JP4159233B2 - A / D conversion circuit - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、計測対象を電気信号に変換するセンサからの電気信号を増幅して計測を行う計測機器のA/D変換回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来から計測機器においては、計測精度や計測誤差の原因となる負荷時の出力温度特性の向上を図るべく、種々なスパン温度補償の形態が採られてきた。ここでスパンとは、センサに負荷を加えたときに発生する出力からセンサに負荷を加えないときに発生する出力を差し引いたものをいう。種々なスパン温度補償の形態の一つとして、図6に従来のスパン温度補償の状態を表す回路図を示す。これは、温度特性を有するセンサ回路51からの電気信号を、増幅回路52で増幅した直後の温度補償抵抗R51によりスパン温度補償を行うものである。換言すると、計測対象が温度に依存して変化した変化量を含んだ計測対象の量である物理量の電気信号がセンサ回路51から出力され、変化量の生じる方向と逆の方向に出力変化を及ぼす温度特性を持つ温度補償抵抗R51により変化量による成分を相殺し、物理量による成分のみを後段のA/D変換回路53へと出力するものであった。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】
上述したスパン温度補償を行う温度補償抵抗R51には、一般的に感温抵抗が用いられ、コストが高いという問題があった。
【0004】
また、近年、電子機器に配設される電子回路基板は小型化が望まれ、これに答えるには電子回路基板の実装面積を狭くするためにチップ部品を用いなければならない。しかし、チップ部品としての感温抵抗は、汎用性が低い為に設計面上採用するのに支障をきたし、電子回路基板を小型化にするための障害となるという問題があった。
【0005】
更に、電子回路基板に実装する部品のうち、感温抵抗だけがチップ部品でないような場合には、感温抵抗以外の部品を電子回路基板に実装する製造工程と別の製造工程を組まなければならず、製造面上、標準化が図れないという問題があった。
【0006】
そこで、本発明は、上記のような従来の問題点を解決することを目的とするもので、設計面、製造面上での欠点を解消するとともに、コストを低減するA/D変換回路を提供することを課題とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明のA/D変換回路は、基準電圧を生成する基準電圧回路、積分回路、及びコンパレータを備え、センサから供給される入力電圧に応じたパルス幅の出力信号を生成するものであって、前記積分回路は、前記基準電圧が供給される正入力端子、負入力端子、及び出力端子を備えたオペアンプと、前記出力端子と前記負入力端子との間に設けられたコンデンサと、一方の端子に前記入力電圧が供給され、他方の端子が第1の接続点と接続される第1の抵抗と、前記第1の接続点と前記負入力端子との間に設けられた第2の抵抗と、前記第1の接続点とグランドとの間に設けられたスイッチング素子とを備え、前記基準電圧回路は、前記オペアンプの正入力端子と接続される第2の接続点と、電圧源から第1の電圧が供給される端子と前記第2の接続点との間に直列に設けられた第3の抵抗及び1個のダイオードと、前記第1の電圧が供給される端子とグランドとの間を前記第2の接続点で分圧する複数の分圧抵抗とを備え、前記コンパレータは、前記オペアンプの出力端子の電圧を第2の電圧と比較して、前記出力信号を生成し、前記第3の抵抗の値及び前記複数の分圧抵抗の値は、温度が変化した前後の前記入力電圧と前記基準電圧との比が一定なるように定めることを特徴とする。このようにすれば、温度に依存して変化した変化量を含んだ計測対象の量である物理量である積分回路の入力電圧のうち、温度に依存して変化する変化量の成分だけを、ダイオードがもつ温度特性により変化する基準電圧で相殺することになり、積分回路の出力には計測対象の量である物理量だけのスパンが得られる。すなわち、スパン温度補償が可能となる。そして、ダイオードは、一般的に廉価であり、小型であるチップ部品として汎用性があるために、容易に採用することが可能となる。
【0008】
また、上述したA/D変換回路において、前記1個のダイオードの替わりに、直列に接続された複数のダイオードを用いてもよい。
また、上述したA/D変換回路において、前記コンパレータは、前記オペアンプの出力端子と接続される正入力端子と、負入力端子とを備え、前記複数の分圧抵抗は、前記第1の電圧が供給される端子と前記コンパレータの負入力端子との間に設けられた第4の抵抗と、前記コンパレータの負入力端子と前記第2の接続点との間に設けられた第5の抵抗と、前記第2の接続点と前記グランドとの間に設けられた第6の抵抗とを備えることが好ましい。
【0009】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。まず初めに、図1の温度補償回路を含むA/D変換回路図を用いて、その構成について説明する。A/D変換回路1は、大きく分類すると積分回路2、制御回路3及びコンパレータ4により構成する。
【0010】
