JP3676168B2

JP3676168B2 - Power supply control device

Info

Publication number: JP3676168B2
Application number: JP2000030162A
Authority: JP
Inventors: 晃馬場
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 1999-02-14
Filing date: 2000-02-08
Publication date: 2005-07-27
Anticipated expiration: 2020-02-08
Also published as: JP2000299925A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列接続された複数の半導体スイッチング素子を通して大電流負荷への電力の供給を制御する電源供給制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種の電源供給制御装置はＦＥＴなどの半導体スイッチング素子（半導体スイッチ）を介して負荷に電力を供給する構成のため、大電流負荷へ電力を供給するにはスイッチング素子の容量を大きくしなければならなかった。しかし、容量の大きなスイッチング素子は高価で、装置のコストが高くなってしまう。
【０００３】
このため、図５に示すような比較的小容量の安価なスイッチング素子を並列接続して使用することが一般的に行われている。図５に示した電源供給制御装置は、５個の並列に接続されたパワーＭＯＳＦＥＴ１と、これらＦＥＴ１を駆動するドライバ２と、ドライバ２に所定の電圧を供給するチャージポンプ３と、過電流保護用のヒューズ４を有している。
【０００４】
ドライバ２はこれら５個のＦＥＴを同時にスイッチング制御することにより、電源ＶＢの電力を負荷５に供給する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記の図５に示した従来の電源供給制御装置では、負荷５のショートや電力を負荷５に伝送するワイヤーハーネスのショートなどに起因する過電流に対し、ヒューズ４を用いた保護対策が採られてきたが、ヒューズ４ではレアショート（間欠ショート）に対しては無力であり、ワイヤーハーネスや負荷５を保護することができなかった。
【０００６】
本発明は、上述の如き従来の課題を解決するためになされたもので、その目的は、装置のコストを高くすること無く且つ小型化を損なうこと無く、通常のショートは勿論、レアショートに対しても負荷や電源線の保護動作を行うことができる大電流負荷対応の電源供給制御装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明の特徴は、並列接続された複数の過熱遮断機能を有する第１の半導体スイッチング素子群と、これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、を具備し、且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオン／オフ制御する第１の制御手段と、前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することにある。
【０００８】
請求項２の発明の特徴は、並列接続された複数の第１の半導体スイッチング素子群と、これら複数の第１の半導体スイッチング素子群を共通に駆動して電源から負荷に電力を供給する駆動回路と、これら半導体スイッチング素子に並列に接続される電流振動型遮断機能付きスイッチング回路と、を具備し、且つ、前記電流振動型遮断機能付きスイッチング回路は、入力される制御信号に応じてスイッチング制御されることにより前記電源から前記負荷に電流を供給する第２の半導体スイッチング素子と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第１の基準電圧を発生する第１の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第１の基準電圧との差を検出する第１の検出手段と、前記負荷が接続された状態で前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧特性と等価な電圧特性を有する第２の基準電圧を発生する第２の基準電圧発生手段と、前記第２の半導体スイッチング素子の端子間電圧と前記第２の基準電圧との差を検出する第２の検出手段と、前記第１の検出手段により検出された端子間電圧と前記第１の基準電圧との差に応じて前記第１の半導体スイッチング素子群を前記駆動回路によりオフ制御する第１の制御手段と、前記第２の検出手段の検出結果に応じて前記第２の半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する第２の制御手段とを有することにある。
【０００９】
請求項３の発明の前記第１の半導体スイッチング素子群は過熱遮断機能を有する温度センサー内蔵ＦＥＴ群である。
【００１０】
請求項４の発明の前記第２の半導体スイッチング素子は過熱遮断機能付きスイッチング回路を有する温度センサー内蔵ＦＥＴである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の電源供給制御装置の第１の実施の形態を示した回路図である。電源供給制御装置は、５個の並列接続された通常のサーマルＭＯＳＦＥＴ１１と、これらＦＥＴ１１を駆動するドライバ１２と、このドライバ１２に所定の電圧を供給するチャージポンプ１３と、前記サーマルＭＯＳＦＥＴ１１に電流制限用抵抗Ｒを介して並列接続された電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を有している。
【００１２】
尚、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１をドライブするドライバ１６２及び温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を流れる過電流を検出する第１の過電流検出回路１６３を有し、特願平１０−３７３８７７号（特開２００１−３６３９３号）で示された電源供給制御装置と同様の性能を備え、シャント抵抗無しで且つマイクロコンピュータを必要することなく、下流側の短絡等による過電流を検出することができるものである。
【００１３】
ここで、本例の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は、上記の回路の他に、第２の過電流検出回路１６４を備えている。この第２の過電流検出回路１６４は、第１の過電流検出回路１６３が負荷１５側の過電流を検出した後、それよりも若干大きい過電流を検出し、検出信号をドライバ１６２にフィードバックする。また、本例の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は上記した追加部分も含めて１チップ化が可能で、ここでは１チップ化されているものとする。
【００１４】
図２は、図１に示した電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の内部構成を示した回路図であり、図３は、図２に示した温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の内部構成を示した回路図である。
【００１５】
