JP3766593B2 - プレディストーションを用いた多重周波数送信機および送信方法 - Google Patents

Description

【０００１】
本発明は、送信機および送信の方法に関するものであり、詳しくは、通信ネットワークにおいて用いられるものであるが、これに限られることはない。
【０００２】
図１に示されるような公知の無線通信ネットワーク２において、該ネットワーク２によってカバーされる領域は、複数のセル４に分割される。それぞれのセル４は、関係づけられた基地ステーション６を有している。それぞれの基地ステーション６は、該基地ステーションに関係づけられたセル内に位置づけられた端末８と通信するように構成されている。端末８は、複数のセル４間を移動するように構成された移動端末であってよい。
【０００３】
ＧＳＭ（Global System for Mobile communication）における各基地ステーション６は、図２ａに示されるようなＭ個の利用できる周波数Ｃ１……ＣＭの中からＮ個の周波数を送信するように構成されている。Ｍ個の周波数それぞれは、異なっており、基地ステーションによって送信された信号に割り当てられたいる。それぞれのチャネルは、複数のシーケンシャルなフレームＦに分割されており、そのうちの１つが図２ｂに示されている。各フレームＦは８個のスロットＳ０……Ｓ７に分割されている。ＧＳＭ規格は時間／周波数分割多重アクセスシステム（Ｆ／ＴＤＭＡ）であり、そのため、信号は基地ステーションによって異なる時間スロットにおいて異なる移動ステーションに送信される。換言すれば、基地ステーションは、異なる時間スロットにおいて異なる移動ステーションに同一の周波数で送信する。通常、前記ＮはＭに比べて非常に小さい。
【０００４】
公知の送信ステーションについては、別々の送信回路が異なる周波数毎に設けられるのが一般的である。図示する目的のために、公知の基地送信ステーションが図３に示されている。明瞭になすために、基地ステーション１２の送信部１０だけが図３に示されている。
【０００５】
該送信部１０はＮ個の送信パス（transmit path）１４を備えており、１つのパスはそれぞれの周波数に対して設けられている。明瞭になすために、１つのパス１４の構成だけが示されているが、それぞれのパス１４が同一の構造を有することは認識されるべきである。それぞれのパス１４は、送信されるべき信号に変調するモジュレータ１６を備えている。変調された信号は、当該変調された信号を増幅する増幅器１８に出力される。増幅器１８の出力は、ついで、バンドパスフィルタ２０によってろ波される。該バンドパスフィルタは不要なノイズおよび擬似信号、相互変調波などの他の放射（emission）を除去する。
【０００６】
それぞれの送信パス１４はコンバイナ２２の入力に接続される。該コンバイナは、各パス１４からの信号を組み合わせて、マルチキャリア（multicarrier）信号を供給する。コンバイナ２２の出力はアンテナ２４に接続されている。該アンテナは、Ｎ個の異なるチャネルのそれぞれを含むマルチキャリア信号を基地ステーションによって交信されるセル内の端末に送信する。
【０００７】
送信パスの数を１つに減少させることは、発生するコストを著しく低減させるので望ましい。しかし、もし単一の増幅器が同時に多数のチャネルに用いられる場合は、増幅器は、隣接するチャネルへの電力の漏れを防止するためにきわめてリニアである必要がある。隣接するチャネルへの電力の漏れは、システムの通信容量の低下および／または信号品質の低下を来す点において望まれない。リニア増幅器は公知であるが、かかる公知のリニア増幅でさえ、増幅器の最大振幅の近辺で動作されるときはリニアでない。
【０００８】
増幅器がリニアであることを保証するためのいくつかの方法が提案されている。たとえば、国際特許出願公開第ＷＯ／９７／３０５２１号公報から、送信機のリニアリティーを保証するための試みとしてプレディストーションの使用が知られている。送信機がリニアであることを保証するための試みとして、プレディストーション（predistorsion）が用いられている。増幅器は、非線形を導入する。プレディストーションによって、増幅器への入力に先立って信号に歪が与えら得る。加えられたプレディストーションは増幅器に引き起こされる歪の逆である。よって、増幅器の出力は、プレディストーションが与えられる前の、増幅器を通過する前の信号に対してリニアである。この文献に示された送信機は、異なる送信パスがそれぞれのチャネルに設けられたタイプである。
【０００９】