積分回路2は、オペアンプOP1の一方の入力端子に抵抗R1、R2を直列接続し、オペアンプOP1の出力端子から一方の入力端子にかけてコンデンサC1を帰還接続し、オペアンプOP1の他方の入力端子に基準電圧回路でもある温度補償回路5を接続することにより構成する。
【0011】
制御回路3は、トランジスタQ1のコレクタを抵抗R1と抵抗R2の間に接続し、トランジスタQ1のエミッタをグランドGNDに接地し、トランジスタQ1のベースにマイコンからの制御信号線を接続することにより構成する。
【0012】
コンパレータ4は、オペアンプOP2の一方の入力端子にオペアンプOP1の出力端子を接続し、オペアンプOP2の他方の入力端子に基準電圧回路6を接続し、オペアンプOP2の出力端子をマイコンへ通じる線へ接続することにより構成する。なお、基準電圧回路6は、電圧源からの所定電圧VccとグランドGNDとの間に抵抗R6、R7を直列接続し、抵抗R6と抵抗R7の間から基準電圧V3を分圧するものである。
【0013】
積分回路2に基準電圧V2を供給する基準電圧回路でもある本発明の温度補償回路5は、ダイオードD1のアノード側と抵抗R3を直列接続し、抵抗R4と抵抗R5を直列接続し、電圧源からの所定電圧Vccに抵抗R3と抵抗R4を接続し、オペアンプOP1の他方の入力端子に抵抗R4と抵抗R5の間とダイオードD1のカソード側を接続し、グランドGNDに抵抗R5を接地することにより構成する。
【0014】
次に、図2の二重積分による積分出力電圧と積分時間との関係を表す波形図を加えて、温度補償回路を含むA/D変換回路の動作について説明する。A/D変換回路1にアナログ入力される入力電圧V1は、次のようにデジタル変換が行われる。
【0015】
まず、積分回路2のオペアンプOP1の出力端子に出力する積分出力電圧Voutが積分開始電圧Vthであると、制御回路3のトランジスタQ1はオフとなり、コレクタ・エミッタ間電圧Vceが高くなる。そして、積分回路2は、オペアンプOP1の一方の入力端子に抵抗R1、R2を介して入力される入力電圧V1を一定の積分時間T1にて積分する。このときの積分出力波形の傾きは、−(V1−V2)/{(R1+R2)C1}となる。
【0016】
次に、一定の積分時間T1が経過すると、制御回路3のトランジスタQ1はオンとなり、コレクタ・エミッタ間電圧Vceが低くなる。そして、積分回路2は、オペアンプOP1の他方の入力端子に入力される基準電圧V2により積分開始電圧Vthに戻るまで逆方向に積分する。一定の積分時間T1を経過してから積分開始電圧Vthに戻るまでの時間は積分時間T2となる。このときの積分出力波形の傾きは、V2/(R2・C1)となる。
【0017】
そして、コンパレータ4では、積分回路2からの積分出力電圧Voutをパルス化してデジタル変換が行われる。
【0018】
積分回路2の積分出力波形は、図2に示すように、抵抗R1の前段に発生する入力電圧V1の大きに応じて積分出力波形aや積分出力波形bのようになる。積分出力波形の傾きは、積分時間T1期間中には入力電圧V1の大きさに比例して変化し、積分時間T2期間中には入力電圧V1の大きさにかかわらず一定となる。したがって、入力電圧V1の大きさは、積分時間T2の長さと比例する。すなわち、積分時間T2は、
となる。なお、この積分時間T2がコンパレータ4でパルス化後にマイコンで数値化される量となる。
【0019】
ここで、センサに負荷を加えないときに発生する入力電圧V1を無負荷時入力電圧Vzとすると、このときの積分時間T2は無負荷時積分時間Tzとなる。また、センサに負荷を加えたときに発生する入力電圧V1を負荷時入力電圧Vwとすると、このときの積分時間T2を無負荷時積分時間Twとなる。そして、スパンとなるスパン入力電圧Vsは、
Vs=Vw−Vz
となる。そして、これに対応するスパン積分時間Tsは、
となる。
【0020】
しかし、スパン入力電圧Vsは、温度変化に依存して変化する電圧ΔVsを伴うので、これに対応してスパン積分時間Tsも温度変化に依存して変化する積分時間ΔTsを含むものとなる。この温度特性を含むスパン積分時間Ts+ΔTsは、
となる。
【0021】
本発明は、上述の(2)式における温度変化に依存して変化する電圧ΔVsによって生じる出力変化を相殺するように、積分回路2に供給する基準電圧V2にも温度変化に依存して変化する電圧が生じるように基準電圧回路にダイオードD1を具備して、温度補償回路5とするものである。
【0022】
そこで、図3において示す図1の温度補償回路部分を簡略表示した回路図、図4において示す図1の温度補償回路部分の等価回路図を用いて、本発明の温度補償回路5の温度補償たる動作について説明する。
【0023】
図3の簡略回路7は、図1の温度補償回路5において、ダイオードD1と抵抗R3とを合成して負荷Xとした。そして、このとき抵抗R4には電流I4、抵抗R5には電流I5、負荷Xには電流Ixが流れ込み、次のような関係となる。
【0024】
上述の(3)式から、負荷Xを流れる電流Ixは、負荷Xがない状態で、電圧源からの所定電圧Vccを抵抗R4と抵抗R5の間で分圧した電圧と、基準電圧V2との間に並列抵抗Rrを接続する場合の電流と同じになる。したがって、図1における温度補償回路5は、図4に示すような並列抵抗RrとバッファーBUFを加えた等価回路8で表すことができる。
【0025】
等価回路8には、抵抗R4に電流I8、抵抗R3とダイオードD1に電流I9が流れる。また、ダイオードD1に順方向電圧Vf、抵抗R4と抵抗R5の間に分圧電圧V2'が発生する。そして、積分回路2の基準電圧V2は、