図２において、本実施形態の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は、電源電圧ＶＢを負荷１５に供給する経路に、半導体スイッチとしての温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレインＤ−ソースＳを直列接続した構成である。ここで、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１にはＤＭＯＳ構造のＮＭＯＳ型を使用しているがＰＭＯＳ型でも実現可能である。
【００１６】
また同図において、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を駆動制御する部分については、リファレンスＦＥＴＱＢ１，ＱＢ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ８，Ｒ１０，ＲＧ，Ｒｒ，ＲＶ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２、ドライバー１６２およびスイッチＳＷ１を備えた構成である。なお、参照符号として抵抗には“Ｒ”とそれに続く数字および文字を使用しているが、以下の説明では参照符号として使用すると共に、それぞれ該抵抗の抵抗値をも表すものとする。また、図２中の点線で囲った部分１６はアナログ集積化されるチップ部分を示す。
【００１７】
負荷１５は例えばヘッドライトやパワーウィンドウの駆動モータ等々であり、ユーザ等がスイッチＳＷ１をオンさせることにより機能する。ドライバー１６２には、コレクタ側が電位ＶＰに接続されたソーストランジスタＱ５と、エミッタ側が接地電位（ＧＮＤ）に接続されたシンクトランジスタＱ６とを直列接続して備え、スイッチＳＷ１のオン／オフ切換えによる切換え信号に基づき、ソーストランジスタＱ５およびシンクトランジスタＱ６をオン／オフ制御して、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を駆動制御する信号を出力する。
【００１８】
半導体スイッチとしての温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は、より詳しくは図３に示すような構成を備えている。図３において、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは、内蔵抵抗ＲＧ、温度センサ１２１、ラッチ回路１２２及び過熱遮断用ＦＥＴＱＳを備えている。なお、ＺＤ１はゲートＧ−ソースＳ間を１２［Ｖ］に保ってゲートＧに過電圧が印加されようとした場合にこれをバイパスさせるツェナーダイオードである。
【００１９】
つまり、本実施形態で使用する温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１が規定以上の温度まで上昇したことが温度センサ１２１によって検出された場合には、その旨の検出情報がラッチ回路１２２に保持され、ゲート遮断回路としての過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオン動作となることによって、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を強制的にオフ制御する過熱遮断機能を備えている。
【００２０】
温度センサ１２１は４個のダイオードが縦続接続されてなり、実装上、温度センサ１２１は温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の近傍に配置形成されている。温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の温度が上昇するにつれて温度センサ１２１の各ダイオードの抵抗値が減少するので、ＦＥＴＱ５１のゲート電位が“Ｌ”レベルとされる電位まで下がると、ＦＥＴＱ５１がオン状態からオフ状態に遷移する。これにより、ＦＥＴＱ５４のゲート電位が温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのゲート制御端子（Ｇ）の電位にプルアップされ、ＦＥＴＱ５４がオフ状態からオン状態に遷移して、ラッチ回路１２２に“１”がラッチされることとなる。このとき、ラッチ回路１２２の出力が“Ｈ”レベルとなって過熱遮断用ＦＥＴＱＳがオフ状態からオン状態に遷移するので、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡの真のゲート（ＴＧ）と温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡのソース（ＳＡ）が同電位になって、温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡがオン状態からオフ状態に遷移して、過熱遮断されることとなる。
【００２１】
また、本実施形態の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６では、負荷１５または温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のソース（ＳＡ）と負荷１５間において発生する短絡故障による過電流、或いは不完全短絡故障による異常電流に対する保護機能をも備えている。以下、図２を参照して、この保護機能を実現する構成について説明する。
【００２２】
先ず、特許請求の範囲にいう基準電圧発生手段は、リファレンスＦＥＴ（第２半導体スイッチ）ＱＢ１および抵抗（第２負荷）Ｒｒ１で構成されている。リファレンスＦＥＴＱＢ１のドレインおよびゲートはそれぞれ温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン（Ｄ）および真のゲート（ＴＧ）に接続され、リファレンスＦＥＴＱＢ１のソース（ＳＢ）は抵抗Ｒｒ１の一方の端子に接続され、抵抗Ｒｒ１の他の端子は接地電位（ＧＮＤ）に接続されている。このように、リファレンスＦＥＴＱＢ１および温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン（Ｄ）およびゲート（ＴＧ）を共通化することにより同一チップ（１６）への集積化を容易にすることができる。
【００２３】
また、リファレンスＦＥＴＱＢ１および温度センサー内蔵ＦＥＴＱＡは同一プロセスで同一チップ（１６）上に形成されたものを使用している。本実施形態における電流検出手法は、コンパレータＣＭＰ１による温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレイン−ソース間電圧ＶDSA と基準電圧との差の検出によって行われることから、同一チップ上にリファレンスＦＥＴＱＢおよび温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を形成することにより、電流検出における同相的誤差要因、即ち電源電圧、温度ドリフトやロット間のバラツキの影響を除去（削減）することもできる。さらに、抵抗Ｒｒ１をチップ１６の外部に設置しているので、基準電圧へのチップ１６の温度変化の影響を受け難くすることができ、高精度の電流検出を実現することが可能となる。
【００２４】
また、リファレンスＦＥＴＱＢの電流容量が温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の電流容量よりも小さくなるように、それぞれのＦＥＴを構成する並列接続のトランジスタ数の比を（リファレンスＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）＜（温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のトランジスタ数：１０００個）となるように構成している。
【００２５】
