JP3818465B2

JP3818465B2 - Inductance element

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Publication number: JP3818465B2
Application number: JP14522197A
Authority: JP
Inventors: 賢和崎; 政雄重田; 和彦柴田; 朝子梶田; 一行伊藤
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1997-06-03
Filing date: 1997-06-03
Publication date: 2006-09-06
Anticipated expiration: 2017-06-03
Also published as: JPH10335146A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、インダクタンス素子に関し、更に詳しくは、高周波動作する電力伝送用回路、例えばスイッチング電源において、チョークコイルや変成器等として用いるのに適したインダクタンス素子に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
情報機器、通信機器、計測機器などの電子機器、工作機械などの製造装置の電子回路及び機械的な駆動に用いられる電源装置として、動作周波数の高い高周波スイッチング電源が用いられるようになっている。高周波スイッチング電源では、パルスなどの交流波形を直流波形に変換し、直流安定化出力を得る。交流を直流に変換する手段として一般的にＬＣフィルタが使用される。ＬＣフィルタを構成するインダクタンス素子の磁芯のための磁性材料としては、フェライト磁性材料、パーマロイなどの結晶系の金属磁性材料及びアモルファス材料が知られている。このうち、結晶系の金属磁性材料及びアモルファス材料でなるインダクタンス素子は、直流重畳特性に優れているが、鉄損特性ではフェライトに劣る。このため、この種のインダクタンス素子の磁芯材料としては、フェライト磁性材料が主に用いられている。
【０００３】
ところで、携帯用などのコンピュータなどでは小型・薄型化・軽量化が進んでいるが、一方では高速化や高機能化に対し市場のニーズが強く、回路規模が大きくなり大電流化の傾向にある。従って小型・薄型で、かつ、大電流領域でも使用可能な低損失なインダクタンス素子が必要になっている。
【０００４】
従来のこの種のインダクタンス素子は、ギャップのない完全な閉磁路構造の磁芯を用いたギャップなしタイプと、磁芯の一部にギャップを有するギャップ付きタイプの２つが主に用いられていた。
【０００５】
しかし、ギャップなしの場合には、直流重畳がかかる高周波スイッチング電源への適用において、容易に磁気飽和を起こしてしまうという問題があった。
【０００６】
ギャップ付きインダクタンス素子の場合は、磁気飽和を生じる磁界強度が高く、直流重畳を受けた場合でも、磁芯の磁気飽和を回避することができるが、透磁率μが低くなってしまうため、インダクタンスが小さくなるという問題点を生じる。
【０００７】
しかも、ギャップ付きインダクタンス素子の場合、使用する電流の大きさに応じてギャップの大きさを調整する必要があるため、多用途に対して標準化が難しいこと、転用ができないこと、在庫管理が複雑になること、加工コストがかかることなどの生産性低下に結びつく難点を持つ。
【０００８】
ギャップ付きインダクタの１つの例として、一対のフェライトカットコアの間に非磁性物を挿入するスペーサ・ギャップと呼ばれる構造も知られている。このタイプのインダクタンス素子では、フェライトカットコアを切削する必要はなく、生産性上は好都合であるが、非磁性物を挿入したギャップ部分で開磁路になり、磁束漏れによるノイズ障害を生じる。
【０００９】
また、巻線部は、一般に、ウレタン線などの皮膜付き導線をボビンに巻線して構成される。かかる構成の場合には、構造が複雑なために、実際に巻線に利用されていないデッドスペースが多くなり、磁路長が長くなったり、巻線スペースが充分にとれないという問題を生じる。磁路長が長くなると、インダクタンスが反比例して減少する。また巻線スペースが充分にとれない場合には、巻線インピーダンスが充分に下げられないため、銅損が増加する。しかも前述のように、ギャップ付加、磁路長増大により、インダクタンスが低下すると、より多くの巻線数が必要になり、相乗的に、銅損が増加し、小型化に対する大きな障害になる。
【００１０】
上述したように、インダクタンス素子を、高周波動作をするスイッチング電源の電力伝送用回路に用いるには、種々の課題を解決する必要があり、従来知られたインダクタンス素子は、これらの課題解決手段としては、充分ではない。特開平７ー２８８２１０号公報は２種類のフェライトコアを用いたインダクタを開示しているが、上述した課題解決手段は開示していない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、大電流下において高いインダクタンスを得ることの可能なインダクタンス素子を提供することである。
【００１２】
本発明のもう一つの課題は、小型化及び薄型化されたインダクタンス素子を提供することである。
【００１３】
本発明の更にもう一つの課題は、生産性が高く、コストダウンに寄与し得るインダクタンス素子を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るインダクタンス素子は、第１の磁芯と、第２の磁芯と、少なくとも１つの導体とを含む。
【００１５】
前記第１の磁芯及び前記第２の磁芯は、磁気特性が互いに異なり、少なくとも一面が互いに面接触して組み合わされている。前記第１の磁芯及び第２の磁芯の少なくとも一方は、接触面に、少なくとも１つの溝を有し、前記溝は両端が磁芯側面で開口している。
【００１６】
前記導体は、前記溝内に設置され、前記第１の磁芯及び第２の磁芯によって包囲され、前記溝の外部に導出された両端に外部との接続部分となる端子部を有する。
【００１７】
上述したように、本発明に係るインダクタンス素子において、第１の磁芯及び第２の磁芯は、磁気特性が互いに異なるから、他の磁気特性を互いに補完するインダクタンス素子を得ることができる。例えば第１の磁芯に透磁率μが高く、高周波における鉄損が少ないフェライト磁芯を使用し、第２の磁芯に直流重畳特性の優れた金属系の磁芯を使用し、透磁率μ、高周波損失及び直流重畳特性の優れたインダクタンス素子を得ることができる。
【００１８】
第１の磁芯及び第２の磁芯の少なくとも一方は、接触面に少なくとも１つの溝を有し、導体が溝内に設置されているから、導体の断面積を溝の断面積に対応した大きさまで拡大し、導体の銅損を低減することができる。
【００１９】