ここで、(4)式を簡単にするために、
A=V2'+{Rr/(R3+Rr)}(Vcc−V2')
とすると、
V2=A−{Rr/(R3+Rr)}Vf
となる。
【0026】
通常、ダイオードD1は順方向電圧Vfに対して温度係数αを有する。一般的には、温度係数α=−2mV/℃である。温度がΔT変化すると、ダイオードD1は温度係数αに応じた変化をする。すなわち、基準電圧V2は温度変化に依存して電圧ΔV2の変化をする。したがって、温度変化後の基準電圧V2+ΔV2は、
V2+ΔV2=A−{Rr/(R3+Rr)}(Vf+α・ΔT)
となる。
【0027】
そこで、(2)式に温度補償回路5による影響を加味すると、そのときの温度特性を含むスパン積分時間Ts+ΔTsは、
となる。
【0028】
そして、(5)式における温度変化後の入力電圧と基準電圧の比(Vs+ΔVs)/(V2+ΔV2)が、(1)式における温度変化前の入力電圧と基準電圧の比Vs/V2と同等になるように、温度補償回路5の抵抗R3、4、5とダイオードD1の定数を設定することで、積分回路2の入力電圧側に生じる変化を基準電圧側により生じる変化により相殺される。よって、積分回路2には温度補償された積分出力電圧Voutが得られるものとなる。すなわち、換言すると、ダイオードD1の温度特性の変化により入力電圧側の温度変化に応じた所定のレベルに変化する基準電圧を発生することにより温度補償を可能にするものである。
【0029】
なお、ダイオードD1は、積分回路2に入力される入力電圧の温度変化に依存して変化する電圧ΔVsに応じて、複数使用して直列や並列などの接続にしてもよく、温度補償のための補正量を自在に設定可能である。
【0030】
また、図5は温度補償回路を含むA/D変換回路図である。このように、A/D変換回路11の積分回路12とコンパレータ14との基準電圧を合成し、電圧源からの所定電圧VccとグランドGNDとの間に、ダイオードD11と抵抗R13、14、15、16を接続した基準電圧回路でもある温度補償回路15としてもよい。図1の形態と同様な働きとなる。
【0031】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のスパン温度補償回路によれば、積分回路に入力される入力電圧の温度特性の影響を、積分回路の基準電圧回路でもあり、ダイオードを具備する温度補償回路に生じる温度特性により、温度によるスパン変化の影響の少ないものとできる。そして、ダイオードは一般的に廉価であるためコスト低減ができるものである。また、小型であるチップ部品として汎用性があり、チップ部品としても容易に採用することができ、電子回路基板の小型化、製造面上での標準化を図ることができる。
【0032】
なお、電圧源からの所定電圧とグランドとの間にダイオードと抵抗だけの組み合わせにより、基準電圧を発生することにより、廉価で汎用性のある部品だけによる構成となり、よりコスト低減につながる。
【図面の簡単な説明】
【図1】温度補償回路を含むA/D変換回路図である。
【図2】二重積分による積分出力電圧と積分時間との関係を表す波形図である。
【図3】図1の温度補償回路部分を簡略表示した回路図である。
【図4】図1の温度補償回路部分の等価回路図である。
【図5】温度補償回路を含むA/D変換回路図である。
【図6】従来のスパン温度補償の状態を表す回路図である。
【符号の説明】
1、11、53 A/D変換回路
2、12 積分回路
3 制御回路
4、14 コンパレータ
5、15 温度補償回路(基準電圧回路)
6 基準電圧回路
7 簡略回路
8 等価回路
51 センサ回路
52 増幅回路
R51 温度補償抵抗
OP1、OP2 オペアンプ
R1〜R7、R13〜R16 抵抗
Rr 並列抵抗
C1 コンデンサ
Q1 トランジスタ
D1、D11 ダイオード
BUF バッファー
X 負荷
Vcc 電圧源からの所定電圧
GND グランド
V1 入力電圧
V2、V3 基準電圧
Vout 積分出力電圧
Vth 積分開始電圧
Vce コレクタ・エミッタ間電圧
Vf 順方向電圧
V2' 分圧電圧
I4、I5、I8、I9、Ix 電流
T、T1、T2 積分時間
a、b 積分出力波形
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an A / D conversion circuit of a measuring instrument that performs measurement by amplifying an electric signal from a sensor that converts a measurement target into an electric signal.