JP4068625B2 - 通信のシステム、方法及びデバイス - Google Patents

Description

本発明は、送信装置が複数の送信アンテナを有し、受信装置が複数の受信アンテナを有する通信システムで用いられる通信方法に関する。本発明はまた、このような方法を用いる通信のシステム及び装置とに関する。本発明は、自動再送要求(ARQ : Automatic Repeat Request)が、MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)アーキテクチャに特に適用される。

一般的な無線ネットワークは、各々がこのネットワークのアクセスポイント又は基地局と無線通信している複数の移動端末を含む。このアクセスポイントもまた、中央コントローラと通信しており、このコントローラも、他のネットワーク、例えば、固定式イーサネットタイプのネットワークに対するリンクを有している。最近まで、有害であると認められる、特に無線ＬＡＮ（ローカルエリアネットワーク）や他の移動通信環境において多発しているマルチパス伝播の認識される悪影響を軽減するようにシステムの設計にかなりの努力が払われてきた。しかしながら、G.J.FoschiniとM.J.Gansによる「複数のアンテナを用いた場合のフェージング環境下での無線通信の限界について（On limits of wireless communications in a fading environment when using multiple antennas）」（１９９８年発行のWireless Personal Communicationsの第６巻、第３号の３１１ページ乃至３３５ページ）には、複数アンテナアーキテクチャを送信機と受信機双方において利用する、いわゆるMIMO(Multiple-Input Multiple-Output)アーキテクチャを用いることによって、チャネルのキャパシティを極端に増大させることが可能であることが示されている。また、広帯域チャネルに対する時空間符号化技法の採用も注目されている。このような符号化の検出のための一般的なチャネル状態情報（ＣＳＩ）は、トレーニングシーケンスを介して獲得され、次に、結果として得られるＣＳＩ推定値が、受信信号と共に時空間復号に供給される。

１つ以上の送信アンテナを持つ送信機を用いている通信リンクに特定的な問題が発生するが、それは、様々な送信アンテナから受信された信号が互いに干渉するからである。この結果、いわゆる複数ストリーム干渉（ＭＳＩ）が発生し、これが復号化の困難さを生じさせる。しかしながら、潜在的な利点として、このような通信リンクのスループット（すなわち、より高いビットレート）が大いに増すことが期待される。このタイプのＭＩＭＯ（多入力多出力）通信リンクでは、（チャネルマトリックスに対する）「入力」は送信機の複数の送信アンテナによって提供され、（チャネルマトリックスからの）「出力」は複数の受信アンテナによって提供される。従って、各受信アンテナは、スクランブル解除されていなければならない全ての送信機の送信アンテナからの信号の組み合わせを受信することになる。

添付図面の図１は、送信機デバイス２と受信機デバイス１４とを備える一般的なＭＩＭＯ通信システム１を示す略図である。送信装置２においては、データソース４が情報シンボルベクトルｄをＭＩＭＯエンコーダ８に提供し、このエンコーダがシンボルベクトルｄをエンコードして、Ｔ個のコードシンボルｘ_１ｘ_２,…，ｘ_Ｔとする。このＴ個のコードシンボルｘ_１ｘ_２，…，ｘ_Ｔは、送信シンボルベクトルｘとして表すことが可能であり、この例ではＴは３である。このＴ個のコードシンボルｘ_１ｘ_２，…,ｘ_Ｔは、次に、別々にそして同時にそれぞれＴ個の送信アンテナ６から送信される。ＭＩＭＯエンコーダ８の例として、入力シンボルｄ_ｉを出力シンボルｘ_ｉに直接マッピングする場合がある。

受信機デバイス１４においては、複数（Ｒ個）の受信アンテナ１８が、シンボルベクトルｙとして表されるシンボルｙ_１，…，ｙ_Ｒをそれぞれ受信する。狭帯域チャネルの場合、送信装置２と受信装置１４間のチャネル１２のチャネル応答は、Ｒ×Ｔのチャネル応答マトリックスＨ（Ｒ個の行とＴ個の列の複数チャネル係数を有する）によって表され、受信機における雑音可能性はＲ次元雑音ベクトルｖによって表される。このモデルを用いると次式が得られる。

ｙ＝Ｈｘ＋ｖ． （１）
次に、受信信号ｙはＭＩＭＯ検出器とデコーダ１６とに、チャネル応答マトリックスＨの推定値と共に入力される。ＭＩＭＯ検出器１６中でのチャネル推定動作は、良好に文書化された多くの方法で達成することが可能である。ＭＩＭＯ検出器１６に対するこれらの入力を用いると、送信シンボルベクトルの推定値ｘ＾を作ったり、情報シンボルベクトルｄの推定値を直接に作ったりすることが可能である。上記の例としてのエンコーダに対応する例としてのＭＩＭＯ検出器１６は、線形推定マトリックスＷ（＝Ｈ^-1）を生成することになっており、従って、送信シンボルベクトルの推定値ｘ＾は次式で与えられる。

ｘ＾＝Ｗｙ． （２）
次に、送信シンボルベクトルのこの推定値ｘ＾はＭＩＭＯデコーダ１６によって、ＭＩＭＯエンコーダ８が実行する符号化動作の逆を実行することによって復号化されて、オリジナルの情報シンボルベクトルｄの推定値ｄ＾を生成するが、この推定値ｄ＾はデータ宛先２２に送られる。

上の例では、線形推定マトリックスＷが、受信アンテナアレイに到達する前記複数の送信信号を効果的に分離する。非線形推定のほうが最適であり、また、最尤（ＭＬ）又は最大事後確率（ＭＡＰ）推定技法を用いている。

上の例では、複数のユーザからのチャネル１２を介してのデータ伝送は、ＭＩＭＯの空間多重方式を組み合わせて時分割多重方式を用いて取り扱うことが可能であり、これで、上記の一連の動作を１人のユーザに対して１つの時間フレームで、別のユーザに対しては次の時間フレームで実行するようにされる。

チャネルが周波数を選択する場合、これは、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）技法を用いて扱うことが可能である。標準のＯＦＤＭの場合、多くの（例えば、Ｎ個の）オーバラップトーン（又はサブキャリア）が存在する。ビットストリームは、オリジナルのレートの１／Ｎのレートを持つＮ個の並行データストリームに分割される。各ストリームは、固有のトーンに変調され、次に、単一信号に合成されて、Ｎ点逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）によって１つのアンテナから送信される。これらのトーンは近接トーンと直交しており、従って、干渉しない。ＩＦＦＴで出力されるＮ個のサンプルから成る各ブロックは、ＯＦＤＭシンボルとして知られている。ある固定数の追加サンプルが各ＯＦＤＭシンボルの末尾からコピーされ、シンボル先頭に付与される。これは、巡回接頭辞（ＣＰ）として知られている。このＣＰはマルチパスチャネル応答の最大遅延時間より長くなるように設計されているため、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が解除され、各サブキャリア上のデータは、狭帯域フラットフェージングチャネル応答を経験する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ合成システムは、各サブキャリアに対するシステムモデルを上の式（１）で表すことが可能な上記の基本的ＯＦＤＭシステムと類似の動作をする。各サブキャリアに対して、異なったシンボルベクトルｘが送信され、異なった信号ベクトルｙが受信され、異なったチャネル応答マトリックスＨを経験する。例えば、Ｎ個のサブキャリアがあるとすると、Ｎ個のＭＩＭＯ符号化済み送信ベクトルが発生する。第１の送信アンテナに対応するＮ個のシンボルはＩＦＦＴに入力され、第１の送信アンテナに対するＯＦＤＭシンボルが作成される。このプロセスは、各送信アンテナに対して繰り返される。結果として得られるＴ個のＯＦＤＭシンボルが次に、ＭＩＭＯシステムの複数のアンテナを介して同時に送信される。

第３世代のモバイル電話ネットワークは、モバイル局と基地局との無線インタフェースを越えて通信されるＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）スペクトル拡散信号として知られる多重化という形態を用いている。これら３Ｇネットワークは、国際モバイル電気通信ＩＭＴ−２０００基準の範囲に包含される。総括的には、３Ｇネットワークの無線アクセス部は、ＵＴＲＡＮ（ユニバーサル地上無線アクセスネットワーク）として知られており、ＵＴＲＡＮアクセスネットワークを含むネットワークは、ＵＭＴＳ（ユニバーサルモバイル電気通信システム）ネットワークとして知られている。ＵＭＴＳシステムは、第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ、３ＧＰＰ２）によって作られる基準の対象であり、その技術的仕様はｗｗｗ．３ｇｐｐ．ｏｒｇで見ることができる。第４世代ネットワークは、いまだ定義されていないが、ＭＩＭＯベースの技法を用いる可能性がある。

