JP4172563B2

JP4172563B2 - Control method of synchronous motor

Info

Publication number: JP4172563B2
Application number: JP21314399A
Authority: JP
Inventors: 茂教萩原; 洋一大森
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1999-07-28
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2008-10-29
Anticipated expiration: 2019-07-28
Also published as: JP2001045800A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石形同期電動機を制御するシステムに関わり、特に位置センサや速度センサ等を用いずに調整を簡単に行い、しかも高精度に行うことができる同期電動機の制御方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、永久磁石形同期電動機の電動機定数である巻線抵抗は、直流試験で測定し、ｄ軸のインダクタンスＬｄは、永久磁石形同期電動機を固定した状態でｄ軸電流だけに交流電流を流す拘束試験で測定し、ｑ軸のインダクタンスＬｑは、永久磁石形同期電動機を固定した状態でｑ軸電流だけに交流電流を流す拘束試験で測定し、永久磁石の磁束は負荷試験で測定し、測定された電動機定数は、手動によって制御装置へ入力していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
永久磁石形同期電動機を高精度に制御するには、永久磁石形同期電動機の電動機定数の値が必要な場合がある。しかし、例えばｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑを測定する場合、永久磁石形同期電動機が回転しないように固定する道具が必要であり、そのような試験装置がないと永久磁石形同期電動機を高精度に制御できなかった。
また、電機子抵抗とｄ軸のインダクタンスＬｄ及びｑ軸のインダクタンスＬｑは別々に測定しているため、手間がかかるという問題があった。
【０００４】
また、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑを測定する場合、永久磁石の方向を検出する位置検出器が必要になる。さらに、永久磁石の磁束を測定する場合、永久磁石の方向を検出する位置検出器と永久磁石形同期電動機の回転速度を検出する速度検出器が必要となる。これらの位置および速度検出器は振動、粉塵や温度等の使用制限や、モータ体積の増大、さらに検出器信号線の断線やノイズ混入等の問題がある。
本発明はこのような点に鑑みて創案されたもので、その目的とするところは、これらの欠点を解決し、位置検出器や速度検出器、試験装置を用いずに電動機定数を同時に測定することができる同期電動機の制御方法を提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
その目的を達成するために、請求項１に示す如く、永久磁石形同期電動機に流れる一次電流を推定された永久磁石の方向に平行なｄ軸電流成分と、ｄ軸に垂直なｑ軸電流成分に分けて制御する同期電動機の制御方法において、
永久磁石形同期電動機が停止した状態でｄ軸電流として交流電流を流し、ｑ軸電流としてｄ軸電流に対して９０度位相が異なり振幅が等しい交流電流を流し、ｄ軸電圧の振幅とｑ軸電圧の振幅を比較してｄ軸電圧の振幅がｑ軸電圧の振幅よりも大きければ推定された永久磁石の方向を９０度進めるか又は遅らせ、
ｑ軸電流を流さず、ｄ軸電流として交流電流を流し、ｑ軸電圧の微分値とｄ軸電流の積によって推定された永久磁石の方向を修正し、
ｑ軸電流は流さず、ｄ軸電流に交流電流を流し、ｄ軸電流が正の時のｄ軸電圧の平均値が、ｄ軸電流が負の時のｄ軸電圧の平均値より大きい場合に推定された永久磁石の方向を１８０度進め、
永久磁石の方向の推定が全て終わった時点で、ｄ軸電流として交流電流を流し、ｑ軸にはｄ軸電流に対して９０度位相が異なり振幅が等しい交流電流を流し、ｄ軸電流の大きさと位相及びｄ軸電圧の大きさと位相より永久磁石形同期電動機のｄ軸インダクタンスＬｄと抵抗成分Ｒｄを求めて設定記憶し、ｑ軸電流の大きさと位相及びｑ軸電圧の大きさと位相より永久磁石形同期電動機のｑ軸インダクタンスＬｑと抵抗成分Ｒｑを求めて設定記憶するものである。
【０００６】
また、抵抗成分Ｒｄと抵抗成分Ｒｑの平均値を永久磁石形同期電動機の電機子抵抗Ｒとして設定記憶するものである。
【０００７】
また、ｄ軸電流として交流電流を流し、ｑ軸電流として直流電流を流し、永久磁石形同期電動機が回転している状態で、ｄ軸電流、ｑ軸電流及びｑ軸電圧から永久磁石の方向及び永久磁石形同期電動機の回転速度を推定し、電機子抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、推定された永久磁石の方向、推定された回転速度、ｄ軸電流、ｑ軸電流及びｑ軸電圧を入力して永久磁石の磁束を求めて設定記憶するものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明につき、図を用いて説明する。図１は本発明の一実施例のブロック図であり、１は永久磁石形同期電動機、４は永久磁石形同期電動機１に電力を供給する電力変換器、２は永久磁石形同期電動機１に印加される一次電圧ｖ１を検出する電圧検出器、３は永久磁石形同期電動機１に流れる一次電流ｉ１を検出する電流検出器である。６はｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電機子抵抗Ｒ及び永久磁石の磁束φを入力して、永久磁石形同期電動機１をトルク制御するために必要な制御信号Ｓ１を出力するトルク制御器である。
【０００９】
