JP3674578B2

JP3674578B2 - Current detector for three-phase inverter

Info

Publication number: JP3674578B2
Application number: JP2001363872A
Authority: JP
Inventors: 尚志亀谷
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2001-11-29
Filing date: 2001-11-29
Publication date: 2005-07-20
Anticipated expiration: 2021-11-29
Also published as: FR2832871A1; DE10255832B4; DE10255832A1; FR2832871B1; JP2003164159A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相インバータの電流検出方式に関する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】
たとえば三相ブラシレスモータを駆動制御する三相インバータの電流検出装置として、ＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム素子と低位直流電源線との間にそれぞれ介設される電流検出抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流値を検出する抵抗素子電圧降下検出方式が構成が簡単で低コストの方式として知られている。
【０００３】
しかし、この抵抗素子電圧降下検出方式は、この抵抗素子と直列接続される下アーム素子のデューティ比が３０％未満といった小値、すなわち上アーム素子のデューティ比が７０％以上といった大値となると、下アーム素子に印加されるゲート電圧波形の鈍りなどにより下アーム素子が十分にターンオンできなくなる場合があり、この相の正確な電流検出が困難となってしまうという欠点があり、通常は高価なホール素子が使用されていた。
【０００４】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、電流検出精度を従来より格段に改善可能な抵抗素子電圧降下型の三相インバータの電流検出方式を提供することをその目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の三相インバータの電流検出装置は、ＰＷＭ制御される三相インバータの各相の下アーム側にて下アーム素子と直列接続される電流検出抵抗素子の電圧降下に基づいて各相の電流値を検出する三相インバータの電流検出装置において、
所定相の前記電流値として、前記所定相の前記電流検出抵抗素子の電圧降下の値からなる第一電流値と、残る二相の前記電流検出抵抗素子の電圧降下の和の符号を反転した値である第二電流値とを所定の条件で切り替えて用いる電流値決定部を有し、前記電流値決定部は、前記下アーム素子のデューティ比が３０％未満の小値以上である相の前記前記電流値として前記第一電流値を採用し、前記下アーム素子のデューティ比が３０％未満の小値であることを特徴としている。すなわち、本発明によれば、所定条件たとえば電流検出抵抗素子を流れる電流値の減少による電流検出精度低下の弊害を上記第二電流値を用いて解決するので、全体として高精度の電流検出精度を得ることができる。
【０００７】
また、この発明によれば、下アーム素子のデューティ比が所定値未満であり、下アーム側の電流値を正確に検出できない場合でも第二電流値を用いるので電流検出精度を大幅に向上することができる。
【０００８】
好適な態様において、前記電流値決定部は、各ＰＷＭ周期のうち、すべての前記下アーム素子がターンオンする位相期間Ｔ１が所定時間以上の長さをもつ場合に各相の前記電流値として前記第一電流値を採用し、すべての前記下アーム素子がターンオンする位相期間Ｔ１が前記所定時間未満の長さをもつ場合に前記下アーム素子のターンオン時間がもっとも短い相の電流値として前記第二電流値を採用することを特徴としている。
【０００９】
この構成によれば、位相期間Ｔ１が所定時間未満の長さをもつため下アーム側の電流値を正確に検出できない場合でも第二電流値を用いるので電流検出精度を大幅に向上することができる。
【００１０】
好適な態様において、前記電流値決定部は、各ＰＷＭ周期のうち、すべての前記下アーム素子がターンオンする位相期間Ｔ１が所定時間以上の長さをもつ場合に各相の電流値として前記位相期間Ｔ１にサンプルホールドした前記第一電流値を採用し、すべての前記下アーム素子がターンオンする位相期間Ｔ１が前記所定時間未満の長さをもつ場合に前記位相期間T1がもっとも短い相の電流値として前記位相期間Ｔ１にサンプルホールドした前記第二電流値を採用することを特徴としてる。
【００１１】
この構成によれば、位相期間Ｔ１が所定時間未満の長さをもつため下アーム側の電流値を正確に検出できない場合でも第二電流値を用いるので電流検出精度を大幅に向上することができる。
【００１２】
好適な態様において、前記電流値決定部は、各ＰＷＭ周期のうち、所定の一相の前記上アーム素子と残る二相の前記下アーム素子がターンオンする位相期間Ｔ２に前記所定の一相の前記電流値として前記第二電流値を採用することを特徴としている。
【００１３】
この構成によれば、位相期間Ｔ２に下アーム素子がターンオフしている相の電流値を正確に検出することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
三相ブラシレスモータの駆動制御に用いる本発明の三相インバータの電流検出装置の好適な態様を以下の実施例により詳細に説明する。
【００１５】
【実施例１】
この実施例の三相モータ装置を図１に示す。
【００１６】