マルチキャリア符号分割多重アクセス（ＭＣ−ＣＤＭＡ）方式はＯＦＤＭに類似しているが、データシンボルは最初に、拡散係数ＳＦ（データビット当たりのチップの数を表す）を有する拡散符号を持つＣＤＭＡに関して拡散される。従って、複数のユーザは、各ユーザが異なった拡散符号を用いることによってサポートできる。次に、ＳＦチップが、ＯＦＤＭシステムのＳＦ個の隣り合ったサブキャリアにx、すなわち、時間的には拡散しないで割り当てられる。このことは、各サブキャリアが異なるチャンネルゲインを経験するので、受信機においては拡散符号間の直交性喪失とすることができる。しかしながら、一般的なＯＦＤＭに関して適切なＣＰを用いると、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が解消する。

直交周波数符号分割多重方式（ＯＦＣＤＭ）はＭＣ−ＣＤＭＡに類似しているが、１つのシンボルを拡散させた結果生じるチップは、周波数及び時間のブロックに配置できる。そのため、各データシンボルは多数のサブキャリア及びこれらサブキャリアの多数のＯＦＤＭシンボルに割り当てられる。このブロックの寸法は変更できる。例えば、この拡散は時間的にはＳＦに、周波数的には１にでき、またはその逆にでき、あるいはＳＦ個のチップを作る他の何らかの組み合わせでできる。これが、添付図面の図２に示されている。図２の例では、最左端部に示す全体拡散係数ＳＦには、図２の中程に示すように、時間ドメインでは拡散係数ＳＦ_ｔｉｍｅで、周波数ドメインではＳＦ_ｆｒｅｑで割り当てられる。図２の最右端部に示すように、ユーザデータの第１のシンボル（シンボル１）のチップは、第１のＳＦ_ｆｒｅｑサブキャリアと第１のＳＦ_ｔｉｍｅＯＦＤＭシンボル間に割り当てられている。ユーザデータの次のシンボル（シンボル２）は同様にで拡散され、割り当てられて、次のＳＦ_ｆｒｅｑサブキャリア及び同じＳＦ_ｔｉｍｅＯＦＤＭシンボルに割り当てられる。これが、全てのサブキャリアがユーザデータ（最終のＳＦ_ｆｒｅｑサブキャリアを占めるシンボルＫ）で満たされるまで繰り返される。これで、ＳＦ_ｔｉｍｅＯＦＤＭシンボルを送信することができ、また、これで、次のＳＦ_ｔｉｍｅＯＦＤＭシンボルを同じように割り当てて送信することができる。このようにして、１人のユーザデータが全てのサブキャリアを満たすことになる（Ｎ／ＳＦ_ｆｒｅｑは整数でなければならず、この例ではＫに等しい）。図２の最右端部に、この割り当ては、各シンボル内に示す格子分割によってＳＦ_ｆｒｅｑ＝５、ＳＦ_ｔｉｍｅ＝８と概略的に示されている。ＭＣ−ＣＤＭＡは、シンボルが常に、周波数的にはＳＦの係数、時間的には１によって拡散される場合のＯＦＣＤＭシステムとして説明できる。

上述した通常のＯＦＣＤＭ方式の代わりとして、図２に示すように最初に拡散が行われ、それから、結果としてのチップが時間ドメイン及び周波数ドメインに割り当てる、時間及び周波数拡散が順次行うことができる。長さＳＦ_ｔｉｍｅ（時間拡散係数）を持つ時間拡散符号は、時間ドメインの拡散量（ＳＦ_ｔｉｍｅで示す）と拡散の形態（時間拡散符号のタイプで示す）との双方を示す。周波数拡散係数ＳＦ_ｆｒｅｑを有する周波数拡散符号は、周波数ドメインで行われることになる拡散の量、すなわち、その間でデータシンボルが拡散されることになる周波数サブキャリアの数を示す。

添付図面の図３は、多数のユーザからのデータをＯＦＣＤＭ方式に従って多重化できるようにするためには、図１のＭＩＭＯ通信システム１はどのように変更できるかを示している。説明を簡単にするために、１人のユーザからのデータだけが示されており、他のユーザからのデータは、対応する方法で周波数及び時間的に拡散され、後述の同じ送信信号に合成される。

図１のＭＩＭＯシステムに関して、送信装置では、データソース４が情報シンボルベクトルｄをＭＩＭＯエンコーダ８に供給し、このエンコーダがこのシンボルベクトルｄをＴ次元シンボルベクトルｘに符号化する。図１のＭＩＭＯシステムの場合と違って、図３のＭＩＭＯ−ＯＦＣＤＭシステムでは、次に、シンボルベクトルｘは、送信される前に、ＯＦＣＤＭ拡散部１０によって処理される。このシンボルベクトルｘは時間的に拡散されて、Ｔ×ＳＦ_ｔｉｍｅ送信チップマトリックスＸ（Ｔ個の行とＳＦ_ｔｉｍｅ個の列）を生成するが、ＳＦ_ｔｉｍｅは時間次元での拡散係数である。この送信チップマトリックスＸも、上述したように、ＳＦ_ｆｒｅｑ個の近接周波数サブキャリアとＴ個の送信アンテナ６から送信される前に合成された種々のサブキャリア間で拡散される。

単一のサブキャリアについては、送信装置２と受信装置１４間のチャネル１２の応答は、再度Ｒ×Ｔチャネル応答マトリックスＨ（Ｒ個の行とＴ個の列）で、雑音可能性寄与率(noise contribution)がＲ×ＳＦ_ｔｉｍｅマトリックスＶと共に表される。

上記のチャネルモデルを用いると、受信装置１４で受信されるＲ×ＳＦ_ｔｉｍｅチップマトリックスＹは次式で表すことができる。

Ｙ＝ＨＸ＋Ｖ．
受信信号Ｙは、次に、ＭＩＭＯ検出器１６−１に入力される。以前と同様に、ＭＩＭＯ検出器１６−１はチャネル応答マトリックスＨの推定値を必要とするが、このマトリックスは、当業者には公知の方法を用いて得ることができる。一例のＭＩＭＯ検出器１６−１は、Ｈ^-1に等しい線形推定マトリックスＷを生成することであり、故に、送信チップマトリックスの推定値Ｘ＾は次式で与えらる。

Ｘ＾＝ＷＹ
これは各サブキャリア毎に別々に実行される。次に、サブキャリア毎の送信チップマトリックスの推定値Ｈ＾はＯＦＣＤＭ拡散部１０によって実行された拡散の逆を行うＯＦＣＤＭ逆拡散部２０に送られ、Ｔ次元シンボルベクトルｘの推定値ｘ＾となる。次に、この推定値は、ＭＩＭＯデコーダ１６−２によって、ＭＩＭＯエンコーダ８によって行われる符号化動作の逆を行うことによって復号化されオリジナルのデータシンボルベクトルｄの推定値ｄ＾を生成する。この推定値ｄ＾はデータ宛先２２に送られる。

実用的ＭＩＭＯシステムは、送信ハードウエアチェーン及び／又は受信ハードウエアチェーンの数より大きい合計から一組のアンテナを選択して用いることによって利益を得ることができる。例えば、あるシステムが４つの送信無線周波数（ＲＦ）チェーンと４つの受信無線周波数（ＲＦ）チェーンとを有するが、各端部で利用可能なアンテナの数は８つであるとすると、この８つのアンテナの内のどの４つのアンテナがそのシステムに最良の性能を与えるかが選択できる。これによって、４つの送信ＲＦチェーンと４つの受信ＲＦチェーンしか構築する必要がなく、さらに、より多くのアンテナを有することによる利益の内の一部を得るので、ハードウエア（スペース、経費及び電力）の節約が可能となる。唯一の重複はアンテナ素子（これは比較的安価）自体と、（これでも多数の送受信チェーンよりは経済的である）付加的なＲＦスイッチングによる若干のオーバヘッドである。アンテナのサブセットを選択することは、送信機、受信機又は双方で用いることができる。