電流成分変換器１３は、一次電流ｉ１及び推定された永久磁石の方向θｇを入力してｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑを出力する。電圧成分変換器１４は、一次電圧ｖ１及び推定された永久磁石の方向θｇを入力してｄ軸電圧ｖｄ及びｑ軸電圧ｖｑを出力する。位置・速度推定手段７は、ｄ軸電流ｉｄとして交流電流が流れ、ｑ軸電流としてｄ軸電流に対して９０度位相が異なり振幅が等しい交流電流が流れるような制御信号Ｓ２、ｑ軸電流は流さずｄ軸電流ｉｄとして交流電流が流れるような制御信号Ｓ３、ｑ軸電流ｉｑは流さずｄ軸電流ｉｄとして磁気飽和が生じるような大きめの交流電流が流れるような制御信号Ｓ４、推定された回転速度ωｇ及び推定された永久磁石の方向θｇを出力する。詳細については後述する。
【００１０】
電動機定数演算手段８は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧ｖｄ及びｑ軸電圧ｖｑを入力して、ｄ軸電流ｉｄとして交流電流が流れ、ｑ軸電流ｉｑとしてｄ軸電流ｉｄと９０度位相が異なり振幅の等しい交流電流が流れるような制御信号Ｓ５を出力し、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電圧ｖｄ及びｑ軸電圧ｖｑをフーリエ変換し、ｄ軸電流ｉｄの基本波成分の大きさと位相及びｄ軸電圧ｖｄの基本波成分の大きさと位相からｄ軸インダクタンスＬｄと抵抗成分Ｒｄを求め、ｑ軸電流ｉｑの基本波成分の大きさと位相及びｑ軸電圧ｖｑの基本波成分の大きさと位相からｑ軸インダクタンスＬｑと抵抗成分Ｒｑを求める。
【００１１】
磁束演算手段１０は、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑ、ｑ軸電圧ｖｑ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電機子抵抗Ｒ、推定された永久磁石の方向θｇ及び推定された回転速度ωｇを入力して、ｄ軸電流ｉｄとして交流電流が流れ、ｑ軸電流ｉｑとして直流電流が流れるような制御信号Ｓ６及び永久磁石の磁束φを出力する。設定記憶手段９は、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、抵抗成分Ｒｄ、抵抗成分Ｒｑ及び永久磁石の磁束φを入力し、抵抗成分Ｒｄと抵抗成分Ｒｑの平均値を電機子抵抗Ｒとして設定記憶し、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び永久磁石の磁束φを設定記憶する。
【００１２】
スイッチ５は、トルク制御器６が出力する制御信号Ｓ１と位置・速度推定手段７が出力する制御信号Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、電動機定数演算手段８が出力する制御信号Ｓ５及び磁束演算手段１０が出力する制御信号Ｓ６のいずれかを選択するスイッチであり、永久磁石形同期電動機１をトルク制御するときは制御信号Ｓ１を電力変換器４に出力し、電動機定数が未知の状態で永久磁石の方向を推定するときは制御信号Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４の順番に電力変換器４に出力し、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び抵抗成分Ｒを演算するときは制御信号Ｓ５を電力変換器４に出力し、永久磁石の磁束φを演算するときは制御信号Ｓ６を電力変換器４に出力する。
【００１３】
図２は、図１中の位置・速度推定手段７の詳細ブロック図を表しており、１５はｄｑ軸判定手段であり、ｄ軸電圧ｖｄとｑ軸電圧ｖｑを入力して、ｄ軸電流ｉｄとして交流電流が流れ、ｑ軸電流ｉｑとしてｄ軸電流ｉｄに対して９０度位相が異なり振幅が等しい交流電流が流れるような制御信号Ｓ２と、ｄ軸電圧ｖｄの振幅の大きさとｑ軸電圧ｖｑの振幅の大きさを比較して、ｄ軸電圧ｖｄの振幅の方が大きければ推定された永久磁石の方向θｇを９０度進めるか又は遅らせる信号Ｓθ１を出力する。
【００１４】
１６は磁極判定手段であり、ｄ軸電流ｉｄ及びｄ軸電圧ｖｄを入力して、ｑ軸電流ｉｑは流さずｄ軸電流ｉｄに磁気飽和が生じるような大きめの交流電流が流れるような制御信号Ｓ４と、ｄ軸電流ｉｄが正の時のｄ軸電圧ｖｄの平均値がｄ軸電流ｉｄが負の時のｄ軸電圧ｖｄの平均値より大きい場合に推定された永久磁石の方向θｇを１８０度進める信号Ｓθ２を出力する。１７は位置・速度修正手段であり、ｑ軸電流ｉｑは流さず、ｄ軸電流ｉｄに交流電流が流れるような制御信号Ｓ３、永久磁石形同期電動機１の推定された回転速度ωｇ及び推定された永久磁石の方向θｇを出力する。以下、その詳細を図３により説明する。
【００１５】
図３中、１８は微分器であり、ｑ軸電流ｉｑを微分する。１９はインダクタンス分電圧降下演算器であり、微分器１８の出力とｑ軸インダクタンスＬｑの積を演算する。２０は抵抗分電圧降下演算器であり、ｑ軸電流ｉｑと電機子抵抗Ｒの積を出力する。２１は加算器であり、各部の定数を設定記憶する前に永久磁石の方向を推定する場合は加算機２１の出力を何らかの方法で０Ｖにクリップ（図示せず）し、各部の定数が設定記憶されている場合はクリップ回路が働かず、この場合はインダクタンス分電圧降下演算器１９の出力と抵抗分電圧降下演算器２０の出力を加算する。
【００１６】
２２は減算器であり、加算器２１の出力とｑ軸電圧ｖｑを入力し、ｑ軸電圧ｖｑから加算器２１の出力を減算した値を出力する。２３は微分器であり、減算器２２の出力を微分する。２４は位置誤差検出手段であり、ｄ軸電流ｉｄと微分器２３の出力ｄｖｑの積ａを出力する。２５は低域通過フィルタであり、位置誤差検出手段２４の出力ａの高調波成分を除去し直流成分ａｆのみを出力する。
【００１７】
２６は速度推定手段であり、低域通過フィルタ２５の出力ａｆを入力して、永久磁石形同期電動機１の回転速度ωｇを出力する。２７は位置推定手段であり、ｄｑ軸判定手段１５の出力Ｓθ１、磁極判定手段１６の出力Ｓθ２及び推定された回転速度ωｇを入力して、ｑ軸電流ｉｑは流さずｄ軸電流ｉｄに交流電流が流れるような制御信号Ｓ３及び推定された永久磁石の方向θｇを出力する。
【００１８】
以下は本発明によって、前記問題点を解決できる理由を説明する。
まず、請求項１によって永久磁石の方向が推定できる理由を説明するために、最初に、位置・速度修正手段１７を説明する。図４は永久磁石形同期電動機１の実際の永久磁石φｇｒの方向θｇｒと推定された永久磁石φｇの方向θｇの関係をベクトルで表したもので、これらの間に
【００１９】
【数１】