第１の磁芯及び第２の磁芯は、少なくとも一面が互いに面接触して組み合わされてされ、導体は、溝内に設置され、複合磁芯によって包囲されているから、最短の磁路長を構成でき、高いインダクタンス値が得られる。
【００２０】
しかも、第１の磁芯及び第２の磁芯は、少なくとも一面が互いに面接触して組み合わされているから、磁気回路が閉磁路構成になり、漏れ磁束によるノイズ障害を回避することができる。また、第１の磁芯及び第２の磁芯の間に、実質的な磁気ギャップが生じないから、磁気ギャップによる透磁率μの低下を回避できる。
【００２１】
導体は、溝の外部に導出された両端に、外部との接続部分となる端子部を有するから、端子部を通して、外部回路に接続できると共に、複数のインダクタンス素子を用い、その端子部の接続選択により、直列回路、並列回路またはこれらの組み合わせ回路等、多様な回路構成を実現することができる。
【００２２】
更に、本発明では、金型やエッチングによって予め形成された導体を、溝にはめ込むだけなので、巻線を必要とせず、組み立て作業は至って簡単である。しかもボビンを使用しない上に、またギャップを設ける必要がないので切削加工が不要になる。従って制作コストが低減でき、標準化も容易になり、生産性向上が可能になる。また複数のインダクタンス・セルを構成した場合には、個々のインダクタンス・セルを、独立的に使用できるため、任意に直列接続や並列接続が可能になり、応用範囲が広がる。
【００２３】
【実施例】
図１は本発明に係るインダクタンス素子の平面図、図２は図１の２ー２線に沿った断面図、図３は図１及び図２に示したインダクタンス素子の分解斜視図である。図示するように、本発明に係るインダクタンス素子は、第１の磁芯１と、第２の磁芯２と、少なくとも１つの導体３とを含む。第１の磁芯１及び第２の磁芯２は、磁気特性が互いに異なり、少なくとも一面が互いに面接触して組み合わされている。第１の磁芯及び第２の磁芯のうち、第１の磁芯１は、接触面に、少なくとも１つの溝１１を有する。溝１１は両端が磁芯側面で開口している。
【００２４】
導体３は、溝１１の内部に設置され、主要部３００が第１の磁芯１及び第２の磁芯２によって包囲され、溝１１の外部に導出された両端に外部との接続部分となる端子部３０１、３０２を有する。
【００２５】
第１の磁芯１は、透磁率μが高く、高周波における鉄損の少ない磁性材料、例えばフェライトを使用する。第２の磁芯２は、透磁率μが第１の磁芯１のそれよりも低いが、飽和磁束密度Ｂｓが第１の磁芯１のそれよりも高く、直流重畳特性に優れた磁性材料、例えば金属系の磁性材料を使用する。
【００２６】
第１の磁芯１を、フェライト磁性材料等で構成した場合、金型成形工程を採用することができるので、この際に、溝１１を同時に形成することができる。
【００２７】
導体３は、銅損を小さくするため、平角線などの低インピーダンスの金属材料を用いて構成することが望ましい。溝１１は、導体３を設置するための必要最小限の大きさに設計されている。導体３は、第１の磁芯１もしくは第２の磁芯と絶縁をとるための電気絶縁手段を備えることができる。
【００２８】
図４は図１〜図３に示したインダクタンス素子の電気的等価回路図であり、導体３の端子部３０１と端子部３０２との間でインダクタンスＬが得られる。
【００２９】
上述したように、本発明に係るインダクタンス素子において、第１の磁芯１及び第２の磁芯２は、磁気特性が互いに異なるから、他の磁気特性を互いに補完するインダクタンス素子を得ることができる。例えば第１の磁芯１に透磁率μが高く、かつ、高周波における鉄損が少ないフェライト磁性材料を使用し、第２の磁芯２に直流重畳特性の優れた金属系磁性材料を使用し、透磁率μが高く、高周波損失が小さく、しかも直流重畳特性に優れたインダクタンス素子を得ることができる。
【００３０】
本発明の上述した利点について、従来の磁芯構造と対比して、更に詳しく説明する。図２６はカットコアと呼ばれるフェライト磁芯を用いた従来のインダクタンス素子の断面図である。図２６において、ほぼ同じ断面Ｅ形状の２個のフェライト磁芯４０、４１を上下方向から組み合わせ、中央脚部にコイル４２を巻いてある。コイル４２は、通常、絶縁樹脂で構成したボビン４３に巻かれている。図２６に示す従来例では、フェライト磁芯４０、４１が密着して組み合わされ、ギャップのない磁気回路が構成されている。
【００３１】
図２７はインダクタンス素子の別の従来例を示す図である。この従来例では、中脚部にギャップを構成する空隙４４が設けられている。
【００３２】
図２８はインダクタンス素子の更に別の従来例を示す図である。フェライト磁芯４０および４１の間にギャップを構成する非磁性絶縁物４４を挿入してある。このような構造は、スペーサ・ギャップと呼ばれる。図２６〜図２８の何れの従来例においても、コイル４２には、一般に、ウレタン線などの皮膜付導線が使用される。
【００３３】
図２９は横軸に磁界の強さＨ、縦軸に磁束密度Ｂをとった折線近似のＢＨ曲線を示しており、Ｂ＝μＨの関係から曲線の傾斜が透磁率μを表す。インダクタンス素子のインダクタンスＬは透磁率μに比例する。またＢｓは飽和磁束密度であり、この値を越えると透磁率μが激減し、飽和状態に達する。
【００３４】
横軸の磁界の強さは
Ｈ＝Ｎ・Ｉ／Ｌｅ
で表される。ここでＮは巻線数、Ｉは電流、Ｌｅは磁路長を表す。すなわち磁界の強さは、流れる電流に比例する。
【００３５】
図２９の曲線ａは図２６に示した「ギャップなし」のインダクタンス素子の一般的特性傾向を示すＢＨ曲線である。曲線ａに示すように、ギャップなしの場合、磁界の強さが磁界強度Ｈ１以下のときに透磁率μが大きく、高いインダクタンスを得ることができる。しかし、磁気飽和を生じる磁界強度Ｈ１が小さいため、わずかな直流重畳がかかるだけで、磁界強度Ｈ１を越えて飽和領域に至ってしまう。従って、このタイプのインダクタンス素子は、直流重畳がかかる用途、例えばスイッチング電源のＬＣフィルタには適さない。
【００３６】
図２９の曲線ｂは図２６または図２７に示された「ギャップあり」のインダクタンス素子の一般的特性傾向を示すＢＨ曲線である。フェライト磁芯４０、４１にギャップを設けると、図２９の曲線ｂのように、磁気飽和を起こす磁界強度が、曲線ａの場合の磁界強度Ｈ１よりも大きな磁界強度Ｈ２の点まで改善される。しかし、ＢＨ曲線の傾きが緩やかになって、透磁率μが下がり、インダクタンスが低下する。このように、ギャップを設けて磁気飽和を生じる磁界強度を高くし、直流重畳特性を改善しようとすると、インダクタンスが低下してしまうため、従来の一般的な磁芯構造では、直流重畳特性を改善しながら、大きなインダクタンスを得ることが、非常に困難であった。
【００３７】
これに対して、本発明においては、異なった磁気特性を有する第１の磁芯１と第２の磁芯２を併用することにより、相互補完に適した特性の組み合わせを実現し、直流重畳特性に優れ、かつ、インダクタンスの大きなインダクタンス素子を得ることができる。
【００３８】