システムがどのようにしてアンテナの最良のサブセットを決定するかについて、様々な方法が提案されている。例えば、「時空間符号化によるＭＩＭＯアンテナサブセット選択（MIMO antenna subset selection with space-time coding）」というD.A.GoreとA.J.Paulrajによる、２００２年１０月発行のIEEE Trans.のSignal Processing誌の第５０巻、第１０号中の論文の２５８０ページから２５８８ページには、２つの事例が上記の選択プロセスで用いられるチャネルのタイプに関する知識に基づいて区別されている。第１の事例では、アンテナのサブセットを、チャネルに関する正確な知識（ＥＣＫ）に基づいて選択される。第２の事例では、チャネルに関する統計的な知識（ＳＣＫ）を選択アルゴリズムで用いる。ＥＣＫが利用可能であれば、選択アルゴリズムは、符号化及びダイバーシティ利得の双方につながるチャネルフロベニウスノルム(channel Frobenius norm)を最大化するアンテナセットを選択することは明らかである。

ＳＣＫが利用可能であれば、選択アルゴリズムは、主として符号化利得に最もつながるベクトル化チャネルの共分散の行列式を最大化するアンテナセットを選択する。

２００１年発行のＩＥＥＥ ＩＣＣの会報中のR. W. HeathとA. Paulrajによる論文の２２７６乃至２２８０ページの「最小のエラーレートに基づいた空間多重化システムのためのアンテナ選択（Antenna selection for spatial multiplexing systems based on minimum error rate）」では、多数アンテナを用いた空間多重化方式が送信機と受信機双方に採用され、大きい容量利得を有効に利用している。線形又は最大可能性（ＭＬ）のいずれかのコヒレント受信機が緩やかに変化するチャンネル上で使用されるとき、最適アンテナサブセットを選択する基準は最小エラーレートの観点で与えられる。線形受信機に対しては、多重化されたストリームのＳＮＲ（信号対雑音比）の後処理が用いられ、これにより最大の最小ＳＮＲをもたらすアンテナサブセットが選択される。

パケット基準通信システムにおいては、一部のパケットが不正確に受信されたり全く受信されなかったりする。これが受信機によって巡回冗長符号（ＣＲＣ）チェックビットを検証するなどのメカニズムによって認識されると、喪失又は破壊されたパケットを再送信することを送信機に指示するためにＮＡＣＫ（否定応答）パケットが送信機に送り返される。ハイブリッドＡＲＱ（ハイブリッド自動再送要求、Ｈ−ＡＲＱ）システムでは、この再送信を発生させることが可能な様々な方法がある。１つの方法は、最初に送られた同じパケットを正確に再送信し、受信機が第２パケットだけを復号するか、または信号雑音比を改善するために第２パケットを第１パケットと合成（チェース合成）することことである。他の方法は、異なったパリティビットが送信されるよう送信機が送信機のチャネルエンコーダの出力のパンクチャリングを第２のパケットに対して変更することである。この方法は、第２のパケットが第１のパケットとは分離して復号（これがあるの理由によって必要であれば）できる間、２つのパケットからのデータは、デコーダが（増分冗長(incremental redundancy)として知られる）各送信済み情報ビット毎に増加パリティビット数を取るように合成できる。

上記のＨ−ＡＲＱ方法（チェース合成と増分冗長）をＭＩＭＯシステムに直接応用する方式が、２００１年１０月発行のＩＥＥＥ ＶＴＣの会報中のH.Zhengによる「リシアン（Ricean）フェージングチャネル中でのハイブリッドＡＲＱ方式のＢＬＡＳＴの性能（The performance of BLAST with hybrid ARQ in Ricean fading channels）」という論文の９０１ページから９０４ページに検討されていた。

Ｈ−ＡＲＱ方式のＭＩＭＯシステムの性能は、再送信されたパケットを様々な方法で変更することによって改善でき、これを行うためのこのような１つの方法が、２００１年１０月発行のＩＥＥＥ ＶＴＣの会報中のA.Van NguyenとM.A.Ingramによる論文「時空間符号を用いるハイブリッドＡＲＱプロトコル（Hybrid ARQ protocols using space-time codes）」の２３６４ページ乃至２３６８ページ中に報告されている。この論文中には、純粋なＡＲＱプロトコル（ＳＴ−ＡＲＱ）中の時空間符号（ＳＴＣ）の性能が、最初に検討されている。次に、ＳＴＣを用いる２つのハイブリッドＡＲＱ方式、すなわち、時空間ハイブリッドＡＲＱ（ＳＴ−ＨＡＲＱ）とターボ時空間ハイブリッドＡＲＱ（ＴＳＴ−ＨＡＲＱ）が提案されている。ＳＴ−ＨＡＲＱ方式の場合、前送信パケットが現受信パケットと合成される。この方式では、ダイバーシティ利得は再送信毎に増加し、受理済みパケットの確率が高くなる。ＴＳＴ−ＨＡＲＱ方式の場合、送信済みパケットは符号合成され、反復的に復号される。

このような他の方法が２００３年発行のＩＥＥＥ ＩＣＣの会報中のE.N.Onggosanusi、A.G.Dabak、Yan Hui及びGibong Jeongによる論文「ＭＩＭＯシステムに対するハイブリッドＡＲＱ送信と合成（Hybrid ARQ Transmission and combining for MIMO systems）」の３２０５ページから３２０９ページに報告されている。この論文中、２つのＨＡＲＱ合成方式、即ち先合成及び後合成が受信機側に提案されており、前者は後者に対して優れていることを示している。さらに、特に低速フェージングチャネルにおいてＨＡＲＱダイバーシティ利得を改善する、ベーシスホッピング(basis hopping)と呼ばれる送信技法が提示されている。先合成は、このベーシスホッピング技法と共に用いることができる。

本発明の第１の局面局面によれば、複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とを備える通信システムで用いられる通信方法であって、データ信号が、第１選択送信アンテナで送信され、第２選択受信アンテナで受信される第１データ送信試行でエラーが生じてしまったことを決定し、前記データ信号が第３選択送信アンテナから再送信され第４選択受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う決定に応答して、前記第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間の前記チャンネル応答が前記第２送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行い、前記第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置でデータを回復することを含む、通信方法が提供される。

この再構成動作は、第１の選択を第３の選択とは異ならせるものであっても良い。

この再構成動作は、第２の選択を第４の選択とは異ならせるものであっても良い。

第２、第３及び第４の選択の少なくとも１つは、第１の送信試行のために送信・受信アンテナ間の実際又は推定チャネル応答に基づいてなされても良い。第３と第４の選択の少なくとも一方は、第２の送信試行のために送信・受信アンテナ間の実際又は推定チャネル応答に基づいてなされてもよい。

再構成動作は、第１と第３の選択に共通な少なくとも１つのアンテナの少なくとも１つの送信特性が第１と第２の送信試行に対して異なることを保証することであってもよい。この少なくとも１つの送信特性又は特質は、励起の分極又は共振モードなどのアンテナの送信モードであってもよい。

再構成動作は、第２と第４の選択に共通な少なくとも１つのアンテナの受信特性が第１と第２の送信試行に対して異なることを保証することであってもよい。

上記の少なくとも１つの送信／受信特性は、アンテナの近傍にある物理的構造物を用いて変更してもよい。

第１の試行における送信エラーは、否定応答（ＮＡＣＫ）パケットを受信装置から送信装置に送ることによって送信装置に対して通知されてもよい。代わりに、第１の試行における送信エラーは、送信装置が肯定応答（ＡＣＫ）パケットを受信装置から受信しない場合に送信装置に対して通知されてもよい。

上記の通信方法は、特定の送信し項に対して、チップのｎＴ時間シーケンスを生成するためだけに時間ドメインにおいてｎＴ個のシンボルの各々を拡散し、ｎＴ個の時間シーケンスから成るチップを、送信試行のための送信アンテナの選択の際に送信装置のそれぞれのｎＴ個の送信アンテナから送信することと、送信試行のための受信アンテナの選択の際に受信装置のそれぞれのｎＲ個の受信アンテナにおいて、送信装置から受信されたｎＲ個の時間シーケンスから成るチップの各々を逆拡散して、ｎＲ個の受信済みシンボルを生成することと、ｎＲ個の受信済みシンボルを処理して、送信装置で拡散されたｎＴ個のシンボルの推定値を生成することとを含む。