【００２０】
の位置誤差Δθがある場合、数２に示す如くｑ軸電流ｉｑを流さずｄ軸電流ｉｄとして交流電流を流すように制御すると、
【００２１】
【数２】

【００２２】
実際の永久磁石φｇｒの方向θｇｒ（以下、ｄｒ軸という）に平行なｄｒ軸電流成分ｉｄｒ及びｄｒ軸に垂直な軸（以下、ｑｒ軸という）方向のｑｒ軸電流成分ｉｑｒは数３で表わされる。
【００２３】
【数３】

【００２４】
ここで、Ｉｈは交流電流の波高値、ωｈは交流電流の角周波数、ｔは時間である。
永久磁石形同期電動機１の特性方程式は、次式で表せられる。
【００２５】
【数４】

【００２６】
ここで、ｖｄｒはｄｒ軸電圧、ｖｑｒはｑｒ軸電圧、ｐは微分演算子、
ωｇｒは永久磁石形同期電動機１の実際の回転速度である。
（６）式および（７）式に、（４）式および（５）式に代入すると、
【００２７】
【数５】

【００２８】
となる。（８）式と（９）式よりｑ軸電圧ｖｑは、次式となる。
【００２９】
【数６】

【００３０】
位置誤差検出手段２４の出力ａは、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電圧ｖｑの微分値ｄｖｑとの積であることから、（２）式と（１０）式より、
【００３１】
【数７】

【００３２】
となり、低域通過フィルタ２５に通してａの高周波成分を除去すると、
【００３３】
【数８】

【００３４】
となる。Ｌｑ＞Ｌｄなので（１２）式より、−９０度＜Δθ＜９０度の場合は、位置誤差Δθの符号とａｆの符号が逆になることが分かる。つまり推定している永久磁石φｇの方向θｇが実際の永久磁石φｇｒの方向θｇｒより進んでいる場合は、ａｆ＜０となり速度推定手段２６によって比例積分増幅させることで、永久磁石形同期電動機１の推定された回転速度ωｇが小さくなるので推定された永久磁石の方向θｇの進みが遅くなり実際の永久磁石の方向θｇｒに一致するようになる。逆の場合も同様である。
【００３５】
位置・速度修正手段１７によって、永久磁石形同期電動機１の回転速度と永久磁石の方向を推定する場合、ｄ軸電流ｉｄには交流電流を流している。すると、ｄ軸とｑ軸との干渉によって、ｑ軸電流ｉｑにも交流成分が現れる。このｑ軸電流ｉｑの交流成分は、ｑ軸電圧ｖｑにも現れてくる。そこで、図３では、ｑ軸電圧ｖｑがｑ軸電流ｉｑの交流成分の影響を受けないように、減算器２２によってｑ軸電流ｉｑに関する項を取り除くために、ｑ軸電圧ｖｑに｛ｖｑ−（Ｒ＋ｐ・Ｌｑ）・ｉｑ｝を代入している。また、電機子抵抗Ｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑが未知の段階で永久磁石の方向を推定する場合、減算器２２はｑ軸電圧ｖｑをそのまま出力する。
【００３６】
つまり、（１２）式より、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電圧ｖｑの微分値の積から、位置誤差Δθに応じたａｆが得られることから永久磁石の方向と回転速度を推定することができる。
【００３７】
次に、位置誤差Δθが９０度ずれていた場合について説明する。先に述べた位置・速度修正手段１７による永久磁石の方向を推定する方法は、最初の位置誤差Δθが±９０度付近の場合、ａｆが不安定となり永久磁石の方向θｇを推定できない。しかるに本発明によれば、ｄｑ軸判定手段１５によって、数９の（１３）式および（１４）式に示す電流をｄ軸およびｑ軸に流すことにより修正が可能になる。以下、この点について説明する。
【００３８】
【数９】

【００３９】
なお、永久磁石形同期電動機１が回転すると位置誤差Δθが変化するため、以下の方法では推定された永久磁石の方向θｇを修正することができないが、（１３）式および（１４）式の電流を流しても回転しないことを最初に説明する。
（１）式で示される位置誤差Δθがあると、実際に流れるｄｒ軸電流ｉｄｒとｑｒ軸電流ｉｑｒは、（１３）式および（１４）式より、
【００４０】
【数１０】

【００４１】
となる。一方、永久磁石形同期電動機１のトルク式は、
【００４２】
【数１１】

【００４３】
と表される。（１５）式と（１６）式を（１７）式に代入すると、永久磁石形同期電動機１の発生するトルクは次式で表される。
【００４４】
【数１２】

【００４５】
（１８）式に示す如く、発生するトルクは交流成分のみであることから平均すれば０であり、永久磁石形同期電動機１は回転しない。
次に、位置誤差Δθが９０度ずれているか否かの検出が、数９の（１３）式および（１４）式に示す電流をｄ軸およびｑ軸に流すことで可能になることを説明する。
永久磁石形同期電動機が停止している場合の実際のｄｒ軸電圧ｖｄｒとｑｒ軸電圧ｖｑｒは、（１５）式、（１６）式を（６）式、（７）式に代入することにより、（１９）式、（２０）式で表わされ、ｄ軸電圧ｖｄとｑ軸電圧ｖｑは、（２１）式、（２２）式で表わされる。
【００４６】
【数１３】

【００４７】
【数１４】

【００４８】
ここに、
【００４９】
【数１５】

【００５０】
である。Ｌｄ＜Ｌｑの関係から、（２３）式と（２５）式より、位置誤差Δθが±９０度に近づくほどｄ軸電圧ｖｄの振幅の大きさＶｄはｑ軸電圧ｖｑの振幅の大きさＶｑよりも大きくなることが分かる。
以上に説明したように、（１３）式および（１４）式で示される電流を流すことで、電動機定数を用いることなく、永久磁石形同期電動機１が停止した状態で、ｄ軸電圧ｖｄの振幅の大きさとｑ軸電圧ｖｑの振幅の大きさを比較することで、簡単に位置誤差Δθが±９０度あるかどうか判定することが可能になる。
【００５１】
しかし、ｄｑ軸判定手段１５は、位置誤差Δθが９０度あるかどうかの判定は可能であるが、位置誤差Δθの符号や正確な大きさまでは推定できない。よって、永久磁石形同期電動機１が停止した状態で、ｄ軸電圧ｖｄの振幅の大きさがｑ軸電圧ｖｑの振幅の大きさよりも大きければ、推定された永久磁石の方向θｇを９０度進めるかまたは遅らせて、先述した位置・速度推定手段１７と後述する磁極判定手段１６とで推定された永久磁石の方向θｇを修正する。
【００５２】
次に、位置誤差Δθが１８０度ずれていた場合について説明する。（１２）式より、位置誤差Δθが−９０度＜Δθ＜９０度である場合は位置誤差Δθが減る方向に修正されるが、位置誤差Δθが±９０度以上の場合は（１２）式より、位置誤差Δθの符号とａｆの符号が同符号のため位置誤差Δθが１８０度になってしまう。
【００５３】
しかるに本発明によれば、数２の（２）式および（３）式に示す電流をｄ軸およびｑ軸に流すことにより修正が可能になる（ただし、（２）式の交流電流の波高値は、磁気飽和が生じるような大きめの値）。以下、この点について説明する。
なお、ｄｑ軸判定手段１５と同様に、永久磁石形同期電動機１が回転すると位置誤差Δθが変化するため、以下の方法では推定された永久磁石の方向θｇを修正することができないが、（２）式および（３）式の電流を流しても回転しないことを最初に説明する。
位置・速度修正手段７によって推定された永久磁石の方向θｇの位置誤差Δθは、０かまたは１８０度なので、実際に流れるｄｒ軸電流ｉｄｒとｑｒ軸電流ｉｑｒは、（４）式および（５）式より、
【００５４】
【数１６】

