JP4067803B2 - LED driving circuit, and an optical transmission device using the same - Google Patents

LED driving circuit, and an optical transmission device using the same Download PDF

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Description

【0001】 [0001]
【発明の属する技術分野】 BACKGROUND OF THE INVENTION
本発明は、オーバーシュートなしに、しかも、発光ダイオードを高速に駆動可能な発光ダイオード駆動回路、および、それを用いた光伝送装置に関するものである。 The present invention is, with no overshoot, moreover, capable of driving light-emitting diodes at high speed LED driving circuit, and to an optical transmission device using the same.
【0002】 [0002]
【従来の技術】 BACKGROUND OF THE INVENTION
近年、デジタル信号を光信号で伝送するために、発光ダイオード(LED)や半導体レーザーなどを光源とする光伝送装置が広く用いられている。 Recently, in order to transmit the digital signal in optical signal, a light emitting diode (LED) or a semiconductor laser such as an optical transmission device as a light source it is widely used. ここで、半導体レーザーを用いた場合、高速駆動が容易である一方、温度の変化に対して不安定である。 In the case of using the semiconductor laser, while high-speed driving is easy, it is unstable with respect to changes in temperature. この結果、熱的動作の安定化を図るために、様々な工夫が必要になり、光伝送装置の回路構成が複雑になってしまう。 As a result, in order to stabilize the thermal behavior, it requires a variety of ideas, the circuit configuration of the optical transmission device becomes complicated. これに対して、LEDを光源とする光伝送装置は、LEDの特性上、LEDに並列に静電容量(寄生容量)が付加されてしまうので、半導体レーザーの場合よりも高速駆動が難しいものの、簡単な回路構成で安価に構成できる。 In contrast, the optical transmission device having an LED as a light source, the characteristics of the LED, the capacitance in parallel with the LED (parasitic capacitance) will be added, although high-speed driving is more difficult than the case of the semiconductor laser, It can be constructed at low cost with a simple circuit configuration.
【0003】 [0003]
上記LEDを光源とする光伝送装置では、例えば、図14に示すように、LED駆動回路101に駆動信号Vinが印加されると、ドライブ電流生成回路111が駆動信号Vinに略比例したドライブ電流Idrvを生成する。 In the optical transmission device as a light source the LED, for example, as shown in FIG. 14, when the driving signal Vin to the LED drive circuit 101 is applied, the drive current Idrv drive current generation circuit 111 is substantially proportional to the drive signal Vin to generate. また、ピーキング電流生成回路112の微分回路121は、駆動信号Vinを微分して、ピーキング電流Ipk0を生成する。 Further, the differential circuit 121 of the peaking current generating circuit 112 differentiates the drive signal Vin, and generates a peaking current Ipk0.
【0004】 [0004]
ここで、上記ドライブ電流生成回路111およびピーキング電流生成回路112の出力は、出力端子Toに接続されている。 Here, the output of the drive current generation circuit 111 and the peaking current generating circuit 112 is connected to the output terminal To. また、LED102のアノードには、電源電圧Vccが印加されており、カソードは、出力端子Toに接続されている。 Further, the anode of the LED 102, the power supply voltage Vcc is applied, the cathode is connected to the output terminal To. したがって、LED102には、LED102から出力端子Toへの方向に、ドライブ電流Idrvおよびピーキング電流Ipk0を加算した電流Ildが供給される。 Therefore, the LED 102, in the direction to the output terminal To the LED 102, the current Ild obtained by adding the drive current Idrv and peaking current Ipk0 is supplied.
【0005】 [0005]
ここで、ピーキング電流生成回路112がない場合、すなわち、ドライブ電流IdrvのみがLED102へ供給される場合には、図15に示すように、LED102が出力する光信号波形L101は、上記寄生容量の影響によって、LED電流Ild(ドライブ電流Idrv)に比べて大きく鈍り、比較的大きな立ち上がり時間および立ち下がり時間を必要とする。 Here, if there is no peaking current generating circuit 112, i.e., when only the drive current Idrv is supplied to the LED102, as shown in FIG. 15, the optical signal waveform L101 which LED102 outputs, the influence of the parasitic capacitance by blunting larger than the LED current Ild (drive current Idrv), it requires a relatively large rise and fall times. したがって、LED102を高速に駆動することは難しい。 Therefore, it is difficult to drive the LED102 to high speed.
【0006】 [0006]
一方、図14に示すLED駆動回路101は、図16に示すように、ピーキング電流生成回路112が生成したピーキング電流Ipk0とドライブ電流Idrvとの合計がLED電流Ildとして、LED102に供給される。 On the other hand, LED driving circuit 101 shown in FIG. 14, as shown in FIG. 16, the sum of the peaking current Ipk0 and drive current Idrv to the peaking current generating circuit 112 is generated as the LED current Ild, it is supplied to the LED 102. したがって、光信号波形L101の立ち上がり時間、および、立ち下がり時間が短縮される。 Accordingly, the rise time of the optical signal waveform L101, and the fall time is shortened.
【0007】 [0007]
【発明が解決しようとする課題】 [Problems that the Invention is to Solve
しかしながら、上記従来の構成では、LEDを高速に消光できるように、微分回路を構成すると、光信号波形の立ち上がり時にオーバーシュートが発生する虞れがある。 However, in the conventional configuration, so the LED may quenching speed, configuring a differential circuit, an overshoot at the rise of the optical signal waveform there is a possibility to occur.
【0008】 [0008]
具体的には、上記微分回路121は、駆動信号Vinを微分して、ピーキング電流Ipk0を生成しており、ピーキング電流Ipk0が立ち上がる際のピーク値の絶対値と、立ち下がる際のピーク値の絶対値とは、略同じ値になる。 Specifically, the differentiation circuit 121 differentiates the drive signal Vin, and generates a peaking current Ipk0, the absolute value of the peak value when the peaking current Ipk0 rises, the absolute peak value when falling value and becomes substantially the same value.
【0009】 [0009]
したがって、例えば、微分回路121の電源電圧の値を大きくしたり、微分回路121に設けられたコンデンサの容量値を大きくするなどして、十分な速度でLED102を消光できる程度にピーキング電流Ipk0の量を増大させると、LED102を点灯する際、LED102の寄生容量への充電電流が過剰になってしまう。 Thus, for example, to increase the value of the supply voltage of the differentiating circuit 121, an amount of, for example, by increasing the capacitance of the capacitor provided to the differentiation circuit 121, peaking current Ipk0 enough to quench the LED102 fast enough increasing the, when lighting the LED102, the charging current to the parasitic capacitance of the LED102 becomes excessive. この結果、図16に示すように、光信号波形L101の立ち上がり時に、大きなオーバーシュートが発生する虞れがある。 As a result, as shown in FIG. 16, at the rising edge of the optical signal waveform L101, large overshoot there is a possibility to occur.
【0010】 [0010]
なお、近年では、高速な光信号を伝送するために、LED102を、より高速に駆動可能なLED駆動回路101が求められている。 Incidentally, in recent years, in order to transmit high-speed optical signal, an LED 102, it is drivable LED driving circuit 101 is obtained faster. したがって、上記従来のLED駆動回路101において、光信号波形L101の立ち下がり時間を十分に短縮するためにピーキング電流Ipk0の量を増大させると、より大きなオーバーシュートが発生してしまう。 Therefore, in the conventional LED drive circuit 101, increasing the amount of peaking current Ipk0 to fall sufficiently shorten the time of the optical signal waveform L101, greater overshoot occurs.
【0011】 [0011]
ここで、光通信の受信回路の中には、受信した光信号のピーク値に基づいて、光受信レベルを検知し、当該光受信レベルに合わせて信号処理することで、受信感度を向上させるものが存在している。 Here, in the optical communication reception circuit, based on the peak value of the received optical signal, a light receiving level is detected, by signal processing in conformity to the light reception level, which improves the reception sensitivity there has been an existence.
【0012】 [0012]
ところが、当該構成の受信回路に、上述したような、大きなオーバーシュートを持った光信号が入力されると、オーバーシュートのピーク値に基づいて、光受信レベルが検知されてしまう。 However, the receiving circuit of the arrangement, as described above, an optical signal having a large overshoot is inputted, based on the peak value of the overshoot, the light receiving level from being detected. この場合、受信回路は、ピーキングの分だけ、光信号のレベルが大きいと誤判断するので、受信感度が劣化したり、誤動作する虞れがある。 In this case, the receiving circuit, by the amount of peaking because misjudges the level of the optical signal is large, or the receiving sensitivity is deteriorated, there is a possibility that malfunction. この結果、上記従来のLED駆動回路101で高速通信しようとしても、伝送誤りが多発して、高速に通信できなくなってしまう。 As a result, even if an attempt high-speed communication in the conventional LED driving circuit 101, transmission error occurs frequently, no longer able to communicate at high speed.
【0013】 [0013]
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、オーバーシュートなしに、しかも、発光ダイオードを高速に駆動可能な発光ダイオード駆動回路、および、それを用いた光伝送装置を実現することにある。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object, with no overshoot, moreover, the light emitting diode can be driven at a high speed light-emitting diode driving circuit, and an optical transmission device using the same certain to be realized.
【0014】 [0014]
【課題を解決するための手段】 In order to solve the problems]
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、発光ダイオードの点灯/消灯を示すドライブパルス信号に基づいて、ドライブ電流を生成するドライブ電流生成回路と、上記ドライブパルス信号の値を微分した量の電流を生成する微分回路が1つ設けられ、当該電流に応じたピーキング電流を生成するピーキング電流生成回路とを備え、上記ドライブ電流およびピーキング電流を加算した電流を、上記発光ダイオードに供給する発光ダイオード駆動回路において、上記課題を解決するために、上記ピーキング電流生成回路には、上記微分回路の出力電流をピーキング電流として出力するまでの間に配され、上記発光ダイオードが点灯する際よりも消灯する際の方が、電流伝達率が高く設定された非線形電流伝達素子が1つ設けられ、上記微分回路が LED driving circuit according to the present invention, generated based on the drive pulse signal indicating the ON / OFF of the light-emitting diode, a drive current generation circuit for generating a drive current, the amount of current obtained by differentiating the value of the drive pulse signal differentiating circuit is provided one and a peaking current generating circuit for generating a peaking current corresponding to the current, a current obtained by adding the drive current and the peaking currents, the light emitting diode driving circuit for supplying to the light emitting diode in order to solve the above problems, in the above peaking current generating circuit is provided between the up and outputs an output current of the differential circuit as peaking current, who at the time of off than when the light emitting diode is turned on but the non-linear current transfer element current transmission rate is set high is provided one said differentiating circuit 成する電流は、上記発光ダイオードの点灯時と消灯時とにおいてピーク値の絶対値が同じで極性が異なるものであり、上記非線形電流伝達素子は、上記発光ダイオードが点灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値よりも大幅に小さい値のピーキング電流を伝達し、上記発光ダイオードが消灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値と略同じ値のピーキング電流を伝達することを特徴としている。 Current formed are those absolute values ​​are of the same polarity of the peak value in the unlit and lit the light emitting diodes is different, the non-linear current transmission element, said differentiating circuit when the LED is turned on to transfer the peaking current of much smaller value than the peak value of the output current, characterized in that transmitting the peaking current substantially equal to the peak value of the output current of the differential circuit when the LED is turned off It is set to.
