JP3780482B2 - Induction motor control device - Google Patents

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【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機の制御装置に係り、特にモータ定数の推定値に基づいてトルクを制御する制御系を有する誘導電動機の制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
誘導電動機の発生トルクを高精度に制御する制御方法として、ベクトル制御が知られている。ベクトル制御においては、制御装置に設定されたモータ定数の設定値に基づいてトルク制御に係るdq軸の電流指令等を演算して誘導電動機を制御するようにしている。したがって、モータ定数の設定値と実際のモータ定数との間に誤差があると、発生するトルクに誤差が生じる問題がある。例えば、誘導電動機の相互インダクタンスは、励磁量によって変化することが知られている。また、誘導電動機の一次抵抗及び二次抵抗は、温度によって変化することが知られている。なお、一次抵抗と二次抵抗の変化は互いに相関があるが、一般に二次抵抗の設定値の誤差の影響が大きいことも知られている。
【0003】
このようなモータ定数の設定値と実際値との誤差を運転中に補正するため、特開平1−194883号には、d軸電圧相当の指令値の偏差を低減するように二次抵抗の設定値を補正する方法が提案されている。また、特開平4−193090号には、d軸磁束相当の指令値の偏差を低減するように励磁インダクタンスの設定値を補正する方法が提案されている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、高精度なトルク制御を実現するためには、モータ定数の内、二次抵抗と相互インダクタンスの誤差を同時に補正することが必要である。しかし、特開平1−194883号及び特開平4−193090号は、それらの補正方法を同時に適用する場合、補正が相互に干渉してしまうという問題については配慮されていない。
【0005】
また、特開平1−194883号に記載の方法により二次抵抗の設定値を補正する場合、回転速度の小さい領域において、d軸磁束相当の指令値の偏差の極性が反転することにより、二次抵抗の補正が発散する問題がある。
【0006】
本発明は、誘導電動機の制御装置における二次抵抗と相互インダクタンスの設定誤差を回転速度が小さい領域においても安定して同時に補償することを課題とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
本発明の誘導電動機の制御装置は、上記の課題を解決するため、誘導電動機に流れる電流を検出して回転座標系の励磁電流検出値とトルク電流検出値に変換する回転座標系変換手段と、前記誘導電動機の二次抵抗と相互インダクタンスを含むモータ定数の設定値に基づき前記誘導電動機の周波数及び電圧を制御する周波数電圧制御手段とを備え、前記周波数電圧制御手段は、励磁電流指令と前記励磁電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御する励磁電流制御手段と、トルク電流指令と前記トルク電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御するトルク電流制御手段と、前記励磁電流制御手段と前記トルク電流制御手段の出力に基づき前記二次抵抗と前記相互インダクタンスの設定値を補正するモータ定数補正手段とを有してなる誘導電動機の制御装置において、前記モータ定数補正手段は、前記誘導電動機の回転速度が設定値より大きい場合には補正ゲインを高くし、小さい場合には補正ゲインを低くすることを特徴とする
【0010】
なお、前述したように、誘導電動機の一次抵抗は二次抵抗に相関することから、二次抵抗の補正量に基づき一次抵抗を補正することができる。
【0011】
このように構成することにより、回転速度が設定値より大きい領域では、例えば、励磁電流制御手段及びトルク電流制御手段の出力からd軸の磁束誤差を推定し、このd軸の磁束誤差を低減するように相互インダクタンスの設定値を補正することにより、相互インダクタンスの設定誤差を低減できる。また、例えば、励磁電流制御手段及びトルク電流制御手段の出力からq軸の磁束誤差を推定し、このq軸の磁束誤差を低減するように二次抵抗の設定値を補正することにより、二次抵抗の設定誤差を低減できる。
【0012】
この場合において、トルク電流制御手段の出力から誘導電動機のq軸の起電力を求め、このq軸起電力にすべり周波数指令と二次時定数の設定値を乗じた値により、相互インダクタンスの設定値をさらに補正することが好ましい。この場合、誘導電動機の回転速度が大きい場合には補正ゲインを低くし、小さい場合には補正ゲインを高くすることが好ましい。これによれば、二次抵抗の補正が相互インダクタンスの補正に与える干渉を補償することができる。また、上述したd軸の磁束誤差により、二次抵抗の設定値をさらに補正することが好ましい。これによれば、相互インダクタンスの補正が二次抵抗の補正に与える干渉を補償することができる。
【0013】
一方、回転速度が設定値より低い領域では、トルク電流制御手段の出力から誘導電動機のq軸の起電力を求め、起電力を低減するように二次抵抗の推定値を補正することにより、二次抵抗の推定誤差を低減できる。さらに、二次抵抗の補正と同様に一次抵抗の推定値を補正することにより、一次抵抗、二次抵抗及び相互インダクタンスの推定精度を一層向上させることができる。
【0014】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を実施の形態に基づいて説明する。図1に、本発明の誘導電動機の制御装置の主要部である周波数電圧制御部の一実施形態の構成図を示す。図2に、本発明を車両駆動用の誘導電動機に適用した制御装置の一実施形態の全体構成図を示す。
【0015】
図2に示すように、直流電源1から架線2と軌道3との間に直流電圧が印加されている。架線2には、図示していない車両に取り付けられた集電器4が接して、かつ摺動自由に設けられる。起動3には図示していない車両に取り付けられた車輪5が転動自由に設けられる。集電器4はリアクトル6を介して電力変換器8の電源端の正極に接続され、電力変換器8の電源端の負極は車輪5に接続されている。電力変換器8の正負極間には、リアクトル6とともにフィルタを構成するコンデンサ7が接続されている。これにより、電力変換器8から直流電源1に流れる高周波電流を低減している。このように、直流電源1の正極は架線2と集電器4とリアクトル6を介して電力変換器8の正極に接続され、直流電源1の負極は軌道3と車輪5を介して電力変換器8の負極に接続されている。
【0016】
一方、電力変換器8の負荷端には誘導電動機9が接続されている。誘導電動機9に流れる電流は電流検出器10により検出される。誘導電動機の回転速度は速度検出器11により検出される。電力変換器8を制御する制御装置は、マイクロコントローラ等により構成され、大きな機能に分けると、電流座標変換部13、周波数電圧制御部14、電圧座標変換部15、及び積分器16を含んで構成される。なお、図2において、直流電源1、架線2及び軌道3は地上に設置され、残りの部分は車両に搭載される。
【0017】
次に、制御装置の詳細構成について説明する。周波数電圧制御部14には、トルク指令T*及び磁束指令φ*と、速度検出器11で検出された回転速度ωrと、電流座標変換部13により変換されたd軸電流(励磁電流)検出値id及びq軸電流(トルク電流)検出値iqとが入力される。これにより、周波数電圧制御部14は、誘導電動機の状態方程式にしたがって、トルク指令T*及び磁束指令φ*に応じたd軸電圧指令vd*とq軸電圧指令vq*、及び周波数指令ω*を生成して出力する。
【0018】
周波数指令ω*は積分器16に入力され、積分器16からは位相θが電流座標変換部13と電圧座標変換部15に出力される。電流座標変換部13では、積分器16の出力である位相θに基づき(1)式を用いて電流検出器10で検出したU相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwを回転座標変換し、d軸電流検出値id、q軸電流検出値iqを求める。
【0019】
【数1】
電圧座標変換部15では、積分器16の出力である位相θに基づき(2)式を用いて、周波数電圧制御部14から出力されるd軸電圧指令vd*とq軸電圧指令vq*を三相のU相電圧指令Vu*、V相電圧指令Vv*及びW相電圧指令Vw*に変換して電力変換器8に出力する。
【0020】
【数2】
電力変換器8は、入力される電圧指令に従い、直流電圧を三相交流電圧に変換して誘導電動機9に出力する。これによって、誘導電動機9は周波数電圧制御部14により駆動制御されるようになっている。
【0021】
次に、図1を用いて周波数電圧制御部14の詳細を説明する。図1に示すように、励磁電流制御部101では、入力される磁束指令φ*と定数補正部111で補正された相互インダクタンスの補正設定値M’とから、(3)式を用いてd軸電流指令id*を演算する。
【0022】
【数3】
励磁電流制御部101から出力されるd軸電流指令id*は、減算器102においてd軸電流検出値idとの偏差が求められる。その偏差は、励磁電流制御部103において比例積分(PI)処理され、d軸補償電圧δvdが電圧制御部104に出力される。つまり、減算器102及び励磁電流制御部103では、d軸電流指令id*とd軸電流検出値idから(4)式を用いてd軸補償電圧δvdを求め、d軸電流指令id*にd軸電流検出値idが一致するよう制御する。なお、同式において、KpdとKidは制御ゲインであり、sは微分演算子である。
【0023】
【数4】
一方、磁束推定部105では、入力される磁束指令φ*から(5)式を用いて磁束推定値φ’を演算し、電圧制御部104に出力する。なお、同式において、T2*は二次時定数の設定値である。
【0024】
【数5】
トルク電流演算部106では、入力されるトルク指令T*と磁束推定値φ’から(6)式を用いてq軸電流指令iq*を求める。なお、同式において、L2*は二次インダクタンスの設定値、M*は相互インダクタンスの設定値、Pは誘導電動機9の極数である。
