JP4167183B2 - The control device of the array antenna - Google Patents

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ガエル・サピエンス
孝 大平
啓介 樋口
智之 青野
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株式会社国際電気通信基礎技術研究所
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本発明は、複数のアンテナ素子を備えて指向特性を変化させることができるアレーアンテナを所望波信号の方向に向けるためのアレーアンテナの制御装置に関し、特に、指向特性を適応的に変化させることができる電子制御導波器アレーアンテナ装置(Electronically Steerable Passive Array Radiator Antenna)を用いたアレーアンテナの制御装置に関する。 The present invention relates to a control apparatus for an array antenna for directing the direction of the desired wave signal an array antenna that can change the directivity characteristic comprises a plurality of antenna elements, in particular, it is possible to change the directivity characteristic adaptively it relates to a control apparatus for an array antenna using ESPAR antenna (Electronically Steerable Passive array Radiator antenna).

アダプティブアレーアンテナは、無線通信システムの性能を格段に高めるその能力によって大いに注目されている新しい技術である。 Adaptive array antenna is a new technology that is much attention by its ability to enhance the performance of wireless communication systems dramatically. しかしながら、最新のアダプティブアンテナ方式を使用して移動体無線端末装置を改良する方法に焦点を当てた研究はほとんどない。 However, few studies have focused on how to improve the mobile radio terminal device using the latest adaptive antenna system. 最近になって、電子制御導波器アレーアンテナ装置が、無線通信システムに適用される小型の適応ビーム形成用に提案されている。 Recently, the ESPAR antenna has been proposed for adaptive beamforming small applied to a wireless communication system.

特開2001−24431号公報。 JP 2001-24431 JP.

特許文献1、非特許文献1乃至3及び非特許文献6などにおいて提案されている電子制御導波器アレーアンテナ装置は、無線信号が給電される励振素子と、この励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられ、無線信号が給電されない少なくとも1個の非励振素子と、この非励振素子に接続された可変リアクタンス素子とから成るアレーアンテナを備え、上記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記アレーアンテナの指向特性を変化させることができる。 Patent Document 1, Non-Patent Documents 1 to 3 and the proposed ESPAR antenna in Non-Patent Document 6, an excitation element radio signal is fed away from the driven element by a predetermined distance provided Te, and at least one parasitic element wireless signal is not powered, includes an array antenna composed of the parasitic element to the connected variable reactance element, by changing the reactance values ​​of the variable reactance element, it is possible to change the directivity of the array antenna. しかしながら、この電子制御導波器アレーアンテナ装置では非励振素子上の信号は観測され得ないため、励振素子に接続された単一ポートの出力信号のみが測定され、リアクタンス値を適応制御するためのフィードバックとして処理される。 However, this reason electronic signal on the parasitic element is controlled waveguide array antenna apparatus can not be observed, only the output signal of a single port connected to the driven element is measured, for adaptively controlling the reactance value It is treated as a feedback. 従って、従来のアダプティブアレー用に作られた適応制御アルゴリズムのほとんどは、電子制御導波器アレーアンテナ装置にそのまま適用することができない。 Therefore, most of the adaptive control algorithm made for conventional adaptive array can not be applied as it is to the ESPAR antenna.

これまでに提案された適応ビーム形成アルゴリズム及び規範のうちで、電子制御導波器アレーアンテナ装置のために適用可能なものがいくつか存在する。 Among the proposed adaptive beamforming algorithm and norms so far as applicable There are several for ESPAR antenna. これらのアルゴリズムには、非特許文献2の最急勾配法のアルゴリズム(SGA)、非特許文献3の順次ランダム探索法のアルゴリズム(SRA)などがあり、規範には、非特許文献4の2次モーメント及び4次モーメント(M2M4)規範、非特許文献5の最大M次モーメント規範(Mは2以上の整数とする。以下、MMMCという。)などが存在する。 These algorithms, steepest gradient method algorithm in Non-Patent Document 2 (SGA), include sequential random search algorithm of non-patent document 3 (SRA), the norms, the second order non-patent document 4 moment and fourth moments (M2M4) norms, the maximum M-th moment Code non-Patent Document 5 (M is an integer of 2 or more. hereinafter referred MMMC.) and the like exist. それにも拘わらず、高速な収束と安定性との間のトレードオフの問題を克服できるような、アルゴリズム及び規範の組み合わせは存在しなかった。 Nevertheless, such can overcome the tradeoff between fast convergence and stability, the combination of algorithms and norms were not present. 非特許文献6では、M2M4、MMMC及び最大モーメント規範(MMC)を用いた最急勾配法のアルゴリズムが開示されているが、この場合は適応ビーム形成のための計算処理が非常に複雑になってしまう。 In Non-Patent Document 6, M2M4, but MMMC and maximum moment criterion (MMC) algorithm steepest gradient method using are disclosed, calculation processing for this case the adaptive beam forming is very complicated put away.

以上説明したように、電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを、所望波信号に対して主ビームを向けかつ干渉波信号にヌルを向けた状態に高速かつ安定に収束させる適応制御型アルゴリズムを開発することが望ましい。 As described above, the pattern of the ESPAR antenna, a fast and adaptive control algorithm to stably converge the state with its null and interference signal toward a primary beam to a desired wave signal it is desirable to develop. また、電子制御導波器アレーアンテナ装置のビームをステアリングさせ、当該アンテナのSIR(信号対干渉比)を自動的に可能な限り増大させる適応制御型アルゴリズムを開発することが望ましい。 Also, a beam of ESPAR antenna is steering, it is desirable to develop an adaptive control algorithm to increase of the antenna SIR (signal-to-interference ratio) automatically as possible. それと同時に、この適応制御型アルゴリズムは、従来と比較して処理が簡単化されていることが望ましい。 At the same time, the adaptive control algorithm is preferably processed as compared with the conventional is simplified.

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させることができるアレーアンテナの制御装置を提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above problems, as compared with the prior art, a simple process, faster and stable control of the array antenna can converge the pattern of ESPAR antenna to provide an apparatus.

第1の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、 Control apparatus for an array antenna according to the first invention, the excitation element for receiving radio signals, and at least one parasitic element disposed apart by a predetermined distance from said excitation element, each of the parasitic element and a respective connected variable reactance element, by changing the reactance value of each variable reactance element, the respective parasitic elements respectively is operated as a wave director or a reflector, change the directivity of array antenna the control device of the array antenna to be,
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する2つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記2つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になる場合に、上記摂動の前の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定する計算 When you set by randomly perturbed the reactance value of each variable reactance elements from a predetermined set value, using two criterion function for a wireless signal received by the array antenna, before and after each norm of the perturbation the value of the function calculated respectively, the criterion function value after the perturbation for at least one criterion function of the above two criterion function is when to increase relative to the criterion function value before the perturbation, the perturbation while setting each reactance value after a new set value of each reactance value of each variable reactance element, both the criterion function value after the perturbation is before the perturbation norms of the above two criterion function if less than or equal to the function value, calculated setting each reactance value before the perturbation as a setting value of each reactance value of each variable reactance element 定手段と、 And a constant means,
上記計算設定手段の処理を反復して実行する制御手段とを備え、 And control means for repeatedly executes the processing of calculating setting means,
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。 Thus, and setting by calculating the reactance values ​​of the variable reactance element for directing the null to the main beam in the direction of and interference wave toward the direction of the desired wave of the array antenna.

また、第2の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、 The control device of the array antenna according to the second invention, the excitation element for receiving radio signals, and at least one parasitic element disposed apart by a predetermined distance from said excitation element, each non and a respective excitation element connected variable reactance element, by changing the reactance value of each variable reactance elements, thereby operating the respective parasitic elements as each director or reflector, the directivity characteristic of the array antenna the control device of the array antenna to change the,
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する2つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記2つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になる場合に、上記摂動の前の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定する計算 When you set by randomly perturbed the reactance value of each variable reactance elements from a predetermined set value, using two criterion function for a wireless signal received by the array antenna, before and after each norm of the perturbation the value of the function calculated respectively, the criterion function value after the perturbation for at least one criterion function of the above two criterion function is when to increase relative to the criterion function value before the perturbation, the perturbation while setting each reactance value after a new set value of each reactance value of each variable reactance element, both the criterion function value after the perturbation is before the perturbation norms of the above two criterion function if less than or equal to the function value, calculated setting each reactance value before the perturbation as a setting value of each reactance value of each variable reactance element 定手段と、 And a constant means,
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第1の制御手段と、 First control means for performing repeatedly the number of times processing a predetermined calculated above setting means,
上記第2の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記2つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、 After the execution of the second means, based on the radio signal received by the array antenna, using a predetermined signal-to-noise ratio calculation functions comprising one criterion function of one of the two criterion function Te, a calculating means for calculating a signal-to-noise ratio of the received radio signals,
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、 When the calculated signal-to-noise ratio is lower than a predetermined threshold value, the reactance on the basis of the respective variable only reactance reactance value sequential predetermined shift amount of elements is perturbed, the radio signals received by the array antenna the gradient vector of each criterion function calculated respectively on the values, calculated based on the gradient vector with the largest norm among the above gradient vector, the value of the criterion function corresponding to the gradient vector with the largest norm There a updating means for iteratively performing updating the reactance value of each variable reactance element by steepest gradient method such that the maximum,
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第2の制御手段とを備え、 When the calculated signal-to-noise ratio is above the threshold value, and a second control means for iteratively performing the processing of calculating setting means,
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。 Thus, and setting by calculating the reactance values ​​of the variable reactance element for directing the null to the main beam in the direction of and interference wave toward the direction of the desired wave of the array antenna.

さらに、第3の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、 Further, the control unit of the array antenna according to the third invention, the excitation element for receiving radio signals, and at least one parasitic element disposed apart by a predetermined distance from said excitation element, each non and a respective excitation element connected variable reactance element, by changing the reactance value of each variable reactance elements, thereby operating the respective parasitic elements as each director or reflector, the directivity characteristic of the array antenna the control device of the array antenna to change the,
上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する2つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、 When you set by randomly perturbed the reactance value of each variable reactance elements from a predetermined set value, using two criterion function for a wireless signal received by the array antenna, before and after each norm of the perturbation the value of the function calculated respectively, the criterion function value after the perturbation for at least one criterion function of the above two criterion function is when to increase relative to the criterion function value before the perturbation, the perturbation and calculating setting means for setting each reactance value as a new set value of each reactance value of each variable reactance element after,
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第1の制御手段と、 First control means for performing repeatedly the number of times processing a predetermined calculated above setting means,
上記第2の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記2つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、 After the execution of the second means, based on the radio signal received by the array antenna, using a predetermined signal-to-noise ratio calculation functions comprising one criterion function of one of the two criterion function Te, a calculating means for calculating a signal-to-noise ratio of the received radio signals,
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、 When the calculated signal-to-noise ratio is lower than a predetermined threshold value, the reactance on the basis of the respective variable only reactance reactance value sequential predetermined shift amount of elements is perturbed, the radio signals received by the array antenna the gradient vector of each criterion function calculated respectively on the values, calculated based on the gradient vector with the largest norm among the above gradient vector, the value of the criterion function corresponding to the gradient vector with the largest norm There a updating means for iteratively performing updating the reactance value of each variable reactance element by steepest gradient method such that the maximum,
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第2の制御手段とを備え、 When the calculated signal-to-noise ratio is above the threshold value, and a second control means for iteratively performing the processing of calculating setting means,
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。 Thus, and setting by calculating the reactance values ​​of the variable reactance element for directing the null to the main beam in the direction of and interference wave toward the direction of the desired wave of the array antenna.

またさらに、第4の発明に係るアレーアンテナの制御装置は、無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、 Furthermore, the control device of the array antenna according to the fourth invention, the excitation element for receiving radio signals, and at least one parasitic element disposed apart by a predetermined distance from said excitation element, each and a parasitic element variable reactance elements connected respectively to, by changing the reactance value of each variable reactance elements, thereby operating the respective parasitic elements as each director or reflector, the directivity of array antenna the control device of the array antenna to change the characteristics,
上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する2つの規範関数を用いて、上記二分後の各範囲の中央値に対応する各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記二分後の各範囲の中央値に対応する規範関数値のうちより増大する規範関数値に対応する各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、 Bisects range of reactance values ​​can assume the above variable reactance element, the median of the range after two minutes when setting respectively, using two criterion function for a wireless signal received by the array antenna, said the value of each criterion function corresponding to the central value of each range after half respectively calculated, the criterion function value corresponding to the median value of each of the ranges after the half for at least one criterion function of the above two criterion function and calculating setting means for setting as a new set value of each reactance value of each variable reactance elements each reactance value corresponding to the criterion function value increases from among,
上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第1の制御手段と、 First control means for performing repeatedly the number of times processing a predetermined calculated above setting means,
上記第2の手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記2つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、 After the execution of the second means, based on the radio signal received by the array antenna, using a predetermined signal-to-noise ratio calculation functions comprising one criterion function of one of the two criterion function Te, a calculating means for calculating a signal-to-noise ratio of the received radio signals,
上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、 When the calculated signal-to-noise ratio is lower than a predetermined threshold value, the reactance on the basis of the respective variable only reactance reactance value sequential predetermined shift amount of elements is perturbed, the radio signals received by the array antenna the gradient vector of each criterion function calculated respectively on the values, calculated based on the gradient vector with the largest norm among the above gradient vector, the value of the criterion function corresponding to the gradient vector with the largest norm There a updating means for iteratively performing updating the reactance value of each variable reactance element by steepest gradient method such that the maximum,
上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第2の制御手段とを備え、 When the calculated signal-to-noise ratio is above the threshold value, and a second control means for iteratively performing the processing of calculating setting means,
これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。 Thus, and setting by calculating the reactance values ​​of the variable reactance element for directing the null to the main beam in the direction of and interference wave toward the direction of the desired wave of the array antenna.

