を向上させ、全体としてのパケット誤り率特性を改善する効果を得ることができる。 In particular, when combined with E-SDM scheme, a nature of MIMO technology, a large variation in the reception characteristics between signal sequence superimposed tended that occurs, the reception characteristics of signals each sequence by the present invention the averaged, by randomizing the error, as a result, it is possible to obtain the effect of improving the gain of the error correction, to improve the packet error rate performance as a whole.
また、MIMO技術に組み合わせてE−SDM方式を用いる際に、通常重畳する信号系列の特性に大きな差が生じるのに対し、この特性を均一化し、その結果として信号系列毎の誤りを平均化およびランダム化し、誤り訂正における符号化利得を向上させるための簡易な実現方法を提供できる。 Further, when using E-SDM scheme in combination with MIMO techniques, while usually the large difference in characteristics of the signal sequence superimposed resulting, this property was uniform, averaging and an error for each signal series as a result randomized, it can provide a simple realization method for improving the coding gain in error correction.
また、重畳する信号系列数よりも送信アンテナの本数を増やし、送信アンテナ数分だけ存在するMIMOのチャネルの中から特性の悪いチャネルを切り捨て、特性の良いチャネルのみを用いて上記の処理を実施することもできる。 Moreover, than signal number-of superimposing increasing the number of transmit antennas, truncated bad channel characteristics from a MIMO channel exists for the number of transmitting antennas, to implement the above-described process using only good channel characteristics it is also possible.

本発明の第1実施形態に係る無線通信システムおける第二の無線局の受信部の構成例を示すブロック図。 Block diagram illustrating a configuration example of a receiving unit of a wireless communication system definitive second radio station according to the first embodiment of the present invention. 同実施形態に係る無線通信システムおける第一及び第二の無線局の送信部の構成例を示すブロック図。 Block diagram illustrating a configuration example of a transmission section of the first and second radio stations definitive wireless communication system according to the embodiment. 同実施形態に係る無線通信システムおける第一及び第二の無線局の送信部の構成例を示すブロック図 Block diagram illustrating a configuration example of a transmission section of the first and second radio stations definitive wireless communication system according to the embodiment 同実施形態に係る無線通信システムおける第二の無線局の受信処理の内容を示すフローチャート。 Flowchart showing the contents of a receiving process of the second radio station definitive wireless communication system according to the embodiment. 同実施形態に係る無線通信方法における第一の無線局でのチャネル推定処理の内容を示すフローチャート。 Flowchart showing the contents of a channel estimation process in the first radio station in a radio communication method according to the embodiment. 同実施形態に係る無線通信方法における第二の無線局での無線制御パケット受信時の処理内容を示すフローチャート。 Flow chart illustrating processes for wireless control packet received at the second radio station in a radio communication method according to the embodiment. 同実施形態に係る無線通信方法における第一の無線局でのチャネル推定処理の内容を示すフローチャート。 Flowchart showing the contents of a channel estimation process in the first radio station in a radio communication method according to the embodiment. 同実施形態に係る無線通信方法における第二の無線局での無線制御パケット受信時の処理内容を示すフローチャート。 Flow chart illustrating processes for wireless control packet received at the second radio station in a radio communication method according to the embodiment. 同実施形態に係る無線通信システムにおける無線局の送受信部の構成例を示すブロック図。 Block diagram illustrating a configuration example of a transmitting and receiving unit of the radio station in a radio communication system according to the embodiment. 本発明の第2実施形態に係る第一の無線局の送信部の構成例を示す図。 It shows a first configuration example of a transmission unit of a radio station according to a second embodiment of the present invention. 同実施形態に係る第二の無線局の受信部の構成例を示す図。 Diagram illustrating a configuration example of a receiving portion of the second radio station according to the embodiment. 同実施形態に係る第一の無線局の送信部の、第2の構成例を示す図。 It shows the transmission unit of the first radio station according to the embodiment, the second configuration example. 同実施形態に係る第一の無線局の送信部の、第3の構成例を示す図。 It shows the transmission unit of the first radio station according to the embodiment, the third configuration example. 同実施形態に係る第一の無線局の送信フローを示す図。 It shows a transmission flow of the first radio station according to the embodiment. 同実施形態に係る第一の無線局の第2の送信フローを示す図。 It shows a second transmission flow of the first radio station according to the embodiment. 同実施形態に係る第一の無線局の第3の送信フローを示す図。 It shows a third transmission flow of the first radio station according to the embodiment. 従来技術における第一の無線局の送信部の構成を示す図。 Diagram illustrating the configuration of a transmission section of the first radio station in the prior art. 従来技術における第二の無線局の受信部の構成を示す図。 Diagram showing the configuration of a receiving section of the second radio station in the prior art. 従来技術における第一の無線局の送信フローを示す図。 It shows a transmission flow of the first radio station in the prior art. 従来技術における第二の無線局の受信フローを示す図。 It shows a receive flow of a second radio station in the prior art. OFDM変調及びMIMO技術を併用した場合の各信号系列の特性の周波数依存性を示す図その1。 Figure No. 1 showing the frequency dependence of the characteristics of each signal sequence when used in combination with OFDM modulation and MIMO techniques. OFDM変調及びMIMO技術を併用した場合の各信号系列の特性の周波数依存性を示す図その2。 Figure No. 2 showing the frequency dependence of the characteristics of each signal sequence when used in combination with OFDM modulation and MIMO techniques.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1…データ分割回路2−1〜2−3…プリアンブル付与回路3−1〜3−3…変調回路4…送信信号変換回路#1 1 ... data dividing circuit 2-1 to 2-3 ... preamble applying circuit 3-1-3-3 ... modulating circuit 4 ... transmit signal conversion circuit # 1
5−1〜5−4…無線部6−1〜6−4…アンテナ7…チャネル推定回路8…伝達関数行列管理回路9…行列演算回路#1 5-1 to 5-4 ... radio unit 6-1 to 6-4 ... antenna 7 ... channel estimating circuit 8 ... transfer function matrix management circuit 9 ... matrix operation circuit # 1
10…行列演算回路#2 10 ... matrix calculation circuit # 2
11…送信信号変換回路#2 11 ... the transmission signal conversion circuit # 2
12…送信信号変換回路#3 12 ... the transmission signal conversion circuit # 3
13…送信信号変換回路#4 13 ... transmitting signal conversion circuit # 4
21−1〜21−3…アンテナ22−1〜22−3…無線部23…チャネル推定回路24…受信信号管理回路25…伝達関数行列管理回路26…行列演算回路(受信)#1 21-1 to 21-3 ... antenna 22-1 to 22-3 ... radio unit 23 ... channel estimation circuit 24 ... received signal management circuit 25 ... transfer function matrix management circuit 26 ... matrix operation circuit (reception) # 1
27…行列演算回路(受信)#2 27 ... matrix operation circuit (reception) # 2
28…硬判定回路29…データ合成回路31−a〜31−b…受信アンテナ32−a〜32−b…無線部33−a〜33−b…FFT回路34…チャネル推定回路35…チャネル分離回路36−1−a〜36−K−a,36−1−b〜36−K−b…サブキャリア復調回路37−a〜37−b… P/S変換回路38…データ合成回路39…伝達関数補完回路40…伝達関数管理回路#2 28 ... hard decision circuit 29 ... data combining circuit 31-a~31-b ... receiving antenna 32-a~32-b ... radio unit 33-a~33-b ... FFT circuit 34 ... channel estimation circuit 35 ... channel separating circuit 36-1-a~36-K-a, 36-1-b~36-K-b ... sub-carrier demodulation circuit 37-a~37-b ... P / S conversion circuit 38 ... data combining circuit 39 ... transfer function interpolation circuit 40 ... transfer function management circuit # 2
41…行列演算回路42…データ分割回路43−a〜43−b…S/P変換回路44−a〜44−b…プリアンブル付与回路45−1−a〜45−K−a,45−1−b〜45−K−b…サブキャリア変調回路46…送信信号変換回路47−a〜47−b…IFFT回路48−a〜48−b…無線部49−a〜49−b…送信アンテナ51−1〜51−3 …受信アンテナ52−1〜52−3 …無線部53…チャネル推定回路54…受信信号管理回路55…伝達関数行列管理回路56…行列演算回路#2 41 ... matrix operation circuit 42 ... data dividing circuit 43-a~43-b ... S / P converter 44-a~44-b ... preamble applying circuit 45-1-a~45-K-a, 45-1- b~45-K-b ... subcarrier modulation circuit 46 ... transmission signal conversion circuit 47-a~47-b ... IFFT circuit 48-a~48-b ... radio unit 49-a~49-b ... transmit antennas 51- 1~51-3 ... receiving antenna 52-1~52-3 ... wireless section 53 ... channel estimation circuit 54 ... received signal management circuit 55 ... transfer function matrix management circuit 56 ... matrix operation circuit # 2
57…行列演算回路#3 57 ... matrix calculation circuit # 3
58…硬判定回路59…データ合成回路60…データ分割回路61−1〜61−3…プリアンブル付与回路62−1〜62−3…変調回路63…送信信号変換回路64−1〜64−3…無線部65−1〜65−3…送信アンテナ66…行列演算回路67…伝達関数行列管理回路68…チャネル推定回路69…制御情報終端回路70…制御情報生成回路 58 ... hard decision circuit 59 ... data combining circuit 60 ... data dividing circuit 61-1~61-3 ... preamble applying circuit 62-1~62-3 ... modulation circuit 63 ... transmission signal conversion circuit 64-1~64-3 ... radio unit 65-1~65-3 ... transmission antenna 66 ... matrix operation circuit 67 ... transfer function matrix management circuit 68 ... channel estimation circuit 69 ... control information termination circuit 70 ... control information generating circuit

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。 Hereinafter, the embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
<第1実施形態> <First Embodiment>
図1は、本発明の第1実施形態に係る無線通信システムにおける第二の無線局の受信部の構成を示す図である。 Figure 1 is a diagram showing the configuration of a receiving section of the second radio station in a radio communication system according to a first embodiment of the present invention. 本発明の実施形態に係る無線通信システムは、N(Nは1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備えた第一の無線局と、M(Mは1より大きい整数)本の第二のアンテナ群を備えた第二の無線局とにより構成されている。 Wireless communication system according to an embodiment of the present invention, N (N is an integer greater than 1) and the first radio station having a or more first antenna group, M (M is an integer greater than 1) book It is constituted by a second radio station with the second antenna group.
なお、ひとつの例として、送信局が3つの送信アンテナを用いて3系統のデータを送信する場合を例にとって説明する。 As an example, a case where the transmitting station transmits the three systems of data using three transmit antennas as an example. 図において、51-1〜51-3は受信アンテナ、52-1〜52-3は無線部、53はチャネル推定回路、54は受信信号管理回路、55は伝達関数行列管理回路、56は行列演算回路#2、57は行列演算回路#3、58は硬判定回路、59はデータ合成回路を示す。 In the figure, 51-1 to 51-3 is the receive antenna, 52-1~52-3 wireless unit, 53 channel estimation circuit, receiving the signal management circuitry 54, 55 is a transfer function matrix management circuit, 56 is a matrix operation circuit # 2,57 is the hard decision circuit matrix operation circuit # 3,58, 59 denotes a data synthesis circuit. 基本的な回路構成は図18に示した従来の受信部構成と変わらないが、行列演算回路#2(56)、及び行列演算回路#3(57)の処理内容が異なっている。 The basic circuit configuration is not different from the conventional receiver arrangement shown in FIG. 18, the processing contents of the matrix operation circuit # 2 (56), and matrix operation circuit # 3 (57) are different.

例えば、一例として、行列演算回路#2(56)において行う処理は、推定後の伝達関数行列Hに対して以下の行列を求める処理である。 As an example, processing performed in the matrix calculation circuit # 2 (56) is a process of obtaining the following matrices with respect to the transfer function matrix H after estimation.
(1) H H :伝達関数行列Hのエルミート共役な行列 (1) H H: Hermitian conjugate matrix of the transfer function matrix H
(2) H H ×H (2) H H × H
(3) (H H ×H) -1 :行列(2)の逆行列 (3) (H H × H ) -1: inverse matrix of the matrix (2)
(4) (H H ×H) -1 ×H H :行列(3)と行列(1)の積 これらの演算結果として、行列演算回路#3(57)に対して行列(H H ×H) -1 ×H Hを入力する。 (4) (H H × H ) -1 × H H: matrix (3) and the product result these operations the matrix (1), matrix operation circuit # matrix about 3 (57) (H H × H) entering a -1 × H H. また。 Also. 行列演算回路#3(57)では、この行列と受信信号ベクトルRxとの積(H H ×H) -1 ×H H ×Rxを演算により求める。 The matrix operation circuit # 3 (57), obtained by calculation the product (H H × H) -1 × H H × Rx between the matrix and the received signal vector Rx.

同様に、一例として、行列演算回路#2(56)において伝達関数行列Hの逆行列H -1を求める処理を行う。 Similarly, as an example, it executes processing for calculating the inverse matrix H -1 of the transfer function matrix H in the matrix operation circuit # 2 (56). また、行列演算回路#2(56)からは行列演算回路#3(57)に対して行列H -1を入力し、行列演算回路#3(57)では、この行列と受信信号ベクトルRxとの積H -1 ×Rxを演算により求める。 Also, enter the matrix operation circuit # 2 (56) matrix operation circuit from # matrix H -1 to the three (57), the matrix operation circuit # 3 (57), between the matrix and the received signal vector Rx obtained by calculation the product H -1 × Rx.
なお、これらの演算((H H ×H) -1 ×H H ×RxまたはH -1 ×Rx)は、(式1)の熱雑音の項が無視可能である場合の送信信号ベクトルTxの解を求める操作に相当する。 Incidentally, these operations ((H H × H) -1 × H H × Rx or H -1 × Rx), the solution of the transmitted signal vector Tx when it is negligible the term of thermal noise (Equation 1) It corresponds to an operation seeking. したがって、これらの演算もしくはそれと等価な演算を複数のステップに分解して順次処理することによって送信信号ベクトルTxを求めることも、当然可能である。 Therefore, it is of course also possible to obtain the transmission signal vector Tx by sequentially processed by decomposing these operations or its equivalent operation into a plurality of steps.

同様に、一例として、行列演算回路#2(56)において、送信信号ベクトルTx(k) 、受信信号ベクトルRx(k)、及び行列演算子Fに対し、(F×Rx(k)−Tx(k)) H ×(F×Rx(k)−Tx(k))で与えられる物理量の複数シンボルに渡る期待値を最小化することが期待される行列演算子Fを求める処理を行う。 Similarly, as an example, the matrix operation circuit # 2 (56), the transmitted signal vector Tx (k), the received signal vector Rx (k), and with respect to the matrix operator F, (F × Rx (k) -Tx ( k)) to minimize the expected value across multiple symbols of H × (F × Rx (k ) -Tx (k)) is given by the physical quantity performs processing for obtaining the matrix operator F expected. また、行列演算回路#2(56)からは行列演算回路#3(57)に対して行列Fを入力し、行列演算回路#3(57)では、この行列と受信信号ベクトルRxとの積F×Rxを演算により求める。 Further, from the matrix operation circuit # 2 (56) enter the matrix F against matrix operation circuit # 3 (57), the matrix operation circuit # 3 (57), the product F of the matrix and the received signal vector Rx × determined by calculation Rx.

なお、この行列演算子Fは従来方式におけるMMSE法で用いられる行列として知られており、受信信号のプリアンブル信号を利用して、プリアンブル信号に対する(F×Rx(k)−Tx(k)) H ×(F×Rx(k)−Tx(k))を最小にする様にして求めることが可能である。 Incidentally, the matrix operator F is known as a matrix used in the MMSE method in the conventional method, by using a preamble signal of the reception signal, for the preamble signal (F × Rx (k) -Tx (k)) H × a (F × Rx (k) -Tx (k)) can be determined in the manner to minimize.
またここで硬判定回路58とは、伝達関数行列および受信信号ベクトルから推定した送信信号ベクトルの各成分が、本来は離散的な値をとる送信信号点と一致しなかった場合に、選択可能な送信信号点に信号を確定させる処理を行うためのものである。 Also the hard decision circuit 58 where, if the components of the transmission signal vector estimated from the transfer function matrix and a received signal vector, originally was not consistent with the transmitted signal points take discrete values, selectable it is for performing a process of determining the signal to the transmission signal point. これは、例えば誤り訂正符号化・復号化を行う場合において、一旦、軟判定を行った信号を用いて誤り訂正を行い、その結果として信号点を確定させる場合の処理も含んでいる。 This, for example, in the case of performing the error correction coding and decoding once, performs error correction by using the signal subjected to soft decision also includes processing when finalizing the signal points as a result.