【００５５】
となる。ｉｑｒ＝０であるので（１７）式に示す永久磁石形同期電動機１のトルクは０になり、永久磁石形同期電動機１は回転しない。
次に、位置誤差Δθが１８０度ずれているか否かの検出が数２の（２）式、（３）式に示す電流を流すことで可能になることを説明する。
【００５６】
永久磁石の方向が正しく推定されている場合のｄ軸インダクタンスＬｄは、ｄ軸電流ｉｄが正ならｄ軸電流ｉｄによる磁束の方向と永久磁石の磁束の方向が等しくなりｄ軸インダクタンスＬｄが小さくなり、ｄ軸電流ｉｄが負ならｄ軸電流ｉｄによる磁束の方向と永久磁石の磁束の方向が逆方向となりｄ軸インダクタンスＬｄが大きくなる磁気飽和現象が発生する。そこで、ｑ軸電流ｉｑは流さず、ｄ軸電流ｉｄに磁気飽和が生じるような大きめの交流電流を流して、磁極判定手段１６によって、ｄ軸電流ｉｄが正の時のｄ軸電圧ｖｄの平均値とｄ軸電流ｉｄが負の時のｄ軸電圧ｖｄを比較することで１８０度の位置誤差Δθを判定することができる。
【００５７】
以上に説明したように、（２）式および（３）式に示す電流を流すことで、電動機定数を用いる前の段階においてもまた、永久磁石形同期電動機１が停止した状態で、ｄ軸電流ｉｄが正の時のｄ軸電圧ｖｄの平均値とｄ軸電流ｉｄが負の時のｄ軸電圧ｖｄを比較することで、簡単に１８０度の位置誤差Δθを判定することが可能になる。
【００５８】
次に、請求項１によって、位置誤差Δθが０の状態で、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑに（１３）式および（１４）式のような電流を流すことで、電動機定数を測定することができる理由を説明するために、電動機定数演算手段８について説明する。
なお、永久磁石形同期電動機１が回転すると、電動機定数を測定することができないが、（１３）式および（１４）式の電流を流す場合に回転しないことは先に（１８）式に示したとおりであり、Δθが０の場合も回転しないことは明らかである。
次に、位置誤差Δθが０の状態で、ｄ軸方向及びｑ軸方向に（１３）式および（１４）式に示す電流を流すことで電動機定数の測定が可能なことを説明する。位置誤差Δθが０で永久磁石形同期電動機１が停止している場合、ｉｄｒ＝ｉｄ、ｉｑｒ＝ｉｑ、ｖｄｒ＝ｖｄ、ｖｑｒ＝ｖｑ、ωｇｒ＝０であるので（６）式、（７）式はそれぞれ（３０）式、（３１）式で表される。
【００５９】
【数１７】

【００６０】
よって、（３０）式から、ｄ軸電圧ｖｄの大きさと位相とｄ軸電流ｉｄの大きさと位相より、ｄ軸のインダクタンスＬｄと抵抗成分Ｒｄが演算できることがわかり、同様に（３１）式から、ｑ軸のインダクタンスＬｑと抵抗成分Ｒｑが演算できることがわかる。
以上に説明したように位置誤差Δθが０で永久磁石形同期電動機１が停止している場合、（１３）式及び（１４）式で示す電流を流すことで、ｄ軸のインダクタンスＬｄとｑ軸のインダクタンスＬｑと電機子抵抗Ｒを同時に演算することができ、従来のように永久磁石形同期電動機を固定して電流を測定することなく、自動的に測定し、設定することが可能になった。
【００６１】
次に、請求項２によって永久磁石の磁束が測定できる理由を説明するために、磁束演算手段１０について説明する。
設定記憶手段９にｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子抵抗Ｒが設定記憶され、位置・速度推定手段７によって永久磁石の方向θｇと回転速度ωｇが推定されているとする。次式に示す如く、ｄ軸電流ｉｄに交流電流、ｑ軸電流ｉｑに直流電流を流す。
【００６２】
【数１８】

【００６３】
（３２）式と（３３）式を（１７）式に代入すると、永久磁石形同期電動機１の発生するトルクは、（３４）式になる。
【００６４】
【数１９】

【００６５】
（３４）式第２項は交流成分なので平均すれば０になるが、第１項は直流成分であることから永久磁石形同期電動機１に一定のトルクが現れ、永久磁石形同期電動機１は回転する。よって、（７）式より、
【００６６】
【数２０】