【0025】
【数6】
トルク電流演算部106から出力されるq軸電流指令iq*は、減算器107においてq軸電流検出値iqとの偏差が求められ、その偏差はトルク電流制御部108においてPI処理され、q軸補償電圧δvqが電圧制御部104に出力される。つまり、減算器107及びトルク電流制御部108では、q軸電流指令iq*とq軸電流検出値iqから(7)式を用いてq軸補償電圧δvqを求め、q軸電流指令iq*にq軸電流検出値iqが一致するように制御する。なお、同式で、KpqとKiqは制御ゲインである。
【0026】
【数7】
また、すべり制御部109では、q軸電流指令iq*、磁束推定値φ’、及び二次抵抗の補正設定値R2’から(8)式を用いてすべり周波数指令ωs*を演算する。
【0027】
【数8】
加算器110では、すべり制御部109で演算したすべり周波数指令ωs*に回転速度ωrを加算して周波数指令ω*を求めて電圧制御部104に出力する。
【0028】
電圧制御部104では、d軸電流指令id*、q軸電流指令iq*、磁束推定値φ’、d軸補償電圧δvd、q軸補償電圧δvq、回転速度ωr、周波数指令ω*、及び二次抵抗の補正設定値R2’から、(9)式によりd軸電圧指令vd*及びq軸電圧指令vq*を求める。なお、同式で、lσ*は一次換算漏れインダクタンス設定値である。
【0029】
【数9】
定数補正部111では、d軸電流指令id*、q軸電流指令iq*、磁束推定値φ’、d軸補償電圧δvd、q軸補償電圧δvq、及びすべり周波数指令ωs*から、一次抵抗の補正設定値R1’、二次抵抗の補正設定値R2’、及び相互インダクタンスの補正設定値M’を演算により求める。
【0030】
図1において、一次抵抗の補正設定値R1’、二次抵抗の補正設定値R2’、及び相互インダクタンスの補正設定値M’が入力されるブロックには、斜め矢印を付して、各補正設定値の入力の図示を省略している。
【0031】
次に、図3を用いて、本発明の特徴部に係る定数補正部111の詳細を説明する。図において、起電力演算部201は、d軸補償電圧δvdとq軸補償電圧δvqを取り込み、(10)式を用いてd軸起電力ed及びq軸起電力eqを演算する。
【0032】
【数10】
磁束誤差演算部202は、起電力演算部201で求められたd軸起電力ed及びq軸起電力eqを取り込み、(11)式を用いてd軸磁束誤差δφd及びq軸磁束誤差δφqを演算する。
【0033】
【数11】
図3において、一点鎖線231で囲まれたブロックが相互インダクタンスの定数補正部231であり、一点鎖線232で囲まれたブロックが一次抵抗及び二次抵抗の定数補正部232である。また、図において、係数器206,207,216,217のゲインGHは、図4に示すように、回転速度ωrが設定値ωr1以下のとき「0」で、ωr1を超えてωr2未満のとき「0」から「1」に比例して変化し、ωr2以上のとき「1」となるように設定されている。また、係数器219のゲインGLは、図4に示すように、ゲインGHに相反するように設定されている。つまり、係数器206,207,216,217及び219は、ゲインが「1」のときに信号を伝達し、「0」のときに信号の伝達を遮断する実質的なスイッチとして作用する。ただし、ωr1を超えてωr2未満のときは、双方の係数器のゲインに応じて信号が伝達される。
【0034】
次に、定数補正部111の原理について説明する。
(設定値に誤差がないとき)
誘導電動機9のモータ定数と制御装置に設定されたモータ定数とに誤差がない場合を説明する。ここで、定常状態すなわちs=0について考えるものとする。周波数ω*で回転する回転座標軸上での誘導電動機の状態方程式は、一般に(12)式、(13)式、(14)式及び(15)式で表される。それらの式において、vdはd軸電圧、vqはq軸電圧、φdはd軸磁束、φqはq軸磁束、Rσは一次換算の抵抗、lσは一次換算の漏れインダクタンス、Mは相互インダクタンス、R2は二次抵抗、L2は二次インダクタンス、T2は二次時定数である。
【0035】
【数12】
【0036】
【数13】
【0037】
【数14】
【0038】
【数15】
ここで、(14)式と(15)式に着目する。(3)式、(5)式及び(8)式を代入すると、d軸磁束φdとq軸磁束φqは(16)式と(17)式となる。なお、d軸電流idは、励磁電流制御部103の働きによりd軸電流指令id*に一致する。また、q軸電流iqも同様に、トルク電流制御部108によりq軸電流指令iq*に一致する。
【0039】
【数16】
【0040】
【数17】
一方、誘導電動機9の出力トルクTは、(18)式で表される。
【0041】
【数18】
(18)式に(6)式、(16)式及び(17)式を代入するとトルク指令T*と出力トルクTが一致することがわかる。よって、モータ定数の設定値に誤差がない場合、トルク指令T*と出力トルクTは一致する。
【0042】
一方、電力変換器8により、d軸電圧指令vd*とd軸電圧vd、q軸電圧指令vq*とd軸電圧vqが一致するよう制御されるため、(9)式、(12)式及び(13)式から(19)式及び(20)式が導出できる。
【0043】
【数19】
【0044】
【数20】
この(19)式及び(20)式を(10)式に代入すると、(21)式及び(22)式が導出できる。
【0045】
【数21】
【0046】
【数22】
さらに、(21)式及び(22)式を(11)式に代入すると(23)式及び(24)式が導出できる。
【0047】
【数23】
【0048】
【数24】
したがって、誘導電動機9のモータ定数と制御装置に設定されたモータ定数の設定値に誤差が無く、(16)式及び(17)式が成り立つ場合は、d軸磁束誤差δφd及びq軸磁束誤差δφqは0となり、定数補正部111から出力される相互インダクタンス、一次抵抗、二次抵抗の補正設定値M’、R1’、R2’は、それぞれ設定値M*、R1*、R2*に一致する。
(設定値に誤差が生じたとき)
ここで、モータ定数の設定値に誤差が生じた場合について考える。なお、ここでは、lσ及びM/L2については、誘導電動機9のモータ定数と制御装置に設定されたモータ定数の設定値に誤差が無いものと仮定し、相互インダクタンス、一次抵抗、二次抵抗にのみ誤差があり、さらに一次抵抗と二次抵抗の誤差の割合が等しいものとする。
【0049】
−回転速度が設定値より大きい場合―
回転速度ωrが例えばωr2より大きい場合を考える。相互インダクタンスの設定誤差ΔM、一次抵抗の設定誤差ΔR1、二次抵抗の設定誤差ΔR2に対するd軸磁束の変動Δφdは、(14)式より(25)式となる。
【0050】
【数25】
(25)式より、相互インダクタンスの設定誤差ΔMにより、d軸磁束が変動することがわかる。一方、d軸磁束が変動した場合、(23)式に示すようにd軸磁束誤差δφdで検出することができる。さらに、d軸磁束誤差δφdに基づき、図3の相互インダクタンスの定数補正部231により、相互インダクタンスの補正設定値M’が補正される。つまり、d軸磁束誤差δφdが0になるように相互インダクタンスの補正設定値M’が変化する。
【0051】
ここで、d軸磁束誤差δφdが0になると、(25)式から相互インダクタンスの補正設定値M’が誘導電動機9の相互インダクタンスMと一致することになり、相互インダクタンスの設定誤差を補償することができる。
【0052】
そこで、図3の相互インダクタンスの定数補正部231は、基本的にd軸磁束誤差δφdを0に低減することにより、相互インダクタンスの設定値M*と実際値との誤差を補正するように構成されている。まず、係数器203において、d軸磁束誤差δφdに定数Kpfdが乗算されて第1の補正量が求められる。この第1の補正量は、加算器205,係数器206,及び加算器208を介して係数器210に伝達され、係数器210に設定されている相互インダクタンスの設定値M*に乗算される。これにより相互インダクタンスの設定値M*が補正され、係数器210から相互インダクタンスの補正設定値M’が出力される。
【0053】
また、係数器204において、d軸磁束誤差δφdに定数Kifdが乗算されて第2の補正量が求められる。この第2の補正量は、係数器206,積分器209、及び加算器208を介して、第1の補正量に加算される。つまり、第1の補正量の系と第2の補正量の系により、PI処理による補正系が構成されている。これにより、相互インダクタンスの設定誤差によって生ずるd軸磁束誤差δφdが0になるように相互インダクタンスの補正設定値M’が、実際の相互インダクタンスMに一致される。
【0054】
ところで、(14)式右辺の第3項によりq軸磁束φqの変動がd軸磁束φdの変動を引き起こし、(15)式右辺の第2項によりd軸磁束φdの変動がq軸磁束φqの変動を引き起こす。すなわち、(14)式右辺の第3項及び(15)式右辺の第2項によりd軸磁束とq軸磁束は互いに干渉している。このため、相互インダクタンスや二次抵抗の設定値を安定して補正するためには、この干渉の影響を取り除く必要がある。そこで、d軸磁束誤差δφdに基づき、係数器212を介して二次抵抗の補正設定推R2’を調整することにより、(15)式の第2項の影響を非干渉化する。すなわち、図3の係数器211において、q軸磁束誤差δφqにすべり周波数指令ωs*と二次時定数の設定値T2*が乗算されて第3の補正量が求められる。この第3の補正量は加算器205において第1の補正量に加算され、これにより干渉が抑制される。
【0055】
一方、相互インダクタンスの設定誤差ΔM、一次抵抗の設定誤差ΔR1、二次抵抗の設定誤差ΔR2に対するq軸磁束の変動Δφqは、(15)式より(26)式となる。
【0056】
【数26】
相互インダクタンスの誤差による影響は、前述したように補償されるため、q軸磁束の変動Δφqは(27)式となる。
【0057】
【数27】
二次時定数T2の誤差の内、二次インダクタンスL2の誤差は、d軸磁束φdの変動と相殺される。したがって、二次抵抗の設定誤差がq軸磁束の変動Δφqの主原因である。一方、q軸磁束が変動した場合、(24)式に示すようにq軸磁束誤差δφqにより検出することができる。さらに、q軸磁束誤差δφqに基づき、図3の一次抵抗及び二次抵抗の定数補正部232により、二次抵抗の補正設定値R2’が調整され、これによりq軸磁束誤差δφqが0になるように二次抵抗の補正設定値R2’が変化する。
【0058】