図2及び図3は、第一及び第二の無線局の送信部の構成例を示す図である。 2 and 3 are views showing a configuration example of a transmission section of the first and second radio stations. 図において、60はデータ分割回路、61-1〜61-3はプリアンブル付与回路、62-1〜62-3は変調回路、63は送信信号変換回路、64-1〜64-3は無線部、65-1〜65-3は送信アンテナ、66は行列演算回路、67は伝達関数行列管理回路、68はチャネル推定回路、69は制御情報終端回路、60は制御情報生成回路を示す。 In the figure, 60 is a data dividing circuit, 61-1~61-3 preamble applying circuit, 62-1~62-3 modulation circuit, the transmission signal conversion circuit 63, 64-1~64-3 wireless unit, 65-1~65-3 transmission antenna, 66 is a matrix operation circuit, 67 is a transfer function matrix management circuit, 68 is a channel estimation circuit, 69 is a control information termination circuit, 60 denotes a control information generating circuit. 送信側の構成は、従来方式と同一であっても構わないが、本図では伝達関数行列Hの取得方法を明示するために、チャネル推定回路68、または制御情報終端回路69及び制御情報生成回路70が追加されている。 Configuration of the transmitting side, but may be the same as the conventional method, in order in this view to demonstrate the method of obtaining the transfer function matrix H, the channel estimation circuit 68 or the control information termination circuit 69 and the control information generating circuit, 70 have been added.

図2においては、第一の無線局が無線データパケットを送信する際に、これに先行して伝達関数行列の推定用の信号を送信することを要求する制御信号を制御情報生成回路70にて生成し、これを送信する。 In Figure 2, when the first radio station transmits a wireless data packet, by the control information generating circuit 70 a control signal for requesting to transmit a signal for estimating the transfer function matrix prior to generated, and transmits it. この際の信号は、必ずしも複数の送信アンテナを用いて送信する必要はなく、単一アンテナから送信しても構わない。 Signal when this is not always necessary to transmit using a plurality of transmitting antennas, it may be transmitted from a single antenna. 第二の無線局では、この信号を受信したことを制御情報終端回路19にて認識すると、制御情報生成回路20より制御信号を生成し、3系統のプリアンブル信号が付与された信号を3本の送信アンテナ65-1〜65-3より送信する。 In a second radio station recognizes in the control information termination circuit 19 that has received this signal, the control generates a control signal from the information generating circuit 20, the three signals preamble signal three systems is assigned It is transmitted from the transmitting antenna 65-1~65-3. この信号を受信した第一の無線局は、無線部64-1〜64-3を経由してプリアンブル信号をチャネル推定回路68に入力し、チャネル推定回路68にて伝達関数行列Hを取得する。 The first radio station which has received this signal receives a preamble signal to the channel estimation circuit 68 via the wireless unit 64-1~64-3 obtains a transfer function matrix H in the channel estimation circuit 68. これを伝達関数行列管理回路67に入力する。 This is input to a transfer function matrix management circuit 67.

図3においては、第一の無線局が無線データパケットを送信する際に、これに先行して制御情報生成回路70より制御信号を生成し、3系統のプリアンブル信号が付与された信号を3本の送信アンテナ65-1〜65-3より送信する。 In Figure 3, when the first radio station transmits a wireless data packet, to which previously generates a control signal from the control information generating circuit 70, three signals preamble signal three systems is assigned to the transmitted from the transmitting antenna 65-1~65-3. 第二の無線局は、無線部64-1〜64-3を経由してプリアンブル信号をチャネル推定回路68に入力し、チャネル推定回路68にて伝達関数行列Hを取得する。 The second radio station receives a preamble signal to the channel estimation circuit 68 via the wireless unit 64-1~64-3 obtains a transfer function matrix H in the channel estimation circuit 68. この情報は、制御情報生成回路70に入力され、この伝達関数行列に関する情報を含んだ制御信号を制御情報生成回路70にて生成し、これを送信する。 This information is input to the control information generating circuit 70, a control signal containing information about the transfer function matrix generated by the control information generating circuit 70, and transmits it.

第一の無線局では、この信号を受信したことを制御情報終端回路69にて認識すると、収容されていた伝達関数行列に関する情報を取り出し、これを伝達関数行列管理回路67に入力する。 In the first radio station recognizes that it has received the signal at the control information termination circuit 69, information about accommodation once was transfer function matrix taken out, and inputs it to the transfer function matrix management circuit 67. なお、上記伝達関数行列に関する情報を含んだ制御信号は、必ずしも複数の送信アンテナを用いて送信する必要はなく、単一アンテナから送信しても構わない。 The control signal containing information about the transfer function matrix is ​​not necessarily to be transmitted using a plurality of transmitting antennas, it may be transmitted from a single antenna.

さらに、「第一の制御パケット」または「第二の制御パケット」として規定した信号を、無線データパケットの送信に先立ち交換することは、必ずしも必要ではない。 Furthermore, a defined signal as "first control packet" or "second control packet", be replaced prior to transmission of the wireless data packet is not necessarily required.
一つの例として、MIMO技術を用いながら双方向で定常的にデータの送受信を行う場合には、伝達関数行列はデータの受信毎に取得可能である。 As one example, when the transmit and receive constantly bidirectional data while using a MIMO technique, the transfer function matrix can be acquired for each reception of data.

また別の例として、5GHz帯におけるIEEE802.11a(ないしは2.4GHz帯におけるIEEE802.11g)準拠の無線LANの場合を説明する。 As another example, the case of compliant wireless LAN (IEEE802.11g in or 2.4GHz band) IEEE802.11a in 5GHz band. この無線LANシステムではMIMO技術は用いられておらず、将来的な拡張としてMIMO技術が期待されているのであるが、バックワードコンパチビリティの観点から、拡張されたシステムであっても、最低限、IEEE802.11a(またはIEEE802.11g)準拠の信号の送受信は可能となる。 MIMO technology is not used in this wireless LAN system, although the MIMO technique is expected as future expansion, in terms of backward compatibility, even enhanced system, minimum, reception of IEEE802.11a (or IEEE802.11g) compliant signal becomes possible.
このIEEE802.11a(またはIEEE802.11g)準拠システムでは、ユーザデータを収容した無線データパケットを送信すると、受信に成功した受信局は受信成功を示すACK(Acknowledgement)信号として、比較的信頼性の高い伝送モードを用いて無線制御パケットを返送する。 This IEEE802.11a (or IEEE802.11g) compliant system, sending a wireless data packet containing the user data, the receiving station successfully received as ACK (Acknowledgment) signal indicating successful reception, relatively reliable It returns a wireless control packet by using the transmission mode. MIMO技術を用いて無線データパケットを送信する場合であっても、制御信号の安定送受信の観点から無線制御パケットの転送にはMIMO技術を用いない、即ち複数の系統の信号系列を同一周波数チャネル上に重畳することなく転送することが期待される。 Even when transmitting the wireless data packet using the MIMO technology, the control signal from the viewpoint of the stability transceiver to transfer radio control packet without using MIMO technology, i.e. the same frequency channel on a signal sequence of a plurality of systems it is expected to be transferred without superimposed. つまり、継続的にデータ通信を行う場合には、データ(MIMO適用)→ACK(MIMO非適用)→データ(MIMO適用)→ACK(MIMO非適用)→・・・との繰り返しになると考えられる。 That is, when the continuous data communication, the data (MIMO application) → ACK (MIMO is not applied) → data (MIMO application) → ACK is considered to be a repetition of the (MIMO is not applied) → · · ·.

このケースにおいては、MIMO技術を用いないACK返送用の無線制御パケットにおいて伝達関数行列Hの推定ができることが理想的である。 In this case, it is ideal that the wireless control packet for ACK return without using MIMO techniques can estimate the transfer function matrix H. また、そのための信号が、既存のIEEE802.11a(またはIEEE802.11g)準拠の無線LANのエア・インタフェースになんら変更を加えていない方法が好ましい。 Further, the signal therefor, the method is preferably not added to any changes to the existing IEEE802.11a (or IEEE802.11g) air interface compliant wireless LAN.
これを実現するために、IEEE802.11a(またはIEEE802.11g)準拠システムで採用しているOFDM変調技術を利用する。 To achieve this, it utilizes OFDM modulation techniques adopted in the IEEE802.11a (or IEEE802.11g) compliant system. OFDM変調技術では、複数のサブキャリアを周波数軸上に直交するように連続的に並べ、高速フーリエ変換技術を利用して通信を行う。 The OFDM modulation technique, arranged continuously so as to be orthogonal to a plurality of subcarriers on the frequency axis, performs communication by using a fast Fourier transform technique.

MIMO技術を適用する場合には、各サブキャリア毎に伝達関数行列Hを求め、同一サブキャリア内にとじてチャネル分離処理を行う。 When applying MIMO techniques, we obtain the transfer function matrix H for each subcarrier, performs channel separation processing closed in the same sub-carrier. この際、異なるサブキャリア同士では伝達関数行列Hの値は異なるが、隣接したサブキャリア間ではその相関は強くなる。 At this time, in between different subcarriers different from the value of the transfer function matrix H, but the correlation is strong between adjacent subcarriers. この特性を利用して、例えばサブキャリア番号nにおける第i送信アンテナと第j受信アンテナ間の伝達関数をh j,i (n)とすると、隣接サブキャリアに関する情報から内挿により以下のような近似を行うことが可能である。 Using this characteristic, for example, the transfer function between the i-th transmit antenna and the j receiving antennas in the subcarrier number n h j, When i (n), as follows by interpolation from the information on adjacent sub-carrier it is possible to perform an approximation.




ここで式(6)は、サブキャリア上でひとつおき(つまり2サブキャリア周期)にh j,i (n)が分かる場合に、その間の伝達関数を求める場合に利用できる。 Here Equation (6), when h every other on the subcarrier (i.e. 2 subcarriers cycles) j, i (n) are known, can be used when obtaining the transfer function between them. また、式(7)および式(8)は、サブキャリア上でふたつおき(つまり3サブキャリア周期)にh j,i (n)が分かる場合に、その間の伝達関数を求める場合に利用できる。 Also, equations (7) and (8), when h j into two intervals (i.e. 3 subcarriers cycles), i (n) is found on the sub-carrier can be used when obtaining the transfer function between them.

これを利用するためには、送信側でMIMO非適用の信号を送る際に、例えば偶数サブキャリアは第1送信アンテナ、奇数サブキャリアは第2送信アンテナを用いたり、3の倍数となるサブキャリアは第1送信アンテナ、3の倍数+1となるサブキャリアは第2送信アンテナ、3の倍数+2となるサブキャリアは第3送信アンテナを用いて送信するなどすれば、各サブキャリア毎に伝達関数行列の要素の一部分を取得可能であり、残りの要素を式(6)〜式(8)などを用いて推定することが可能である。 To use it, when sending a signal non-MIMO at the transmission side, for example the even subcarriers first transmitting antenna, the odd subcarrier or using a second transmission antenna, the sub-carrier to be a multiple of 3 the first transmit antenna, 3 is the sub-carrier to be a multiple +1 second transmission antenna, the sub-carrier to be multiples of 3 + 2 if such transmitted using a third transmit antenna, the transfer function matrix for each subcarrier a part of the element can be obtained, it is possible to estimate the remaining elements by using a formula (6) to (8).
なお、同様の処理は、4サブキャリア周期以上の場合(即ち、4系統以上の信号系列を重畳する場合)であっても適用可能である。 The same process, when four or more sub-carrier cycle (i.e., when superimposing the four systems or signal sequence) is applicable even.

また、内挿で求まらないような端の方のサブキャリア(例えば第1サブキャリア等)に関しては、外挿等の他の方法で近似しても構わない。 As for the sub-carrier towards the edge as not determined by interpolation (eg such as the first sub-carrier), it may be approximated by other methods outside 挿等.
この技術の注目すべき点は、このサブキャリアを内挿により用いる提案自体は過去にもあり、Jan Boerらによる非特許文献「Jan Boer et. al., “Backwards compatibility -How to make a MIMO-OFDM system backwards compatible and coexistence with 11a/g at the link level.-“, IEEE802.11-03/714r0, September, 2003」でも提案されている。 Is noteworthy in this art, this proposal itself subcarriers used by interpolation is in the past, non-patent document "Jan Boer et by Jan Boer et. Al.," Backwards compatibility -How to make a MIMO- OFDM system backwards compatible and coexistence with 11a / g at the link level.- ", IEEE802.11-03 / 714r0, September, 2003" even have been proposed.

しかし、これらはN系統の信号系列を重畳した信号を受信する受信局においてチャネル推定するためのものであり、受信した信号の復調処理そのものに利用されていた。 However, they are intended to channel estimation at the receiving station for receiving a signal obtained by superimposing a signal sequence of N lines, it has been used in the demodulation process itself of a received signal.
一般に、隣接サブキャリア間での伝達関数の相関はそれほど強いわけではないので、これを利用して行う復調処理は受信特性を大幅に劣化させることになり、あまり実用的な技術とは言えない。 In general, since the neighboring correlation of the transfer function between the sub-carriers not so strong, the demodulation process performed by utilizing this will significantly degrade the reception characteristics, not very practical technique. しかし、これを送信側で行うユニタリ変換の行列を求めるために用いることに限定すれば、仮にユニタリ変換行列の推定精度が低くても復調処理には何ら問題は生じない。 However, if limited to use in order to determine the matrix of unitary transformations performed on the transmission side this, any problem does not occur even demodulation processing if low estimation accuracy of the unitary transformation matrices.

言い換えると、推定精度の悪さは、単に本発明を適用することによる大きな利得を若干下げる程度にとどまり、本発明不適用時の特性を下回ることはない。 In other words, poor estimation accuracy, remains merely a large gain by applying the present invention to the extent of lowering slightly and does not fall below a characteristic when the present invention inapplicable.
なお、全ての無線局がこの機能を実装するとは限らない場合には、通信開始時に無線局間でネゴシエーションを行い、MIMO非適用時の信号の送信の仕方をお互いに通知することが好ましい。 In the case where all the radio stations are not necessarily the implementation of this function, to negotiate between the radio station at the start of communication, it is preferable to notify each other how to transmit the non-MIMO when the signal. このネゴシエーション結果にあわせて、適応的に、隣接サブキャリア間での伝達関数の相関を利用してチャネル推定処理を行うようにする。 In accordance with the negotiation result, adaptively, so that by utilizing the correlation of the transfer function between adjacent subcarriers performs channel estimation process.

図4は、本発明の実施形態に係る無線通信システムにおける第二の無線局の受信フローを示す図である。 Figure 4 is a diagram showing a reception flow of the second radio station in a radio communication system according to an embodiment of the present invention. 本図においても、従来方式の図20との差分は、処理S74で行う行列演算処理#2と、処理S76における行列演算処理#3の内容のみである。 In this view, the difference between FIG. 20 in the conventional method, a matrix operation process # 2 to perform the processing S74, it is only the contents of the matrix calculation processing # 3 in the processing S76.
一例として、行列演算回路#2(56)において行う処理は、H H 、H H ×H、(H H ×H) -1を順次求め、最終的に (H H ×H) -1 ×H Hを求める。 As an example, processing performed in the matrix calculation circuit # 2 (56), H H, H H × H , sequentially obtains the (H H × H) -1, and finally (H H × H) -1 × H H the seek. 行列演算回路#3(57)では、(H H ×H) -1 ×H H ×Rxを演算により求めている。 The matrix operation circuit # 3 (57), are determined by calculating the (H H × H) -1 × H H × Rx.

別例として、行列演算回路#2(56)において伝達関数行列Hの逆行列H -1を求め、行列演算回路#3(57)では、H -1 ×Rxを演算により求められる。 As another example, obtains the inverse matrix H -1 of the transfer function matrix H in the matrix operation circuit # 2 (56), the matrix operation circuit # 3 (57), obtained by calculating the H -1 × Rx. また、行列演算回路#2(56)において、(F×Rx(k)−Tx(k)) H ×(F×Rx(k)−Tx(k))で与えられる物理量の複数シンボルに渡る期待値を最小化することが期待される行列演算子Fを求め、行列演算回路#3(57)では、F×Rxを演算により求めることもできる。 Further, the matrix operation circuit # 2 (56), over the (F × Rx (k) -Tx (k)) H × multiple symbols (F × Rx (k) -Tx (k)) is given by the physical quantity expected calculated matrix operator F which is expected to minimize the value, the matrix operation circuit # 3 (57), can also be determined by calculating the F × Rx.
一方、第一の無線局の送信部の送信フローは基本的には図19の内容と同様であっても構わないが、送信側でチャネル推定を行う場合の一例として、以下に、異なる点について説明する。 On the other hand, the transmission flow of the transmission portion of the first radio station is basically may be the same as those of FIG. 19, as an example in the case of performing channel estimation at the transmitting side, below, different points explain.

