JP3780482B2

JP3780482B2 - Induction motor control device

Info

Publication number: JP3780482B2
Application number: JP2002088815A
Authority: JP
Inventors: 誠司石田; 俊昭奥山; 鈴木　　優人; 徹郎児島
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2002-03-27
Filing date: 2002-03-27
Publication date: 2006-05-31
Anticipated expiration: 2022-03-27
Also published as: JP2003289700A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機の制御装置に係り、特にモータ定数の推定値に基づいてトルクを制御する制御系を有する誘導電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機の発生トルクを高精度に制御する制御方法として、ベクトル制御が知られている。ベクトル制御においては、制御装置に設定されたモータ定数の設定値に基づいてトルク制御に係るｄｑ軸の電流指令等を演算して誘導電動機を制御するようにしている。したがって、モータ定数の設定値と実際のモータ定数との間に誤差があると、発生するトルクに誤差が生じる問題がある。例えば、誘導電動機の相互インダクタンスは、励磁量によって変化することが知られている。また、誘導電動機の一次抵抗及び二次抵抗は、温度によって変化することが知られている。なお、一次抵抗と二次抵抗の変化は互いに相関があるが、一般に二次抵抗の設定値の誤差の影響が大きいことも知られている。
【０００３】
このようなモータ定数の設定値と実際値との誤差を運転中に補正するため、特開平１−１９４８８３号には、ｄ軸電圧相当の指令値の偏差を低減するように二次抵抗の設定値を補正する方法が提案されている。また、特開平４−１９３０９０号には、ｄ軸磁束相当の指令値の偏差を低減するように励磁インダクタンスの設定値を補正する方法が提案されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、高精度なトルク制御を実現するためには、モータ定数の内、二次抵抗と相互インダクタンスの誤差を同時に補正することが必要である。しかし、特開平１−１９４８８３号及び特開平４−１９３０９０号は、それらの補正方法を同時に適用する場合、補正が相互に干渉してしまうという問題については配慮されていない。
【０００５】
また、特開平１−１９４８８３号に記載の方法により二次抵抗の設定値を補正する場合、回転速度の小さい領域において、ｄ軸磁束相当の指令値の偏差の極性が反転することにより、二次抵抗の補正が発散する問題がある。
【０００６】
本発明は、誘導電動機の制御装置における二次抵抗と相互インダクタンスの設定誤差を回転速度が小さい領域においても安定して同時に補償することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明の誘導電動機の制御装置は、上記の課題を解決するため、誘導電動機に流れる電流を検出して回転座標系の励磁電流検出値とトルク電流検出値に変換する回転座標系変換手段と、前記誘導電動機の二次抵抗と相互インダクタンスを含むモータ定数の設定値に基づき前記誘導電動機の周波数及び電圧を制御する周波数電圧制御手段とを備え、前記周波数電圧制御手段は、励磁電流指令と前記励磁電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御する励磁電流制御手段と、トルク電流指令と前記トルク電流検出値との差に基づき前記誘導電動機に印加する電圧を制御するトルク電流制御手段と、前記励磁電流制御手段と前記トルク電流制御手段の出力に基づき前記二次抵抗と前記相互インダクタンスの設定値を補正するモータ定数補正手段とを有してなる誘導電動機の制御装置において、前記モータ定数補正手段は、前記誘導電動機の回転速度が設定値より大きい場合には補正ゲインを高くし、小さい場合には補正ゲインを低くすることを特徴とする。
【００１０】
なお、前述したように、誘導電動機の一次抵抗は二次抵抗に相関することから、二次抵抗の補正量に基づき一次抵抗を補正することができる。
【００１１】
このように構成することにより、回転速度が設定値より大きい領域では、例えば、励磁電流制御手段及びトルク電流制御手段の出力からｄ軸の磁束誤差を推定し、このｄ軸の磁束誤差を低減するように相互インダクタンスの設定値を補正することにより、相互インダクタンスの設定誤差を低減できる。また、例えば、励磁電流制御手段及びトルク電流制御手段の出力からｑ軸の磁束誤差を推定し、このｑ軸の磁束誤差を低減するように二次抵抗の設定値を補正することにより、二次抵抗の設定誤差を低減できる。
【００１２】
この場合において、トルク電流制御手段の出力から誘導電動機のｑ軸の起電力を求め、このｑ軸起電力にすべり周波数指令と二次時定数の設定値を乗じた値により、相互インダクタンスの設定値をさらに補正することが好ましい。この場合、誘導電動機の回転速度が大きい場合には補正ゲインを低くし、小さい場合には補正ゲインを高くすることが好ましい。これによれば、二次抵抗の補正が相互インダクタンスの補正に与える干渉を補償することができる。また、上述したｄ軸の磁束誤差により、二次抵抗の設定値をさらに補正することが好ましい。これによれば、相互インダクタンスの補正が二次抵抗の補正に与える干渉を補償することができる。
【００１３】
一方、回転速度が設定値より低い領域では、トルク電流制御手段の出力から誘導電動機のｑ軸の起電力を求め、起電力を低減するように二次抵抗の推定値を補正することにより、二次抵抗の推定誤差を低減できる。さらに、二次抵抗の補正と同様に一次抵抗の推定値を補正することにより、一次抵抗、二次抵抗及び相互インダクタンスの推定精度を一層向上させることができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を実施の形態に基づいて説明する。図１に、本発明の誘導電動機の制御装置の主要部である周波数電圧制御部の一実施形態の構成図を示す。図２に、本発明を車両駆動用の誘導電動機に適用した制御装置の一実施形態の全体構成図を示す。
【００１５】
図２に示すように、直流電源１から架線２と軌道３との間に直流電圧が印加されている。架線２には、図示していない車両に取り付けられた集電器４が接して、かつ摺動自由に設けられる。起動３には図示していない車両に取り付けられた車輪５が転動自由に設けられる。集電器４はリアクトル６を介して電力変換器８の電源端の正極に接続され、電力変換器８の電源端の負極は車輪５に接続されている。電力変換器８の正負極間には、リアクトル６とともにフィルタを構成するコンデンサ７が接続されている。これにより、電力変換器８から直流電源１に流れる高周波電流を低減している。このように、直流電源１の正極は架線２と集電器４とリアクトル６を介して電力変換器８の正極に接続され、直流電源１の負極は軌道３と車輪５を介して電力変換器８の負極に接続されている。
【００１６】
一方、電力変換器８の負荷端には誘導電動機９が接続されている。誘導電動機９に流れる電流は電流検出器１０により検出される。誘導電動機の回転速度は速度検出器１１により検出される。電力変換器８を制御する制御装置は、マイクロコントローラ等により構成され、大きな機能に分けると、電流座標変換部１３、周波数電圧制御部１４、電圧座標変換部１５、及び積分器１６を含んで構成される。なお、図２において、直流電源１、架線２及び軌道３は地上に設置され、残りの部分は車両に搭載される。
【００１７】
次に、制御装置の詳細構成について説明する。周波数電圧制御部１４には、トルク指令Ｔ*及び磁束指令φ*と、速度検出器１１で検出された回転速度ωｒと、電流座標変換部１３により変換されたｄ軸電流（励磁電流）検出値ｉｄ及びｑ軸電流（トルク電流）検出値ｉｑとが入力される。これにより、周波数電圧制御部１４は、誘導電動機の状態方程式にしたがって、トルク指令Ｔ*及び磁束指令φ*に応じたｄ軸電圧指令ｖｄ*とｑ軸電圧指令ｖｑ*、及び周波数指令ω*を生成して出力する。
【００１８】
周波数指令ω*は積分器１６に入力され、積分器１６からは位相θが電流座標変換部１３と電圧座標変換部１５に出力される。電流座標変換部１３では、積分器１６の出力である位相θに基づき（１）式を用いて電流検出器１０で検出したＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを回転座標変換し、ｄ軸電流検出値ｉｄ、ｑ軸電流検出値ｉｑを求める。
【００１９】
【数１】

電圧座標変換部１５では、積分器１６の出力である位相θに基づき（２）式を用いて、周波数電圧制御部１４から出力されるｄ軸電圧指令ｖｄ*とｑ軸電圧指令ｖｑ*を三相のＵ相電圧指令Ｖｕ*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ＊及びＷ相電圧指令Ｖｗ＊に変換して電力変換器８に出力する。
【００２０】
【数２】