q軸磁束誤差δφqが0になると、(27)式から二次抵抗の補正設定値R2’が誘導電動機9の二次抵抗R2と一致することになり、二次抵抗R2の設定誤差を補償することができる。また、二次抵抗の設定誤差の主原因は温度変化であるため、同様に温度で変化する一次抵抗の設定誤差も二次抵抗と同様に補正できる。
【0059】
そこで、図3に示すように、二次抵抗の定数補正部232は、基本的にq軸磁束誤差δφqを0に低減することにより、二次抵抗の設定値R2*と実際値との誤差を補正するものである。まず、係数器214においてq軸磁束誤差δφqに定数Kpfqを乗算されて第4の補正量が求められる。この第4の補正量は、加算器215,係数器217,及び加算器222を介して係数器224に伝達され、係数器224に設定されている二次抵抗の設定値R2*に乗算される。これにより二次抵抗の設定値R2*が補正され、係数器224から二次抵抗の補正設定値R2’が出力される。
【0060】
また、係数器213において、q軸磁束誤差δφqに定数Kifqを乗算されて第5の補正量が求められる。この第5の補正量は、係数器216,加算器220、積分器221、及び加算器222を介して、第4の補正量に加算される。つまり、第4の補正量の系と第5の補正量の系により、PI処理による補正系が構成されている。これにより、二次抵抗の設定誤差によって生ずるq軸磁束誤差δφqが0になるように補正設定値R2’が、実際の二次抵抗R2に一致される。
【0061】
ところで、前述したように、(14)式右辺の第3項によりq軸磁束φqの変動がd軸磁束φdの変動を引き起こし、(15)式右辺の第2項によりd軸磁束φdの変動がq軸磁束φqの変動を引き起こす。すなわち、(14)式右辺の第3項及び(15)式右辺の第2項によりd軸磁束とq軸磁束は互いに干渉している。このため、相互インダクタンスや二次抵抗の設定値を安定して補正するためには、この干渉の影響を取り除く必要がある。
【0062】
そこで、d軸磁束誤差δφdを第6の補正量として減算器215において第4の補正量から減算され、これにより干渉が抑制される。
【0063】
―回転速度ωrがωr1より小さい場合―
回転速度ωrが小さいと、(10)式で求めるd軸起電力ed及びq軸起電力eqは小さくなる。このため、回転速度ωrが小さい場合には一次抵抗及び二次抵抗の設定誤差により生じる(10)式右辺第2項の誤差の影響が大きくなる。これにより、d軸起電力edあるいはq軸起電力eqの極性が反転すると補正設定値の変化も反転してしまうため、補正設定値が発散してしまう。そこで、上記原理による補正は、回転速度ωrが小さい領域ではゲインGHを小さくすることにより停止する。
【0064】
(10)式と(20)式からq軸起電力eqは(28)式となる。但し、ΔRσは(29)式である。
【0065】
【数28】
【0066】
【数29】
ここで、(28)式と(22)式の結果が異なるのは、抵抗誤差の影響を考慮しているためである。抵抗誤差が無い場合や、回転速度ωrが大きく抵抗誤差の影響が少ない場合は(22)式を用いることができる。しかし、回転速度ωrが小さくなり、抵抗誤差の影響が大きい場合は(28)式となる。よって、回転速度ωrが小さい場合、演算されたq軸起電力eqが0になるように一次抵抗の補正設定値R1’及び二次抵抗の補正設定値R2’を調整すれば。つまり、係数器219のゲインGLを「1」にし、q軸起電力eqに基づき、係数器218、係数器219、加算器220、積分器221、加算器222、係数器223又は係数器224を介して、一次抵抗の補正設定値R1’及び二次抵抗の補正設定値R2’を調整する。ただし、(28)式が回転速度ωrが小さい領域でのみ成立するため、回転速度ωrが大きい領域ではゲインGLを小さくする必要がある。
【0067】
そこで、図3に示す実施形態では、係数器218において、q軸起電力eqに定数Kirが乗算されて第7の補正量が求められる。この第7の補正量は、係数器219においてゲインGLが乗算され、加算器2162より第5の補正量に置き換えられる。つまり、係数器219のゲインGLが「1」に近いときは、係数器216のゲインGHは「0」に近いから、回転速度ωrに応じて係数器216と係数器219の第5と第7の補正量のいずれかが、積分器2212入力されることになる。このようにして、加算器222から出力される補正量が係数器224に設定されている二次抵抗の設定値R2*に乗算され、補正設定値R2’が求められる。また、一次抵抗は二次抵抗と同様に変化するから、加算器222から出力される補正量が係数器223に設定されている一次抵抗の設定値R1*に乗算され、補正設定値R1’が求められる。
【0068】
次に、相互インダクタンス、一次抵抗及び二次抵抗の設定誤差が補正される様子を具体的に説明する。まず、回転速度ωrが大きい場合を考える。相互インダクタンスの設定値M*が大きい場合、励磁電流演算部101で(3)式に基づき演算されるd軸電流指令id*が小さくなり、d軸電流idは励磁電流制御部の働きによりid*と一致するため、d軸電流idも小さくなる。これにより、誘導電動機9では、(14)式右辺第1項の絶対値が小さくなるため、d軸磁束φdが小さくなる。さらにd軸磁束φdが小さくなると(13)式右辺第3項が小さくなり、q軸電流iqが増加する。この結果、減算器107に入力されるq軸電流iqが増加し、トルク電流制御部108の出力であるq軸補償電圧δvqが減少する。
【0069】
これにより、定数補正部111では、(10)式に基づき演算されるq軸起電力eqが減少し、さらに(11)式に基づき演算されるd軸磁束誤差δφdが減少する。d軸磁束誤差δφdが減少すると係数器203から加算器208及び係数器204から加算器208、さらに係数器210を経て相互インダクタンスの補正設定値M’が減少して真値Mへ近づいていく。
【0070】
一方、d軸磁束φdが減少することにより誘導電動機9の内部では(15)式右辺の第2項が減少するため、q軸磁束φqが増加して干渉が発生する。この干渉を抑制する様子を説明する。上記のようにd軸磁束φdが減少すると、d軸磁束誤差δφdが減少する。これにより、係数器212から係数器224の経路により二次抵抗の補正設定値R2’が増加する。そのため、すべり周波数制御部109で(8)式に基づき演算されるすべり周波数指令ωs*が増加する。その結果、(15)式右辺の第2項は、d軸磁束φdの減少がすべり周波数ωsの増加により相殺され、q軸磁束φqの変動が抑制されるから、干渉を抑制できる。
【0071】
次に、二次抵抗の補正設定値R2’が大きい場合、すべり制御部109で(8)式に基づき演算されるすべり周波数指令ωs*が増加し、加算器110を経て周波数指令ω*が増加する。これにより、誘導電動機9では(15)式右辺第2項が大きくなるため、q軸磁束φqが小さくなる。さらに、(12)式右辺第4項の絶対値が小さくなり、d軸電流idが減少する。この結果、減算器102に入力されるd軸電流idが減少し、励磁電流制御部103の出力であるd軸補償電圧δvdが増加する。そのため、定数補正部111では、(10)式に基づき演算されるd軸起電力edが増加し、さらに(11)式に基づき演算されるq軸磁束誤差δφqが減少する。その結果、q軸磁束誤差δφqが減少すると係数器213から加算器222及び係数器214から加算器222、さらに係数器224を経て二次抵抗の補正設定値R2’が減少して真値R2へ近づいていく。
【0072】
一方、q軸磁束φqが減少することにより誘導電動機9の内部では(14)式右辺第3項の絶対値が減少するため、d軸磁束φdが減少して干渉が発生する。この干渉を抑制する様子を説明する。上記のようにq軸磁束φqが減少すると、q軸磁束誤差δφqが減少する。これにより、係数器211から係数器210の経路により相互インダクタンスの補正設定値M’が減少する。相互インダクタンスの補正設定値M’が減少すると、励磁電流演算部101で(3)式に基づき演算されるd軸電流指令id*が増加し、d軸電流idは励磁電流制御部の働きによりid*と一致するため、d軸電流idも増加する。その結果、(14)式右辺第1項の絶対値が増加するため、q軸磁束φqの減少による(14)式右辺第3項の絶対値の減少が相殺され、d軸磁束φdの変動が抑制されるから、干渉を抑制できる。
【0073】
次に、回転速度が小さい場合を考える。この場合、係数器206と207のゲインGHが「0」に近付くため、相互インダクタンスの設定値M*の補正は行われない。したがって、二次抵抗の設定値R2*が実際値よりも大きい場合について説明する。回転速度ωrが小さい場合も、q軸磁束φqは減少するが、(12)式右辺第4項に含まれる回転速度ωrが小さいため、q軸電流iqの変化は微小である。一方、(10)式右辺第2項の絶対値が増加するため、起電力eqが減少する。これにより、係数器218から係数器224を経て二次抵抗の補正設定値R2’が減少して真値R2に近づいていく。
【0074】
なお、以上の説明では相互インダクタンスなどの設定値が大きい場合について説明したが、設定値が小さい場合も変化が逆になるだけで、同様に設定値は真値に近づいていく。
【0075】
また、二次抵抗の変動は温度変化が主原因であるため、二次抵抗が増加した場合は、温度が上昇したことを意味しており、このとき、一次抵抗も同時に増加している。このため、加算器222の出力が増加し、二次抵抗の補正設定値R2’が増加した場合、係数器223の出力である一次抵抗の補正設定値も増加させている。
【0076】
上述したように、本実施形態によれば、二次抵抗と相互インダクタンスを同時に補正設定することが可能であり、回転速度の小さい領域においても安定して二次抵抗を推定でき、さらに二次抵抗に比例する量に基づき一次抵抗を推定するため、高精度なトルク制御が可能になる。
【0077】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、誘導電動機の制御装置における二次抵抗と相互インダクタンスの設定誤差を同時に補償することができる。
【0078】
また、回転速度が小さい領域においても安定して二次抵抗の設定誤差を補償することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の誘導電動機の制御装置の主要部である周波数電圧制御部の一実施形態の構成図を示す。
【図2】本発明を車両駆動用の誘導電動機に適用した制御装置の一実施形態の全体構成図を示す。
【図3】図1の定数補正部111の詳細構成を示す図である。