つぎの文献に言及する。すなわち、ジョンソン、マットソンおよびフォークナーによる「リニアライザイセーション・オブ・マルチキャリア・パワー・アンプリファイアズ」（Linearization of Multi-Carrier Power Amprifiers）」ＩＥＥＥ（１９９３年）、ジョハンソンおよびサンドストロームによる「カーティシアン・フィードバックを用いたＲＦ マルチキャリア アンプリファイア（RF multicarrier amplifiers using Cartesin feedback）」エレクトロニックス レターズ（Electronics Letters)（１９９４年７月７日）、ジョハンソンおよびフォークナーによる「ワイドバンド ＲＦ パワー・アンプリファイア（Wideband RF Power Amplifiers）」などである。これらの文献には、増幅器の非線型を較正するためにカーティシアン・フィードバックを用いることが開示されている。パワー・アンプリファイアの出力からの信号がフィードバックされ、復調される。復調された信号は入力信号から差引かれてエラー信号を出す。エラー信号はモジュレータおよび増幅器を駆動するために用いられる。フィードバックは、アナログ領域で行なわれる。当該文献には、各チャネルに対して別々にカーティシアン・フィードバックが設けられている。カーティシアン・フィードバックは、もともとナローバンドの線形化技術であることは認識されるべきである。
【００１０】
本発明の目的は、単一の送信パスのみをもつことができ、非線型増幅器によって引き起こされる問題を解決するか、または少なくとも軽減する送信機を提供することである。
【００１１】
本発明によれば、異なるキャリア周波数で送信されるべき複数の異なるデジタル信号を受け取るための入力手段と、個々のキャリア周波数で異なる信号を備えた複合信号を受け取り、該複合信号を増幅するための増幅手段と、前記増幅手段による複合信号の増幅に先立ち、前記複数のデジタル信号に予め歪を与えるためのプレディストーション手段とを備え、前記プレディストーション手段によって予め与えられる歪が、前記増幅手段における入力と出力とのあいだの差異に依存して順次変化されてなる多重周波数キャリア送信機が提供される。
【００１２】
したがって、本発明の実施例は、プレディストーションを用いて非線型の問題に対処し得る多重キャリア送信機を提供する。プレディストーションは、先行技術において述べられたフィードバック方法よりも単純に実行できる。
【００１３】
前記入力手段は、各異なる信号を別々に受け取るように構成されることが好ましい。前記入力手段と増幅手段とのあいだに、前記複数の異なる信号を組み合わせて、複合信号を合成するためのコンバイナ手段が設けられることが好ましい。これは、増幅手段に入力された複合信号であってもよく、より低い中間周波数での複合信号であってもよい。後者の場合、低い周波数における複合信号は、アップコンバートされて、増幅手段に供給される複合信号となる。
【００１４】
プレディストーション手段は、前記複数の異なる信号が前記コンバイナによって組み合わされる前に、異なる信号のそれぞれに予め歪を与えるように構成されることが好ましい。これには、個々の異なるキャリア周波数におけるそれぞれの信号に対して、個々のキャリア周波数に適切な異なるプレディストーション係数が加えられることを保証するのが容易であるという利点がある。
【００１５】
その代わりに、前記プレディストーション手段は、前記複数の信号がコンバイナによって組み合わされたのちに複合信号に予め歪を与えるように構成されてもよい。
【００１６】
フィードバックパスが、前記増幅手段とプレディストーション手段とのあいだに設けられてもよい。前記プレディストーション手段が、前記出力フィードバックパスからの増幅手段の出力と、前記入力手段で受け取られた信号とを比較し、必要があれば、該入力手段によって順次に受け取られた信号の少なくとも１つのに予め与えられるべき少なくとも１つの新たな歪値を与えるように構成されることが好ましい。このようにして、プレディストーション手段は増幅手段の動さ条件を変化させるように適応することができる。
【００１７】
前記増幅手段の出力を複数の異なる信号に分離するための手段をフィードバックパスに設けることが好ましい。前記プレディストーション手段が、当該分離された信号と前記入力手段から受け取られた対応している信号とを比較し、必要があれば、変化される必要がある少なくとも１つのプレディストーション値を決定するように構成されることが好ましい。
【００１８】
その代わりに、プレディストーション手段は、前記増幅手段からの複合信号と複数の異なる信号とを比較し、必要があれば、少なくとも１つのプレディストーション値を与えるように構成される。
【００１９】
前記プレディストーション手段は複数のプレディストーション係数を出すように構成され、少なくとも１つのプレディストーション係数が、各多重キャリア周波数に対して出されることが好ましい。
【００２０】
プレディストーションが実際に与えられる方法にかかわらず、異なるプレディストーション係数各多重キャリア周波数に対して与えられることが好ましい。
【００２１】
各多重キャリア周波数に対するプレディストーション係数が、前記多重キャリア周波数の他の特徴を考慮に入れることが好ましい。これらの特徴は、周波数、および増幅手段によって引き起こされる歪のうちの１または２以上を含むことができる。