電力変換器８は、入力される電圧指令に従い、直流電圧を三相交流電圧に変換して誘導電動機９に出力する。これによって、誘導電動機９は周波数電圧制御部１４により駆動制御されるようになっている。
【００２１】
次に、図１を用いて周波数電圧制御部１４の詳細を説明する。図１に示すように、励磁電流制御部１０１では、入力される磁束指令φ＊と定数補正部１１１で補正された相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’とから、（３）式を用いてｄ軸電流指令ｉｄ*を演算する。
【００２２】
【数３】

励磁電流制御部１０１から出力されるｄ軸電流指令ｉｄ*は、減算器１０２においてｄ軸電流検出値ｉｄとの偏差が求められる。その偏差は、励磁電流制御部１０３において比例積分（ＰＩ）処理され、ｄ軸補償電圧δｖｄが電圧制御部１０４に出力される。つまり、減算器１０２及び励磁電流制御部１０３では、ｄ軸電流指令ｉｄ*とｄ軸電流検出値ｉｄから（４）式を用いてｄ軸補償電圧δｖｄを求め、ｄ軸電流指令ｉｄ*にｄ軸電流検出値ｉｄが一致するよう制御する。なお、同式において、ＫｐｄとＫｉｄは制御ゲインであり、ｓは微分演算子である。
【００２３】
【数４】

一方、磁束推定部１０５では、入力される磁束指令φ*から（５）式を用いて磁束推定値φ’を演算し、電圧制御部１０４に出力する。なお、同式において、Ｔ２*は二次時定数の設定値である。
【００２４】
【数５】

トルク電流演算部１０６では、入力されるトルク指令Ｔ＊と磁束推定値φ’から（６）式を用いてｑ軸電流指令ｉｑ*を求める。なお、同式において、Ｌ２*は二次インダクタンスの設定値、Ｍ*は相互インダクタンスの設定値、Ｐは誘導電動機９の極数である。
【００２５】
【数６】

トルク電流演算部１０６から出力されるｑ軸電流指令ｉｑ*は、減算器１０７においてｑ軸電流検出値ｉｑとの偏差が求められ、その偏差はトルク電流制御部１０８においてＰＩ処理され、ｑ軸補償電圧δｖｑが電圧制御部１０４に出力される。つまり、減算器１０７及びトルク電流制御部１０８では、ｑ軸電流指令ｉｑ*とｑ軸電流検出値ｉｑから（７）式を用いてｑ軸補償電圧δｖｑを求め、ｑ軸電流指令ｉｑ*にｑ軸電流検出値ｉｑが一致するように制御する。なお、同式で、ＫｐｑとＫｉｑは制御ゲインである。
【００２６】
【数７】

また、すべり制御部１０９では、ｑ軸電流指令ｉｑ*、磁束推定値φ’、及び二次抵抗の補正設定値Ｒ２’から（８）式を用いてすべり周波数指令ωｓ*を演算する。
【００２７】
【数８】

加算器１１０では、すべり制御部１０９で演算したすべり周波数指令ωｓ*に回転速度ωｒを加算して周波数指令ω*を求めて電圧制御部１０４に出力する。
【００２８】
電圧制御部１０４では、ｄ軸電流指令ｉｄ*、ｑ軸電流指令ｉｑ*、磁束推定値φ’、ｄ軸補償電圧δｖｄ、ｑ軸補償電圧δｖｑ、回転速度ωｒ、周波数指令ω*、及び二次抵抗の補正設定値Ｒ２’から、（９）式によりｄ軸電圧指令ｖｄ*及びｑ軸電圧指令ｖｑ*を求める。なお、同式で、ｌσ＊は一次換算漏れインダクタンス設定値である。
【００２９】
【数９】

定数補正部１１１では、ｄ軸電流指令ｉｄ*、ｑ軸電流指令ｉｑ*、磁束推定値φ’、ｄ軸補償電圧δｖｄ、ｑ軸補償電圧δｖｑ、及びすべり周波数指令ωｓ*から、一次抵抗の補正設定値Ｒ１’、二次抵抗の補正設定値Ｒ２’、及び相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’を演算により求める。
【００３０】
図１において、一次抵抗の補正設定値Ｒ１’、二次抵抗の補正設定値Ｒ２’、及び相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が入力されるブロックには、斜め矢印を付して、各補正設定値の入力の図示を省略している。
【００３１】
次に、図３を用いて、本発明の特徴部に係る定数補正部１１１の詳細を説明する。図において、起電力演算部２０１は、ｄ軸補償電圧δｖｄとｑ軸補償電圧δｖｑを取り込み、（１０）式を用いてｄ軸起電力ｅｄ及びｑ軸起電力ｅｑを演算する。
【００３２】
【数１０】

磁束誤差演算部２０２は、起電力演算部２０１で求められたｄ軸起電力ｅｄ及びｑ軸起電力ｅｑを取り込み、（１１）式を用いてｄ軸磁束誤差δφｄ及びｑ軸磁束誤差δφｑを演算する。
【００３３】
【数１１】

図３において、一点鎖線２３１で囲まれたブロックが相互インダクタンスの定数補正部２３１であり、一点鎖線２３２で囲まれたブロックが一次抵抗及び二次抵抗の定数補正部２３２である。また、図において、係数器２０６，２０７，２１６，２１７のゲインＧＨは、図４に示すように、回転速度ωｒが設定値ωｒ１以下のとき「０」で、ωｒ１を超えてωｒ２未満のとき「０」から「１」に比例して変化し、ωｒ２以上のとき「１」となるように設定されている。また、係数器２１９のゲインＧＬは、図４に示すように、ゲインＧＨに相反するように設定されている。つまり、係数器２０６，２０７，２１６，２１７及び２１９は、ゲインが「１」のときに信号を伝達し、「０」のときに信号の伝達を遮断する実質的なスイッチとして作用する。ただし、ωｒ１を超えてωｒ２未満のときは、双方の係数器のゲインに応じて信号が伝達される。
【００３４】
次に、定数補正部１１１の原理について説明する。
（設定値に誤差がないとき）
誘導電動機９のモータ定数と制御装置に設定されたモータ定数とに誤差がない場合を説明する。ここで、定常状態すなわちｓ＝０について考えるものとする。周波数ω*で回転する回転座標軸上での誘導電動機の状態方程式は、一般に（１２）式、（１３）式、（１４）式及び（１５）式で表される。それらの式において、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、φｄはｄ軸磁束、φｑはｑ軸磁束、Ｒσは一次換算の抵抗、ｌσは一次換算の漏れインダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、Ｒ２は二次抵抗、Ｌ２は二次インダクタンス、Ｔ２は二次時定数である。
【００３５】
【数１２】

【００３６】
【数１３】

【００３７】
【数１４】

【００３８】
【数１５】

ここで、（１４）式と（１５）式に着目する。（３）式、（５）式及び（８）式を代入すると、ｄ軸磁束φｄとｑ軸磁束φｑは（１６）式と（１７）式となる。なお、ｄ軸電流ｉｄは、励磁電流制御部１０３の働きによりｄ軸電流指令ｉｄ*に一致する。また、ｑ軸電流ｉｑも同様に、トルク電流制御部１０８によりｑ軸電流指令ｉｑ*に一致する。
【００３９】
【数１６】

【００４０】
【数１７】

一方、誘導電動機９の出力トルクＴは、（１８）式で表される。
【００４１】
【数１８】

（１８）式に（６）式、（１６）式及び（１７）式を代入するとトルク指令Ｔ*と出力トルクＴが一致することがわかる。よって、モータ定数の設定値に誤差がない場合、トルク指令Ｔ*と出力トルクＴは一致する。
【００４２】
一方、電力変換器８により、ｄ軸電圧指令ｖｄ*とｄ軸電圧ｖｄ、ｑ軸電圧指令ｖｑ*とｄ軸電圧ｖｑが一致するよう制御されるため、（９）式、（１２）式及び（１３）式から（１９）式及び（２０）式が導出できる。
【００４３】
【数１９】