【0015】 [0015]
上記構成では、微分回路において、ドライブパルス信号を微分して生成された電流は、非線形電流伝達素子を介し、ピーキング電流として出力される。 In the above configuration, in the differentiating circuit, the current generated by differentiating the drive pulse signal, via a non-linear current transmission element and is output as a peaking current. さらに、当該ピーキング電流とドライブ電流とを加算した電流が、発光ダイオードに供給される。 Furthermore, the current obtained by adding the said peaking and drive current is supplied to the light emitting diode.
【0016】 [0016]
上記微分回路は、ドライブパルス信号を微分して、出力電流を生成するので、当該出力電流の絶対値は、ドライブパルス信号が点灯を示す値に変化する際と、消灯を示す値に変化する際とで、略同じ値になる。 Said differentiating circuit differentiates the drive pulse signal, so to generate an output current, the absolute value of the output current, and when the drive pulse signal changes to a value indicative of lighting, when changing to a value indicating off and in, the substantially same value. ところが、上記非線形電流伝達素子の電流伝達率は、点灯する際よりも、消灯する際の方が大きく設定されている。 However, current transfer ratio of the non-linear current transmission element, than when unlit, who at the time of turn off is set larger. したがって、点灯する際のピーキング電流の絶対値を、消光する際のピーキング電流の絶対値よりも抑えることができる。 Therefore, the absolute value of the peaking current at the time of lighting, can be suppressed more than the absolute value of the peaking current during quenching. なお、上記非線形電流伝達素子は、上記微分回路の出力電流をピーキング電流として出力するまでの間に配されているので、上記ドライブ電流およびピーキング電流を加算した後に設ける場合と異なり、発光ダイオードに供給する電流量の絶対値を低下させることなく、ピーキング電流の量を制御できる。 Note that the non-linear current transmission element, since it is arranged between the time and outputs an output current of the differential circuit as peaking current, unlike the case where after adding the drive current and the peaking currents, supplied to the light emitting diode without lowering the absolute value of the amount of current, it can control the amount of peaking current.
【0017】 [0017]
この結果、発光ダイオードを消光する際のピーキング電流の絶対値が発光ダイオードを高速に消光できる程度に大きくなるように、微分回路の出力電流の絶対値を設定したとしても、発光ダイオードの出力する光信号波形において、立ち上がりに発生するオーバーシュートを防止できる。 As a result, as the absolute value of the peaking current when quenching a light emitting diode is increased enough to quench the light emitting diodes at high speed, even if an absolute value of the output current of the differential circuit, the output light of the light emitting diode in the signal waveform can be prevented overshoot occurring rising.
【0018】 [0018]
これにより、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 Thus, can operate at high speed, moreover, so that the reception sensitivity by the reception circuit recognizing the light receiving level at the peak does not deteriorate, it can be realized a light emitting diode drive circuit capable of driving light-emitting diodes.
【0019】 [0019]
さらに、上記非線形電流伝達素子は、アノードが上記微分回路に接続された伝達用のダイオードであってもよい。 Furthermore, the non-linear current transmission element has an anode may be a diode for transmission connected to said differentiation circuit.
【0020】 [0020]
当該構成によれば、点灯する際には、非線形電流伝達素子としてのダイオード(以下では、伝達用のダイオードと称する)が逆バイアスされて、微分回路の出力電流が逆方向電流となるので、殆ど、ピーキング電流が流れなくなる。 According to this structure, when lit, as the diode (hereinafter, referred to as diode for transmission) nonlinear current transmission element is reverse biased, since the output current of the differential circuit is reverse current, most , peaking current does not flow. 一方、消灯する際には、ダイオードが逆バイアスされないので、微分回路の出力電流が、略そのままダイオードを流れてピーキング電流となる。 On the other hand, when off, the diode is not reverse-biased, the output current of the differential circuit becomes the peaking current flows substantially intact diode. したがって、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できる。 Therefore, a simple circuit configuration can be realized a nonlinear current transmission element of the current transmission rate.
【0021】 [0021]
この結果、簡単な回路構成で、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 As a result, a simple circuit arrangement, can operate at high speed, moreover, so that the reception sensitivity by the reception circuit recognizing the light receiving level at the peak does not deteriorate, it can be realized a light emitting diode drive circuit capable of driving light-emitting diodes.
【0022】 [0022]
また、ダイオードの代わりに、上記非線形電流伝達素子は、点灯する際に導通し、消灯する際に遮断される伝達用のスイッチング素子であってもよい。 Further, instead of the diode, the non-linear current transmission element becomes conductive when lit may be a switching element for transmission is blocked when turned off.
【0023】 [0023]
当該構成によれば、例えば、MOSトランジスタなど、非線形電流伝達素子としてのスイッチング素子(伝達用のスイッチング素子)は、点灯する際に導通して、微分回路の出力電流をピーキング電流として出力する。 According to this configuration, for example, such as MOS transistors, the switching element as a nonlinear current carrying element (a switching element for transmission) is to conduct when turned on to output the output current of the differential circuit as peaking current. 一方、消灯する際には、遮断されるので、ピーキング電流が出力されない。 On the other hand, when off, due to being blocked, peaking current is not output. これにより、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できる。 Thus, a simple circuit structure can be realized a nonlinear current transmission element of the current transmission rate.
【0024】 [0024]
この結果、簡単な回路構成で、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 As a result, a simple circuit arrangement, can operate at high speed, moreover, so that the reception sensitivity by the reception circuit recognizing the light receiving level at the peak does not deteriorate, it can be realized a light emitting diode drive circuit capable of driving light-emitting diodes.
【0025】 [0025]
さらに、非線形電流伝達素子を設けたピーキング電流生成回路だけでは、発光ダイオードが点灯する際の応答速度が不足する場合には、上記各構成に加えて、上記ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるドライブ電流ピーキング回路を備えている方が望ましい。 Furthermore, only the peaking current generating circuit having a nonlinear current transmission device, when the light emitting diode is insufficient response speed at the time of lighting, in addition to the above configuration, to have a peaking the rise of the drive current drives If you are a current peaking circuit is desirable.
【0026】 [0026]
当該構成によれば、ドライブ電流ピーキング回路が、ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるので、例えば、発光ダイオードの応答速度が遅い場合など、上記ピーキング電流生成回路だけでは、点灯する際の応答速度が不足する場合であっても、発光ダイオード駆動回路は、発光ダイオードを高速に点灯させることができる。 According to this configuration, the drive current peaking circuit, so to have a peaking the rise of the drive current, for example, when the response speed of the light-emitting diode is slow, only the peaking current generating circuit, the response speed when lit even if the missing light emitting diode drive circuit can turn on the light emitting diodes at high speed.
【0027】 [0027]
ここで、ドライブ電流ピーキング回路は、非線形電流伝達素子とは別に設けられており、発光ダイオードへ供給する電流をピーキングする量を、非線形電流伝達素子とは別に設定できる。 Here, the drive current peaking circuit, the non-linear current transfer element is provided separately, the amount of peaking of the current supplied to the light emitting diodes, can be set independently of the non-linear current transfer element. したがって、例えば、非線形電流伝達素子の回路構成上の制限などによって、点灯する際の電流伝達率と消灯する際の電流伝達率との比率を、発光ダイオードに適した値に設定できない場合であっても、点灯する際に発光ダイオードへ供給される電流でのピーキング量と、消灯する際のピーキング量との比率を、発光ダイオードの特性に適合した値に設定できる。 Thus, for example, by limiting the circuit configuration of the non-linear current transmission element, the ratio of the current transmission rate when turning off the current transfer rate at the time of lighting, in a case can not be set to a value suitable for the light emitting diode also, a peaking amount of current supplied to the light emitting diode when lit, the ratio between the amount of peaking at the time of turning off, can be set to a value adapted to the characteristics of the light emitting diode.
【0028】 [0028]
この結果、上記電流伝達率の比率を発光ダイオードに適した値に設計できない場合であっても、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 As a result, even if it is not possible to design the ratio of the current transmission rate to a value appropriate for the light-emitting diodes, it can operate at high speed, moreover, so that the reception sensitivity in receiving circuit recognizing the light receiving level at the peak is not degraded to be realized a light emitting diode drive circuit capable of driving light-emitting diodes.
【0029】 [0029]
また、上記各構成に加えて、上記発光ダイオードに並列に設けられ、消光時に導通するスイッチング素子を備えていてもよい。 In addition to the above arrangement, provided in parallel to the light emitting diode may comprise a switching element which conducts during quenching.
【0030】 [0030]
上記構成において、発光ダイオードに並列に設けられたスイッチング素子は、発光ダイオードが消光する際に導通する。 In the above structure, a switching element provided in parallel to the light emitting diode conducts when the light emitting diode is quenched. したがって、点灯中に発光ダイオードの寄生容量に蓄積された電荷を、消光する際に抜き取ることができる。 Therefore, it is possible to withdraw accumulated in the parasitic capacitance of the light emitting diode during operation charge, upon quenching. この結果、上記ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流だけによって、電荷を抜き取る場合に比べて、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を削減できる。 As a result, only by peaking current which the peaking current generating circuit generates can be reduced as compared with the case extracting the charge, the amount of peaking current peaking current generating circuit generates. この結果、微分回路の時定数を決定する電源電圧の値、あるいは、容量値を低減でき、低消費電力あるいは小さな寸法で、しかも、安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 As a result, the value of the supply voltage which determines the time constant of the differentiating circuit or can reduce the capacitance value, a low power consumption or small dimensions and realized an inexpensive light emitting diode drive circuit.
【0031】 [0031]
さらに、上記構成に加えて、上記発光ダイオードに直列に設けられた電圧レベルシフト回路を備え、上記スイッチング素子は、上記発光ダイオードおよび電圧レベルシフト回路の直列回路に並列に接続されていてもよい。 Furthermore, in addition to the above structure, comprising a voltage level shift circuit provided in series to the light emitting diode, the switching element may be connected in parallel with the series circuit of the light emitting diode and a voltage level shifting circuit.
【0032】 [0032]
上記構成では、電圧レベルシフト回路によって、発光ダイオードが消光する際、発光ダイオードに逆バイアスが印加される。 In the above configuration, the voltage level shift circuit, when the light-emitting diode is extinguished, the reverse bias is applied to the light emitting diode. これにより、電圧レベルシフト回路を設けない場合に比べて、スイッチング素子が消光時に発光ダイオードの寄生容量から抜き取る電流の量を増大させることができる。 Thus, compared to the case without the voltage level shifting circuit, the switching element increases the amount of current pulled from the parasitic capacitance of the light emitting diode during quenching.