更に、本発明において、導体３を、第１の磁芯１と第２の磁芯２で囲むことによって最短の磁路長を構成でき、高いインダクタンス特性が得られる。図２６〜図２８に示した従来構造の場合、ボビン４３に皮膜付導線でなるコイル４２を巻線する構造を有するので、実際に巻線に利用されていないデッドスペースが多くなり、磁路長が長くなったり、巻線スペースが充分にとれないという問題を生じる。インダクタンス素子のインダクタンスＬは
Ｌ＝Ｎ²・μ・Ｓ／Ｌｅ
で表される。ここでＮは巻数、Ｓは磁芯の断面積、Ｌｅは磁芯の磁路長である。この式に示す通り、磁路長Ｌｅが長くなると、インダクタンスＬが反比例して減少することになってしまう。
【００３９】
また巻線スペースが充分にとれない場合には、巻線のインピーダンスが充分に下げられないため、銅損が増加する。しかも、ギャップ付加、磁路長増大により、インダクタンスが低下すると、より多くの巻線数が必要になり、相乗的に銅損が増加すし、小型化に対する大きな障害になる。
【００４０】
これに対して、本発明の場合、前述したように、最短の磁路長を構成でき、高いインダクタンス特性が得られる。このため、本発明に係るインダクタンス素子を、高周波スイッチング電源のＬＣフィルタ等に用いた場合、リップル電圧を低減させることができる。
【００４１】
図５は図１〜図４に示した本発明に係るインダクタンス素子を用いたＬＣフィルタ回路、図６は図５においてパルス電圧Ｅｉｎを入力として、直流出力電圧Ｅｏを得る場合の波形を示す図である。△Ｅｏは直流出力電圧Ｅｏに含まれるリップル電圧を示し、Ｔは周期、τはパルス電圧のオン時間である。コンデンサＣ１のインピーダンスをＺｃとし、インダクタンス素子のインダクタンスをＬとすると、リップル電圧△Ｅｏは、
ΔＥｏ＝Ｅｉｎ・τ・Ｚｃ／Ｌ
で表される。この式によれば、リップル電圧△ＥｏはインダクタンスＬに反比例するから、リップル電圧△Ｅｏを低減するには、インダクタンスＬを大きくしなければならない。本発明によれば、上述したように、高いインダクタンスが得られるから、リップル電圧△Ｅｏを低減することができる。インダクタンスＬが小さい場合には、リップル電圧△Ｅｏを低減するために、動作周波数を上げる必要を生じ、効率の低下、ノイズの増加及び部品コスト増加などを伴う。
【００４２】
更に、本発明において、第１の磁芯１は接触面に溝１１を有し、導体３が溝１１内に設置されているから、導体３の断面積を溝１１の断面積に対応した大きさまで拡大し、導体３の銅損を低減することができる。
【００４３】
しかも、第１の磁芯１及び第２の磁芯２は、少なくとも一面が互いに面接触して組み合わされているから、磁気回路が閉磁路構成になり、漏れ磁束によるノイズ障害を確実に回避することができる。また、第１の磁芯１及び第２の磁芯２には、実質的な磁気ギャップが生じないから、磁気ギャップによる透磁率μの低下を回避できる。
【００４４】
本発明では、金型やエッチングによって予め形成された導体３を、溝１１にはめ込むだけなので、巻線を必要とせず、組み立て作業は至って簡単である。しかもボビンを使用しない上に、またギャップを設ける必要がないので切削加工が不要になる。従って制作コストが低減でき、標準化も容易になり生産上の問題が解決可能になる。また複数のインダクタンス・セルを構成した場合には個々のインダクタンス・セルは独立的に使用できるため任意に直列接続や並列接続が可能になり、応用範囲が広がる。
【００４５】
導体３を囲む磁芯は、第１の磁芯１及び第２の磁芯２の２種類に限る必要はなく、更に多くの磁芯で構成し、高性能化することもできる。
【００４６】
図７は本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す平面図、図８は図７の８ー８線に沿った断面図である。この実施例では、第１の磁芯１及び第２の磁芯２を、テープ５によって結合した構造となっている。このほか、金属バンド等を用いて締めつけてもよい。
【００４７】
本発明において、導体３は、溝１１の外部に導出された両端に、外部との接続部分となる端子部３０１、３０２を有するから、端子部３０１、３０２を通して、外部回路に接続できると共に、複数のインダクタンス素子を用い、その端子部３０１、３０２の接続選択により、直列回路、並列回路またはこれらの組み合わせ回路等、多様な回路構成を実現することができる。
【００４８】
図９は複数個ｎのインダクタンス素子６１〜６ｎを回路基板７上で並列接続した例を示し、図１０はその電気的等価回路図を示している。図９に示した実施例では、任意の複数個ｎのインダクタンス素子６１〜６ｎを、回路基板７上に配置し、回路基板７上に形成された導体パターン８１、８２にインダクタンス素子の端子部３０１、３０２を半田等の手段によって接続固定してある。これにより、図１０に示すように、インダクタンス素子６１〜６ｎを並列接続した回路構成が得られる。
【００４９】
図１１は複数個ｎ＝３のインダクタンス素子６１、６２、６３を回路基板７上で直列接続した例を示し、図１２はその電気的等価回路図を示している。図１１に示した実施例では、回路基板７上に形成された導体パターン８１〜８４に、インダクタンス素子６１〜６ｎの端子部３０１、３０２を半田等の手段によって接続固定してある。これにより、図１０に示すように、インダクタンス素子６１〜６ｎを直列接続した回路構成が得られる。図示は省略するが、直並列接続であっても、容易に実現できる。
【００５０】
図１３は本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す平面図、図１４は図１３に示したインダクタンス素子の正面図、図１５は図１３及び図１４に示したインダクタンス素子の電気的等価回路図である。この実施例では、第１の磁芯１に設けられた溝１１に複数の導体３１、３２、３３を設置してある。溝１１内の導体３１〜３３の周りには絶縁樹脂９が充填されている。導体３１〜３３の個数は用途に応じて任意に設定できる。
【００５１】
図１６は図１３及び図１４に示したインダクタンス素子をプリント基板７の上に実装した状態を示す平面図、図１７は図１６の電気的等価回路図である。導体３１〜３３は、導体パターン８３及び８４により、同一方向の電流Ｉｏが流れるように接続されている。導体パターン８３及び８４はインダクタンス素子の下側を通って導かれている。
【００５２】
導体３１〜３３によるターン数をＮ（＝３）とし、磁芯１、２の断面積をＳとし、磁芯１、２による磁路長をＬｅとすると、インダクタンスＬは、前述したようにＬ＝Ｎ²・μ・Ｓ／Ｌｅで表されるから、図１３、図１４に示したインダクタンス素子を、図１６及び図１７に示すように結線することにより、大きなインダクタンスを得ることができる。また、導体３１〜３３は互いに絶縁された構造になっているので、インダクタだけでなく、変成器としても使用可能である。
【００５３】