前記再構成動作は、異なった有効チャネル応答を生成するために、前記第１と第２の送信試行の少なくとも一方で前記選択されたアンテナから送信される前に信号スクランブリングするチャネルスクランブラを前記送信装置において用いてもよい。このスクランブリング動作は、送信信号ベクトルに適切に設計されたスクランブリングマトリックスを乗算するという形態を取ってもよい。

第１及び第３の選択は各々、利用可能送信アンテナの１つと全ての間に構成されてもよい。

前記第２と第４の選択は各々利用可能受信アンテナの１つと全ての間に構成されてもよい。

第１と第３の選択におけるアンテナの数は同じであってもよい。第１と第３の選択でのアンテナは同じであってもよい。

第２と第４の選択におけるアンテナの数は同じである。第２と第４の選択ではアンテナは同じであってもよい。

前記通信システムは、MIMOシステムであってもよい。

データ信号は、送信される前に、１つ以上のサブキャリアに変調されてもよい。この１つ以上のサブキャリアは、直交周波数分割多重方式でのサブキャリアでであってもよい。データ信号は、送信される前に、ユーザ固有の拡散符号で拡散されるが、通信システムの各ユーザには、異なった拡散符号が割り当てられてもよい。各ユーザに割り当てられるこの拡散符号は、直交拡散符号であってもよい。拡散は、直交周波数符号分割多重方式に従って行われてもよい。

データは、前記第１送信試行の検出及び復号中に得られる推測的情報を用いて、前記第２の送信試行で受信された信号に基づいて検出及び復号することによって受信装置で回復されてもよい。この推測的情報は軟判定対数尤度情報であってもよい。

データはまた、受信装置において、第１の送信試行で受信された少なくとも一部の信号と第２の送信試行で受信された少なくとも一部信号との総計に基づいて検出及び復号することによって受信装置で回復されてもよい。この総計は、第１と第２の送信試行で受信された信号のすべてを含んでもよい。又は、この総計は、第１と第２の送信試行で受信された選択信号であってもよい。選択物の少なくとも一部はランダムに選択されてもよい。これら選択物の少なくとも一部は、チャネル応答に基づいて選ばれてもよい。

本発明の第２の局面によれば、複数の送信アンテナを有する送信装置と、複数の受信アンテナを有する受信装置と、データ信号が第１選択の送信アンテナから送信され、第２選択の受信アンテナで受信する第１データ送信試行においてエラーが生じていたことを決定する手段と、この決定に応答して、データ信号が第３選択送信アンテナから再送信され第４選択受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う手段と、第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答が第２送信試行のために選択される送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行う手段と、第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置でデータを回復する手段とを含む、通信システムが提供される。

本発明の第３の局面によれば、複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とを備える通信システムで用いられる通信方法であって、データ信号が、第１選択送信アンテナで送信され、第２選択受信アンテナで受信される第１データ送信試行でエラーが生じてしまったことを決定し、データ信号が第３選択送信アンテナから再送信され第４選択受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う決定に応答して、第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間の前記チャンネル応答が前記第２送信試行のために選択される送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行い、データが前記第１と第２の送信試行で得られた情報を用いて前記受信装置において回復できる、通信方法が提供される。

本発明の第４の局面によれば、複数の受信アンテナを有する受信装置を備える通信システムに用いられる複数の送信アンテナを有する通信装置であって、前記通信装置はさらに、データ信号が第１選択の送信アンテナから送信され、第２選択の受信アンテナで受信される第１データ転送試行においてエラーが生じていたことを決定する手段と、この決定に応答して、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され第４選択の受信アンテナで受信する第２データ送信試行を行う手段と、前記第１送信試行のために選択された前記送信・受信アンテナ間のチャネル応答が前記第２送信試行のために選択された前記送信・受信案棚間の前記チャネル応答と異なっていることを保証する再構成動作を行う手段とで構成され、データは前記第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置で回復できる、通信装置が提供される。。

本発明の第５の局面によれば、複数の送信アンテナを有する送信装置をさらに備える通信システムで複数の受信アンテナを有する受信装置に用いられる通信方法であって、データ信号が、第１選択送信アンテナで送信され、第２選択受信アンテナで受信される第１データ送信試行でエラーが生じてしまったことを決定し、前記データ信号が第３選択送信アンテナから再送信され第４選択受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う決定に応答して、前記第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間の前記チャンネル応答が前記第２送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行い、前記第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置でデータを回復することを含む、通信方法が提供される。

本発明の第６の局面によれば、複数の送信アンテナを有する送信装置をさらに備える通信システムで用いられる複数の受信アンテナを有する通信装置であって、データ信号が第１選択の送信アンテナから送信され、第２選択の受信アンテナで受信される第１データ転送試行においてエラーが生じていたことを決定する手段と、この決定に応答して、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され第４選択の受信アンテナで受信する第２データ送信試行を行う手段と、前記第１送信試行のために選択された前記送信・受信アンテナ間のチャネル応答が前記第２送信試行のために選択された前記送信・受信アンテナ間の前記チャネル応答と異なっていることを保証する再構成動作を行う手段と、前記第１及び第２送信試行による情報を用いてデータを回復する手段とで構成される、通信装置が提供される。

本発明の第７の局面によれば、通信装置で実行するとき、該装置に、本発明の第３又は第５の局面による方法を実行させるオペレーティングプログラムが提供される。

本発明の第８の局面によれば、通信装置にロードされると、前記装置が本発明の第４又は第６の局面に従ったものとさせるオペレーティングプログラムが提供される。

前記オペレーティングプログラムは、送信媒体又は記憶媒体であるキャリア媒体に担持されてもよい。

次の添付図面を例として以下に参照する。

本発明の特定的な実施形態を詳細に説明する前に、これら実施形態の基となる基本的概念の例を最初に説明する。

図１を参照して上述したように、１つのキャリア狭帯域ＭＩＭＯシステムは次式のように表すことができる。

ｙ＝Ｈｘ＋ｖ
ここで、ｘはＴ個の送信アンテナ６から送信されるシンボルのＴ×１ベクトルであり、ｙはＲ個の受信アンテナ１８からの信号のＲ×１ベクトルであり、Ｈは２つのアンテナ配列同士間の複素チャネル係数のＲ×Ｔマトリックスであり、ｖは加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）のＲ×１ベクトルである。

第１の送信試行中にパケットが誤って受信されたことが検出されると、この失敗した送信試行から収集された情報を完全に無視するのではなくて、この情報を記憶しておいて、再送信されたパケットの検出を支援するために用いるようにする。再送信の要求は、ＮＡＣＫパケットを送信させることによって又は他の何らかの方法によって信号通知することが可能である。

この再送信されたパケットが、第２の送信試行で、同じデータペイロードで送ると、本システムは次式のように書き換えることが可能である。

但し

ここで、ｙ_ｉ、Ｈ_ｉ及びｖ_ｉはｉ番目のパケット中の適切な信号を表している。この技法は、全く同じデータを再送信することを必要とするため、パケットヘッダ情報が再送信済みパケットにおいて変更されていれば、（初期パケットと再送信済みパケットの双方間で同じのままである）パケットのペイロード部にそれを適用することができるだけであっても良い。しかしながら、パケットヘッダは、ペイロードとは異なった（よりロバストな）方式を用いて送信される公算が高い。パケットヘッダ情報が同じであれば、ｘはパケットのヘッダとペイロード部の双方を表すことがあり得る。

Ｈ−ＡＲＱ技法では、受信機が、それがオリジナルのパケットを意図して受信したものであることを知っていることを必要とする。それはｙ_１とＨ_１とを記憶し、これで、一旦再送信内容が受信されて、ｙ_２とＨ_２とが決定されたら、自身で「総計」ベクトル／マトリックスを形成することができなければならない。これは、受信機が、意図された信号が特定の時間スロットで到達するようにすることによって、又は、送信機が、他のなんらかの制御チャネルを介してもしくは他の何らかの手段によって、意図された受信内容を通信することによって達成することができる。このように「総計」パケットを形成する動作は、本発明のある実施形態で、複数の受信済みパケットからどのようにして信号を合成することが可能であるかの一例にすぎなく、また、必要なことは、複数の送信試行からの情報が受信機においてデータを回復するために或る方法で使用されることであることは理解されるべきである。