【0033】 [0033]
この結果、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を、さらに削減でき、より低消費電力、あるいは、より小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 As a result, the amount of peaking current peaking current generating circuit generates, further reduces, lower power consumption or, in smaller dimensions, moreover, it is possible to realize a more inexpensive LED driving circuit.
【0034】 [0034]
さらに、上記構成に加えて、上記電圧レベルシフト回路は、ダイオード自体、あるいは、ダイオード接続されたトランジスタなどのダイオードであってもよいし、抵抗であってもよい。 Furthermore, in addition to the above structure, the voltage level shifting circuit, the diode itself or may be a diode such as a diode-connected transistor may be a resistance. 当該構成によれば、電圧レベルシフト回路は、ダイオードや抵抗のように簡単な回路であるにも拘わらず、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させることができる。 According to this configuration, the voltage level shift circuit, in spite of a simple circuit as a diode or a resistor, it is possible to increase the voltage applied to both ends of the switching element.
【0035】 [0035]
例えば、ダイオードの場合、電圧レベルシフト回路は、発光ダイオードの駆動電流に依存せず、ダイオードの順方向電圧(トランジスタのベース−エミッタ間電圧)分だけ、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させる。 For example, in the case of the diode, the voltage level shifting circuit is not dependent on the driving current of the light-emitting diode, the forward voltage (transistor-based - emitter voltage) of the diode component only, increasing the voltage applied across the switching element make. この結果、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流量の削減幅を、発光ダイオードの駆動電流に依存せずに設定でき、低消費電力、あるいは、小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 As a result, the reduction width of the peaking current amount peaking current generating circuit generates, can be set independently of the drive current of the light-emitting diode, low power consumption or a small size, moreover, less expensive light emitting diode drive circuit It can be realized.
【0036】 [0036]
また、ダイオードに代えて抵抗の場合、電圧レベルシフト回路は、発光ダイオードの駆動電流と抵抗の抵抗値との積の分だけ、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させる。 Further, if the resistance in place of the diode, the voltage level shift circuit, an amount corresponding to the product of the resistance value of the drive current and the resistance of the light emitting diode, increasing the voltage applied to both ends of the switching element. これにより、抵抗の抵抗値を駆動電流に応じた値に設定することで、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流量の削減幅を所望の値に設定でき、低消費電力、あるいは、小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できる。 Thus, by setting the resistance value of the resistor to a value corresponding to the driving current, to reduce the width of the peaking current amount peaking current generating circuit generates can be set to a desired value, low power consumption, or a smaller size and it realized a more inexpensive LED driving circuit.
【0037】 [0037]
なお、上記各構成の発光ダイオード駆動回路は、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを高速に駆動できるので、発光ダイオードを光源とする種々の光伝送装置に好適に使用できる。 The light emitting diode drive circuit of each of the above structures, as reception sensitivity in the reception circuit recognizing the light receiving level at the peak is not deteriorated, because the light-emitting diode can be driven at high speed, various light emitting diodes as a light source transmission It can be suitably used in the apparatus.
【0038】 [0038]
具体的には、本発明に係る光伝送装置は、光ファイバー通信用、空間光伝送用または、フォトカプラ信号伝送用の発光ダイオードを駆動する発光ダイオード駆動回路が設けられた光伝送装置において、上記課題を解決するために、上記発光ダイオード駆動回路は、上記各構成のいずれかであることを特徴としている。 Specifically, the optical transmission apparatus according to the present invention, optical fiber communication, spatial light transmission or, in the optical transmission apparatus LED driving circuit is provided for driving the light emitting diode for the transmission photo-coupler signal, the problem in order to solve the above light emitting diode drive circuit is characterized in that either of the above configurations.
【0039】 [0039]
当該構成によれば、レーザー光で光信号を伝送する光伝送装置に比べて簡単な構成で安価に実現可能な光伝送装置、すなわち、発光ダイオードを光源とする光伝送装置であるにも拘わらず、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度を劣化させることなく、高速な光信号を伝送できる。 According to this structure, low cost feasible optical transmission device with a simple structure as compared with the optical transmission apparatus for transmitting an optical signal in the laser beam, i.e., despite the light-emitting diode is a light transmitting device for a light source , without deteriorating the reception sensitivity in receiving circuit recognizing the light receiving level at the peak, it can transmit high-speed optical signal.
【0040】 [0040]
【発明の実施の形態】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
本発明の一実施形態について図1ないし図6に基づいて説明すると以下の通りである。 One embodiment of the present invention is described below with reference to FIGS. 1 to 6. すなわち、図1に示すように、本実施形態に係る発光ダイオード(LED)の駆動回路1は、高速かつオーバーシュートなしに、LED2を駆動可能な回路であって、例えば、光ファイバや空間を伝送される光によって通信する光伝送装置、あるいは、フォトカプラ信号伝送用の光伝送装置において、光源となるLEDを駆動する際に好適に用いられている。 That is, as shown in FIG. 1, the driving circuit 1 of the light-emitting diode according to this embodiment (LED) is a fast and without overshoot, a circuit capable of driving LED2, for example, an optical fiber or free space transmission is an optical transmission apparatus for communicating by light being, or, in the optical transmission device for the transmission photo-coupler signal, is suitably used when driving an LED as a light source.
【0041】 [0041]
なお、LED2は、各光伝送装置に適した波長のものが採用されている。 Incidentally, LED2 is is employed as the wavelength suitable for each optical transmission device. 例えば、光伝送装置が、安価なプラスチック製の光ファイバを介して光通信する場合、当該プラスチックファイバーの透過率が波長650nmと750nmとの間で略最大になる。 For example, the optical transmission device, when in optical communication through an inexpensive plastic optical fiber, the transmittance of the plastic fiber is substantially a maximum between wavelengths 650nm and 750 nm. したがって、この場合は、LED2として、赤外発光ダイオードではなく、当該波長域の輝度が高い赤色LEDが採用される。 Therefore, in this case, as LED2, rather than infrared light emitting diodes, luminance of the wavelength range is high red LED is adopted.
【0042】 [0042]
上記LED2のアノードには、電源端子を介して、予め定められた電位の電源電圧Vccが印加されており、LED2のカソードは、上記LED駆動回路1の出力端子Toに接続されている。 The anode of the LED2, via the power supply terminal is pre supply voltage Vcc of a defined potential is applied, the cathode of LED2, is connected to the output terminal To of the LED driving circuit 1.
【0043】 [0043]
一方、上記LED駆動回路1は、パルス状の電圧信号として、入力端子に印加される駆動信号(ドライブパルス信号)Vinに応じて、パルス状のドライブ電流Idrvを生成するドライブ電流生成回路11と、上記駆動信号Vinを微分した値に応じた量のピーキング電流Ipkを生成するピーキング電流生成回路12とを備えており、出力端子Toを介してドライブ電流Idrvとピーキング電流Ipkとを加算したLED電流Ildを、LED2へ供給できる。 Meanwhile, the LED driving circuit 1 as a pulse-like voltage signal, according to a drive signal (drive pulse signal) Vin applied to the input terminal, the drive current generating circuit 11 for generating a pulse-shaped drive current Idrv, and a peaking current generating circuit 12 for generating the amount of peaking current Ipk corresponding to a value obtained by differentiating the drive signal Vin, LED current Ild obtained by adding the drive current Idrv peaking current Ipk through the output terminal to a, it can be supplied to the LED2.
【0044】 [0044]
上記ドライブ電流生成回路11は、例えば、図2に示すように、npn型のバイポーラトランジスタQ1およびQ2からなる差動増幅対を備えている。 The drive current generation circuit 11, for example, as shown in FIG. 2, and a differential amplifier pair consisting of npn-type bipolar transistors Q1 and Q2. より詳細には、上記両トランジスタQ2・Q1のベースには、駆動信号Vinを示す差動信号Vin+およびVin−がそれぞれ印加されている。 More particularly, the base of both transistors Q2 · Q1, differential signals Vin + and showing the driving signal Vin Vin- are respectively applied. 信号Vin−が印加されているトランジスタQ1のコレクタには、抵抗R1を介して電源電圧Vccが印加されている。 The collector of transistor Q1 signal Vin- is applied to the power supply voltage Vcc via a resistor R1 is applied. 一方、信号Vin+が印加されるトランジスタQ2のコレクタは、ドライブ電流生成回路11の出力端子として、LED駆動回路1の出力端子Toに接続されており、トランジスタQ2のコレクタ電流が、ドライブ電流Idrvとなる。 On the other hand, the collector of transistor Q2 signal Vin + is applied, as the output terminal of the drive current generating circuit 11 is connected to the output terminal To of the LED drive circuit 1, the collector current of the transistor Q2 becomes the drive current Idrv .
【0045】 [0045]
また、上記両トランジスタQ1・Q2のエミッタは、互いに接続された後、npn型のバイポーラトランジスタQ3およびQ4からなるカレントミラー回路を介して接地されている。 The emitter of both transistors Q1 · Q2, after being connected to each other and are grounded via a current mirror circuit composed of bipolar transistors Q3 and Q4 of the npn type. より詳細には、上記両トランジスタQ3・Q4のベース、および、トランジスタQ3のコレクタは、互いに接続されている。 More particularly, the base of both transistors Q3 · Q4, and the collector of the transistor Q3 are connected to each other. また、トランジスタQ3のコレクタには、バイアス用の電流源I1から、予め定められた定電流が印加されている。 Further, the collector of the transistor Q3, a current source I1 for bias, a constant current is applied to a predetermined. また、カレントミラー回路を構成するトランジスタQ3・Q4のエミッタは、それぞれ接地されている。 The emitter of the transistor Q3 · Q4 constituting a current mirror circuit are grounded. さらに、トランジスタQ4のコレクタは、上記差動対を構成するトランジスタQ1・Q2のエミッタに接続されており、両エミッタの接続点に定電流を供給できる。 Further, the collector of the transistor Q4 is connected to the emitter of the transistor Q1 · Q2 constituting the differential pair can supply constant current to the connection point of the two emitters.
【0046】 [0046]
上記構成のドライブ電流生成回路11では、トランジスタQ1・Q2のベース電圧の差、すなわち、駆動信号Vinの電圧値に応じて、両トランジスタQ1・Q2のコレクタ電流の比率が変化する。 The drive current generating circuit 11 having the above configuration, the difference between the base voltage of the transistor Q1 · Q2, i.e., in accordance with the voltage value of the driving signal Vin, the ratio of the collector currents of the transistors Q1 · Q2 is changed. 一方、両トランジスタQ1・Q2のエミッタ電流の合計は、上記カレントミラー回路からの定電流なので、一定である。 On the other hand, the sum of the emitter currents of the transistors Q1 · Q2 is because a constant current from the current mirror circuit is constant. したがって、トランジスタQ2のコレクタ電流、すなわち、ドライブ電流生成回路11が出力するドライブ電流Idrvは、駆動信号Vinの電圧値に略比例した電流値になる。 Therefore, the collector current of the transistor Q2, i.e., the drive current Idrv drive current generation circuit 11 is output is a current value substantially proportional to the voltage value of the driving signal Vin.