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in measuring instruments, various forms of span temperature compensation have been adopted in order to improve output temperature characteristics at the time of load that cause measurement accuracy and measurement errors. Here, the span means a value obtained by subtracting an output generated when no load is applied to the sensor from an output generated when a load is applied to the sensor. As one of various forms of span temperature compensation, FIG. 6 is a circuit diagram showing a state of conventional span temperature compensation. This is to perform span temperature compensation by the temperature compensation resistor R51 immediately after the electric signal from the sensor circuit 51 having temperature characteristics is amplified by the amplifier circuit 52. In other words, an electrical signal of a physical quantity that is an amount of the measurement target including a change amount that is changed depending on the temperature of the measurement target is output from the sensor circuit 51, and an output change is exerted in a direction opposite to the direction in which the change amount occurs. The temperature compensation resistor R51 having temperature characteristics cancels out the component due to the change amount, and outputs only the component due to the physical quantity to the A / D conversion circuit 53 at the subsequent stage.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
The temperature compensation resistor R51 that performs the span temperature compensation described above generally has a problem that a temperature sensitive resistor is used and the cost is high.
[0004]
In recent years, electronic circuit boards disposed in electronic devices are desired to be miniaturized. In order to respond to this, chip components must be used to reduce the mounting area of the electronic circuit boards. However, the temperature-sensitive resistor as a chip component has a problem in that it is difficult to adopt in terms of design due to low versatility, and it becomes an obstacle to miniaturizing the electronic circuit board.
[0005]
Furthermore, in the case where only the temperature sensitive resistor is not a chip component among the components mounted on the electronic circuit board, a manufacturing process different from the manufacturing process for mounting the parts other than the temperature sensitive resistor on the electronic circuit board must be combined. However, there was a problem that standardization could not be achieved in terms of manufacturing.