たとえチャネルが両パケットに対して同じ応答を有しているとしても、雑音可能性（ｖ_１とｖ_２）は異なり、従って、上記の（ＭＩＭＯ検出）問題の解決方法にとって利点がある。しかしながら、初期パケットと繰り返しパケットに対するＭＩＭＯシステムの組み合わせ解決方法は、２つのマトリックスＨ_１とＨ_２をできるかぎり互いに異なるようにすることが可能であれば、かなり改善される。

一般に、Ｈ_１とＨ_２は、チャネルが時間と共に変化することによって少なくとも少量だけ可変するものと予測されるが、この結果、幾分かの利点となる（Ｈ_１とＨ_２間の差は、２つの送信動作間の時間間隔と、環境内にあるＴＸ／ＲＸ又はなんらかの物体の速度との関数である）。

しかしながら、本発明のある実施形態では、第１の送信試行のチャネル状態が第２の送信試行のチャネル状態とは異なることを保証することを支援するために能動的処置が取られ、また、これが、通常では、性能が向上する結果となる。この内容では、２つのアンテナセット間の「チャネル応答」とは、２つのアンテナセット間の「チャネル状態」と等価もしくは類似している意味を有するものと理解することができる。

Ｈ_１とＨ_２が互いに異なることを保証する１つの方法は、アンテナを選択する方式であり、図４は、このような方式を利用する本発明の第１の実施形態の略図である。第１の実施形態による通信システム２０１は、図１を参照して上述したシステム１に類似しており、ＭＩＭＯアーキテクチャに基づき、また、送信装置２０２と受信装置２１４とを備えている。図１のシステムに関しては、送信装置２０２は、データソース２０４と、ＭＩＭＯエンコーダ２０８と、複数（Ｔ個）の送信アンテナ２０６とを備えている。同様に、受信装置２１４は、複数（Ｒ個）の受信アンテナ２１８と、ＭＩＭＯ検出器／デコーダ２１６と、データ宛先２２２とを備えている。送信アンテナ２０６と受信アンテナ２１８間のチャネル２１２は、本実施形態では（複素チャネル係数を含む）チャネル応答マトリックスＨによって再度表されるが、雑音ベクトルｖは受信機のところにおける雑音を表している。第１の実施形態と図１のシステムとは類似しているため、詳細な説明は不要であり、これら２つのシステム間の相違をより深く説明する。

第１の実施形態と図１のシステムとの主要な相違は、送信装置２０２中に送信アンテナ選択部２０３が追加されており、受信装置２１４中に受信アンテナ選択部２１５が追加されている点である。これらのアンテナ選択部２０２と２１５によって、総数でＴ個の利用可能な送信アンテナ２０６の全て又はサブセットである送信アンテナの内から第１の選択送信アンテナＳ１を、同様に、総数でＲ個の利用可能な受信アンテナ２１８の全て又はサブセットである受信アンテナから第２の選択受信アンテナＳ２を、第１（最初）の送信試行に対して能動的となるように選ぶことができる。

このような選択Ｓ１とＳ２の例を図４に示すが、図中、（可能な３つの内の）２つの送信／受信アンテナが、送信装置２０２と受信装置２１４間での第１の送信試行に対して用いられている。この例では、選択Ｓ１は第２と第３の送信アンテナ２０６を含み、選択Ｓ２は第１と第２の受信アンテナ２１８を含む。送信アンテナ選択部２０３の制御下で、ＭＩＭＯエンコーダ２０８は図１を参照して上述したのと類似の仕方で動作するが、送信のために用いられている選択Ｓ１にとって適切な多くのＭＩＭＯ符号化済みシンボルを発生してルーティングする。同様に、受信アンテナ選択部２１５の制御下で、ＭＩＭＯ検出器／デコーダ２１６は図１を参照して上述したのと類似の仕方で動作するが、受信のために用いられている選択Ｓ２にとって適切な受信済み信号だけを処理する。図４に示す例では、ｘとｙは、シンボルのベクトルであり、Ｈはチャネル係数の２×２マトリックスであり、ｖは雑音可能性のベクトルである。

第１のデータ送信試行でエラーが発生したことが、受信装置２１４中のエラーハンドリング部（図示せず）によって判定されると、受信装置２１４から通知が送られ、送信装置２０２にこのことを通知する。送信装置２０２中のエラーハンドリング部（図示せず）は、この通知に対して処置を取って、受信アンテナ２１８の第４の選択Ｓ４において受信されるように、送信アンテナ２０６の内の第３の選択Ｓ３からデータ信号が再送信される第２のデータ送信試行を開始する。本実施形態では、選択Ｓ３とＳ４の一方又は双方が、第１の送信のために用いられた選択Ｓ１とＳ２からそれぞれ変更される再構成動作が実行される。これは、対応する選択Ｓ１とＳ２と比較して選択Ｓ３及び／又はＳ４のアンテナの数を変更することによって、又は、これらの選択のアンテナの数を同じに保ち、これら選択内でのアンテナの選択を変更することによって行われてもよい。次に、第１と第２の送信試行から得られた情報を用いて受信装置においてデータが回復され、これで、送信が成功する可能性が増す。受信装置２１４のところにおけるデータ回復を以下にさらに詳しく説明する。

１つまたは複数のアンテナ選択を変更する上記の再構成動作の結果として得られる空間的ダイバーシティが、第１の送信試行のために選択された送信アンテナＳ１と受信アンテナＳ２間で、Ｈ_１により部分的に表されるチャネル応答が、第２の送信試行のために選択された送信アンテナＳ３と受信アンテナＳ４間で部分的にＨ_２により表されるチャネル応答とは異なることを保証することに役立つ。もちろん、上述したように、ｖ_１とｖ_２の受信信号に対する他の寄与もまた、第１の送信試行と第２の送信試行とでは異なるが、これは、Ｈ_１とＨ_２間ではチャネル係数が共通であるにもかかわらず、時間が変化するにつれて変化することが避けられないからである。

性能を改善するためには、送信装置２０２及び／又は受信装置２１４が、できるだけ多くの利用可能なアンテナから使用されるアンテナを選択することが可能であることが好ましく、従って、第２の送信試行で見受けられるチャネル応答を第１のそれとはかなり異なったものとする、少なくとも、検出上の問題がその解決方法を支援するさらなる情報を有することを保証するに十分な程度まで異なったものとすることが可能である。もちろん、送信装置２０２と受信装置２１４の双方が、アンテナを選択する機能を備えることは本質的なことではなく、これらの内の一方又は他方だけがこのような機能を有する場合でさえも、改善はなされる。

再送信中に用いられるアンテナのセットは、チャネル応答に関する知識があってもなくても選択可能である。この知識がなんらかの手段によって入手可能であれば、より最適な選択が得られ、入手不可能であっても、第１の送信中では用いられないアンテナを選択することによって、検出を支援する余分な情報が受信機に提供されるはずである。

第２の送信試行後でさえもデータがうまく回復されない場合、さらなる送信試行を実施可能であり、総計情報がこれに応じて用いられる。

別の代替例としては、受信装置２１４が、第２の送信試行で受信されたデータだけを、第１の送信試行を検出して復号している間に得られた、各ビットに関する推測的情報（例えば、軟判定対数尤度情報）の支援によって処理するというものである。

ハイブリッドＡＲＱの従来の方法は、本質的に２つの利点、すなわち、チェース合成による一次的ダイバーシティ利得と、さらに、増分冗長性の場合の復号利得とを提供する。一次的ダイバーシティという利点もまた、本発明を実現する方式で得られるとはいえ、別のアンテナセットを（送信装置及び／又は受信装置において）用いると、空間ダイバーシティ利得と空間多重化性能とがかなり向上する。後者は、ＭＩＭＯチャネルが、並行データストリームをサポートする能力であるが、このデータストリームの品質は、チャネルマトリックスの状態によって決まる。

このようなハイブリッドＡＲＱシステムの性能は、第１の送信試行が切り捨てられて再送信されたパケットだけが処理されるもっとも単純な実施がなされれば、確かに向上するはずである。上記の利点が得られても、（再送信されたパケットのために）受信機において必要とされる処理がほんの比較的わずかに増加するだけであり、また、再送信物が到達するのを待つ間に失敗したパケット受信から得られる情報を記憶しなければならないことによって課せられる追加のメモリ要求はわずかである。