【図4】回転速度とゲインGH及びゲインGLとの関係を説明する図である。
【符号の説明】
9 誘導電動機
10 電流検出器
13 電流座標変換部
14 周波数電圧制御部
101 励磁電流演算部
102 減算器
103 励磁電流制御部
107 減算器
108 トルク電流制御部
109 すべり制御部
111 定数補正部
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction motor control apparatus, and more particularly to an induction motor control apparatus having a control system for controlling torque based on an estimated value of a motor constant.
[0002]
[Prior art]
Vector control is known as a control method for controlling the generated torque of the induction motor with high accuracy. In the vector control, the induction motor is controlled by calculating a dq-axis current command or the like related to torque control based on the set value of the motor constant set in the control device. Therefore, if there is an error between the set value of the motor constant and the actual motor constant, there is a problem that an error occurs in the generated torque. For example, it is known that the mutual inductance of an induction motor varies with the amount of excitation. Further, it is known that the primary resistance and secondary resistance of the induction motor vary with temperature. Although changes in the primary resistance and the secondary resistance are correlated with each other, it is generally known that the influence of an error in the set value of the secondary resistance is large.
[0003]
To correct such an error between the set value of the motor constant and the actual value during operation, Japanese Patent Laid-Open No. 1-194883 discloses a setting of the secondary resistance so as to reduce the deviation of the command value corresponding to the d-axis voltage. A method for correcting the value has been proposed. Japanese Patent Laid-Open No. 4-193090 proposes a method of correcting the set value of the excitation inductance so as to reduce the deviation of the command value corresponding to the d-axis magnetic flux.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in order to realize high-accuracy torque control, it is necessary to simultaneously correct errors in secondary resistance and mutual inductance among motor constants. However, JP-A-1-194833 and JP-A-4-193090 do not consider the problem that corrections interfere with each other when these correction methods are applied simultaneously.
[0005]
Further, when the secondary resistance set value is corrected by the method described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 1-194883, the polarity of the deviation of the command value corresponding to the d-axis magnetic flux is reversed in the region where the rotational speed is low, so that the secondary There is a problem that resistance correction diverges.
[0006]
  The present invention reduces the setting error of the secondary resistance and mutual inductance in the control device for the induction motor.Even in areas where the rotational speed is lowStable and simultaneous compensationImposeThe title.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  The control device for an induction motor according to the present invention includes:aboveIn order to solve the problem, a rotating coordinate system converting means for detecting a current flowing through the induction motor and converting the detected current into an excitation current detection value and a torque current detection value of the rotating coordinate system, and a secondary resistance and a mutual inductance of the induction motor are included. Frequency voltage control means for controlling the frequency and voltage of the induction motor based on a set value of a motor constant, and the frequency voltage control means controls the induction motor based on a difference between an excitation current command and the excitation current detection value. Excitation current control means for controlling the voltage to be applied; torque current control means for controlling the voltage applied to the induction motor based on a difference between a torque current command and the detected torque current value; the excitation current control means and the torque Motor constant correction means for correcting the set values of the secondary resistance and the mutual inductance based on the output of the current control means;In the induction motor control device, the motor constant correction means increases the correction gain when the rotation speed of the induction motor is higher than a set value, and decreases the correction gain when the rotation speed is lower.It is characterized by.