図１８は本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す正面図である。この実施例では、第１の磁芯１に、互いにほぼ平行となる複数の溝１１、１２、１３を備え、溝１１、１２、１３のそれぞれに導体３１、３２、３３を配置してある。溝１１、１２、１３の内部には絶縁樹脂９１〜９３が充填されている。この実施例によれば、溝１１、１２、１３に設置された導体３１、３２、３３により、最短の平均磁路長でなるインダクタンス・セルＬ１、Ｌ２、Ｌ３を構成できる。図１８に示したインダクタンス素子は図１５に示した電気的等価回路によって表現できる。
【００５４】
図１９は図１８に示したインダクタンス素子をプリント基板７上に実装した平面図、図２０は図１９の回路接続を示す電気回路図である。導体３１〜３３は、回路基板７上に形成された導体パターン８３、８４によって直列に接続されており、導体３１〜３３によるインダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３を直列接続したインダクタンス回路が形成されている（図２０参照）。この接続によって、インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３を加算したインダクタンス（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３）を持つインダクタンス素子が構成できる。
【００５５】
図２１は図１３〜図１８に示したインダクタンス素子をプリント基板７上に実装した別の例における平面図、図２２は図２１の回路接続を示す電気回路図である。導体３１〜３３は、回路基板７上に形成された導体パターン８１、８２によって並列に接続されている。このようにインダクタンス・セルを単独・直列・並列など、自由に使用できるので多くの用途に対応できる。
【００５６】
図２３は本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す分解斜視図、図２４は図２３に示したインダクタンス素子の部分組立を示す斜視図である。この実施例では、第１の磁芯１は一面に複数の溝１１〜１５を有しており、導体３は、溝１１〜１５のそれぞれに挿入される導体片３１〜３５の両端を、横枠３６、３７によって結合した連続体となっている。横枠３６、３７には端子部３０１、３０２が設けられている。この実施例に示すインダクタンス素子は、図２２に示すような等価回路を構成する。
【００５７】
図２５は本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す分解斜視図である。この実施例では、第１の磁芯１は一面に複数の溝１１〜１５を有しており、導体３は、溝１１〜１５のそれぞれに挿入される導体片３１〜３５を、順次に直列に接続した連続体となっている。端子部３０１、３０２は、連続体の両端に備えられている。この実施例に示すインダクタンス素子は、図２０に示すような等価回路を構成する。
【００５８】
図２３〜図２５に示すインダクタンス素子は、予め、金型やエッチングなどで構成した導体３を、第１の磁芯１にはめ込むだけで、磁気回路が簡単、かつ、安価に構成できるという利点を生じる。
【００５９】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果を得ることができる。
（ａ）大電流下において高いインダクタンスを得ることの可能なインダクタンス素子を提供することができる。
（ｂ）小型化及び薄型化されたインダクタンス素子を提供することができる。
（ｃ）生産性が高く、コストダウンに寄与し得るインダクタンス素子を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は本発明に係るインダクタンス素子の平面図である。
【図２】図１の２ー２線に沿った断面図である。
【図３】図１及び図２に示したインダクタンス素子の分解斜視図である。
【図４】図１〜図３に示したインダクタンス素子の電気的等価回路図であり
【図５】図１〜図４に示した本発明に係るインダクタンス素子を用いたＬＣフィルタ回路図である。
【図６】図５においてパルス電圧を入力として、直流出力電圧を得る場合の波形を示す図である。
【図７】本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す平面図である。
【図８】図７の８ー８線に沿った断面図である。
【図９】複数個のインダクタンス素子を回路基板上で並列接続した実施例を示す図である。
【図１０】図９に示した実施例の電気的等価回路図である。
【図１１】複数のインダクタンス素子を回路基板上で並列接続した実施例を示す図である。
【図１２】図１１に示した実施例の電気的等価回路図を示している。
【図１３】本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す平面図である。
【図１４】図１３に示したインダクタンス素子の正面図である。
【図１５】図１３及び図１４に示したインダクタンス素子の電気的等価回路図である。
【図１６】図１３及び図１４に示したインダクタンス素子をプリント基板上に実装した状態を示す平面図である。
【図１７】図１６の電気的等価回路図である。
【図１８】本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す正面図である。
【図１９】図１８に示したインダクタンス素子をプリント基板上に実装した平面図である。
【図２０】図１９の回路接続を示す電気回路図である。
【図２１】図１３〜図１８に示したインダクタンス素子をプリント基板上に実装した別の例における平面図である。
【図２２】図２１の回路接続を示す電気回路図である。
【図２３】本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す分解斜視図である。
【図２４】図２３に示したインダクタンス素子の部分組立を示す斜視図である。
【図２５】本発明に係るインダクタンス素子の別の実施例を示す分解斜視図である。
【図２６】従来のインダクタンス素子の断面図である。
【図２７】インダクタンス素子の別の従来例を示す図である。
【図２８】インダクタンス素子の更に別の従来例を示す図である
【図２９】折線近似のＢＨ曲線を示す図である。
【符号の説明】
１第１の磁芯
２第２の磁芯
３導体[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to an inductance element, and more particularly to an inductance element suitable for use as a choke coil, a transformer, or the like in a power transmission circuit that operates at a high frequency, such as a switching power supply.