【００２２】
前記増幅手段は非線型の増幅器であることが好ましい。前記プレディストーション手段は、増幅器の出力の位相および／または振幅の非線型性を補償するように構成されることが好ましい。
【００２３】
前記増幅手段によって信号が増幅される前に、複数の信号をアナログの形に変換するためのデジタル−アナログコンバータが設けられてもよい。
【００２４】
送信機が、基地ステーション、またはその代りに移動ステーションに組み込まれることが好ましい。
【００２５】
本発明の第２の側面によれば多重キャリア送信方法が提供される。該方法は、異なるキャリア周波数で送信されるべき複数の異なるデジタル信号を受け取る工程と、該複数の異なる信号を組み合わせて、個々のキャリア周波数における異なる信号を備えた複合信号を合成する工程と、該複合信号を増幅する工程とを備え、さらに、前記増幅手段による複合信号の増幅に先立ち前記複数の異なるデジタル信号にプレディストーションを与える工程と、前記異なる信号と増幅された信号とのあいだの差異に依存して、プレディストーションを順次変化させる工程とを備えている。
【００２６】
本発明のよりよい理解と、いかにして本発明が実際に実施されるかの理解のために一例としての添付図面に言及する。
【００２７】
図１は典型的な無線通信ネットワークを示しており、
図２ａは、基地ステーションによって端末に送信するためのＭ個の利用できる周波数を示しており、
図２ｂはフレームの構成を示しており、
図３は公知の基地ステーションの送信部を示しており、
図４は、本発明を具体化している第１の基地ステーションの送信部を示しており、
図５は、本発明を具体化している第２の基地ステーションの送信部を示しており、
図６は、本発明を具体化している第３の基地ステーションの送信部を示しており、
図７は、第１および第２の実施例に用いることができるプレディストーション手段をより詳しく示しており、
図８は、第１および第２の実施例に用いることができる第２のプレディストーション手段をより詳しく示しており、
図９は、第３の実施例に用いることができる第３のプレディストーション手段をより詳しく示しており、
図１０はチャネライザを示している。
【００２８】
つぎに、図４について言及すると、図４は本発明の第１の実施例を示している。詳しくは、基地ステーション１００の送信部１０２が示されている。該基地ステーション１００は、図１に示されたタイプのセルラーシステムにおけるものである。
【００２９】
基地ステーション１００の送信部１０２はＮ個のチャネル・エンコーダを備えており、ここにＮは、基地ステーション１００が送信する信号の異なる周波数の数である。各チャネル・エンコーダ１０４は、与えられたチャネル・エンコーダ１０４と関連づけられた特定の周波数で送信されるべきデータを受け取る。当該データは送信のために適切な形で与えられる。これには、データをデジタル化すること、データを符号化すること、データをインタリーブすること、および／または他の実行されるべく要求された工程を含んでもよい。叙上のように、各チャネルは変調後は異なる周波数におけるものである。チャネル・エンコーダ１０４によって出力された信号は、デジタル形式であり、かつベースバンド周波数によるものである。符号化すること、インタリーブすることなどは、デジタルのベースバンド信号に関して行なわれる。
【００３０】
各チャネル・エンコーダ１０４の出力は、それぞれのデジタル・モジュレータ１０６に入力される。個々のデジタル・モジュレータ１０６は、適応型の（adaptive）プレディストーション手段１０８から２つの出力を受け取る。プレディストーション手段１０８からの第１の出力は、１または２以上の振幅係数を与え、当該振幅係数は、振幅に関して増幅器１２２の非線型性を補償するためにデジタル・モジュレータによって出力された信号に予め歪を与えるために用いられる。プレディストーション手段１０８からの第２の出力は、１または２以上の位相係数を与え、当該位相係数は、増幅器１２２によって発生した位相歪を補償するために用いられる。増幅器１２２は、のちにさらに詳しく説明される。
【００３１】
デジタル・モジュレータ１０６は、通信システムによって使用される変調方法にしたがって個々のチャネル・エンコーダ１０４の出力を変調するように構成され、基地ステーション１００は当該通信システムの一部を形成する。ＧＳＭ規格の場合、モジュレータ１０６がガウス・ミニマム・シフト・キー（ＧＭＳＫ(Gaussian minimun shift keying)）を実行する。一般的な意味において、モジュレータ１０６は、個々のチャネル・エンコーダ１０４からベースバンド入力を受取り、該入力を整形フィルタに通し、ベースバンド周波数よりは高く、信号が送信される周波数よりは低い中間周波数で該信号とキャリア信号とを混合し、これによって変調された出力を出す。増幅器１２２によって導入される位相歪と振幅歪を補償するためのプレディストーションが同時に行なわれ得る。プレディストーションは、モジュレータ１０６で行なわれる変調と同時に、さらに望ましくは変調が行なわれたのちに行なうことができる。