[0010]
As described above, since the primary resistance of the induction motor correlates with the secondary resistance, the primary resistance can be corrected based on the correction amount of the secondary resistance.
[0011]
With this configuration, in a region where the rotational speed is larger than the set value, for example, the d-axis magnetic flux error is estimated from the outputs of the excitation current control means and the torque current control means, and the d-axis magnetic flux error is reduced. Thus, by correcting the setting value of the mutual inductance, the setting error of the mutual inductance can be reduced. Further, for example, by estimating the q-axis magnetic flux error from the outputs of the exciting current control means and the torque current control means, and correcting the set value of the secondary resistance so as to reduce the q-axis magnetic flux error, the secondary resistance is corrected. Resistance setting error can be reduced.
[0012]
  In this case, the q-axis electromotive force of the induction motor is obtained from the output of the torque current control means, and the mutual inductance set value is obtained by multiplying the q-axis electromotive force by the set value of the slip frequency command and the secondary time constant. Is preferably further corrected.In this case, it is preferable to lower the correction gain when the rotation speed of the induction motor is high and to increase the correction gain when it is low.According to this, it is possible to compensate for the interference that the correction of the secondary resistance gives to the correction of the mutual inductance. Further, it is preferable to further correct the set value of the secondary resistance due to the d-axis magnetic flux error described above. According to this, it is possible to compensate for the interference that the mutual inductance correction has on the secondary resistance correction.
[0013]
On the other hand, in the region where the rotational speed is lower than the set value, the q-axis electromotive force of the induction motor is obtained from the output of the torque current control means, and the estimated value of the secondary resistance is corrected so as to reduce the electromotive force. The estimation error of the secondary resistance can be reduced. Further, by correcting the estimated value of the primary resistance similarly to the correction of the secondary resistance, it is possible to further improve the estimation accuracy of the primary resistance, the secondary resistance, and the mutual inductance.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described based on embodiments. FIG. 1 shows a configuration diagram of an embodiment of a frequency voltage control unit that is a main part of a control device for an induction motor according to the present invention. FIG. 2 shows an overall configuration diagram of an embodiment of a control device in which the present invention is applied to an induction motor for driving a vehicle.
[0015]
As shown in FIG. 2, a DC voltage is applied from the DC power source 1 between the overhead wire 2 and the track 3. A current collector 4 attached to a vehicle (not shown) is in contact with the overhead wire 2 and is provided slidably. The start 3 is provided with wheels 5 attached to a vehicle (not shown) so as to freely roll. The current collector 4 is connected to the positive electrode at the power supply end of the power converter 8 via the reactor 6, and the negative electrode at the power supply end of the power converter 8 is connected to the wheel 5. A capacitor 7 that forms a filter together with the reactor 6 is connected between the positive and negative electrodes of the power converter 8. As a result, the high-frequency current flowing from the power converter 8 to the DC power supply 1 is reduced. Thus, the positive electrode of the DC power source 1 is connected to the positive electrode of the power converter 8 via the overhead line 2, the current collector 4 and the reactor 6, and the negative electrode of the DC power source 1 is connected to the power converter 8 via the track 3 and the wheel 5. Is connected to the negative electrode.
[0016]
On the other hand, an induction motor 9 is connected to the load end of the power converter 8. The current flowing through the induction motor 9 is detected by the current detector 10. The rotation speed of the induction motor is detected by the speed detector 11. The control device that controls the power converter 8 is configured by a microcontroller or the like, and is divided into large functions, and includes a current coordinate conversion unit 13, a frequency voltage control unit 14, a voltage coordinate conversion unit 15, and an integrator 16. Is done. In FIG. 2, the DC power source 1, the overhead line 2, and the track 3 are installed on the ground, and the remaining part is mounted on the vehicle.
[0017]
Next, a detailed configuration of the control device will be described. The frequency voltage control unit 14 includes a torque command T * and a magnetic flux command φ *, a rotational speed ωr detected by the speed detector 11, and a d-axis current (excitation current) detection value converted by the current coordinate conversion unit 13. The id and q-axis current (torque current) detection value iq are input. Thus, the frequency voltage control unit 14 sets the d-axis voltage command vd *, the q-axis voltage command vq *, and the frequency command ω * according to the torque command T * and the magnetic flux command φ * according to the state equation of the induction motor. Generate and output.
[0018]
The frequency command ω * is input to the integrator 16, and the phase θ is output from the integrator 16 to the current coordinate conversion unit 13 and the voltage coordinate conversion unit 15. The current coordinate conversion unit 13 converts the U-phase current iu, V-phase current iv and W-phase current iw detected by the current detector 10 using the equation (1) based on the phase θ output from the integrator 16 to rotational coordinate conversion. The d-axis current detection value id and the q-axis current detection value iq are obtained.
[0019]
[Expression 1]
In the voltage coordinate conversion unit 15, the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * output from the frequency voltage control unit 14 are calculated using the equation (2) based on the phase θ output from the integrator 16. Phase U-phase voltage command Vu *, V-phase voltage command Vv * and W-phase voltage command Vw * are converted and output to power converter 8.
[0020]
[Expression 2]
The power converter 8 converts the DC voltage into a three-phase AC voltage in accordance with the input voltage command and outputs it to the induction motor 9. Thereby, the induction motor 9 is driven and controlled by the frequency voltage controller 14.
[0021]
Next, details of the frequency voltage control unit 14 will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 1, in the exciting current control unit 101, the d-axis is calculated from the input magnetic flux command φ * and the mutual inductance correction setting value M ′ corrected by the constant correction unit 111 using equation (3). Calculate the current command id *.
[0022]
[Equation 3]
A deviation of the d-axis current command id * output from the excitation current control unit 101 from the detected d-axis current value id is obtained by the subtractor 102. The deviation is subjected to proportional integration (PI) processing in the excitation current control unit 103, and the d-axis compensation voltage δvd is output to the voltage control unit 104. That is, the subtractor 102 and the excitation current control unit 103 obtain the d-axis compensation voltage δvd from the d-axis current command id * and the d-axis current detection value id using the formula (4), and the d-axis current command id * is set to d. Control is performed so that the detected shaft current values id match. In the equation, Kpd and Kid are control gains, and s is a differential operator.
[0023]
[Expression 4]
On the other hand, the magnetic flux estimation unit 105 calculates the magnetic flux estimation value φ ′ from the input magnetic flux command φ * using the equation (5) and outputs it to the voltage control unit 104. In the equation, T2 * is a set value of the secondary time constant.
[0024]
[Equation 5]
The torque current calculation unit 106 obtains a q-axis current command iq * from the input torque command T * and the estimated magnetic flux φ ′ using the equation (6). In the equation, L2 * is a set value of secondary inductance, M * is a set value of mutual inductance, and P is the number of poles of the induction motor 9.
[0025]
[Formula 6]
The q-axis current command iq * output from the torque current calculation unit 106 is obtained by the subtractor 107 to obtain a deviation from the q-axis current detection value iq, and the deviation is PI-processed by the torque current control unit 108 to obtain q-axis compensation. The voltage δvq is output to the voltage control unit 104. That is, the subtractor 107 and the torque current control unit 108 obtain the q-axis compensation voltage δvq using the equation (7) from the q-axis current command iq * and the q-axis current detection value iq, and set the q-axis current command iq * to q Control is performed so that the detected shaft current values iq match. In the equation, Kpq and Kiq are control gains.
[0026]
[Expression 7]
Further, the slip control unit 109 calculates the slip frequency command ωs * from the q-axis current command iq *, the magnetic flux estimated value φ ′, and the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance using the equation (8).
[0027]
[Equation 8]
The adder 110 adds the rotation speed ωr to the slip frequency command ωs * calculated by the slip control unit 109 to obtain the frequency command ω * and outputs the frequency command ω * to the voltage control unit 104.
[0028]
In the voltage control unit 104, the d-axis current command id *, the q-axis current command iq *, the estimated magnetic flux φ ′, the d-axis compensation voltage δvd, the q-axis compensation voltage δvq, the rotational speed ωr, the frequency command ω *, and the secondary The d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * are obtained from the resistance correction setting value R2 ′ by the equation (9). In the equation, lσ * is a primary converted leakage inductance setting value.