１は三相ブラシレスモータ、２は三相インバータ、３はコントローラ（モータ制御部、電流検出部）である。三相ブラシレスモータ１は、U相巻線１１、V相巻線１２、W相巻線１３を有している。三相インバータ２は、MOSパワートランジスタで構成されたU相上アーム素子２１、U相下アーム素子２２、V相上アーム素子２３、V相下アーム素子２４、W相上アーム素子２５、W相下アーム素子２６と、各素子２１〜２６と個別に逆並列されたフライホイルダイオードDと、電流検出抵抗素子２７〜２９とにより構成されている。電流検出抵抗素子２７はU相下アーム素子２２と低位直流電源線LLとの間に介設され、電流検出抵抗素子２８はV相下アーム素子２４と低位直流電源線LLとの間に介設され、電流検出抵抗素子２９はW相下アーム素子２６と低位直流電源線LLとの間に介設されている。低位直流電源線LLと高位直流電源線LHとの間には図示しない平滑回路を通じてバッテリ電圧が印加され、三相インバータ２から出力される三相交流出力電圧は三相ブラシレスモータ１の各相巻線の各一端に個別に印加されている。コントローラ３は、三相ブラシレスモータ１に装備された回転角センサから入力される回転角信号と、電流検出抵抗素子２７〜２９から入力される三つの相電流と、外部から入力されるトルク指令信号とに基づいて三相インバータ２の各素子２１〜２６をスイッチング制御する。この実施例では説明を簡単にするために、コントローラ３が、デジタル信号に変換された電流検出抵抗素子２７〜２９の電圧降下を処理するマイクロコンピュータ（図示説明は省略する）を内蔵すものとするが、デジタル回路構成などにより構成してもよいことはもちろんである。上記説明した三相モータ装置の各構成およびその種々の制御方式自体はもはや周知であるので、さらなる詳細説明は省略する。
【００１７】
次に、この実施例の特徴をなす相電流検出方式を以下に説明する。
【００１８】
PWM制御される各素子２１〜２６の１つのPWM周期ΔTにおけるゲート電圧Ｖ１〜Ｖ６の波形（１周期波形）の一例を図2に示す。コントローラ３はたとえば２０ｋHｚのキャリヤ周波数でＰＷＭ制御を行っており、上アーム素子２１、２３、２５の１００％のデューティ比（下アーム素子２２、２４、２６の０％のデューティ比）は、そのゲート電圧の正の最大値を、上アーム素子および下アーム素子の５０％デューティ比はそのゲート電圧の０Vを、上アーム素子２１、２３、２５の０％のデューティ比（下アーム素子２２、２４、２６の１００％）のデューティ比に相当している。図２に示すように、各デューティ比は、各ＰＷＭ周期ΔＴの中央点から時間軸方向前後に均等に広がる形で制御されるものとする。なお、この実施例では、２０ｋHｚのキャリヤ周波数でＰＷＭ制御を行っているので、各ＰＷＭ周期ΔＴは、５０マイクロ秒に設定されている。
【００１９】
ゲート電圧Ｖ１はU相上アーム素子２１のゲート電圧波形を、ゲート電圧Ｖ２はU相下アーム素子２２のゲート電圧波形を、ゲート電圧V３はV相上アーム素子２３のゲート電圧波形を、ゲート電圧Ｖ４はV相下アーム素子２４のゲート電圧波形を、ゲート電圧Ｖ５はW相上アーム素子２５のゲート電圧波形を、ゲート電圧Ｖ６はW相下アーム素子２６のゲート電圧波形を示す。
【００２０】
一つのＰＷＭ周期ΔＴは、図２に示すように、７つの周期に区分されている。T１、T７は、すべての上アーム素子がオフ、すべての下アーム素子がオンしている位相期間を示す。T２、T６は、U相上アーム素子２１、V相下アーム素子２４、W相下アーム素子２６がオンし、U相下アーム素子２２、V相上アーム素子２３、W相上アーム素子２５がオフしている位相期間を示す。T３、T５は、U相上アーム素子２１、V相上アーム素子２３、W相下アーム素子２６がオンし、U相下アーム素子２２、V相下アーム素子２４、W相上アーム素子２５がオフしている位相期間を示す。T４は、すべての上アーム素子がオンし、すべての下アーム素子がオフする位相期間を示す。
【００２１】
なお、位相期間T２、T６においてオンする二つの下アーム素子の組み合わせは電気角度の変化につれて順次変化し、位相期間T３、T５においてオンする二つの上アーム素子の組み合わせも電気角度の変化につれて順次変化することは、もちろんである。
【００２２】
コントローラ３は、各位相期間よりも短いサンプリング周期で所定タイミングで電流検出抵抗素子２７、２８、２９の電圧降下をサンプルホールドし、A／D変換して各相のデジタル相電流データとする。T１、T７における電流の流れを図３に、T２、T６における電流の流れを図４に示す。サンプルホールドした各デジタル相電流データの処理を図５のフローチャートを参照して以下に説明する。
【００２３】
まず、電流検出抵抗素子２７、２８、２９の電圧降下を上記デジタル相電流データとして上記所定タイミングで読み込む（S１００）。次に、読み込んだデジタル相電流データのうち下アーム素子がオンしている相の上記デジタル相電流データをこの相のデジタル相電流データ（第一電流値）として仮決定する（Ｓ１０２）。
【００２４】
次に、下アーム素子の一つがオフしているかどうか（Ｓ１０４）、さらにオンしている下アーム素子のデューティ比が所定値以下かどうかを調べ（Ｓ１０６）、下アーム素子の一つがオフしているか、又は、さらにオンしている下アーム素子のデューティ比が所定値以下である場合に、該当相のデジタル相電流データとして残る２つの相のデジタル相電流データの和の逆符号値（第二電流値）をこの該当相のデジタル相電流データを算出して第二電流値とし、この第二電流値をこの該当相のデジタル相電流データとして書き換えて（Ｓ１０８）、ステップS１００に戻る。なお。ここで言う該当相とは、下アーム素子がオフしている相、又は、下アーム素子のデューティ比が所定値以下である相を指定するものとする。よく知られているように、三つの相電流の合計は０であるので、上記第二電流値を精度よく検出することができる。
【００２５】
このようにすれば、下アーム側に配置されるため検出できない下アーム素子が一つだけオフしている位相期間、および、下アーム素子がオンしているにもかかわらず下アーム素子のオン期間が短いために高精度の検出が困難な位相期間において、すべての相電流を高精度に検出することが可能となる。