【００４４】
【数２０】

この（１９）式及び（２０）式を（１０）式に代入すると、（２１）式及び（２２）式が導出できる。
【００４５】
【数２１】

【００４６】
【数２２】

さらに、（２１）式及び（２２）式を（１１）式に代入すると（２３）式及び（２４）式が導出できる。
【００４７】
【数２３】

【００４８】
【数２４】

したがって、誘導電動機９のモータ定数と制御装置に設定されたモータ定数の設定値に誤差が無く、（１６）式及び（１７）式が成り立つ場合は、ｄ軸磁束誤差δφｄ及びｑ軸磁束誤差δφｑは０となり、定数補正部１１１から出力される相互インダクタンス、一次抵抗、二次抵抗の補正設定値Ｍ’、Ｒ１’、Ｒ２’は、それぞれ設定値Ｍ*、Ｒ１*、Ｒ２*に一致する。
（設定値に誤差が生じたとき）
ここで、モータ定数の設定値に誤差が生じた場合について考える。なお、ここでは、ｌσ及びＭ／Ｌ２については、誘導電動機９のモータ定数と制御装置に設定されたモータ定数の設定値に誤差が無いものと仮定し、相互インダクタンス、一次抵抗、二次抵抗にのみ誤差があり、さらに一次抵抗と二次抵抗の誤差の割合が等しいものとする。
【００４９】
−回転速度が設定値より大きい場合―
回転速度ωｒが例えばωｒ２より大きい場合を考える。相互インダクタンスの設定誤差ΔＭ、一次抵抗の設定誤差ΔＲ１、二次抵抗の設定誤差ΔＲ２に対するｄ軸磁束の変動Δφｄは、（１４）式より（２５）式となる。
【００５０】
【数２５】

（２５）式より、相互インダクタンスの設定誤差ΔＭにより、ｄ軸磁束が変動することがわかる。一方、ｄ軸磁束が変動した場合、（２３）式に示すようにｄ軸磁束誤差δφｄで検出することができる。さらに、ｄ軸磁束誤差δφｄに基づき、図３の相互インダクタンスの定数補正部２３１により、相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が補正される。つまり、ｄ軸磁束誤差δφｄが０になるように相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が変化する。
【００５１】
ここで、ｄ軸磁束誤差δφｄが０になると、（２５）式から相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が誘導電動機９の相互インダクタンスＭと一致することになり、相互インダクタンスの設定誤差を補償することができる。
【００５２】
そこで、図３の相互インダクタンスの定数補正部２３１は、基本的にｄ軸磁束誤差δφｄを０に低減することにより、相互インダクタンスの設定値Ｍ*と実際値との誤差を補正するように構成されている。まず、係数器２０３において、ｄ軸磁束誤差δφｄに定数Ｋｐｆｄが乗算されて第１の補正量が求められる。この第１の補正量は、加算器２０５，係数器２０６，及び加算器２０８を介して係数器２１０に伝達され、係数器２１０に設定されている相互インダクタンスの設定値Ｍ*に乗算される。これにより相互インダクタンスの設定値Ｍ*が補正され、係数器２１０から相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が出力される。
【００５３】
また、係数器２０４において、ｄ軸磁束誤差δφｄに定数Ｋｉｆｄが乗算されて第２の補正量が求められる。この第２の補正量は、係数器２０６，積分器２０９、及び加算器２０８を介して、第１の補正量に加算される。つまり、第１の補正量の系と第２の補正量の系により、ＰＩ処理による補正系が構成されている。これにより、相互インダクタンスの設定誤差によって生ずるｄ軸磁束誤差δφｄが０になるように相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が、実際の相互インダクタンスＭに一致される。
【００５４】
ところで、（１４）式右辺の第３項によりｑ軸磁束φｑの変動がｄ軸磁束φｄの変動を引き起こし、（１５）式右辺の第２項によりｄ軸磁束φｄの変動がｑ軸磁束φｑの変動を引き起こす。すなわち、（１４）式右辺の第３項及び（１５）式右辺の第２項によりｄ軸磁束とｑ軸磁束は互いに干渉している。このため、相互インダクタンスや二次抵抗の設定値を安定して補正するためには、この干渉の影響を取り除く必要がある。そこで、ｄ軸磁束誤差δφｄに基づき、係数器２１２を介して二次抵抗の補正設定推Ｒ２’を調整することにより、（１５）式の第２項の影響を非干渉化する。すなわち、図３の係数器２１１において、ｑ軸磁束誤差δφｑにすべり周波数指令ωｓ*と二次時定数の設定値Ｔ２*が乗算されて第３の補正量が求められる。この第３の補正量は加算器２０５において第１の補正量に加算され、これにより干渉が抑制される。
【００５５】
一方、相互インダクタンスの設定誤差ΔＭ、一次抵抗の設定誤差ΔＲ１、二次抵抗の設定誤差ΔＲ２に対するｑ軸磁束の変動Δφｑは、（１５）式より（２６）式となる。
【００５６】
【数２６】

相互インダクタンスの誤差による影響は、前述したように補償されるため、ｑ軸磁束の変動Δφｑは（２７）式となる。
【００５７】
【数２７】

二次時定数Ｔ２の誤差の内、二次インダクタンスＬ２の誤差は、ｄ軸磁束φｄの変動と相殺される。したがって、二次抵抗の設定誤差がｑ軸磁束の変動Δφｑの主原因である。一方、ｑ軸磁束が変動した場合、（２４）式に示すようにｑ軸磁束誤差δφｑにより検出することができる。さらに、ｑ軸磁束誤差δφｑに基づき、図３の一次抵抗及び二次抵抗の定数補正部２３２により、二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が調整され、これによりｑ軸磁束誤差δφｑが０になるように二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が変化する。
【００５８】
ｑ軸磁束誤差δφｑが０になると、（２７）式から二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が誘導電動機９の二次抵抗Ｒ２と一致することになり、二次抵抗Ｒ２の設定誤差を補償することができる。また、二次抵抗の設定誤差の主原因は温度変化であるため、同様に温度で変化する一次抵抗の設定誤差も二次抵抗と同様に補正できる。
【００５９】
そこで、図３に示すように、二次抵抗の定数補正部２３２は、基本的にｑ軸磁束誤差δφｑを０に低減することにより、二次抵抗の設定値Ｒ２*と実際値との誤差を補正するものである。まず、係数器２１４においてｑ軸磁束誤差δφｑに定数Ｋｐｆｑを乗算されて第４の補正量が求められる。この第４の補正量は、加算器２１５，係数器２１７，及び加算器２２２を介して係数器２２４に伝達され、係数器２２４に設定されている二次抵抗の設定値Ｒ２*に乗算される。これにより二次抵抗の設定値Ｒ２*が補正され、係数器２２４から二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が出力される。
【００６０】
また、係数器２１３において、ｑ軸磁束誤差δφｑに定数Ｋｉｆｑを乗算されて第５の補正量が求められる。この第５の補正量は、係数器２１６，加算器２２０、積分器２２１、及び加算器２２２を介して、第４の補正量に加算される。つまり、第４の補正量の系と第５の補正量の系により、ＰＩ処理による補正系が構成されている。これにより、二次抵抗の設定誤差によって生ずるｑ軸磁束誤差δφｑが０になるように補正設定値Ｒ２’が、実際の二次抵抗Ｒ２に一致される。
【００６１】
ところで、前述したように、（１４）式右辺の第３項によりｑ軸磁束φｑの変動がｄ軸磁束φｄの変動を引き起こし、（１５）式右辺の第２項によりｄ軸磁束φｄの変動がｑ軸磁束φｑの変動を引き起こす。すなわち、（１４）式右辺の第３項及び（１５）式右辺の第２項によりｄ軸磁束とｑ軸磁束は互いに干渉している。このため、相互インダクタンスや二次抵抗の設定値を安定して補正するためには、この干渉の影響を取り除く必要がある。
【００６２】
そこで、ｄ軸磁束誤差δφｄを第６の補正量として減算器２１５において第４の補正量から減算され、これにより干渉が抑制される。
【００６３】
―回転速度ωｒがωｒ１より小さい場合―
回転速度ωｒが小さいと、（１０）式で求めるｄ軸起電力ｅｄ及びｑ軸起電力ｅｑは小さくなる。このため、回転速度ωｒが小さい場合には一次抵抗及び二次抵抗の設定誤差により生じる（１０）式右辺第２項の誤差の影響が大きくなる。これにより、ｄ軸起電力ｅｄあるいはｑ軸起電力ｅｑの極性が反転すると補正設定値の変化も反転してしまうため、補正設定値が発散してしまう。そこで、上記原理による補正は、回転速度ωｒが小さい領域ではゲインＧＨを小さくすることにより停止する。
【００６４】
（１０）式と（２０）式からｑ軸起電力ｅｑは（２８）式となる。但し、ΔＲσは（２９）式である。
【００６５】
【数２８】