[0029]
[Equation 9]
The constant correction unit 111 corrects the primary resistance from the d-axis current command id *, the q-axis current command iq *, the estimated magnetic flux φ ′, the d-axis compensation voltage δvd, the q-axis compensation voltage δvq, and the slip frequency command ωs *. The set value R1 ′, the secondary resistor correction set value R2 ′, and the mutual inductance correction set value M ′ are obtained by calculation.
[0030]
In FIG. 1, blocks to which the correction setting value R1 ′ for the primary resistance, the correction setting value R2 ′ for the secondary resistance, and the correction setting value M ′ for the mutual inductance are input are indicated by diagonal arrows, and each correction setting is set. Illustration of input of values is omitted.
[0031]
Next, details of the constant correction unit 111 according to the feature of the present invention will be described with reference to FIG. In the figure, an electromotive force calculation unit 201 takes in a d-axis compensation voltage δvd and a q-axis compensation voltage δvq, and calculates a d-axis electromotive force ed and a q-axis electromotive force eq using equation (10).
[0032]
[Expression 10]
The magnetic flux error calculation unit 202 takes in the d-axis electromotive force ed and the q-axis electromotive force eq obtained by the electromotive force calculation unit 201, and calculates the d-axis magnetic flux error δφd and the q-axis magnetic flux error δφq using equation (11). To do.
[0033]
## EQU11 ##
In FIG. 3, the block surrounded by the alternate long and short dash line 231 is the mutual inductance constant correction unit 231, and the block surrounded by the alternate long and short dash line 232 is the primary resistance and secondary resistance constant correction unit 232. Further, in the figure, the gain GH of the coefficient multipliers 206, 207, 216, and 217 is “0” when the rotational speed ωr is equal to or less than the set value ωr1 as shown in FIG. It changes in proportion to “1” from “0” and is set to “1” when ωr2 or more. Further, the gain GL of the coefficient unit 219 is set to be opposite to the gain GH as shown in FIG. That is, the coefficient multipliers 206, 207, 216, 217, and 219 function as a substantial switch that transmits a signal when the gain is “1” and blocks signal transmission when the gain is “0”. However, when it exceeds ωr1 and is less than ωr2, a signal is transmitted according to the gains of both coefficient units.
[0034]
Next, the principle of the constant correction unit 111 will be described.
(When there is no error in the set value)
A case where there is no error between the motor constant of the induction motor 9 and the motor constant set in the control device will be described. Here, a steady state, that is, s = 0 is considered. The equation of state of the induction motor on the rotating coordinate axis rotating at the frequency ω * is generally expressed by the equations (12), (13), (14) and (15). In these equations, vd is a d-axis voltage, vq is a q-axis voltage, φd is a d-axis magnetic flux, φq is a q-axis magnetic flux, Rσ is a primary conversion resistance, lσ is a primary conversion leakage inductance, M is a mutual inductance, R2 Is a secondary resistance, L2 is a secondary inductance, and T2 is a secondary time constant.
[0035]
[Expression 12]
[0036]
[Formula 13]
[0037]
[Expression 14]
[0038]
[Expression 15]
Here, attention is paid to the equations (14) and (15). When the expressions (3), (5), and (8) are substituted, the d-axis magnetic flux φd and the q-axis magnetic flux φq are expressed by the expressions (16) and (17). Note that the d-axis current id matches the d-axis current command id * by the action of the excitation current control unit 103. Similarly, the q-axis current iq also coincides with the q-axis current command iq * by the torque current control unit 108.
[0039]
[Expression 16]
[0040]
[Expression 17]
On the other hand, the output torque T of the induction motor 9 is expressed by equation (18).
[0041]
[Formula 18]
It can be seen that when the equations (6), (16) and (17) are substituted into the equation (18), the torque command T * and the output torque T coincide. Therefore, when there is no error in the set value of the motor constant, the torque command T * and the output torque T match.
[0042]
On the other hand, since the power converter 8 controls the d-axis voltage command vd * and the d-axis voltage vd, and the q-axis voltage command vq * and the d-axis voltage vq match, the equations (9), (12) and Equations (19) and (20) can be derived from equation (13).
[0043]
[Equation 19]
[0044]
[Expression 20]
By substituting these equations (19) and (20) into equation (10), equations (21) and (22) can be derived.
[0045]
[Expression 21]
[0046]
[Expression 22]
Furthermore, when the formulas (21) and (22) are substituted into the formula (11), the formulas (23) and (24) can be derived.
[0047]
[Expression 23]
[0048]
[Expression 24]
Therefore, when there is no error between the motor constant of the induction motor 9 and the set value of the motor constant set in the controller, and the equations (16) and (17) hold, the d-axis magnetic flux error δφd and the q-axis magnetic flux error δφq 0, and the correction setting values M ′, R1 ′, and R2 ′ of the mutual inductance, primary resistance, and secondary resistance output from the constant correction unit 111 coincide with the setting values M *, R1 *, and R2 *, respectively.
(When an error occurs in the set value)
Here, consider a case where an error occurs in the set value of the motor constant. Here, for lσ and M / L2, it is assumed that there is no error between the motor constant of the induction motor 9 and the set value of the motor constant set in the controller, and the mutual inductance, primary resistance, and secondary resistance are It is assumed that there is only an error and the ratio of the error between the primary resistance and the secondary resistance is equal.
[0049]
-When the rotation speed is higher than the set value-
Consider a case where the rotational speed ωr is greater than ωr2, for example. The variation Δφd of the d-axis magnetic flux with respect to the mutual inductance setting error ΔM, the primary resistance setting error ΔR1, and the secondary resistance setting error ΔR2 is expressed by Expression (25) from Expression (14).
[0050]
[Expression 25]
From equation (25), it can be seen that the d-axis magnetic flux fluctuates due to the mutual inductance setting error ΔM. On the other hand, when the d-axis magnetic flux fluctuates, it can be detected by the d-axis magnetic flux error δφd as shown in the equation (23). Further, based on the d-axis magnetic flux error δφd, the mutual inductance correction correction value 231 in FIG. 3 corrects the mutual inductance correction set value M ′. That is, the mutual inductance correction setting value M ′ changes so that the d-axis magnetic flux error δφd becomes zero.
[0051]
Here, when the d-axis magnetic flux error δφd becomes zero, the mutual inductance correction setting value M ′ matches the mutual inductance M of the induction motor 9 from the equation (25), and the mutual inductance setting error is compensated. Can do.
[0052]
Therefore, the mutual inductance constant correction unit 231 shown in FIG. 3 is configured to correct an error between the mutual inductance set value M * and the actual value by basically reducing the d-axis magnetic flux error δφd to zero. ing. First, the coefficient unit 203 multiplies the d-axis magnetic flux error δφd by a constant Kpfd to obtain the first correction amount. The first correction amount is transmitted to the coefficient unit 210 via the adder 205, the coefficient unit 206, and the adder 208, and is multiplied by the mutual inductance setting value M * set in the coefficient unit 210. As a result, the mutual inductance setting value M * is corrected, and the coefficient setting unit 210 outputs the mutual inductance correction setting value M ′.
[0053]
Further, the coefficient unit 204 multiplies the d-axis magnetic flux error δφd by a constant Kifd to obtain the second correction amount. The second correction amount is added to the first correction amount via the coefficient unit 206, the integrator 209, and the adder 208. In other words, a correction system based on PI processing is configured by the first correction amount system and the second correction amount system. As a result, the mutual inductance correction setting value M ′ matches the actual mutual inductance M so that the d-axis magnetic flux error δφd caused by the mutual inductance setting error becomes zero.
[0054]
By the way, the fluctuation of the q-axis magnetic flux φq causes the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the third term on the right side of the expression (14), and the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the second term of the right side of the expression (15). Cause fluctuations. That is, the d-axis magnetic flux and the q-axis magnetic flux interfere with each other by the third term on the right side of the equation (14) and the second term on the right side of the equation (15). For this reason, in order to stably correct the set values of the mutual inductance and the secondary resistance, it is necessary to remove the influence of this interference. Therefore, the influence of the second term of the equation (15) is made non-interfering by adjusting the correction setting estimation R2 'of the secondary resistance via the coefficient unit 212 based on the d-axis magnetic flux error δφd. That is, in the coefficient unit 211 of FIG. 3, the third correction amount is obtained by multiplying the q-axis magnetic flux error δφq by the slip frequency command ωs * and the set value T2 * of the secondary time constant. This third correction amount is added to the first correction amount in the adder 205, thereby suppressing interference.