【００２６】
【実施例２】
他の実施例を図６を参照して以下に説明する。
【００２７】
この実施例では、実施例で説明したデジタル相電流データのサンプルホールドは、各ＰＷＭ周期ΔＴごとに１回ずつ各電流検出抵抗素子２７、２８、２９の電圧降下をサンプルホールドするものとする。各ＰＷＭ周期ΔＴの最初のサンプルホールドは位相期間T１又はT２（図２参照）にて行われれるものとする。
【００２８】
サンプルホールドを位相期間T１又はT７に行うか、位相期間T２又はT６に行うかの選択は、コントローラ３が決定した各下アーム素子２２、２４、２６のデューティ比によって行う。すなわち、下アーム素子のデューティ比が所定値未満である場合には位相期間T２において各相電流のサンプルホールドを行うことにより二つのデジタル相電流データと、これらふたつのデジタル相電流データの和の逆符号値からなる残るひとつのデジタル相電流データとを求める。また、下アーム素子のデューティ比が所定値以上である場合には位相期間T１において各相電流のサンプルホールドを行うことにより三つのデジタル相電流データを求め、上記逆符号値は使用しない。
【００２９】
なお、位相期間T２又はT６におけるサンプルホールドはどれかの下アーム素子が一つだけオンしたと判定した場合にサンプルホールドを開始すればよく、位相期間T１又はT７におけるサンプルホールドはすべての下アーム素子がオンしたと判定した場合にサンプルホールドを開始すればよい。このサンプルホールド制御の一例を図５のフローチャートに示し、このときの各相電圧の変化をデューティ比変化として図７に示す。
【００３０】
図７は、大デューティ比運転している場合を示しており、上記逆符号値を用いたデジタル相電流データの採取を電気角度で１２０度ごとに相を変えて行う実施例を示している。すなわち、位相期間TｘではU相デジタル相電流データはV、W相デジタル相電流データの和の逆符号値を用いて形成され、位相期間TｙではV相デジタル相電流データはU、W相デジタル相電流データの和の逆符号値を用いて形成され、位相期間TｚではW相デジタル相電流データはU、V相デジタル相電流データの和の逆符号値を用いて形成される。
【００３１】
このようにすれば、下アーム側に配置されるため検出できない下アーム素子が一つだけオフしている位相期間、および、下アーム素子がオンしているなもかかわらず下アーム素子のオン期間が短いために高精度の検出が困難な位相期間において、すべての相電流を高精度に検出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の三相インバータの電流検出装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】１ＰＷＭ周期における三相ゲート電圧波形図である。
【図３】位相期間T１、T7における電流の流れを示す回路図である。
【図４】位相期間T２、T６における電流の流れを示す回路図である。
【図５】相電流決定処理を示すフローチャートである。
【図６】サンプルホールド制御を示すフローチャートである。
【図７】モータの１回転期間における各相の上アーム素子のデューティ変化を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１三相ブラシレスモータ
２三相インバータ
３コントローラ（電流値決定部）
２１、２３、２５上アーム素子
２２，２４、２６下アーム素子
２７，２８、２９電流検出抵抗素子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a current detection method for a three-phase inverter.
[0002]
[Prior art and problems to be solved by the invention]
For example, as a current detection device for a three-phase inverter that drives and controls a three-phase brushless motor, a current detection resistor element interposed between the lower arm element of each phase of the PWM-controlled three-phase inverter and the lower DC power line A resistance element voltage drop detection method for detecting the current value of each phase based on the voltage drop is known as a simple and low-cost method.
[0003]
However, in this resistance element voltage drop detection method, when the duty ratio of the lower arm element connected in series with the resistance element is a small value such as less than 30%, that is, the duty ratio of the upper arm element is a large value such as 70% or more, The lower arm element may not be able to turn on sufficiently due to the dullness of the gate voltage waveform applied to the lower arm element, which makes it difficult to accurately detect the current in this phase. The element was used.