【0047】 [0047]
さらに、本実施形態に係るピーキング電流生成回路12には、上記駆動信号Vinを入力とする微分回路21と、当該微分回路21およびLED駆動回路1の出力端子Toの間に介在する非線形電流伝達素子22とを備えている。 Furthermore, the peaking current generating circuit 12 according to this embodiment includes a differentiating circuit 21 which receives the driving signal Vin, a non-linear current transmission element interposed between the output terminal To of the differentiation circuit 21 and the LED driving circuit 1 and a 22.
【0048】 [0048]
上記微分回路21は、例えば、図3に示すように、駆動信号Vinを反転するインバータINV1と、インバータINV1の出力および微分回路21の出力の間に介在するコンデンサC1とを備えている。 The differentiation circuit 21, for example, as shown in FIG. 3, and an inverter INV1 for inverting the driving signal Vin, a capacitor C1 interposed between the output of the output and the differential circuit 21 of the inverter INV1. これにより、微分回路21は、駆動信号Vinの電圧値を微分した値の出力電流Ipk0を出力できる。 Thus, the differential circuit 21, the voltage value of the driving signal Vin can output an output current Ipk0 differential value. また、当該構成例では、出力電流Ipk0の電流量は、微分回路21(より詳細には、インバータINV1)の電源電圧Vccの値、および、コンデンサC1の容量値に比例している。 Further, in this configuration example, the current amount of the output current Ipk0 is (more specifically, an inverter INV1) differentiating circuit 21 the value of the power supply voltage Vcc, and is proportional to the capacitance value of the capacitor C1.
【0049】 [0049]
一方、上記非線形電流伝達素子22は、LED駆動回路1が駆動信号Vinに基づきLED2へ発光を指示する際、LED2の光波形にオーバーシュートが発生しない程度に、電流伝達率を低下させる。 On the other hand, the non-linear current transmission element 22, when the LED driving circuit 1 instructs the light emission to the LED2 on the basis of the driving signal Vin, to the extent that the LED2 of the light waveform overshoot does not occur, reducing the current transmission rate. また、LED駆動回路1が消光を指示する際、非線形電流伝達素子22は、より好適には、そのまま伝達するなどして、発光時よりも電流伝達率を上昇させることができる。 Further, when the LED driving circuit 1 instructs the quenching, the non-linear current transmission element 22, more preferably, by such as transferring, it is possible to increase the current transfer ratio than during light emission.
【0050】 [0050]
上記構成では、図4に示すように、図示しない信号源から、LED駆動回路1の入力端子へ駆動信号Vinが印加される。 In the above configuration, as shown in FIG. 4, from a signal source (not shown), the driving signal Vin is applied to the input terminal of the LED driving circuit 1. ここで、当該駆動信号Vinは、単に、LED2の点灯/消灯を示すパルス信号であり、点灯時の立ち上がり速度と、消灯時の立ち下がり速度とが略同じ電圧波形である。 Here, the drive signal Vin is simply a pulse signal indicating the on / off of LED2, the rising speed at the time of lighting, a falling speed and is substantially the same voltage waveform at the time of off. この場合、微分回路21の出力電流Ipk0は、極性は異なるものの、立ち上がり時と立ち下がり時とで略同じピーク値を持つ。 In this case, the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21, although the polarity is different, have substantially the same peak value at a time rising time and falling.
【0051】 [0051]
ところが、微分回路21とピーキング電流生成回路12の出力(出力端子To)との間には、点灯時の方が電流伝達率の低下する非線形電流伝達素子22が介在している。 However, between the output of the differentiating circuit 21 and the peaking current generating circuit 12 (output terminal the To), the non-linear current transmission element 22 towards the time of lighting decreases the current transmission rate is interposed. したがって、点灯時と消灯時とで、出力電流Ipk0のピーク値(絶対値)が同じであるにも拘わらず、ピーキング電流生成回路12が出力するピーキング電流Ipkは、駆動信号Vinが点灯を示す場合の方が、消灯を示す場合よりもピーク値の絶対値が小さくなる。 Therefore, in the unlit and lit, despite the peak value of the output current Ipk0 (absolute value) are the same, peaking current Ipk peaking current generating circuit 12 outputs, when the driving signal Vin indicates lighting it is, the absolute value of the peak value than indicating the off becomes small.
【0052】 [0052]
一方、ドライブ電流生成回路11は、駆動信号Vinの電圧値に略比例した電流値のドライブ電流Idrvを出力している。 On the other hand, the drive current generating circuit 11 outputs the drive current Idrv of substantially proportional to the current value to a voltage value of the driving signal Vin. さらに、両電流Idrv、Ipkを加算した電流が、LED電流Ildとして、LED2に供給され、LED2の光信号波形L1は、当該LED電流Ildに応じて変化する。 Furthermore, both current Idrv, a current obtained by adding the Ipk, as the LED current Ild, is supplied to LED2, optical signal waveform L1 of LED2 is changed in accordance with the LED current Ild.
【0053】 [0053]
上記構成では、非線形電流伝達素子22の電流伝達率は、点灯する際には、消灯する場合よりも小さくなるで、点灯を指示する際におけるピーキング電流Ipkのピーク値は、消灯を指示する際のピーク値よりも小さくなっている。 In the above configuration, the current transfer ratio of the non-linear current transmission element 22, when lit, with smaller than when turning off, the peak value of the peaking current Ipk at the time of instructing a lit, when instructing off It is smaller than the peak value.
【0054】 [0054]
この結果、微分回路21の出力電流Ipk0のピーク値(絶対値)が、LED2を高速に消光できる程度に大きく設定されているにも拘わらず、出力電流Ipk0をピーキング電流Ipkとしてドライブ電流Idrvに加算する場合と異なり、LED2の光信号波形L1に大きなオーバーシュートが発生しない。 As a result, the peak value of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 (absolute value), adds to the drive current Idrv the LED2 despite being largely set enough to quenching quickly, the output current Ipk0 as peaking current Ipk Unlike the case of a large overshoot it does not occur in the LED2 of the light signal waveform L1. これにより、LED2からの光信号を受信する受信回路(図示せず)が、光信号のピーク値を検知して、光受信レベルを調整する場合であっても、精度よく、光信号を受信できる。 Thus, the receiving circuit that receives an optical signal from the LED2 (not shown) detects the peak value of the optical signal, even when adjusting the light reception level, accurately, you can receive an optical signal .
【0055】 [0055]
また、消灯する際には、非線形電流伝達素子22の電流伝達率が点灯する際よりも高く設定されており、本実施形態に係る非線形電流伝達素子22は、微分回路21の出力電流Ipk0を、そのまま伝達する。 Furthermore, when turned off is set to be higher than when the current transfer ratio of the non-linear current transmission element 22 is turned on, the non-linear current transfer element 22 according to this embodiment, the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21, as it is transmitted. この結果、上述のように大きく設定された出力電流Ipk0が、そのままピーキング電流Ipkとしてドライブ電流Idrvに加算され、LED2の寄生容量から、十分に電荷を放電できる。 As a result, the output current Ipk0 which is set larger as described above, is added to it the drive current Idrv as peaking current Ipk, the parasitic capacitance of the LED2, can be discharged sufficiently charge. この結果、微分回路21の出力電流Ipk0をピーキング電流Ipkにすると共に、LED2の光信号波形L1にオーバーシュートが発生しない程度に出力電流Ipk0のピーク値を抑えた場合と異なり、十分な速度で消光できる。 As a result, unlike the case where the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 as well as the peaking current Ipk, overshoot LED2 of the optical signal waveform L1 is suppressed peak value of the output current Ipk0 enough not to occur, quenched at a rate sufficient it can.
【0056】 [0056]
これにより、出力電流Ipk0のピーク値(絶対値)が点灯時と消灯時とで略同じ微分回路21を用いているにも拘わらず、LED駆動回路1は、光信号波形L1におけるオーバーシュート発生を抑制しながら、LED2を高速に駆動できる。 Thus, despite the peak value of the output current Ipk0 (absolute value) is used substantially the same differentiation circuit 21 in the unlit and lit, LED drive circuit 1, an overshoot occurs in the optical signal waveform L1 while suppressing, capable of driving the LED2 to high speed.
【0057】 [0057]
以下では、非線形電流伝達素子22の具体例について説明する。 In the following, a specific example of the non-linear current transmission element 22. 例えば、図5の構成例に係る非線形電流伝達素子22aには、ダイオード(伝達用のダイオード)D1が設けられている。 For example, the non-linear current transfer element 22a according to the configuration example of FIG. 5, the diode (diode for transmission) D1 is provided. 当該ダイオードD1は、アノードが微分回路21に接続され、カソードが出力端子Toに接続されている。 The diode D1 has an anode connected to the differentiating circuit 21, and a cathode connected to the output terminal To.
【0058】 [0058]
上記構成では、駆動信号Vinが立ち上がってハイレベルになると、上記インバータINV1の出力電圧がローレベル(GND)になる。 In the above arrangement, when the driving signal Vin is at a high level rises, the output voltage of the inverter INV1 is at a low level (GND). この場合は、ダイオードD1が逆方向にバイアスされるので、ダイオードの特性によって逆方向電流が流れなくなる。 In this case, since the diode D1 is reverse biased, not reverse current flow by the characteristics of the diode. この結果、インバータINV1の出力電圧がハイレベルの場合(駆動信号Vinがローレベルの場合)よりも電流伝達率が大幅に低下する。 As a result, when the output voltage of the inverter INV1 is at a high level (drive signal Vin is the case of low level) current transfer ratio than it is greatly reduced. したがって、図4に示すように、ピーキング電流Ipkのピーク値(絶対値)は、微分回路21の出力電流Ipk0のピーク値(絶対値)よりも大幅に小さな値になる。 Accordingly, as shown in FIG. 4, the peak value of the peaking current Ipk (absolute value) becomes significantly smaller than the peak value of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 (absolute value). なお、ダイオードD1の寄生容量は、微分回路21のコンデンサC1の容量値よりも十分小さいので、寄生容量に起因する誤差は、殆ど発生しない。 Incidentally, the parasitic capacitance of the diode D1 is sufficiently smaller than the capacitance of the capacitor C1 of the differentiating circuit 21, errors due to parasitic capacitance, hardly occurs.
【0059】 [0059]
一方、駆動信号Vinが立ち下がってローレベルになると、微分回路21のインバータINV1の出力電圧がハイレベル(Vcc)になる。 On the other hand, when the driving signal Vin drops to the low level by falling, the output voltage of the inverter INV1 of the differentiation circuit 21 becomes a high level (Vcc). この場合、非線形電流伝達素子22aとしてのダイオードD1は、順方向にバイアスされる。 In this case, the diode D1 as a nonlinear current transmission element 22a is biased in the forward direction. この結果、微分回路21の出力電流Ipk0がそのままダイオードD1を流れ、ピーキング電流Ipkとなる。 As a result, the output current Ipk0 of the differentiation circuit 21 to the diode D1 flow as it becomes peaking current Ipk. この場合は、ダイオードD1の電流伝達率が略100%なので、図4に示すように、ピーキング電流Ipkのピーク値(絶対値)は、微分回路21の出力電流Ipk0のピーク値と略同じ値になる。 In this case, since almost 100% current transfer ratio of the diode D1, as shown in FIG. 4, the peak value of the peaking current Ipk (absolute value) is substantially the same value as the peak value of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 Become.