上記のアレーアンテナの制御装置において、上記2つの規範関数は、好ましくは、 In the control apparatus of the array antenna, the two criterion function is preferably
所定の期間における上記受信された無線信号の4乗値の平均値を上記受信された無線信号の2乗値の平均値の2乗値で除算してなる第1の規範関数と、 A first criterion function obtained by dividing the average value of the fourth-power value the square value of the average value of the square value of the received radio signal of the received radio signal in a predetermined time period,
Mを2以上の整数とし、所定の期間における上記受信された無線信号のM乗値の平均値の絶対値の2乗値を上記受信された無線信号のM乗値の絶対値の2乗値の平均値で除算してなる第2の規範関数とを含むことを特徴とする。 The M and an integer of 2 or more, 2 of the absolute value of M square value of the radio signal the receiving the square value of the absolute value of the average value of M square value of the received radio signal in a predetermined time period squared characterized in that it comprises a second criterion function obtained by dividing the average value.

従って、本発明に係るアレーアンテナの制御装置によれば、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させることができる。 Therefore, according to the control apparatus for an array antenna according to the present invention, as compared with the prior art, a simple process, a faster and more stable it is possible to converge the pattern of ESPAR antenna.

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。 Hereinafter, with reference to the accompanying drawings, embodiments of the present invention will be described. なお、同様の構成要素又はステップについては同一の符号を付与している。 Note that the same reference numerals refer to like elements or steps.

<第1の実施形態> <First embodiment>
図1は本発明に係る第1の実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 Figure 1 is a block diagram showing the configuration of a control apparatus for an array antenna which is a first embodiment according to the present invention. この実施形態のアレーアンテナの制御装置は、特許文献1において開示された、1つの励振素子A0と、6個の非励振素子A1乃至A6とを備えて構成されている電子制御導波器アレーアンテナ装置(以下、アレーアンテナ装置という。)100と、復調器4と、適応制御型コントローラ20とを備えている。 Controller of the array antenna of this embodiment has been disclosed in Patent Document 1, one of the excitation element A0, 6 pieces of parasitic elements A1 to and an A6 are configured ESPAR antenna apparatus (hereinafter, referred to as array antenna apparatus.) and 100, a demodulator 4, and a adaptive control type controller 20. 適応制御型コントローラ20は、例えばディジタル計算機で構成され、本実施形態では、図3及び図4に示すように、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したとき(図3のステップS8)に、アレーアンテナ装置100で受信された無線信号に基づく2つの規範関数ρ(n) M2M4及びρ(n) MMMCを用いて、上記摂動の前後の各規範関数の値ρ(n−1) M2M4及びρ(n) M2M4と、ρ(n−1) MMMC及びρ(n) MMMCとをそれぞれ計算し(図3のステップS10及びS12)、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大するならば、上記摂動の後の各 Adaptive control type controller 20 is constituted by for example a digital computer, in the present embodiment, as shown in FIGS. 3 and 4, a random reactance values ​​of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 from a predetermined set value perturbation to when set to (step S8 in FIG. 3), using two criterion function ρ (n) M2M4 and [rho (n) MMMC based on radio signals received by the array antenna apparatus 100, the perturbation the value ρ (n-1) M2M4 and ρ (n) M2M4 each criterion function before and after, ρ (n-1) MMMC and [rho and (n) MMMC respectively calculated (steps S10 and S12 in FIG. 3), if the criterion function value after the perturbation for at least one criterion function of the above two criterion function is increased with respect to the criterion function value before the perturbation, each after the perturbation アクタンス値を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記2つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になるならば、上記摂動の前の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の各リアクタンス値の設定値として設定する(図4のステップS16)ステップを反復して実行し、それによって、アレーアンテナ装置100の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。 While the reactance value is set as a new set value of the reactance values ​​of the variable reactance elements 12-1 to 12-6, the criterion function value after the perturbation for both of the above two criterion function is the perturbation if equal to or less than before the criterion function value, the pre-sets each reactance value as a setting value of each reactance value of each variable reactance elements 12-1 to 12-6 (step S16 in FIG. 4) steps above perturbation iteratively executed, thereby to calculate the reactance values ​​of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 for directing a null the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of and interference wave in the direction of the desired wave and setting Te.

図1において、アレーアンテナ装置100は、接地導体11上に設けられた励振素子A0及び非励振素子A1乃至A6から構成され、励振素子A0は、半径rの円周上に設けられた6本の非励振素子A1乃至A6によって囲まれるように配置されている。 In Figure 1, the array antenna apparatus 100 is constituted by a driven element A0 and the parasitic elements A1 through A6 provided on the grounding conductor 11, an excitation element A0 is six provided on the circumference of radius r It is arranged so as to be surrounded by the parasitic elements A1 through A6. 好ましくは、各非励振素子A1乃至A6は上記半径rの円周上に互いに等間隔を保って設けられる。 Preferably, the parasitic elements A1 through A6 is provided by keeping the equal intervals on the circumference of the radius r. 励振素子A0及び各非励振素子A1乃至A6の長さは、例えば約λ/4(但し、λは所望波の波長である。)になるように構成され、本実施形態では0.23λである。 The length of the driven element A0 and the parasitic elements A1 through A6, for example about lambda / 4 (where, lambda is. The wavelength of the desired wave) is configured to be, it is 0.23λ in this embodiment . また、上記半径rはλ/4になるように構成される。 Further, the radius r is constructed so that the lambda / 4. 接地導体11は、図2に示すように、半径λ/2の円板形状の上面部と、上面部の外周縁端部から下に延在する長さλ/4の円筒形状のスカート部とから構成され、このスカート部を備えた構成により、主ビームの仰角を減少させることができる。 The ground conductor 11, as shown in FIG. 2, the upper surface portion of the disc-shaped with a radius of lambda / 2, and the skirt portion of the length lambda / 4 of a cylindrical shape extending down from the outer peripheral edge of the upper surface portion consists, by the configuration having the skirt portion, it is possible to reduce the elevation of the main beam. 励振素子A0の給電点は同軸ケーブル5を介して低雑音増幅器(LNA)1に接続される。 Feed point of the excitation element A0 is connected via a coaxial cable 5 to 1 low noise amplifier (LNA). また、非励振素子A1乃至A6はそれぞれ可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に接続され、これら可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値は、適応制御型コントローラ20からの制御電圧信号によってそれぞれ設定される。 Furthermore, the parasitic elements A1 through A6 are respectively connected to the variable reactance element 12-1 to 12-6, the reactance values ​​of variable reactance elements 12-1 to 12-6, a control voltage signal from the adaptive control type controller 20 They are respectively set by.

図2のアレーアンテナ装置100の縦断面図において、励振素子A0は接地導体11と電気的に絶縁され、各非励振素子A1乃至A6は、可変リアクタンス素子12−1乃至12−6を介して、接地導体11に対して高周波的に接地される。 In longitudinal sectional view of the array antenna apparatus 100 of FIG. 2, the excitation element A0 is insulated electrically with ground conductor 11, the parasitic elements A1 to A6 via a variable reactance element 12-1 to 12-6, It is grounded at high frequencies with respect to the ground conductor 11. 可変リアクタンス素子12−1乃至12−6は、例えば、制御電圧(又はバイアス電圧)が印加されることによってそのリアクタンス値が変化する可変容量ダイオードであって、制御電圧は適応制御型コントローラ20からの制御電圧信号を介して印加される。 Variable reactance elements 12-1 to 12-6, for example, a variable capacitance diode whose reactance value is changed by the control voltage (or bias voltage) is applied, the control voltage from the adaptive control type controller 20 It is applied via the control voltage signal. 適応制御型コントローラ20は、内蔵したテーブルメモリ(図示せず。)内に予め設定されたディジタル電圧値を参照し、内蔵した6個のD/A変換器(図示せず。)を使って上記ディジタル電圧値をアナログの制御電圧値に変換し、この制御電圧値を制御電圧信号としてアレーアンテナ装置100の各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に印加することにより、アレーアンテナ装置100上で、対応する各指向性ビームパターンが形成される。 Adaptive control type controller 20 uses the built-in table memory (not shown.) Referring to a preset digital voltage value in, built-in six D / A converter (not shown.) The the digital voltage value is converted into a control voltage value of the analog, by applying to each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 of the array antenna apparatus 100 of this control voltage value as the control voltage signal, on the array antenna apparatus 100 each directional beam pattern corresponding are formed.

可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の動作を説明すると、例えば励振素子A0と非励振素子A1乃至A6の長手方向の長さが実質的に同一であるとき、例えば、可変リアクタンス素子12−1がインダクタンス性(L性)を有するときは、可変リアクタンス素子12−1は延長コイルとなり、非励振素子A1の電気長が励振素子A0に比較して長くなり、反射器として働く。 In operation of the variable reactance elements 12-1 to 12-6, for example, when the longitudinal length of the parasitic element A0 parasitic elements A1 through A6 are substantially identical, for example, the variable reactance element 12 - when is having inductive a (L property), the variable reactance element 12-1 becomes an extension coil, increases the electrical length of the parasitic element A1 is compared to the excitation element A0, it acts as a reflector. 一方、例えば、可変リアクタンス素子12−1がキャパシタンス性(C性)を有するときは、可変リアクタンス素子12−1は短縮コンデンサとなり、非励振素子A1の電気長が励振素子A0に比較して短くなり、導波器として働く。 On the other hand, for example, when the variable reactance element 12-1 has a capacitance of (C resistance), the variable reactance element 12-1 becomes shorter capacitor, the electrical length of the parasitic element A1 becomes shorter compared to the excitation element A0 , it acts as a waveguide. また、他の可変リアクタンス素子12−2乃至12−6に接続された非励振素子A2乃至A6についても同様に動作する。 Also it operates similarly for the other variable reactance elements 12-2 to parasitic elements A2 to connected to 12-6 A6. 従って、図1のアレーアンテナ装置100において、各非励振素子A1乃至A6に接続された可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を変化させることにより、アレーアンテナ装置100の平面指向性特性を変化させることができる。 Accordingly, the array antenna apparatus 100 of FIG. 1, by changing the reactance values ​​of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 which are connected to each parasitic elements A1 to A6, the plane directivity characteristic of the array antenna apparatus 100 it is possible to change the.

図1のアレーアンテナの制御装置において、アレーアンテナ装置100は無線信号を受信し、上記受信された無線信号である受信信号は、励振素子A0に接続された同軸ケーブル5から出力される。 The control apparatus for the array antenna of FIG. 1, the array antenna apparatus 100 receives the radio signal, the received signal is the received radio signal is output from the coaxial cable 5 connected to the driven element A0. 出力された受信信号は、低雑音増幅器(LNA)1に入力され、低雑音増幅器1において増幅された受信信号はダウンコンバータ(D/C)2に入力され、ダウンコンバータ2は入力される受信信号を所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換した後、A/D変換器3に出力する。 Output received signal is input to the 1 low noise amplifier (LNA), the received signal amplified in the low noise amplifier 1 is input to the down converter (D / C) 2, a reception signal down-converter 2 is input after frequency conversion to an intermediate frequency signal having a predetermined intermediate frequency, and outputs it to the a / D converter 3. A/D変換器3は、入力されるアナログの中間周波信号をディジタルの中間周波信号に変換した後、適応制御型コントローラ20及び復調器4に出力する。 A / D converter 3 converts the intermediate frequency signal of an analog input to a digital intermediate frequency signal, and outputs the adaptive control type controller 20 and the demodulator 4. さらに、適応制御型コントローラ20は、図3及び図4に示すように、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したとき(図3のステップS8)に、アレーアンテナ装置100で受信された無線信号に基づく2つの規範関数ρ(n) M2M4及びρ(n) MMMCを用いて、上記摂動の前後の各規範関数の値ρ(n−1) M2M4及びρ(n) M2M4と、ρ(n−1) MMMC及びρ(n) MMMCとをそれぞれ計算し(図3のステップS10及びS12)、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大するならば、上記摂動の後の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子12 Furthermore, adaptive control type controller 20, as shown in FIGS. 3 and 4, when the set by randomly perturbed the reactance values ​​of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 from a predetermined set value (Fig. 3 step S8), and using two criterion function ρ (n) M2M4 and ρ (n) MMMC based on radio signals received by the array antenna apparatus 100, the value [rho (n for each criterion function before and after the perturbation -1) and M2M4 and ρ (n) M2M4, ρ ( n-1) MMMC and [rho and (n) MMMC respectively calculated (steps S10 and S12 in FIG. 3), at least one of the two criterion function One of if the criterion function value after the perturbation the criterion function is increased with respect to the criterion function value before the perturbation, each reactance value after the perturbation the variable reactance element 12 1乃至12−6の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記2つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になるならば、上記摂動の前の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の各リアクタンス値の設定値として設定する(図4のステップS16)ステップを反復して実行し、それによって、アレーアンテナ装置100の主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を計算して設定する。 While set as a new set value of the reactance value of 1 to 12-6, if the criterion function value after both the perturbation for one of the two criterion function falls below the criterion function value before the perturbation if sets each reactance value before the perturbation as a setting value of each reactance value of each variable reactance elements 12-1 to 12-6 and iteratively performing steps (step S16 in FIG. 4), thereby, It calculates a reactance value of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 for directing a null the main beam of the array antenna apparatus 100 in the direction of and interference wave toward the direction of the desired wave and set.

以下、適応制御型コントローラ20が実行する適応制御処理について詳細に説明する。 It will be described below in detail adaptive control process adaptive control type controller 20 executes. 最初に図1のアレーアンテナ装置100の構造及び動作を定式化し、次いで適応制御処理の各ステップについて説明する。 First formulate the structure and operation of the array antenna apparatus 100 of FIG. 1, and then each step will be described adaptive control process.

アレーアンテナ装置100の指向性パターンは、各非励振素子A1乃至A6に装荷された可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値x ,m∈(1,…,6)を調整することによって変化されうる。 Directivity pattern of the array antenna apparatus 100, the reactance value x m of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 are loaded into the parasitic elements A1 to A6, m∈ (1, ..., 6) adjusting the It can be varied by. このため、次式で示されるベクトルを、リアクタンスベクトルと呼ぶ。 Thus, the vector represented by the following formula, referred to as reactance vector. ここで、上付き添字はベクトルの転置である。 Here, superscript T is the transpose of the vector. なお、当該明細書において、数式がイメージ入力された墨付き括弧の数番号と、数式が文字入力された大括弧の数式番号とを混在して用いており、また、当該明細書での一連の数式番号として「式(1)」の形式を用いて数式番号を式の最後部に付与して(付与していない数式も存在する)用いることとする。 Incidentally, in the specification, the number number of bracketed ink that contains a formula image input, is used to mix and formulas number of brackets which formula is character input, also, a series of in the specification equation number using the form "formula (1)" was given to the end portion of the formula as a formula number (also not granted equation exists) that to be used.