図5は、本発明の実施形態に係る無線通信方法の第一の無線局でのチャネル推定処理を示す図である。 Figure 5 is a diagram showing a channel estimation process in the first radio station of a radio communication method according to an embodiment of the present invention. 第一の無線局において、送信すべき無線データパケットが入力された場合(S21)、この無線データパケットの送信に先立ち、無線制御パケットを送信する(S22)。 In the first radio station, when the wireless data packet to be transmitted is input (S21), prior to transmission of the wireless data packet, and transmits a wireless control packet (S22). これにより第二の無線局に対し、複数の送信アンテナからそれぞれ所定のプリアンブル信号を付与した無線制御パケットの送信を要求する。 Accordingly to a second radio station requests transmission of the radio control packets each assigned a predetermined preamble signals from a plurality of transmitting antennas. 無線制御パケットの待ち受け処理の後(S23)、無線制御パケットが正常に受信された場合には(S24)、その信号を複数の受信アンテナで受信し(S25)、チャネル推定により伝達関数行列Hを算出する(S26)。 After the standby processing of the radio control packet (S23), if the wireless control packet has been successfully received (S24), it receives the signal at a plurality of receiving antennas (S25), the transfer function matrix H by the channel estimation calculated to (S26). 処理S24において無線制御パケットが正常に受信できなかった場合には、処理S22に戻り、無線制御パケットの再送信を行う。 If the wireless control packet in the processing S24 is not received correctly, the process returns to S22, to retransmit the radio control packet.

図6は、本発明の実施形態に係る無線通信方法の第二の無線局での無線制御パケット受信時のフローを示す図である。 Figure 6 is a diagram illustrating a second flow of the wireless control packet upon reception in the radio station of a radio communication method according to an embodiment of the present invention. この無線通信方法は、N(Nは1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備えた第一の無線局と、M(Mは1より大きい整数)本の第二のアンテナ群を備えた第二の無線局との間で通信を行うものである。 The wireless communication method includes a first radio station (the N of an integer greater than 1) N with a or more first antenna group, the M (M is an integer greater than 1) a second antenna group of the present and it performs communication with the second radio station with.
図6において、信号を受信すると(S31)、無線制御パケットか否かを判断し(S32)、無線データパケットである場合には通常の受信処理を行う(S37)。 6, when receiving a signal (S31), determines whether the wireless control packet (S32), performs normal reception processing if a wireless data packet (S37).

一方、無線制御パケットであった場合には(S32)、信号種別を確認し(S33)、複数の送信アンテナからそれぞれ所定のプリアンブル信号を付与した無線制御パケットの送信を要求するものであった場合に(S34)、複数の送信アンテナからそれぞれ所定のプリアンブル信号を付与した無線制御パケットを送信する(S35)。 On the other hand, if a radio control packet (S32), check the signal type (S33), when each of a plurality of transmitting antennas were those requesting transmission of wireless control packet giving a predetermined preamble signal to (S34), respectively transmits a wireless control packet giving a predetermined preamble signals from a plurality of transmitting antennas (S35).
一方、通常の制御情報であった場合には(S34)、通常の制御情報処理を行う(S36)。 On the other hand, if a normal control information (S34), performs the normal control processing (S36).

図7は、本発明の実施形態に係る無線通信方法の第一の無線局でのチャネル推定処理を示す図である。 Figure 7 is a diagram showing a channel estimation process in the first radio station of a radio communication method according to an embodiment of the present invention. 図7において、第一の無線局において、送信すべき無線データパケットが入力された場合(S41)、この無線データパケットの送信に先立ち、N本の送信アンテナを用いてそれぞれ既知プリアンブル信号が付与された無線制御パケットを送信する(S42)。 7, in the first radio station, when the wireless data packet to be transmitted is input (S41), prior to transmission of the wireless data packet, respectively known preamble signal is applied using the transmission antennas of the N and transmitting a wireless control packet (S42). 無線制御パケットの待ち受け処理の後(S43)、無線制御パケットが正常に受信された場合には(S44)、その無線制御パケットを終端処理し(S45)、この中に収容されている伝達関数行列Hに関する情報を取り出し、送信側の伝達関数行列管理回路内に設定する(S46)。 After the standby processing of the radio control packet (S43), if the wireless control packet has been successfully received (S44), and terminate the wireless control packet (S45), the transfer function matrix housed therein picking out a H, it is set to the transfer function matrix management circuit on the transmission side (S46). 処理S44において無線制御パケットが正常に受信できなかった場合には、処理S42に戻り、無線制御パケットの再送信を行う。 If the wireless control packet in the processing S44 is not normally received, the process returns to S42, to retransmit the radio control packet.

図8は、本発明の実施形態に係る無線通信方法の第二の無線局での無線制御パケット受信時のフローを示す図である。 Figure 8 is a diagram illustrating a second flow of the wireless control packet upon reception in the radio station of a radio communication method according to an embodiment of the present invention. 図8において、信号を受信すると(S51)、無線制御パケットか否かを判断し(S52)、無線データパケットである場合には通常の受信処理を行う(S58)。 8, when receiving a signal (S51), determines whether the wireless control packet (S52), performs normal reception processing if a wireless data packet (S58). 一方、無線制御パケットであった場合には(S52)、信号種別を確認し(S53)、伝達関数行列に関する情報を要求する信号であった場合には(S54)、複数の受信アンテナで受信された信号に対しそれぞれ既知のプリアンブルパターンを利用し、チャネル推定により伝達関数行列Hを取得する(S55)。 On the other hand, if it was a wireless control packet (S52), check the signal type (S53), and if there was a signal for requesting information about the transfer function matrix is ​​received in (S54), a plurality of receiving antennas to signal each using known preamble pattern, to acquire the transfer function matrix H by the channel estimation (S55). その後、取得された伝達関数行列情報を収容した無線制御パケットを生成し、これを送信する(S56)。 Thereafter, to generate a wireless control packet containing the transfer function matrix information acquired, and transmits this (S56).
一方、処理S54において、通常の制御情報であった場合には(S54)、通常の制御情報処理を行う(S57)。 On the other hand, in the processing S54, in the case was the normal control information (S54), it performs the normal control processing (S57).
以上、図5から図8までの説明において、第一の無線局は必ずしもデータの送信毎に無線制御パケットを送信する必要はない。 Above, in the description of FIGS. 5 to 8, the first radio station does not necessarily have to transmit radio control packet for each transmission of data. 例えば、最後に伝達関数を取得してから一定以上の時間がたった場合など、必要に応じて送信すれば良い。 For example, the end time of a certain or more after obtaining the transfer function and only if, may be transmitted as needed.

なお、MIMO技術の適用領域として、現在、5GHz帯及び2.4GHz帯を用いた高速無線LANシステムの拡張が注目されている。 As application regions of the MIMO technology, the current expansion of the high-speed wireless LAN system using the 5GHz band and 2.4GHz band has been attracting attention. このような無線LANシステムでは、通常、第一の無線局の機能と第二の無線局の機能をひとつの無線局内に実装するのが一般的であり、またOFDM変調方式を用いている。 In such a wireless LAN system, typically, to implement functions of the first radio station and the function of the second radio station to the one radio station is common, also uses a OFDM modulation scheme.
そこで、図9に本発明の実施形態に係る無線通信システムにおける無線局の送受信部の構成を示す。 Therefore, showing a configuration of a transmission and reception unit of the wireless station in a wireless communication system according to an embodiment of the present invention in FIG. なお、本図では簡単のために送受信アンテナが共に2系統の場合(N=M=2)の場合を例として用いている。 Incidentally, a case when the transmitting and receiving antennas for simplicity in this figure are both two systems (N = M = 2) is used as an example.

図9において、31-a〜31-bは受信アンテナ、32-a〜32-bは無線部、33-a〜33-bはFFT回路、34はチャネル推定回路、35はチャネル分離回路、36-1-a〜36-Ka及び36-1-b〜36-Kbはサブキャリア復調回路、37-a〜37-bは P/S変換回路、38はデータ合成回路、39は伝達関数補完回路、40は伝達関数管理回路#2、41は行列演算回路、42はデータ分割回路、43-a〜43-bはS/P変換回路、44-a〜44-bはプリアンブル付与回路、45-1-a〜45-Ka及び45-1-b〜45-Kbはサブキャリア変調回路、46は送信信号変換回路、47-a〜47-bはIFFT回路、48-a〜48-bは無線部、49-a〜49-bは送信アンテナを示す。 In Figure 9, 31-a~31-b may receive antennas, 32-a~32-b radio unit, 33-a~33-b is FFT circuit, 34 is a channel estimation circuit, 35 is a channel separating circuit, 36 -1-a~36-Ka and 36-1-b~36-Kb subcarrier demodulation circuit, 37-a~37-b is the P / S conversion circuit, a data synthesis circuit 38, 39 transfer function interpolation circuit , 40 transfer function management circuit # 2, 41 is a matrix operation circuit, the data dividing circuit 42, 43-a~43-b is the S / P conversion circuit, 44-a~44-b preamble applying circuit, 45- 1-a~45-Ka and 45-1-b~45-Kb is subcarrier modulation circuit, the transmission signal conversion circuit 46, 47-a~47-b is IFFT circuit, 48-a~48-b radio parts, 49-a~49-b shows a transmission antenna.

まず、受信アンテナ(31-a〜31-b)にて信号を受信すると、各受信アンテナ毎に無線部(32-a〜32-b)を経由して、FFT回路(33-a〜33-b)にて各サブキャリア毎の信号に周波数軸上で分離する。 First, upon receiving the signal by the receiving antenna (31-a~31-b), via the radio unit (32-a~32-b) for each receiving antenna, FFT circuit (33-a~33- b) at the separation in the frequency domain into signals of each subcarrier. この分離された信号はチャネル推定回路34に入力され、受信信号の中の既知のプリアンブル信号よりそれぞれの伝達関数情報を取得する。 The separated signals are input to the channel estimation circuit 34 obtains the respective transfer function information from the known preamble signal in the received signal.
受信された信号が、2系列の信号系列を重畳した信号であれば、チャネル分離回路35では、チャネル推定回路34にて求めた伝達関数情報をもとに、各系列の信号の分離処理を行い、この結果をサブキャリア復調回路(36-1-a〜36-Ka及び36-1-b〜36-Kb)に入力する。 Received signal, if the signal obtained by superimposing the signal sequence of two series, the channel separation circuit 35, based on the transfer function information obtained by channel estimation circuit 34 performs demultiplexing processing of a signal of each sequence and inputs the result to the sub-carrier demodulation circuit (36-1-a~36-Ka and 36-1-b~36-Kb).

サブキャリア復調回路(36-1-a〜36-Ka及び36-1-b〜36-Kb)での処理は、各サブキャリア毎に送信信号を推定し、適宜、誤り訂正処理等を行うものである。 Treatment with sub-carrier demodulation circuit (36-1-a~36-Ka and 36-1-b~36-Kb) estimates the transmission signal for each sub-carrier, as appropriate, to perform error correction processing or the like it is. 復調された信号は、サブキャリア毎に分離されていたものをP/S変換回路(37-a〜37-b)にてパラレル・シリアル変換が行われ、データ合成回路38にてデータが再生され、出力される。 The demodulated signal is parallel-serial conversion is performed that is separated for each subcarrier in P / S conversion circuit (37-a~37-b), the data is reproduced by the data combining circuit 38 , it is output.
一方、信号系列が重畳されていない信号であれば、チャネル分離回路35では各受信アンテナの信号をサブキャリア毎に最大比合成等の処理を行い、サブキャリア復調回路(36-1-a〜36-Ka)に入力する。 On the other hand, if the signal that the signal sequence is not superimposed, performs processing such maximum ratio combining the signals of the channel separating circuit 35 in the reception antennas for each subcarrier, a subcarrier demodulation circuit (36-1-a~36 input to -Ka). この際、チャネル推定回路34からは、MIMOの伝達関数行列の一部分となる情報を伝達関数補完回路39に入力する。 At this time, from the channel estimation circuit 34 inputs the information as a part of the MIMO transfer function matrix transfer function interpolation circuit 39. 伝達関数補完回路39では、(式6)等で表される内挿演算によって歯抜け状の伝達関数行列の成分を生成・補完する。 In transfer function interpolation circuit 39, it generates and complement components toothless shaped transfer function matrix by interpolation operation expressed by Equation (6) or the like.

ここで得られた伝達関数行列Hの情報は伝達関数行列管理回路#2(40)に記録される。 Wherein the information of the transfer function matrix H obtained is recorded in the transfer function matrix management circuit # 2 (40). この行列は信号受信毎に逐次更新され、最新の情報のみが記録されている。 This matrix is ​​sequentially updated for each signal received, only the latest information is recorded. 行列演算回路41では、伝達関数行列管理回路40で管理された伝達関数行列Hに対し、H H 、H H ×Hを順次求め、最終的にはH H ×Hに対する固有ベクトルを求めることからH H ×Hを対角化するユニタリ変換行列Uを求める。 The matrix operation circuit 41, to the transfer function matrix H, which is managed by the transfer function matrix management circuit 40, H H, H sequentially obtains the H × H, ultimately H H × H from determining the eigenvectors for H H × Request unitary transformation matrix U diagonalizing H.
この無線局が信号を送信する場合の処理も、2系統の信号系列を重畳して送信する場合と1系統の信号を送信する場合とで処理が分かれる。 Process when the wireless station transmits a signal is also processed in a case of transmitting a signal when the one system of transmitting by superimposing the signal sequence of two systems diverge.

ユーザデータを高速で転送するような2系統の信号を重畳して送信する場合、データがデータ分割回路42に入力されると、これを2系統の信号系列に分割し、S/P変換回路(43-a〜43-b)ではさらに各サブキャリア毎に信号を振り分ける。 When sending by superimposing two signals so as to transfer the user data at a high speed, when data is input to the data dividing circuit 42 divides it into a signal sequence of two systems, S / P converting circuit ( 43-a~43-b) distributing further signals for each subcarrier in. この各サブキャリアの信号には、プリアンブル付与回路(44-a〜44-b)にて既知のプリアンブル信号が付与され、サブキャリア変調回路(45-1-a〜45-Ka及び45-1-b〜45-Kb)にて所定の変調が施され、送信信号変換回路46に入力される。 The signal of each subcarrier, known preamble signal is given by the preamble applying circuit (44-a~44-b), sub-carrier modulation circuit (45-1-a~45-Ka and 45-1- predetermined modulation is performed at b~45-Kb), is input to the transmission signal conversion circuit 46.

送信信号変換回路46では、行列演算回路41で生成した各サブキャリア毎のユニタリ変換行列を用いて変換された信号を生成し、これをIFFT回路(47-a〜47-b)に入力する。 In the transmission signal conversion circuit 46, to generate the converted signal using a unitary transformation matrix for each subcarrier generated by the matrix operation circuit 41, and inputs it to the IFFT circuit (47-a~47-b). IFFT回路(47-a〜47-b)では、周波数軸上に分離された信号を時間軸上の信号に変換し、無線部(48-a〜48-b)を経由して送信アンテナ(49-a〜49-b)から送信される。 The IFFT circuit (47-a~47-b), converting a signal separated on the frequency axis into a signal on the time axis, transmitted via the radio unit (48-a~48-b) Antenna (49 -a~49-b) it is transmitted from.

一方、1系統の信号を送信する場合には、例えばデータ分割回路42からはS/P変換回路(43-a)とS/P変換回路(43-b)に同一の信号を入力するが、送信アンテナ49-aから送信する信号は奇数サブキャリア、送信アンテナ49-bから送信する信号は偶数サブキャリアとなるように、送信信号変換回路46にて、サブキャリア変調回路のうちの45-1-a、45-3-a、45-5-a・・・、45-2-b、45-4-b、45-6-b・・・のみの信号を有効とし(すなわち45-2-a、45-4-a、45-6-a・・・、45-1-b、45-3-b、45-5-b・・・の信号は廃棄)、IFFT回路(47-a〜47-b)に出力する。 Meanwhile, 1 when transmitting line signals, for example, data from the dividing circuit 42 is inputting identical signals to the S / P conversion circuit and S / P conversion circuit (43-a) (43-b), signal odd subcarrier to be transmitted from the transmitting antenna 49-a, so that the signal to be transmitted from the transmitting antenna 49-b is an even number subcarriers in the transmission signal conversion circuit 46, 45-1 of the sub-carrier modulation circuit -a, 45-3-a, 45-5-a ···, 45-2-b, 45-4-b, and enable signal only 45-6-b ··· (i.e. 45-2- a, 45-4-a, 45-6-a ···, 45-1-b, 45-3-b, discards the signal 45-5-b ···), IFFT circuits (47-a to and outputs it to the 47-b). その他の処理については、従来通りの処理とする。 For other processing, and processing of conventional.
なお、以上の処理において、第一の無線局から第二の無線局へ信号を送信する場合の伝達関数と、その逆方向の伝達関数との間に所定の差分が存在する場合には、送信側でユニタリ変換を取得するために用いる伝達関数に対して、この差分を補正する処理を追加することもできる。 In the process described above, when the transfer function of sending a signal from the first radio station to a second radio station, the predetermined difference between the transfer function of the opposite direction exists, transmits against the transfer function used for obtaining a unitary transformation on the side, it is also possible to add a process for correcting the difference.