【００６７】
となることから、ｄｒ軸電流ｉｄｒ、ｑｒ軸電流ｉｑｒ、ｑｒ軸電圧ｖｑｒ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、電機子抵抗Ｒ、回転速度ωｇ及び永久磁石の方向θｇが分かれば、永久磁石の磁束φが演算できる。
以上に説明したように、設定記憶手段９にｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子抵抗Ｒが設定記憶され、位置・速度推定手段７によって永久磁石の方向θｇと回転速度ωｇが推定され、（３２）式及び（３３）式で示す電流を流すことで、永久磁石の磁束φを演算することができ、従来のように位置検出器や速度検出器を用いることなく、自動的に測定し、設定することが可能になった。
【００６８】
【発明の効果】
本発明により、永久磁石形同期電動機の電動機定数を測定する装置を用いないで制御装置に設定できることから、制御装置の調整が簡単で高精度になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を表すブロック図である。
【図２】本発明の一実施例を表すブロック図である。
【図３】本発明の一実施例を表すブロック図である。
【図４】本発明の原理を表すベクトル図である。
【符号の説明】
１永久磁石形同期電動機
２電圧検出器
３電流検出器
４電力変換器
５スイッチ
６トルク制御器
７位置・速度推定手段
８電動機定数演算手段
９設定記憶手段
１０磁束演算手段
１３電流成分変換器
１４電圧成分変換器
１５ｄｑ軸判定手段
１６磁極判定手段
１７位置・速度修正手段
１８微分器
１９インダクタンス分電圧降下演算器
２０抵抗分電圧降下演算器
２１加算器
２２減算器
２３微分器
２４位置誤差検出手段
２５低域通過フィルタ
２６速度推定手段
２７位置推定手段[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a system for controlling a permanent magnet type synchronous motor, and more particularly to a control method for a synchronous motor that can be easily adjusted without using a position sensor, a speed sensor, etc., and can be performed with high accuracy. .
[0002]
[Prior art]
Conventionally, the winding resistance, which is the motor constant of a permanent magnet type synchronous motor, is measured by a DC test, and the d-axis inductance Ld is a constraint that causes an AC current to flow only to the d-axis current with the permanent magnet type synchronous motor fixed. The q-axis inductance Lq is measured by a restraint test in which an alternating current is applied only to the q-axis current while the permanent magnet synchronous motor is fixed, and the magnetic flux of the permanent magnet is measured by a load test. The motor constants were manually input to the control device.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
In order to control the permanent magnet type synchronous motor with high accuracy, the value of the motor constant of the permanent magnet type synchronous motor may be required. However, for example, when measuring the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq, a tool for fixing the permanent magnet type synchronous motor so as not to rotate is necessary. Without such a test apparatus, the permanent magnet type synchronous motor is provided. Could not be controlled with high precision.
Further, since the armature resistance, the d-axis inductance Ld, and the q-axis inductance Lq are measured separately, there is a problem that it takes time and effort.
[0004]
Further, when measuring the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq, a position detector for detecting the direction of the permanent magnet is required. Further, when measuring the magnetic flux of the permanent magnet, a position detector for detecting the direction of the permanent magnet and a speed detector for detecting the rotational speed of the permanent magnet type synchronous motor are required. These position and speed detectors have problems such as vibration, dust and temperature use restrictions, motor volume increase, detector signal line disconnection and noise contamination.
The present invention was devised in view of these points, and the object of the present invention is to solve these drawbacks and simultaneously measure the motor constant without using a position detector, speed detector, or test device. The present invention provides a control method for a synchronous motor.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the object, as shown in claim 1, a d-axis current component parallel to the direction of the estimated permanent magnet and a q-axis current component perpendicular to the d-axis are estimated as the primary current flowing through the permanent magnet type synchronous motor. In the control method of the synchronous motor that controls separately,
When the permanent magnet synchronous motor is stopped, an alternating current is supplied as a d-axis current, an alternating current having a phase difference of 90 degrees with respect to the d-axis current and an equal amplitude is supplied as a q-axis current, and the amplitude of the d-axis voltage and the q-axis Comparing the amplitude of the voltage, if the amplitude of the d-axis voltage is greater than the amplitude of the q-axis voltage, the estimated permanent magnet direction is advanced or delayed by 90 degrees,
Without passing the q-axis current, let the alternating current flow as the d-axis current, correct the direction of the permanent magnet estimated by the product of the differential value of the q-axis voltage and the d-axis current,
When the q-axis current is not supplied, the AC current is supplied to the d-axis current, and the average value of the d-axis voltage when the d-axis current is positive is larger than the average value of the d-axis voltage when the d-axis current is negative. Advance the estimated permanent magnet direction 180 degrees,
When all the estimations of the direction of the permanent magnet have been completed, an alternating current is supplied as a d-axis current, an alternating current having a phase difference of 90 degrees with respect to the d-axis current and an equal amplitude is supplied to the q-axis. The d-axis inductance Ld and the resistance component Rd of the permanent magnet type synchronous motor are obtained and set and stored from the magnitude, phase and magnitude of the d-axis voltage and the phase, and the permanent magnet is determined from the magnitude and phase of the q-axis current and the magnitude and phase of the q-axis voltage. The q-axis inductance Lq and the resistance component Rq of the synchronous motor are determined and stored.
[0006]
The average value of the resistance component Rd and the resistance component Rq is set and stored as the armature resistance R of the permanent magnet type synchronous motor.
[0007]
Further, an alternating current is passed as the d-axis current, a direct current is passed as the q-axis current, and the direction of the permanent magnet from the d-axis current, the q-axis current, and the q-axis voltage Estimating the rotational speed of the permanent magnet type synchronous motor, armature resistance R, d-axis inductance Ld, q-axis inductance Lq, estimated permanent magnet direction, estimated rotational speed, d-axis current, q-axis current and q An axial voltage is input to determine and store the magnetic flux of the permanent magnet.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention, where 1 is a permanent magnet type synchronous motor, 4 is a power converter for supplying power to the permanent magnet type