【００３２】
それぞれのデジタル・モジュレータ１０６の出力は、信号コンバイナ１１０と適応型プレディストーション手段１０８に入力される。当該コンバイナ１１０はモジュレータ１０６のすべての出力を組み合わせて単一の出力を形成する。この出力には、それぞれの周波数の信号が含まれている。コンバイナ１１０の出力が、それぞれのサンプリング時刻における複合信号の振幅を表すデジタル・ワード（digital word）の単一の流れを与えることは認識されるべきである。コンバイナ１１０の出力は、デジタル−アナログ・コンバータ１１２に入力され、デジタルの広帯域信号が、コンバイナによってアナログ信号に変換される。
【００３３】
デジタル−アナログ・コンバータ１１２の出力は、第１のバンドパス・フィルタ１１４に入力され、当該デジタル−アナログ・コンバータによって発生された中間周波数の外側にある信号成分が除去される。第１のバンドパス・フィルタ１１４の出力は、第１のミクサ１１６に入力される。第１のミクサ１１６は、第１の局部発振器１１８からの入力を受け取る。第１のバンドパス・フィルタ１１４の出力は、このように第１のミクサ１１６によって第１の局部発振器１１８の出力と混合されて、Ｎ個の信号を含む出力を出す。Ｎ個の信号のそれぞれは、信号が送信されるべき無線周波数におけるものである。こうしてＮ個の信号のそれぞれは、異なる無線周波数となる。第１の局部発振器１１８の周波数は、当該中間周波数信号を第１のミクサ１１６によって所要の無線周波数にアップコンバートすることができるように選択される。
【００３４】
第１のミクサ１１６の出力は第２のバンドパス・フィルタ１２０に入力されて、第１のミクサ１１６によって生じた送信されるべき信号の無線周波数バンドの外側にある信号成分が除去される。
【００３５】
第２のバンドパス・フィルタ１２０の出力はパワー・アンプリファイアないしは増幅器１２２に入力されて、受け取られた入力が増幅される。増幅器１２２の出力は第３のバンドパス・フィルタ１２４に入力される。当該第３のバンドパス・フィルタ１２４は、増幅器１２２によって導入された、送信されるべき信号の無線周波数バンドの外側の周波数となった信号成分を除去するように構成される。第３のバンドパス・フィルタ１２４はアンテナ１２６を通過し、基地ステーションに関連づけられたセル内の端末に信号を送信する。
【００３６】
増幅器１２２と第３のバンドパス・フィルタ１２４とのあいだに、当該信号のうちの小さい部分をサンプリングするように構成されたカプラ１２８が設けられる。換言すれば当該カプラ１２８は、送信されるべき信号の小さい分をサンプリングする。カプラ１２８は、出力信号のアナログ・サンプルを出力するが、これは典型的には前記第３のバンドパス・フィルタ１２４への入力のパワーを下回る。
【００３７】
カプラ１２８の出力は第２のミクサ１３２に入力され、そこで第２の局部発振器１３４からの信号が受け取られる。カプラ１２８から受け取られた信号は無線周波数バンド内にある。当該第２の局部発振器１３４からの信号は、カプラ１２８からの信号が局部発振器１３４からの信号と混合されたとき、第２のミクサ１３２の出力が送信された信号と同じものであって、しかしながらその周波数が中間周波数である信号を含むような周波数である。第２のミクサ１３２によって出力された中間周波数は、必ずしも第１のミクサ１１６に入力された中間周波数と同一でなくてもよい。したがって、第１および第２の発振器１１８および１３４によって生成された信号の周波数は同一でもよい。この場合は、第１および第２の発振器は単一の発振器であってもよい。
【００３８】
第２のミクサ１３２の出力は第４のバンドパス・フィルタ１３６に入力される。該第４のバンドパス・フィルタは、第２のミクサ１３２によって導入された中間の周波数バンドの外側にある信号成分を除去する。第４のバンドパス・フィルタ１３６の出力はアナログ−デジタル・コンバータ１３８に入力される。当該アナログ−デジタル・コンバータは、アナログ信号をデジタル形式に変換するように構成される。
【００３９】
デジタル信号は、アナログ−デジタル・コンバータ１３８によってチャネライザ１４０に入力される。該チャネライザ１４０は、送信された信号の周波数に対応しているＮ個の異なる周波数に信号を分割する。チャネライザ１４０はＮ個の異なる信号をすべて周波数が異なるように区別することができる。チャネライザ１４０は、それぞれの周波数によるＮ個の出力信号を生成する。チャネライザ１４０によって生成されたＮ個の出力は、適応型プレディストーション手段１０８に入力される。チャネライザ１４０は、何らかの適切な方法で設けられたデジタル・ダウンコンバータのバンク（bank）と高速フーリエ変換回路とを含んでいる。