第１の実施形態では、第１の送信試行のために選択された送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル応答が、第２の送信試行のために選択された送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル応答とは異なることを保証するために実行された再構成動作とは、選択送信アンテナ及び受信アンテナの一方又は双方を変更することであった。しかしながら、この再構成動作には、チャネル応答を変化させるためにアンテナの選択をいくぶんか変更する動作を伴うということは本質的なことではないが、これについて、本発明のさらなる実施形態を参照して以下に説明する。

図５は、本発明の第２の実施形態を示す略図である。第２の実施形態の組成と動作は第１の実施形態のそれと類似しており、同様の番号の部品は同じ又はそれに対応する機能を実行し、従って詳細な説明は不要である。第１の実施形態と第２の実施形態間の主要な相違は、第２の実施形態では、送信アンテナ特性変更部２０７が、送信アンテナ選択部２０３の代わりに備えられているという点である。受信アンテナ選択部２１５は存在しない。

従って、第２の実施形態では、第１と第２の送信試行に対して同じ送信アンテナ２０６と受信アンテナ２１８とが用いられる。第１の実施形態でのように再構成動作によってアンテナ選択を用いて第１と第２の送信試行間のチャネル応答を変更する代わりに、同じ物理的送信アンテナ部品を用いるが、その内の少なくとも１つが別の分極モード又は共振モードで励起される。

第２の実施形態に対する修正として、通信システム２０１は代替例として、同じアンテナセットを保持するが、他の何らかの人工的構造体又は装置を用いて、チャネル応答が第１のパケットと再送信されたパケットでは異なることを保証する。これは、本発明者らの同時係属英国出願第０２３００３０．９号と英国特許出願第０３００３５８．９号とに記載するように、送信アンテナ配列の前部又はその周りに置かれた物理的装置又は散乱構造体という形態を取る。これらの参考文献の双方で、アンテナ応答は、散乱構造体に電気を装荷することによってある程度制御することが可能である。

第２の実施形態に対するさらなる変更として、受信アンテナ特性変更部を受信装置２１４中に装備して、上記の送信アンテナ特性変更部２０７に対応する機能を実行することが可能である。同様に、アンテナ特性変更部を受信装置２１４中に設けることができる。

第１と第２の実施形態では、第１の送信試行のために選択された送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル応答が、第２の送信試行のために選択された送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル応答とは異なることを保証するための再構成動作は、アンテナの選択及び／又は特性を変更することによって実行されている。また、本発明の第３の実施形態について以下に説明するように、本発明者らの同時係属英国特許出願第０３２９８２２．１号に記載されているように、送信装置２０２中のチャネルスクランブラを用いて実効的なチャネル状態やチャネル応答を変更することが可能である。

図６は、本発明の第３の実施形態による通信システムの略図である。第３の実施形態の組成と動作は、第１の実施形態のそれと類似しており、同様の番号の部品は同じ又はそれに対応する機能を実行し、従って詳細な説明は不要である。第１の実施形態と第３の実施形態間の主要な相違は、第３の実施形態では、送信アンテナ選択部２０３の代わりにチャネルスクランブラ２０５が設けられ、ＭＩＭＯエンコーダ２０８と送信アンテナ２０６間に配置されている点である。また、受信アンテナ選択部２１５は存在しない。

従って、第３の実施形態では、第１と第２の送信試行に対して同じ送信アンテナ２０６と受信アンテナ２１８とが用いられる。第１の実施形態でのように再構成動作でアンテナ選択を用いて第１と第２の送信試行間のチャネル状態やチャネル応答を変更する代わりに、同じ物理的送信アンテナ部品を用いるが、チャネルスクランブラ２０５を用いて、第２の送信試行に対するチャネル状態を効果的に変更する。ここで、チャネルスクランブラ２０５について簡単に説明しておくが、さらなる情報については、上に引用した英国特許出願から得ることが可能である。

チャネルスクランブラ２０５は、ＭＩＭＯエンコーダ２０８によって符号化された後で、しかも、アンテナ２０６によってチャネル２１２に送信される前のシンボルベクトルｘに作用する。チャネルスクランブラ２０５は、ある成分を送信済み信号中に導入するが、入力と出力の関係は次式のように変更される。

ｙ＝ＨＱｘ＋ｖ
ここで、Ｈ、ｙ、ｘ及びｖは上に定義したとおりであり、Ｑはチャネルスクランブラ２０５によって実行される機能を表すチャネルスクランブラマトリックスである。

チャネルスクランブラＱを作成する方法がいくつか考えられる。１つの簡単な方法では、シンボル毎に１回適応される回転マトリックスＰが用いられる。これによって、チャネルスクランブラＱ_ｋ＝Ｐ^ｋ、ｋ＝１，…Ｎ_ｓｙｍ（ここで、Ｎ_ｓｙｍはブロック中のシンボル間隔の数である）が発生する。Ｐがユニタリマトリックスであれば、Ｐ^ｋもまたすべてのｋに対してユニタリである。２００１年発行のGlobecom 2001の「時空間コンステレーション回転符号最大化ダイバーシティと符号化利得（Space-time constellation-rotating codes maximising diversity and coding gains）」の第１号、４５５ページから４５９ページ中（ここで、目的は、全てのアンテナ上でデータシンボルを拡散して、最大ダイバーシティを達成することである）でY.Xin、 Z.Wang及びG.Giannakisが記載しているように、マトリックスＰは、例えば、線形プリコーディングの場合と同じ方法で設計することが可能である。しかしながら、そのアプリケーションでは、同じマトリックスＰは常に、すなわち、Ｑ_ｋ＝Ｐ，ｋ＝１，…Ｎ_ｓｙｍで適用される。故に、チャネルの擬似ランダムスクランブリングが達成されない。

当業者には、上記の実施形態の有効な組み合わせが多く存在することが理解されるであろう。例えば、第１と第２の実施形態を組み合わせ、これで、アンテナの選択とアンテナ特性の変更の双方を実行することが可能である。例えば、送信装置２０２はアンテナを選択することが可能であり、一方受信装置２１４はアンテナ特性を変更したり、装置２０２と２１４の一方又は両方が両機能を実行することが可能であったりする。第３の実施形態のチャネルスクランブラ２０５もまた、第１の実施形態の送信アンテナ選択部２０３と組み合わせて用いることが可能である。他の組み合わせは、当業者には容易に明らかであろう。

上の実施形態はまた、標準のＭＩＭＯ状況における動作から、図３を参照して上述したタイプのＭＩＭＯ−ＯＦＣＤＭアーキテクチャにおける動作にまで適用可能である。これは、ＯＦＣＤＭ拡散／逆拡散部を、図３のシステムを図１のシステムと比較する際に上述したのと同じような仕方で含むことによって達成される。本発明のある実施形態もまた、上記のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭアーキテクチャの状況での動作に適用可能である。

本発明のある実施形態もまた、本発明者らの同時係属英国出願第 号（代理人の参照ＧＢＰ８９２７８／ＴＲＬＰ０９０／Ｐ５２８９ＧＢ）中の開示内容によるＭＩＭＯ−ＯＦＣＤＭ技法に適用できる。この出願には、ＯＦＣＤＭ拡散が時間ドメインのみで実行され、これで、ＭＩＭＯ検出の後ではなくＭＩＭＯ検出の前に受信装置において逆拡散動作を実行することが可能とされる、ＭＩＭＯ−ＯＦＣＤＭ技法が開示されている。これによって、計算上の複雑さが減少し、非線形ＭＩＭＯ検出機能を用いることが可能となる。図７は、このようなＭＩＭＯ−ＯＦＣＤＭ技法が用いられる本発明の第４の実施形態の略図である。

第４の実施形態の組成と動作は、第１の実施形態のアンテナ選択部２０３と２１５とを含むように適用された場合の、図３を参照して上述したＭＩＭＯ−ＯＦＣＤＭ通信システムのそれと類似しており、同様の番号の部品は同じ又はそれに対応する機能を実行する。