[0002]
[Prior art]
High-frequency switching power supplies having a high operating frequency are used as electronic devices such as information devices, communication devices, and measuring devices, electronic circuits of manufacturing apparatuses such as machine tools, and power supply devices used for mechanical driving. In a high frequency switching power supply, an alternating current waveform such as a pulse is converted into a direct current waveform to obtain a stabilized direct current output. An LC filter is generally used as means for converting alternating current into direct current. Known magnetic materials for the magnetic core of the inductance element constituting the LC filter include ferrite magnetic materials, crystalline metal magnetic materials such as permalloy, and amorphous materials. Among these, an inductance element made of a crystalline metal magnetic material and an amorphous material is excellent in DC superposition characteristics, but inferior to ferrite in iron loss characteristics. For this reason, a ferrite magnetic material is mainly used as the magnetic core material of this type of inductance element.
[0003]
By the way, while computers such as portable computers are becoming smaller, thinner, and lighter, on the other hand, there is a strong market demand for higher speed and higher functionality, and the circuit scale is increasing and current tends to increase. . Accordingly, there is a need for a low-loss inductance element that is small and thin and can be used even in a large current region.
[0004]
Conventionally, two types of inductance elements of this type have been mainly used: a gapless type using a magnetic core having a completely closed magnetic circuit structure without a gap, and a type having a gap having a gap in a part of the magnetic core.
[0005]
However, when there is no gap, there is a problem that magnetic saturation easily occurs in application to a high-frequency switching power supply in which DC superposition is applied.
[0006]
In the case of an inductance element with a gap, the magnetic field intensity that causes magnetic saturation is high, and even when subjected to DC superposition, magnetic saturation of the magnetic core can be avoided, but since the permeability μ becomes low, the inductance is reduced. This causes the problem of becoming smaller.
[0007]
Moreover, in the case of an inductance element with a gap, it is necessary to adjust the size of the gap according to the current to be used, so that standardization is difficult for many purposes, diversion is impossible, and inventory management is complicated. There is a difficulty that leads to a decrease in productivity, such as becoming expensive and processing cost.
[0008]
As an example of an inductor with a gap, a structure called a spacer gap in which a nonmagnetic material is inserted between a pair of ferrite cut cores is also known. In this type of inductance element, it is not necessary to cut the ferrite cut core, which is advantageous in terms of productivity, but an open magnetic circuit is formed in the gap portion in which the non-magnetic material is inserted, and noise disturbance due to magnetic flux leakage occurs.
[0009]
The winding portion is generally configured by winding a coated wire such as a urethane wire around a bobbin. In the case of such a configuration, since the structure is complicated, there are many dead spaces that are not actually used for the winding, resulting in a problem that the magnetic path length becomes long or the winding space cannot be taken up sufficiently. As the magnetic path length increases, the inductance decreases in inverse proportion. If the winding space is not sufficient, the winding impedance cannot be lowered sufficiently, resulting in an increase in copper loss. Moreover, as described above, when the inductance decreases due to the addition of a gap and the increase of the magnetic path length, a larger number of windings are required, and the copper loss increases synergistically, which becomes a major obstacle to miniaturization.
[0010]
As described above, in order to use an inductance element for a power transmission circuit of a switching power supply that operates at a high frequency, it is necessary to solve various problems. Conventionally known inductance elements are used as means for solving these problems. It ’s not enough. Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-288210 discloses an inductor using two types of ferrite cores, but does not disclose the above-described problem solving means.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide an inductance element capable of obtaining a high inductance under a large current.
[0012]
Another object of the present invention is to provide an inductance element that is reduced in size and thickness.
[0013]
Yet another object of the present invention is to provide an inductance element that has high productivity and can contribute to cost reduction.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problem, an inductance element according to the present invention includes a first magnetic core, a second magnetic core, and at least one conductor.
[0015]
The first magnetic core and the second magnetic core are different from each other in magnetic characteristics, and at least one surface is combined in surface contact with each other. At least one of the first magnetic core and the second magnetic core has at least one groove on the contact surface, and both ends of the groove are open on the side surface of the magnetic core.
[0016]
The conductor is installed in the groove, is surrounded by the first magnetic core and the second magnetic core, and has terminal portions serving as connection portions to the outside at both ends led out of the groove.
[0017]
As described above, in the inductance element according to the present invention, since the first magnetic core and the second magnetic core have different magnetic characteristics, an inductance element that complements the other magnetic characteristics can be obtained. For example, a ferrite core having a high magnetic permeability μ and low iron loss at a high frequency is used for the first magnetic core, and a metal magnetic core having excellent DC superposition characteristics is used for the second magnetic core, and the magnetic permeability μ In addition, an inductance element having excellent high frequency loss and direct current superimposition characteristics can be obtained.
[0018]
Since at least one of the first magnetic core and the second magnetic core has at least one groove on the contact surface and the conductor is installed in the groove, the cross-sectional area of the conductor corresponds to the cross-sectional area of the groove. It can be expanded to a size and the copper loss of the conductor can be reduced.
[0019]
The first magnetic core and the second magnetic core are combined such that at least one surface is in surface contact with each other, and the conductor is installed in the groove and surrounded by the composite magnetic core. And a high inductance value can be obtained.
[0020]
In addition, since the first magnetic core and the second magnetic core are combined so that at least one surface is in surface contact with each other, the magnetic circuit has a closed magnetic circuit configuration, and noise disturbance due to leakage magnetic flux can be avoided. In addition, since a substantial magnetic gap does not occur between the first magnetic core and the second magnetic core, it is possible to avoid a decrease in the magnetic permeability μ due to the magnetic gap.
[0021]
Since the conductor has terminal portions that are connected to the outside at both ends led out of the groove, it can be connected to an external circuit through the terminal portion, and a plurality of inductance elements are used for connection selection of the terminal portions. Accordingly, various circuit configurations such as a series circuit, a parallel circuit, or a combination circuit thereof can be realized.
[0022]
Furthermore, in the present invention, since a conductor formed in advance by a mold or etching is only inserted into the groove, no winding is required, and the assembling work is extremely simple. In addition, the bobbin is not used, and it is not necessary to provide a gap. Therefore, production costs can be reduced, standardization is facilitated, and productivity can be improved. In addition, when a plurality of inductance cells are configured, each inductance cell can be used independently, so that series connection or parallel connection can be arbitrarily made, and the application range is expanded.