【００４０】
適応性のあるプレディストーション手段１０８は、（個々のモジュレータから）コンバイナ１１０および基地ステーション１００の送信部１０２の後続の回路要素を順次通過する前のバージョンの信号と、（チャネライザ１４０から）送信部を通過した後のバージョンの信号とをそれぞれのチャネルに対して受け取る。プレディストーション手段１０８は、同一のバージョンの信号の如く比較する、たとえば、両方のバージョンの信号は同一の周波数で変調される。もしプレディストーション手段１０８が、あるデジタルモジュレータに出力する係数が良好であれば、送信される信号は、コンバイナ１１０に入力される個々の信号と同一でなければならない。信号の大きさだけが相違していることが理想的である。もし信号が異なっているなら、プレディストーション手段１０８は、比較の結果を考慮した新たなプレディストーション係数を算出するように構成される。
【００４１】
こうして、プレディストーション手段１０８は、各周波数に対して、送信された信号と個々のデジタルモジュレータ１０６によって出力された信号とを比較する。各信号に対して、現在のプレディストーション係数が受け入れられるか否かが決定され、もし受け入れられないならば、そのチャネルに用いられるべき新たな係数を算出する。プレディストーションは、信号の組み合わせに先立ち、各周波数に対して個々に実行される。各周波数に対するプレディストーション係数は送信されるとおりの対応する周波数からのフィードバックにもとづき決定される。プレディストーション係数は、振幅歪と位相歪の両方に関して非線形性を補償するように調整される。デジタル・モジュレータ１０６の信号の位相および振幅は、これらの係数にしたがって変化される。これらの係数がいかにして用いられるかは、変調方法に依存する。もっとも単純な場合、これらの係数は信号に加えることができるか、または乗算係数として用いられる。
【００４２】
コントロール信号をプレディストーション手段１０８、チャネライザ１４０および第１および第２の局部発振器１１８および１３４に供給するマイクロ・コントローラ１４２が設けられている。該マイクロ・コントローラ１４２は、発振器１１８および１３４によって発生された信号の周波数を制御するように構成されている。
【００４３】
図４の実施例は、個々のチャネルが入力側において適応型プレディストーション手段に入力され、個々のチャネルが出力側においてチャネライザから受け取られるという利点を有している。ゆえに、適応型プレディストーション手段によって算出されるプレディストーション係数はすべてのキャリアにもとづいている。これにより最適な性能が得られる。なぜなら、すべての情報が利用できるからである。
【００４４】
コンバイナ１１０は、逆高速フーリエ変換組み合わせ技術が要求される場合は周波数に関する情報を要求する。適応型プレディストーション手段によって実行されるアルゴリズムは、プレディストーション係数を算出する際に叙上のとおり、周波数情報を利用してもよい。
【００４５】
つぎに、図４の構成において用いられうる第１のプレディストーション手段を示している図７に言及する。プレディストーション手段１０８ａは、ｎ個の減算器を示しており、それぞれの減算器はデジタル・モジュレータ１０６からの出力の個々の１つを受け取る。各減算器は、チャネライザ１４０からの入力をも受け取る。各減算器２０２は、与えられたユーザに対応するモジュレータ１０６からの出力と、該ユーザに対応するチャネライザ１４０からの出力とを受け取る。各減算器２０２は１つの出力を他から差引き、こうしてこれらの信号間の差を決定する。各減算器の出力は差信号を構成し、該差信号は、適応アルゴリズムブロック２０４に入力され、減算器２０２から受け取られた入力にもとづいて、必用があれば、新たな振幅および位相プレディストーション係数を算出する。これらの振幅および位相係数は、それらが記憶されるルックアップ・テーブル２００に出力される。図４に示されるように、ルックアップ・テーブル２００から数値が個々のデジタル・モジュレータ１０６に供給される。適応アルゴリズム・ブロック２０４は、信号の周波数についての情報を出すマイクロ・コントローラ１４２から入力を受け取る。この情報は、適合するアルゴリズム・ブロック２０４によって振幅および位相プレディストーション係数を算出するために用いられ得る。
【００４６】
つぎに、本発明の第２の実施例を示す図５について言及する。図５に示された実施例は、図４に示された実施例に類似しているので、第１および第２の実施例の相違点のみを述べる。適応型プレディストーション手段１０８は、第１の実施例のようなデジタル・モジュレータ１０６に接続された出力を有していない。コンバイナ１１０は、プレディストーション手段１０８の入力に接続されている。プレディストーション手段１０８の出力はデジタル−アナログ・コンバータの入力に接続されている。こうして、プレディストーション手段１０８はコンバイナ１１０のマルチキャリア出力に予め歪を与え、予め歪が与えられたマルチキャリア信号を出力する。フィードバック・パスは第１および第２の実施例ともに同じである。しかし、位相の補正はなされず、振幅の較正はすべての周波数に対して同じである。この解決法は単純であるが、あらゆる場合に要求された性能を供するとは限らない。