[数1] [Number 1]
x=[x ,x ,…,x (1) x = [x 1, x 2 , ..., x 6] T (1)

これで、アレーアンテナ装置100の出力信号を簡単に定式化することが可能である。 Now, it is possible to easily formulate the output signal of the array antenna apparatus 100. (t)が、時刻tにおいて、m番目のアンテナ素子Am(すなわち、励振素子A0又は非励振素子A1乃至A6のいずれか)に入射するRF信号であるとき、信号ベクトルs(t)を次式で表す。 s m (t) is, at time t, m-th antenna element Am (i.e., either the driven element A0 or parasitic elements A1 to A6) when an RF signal incident on the signal vector s (t) is expressed by the following equation.

[数2] [Number 2]
s(t)=[s (t),s (t),…,s (t)] (2) s (t) = [s 0 (t), s 1 (t), ..., s 6 (t)] T (2)

また、i がm番目のアンテナ素子Am上に現れるRF電流であるとき、電流ベクトルiを次式で表す。 Further, when the i m is an RF current appearing on the m-th antenna element Am, it represents a current vector i by the following equation.

[数3] [Number 3]
i=[i ,i ,…,i (3) i = [i 0, i 1 , ..., i 6] T (3)

よって、時刻tにおいて、このアレーアンテナ装置100の単一ポートから出力される受信信号y(t)は、次式で定式化される。 Thus, at time t, the received signal y output from the single port of the array antenna apparatus 100 (t) is formulated by the following equation.

[数4] [Number 4]
y(t)=i s(t) (4) y (t) = i T s (t) (4)

アレーアンテナ装置100に対して到来する無線信号の波面が、到来角(DOA)θで入射するとき、アレーアンテナ装置100のステアリングベクトルは次式で定義される。 Wavefront of the radio signal incoming respect array antenna apparatus 100, when incident at angle of arrival (DOA) theta, steering vector of the array antenna apparatus 100 is defined by the following equation.

ここで、φ =2π(m−1)/6,(m=0,1,…,6)であり、これらは、励振素子A0に対して非励振素子A1が位置する方位角を0度方向とするときに、各非励振素子Amが位置する方位角をそれぞれ示す定数である。 Here, φ m = 2π (m- 1) / 6, (m = 0,1, ..., 6) is, they are the azimuth parasitic element A1 with respect to the excitation element A0 is position 0 ° when the direction is a constant indicating the azimuth angles of the parasitic elements Am is located, respectively.

これで、時刻tにおいて、異なるDOAである方位角θ ,(q=0,1,2,…,Q)からアレーアンテナ装置100に入射するQ個の信号u (t)が存在するものと仮定する。 Now, at time t, is different DOA azimuth θ q, (q = 0,1,2, ..., Q) that the Q signal u q entering the array antenna apparatus 100 (t) is present from assume that. ここで、s (t),(m=0,1,…,6)を、アレーアンテナ装置100のm番目のアンテナ素子Amに到来する信号とし、信号ベクトルs(t)を、m番目の成分にs (t)を有する列ベクトルとすると、結果として、信号ベクトルs(t)は次式のように表記される。 Here, s m (t), ( m = 0,1, ..., 6) and the signal arriving to the m-th antenna element Am of the array antenna apparatus 100, the signal vector s (t), m th When a column vector with s m (t) to the component, as a result, the signal vector s (t) is expressed as follows.

ゆえに、時刻tにおいて、アレーアンテナ装置100から出力される受信信号y(t)は、次式で定義される。 Thus, at time t, the received signal y output from the array antenna apparatus 100 (t) is defined by the following equation.

式(7)では、受信信号を、時刻tにおいて適応制御型コントローラ20で測定される受信信号y(t)として表記したが、以下では、適応制御型コントローラ20が実行する適応制御処理の反復回数nをパラメータとし、n回目の反復において適応制御型コントローラ20で測定される受信信号をy(n)として、この表記を用いて説明する。 In equation (7), the received signal has been denoted as a received signal y (t) measured by the adaptive control type controller 20 at time t, in the following, the number of iterations of the adaptive control process adaptive control type controller 20 executes the n as a parameter, the received signals measured by the adaptive control type controller 20 in the n-th iteration as y (n), is described with reference to this notation. また、適応制御型コントローラ20が実行する適応制御処理のn回目の反復において各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に設定されるリアクタンスベクトルをx(n)=[x (n),…,x (n)] と表記する。 The adaptive control type controller 20 is a reactance vector set for each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 in the n th iteration of the adaptive control process executed x (n) = [x 1 (n), ... , x 6 (n)] is denoted by T. 従って、受信信号y(n)は、リアクタンスベクトルx(n)が各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に設定されているときに、適応制御型コントローラ20で測定される受信信号である。 Thus, the received signal y (n) when the reactance vector x (n) is set to the variable reactance elements 12-1 to 12-6, a reception signal measured by the adaptive control type controller 20.

また、電流ベクトルiは、非特許文献1により、次式のように定式化できる。 Further, current vector i is a non-patent document 1, can be formulated as follows.

[数5] [Number 5]
i=V (Z+X) −1 (8) i = V s (Z + X ) -1 u 0 (8)

ここで、X=diag[50,jx ,…,jx ]はリアクタンス行列と呼ばれ、Zは、各アンテナ素子A0乃至A6間のインピーダンスを成分とするインピーダンス行列であり、(6+1)次元ベクトルu は[1,0,…,0] とされ、V は内部ソースRF電圧である。 Here, X = diag [50, jx 1, ..., jx 6] is called the reactance matrix, Z is the impedance matrix and the impedance between the antenna elements A0 to A6 component (6 + 1) dimensional vector u 0 is [1, 0, ..., 0] is T, the is V s is the internal source RF voltage.

次いで、適応制御型アルゴリズムに適用される規範関数ダイバシティの概念について説明する。 Next, the concept of the criterion function diversity that is applied to the adaptive control algorithm. 一般に、従来の適応制御型アルゴリズムでは、ただ1つの規範関数を使用してビーム形成が行われる。 Generally, in a conventional adaptive control algorithm, only using a single criterion function beamforming is performed. 表1は、アレーアンテナ装置100のブラインド適応ビーム形成のために使用可能な2つの規範関数とその特性とを示している。 Table 1 shows the characteristics thereof and two criterion functions that can be used for blind adaptive beamforming array antenna apparatus 100. これらの規範関数はブラインドである。 These criterion function is blind. すなわち、送信側無線局と受信側無線局とで同一のトレーニングシンボル(又は学習シーケンス信号)を発生して受信側無線局のトレーニングシンボルと受信された送信側無線局のトレーニングシンボルとを比較することを必要とせず、受信側無線局で受信される無線信号のみを使用する。 In other words, comparing the training symbol of the transmission-side radio station and the receiving radio station and at the receiving and the same training symbols (or training sequence signal) training symbols generated receiving wireless station transmission side radio station the not required, to use only radio signal received by the receiving wireless station. 本実施形態で使用されるブラインドの規範関数は、M2M4とMMMCである。 Criterion function of the blind that are used in this embodiment is the M2M4 and MMMC. M2M4の規範関数は、所定の期間における受信信号y(n)の4乗値の平均値(すなわち4次のモーメント)を受信信号y(n)の2乗値の平均値(すなわち2次のモーメント)の2乗値で除算した関数である。 The criterion function of M2M4, the average value of the fourth-power value of the received signal y (n) in a predetermined time period (i.e., fourth order moment) the average value of the square value of the received signal y (n) (i.e. second order moment ) is a function obtained by dividing the square value of. また、MMMCの規範関数は、Mを2以上の整数として、所定の期間における受信信号y(n)のM乗値の平均値の絶対値の2乗値を受信信号y(n)のM乗値の絶対値の2乗値の平均値で除算した関数である。 Moreover, the criterion function of MMMC as 2 or more integer M, M-th power of the received signal the square value of the absolute value of the average value of M square value of the received signal at a predetermined period y (n) y (n) is a function obtained by dividing the average value of the square value of the absolute value of the value.

表1において、ρ(n)は規範関数値を表し、nは、適応制御型コントローラ20が実行する適応制御処理の反復回数を示し、Nsは統計的モーメントのサンプル数を表す。 In Table 1, ρ (n) represents the criterion function value, n is indicates the number of iterations of the adaptive control process adaptive control type controller 20 executes, Ns represents the number of samples of the statistical moments. 従って、規範関数値ρ(n)は、適応制御型コントローラ20が実行する適応制御処理のn回目の反復において、リアクタンスベクトルx(n)が各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に設定されたときに、適応制御型コントローラ20によって測定される受信信号y(n)に基づいて計算される。 Therefore, the criterion function value [rho (n) is the n th iteration of the adaptive control process adaptive control type controller 20 executes, reactance vector x (n) is set to each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 when the is calculated based on the received signal y (n) as measured by the adaptive control type controller 20. 実際には、表1中の式からわかるように、規範関数値ρ(n)は、アレーアンテナ装置100から出力された受信信号y(n)のNs個のサンプルy(n) 乃至y(n) Nsから計算される。 In fact, as can be seen from the equation in Table 1, the criterion function value [rho (n) is, Ns samples y (n) 1 to y of the array antenna apparatus received signal y output from 100 (n) ( n) is calculated from the Ns. 本願明細書では、以下説明の簡単化のために、「受信信号y(n)」という表記によってNs個のサンプルy(n) 乃至y(n) Nsを表すものとする。 In this specification, hereinafter for the sake of simplicity, it denotes the Ns samples y (n) 1 to y (n) Ns by notation "received signal y (n)".

以下、表1に記載のM2M4の規範関数をρ(n) M2M4と表記し、MMMCの規範関数をρ(n) MMMCと表記する。 Hereinafter, a criterion function of M2M4 according denoted as ρ (n) M2M4 in Table 1, referred to the criterion function of MMMC [rho and (n) MMMC.

残念ながら、表1は、両方の規範関数がそれらの収束速度と安定性との間でトレードオフの問題点を有することを示している。 Unfortunately, Table 1, both the criterion function is shown to have problems tradeoff between their convergence speed and stability.

この問題点を克服し、より速く、より安定した収束によるブラインド適応ビーム形成を達成するために、適応制御型アルゴリズムにおいてこれらの規範関数の両方が使用されてもよい。 To overcome this problem, faster, in order to achieve a blind adaptive beam formation by more stable convergence may be both of these criterion function is used in the adaptive control algorithm. このことが規範関数ダイバシティの基本原理である。 This is the basic principle of the criterion function diversity. この原理は、実際に、本発明に係る実施形態の適応制御処理において使用され、適応制御処理のループの反復毎に、どちらの規範が計算に最良であるかを決定している。 This principle is, in fact, be used in the adaptive control process of the embodiment of the present invention, for each iteration of the loop of the adaptive control process, which norms are to determine the best in the calculation.

次いで、図3及び図4を参照して、図1の適応制御型コントローラ20によって実行される、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理について説明する。 Then, with reference to FIGS. 3 and 4, it is executed by the adaptive control type controller 20 of FIG. 1, the adaptive control process will be described sequentially by random search method using a criterion function diversity. 順次ランダム探索法は、本実施形態の適応ビーム形成の主要なアルゴリズムの1つであり、これは、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を成分とするリアクタンスベクトルx(n)をループの反復毎にランダムに変化させることを特徴とする。 Sequentially random search method is one of the major algorithms Adaptive Beamforming of the present embodiment, because each variable reactance value of the reactance elements 12-1 to 12-6 to a component reactance vector x (n) the to and changing randomly with each iteration of the loop. このアルゴリズムの基本原理によれば、処理は次のように進行する。 According to the basic principle of this algorithm, the process proceeds as follows.

図3のステップS1において、反復回数nを0に初期化する。 In step S1 of FIG. 3, and initializes the number of iterations n to zero. ステップS2において、リアクタンスベクトルx(n)の初期値x(0)に対応する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定する。 In step S2, sets and outputs a control voltage signal corresponding to an initial value x (0) of the reactance vector x (n) to each of the variable reactance elements 12-1 to 12-6. 一般に、リアクタンスベクトルx(0)は、無指向性のアンテナパターンをもたらすゼロベクトルに設定される。 Generally, the reactance vector x (0) is set to zero vectors results in a non-directional antenna pattern. ステップS3において、受信信号y(n)を測定する。 In step S3, measure the received signal y (n). ステップS4において、ステップS3で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(9)を用いてM2M4の規範関数値ρ(n) M2M4を計算し、ステップS5において、ステップS3で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(10)を用いてMMMCの規範関数値ρ(n) MMMCを計算する。 In step S4, based on the received signal is measured in step S3 y (n), Equation (9) to calculate the criterion function value ρ (n) M2M4 of M2M4 using, in step S5, it is measured in step S3 based on the received signal y (n) has to calculate the criterion function value [rho (n) MMMC of MMMC using equation (10). ステップS4及びS5を実行する順序は、逆又は同時であってもよい。 Steps S4 and S5 order of execution may be reversed or simultaneous. 次いで、ステップS6において、反復回数nを1だけインクリメントする。 Then, in step S6, it increments the number of iterations n by one. ステップS7において、ランダムに発生された6個の成分を有するランダムベクトルR(n)を発生し、ステップS8において、ランダムベクトルR(n)によって変化されたリアクタンスベクトルx(n−1)+R(n)に対応する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定する。 In step S7, it generates a random vector R (n) with 6 components generated randomly, in step S8, the random vector R (n) is changed by the reactance vector x (n-1) + R (n ) a control voltage signal corresponding to the set and outputs the respective variable reactance elements 12-1 to 12-6. ステップS9において、受信信号y(n)を測定する。 In step S9, it measures the received signal y (n). ステップS10において、ステップS9で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(9)を用いてM2M4の規範関数値ρ(n) M2M4を計算し、ステップS11において、ランダムベクトルR(n)によってリアクタンスベクトルが変化される前後のM2M4の規範関数値の差分値Diff M2M4を、変化後の規範関数値ρ(n) M2M4から変化前の規範関数値ρ(n−1) M2M4を減算することによって計算する。 In step S10, based on the received signal y (n) measured in step S9, the formula (9) computes the criterion function value ρ (n) M2M4 of M2M4 using, in step S11, the random vector R (n a difference value Diff M2M4 of the criterion function value of M2M4 before and after) the reactance vector is changed by, the criterion function value after the change [rho (n) criterion function value before the change from M2M4 ρ (n-1) M2M4 subtracts calculated by. 次いで、ステップS12において、ステップS9で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(10)を用いてMMMCの規範関数値ρ(n) MMMCを計算し、ステップS13において、ランダムベクトルR(n)によってリアクタンスベクトルが変化される前後のMMMCの規範関数値の差分値Diff MMMCを、変化後の規範関数値ρ(n) MMMCから変化前の規範関数値ρ(n−1) MMMCを減算することによって計算する。 Then, in step S12, based on the received signal measured in step S9 y (n), calculates the criterion function value [rho (n) MMMC of MMMC using Equation (10), in step S13, the random vector R a difference value Diff MMMC of the criterion function value before and after the MMMC to (n) by the reactance vector is changed, the criterion function value after the change [rho (n) criterion function value before the change from MMMC [rho an (n-1) MMMC calculated by subtracting. ステップS10及びS11と、ステップS12及びS13とを実行する順序は、逆又は同時であってもよい。 And steps S10 and S11, order of executing the steps S12 and S13 may be reversed or simultaneous.