図３を参照して上述したシステムの場合と異なって、本発明の第４の実施形態では、周波数ドメインでの拡散はなく、拡散係数ＳＦによる時間ドメインでの拡散しかない。送信チップマトリックスＸに含まれるチップの時間シーケンスは、送信用に選択されたそれぞれの送信アンテナ１１６から別々に送信される前にサブキャリア上に別々に変調される。この実施形態では、サブキャリアとは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式でのサブキャリアである。ユーザに対する連続する時間拡散シンボルは、すべてのサブキャリアが割り当てられるまで選択された各送信アンテナ上の連続するＯＦＤＭサブキャリアに割り当てられ、次に、選択された送信アンテナ１１６の各々に対するＳＦ ＯＦＤＭシンボルが同時に送信される。従って、少なくとも送信装置１０２においては、通信システム１０１は、ＭＩＭＯ ＯＦＣＤＭ方式に従って動作するが、時間ドメインでしか拡散はしない。

本発明の第４の実施形態では、チップマトリックスＹ中の選択された受信アンテナのチップシーケンスは、個別の逆拡散部１２０_１、１２０_２、．．．、１２０_３に渡される。このようにして逆拡散することによって、その結果、チップではなくシンボルのベクトルｚが次式のようになる。

ｚ＝Ｙｃ^Ｔ
ここで、ｃはＯＦＣＤＭ拡散部２１０によって用いられる１×ＳＦ拡散ベクトルであり、このベクトル中の成分はおそらく、長さＳＦ^ｉを有する直交ウオルシュ・ハダマード拡散符号(Walsh-Hadamard spreading codes)の内の１つである。

次に、シンボルベクトルｚ中のＲ個のシンボルがＭＩＭＯ検出器２１６−１に渡されて、送信アンテナ１１６から送信されるシンボルベクトルｘ中のＴ個のデータシンボルの推定値が生成される。例としてのＭＩＭＯ検出器２１６−１は、線形推定量マトリックスＷ＝Ｈ^-1を生成し、これで、送信シンボルベクトルの推定値ｘ＾は次式で与えられるようになる。

ｘ＾＝Ｗｚ．
チップのシーケンスに対して検出が実行される上記の従来技術のＭＩＭＯ検出方式を用いるということは、ＭＩＭＯ検出機能は、受信されたチップマトリックスＹ中のＳＦ個のＲ次元チップベクトルの各々に対して１回ずつで、合計でＳＦ回コールされる必要があることを実質的に意味するものである。

逆拡散の後で、第４の実施形態中のようにシンボルレベルでＭＩＭＯ検出を実行するには、ＭＩＭＯ検出機能を従来技術の場合のようにＳＦ回ではなく１回コールするだけでよいことが容易に分かるであろう。これは、従来技術で必要とされる演算Ｘ＾＝ＷＹを本発明のこの実施形態で必要とされる演算ｘ＾＝Ｗｚと比較すれば明らかである。前者では、線形推定量Ｗに基づいて演算されているチップマトリックスＹはＳＦ個のベクトルから成っている（チップレベル検出）が、後者では、シンボルベクトルｚはたった１つのベクトルからなっている（シンボルレベル検出）。従って、ＭＩＭＯ検出動作の数は、本発明のこの実施形態ではＳＦという係数だけ減少するが、一般的な応用分野では、ＳＦは１６、３２、６４又はこれ以上であり、従って、必要とされる処理がかなり減少し得る。

本発明のこの実施形態によるシンボルレベルの処理方式の利点は、システム中のアンテナの数が増すにつれて増加する。このような次元の大きいシステムの場合、受信装置におけるアンテナ処理要件は急速にかなり高く又は極端に高くなりかねないため、ＳＦ回の処理の複雑さを減少させることはなお一層重要である。

従来技術に勝る別の重要な利点は、本発明のこの実施形態のＭＩＭＯ検出器１１６−１がシンボルをチップとは相反してシンボルを推定するものであるため、ＭＩＭＯ検出プロセスは、従来技術によるシステムについて上述した線形推定量の使用にはもはや限られない。最適Ａ推測的確率（ＡＰＰ）検出器などの非線形検出器をシンボルベクトルｚに適応して、ｘ＾のより良好な推定値を得ることが可能であり、これで性能を向上させることが可能である。

第４の実施形態に対して可能なさらなる変更は、上に参照した同時係属英国特許出願に記載されている。例えば、上述の実施形態中の線形推定量ＷはＭＩＭＯ検出量の例として機能しているが、この動作は別のＭＩＭＯ検出器で置き換えることが可能であろう（そして、おそらく実際そうであろう）。従って、本発明の第４の実施形態中の検出プロセスは次式、
ｘ＾＝Ｗｚ
で表される代わりに、一般的には次式で表される。

ｘ＾＝ｆ（ｚ）
ここで、ｘ＾はここではｚのなんらかの任意の関数である。この関数は、Ｗなどの線形推定量、Ｖ−ＢＬＡＳＴ（Bell Labs Layered Space Time）アルゴリズムなどの連続干渉キャンセラ、最尤（ＭＬ）もしくは事後確率（ＡＰＰ）検出器などの完全探索方法であったりする。このような非線形ＭＩＭＯ検出器の場合、上述したように、入力が単に受信信号（Ｙ）、すなわち、チップのマトリックスであるか、逆拡散信号（Ｙｃ^Ｔ）、すなわち、シンボルのベクトルであるかは重要である。本発明のこの実施形態に従って受信信号を処理することによって、既存の（又は将来の）どのＭＩＭＯ検出技法でもＯＦＣＤＭシステムのために用いることが可能であるが、それは、ＭＩＭＯ検出関数の出力は、チップではなくシンボルという形態で与えられるからである。

本発明の実施形態は、主として時間ドメイン符号化方式のＭＩＭＯシステムの内容について説明されていたが、本発明の実施形態は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）システムなどの周波数ドメインコーディング済みシステムについても説明されていた。例えば、本発明のある実施形態は、無線ネットワークの欧州ハイパーラン／２又は米国ＩＥＥＥ８０２．１１基準で用いられる。本発明の実施形態もまた、例えば、複数の層からなるディスクが複数の送信機として実質的に作用し、１つ以上のヘッドが、１つ以上の層からの「送信された」信号によって影響されている読み取りデータを受信する、磁気又は光ディスクドライブ読み取りヘッド回路などの非無線応用分野で用いられる。

送信装置２０２と受信装置２１４の一方又は双方の動作が、デバイス上で動作するプログラムによって制御可能であることが理解されよう。このようなオペレーティングプログラムは、コンピュータ読み取り可能媒体上に記憶されたり、又は、例えば、インターネットのＷｅｂサイトから提供されたダウンロード可能なデータ信号などの信号中に実現されたりすることが可能である。添付の特許請求の範囲は、それ単独で、キャリア上の記録として、信号として又は他のなんらかの形態でオペレーティングプログラムを包含するものと解釈すべきである。

上述した一般的なＭＩＭＯ通信システムを示す略図である。 上述した直交周波数符号分割多重（ＯＦＣＤＭ）方式における周波数と時間のブロック中での拡散チップの配置の略図である。 上述したＯＦＣＤＭ方式に適用された図１のＭＩＭＯ通信システムを示す略図である。 本発明の第１の実施形態による通信システムを示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態による通信システムを示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態による通信システムを示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態による通信システムを示すブロック図である。

Claims (41)