さらに、抵抗Ｒｒの抵抗値は、後述のように負荷１０２の抵抗値×（温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のトランジスタ数：１０００個／リファリンスＦＥＴＱＢのトランジスタ数：１個）の値となるように設定される。この抵抗Ｒｒの設定により、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１に負荷電流（５［Ａ］）が流れたときに抵抗Ｒｒ１に５［ｍＡ］の電流が流れると、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１と同じドレイン−ソース間電圧ＶDSをリファレンスＦＥＴＱＢに発生させることができる。また、以上のような回路規定により、リファレンスＦＥＴＱＢおよび抵抗Ｒｒで構成される基準電圧発生手段の構成を極力小型化することができ、実装スペースを縮小して装置コストを低減することができる。
【００２６】
可変抵抗ＲＶはチップ外部に設置され、抵抗Ｒ２に並列に接続される。可変抵抗ＲＶは温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１がオフした後、オンさせるための正電圧をコンパレータＣＭＰ１の＋側に加えるためのものである。温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１がオンしている時のＲ１とＲ２の中点電圧は負荷が正常ならＶＢに近い電圧となっている。負荷１５がショートした場合は中点電圧は下がり、Ｒｒ端電圧より低くなるとコンパレータＣＭＰ１は反転する。レファレンスＦＥＴＱＢがオフする段階でＲｒの電圧はグランド電位に近づいていき、ある処で中点電圧が高くなるのでまた、コンパレータＣＭＰ１が反転する。
【００２７】
コンパレータＣＭＰ１は、特許請求の範囲にいう検出手段の一部を成す。コンパレータＣＭＰ１の“＋”入力端子には、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のドレインＤ−ソースＳＡ間電圧ＶDSA を抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２および可変抵抗ＲＶの並列抵抗（Ｒ２‖ＲＶ）とで分圧した電圧が抵抗Ｒ５を介して供給されている。また、コンパレータＣＭＰ１の“−”入力端子には、リファレンスＦＥＴＱＢのドレイン−ソース間電圧ＶDSB が供給されている。つまり、“−”入力端子に供給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が大きいときに出力は有効（“Ｈ”レベル）となり、“−”入力端子に供給される電位より“＋”入力端子に供給される電位が小さいときに無効（“Ｌ”レベル）となる。なお、後述のように、コンパレータＣＭＰ１は一定のヒステリシスを持っている。
【００２８】
なお、本実施形態では、上記第２の過電流検出回路１６４として、ＦＥＴ（第３半導体スイッチ）ＱＢ２および第２のコンパレータＣＭＰ２を有する構成となっている。
【００２９】
次に本実施の形態の動作を説明する。ドライバ１２は並列接続した５個の通常の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１のゲートにスイッチング信号を出力して、これら５個のＦＥＴ１１をスイッチング制御することにより、電源ＶＢの電力を負荷１５に供給する。この時、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１もドライバ１６２によりスイッチングされ、電源ＶＢから負荷１５側に抵抗Ｒを介して電流を流す。この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は負荷１５側の過電流検出に用いられるため、負荷１５側に流す電流は小さくて良く、従って温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１の容量も小さいもので良い。
【００３０】
上記のように負荷１５に電力が供給されている際に、負荷１５に電力を伝送するワイヤーハーネスや負荷１５に短絡が生じると、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の第１の過電流検出回路１６３が温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１を流れる電流の過電流を検出し、その検出信号をドライバ１２に出力する。
【００３１】
ドライバ１２はこの検出信号を受け取ると、レアーショートの場合、５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１のオンオフを繰り返す制御をするが、この場合、過電流が各温度センサー内蔵ＦＥＴ１１を流れているため、各温度センサー内蔵ＦＥＴ１１は短時間に過熱シャットダウンしてしまい、負荷１５側に流れる過電流が確実に遮断される。又、完全ショートとの場合は、５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１に非常に大きな過大電流が流れるため、これらＦＥＴ１１は瞬時に過熱シャットダウンしてしまい、負荷１５側に流れる過電流が確実に遮断される。
【００３２】
ところが、この時点でも、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は駆動しているため、前記５個のＦＥＴ１１から負荷１５への電力の供給が止まると、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は更に大きな電流を負荷１５へ流そうとする。その場合、抵抗Ｒ１の抵抗降下電圧よりも更に大きな抵抗降下電圧が抵抗Ｒ２に発生し、過電流検出回路１６４が更に大きな過電流を検出し、検出信号を電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６のドライバ１６２に出力する。
【００３３】
ドライバ１６２は前記検出信号を受け取ると、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１のオンオフを繰り返す制御を行うため、温度センサー内蔵ＦＥＴ１６１は短時間で過熱シャットダウンし、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６も負荷１５側への電流供給を停止し、過電流保護が完了する。
【００３４】
本実施の形態によれば、並列接続された５個の温度センサー内蔵ＦＥＴ１１に並列に電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を接続し、ショート等で過電流が負荷１５側へ流れた場合、この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能を用いて前記過電流を検出することにより、ヒューズを用いること無く確実に過電流保護を行うことができる。
【００３５】
その上、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能はレアーショートに対しても有効であり、温度センサー内蔵ＦＥＴ１１の過熱シャットダウンにより、レアーショートに対するワイヤーハーネス等の保護を行うこともできる。
【００３６】
又、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６はワンチップ化でき１個用いるだけであるため、装置の配線数が多くなることがなく、装置の小型化を図ることができると共に、その電流供給容量は過電流検出機能を動作させるに足る安価な低容量タイプのものであれば良いため、装置が高くなることを抑制することができる。
【００３７】