【００６６】
【数２９】

ここで、（２８）式と（２２）式の結果が異なるのは、抵抗誤差の影響を考慮しているためである。抵抗誤差が無い場合や、回転速度ωｒが大きく抵抗誤差の影響が少ない場合は（２２）式を用いることができる。しかし、回転速度ωｒが小さくなり、抵抗誤差の影響が大きい場合は（２８）式となる。よって、回転速度ωｒが小さい場合、演算されたｑ軸起電力ｅｑが０になるように一次抵抗の補正設定値Ｒ１’及び二次抵抗の補正設定値Ｒ２’を調整すれば。つまり、係数器２１９のゲインＧＬを「１」にし、ｑ軸起電力ｅｑに基づき、係数器２１８、係数器２１９、加算器２２０、積分器２２１、加算器２２２、係数器２２３又は係数器２２４を介して、一次抵抗の補正設定値Ｒ１’及び二次抵抗の補正設定値Ｒ２’を調整する。ただし、（２８）式が回転速度ωｒが小さい領域でのみ成立するため、回転速度ωｒが大きい領域ではゲインＧＬを小さくする必要がある。
【００６７】
そこで、図３に示す実施形態では、係数器２１８において、ｑ軸起電力ｅｑに定数Ｋｉｒが乗算されて第７の補正量が求められる。この第７の補正量は、係数器２１９においてゲインＧＬが乗算され、加算器２１６２より第５の補正量に置き換えられる。つまり、係数器２１９のゲインＧＬが「１」に近いときは、係数器２１６のゲインＧＨは「０」に近いから、回転速度ωｒに応じて係数器２１６と係数器２１９の第５と第７の補正量のいずれかが、積分器２２１２入力されることになる。このようにして、加算器２２２から出力される補正量が係数器２２４に設定されている二次抵抗の設定値Ｒ２*に乗算され、補正設定値Ｒ２’が求められる。また、一次抵抗は二次抵抗と同様に変化するから、加算器２２２から出力される補正量が係数器２２３に設定されている一次抵抗の設定値Ｒ１*に乗算され、補正設定値Ｒ１’が求められる。
【００６８】
次に、相互インダクタンス、一次抵抗及び二次抵抗の設定誤差が補正される様子を具体的に説明する。まず、回転速度ωｒが大きい場合を考える。相互インダクタンスの設定値Ｍ*が大きい場合、励磁電流演算部１０１で（３）式に基づき演算されるｄ軸電流指令ｉｄ*が小さくなり、ｄ軸電流ｉｄは励磁電流制御部の働きによりｉｄ*と一致するため、ｄ軸電流ｉｄも小さくなる。これにより、誘導電動機９では、（１４）式右辺第１項の絶対値が小さくなるため、ｄ軸磁束φｄが小さくなる。さらにｄ軸磁束φｄが小さくなると（１３）式右辺第３項が小さくなり、ｑ軸電流ｉｑが増加する。この結果、減算器１０７に入力されるｑ軸電流ｉｑが増加し、トルク電流制御部１０８の出力であるｑ軸補償電圧δｖｑが減少する。
【００６９】
これにより、定数補正部１１１では、（１０）式に基づき演算されるｑ軸起電力ｅｑが減少し、さらに（１１）式に基づき演算されるｄ軸磁束誤差δφｄが減少する。ｄ軸磁束誤差δφｄが減少すると係数器２０３から加算器２０８及び係数器２０４から加算器２０８、さらに係数器２１０を経て相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が減少して真値Ｍへ近づいていく。
【００７０】
一方、ｄ軸磁束φｄが減少することにより誘導電動機９の内部では（１５）式右辺の第２項が減少するため、ｑ軸磁束φｑが増加して干渉が発生する。この干渉を抑制する様子を説明する。上記のようにｄ軸磁束φｄが減少すると、ｄ軸磁束誤差δφｄが減少する。これにより、係数器２１２から係数器２２４の経路により二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が増加する。そのため、すべり周波数制御部１０９で（８）式に基づき演算されるすべり周波数指令ωｓ*が増加する。その結果、（１５）式右辺の第２項は、ｄ軸磁束φｄの減少がすべり周波数ωｓの増加により相殺され、ｑ軸磁束φｑの変動が抑制されるから、干渉を抑制できる。
【００７１】
次に、二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が大きい場合、すべり制御部１０９で（８）式に基づき演算されるすべり周波数指令ωｓ*が増加し、加算器１１０を経て周波数指令ω*が増加する。これにより、誘導電動機９では（１５）式右辺第２項が大きくなるため、ｑ軸磁束φｑが小さくなる。さらに、（１２）式右辺第４項の絶対値が小さくなり、ｄ軸電流ｉｄが減少する。この結果、減算器１０２に入力されるｄ軸電流ｉｄが減少し、励磁電流制御部１０３の出力であるｄ軸補償電圧δｖｄが増加する。そのため、定数補正部１１１では、（１０）式に基づき演算されるｄ軸起電力ｅｄが増加し、さらに（１１）式に基づき演算されるｑ軸磁束誤差δφｑが減少する。その結果、ｑ軸磁束誤差δφｑが減少すると係数器２１３から加算器２２２及び係数器２１４から加算器２２２、さらに係数器２２４を経て二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が減少して真値Ｒ２へ近づいていく。
【００７２】
一方、ｑ軸磁束φｑが減少することにより誘導電動機９の内部では（１４）式右辺第３項の絶対値が減少するため、ｄ軸磁束φｄが減少して干渉が発生する。この干渉を抑制する様子を説明する。上記のようにｑ軸磁束φｑが減少すると、ｑ軸磁束誤差δφｑが減少する。これにより、係数器２１１から係数器２１０の経路により相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が減少する。相互インダクタンスの補正設定値Ｍ’が減少すると、励磁電流演算部１０１で（３）式に基づき演算されるｄ軸電流指令ｉｄ*が増加し、ｄ軸電流ｉｄは励磁電流制御部の働きによりｉｄ*と一致するため、ｄ軸電流ｉｄも増加する。その結果、（１４）式右辺第１項の絶対値が増加するため、ｑ軸磁束φｑの減少による（１４）式右辺第３項の絶対値の減少が相殺され、ｄ軸磁束φｄの変動が抑制されるから、干渉を抑制できる。
【００７３】
次に、回転速度が小さい場合を考える。この場合、係数器２０６と２０７のゲインＧＨが「０」に近付くため、相互インダクタンスの設定値Ｍ*の補正は行われない。したがって、二次抵抗の設定値Ｒ２*が実際値よりも大きい場合について説明する。回転速度ωｒが小さい場合も、ｑ軸磁束φｑは減少するが、（１２）式右辺第４項に含まれる回転速度ωｒが小さいため、ｑ軸電流ｉｑの変化は微小である。一方、（１０）式右辺第２項の絶対値が増加するため、起電力ｅｑが減少する。これにより、係数器２１８から係数器２２４を経て二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が減少して真値Ｒ２に近づいていく。
【００７４】
なお、以上の説明では相互インダクタンスなどの設定値が大きい場合について説明したが、設定値が小さい場合も変化が逆になるだけで、同様に設定値は真値に近づいていく。
【００７５】
また、二次抵抗の変動は温度変化が主原因であるため、二次抵抗が増加した場合は、温度が上昇したことを意味しており、このとき、一次抵抗も同時に増加している。このため、加算器２２２の出力が増加し、二次抵抗の補正設定値Ｒ２’が増加した場合、係数器２２３の出力である一次抵抗の補正設定値も増加させている。
【００７６】
上述したように、本実施形態によれば、二次抵抗と相互インダクタンスを同時に補正設定することが可能であり、回転速度の小さい領域においても安定して二次抵抗を推定でき、さらに二次抵抗に比例する量に基づき一次抵抗を推定するため、高精度なトルク制御が可能になる。
【００７７】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、誘導電動機の制御装置における二次抵抗と相互インダクタンスの設定誤差を同時に補償することができる。
【００７８】
また、回転速度が小さい領域においても安定して二次抵抗の設定誤差を補償することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の誘導電動機の制御装置の主要部である周波数電圧制御部の一実施形態の構成図を示す。
【図２】本発明を車両駆動用の誘導電動機に適用した制御装置の一実施形態の全体構成図を示す。
【図３】図１の定数補正部１１１の詳細構成を示す図である。
【図４】回転速度とゲインＧＨ及びゲインＧＬとの関係を説明する図である。
【符号の説明】
９誘導電動機
１０電流検出器
１３電流座標変換部
１４周波数電圧制御部
１０１励磁電流演算部
１０２減算器
１０３励磁電流制御部
１０７減算器
１０８トルク電流制御部
１０９すべり制御部
１１１定数補正部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction motor control apparatus, and more particularly to an induction motor control apparatus having a control system for controlling torque based on an estimated value of a motor constant.
[0002]
[Prior art]
Vector control is known as a control method for controlling the generated torque of the induction motor with high accuracy. In the vector control, the induction motor is controlled by calculating a dq-axis current command or the like related to torque control based on the set value of the motor constant set in the control device. Therefore, if there is an error between the set value of the motor constant and the actual motor constant, there is a problem that an error occurs in the generated torque. For example, it is known that the mutual inductance of an induction motor varies with the amount of excitation. Further, it is known that the primary resistance and secondary resistance of the induction motor vary with temperature. Although changes in the primary resistance and the secondary resistance are correlated with each other, it is generally known that the influence of an error in the set value of the secondary resistance is large.
[0003]
To correct such an error between the set value of the motor constant and the actual value during operation, Japanese Patent Laid-Open No. 1-194883 discloses a setting of the secondary resistance so as to reduce the deviation of the command value corresponding to the d-axis voltage. A method for correcting the value has been proposed. Japanese Patent Laid-Open No. 4-193090 proposes a method of correcting the set value of the excitation inductance so as to reduce the deviation of the command value corresponding to the d-axis magnetic flux.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in order to realize high-accuracy torque control, it is necessary to simultaneously correct errors in secondary resistance and mutual inductance among motor constants. However, JP-A-1-194833 and JP-A-4-193090 do not consider the problem that corrections interfere with each other when these correction methods are applied simultaneously.
[0005]
Further, when the secondary resistance set value is corrected by the method described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 1-194883, the polarity of the deviation of the command value corresponding to the d-axis magnetic flux is reversed in the region where the rotational speed is low, so that the secondary There is a problem that resistance correction diverges.
[0006]
  The present invention reduces the setting error of the secondary resistance and mutual inductance in the control device for the induction motor.Even in areas where the rotational speed is lowStable and simultaneous compensationImposeThe title.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