【0060】 [0060]
さらに、図5に示す構成例では、微分回路21の出力端子は、MOSトランジスタ(伝達用のスイッチング素子)M1を介して、接地されている。 Furthermore, in the configuration example shown in FIG. 5, the output terminal of the differentiation circuit 21 via the M1 (a switching element for transmission) MOS transistor is grounded. 当該トランジスタM1のゲートには、駆動信号Vinが印加されている。 The gate of the transistor M1, the drive signal Vin is applied.
【0061】 [0061]
当該構成では、ダイオードD1がピーキング電流Ipk(出力電流Ipk0)を減衰させるタイミング、すなわち、駆動信号Vinがハイレベルになるタイミングで、トランジスタM1が導通して、コンデンサC1から電荷を抜き取る。 In this configuration, the timing at which the diode D1 is to attenuate the peaking current Ipk (output current Ipk0), i.e., at the timing when the drive signal Vin is at a high level, the transistor M1 is rendered conductive, extracting the electric charge from the capacitor C1. これにより、コンデンサC1の容量値が大きい場合であっても、ダイオードD1がピーキング電流Ipk(出力電流Ipk0)を減衰させるタイミングに遅延することなく、ダイオードD1に逆バイアスを印加でき、ピーキング電流Ipkを高速に変化させることができる。 Accordingly, even when a large capacitance of the capacitor C1, without the diode D1 is delayed the timing to attenuate the peaking current Ipk (output current Ipk0), can apply a reverse bias to the diode D1, the peaking current Ipk it can be changed at a high speed.
【0062】 [0062]
なお、上記では、非線形電流伝達素子22aをダイオードD1で構成する場合を例にして説明したが、例えば、図6に示すように、ダイオードD1に代えて、順方向にピーキング電流Ipkを流すタイミング、すなわち、高い電流伝達率で微分回路21の出力電流Ipk0を流すタイミングで導通するMOSトランジスタM2を設けてもよい。 In the above, it has been described as an example a case of constituting the non-linear current transmission element 22a by the diode D1, for example, as shown in FIG. 6, instead of the diode D1, flow peaking current Ipk forward timing, that is, there may be provided a MOS transistor M2 to conductive at the timing when an output current Ipk0 of the differentiation circuit 21 at a high current transfer ratio.
【0063】 [0063]
本構成例に係る非線形電流伝達素子22bにおいて、上記トランジスタM2は、ソースが微分回路21の出力端子に接続され、ドレインがLED駆動回路1の出力端子Toに接続されている。 In the non-linear current transfer element 22b according to the present configuration example, the transistor M2 has a source connected to the output terminal of the differentiation circuit 21, the drain is connected to the output terminal To of the LED driving circuit 1. また、トランジスタM2のゲートには、インバータINV2を介して、駆動信号Vinが印加されている。 The gate of the transistor M2 via the inverter INV2, the driving signal Vin is applied.
【0064】 [0064]
当該構成では、非線形電流伝達素子22bがピーキング電流Ipk(出力電流Ipk0)を減衰させるタイミング、すなわち、駆動信号Vinがハイレベルになるタイミングで、トランジスタM2のソース−ドレイン間が遮断される。 In this configuration, the timing of the non-linear current transmission element 22b attenuates peaking current Ipk (output current Ipk0), i.e., at the timing when the drive signal Vin is at a high level, the source of the transistor M2 - the drain is interrupted. これにより、駆動信号Vinがローレベルの場合よりも電流伝達率が大幅に低下して、図4と略同様に、ピーキング電流Ipkのピーク値(絶対値)は、微分回路21の出力電流Ipk0のピーク値(絶対値)よりも大幅に小さな値になる。 Thus, the driving signal Vin is lowered current transfer ratio is much than that of the low level, substantially similar to FIG. 4, the peak value of the peaking current Ipk (absolute value), the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 become significantly smaller value than the peak value (absolute value).
【0065】 [0065]
一方、非線形電流伝達素子22bがピーキング電流Ipk(出力電流Ipk0)を減衰させないタイミング、すなわち、駆動信号Vinがローレベルになるタイミングで、トランジスタM2のソース−ドレイン間が導通する。 Meanwhile, the timing at which the non-linear current transmission element 22b does not attenuate the peaking current Ipk (output current Ipk0), i.e., the driving signal Vin at the timing of a low level, the source of the transistor M2 - the drain is made conductive. したがって、微分回路21の出力電流Ipk0が、そのままピーキング電流Ipkとなり、図4に示すように、ピーキング電流Ipkのピーク値(絶対値)は、微分回路21の出力電流Ipk0のピーク値と略同じ値になる。 Therefore, the output current Ipk0 of the differentiation circuit 21, as peaking current Ipk next, as shown in FIG. 4, the peak value of the peaking current Ipk (absolute value) is substantially the same value as the peak value of the output current Ipk0 of the differentiating circuit 21 become.
【0066】 [0066]
なお、図6の構成でも、トランジスタM1が設けられているので、非線形電流伝達素子22bがピーキング電流Ipk(出力電流Ipk0)を減衰させるタイミングで、コンデンサC1から電荷を抜き取ることができ、ピーキング電流Ipkを高速に変化させることができる。 Also in the configuration of FIG. 6, the transistor M1 is provided, at the timing when the non-linear current transmission element 22b attenuates peaking current Ipk (output current Ipk0), it is possible to extract the charge from the capacitor C1, peaking current Ipk the can be changed to high speed.
【0067】 [0067]
ところで、図1に示す構成では、微分回路21が出力する電流Ipk0の流路上に、非線形電流伝達素子22を設けることで、図4に示すように、LED駆動回路1は、LED2の点灯させる際のLED電流Ildの波形に大きなオーバーシュートを発生させることなく、LED2を消光させる際には、十分な量のLED電流IldをLED2から吸収できる。 Incidentally, in the configuration shown in FIG. 1, the flow path of the current Ipk0 output by the differentiating circuit 21, by providing the non-linear current transmission element 22, as shown in FIG. 4, LED drive circuit 1, when turning on the LED2 LED current Ild without generating large overshoot in the waveform of the time extinguishing the LED2 may absorb a sufficient amount of the LED current Ild from LED2.
【0068】 [0068]
ところが、例えば、LED2の応答速度が遅い場合など、点灯時における非線形電流伝達素子22の電流伝達率が、LED2の光信号波形L1を十分な速度で立ち上がらせるには十分ではない場合は、図7に示すように、図4と同様のLED電流IldをLED2に供給しても、LED2を高速に駆動できないことがある。 However, for example, when the response speed of the LED2 is slow, when the current transfer ratio of the non-linear current transmission element 22 at the time of lighting is not sufficient light signal waveform L1 of LED2 To rise fast enough, 7 as shown in, be supplied with the same LED current Ild and 4 to LED2, it may not be driving the LED2 fast.
【0069】 [0069]
なお、例えば、図4や図5のように、ダイオードD1やMOSトランジスタM2などからなる簡易な回路で、非線形電流伝達素子22(22a・22b)を実現した場合、点灯時および消灯時における電流伝達率は、ダイオードD1やトランジスタM2の特性によって決まる。 Incidentally, for example, as shown in FIGS. 4 and 5, a simple circuit consisting of a diode D1 and MOS transistors M2, when realized a nonlinear current transmission element 22 (22a · 22b), the current transmission in the lit and unlit rate is determined by the characteristics of the diode D1 and transistor M2. したがって、全てのLED2について、各LED2の固有の特性に適した電流伝達率を設定することは難しい。 Therefore, for all the LED2, it is difficult to set the current transmission rate suitable for the specific characteristics of each LED2.
【0070】 [0070]
このように、非線形電流伝達素子22を設けたピーキング電流生成回路12だけでは、点灯時の応答速度が不足する場合には、図8に示すLED駆動回路1cのように、図1の構成に加えて、ドライブ電流Idrvの立ち上がり時のみにピーキング電流を発生させるドライブ電流ピーキング回路13を設ける方が望ましい。 Thus, only the peaking current generating circuit 12 provided with a non-linear current transmission element 22, when the response speed at the time of lighting is insufficient, as the LED drive circuit 1c shown in FIG. 8, in addition to the configuration of FIG. 1 Te, it is preferable to provide a drive current peaking circuit 13 for generating a peaking current only at the time of the rise of the drive current Idrv.
【0071】 [0071]
例えば、ドライブ電流生成回路11が図2と同様の構成の場合を例にして説明すると、本実施形態に係るドライブ電流ピーキング回路13は、例えば、図9に示すように、図2と同様の差動信号Vin+の反転信号を反転するインバータINV3と、インバータINV3の出力端子、および、図2と同様のトランジスタQ3・Q4のベースの間に介在するコンデンサC2とを備えている。 For example, when described by a case drive current generating circuit 11 having the same configuration as FIG. 2 as an example, the drive current peaking circuit 13 according to this embodiment, for example, as shown in FIG. 9, the difference as in FIG. 2 an inverter INV3 for inverting the Doshingo Vin + of the inverted signal, an output terminal of the inverter INV3 and, and a capacitor C2 interposed between the base of the same transistor Q3 · Q4 and FIG.
【0072】 [0072]
当該構成によれば、ドライブ電流ピーキング回路13は、差動信号Vin+の電圧値を微分した値の電流を出力する。 According to this configuration, the drive current peaking circuit 13 outputs a current having a value obtained by differentiating the voltage value of the differential signal Vin +. なお、当該構成例では、出力電流量は、インバータINV3の電源電圧Vccの値およびコンデンサC2の容量値に比例している。 Incidentally, in this configuration example, the output current amount is proportional to the capacitance value of the values ​​and the capacitor C2 of the power supply voltage Vcc of the inverter INV3.
【0073】 [0073]
したがって、駆動信号Vinが立ち上がってハイレベルになる場合、すなわち、差動信号Vin+の反転信号が立ち下がってローレベルになる場合、インバータINV3の出力電圧は、ハイレベルとなり、図2と同様の電流源I1から供給される定電流と、ドライブ電流ピーキング回路13の出力電流との合計が、トランジスタQ3・Q4からなるカレントミラー回路を介して、トランジスタQ1・Q2からなる差動対へ供給される。 Therefore, when the driving signal Vin is at a high level rises, that is, if a low level falls differential signal Vin + of the inversion signal, the output voltage of the inverter INV3 becomes a high level, the same current as in FIG. 2 a constant current supplied from the source I1, the sum of the output current of the drive current peaking circuit 13 via a current mirror circuit consisting of transistors Q3 · Q4, is supplied to the differential pair of transistors Q1 · Q2. ここで、駆動信号Vinが立ち上がってハイレベルになる場合には、当該差動対のうち、トランジスタQ1が遮断され、トランジスタQ2が導通している。 Here, when the driving signal Vin is at a high level rises, out of the differential pair transistor Q1 is turned off, the transistor Q2 is conductive. したがって、駆動信号Vinが立ち上がる際、ドライブ電流生成回路11の出力電流Idrvは、図10に示すように、ピーキングを持つようになる。 Accordingly, when the driving signal Vin rises, the output current Idrv drive current generating circuit 11, as shown in FIG. 10, it comes to have peaking.