synchronous motor

1, and 2 is applied to the permanent magnet type synchronous motor 1. A voltage detector 3 for detecting the primary voltage v 1 is a current detector for detecting a primary current i 1 flowing through the permanent magnet type synchronous motor 1. 6 is a torque controller that inputs a d-axis inductance Ld, a q-axis inductance Lq, an armature resistance R, and a magnetic flux φ of a permanent magnet, and outputs a control signal S1 necessary for torque control of the permanent magnet type synchronous motor 1. It is.
[0009]
The current component converter 13 inputs the primary current i1 and the estimated direction θg of the permanent magnet, and outputs a d-axis current id and a q-axis current iq. The voltage component converter 14 inputs the primary voltage v1 and the estimated direction θg of the permanent magnet, and outputs a d-axis voltage vd and a q-axis voltage vq. The position / velocity estimation means 7 has a control signal S2 such that an alternating current flows as the d-axis current id, and an alternating current having a phase difference of 90 degrees relative to the d-axis current and an equal amplitude flows as the q-axis current Control signal S3 in which an alternating current flows as d-axis current id without flowing, and control signal S4 in which a large alternating current that causes magnetic saturation flows without flowing q-axis current iq as estimated is estimated. The rotational speed ωg and the estimated direction θg of the permanent magnet are output. Details will be described later.
[0010]
The motor constant calculation means 8 inputs the d-axis current id, the q-axis current iq, the d-axis voltage vd and the q-axis voltage vq, an alternating current flows as the d-axis current id, and the d-axis current id as the q-axis current iq. And a control signal S5 in which an alternating current having a phase difference of 90 degrees and an equal amplitude flows is output, and the d-axis current id, the q-axis current iq, the d-axis voltage vd, and the q-axis voltage vq are Fourier-transformed to obtain a d-axis current id. The d-axis inductance Ld and the resistance component Rd are obtained from the magnitude and phase of the fundamental wave component and the magnitude and phase of the fundamental wave component of the d-axis voltage vd, and the magnitude and phase of the fundamental wave component and the q-axis voltage vq of the q-axis current iq are obtained. Q-axis inductance Lq and resistance component Rq are obtained from the magnitude and phase of the fundamental wave component.
[0011]
The magnetic flux calculation means 10 includes a d-axis current id, a q-axis current iq, a q-axis voltage vq, a d-axis inductance Ld, a q-axis inductance Lq, an armature resistance R, an estimated permanent magnet direction θg, and an estimated rotation speed. ωg is input, and a control signal S6 and a permanent magnet magnetic flux φ are output such that an alternating current flows as the d-axis current id and a direct current flows as the q-axis current iq. The setting storage means 9 inputs the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, the resistance component Rd, the resistance component Rq, and the magnetic flux φ of the permanent magnet, and sets the average value of the resistance component Rd and the resistance component Rq as the armature resistance R. The d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the magnetic flux φ of the permanent magnet are set and stored.
[0012]
The switch 5 includes a control signal S1 output from the torque controller 6, control signals S2, S3, S4 output from the position / speed estimation means 7, a control signal S5 output from the motor constant calculation means 8, and a magnetic flux calculation means 10. This switch is used to select one of the control signals S6 to be output. When torque control is performed on the permanent magnet type synchronous motor 1, the control signal S1 is output to the power converter 4 and the direction of the permanent magnet is changed with the motor constant unknown. When estimating, the control signals S2, S3, and S4 are output to the power converter 4 in order, and when calculating the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the resistance component R, the control signal S5 is output to the power converter 4. When the magnetic flux φ of the permanent magnet is calculated, a control signal S6 is output to the power converter 4.
[0013]
FIG. 2 is a detailed block diagram of the position / velocity estimation means 7 in FIG. 1. Reference numeral 15 denotes a dq axis determination means, which receives the d axis voltage vd and the q axis voltage vq and receives the d axis current id. Control signal S2 in which an alternating current flows, and an alternating current having a phase difference of 90 degrees with respect to the d-axis current id and an equal amplitude flows as the q-axis current iq, the magnitude of the amplitude of the d-axis voltage vd, and the q-axis voltage vq Are compared, and if the amplitude of the d-axis voltage vd is larger, a signal Sθ1 for advancing or delaying the estimated direction θg of the permanent magnet by 90 degrees is output.
[0014]
Reference numeral 16 denotes a magnetic pole determining means for inputting a d-axis current id and a d-axis voltage vd, and a control signal that causes a large alternating current to flow without causing the q-axis current iq to flow and causing magnetic saturation in the d-axis current id. S4 and the direction θg of the permanent magnet estimated when the average value of the d-axis voltage vd when the d-axis current id is positive is larger than the average value of the d-axis voltage vd when the d-axis current id is negative is 180. A signal Sθ2 to be advanced is output. Reference numeral 17 denotes position / speed correction means, which does not flow the q-axis current iq but the control signal S3 so that an alternating current flows in the d-axis current id, the estimated rotational speed ωg of the permanent magnet type synchronous motor 1, and the estimated The direction θg of the permanent magnet is output. The details will be described below with reference to FIG.
[0015]
In FIG. 3, 18 is a differentiator that differentiates the q-axis current iq. An inductance voltage drop calculator 19 calculates the product of the output of the differentiator 18 and the q-axis inductance Lq. A resistance voltage drop calculator 20 outputs the product of the q-axis current iq and the armature resistance R. 21 is an adder. When estimating the direction of the permanent magnet before setting and storing the constants of each part, the output of the adder 21 is clipped to 0 V (not shown) by some method, and the constants of each part are set and stored. If it is, the clipping circuit does not work. In this case, the output of the inductance voltage drop calculator 19 and the output of the resistance voltage drop calculator 20 are added.
[0016]
Reference numeral 22 denotes a subtracter that inputs the output of the adder 21 and the q-axis voltage vq, and outputs a value obtained by subtracting the output of the adder 21 from the q-axis voltage vq. A differentiator 23 differentiates the output of the subtractor 22. Reference numeral 24 denotes position error detecting means for outputting a product a of the d-axis current id and the output dvq of the differentiator 23. Reference numeral 25 denotes a low-pass filter, which removes the harmonic component of the output a of the position error detecting means 24 and outputs only the DC component af.
[0017]
Reference numeral 26 denotes speed estimation means for inputting the output af of the low-pass filter 25 and outputting the rotational speed ωg of the permanent magnet type synchronous motor 1. Reference numeral 27 denotes a position estimating means for inputting the output Sθ1 of the dq axis determining means 15, the output Sθ2 of the magnetic pole determining means 16 and the estimated rotational speed ωg, so that the q axis current iq does not flow and the alternating current is supplied to the d axis current id. The control signal S3 that flows and the estimated direction θg of the permanent magnet are output.
[0018]
Hereinafter, the reason why the above-described problem can be solved by the present invention will be described.
First, in order to explain the reason why the direction of the permanent magnet can be estimated by claim 1, the position / speed correcting means 17 will be described first. FIG. 4 shows the relationship between the direction θgr of the actual permanent magnet φgr of the permanent magnet type synchronous motor 1 and the direction θg of the estimated permanent magnet φg as a vector.
[Expression 1]

[0020]
If there is a position error Δθ of the following, when the control is performed so that an alternating current flows as a d-axis current id without flowing the q-axis current iq, as shown in Equation 2,
[0021]
[Expression 2]

[0022]
The dr-axis current component idr parallel to the direction θgr (hereinafter referred to as the dr-axis) of the actual permanent magnet φgr and the qr-axis current component iqr in the direction perpendicular to the dr-axis (hereinafter referred to as the qr-axis) are expressed by Equation 3. .
[0023]
[Equation 3]

[0024]
Here, Ih is the peak value of the alternating current, ωh is the angular frequency of the alternating current, and t is time.
The characteristic equation of the permanent magnet type synchronous motor 1 is expressed by the following equation.
[0025]
[Expression 4]

[0026]
Where vdr is the dr-axis voltage, vqr is the qr-axis voltage, p is the differential operator,
ωgr is the actual rotational speed of the permanent magnet type synchronous motor 1.
Substituting (4) and (5) into (6) and (7),
[0027]
[Equation 5]

[0028]
It becomes. From the equations (8) and (9), the q-axis voltage vq is as follows.
[0029]
[Formula 6]

[0030]
Since the output a of the position error detecting means 24 is the product of the d-axis current id and the differential value dvq of the q-axis voltage vq, from the equations (2) and (10),
[0031]
[Expression 7]

[0032]
When the high-frequency component of a is removed through the low-pass filter 25,
[0033]
[Equation 8]