更に、前記ショートなどの不具合が修復されれば、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は自動復帰して、装置は再び動作可能となるため、ヒューズを取り替える手間を省くことができる。
【００３８】
図４は本発明の電源供給制御装置の第２の実施の形態を示した回路図である。但し、図１に示した実施の形態と同一部分には同一符号を付し、その説明を適宜省略する。
【００３９】
本例は、負荷１５に電力を供給する半導体スイッチング素子として、５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を用いたことと、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６が過電流を検出した場合に、ドライバ１２による５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８に対する制御方法が異なることが前記第１の実施の形態と異なり、他の構成は図１に示した第１の実施の形態と同様である。
【００４０】
次に本実施の形態の動作について説明する。ドライバ１２が５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を駆動して、負荷１５に電力を供給している時、負荷１５側でショート等が起きた場合、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出回路１６３が過電流を検出し、検出信号をドライバ１２に出力する。ドライバ１２は前記検出信号を受けると、５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８を全てオフする制御を行うことにより、負荷１５側に流れる過電流を遮断する。
【００４１】
本実施の形態によれば、並列接続された５個のパワーＭＯＳＦＥＴ１８に電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６を並列接続し、ショート等で過電流が負荷１５側へ流れた場合、この電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６の過電流検出機能を用いて前記過電流を検出することにより、ヒューズを用いること無く確実に過電流保護を行うことができる。
【００４２】
又、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は１個用いるだけであるため、装置の配線数が多くなることがなく、装置の小型化を阻むことを回避することができると共に、その電流供給容量は過電流検出機能を動作させるに足る安価な低容量タイプでものであれば良いため、装置が高くなることを抑制することができる。
【００４３】
更に、前記ショートなどの不具合が修復されれば、電流振動型遮断機能付きスイッチング回路１６は自動復帰して装置は再び動作可能となるため、ヒューズを取り替える手間を省くことができる。
【００４４】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明の電源供給制御装置によれば、並列接続された温度センサー内蔵ＦＥＴに過電流検出用の電流振動型遮断機能付きスイッチング回路を並列接続することにより、装置のコストを高くすること無く且つ小型化を損なうこと無く、通常のショートは勿論、レアショートに対しても負荷や電源線の保護動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電源供給制御装置の第１の実施の形態を示した回路図である。
【図２】本発明の図１に示した電流振動型遮断機能付きスイッチング回路の回路図である。
【図３】本発明の図２に示した温度センサー内蔵ＦＥＴの回路図である。
【図４】本発明の電源供給制御装置の第２の実施の形態を示した回路図である。
【図５】従来の電源供給制御装置の一例を示した回路図である。
【符号の説明】
１１、１６１温度センサー内蔵ＦＥＴ
１２、１６２ドライバ
１３チャージポンプ
１５負荷
１６電流振動型遮断機能付きスイッチング回路
１８パワーＭＯＳＦＥＴ
１６３、１６４過電流検出回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply control device that controls supply of power to a large current load through a plurality of semiconductor switching elements connected in parallel.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, this type of power supply control device is configured to supply power to a load via a semiconductor switching element (semiconductor switch) such as an FET. Therefore, to supply power to a large current load, the capacity of the switching element must be increased. I had to. However, a switching element having a large capacity is expensive and the cost of the device is increased.
[0003]
For this reason, in general, an inexpensive switching element having a relatively small capacity as shown in FIG. 5 is used in parallel connection. The power supply control device shown in FIG. 5 includes five power MOSFETs 1 connected in parallel, a driver 2 for driving these FETs 1, a charge pump 3 for supplying a predetermined voltage to the driver 2, and an overcurrent protection device. The fuse 4 is provided.
[0004]
The driver 2 supplies the power of the power source VB to the load 5 by simultaneously switching these five FETs.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the conventional power supply control device shown in FIG. 5 described above, protection measures using the fuse 4 are taken against overcurrent caused by a short circuit of the load 5 or a short circuit of a wire harness that transmits power to the load 5. However, the fuse 4 is incapable of rare shorts (intermittent shorts) and cannot protect the wire harness or the load 5.