次いで、図4のステップS14及びS15において、より大きな差分値をもたらす規範関数を参照することによって、リアクタンスベクトルx(n)の更新(すなわちランダムベクトルR(n)による変化)が適切であったか否かを決定する。 Then, in steps S14 and S15 in FIG. 4, by reference to the criterion function that provides greater difference value, whether the update of reactance vector x (n) (i.e. change due to random vector R (n)) was appropriate to determine. 詳しくは、ステップS14において、M2M4による差分値Diff M2M4がMMMCによる差分値Diff MMMC以上でありかつ差分値Diff M2M4が正の値であるとき、又は、ステップS15において、MMMCによる差分値Diff MMMCがM2M4による差分値Diff M2M4よりも大きくかつ差分値Diff MMMCが正の値であるときには、ランダムベクトルR(n)による変化が適切であったと判断され、ステップS17に進む。 Specifically, in step S14, when the difference value Diff M2M4 by M2M4 the difference value Diff is a MMMC or more and the difference value Diff M2M4 by MMMC is a positive value, or, in step S15, the difference value Diff MMMC by MMMC M2M4 when large and the difference value Diff MMMC than the difference value Diff M2M4 is a positive value by the change due to random vector R (n) is judged to be appropriate, the process proceeds to step S17. ステップS14及びS15において、2つの規範関数を用いて計算される差分値Diff M2M4及びDiff MMMCが両方とも負の値であれば、ランダムベクトルR(n)による変化は却下され、次いで、ステップS16において、前の反復におけるリアクタンスベクトルx(n−1)に対応する制御電圧信号を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定し、ステップS17に進む。 In steps S14 and S15, if the difference value Diff M2M4 and Diff MMMC negative values both is calculated using two criterion function, change due to the random vector R (n) is rejected, then in step S16 , the control voltage signal corresponding to the reactance vector x (n-1) at the previous iteration is set and outputs the respective variable reactance elements 12-1 to 12-6, the process proceeds to step S17.

ステップS14乃至S16の処理において、実際には、M2M4とMMMCの規範関数のうちのどちらが参照されるかは、リアクタンスベクトルx(n)の更新に影響しない。 In the processing of steps S14 to S16, in fact, whether which of the criterion function of M2M4 and MMMC referenced does not affect the update of reactance vector x (n). 従って、2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について、ランダムベクトルR(n)による摂動後の規範関数値が摂動前の規範関数値に対して増大する場合(ステップS14又はS15がYESのとき)に、摂動後の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、2つの規範関数のうちの両方について摂動後の規範関数値が摂動前の規範関数値以下になる場合(ステップS14及びS15がどちらもNOのとき)に、摂動前の各リアクタンス値を各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6の各リアクタンス値の設定値として設定する(ステップS16)。 Thus, for at least one criterion function of the two criterion function, if the criterion function value after perturbation by random vector R (n) is increased with respect to the criterion function value before the perturbation (step S14 or S15 is YES when), while setting the respective reactance values ​​after perturbation as a new set value of the reactance values ​​of the variable reactance elements 12-1 to 12-6, the criterion function after perturbation for both of the two criterion function If the value is below the criterion function value before the perturbation (when even steps S14 and S15 are both NO), setting of each reactance value before the perturbation each reactance value of each variable reactance elements 12-1 to 12-6 It is set as the value (step S16).

ステップS17において、反復回数nが、予め設定された最大の反復回数Nに達したか否かが決定され、n<Nの場合はステップS6に戻り、n≧Nの場合は処理を終了する。 In step S17, the number of iterations n is determined whether reaches a preset maximum number of iterations N is the case of n <N returns to step S6, in the case of n ≧ N and terminates the process.

本実施形態では、規範関数ダイバシティを実現するために、M2M4とMMMCとの2つの規範関数を用いたが、3つ以上の規範関数を用いて適応制御処理を実行してもよい。 In the present embodiment, in order to realize the criterion function diversity, but using two criterion function of M2M4 and MMMC, it may perform the adaptive control process using three or more criterion function. それらの規範関数は、収束速度、安定性、及び/又は他の特性が互いに異なっていることが望ましい。 These criterion function, convergence speed, stability, and / or that other characteristics are different from each other desirable.

以上説明したように、本実施形態のアレーアンテナの制御方法及び制御装置によれば、収束速度と安定性とのトレードオフの問題を解決し、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させ、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することができる。 As described above, according to the control method and control apparatus for the array antenna of the present embodiment solves the tradeoff between convergence speed and stability, as compared with the prior art, a simple process, and more agilely converges the pattern of ESPAR antenna, calculates the reactance value of the variable reactance element for a main beam of the array antenna directs a null in the direction of and interference wave in the direction of the desired wave it is possible to set Te.

<第2の実施形態> <Second Embodiment>
本実施形態は、アレーアンテナ装置100の指向性を制御するために、順次ランダム探索法と最急勾配法との2つのアルゴリズムを用いるアルゴリズムダイバシティを採用し、それと同時に、これら2つのアルゴリズムはそれぞれ、M2M4の規範関数及びMMMCの規範関数を用いる規範関数ダイバシティを採用したことを特徴とする。 This embodiment, in order to control the directivity of the array antenna apparatus 100, employing the algorithm diversity using two algorithms sequentially random search method and the steepest gradient method, at the same time, each of these two algorithms, characterized in that employing the criterion function diversity using the criterion function of the criterion function and MMMC of M2M4. 詳しくは、本実施形態において、適応制御型コントローラ20は、第1の実施形態の規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理と同様に実行される第1のステップと、第1のステップの処理を所定の回数だけ反復する第2のステップと、第2のステップの処理を実行した後で、アレーアンテナ装置100で受信された無線信号に基づいて、2つの規範関数のうちの一方の規範関数に関連付けられた信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比(SNR)の値を計算する第3のステップと、計算されたSNR値が所定のしきい値よりも低いとき、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、アレーアンテナ装置100で受信され Specifically, in this embodiment, the adaptive control type controller 20 comprises a first step to be performed similarly to the adaptive control processing by sequentially random search method using a criterion function diversity of the first embodiment, the first a second step of repeating the steps of processing a predetermined number of times, after performing the processing of the second step, based on the radio signal received by the array antenna apparatus 100, one of the two criterion function of using a signal-to-noise ratio calculation functions associated with the criterion function, a third step of calculating the value of the signal-to-noise ratio of the received radio signal (SNR), the calculated SNR value is given is lower than the threshold value, the reactance values ​​of the variable reactance elements 12-1 to 12-6 is perturbed by sequential predetermined shift amount, it is received by the array antenna apparatus 100 無線信号に基づく2つの規範関数ρ(n) M2M4及びρ(n) MMMCを用いて、各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトル∇ρ(n) M2M4及び∇ρ(n) MMMCをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6のリアクタンス値を更新することを反復する第4のステップと、計算されたSNR値が上記しきい値以上であるとき、第1のステップの処理を反復する第5のステップとを実行し、それによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変 Using two criterion function ρ (n) M2M4 and ρ (n) MMMC based on radio signals, calculate gradient vector ∇ρ of each criterion function for each reactance value (n) M2M4 and ∇ρ a (n) MMMC respectively and, based on the gradient vector with the largest norm among the calculated each gradient vector, such that the value of the criterion function corresponding to the gradient vector with the largest norm is maximum by the maximum grade method each a fourth step of repeating the updating the reactance value of the variable reactance elements 12-1 to 12-6, when the calculated SNR value is equal to or greater than the threshold value, repeating the process of the first step run a fifth step, whereby a variable for directing a null in the direction of and interference wave toward the direction of the desired wave of the main beam of the array antenna アクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とする。 And setting by calculating the reactance value of the reactance element. また、本実施形態では、図1の適応制御型コントローラ20が実行する適応制御処理のみが第1の実施形態と異なり、本実施形態における他の構成要素は第1の実施形態と同様である。 Further, in the present embodiment, only the adaptive control process adaptive control type controller 20 of FIG. 1 to be executed differs from the first embodiment, other components in this embodiment are the same as in the first embodiment.

最初に、規範関数ダイバシティを使用する2つの異なるアルゴリズムを比較する。 First, comparing two different algorithms that use criterion function diversity. ここでは、本発明の第1の実施形態として説明された規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理と、非特許文献6に記載の規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による適応制御処理とのそれぞれの優位点について論じる。 Here, adaptation by the steepest gradient method using the criterion function diversity according the adaptive control processing by which the described sequence random search method using a criterion function diversity as the first embodiment, the non-patent document 6 of the present invention we discuss each advantage of the control process.

まず、後述される第1の実施形態に係るシミュレーション結果を参照すると、図11の収束曲線は、規範関数ダイバシティを使用するアルゴリズムが、M2M4の規範関数のみ、又はMMMCの規範関数のみを用いたアルゴリズムに比較して、より優れたブラインド適応ビーム形成を実現することを示している。 First, the algorithm with reference to simulation results according to the first embodiment described below, the convergence curve of FIG. 11, the algorithm that uses the criterion function diversity, only criterion function of M2M4, or using only criterion function of MMMC compared to show that to achieve better blind adaptive beamforming. また、非特許文献6を参照して、M2M4とMMMCとの規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による適応制御処理を実行するものと仮定すると、電子制御導波器アレーアンテナ装置のための規範関数ダイバシティを用いた両方の適応ビーム形成アルゴリズムの特性を表2のように示すことができる。 Further, with reference to non-patent literature 6, Assuming that performs adaptive control processing by the steepest gradient method using the criterion function diversity of M2M4 and MMMC, Code of ESPAR antenna the characteristics of both the adaptive beamforming algorithm using the function diversity can be shown in Table 2.

実際のところ、本発明者らが行ったシミュレーションによれば、信号対雑音比(SNR)の値が高い場合に(約20dBの場合)、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理を実行すると、所望波信号が存在する方向へビームを形成し、干渉波信号に向けて深いヌルを形成できるということがわかっている。 In fact, according to the simulation conducted by the present inventors (in the case of about 20 dB) if the value of the signal-to-noise ratio (SNR) is high, the adaptive control processing sequentially by the random search method using a criterion function diversity When the run has been found that the desired wave signal beam is formed in a direction it is present, to form a deep nulls toward the interference signal. 反対にSNR値が低い値である場合には、順次ランダム探索法よりも最急勾配法のほうが格段に効率的になる。 If SNR value is low on the other, towards the steepest gradient method is much more efficient than sequential random search method. 通常はSNR値を知ることができず、異なる状況では最急勾配法と順次ランダム探索法との両方が有効であるので、本実施形態では、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法及び規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法の両方のアルゴリズムによる適応制御処理を提案する。 Usually can not know the SNR value, because in different circumstances is effective both sequential random search method and the steepest gradient method, in this embodiment, the steepest gradient method and criterion function using a criterion function diversity We propose an adaptive control process by sequentially both algorithms random search method using diversity.

さらに、処理の継続時間の問題に遭遇する場合がある。 In addition, there is a case to be encountered to continue a matter of time of processing. 実際には、最急勾配法のアルゴリズムは順次ランダム探索法のアルゴリズムより複雑であるため、最急勾配法のアルゴリズムの計算処理には格段に長い時間がかかる。 In practice, the algorithm of the steepest gradient method because it is more complex than the algorithm of sequential random search method, the calculation processing algorithms steepest gradient method takes a much longer time. このことは、最急勾配法が、7素子のアレーアンテナ装置100の各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6についてそれぞれリアクタンス値を摂動させる毎に規範関数値を計算しなければならないという事実を以て説明することができる。 This is with a fact that the steepest gradient method, must be calculated criterion function value for each of the respective variable reactance elements 12-1 to 12-6 of the array antenna apparatus 100 of 7 elements perturb the reactance value, respectively it is possible to explain. 最急勾配法は、SNR値が高い場合にもアレーアンテナ装置100の指向性パターンにビーム及びヌルの両方を形成することができるが、最急勾配法の処理の複雑さは順次ランダム探索法の処理を遙かに上回り、この理由により、SNR値が高い場合には順次ランダム探索法を使用する方がよい。 Steepest gradient method, can be SNR value to form both the directivity pattern of the array antenna apparatus 100 beam and null even if high, the complexity of the process of the steepest gradient method of sequential random search method It exceeds handle much, for this reason, if the SNR value is high, it is better to use sequential random search method. なお、最急勾配法は、所望波信号と干渉波信号とがほぼ同じパワーを有するような所定の条件下では順次ランダム探索法よりも効率的である。 Incidentally, the steepest gradient method, in certain conditions, such as the interference signal and the desired wave signal has substantially the same power is sequentially efficient than random search method.