[0023]
【Example】
1 is a plan view of an inductance element according to the present invention, FIG. 2 is a cross-sectional view taken along line 2-2 of FIG. 1, and FIG. 3 is an exploded perspective view of the inductance element shown in FIGS. As shown, the inductance element according to the present invention includes a first magnetic core 1, a second magnetic core 2, and at least one conductor 3. The first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 are different from each other in magnetic characteristics and are combined with at least one surface being in surface contact with each other. Of the first magnetic core and the second magnetic core, the first magnetic core 1 has at least one groove 11 on the contact surface. Both ends of the groove 11 are open on the side surfaces of the magnetic core.
[0024]
The conductor 3 is installed inside the groove 11, the main part 300 is surrounded by the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2, and becomes a connection portion to the outside at both ends led out of the groove 11. Terminal portions 301 and 302 are provided.
[0025]
The first magnetic core 1 uses a magnetic material having a high magnetic permeability μ and low iron loss at high frequencies, for example, ferrite. The second magnetic core 2 has a magnetic permeability μ lower than that of the first magnetic core 1, but has a saturation magnetic flux density Bs higher than that of the first magnetic core 1, and has excellent DC superposition characteristics. For example, a metallic magnetic material is used.
[0026]
When the first magnetic core 1 is made of a ferrite magnetic material or the like, a mold forming process can be adopted, and at this time, the groove 11 can be formed simultaneously.
[0027]
The conductor 3 is preferably configured using a low impedance metal material such as a flat wire in order to reduce copper loss. The groove 11 is designed to have a minimum size necessary for installing the conductor 3. The conductor 3 can be provided with an electrical insulating means for insulating from the first magnetic core 1 or the second magnetic core.
[0028]
FIG. 4 is an electrical equivalent circuit diagram of the inductance element shown in FIGS. 1 to 3, and an inductance L is obtained between the terminal portion 301 and the terminal portion 302 of the conductor 3.
[0029]
As described above, in the inductance element according to the present invention, since the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 have different magnetic characteristics, an inductance element that complements the other magnetic characteristics can be obtained. . For example, a ferrite magnetic material having a high magnetic permeability μ and low iron loss at a high frequency is used for the first magnetic core 1, and a metallic magnetic material having excellent DC superposition characteristics is used for the second magnetic core 2, An inductance element having high magnetic permeability μ, low high-frequency loss, and excellent DC superposition characteristics can be obtained.
[0030]
The above-described advantages of the present invention will be described in more detail in comparison with the conventional magnetic core structure. FIG. 26 is a cross-sectional view of a conventional inductance element using a ferrite magnetic core called a cut core. In FIG. 26, two ferrite cores 40 and 41 having substantially the same cross-section E shape are combined from above and below, and a coil 42 is wound around the center leg. The coil 42 is usually wound around a bobbin 43 made of an insulating resin. In the conventional example shown in FIG. 26, the ferrite magnetic cores 40 and 41 are in close contact and combined to form a magnetic circuit without a gap.
[0031]
FIG. 27 is a diagram showing another conventional example of an inductance element. In this conventional example, a gap 44 constituting a gap is provided in the middle leg portion.
[0032]
FIG. 28 is a diagram showing still another conventional example of the inductance element. A nonmagnetic insulator 44 constituting a gap is inserted between the ferrite magnetic cores 40 and 41. Such a structure is called a spacer gap. In any of the conventional examples shown in FIGS. 26 to 28, a coiled wire such as a urethane wire is generally used for the coil 42.
[0033]
FIG. 29 shows a BH curve approximated to a broken line with the horizontal axis representing the magnetic field strength H and the vertical axis representing the magnetic flux density B. The slope of the curve represents the permeability μ from the relationship of B = μH. The inductance L of the inductance element is proportional to the magnetic permeability μ. Bs is a saturation magnetic flux density, and when this value is exceeded, the permeability μ decreases drastically and reaches a saturation state.
[0034]
The strength of the magnetic field on the horizontal axis is H = N · I / Le
It is represented by Here, N represents the number of windings, I represents a current, and Le represents a magnetic path length. That is, the strength of the magnetic field is proportional to the flowing current.
[0035]
A curve a in FIG. 29 is a BH curve showing a general characteristic tendency of the “no gap” inductance element shown in FIG. As shown by the curve a, when there is no gap, the magnetic permeability μ is large and high inductance can be obtained when the strength of the magnetic field is equal to or less than the magnetic field strength H1. However, since the magnetic field intensity H1 that causes magnetic saturation is small, only a slight DC superposition is applied, and the magnetic field intensity H1 is exceeded and the saturation region is reached. Therefore, this type of inductance element is not suitable for applications in which DC superposition is applied, for example, an LC filter of a switching power supply.
[0036]
A curve b in FIG. 29 is a BH curve showing a general characteristic tendency of the “gapped” inductance element shown in FIG. 26 or 27. When a gap is provided in the ferrite magnetic cores 40 and 41, the magnetic field intensity causing magnetic saturation is improved to a point where the magnetic field intensity H2 is larger than the magnetic field intensity H1 in the case of the curve a as shown by the curve b in FIG. However, the slope of the BH curve becomes gentle, the magnetic permeability μ is lowered, and the inductance is lowered. In this way, if the magnetic field strength that causes magnetic saturation is increased by providing a gap to improve the DC superimposition characteristics, the inductance decreases, so the conventional general magnetic core structure improves the DC superimposition characteristics. However, it was very difficult to obtain a large inductance.
[0037]
On the other hand, in the present invention, by using the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 having different magnetic characteristics, a combination of characteristics suitable for mutual complementation is realized, and the DC superposition characteristics are realized. And an inductance element having a large inductance can be obtained.
[0038]
Furthermore, in the present invention, the shortest magnetic path length can be configured by surrounding the conductor 3 with the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2, and high inductance characteristics can be obtained. In the case of the conventional structure shown in FIGS. 26 to 28, the bobbin 43 has a structure in which a coil 42 made of a film-coated wire is wound. Therefore, the dead space that is not actually used for winding increases, and the magnetic path length is increased. Causes a problem that the winding length is long and the winding space is not sufficient. The inductance L of the inductance element is L = N ² · μ · S / Le
It is represented by Here, N is the number of turns, S is the cross-sectional area of the magnetic core, and Le is the magnetic path length of the magnetic core. As shown in this equation, when the magnetic path length Le is increased, the inductance L is decreased in inverse proportion.