[0006]
The present invention has been made in order to solve the conventional problems as described above, and the object of the present invention is not to increase the cost of the apparatus and to reduce the size of the apparatus, but also to normal shorts as well as rare shorts. However, it is an object of the present invention to provide a power supply control device for a large current load that can perform a load or power line protection operation.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a feature of the invention of claim 1 is that a plurality of first semiconductor switching element groups having a plurality of overheat cutoff functions connected in parallel and the plurality of first semiconductor switching element groups are shared. A driving circuit for driving and supplying power from a power source to a load; and a switching circuit with a current oscillation type cutoff function connected in parallel to these semiconductor switching elements, and the switching circuit with the current oscillation type cutoff function The second semiconductor switching element that supplies a current from the power source to the load by switching control according to an input control signal, and the second semiconductor switching element in a state where the load is connected. A first reference voltage generating means for generating a first reference voltage having a voltage characteristic equivalent to an inter-terminal voltage characteristic; and the second semiconductor switch. A voltage that is equivalent to a voltage characteristic between the terminals of the second semiconductor switching element in a state where the load is connected, and a first detection means for detecting a difference between the voltage between the terminals of the chucking element and the first reference voltage; Second reference voltage generation means for generating a second reference voltage having characteristics; and second detection means for detecting a difference between the terminal voltage of the second semiconductor switching element and the second reference voltage; First control means for controlling on / off of the first semiconductor switching element group by the drive circuit according to a difference between the inter-terminal voltage detected by the first detection means and the first reference voltage And second control means for controlling on / off of the second semiconductor switching element according to the detection result of the second detection means.
[0008]
A feature of the invention of claim 2 is that a plurality of first semiconductor switching element groups connected in parallel and a drive circuit for driving the plurality of first semiconductor switching element groups in common and supplying power from a power source to a load And a switching circuit with a current oscillation type cutoff function connected in parallel to these semiconductor switching elements, and the switching circuit with the current oscillation type cutoff function is subjected to switching control according to an input control signal. A first semiconductor switching element for supplying a current from the power source to the load, and a first voltage characteristic equivalent to a voltage characteristic between terminals of the second semiconductor switching element in a state where the load is connected. First reference voltage generating means for generating a reference voltage of the second semiconductor switching element, a voltage between terminals of the second semiconductor switching element, and the first reference voltage A first detection means for detecting a difference; and a second reference for generating a second reference voltage having a voltage characteristic equivalent to a voltage characteristic between terminals of the second semiconductor switching element in a state where the load is connected. Voltage generating means; second detection means for detecting a difference between the terminal voltage of the second semiconductor switching element and the second reference voltage; and the terminal voltage detected by the first detection means; First control means for controlling the first semiconductor switching element group to be turned off by the drive circuit in accordance with a difference from the first reference voltage, and the second control means in accordance with a detection result of the second detection means. And a second control means for controlling on / off of the semiconductor switching element.
[0009]
The first semiconductor switching element group of the invention of claim 3 is a temperature sensor built-in FET group having an overheat cutoff function.
[0010]
The second semiconductor switching element of the invention of claim 4 is a temperature sensor built-in FET having a switching circuit with an overheat cutoff function.
[0011]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a power supply control device of the present invention. The power supply control device includes five normal thermal MOSFETs 11 connected in parallel, a driver 12 for driving these FETs 11, a charge pump 13 for supplying a predetermined voltage to the driver 12, and a current limiting circuit for the thermal MOSFET 11. A switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function connected in parallel via a resistor R is provided.
[0012]
The switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function includes a temperature sensor built-in FET 161, a driver 162 that drives the temperature sensor built-in FET 161, and a first overcurrent detection circuit 163 that detects an overcurrent flowing through the temperature sensor built-in FET 161. It has the same performance as the power supply control device disclosed in Japanese Patent Application No. 10-373877 (Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-36393) , has no shunt resistance, and does not require a microcomputer, so that an overload due to a short circuit on the downstream side, etc. A current can be detected.
[0013]
Here, the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function of the present example includes a second overcurrent detection circuit 164 in addition to the above circuit. The second overcurrent detection circuit 164 detects an overcurrent slightly larger than that after the first overcurrent detection circuit 163 detects an overcurrent on the load 15 side, and feeds back a detection signal to the driver 162. . Further, the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function of this example can be made into one chip including the above-described additional portion, and here, it is assumed that it is made into one chip.
[0014]
2 is a circuit diagram showing an internal configuration of the switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a circuit diagram showing an internal configuration of the temperature sensor built-in FET 161 shown in FIG. It is.
[0015]
In FIG. 2, the switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function of the present embodiment has a configuration in which the drain D-source S of the FET 161 with built-in temperature sensor as a semiconductor switch is connected in series to the path for supplying the power supply voltage VB to the load 15. It is. Here, an NMOS type having a DMOS structure is used for the temperature sensor built-in FET 161, but it can also be realized by a PMOS type.
[0016]
In the same figure, reference FETs QB1, QB2, resistors R1, R2, R5, R8, R10, RG, Rr, RV, Zener diode ZD1, diode D1, comparators CMP1, CMP2 are provided for the parts that drive and control the temperature sensor built-in FET 161. The configuration includes a driver 162 and a switch SW1. In addition, although "R" and the number and character which follow it are used for a resistor as a reference sign, while using it as a reference sign in the following description, it shall represent the resistance value of this resistance, respectively. Further, a portion 16 surrounded by a dotted line in FIG. 2 indicates a chip portion to be integrated in an analog manner.