[0006]
Therefore, the present invention aims to solve the above-mentioned conventional problems, and provides an A / D conversion circuit that eliminates design and manufacturing defects and reduces costs. The task is to do.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an A / D conversion circuit of the present invention includes a reference voltage circuit that generates a reference voltage, an integration circuit, and a comparator, and outputs an output signal having a pulse width corresponding to an input voltage supplied from a sensor. The integrating circuit is provided between an operational amplifier having a positive input terminal, a negative input terminal, and an output terminal to which the reference voltage is supplied, and between the output terminal and the negative input terminal. Provided between the first connection point and the negative input terminal, and a first resistor in which the input voltage is supplied to one terminal and the other terminal is connected to the first connection point. A second connection point connected to the positive input terminal of the operational amplifier. The second voltage connection point is connected to the positive input terminal of the operational amplifier. And a first voltage from a voltage source A third resistor and one diode provided in series between the supplied terminal and the second connection point, and the second voltage between the terminal supplied with the first voltage and the ground. A voltage dividing resistor that divides the voltage at the connection point, and the comparator compares the voltage of the output terminal of the operational amplifier with a second voltage to generate the output signal, and the value of the third resistor The values of the plurality of voltage dividing resistors are determined so that a ratio between the input voltage and the reference voltage before and after the temperature changes is constant. In this way, only the component of the change amount that changes depending on the temperature among the input voltage of the integration circuit, which is the physical quantity that is the amount of the measurement target including the change amount that changes depending on the temperature, is converted to the diode. Is offset by a reference voltage that changes depending on the temperature characteristics of the, and a span of only a physical quantity that is the quantity to be measured is obtained at the output of the integrating circuit. That is, span temperature compensation becomes possible. Since the diode is generally inexpensive and versatile as a small chip component, it can be easily adopted.
[0008]
In the A / D conversion circuit described above, a plurality of diodes connected in series may be used instead of the one diode.
In the A / D conversion circuit described above, the comparator includes a positive input terminal connected to the output terminal of the operational amplifier and a negative input terminal, and the plurality of voltage dividing resistors have the first voltage A fourth resistor provided between the supplied terminal and the negative input terminal of the comparator; a fifth resistor provided between the negative input terminal of the comparator and the second connection point; It is preferable that a sixth resistor provided between the second connection point and the ground is provided.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. First, the configuration will be described with reference to an A / D conversion circuit diagram including the temperature compensation circuit of FIG. The A / D conversion circuit 1 is roughly composed of an integration circuit 2, a control circuit 3, and a comparator 4.
[0010]
In the integrating circuit 2, resistors R1 and R2 are connected in series to one input terminal of the operational amplifier OP1, a capacitor C1 is connected in feedback from the output terminal of the operational amplifier OP1 to one input terminal, and the reference voltage is applied to the other input terminal of the operational amplifier OP1. It is configured by connecting a temperature compensation circuit 5 which is also a circuit.
[0011]
The control circuit 3 is configured by connecting the collector of the transistor Q1 between the resistors R1 and R2, grounding the emitter of the transistor Q1 to the ground GND, and connecting a control signal line from the microcomputer to the base of the transistor Q1. .
[0012]
The comparator 4 connects the output terminal of the operational amplifier OP1 to one input terminal of the operational amplifier OP2, connects the reference voltage circuit 6 to the other input terminal of the operational amplifier OP2, and connects the output terminal of the operational amplifier OP2 to a line leading to the microcomputer. It is configured by. The reference voltage circuit 6 connects resistors R6 and R7 in series between a predetermined voltage Vcc from the voltage source and the ground GND, and divides the reference voltage V3 from between the resistors R6 and R7.
[0013]
The temperature compensation circuit 5 of the present invention, which is also a reference voltage circuit that supplies the reference voltage V2 to the integrating circuit 2, has an anode side of the diode D1 and a resistor R3 connected in series, a resistor R4 and a resistor R5 connected in series, and a voltage source. The resistor R3 and the resistor R4 are connected to the predetermined voltage Vcc, the other input terminal of the operational amplifier OP1 is connected between the resistor R4 and the resistor R5 and the cathode side of the diode D1, and the resistor R5 is grounded to the ground GND. To do.