<第2実施形態> <Second Embodiment>
以下、本発明の第2実施形態について説明する。 The following describes a second embodiment of the present invention. 本実施形態は、OFDM変調方式にMIMO技術を用いる際に、サブキャリア毎に各信号系列を送信する際に用いるアンテナを入れ替える技術に関するものである。 This embodiment, when using the MIMO technique to an OFDM modulation scheme, to a technique to replace the antenna used in transmitting the signal sequence for each sub-carrier.
ここでは説明を簡単にするため、3つの信号系列を重畳して伝送を行う場合を想定し、アンテナ数を3本または4本とした例を用いて説明する。 For the sake of simplicity of explanation, by superimposing the three signal sequences assuming a case of performing transmission will be described with reference to the example in which three or four the number of antennas.
図14は、本発明の第2実施形態における第一の無線局(送信局)の送信フローを示す図である。 Figure 14 is a diagram illustrating a transmission flow of the first radio station in the second embodiment of the present invention (transmission station).
データが入力されると(ステップS1)、入力されたデータはN系統のデータ系列に分割され(ステップS2)、これらの信号にはそれぞれプリアンブル信号が付与され(ステップS3)、これに各系列毎に個別に変調処理を行う(ステップS4)。 When data is input (step S1), the input data is divided into data sequence of N lines (step S2), and these are the signals each preamble signal is given (step S3), and each sequence each to individually perform modulation processing (step S4). 変調された信号には、送信信号変換処理#1として、サブキャリア毎に、各サブキャリアに対応した行列R を用いて信号系列と送信アンテナの対応をシャッフル(入換え)するための変換処理が実施され(ステップS5)、変換後の信号が無線部にて無線周波数に変換され信号が送信される(ステップS6)。 The modulated signal is transmitted as signal conversion processing # 1, for each subcarrier, conversion processing for the corresponding shuffle (Swapping) of each transmission matrix corresponding to the sub-carrier with R k as signal sequences antenna is then performed (step S5), and the converted signal is the signal is converted into a radio frequency by radio unit is transmitted (step S6). なお、第二の無線局(受信局)の受信フローは、図20に示した従来方式と同様であり、異なる点はない。 The receiving flow of a second radio station (reception station) is the same as the conventional method shown in FIG. 20, there is no different.

ここで、送信信号変換処理#1(ステップS5)における変換処理においては、例えば重畳する信号系列の数が3である場合には、以下に示す3つの行列R 、R 、R を用いる。 Here, in the transformation process in the transmission signal conversion process # 1 (step S5), for example, when the number of superimposed signal sequence is 3, using three matrices R 1, R 2, R 3 shown below .

・・・(9) ... (9)

・・・(10) ···(Ten)

・・・(11) ... (11)

ひとつの例として、サブキャリア#1に対してはR を、サブキャリア#2に対してはR を、サブキャリア#3に対してはR を、サブキャリア#4に対してはR を、サブキャリア#5に対してはR を・・・と順番に入れ替えながら変換を行う。 As an example, R represents an R 1 with respect to the sub-carrier # 1, the R 2 with respect to the sub-carrier # 2, the R 3 with respect to the sub-carrier # 3, the sub-carrier # 4 1, performs conversion while replacing the R 2 to ... and order with respect to the sub-carrier # 5. ここでの処理は、例えば変換R とは、MIMOにおける信号系列の#1を#2に置き換え、#2を#3に置き換え、#3を#1に置き換えるという処理に対応する。 Process here, for example, a conversion R 2 is replaced by the # 1 signal sequence in a MIMO # 2, replacing the # 2 to # 3 corresponds to the processing of replacing the # 3 to # 1. つまり、サブキャリア#1とサブキャリア#2の様に隣接するサブキャリア間では、各信号系列を送信するアンテナが異なるようにしている。 That is, in the inter-subcarrier # 1 and subcarrier # 2 adjacent subcarriers as the antenna transmitting each signal sequence is different.

この回転行列は、基本的には(式9)に示されたR に対し、各行を適宜入れ替えた処理により求められる。 This rotation matrix is basically to R 1 shown in (Equation 9) is obtained by appropriately interchanging process each row. N行N列の正方行列に対してこの様な行列を生成する方法としては、N>j≧1なる整数j対し第(j+1,j)成分及び第(1,N)成分のみが1で且つ他の成分が0であるN行N列の行列をPとし、更にN≧k≧2なる整数kに対し N line as the N columns method for generating such a matrix with respect to a square matrix of, N> first against j ≧ 1 becomes an integer j (j + 1, j) component and the (1, N) only component 1 in and a matrix of N rows and N columns other component is 0 is P, to further N ≧ k ≧ 2 becomes an integer k

・・・(12) ... (12)

により計N個の行列として求めることができる。 It can be determined as a total of the N matrix.
なお、R は式(9)の様に単位行列である必要はなく、単位行列の行(または列)を適当に入れ替えたものであっても構わない。 Incidentally, R 1 is may be those appropriately interchanged need not be an identity matrix as the equation (9), the matrix rows (or columns).

ここで、既存の無線LANシステムとしてIEEE802.11aないしはIEEE802.11g準拠のシステムを考えた場合、OFDM変調の48本あるデータ伝送用のサブキャリアに対し、3サブキャリア周期でデータビット列の順番を入れ替えるインターリーブ処理を行っている。 Here, when considering IEEE802.11a or IEEE802.11g compliant systems as existing wireless LAN system, with respect to sub-carriers for data transmission with 48 of OFDM modulation, changing the order of the data bit sequence in 3 subcarriers cycles It is doing the interleave processing.

つまり、サブキャリア#1→サブキャリア#4→サブキャリア#7→・・・→サブキャリア#2→サブキャリア#5→サブキャリア#8→・・・→サブキャリア#3→サブキャリア#6→サブキャリア#9→・・・サブキャリア#48→サブキャリア#1・・・の順番で、データのビット列が並ぶことになる。 That is, the sub-carrier # 1 → subcarrier # 4 → subcarrier # 7 → ··· → subcarrier # 2 → subcarrier # 5 → subcarrier # 8 → ··· → subcarrier # 3 → subcarrier # 6 → in the order of sub-carrier # 9 → ··· sub-carrier # 48 → sub-carrier # 1..., so that the bit string of data are aligned. 上述例において、(式9)から(式11)の回転行列を用いる場合、サブキャリア#1とサブキャリア#4には同一の回転行列が用いられることになる。 In the above example, when using a rotation matrix from (Equation 9) (Equation 11), so that the same rotation matrix is ​​used to subcarrier # 1 and subcarrier # 4. この場合には、回転行列によるシャッフルの効果は得られなくなるため、この様な場合には工夫が必要である。 In this case, since not be obtained the effect of shuffling by rotation matrix, in such a case it is necessary to devise. 例えば、 For example,
サブキャリア#1:行列R 使用、 Subcarrier # 1: matrix R 1 use,
サブキャリア#2:行列R 使用、 Subcarrier # 2: matrix R 2 use,
サブキャリア#3:行列R 使用、 Subcarrier # 3: matrix R 3 use,
サブキャリア#4:行列R 使用、 Subcarrier # 4: matrix R 2 used,
サブキャリア#5:行列R 使用、 Subcarrier # 5: Matrix R 3 used,
サブキャリア#6:行列R 使用、 Subcarrier # 6: matrix R 1 used,
サブキャリア#7:行列R 使用、 Subcarrier # 7: Matrix R 3 used,
サブキャリア#8:行列R 使用 サブキャリア#9:行列R 使用、 Subcarrier # 8: matrix R 1 subcarriers # 9: Matrix R 2 used,
サブキャリア#10:行列R 使用、 Subcarrier # 10: matrix R 1 used,
サブキャリア#11:行列R 使用、 Subcarrier # 11: matrix R 2 used,
サブキャリア#12:行列R 使用、 Subcarrier # 12: Matrix R 3 used,

の様な順番で、3種類の回転行列を用いながら、9サブキャリア周期となる様に調整し、インタリーブ周期である3サブキャリア周期で回転行列が重ならない様に調整を行う。 In the such order, while using three rotation matrices, 9 and adjusted so that the sub-carrier period, adjusted as rotation matrix in three sub-carrier period is interleaving cycle do not overlap.
これにより、インタリーブを行う場合であっても本発明の効果を得られるようにすることができる。 Accordingly, even when performing interleaving can be made to obtain the effects of the present invention.

図15は、一具体例における第一の無線局(送信局)の送信フローを示す。 Figure 15 shows a transmission flow of the first radio station in one embodiment (transmission station). 図14に示す送信フローとの差分は、処理ステップS5と処理ステップS6の間に送信信号変換処理#2(ステップS8)を行っている点である。 The difference between the transmission flow shown in FIG 14 is that is transmitting signals between the processing steps S5 and the processing step S6 conversion process # 2 (step S8). ここでは、処理ステップS5でサブキャリア毎に各サブキャリアに対応した回転行列を送信信号ベクトルxにかけた後、サブキャリア毎に個別のユニタリー変換行列をさらにかける処理を行う(ステップS8)。 Here, after applying the rotation matrix corresponding to each subcarrier for each subcarrier in the process step S5 to the transmission signal vector x, for further multiplying process individual unitary transformation matrix for each subcarrier (step S8). これによって、送信信号ベクトルはU×R×xとなる。 Thus, the transmission signal vector becomes U × R × x. 各サブキャリア毎にこのベクトルの各成分で与えられる信号を、各無線部及びアンテナより送信することになる(ステップS6)。 The signal given by each component of the vector for each sub-carrier, will be transmitted from the radio unit and the antenna (step S6).

図16は、一具体例における第一の無線局の送信フローを示す。 Figure 16 shows a transmission flow of the first radio station in one embodiment. 図14に示す送信フローとの差分は、処理ステップS5と処理ステップS6の間に送信信号変換処理#3(ステップS9)及び送信信号変換処理#4(ステップS10)を行っている点である。 The difference between the transmission flow shown in FIG 14 is that is transmitting the signal conversion processing # 3 during the process step S5 and the processing step S6 (step S9) and transmits the signal conversion process # 4 (step S10). ここでは、処理ステップS5でサブキャリア毎に個別の回転行列を送信信号ベクトルxにかけた後、ベクトルR×xに(式13)で与えられる行列をかける(ステップS9)。 Here, after applying the individual rotation matrix for each subcarrier to the transmitting signal vector x by processing steps S5, multiplying the matrix given by the vector R × x (Equation 13) (step S9).

・・・(13) ···(13)

これにより、例えば3つの信号系列を送信するために3行1列の列ベクトルであったものを、4行1列の列ベクトルに変換する。 Thus, what was the column vectors of 3 rows and one column to send three signal sequences example, into a column vector of 4 rows and 1 column. その後、4行4列のサブキャリア毎に個別のユニタリー変換行列Uをさらにかける送信信号変換処理#4を行う(ステップS10)。 Thereafter, further performs transmission signal conversion process # 4 to apply a separate unitary transformation matrix U for each subcarrier of four rows and four columns (step S10). これによって、送信信号ベクトルはU×T×R×xとなる。 Thus, the transmission signal vector becomes U × T × R × x. このベクトルの各成分で与えられる信号を、各無線部及びアンテナより送信することになる(ステップS6)。 The signal given by each component of the vector, will be transmitted from the radio unit and the antenna (step S6).
また、図15におけるステップS5とS8,および図16におけるステップS5とS9とS10は、ここでは順番に処理を行うとしたが、これらをまとめた変換行列を別途作成しておき、一括して変換処理を行っても構わない。 Moreover, steps S5 and S8 in FIG. 15, and steps S5 and S9 and S10 in FIG. 16 is set to perform processing sequentially here, leave create these collectively transformation matrix separately, collectively converted it may be subjected to a treatment.

なお、以上に示した回転行列はひとつの例であり、その他の回転行列を用いてもよいし、また、上述したものとは異なる順番でサブキャリアに対応させても構わない。 The above rotation matrix shown in is one example, may be other rotation matrix, also, it may be made to correspond to a subcarrier in a different order from that described above. さらに、伝達関数行列Hは、各サブキャリア毎に異なるため、これに対応したユニタリー変換行列も各サブキャリア毎に個別のものとなる。 Further, the transfer function matrix H is different for each sub-carrier, and that of individual to each subcarrier unitary transformation matrix corresponding thereto. このユニタリー変換行列は、従来方式と同様に、図16に示した処理フローとは別に求めておくことになる。 The unitary transformation matrix, like the conventional manner, so that previously obtained separately from the process flow shown in FIG. 16.

以上の方式を無線通信装置として実現するための構成例を以下に図を示して説明する。 It is described with reference to FIG below a configuration example for realizing the above method as a wireless communication device.
図10は、本実施形態における第一の無線局の送信部の構成例を示す図である。 Figure 10 is a diagram showing a configuration example of a transmission section of the first radio station in this embodiment. 図10において、1はデータ分割回路、2−1〜2−3はプリアンブル付与回路、3−1〜3−3は変調回路、4は送信信号変換回路#1、5−1〜5−3は無線部、6−1〜6−3はアンテナを示す。 10, 1 data dividing circuit, 2-1 to 2-3 preamble applying circuit, 3-1 to 3-3 modulating circuit 4 is transmitting the signal conversion circuit # 1,5-1~5-3 radio unit, 6-1 to 6-3 shows the antenna.

ユーザデータがデータ分割回路1に入力されると、本図では3つの信号系列に分割され、それぞれがプリアンブル付与回路2−1〜2−3に入力される。 When the user data is input to the data dividing circuit 1, in this diagram is divided into three signal sequences, each of which is input to the preamble applying circuit 2-1 to 2-3. ここでは、信号系列毎に異なった所定のプリアンブル信号が付与される。 Here, a predetermined preamble signal which is different for each signal sequence is given. プリアンブル信号が付与されて生成された3つの信号系列は、それぞれが独立に変調回路3−1〜3−3で所定の変調が施される。 Three signal sequences preamble signal is generated is assigned, each predetermined modulation by the modulation circuit 3-1-3-3 independently is performed. なお、ここではOFDM変調を行うため、各信号系列はサブキャリア毎に変調が施される。 Here, for performing the OFDM modulation, each signal sequence is modulated for each subcarrier is performed.

これらの信号は、送信信号変換回路#1(4)にてサブキャリア毎に所定の変換が行われる。 These signals, predetermined conversion is performed for each subcarrier in the transmission signal conversion circuit # 1 (4). 変換された信号は、無線部5−1〜5−3を経由して、アンテナ6−1〜6−3より送信される。 Converted signal via the radio unit 5-1 to 5-3, are transmitted from the antenna 6-1 to 6-3.

ここでは、例えば(式9)〜(式11)に示す3つの行列R 、R 、R を用いる。 Here, for example, (Equation 9) to three matrices R 1 shown in (Equation 11), R 2, and R 3 is used. ひとつの例として、サブキャリア#1に対してはR を、サブキャリア#2に対してはR を、サブキャリア#3に対してはR を、サブキャリア#4に対してはR を、サブキャリア#5に対してはR を・・・と順番に入れ替えながら変換を行う。 As an example, R represents an R 1 with respect to the sub-carrier # 1, the R 2 with respect to the sub-carrier # 2, the R 3 with respect to the sub-carrier # 3, the sub-carrier # 4 1, performs conversion while replacing the R 2 to ... and order with respect to the sub-carrier # 5.

ここでの処理は、例えば変換R とは、MIMOにおける信号系列の#1を#2に置き換え、#2を#3に置き換え、#3を#1に置き換えるという処理に対応する。 Process here, for example, a conversion R 2 is replaced by the # 1 signal sequence in a MIMO # 2, replacing the # 2 to # 3 corresponds to the processing of replacing the # 3 to # 1. つまり、サブキャリア#1とサブキャリア#2の様に隣接するサブキャリア間では、各信号系列を送信するアンテナが異なるようにしている。 That is, in the inter-subcarrier # 1 and subcarrier # 2 adjacent subcarriers as the antenna transmitting each signal sequence is different.

この様にして送信信号変換回路4にて変換された信号は、無線部5−1〜5−3を介してアンテナ6−1〜6−3からそれぞれ送信される。 Converted signal by the transmission signal conversion circuit 4 in this manner are transmitted from antennas 6-1 to 6-3 via the radio unit 5-1 to 5-3.

なお、OFDM変調方式を用いる場合、複数のサブキャリア内にはユーザデータの含まれない既知信号が収容されたパイロットサブキャリアが含まれる場合があるが、ここでの番号付けはパイロットサブキャリアを除外しているものとして説明した。 In the case of using an OFDM modulation scheme, although in a plurality of sub-carriers might contain pilot subcarriers to which the known signal is not included with the user data is accommodated, wherein the numbering of excluding pilot subcarriers It was described as being.

また、図11は、本実施形態の無線通信方法における第二の無線局の受信部の構成例を示す。 Further, FIG. 11 shows a configuration example of the receiver of the second radio station in a radio communication method of the present embodiment.
図11において、21−1〜21−3はアンテナ、22−1〜22−3は無線部、23はチャネル推定回路、24は受信信号管理回路、25は伝達関数行列管理回路、26は行列演算回路(受信)#1、27は行列演算回路(受信)#2、28は硬判定回路、29はデータ合成回路を示す。 11, 21-1 to 21-3 antenna, 22-1 to 22-3 is a radio unit, 23 channel estimation circuit, the received signal management circuit 24, 25 is a transfer function matrix management circuit, 26 is a matrix operation circuit (reception) # 1,27 is a matrix operation circuit (reception) # 2, 28 is the hard decision circuit, 29 denotes a data synthesis circuit.