【００４７】
つぎに、第２のプレディストーション手段１０８ｂを示す図８に言及する。該第２のプレディストーション手段は図５に示された第２の実施例において用いられ得る。この第２のプレディストーション手段１０８はｎ個の減算器２０８を備えている。該ｎ個の減算器２０８のそれぞれは、デジタル・モジュレータの個々の１つから出力を受け取る。各減算器２０８は、第１の実施例のように、チャネライザ１４０からも対応する入力を受け取る。各減算器２０８は２つの変調された信号を受け取る。それぞれの減算器２０８によって受け取られた該２つの信号は他方から一方が減じられて、差の信号を発生する。この出力の差の信号は、図７の第１のプレディストーション手段に関して述べたのと同じ適応アルゴリズム・ブロック２０４に入力される。図７についていえば、適応アルゴリズム・ブロック２０４は、周波数に関する情報と共にマイクロ・コントローラ１４２から入力を受け取る。適応アルゴリズム・ブロック２０４はその出力に、ルックアップ・テーブル２００に出力される振幅係数を供給する。図７に示された実施例とは異なり、ルックアップ・テーブルは、ルックアップ・テーブルにおいてアドレスを規定するコンバイナ１１０からマルチキャリア信号を受け取る。したがって、マルチキャリア信号はルックアップ・テーブルからの振幅値にしたがって修正され、デジタル−アナログ・コンバータ１１２に出力される。
【００４８】
つぎに、チャネライザ１４０の可能な構造を示す図１０に言及する。該チャネライザはｎ個のブロック２２０を備えており、１つのブロックは各周波数に対して設けられる。チャネライザの各ブロック２２０は、アナログ−デジタル・コンバータ１３８の出力と、マイクロ・コントローラ１４２からの周波数制御信号とを受け取るための入力を備えている。アナログ−デジタル・コンバータ１３８からの出力は第１および第２の乗算器２２２および２２４に入力される。第１の乗算器２２２は入力信号Ｉないしはｉｎ−ｂａｎｄ成分を生成し、一方、第２の乗算器２２４は入力信号のＱないしは直角位相（quadrature-phase）成分を生成する。乗算器２２２および２２４のそれぞれは、数値制御された発振器２２６から周波数を受け取る。発振器２２６の周波数は、周波数制御入力に制御される。発振器２２６の出力は一方の乗算器２２２に直接接続され、一方、第２の乗算器２２４の出力は位相シフタ２２８に接続される。該位相シフタは発振器２２６からの出力信号の位相を９０度だけシフトする。位相がシフトされた発振器２２６の出力信号は第２の乗算器２２４に入力される。
【００４９】
第１および第２の乗算器２２２および２２４のそれぞれの出力は、フィルタ２３０および２３２に接続されている。該フィルタ２３０および２３２は、個々の乗算器によって導入された信号成分のみならずマルチキャリア内の他のキャリアを除去するように構成されている。
【００５０】
それぞれの要素２２０は２つの出力を出す。すなわち、それぞれの周波数に対してＩ成分の出力とＱ成分の出力である。
【００５１】
マイクロ・コントローラ１４２によって出された周波数情報は、第３の実施例におけるプレディストーション手段１０８によって使用され、適切な方法を用いて複合信号を再構成する。この方法は周波数情報を必要とする。一つの例は逆高速フーリエ変換技術であり、当該技術は時間領域内でサンプリングされた信号のスペクトル表現を生成する。
【００５２】
つぎに、本発明の第３の実施例を示す図６に言及する。前記本発明の第２の実施例のごとく、第１の実施例と第３の実施例との相違点だけについて述べる。
【００５３】
図４のチャネライザ１４０は、図６の実施例から省略されている。アナログ−デジタル・コンバータ１３８の出力は、直接プレディストーション手段１０８の入力に接続されている。複合信号についての情報だけが入手できるので、プレディストーション手段は参照信号を生成するように構成される。
【００５４】
つぎに、図６の実施例において用いることができるプレディストーション手段の第３の実施例を示す図９に言及する。第３のプレディストーション手段１０８ｃはデジタル・モジュレータ１０６から出力を受け取る。デジタル・モジュレータ１０６のそれぞれの出力はコンバイナ２１２に入力される。該コンバイナはモジュレータ２００の出力を組み合わせて、単一の信号を出し、該単一の信号は単一の減算器２１４に入力される。単一の減算器２１４は、アナログ−デジタル・コンバータ１３８の出力を受け取る。単一の減算器２１４は、コンバイナ２１２およびアナログ−デジタル・コンバータ１３８からの出力の一方を出力の他方から減じた結果として差の信号を出す。この差の信号は適応アルゴリズム・ブロック２１６に入力され、必用があれば、新たな振幅と位相ディストーション係数が算出される。最初の２つのプレディストーション手段と同様に、適応アルゴリズム・ブロック２１６は、周波数に関する情報と共にマイクロ・コントローラ１４６からの入力を受け取る。この情報は、コンバイナ２１２に入力される。新たな値がルックアップ・テーブル２００に記憶される。