[0014]
Next, the operation of the A / D conversion circuit including the temperature compensation circuit will be described with reference to the waveform diagram showing the relationship between the integration output voltage by double integration and the integration time in FIG. The input voltage V1 that is analog input to the A / D conversion circuit 1 is digitally converted as follows.
[0015]
First, when the integration output voltage Vout output to the output terminal of the operational amplifier OP1 of the integration circuit 2 is the integration start voltage Vth, the transistor Q1 of the control circuit 3 is turned off and the collector-emitter voltage Vce is increased. Then, the integrating circuit 2 integrates the input voltage V1 input to one input terminal of the operational amplifier OP1 via the resistors R1 and R2 with a constant integration time T1. The slope of the integrated output waveform at this time is − (V1−V2) / {(R1 + R2) C1}.
[0016]
Next, when a certain integration time T1 elapses, the transistor Q1 of the control circuit 3 is turned on, and the collector-emitter voltage Vce decreases. Then, the integration circuit 2 integrates in the reverse direction until it returns to the integration start voltage Vth by the reference voltage V2 input to the other input terminal of the operational amplifier OP1. The time from the elapse of a certain integration time T1 to the return to the integration start voltage Vth is the integration time T2. The slope of the integrated output waveform at this time is V2 / (R2 / C1).
[0017]
In the comparator 4, the integrated output voltage Vout from the integrating circuit 2 is pulsed and digital conversion is performed.
[0018]
As shown in FIG. 2, the integrated output waveform of the integrating circuit 2 becomes an integrated output waveform a and an integrated output waveform b according to the magnitude of the input voltage V1 generated in the preceding stage of the resistor R1. The slope of the integrated output waveform changes in proportion to the magnitude of the input voltage V1 during the integration time T1, and becomes constant during the integration time T2 regardless of the magnitude of the input voltage V1. Therefore, the magnitude of the input voltage V1 is proportional to the length of the integration time T2. That is, the integration time T2 is
It becomes. The integration time T2 is an amount that is digitized by the microcomputer after being pulsed by the comparator 4.
[0019]
Here, if the input voltage V1 generated when no load is applied to the sensor is the no-load input voltage Vz, the integration time T2 at this time is the no-load integration time Tz. Further, if the input voltage V1 generated when a load is applied to the sensor is the input voltage Vw at the load, the integration time T2 at this time is the no-load integration time Tw. And the span input voltage Vs which becomes the span is
Vs = Vw-Vz
It becomes. And the corresponding span integration time Ts is
It becomes.
[0020]
However, since the span input voltage Vs includes a voltage ΔVs that changes depending on the temperature change, the span integration time Ts also includes an integration time ΔTs that changes depending on the temperature change. The span integration time Ts + ΔTs including this temperature characteristic is
It becomes.
[0021]
In the present invention, the reference voltage V2 supplied to the integrating circuit 2 also changes depending on the temperature change so as to cancel out the output change caused by the voltage ΔVs that changes depending on the temperature change in the above-described equation (2). A diode D1 is provided in the reference voltage circuit so that a voltage is generated, and the temperature compensation circuit 5 is provided.
[0022]
Therefore, the temperature compensation circuit 5 of the present invention is compensated for temperature by using a circuit diagram simply showing the temperature compensation circuit portion of FIG. 1 shown in FIG. 3 and an equivalent circuit diagram of the temperature compensation circuit portion of FIG. 1 shown in FIG. The operation will be described.
[0023]
The simplified circuit 7 in FIG. 3 combines the diode D1 and the resistor R3 in the temperature compensation circuit 5 in FIG. At this time, the current I4 flows into the resistor R4, the current I5 flows into the resistor R5, and the current Ix flows into the load X, and the following relationship is obtained.
[0024]
From the above equation (3), the current Ix flowing through the load X is obtained by dividing the predetermined voltage Vcc from the voltage source between the resistor R4 and the resistor R5 and the reference voltage V2 without the load X. This is the same as the current when a parallel resistor Rr is connected between them. Therefore, the temperature compensation circuit 5 in FIG. 1 can be represented by an equivalent circuit 8 including a parallel resistance Rr and a buffer BUF as shown in FIG.