  The control device for an induction motor according to the present invention includes:aboveIn order to solve the problem, a rotating coordinate system converting means for detecting a current flowing through the induction motor and converting the detected current into an excitation current detection value and a torque current detection value of the rotating coordinate system, and a secondary resistance and a mutual inductance of the induction motor are included. Frequency voltage control means for controlling the frequency and voltage of the induction motor based on a set value of a motor constant, and the frequency voltage control means controls the induction motor based on a difference between an excitation current command and the excitation current detection value. Excitation current control means for controlling the voltage to be applied; torque current control means for controlling the voltage applied to the induction motor based on a difference between a torque current command and the detected torque current value; the excitation current control means and the torque Motor constant correction means for correcting the set values of the secondary resistance and the mutual inductance based on the output of the current control means;In the induction motor control device, the motor constant correction means increases the correction gain when the rotation speed of the induction motor is higher than a set value, and decreases the correction gain when the rotation speed is lower.It is characterized by.
[0010]
As described above, since the primary resistance of the induction motor correlates with the secondary resistance, the primary resistance can be corrected based on the correction amount of the secondary resistance.
[0011]
With this configuration, in a region where the rotational speed is larger than the set value, for example, the d-axis magnetic flux error is estimated from the outputs of the excitation current control means and the torque current control means, and the d-axis magnetic flux error is reduced. Thus, by correcting the setting value of the mutual inductance, the setting error of the mutual inductance can be reduced. Further, for example, by estimating the q-axis magnetic flux error from the outputs of the exciting current control means and the torque current control means, and correcting the set value of the secondary resistance so as to reduce the q-axis magnetic flux error, the secondary resistance is corrected. Resistance setting error can be reduced.
[0012]
  In this case, the q-axis electromotive force of the induction motor is obtained from the output of the torque current control means, and the mutual inductance set value is obtained by multiplying the q-axis electromotive force by the set value of the slip frequency command and the secondary time constant. Is preferably further corrected.In this case, it is preferable to lower the correction gain when the rotation speed of the induction motor is high and to increase the correction gain when it is low.According to this, it is possible to compensate for the interference that the correction of the secondary resistance gives to the correction of the mutual inductance. Further, it is preferable to further correct the set value of the secondary resistance due to the d-axis magnetic flux error described above. According to this, it is possible to compensate for the interference that the mutual inductance correction has on the secondary resistance correction.
[0013]
On the other hand, in the region where the rotational speed is lower than the set value, the q-axis electromotive force of the induction motor is obtained from the output of the torque current control means, and the estimated value of the secondary resistance is corrected so as to reduce the electromotive force. The estimation error of the secondary resistance can be reduced. Further, by correcting the estimated value of the primary resistance similarly to the correction of the secondary resistance, it is possible to further improve the estimation accuracy of the primary resistance, the secondary resistance, and the mutual inductance.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described based on embodiments. FIG. 1 shows a configuration diagram of an embodiment of a frequency voltage control unit that is a main part of a control device for an induction motor according to the present invention. FIG. 2 shows an overall configuration diagram of an embodiment of a control device in which the present invention is applied to an induction motor for driving a vehicle.
[0015]
As shown in FIG. 2, a DC voltage is applied from the DC power source 1 between the overhead wire 2 and the track 3. A current collector 4 attached to a vehicle (not shown) is in contact with the overhead wire 2 and is provided slidably. The start 3 is provided with wheels 5 attached to a vehicle (not shown) so as to freely roll. The current collector 4 is connected to the positive electrode at the power supply end of the power converter 8 via the reactor 6, and the negative electrode at the power supply end of the power converter 8 is connected to the wheel 5. A capacitor 7 that forms a filter together with the reactor 6 is connected between the positive and negative electrodes of the power converter 8. As a result, the high-frequency current flowing from the power converter 8 to the DC power supply 1 is reduced. Thus, the positive electrode of the DC power source 1 is connected to the positive electrode of the power converter 8 via the overhead line 2, the current collector 4 and the reactor 6, and the negative electrode of the DC power source 1 is connected to the power converter 8 via the track 3 and the wheel 5. Is connected to the negative electrode.
[0016]
On the other hand, an induction motor 9 is connected to the load end of the power converter 8. The current flowing through the induction motor 9 is detected by the current detector 10. The rotation speed of the induction motor is detected by the speed detector 11. The control device that controls the power converter 8 is configured by a microcontroller or the like, and is divided into large functions, and includes a current coordinate conversion unit 13, a frequency voltage control unit 14, a voltage coordinate conversion unit 15, and an integrator 16. Is done. In FIG. 2, the DC power source 1, the overhead line 2, and the track 3 are installed on the ground, and the remaining part is mounted on the vehicle.
[0017]
Next, a detailed configuration of the control device will be described. The frequency voltage control unit 14 includes a torque command T * and a magnetic flux command φ *, a rotational speed ωr detected by the speed detector 11, and a d-axis current (excitation current) detection value converted by the current coordinate conversion unit 13. The id and q-axis current (torque current) detection value iq are input. Thus, the frequency voltage control unit 14 sets the d-axis voltage command vd *, the q-axis voltage command vq *, and the frequency command ω * according to the torque command T * and the magnetic flux command φ * according to the state equation of the induction motor. Generate and output.
[0018]
The frequency command ω * is input to the integrator 16, and the phase θ is output from the integrator 16 to the current coordinate conversion unit 13 and the voltage coordinate conversion unit 15. The current coordinate conversion unit 13 converts the U-phase current iu, V-phase current iv and W-phase current iw detected by the current detector 10 using the equation (1) based on the phase θ output from the integrator 16 to rotational coordinate conversion. The d-axis current detection value id and the q-axis current detection value iq are obtained.
[0019]
[Expression 1]