【0074】 [0074]
この結果、LED駆動回路1cは、LED2が点灯する際のみに、十分な充電電流をLED2に供給できる。 As a result, LED drive circuit 1c, only when the LED2 is lit, can supply a sufficient charging current to the LED2. この場合は、光信号波形L1の立ち上がり時における、LED2の寄生容量への充電電流のみを増加させることができ、立ち上がり時間のみを短縮できる。 In this case, at the time of the rise of optical signal waveforms L1, it can be increased only charge current to the LED2 of the parasitic capacitance can be reduced only rise time.
【0075】 [0075]
なお、LED2が消灯する際には、トランジスタQ1が導通し、トランジスタQ2が遮断される。 Incidentally, when the LED2 is turned off, the transistor Q1 is turned on, the transistor Q2 is cut off. したがって、ドライブ電流ピーキング回路13の出力電流の変化に拘わらず、ドライブ電流生成回路11の出力電流Idrvは、0になる。 Thus, regardless of changes in the output current of the drive current peaking circuit 13, the output current Idrv drive current generation circuit 11 becomes zero.
【0076】 [0076]
このように、非線形電流伝達素子22にドライブ電流ピーキング回路13を組み合わせることで、非線形電流伝達素子22の電流伝達率とは独立して、LED電流Ildの立ち下がり時のピーキング電流と立ち下がり時のピーキング電流との比率を調整できる。 Thus, the combination of drive current peaking circuit 13 in the non-linear current transmission element 22, independently of the current transfer ratio of the non-linear current transmission element 22, at the fall of the LED current Ild of time peaking current and falling adjust the ratio of the peaking current. したがって、例えば、応答速度が遅いLED2と、図4または図5に示す非線形電流伝達素子22aまたは22bとを組み合わせた場合のように、LED2の特性と、非線形電流伝達素子22の電流伝達率の特性とが適合せず、非線形電流伝達素子22を設けたピーキング電流生成回路12だけでは、点灯時の応答速度が不足する場合であっても、LED駆動回路1cは、立ち上がり時のピーキング電流と立ち下がり時のピーキング電流との比率を、LED2に適合した比率に設定できる。 Thus, for example, the LED2 slow response speed, as in the case of a combination of a non-linear current transmission element 22a or 22b shown in FIG. 4 or 5, LED2 characteristics and the characteristics of the current transfer ratio of the non-linear current transmission element 22 Doo is incompatible, alone peaking current generating circuit 12 provided with a non-linear current transmission element 22, even when the response speed at the time of lighting is insufficient, LED drive circuit 1c, decreases peaking current and falling at the time of rising the ratio of the peaking current time can be set to a ratio suitable for the LED2. これにより、立ち上がり時の光信号波形L1にオーバーシュートを発生させることなく、LED2を高速に駆動できる。 Thus, without causing an overshoot in the optical signal waveform L1 at the rise, it drives the LED2 fast.
【0077】 [0077]
なお、ピーキング電流生成回路12のようにドライブ電流Idrvとは別にピーキング電流Ipkを生成する場合と、ドライブ電流ピーキング回路13のように、ドライブ電流Idrvをピーキングする場合とを併せて説明するために、上記では、駆動信号Vinに略比例したドライブ電流Idrvと、実際のLED電流Ildとの差をピーキング電流と称している。 Incidentally, in the case the drive current Idrv as peaking current generating circuit 12 for generating a separate peaking current Ipk, as in the drive current peaking circuit 13, in order to explain together the case of peaking drive current Idrv, in the above, a drive current Idrv substantially proportional to the drive signal Vin, is referred to as a peaking current to the deviation of the LED current Ild.
【0078】 [0078]
以下では、本発明の他の実施形態について、図11ないし図13に基づいて説明する。 In the following, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 11 to 13. なお、以下では、図8に示すLED駆動回路1cの構成に加えて、後述する部材14などが設けられた場合を例にして説明するが、LED駆動回路1に両部材14などを加えた場合でも同様の効果が得られる。 In the following, in addition to the configuration of the LED drive circuit 1c shown in FIG. 8, when it is described with an example in which like described later member 14 is provided, plus such both members 14 to the LED drive circuit 1 But the same effect can be obtained.
【0079】 [0079]
すなわち、本実施形態に係るLED駆動回路1dは、図11に示すように、消光時にLED2のカソードから電荷を抜き取るスイッチング素子14を備えている。 That, LED drive circuit 1d according to the present embodiment, as shown in FIG. 11, a switching element 14 to extract the charge from the cathode of LED2 during quenching. 上記スイッチング素子14は、例えば、図12に示すように、LED2に並列に設けられた、PchのMOSトランジスタM3であって、例えば、駆動信号Vinをゲートに印加するなどして、LED2が消光するタイミングで導通するように制御される。 The switching element 14, for example, as shown in FIG. 12, provided in parallel to LED2, a Pch MOS transistor M3, for example, such as by applying a driving signal Vin to the gate, LED2 is quenched It is controlled to conduct at the time.
【0080】 [0080]
上記構成では、LED2が消光する際、LED2の寄生容量に蓄積された電荷は、ドライブ電流生成回路11およびピーキング電流生成回路12が出力端子Toを介して抜き取るだけではなく、スイッチング素子14を介しても抜き取られる。 In the above arrangement, when the LED2 is quenched, the charges accumulated in the parasitic capacitance of the LED2, not only the drive current generating circuit 11 and the peaking current generating circuit 12 is withdrawn through the output terminal To, via the switching element 14 also withdrawn.
【0081】 [0081]
したがって、高速かつオーバーシュートなしにLED2を駆動できるにも拘わらず、ピーキング電流生成回路12が生成しなければならないピーキング電流Ipkの量を、スイッチング素子14を設けない場合に比べて、スイッチング素子14により抜き取られる電流Iswの分だけ低減できる。 Thus, despite the possible drive the LED2 without fast and overshoot, the amount of peaking current Ipk peaking current generating circuit 12 has to generate, as compared with the case without the switching element 14, the switching element 14 can be reduced by the amount of the withdrawn are current Isw. ここで、上述したように、ピーキング電流Ipkの量は、微分回路21のコンデンサC1の容量値と、電源電圧Vccの値とに比例している。 Here, as described above, the amount of peaking current Ipk is the capacitance of the capacitor C1 of the differentiating circuit 21 is proportional to the value of the supply voltage Vcc. したがって、ピーキング電流Ipkを削減することで、LED駆動回路1dの電力消費を抑制できる。 Therefore, by reducing the peaking current Ipk, it can suppress the power consumption of the LED drive circuit 1d. また、コンデンサC1の容量値を小さくできるので、LED駆動回路1dの寸法を縮小できる。 Since it reduces the capacitance of the capacitor C1, it can reduce the size of the LED drive circuit 1d. これらの結果、安価なLED駆動回路1dを実現できる。 These results can be achieved and inexpensive LED driving circuit 1d.
【0082】 [0082]
さらに、本実施形態に係るLED駆動回路1dには、図11に示すように、消光時にLED2に逆バイアスを印加するレベルシフト回路(電圧レベルシフト回路)15が設けられており、上記スイッチング素子14は、レベルシフト回路15およびLED2の直列回路に並列に設けられている。 Further, the LED drive circuit 1d according to the present embodiment, as shown in FIG. 11, a level shift circuit for applying a reverse bias to LED2 (the voltage level shift circuit) 15 is provided at the time of quenching, the switching element 14 It is provided in parallel with the series circuit of the level shift circuit 15 and LED2.
【0083】 [0083]
ここで、上記スイッチング素子14がLED2の寄生容量から電荷を抜き取る際、スイッチング素子14を流れる電流Iswは、スイッチング素子14の両端電圧および寄生容量の容量値(Cld)に比例する。 Here, when the switching element 14 is withdrawn charge from the parasitic capacitance of the LED2, current Isw which flows in the switching element 14 is proportional to the capacitance value of the voltage across and the parasitic capacitance of the switching element 14 (Cld).
【0084】 [0084]
したがって、LED2の両端電圧をVf、レベルシフト回路15における電圧シフト量をVsftとすると、レベルシフト回路15を設けた場合の電流Iswは、電圧(Vf+Vsft)と上記容量値Cldとに比例する。 Therefore, when the voltage across the LED2 Vf, the voltage shift amount in the level shift circuit 15 and Vsft, current Isw obtained when a level shift circuit 15 includes a voltage (Vf + Vsft) proportional to the said capacitance Cld. これにより、レベルシフト回路15を設けない場合、すなわち、電流Iswが電圧Vfと容量値Cldとに比例する場合よりも、電流Iswを増加させることができる。 Thus, the case without the level shift circuit 15, i.e., than if the current Isw is proportional to the voltage Vf and the capacitance value Cld, it is possible to increase the current Isw. この結果、ピーキング電流生成回路12が生成する必要のあるピーキング電流Ipkを、さらに低減でき、より消費電力が低く、安価なLED駆動回路1dを実現できる。 As a result, the peaking current Ipk that needs to peaking current generating circuit 12 generates, can be further reduced, more power consumption is low, it can realize an inexpensive LED driving circuit 1d.
【0085】 [0085]
上記レベルシフト回路15は、例えば、図12に示すように、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタQ11によって実現できる。 The level shift circuit 15, for example, as shown in FIG. 12 can be realized by bipolar transistors Q11 that is diode-connected. より詳細には、トランジスタQ11のベースおよびコレクタには、電源電圧Vccが印加されており、エミッタは、LED2に接続されている。 More specifically, the base and collector of the transistor Q11, the power supply voltage Vcc is applied, the emitter is connected to the LED2. これにより、LED2のアノードへ印加する電圧を、トランジスタQ11のベース−エミッタ間電圧Vbeの分だけ、低下させることができる。 Thus, the voltage applied to the anode of LED2, the base of the transistor Q11 - by the amount of the emitter voltage Vbe, it can be lowered. なお、上記トランジスタQ11が特許請求の範囲に記載のダイオードに対応する。 Incidentally, the transistor Q11 corresponds to the diode according to the claims.