[0025]
In the equivalent circuit 8, a current I8 flows through the resistor R4, and a current I9 flows through the resistor R3 and the diode D1. In addition, a forward voltage Vf is generated in the diode D1, and a divided voltage V2 ′ is generated between the resistors R4 and R5. The reference voltage V2 of the integrating circuit 2 is
Here, in order to simplify the equation (4),
A = V2 ′ + {Rr / (R3 + Rr)} (Vcc−V2 ′)
Then,
V2 = A- {Rr / (R3 + Rr)} Vf
It becomes.
[0026]
Usually, the diode D1 has a temperature coefficient α with respect to the forward voltage Vf. Generally, the temperature coefficient α = −2 mV / ° C. When the temperature changes by ΔT, the diode D1 changes according to the temperature coefficient α. That is, the reference voltage V2 changes the voltage ΔV2 depending on the temperature change. Therefore, the reference voltage V2 + ΔV2 after the temperature change is
V2 + ΔV2 = A− {Rr / (R3 + Rr)} (Vf + α · ΔT)
It becomes.
[0027]
Therefore, when the influence of the temperature compensation circuit 5 is added to the equation (2), the span integration time Ts + ΔTs including the temperature characteristic at that time is
It becomes.
[0028]
Then, the ratio (Vs + ΔVs) / (V2 + ΔV2) between the input voltage and the reference voltage after the temperature change in the equation (5) is equal to the ratio Vs / V2 between the input voltage and the reference voltage before the temperature change in the equation (1). As described above, by setting the constants of the resistors R3, 4, 5 and the diode D1 of the temperature compensation circuit 5, the change generated on the input voltage side of the integration circuit 2 is canceled by the change generated on the reference voltage side. Therefore, the integrating circuit 2 can obtain the temperature-compensated integrated output voltage Vout. That is, in other words, temperature compensation is made possible by generating a reference voltage that changes to a predetermined level according to a temperature change on the input voltage side due to a change in temperature characteristic of the diode D1.
[0029]
Note that a plurality of diodes D1 may be connected in series or in parallel depending on the voltage ΔVs that changes depending on the temperature change of the input voltage input to the integrating circuit 2, and for temperature compensation. The correction amount can be set freely.
[0030]
FIG. 5 is an A / D conversion circuit diagram including a temperature compensation circuit. In this way, the reference voltage of the integration circuit 12 and the comparator 14 of the A / D conversion circuit 11 is synthesized, and the diode D11 and the resistors R13, 14, 15, The temperature compensation circuit 15 may also be a reference voltage circuit connected to 16. The operation is the same as in the embodiment of FIG.
[0031]
【The invention's effect】
As described above, according to the span temperature compensation circuit of the present invention, the influence of the temperature characteristic of the input voltage input to the integrating circuit is also the reference voltage circuit of the integrating circuit and occurs in the temperature compensating circuit including the diode. Due to the temperature characteristics, the influence of the span change due to temperature can be reduced. Since the diode is generally inexpensive, the cost can be reduced. Further, it is versatile as a small chip component, and can be easily adopted as a chip component, and the electronic circuit board can be miniaturized and standardized in terms of manufacturing.
[0032]
By generating a reference voltage between the predetermined voltage from the voltage source and the ground by a combination of only a diode and a resistor, a configuration with only inexpensive and versatile parts is achieved, leading to further cost reduction.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an A / D conversion circuit diagram including a temperature compensation circuit.
FIG. 2 is a waveform diagram showing a relationship between an integrated output voltage by double integration and an integration time.
FIG. 3 is a circuit diagram schematically showing a temperature compensation circuit portion of FIG. 1;
4 is an equivalent circuit diagram of the temperature compensation circuit portion of FIG. 1;
FIG. 5 is an A / D conversion circuit diagram including a temperature compensation circuit.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a state of conventional span temperature compensation.