In the voltage coordinate conversion unit 15, the d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * output from the frequency voltage control unit 14 are calculated using the equation (2) based on the phase θ output from the integrator 16. Phase U-phase voltage command Vu *, V-phase voltage command Vv * and W-phase voltage command Vw * are converted and output to power converter 8.
[0020]
[Expression 2]

The power converter 8 converts the DC voltage into a three-phase AC voltage in accordance with the input voltage command and outputs it to the induction motor 9. Thereby, the induction motor 9 is driven and controlled by the frequency voltage controller 14.
[0021]
Next, details of the frequency voltage control unit 14 will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 1, in the exciting current control unit 101, the d-axis is calculated from the input magnetic flux command φ * and the mutual inductance correction setting value M ′ corrected by the constant correction unit 111 using equation (3). Calculate the current command id *.
[0022]
[Equation 3]

A deviation of the d-axis current command id * output from the excitation current control unit 101 from the detected d-axis current value id is obtained by the subtractor 102. The deviation is subjected to proportional integration (PI) processing in the excitation current control unit 103, and the d-axis compensation voltage δvd is output to the voltage control unit 104. That is, the subtractor 102 and the excitation current control unit 103 obtain the d-axis compensation voltage δvd from the d-axis current command id * and the d-axis current detection value id using the formula (4), and the d-axis current command id * is set to d. Control is performed so that the detected shaft current values id match. In the equation, Kpd and Kid are control gains, and s is a differential operator.
[0023]
[Expression 4]

On the other hand, the magnetic flux estimation unit 105 calculates the magnetic flux estimation value φ ′ from the input magnetic flux command φ * using the equation (5) and outputs it to the voltage control unit 104. In the equation, T2 * is a set value of the secondary time constant.
[0024]
[Equation 5]

The torque current calculation unit 106 obtains a q-axis current command iq * from the input torque command T * and the estimated magnetic flux φ ′ using the equation (6). In the equation, L2 * is a set value of secondary inductance, M * is a set value of mutual inductance, and P is the number of poles of the induction motor 9.
[0025]
[Formula 6]

The q-axis current command iq * output from the torque current calculation unit 106 is obtained by the subtractor 107 to obtain a deviation from the q-axis current detection value iq, and the deviation is PI-processed by the torque current control unit 108 to obtain q-axis compensation. The voltage δvq is output to the voltage control unit 104. That is, the subtractor 107 and the torque current control unit 108 obtain the q-axis compensation voltage δvq using the equation (7) from the q-axis current command iq * and the q-axis current detection value iq, and set the q-axis current command iq * to q Control is performed so that the detected shaft current values iq match. In the equation, Kpq and Kiq are control gains.
[0026]
[Expression 7]

Further, the slip control unit 109 calculates the slip frequency command ωs * from the q-axis current command iq *, the magnetic flux estimated value φ ′, and the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance using the equation (8).
[0027]
[Equation 8]

The adder 110 adds the rotation speed ωr to the slip frequency command ωs * calculated by the slip control unit 109 to obtain the frequency command ω * and outputs the frequency command ω * to the voltage control unit 104.
[0028]
In the voltage control unit 104, the d-axis current command id *, the q-axis current command iq *, the estimated magnetic flux φ ′, the d-axis compensation voltage δvd, the q-axis compensation voltage δvq, the rotational speed ωr, the frequency command ω *, and the secondary The d-axis voltage command vd * and the q-axis voltage command vq * are obtained from the resistance correction setting value R2 ′ by the equation (9). In the equation, lσ * is a primary converted leakage inductance setting value.
[0029]
[Equation 9]

The constant correction unit 111 corrects the primary resistance from the d-axis current command id *, the q-axis current command iq *, the estimated magnetic flux φ ′, the d-axis compensation voltage δvd, the q-axis compensation voltage δvq, and the slip frequency command ωs *. The set value R1 ′, the secondary resistor correction set value R2 ′, and the mutual inductance correction set value M ′ are obtained by calculation.
[0030]
In FIG. 1, blocks to which the correction setting value R1 ′ for the primary resistance, the correction setting value R2 ′ for the secondary resistance, and the correction setting value M ′ for the mutual inductance are input are indicated by diagonal arrows, and each correction setting is set. Illustration of input of values is omitted.
[0031]
Next, details of the constant correction unit 111 according to the feature of the present invention will be described with reference to FIG. In the figure, an electromotive force calculation unit 201 takes in a d-axis compensation voltage δvd and a q-axis compensation voltage δvq, and calculates a d-axis electromotive force ed and a q-axis electromotive force eq using equation (10).
[0032]
[Expression 10]

The magnetic flux error calculation unit 202 takes in the d-axis electromotive force ed and the q-axis electromotive force eq obtained by the electromotive force calculation unit 201, and calculates the d-axis magnetic flux error δφd and the q-axis magnetic flux error δφq using equation (11). To do.
[0033]
## EQU11 ##

In FIG. 3, the block surrounded by the alternate long and short dash line 231 is the mutual inductance constant correction unit 231, and the block surrounded by the alternate long and short dash line 232 is the primary resistance and secondary resistance constant correction unit 232. Further, in the figure, the gain GH of the coefficient multipliers 206, 207, 216, and 217 is “0” when the rotational speed ωr is equal to or less than the set value ωr1 as shown in FIG. It changes in proportion to “1” from “0” and is set to “1” when ωr2 or more. Further, the gain GL of the coefficient unit 219 is set to be opposite to the gain GH as shown in FIG. That is, the coefficient multipliers 206, 207, 216, 217, and 219 function as a substantial switch that transmits a signal when the gain is “1” and blocks signal transmission when the gain is “0”. However, when it exceeds ωr1 and is less than ωr2, a signal is transmitted according to the gains of both coefficient units.
[0034]
Next, the principle of the constant correction unit 111 will be described.
(When there is no error in the set value)
A case where there is no error between the motor constant of the induction motor 9 and the motor constant set in the control device will be described. Here, a steady state, that is, s = 0 is considered. The equation of state of the induction motor on the rotating coordinate axis rotating at the frequency ω * is generally expressed by the equations (12), (13), (14) and (15). In these equations, vd is a d-axis voltage, vq is a q-axis voltage, φd is a d-axis magnetic flux, φq is a q-axis magnetic flux, Rσ is a primary conversion resistance, lσ is a primary conversion leakage inductance, M is a mutual inductance, R2 Is a secondary resistance, L2 is a secondary inductance, and T2 is a secondary time constant.
[0035]
[Expression 12]

[0036]
[Formula 13]

[0037]
[Expression 14]

[0038]
[Expression 15]

Here, attention is paid to the equations (14) and (15). When the expressions (3), (5), and (8) are substituted, the d-axis magnetic flux φd and the q-axis magnetic flux φq are expressed by the expressions (16) and (17). Note that the d-axis current id matches the d-axis current command id * by the action of the excitation current control unit 103. Similarly, the q-axis current iq also coincides with the q-axis current command iq * by the torque current control unit 108.
[0039]
[Expression 16]

[0040]
[Expression 17]

On the other hand, the output torque T of the induction motor 9 is expressed by equation (18).
[0041]
[Formula 18]

It can be seen that when the equations (6), (16) and (17) are substituted into the equation (18), the torque command T * and the output torque T coincide. Therefore, when there is no error in the set value of the motor constant, the torque command T * and the output torque T match.
[0042]
On the other hand, since the power converter 8 controls the d-axis voltage command vd * and the d-axis voltage vd, and the q-axis voltage command vq * and the d-axis voltage vq match, the equations (9), (12) and Equations (19) and (20) can be derived from equation (13).
[0043]
[Equation 19]

[0044]
[Expression 20]

By substituting these equations (19) and (20) into equation (10), equations (21) and (22) can be derived.
[0045]
[Expression 21]

[0046]
[Expression 22]

Furthermore, when the formulas (21) and (22) are substituted into the formula (11), the formulas (23) and (24) can be derived.
[0047]
[Expression 23]

[0048]
[Expression 24]

Therefore, when there is no error between the motor constant of the induction motor 9 and the set value of the motor constant set in the controller, and the equations (16) and (17) hold, the d-axis magnetic flux error δφd and the q-axis magnetic flux error δφq 0, and the correction setting values M ′, R1 ′, and R2 ′ of the mutual inductance, primary resistance, and secondary resistance output from the constant correction unit 111 coincide with the setting values M *, R1 *, and R2 *, respectively.
(When an error occurs in the set value)
Here, consider a case where an error occurs in the set value of the motor constant. Here, for lσ and M / L2, it is assumed that there is no error between the motor constant of the induction motor 9 and the set value of the motor constant set in the controller, and the mutual inductance, primary resistance, and secondary resistance are It is assumed that there is only an error and the ratio of the error between the primary resistance and the secondary resistance is equal.
[0049]
-When the rotation speed is higher than the set value-
Consider a case where the rotational speed ωr is greater than ωr2, for example. The variation Δφd of the d-axis magnetic flux with respect to the mutual inductance setting error ΔM, the primary resistance setting error ΔR1, and the secondary resistance setting error ΔR2 is expressed by Expression (25) from Expression (14).
[0050]
[Expression 25]