[0004]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a current detection method of a resistance element voltage drop type three-phase inverter capable of remarkably improving the current detection accuracy as compared with the prior art.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The current detection device for a three-phase inverter according to claim 1 is based on a voltage drop of a current detection resistor element connected in series with a lower arm element on the lower arm side of each phase of a three-phase inverter controlled by PWM. In the current detector of the three-phase inverter that detects the current value of
As the current value of the predetermined phase, a value obtained by inverting the sign of the sum of the first current value consisting of the voltage drop value of the current detection resistor element of the predetermined phase and the voltage drop of the remaining two-phase current detection resistor elements have a current value determining section using a second current value is switched under a predetermined condition, the current value determination section, the duty ratio of the phase is greater than or equal to a small value of less than 30% of the lower arm device The first current value is adopted as the current value, and the duty ratio of the lower arm element is a small value of less than 30% . That is, according to the present invention, the adverse effect of the current detection accuracy decrease due to a decrease in the current value flowing through the current detection resistor element is solved by using the second current value according to the present invention. Can be obtained.
[0007]
Further, according to the present invention, even when the duty ratio of the lower arm element is less than a predetermined value and the current value on the lower arm side cannot be accurately detected, the second current value is used, so that the current detection accuracy is greatly improved. Can do.
[0008]
In a preferred aspect, the current value determination unit includes the first current value as the current value of each phase when a phase period T1 in which all the lower arm elements are turned on has a length of a predetermined time or more in each PWM period . When the phase period T1 in which all the lower arm elements are turned on has a length less than the predetermined time, the second current is set as the current value of the phase with the shortest turn-on time of the lower arm elements. It is characterized by adopting a value .