[0039]
If the winding space is not sufficient, the impedance of the winding cannot be lowered sufficiently, resulting in an increase in copper loss. In addition, when the inductance is reduced due to the addition of a gap and an increase in the magnetic path length, a larger number of windings is required, and the copper loss increases synergistically, which is a major obstacle to miniaturization.
[0040]
On the other hand, in the case of the present invention, as described above, the shortest magnetic path length can be configured, and high inductance characteristics can be obtained. For this reason, when the inductance element according to the present invention is used for an LC filter or the like of a high-frequency switching power supply, the ripple voltage can be reduced.
[0041]
FIG. 5 is an LC filter circuit using the inductance element according to the present invention shown in FIGS. 1 to 4, and FIG. 6 is a diagram showing a waveform when a pulse voltage Ein is input in FIG. 5 to obtain a DC output voltage Eo. is there. ΔEo indicates a ripple voltage included in the DC output voltage Eo, T is a period, and τ is an ON time of the pulse voltage. When the impedance of the capacitor C1 is Zc and the inductance of the inductance element is L, the ripple voltage ΔEo is
ΔEo = Ein · τ · Zc / L
It is represented by According to this equation, since the ripple voltage ΔEo is inversely proportional to the inductance L, the inductance L must be increased in order to reduce the ripple voltage ΔEo. According to the present invention, as described above, since a high inductance is obtained, the ripple voltage ΔEo can be reduced. When the inductance L is small, it is necessary to increase the operating frequency in order to reduce the ripple voltage ΔEo, which is accompanied by a decrease in efficiency, an increase in noise, and an increase in component costs.
[0042]
Furthermore, in the present invention, the first magnetic core 1 has the groove 11 on the contact surface, and the conductor 3 is installed in the groove 11, so that the cross-sectional area of the conductor 3 corresponds to the cross-sectional area of the groove 11. The copper loss of the conductor 3 can be reduced.
[0043]
In addition, since the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 are combined so that at least one surface is in surface contact with each other, the magnetic circuit has a closed magnetic circuit configuration, and noise interference due to leakage magnetic flux is reliably avoided. be able to. In addition, since a substantial magnetic gap does not occur in the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2, it is possible to avoid a decrease in the magnetic permeability μ due to the magnetic gap.
[0044]
In the present invention, the conductor 3 formed in advance by a mold or etching is simply fitted into the groove 11, so that no winding is required and the assembling work is very simple. In addition, the bobbin is not used, and it is not necessary to provide a gap. Therefore, production costs can be reduced, standardization can be facilitated, and production problems can be solved. In addition, when a plurality of inductance cells are configured, each inductance cell can be used independently, and thus can be arbitrarily connected in series or in parallel, thereby expanding the application range.
[0045]
The magnetic core surrounding the conductor 3 is not necessarily limited to the two types of the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2, and can be configured with more magnetic cores to improve performance.
[0046]
FIG. 7 is a plan view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention, and FIG. 8 is a sectional view taken along line 8-8 of FIG. In this embodiment, the first magnetic core 1 and the second magnetic core 2 are connected by a tape 5. In addition, it may be tightened using a metal band or the like.
[0047]
In the present invention, the conductor 3 has terminal portions 301 and 302 which are connection portions to the outside at both ends led out of the groove 11, so that the conductor 3 can be connected to an external circuit through the terminal portions 301 and 302. Various circuit configurations such as a series circuit, a parallel circuit, or a combination circuit thereof can be realized by selecting connection of the terminal portions 301 and 302 using the inductance element.
[0048]
9 shows an example in which a plurality of n inductance elements 61 to 6n are connected in parallel on the circuit board 7, and FIG. 10 shows an electrical equivalent circuit diagram thereof. In the embodiment shown in FIG. 9, an arbitrary plurality of n inductance elements 61 to 6 n are arranged on the circuit board 7, and the conductor patterns 81 and 82 formed on the circuit board 7 are connected to the terminal portions 301 of the inductance elements. , 302 are connected and fixed by means such as solder. Thereby, as shown in FIG. 10, the circuit structure which connected the inductance elements 61-6n in parallel is obtained.
[0049]
FIG. 11 shows an example in which a plurality of n = 3 inductance elements 61, 62, 63 are connected in series on the circuit board 7, and FIG. 12 shows an electrical equivalent circuit diagram thereof. In the embodiment shown in FIG. 11, the terminal portions 301 and 302 of the inductance elements 61 to 6n are connected and fixed to the conductor patterns 81 to 84 formed on the circuit board 7 by means such as solder. Thereby, as shown in FIG. 10, the circuit structure which connected the inductance elements 61-6n in series is obtained. Although illustration is omitted, even a serial-parallel connection can be easily realized.
[0050]
13 is a plan view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention, FIG. 14 is a front view of the inductance element shown in FIG. 13, and FIG. 15 is an electrical equivalent of the inductance element shown in FIGS. It is a circuit diagram. In this embodiment, a plurality of conductors 31, 32, 33 are installed in the groove 11 provided in the first magnetic core 1. An insulating resin 9 is filled around the conductors 31 to 33 in the groove 11. The number of the conductors 31 to 33 can be arbitrarily set according to the application.
[0051]
16 is a plan view showing a state where the inductance elements shown in FIGS. 13 and 14 are mounted on the printed circuit board 7, and FIG. 17 is an electrical equivalent circuit diagram of FIG. The conductors 31 to 33 are connected by the conductor patterns 83 and 84 so that the current Io in the same direction flows. The conductor patterns 83 and 84 are guided through the lower side of the inductance element.
[0052]
Assuming that the number of turns by the conductors 31 to 33 is N (= 3), the cross-sectional area of the magnetic cores 1 and 2 is S, and the magnetic path length by the magnetic cores 1 and 2 is Le, the inductance L is L as described above. = N ² · μ · S / Le Since the inductance elements shown in FIGS. 13 and 14 are connected as shown in FIGS. 16 and 17, a large inductance can be obtained. In addition, since the conductors 31 to 33 are insulated from each other, they can be used not only as inductors but also as transformers.
[0053]
FIG. 18 is a front view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention. In this embodiment, the first magnetic core 1 is provided with a plurality of grooves 11, 12, 13 that are substantially parallel to each other, and conductors 31, 32, 33 are disposed in the grooves 11, 12, 13, respectively. Insulating resins 91 to 93 are filled in the grooves 11, 12, and 13. According to this embodiment, the inductance cells L1, L2, and L3 having the shortest average magnetic path length can be constituted by the conductors 31, 32, and 33 installed in the grooves 11, 12, and 13, respectively. The inductance element shown in FIG. 18 can be expressed by the electrical equivalent circuit shown in FIG.