次いで、図5乃至図9を参照して、適応制御型コントローラ20が実行する、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理について説明する。 Then, with reference to FIGS. 5 to 9, the adaptive control type controller 20 executes, for adaptive control process will be described using the algorithm diversity and criterion function diversity. この適応制御処理の主たる原理は、規範関数ダイバシティを用いる最急勾配法と、規範関数ダイバシティを用いる順次ランダム探索法とを組み合わせることにある。 The main principle of the adaptive control process is to combine the steepest gradient method using a criterion function diversity, and a sequential random search method using a criterion function diversity. その結果、本実施形態の適応制御処理は、入射する信号の電力値及びSNR値がどのような値であっても、アレーアンテナ装置100の指向性パターンを改善する。 As a result, the adaptive control process of the present embodiment, the power value and the SNR value of the signal incident be any value, to improve the directivity pattern of the array antenna apparatus 100.

本実施形態の適応制御処理は、リアクタンス値を計算する途中で、受信信号のSNR値に応じて使用するアルゴリズムを切り換えることを特徴とする。 Adaptive control process of the present embodiment, in the course of calculating the reactance value, and wherein the switching algorithm to be used in accordance with the SNR value of the received signal. 本実施形態においてSNR値を計算するためには、非特許文献6に記載の原理より、式(9)及び式(10)を用いて計算される規範関数値を基礎としている。 To calculate the SNR value in this embodiment, the principle described in Non-Patent Document 6, is based on the criterion function value calculated using Equation (9) and (10).

M2M4の規範関数ρ(n) M2M4が、受信信号y(n)のSNR値と所定の関係を有していることを以下に説明する。 Criterion function ρ (n) M2M4 of M2M4 is explained that it has a SNR value and a predetermined relationship between the received signal y (n) as follows. ここでは、E[ ]を統計的期待値の演算子として、次のような一般化されたM2M4の規範関数ρ(n) を用いて説明する。 Here, as an operator of the statistical expectation value E [], it will be described with reference to the criterion function ρ (n) 1 of M2M4 which is generalized as follows.

また、受信信号y(n)が、次式のように、送信信号σ(n)と加法性白色ガウス雑音(AWGN)ν(n)との単純な和によってモデル化されると仮定する。 Further, it is assumed that the received signal y (n) is, the following equation is modeled by a simple sum of the transmitted signal σ (n) and additive white Gaussian noise (AWGN) ν (n).

ここで、S及びNはそれぞれ、信号と雑音信号のパワーである。 Here, each of the S and N, the power of the signal and noise signal. 干渉信号の個数が十分に大きいならば、干渉信号はAWGNの信号成分ν(n)に含まれている。 If the number of the interference signal is sufficiently large, the interference signal is included in the signal component of AWGN ν (n).

式(12)を式(11)に代入すると、次式を得る。 Substituting equation (12) into equation (11), the following equation is obtained.

ここで、γは、γ=S/Nによって与えられる、信号のビット毎のSNR値であり、K 及びK はそれぞれ、送信信号σ(n)と雑音信号ν(n)の尖度を示す。 Here, gamma is given by γ = S / N, an SNR value for each bit of the signal, respectively K s and K n, the kurtosis of the transmission signal sigma (n) and the noise signal [nu (n) show. これらの尖度は次式によって与えられる。 These kurtosis is given by the following equation.

送信信号の尖度K は、送信信号σ(n)の変調方式に従って異なる値をとるのに対して、雑音信号の尖度K は、実又は複素AGWNチャンネルにおいてそれぞれ3又は2となる。 Kurtosis K s of the transmission signal, to the take different values according to the modulation method of the transmission signal sigma (n), the kurtosis K n of the noise signal is respectively 3 or 2 in the real or complex AGWN channels. 式(13)より、SNR値γが高くなるとき、規範関数値ρ(n) はK に近づくことがわかる。 From equation (13), when the SNR value γ is high, the criterion function value [rho (n) 1 is found to be close to K s. 従って、M2M4の規範関数ρ(n) に基づく適応制御処理は、適応型アルゴリズムを用いて規範関数値ρ(n) を最大化することによって達成される。 Therefore, adaptive control process based on the criterion function ρ (n) 1 of M2M4 is achieved by maximizing the criterion function value [rho a (n) 1 using the adaptive algorithm.

ここで、式(13)をSNR値γについて解くことにより、次式のように、M2M4の規範関数値ρ(n) からSNR値γを計算するためのM2M4の計算関数を得ることができる。 Here, by solving equation (13) for SNR value gamma, the following equation can be obtained calculation function M2M4 for calculating the SNR value gamma a criterion function value [rho (n) 1 of M2M4 .

[数6] [6]
γ=F (ρ(n) ) (16) γ = F 1 (ρ (n ) 1) (16)

本実施形態の適応制御処理では、式(9)の規範関数と式(16)の計算関数との組を信号対雑音比計算関数として用い、式(4)を用いて計算された規範関数値ρ(n) M2M4を数式6の規範関数値ρ(n) に代入することによって、受信信号y(n)のSNR値を計算する。 In the adaptive control process of the present embodiment, the formula used as a set of signal-to-noise ratio calculation function of the criterion function and calculation functions of formula (16) (9), Equation (4) calculated criterion function value using the by [rho a (n) M2M4 is assigned to the criterion function value ρ (n) 1 equation 6 to calculate the SNR value of the received signal y (n).

次に、MMMCの規範関数ρ(n) MMMCもまた、受信信号y(n)のSNR値と所定の関係を有していることを以下に説明する。 Next, the criterion function [rho (n) MMMC of MMMC also be described that has a SNR value and a predetermined relationship between the received signal y (n) as follows. ここでは、E[ ]を統計的期待値の演算子として、次のような一般化されたMMMCの規範関数ρ(n) を用いて説明する。 Here, as an operator of the statistical expectation value E [], it will be described with reference to the criterion function ρ (n) 2 of MMMC which is generalized as follows.

送信信号σ(n)をM−aryのPSK信号とすると、各時刻における信号値のM乗は一意な複素数値となる。 When the transmission signal σ (n) is the PSK signal M-ary, M-th power of the signal values ​​at each time is the unique complex values. この事実に従って、式(17)の分子及び分母はそれぞれ、上記一意な複素数値によって測定されたパワー及び分散を表す。 According to this fact, each numerator and denominator of equation (17) represents the power and dispersion measured by the unique complex values.

式(11)を式(17)に代入することによって、次式が得られる。 By substituting equation (11) into equation (17), the following equation is obtained.

式(18)は、MMMCの規範関数ρ(n) が、SNR値γに関して単調に増大することを示している。 Equation (18), the criterion function [rho (n) 2 of MMMC have shown that increase monotonically with respect to SNR value gamma. 従って、MMMCの規範関数ρ(n) に基づく適応制御処理は、規範関数値ρ(n) を最大化することによって達成される。 Therefore, the criterion function [rho (n) adaptive control process based on 2 MMMC is achieved by maximizing the criterion function value [rho a (n) 2.

さらに、式(18)をSNR値γについて解くことにより、次式のように、MMMCの規範関数値ρ(n) からSNR値γを計算するためのMMMCの計算関数を得ることができる。 Further, by solving equation (18) for SNR value gamma, the following equation can be obtained calculation function MMMC for calculating the SNR value gamma a criterion function value [rho (n) 2 of MMMC.

[数7] [Equation 7]
γ=F (ρ(n) ) (19) γ = F 2 (ρ (n ) 2) (19)

本実施形態の適応制御処理では、式(10)の規範関数と式(19)の計算関数との組を信号対雑音比計算関数として用い、式(10)を用いて計算された規範関数値ρ(n) MMMCを式(19)の規範関数値ρ(n) に代入することによって、受信信号y(n)のSNR値を計算する。 In the adaptive control process of the present embodiment, the formula used as a set of signal-to-noise ratio calculation function of the criterion function and calculation functions of formula (19) (10), equation (10) calculated criterion function value using the [rho a (n) MMMC by substituting the criterion function value [rho (n) 2 of the formula (19), calculates the SNR value of the received signal y (n).

アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理は、基本的には次のように進行する。 Adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity is basically proceeds as follows.

図5のステップS1において反復回数nを0に初期化し、ステップS1aにおいて規範関数フラグCFを0に設定する。 The number of iterations n is initialized to 0 in step S1 in FIG. 5, it is set to 0 the criterion function flag CF in step S1a. 規範関数フラグCFは、受信信号のSNR値を計算するときに使用する規範関数及び計算関数を指定するためのフラグであり、本実施形態では、CF=0が、M2M4の規範関数及び計算関数を用いることを意味し、CF=1が、MMMCの規範関数及び計算関数を用いることを意味するが、フラグの意味はこの逆に設定されていてもよい。 The criterion function flag CF is a flag for specifying the criterion function and computing function used to calculate the SNR value of the received signal, in the present embodiment, CF = 0 is, the criterion function and computing function of M2M4 means that the use, CF = 1 is, but refers to the use of the criterion function and computing function of MMMC, the meaning of these flags may be set to the opposite. それに続くステップS2乃至S5は、第1の実施形態と同様である。 Steps S2 to S5 followed is the same as the first embodiment. 次いで、ステップS21において、順次ランダム探索法による初期適応制御処理を実行し、ステップS22において反復回数nが所定の回数N SNRに達したと判断されるまで、ステップS21の処理を反復する。 Then, in step S21, sequentially executes the initial adaptive control processing by the random search method, until the number of iterations n is determined to have reached the predetermined number N SNR in step S22, to repeat the processing in step S21. 図6に、順次ランダム探索法による初期適応制御処理S21に係るサブルーチンのフローチャートが図示されている。 6, a flow chart of the subroutine in the initial adaptive control process S21 by sequentially random search method is illustrated. 図6のステップS6乃至S13は図3の各ステップと同様である。 Step S6 to S13 of FIG. 6 is the same as the corresponding steps of FIG. 図6のステップS14(図4のステップS14と同様)がYESであるとき、ステップS14aにおいて規範関数フラグCFの値を0にし、図5のステップS22に進む。 When step S14 in FIG. 6 (same as step S14 in FIG. 4) is YES, the value of the criterion function flag CF is set to 0 in step S14a, the process proceeds to step S22 in FIG. 5. ステップS14がNOであってステップS15(図4のステップS15と同様)がYESであるとき、ステップS15aにおいて規範関数フラグCFの値を1にし、図5のステップS22に進む。 When step S14 is NO step S15 (as in step S15 in FIG. 4) is YES, the value of the criterion function flag CF to 1 at step S15a, the process proceeds to step S22 in FIG. 5. ステップS14及びS15がどちらもNOであるときは、ステップS16(図4のステップS16と同様)を実行し、図5のステップS22に進む。 When steps S14 and S15 are both NO, Step S16 executes the (same as step S16 in FIG. 4), the process proceeds to step S22 in FIG. 5. 図6のステップS6乃至S16は、反復回数nが1乃至N SNRである間に反復される。 Step S6 through S16 in FIG. 6, the number of iterations n is repeated between 1 to N SNR.

ステップS22において、n≧N SNRと判断されると、次いで、ステップS23において受信信号y(n)を測定し、ステップS24において、ステップS23で測定された受信信号y(n)に基づいてSNR値を計算する。 In step S22, if it is determined that n ≧ N SNR, then the received signal y (n) is determined in step S23, in step S24, SNR value based on the received signal measured in step S23 y (n) to calculate. ステップS24でSNR値を計算するためには、規範関数フラグCFを参照して、CF=0のときは式(9)のM2M4の規範関数と式(16)の計算関数とを用い、CF=1のときは式(8)のMMMCの規範関数と式(19)の計算関数とを用いる。 To calculate the SNR value in step S24, with reference to the criterion function flag CF, when the CF = 0 using a calculation function M2M4 criterion function and expression of the formula (9) (16), CF = when one uses a calculation function of equation (8) MMMC criterion function and formula (19). 従って、SNR値を計算するために用いる規範関数及び計算関数は、ステップS21の処理における実質的に最後の更新(すなわち、図6のステップS14及びS15の一方がYESであった最後の更新)において、ステップS14及びS15のいずれがYESであったか、すなわち、リアクタンスベクトルx(n)はM2M4の規範関数とMMMCの規範関数とのどちらを参照して更新されたかということに基づいて、式(9)及び式(16)の組又は式(10)及び式(19)の組に決定される。 Therefore, the criterion function and calculation functions used to calculate the SNR value, in substantially the last update in the processing of the step S21 (i.e., last update one of steps S14 and S15 in FIG. 6 was YES) , one has either a YES at step S14 and S15, i.e., the reactance vector x (n) is based on the fact that if it were updated with reference to either of the norm function of the criterion function and MMMC of M2M4, formula (9) and it is determined to set or set of equations (10) and (19) of the formula (16). ステップS25において、計算されたSNR値が10dB(又は予め設定された所定のしきい値)より小さいと判断されると、N SNR +1回目からN回目までの反復において、ステップS26の最急勾配法による第1の適応制御処理を実行する。 In step S25, when the calculated SNR value is determined to be (predetermined threshold set or pre) less than 10 dB, the repetition of +1 th N SNR to N-th, steepest gradient method in step S26 executing the first adaptive control processing by. 一方、ステップS25において、計算されたSNR値が10dB以上であると判断されると、N SNR +1回目からN回目までの反復において、ステップS26の順次ランダム探索法による第2の適応制御処理を実行する。 On the other hand, in step S25, when the calculated SNR value is determined to be more than 10dB, in the repetition of +1 th N SNR to N-th, the second adaptive control processing by sequentially random search method in step S26 executed to.