アンテナ21−1〜21−3を介して、無線部22−1〜22−3は個別にデータの受信処理を行う。 Via the antenna 21-1 to 21-3, the radio unit 22-1 to 22-3 performs the reception processing of the data independently. それぞれ受信した信号はチャネル推定回路23に入力される。 Signals received respectively are input to the channel estimation circuit 23. ここでは、受信信号に含まれる既知信号部分、例えばプリアンブル信号などから各パス毎及び各サブキャリア毎に個別の伝達関数を算出する。 Here, we calculate the individual transfer functions known signal portion included in the received signal, for example, each pass from such a preamble signal and each subcarrier. この情報は伝達関数行列管理回路25に入力され、伝達関数行列Hとして管理される。 This information is input to the transfer function matrix management circuit 25, it is managed as a transfer function matrix H. 行列演算回路(受信)#1(26)では、必要に応じて復調のための準備の行列演算を行う。 The matrix operation circuit (reception) # 1 (26), performs a matrix operation of preparation for the demodulation if necessary. 例えば、行列が正方行列であれば行列Hの逆行列のみを、それ以外の場合には、行列Hのエルミート共役の行列である行列H を、更に(H ×H)、この逆行列とH の積(H ×H) −1 ×H を順次計算する。 For example, matrix only inverse of the matrix H as long as a square matrix, in other cases, the matrix of Hermitian conjugate is matrix H H matrix H, further (H H × H), and the inverse matrix sequentially computing the H H product (H H × H) -1 × H H. 以降の説明は、非正方行列の場合を仮定して進める。 Following description proceeds assuming the case of non-square matrix.

プリアンブル信号などに後続するデータに対しては、受信信号管理回路24で一旦管理し、行列(H ×H) −1 ×H とこの受信信号Rxとの積を行列演算回路(受信)#2(27)で求める。 For data that follows like the preamble signal, once managed by the reception signal management circuit 24, the matrix (H H × H) -1 × H H product matrix operation circuit and the reception signal Rx of Toko (reception) # determined by 2 (27). 硬判定回路28では、求まった信号に対して硬判定処理を実施し、送信信号を推定する。 The hard decision circuit 28, to implement a hard decision processing on Motoma' signals to estimate the transmitted signal. データ合成回路では、各信号系統に分離された再生信号系列をそれぞれ合成し、送信側でのユーザデータを再生し、データを出力する。 In the data combining circuit, a reproduced signal sequence is separated into signal lines respectively synthesized, and reproducing user data on the transmitting side, and outputs the data. 以上の説明は、ZF法を例にとって行ったが、MMSE法、MLD法、また、それらの組み合わせ方法等を含むその他の方式を用いても構わない。 The above description has been carried out taking ZF method example, MMSE method, MLD method, also may be other methods, including combinations thereof The method and the like.
更に、本発明の実施形態例においては、OFDM変調方式に適用する場合を中心に説明を行っているが、サブキャリア単位での適用が可能であり、当然ながら、シングルキャリア変調方式においても適用が可能である。 Further, in the exemplary embodiment of the present invention, is performed mainly described the case of applying the OFDM modulation scheme, it can be applied for each subcarrier, of course, also be applied in single-carrier modulation scheme possible it is.

また、図12は、本実施形態の無線通信方法における第一の無線局の送信部の第2の構成例を示す。 Further, FIG. 12 shows a second configuration example of a transmission section of the first radio station in a radio communication method of the present embodiment. 図12に示す例においては、データ分割回路1、プリアンブル付与回路2−1〜2−3、変調回路3−1〜3−3、送信信号変換回路#1(4)、無線部5−1〜5−3、アンテナ6−1〜6−3は図10と同様であり、これに加えて、チャネル推定回路7、伝達関数行列管理回路8、行列演算回路#1(9)、行列演算回路#2(10)、送信信号変換回路#2(11)が設けられている。 In the example shown in FIG. 12, the data dividing circuit 1, the preamble applying circuit 2-1 to 2-3, modulation circuit 3-1 to 3-3, the transmission signal conversion circuit # 1 (4), the radio unit 5-1 5-3, the antenna 6-1 to 6-3 is similar to FIG. 10, in addition to this, the channel estimation circuit 7, the transfer function matrix management circuit 8, a matrix operation circuit # 1 (9), a matrix operation circuit # 2 (10), the transmission signal conversion circuit # 2 (11) is provided.

なお、ユーザデータを含む信号を送信しようとする第一の無線局においても、第二の無線局より信号を受信する際には、アンテナ6−1〜6−3で受信した信号を無線部5−1〜5−3を介してチャネル推定回路7に入力する。 Also in the first radio station to be transmitted a signal including user data, when receiving a signal from the second radio station, the radio unit 5 a signal received by the antenna 6-1 to 6-3 input to channel estimation circuit 7 via -1~5-3. ここでは、図11に示した受信部と同様に受信信号に含まれる既知信号部分、例えばプリアンブル信号などから各パス毎且つサブキャリア毎の伝達関数を算出する。 Here, to calculate a known signal portion, for example the transfer function of each path for each and subcarrier from such a preamble signal included in the receiving unit as well as the received signal shown in FIG. 11.

この情報は伝達関数行列管理回路8に入力され、各サブキャリア毎に伝達関数行列Hとして管理される。 This information is input to the transfer function matrix management circuit 8, it is managed as a transfer function matrix H for each subcarrier. 行列演算回路#1(9)においては、行列Hのエルミート共役の行列である行列H 及びH ×Hを順次計算する。 In the matrix operation circuit # 1 (9), sequentially calculates the matrix of Hermitian conjugate is matrix H H and H H × H matrix H. この結果をもとに、行列演算回路#2(10)では、行列H ×Hを対角化可能なユニタリー行列Uを各サブキャリア毎に算出する。 Based on the results, calculates the matrix operation circuit # 2 (10), the matrix H H × H diagonalization possible unitary matrix U in each subcarrier.
この際、ユニタリ変換行列により対角化された行列の第(i,i)成分の固有値は、iの値が小さいほど固有値の絶対値が大きくなる(又は小さくなる)様に調整する。 In this case, the (i, i) component of the eigenvalues ​​of the matrix which is diagonalized by unitary transformation matrix, as the absolute value of the eigenvalue becomes larger the value of i is smaller (or smaller) is adjusted to customers. 以上の様にして得られた各サブキャリア毎のユニタリ変換行列Uを用い、図12の場合に送信信号変換回路4から出力される信号に対して、送信信号変換回路#2(11)ではユニタリ変換処理を施し、これを無線部5−1〜5−3及びアンテナ6−1〜6−3を介して送信する。 Using unitary transformation matrix U of each subcarriers obtained in the above manner, the signal output from the transmission signal conversion circuit 4 in the case of FIG. 12, transmit signal conversion circuit # 2 (11), the unitary It applies transform processing, transmission over the radio section 5-1 through 5-3 and antenna 6-1 to 6-3 this.
受信側の処理は図11の場合と同様の処理を行う。 Processing of the receiving side performs the same processing as in the case of FIG. 11.

また、図13は、本実施形態の無線通信方法における第一の無線局の送信部の第3の構成例を示す。 Further, FIG. 13 shows a third configuration example of a transmission section of the first radio station in a radio communication method of the present embodiment. 図13に示す構成例においては、データ分割回路1、プリアンブル付与回路2−1〜2−3、変調回路3−1〜3−3、送信信号変換回路#1(4)、無線部5−1〜5−3、アンテナ6−1〜6−3、チャネル推定回路7、伝達関数行列管理回路8、行列演算回路#1(9)、及び行列演算回路#2(10)は、図12に示す構成例と共通である。 In the configuration example shown in FIG. 13, the data dividing circuit 1, the preamble applying circuit 2-1 to 2-3, modulation circuit 3-1 to 3-3, the transmission signal conversion circuit # 1 (4), the radio unit 5-1 ~5-3, antenna 6-1 to 6-3, the channel estimation circuit 7, the transfer function matrix management circuit 8, a matrix operation circuit # 1 (9), and the matrix operation circuit # 2 (10), shown in FIG. 12 configuration examples and are common. これに加えて、送信信号変換回路#3(12)、送信信号変換回路#4(13)が設けられている。 In addition, transmission signal conversion circuit # 3 (12), the transmission signal conversion circuit # 4 (13) are provided.

また、図10及び図12に示す構成例では、3系であった無線部5−1〜5−3及びアンテナ6−1〜6−3は4系統に拡張され、無線部5−4及びアンテナ6−4が追加されている。 In the configuration example shown in FIGS. 10 and 12, the radio unit 5-1 to 5-3 and antenna 6-1 to 6-3 were 3 system is expanded to four systems, the radio unit 5-4 and the antenna 6-4 has been added. これに伴い、チャネル推定回路7から行列演算回路#2(10)内で処理される行列の次数も一部変更されている。 Accordingly, it has been modified partially also the order of the matrix being processed from the channel estimation circuit 7 by the matrix operation circuit # 2 (10).

図13に示す構成例おいては、送信信号変換回路4から出力される信号に対して、送信信号変換回路#3(12)では上述の(式13)で表される変換行列を積算する。 Keep configuration example shown in FIG. 13, the signal output from the transmission signal conversion circuit 4 integrates the transformation matrix represented by the transmit signal conversion circuit # 3 (12) In the above (Equation 13). この演算の意味するところは、単に3つの成分より形成される送信ベクトルを4つの成分の送信ベクトルに変換するという点である。 The meaning of this operation is to simply that converts the transmission vector formed of three components to the transmission vector of the four components. 行列が4行3列であるのは、MIMOの信号系列の重畳数が3であるのに対し信号送信のためのアンテナ数が4であるためである。 The matrix is ​​four rows and three columns, the number of antennas for signal transmission of superposition number of MIMO signal sequence is 3 to is because it is 4. 一般に、重畳数がM、信号送信のためのアンテナ数がNであればN行M列の行列で、且つ上側M行の行列がM行M列の単位行列、下側(N−M)列が全てゼロの行列となっている。 In general, the number of superposed M, a matrix of N rows and M columns if the number of antennas is a N for signal transmission, and a unit matrix of the matrix of the upper M lines M rows and M columns, the lower (N-M) column There has been a all-zero matrix. これにより送信アンテナの本数分の成分(即ちユニタリ変換行列と同じ次数)を持った送信信号ベクトルが得られ、送信信号変換回路#4(13)ではこの送信信号ベクトルにユニタリ変換処理を施し、これを無線部5−1〜5−4及びアンテナ6−1〜6−4を介して送信する。 Transmission signal vector thereby having a number fraction of the components of the transmit antennas (i.e. the same order as the unitary transformation matrix) is obtained, subjected to a unitary transformation process on the transmission signal vector in the transmission signal conversion circuit # 4 (13), which the transmission over the radio section 5-1 to 5-4 and antenna 6-1 to 6-4. なお、受信側の処理は図11の場合と同様の処理を行う。 The processing of the receiving side performs the same processing as in the case of FIG. 11.
さらに、本図に示す構成例においても、一連の処理は各サブキャリア毎に個別に行う。 Further, in the configuration example shown in the figure, a series of processes performed individually for each subcarrier. また、図12における送信信号変換回路#1(4)と送信信号変換回路#2(11)、および図13における送信信号変換回路#1(4)と送信信号変換回路#3(12)と送信信号変換回路#4(13)は、それぞれ別の機能ブロックとしたが、これらをまとめた変換行列を別途作成しておき、一つの機能ブロックにまとめて一括の変換処理を行っても構わない。 The transmission signal conversion circuit # 1 (4) and the transmission signal conversion circuit # 2 (11) in FIG. 12, and transmits the signal conversion circuit # 1 (4) in FIG. 13 and the transmission signal conversion circuit # 3 (12) and the transmission signal conversion circuit # 4 (13), which are assumed to be of different functional blocks, advance to create a transformation matrix summarizes these separately may be performed conversion processing of the batch collectively to a single function block.

以上詳細に説明した様に、本発明によれば、MIMO技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、重畳する複数の信号系列毎の受信特性を均一化し、伝送路上における符号誤りをランダム化することが可能となる。 As described above in detail, according to the present invention, when performing high-capacity wireless communication using the MIMO technique, to equalize the reception characteristics for each of the plurality of signal series to be superimposed, random code error on the transmission path it is possible to reduction. 特に、OFDM変調方式を用いたE−SDM方式と組み合わせた場合には、MIMO技術の持つ性質として、重畳する信号系列間に受信特性の大きなばらつきが発生するという傾向があったが、本発明により信号系列毎の受信特性を平均化し、エラーをランダム化することにより、その結果、誤り訂正の利得を向上させ、全体としてのパケット誤り率特性を改善する効果を得ることができる。 In particular, when combined with E-SDM scheme using OFDM modulation scheme, a nature of MIMO technology, a large variation in the reception characteristics between signal sequence superimposed there was a tendency to occur, the present invention averaging the reception characteristics for each signal series, by randomizing the error, as a result, it is possible to obtain the effect of improving the gain of the error correction, to improve the packet error rate performance as a whole.

また、図10に示す送信部内の各回路、図11に示す受信部内の各回路、図12に示す送信部内の各回路、図13に示す送信部内の各回路は、専用のハードウエアにより実現されるものであってもよく、メモリおよびCPU(中央処理装置)により構成し、これらの各回路の機能を実現するためのプログラム(図示せず)をメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。 Also, the circuits in the transmission unit each circuit, shown in Figure 13 for each circuit, the transmission unit shown in FIG. 12 in the receiving section shown in the circuit, 11 of the transmission unit shown in FIG. 10 is implemented by dedicated hardware may be a shall, constituted by a memory and a CPU (central processing unit), a program for realizing the functions of each of these circuits (not shown) that functions by executing loaded into the memory or it may be to achieve.

また、図10に示す送信部内の各回路、図11に示す受信部内の各回路、図12に示す送信部内の各回路、図13に示す送信部内の各回路の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、図10に示す送信部内の各回路、図11に示す受信部内の各回路、図12に示す送信部内の各回路、図13に示す送信部内の各回路に必要な処理を行ってもよい。 Further, each circuit in the transmission section shown in FIG. 10, each circuit in the receiver shown in FIG. 11, each circuit in the transmission section shown in FIG. 12, a program for realizing the functions of each circuit in the transmission section shown in FIG. 13 recorded on a computer-readable recording medium, to read the program recorded in this recording medium into a computer system, by executing, each circuit in the transmission section shown in FIG. 10, each circuit in the receiver shown in FIG. 11 , each circuit in the transmission section shown in FIG. 12, the processing may be performed required for each circuit in the transmission section shown in FIG. 13. なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、OSや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。 Here, the "computer system" includes an OS and hardware such as peripheral devices.

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ROM、DVD−ROM、CD−ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。 The "computer-readable recording medium" refers to flexible disks, magneto-optical disk, ROM, DVD-ROM, a portable medium such as a CD-ROM, and a storage device such as a hard disk built in the computer system . さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの(伝送媒体ないしは伝送波)、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。 Furthermore, the "computer-readable recording medium" is held as a communication line when transmitting a program via a communication line such as a network or a telephone line such as the Internet, a short period of time, a dynamic program things (transmission medium or transmission wave), such as a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client in that case, and also includes those that holds the program for a certain time. また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル(差分プログラム)であっても良い。 The program may be one for implementing part of the above functions, further those above functions can be realized in combination with already recorded with a program in a computer system, a so-called differential file (differential it may be a program).

また、以上説明した実施の形態例は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することが出来る。 Also that the embodiments described above is not shown in a limiting sense all there is shown a present invention illustratively, the present invention can be implemented in other various modifications and variations. 従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。 Accordingly, the present invention is intended to be defined only by the claims and their equivalents.

本発明によれば、MIMO技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、伝達関数行列を精度良く推定できた場合にはE−SDM法と等価な良好な特性を実現しながらも、伝達関数行列を精度良く推定できない場合であっても安定した特性を示すことが可能であるという効果を得ることができる。 According to the present invention, when performing high-capacity wireless communication using the MIMO technique, when possible to accurately estimate the transfer function matrix while realizing equivalent excellent characteristics and E-SDM method, transfer can even if it is not possible to accurately estimate the function matrix to obtain an effect that it is possible to exhibit stable characteristics.
また、OFDM変調方式にMIMO技術を用いる際に、サブキャリア毎に各信号系列を送信する際に用いるアンテナを入れ替えることにより、信号系列毎の誤りを平均化およびランダム化し、誤り訂正における符号化利得を向上させることができる。 Further, when using the MIMO technique to an OFDM modulation scheme, by exchanging the antenna used in transmitting the signal sequence for each sub-carrier, averaged and randomizing errors for each signal series, coding gain in the error correction it is possible to improve the. 即ち、MIMO技術を用いた高能率な無線通信を行う際に、重畳する複数の信号系列毎の受信特性を均一化し、伝送路上における符号誤りをランダム化することが可能となる効果を有するので、本発明は、2.4GHz帯または5GHz帯等を用いた高速無線アクセスシステム(又は無線LANシステム)の伝送速度の高速化を行うためにおいて利用される。 That is, when performing high-capacity wireless communication using the MIMO technique, to equalize the reception characteristics for each of the plurality of signal series to be superimposed, so has the effect of making it possible to randomize the code error on the transmission path, the present invention is utilized in order to perform the transmission speed of the high-speed wireless access system using 2.4GHz band or 5GHz band, or the like (or wireless LAN system).