1. 複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とを備える通信システムで用いられる通信方法であって、データ信号が、第１選択の送信アンテナで送信され、第２選択の受信アンテナで受信される第１データ送信試行でエラーが生じてしまったことを決定し、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され第４選択の受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う決定に応答して、前記第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間の前記チャンネル応答が前記第２送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行い、前記第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置でデータを回復することを含む、通信方法。
2. 前記再構成動作は、前記第１選択と前記第３選択とが異なる選択となることを含む、請求項１に記載の通信方法。
3. 前記再構成動作は、前記第２選択と前記第４選択とが異なる選択となることを含む、請求項１又は２に記載の通信方法。
4. 前記第２、第３及び第４選択の内の少なくとも１つが、前記第１の送信試行のための送信・受信アンテナ間の実際の又は推定のチャネル応答に基づいてなされる、請求項２又は３に記載の通信方法。
5. 前記第３及び第４選択の内の少なくとも１つが、前記第２送信試行のための送信・受信アンテナ間の実際の又は推定のチャネル応答に基づいてなされる、請求項２、３又は４に記載の通信方法。
6. 前記再構成動作は、前記第１と第３選択に共通な少なくとも１つのアンテナの少なくとも１つの送信特性が、前記第１と第２の送信試行の場合のそれとは異なることを保証することを含む、請求項１から５のいずれか１項に記載の通信方法。
7. 前記少なくとも１つの送信特性は、前記アンテナの送信モードを含む、請求項６に記載の通信方法。
8. 前記再構成動作は、前記第２と第４選択の両方に共通な少なくとも１つのアンテナの受信特性が、前記第１と第２の送信試行について異なることを保証することを含む、請求項１から７のいずれか１項に記載の通信方法。
9. 前記少なくとも１つの送信／受信特性は、前記アンテナの近傍にある物理的構造体を用いて変更される、請求項６、７又は８に記載の通信方法。
10. 前記第１の試行における通信エラーは、前記受信装置から前記送信装置に対して否定応答（ＮＡＣＫ）パケットを送ることによって前記送信装置に通知される、請求項１から９のいずれか１項に記載の通信方法。
11. ある特定の送信試行に対して、
    チップのｎＴ時間シーケンスを生成するためだけに時間ドメインにおいてｎＴ個のシンボルの各々を拡散すること、
    前記ｎＴ個の時間シーケンスから成るチップを、前記送信試行のための送信アンテナの選択の際に送信装置のそれぞれのｎＴ個の送信アンテナから送信すること、
    前記送信試行のための受信アンテナの選択の際に受信装置のそれぞれのｎＲ個の受信アンテナにおいて、前記送信装置から受信されたｎＲ個の時間シーケンスから成るチップの各々を逆拡散して、ｎＲ個の受信済みシンボルを生成すること、
    ｎＲ個の受信済みシンボルを処理して、前記送信装置で拡散されたｎＴ個のシンボルの推定値を生成すること、
    を含む、請求項１から１０のいずれか１項に記載の通信方法。
12. 前記再構成動作は、異なった有効チャネル応答を生成するために、前記第１と第２の送信試行の少なくとも一方で前記選択されたアンテナから送信される前に信号スクランブリングするチャネルスクランブラを前記送信装置において用いる、ことを含む、請求項１から１１のいずれか１項に記載の通信方法。
13. 前記第１及び第３選択は各々、利用可能送信アンテナの１つと全ての間に構成される、請求項１から１２のいずれか１項に記載の通信方法。
14. 前記第２と第４選択は各々利用可能受信アンテナの１つと全ての間に構成される、請求項１から１３のいずれか１項に記載の通信方法。
15. 前記第１と第２選択におけるアンテナの数が同じである、請求項１から１４のいずれか１項に記載の通信方法。
16. 前記第１と第３選択におけるアンテナは同じである、請求項２に従属していない請求項１５に記載の通信方法。
17. 前記第２と第４選択におけるアンテナの数が同じである、請求項１から１６のいずれか１項に記載の通信方法。
18. 前記第２と第４選択においてアンテナは同じである、請求項３に従属していない請求項１７に記載の通信方法。
19. 前記通信システムは多入力多出力システムである、請求項１から１８のいずれか１項に記載の通信方法。
20. 前記データ信号は、送信される前に、１つ以上のサブキャリアに変調される、請求項１から１９のいずれか１項に記載の通信方法。
21. 前記１つ以上のサブキャリアは、直交周波数分割多重方式でのサブキャリアである、請求項２０に記載の通信方法。
22. 前記データ信号は、送信される前に、前記通信システムのユーザ固有の拡散符号で拡散され、各々のユーザには、互いに異なった拡散符号が割り当てられる、請求項１から２１のいずれか１項に記載の通信方法。
23. 各ユーザに割り当てられる前記拡散符号は、直交拡散符号である、請求項２２に記載の通信方法。
24. 拡散が、直交周波数符号分割多重方式に従って行われる、請求項２２又は２３に記載の通信方法。
25. データは、前記第１送信試行の検出及び復号中に得られる推測的情報を用いて、前記第２の送信試行で受信された信号に基づいて検出及び復号することによって受信装置で回復される、請求項１から２４のいずれか１項に記載の通信方法。
26. 前記推測的情報は軟判定対数尤度情報である、請求項２５に記載の通信方法。
27. データは、受信装置において、第１の送信試行で受信された少なくとも一部の信号と第２の送信試行で受信された少なくとも一部信号との総計に基づいて検出及び復号することによって受信装置で回復される、請求項１から２４のいずれか１項に記載の通信方法。
28. 前記総計は、前記第１と第２の送信試行で受信された信号のすべてで構成される、請求項２７に記載の通信方法。
29. 前記総計は、前記第１と第２の送信試行で受信された選択信号である、請求項２７に記載の通信方法。
30. 前記選択の少なくとも一部はランダムに選択される、請求項２９に記載の通信方法。
31. 前記選択の少なくとも一部は、チャネル応答に基づいて選ばれる、請求項２９又は３０に記載の通信方法。
32. 複数の送信アンテナを有する送信装置と、
    複数の受信アンテナを有する受信装置と、
    データ信号が第１選択の送信アンテナから送信され、第２選択の受信アンテナで受信する第１データ送信試行においてエラーが生じていたことを決定する手段と、
    この決定に応答して、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され第４選択の受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う手段と、
    前記第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間の前記チャンネル応答が前記第２送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行う手段と、
    前記第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置でデータを回復する手段と、
    を含む、通信システム。
33. 複数の送信アンテナを有する送信装置と複数の受信アンテナを有する受信装置とを備える通信システムで用いられる通信方法であって、データ信号が、第１選択の送信アンテナで送信され、第２選択の受信アンテナで受信される第１データ送信試行でエラーが生じてしまったことを決定し、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され第４選択の受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う決定に応答して、前記第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間の前記チャンネル応答が前記第２送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行い、データが前記第１と第２の送信試行で得られた情報を用いて前記受信装置において回復する、通信方法。
34. 複数の受信アンテナを有する受信装置を備える通信システムに用いられる複数の送信アンテナを有する通信装置であって、前記通信装置はさらに、データ信号が第１選択の送信アンテナから送信され、第２選択の受信アンテナで受信される第１データ転送試行においてエラーが生じていたことを決定する手段と、この決定に応答して、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され、第４選択の受信アンテナで受信する第２データ送信試行を行う手段と、前記第１送信試行のために選択された前記送信・受信アンテナ間のチャネル応答が前記第２送信試行のために選択された前記送信・受信案棚間の前記チャネル応答と異なっていることを保証する再構成動作を行う手段とで構成され、データは前記第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置で回復する、通信装置。
35. 複数の送信アンテナを有する送信装置をさらに備える通信システムで複数の受信アンテナを有する受信装置に用いられる通信方法であって、データ信号が、第１選択の送信アンテナで送信され、第２選択の受信アンテナで受信される第１データ送信試行でエラーが生じてしまったことを決定し、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され、第４選択の受信アンテナで受信される第２データ送信試行を行う決定に応答して、前記第１送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間の前記チャンネル応答が前記第２送信試行のために選択される前記送信及び受信アンテナ間のチャンネル応答とは異なっていることを確認する再構成動作を行い、前記第１及び第２送信試行による情報を用いて前記受信装置でデータを回復することを含む、通信方法。
36. 複数の送信アンテナを有する送信装置をさらに備える通信システムで用いられる複数の受信アンテナを有する通信装置であって、データ信号が第１選択の送信アンテナから送信され、第２選択の受信アンテナで受信される第１データ転送試行においてエラーが生じていたことを決定する手段と、この決定に応答して、前記データ信号が第３選択の送信アンテナから再送信され第４選択の受信アンテナで受信する第２データ送信試行を行う手段と、前記第１送信試行のために選択された前記送信・受信アンテナ間のチャネル応答が前記第２送信試行のために選択された前記送信・受信アンテナ間の前記チャネル応答と異なっていることを保証する再構成動作を行う手段と、前記第１及び第２送信試行による情報を用いてデータを回復する手段とで構成される、通信装置。
37. 通信装置で実行するとき、該装置に、請求項３３又は３５に記載の方法を実行させる、オペレーティングプログラム。
38. 通信装置にダウンロードされると、前記装置を、請求項３４又は３６に記載の装置にさせる、オペレーティングプログラム。
39. キャリア媒体に記憶される、請求項３７又は３８に記載のオペレーティングプログラム。
40. 前記キャリア媒体は送信媒体である、請求項３９に記載のオペレーティングプログラム。
41. 前記キャリア媒体は記憶媒体である、請求項３９に記載のオペレーティングプログラム。

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