[0055]
On the other hand, the variation Δφq of the q-axis magnetic flux with respect to the mutual inductance setting error ΔM, the primary resistance setting error ΔR1, and the secondary resistance setting error ΔR2 is expressed by the expression (26) from the expression (15).
[0056]
[Equation 26]
Since the influence due to the error of the mutual inductance is compensated as described above, the fluctuation Δφq of the q-axis magnetic flux is expressed by equation (27).
[0057]
[Expression 27]
Among the errors of the secondary time constant T2, the error of the secondary inductance L2 is offset by the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd. Therefore, the setting error of the secondary resistance is the main cause of the q-axis magnetic flux variation Δφq. On the other hand, when the q-axis magnetic flux fluctuates, it can be detected by the q-axis magnetic flux error δφq as shown in the equation (24). Further, based on the q-axis magnetic flux error δφq, the primary resistor and secondary resistance constant correction unit 232 in FIG. 3 adjusts the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance, and thereby the q-axis magnetic flux error δφq becomes zero. As described above, the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance changes.
[0058]
When the q-axis magnetic flux error δφq becomes 0, the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance matches the secondary resistance R2 of the induction motor 9 from the equation (27), and the setting error of the secondary resistance R2 is compensated. be able to. Further, since the main cause of the setting error of the secondary resistance is the temperature change, the setting error of the primary resistance that similarly changes with temperature can be corrected similarly to the secondary resistance.
[0059]
Therefore, as shown in FIG. 3, the constant correction unit 232 for the secondary resistance basically reduces the error between the set value R2 * of the secondary resistance and the actual value by reducing the q-axis magnetic flux error δφq to 0. It is to correct. First, the coefficient unit 214 multiplies the q-axis magnetic flux error δφq by a constant Kpfq to obtain the fourth correction amount. The fourth correction amount is transmitted to the coefficient unit 224 via the adder 215, the coefficient unit 217, and the adder 222, and is multiplied by the set value R2 * of the secondary resistance set in the coefficient unit 224. . As a result, the set value R2 * of the secondary resistance is corrected, and the corrected set value R2 'of the secondary resistance is output from the coefficient unit 224.
[0060]
Further, the coefficient unit 213 multiplies the q-axis magnetic flux error δφq by the constant Kifq to obtain the fifth correction amount. The fifth correction amount is added to the fourth correction amount via the coefficient unit 216, the adder 220, the integrator 221, and the adder 222. In other words, the fourth correction amount system and the fifth correction amount system constitute a correction system based on the PI processing. Thus, the correction set value R2 'is matched with the actual secondary resistance R2 so that the q-axis magnetic flux error δφq caused by the setting error of the secondary resistance becomes zero.
[0061]
As described above, the fluctuation of the q-axis magnetic flux φq causes the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the third term on the right side of the equation (14), and the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the second term of the right side of the expression (15). This causes fluctuations in the q-axis magnetic flux φq. That is, the d-axis magnetic flux and the q-axis magnetic flux interfere with each other by the third term on the right side of the equation (14) and the second term on the right side of the equation (15). For this reason, in order to stably correct the set values of the mutual inductance and the secondary resistance, it is necessary to remove the influence of this interference.
[0062]
Therefore, the d-axis magnetic flux error δφd is subtracted from the fourth correction amount by the subtractor 215 as the sixth correction amount, thereby suppressing interference.
[0063]
-When rotational speed ωr is smaller than ωr1-
When the rotational speed ωr is small, the d-axis electromotive force ed and the q-axis electromotive force eq obtained by the equation (10) are small. For this reason, when the rotational speed ωr is low, the influence of the error in the second term on the right side of the equation (10) caused by the setting error of the primary resistance and the secondary resistance becomes large. As a result, when the polarity of the d-axis electromotive force ed or the q-axis electromotive force eq is reversed, the change in the correction set value is also reversed, so that the correction set value diverges. Therefore, the correction based on the above principle is stopped by reducing the gain GH in a region where the rotational speed ωr is low.
[0064]
From the equations (10) and (20), the q-axis electromotive force eq becomes the equation (28). However, ΔRσ is the equation (29).
[0065]
[Expression 28]
[0066]
[Expression 29]
Here, the reason why the results of the expressions (28) and (22) are different is that the influence of the resistance error is taken into consideration. When there is no resistance error or when the rotational speed ωr is large and the influence of the resistance error is small, the equation (22) can be used. However, when the rotational speed ωr is small and the influence of the resistance error is large, the equation (28) is obtained. Therefore, when the rotational speed ωr is low, the correction setting value R1 ′ of the primary resistance and the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance are adjusted so that the calculated q-axis electromotive force eq becomes zero. That is, the gain GL of the coefficient unit 219 is set to “1”, and the coefficient unit 218, the coefficient unit 219, the adder 220, the integrator 221, the adder 222, the coefficient unit 223, or the coefficient unit 224 are changed based on the q-axis electromotive force eq. Accordingly, the correction setting value R1 ′ of the primary resistance and the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance are adjusted. However, since Equation (28) is established only in a region where the rotational speed ωr is low, it is necessary to reduce the gain GL in a region where the rotational speed ωr is large.
[0067]
Therefore, in the embodiment shown in FIG. 3, the coefficient corrector 218 multiplies the q-axis electromotive force eq by the constant Kir to obtain the seventh correction amount. This seventh correction amount is multiplied by the gain GL in the coefficient multiplier 219 and is replaced with the fifth correction amount by the adder 2162. That is, when the gain GL of the coefficient unit 219 is close to “1”, the gain GH of the coefficient unit 216 is close to “0”, so that the fifth and seventh of the coefficient unit 216 and the coefficient unit 219 correspond to the rotational speed ωr. One of the correction amounts is input to the integrator 2212. In this way, the correction amount output from the adder 222 is multiplied by the set value R2 * of the secondary resistance set in the coefficient unit 224 to obtain the correction set value R2 '. Further, since the primary resistance changes in the same way as the secondary resistance, the correction amount output from the adder 222 is multiplied by the primary resistance setting value R1 * set in the coefficient unit 223, and the correction setting value R1 ′ is obtained. Desired.
[0068]
Next, how the setting errors of the mutual inductance, the primary resistance, and the secondary resistance are corrected will be specifically described. First, consider a case where the rotational speed ωr is high. When the set value M * of the mutual inductance is large, the d-axis current command id * calculated by the excitation current calculation unit 101 based on the expression (3) becomes small, and the d-axis current id is id * by the action of the excitation current control unit. Therefore, the d-axis current id is also reduced. Thereby, in the induction motor 9, since the absolute value of the first term on the right side of the equation (14) becomes small, the d-axis magnetic flux φd becomes small. Further, when the d-axis magnetic flux φd becomes smaller, the third term on the right side of the equation (13) becomes smaller and the q-axis current iq increases. As a result, the q-axis current iq input to the subtractor 107 increases, and the q-axis compensation voltage δvq that is the output of the torque current control unit 108 decreases.
[0069]
Thereby, in the constant correction unit 111, the q-axis electromotive force eq calculated based on the equation (10) decreases, and the d-axis magnetic flux error δφd calculated based on the equation (11) decreases. When the d-axis magnetic flux error δφd decreases, the mutual inductance correction setting value M ′ decreases through the coefficient unit 203 through the adder 208, the coefficient unit 204 through the adder 208, and further through the coefficient unit 210, and approaches the true value M.
[0070]
On the other hand, as the d-axis magnetic flux φd decreases, the second term on the right side of the equation (15) decreases inside the induction motor 9, so that the q-axis magnetic flux φq increases and interference occurs. The manner in which this interference is suppressed will be described. As described above, when the d-axis magnetic flux φd decreases, the d-axis magnetic flux error δφd decreases. As a result, the correction setting value R2 'of the secondary resistance increases along the path from the coefficient unit 212 to the coefficient unit 224. For this reason, the slip frequency command ωs * calculated by the slip frequency control unit 109 based on the equation (8) increases. As a result, in the second term on the right side of the equation (15), the decrease in the d-axis magnetic flux φd is canceled out by the increase in the slip frequency ωs, and the fluctuation in the q-axis magnetic flux φq is suppressed.