[0009]
According to this configuration, even when the current value on the lower arm side cannot be accurately detected because the phase period T1 is shorter than the predetermined time, the current detection accuracy can be greatly improved because the second current value is used. .
[0010]
In a preferred aspect, the current value determining unit includes the phase period as a current value of each phase when a phase period T1 in which all the lower arm elements are turned on has a length of a predetermined time or more in each PWM period. The first current value sampled and held at T1 is adopted, and when the phase period T1 in which all the lower arm elements are turned on has a length less than the predetermined time, the phase period T1 is set as the current value of the shortest phase. The second current value sampled and held in the phase period T1 is employed.
[0011]
According to this configuration, even when the current value on the lower arm side cannot be accurately detected because the phase period T1 is shorter than the predetermined time, the current detection accuracy can be greatly improved because the second current value is used. .
[0012]
In a preferred aspect, the current value determining unit includes the predetermined one phase of the PWM period in a phase period T2 in which the predetermined one phase of the upper arm element and the remaining two phases of the lower arm elements are turned on. The second current value is employed as the current value.
[0013]
According to this configuration, it is possible to accurately detect the current value of the phase in which the lower arm element is turned off during the phase period T2.
[0014]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A preferred embodiment of the current detection device for a three-phase inverter of the present invention used for driving control of a three-phase brushless motor will be described in detail with reference to the following examples.
[0015]
[Example 1]
A three-phase motor device of this embodiment is shown in FIG.
[0016]
1 is a three-phase brushless motor, 2 is a three-phase inverter, and 3 is a controller (motor control unit, current detection unit). The three-phase brushless motor 1 has a U-phase winding 11, a V-phase winding 12, and a W-phase winding 13. The three-phase inverter 2 includes a U-phase upper arm element 21, a U-phase lower arm element 22, a V-phase upper arm element 23, a V-phase lower arm element 24, a W-phase upper arm element 25, and a W-phase configured by MOS power transistors. The lower arm element 26, the flywheel diode D individually antiparallel to the elements 21 to 26, and current detection resistance elements 27 to 29 are configured. The current detection resistor element 27 is interposed between the U-phase lower arm element 22 and the lower DC power supply line LL, and the current detection resistor element 28 is interposed between the V-phase lower arm element 24 and the lower DC power supply line LL. The current detection resistance element 29 is interposed between the W-phase lower arm element 26 and the lower DC power supply line LL. A battery voltage is applied between the low-level DC power supply line LL and the high-level DC power supply line LH through a smoothing circuit (not shown), and the three-phase AC output voltage output from the three-phase inverter 2 is each phase winding of the three-phase brushless motor 1. Applied individually to each end of the wire. The controller 3 includes a rotation angle signal input from a rotation angle sensor mounted on the three-phase brushless motor 1, three phase currents input from the current detection resistor elements 27 to 29, and a torque command signal input from the outside. Based on the above, each element 21 to 26 of the three-phase inverter 2 is subjected to switching control. In this embodiment, for simplicity of explanation, the controller 3 includes a microcomputer (not shown) that processes a voltage drop of the current detection resistor elements 27 to 29 converted into digital signals. However, of course, it may be configured by a digital circuit configuration or the like. Each configuration of the above-described three-phase motor device and its various control methods are already well known, and will not be described in further detail.
[0017]
Next, the phase current detection method that characterizes this embodiment will be described below.
[0018]
FIG. 2 shows an example of the waveforms (one-cycle waveform) of the gate voltages V1 to V6 in one PWM cycle ΔT of each of the elements 21 to 26 that are PWM controlled. The controller 3 performs PWM control at a carrier frequency of 20 kHz, for example, and the 100% duty ratio of the upper arm elements 21, 23, 25 (0% duty ratio of the lower arm elements 22, 24, 26) The maximum positive value of the voltage, the 50% duty ratio of the upper arm element and the lower arm element is 0V of the gate voltage, and the duty ratio of the upper arm elements 21, 23, 25 is 0% (the lower arm elements 22, 24, This corresponds to a duty ratio of 100% of H.26. As shown in FIG. 2, it is assumed that each duty ratio is controlled so as to spread evenly around the time axis direction from the center point of each PWM cycle ΔT. In this embodiment, since PWM control is performed at a carrier frequency of 20 kHz, each PWM cycle ΔT is set to 50 microseconds.