ここで、ステップS26において実行される、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法について説明する。 Here, executed in step S26, it will be described steepest gradient method using criterion function diversity. このステップにおける処理のアルゴリズムは、電子制御導波器アレーアンテナ装置のための、規範関数ダイバシティを使用しかつ規範関数の勾配を基礎とするアルゴリズムであり、非特許文献6に記載された技術が参照される。 Algorithm of the processing in this step is, for ESPAR antenna, an algorithm based upon the gradient of using the criterion function diversity and criterion function, the reference technique described in Non-Patent Document 6 It is. このアルゴリズムは、第1の実施形態における規範関数ダイアシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理と同様に、ダイバシティを実現するためにM2M4及びMMMCの両方のブラインド規範関数ρ(n) M2M4及びρ(n) MMMCを使用する。 This algorithm, like the adaptive control processing by sequentially random search method using a criterion function die City in the first embodiment, in order to realize the diversity M2M4 and both blind criterion function of MMMC ρ (n) M2M4 and using the ρ (n) MMMC. 簡単化のために、2つの規範関数に共通の説明をする場合には、規範関数をρ(n)と表記する。 For simplicity, in the case of a common description for two criterion function, it denoted the criterion function ρ and (n).

規範関数ρ(n)の勾配ベクトルは、次式で表される。 Gradient vector of the criterion function [rho (n) is expressed by the following equation.

ここで、勾配ベクトル∇ρ(n)は、規範関数ρ(n)をリアクタンスベクトルx(n)の各成分に関して偏微分することによって得られる。 Here, the gradient vector ∇Ro (n) is obtained by partially differentiating the criterion function ρ a (n) for each component of the reactance vector x (n). すなわち、勾配ベクトルの成分δρ(n)/δx は、次式のように計算される規範関数の偏微分係数である。 That is, component δρ (n) / δx m of the gradient vector is a partial differential coefficient of the criterion function is calculated as follows.

ここで、規範関数の基準値ρ(n) (0)は、適応制御処理のn回目の反復においてリアクタンスベクトルx(n)=[x (n),…,x (n)]がアレーアンテナ装置100に設定されたときに計算される値であり、規範関数値ρ(n)は、m番目の成分を所定のリアクタンス値Δx だけ摂動したリアクタンスベクトルx(n)=[x (n),…,x (n)+Δx ,…,x (n)]がアレーアンテナ装置100に設定されたときに計算される値である。 Here, the reference value ρ (n) (0) of the criterion function, the adaptive control process of the n-th iteration in the reactance vector x (n) = [x 1 (n), ..., x 6 (n)] is an array a value calculated when it is set to the antenna device 100, the criterion function value [rho (n) is the m-th component by a predetermined reactance value [Delta] x m perturbed reactance vector x (n) = [x 1 ( n), ..., x m ( n) + Δx m, ..., x 6 (n)] is a value that is calculated when it is set in the array antenna apparatus 100. 前述のように、式(21)の規範関数ρ(n)は、M2M4の規範関数ρ(n) M2M4であるか、MMMCの規範関数値ρ(n) MMMCであるかのいずれかである。 As described above, the criterion function of formula (21) ρ (n) is either a criterion function ρ (n) M2M4 of M2M4, is either a criterion function value ρ (n) MMMC of MMMC.

図7及び図8に、最急勾配法による第1の適応制御処理S26に係るサブルーチンのフローチャートが図示されている。 7 and 8, a flow chart of the subroutine according to the first adaptive control process S26 by the steepest gradient method is illustrated. 図7のステップS31において、各アンテナ素子A0乃至A6に対応するパラメータmを0に設定し、ステップS32において、受信信号y(n)を測定する。 In step S31 in FIG. 7, the parameter m corresponding to the antenna elements A0 to A6 is set to 0, in step S32, measures the received signal y (n). ステップS33において、ステップS32で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(9)を用いてM2M4の規範関数値ρ(n) M2M4を計算し、これをM2M4の規範関数の基準値ρ(n) M2M4 (0)とする。 In step S33, based on the received signal measured in step S32 y (n), calculates the criterion function value ρ (n) M2M4 of M2M4 using Equation (9), which reference value of the criterion function M2M4 ρ and (n) M2M4 (0). ステップS34において、ステップS32で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(10)を用いてMMMCの規範関数値ρ(n) MMMCを計算し、これをMMMCの規範関数の基準値ρ(n) MMMC (0)とする。 In step S34, based on the measured received signal y (n) in step S32, equation (10) computes the criterion function value [rho (n) MMMC of MMMC with which the reference value of the criterion function MMMC ρ and (n) MMMC (0). ステップS33及びS34を実行する順序は、逆又は同時であってもよい。 Order of performing steps S33 and S34 may be reversed or simultaneous. 次いで、ステップS35において、パラメータmを1だけインクリメントする。 Then, in step S35, it increments the parameter m by 1. ステップS36において、m番目の成分のみが所定のリアクタンス値+Δx だけ変化されたリアクタンスベクトルに対応する制御電圧信号を、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定する。 In step S36, the control voltage signal only m-th component corresponding to only altered reactance vector predetermined reactance value + [Delta] x m, sets and outputs the respective variable reactance elements 12-1 to 12-6. ステップS37において、受信信号y(n)を測定する。 In step S37, measuring the received signal y (n). ステップS38において、ステップS37で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(9)を用いて規範関数値ρ(n) M2M4を計算し、ステップS39において、規範関数値ρ(n) M2M4と基準値ρ(n) M2M4 (0)とに基づいて、式(21)を用いて規範関数の偏微分係数δρ(n) M2M4 /δx を計算する。 In step S38, the based on the measured received signal y (n) in step S37, the formula (9) computes the criterion function value ρ (n) M2M4 using, in step S39, the criterion function value [rho (n) based on the M2M4 and the reference value ρ (n) M2M4 (0) , to calculate the partial derivatives δρ (n) M2M4 / δx m of the criterion function using equation (21). 次いで、ステップS40において、ステップS37で測定された受信信号y(n)に基づいて、式(8)を用いて規範関数値ρ(n) MMMCを計算し、ステップS41において、規範関数値ρ(n) MMMCと基準値ρ(n) MMMC (0)とに基づいて、式(21)を用いて規範関数の偏微分係数δρ(n) MMMC /δx を計算する。 Then, in step S40, based on the received signal measured in step S37 y (n), calculates the criterion function value [rho (n) MMMC using equation (8), in step S41, the criterion function value [rho ( n) MMMC and the reference value based on the [rho (n) MMMC (0), to calculate the partial derivatives δρ (n) MMMC / δx m of the criterion function using equation (21). ステップS38及びS39と、ステップS40及びS41とを実行する順序は、逆又は同時であってもよい。 A step S38 and S39, order of executing the steps S40 and S41 may be reversed or simultaneous. ステップS42において、ステップS36で変化されたリアクタンスベクトルのm番目の成分を元に戻すために、m番目の成分のみがリアクタンス値−Δx だけ変化されたリアクタンスベクトルに対応する制御電圧信号を、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定する。 In step S42, in order to undo the m-th component of altered reactance vector step S36, the control voltage signal only m-th component corresponding to only altered reactance vector reactance value -Derutax m, each output to be set to the variable reactance element 12-1 to 12-6. ステップS43において、リアクタンスベクトルのすべての成分に関して規範関数の偏微分係数が計算されたと判断されたときは、ステップS44に進み、そうでないときはステップS35に戻る。 In step S43, when it is determined that partial differential coefficient of the criterion function with respect to all components of the reactance vector is calculated, the process proceeds to step S44, and otherwise returns to step S35.

以下のステップでは、ステップS39及びS41において計算された偏微分係数を成分とする勾配ベクトルのノルムを参照して、当該ノルムがより大きくなるような規範関数を選定することにより、リアクタンスベクトルの次の設定値を計算する。 In the following step, the calculated partial differential coefficients with reference to the norm of the gradient vector whose components at step S39 and S41, by selecting the criterion function as the norm becomes larger, the reactance vector follows to calculate the set value. 図8のステップS44において、ステップS39において計算された偏微分係数を成分とするM2M4の規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ(n) M2M4 ‖と、ステップS41において計算された偏微分係数を成分とするMMMCの規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ(n) MMMC ‖とを比較する。 In step S44 in FIG. 8, a polarization norm ‖∇ρ of the gradient vector of M2M4 criterion function of the differential coefficient and the component (n) M2M4 ‖ calculated in step S39, components the calculated partial differential coefficients in step S41 comparing the norm ‖∇ρ (n) MMMC ‖ the gradient vector of the criterion function of MMMC to. M2M4の規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ(n) M2M4 ‖が、MMMCの規範関数の勾配ベクトルのノルム‖∇ρ(n) MMMC ‖よりも大きいときは、ステップS45に進んで、M2M4の規範関数の勾配ベクトルρ(n) M2M4に基づいて次のリアクタンスベクトルx(n+1)を計算する。 Norm ‖∇Ro of the gradient vector of the criterion function of M2M4 (n) M2M4 ‖ is, when greater than the norm ‖∇ρ (n) MMMC ‖ the gradient vector of the criterion function of MMMC, the process proceeds to step S45, the M2M4 calculating the next reactance vector x (n + 1) based on the gradient vector ρ (n) M2M4 of criterion function. そうでないときはステップS46に進んで、MMMCの規範関数の勾配ベクトルρ(n) MMMCに基づいて次のリアクタンスベクトルx(n+1)を計算する。 Non case proceeds to step S46 so, it calculates the next reactance vector x (n + 1) based on the gradient vector ρ (n) MMMC the criterion function of MMMC. ここで、図8のステップS45及びS46に示された式のμは、最急勾配法の処理の収束速度を制御する正の定数である(非特許文献2を参照)。 Here, the expression μ shown in step S45 and S46 in FIG. 8 is a positive constant that controls the convergence speed of the process of the steepest gradient method (see Non-Patent Document 2). ステップS45又はS46では、さらに、計算されたリアクタンスベクトルx(n+1)に対応する制御電圧信号が、各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に出力して設定される。 In step S45 or S46, further, the control voltage signal corresponding to the calculated reactance vector x (n + 1) is set to output to the variable-reactance elements 12-1 to 12-6. 次いで、ステップS47において反復回数nを1だけインクリメントし、ステップS48において、反復回数nが、予め設定された最大の反復回数Nに達したか否かが決定され、n<Nの場合はステップS31に戻り、n≧Nの場合は処理を終了する。 Then, the number of iterations n is incremented by 1 at step S47, the in step S48, the number of iterations n is determined whether reaches a preset maximum number of iterations N is the case of n <N Step S31 return to, in the case of n ≧ N and the process ends.

この適応制御処理のアルゴリズムを制御する他の異なるパラメータとして、反復回数N SNRとSNRのしきい値との2つが存在する。 As other different parameters that control the algorithm of the adaptive control process, two present the number of iterations N SNR and SNR thresholds.

図9に、順次ランダム探索法による第2の適応制御処理S27に係るサブルーチンのフローチャートが図示されている。 9, a flow chart of the subroutine in the second adaptive control process S27 by sequentially random search method is illustrated. ステップS3乃至ステップS17は、図3に示された各ステップと同様であり、ステップS17において反復回数nが予め決められた最大値Nに達したと判断されたときは、処理を終了する。 Step S3 to step S17 is the same as the steps shown in FIG. 3, when the number of iterations n is judged to have reached the maximum value N predetermined in step S17, the process is terminated.

本実施形態では、N回の反復の後にSNR値が所定のしきい値より高ければ、適応制御処理は、結果的に、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法の場合と同程度に効率的になる。 In this embodiment, if SNR value after N iterations is higher than a predetermined threshold value, the adaptive control process, resulting in, efficient as the sequential case of random search method using a criterion function diversity become. 一方、処理をN SNR回だけ反復した後にも未だSNR値がしきい値を下回っていれば、最急勾配法によるブラインド適応ビーム形成の方が順次ランダム探索法よりも優れていると判断され、これを根拠として、ステップS25の後で、処理は、順次ランダム探索法による第2の適応制御処理から最急勾配法による第1の適応制御処理へ切り換えられる。 On the other hand, if less than the still SNR value threshold even after repeated process only N SNR times, it is determined that towards the blind adaptive beam formation by the steepest gradient method is superior sequentially random search method, this as a basis, after the step S25, the processing is switched sequentially from the second adaptive control processing by the random search method to the first adaptive control processing by the steepest gradient method.

本実施形態では、規範関数ダイバシティを実現するために、M2M4とMMMCとの2つの規範関数を用いたが、3つ以上の規範関数を用いて適応制御処理を実行してもよい。 In the present embodiment, in order to realize the criterion function diversity, but using two criterion function of M2M4 and MMMC, it may perform the adaptive control process using three or more criterion function. それらの規範関数は、収束速度、安定性、及び/又は他の特性が互いに異なっていることが望ましい。 These criterion function, convergence speed, stability, and / or that other characteristics are different from each other desirable. また、アルゴリズムダイバシティを実現するために、順次ランダム探索法及び最急勾配法とは異なるアルゴリズムを用いてもよい。 In order to realize the algorithm diversity, it may use different algorithms sequentially random search method and the steepest gradient method. さらに、ステップS24においてSNR値を計算するために、規範関数フラグCFを参照することによって式(9)のM2M4の規範関数及び式(16)の計算関数の組と、式(10)のMMMCの規範関数及び式(12)の計算関数の組とのいずれかを選択して用いたが、常にいずれか一方の組を用いてSNR値を計算してもよい。 Furthermore, in order to calculate the SNR value at step S24, a set of calculation functions of the criterion function and formula M2M4 (16) of the formula (9) by reference to the criterion function flag CF, the MMMC of formula (10) it is used by selecting one of the set of calculation functions of the criterion function and formula (12) may always calculate the SNR value using any one set.

以上説明したように、本実施形態のアレーアンテナの制御方法及び制御装置によれば、収束速度と安定性とのトレードオフの問題を解決し、従来技術に比較して、簡単な処理で、より高速かつ安定に電子制御導波器アレーアンテナ装置のパターンを収束させ、アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することができる。 As described above, according to the control method and control apparatus for the array antenna of the present embodiment solves the tradeoff between convergence speed and stability, as compared with the prior art, a simple process, and more agilely converges the pattern of ESPAR antenna, calculates the reactance value of the variable reactance element for a main beam of the array antenna directs a null in the direction of and interference wave in the direction of the desired wave it is possible to set Te.