Claims (53)

  1. 第一の無線局と第二の無線局とにより構成された無線通信システムにおいて使用される無線通信装置であって、 A radio communication apparatus used in a wireless communication system configured by a first radio station and the second radio station,
    前記第一の無線局はN tx (N txは1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備え、 The first radio station N tx (N tx is an integer greater than 1) provided with or more first antenna group,
    送信すべきユーザデータをN系統(N tx ≧N>1、Nは整数)に分割する分割手段と、 The user data to be transmitted N systems (N tx ≧ N> 1, N is an integer) dividing means for dividing the,
    前記N系統に分割されたユーザデータにN種類の既知のパターンの信号を付与して得られるN系統の信号系列により構成される無線データパケットを構築する手段と、 It means for constructing a wireless data packet made up of a signal sequence of N lines obtained by applying a signal of a known pattern of N type user data divided into the N systems,
    N系統の前記既知のパターンを含む信号系列からN tx系統の信号系列に変換する変換手段と、 Conversion means for converting into a signal sequence of the signal system string or al N tx system including the known pattern of N systems,
    前記変換手段により変換された信号を前記第一のアンテナ群から送信する送信手段と、 And transmitting means for transmitting the converted signal by the conversion means from the first antenna group,
    前記第二の無線局が M M は1より大きい整数)本の第二のアンテナ群を備える場合に、前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数 h j,i またはその近似値を取得する取得手段と、 If the second radio station is M (M is the integer greater than 1) comprising a second antenna group of the present, of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group the transfer function h j between the j-th antenna, an acquisition unit for acquiring i or approximations thereof,
    前記伝達関数 h j,i を第 (j,i) 成分とする M N 列の行列 H に対し、該行列 H のエルミート共役な行列 H を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ち N N 列の行列 H × H を算出する手段と、 It means for calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
    前記行列 H × H を対角化する前記ユニタリー行列 U を算出する手段とを有し、 And means for calculating the unitary matrix U diagonalizing the matrix H H × H,
    前記変換手段は、 And the converting means,
    N 系統の前記信号系列の第k(kは1以上の整数)シンボルの情報をそれぞれ{ x (k),x (k), ・・・ ,x (k) }とした場合、第 k シンボルの各情報を要素とする列ベクトルx (k) と前記ユニタリー行列 U の積により与えられる列ベクトル、即ち U ×x (k) を算出する手段を含み、 The k (k is an integer of 1 or more) information symbols each of the signal sequences of N systems {x 1 (k), x 2 (k), ···, x N (k)} If the, first column vector given column vector x for each information k symbols as elements (k) and the product of the unitary matrix U, i.e. comprising means for calculating a U × x (k),
    前記送信手段は、 It said transmission means,
    前記列ベクトル U ×x (k) の第i行成分 [U ×x (k)] を第一のアンテナ群の中の第iアンテナより送信する手段を含む Includes means for transmitting from the i antenna in the i-th row component [U × x (k)] i a first antenna group of the column vector U × x (k)
    ことを特徴とする無線通信装置。 Wireless communication device, characterized in that.
  2. 前記無線データパケットの送信に先立ち、制御情報を収容した第一の無線制御パケットを送信する手段と、 It means for transmitting said prior to transmission of the wireless data packet, the first wireless control packet containing the control information,
    前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットをN本以上のアンテナを用いて受信する手段と、を更に有し、 Further comprising a means for receiving with said first second N or more antennas to wireless control packet is a response to the wireless control packet,
    前記取得手段は、前記第二の無線制御パケットに付与された複数系統の既知のパターンの信号を用いて、各アンテナでの受信信号から第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,iを算出する手段を含む ことを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 It said acquisition means, using the signal of a known pattern of said second plurality of lines which are assigned to the wireless control packet, the j (1 ≦ the second radio station from the received signal at each antenna is used for transmission j ≦ M, the j is the i (1 ≦ i ≦ N an integer) antenna and the first wireless station is used for reception, i is comprising means for calculating a transfer function h j, i between integer) antennas the wireless communication apparatus according to claim 1, wherein.
  3. 前記無線データパケットの送信に先立ち、第一の無線制御パケットとしてN系統の既知のパターンを含む信号系列をN本の前記第一のアンテナ群を用いて送信する手段と、 It means for transmitting the wireless data prior to transmission of the packet, a signal sequence including a known pattern of N line as the first wireless control packet by using the first antenna group the N,
    前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットを受信する手段と、 Means for receiving a second wireless control packet is a response to the first wireless control packet,
    前記第二の無線制御パケットに収容された前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数hj,iに関する情報を取得する手段と、 To obtain the transfer function hj, information about the i between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group of said second of said first antenna group accommodated in the radio control packet and means,
    を含むことを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 1, characterized in that it comprises a.
  4. 前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いたことを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 The orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) according to claim 1, characterized by using a modulation scheme of wireless communication devices.
  5. 前記第二の無線局より、信号系列が複数重畳されていない即ち1系統のみの信号系列で構成される制御情報を収容した無線制御パケットおよび/またはユーザデータを収容した無線データパケットを受信した際に、各受信アンテナで受信された既知のパターンの信号の受信状態から第ks(1≦ks ≦K、ksは整数)サブキャリアの第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,i [ks]を取得する伝達関数取得手段 を含むことを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 From the foregoing second radio station, when receiving wireless data packet signal sequence containing the radio control packet and / or the user data containing the configured control information in multiple superimposed non i.e. one system only the signal sequence of to, the j (1 ≦ j first ks from the reception state of the received known pattern signals (1 ≦ ks ≦ K, ks is an integer) of the second radio station subcarriers used to transmit at each receive antenna ≦ M, j is an integer) the i (1 ≦ i ≦ N antenna and the first wireless station is used for reception, i is acquired transfer function to obtain the transfer function h j between integer) antennas, the i [ks] the wireless communication apparatus according to claim 4, characterized in that it includes means.
  6. 前記第二の無線局の第jアンテナで送信されなかった第ks'(1≦ks'≦K、ks'は整数)サブキャリアにおける、前記第二の無線局の第jアンテナと前記第一の無線局の第iアンテナ間の伝達関数h j,i [ks ' ]を、前記第二の無線局の第jアンテナで送信されたks ≠ks'及びks ≠ks'(1≦ks ≦K、1≦ks ≦K、ks 、ks は整数)なる第ks サブキャリア及び第ks サブキャリアに対する前記伝達関数h j,i [ks1]及び h j,i [ks2]の内挿または外挿値 によりh j,i [ ks' ]を取得する伝達関数取得手段 を含むことを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 The second of the ks not transmitted in the j-th antenna of the radio station '(1 ≦ ks' ≦ K, ks' is an integer) in the sub-carrier, the second of the j antenna radio station and the first the transfer function h j between i-th antenna of the radio station, 'a, the second of the j-antenna transmitted ks 1 ≠ ks radio station i [ks]' and ks 2 ≠ ks' (1 ≦ ks 1 ≦ K, 1 ≦ ks 2 ≦ K, ks 1, ks 2 is an integer) becomes the transfer function h j for the first ks 1 subcarrier and the ks 2 subcarrier, i [ks1] and h j, i of [ks2] the wireless communication apparatus according to claim 4, characterized in that by interpolation or extrapolation value including transfer function acquisition unit for acquiring h j, i [ks'] .
  7. 前記第一の無線局側に前記伝達関数取得手段を有することを、前記第二の無線局側に通知する手段を有することを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 5, characterized in that it has the transfer function acquiring unit to the first radio station comprises means for notifying the second radio station.
  8. 前記第一の無線局側に前記伝達関数取得手段を有することを、前記第二の無線局側に通知する手段を有することを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 6, characterized in that it has the transfer function acquiring unit to the first radio station comprises means for notifying the second radio station.
  9. 請求項1記載の無線通信装置からの無線信号を前記第二の無線局において受信するための無線通信装置であって、 A wireless communication apparatus for receiving radio signals from the radio communication apparatus according to claim 1, wherein in said second radio station,
    前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
    前記第二のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、 It means for receiving a radio signal individually using the second antenna group,
    受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、受信した各信号系列の信号を分離して復調する復調手段と、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, demodulating means for demodulating to separate signals of each signal streams received,
    復調した全ての信号系列を合成し、ユーザデータとして出力する出力手段と を備えることを特徴とする無線通信装置。 Synthesize all signal sequences obtained by demodulating the wireless communication device characterized by an output means for outputting the user data.
  10. 前記復調手段は、 It said demodulation means,
    受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iを取得する手段と、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, the transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, means for obtaining a i,
    前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し所定の演算を行い、N系統の送信信号の信号点に対応するベクトルを求める演算手段と、を含み、 Performs a predetermined operation the transfer function h j, a i to the (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, and calculating means for calculating a vector corresponding to the signal point of the transmission signals of N systems, It includes,
    前記出力手段は、 And the output means,
    前記演算で得られたベクトルの各要素で与えられるN系統の送信信号を、受信した全てのシンボルに対して合成し、前記ユーザデータとして出力する手段を含む ことを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 According to claim 9, characterized in that it comprises a means for outputting a transmission signal of N lines given in each element of the resulting vector in the operation, were synthesized for every symbol received as the user data of wireless communication devices.
  11. 前記演算手段は、 Said calculating means,
    前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ちN行N列の行列H ×Hを算出する手段と、 It means for calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
    前記行列H ×Hの逆行列即ち(H ×H) −1を算出する手段と、 Means for calculating the inverse matrix of the matrix H H × H ie (H H × H) -1,
    さらにこれらを用いて行列(H ×H) −1 ×H を算出する手段と、 Further means for calculating matrix (H H × H) -1 × H H Using these,
    前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)とした場合、(r (k),r (k),・・・,r (k))T(Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、(H ×H) −1 ×H ×Rx(k)を演算する手段と、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r M (k)) T (relative to the received signal vector Rx (k) represented by T shows the conversion from the row vector to a column vector), (H H × H) -1 × H H × Rx (k) It means for calculating a
    を含むことを特徴とする請求項10記載の無線通信装置。 The wireless communications apparatus of claim 10, wherein the containing.
  12. 前記演算手段は、 Said calculating means,
    前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするN行N列の行列Hに対し、該行列Hの逆行列H −1を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of N rows and N columns whose components, and means for calculating the inverse matrix H -1 of the matrix H,
    前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)とした場合、(r (k),r (k),・・・,r (k))T(Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、H −1 ×Rx(k)を演算する手段と、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r to M (k)) T (T row vector indicating conversion to a column vector from) represented by the received signal vector Rx (k), and means for calculating the H -1 × Rx (k),
    を含むことを特徴とする請求項10記載の無線通信装置。 The wireless communications apparatus of claim 10, wherein the containing.
  13. 前記演算手段は、 Said calculating means,
    前記第一のアンテナ群の第nアンテナより送信された第kシンボルの送信信号をt (k)とし、さらに前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)と表記した場合、(t (k),t (k),・・・,t (k))T(Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される送信信号ベクトルTx(k) 、(r (k),r (k),・・・,r (k))Tで表される受信信号ベクトルRx(k)、及び行列演算子Fに対し、ベクトルF×Rx(k)−Tx(k)及び該ベクトルのエルミート共役のベクトル(F×Rx(k)−Tx(k))Hのベクトル積(F×Rx(k)−Tx(k)) ×(F×Rx(k)−Tx(k))の複数シンボルに渡る期待値を最小化することが期待されるように行列演算子Fを選択する手段と、 The transmission signal of the k symbol transmitted from the n-th antenna of the first antenna group and t n (k), further receiving said second antenna group of the k symbols actually received at the m antenna If the signal is denoted as r m (k), (t 1 (k), t 2 (k), ···, t N (k)) T ( showing the conversion of T row vector into a column vector) in represented by the transmitted signal vector Tx (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r M (k)) represented by T received signal vector Rx (k), and matrix to operators F, vector F × Rx (k) -Tx (k) and Hermitian conjugate of a vector of the vector (F × Rx (k) -Tx (k)) H vector product of (F × Rx (k) It means for selecting a matrix operator F as is expected to minimize the expected value across multiple symbols of -Tx (k)) H × ( F × Rx (k) -Tx (k)),
    各シンボルに対してF×Rx(k)を演算する手段と、 It means for calculating the F × Rx (k) for each symbol,
    を含むことを特徴とする請求項10記載の無線通信装置。 The wireless communications apparatus of claim 10, wherein the containing.
  14. 前記行列演算子FをMMSE(Minimum Mean Square Error)方式で求めることを特徴とする請求項13に記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 13, characterized in that determining said matrix operator F with MMSE (Minimum Mean Square Error) method.
  15. 前記第二の無線局側に、 Wherein the second radio station,
    前記第一の無線局からの第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet from the first radio station,
    該第一の無線制御パケットに対する応答として、複数系統の既知のパターンを含む第二の無線制御パケットを送信する手段を有することを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 In response to said first wireless control packet, the radio communication apparatus according to claim 9, characterized in that it comprises means for transmitting a second wireless control packet including a known pattern of a plurality of systems.
  16. 前記第二の無線局側に、 Wherein the second radio station,
    前記第一の無線局からのN系統の既知のパターンを含む第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet including a known pattern of N line from the first radio station,
    前記N系統の既知のパターンの信号を用いて、前記伝達関数h j,iを算出する手段と、 Using signals known pattern of the N systems, a means for calculating the transfer function h j, i,
    該第一の無線制御パケットに対する応答として、前記伝達関数に関する情報を収容した第二の無線制御パケットを送信する手段と、 In response to said first wireless control packet, means for transmitting a second wireless control packet containing the information relating to the transfer function,
    を有することを特徴とする請求項10に記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 10, characterized in that it comprises a.
  17. 前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いたことを特徴とする請求項に記載の無線通信装置。 The orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) according to claim 9, characterized by using a modulation scheme of wireless communication devices.
  18. 前記第二の無線局側に、 Wherein the second radio station,
    信号系列を複数重畳せずに前記第一の無線局に対して前記無線制御パケットまたは無線データパケットを送信する際に、第ksサブキャリアの信号を、サブキャリア番号ksに対応した第二のアンテナ群の中の所定の一つのアンテナを用いて送信する送信手段を有することを特徴とする請求項17に記載の無線通信装置。 When transmitting the wireless control packet or wireless data packet signal sequences without multiple superimposed on the first radio station, a second antenna signal of the ks subcarriers corresponding to subcarrier number ks the wireless communication apparatus according to claim 17, characterized in that it comprises a transmitting means for transmitting using a predetermined one antenna of the group.
  19. 前記第二の無線局側に前記送信手段を有することを、前記第一の無線局側に通知する手段を有することを特徴とする請求項18に記載の無線通信装置。 The wireless communication apparatus according to claim 18, characterized in that to have the transmission means to the second radio station, comprising means for notifying the first wireless station.
  20. 請求項1に記載の無線通信装置を送信側に、請求項に記載の無線通信装置を受信側に有する無線通信システム。 A transmission side radio communication apparatus according to claim 1, a wireless communication system having a receiving-side wireless communication device of claim 9.
  21. 第一の無線局と第二の無線局との間で通信を行う無線通信方法において、 In the radio communication method for performing communication between a first radio station and the second radio station,
    前記第一の無線局はN tx (N txは1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備え、 The first radio station N tx (N tx is an integer greater than 1) provided with or more first antenna group,
    送信すべきユーザデータをN系統に分割する分割ステップと、 A dividing step of dividing the user data to be transmitted to the N systems,
    前記N系統に分割されたユーザデータにN種類の既知のパターンの信号を付与して得られ るN系統の信号系列により構成される無線データパケットを構築するステップと、 A step of constructing a wireless data packet made up of a signal sequence of the N systems in the divided user data to N kinds of known pattern is that N systems resulting signal to impart a,