[0034]
It becomes. Since Lq> Ld, it can be seen from the equation (12) that the sign of the position error Δθ and the sign of af are reversed when −90 degrees <Δθ <90 degrees. That is, when the estimated direction θg of the permanent magnet φg is ahead of the actual direction θgr of the permanent magnet φgr, af <0, and the speed estimation means 26 performs proportional integral amplification, thereby the permanent magnet type synchronous motor 1 Since the estimated rotational speed ωg becomes small, the advance of the estimated direction θg of the permanent magnet becomes slow and coincides with the actual direction θgr of the permanent magnet. The same applies to the reverse case.
[0035]
When the position / speed correcting means 17 estimates the rotational speed of the permanent magnet type synchronous motor 1 and the direction of the permanent magnet, an alternating current is passed through the d-axis current id. Then, an AC component also appears in the q-axis current iq due to interference between the d-axis and the q-axis. The AC component of the q-axis current iq also appears in the q-axis voltage vq. Therefore, in FIG. 3, in order to remove the term related to the q-axis current iq by the subtractor 22 so that the q-axis voltage vq is not affected by the AC component of the q-axis current iq, the q-axis voltage vq is represented by {vq− ( R + p · Lq) · iq} is substituted. Further, when the direction of the permanent magnet is estimated when the armature resistance R, the d-axis inductance Ld, and the q-axis inductance Lq are unknown, the subtracter 22 outputs the q-axis voltage vq as it is.
[0036]
That is, from equation (12), af corresponding to the position error Δθ can be obtained from the product of the differential value of the d-axis current id and the q-axis voltage vq, so that the direction and rotational speed of the permanent magnet can be estimated.
[0037]
Next, a case where the position error Δθ is shifted by 90 degrees will be described. In the method for estimating the direction of the permanent magnet by the position / speed correcting means 17 described above, if the initial position error Δθ is around ± 90 degrees, af becomes unstable and the direction θg of the permanent magnet cannot be estimated. However, according to the present invention, the dq axis determination means 15 can be corrected by causing the currents shown in the equations (13) and (14) of Equation 9 to flow in the d axis and the q axis. Hereinafter, this point will be described.
[0038]
[Equation 9]

[0039]
Since the position error Δθ changes when the permanent magnet type synchronous motor 1 rotates, the estimated direction θg of the permanent magnet cannot be corrected by the following method, but the currents in the equations (13) and (14) First, it will be explained that it does not rotate even if it is flowed.
When there is a position error Δθ represented by the equation (1), the dr-axis current idr and the qr-axis current iqr that actually flow are expressed by the equations (13) and (14):
[0040]
[Expression 10]

[0041]
It becomes. On the other hand, the torque equation of the permanent magnet type synchronous motor 1 is
[0042]
## EQU11 ##

[0043]
It is expressed. When the equations (15) and (16) are substituted into the equation (17), the torque generated by the permanent magnet type synchronous motor 1 is expressed by the following equation.
[0044]
[Expression 12]

[0045]
As shown in the equation (18), since the generated torque is only an AC component, it is 0 on average and the permanent magnet type synchronous motor 1 does not rotate.
Next, it will be described that whether or not the position error Δθ is shifted by 90 degrees can be detected by causing the currents shown in Equations (13) and (14) in Equation 9 to flow in the d-axis and the q-axis. .
The actual dr-axis voltage vdr and qr-axis voltage vqr when the permanent magnet type synchronous motor is stopped are obtained by substituting the equations (15) and (16) into the equations (6) and (7). The d-axis voltage vd and the q-axis voltage vq are expressed by the equations (21) and (22).
[0046]
[Formula 13]

[0047]
[Expression 14]

[0048]
here,
[0049]
[Expression 15]

[0050]
It is. From the relationship of Ld <Lq, from the equations (23) and (25), the amplitude Vd of the d-axis voltage vd becomes larger than the amplitude Vq of the q-axis voltage vq as the position error Δθ approaches ± 90 degrees. Can be seen to be larger.
As described above, the amplitude of the d-axis voltage vd can be obtained in the state where the permanent magnet synchronous motor 1 is stopped without using the motor constant by flowing the current shown by the equations (13) and (14). And the magnitude of the amplitude of the q-axis voltage vq can be easily determined whether or not the position error Δθ is ± 90 degrees.
[0051]
However, the dq axis determination means 15 can determine whether or not the position error Δθ is 90 degrees, but cannot estimate the position error Δθ with the sign or the exact size. Therefore, if the amplitude of the d-axis voltage vd is larger than the amplitude of the q-axis voltage vq when the permanent magnet synchronous motor 1 is stopped, is the estimated permanent magnet direction θg advanced by 90 degrees? Alternatively, the direction θg of the permanent magnet estimated by the above-described position / velocity estimation means 17 and magnetic pole determination means 16 described later is corrected.
[0052]
Next, a case where the position error Δθ is shifted by 180 degrees will be described. From the equation (12), when the position error Δθ is −90 degrees <Δθ <90 degrees, the position error Δθ is corrected so as to decrease, but when the position error Δθ is ± 90 degrees or more, the expression (12) is used. Since the sign of the position error Δθ and the sign of af are the same sign, the position error Δθ becomes 180 degrees.
[0053]
However, according to the present invention, correction can be made by flowing the currents shown in Equations (2) and (3) in Formula 2 through the d-axis and q-axis (however, the peak value of the alternating current in Equation (2)). Is a large value that causes magnetic saturation). Hereinafter, this point will be described.
As in the case of the dq axis determination means 15, the position error Δθ changes when the permanent magnet type synchronous motor 1 rotates. Therefore, the estimated direction θg of the permanent magnet cannot be corrected by the following method. First, it will be explained that the motor does not rotate even when the currents of the formulas (3) and (3) are applied.
Since the position error Δθ in the direction θg of the permanent magnet estimated by the position / velocity correcting means 7 is 0 or 180 degrees, the dr-axis current idr and the qr-axis current iqr that actually flow are expressed by equations (4) and (5). From the equation
[0054]
[Expression 16]

[0055]
It becomes. Since iqr = 0, the torque of the permanent magnet type synchronous motor 1 shown in the equation (17) becomes 0 and the permanent magnet type synchronous motor 1 does not rotate.
Next, it will be described that it is possible to detect whether or not the position error Δθ is shifted by 180 degrees by passing the currents shown in the equations (2) and (3) in Equation 2.
[0056]
When the direction of the permanent magnet is correctly estimated, if the d-axis current id is positive, the direction of the magnetic flux by the d-axis current id is equal to the direction of the magnetic flux of the permanent magnet, and the d-axis inductance Ld becomes small. If the d-axis current id is negative, a magnetic saturation phenomenon occurs in which the direction of the magnetic flux by the d-axis current id is opposite to the direction of the magnetic flux of the permanent magnet and the d-axis inductance Ld is increased. Therefore, the average of the d-axis voltage vd when the d-axis current id is positive by the magnetic pole determination means 16 by flowing a large alternating current that causes magnetic saturation in the d-axis current id without flowing the q-axis current iq. The position error Δθ of 180 degrees can be determined by comparing the value and the d-axis voltage vd when the d-axis current id is negative.
[0057]
As described above, by flowing the currents shown in the equations (2) and (3), the d-axis current can be maintained in a state where the permanent magnet synchronous motor 1 is stopped even before the motor constant is used. By comparing the average value of the d-axis voltage vd when id is positive and the d-axis voltage vd when d-axis current id is negative, the position error Δθ of 180 degrees can be easily determined.
[0058]
Next, according to claim 1, when the position error Δθ is 0, the electric motor constant is measured by flowing currents such as the equations (13) and (14) through the d-axis current id and the q-axis current iq. In order to explain the reason for this, the motor constant calculation means 8 will be described.
When the permanent magnet type synchronous motor 1 is rotated, the motor constant cannot be measured. However, the fact that the motor does not rotate when the currents of the equations (13) and (14) are applied is shown in the equation (18). Obviously, it does not rotate even when Δθ is zero.
Next, it will be described that the electric motor constant can be measured by flowing the current shown in the equations (13) and (14) in the d-axis direction and the q-axis direction in a state where the position error Δθ is zero. When the position error Δθ is 0 and the permanent magnet synchronous motor 1 is stopped, since idr = id, iqr = iq, vdr = vd, vqr = vq, and ωgr = 0, equations (6) and (7) Are represented by the equations (30) and (31), respectively.
[0059]
[Expression 17]