[0019]
The gate voltage V1 is the gate voltage waveform of the U-phase upper arm element 21, the gate voltage V2 is the gate voltage waveform of the U-phase lower arm element 22, and the gate voltage V3 is the gate voltage waveform of the V-phase upper arm element 23. V4 represents the gate voltage waveform of the V-phase lower arm element 24, gate voltage V5 represents the gate voltage waveform of the W-phase upper arm element 25, and gate voltage V6 represents the gate voltage waveform of the W-phase lower arm element 26.
[0020]
One PWM cycle ΔT is divided into seven cycles as shown in FIG. T1 and T7 indicate phase periods in which all upper arm elements are off and all lower arm elements are on. In T2 and T6, the U-phase upper arm element 21, the V-phase lower arm element 24, and the W-phase lower arm element 26 are turned on, and the U-phase lower arm element 22, the V-phase upper arm element 23, and the W-phase upper arm element 25 are turned on. Indicates the phase period that is off. In T3 and T5, the U-phase upper arm element 21, the V-phase upper arm element 23, and the W-phase lower arm element 26 are turned on, and the U-phase lower arm element 22, the V-phase lower arm element 24, and the W-phase upper arm element 25 are turned on. Indicates the phase period that is off. T4 indicates a phase period in which all the upper arm elements are turned on and all the lower arm elements are turned off.
[0021]
The combination of the two lower arm elements that are turned on in the phase periods T2 and T6 sequentially changes as the electrical angle changes, and the combination of the two upper arm elements that are turned on in the phase periods T3 and T5 also changes sequentially as the electrical angle changes. Of course to do.
[0022]
The controller 3 samples and holds the voltage drop of the current detection resistor elements 27, 28, and 29 at a predetermined timing with a sampling period shorter than each phase period, and A / D converts it into digital phase current data for each phase. FIG. 3 shows the current flow in T1 and T7, and FIG. 4 shows the current flow in T2 and T6. The processing of each sampled and held digital phase current data will be described below with reference to the flowchart of FIG.
[0023]
First, the voltage drop of the current detection resistor elements 27, 28, 29 is read as the digital phase current data at the predetermined timing (S100). Next, the digital phase current data of the phase in which the lower arm element is turned on among the read digital phase current data is provisionally determined as the digital phase current data (first current value) of this phase (S102).
[0024]
Next, it is checked whether one of the lower arm elements is off (S104), and whether the duty ratio of the lower arm element that is on is equal to or less than a predetermined value (S106), one of the lower arm elements is turned off. Or when the duty ratio of the lower arm element that is turned on is equal to or less than a predetermined value, the reverse sign value of the sum of the digital phase current data of the two phases remaining as the digital phase current data of the corresponding phase (the first value) The second current value is calculated as the second current value by calculating the digital phase current data of the corresponding phase, the second current value is rewritten as the digital phase current data of the corresponding phase (S108), and the process returns to step S100. Note that. The relevant phase here refers to a phase in which the lower arm element is turned off or a phase in which the duty ratio of the lower arm element is a predetermined value or less . As is well known, since the sum of the three phase currents is 0, the second current value can be detected with high accuracy.
[0025]
In this way, the phase period lower arm device can not be detected because it is arranged on the lower arm side are turned off only one, and, the on period of the lower arm device despite the lower arm element is on Therefore, it is possible to detect all phase currents with high accuracy in a phase period in which detection with high accuracy is difficult due to the short period of time.
[0026]
[Example 2]
Another embodiment will be described below with reference to FIG.
[0027]
In this embodiment, the sample-and-hold of the digital phase current data described in the embodiment is to sample and hold the voltage drop of each of the current detection resistor elements 27, 28, and 29 once for each PWM period ΔT. It is assumed that the first sample and hold of each PWM cycle ΔT is performed in the phase period T1 or T2 (see FIG. 2).