    N系統の前記既知のパターンを含む信号系列から、 N tx系統の信号系列に変換する変換ステップと、 A signal series containing the known pattern of N systems, a conversion step of converting into a signal sequence of N tx lines,
    前記変換ステップにより変換された信号を前記第一のアンテナ群から送信する送信ステップと、 A transmission step of transmitting the converted signal by the conversion step from the first antenna group,
    前記第二の無線局が M M は1より大きい整数)本の第二のアンテナ群を備える場合に、前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数 h j,i またはその近似値を取得する取得ステップと、 If the second radio station is M (M is the integer greater than 1) comprising a second antenna group of the present, of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group a transfer function h j, i or acquiring the approximation between the j-th antenna,
    前記伝達関数 h j,i を第 (j,i) 成分とする M N 列の行列 H に対し、該行列 H のエルミート共役な行列 H を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ち N N 列の行列 H × H を算出するステップと、 Calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
    前記行列 H × H を対角化するユニタリー行列 U を算出するステップとを有し、 And a step of calculating a unitary matrix U diagonalizing the matrix H H × H,
    前記変換ステップは、 Wherein the converting step,
    N 系統の前記信号系列の第k(kは1以上の整数)シンボルの情報をそれぞれ{ x (k),x (k), ・・・ ,x (k) }とした場合、第 k シンボルの各情報を要素とする列ベクトルx (k) と前記ユニタリー行列 U の積により与えられる列ベクトル、即ち U ×x (k) を算出するステップを含み、 The k (k is an integer of 1 or more) information symbols each of the signal sequences of N systems {x 1 (k), x 2 (k), ···, x N (k)} If the, first column vector given column vector x for each information k symbols as elements (k) and the product of the unitary matrix U, ie comprising the step of calculating the U × x (k),
    前記送信ステップは、 It said transmitting step,
    前記列ベクトル U ×x (k) の第 i 行成分 [U ×x (k)] を第一のアンテナ群の中の第iアンテナより送信する信号を前記第一のアンテナ群から送信するステップを含む Transmitting from the column row i component [U × x (k)] i the first of the i said first antenna group a signal to be transmitted from the antenna in the antenna group of the vector U × x (k) including
    ことを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method, characterized in that.
  22. 前記無線データパケットの送信に先立ち、制御情報を収容した第一の無線制御パケットを送信するステップと、 Transmitting said prior to transmission of the wireless data packet, the first wireless control packet containing the control information,
    前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットをN本以上のアンテナを用いて受信するステップと、を更に有し、 Further comprising the steps of: receiving with said first second N or more antennas to wireless control packet is a response to the wireless control packet,
    前記取得ステップは、前記第二の無線制御パケットに付与された複数系統の既知のパターンの信号を用いて、各アンテナでの受信信号から第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,iを算出するステップを含む ことを特徴とする請求項21に記載の無線通信方法。 The obtaining step, by using a signal known pattern of said second plurality of lines which are assigned to the wireless control packet, the j (1 ≦ the second radio station from the received signal at each antenna is used for transmission j ≦ M, the j is the i (1 ≦ i ≦ N an integer) antenna and the first wireless station is used for reception, i is comprising the step of calculating a transfer function h j, i between integer) antennas the wireless communication method of claim 21, wherein.
  23. 前記無線データパケットの送信に先立ち、第一の無線制御パケットとしてN系統の既知のパターンを含む信号系列をN本の前記第一のアンテナ群を用いて送信するステップと、 Transmitting the wireless data prior to transmission of the packet, a signal sequence including a known pattern of N line as the first wireless control packet by using the first antenna group the N,
    前記第一の無線制御パケットに対する応答である第二の無線制御パケットを受信するステップと、 Receiving a second wireless control packet is a response to the first wireless control packet,
    前記第二の無線制御パケットに収容された前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iに関する情報を取得するステップと、 Obtain information transfer functions h j, for the i between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group of said second of said first antenna group accommodated in the radio control packet the method comprising the steps of,
    を含むことを特徴とする請求項21に記載の無線通信方法。 The wireless communication method of claim 21, which comprises a.
  24. 前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いたことを特徴とする請求項21に記載の無線通信方法。 The orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) according to claim 21, characterized by using a modulation scheme method of wireless communication.
  25. 前記第二の無線局より、信号系列が複数重畳されていない即ち1系統のみの信号系列で構成される制御情報を収容した無線制御パケットおよび/またはユーザデータを収容した無線データパケットを受信した際に、各受信アンテナで受信された既知のパターンの信号の受信状態から第ks(1≦ks ≦K、ksは整数)サブキャリアの第二の無線局が送信に用いた第j(1≦j≦M、jは整数)アンテナと第一の無線局が受信に用いた第i(1≦i≦N、iは整数)アンテナ間の伝達関数h j,i [ks]を取得する伝達関数取得ステップ を含むことを特徴とする請求項24に記載の無線通信方法。 From the foregoing second radio station, when receiving wireless data packet signal sequence containing the radio control packet and / or the user data containing the configured control information in multiple superimposed non i.e. one system only the signal sequence of to, the j (1 ≦ j first ks from the reception state of the received known pattern signals (1 ≦ ks ≦ K, ks is an integer) of the second radio station subcarriers used to transmit at each receive antenna ≦ M, j is an integer) the i (1 ≦ i ≦ N antenna and the first wireless station is used for reception, i is acquired transfer function to obtain the transfer function h j between integer) antennas, the i [ks] the wireless communication method according to claim 24, characterized in that it comprises a step.
  26. 前記第二の無線局の第jアンテナで送信されなかった第ks'(1≦ks'≦K、ks'は整数)サブキャリアにおける、前記第二の無線局の第jアンテナと前記第一の無線局の第iアンテナ間の伝達関数h j,i [ks']を、前記第二の無線局の第jアンテナで送信されたks ≠ks'及びks ≠ks'(1≦ks ≦K、1≦ks ≦K、ks 、ks は整数)なる第ks サブキャリア及び第ks サブキャリアに対する前記伝達関数h j,i [ks1]及び h j,i [ks2]の内挿または外挿値 によりh j,i [ks']を取得する伝達関数取得ステップ を含むことを特徴とする請求項24に記載の無線通信方法。 The second of the ks not transmitted in the j-th antenna of the radio station '(1 ≦ ks' ≦ K, ks' is an integer) in the sub-carrier, the second of the j antenna radio station and the first the transfer function h j between i-th antenna of the radio station, 'a, the second of the j-antenna transmitted ks 1 ≠ ks radio station i [ks]' and ks 2 ≠ ks' (1 ≦ ks 1 ≦ K, 1 ≦ ks 2 ≦ K, ks 1, ks 2 is an integer) becomes the transfer function h j for the first ks 1 subcarrier and the ks 2 subcarrier, i [ks1] and h j, i of [ks2] the wireless communication method according to claim 24, characterized in that by interpolation or extrapolation value including transfer function acquisition step of acquiring h j, i [ks'] .
  27. 前記第一の無線局側で前記伝達関数取得ステップを実行することを、前記第二の無線局側に通知するステップを有することを特徴とする請求項25に記載の無線通信方法。 It said to run first of said transfer function acquisition step with the radio station, the radio communication method according to claim 25, characterized in that it comprises a step of notifying the second radio station.
  28. 前記第一の無線局側で前記伝達関数取得ステップを実行することを、前記第二の無線局側に通知するステップを有することを特徴とする請求項26に記載の無線通信方法。 It said to run first of said transfer function acquisition step with the radio station, the radio communication method according to claim 26, characterized in that it comprises a step of notifying the second radio station.
  29. 請求項22記載の無線通信方法で送信された無線信号を前記第二の無線局において受信するための無線通信方法であって、 A wireless communication method for receiving radio signals transmitted in claim 22, wherein the wireless communication method in said second radio station,
    前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
    前記第二のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信するステップと、 Receiving a radio signal individually using the second antenna group,
    受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、受信した各信号系列の信号を分離して復調する復調ステップと、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, a demodulation step of demodulating by separating the signals of the respective signal streams received,
    復調した全ての信号系列を合成し、ユーザデータとして出力する出力ステップと を備えることを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method and an outputting step of combining all of the signal sequence demodulated and output as the user data.
  30. 前記復調ステップは、 The demodulation step,
    受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h j,iを取得するステップと、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, the transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, and the step of acquiring the i,
    前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し所定の演算を行い、N系統の送信信号の信号点に対応するベクトルを求める演算ステップと、を含み、 Performs a predetermined operation the transfer function h j, a i to the (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, and calculating step of obtaining a vector corresponding to the signal point of the transmission signals of N systems, It includes,
    前記出力ステップは、 Said output step,
    前記演算で得られたベクトルの各要素で与えられるN系統の送信信号を、受信した全てのシンボルに対して合成し、前記ユーザデータとして出力するステップを含む ことを特徴とする請求項29に記載の無線通信方法。 Claim 29, characterized in that it comprises a step of transmission signals of N systems given by each element of the resulting vector in the operation, were synthesized for every received symbol, and outputs it as the user data method of wireless communication.
  31. 前記演算ステップは、 The calculating step,
    前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ちN行N列の行列H ×Hを算出するステップと、 Calculating a matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
    前記行列H ×Hの逆行列即ち(H ×H) −1を算出するステップと、 Calculating the inverse matrix of the matrix H H × H ie (H H × H) -1,
    さらにこれらを用いて行列(H ×H) −1 ×H を算出するステップと、 Furthermore calculating matrix (H H × H) -1 × H H Using these,
    前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)とした場合、(r1(k),r2(k),・・・,rM(k))T(Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、(H ×H) −1 ×H ×Rx(k)を演算するステップと、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r1 (k), r2 (k), ···, rM (k )) T (T row shows the conversion of a column vector from the vector) represented by the received signal vector Rx (k) to, calculates the (H H × H) -1 × H H × Rx (k) and the step,
    を含むことを特徴とする請求項30記載の無線通信方法。 The wireless communication method of claim 30, which comprises a.
  32. 前記演算ステップは、 The calculating step,
    前記伝達関数h j,iを第(j,i)成分とするN行N列の行列Hに対し、該行列Hの逆行列H −1を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of N rows and N columns whose components, calculating the inverse matrix H -1 of the matrix H,
    前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)とした場合、(r (k),r (k),・・・,r (k))T(Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される受信信号ベクトルRx(k)に対し、H −1 ×Rx(k)を演算するステップと、 If the received signal of the k-th symbol was actually received at the m antenna of the second antenna group was r m (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r to M (k)) T (T row vector indicating conversion to a column vector from) represented by the received signal vector Rx (k), a step of computing the H -1 × Rx (k),
    を含むことを特徴とする請求項30記載の無線通信方法。 The wireless communication method of claim 30, which comprises a.
  33. 前記演算ステップは、 The calculating step,
    前記第一のアンテナ群の第nアンテナより送信された第kシンボルの送信信号をt (k)とし、さらに前記第二のアンテナ群の第mアンテナで実際に受信された第kシンボルの受信信号をr (k)と表記した場合、(t (k),t (k),・・・,t (k)) (Tは行ベクトルから列ベクトルへの変換を示す)で表される送信信号ベクトルTx(k) 、(r (k),r (k),・・・,r (k)) で表される受信信号ベクトルRx(k)、及び行列演算子Fに対し、ベクトルF×Rx(k)−Tx(k)及び該ベクトルのエルミート共役のベクトル(F×Rx(k)−Tx(k)) のベクトル積(F×Rx(k)−Tx(k)) ×(F×Rx(k)−Tx(k))の複数シンボルに渡る期待値を最小化することが期待されるように行列演算子Fを選択するステップと、 The transmission signal of the k symbol transmitted from the n-th antenna of the first antenna group and t n (k), further receiving said second antenna group of the k symbols actually received at the m antenna If the signal is denoted as r m (k), (t 1 (k), t 2 (k), ···, t N (k)) T ( showing the conversion of T row vector into a column vector) in represented by the transmitted signal vector Tx (k), (r 1 (k), r 2 (k), ···, r M (k)) represented by T received signal vector Rx (k), and matrix to operators F, vector F × Rx (k) -Tx ( k) and Hermitian conjugate of a vector of the vector (F × Rx (k) -Tx (k)) H vector product of (F × Rx (k) a step of minimizing the expected value across multiple symbols of -Tx (k)) H × ( F × Rx (k) -Tx (k)) to select a matrix operator F, as expected,
    各シンボルに対してF×Rx(k)を演算するステップと、 A step of computing the F × Rx (k) for each symbol,
    を含むことを特徴とする請求項30記載の無線通信方法。 The wireless communication method of claim 30, which comprises a.
  34. 前記行列演算子FをMMSE(Minimum Mean Square Error)方式で求めることを特徴とする請求項33に記載の無線通信方法。 The wireless communication method of claim 33, wherein the obtaining the matrix operator F with MMSE (Minimum Mean Square Error) method.
  35. 前記第二の無線局側で、 In the second radio station,
    前記第一の無線局からの第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet from the first radio station,
    該第一の無線制御パケットに対する応答として、複数系統の既知のパターンを含む第二の無線制御パケットを送信するステップを実行することを特徴とする請求項29に記載の無線通信方法。 In response to said first wireless control packet, the radio communication method according to claim 29, characterized in that performing the step of transmitting a second wireless control packet including a known pattern of a plurality of systems.
  36. 前記第二の無線局側で、 In the second radio station,
    前記第一の無線局からのN系統の既知のパターンを含む第一の無線制御パケットを受信した際に、 When receiving a first wireless control packet including a known pattern of N line from the first radio station,
    前記N系統の既知のパターンの信号を用いて、前記伝達関数h j,iを算出するステップと、 A step of using a signal of a known pattern of the N systems, calculates the transfer function h j, i,
    該第一の無線制御パケットに対する応答として、前記伝達関数に関する情報を収容した第二の無線制御パケットを送信するステップと、 In response to said first wireless control packet, transmitting a second wireless control packet containing the information relating to the transfer function,
    を実行することを特徴とする請求項30に記載の無線通信方法。 The wireless communication method according to claim 30, characterized in that the run.
  37. 前記無線局間の通信においてK本のサブキャリア(Kは1より大きい整数)を用いた直交周波数分割多重(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を用いたことを特徴とする請求項29に記載の無線通信方法。 The orthogonal frequency division multiplexing (the K 1 integer greater than) K subcarriers of this in communication between radio stations using (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) according to claim 29, characterized by using a modulation scheme method of wireless communication.
  38. 前記第二の無線局側で、 In the second radio station,
    信号系列を複数重畳せずに前記第一の無線局に対して前記無線制御パケットまたは無線データパケットを送信する際に、第ksサブキャリアの信号を、サブキャリア番号ksに対応した第二のアンテナ群の中の所定の一つのアンテナを用いて送信する送信ステップ を実行することを特徴とする請求項37に記載の無線通信方法。 When transmitting the wireless control packet or wireless data packet signal sequences without multiple superimposed on the first radio station, a second antenna signal of the ks subcarriers corresponding to subcarrier number ks the wireless communication method of claim 37, wherein performing the step of transmitting using a predetermined one antenna of the group.
  39. 前記第二の無線局側で前記送信ステップを実行することを、前記第一の無線局側に通知するステップを有することを特徴とする請求項38に記載の無線通信方法。 It said to run the second of said transmission step wirelessly station, a radio communication method according to claim 38, characterized in that it comprises a step of notifying the first wireless station.
  40. 第一の無線局と第二の無線局とにより構成され、且つ前記第一の無線局と第二の無線局が複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重(OFDM)変調方式を用いて通信を行う無線通信システムで使用される無線通信装置であり、 It is constituted by a first radio station and the second radio station, and the communication the first radio station and the second radio station using orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulation method using a plurality of subcarriers a wireless communication device for use in a wireless communication system that performs,
    前記第一の無線局は N tx N tx The first radio station N tx (N tx は1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備え、 Comprises an integer greater than 1) or more of the first antenna group,
    サブキャリア毎に個別に送信すべきユーザデータを N 系統( N tx N >1、 N は整数)に分割する分割手段と、 The user data to be transmitted separately for each sub-carrier N systems (N tx N> 1, N is an integer) dividing means for dividing the,
    前記 N 系統に分割されたユーザデータに N 種類の既知のパターンの信号を付与して得られる N 系統の信号系列により構成される無線データパケットを構築する手段と、 It means for constructing a wireless data packet made up of a signal sequence of N lines obtained by applying a signal of a known pattern of N type user data divided into the N systems,
    N 系統の前記既知のパターンを含む信号系列から N tx 系統の信号に変換する変換手段と、 Conversion means for converting a signal N tx lines from a signal sequence including the known pattern of N systems,
    前記変換手段により変換された信号を前記第一のアンテナ群から送信する送信手段と And transmitting means for transmitting the converted signal by the conversion means from the first antenna group
    を有し、 Have,