From equation (25), it can be seen that the d-axis magnetic flux fluctuates due to the mutual inductance setting error ΔM. On the other hand, when the d-axis magnetic flux fluctuates, it can be detected by the d-axis magnetic flux error δφd as shown in the equation (23). Further, based on the d-axis magnetic flux error δφd, the mutual inductance correction correction value 231 in FIG. 3 corrects the mutual inductance correction set value M ′. That is, the mutual inductance correction setting value M ′ changes so that the d-axis magnetic flux error δφd becomes zero.
[0051]
Here, when the d-axis magnetic flux error δφd becomes zero, the mutual inductance correction setting value M ′ matches the mutual inductance M of the induction motor 9 from the equation (25), and the mutual inductance setting error is compensated. Can do.
[0052]
Therefore, the mutual inductance constant correction unit 231 shown in FIG. 3 is configured to correct an error between the mutual inductance set value M * and the actual value by basically reducing the d-axis magnetic flux error δφd to zero. ing. First, the coefficient unit 203 multiplies the d-axis magnetic flux error δφd by a constant Kpfd to obtain the first correction amount. The first correction amount is transmitted to the coefficient unit 210 via the adder 205, the coefficient unit 206, and the adder 208, and is multiplied by the mutual inductance setting value M * set in the coefficient unit 210. As a result, the mutual inductance setting value M * is corrected, and the coefficient setting unit 210 outputs the mutual inductance correction setting value M ′.
[0053]
Further, the coefficient unit 204 multiplies the d-axis magnetic flux error δφd by a constant Kifd to obtain the second correction amount. The second correction amount is added to the first correction amount via the coefficient unit 206, the integrator 209, and the adder 208. In other words, a correction system based on PI processing is configured by the first correction amount system and the second correction amount system. As a result, the mutual inductance correction setting value M ′ matches the actual mutual inductance M so that the d-axis magnetic flux error δφd caused by the mutual inductance setting error becomes zero.
[0054]
By the way, the fluctuation of the q-axis magnetic flux φq causes the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the third term on the right side of the expression (14), and the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the second term of the right side of the expression (15). Cause fluctuations. That is, the d-axis magnetic flux and the q-axis magnetic flux interfere with each other by the third term on the right side of the equation (14) and the second term on the right side of the equation (15). For this reason, in order to stably correct the set values of the mutual inductance and the secondary resistance, it is necessary to remove the influence of this interference. Therefore, the influence of the second term of the equation (15) is made non-interfering by adjusting the correction setting estimation R2 'of the secondary resistance via the coefficient unit 212 based on the d-axis magnetic flux error δφd. That is, in the coefficient unit 211 of FIG. 3, the third correction amount is obtained by multiplying the q-axis magnetic flux error δφq by the slip frequency command ωs * and the set value T2 * of the secondary time constant. This third correction amount is added to the first correction amount in the adder 205, thereby suppressing interference.
[0055]
On the other hand, the variation Δφq of the q-axis magnetic flux with respect to the mutual inductance setting error ΔM, the primary resistance setting error ΔR1, and the secondary resistance setting error ΔR2 is expressed by the expression (26) from the expression (15).
[0056]
[Equation 26]

Since the influence due to the error of the mutual inductance is compensated as described above, the fluctuation Δφq of the q-axis magnetic flux is expressed by equation (27).
[0057]
[Expression 27]

Among the errors of the secondary time constant T2, the error of the secondary inductance L2 is offset by the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd. Therefore, the setting error of the secondary resistance is the main cause of the q-axis magnetic flux variation Δφq. On the other hand, when the q-axis magnetic flux fluctuates, it can be detected by the q-axis magnetic flux error δφq as shown in the equation (24). Further, based on the q-axis magnetic flux error δφq, the primary resistor and secondary resistance constant correction unit 232 in FIG. 3 adjusts the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance, and thereby the q-axis magnetic flux error δφq becomes zero. As described above, the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance changes.
[0058]
When the q-axis magnetic flux error δφq becomes 0, the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance matches the secondary resistance R2 of the induction motor 9 from the equation (27), and the setting error of the secondary resistance R2 is compensated. be able to. Further, since the main cause of the setting error of the secondary resistance is the temperature change, the setting error of the primary resistance that similarly changes with temperature can be corrected similarly to the secondary resistance.
[0059]
Therefore, as shown in FIG. 3, the constant correction unit 232 for the secondary resistance basically reduces the error between the set value R2 * of the secondary resistance and the actual value by reducing the q-axis magnetic flux error δφq to 0. It is to correct. First, the coefficient unit 214 multiplies the q-axis magnetic flux error δφq by a constant Kpfq to obtain the fourth correction amount. The fourth correction amount is transmitted to the coefficient unit 224 via the adder 215, the coefficient unit 217, and the adder 222, and is multiplied by the set value R2 * of the secondary resistance set in the coefficient unit 224. . As a result, the set value R2 * of the secondary resistance is corrected, and the corrected set value R2 'of the secondary resistance is output from the coefficient unit 224.
[0060]
Further, the coefficient unit 213 multiplies the q-axis magnetic flux error δφq by the constant Kifq to obtain the fifth correction amount. The fifth correction amount is added to the fourth correction amount via the coefficient unit 216, the adder 220, the integrator 221, and the adder 222. In other words, the fourth correction amount system and the fifth correction amount system constitute a correction system based on the PI processing. Thus, the correction set value R2 'is matched with the actual secondary resistance R2 so that the q-axis magnetic flux error δφq caused by the setting error of the secondary resistance becomes zero.
[0061]
As described above, the fluctuation of the q-axis magnetic flux φq causes the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the third term on the right side of the equation (14), and the fluctuation of the d-axis magnetic flux φd by the second term of the right side of the expression (15). This causes fluctuations in the q-axis magnetic flux φq. That is, the d-axis magnetic flux and the q-axis magnetic flux interfere with each other by the third term on the right side of the equation (14) and the second term on the right side of the equation (15). For this reason, in order to stably correct the set values of the mutual inductance and the secondary resistance, it is necessary to remove the influence of this interference.
[0062]
Therefore, the d-axis magnetic flux error δφd is subtracted from the fourth correction amount by the subtractor 215 as the sixth correction amount, thereby suppressing interference.
[0063]
-When rotational speed ωr is smaller than ωr1-
When the rotational speed ωr is small, the d-axis electromotive force ed and the q-axis electromotive force eq obtained by the equation (10) are small. For this reason, when the rotational speed ωr is low, the influence of the error in the second term on the right side of the equation (10) caused by the setting error of the primary resistance and the secondary resistance becomes large. As a result, when the polarity of the d-axis electromotive force ed or the q-axis electromotive force eq is reversed, the change in the correction set value is also reversed, so that the correction set value diverges. Therefore, the correction based on the above principle is stopped by reducing the gain GH in a region where the rotational speed ωr is low.
[0064]
From the equations (10) and (20), the q-axis electromotive force eq becomes the equation (28). However, ΔRσ is the equation (29).
[0065]
[Expression 28]

[0066]
[Expression 29]