【0086】 [0086]
具体的には、上記構成の場合、レベルシフト回路15のレベルシフト量Vsftは、トランジスタQ11のVbeなので、以下の式(1)に示すように、 Specifically, in the above configuration, the level shift amount Vsft the level shift circuit 15, since Vbe of transistors Q11, as shown in the following equation (1),
Vsft=Vbe=Vt×ln(Ild/Is) …(1) Vsft = Vbe = Vt × ln (Ild / Is) ... (1)
となる。 To become. なお、上式において、ボルツマン定数をk、絶対温度をT、電荷量をqとするとき、Vt=k×T/qであり、Isは、逆方向飽和電流である。 Incidentally, in the above equation, when the Boltzmann constant k, absolute temperature T, the charge amount and q, a Vt = k × T / q, Is is the reverse saturation current. また、Ildは、LED2の駆動電流であり、ln()は、自然対数である。 In addition, Ild is a LED2 of the drive current, ln () is the natural logarithm.
【0087】 [0087]
したがって、上記構成のレベルシフト回路15では、LED2の駆動電流(Ild)に余り依存しない電圧のシフト量Vsftが得られる。 Therefore, the level shift circuit 15 having the above configuration, the shift amount Vsft voltage less dependent on LED2 drive current (Ild) is obtained.
【0088】 [0088]
また、図13に示すように、レベルシフト回路15のトランジスタQ11を、抵抗R11に置換した場合、レベルシフト量Vsftは、以下の式(2)に示すように、 Further, as shown in FIG. 13, the transistor Q11 of the level shift circuit 15, when substituted on the resistor R11, the level shift amount Vsft, as shown in the following equation (2),
Vsft=Ild×R …(2) Vsft = Ild × R ... (2)
となる。 To become. なお、上式にて、Rは、抵抗R11の抵抗値である。 Incidentally, in the above formulas, R is the resistance of resistor R11. また、当該抵抗R11が特許請求の範囲に記載の抵抗に対応する。 Further, the resistor R11 corresponds to the resistance of the claims.
【0089】 [0089]
上記構成では、抵抗R11の抵抗値によって、レベルシフト量Vsftを設定できるので、容易かつ任意にレベルシフト量Vsftを設定できる。 In the above configuration, the resistance value of the resistor R11, it is possible to set the level shift amount Vsft, can set the level shift amount Vsft easily and optionally.
【0090】 [0090]
【発明の効果】 【Effect of the invention】
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、ピーキング電流生成回路には、微分回路の出力電流をピーキング電流として出力するまでの間に配され、上記発光ダイオードが点灯する際よりも消灯する際の方が、電流伝達率が高く設定された非線形電流伝達素子が1つ設けられ、上記微分回路が生成する電流は、上記発光ダイオードの点灯時と消灯時とにおいてピーク値の絶対値が同じで極性が異なるものであり、上記非線形電流伝達素子は、上記発光ダイオードが点灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値よりも大幅に小さい値のピーキング電流を伝達し、上記発光ダイオードが消灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値と略同じ値のピーキング電流を伝達する構成である。 LED driving circuit according to the present invention, as described above, the peaking current generating circuit is provided between the up and outputs the output current of the differential circuit as peaking current, off than when the light emitting diode is turned on who at the time of the non-linear current transfer element current transmission rate is set high is provided one current the differentiating circuit generates the absolute value of the peak value in the unlit and lit the light emitting diode and the polarity the same is different, the non-linear current transmission element, when the light emitting diode is lit transmits the peaking current much smaller than the peak value of the output current of the differential circuit, the light emitting diode There when turning off is configured to transmit the peaking current substantially equal to the peak value of the output current of the differential circuit.
【0091】 [0091]
上記構成によれば、非線形電流伝達素子の電流伝達率は、点灯する際よりも、消灯する際の方が大きく設定されているので、点灯する際のピーキング電流の絶対値を、消光する際のピーキング電流の絶対値よりも抑えることができる。 According to the above configuration, the current transfer ratio of the non-linear current transfer element, from the time of lighting is also because people when turning off is larger, the peaking current when lighting the absolute value, at the time of quenching it is possible to suppress than the absolute value of the peaking current.
【0092】 [0092]
この結果、発光ダイオードを消光する際のピーキング電流の絶対値が発光ダイオードを高速に消光できる程度に大きくなるように、微分回路の出力電流の絶対値を設定したとしても、発光ダイオードの出力する光信号波形において、立ち上がりに発生するオーバーシュートを防止できる。 As a result, as the absolute value of the peaking current when quenching a light emitting diode is increased enough to quench the light emitting diodes at high speed, even if an absolute value of the output current of the differential circuit, the output light of the light emitting diode in the signal waveform can be prevented overshoot occurring rising.
【0093】 [0093]
これにより、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。 Thus, it can operate at high speed, moreover, so that the reception sensitivity by the reception circuit recognizing the light receiving level at the peak is not deteriorated, an effect that the light-emitting diode can be realized a light emitting diode drive circuit capable of driving.
【0094】 [0094]
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記非線形電流伝達素子は、アノードが上記微分回路に接続された伝達用のダイオードである。 LED driving circuit according to the present invention, as described above, in addition to the above structure, the non-linear current transmission element has an anode is a diode for transmission connected to said differentiation circuit.
【0095】 [0095]
当該構成によれば、点灯する際には、上記ダイオードが逆バイアスされて、微分回路の出力電流が逆方向電流となるので、殆ど、ピーキング電流が流れなくなる。 According to this structure, when lit, the diode is reverse biased, since the output current of the differential circuit is reverse current, most peaking current does not flow. 一方、消灯する際には、ダイオードが逆バイアスされないので、微分回路の出力電流が、略そのままダイオードを流れてピーキング電流となる。 On the other hand, when off, the diode is not reverse-biased, the output current of the differential circuit becomes the peaking current flows substantially intact diode. したがって、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できるという効果を奏する。 Therefore, a simple circuit configuration, an effect that can realize the non-linear current transmission element of the current transmission rate.
【0096】 [0096]
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、ダイオードの代わりに、上記非線形電流伝達素子は、点灯する際に導通し、消灯する際に遮断される伝達用のスイッチング素子である。 LED driving circuit according to the present invention, as described above, instead of the diode, the non-linear current transmission element becomes conductive when lit, a switching element for transmission is blocked when turned off.
【0097】 [0097]
当該構成によれば、非線形電流伝達素子としての伝達用スイッチング素子は、点灯する際に導通して、微分回路の出力電流をピーキング電流として出力する。 According to this configuration, transmission switching device as a nonlinear current transfer element is brought into conduction when turned on to output the output current of the differential circuit as peaking current. 一方、消灯する際には、遮断されるので、ピーキング電流が出力されない。 On the other hand, when off, due to being blocked, peaking current is not output. これにより、簡単な回路構成で、上記電流伝達率の非線形電流伝達素子を実現できるという効果を奏する。 Thus, with a simple circuit configuration, an effect that can realize the non-linear current transmission element of the current transmission rate.
【0098】 [0098]
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記各構成に加えて、上記ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるドライブ電流ピーキング回路を備えている構成である。 LED driving circuit according to the present invention, as described above, in addition to the above configuration, a configuration and a driving current peaking circuit to have a peaking the rise of the drive current.
【0099】 [0099]
当該構成によれば、ドライブ電流ピーキング回路が、ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるので、例えば、発光ダイオードの応答速度が遅い場合など、上記ピーキング電流生成回路だけでは、点灯する際の応答速度が不足する場合であっても、発光ダイオード駆動回路は、発光ダイオードを高速に点灯させることができる。 According to this configuration, the drive current peaking circuit, so to have a peaking the rise of the drive current, for example, when the response speed of the light-emitting diode is slow, only the peaking current generating circuit, the response speed when lit even if the missing light emitting diode drive circuit can turn on the light emitting diodes at high speed.
【0100】 [0100]
この結果、点灯する際の非線形電流伝達素子の電流伝達率と消灯する際の電流伝達率との比率を、発光ダイオードに適した値に設計できない場合であっても、高速駆動が可能で、しかも、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度が劣化しないように、発光ダイオードを駆動可能な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。 As a result, the ratio of the current transmission rate when turning off the current transfer ratio of the non-linear current transfer element at the time of lighting, even when it is not possible to design to a value suitable for the light emitting diodes, can operate at high speed, moreover , so that the reception sensitivity by the reception circuit recognizing the light receiving level at the peak is not deteriorated, an effect that the LED driving circuit capable of driving the light emitting diode can be realized.
【0101】 [0101]
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記各構成に加えて、上記発光ダイオードに並列に設けられ、消光時に導通するスイッチング素子を備えている構成である。 LED driving circuit according to the present invention, as described above, in addition to the above arrangement, provided in parallel to the light emitting diode, a configuration in which a switching element which conducts during quenching.
【0102】 [0102]
当該構成では、スイッチング素子が、発光ダイオードの寄生容量に蓄積された電荷を、消光する際に抜き取ることができるので、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を削減できる。 In this configuration, the switching elements, the charge stored in the parasitic capacitance of the light emitting diode, it is possible to withdraw at the time of quenching can reduce the amount of peaking current peaking current generating circuit generates. この結果、微分回路の時定数を決定する電源電圧の値、あるいは、容量値を低減でき、低消費電力あるいは小さな寸法で、しかも、安価な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。 As a result, the value of the supply voltage which determines the time constant of the differentiating circuit or can reduce the capacitance value, a low power consumption or smaller dimensions, moreover, an effect that can realize an inexpensive light emitting diode drive circuit.
【0103】 [0103]
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記発光ダイオードに直列に設けられた電圧レベルシフト回路を備え、上記スイッチング素子は、上記発光ダイオードおよび電圧レベルシフト回路の直列回路に並列に接続されている構成である。 LED driving circuit according to the present invention, as described above, in addition to the above structure, comprising a voltage level shift circuit provided in series to the light emitting diode, the switching element, the light emitting diode and a voltage level shifting circuit a configuration in which the series circuit are connected in parallel.
【0104】 [0104]
上記構成では、電圧レベルシフト回路によって、発光ダイオードが消光する際、発光ダイオードに逆バイアスが印加される。 In the above configuration, the voltage level shift circuit, when the light-emitting diode is extinguished, the reverse bias is applied to the light emitting diode. これにより、電圧レベルシフト回路を設けない場合に比べて、スイッチング素子が消光時に発光ダイオードの寄生容量から抜き取る電流の量を増大させることができる。 Thus, compared to the case without the voltage level shifting circuit, the switching element increases the amount of current pulled from the parasitic capacitance of the light emitting diode during quenching.
【0105】 [0105]
この結果、ピーキング電流生成回路が生成するピーキング電流の量を、さらに削減でき、より低消費電力、あるいは、より小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。 As a result, the amount of peaking current peaking current generating circuit generates, can be further reduced, lower power consumption or, in smaller dimensions, moreover, an effect that can realize lower cost light emitting diode drive circuit.
【0106】 [0106]
本発明に係る発光ダイオード駆動回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記電圧レベルシフト回路がダイオードまたは抵抗である。 LED driving circuit according to the present invention, as described above, in addition to the above structure, it is the voltage level shifting circuit is a diode or resistor. 当該構成では、電圧レベルシフト回路は、ダイオードや抵抗のように簡単な回路であるにも拘わらず、ダイオードの順方向電圧分、または、発光ダイオードの駆動電流と抵抗の抵抗値との積の分だけ、スイッチング素子の両端に印加される電圧を増大させることができる。 In this configuration, the voltage level shift circuit, in spite of a simple circuit as a diode or a resistor, a forward voltage of the diode, or minute product of the resistance value of the drive current and the resistance of the light emitting diode only, it is possible to increase the voltage applied to both ends of the switching element. したがって、低消費電力、あるいは、小さな寸法で、しかも、より安価な発光ダイオード駆動回路を実現できるという効果を奏する。 Therefore, low power consumption or a small size, moreover, an effect that can realize lower cost light emitting diode drive circuit.