以下、本発明の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の性能を示すシミュレーション結果について説明する。 The following describes a simulation result indicating the performance of a control apparatus for an array antenna according to an embodiment of the present invention.

図10は、本発明の第1の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角0度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。 Figure 10 is a simulation result according to the first embodiment of the present invention, the azimuth angle with respect to the gain of the azimuth angle of 0 degree direction in each case was not used if the criterion function diversity using criterion function diversity a directional pattern that indicates the relative gain in the direction. アルゴリズムは順次ランダム探索法であり、SNRの初期値は10dBであり、所望波信号の到来角が0度であり、干渉波信号の到来角が45度であるとした。 Algorithm is sequential random search method, the initial value of the SNR is 10 dB, the angle of arrival of the desired wave signal is 0 degrees, the angle of arrival of the interference wave signal is to be 45 degrees. このパターンから分かるように、規範関数ダイバシティは順次ランダム探索法のブラインド適応ビーム形成を改善する。 As can be seen from the pattern, the criterion function diversity successively improved blind adaptive beamforming random search method. また、非特許文献3のシミュレーション結果によれば、異なる分布を有するランダムベクトルR(n)を使用した場合に、ガウス分布の方が一様分布よりも優れた結果をもたらすことが示されている。 Further, according to the simulation result of the non-patent document 3, when using a random vector R (n) with different distributions, towards the Gaussian distribution has been shown to provide superior results than uniform distribution .

図11は、本発明の第1の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数nに対するアレーアンテナの制御装置の出力SIRを示すグラフである。 Figure 11 is a simulation result according to the first embodiment of the present invention, in each case of not using the case and criterion function diversity using criterion function diversity, of the control device of the array antenna for the number of iterations n it is a graph showing the output SIR. アルゴリズムは順次ランダム探索法であり、SNRの初期値は10dBであり、所望波信号の到来角が0度であり、干渉波信号の到来角が45度であるとした。 Algorithm is sequential random search method, the initial value of the SNR is 10 dB, the angle of arrival of the desired wave signal is 0 degrees, the angle of arrival of the interference wave signal is to be 45 degrees. 実際に、これは、順次ランダム探索法による処理の50回目までの反復を1000回だけ試行した平均値で出力SIRを比較している。 In fact, this compares the output SIR in attempts by sequentially 1000 iterations until 50th treatment with the random search method average. このグラフの収束曲線は、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理が、M2M4又はMMMCのうちのただ1つの規範関数を使用するアルゴリズムよりも有効であることを示している。 Convergence curves of the graph, the adaptive control processing sequentially by the random search method using a criterion function diversity has shown to be effective than the algorithm that uses only one criterion function of the M2M4 or MMMC.

さらに、本発明に係る第2の実施形態のアルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理の性能を評価する目的でシミュレーションが行われた。 Furthermore, a simulation for the purpose of evaluating the algorithm diversity and performance of the adaptive control process using the criterion function diversity of a second embodiment according to the present invention was performed. アレーアンテナ装置100の指向性パターンのシミュレーションが、いくつかの到来角(DOA)が存在し、SNRの初期値が異なる場合(0乃至20dB)について行われた。 Simulation of the directivity pattern of the array antenna apparatus 100, a number of angle of arrival (DOA) is present, was performed for the case where the initial value of the SNR is different (0 to 20 dB). シミュレーションでは、所望波信号がアレーアンテナ装置100に入射され、さらに干渉波信号もまた追加された。 In the simulation, desired wave signal is incident on the array antenna apparatus 100, it was also added further interference signal.

図12は、本発明の第2の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角0度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。 Figure 12 is a second is a simulation result according to the embodiment, the azimuthal direction with respect to the azimuth angle of 0 degree direction gain in each case of not using the case and algorithms diversity using algorithm diversity of the present invention a directional pattern that indicates the relative gain. シミュレーションは、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた第2の実施形態の適応制御処理と、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による(すなわちアルゴリズムダイバシティを用いない)第1の実施形態の適応制御処理と、M2M4及びMMMCの規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による(すなわちアルゴリズムダイバシティを用いない)非特許文献6の従来技術の適応制御処理とに対して実行された。 Simulation, the adaptive control process of the second embodiment using the algorithm diversity and criterion function diversity, (using no That algorithm diversity) sequentially by the random search method using a criterion function diversity adaptive control of the first embodiment and processing were performed on a M2M4 and (ie without using an algorithm diversity) by the steepest gradient method using the criterion function diversity of MMMC prior art adaptive control process of non-Patent Document 6. シミュレーション結果は、SNR値がいかなる値であるかに関わらず、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理によるブラインド適応ビーム形成が、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法又は順次ランダム探索法のいずれかの場合より優れていることを示した。 Simulation results, SNR value regardless of whether it is any value, the blind adaptive beamforming by the adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity, steepest gradient method using the criterion function diversity or sequentially random search method It showed that it is better than the case of one of the. 図12では、SNRの初期値が10dBであり、所望波信号の到来角が0度であり、干渉波信号の到来角が45度である場合のシミュレーション結果が示されている。 In Figure 12, the initial value is 10dB of SNR, the arrival angle of the desired wave signal is 0 degree, the simulation results are shown for the case the arrival angle of the interference wave signal is 45 degrees.

図13は、本発明の第2の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数nに対するアレーアンテナの制御装置の出力SIRを示すグラフである。 13, the output SIR of the second is a simulation result according to the embodiment, in each case of not using the case and algorithms diversity using algorithm diversity controller array antenna for the number of iterations n of the present invention it is a graph showing a. このグラフの収束曲線は、規範及びアルゴリズムの同時ダイバシティを、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法及び順次ランダム探索法に対して比較するためのものである。 Convergence curves of the graph, the simultaneous diversity norms and algorithms is used to compare against the steepest gradient method using the criterion function diversity and sequential random search method. SNRの初期値は10dBであり、所望波信号の到来角は0度であり、干渉波信号の到来角は45度であるとされた。 The initial value of the SNR is 10 dB, the angle of arrival of the desired wave signal is 0 degrees, the angle of arrival of the interference signal is to be 45 degrees. このシミュレーションはN=50回目までの反復を1000回試行して行われた。 The simulation was performed by attempting 1000 iterations until N = 50 th. ステップS22のパラメータである反復回数N SNRは、25に設定されている。 Iterations N SNR is a parameter in step S22 is set to 25. 図13の結果は、最初のN SNR回の反復の間は、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理の収束曲線と、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理の収束曲線とがほぼ同じであることを示している。 Results of Figure 13, during the first N SNR iterations, the convergence curve for the adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity, convergence of the adaptive control process sequentially by random search method using a criterion function diversity It shows that there is a curve, which is almost the same. しかし、実際には、試行においてN SNR回目の反復におけるサンプルに関してSNR値がしきい値パラメータを下回る毎に、順次ランダム探索法(ステップS27)の代わりに最急勾配法(ステップS26)が使用される。 However, in practice, each SNR value for a sample of N SNR iteration in attempt is below the threshold parameter, steepest gradient method (step S26) is used instead of sequential random search method (Step S27) that.

図5のステップS25のしきい値は10dBに設定されるため、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理で測定されるサンプルの中には、処理を、順次ランダム探索法から最急勾配法へ切り換えさせるものがある。 Because the threshold in step S25 of FIG. 5 is set to 10 dB, in the sample is measured by the adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity, processing, steepest from sequential random search method Gradient there are things that make switching to law. この場合はリアクタンスベクトルを計算するために使用される各パラメータが初期化される。 In this case, the parameters used to calculate the reactance vector is initialized. 図13のグラフにおいて、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理に係るSIR出力値が降下し、その後急速に収束して最急勾配法アルゴリズムのSIR出力値に到達するように見えるのはこのためである。 In the graph of FIG. 13, SIR output value drops according to the adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity, then rapidly converged to look like to reach the SIR output value of the steepest gradient algorithm is it is for this reason.

最終的には、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理は、規範関数ダイバシティを用いた最急勾配法による適応制御処理と同じ効率になる。 Finally, the adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity, the same efficiency as the adaptive control processing by the steepest gradient method using criterion function diversity. このシミュレーションでは、最急勾配法の収束曲線の方が順次ランダム探索法の収束曲線より優れている。 In this simulation, it is better than the convergence curve of sequential random search method towards the convergence curve of the steepest gradient method. しかしながら、順次ランダム探索法は最急勾配法ほど複雑ではないことから、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理は、最急勾配法による適応制御処理ほど複雑ではなく、そのため、本発明に係る第2の実施形態のアルゴリズムは他のものより効率的である。 However, sequential random search method since less complex than the steepest gradient method, the adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity is not as complicated as the adaptive control processing by the steepest gradient method, therefore, the present invention algorithm of the second embodiment according are more efficient than others.

以上の好ましい実施形態においては、規範関数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを最大となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算しているが、本発明はこれに限らず、規範関数の逆数を適応制御のためのリアクタンス値を求めるための規範関数とし、それを最小となるようにリアクタンスベクトルの最適解を計算してもよい。 In the above preferred embodiment, the criterion function for obtaining the reactance values ​​for adaptive control criterion function, it has to calculate the optimal solution of the reactance vector so as to maximize, the present invention is to not necessarily, a criterion function for obtaining the reactance values ​​for adaptive control the reciprocal of the criterion function, the optimal solution of the reactance vector may be calculated so that it is minimized.

以上の好ましい実施形態においては、図5のステップS21において順次ランダム探索法による初期適応制御処理を実行しかつ図5のステップS27において順次ランダム探索法による第2の適応制御処理を実行しているが、本発明はこれに限らず、これらの初期適応制御処理及び第2の適応制御処理において、以下に示す単純ランダム法又は高次元二分法などの非線形計画法における反復的な数値解法を用いてもよい。 In the above preferred embodiment, although successively running a second adaptive control processing by the random search method in step S27 in the initial adaptive control process execution vital Figure 5 sequentially by the random search method in step S21 in FIG. 5 the present invention is not limited thereto, be employed in these initial adaptive control processing and the second adaptive control processing, the iterative numerical solution of nonlinear programming, such as a simple random method or high-dimensional dichotomy shown below good.

なお、単純ランダム探索法においては、以下の手順を用いる。 In the simple random search method, the following procedure is used.
(i)最初に、リアクタンスベクトルの所定の初期値x(1)(例えば、当該エスパアンテナ装置100をオムニアンテナに設定にするときのリアクタンスベクトル)によって処理を開始する。 (I) First, a predetermined initial value x (1) of the reactance vector (e.g., the reactance vector when to set the ESPAR antenna apparatus 100 to the omni antenna) starts processing by.
(ii)次いで、この初期値を使用して、当該初期値への加算値を所定の存在範囲内で乱数を発生させて計算する。 (Ii) Then, using this initial value, to calculate the sum value to this initial value by generating a random number within a predetermined existence range.
(iii)計算された加算値を上記初期値に加算することにより、リアクタンスベクトルにおける推定値を計算する。 (Iii) the calculated sum value by adding to the initial value, to calculate the estimated value of the reactance vector.
(iv)計算された推定値における規範関数値が所定のしきい値(例えば0.9)以上であれば、当該推定値を設定すべきリアクタンスベクトルとするが、NOであれば、ステップ(ii)に戻って処理を繰り返す。 If (iv) the calculated criterion function value in the estimation value is a predetermined threshold value (e.g., 0.9) or more, although the reactance vector to be set to the estimated value, if NO, a step (ii and the process is repeated back to).

また、高次元二分法においては、以下の手順を用いる。 In the higher-dimensional dichotomy, the following procedure is used.
(i)最初に、反復数パラメータn(すなわち、n回目の反復)を1に設定して処理を開始する。 (I) First, number of iterations parameter n (ie, n-th iteration) to start the process by setting to 1.
(ii)次いで、リアクタンスベクトルの各リアクタンス値の所定の存在範囲(なお、2回目以降は、前に選択された推定値の存在範囲)を均等に二分し、二分された各存在範囲の平均値(各可変リアクタンス素子12−1乃至12−6に対して2つの平均値)を計算する。 (Ii) Then, a predetermined existence range of each reactance value of the reactance vector (Incidentally, the second and subsequent, the existence range of the selected estimate before) bisects equally the average value of each existing range which is divided calculating the (respective variable reactance elements 12-1 to two mean value for 12-6).
(iii)この2つの平均値に対する規範関数値を計算し、規範関数値が大きい方を、リアクタンスベクトルにおける次の推定値とする。 (Iii) calculate the criterion function value for the two averages, the larger the criterion function value, the next estimate in the reactance vector.
(iv)反復数パラメータnを1だけインクリメントし、ステップ(ii)に戻って処理を繰り返す。 (Iv) the number of iterations parameter n is incremented by 1, the process returns to the step (ii). この繰り返し処理は、規範関数値が所定のしきい値(例えば0.9)以上になるまで実行される。 This iterative process, the criterion function value is performed until a predetermined threshold value or more (e.g., 0.9).

本発明においては、無線通信システムのためのスマートアンテナの展開について新たな解決法を提示している。 In the present invention presents a new solution for the development of smart antennas for wireless communication systems. まず、規範関数ダイバシティは、より速く指向性パターンを形成して、より安定的に収束する適応制御型アルゴリズムをもたらすことが示された。 First, the criterion function diversity, forms faster directivity pattern, has been shown to result in adaptive control algorithm to more stably converged. 但し、最急勾配法及び順次ランダム探索法の両方のアルゴリズムの効率は、受信信号電力のSNR値の条件に依存する。 However, the efficiency of both algorithms steepest gradient method and sequential random search method depends on the condition of SNR values ​​of the received signal power. このため、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを使用することが、電子制御導波器アレーアンテナ装置のためのブラインド適応ビーム形成における改善をもたらす。 Therefore, the use of algorithms diversity and criterion function diversity, resulting in improvement in Blind Adaptive Beamforming for ESPAR antenna.