[0054]
19 is a plan view of the inductance element shown in FIG. 18 mounted on the printed circuit board 7, and FIG. 20 is an electric circuit diagram showing the circuit connection of FIG. The conductors 31 to 33 are connected in series by conductor patterns 83 and 84 formed on the circuit board 7, and an inductance circuit in which inductances L1, L2, and L3 of the conductors 31 to 33 are connected in series is formed ( FIG. 20). By this connection, an inductance element having an inductance (L1 + L2 + L3) obtained by adding the inductances L1, L2, and L3 can be configured.
[0055]
FIG. 21 is a plan view of another example in which the inductance elements shown in FIGS. 13 to 18 are mounted on the printed circuit board 7, and FIG. 22 is an electric circuit diagram showing the circuit connection of FIG. The conductors 31 to 33 are connected in parallel by conductor patterns 81 and 82 formed on the circuit board 7. In this way, the inductance cell can be used freely such as individually, in series or in parallel, so that it can be used for many purposes.
[0056]
FIG. 23 is an exploded perspective view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention, and FIG. 24 is a perspective view showing a partial assembly of the inductance element shown in FIG. In this embodiment, the first magnetic core 1 has a plurality of grooves 11 to 15 on one side, and the conductor 3 is placed across the ends of the conductor pieces 31 to 35 inserted into the grooves 11 to 15, respectively. It is a continuous body joined by frames 36 and 37. Terminal portions 301 and 302 are provided on the horizontal frames 36 and 37. The inductance element shown in this embodiment forms an equivalent circuit as shown in FIG.
[0057]
FIG. 25 is an exploded perspective view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention. In this embodiment, the first magnetic core 1 has a plurality of grooves 11 to 15 on one side, and the conductor 3 has conductor pieces 31 to 35 inserted in the grooves 11 to 15 in series. It is a continuum connected to. Terminal portions 301 and 302 are provided at both ends of the continuous body. The inductance element shown in this embodiment constitutes an equivalent circuit as shown in FIG.
[0058]
The inductance elements shown in FIGS. 23 to 25 have the advantage that the magnetic circuit can be configured easily and inexpensively by simply fitting the conductor 3 formed in advance by a mold or etching into the first magnetic core 1. Arise.
[0059]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained.
(A) An inductance element capable of obtaining a high inductance under a large current can be provided.
(B) The inductance element reduced in size and thickness can be provided.
(C) It is possible to provide an inductance element that has high productivity and can contribute to cost reduction.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a plan view of an inductance element according to the present invention.
2 is a cross-sectional view taken along line 2-2 in FIG.
3 is an exploded perspective view of the inductance element shown in FIGS. 1 and 2. FIG.
4 is an electrical equivalent circuit diagram of the inductance element shown in FIGS. 1 to 3. FIG. 5 is an LC filter circuit diagram using the inductance element according to the present invention shown in FIGS.
6 is a diagram showing a waveform when a DC output voltage is obtained with a pulse voltage as an input in FIG. 5. FIG.
FIG. 7 is a plan view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention.
8 is a cross-sectional view taken along line 8-8 in FIG.
FIG. 9 is a diagram showing an embodiment in which a plurality of inductance elements are connected in parallel on a circuit board.
10 is an electrical equivalent circuit diagram of the embodiment shown in FIG.
FIG. 11 is a diagram showing an embodiment in which a plurality of inductance elements are connected in parallel on a circuit board.
12 shows an electrical equivalent circuit diagram of the embodiment shown in FIG.
FIG. 13 is a plan view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention.
14 is a front view of the inductance element shown in FIG.
15 is an electrical equivalent circuit diagram of the inductance element shown in FIGS. 13 and 14. FIG.
16 is a plan view showing a state in which the inductance element shown in FIGS. 13 and 14 is mounted on a printed board. FIG.
17 is an electrical equivalent circuit diagram of FIG. 16. FIG.
FIG. 18 is a front view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention.
19 is a plan view of the inductance element shown in FIG. 18 mounted on a printed board.
20 is an electric circuit diagram showing the circuit connection of FIG. 19;
FIG. 21 is a plan view of another example in which the inductance elements shown in FIGS. 13 to 18 are mounted on a printed board.
22 is an electric circuit diagram showing the circuit connection of FIG. 21. FIG.
FIG. 23 is an exploded perspective view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention.
24 is a perspective view showing a partial assembly of the inductance element shown in FIG. 23. FIG.
FIG. 25 is an exploded perspective view showing another embodiment of the inductance element according to the present invention.
FIG. 26 is a cross-sectional view of a conventional inductance element.
FIG. 27 is a diagram showing another conventional example of an inductance element.
FIG. 28 is a diagram showing still another conventional example of an inductance element. FIG. 29 is a diagram showing a BH curve approximating a broken line.
[Explanation of symbols]
1 1st magnetic core 2 2nd magnetic core 3 Conductor

Claims

An inductor element including a first magnetic core, a second magnetic core, and at least one conductor,
The first magnetic core and the second magnetic core are different from each other in magnetic properties, and at least one surface is combined in surface contact with each other,
At least one of the first magnetic core and the second magnetic core has at least two grooves on the contact surface, and each of the grooves extends in a certain direction and is spaced from each other. And
The conductor is a continuous body including two horizontal frames and at least two conductor pieces, and has a terminal portion serving as a connection portion with the outside.
Each of the conductor pieces is installed in a separate groove, surrounded by the first magnetic core and the second magnetic core, and both ends are connected to the horizontal frame to constitute a parallel circuit,
The terminal portion is connected to the conductor piece via the horizontal frame.
Inductance element.

An inductor element including a first magnetic core, a second magnetic core, and at least one conductor,
The first magnetic core and the second magnetic core are different from each other in magnetic properties, and at least one surface is combined in surface contact with each other,
At least one of the first magnetic core and the second magnetic core has at least three grooves on the contact surface, and each of the grooves extends in a certain direction and is spaced from each other. And
The conductor is a continuous body including at least three conductor pieces connected to each other so as to form a series circuit, and each of the conductor pieces is installed in a separate groove, and the first magnetic core and Surrounded by a second magnetic core,
Inductance element.