Here, the reason why the results of the expressions (28) and (22) are different is that the influence of the resistance error is taken into consideration. When there is no resistance error or when the rotational speed ωr is large and the influence of the resistance error is small, the equation (22) can be used. However, when the rotational speed ωr is small and the influence of the resistance error is large, the equation (28) is obtained. Therefore, when the rotational speed ωr is low, the correction setting value R1 ′ of the primary resistance and the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance are adjusted so that the calculated q-axis electromotive force eq becomes zero. That is, the gain GL of the coefficient unit 219 is set to “1”, and the coefficient unit 218, the coefficient unit 219, the adder 220, the integrator 221, the adder 222, the coefficient unit 223, or the coefficient unit 224 are changed based on the q-axis electromotive force eq. Accordingly, the correction setting value R1 ′ of the primary resistance and the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance are adjusted. However, since Equation (28) is established only in a region where the rotational speed ωr is low, it is necessary to reduce the gain GL in a region where the rotational speed ωr is large.
[0067]
Therefore, in the embodiment shown in FIG. 3, the coefficient corrector 218 multiplies the q-axis electromotive force eq by the constant Kir to obtain the seventh correction amount. This seventh correction amount is multiplied by the gain GL in the coefficient multiplier 219 and is replaced with the fifth correction amount by the adder 2162. That is, when the gain GL of the coefficient unit 219 is close to “1”, the gain GH of the coefficient unit 216 is close to “0”, so that the fifth and seventh of the coefficient unit 216 and the coefficient unit 219 correspond to the rotational speed ωr. One of the correction amounts is input to the integrator 2212. In this way, the correction amount output from the adder 222 is multiplied by the set value R2 * of the secondary resistance set in the coefficient unit 224 to obtain the correction set value R2 '. Further, since the primary resistance changes in the same way as the secondary resistance, the correction amount output from the adder 222 is multiplied by the primary resistance setting value R1 * set in the coefficient unit 223, and the correction setting value R1 ′ is obtained. Desired.
[0068]
Next, how the setting errors of the mutual inductance, the primary resistance, and the secondary resistance are corrected will be specifically described. First, consider a case where the rotational speed ωr is high. When the set value M * of the mutual inductance is large, the d-axis current command id * calculated by the excitation current calculation unit 101 based on the expression (3) becomes small, and the d-axis current id is id * by the action of the excitation current control unit. Therefore, the d-axis current id is also reduced. Thereby, in the induction motor 9, since the absolute value of the first term on the right side of the equation (14) becomes small, the d-axis magnetic flux φd becomes small. Further, when the d-axis magnetic flux φd becomes smaller, the third term on the right side of the equation (13) becomes smaller and the q-axis current iq increases. As a result, the q-axis current iq input to the subtractor 107 increases, and the q-axis compensation voltage δvq that is the output of the torque current control unit 108 decreases.
[0069]
Thereby, in the constant correction unit 111, the q-axis electromotive force eq calculated based on the equation (10) decreases, and the d-axis magnetic flux error δφd calculated based on the equation (11) decreases. When the d-axis magnetic flux error δφd decreases, the mutual inductance correction setting value M ′ decreases through the coefficient unit 203 through the adder 208, the coefficient unit 204 through the adder 208, and further through the coefficient unit 210, and approaches the true value M.
[0070]
On the other hand, as the d-axis magnetic flux φd decreases, the second term on the right side of the equation (15) decreases inside the induction motor 9, so that the q-axis magnetic flux φq increases and interference occurs. The manner in which this interference is suppressed will be described. As described above, when the d-axis magnetic flux φd decreases, the d-axis magnetic flux error δφd decreases. As a result, the correction setting value R2 'of the secondary resistance increases along the path from the coefficient unit 212 to the coefficient unit 224. For this reason, the slip frequency command ωs * calculated by the slip frequency control unit 109 based on the equation (8) increases. As a result, in the second term on the right side of the equation (15), the decrease in the d-axis magnetic flux φd is canceled out by the increase in the slip frequency ωs, and the fluctuation in the q-axis magnetic flux φq is suppressed.
[0071]
Next, when the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance is large, the slip frequency command ωs * calculated based on the equation (8) in the slip control unit 109 increases, and the frequency command ω * increases through the adder 110. To do. Thereby, in induction motor 9, since the 2nd term on the right-hand side of (15) type becomes large, q axis magnetic flux φq becomes small. Furthermore, the absolute value of the fourth term on the right side of the equation (12) is reduced, and the d-axis current id is reduced. As a result, the d-axis current id input to the subtractor 102 decreases, and the d-axis compensation voltage δvd that is the output of the excitation current control unit 103 increases. Therefore, in the constant correction unit 111, the d-axis electromotive force ed calculated based on the equation (10) increases, and the q-axis magnetic flux error δφq calculated based on the equation (11) decreases. As a result, when the q-axis magnetic flux error δφq is reduced, the correction setting value R2 ′ of the secondary resistance is reduced to the true value R2 through the adder 222 from the coefficient unit 213, the adder 222 from the coefficient unit 214, and the coefficient unit 224. Approaching.
[0072]
On the other hand, as the q-axis magnetic flux φq decreases, the absolute value of the third term on the right side of the equation (14) decreases inside the induction motor 9, so that the d-axis magnetic flux φd decreases and interference occurs. The manner in which this interference is suppressed will be described. When the q-axis magnetic flux φq is reduced as described above, the q-axis magnetic flux error δφq is reduced. As a result, the mutual inductance correction setting value M ′ decreases along the path from the coefficient unit 211 to the coefficient unit 210. When the mutual inductance correction setting value M ′ decreases, the d-axis current command id * calculated by the excitation current calculation unit 101 based on the equation (3) increases, and the d-axis current id is id by the action of the excitation current control unit. Since it coincides with *, the d-axis current id also increases. As a result, since the absolute value of the first term on the right side of equation (14) increases, the decrease in the absolute value of the third term on the right side of equation (14) due to the decrease in q-axis magnetic flux φq is offset, and fluctuations in d-axis magnetic flux φd occur. Since it is suppressed, interference can be suppressed.
[0073]
Next, consider a case where the rotational speed is low. In this case, since the gain GH of the coefficient multipliers 206 and 207 approaches “0”, the mutual inductance set value M * is not corrected. Therefore, the case where the set value R2 * of the secondary resistance is larger than the actual value will be described. Even when the rotational speed ωr is small, the q-axis magnetic flux φq decreases, but since the rotational speed ωr included in the fourth term on the right side of Equation (12) is small, the change in the q-axis current iq is small. On the other hand, since the absolute value of the second term on the right side of equation (10) increases, the electromotive force eq decreases. As a result, the correction setting value R2 'of the secondary resistance decreases from the coefficient unit 218 through the coefficient unit 224 and approaches the true value R2.
[0074]
In the above description, the case where the set value such as the mutual inductance is large has been described. However, when the set value is small, only the change is reversed, and the set value approaches the true value in the same manner.
[0075]
Further, since the change in the secondary resistance is mainly caused by a temperature change, an increase in the secondary resistance means that the temperature has increased, and at this time, the primary resistance has also increased at the same time. Therefore, when the output of the adder 222 increases and the correction setting value R2 'of the secondary resistance increases, the correction setting value of the primary resistance that is the output of the coefficient unit 223 is also increased.
[0076]
As described above, according to the present embodiment, the secondary resistance and the mutual inductance can be simultaneously corrected and set, and the secondary resistance can be estimated stably even in a region where the rotational speed is low. Since the primary resistance is estimated based on an amount proportional to, high-accuracy torque control becomes possible.
[0077]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the setting error of the secondary resistance and the mutual inductance in the induction motor control apparatus can be compensated simultaneously.
[0078]
Further, the setting error of the secondary resistance can be compensated stably even in a region where the rotational speed is low.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a configuration diagram of an embodiment of a frequency voltage control unit which is a main part of a control device for an induction motor according to the present invention.
FIG. 2 is an overall configuration diagram of an embodiment of a control device in which the present invention is applied to an induction motor for driving a vehicle.
3 is a diagram showing a detailed configuration of a constant correction unit 111 in FIG.
FIG. 4 is a diagram for explaining a relationship between a rotation speed, a gain GH, and a gain GL.
[Explanation of symbols]
9 Induction motor
10 Current detector
13 Current coordinate converter
14 Frequency voltage controller
101 Excitation current calculator
102 Subtractor
103 Excitation current controller
107 Subtractor
108 Torque current controller
109 Slip control unit
111 Constant correction unit

Claims

A rotating coordinate system conversion means for detecting the current flowing through the induction motor and converting it into an excitation current detection value and a torque current detection value of the rotation coordinate system;
Frequency voltage control means for controlling the frequency and voltage of the induction motor based on set values of motor constants including secondary resistance and mutual inductance of the induction motor;
The frequency voltage control means includes
Excitation current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between an excitation current command and the excitation current detection value;
Torque current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between a torque current command and the detected torque current value;
In the induction motor control device comprising motor constant correction means for correcting the set values of the secondary resistance and the mutual inductance based on the outputs of the excitation current control means and the torque current control means ,
The control apparatus for an induction motor, wherein the motor constant correction means increases the correction gain when the rotation speed of the induction motor is greater than a set value, and decreases the correction gain when the rotation speed is lower .

A rotating coordinate system conversion means for detecting the current flowing through the induction motor and converting it into an excitation current detection value and a torque current detection value of the rotation coordinate system;
Frequency voltage control means for controlling the frequency and voltage of the induction motor based on a set value of a motor constant including a secondary resistance of the induction motor;
The frequency voltage control means includes
Excitation current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between an excitation current command and the excitation current detection value;
Torque current control means for controlling a voltage applied to the induction motor based on a difference between a torque current command and the detected torque current value;
In a control device for an induction motor comprising motor constant correction means for correcting a set value of the secondary resistance,
The motor constant correction means identifies the motor constant based on the output of the torque current control means, and lowers the correction gain when the rotation speed of the induction motor is large, and increases the correction gain when the rotation speed is small. A control device for an induction motor as a feature .

The induction motor control device according to claim 1 or 2, wherein a set value of a primary resistance of the induction motor is corrected based on a correction amount of the secondary resistance.