本発明の第1の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。 Is a block diagram showing the configuration of a control apparatus for an array antenna according to the first embodiment of the present invention. 本実施形態に係るアレーアンテナ装置100の詳細な構成を示す断面図である。 It is a sectional view showing the detailed structure of the array antenna apparatus 100 according to this embodiment. 図1の適応制御型コントローラ20が実行する、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理を示すフローチャートの第1の部分である。 Adaptive control type controller 20 in FIG. 1 executes a first portion of a flowchart showing an adaptive controlling process by sequentially random search method using a criterion function diversity. 図1の適応制御型コントローラ20が実行する、規範関数ダイバシティを用いた順次ランダム探索法による適応制御処理を示すフローチャートの第2の部分である。 Adaptive control type controller 20 in FIG. 1 executes a second portion of a flowchart illustrating the adaptive control process sequentially by random search method using a criterion function diversity. 本発明の第2の実施形態に係るアレーアンテナの制御装置において、適応制御型コントローラ20が実行する、アルゴリズムダイバシティ及び規範関数ダイバシティを用いた適応制御処理を示すフローチャートである。 The control device of the array antenna according to a second embodiment of the present invention, adaptive control type controller 20 executes a flow chart illustrating the adaptive control processing using the algorithm diversity and criterion function diversity. 図5の順次ランダム探索法による初期適応制御処理S21に係るサブルーチンを示すフローチャートである。 It is a flowchart showing a subroutine of sequential according to the initial adaptive control step S21 by the random search method of FIG. 図5の最急勾配法による第1の適応制御処理S26に係るサブルーチンを示すフローチャートの第1の部分である。 A first portion of a flowchart showing a subroutine of a first adaptive control process S26 by the steepest gradient method of FIG. 図5の最急勾配法による第1の適応制御処理S26に係るサブルーチンを示すフローチャートの第2の部分である。 A second portion of a flowchart showing a subroutine of a first adaptive control process S26 by the steepest gradient method of FIG. 図5の順次ランダム探索法による第2の適応制御処理S27に係るサブルーチンを示すフローチャートである。 It is a flowchart showing a subroutine of sequential according to the second adaptive control process S27 by the random search method of FIG. 本発明の第1の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角0度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。 A first embodiment simulation result according to the embodiment of the present invention, relative in each azimuthal direction with respect to the azimuth angle of 0 degree direction gain in each case of not using the case and criterion function diversity using criterion function diversity a directivity pattern shows the gain. 本発明の第1の実施形態に係るシミュレーション結果であって、規範関数ダイバシティを用いた場合と規範関数ダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数nに対するアレーアンテナの制御装置の出力SIRを示すグラフである。 A simulation result according to the first embodiment of the present invention, in each case of not using the case and criterion function diversity using criterion function diversity, showing the output SIR of the control device of the array antenna for the number of iterations n it is a graph. 本発明の第2の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける方位角0度方向の利得に対する各方位角方向での相対利得を示す指向性パターンである。 A simulation result according to the second embodiment of the present invention, the relative gain in each azimuthal direction with respect to the azimuth angle of 0 degree direction gain in each case of not using the case and algorithms diversity using algorithm diversity a directivity pattern shown. 本発明の第2の実施形態に係るシミュレーション結果であって、アルゴリズムダイバシティを用いた場合とアルゴリズムダイバシティを用いなかった場合のそれぞれにおける、反復回数nに対するアレーアンテナの制御装置の出力SIRを示すグラフである。 A simulation result according to the second embodiment of the present invention, in each case of not using the case and algorithms diversity using algorithm diversity, a graph showing the output SIR of the control device of the array antenna for the number of iterations n is there.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

A0…励振素子、 A0 ... the excitation element,
A1乃至A6…非励振素子、 A1 to A6 ... parasitic elements,
1…低雑音増幅器(LNA)、 1 ... low noise amplifier (LNA),
2…ダウンコンバータ(D/C)、 2 ... downconverter (D / C),
3…A/D変換器、 3 ... A / D converter,
4…復調器、 4 ... demodulator,
5…同軸ケーブル、 5 ... coaxial cable,
11…接地導体、 11 ... ground conductor,
12−1乃至12−6…可変リアクタンス素子、 12-1 or 12-6 ... variable reactance element,
13…リアクタンス値テーブルメモリ、 13 ... reactance value table memory,
20…適応制御型コントローラ、 20 ... adaptive control type controller,
100…アレーアンテナ装置。 100 ... array antenna apparatus.

Claims (4)

  1. 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、 Comprises a driven element for receiving radio signals, and at least one parasitic element disposed apart by a predetermined distance from said excitation element and a variable reactance elements connected respectively to each parasitic element, said by changing the reactance values ​​of the variable reactance element, the respective parasitic elements respectively is operated as a wave director or a reflector, in the control apparatus for the array antenna to change the directivity of the array antenna,
    上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する2つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する一方、上記2つの規範関数のうちの両方について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値以下になる場合に、上記摂動の前の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の設定値として設定する計算 When you set by randomly perturbed the reactance value of each variable reactance elements from a predetermined set value, using two criterion function for a wireless signal received by the array antenna, before and after each norm of the perturbation the value of the function calculated respectively, the criterion function value after the perturbation for at least one criterion function of the above two criterion function is when to increase relative to the criterion function value before the perturbation, the perturbation while setting each reactance value after a new set value of each reactance value of each variable reactance element, both the criterion function value after the perturbation is before the perturbation norms of the above two criterion function if less than or equal to the function value, calculated setting each reactance value before the perturbation as a setting value of each reactance value of each variable reactance element 定手段と、 And a constant means,
    上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第1の制御手段と、 First control means for performing repeatedly the number of times processing a predetermined calculated above setting means,
    上記第1の制御手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記2つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、 After the execution of the first control means, based on the radio signal received by the array antenna, a predetermined signal-to-noise ratio calculation functions comprising one criterion function of one of the two criterion function using a calculating means for calculating a signal-to-noise ratio of the received radio signals,
    上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、 When the calculated signal-to-noise ratio is lower than a predetermined threshold value, the reactance on the basis of the respective variable only reactance reactance value sequential predetermined shift amount of elements is perturbed, the radio signals received by the array antenna the gradient vector of each criterion function calculated respectively on the values, calculated based on the gradient vector with the largest norm among the above gradient vector, the value of the criterion function corresponding to the gradient vector with the largest norm There a updating means for iteratively performing updating the reactance value of each variable reactance element by steepest gradient method such that the maximum,
    上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第2の制御手段とを備え、 When the calculated signal-to-noise ratio is above the threshold value, and a second control means for iteratively performing the processing of calculating setting means,
    これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 Thus, the control device of the array antenna and setting by calculating the reactance values ​​of the variable reactance element for directing a null main beam of the array antenna in the direction of and interference wave in the direction of the desired wave.
  2. 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、 Comprises a driven element for receiving radio signals, and at least one parasitic element disposed apart by a predetermined distance from said excitation element and a variable reactance elements connected respectively to each parasitic element, said by changing the reactance values ​​of the variable reactance element, the respective parasitic elements respectively is operated as a wave director or a reflector, in the control apparatus for the array antenna to change the directivity of the array antenna,
    上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を所定の設定値からランダムに摂動して設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する2つの規範関数を用いて、上記摂動の前後の上記各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記摂動の後の規範関数値が上記摂動の前の規範関数値に対して増大する場合に、上記摂動の後の各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、 When you set by randomly perturbed the reactance value of each variable reactance elements from a predetermined set value, using two criterion function for a wireless signal received by the array antenna, before and after each norm of the perturbation the value of the function calculated respectively, the criterion function value after the perturbation for at least one criterion function of the above two criterion function is when to increase relative to the criterion function value before the perturbation, the perturbation and calculating setting means for setting each reactance value as a new set value of each reactance value of each variable reactance element after,
    上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第1の制御手段と、 First control means for performing repeatedly the number of times processing a predetermined calculated above setting means,
    上記第1の制御手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記2つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、 After the execution of the first control means, based on the radio signal received by the array antenna, a predetermined signal-to-noise ratio calculation functions comprising one criterion function of one of the two criterion function using a calculating means for calculating a signal-to-noise ratio of the received radio signals,
    上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、 When the calculated signal-to-noise ratio is lower than a predetermined threshold value, the reactance on the basis of the respective variable only reactance reactance value sequential predetermined shift amount of elements is perturbed, the radio signals received by the array antenna the gradient vector of each criterion function calculated respectively on the values, calculated based on the gradient vector with the largest norm among the above gradient vector, the value of the criterion function corresponding to the gradient vector with the largest norm There a updating means for iteratively performing updating the reactance value of each variable reactance element by steepest gradient method such that the maximum,
    上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第2の制御手段とを備え、 When the calculated signal-to-noise ratio is above the threshold value, and a second control means for iteratively performing the processing of calculating setting means,
    これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 Thus, the control device of the array antenna and setting by calculating the reactance values ​​of the variable reactance element for directing a null main beam of the array antenna in the direction of and interference wave in the direction of the desired wave.
  3. 無線信号を受信するための励振素子と、上記励振素子から所定の間隔だけ離れて設けられた少なくとも1つの非励振素子と、上記各非励振素子にそれぞれ接続された可変リアクタンス素子とを備え、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を変化させることにより、上記各非励振素子をそれぞれ導波器又は反射器として動作させ、アレーアンテナの指向特性を変化させるアレーアンテナの制御装置において、 Comprises a driven element for receiving radio signals, and at least one parasitic element disposed apart by a predetermined distance from said excitation element and a variable reactance elements connected respectively to each parasitic element, said by changing the reactance values ​​of the variable reactance element, the respective parasitic elements respectively is operated as a wave director or a reflector, in the control apparatus for the array antenna to change the directivity of the array antenna,
    上記各可変リアクタンス素子が採り得るリアクタンス値の範囲を二分し、二分後の各範囲の中央値をそれぞれ設定したときに、上記アレーアンテナで受信された無線信号に関する2つの規範関数を用いて、上記二分後の各範囲の中央値に対応する各規範関数の値をそれぞれ計算し、上記2つの規範関数のうちの少なくとも1つの規範関数について上記二分後の各範囲の中央値に対応する規範関数値のうちより増大する規範関数値に対応する各リアクタンス値を上記各可変リアクタンス素子の各リアクタンス値の新たな設定値として設定する計算設定手段と、 Bisects range of reactance values ​​can assume the above variable reactance element, the median of the range after two minutes when setting respectively, using two criterion function for a wireless signal received by the array antenna, said the value of each criterion function corresponding to the central value of each range after half respectively calculated, the criterion function value corresponding to the median value of each of the ranges after the half for at least one criterion function of the above two criterion function and calculating setting means for setting as a new set value of each reactance value of each variable reactance elements each reactance value corresponding to the criterion function value increases from among,
    上記計算設定手段の処理を所定の回数だけ反復して実行する第1の制御手段と、 First control means for performing repeatedly the number of times processing a predetermined calculated above setting means,
    上記第1の制御手段の処理を実行した後で、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づいて、上記2つの規範関数のうちの一方の規範関数を含む所定の信号対雑音比計算関数を用いて、当該受信された無線信号の信号対雑音比を計算する計算手段と、 After the execution of the first control means, based on the radio signal received by the array antenna, a predetermined signal-to-noise ratio calculation functions comprising one criterion function of one of the two criterion function using a calculating means for calculating a signal-to-noise ratio of the received radio signals,
    上記計算された信号対雑音比が所定のしきい値よりも低いとき、上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を順次所定のシフト量だけ摂動させ、上記アレーアンテナで受信された無線信号に基づき各リアクタンス値に関する上記各規範関数の勾配ベクトルをそれぞれ計算し、計算された上記各勾配ベクトルのうちで最大のノルムを有する勾配ベクトルに基づいて、上記最大のノルムを有する勾配ベクトルに対応した規範関数の値が最大となるように最急勾配法により上記各可変リアクタンス素子のリアクタンス値を更新することを反復して実行する更新手段と、 When the calculated signal-to-noise ratio is lower than a predetermined threshold value, the reactance on the basis of the respective variable only reactance reactance value sequential predetermined shift amount of elements is perturbed, the radio signals received by the array antenna the gradient vector of each criterion function calculated respectively on the values, calculated based on the gradient vector with the largest norm among the above gradient vector, the value of the criterion function corresponding to the gradient vector with the largest norm There a updating means for iteratively performing updating the reactance value of each variable reactance element by steepest gradient method such that the maximum,
    上記計算された信号対雑音比が上記しきい値以上であるとき、上記計算設定手段の処理を反復して実行する第2の制御手段とを備え、 When the calculated signal-to-noise ratio is above the threshold value, and a second control means for iteratively performing the processing of calculating setting means,
    これによって、上記アレーアンテナの主ビームを所望波の方向に向けかつ干渉波の方向にヌルを向けるための可変リアクタンス素子のリアクタンス値を計算して設定することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 Thus, the control device of the array antenna and setting by calculating the reactance values ​​of the variable reactance element for directing a null main beam of the array antenna in the direction of and interference wave in the direction of the desired wave.
  4. 上記2つの規範関数は、 The two norms function,
    所定の期間における上記受信された無線信号の4乗値の平均値を上記受信された無線信号の2乗値の平均値の2乗値で除算してなる第1の規範関数と、 A first criterion function obtained by dividing the average value of the fourth-power value the square value of the average value of the square value of the received radio signal of the received radio signal in a predetermined time period,
    Mを2以上の整数とし、所定の期間における上記受信された無線信号のM乗値の平均値の絶対値の2乗値を上記受信された無線信号のM乗値の絶対値の2乗値の平均値で除算してなる第2の規範関数とを含むことを特徴とする請求項1乃至のうちのいずれか1つに記載のアレーアンテナの制御装置。 The M and an integer of 2 or more, 2 of the absolute value of M square value of the radio signal the receiving the square value of the absolute value of the average value of M square value of the received radio signal in a predetermined time period squared control apparatus for an array antenna according to any one of claims 1 to 3, characterized in that it comprises a second criterion function obtained by dividing the average value.
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