【００５５】
叙上の実施例において、デジタル・モジュレータからの出力は適応型プレディストーション手段に入力される。別の実施例においては、チャネル・エンコーダの出力は、その代わりに、適応型プレディストーション手段に出力されてもよい。かかる状況において、チャネライザは、適応型プレディストーション手段が同様なもの同士を比較するように、信号を復調する必要があるかもしれない。
【００５６】
各キャリアに対するプレディストーション係数を算出する実施例は、他のキャリアについての周波数、歪などを考慮に入れるように、修正することができる。
【００５７】
複合信号に予め歪が加えられる実施例において、コンバイナの出力は振幅のワードからなり、補正は該ワードの振幅を調整することによって発生する。増幅器出力の非線形性は逆関数によって出力ワードの大きさを訂正することによって補償される。補正は特定のコンバイナ出力に依存するかもしれない。これは、コンバイナ出力ワードによってルックアップ・テーブルを指標化し（indexing）、個々のコンテンツをデジタル−アナログ・コンバータに出力することによって起こり得る。
【００５８】
叙上の本発明の実施例においては、１組の中間周波数だけが用いられている。しかし、本発明の別の実施例において、第１組の中間周波数における信号の周波数が、該第１組の中間周波数より大きく、無線周波数より小さい第２組の中間周波数に変換される、さらなるステージがあってもよい。
【００５９】
本発明の実施例をＧＳＭ規格の意味合いにおいて述べたが、本発明の実施例が他のいかなるＴＤＭＡシステム、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）、またはこれらの方法のいくつかのハイブリッドなどのスペクトル拡散技術を用いるいかなるシステムにも適用することができることを認識すべきである。たとえば、ＧＳＭはＦＤＭＡ／ＴＤＭＡハイブリッドである。
【００６０】
本発明の好ましい実施例を基地トランシーバ・ステーションの意味合いにおいて述べたが、本発明の好ましい実施例が他のステーションとの通信をするように構成される移動ステーションおよび端末にも適用できることは認識すべきである。本発明の実施例は、無線および有線の環境において同時に１つの周波数を超える数の周波数で信号を送る適切な送信機と共に用いられ得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 典型的な無線通信ネットワークを示す図である。
【図２ａ】 基地ステーションによって端末に送信するためのＭ個の利用できる周波数を示す図である。
【図２ｂ】 フレームの構成を示す図である。
【図３】 公知の基地ステーションの送信部を示す図である。
【図４】 本発明を具体化している第１の基地ステーションの送信部を示す図である。
【図５】 本発明を具体化している第２の基地ステーションの送信部を示す図である。
【図６】 本発明を具体化している第３の基地ステーションの送信部を示す図である。
【図７】 第１および第２の実施例に用いることができるプレディストーション手段をより詳しく示す図である。
【図８】 第１および第２の実施例に用いることができる第２のプレディストーション手段をより詳しく示す図である。
【図９】 第３の実施例に用いることができる第３のプレディストーション手段をより詳しく示す図である。
【図１０】 チャネライザを示す図である。

Claims (21)

1. 異なるキャリア周波数で送信されるべき複数の異なるデジタル信号を受け取るための入力手段と、
   個々の周波数で前記異なるデジタル信号を変調するためのデジタル・モジュレータと、
   前記異なるキャリヤ周波数のデジタル信号からなる複合信号をアナログの形式に変換するためのデジタル−アナログ・コンバータと、
   個々のキャリア周波数で異なるデジタル信号を備えた複合デジタル信号を受け取り、該複合デジタル信号を増幅するための増幅手段と、
   前記デジタル・モジュレータによる前記異なるデジタル信号の変調中または変調後であって、前記増幅手段による複合デジタル信号の増幅に先立ち、前記複数のデジタル信号に予め歪を与えるためのプレディストーション手段
   とを備え、
   前記プレディストーション手段によって予め与えられる歪が、前記増幅手段における入力と出力とのあいだの差異に依存して順次変化されてなる多重周波数キャリア送信機。
2. 前記入力手段が、前記異なる信号のそれぞれを別々に受け取るように構成されてなる請求項１記載の送信機。