[0071]
Next, when the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance is large, the slip frequency command ωs * calculated based on the equation (8) in the slip control unit 109 increases, and the frequency command ω * increases through the adder 110. To do. Thereby, in induction motor 9, since the 2nd term on the right-hand side of (15) type becomes large, q axis magnetic flux φq becomes small. Furthermore, the absolute value of the fourth term on the right side of the equation (12) is reduced, and the d-axis current id is reduced. As a result, the d-axis current id input to the subtractor 102 decreases, and the d-axis compensation voltage δvd that is the output of the excitation current control unit 103 increases. Therefore, in the constant correction unit 111, the d-axis electromotive force ed calculated based on the equation (10) increases, and the q-axis magnetic flux error δφq calculated based on the equation (11) decreases. As a result, when the q-axis magnetic flux error δφq is reduced, the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance is reduced to the true value R2 through the adder 222 from the coefficient unit 213, the adder 222 from the coefficient unit 214, and the coefficient unit 224. Approaching.
[0072]
On the other hand, as the q-axis magnetic flux φq decreases, the absolute value of the third term on the right side of the equation (14) decreases inside the induction motor 9, so that the d-axis magnetic flux φd decreases and interference occurs. The manner in which this interference is suppressed will be described. When the q-axis magnetic flux φq is reduced as described above, the q-axis magnetic flux error δφq is reduced. As a result, the mutual inductance correction setting value M ′ decreases along the path from the coefficient unit 211 to the coefficient unit 210. When the mutual inductance correction setting value M ′ decreases, the d-axis current command id * calculated by the excitation current calculation unit 101 based on the equation (3) increases, and the d-axis current id is id by the action of the excitation current control unit. Since it coincides with *, the d-axis current id also increases. As a result, since the absolute value of the first term on the right side of equation (14) increases, the decrease in the absolute value of the third term on the right side of equation (14) due to the decrease in q-axis magnetic flux φq is offset, and fluctuations in d-axis magnetic flux φd occur. Since it is suppressed, interference can be suppressed.
[0073]
Next, consider a case where the rotational speed is low. In this case, since the gain GH of the coefficient multipliers 206 and 207 approaches “0”, the mutual inductance set value M * is not corrected. Therefore, the case where the set value R2 * of the secondary resistance is larger than the actual value will be described. Even when the rotational speed ωr is small, the q-axis magnetic flux φq decreases, but since the rotational speed ωr included in the fourth term on the right side of Equation (12) is small, the change in the q-axis current iq is small. On the other hand, since the absolute value of the second term on the right side of equation (10) increases, the electromotive force eq decreases. As a result, the correction setting value R2 'of the secondary resistance decreases from the coefficient unit 218 through the coefficient unit 224 and approaches the true value R2.
[0074]
In the above description, the case where the set value such as the mutual inductance is large has been described. However, when the set value is small, only the change is reversed, and the set value approaches the true value in the same manner.
[0075]
Further, since the change in the secondary resistance is mainly caused by a temperature change, an increase in the secondary resistance means that the temperature has increased, and at this time, the primary resistance has also increased at the same time. Therefore, when the output of the adder 222 increases and the correction setting value R2 'of the secondary resistance increases, the correction setting value of the primary resistance that is the output of the coefficient unit 223 is also increased.
[0076]
As described above, according to the present embodiment, the secondary resistance and the mutual inductance can be simultaneously corrected and set, and the secondary resistance can be estimated stably even in a region where the rotational speed is low. Since the primary resistance is estimated based on an amount proportional to, high-accuracy torque control becomes possible.
[0077]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the setting error of the secondary resistance and the mutual inductance in the induction motor control apparatus can be compensated simultaneously.
[0078]
Further, the setting error of the secondary resistance can be compensated stably even in a region where the rotational speed is low.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a configuration diagram of an embodiment of a frequency voltage control unit which is a main part of a control device for an induction motor according to the present invention.
FIG. 2 is an overall configuration diagram of an embodiment of a control device in which the present invention is applied to an induction motor for driving a vehicle.
3 is a diagram showing a detailed configuration of a constant correction unit 111 in FIG.
FIG. 4 is a diagram for explaining a relationship between a rotation speed, a gain GH, and a gain GL.
[Explanation of symbols]
9 Induction motor
10 Current detector
13 Current coordinate converter
14 Frequency voltage controller
101 Excitation current calculator
102 Subtractor
103 Excitation current controller
107 Subtractor
108 Torque current controller
109 Slip control unit
111 Constant correction unit

Claims (3)

  1. 誘導電動機に流れる電流を検出して回転座標系の励磁電流検出値とトルク電流検出値に変換する回転座標系変換手段と、
    前記誘導電動機の二次抵抗と相互インダクタンスを含むモータ定数の設定値に基づき前記誘導電動機の周波数及び電圧を制御する周波数電圧制御手段とを備え、
    前記周波数電圧制御手段は、
    励磁電流指令と前記励磁電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御する励磁電流制御手段と、
    トルク電流指令と前記トルク電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御するトルク電流制御手段と、
    前記励磁電流制御手段と前記トルク電流制御手段の出力に基づき前記二次抵抗と前記相互インダクタンスの設定値を補正するモータ定数補正手段とを有してなる誘導電動機の制御装置において、
    前記モータ定数補正手段は、前記誘導電動機の回転速度が設定値より大きい場合には補正ゲインを高くし、小さい場合には補正ゲインを低くすることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
    A rotating coordinate system conversion means for detecting the current flowing through the induction motor and converting it into an excitation current detection value and a torque current detection value of the rotation coordinate system;
    Frequency voltage control means for controlling the frequency and voltage of the induction motor based on set values of motor constants including secondary resistance and mutual inductance of the induction motor;
    The frequency voltage control means includes
    Excitation current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between an excitation current command and the excitation current detection value;
    Torque current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between a torque current command and the detected torque current value;
    In the induction motor control device comprising motor constant correction means for correcting the set values of the secondary resistance and the mutual inductance based on the outputs of the excitation current control means and the torque current control means ,
    The control apparatus for an induction motor, wherein the motor constant correction means increases the correction gain when the rotation speed of the induction motor is greater than a set value, and decreases the correction gain when the rotation speed is lower .
  2. 誘導電動機に流れる電流を検出して回転座標系の励磁電流検出値とトルク電流検出値に変換する回転座標系変換手段と、
    前記誘導電動機の二次抵抗を含むモータ定数の設定値に基づき前記誘導電動機の周波数及び電圧を制御する周波数電圧制御手段とを備え、
    前記周波数電圧制御手段は、
    励磁電流指令と前記励磁電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御する励磁電流制御手段と、
    トルク電流指令と前記トルク電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御するトルク電流制御手段と、
    前記二次抵抗の設定値を補正するモータ定数補正手段とを具備する誘導電動機の制御装置において、
    前記モータ定数補正手段は、トルク電流制御手段の出力に基づきモータ定数を同定するとともに、前記誘導電動機の回転速度が大きい場合には補正ゲインを低くし、小さい場合には補正ゲインを高くすることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
    A rotating coordinate system conversion means for detecting the current flowing through the induction motor and converting it into an excitation current detection value and a torque current detection value of the rotation coordinate system;
    Frequency voltage control means for controlling the frequency and voltage of the induction motor based on a set value of a motor constant including a secondary resistance of the induction motor;
    The frequency voltage control means includes
    Excitation current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between an excitation current command and the excitation current detection value;
    Torque current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between a torque current command and the detected torque current value;
    In a control device for an induction motor comprising motor constant correction means for correcting a set value of the secondary resistance,
    The motor constant correction means identifies the motor constant based on the output of the torque current control means, and lowers the correction gain when the rotation speed of the induction motor is large, and increases the correction gain when the rotation speed is small. A control device for an induction motor as a feature .
  3. 誘導電動機の一次抵抗の設定値を前記二次抵抗の補正量に基づいて補正することを特徴とする請求項1又は2に記載の誘導電動機の制御装置。The induction motor control device according to claim 1 or 2, wherein a set value of a primary resistance of the induction motor is corrected based on a correction amount of the secondary resistance.
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