[0017]
The load 15 is, for example, a headlight, a drive motor for a power window, or the like, and functions when a user or the like turns on the switch SW1. The driver 162 includes a source transistor Q5 whose collector side is connected to the potential VP and a sink transistor Q6 whose emitter side is connected to the ground potential (GND), which are connected in series, and a switching signal by switching the switch SW1 on and off. Based on the above, the source transistor Q5 and the sink transistor Q6 are turned on / off to output a signal for driving and controlling the temperature sensor built-in FET 161.
[0018]
More specifically, the temperature sensor built-in FET 161 as a semiconductor switch has a configuration as shown in FIG. In FIG. 3, the temperature sensor built-in FET QA includes a built-in resistor RG, a temperature sensor 121, a latch circuit 122, and an overheat cutoff FET QS. ZD1 is a Zener diode that bypasses the gate G when an overvoltage is applied to the gate G while maintaining the gate G and source S at 12 [V].
[0019]
In other words, when the temperature sensor 121 detects that the temperature sensor built-in FET 161 has risen to a temperature higher than a specified temperature, the temperature sensor built-in FET 161 used in this embodiment holds the detection information in the latch circuit 122. The overheat cutoff FET QS as the gate cutoff circuit is turned on to provide an overheat cutoff function for forcing the temperature sensor built-in FET 161 to be turned off.
[0020]
The temperature sensor 121 is formed by cascade-connecting four diodes, and the temperature sensor 121 is arranged and formed in the vicinity of the temperature sensor built-in FET 161 for mounting. As the temperature of the FET 161 with built-in temperature sensor increases, the resistance value of each diode of the temperature sensor 121 decreases. Therefore, when the gate potential of the FET Q51 is lowered to the “L” level, the FET Q51 changes from the on state to the off state. To do. As a result, the gate potential of the FET Q54 is pulled up to the potential of the gate control terminal (G) of the temperature sensor built-in FET QA, the FET Q54 changes from the OFF state to the ON state, and “1” is latched in the latch circuit 122. It becomes. At this time, since the output of the latch circuit 122 becomes “H” level and the overheat cutoff FET QS transits from the OFF state to the ON state, the true gate (TG) of the temperature sensor built-in FET QA and the source of the temperature sensor built-in FET QA ( SA) becomes the same potential, and the temperature sensor built-in FET QA transitions from the on state to the off state, thereby shutting off the overheat.
[0021]
Further, in the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function of the present embodiment, an overcurrent due to a short-circuit fault occurring between the load 15 or the source (SA) of the FET 161 with built-in temperature sensor and the load 15 or an abnormal current due to an incomplete short-circuit fault. It also has a protection function against. Hereinafter, a configuration for realizing this protection function will be described with reference to FIG.
[0022]
First, the reference voltage generating means referred to in the claims is composed of a reference FET (second semiconductor switch) QB1 and a resistor (second load) Rr1. The drain and gate of the reference FET QB1 are connected to the drain (D) and the true gate (TG) of the temperature sensor built-in FET 161, respectively, the source (SB) of the reference FET QB1 is connected to one terminal of the resistor Rr1, and the other of the resistor Rr1 Are connected to the ground potential (GND). Thus, by integrating the drain (D) and gate (TG) of the reference FET QB1 and the temperature sensor built-in FET 161, integration on the same chip (16) can be facilitated.
[0023]
Further, the reference FET QB1 and the temperature sensor built-in FET QA are formed on the same chip (16) by the same process. Since the current detection method in this embodiment is performed by detecting the difference between the drain-source voltage VDSA of the temperature sensor built-in FET 161 and the reference voltage by the comparator CMP1, the reference FET QB and the temperature sensor built-in FET 161 are formed on the same chip. By doing so, common mode error factors in current detection, that is, the influence of power supply voltage, temperature drift and lot-to-lot variations can be eliminated (reduced). Further, since the resistor Rr1 is installed outside the chip 16, it can be made less susceptible to the influence of the temperature change of the chip 16 on the reference voltage, and highly accurate current detection can be realized.
[0024]
Further, the ratio of the number of parallel-connected transistors constituting each FET is set so that the current capacity of the reference FET QB is smaller than the current capacity of the temperature sensor built-in FET 161 (number of transistors of the reference FET QB: 1) <(temperature sensor The number of transistors of the built-in FET 161 is 1000).
[0025]
Further, the resistance value of the resistor Rr is set to be a value of resistance value of the load 102 × (number of transistors of the temperature sensor built-in FET 161: 1000 / number of transistors of the reference FET QB: 1) as described later. By setting the resistance Rr, when a load current (5 [A]) flows through the temperature sensor built-in FET 161 and a current of 5 [mA] flows through the resistor Rr1, the same drain-source voltage VDS as the temperature sensor built-in FET 161. Can be generated in the reference FET QB. Further, according to the circuit definition as described above, the configuration of the reference voltage generating means constituted by the reference FET QB and the resistor Rr can be miniaturized as much as possible, and the mounting space can be reduced and the device cost can be reduced.