【0107】 [0107]
本発明に係る光伝送装置は、以上のように、光ファイバー通信用、空間光伝送用またはフォトカプラ信号伝送用の発光ダイオードを駆動する発光ダイオード駆動回路が設けられた光伝送装置において、上記発光ダイオード駆動回路が上記各構成のいずれかである。 The optical transmission device according to the present invention, as described above, optical fiber communication, an optical transmission apparatus LED driving circuit is provided for driving the light emitting diode spatial light transmission or photocoupler signal transmission, the light emitting diode driving circuit is any one of the above configurations.
【0108】 [0108]
当該構成によれば、レーザー光で光信号を伝送する光伝送装置に比べて簡単な構成で安価に実現可能な光伝送装置、すなわち、発光ダイオードを光源とする光伝送装置であるにも拘わらず、光受信レベルをピークで認識する受信回路でも受信感度を劣化させることなく、高速な光信号を伝送できるという効果を奏する。 According to this structure, low cost feasible optical transmission device with a simple structure as compared with the optical transmission apparatus for transmitting an optical signal in the laser beam, i.e., despite the light-emitting diode is a light transmitting device for a light source an effect that the light receiving level without deteriorating the reception sensitivity in the reception circuit recognizes the peak, can transmit high-speed optical signal.
【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
【図1】本発明の実施形態を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。 [1], showing an embodiment of the present invention, it is a block diagram showing a main configuration of the LED driving circuit.
【図2】上記発光ダイオード駆動回路において、ドライブ電流生成回路の構成例を示す回路図である。 [2] In the LED driving circuit is a circuit diagram showing a configuration example of a drive current generation circuit.
【図3】上記発光ダイオード駆動回路において、微分回路の構成例を示す回路図である。 [3] In the LED driving circuit is a circuit diagram showing a configuration example of a differentiating circuit.
【図4】上記発光ダイオード駆動回路の動作を示すものであり、各部の波形を示す波形図である。 [Figure 4] is indicative of the operation of the LED driving circuit, a waveform diagram showing a waveform of each part.
【図5】上記発光ダイオード駆動回路において、非線形電流伝達素子の構成例を示す回路図である。 [5] In the LED driving circuit is a circuit diagram showing a configuration example of the non-linear current transfer element.
【図6】上記発光ダイオード駆動回路において、非線形電流伝達素子の他の構成例を示す回路図である。 [6] In the LED driving circuit is a circuit diagram showing another configuration example of the non-linear current transfer element.
【図7】上記発光ダイオード駆動回路が、応答速度の遅い発光ダイオードを駆動する場合を示す波形図である。 [7] The light emitting diode drive circuit is a waveform diagram showing a case of driving a slow response speed light-emitting diode.
【図8】本発明の他の実施形態を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。 8 show another embodiment of the present invention, it is a block diagram showing a main configuration of the LED driving circuit.
【図9】上記発光ダイオード駆動回路において、ドライブ電流ピーキング回路の構成例を示す回路図である。 [9] In the LED driving circuit is a circuit diagram showing a configuration example of a drive current peaking circuit.
【図10】上記発光ダイオード駆動回路の動作を示すものであり、各部の波形を示す波形図である。 [Figure 10] is indicative of the operation of the LED driving circuit, a waveform diagram showing a waveform of each part.
【図11】本発明のさらに他の実施形態を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。 [11] and shows still another embodiment of the present invention, is a block diagram showing a main configuration of the LED driving circuit.
【図12】上記発光ダイオード駆動回路において、スイッチング素子およびレベルシフト回路の構成例を示す回路図である。 [12] In the LED driving circuit is a circuit diagram showing a configuration example of a switching element and a level shift circuit.
【図13】上記発光ダイオード駆動回路において、スイッチング素子およびレベルシフト回路の他の構成例を示す回路図である。 [13] In the LED driving circuit is a circuit diagram showing another configuration example of the switching element and the level shift circuit.
【図14】従来技術を示すものであり、発光ダイオード駆動回路の要部構成を示すブロック図である。 [Figure 14] is indicative of the prior art, it is a block diagram showing a main configuration of the LED driving circuit.
【図15】上記発光ダイオード駆動回路からピーキング電流生成回路を削除した回路の動作を示す波形図である。 15 is a waveform diagram illustrating the operation of the circuit removes the peaking current generating circuit from the light emitting diode drive circuit.
【図16】上記発光ダイオード駆動回路の動作を示すものであり、各部の波形を示す波形図である。 [Figure 16] is indicative of the operation of the LED driving circuit, a waveform diagram showing a waveform of each part.
【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS
1・1a〜1d 発光ダイオード駆動回路2 発光ダイオード11 ドライブ電流生成回路12 ピーキング電流生成回路13 ドライブ電流ピーキング回路14 スイッチング素子15 レベルシフト回路(電圧レベルシフト回路) 1 · 1 a to 1 d LED driving circuit 2 light emitting diodes 11 drive current generating circuit 12 peaking current generating circuit 13 drive current peaking circuit 14 switching element 15 the level shift circuit (voltage level shift circuit)
21 微分回路22・22a・22b 非線形電流伝達素子D1 ダイオード(伝達用のダイオード) 21 differentiating circuit 22 · 22a · 22b nonlinear current transmission element D1 diode (diode for transmission)
M1 トランジスタ(伝達用のスイッチング素子) M1 transistor (switching element for transmission)
Q11 トランジスタ(ダイオード) Q11 transistor (diode)
R11 抵抗Vin 駆動信号(ドライブパルス信号) R11 resistor Vin drive signal (drive pulse signal)
Ipk ピーキング電流Idrv ドライブ電流 Ipk peaking current Idrv drive current

Claims (8)

  1. 発光ダイオードの点灯/消灯を示すドライブパルス信号に基づいて、ドライブ電流を生成するドライブ電流生成回路と、上記ドライブパルス信号の値を微分した量の電流を生成する微分回路が1つ設けられ、当該電流に応じたピーキング電流を生成するピーキング電流生成回路とを備え、上記ドライブ電流およびピーキング電流を加算した電流を、上記発光ダイオードに供給する発光ダイオード駆動回路において、 Based on the drive pulse signal indicating the ON / OFF of the light-emitting diode, a drive current generation circuit for generating a drive current, a differential circuit for generating the amount of current obtained by differentiating the value of the drive pulse signal is provided one the and a peaking current generating circuit for generating a peaking current corresponding to the current, a current obtained by adding the drive current and the peaking currents, the light emitting diode driving circuit for supplying to the light emitting diode,
    上記ピーキング電流生成回路には、上記微分回路の出力電流をピーキング電流として出力するまでの間に配され、上記発光ダイオードが点灯する際よりも消灯する際の方が、電流伝達率が高く設定された非線形電流伝達素子が1つ設けられ、 The aforementioned peaking current generating circuit is provided between the up and outputs an output current of the differential circuit as peaking current, who at the time of off than when the light emitting diode is lit, the current transmission rate is set high nonlinear current transmission element is provided one
    上記微分回路が生成する電流は、上記発光ダイオードの点灯時と消灯時とにおいてピーク値の絶対値が同じで極性が異なるものであり、 The current differential circuit is generated when the absolute value of the same polarity of the peak value in the unlit and lit the light emitting diode is different,
    上記非線形電流伝達素子は、上記発光ダイオードが点灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値よりも大幅に小さい値のピーキング電流を伝達し、上記発光ダイオードが消灯する際には上記微分回路の出力電流のピーク値と略同じ値のピーキング電流を伝達することを特徴とする発光ダイオード駆動回路。 It said nonlinear current transmission element, when the light emitting diode is lit transmits the peaking current much smaller than the peak value of the output current of the differential circuit, the differentiating circuit when the LED is turned off LED driving circuit for the peak value of the output current and substantially characterized in that transmitting the peaking current of the same value.
  2. 上記非線形電流伝達素子は、アノードが上記微分回路に接続された伝達用のダイオードであることを特徴とする請求項1記載の発光ダイオード駆動回路。 Said nonlinear current transmission element, light emitting diode drive circuit according to claim 1, wherein the anode is characterized in that it is a diode for transmission connected to said differentiation circuit.
  3. 上記非線形電流伝達素子は、点灯する際に導通し、消灯する際に遮断される伝達用のスイッチング素子であることを特徴とする請求項1記載の発光ダイオード駆動回路。 Said nonlinear current transmission element becomes conductive when illuminated, the LED driving circuit according to claim 1, characterized in that the switching element for transmission is blocked when turned off.
  4. 上記ドライブ電流の立ち上がりにピーキングを持たせるドライブ電流ピーキング回路を備えていることを特徴とする請求項1、2または3記載の発光ダイオード駆動回路。 LED driving circuit according to claim 1, 2 or 3, wherein further comprising: a drive current peaking circuit to have a peaking the rise of the drive current.
  5. 上記発光ダイオードに並列に設けられ、消光時に導通するスイッチング素子を備えていることを特徴とする請求項1、2、3または4記載の発光ダイオード駆動回路。 Provided in parallel to the light emitting diode, light emitting diode driving circuit according to claim 1, 2, 3 or 4, wherein in that it comprises a switching element which conducts during quenching.
  6. 上記発光ダイオードに直列に設けられた電圧レベルシフト回路を備え、 Comprising a voltage level shift circuit provided in series to the light emitting diode,
    上記スイッチング素子は、上記発光ダイオードおよび電圧レベルシフト回路の直列回路に並列に接続されていることを特徴とする請求項5記載の発光ダイオード駆動回路。 The switching element, the light emitting diode drive circuit according to claim 5, characterized in that it is connected in parallel with the series circuit of the light emitting diode and a voltage level shifting circuit.
  7. 上記電圧レベルシフト回路は、ダイオードまたは抵抗であることを特徴とする請求項6記載の発光ダイオード駆動回路。 The voltage level shifting circuit, the LED driving circuit according to claim 6, characterized in that a diode or resistor.
  8. 光ファイバー通信用、空間光伝送用またはフォトカプラ信号伝送用の発光ダイオードを駆動する発光ダイオード駆動回路が設けられた光伝送装置において、 Optical fiber communications, an optical transmission apparatus LED driving circuit is provided for driving the light emitting diode spatial light transmission or photocoupler signal transmission,
    上記発光ダイオード駆動回路は、請求項1ないし7のいずれか1項に記載の発光ダイオード駆動回路であることを特徴とする光伝送装置。 The light emitting diode drive circuit, the optical transmission device which is a light emitting diode drive circuit according to any one of claims 1 to 7.
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