[Explanation of symbols]
1, 11, 53 A / D conversion circuit 2, 12 Integration circuit 3 Control circuit 4, 14 Comparator 5, 15 Temperature compensation circuit (reference voltage circuit)
6 Reference voltage circuit 7 Simplified circuit 8 Equivalent circuit 51 Sensor circuit 52 Amplifier circuit R51 Temperature compensation resistor OP1, OP2 Operational amplifiers R1 to R7, R13 to R16 Resistor Rr Parallel resistor C1 Capacitor Q1 Transistor D1, D11 Diode BUF Buffer X Load Vcc Voltage source Predetermined voltage GND ground V1 input voltage V2, V3 reference voltage Vout integration output voltage Vth integration start voltage Vce collector-emitter voltage Vf forward voltage V2 'divided voltage I4, I5, I8, I9, Ix current T, T1 , T2 Integration time a, b Integration output waveform

Claims (3)

基準電圧を生成する基準電圧回路、積分回路、及びコンパレータを備え、センサから供給される入力電圧に応じたパルス幅の出力信号を生成するA/D変換回路において、  In an A / D conversion circuit that includes a reference voltage circuit that generates a reference voltage, an integration circuit, and a comparator, and that generates an output signal having a pulse width corresponding to an input voltage supplied from a sensor,
前記積分回路は、  The integration circuit includes:
前記基準電圧が供給される正入力端子、負入力端子、及び出力端子を備えたオペアンプと、  An operational amplifier having a positive input terminal, a negative input terminal, and an output terminal to which the reference voltage is supplied;
前記出力端子と前記負入力端子との間に設けられたコンデンサと、  A capacitor provided between the output terminal and the negative input terminal;
一方の端子に前記入力電圧が供給され、他方の端子が第1の接続点と接続される第1の抵抗と、  A first resistor in which the input voltage is supplied to one terminal and the other terminal is connected to a first connection point;
前記第1の接続点と前記負入力端子との間に設けられた第2の抵抗と、  A second resistor provided between the first connection point and the negative input terminal;
前記第1の接続点とグランドとの間に設けられたスイッチング素子とを備え、  A switching element provided between the first connection point and the ground,
前記基準電圧回路は、  The reference voltage circuit is
前記オペアンプの正入力端子と接続される第2の接続点と、  A second connection point connected to the positive input terminal of the operational amplifier;
電圧源から第1の電圧が供給される端子と前記第2の接続点との間に直列に設けられた第3の抵抗及び1個のダイオードと、  A third resistor and one diode provided in series between a terminal to which a first voltage is supplied from a voltage source and the second connection point;
前記第1の電圧が供給される端子とグランドとの間を前記第2の接続点で分圧する複数の分圧抵抗とを備え、  A plurality of voltage dividing resistors that divide between the terminal to which the first voltage is supplied and the ground at the second connection point;
前記コンパレータは、前記オペアンプの出力端子の電圧を第2の電圧と比較して、前記出力信号を生成し、  The comparator compares the voltage of the output terminal of the operational amplifier with a second voltage to generate the output signal;
前記第3の抵抗の値及び前記複数の分圧抵抗の値は、温度が変化した前後の前記入力電圧と前記基準電圧との比が一定なるように定める、  The value of the third resistor and the value of the plurality of voltage dividing resistors are determined so that a ratio between the input voltage and the reference voltage before and after a temperature change is constant.
ことを特徴とするA/D変換回路。  An A / D conversion circuit characterized by the above.
前記1個のダイオードの替わりに、直列に接続された複数のダイオードを用いることを特徴とする請求項1に記載のA/D変換回路。  2. The A / D conversion circuit according to claim 1, wherein a plurality of diodes connected in series are used in place of the one diode. 前記コンパレータは、前記オペアンプの出力端子と接続される正入力端子と、負入力端子とを備え、  The comparator includes a positive input terminal connected to the output terminal of the operational amplifier, and a negative input terminal,
前記複数の分圧抵抗は、  The plurality of voltage dividing resistors are:
前記第1の電圧が供給される端子と前記コンパレータの負入力端子との間に設けられた第4の抵抗と、  A fourth resistor provided between a terminal to which the first voltage is supplied and a negative input terminal of the comparator;
前記コンパレータの負入力端子と前記第2の接続点との間に設けられた第5の抵抗と、  A fifth resistor provided between the negative input terminal of the comparator and the second connection point;
前記第2の接続点と前記グランドとの間に設けられた第6の抵抗とを備える、  A sixth resistor provided between the second connection point and the ground;
ことを特徴とする請求項1又は2に記載のA/D変換回路。  The A / D conversion circuit according to claim 1, wherein:
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