[0026]
The variable resistor RV is installed outside the chip and connected in parallel to the resistor R2. The variable resistor RV is for applying a positive voltage to turn on the positive side of the comparator CMP1 after the temperature sensor built-in FET 161 is turned off. When the temperature sensor built-in FET 161 is on, the midpoint voltage of R1 and R2 is close to VB if the load is normal. When the load 15 is short-circuited, the midpoint voltage decreases, and when it becomes lower than the Rr end voltage, the comparator CMP1 is inverted. When the reference FET QB is turned off, the voltage of Rr approaches the ground potential, and the midpoint voltage becomes higher at a certain point, so that the comparator CMP1 is inverted.
[0027]
The comparator CMP1 forms part of the detection means referred to in the claims. A voltage obtained by dividing the voltage VDSA between the drain D and the source SA of the FET 161 with built-in temperature sensor by a resistor R1, a resistor R2, and a parallel resistor (R2‖RV) of the variable resistor RV is connected to the “+” input terminal of the comparator CMP1. It is supplied via R5. Further, the drain-source voltage VDSB of the reference FET QB is supplied to the "-" input terminal of the comparator CMP1. That is, when the potential supplied to the “+” input terminal is larger than the potential supplied to the “−” input terminal, the output becomes valid (“H” level), and the potential supplied to the “−” input terminal becomes “ It becomes invalid (“L” level) when the potential supplied to the “+” input terminal is small. As will be described later, the comparator CMP1 has a certain hysteresis.
[0028]
In the present embodiment, the second overcurrent detection circuit 164 includes a FET (third semiconductor switch) QB2 and a second comparator CMP2.
[0029]
Next, the operation of the present embodiment will be described. The driver 12 outputs a switching signal to the gates of five normal temperature sensor built-in FETs 11 connected in parallel, and controls the five FETs 11 to supply the power of the power source VB to the load 15. At this time, the temperature sensor built-in FET 161 of the switching circuit 16 with current oscillation type cutoff function is also switched by the driver 162, and a current flows from the power source VB to the load 15 through the resistor R. Since the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function is used for overcurrent detection on the load 15 side, the current flowing to the load 15 side may be small, and therefore the capacitance of the temperature sensor built-in FET 161 may be small.
[0030]
When power is supplied to the load 15 as described above, if a short circuit occurs in the wire harness that transmits power to the load 15 or the load 15, the first overcurrent detection of the switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function The circuit 163 detects an overcurrent of the current flowing through the temperature sensor built-in FET 161 and outputs the detection signal to the driver 12.
[0031]
Upon receiving this detection signal, the driver 12 performs control to repeatedly turn on and off the five temperature sensor built-in FETs 11 in the case of a short circuit. In this case, since overcurrent flows through each temperature sensor built-in FET 11, The sensor built-in FET 11 is overheated in a short time, and the overcurrent flowing to the load 15 side is reliably cut off. In the case of a complete short circuit, a very large overcurrent flows through the five temperature sensor built-in FETs 11, so that these FETs 11 are instantaneously overheated and the overcurrent flowing to the load 15 side is reliably cut off. .
[0032]
However, even at this time, since the temperature sensor built-in FET 161 of the switching circuit 16 with the current vibration type cutoff function is still driven, when the supply of power from the five FETs 11 to the load 15 is stopped, the current vibration type cutoff function is provided. The switching circuit 16 tries to pass a larger current to the load 15. In that case, a resistance drop voltage larger than the resistance drop voltage of the resistor R1 is generated in the resistor R2, the overcurrent detection circuit 164 detects a larger overcurrent, and the detection signal is sent to the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function. Output to the driver 162.
[0033]
When the driver 162 receives the detection signal, it performs control to repeatedly turn on and off the temperature sensor built-in FET 161. Therefore, the temperature sensor built-in FET 161 is overheated in a short time, and the switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function is also connected to the load 15 side. Current supply is stopped and overcurrent protection is completed.
[0034]
According to the present embodiment, when the switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function is connected in parallel to the five temperature sensor built-in FETs 11 connected in parallel, and an overcurrent flows to the load 15 side due to a short circuit or the like, By detecting the overcurrent using the overcurrent detection function of the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function, it is possible to reliably perform overcurrent protection without using a fuse.
[0035]
In addition, the overcurrent detection function of the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function is also effective for the short-circuit, and the wire harness and the like can be protected against the short-circuit by the overheat shutdown of the temperature sensor built-in FET 11. .
[0036]
Further, since the switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function can be made into one chip and only one is used, the number of wirings of the device is not increased, the device can be miniaturized, and its current supply capacity Since it is only necessary to use an inexpensive low-capacity type that is sufficient to operate the overcurrent detection function, it is possible to prevent the device from becoming expensive.
[0037]
Furthermore, if the malfunction such as the short circuit is repaired, the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function is automatically restored and the apparatus can be operated again, so that the trouble of replacing the fuse can be saved.
[0038]
FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the power supply control device of the present invention. However, the same parts as those of the embodiment shown in FIG.
[0039]
In this example, five power MOSFETs 18 are used as semiconductor switching elements for supplying power to the load 15, and when the overcurrent is detected by the switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function, The control method for the power MOSFET 18 is different from that of the first embodiment, and other configurations are the same as those of the first embodiment shown in FIG.