[0060]
Therefore, it can be seen from Equation (30) that the d-axis inductance Ld and the resistance component Rd can be calculated from the magnitude and phase of the d-axis voltage vd and the magnitude and phase of the d-axis current id. It can be seen that the q-axis inductance Lq and the resistance component Rq can be calculated.
As described above, when the position error Δθ is 0 and the permanent magnet type synchronous motor 1 is stopped, the current shown by the equations (13) and (14) is allowed to flow, so that the d-axis inductance Ld and the q-axis Inductance Lq and armature resistance R can be calculated at the same time, and it is now possible to automatically measure and set the current without measuring the current with a permanent magnet synchronous motor fixed as in the prior art. .
[0061]
Next, in order to explain the reason why the magnetic flux of the permanent magnet can be measured according to claim 2, the magnetic flux calculation means 10 will be described.
It is assumed that the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the armature resistance R are set and stored in the setting storage means 9, and the direction θg and the rotational speed ωg of the permanent magnet are estimated by the position / speed estimation means 7. As shown in the following equation, an alternating current is passed through the d-axis current id and a direct current is passed through the q-axis current iq.
[0062]
[Expression 18]

[0063]
When the equations (32) and (33) are substituted into the equation (17), the torque generated by the permanent magnet type synchronous motor 1 becomes the equation (34).
[0064]
[Equation 19]

[0065]
Since the second term of equation (34) is an AC component and averaged, it becomes 0, but since the first term is a DC component, a constant torque appears in the permanent magnet type synchronous motor 1, and the permanent magnet type synchronous motor 1 rotates. To do. Therefore, from equation (7)
[0066]
[Expression 20]

[0067]
Therefore, if the dr-axis current idr, the qr-axis current iqr, the qr-axis voltage vqr, the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, the armature resistance R, the rotational speed ωg, and the direction θg of the permanent magnet are known, the permanent magnet Can be calculated.
As described above, the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the armature resistance R are set and stored in the setting storage unit 9, and the permanent magnet direction θg and the rotational speed ωg are estimated by the position / speed estimation unit 7. , (32) and (33) can be used to calculate the magnetic flux φ of the permanent magnet and automatically measure without using a position detector or speed detector as in the past. And it became possible to set.
[0068]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the control device can be set without using a device for measuring the motor constant of the permanent magnet type synchronous motor, the control device can be easily adjusted with high accuracy.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a vector diagram showing the principle of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Permanent magnet type synchronous motor 2 Voltage detector 3 Current detector 4 Power converter 5 Switch 6 Torque controller 7 Position / speed estimation means 8 Motor constant calculation means 9 Setting storage means 10 Magnetic flux calculation means 13 Current component converter 14 Voltage Component converter 15 dq axis determination means 16 Magnetic pole determination means 17 Position / speed correction means 18 Differentiator 19 Inductance voltage drop calculator 20 Resistance voltage drop calculator 21 Adder 22 Subtractor 23 Differentiator 24 Position error detection means 25 Low-pass filter 26 Speed estimation means 27 Position estimation means

Claims

A d-axis current component parallel to the estimated direction of the permanent magnet (hereinafter referred to as d-axis) and a q-axis in the direction perpendicular to the d-axis (hereinafter referred to as q-axis). In the control method of the synchronous motor that controls by dividing into current components,
When the permanent magnet synchronous motor is stopped, an alternating current is supplied as a d-axis current, an alternating current having a phase difference of 90 degrees with respect to the d-axis current and an equal amplitude is supplied as a q-axis current, and the amplitude of the d-axis voltage and the q-axis Comparing the amplitude of the voltage, if the amplitude of the d-axis voltage is greater than the amplitude of the q-axis voltage, the estimated permanent magnet direction is advanced or delayed by 90 degrees,
Without passing the q-axis current, let the alternating current flow as the d-axis current, correct the direction of the estimated permanent magnet by the product of the differential value of the q-axis voltage and the d-axis current,
When the q-axis current is not supplied, the AC current is supplied to the d-axis current, and the average value of the d-axis voltage when the d-axis current is positive is larger than the average value of the d-axis voltage when the d-axis current is negative. Advance the direction of the estimated permanent magnet by 180 degrees,
When all the estimations of the direction of the permanent magnet have been completed, an alternating current is supplied as a d-axis current, an alternating current having a phase difference of 90 degrees with respect to the d-axis current and an equal amplitude is supplied to the q-axis. The d-axis inductance Ld and the resistance component Rd of the permanent magnet type synchronous motor are obtained and set and stored from the magnitude, phase and magnitude of the d-axis voltage and the phase, and the permanent magnet is determined from the magnitude and phase of the q-axis current and the magnitude and phase of the q-axis voltage. A control method for a synchronous motor, characterized in that a q-axis inductance Lq and a resistance component Rq of the synchronous motor are determined and stored.

2. The method for controlling a synchronous motor according to claim 1, wherein an average value of the resistance component Rd and the resistance component Rq is set and stored as an armature resistance R of the permanent magnet type synchronous motor.

An alternating current is passed as the d-axis current, a direct current is passed as the q-axis current, and the direction of the permanent magnet and the permanent magnet from the d-axis current, the q-axis current and the q-axis voltage in a state where the permanent magnet type synchronous motor is rotating. The rotational speed of the synchronous motor is estimated, and the armature resistance R, d-axis inductance Ld, q-axis inductance Lq, direction of the estimated permanent magnet, estimated rotational speed, d-axis current, q-axis current, and q-axis 2. The method for controlling a synchronous motor according to claim 1, wherein voltage is inputted and magnetic flux of the permanent magnet is obtained and set and stored.