[0028]
The selection of whether the sample hold is performed in the phase period T1 or T7 or in the phase period T2 or T6 is performed according to the duty ratio of each lower arm element 22, 24, 26 determined by the controller 3. That is, when the duty ratio of the lower arm element is less than the predetermined value, the sample current of each phase current is sampled and held in the phase period T2, thereby reversing the sum of the two digital phase current data and the two digital phase current data. One remaining digital phase current data consisting of a code value is obtained. Further, when the duty ratio of the lower arm element is equal to or greater than a predetermined value, three digital phase current data are obtained by sampling and holding each phase current in the phase period T1, and the reverse sign value is not used.
[0029]
The sample hold in the phase period T2 or T6 may be started when it is determined that any one of the lower arm elements is turned on. The sample hold in the phase period T1 or T7 is all the lower arm elements. When it is determined that is turned on, sample hold may be started. An example of this sample-and-hold control is shown in the flowchart of FIG. 5, and the change of each phase voltage at this time is shown in FIG. 7 as the duty ratio change.
[0030]
FIG. 7 shows a case where the operation is performed with a large duty ratio, and shows an example in which the digital phase current data using the reverse sign value is collected by changing the phase every 120 degrees in electrical angle. That is, in the phase period Tx, the U-phase digital phase current data is formed using the reverse sign value of the sum of the V and W-phase digital phase current data, and in the phase period Ty, the V-phase digital phase current data is the U and W-phase digital phase. In the phase period Tz, the W-phase digital phase current data is formed using the reverse sign value of the sum of the U and V-phase digital phase current data.
[0031]
In this way, a phase period in which only one lower arm element that cannot be detected because it is arranged on the lower arm side is off, and an on period in which the lower arm element is on regardless of whether the lower arm element is on Therefore, it is possible to detect all phase currents with high accuracy in a phase period in which detection with high accuracy is difficult due to the short period of time.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a current detector for a three-phase inverter according to the present invention.
FIG. 2 is a three-phase gate voltage waveform diagram in one PWM cycle.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a current flow in phase periods T1 and T7.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a current flow in phase periods T2 and T6.
FIG. 5 is a flowchart showing a phase current determination process.
FIG. 6 is a flowchart showing sample hold control.
FIG. 7 is a timing chart showing the duty change of the upper arm element of each phase during one rotation period of the motor.
[Explanation of symbols]
1 Three-phase brushless motor 2 Three-phase inverter 3 Controller (current value determination unit)
21, 23, 25 Upper arm elements 22, 24, 26 Lower arm elements 27, 28, 29 Current detection resistance elements

Claims

In a current detection device for a three-phase inverter that detects a current value of each phase based on a voltage drop of a current detection resistor element connected in series with a lower arm element on the lower arm side of each phase of a PWM-controlled three-phase inverter ,
As the current value of the predetermined phase, a value obtained by inverting the sign of the sum of the first current value consisting of the voltage drop value of the current detection resistor element of the predetermined phase and the voltage drop of the remaining two-phase current detection resistor elements have a current value determining section using a second current value is switched in a predetermined condition,
The current value determining unit
The first current value is adopted as the current value of the phase in which the duty ratio of the lower arm element is not less than a small value less than 30%, and the duty ratio of the lower arm element is less than a small value less than 30%. The current detection device for a three-phase inverter, wherein the second current value is adopted as the current value of a phase .

The current value determining unit
In each PWM cycle, when the phase period T1 in which all the lower arm elements are turned on has a length of a predetermined time or more, the first current value is adopted as the current value of each phase,
When the phase period T1 during which all the lower arm elements are turned on has a length less than the predetermined time, the second current value is adopted as the current value of the phase with the shortest turn-on time of the lower arm elements. The current detection device for a three-phase inverter according to claim 1 .

The current value determining unit
Of each PWM period,
When the phase period T1 in which all the lower arm elements are turned on has a length of a predetermined time or more, the first current value sampled and held in the phase period T1 is adopted as the current value of each phase,
When the phase period T1 in which all the lower arm elements are turned on has a length less than the predetermined time, the second current value sampled and held in the phase period T1 as the current value of the phase with the shortest phase period T1 is obtained. The current detection device for a three-phase inverter according to claim 2 , wherein the current detection device is used.

The current value determining unit
Of each PWM period,
The second current value is adopted as the current value of the predetermined one phase in a phase period T2 in which the upper arm element of a predetermined one phase and the remaining lower arm elements of the remaining two phases are turned on. The current detection device for a three-phase inverter according to 1 .