[0040]
Next, the operation of the present embodiment will be described. When the driver 12 drives the five power MOSFETs 18 to supply power to the load 15, if a short circuit or the like occurs on the load 15 side, the overcurrent detection circuit 163 of the switching circuit 16 with the current oscillation type cutoff function 16 Detects an overcurrent and outputs a detection signal to the driver 12. When the driver 12 receives the detection signal, the driver 12 controls to turn off all of the five power MOSFETs 18 to cut off the overcurrent flowing to the load 15 side.
[0041]
According to the present embodiment, when the switching circuit 16 with a current vibration type cutoff function is connected in parallel to the five power MOSFETs 18 connected in parallel, and an overcurrent flows to the load 15 side due to a short circuit or the like, this current vibration type By detecting the overcurrent using the overcurrent detection function of the switching circuit 16 with the cutoff function, it is possible to reliably perform overcurrent protection without using a fuse.
[0042]
In addition, since only one switching circuit 16 with a current oscillation type cutoff function is used, the number of wirings of the device is not increased, and it is possible to avoid miniaturization of the device and its current supply capacity. Since it is only necessary to use an inexpensive low-capacity type that is sufficient to operate the overcurrent detection function, it is possible to prevent the device from becoming expensive.
[0043]
Further, when the trouble such as the short circuit is repaired, the switching circuit 16 with the current oscillation type interruption function is automatically restored and the apparatus can be operated again, so that the trouble of replacing the fuse can be saved.
[0044]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the power supply control device of the present invention, by connecting in parallel the switching circuit with a current oscillation type cutoff function for overcurrent detection to the FET with a built-in temperature sensor connected in parallel, Without increasing costs and without compromising miniaturization, it is possible to protect the load and the power supply line against rare shorts as well as normal shorts.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a power supply control device of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of the switching circuit with a current oscillation type cutoff function shown in FIG. 1 of the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of the temperature sensor built-in FET shown in FIG. 2 of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a second embodiment of the power supply control device of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a conventional power supply control device.
[Explanation of symbols]
11, 161 FET with built-in temperature sensor
12, 162 Driver 13 Charge pump 15 Load 16 Current oscillation type switching circuit with cutoff function 18 Power MOSFET
163, 164 Overcurrent detection circuit

Claims

A first semiconductor switching element group having a plurality of overheat cutoff functions connected in parallel;
A drive circuit that drives the plurality of first semiconductor switching element groups in common to supply power from a power source to a load;
A switching circuit with a current oscillation type cutoff function connected in parallel to these semiconductor switching elements;
Comprising
In addition, the switching circuit with the current oscillation type cutoff function has a second semiconductor switching element that supplies current from the power source to the load by switching control according to an input control signal;
First reference voltage generating means for generating a first reference voltage having a voltage characteristic equivalent to a voltage characteristic between terminals of the second semiconductor switching element in a state where the load is connected;
First detection means for detecting a difference between a terminal voltage of the second semiconductor switching element and the first reference voltage;
Second reference voltage generating means for generating a second reference voltage having a voltage characteristic equivalent to a voltage characteristic between terminals of the second semiconductor switching element in a state where the load is connected;
Second detection means for detecting a difference between a terminal voltage of the second semiconductor switching element and the second reference voltage;
First control means for controlling on / off of the first semiconductor switching element group by the drive circuit in accordance with a difference between the terminal voltage detected by the first detection means and the first reference voltage; ,
A power supply control device comprising: a second control unit that controls on / off of the second semiconductor switching element according to a detection result of the second detection unit.

A plurality of first semiconductor switching element groups connected in parallel; a drive circuit for driving the plurality of first semiconductor switching element groups in common and supplying power from a power source to a load;
A switching circuit with a current oscillation type cutoff function connected in parallel to these semiconductor switching elements;
Comprising
In addition, the switching circuit with the current oscillation type cutoff function has a second semiconductor switching element that supplies current from the power source to the load by switching control according to an input control signal;
First reference voltage generating means for generating a first reference voltage having a voltage characteristic equivalent to a voltage characteristic between terminals of the second semiconductor switching element in a state where the load is connected;
First detection means for detecting a difference between a terminal voltage of the second semiconductor switching element and the first reference voltage;
Second reference voltage generating means for generating a second reference voltage having a voltage characteristic equivalent to a voltage characteristic between terminals of the second semiconductor switching element in a state where the load is connected;
Second detection means for detecting a difference between a terminal voltage of the second semiconductor switching element and the second reference voltage;
First control means for turning off the first semiconductor switching element group by the drive circuit in accordance with a difference between the terminal voltage detected by the first detection means and the first reference voltage;
A power supply control device comprising: a second control unit that controls on / off of the second semiconductor switching element according to a detection result of the second detection unit.

2. The power supply control device according to claim 1, wherein the first semiconductor switching element group is a temperature sensor built-in FET group having an overheat cutoff function.

3. The power supply control device according to claim 1, wherein the second semiconductor switching element is a temperature sensor built-in FET having a switching circuit with an overheat cutoff function.