    前記変換手段は、あるサブキャリアにおけるN系統の前記信号系列の第n (n は1以上の整数)シンボルの情報がそれぞれ{x (n ),x (n ),・・・,x (n )}であり且つこれらを各成分として持つN行の列ベクトルがx(n )であった場合、N行N列の単位行列または該単位行列の列を適宜入れ替えて得られるN (N >1:N は整数)種類の回転行列群を{R }(N ≧k≧1:kは整数)と表記した際に、各サブキャリアに対応した所定のkに対するR を用い、前記ベクトルx(n )をR ×x(n )に変換する手段を少なくとも含み、 And the converting means, information of the n s (n s is an integer of 1 or more) symbols of the signal sequence of the N systems, each in a certain sub-carrier {x 1 (n s), x 2 (n s), ·· · If a column vector of n rows with a x n (n s)} a and and each component of these were x (n s), the sequence of n rows and n units of column matrix or the unit matrix appropriately interchanging resulting Te N R (N R> 1: N R is an integer) a rotation matrix group type {R k}: upon denoted (N R ≧ k ≧ 1 k is an integer), corresponding to each sub-carrier with R k for a given k, comprising at least means for converting the vector x a (n s) in R k × x (n s) ,
    前記送信手段は、各サブキャリアにおける該変換された列ベクトルの第i成分を前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信する ものであることを特徴とする無線通信装置。 The transmission unit, radio communications device you characterized in that in each sub-carrier is to transmitted from the i-th antenna of the first antenna group and the i component of the transformed column vector.
  41. 前記変換手段は、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [R ×x(n )] となる様に変換することを特徴とする請求項40に記載の無線通信装置。 And the converting means, characterized by converting the signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [R k × x (n s )] become as i the wireless communications apparatus of claim 40,.
  42. 前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
    各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
    前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h , またはその近似値を取得する手段と、 The transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, and means for obtaining the i or approximations thereof,
    前記伝達関数h , を第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ちN行N列の正方行列H ×Hを算出する手段と、 It means for calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
    前記行列H ×Hを対角化するN行N列のユニタリー行列Uを算出する手段と、 It means for calculating a unitary matrix U of N rows and N columns diagonalizing the matrix H H × H,
    を更に備え、 Further comprising a,
    前記変換手段は、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [U×R ×x(n )] となる様に変換する ことを特徴とする請求項40に記載の無線通信装置。 And the converting means, converting the signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [U × R k × x ( n s)] As the i the wireless communications apparatus of claim 40, wherein.
  43. 前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
    Ntx>Nであり、 Is a Ntx> N,
    各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
    前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナ との間の伝達関数h , またはその近似値を取得する手段と、 The transfer function h j between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group, and means for obtaining the i or approximations thereof,
    前記伝達関数h , を第(j,i)成分とするM行N tx列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出する手段と、 The relative transfer functions h j, the i first (j, i) matrix H of M rows N tx columns whose components, means for calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ちN tx行N tx列の正方行列H ×Hを算出する手段と、 It means for calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N tx rows N tx columns of the two matrices,
    前記行列H ×Hを対角化するN tx行N tx列のユニタリー行列Uを算出する手段と、 Means for calculating a unitary matrix U of N tx rows N tx columns diagonalizing the matrix H H × H,
    を更に備え、 Further comprising a,
    前記変換手段は、N tx行N列の行列で且つN≧j≧1なる整数jに対し第(j,j)成分のみが1で他の成分が0である行列をTと表記した際に、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナ(N tx ≧i≧1:iは整数)より送信される第n シンボルの信号を [U×T×R ×x(n )] となる様に変換する ことを特徴とする請求項40に記載の無線通信装置。 And the converting means, first (j, j) with respect to N tx × N and N ≧ j ≧ 1 becomes an integer j in the matrix of column components only matrix other components 1 is 0 when the denoted as T the in each subcarrier first antenna group of the i antenna: [U × T × a signal of the n s symbols to be transmitted from the (n tx ≧ i ≧ 1 i integer) R k × x (n s )] the wireless communication apparatus according to claim 40, characterized in that the conversion as to be set to i.
  44. 前記回転行列群{R }は、N行N列の単位行列の列を適宜入れ替えて得られる行列の中から選び出したひとつの行列をR とし、N>j≧1なる整数jに対し第(j+1,j)成分及び第(1,N)成分のみが1で且つ他の成分が0であるN行N列の行列をPとし、更にN≧k≧2なる整数kに対しR =P k−1 ×R として与えられる合計N個の行列により構成され、 The rotation matrix group {R k} is one of a matrix were selected from among the matrix obtained by rearranging the rows and columns of the matrix of N rows and N columns as appropriate and R 1, the relative N> j ≧ 1 becomes an integer j (j + 1, j) component and the (1, N) only component a and N rows and N columns of the matrix other component is 0 1 and P, R to further N ≧ k ≧ 2 becomes an integer k k = is composed of P k-1 × N total matrix given as R 1,
    ユーザ情報が収容されるサブキャリアに対して用いる前記回転行列Rkを、前記回転行列群{R }の各行列を適当に並べ替えたものをNサブキャリア周期で順番に対応させること を特徴とする請求項40から43のいずれかに記載の無線通信装置。 And characterized in that said rotation matrix Rk using the sub-carrier by the user information is received, to correspond to those rearranged each matrix of the rotation matrix group {R k} appropriately sequentially with N subcarriers cycles the wireless communication apparatus according to any one of claims 40 to 43.
  45. 前記回転行列群{R }は、N行N列の単位行列の列を適宜入れ替えて得られる行列の中から選び出したひとつの行列をR とし、N>j≧1なる整数jに対し第(j+1,j)成分及び第(1,N)成分のみが1で且つ他の成分が0であるN行N列の行列をPとし、更にN≧k≧2なる整数kに対しR =P k−1 ×R として与えられる合計N個の行列により構成され、 The rotation matrix group {R k} is one of a matrix were selected from among the matrix obtained by rearranging the rows and columns of the matrix of N rows and N columns as appropriate and R 1, the relative N> j ≧ 1 becomes an integer j (j + 1, j) component and the (1, N) only component a and N rows and N columns of the matrix other component is 0 1 and P, R to further N ≧ k ≧ 2 becomes an integer k k = is composed of P k-1 × N total matrix given as R 1,
    OFDM変調された信号をサブキャリア上にマッピングする際に、前記N系統に分割された各信号系列のビット列がN ilサブキャリア周期(N ilは1より大きな整数)で隣接する様にインタリーブ処理を施す場合には、ユーザ情報が収容されるサブキャリアに対して用いる前記回転行列R を、前記回転行列群{R }の各行列をそれぞれN il個ずつ用意したものを適当に並べ替えてN il ×Nサブキャリア周期で順番に対応させること を特徴とする請求項40から43のいずれかに記載の無線通信装置。 When mapping OFDM modulated signal on a subcarrier, the interleaving process as a bit string of each signal sequence is divided into the N systems are adjacent in N il subcarriers cycles (N il is an integer greater than 1) when applying the said rotation matrix R k used for the sub-carrier by the user information is received, the rotation matrix group {R k} each matrix respectively rearranged suitably those prepared N il pieces by the the wireless communication apparatus according to any one of the N il × N claim 40 to 43, characterized in that to correspond sequentially in the sub-carrier period.
  46. 第一の無線局と第二の無線局とにより構成され、且つ前記第一の無線局と第二の無線局が複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重(OFDM)変調方式を用いて通信を行う無線通信システムで使用される無線通信方法であり、 It is constituted by a first radio station and the second radio station, and the communication the first radio station and the second radio station using orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulation method using a plurality of subcarriers a wireless communication method used in a wireless communication system that performs,
    前記第一の無線局は N tx N tx The first radio station N tx (N tx は1より大きい整数)本以上の第一のアンテナ群を備え、 Comprises an integer greater than 1) or more of the first antenna group,
    サブキャリア毎に個別に送信すべきユーザデータを N 系統( N tx N >1、 N は整数)に分割する分割ステップと、 The user data to be transmitted separately for each sub-carrier N systems (N tx N> 1, N is an integer) and dividing step of dividing the,
    前記 N 系統に分割されたユーザデータに N 種類の既知のパターンの信号を付与して得られる N 系統の信号系列により構成される無線データパケットを構築するステップと、 A step of constructing a wireless data packet made up of a signal sequence of the N systems in the divided N lines in the user data obtained by applying a signal of N kinds of known pattern,
    N 系統の前記既知のパターンを含む信号系列から N tx 系統の信号に変換する変換ステップと、 A conversion step of converting the signal N tx lines from a signal sequence including the known pattern of N systems,
    前記変換ステップにより変換された信号を前記第一のアンテナ群から送信する送信ステップと A transmission step of transmitting the converted signal by the conversion step from the first antenna group
    を有し、 I have a,
    前記変換ステップでは、あるサブキャリアにおけるN系統の前記信号系列の第n (n は1以上の整数)シンボルの情報がそれぞれ{x (n ),x (n ),・・・,x (n )}であり且つこれらを各成分として持つN行の列ベクトルがx(n )であった場合、N行N列の単位行列または該単位行列の列を適宜入れ替えて得られるN (N >1:N は整数)種類の回転行列群を{R }(N ≧k≧1:kは整数)と表記した際に、各サブキャリアに対応した所定のkに対するR を用い、前記ベクトルx(n )をR ×x(n )に変換する手段を少なくとも含み、 The conversion step, the n s of the signal sequence of the N lines in a certain sub-carrier (n s is an integer of 1 or more) information symbols, each {x 1 (n s), x 2 (n s), ·· · If a column vector of n rows with a x n (n s)} a and and each component of these were x (n s), the sequence of n rows and n units of column matrix or the unit matrix appropriately interchanging resulting Te N R (N R> 1: N R is an integer) a rotation matrix group type {R k}: upon denoted (N R ≧ k ≧ 1 k is an integer), corresponding to each sub-carrier with R k for a given k, comprising at least means for converting the vector x a (n s) in R k × x (n s) ,
    前記送信ステップは、各サブキャリアにおける該変換された列ベクトルの第i成分を前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信する、 It said transmitting step transmits from the i antenna of the first antenna group and the i component of the transformed column vector at each subcarrier,
    ことを特徴とする無線通信方法。 Wireless communication method, characterized in that.
  47. 前記変換ステップは、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [R ×x(n )] となる様に変換することを特徴とする請求項46に記載の無線通信方法。 Wherein the converting step, characterized by converting the signal of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [R k × x (n s )] As the i the wireless communication method according to claim 46,.
  48. 前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
    各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
    前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h , またはその近似値を取得するステップと、 Obtaining a transfer function h j, i, or an approximation thereof between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group,
    前記伝達関数h , を第(j,i)成分とするM行N列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, i the first (j, i) matrix H of M rows and N columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ちN行N列の正方行列H ×Hを算出するステップと、 Calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N rows and N columns of the two matrices,
    前記行列H ×Hを対角化するN行N列のユニタリー行列Uを算出するステップと、 Calculating a unitary matrix U of N rows and N columns diagonalizing the matrix H H × H,
    を更に備え、 Further comprising a,
    前記変換ステップは、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナより送信される第n シンボルの信号を [U×R ×x(n )] となる様に変換する ことを特徴とする請求項46に記載の無線通信方法。 The conversion step is to convert the signals of the n s symbols to be transmitted from the i-th antenna of the first antenna group in each sub-carrier [U × R k × x ( n s)] As the i the wireless communication method of claim 46, wherein.
  49. 前記第二の無線局はM(Mは1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
    rx >Nであり、 Is an N rx> N,
    各サブキャリア毎に個別に、 Individually for each sub-carrier,
    前記第一のアンテナ群の内の第iアンテナと前記第二のアンテナ群の内の第jアンテナとの間の伝達関数h , またはその近似値を取得するステップと、 Obtaining a transfer function h j, i, or an approximation thereof between the j-th antenna of the i-th antenna and the second antenna group among the first antenna group,
    前記伝達関数h , を第(j,i)成分とするM行N tx列の行列Hに対し、該行列Hのエルミート共役な行列H を算出するステップと、 The relative transfer functions h j, the i first (j, i) matrix H of M rows N tx columns whose components, calculating a Hermitian conjugate matrix H H of the matrix H,
    前記二つの行列の行列積即ちN tx行N tx列の正方行列H ×Hを算出するステップと、 Calculating a square matrix H H × H matrix product i.e. N tx rows N tx columns of the two matrices,
    前記行列H ×Hを対角化するN tx行N tx列のユニタリー行列Uを算出するステップと、 Calculating a unitary matrix U of N tx rows N tx columns diagonalizing the matrix H H × H,
    を更に備え、 Further comprising a,
    前記変換ステップは、N tx行N列の行列で且つN≧j≧1なる整数jに対し第(j,j)成分のみが1で他の成分が0である行列をTと表記した際に、各サブキャリアにおける前記第1のアンテナ群の第iアンテナ(N tx ≧i≧1:iは整数)より送信される第n シンボルの信号を [U×T×R ×x(n )] となる様に変換する ことを特徴とする請求項46に記載の無線通信方法。 Wherein the converting step, the (j, j) with respect to N tx × N and N ≧ j ≧ 1 becomes an integer j in the matrix of column components is all that is other ingredients 0 1 matrix upon denoted as T the in each subcarrier first antenna group of the i antenna: [U × T × a signal of the n s symbols to be transmitted from the (n tx ≧ i ≧ 1 i integer) R k × x (n s the wireless communication method of claim 46, wherein the conversion)] as becomes to i.
  50. 前記回転行列群{R }は、N行N列の単位行列の列を適宜入れ替えて得られる行列の中から選び出したひとつの行列をR とし、N>j≧1なる整数jに対し第(j+1,j)成分及び第(1,N)成分のみが1で且つ他の成分が0であるN行N列の行列をPとし、更にN≧k≧2なる整数kに対しR =P k−1 ×R として与えられる合計N個の行列により構成され、 The rotation matrix group {R k} is one of a matrix were selected from among the matrix obtained by rearranging the rows and columns of the matrix of N rows and N columns as appropriate and R 1, the relative N> j ≧ 1 becomes an integer j (j + 1, j) component and the (1, N) only component a and N rows and N columns of the matrix other component is 0 1 and P, R to further N ≧ k ≧ 2 becomes an integer k k = is composed of P k-1 × N total matrix given as R 1,
    ユーザ情報が収容されるサブキャリアに対して用いる前記回転行列R を、前記回転行列群{R }の各行列を適当に並べ替えたものをNサブキャリア周期で順番に対応させること を特徴とする請求項46から49のいずれかに記載の無線通信方法。 Characterized in that the rotation matrix R k used for the sub-carrier by the user information is received, to correspond to those changed appropriately arrange each matrix of the rotation matrix group {R k} sequentially with N subcarriers cycles the wireless communication method according to any of claims 46 49,.
  51. 前記回転行列群{R }は、N行N列の単位行列の列を適宜入れ替えて得られる行列の中から選び出したひとつの行列をR とし、N>j≧1なる整数jに対し第(j+1,j)成分及び第(1,N)成分のみが1で且つ他の成分が0であるN行N列の行列をPとし、更にN≧k≧2なる整数kに対しR =P k−1 ×R として与えられる合計N個の行列により構成され、 The rotation matrix group {R k} is one of a matrix were selected from among the matrix obtained by rearranging the rows and columns of the matrix of N rows and N columns as appropriate and R 1, the relative N> j ≧ 1 becomes an integer j (j + 1, j) component and the (1, N) only component a and N rows and N columns of the matrix other component is 0 1 and P, R to further N ≧ k ≧ 2 becomes an integer k k = is composed of P k-1 × N total matrix given as R 1,
    OFDM変調された信号をサブキャリア上にマッピングする際に、前記N系統に分割された各信号系列のビット列がN ilサブキャリア周期(N ilは1より大きな整数)で隣接する様にインタリーブ処理を施す場合には、ユーザ情報が収容されるサブキャリアに対して用いる前記回転行列Rkを、前記回転行列群{Rk}の各行列をそれぞれN il個ずつ用意したものを適当に並べ替えてN il ×Nサブキャリア周期で順番に対応させること を特徴とする請求項46から49のいずれかに記載の無線通信方法。 When mapping OFDM modulated signal on a subcarrier, the interleaving process as a bit string of each signal sequence is divided into the N systems are adjacent in N il subcarriers cycles (N il is an integer greater than 1) when applying the said rotation matrix Rk using the sub-carrier by the user information is received, the rotation of each of the matrix group {Rk} respectively N il or by instead appropriately arranging those prepared N il × wireless communication method according to any one of claims 46 49, characterized in that to correspond to the order in N subcarriers cycles.
  52. 請求項40に記載の無線通信装置からの無線信号を前記第二の無線局において受信するための無線通信装置であって、 A wireless communication apparatus for receiving a radio signal from the radio communication apparatus described in the second radio station in claim 40,
    前記第二の無線局は M M は1以上の整数)本の第二のアンテナ群を備え、 It said second radio station comprises M (M is an integer of 1 or more) second antenna group of the present,
    前記第二のアンテナ群を用いて個別に無線信号を受信する手段と、 It means for receiving a radio signal individually using the second antenna group,
    受信信号に付与された既知のパターンの信号を参照信号として、受信した各信号系列の信号を分離して復調する復調手段と、 As a reference signal a signal of a known pattern imparted to the received signal, demodulating means for demodulating to separate signals of each signal streams received,
    復調した全ての信号系列を合成し、ユーザデータとして出力する出力手段と Synthesize all signal sequences demodulated, and output means for outputting the user data
    を備えることを特徴とする無線通信装置。 Wireless communication device comprising: a.
  53. 請求項40に記載の無線通信装置を送信側に、請求項52に記載の無線 通信装置を受信側に有する無線通信システム。 The transmission side wireless communications device of claim 40, a wireless communication system having a receiving-side wireless communication device of claim 52.
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