3. 前記入力手段と前記増幅手段とのあいだに、前記複数の異なる信号を組み合わせて、複合信号を合成するためのコンバイナ手段が設けられてなる請求項１または２記載の送信機。
4. 前記プレディストーション手段が、前記複数の異なる信号のそれぞれに予め歪を与えるように構成されてなる請求項１、２または３記載の送信機。
5. 前記複数の異なる信号が前記コンバイナによって組み合わされる前に、前記プレディストーション手段が前記信号に予め歪を与える請求項４記載の送信機。
6. 前記複数の異なる信号が前記コンバイナによって組み合わされたのち、前記プレディストーション手段が前記複合信号に予め歪を与える請求項３記載の送信機。
7. 前記増幅手段と前記プレディストーション手段とのあいだに設けられたフィードバックパスを備えてなる請求項１、２、３、４、５または６記載の送信機。
8. 前記プレディストーション手段が、前記フィードバックパスからの出力前記増幅手段のと、前記入力手段によって受け取られた信号とを比較し、必要があれば、前記入力手段によって順次に受け取られた信号の少なくとも１つに加えられるべき新たなプレディストーション値の少なくとも１つを与えるように構成されてなる請求項７記載の送信機。
9. 前記増幅手段の出力を複数の異なる信号に分離するための手段が、前記フィードバックパスに設けられてなる請求項７または８記載の送信機。
10. 前記プレディストーション手段が、前記分離された信号と前記入力手段から受け取られた対応する信号とを比較し、少なくとも１つのプレディストーション値が変化されることを必要とするか否かを決定するように構成されてなる請求項９記載の送信機。
11. 前記プレディストーション手段が、前記増幅手段からの複合信号と前記複数の異なる信号とを比較し、必要があれば、少なくとも１つの新たなディストーション値を与えるように構成されてなる請求項７記載の送信機。
12. 前記プレディストーション手段が複数のプレディストーション係数を与え、少なくとも１つのプレディストーション係数が、それぞれのマルチキャリア周波数に対して与えられる請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０または１１記載の送信機。
13. 前記プレディストーション係数が、それぞれのマルチキャリア周波数に対して前記マルチキャリア周波数の他の特徴を考慮に入れる請求項１２記載の送信機。
14. 前記特徴が、周波数および歪のうちの１つまたは２つを備えてなる請求項１３記載の送信機。
15. 前記増幅手段が非線形の増幅器を備えてなる請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３または１４記載の送信機。
16. 前記プレディストーション手段が、増幅器の位相および／または振幅の非線形性を補償するように構成されてなる請求項１５記載の送信機。
17. 前記フィードバックパスの出力が前記プレディストーション手段に入力される前に前記フィードバックパスからの出力をデジタル形式に変換するためのアナログ−デジタル・コンバータが設けられてなる請求項８、９、１０、１２、１３、１４、１５または１６記載の送信機。
18. 前記分離手段が前記フィードバックパスの出力信号を複数の異なる信号に分離するに先立ち、前記フィードバックパスからの出力をデジタル形式に変換するためのアナログ−デジタル・コンバータが設けられてなる請求項９、１０、１２、１３、１４、１５または１６記載の送信機。
19. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１５、１６、１７または１８記載の送信機を備えてなる基地ステーション。
20. 請求項１、２、３、４、５、６、７、８、９、１０、１１、１２、１３、１５、１６、１７または１８記載の送信機を備えてなる移動ステーション。
21. 異なるキャリア信号で送信されるべき複数の異なるデジタル信号を受け取る工程と、
    個々の周波数で前記異なるデジタル信号を変調する変調工程と、
    該複数の異なる信号を組み合わせて、個々のキャリア周波数における異なるデジタル信号を備えた複合デジタル信号を合成する工程と、
    前記複合デジタル信号をアナログの形式に変換し、複合アナログ信号を発生する工程と、
    該複合信号を増幅する工程
    とを備えてなる多重キャリア送信方法であって、
    前記変調工程のあいだまたは変調工程の後に、前記増幅手段による複合アナログ信号の増幅に先立ち前記複数の異なるデジタル信号に予め歪を与える工程と、
    前記異なる信号と増幅された信号とのあいだの差異に依存して、予めデジタル信号に与えられた歪を順次変化させる工程
    とをさらに備える多重キャリア送信方法。

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