JP3649985B2 - Motor control device - Google Patents

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Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明はモータ制御装置に関し、特に、空気調和機の圧縮機などに用いられ、複数相のコイルを備えた同期モータをセンサを用いることなく駆動できるようなモータ制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、複数相のコイルを備えた同期モータを駆動する場合、モータロータに対して適切なタイミングでモータ電流を流すことおよびコイル端子に電圧を印加することのいわゆる通電タイミングの最適化が重要となっていた。この通電タイミングの基準を検出するために、逆起電圧を検出する方法や、ゼロクロス電流位相を検出する方法が存在する。
【0003】
たとえば、モータロータ位置センサを用いずにモータを制御・駆動するいわゆるセンサレス駆動においては、モータコイルへの通電を行なう際に、一定期間の通電休止期間を設け、その間にモータの回転によってモータコイルに発生する逆起電圧をモータコイル端子から検出し、この逆起電圧からモータへの通電タイミングを決定する、いわゆる矩形波120°通電などの間欠駆動であり、現在のセンサレス駆動においては、この駆動方法は一般的に行なわれている。以後、この従来技術を従来例1と称する。
【0004】
また、従来例2として、特開昭61−88784号公報に示されている制御装置では、三相のモータコイル中性点と該三相コイルと並列に抵抗を接続し、この中性点と抵抗中性点との電圧を比較することでモータ逆起電圧を検出し、これからモータへの通電タイミングを決定する方法があり、この場合は通電に際しての休止期間を特に設ける必要がなく、正弦波通電をはじめとするいわゆる180°通電が可能である。
【0005】
さらに、従来例3として、特開平5−236789号公報に示される駆動装置出は、モータ電流ゼロクロス時におけるモータ電圧位相を検出し、この電圧位相を基準とするモータ電流位相を検出して、このモータ電流位相が所望の電流位相となるように電圧指令、あるいは周波数指令を演算する方式が示されている。この場合も通電に際しての休止期間を特に設ける必要がなく、正弦波通電をはじめとするいわゆる180°通電が可能である。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来例1による方法は、間欠駆動であるのでモータ電流を滑らかに流すことができない。このために振動,騒音が大きく発生してしまうという課題がある。また、通電休止期間が存在するということは、ロータに磁石を配したモータの場合、磁石磁束をすべての期間で利用することができないので、モータ効率が低下してしまうという問題もある。
【0007】
従来例2および従来例3による方法では、正弦波通電をはじめとする180°通電が可能である。この180°通電は、通電休止期間を設けずに各モータコイル端子に正弦波などの電圧を連続的に印加するものであるので、上記従来例1のような振動,騒音,モータ効率低下といった問題は存在せず、低騒音で効率のよいモータ駆動が可能である。また、正弦波通電は滑らかな回転磁界の発生が可能であり、さらに磁束波形と同波形となる電流が通電できるような波形を通電すれば効率のよいトルクの発生が可能となる。
【0008】
しかしながら、従来例2では、スター結線されているモータコイルの中性点から検出線を引出さなければならず、これは本来駆動用コイル巻線として巻かれている領域を割いて引出す必要がある。また、この引出線の取回しによっては、引出線そのものにさらに逆起電圧の影響が現われてしまうことも考えられ、コイル巻線の配置を再設計する必要がある。さらに、一般に圧縮機に内蔵されているモータでは、密閉された圧縮機内からこの中性点引出線を引出すための専用の端子を追加しなければならず、コネクタなどのコストアップの面でも問題があった。
【0009】
一方、従来例3の方式は、モータ電流センサとこれに付随するアンプ回路を搭載するだけであり、従来例2のようにモータ内部から専用線を引出す必要もなく、正弦波通電をはじめとする180°通電が可能である点で効果的な方法である。
【0010】
しかしながら、従来例3では、モータコイル電流のゼロクロスを検出するような構成であるので、モータコイル電流にノイズが混入した場合には電流位相の誤検出となり、正確な位相制御ができない。このような誤検出でのモータ駆動は、モータ端子電圧と逆起電圧との位相が合っていないため、効率のよい通電タイミングでの駆動ができないだけでなく、最悪の場合にはモータが急停止してしまうことが考えられ、また過大なモータ電流が流れてしまうため、駆動素子が破壊されてしまうことも懸念される。
【0011】
また、従来例3ではこのモータ電流のチャタリングによる誤検出防止のため、抵抗RとコンデンサCからなるローパスフィルタを付加するような構成であるが、従来例3に示されているような定数を用いた一次フィルタでは、キャリア周波数成分は20dB(約1/10)程度しか除去できない。このため、完全にノイズ,キャリア周波数成分を除去することは困難であり、誤検出を防止することは困難である。また、フィルタをさらに高次のものにするのは、回路の規模の増大,回路定数設計の手間などから採用し難く、たとえ高次フィルタを構成しても誤検出に対する懸念をなくすことはできない。さらに、ゼロクロス検出部にヒステリシスを設けるなどの対策も考えられるが、この場合、ヒステリシスで設定されたゼロクロス幅として検出されるため、正確なゼロクロスポイントの検出は困難となってしまう。
【0012】
また、実際に正弦波180°通電を行なったときの、ある1相の電流波形を図29および図28に示し、これをもとに従来例3の課題について詳細に説明する。
【0013】
図24および図25ともに空気調和機用圧縮機モータを駆動させたものであり、図24は650rpmの低速回転を行なった場合を示し、図18は5400rpmの高速回転を行なった場合について示している。
【0014】
まず、図24は純粋な正弦波電圧をPWM変調して印加していても、モータ電流波形は純粋な正弦波とはならず、ゼロクロスによる位相差検出が困難であることを示すモータ電流波形である。
【0015】
ここで、注目すべき点は、図24の→部分で示した電流ゼロクロス付近の電流波形である。このようにゼロクロス付近の電流波形が平坦に近い波形となってしまうことがある。これには、回転条件(回転数,トルク)、使用するモータの逆起電圧波形(磁束分布波形)の影響、通電タイミング、キャリア周波数の影響、駆動素子デッドタイムの影響などの原因が考えられ、特に回転数が低く(すなわち、電流周波数が低い)、負荷トルクが小さい(すなわち、電流振幅が小さい)ときに顕著に現れる。
【0016】
この平坦な波形をもとにゼロクロスするのは、ノイズなどの影響で誤検出しやすいのは言うまでもない。また、フィルタで平滑化してもモータ電流の傾斜が緩やかで誤検出の頻度が高いことには変わりない。
【0017】
次に、図25は、図24と同じく純粋な正弦波電圧をPWM変調して印加していても、モータ電流に他の周波数成分が重畳されて電流クロスが振られてしまっていることを示す波形である。これには、AC電源の負荷変動や、AC/DCコンバータ後のDC電圧の変動や、電流センサ出力への電源電流あるいは他相のコイル電流の混入や、電流センサ電源の変動や、負荷変動などの原因が考えられる。特に、大電流が流れる高速高トルク時に顕著に現れる。このような波形をもとに、図25の0レベルでの位相検出を行なっても、実際の位相情報とは異なり、誤検出してしまうことは言うまでもない。このような電流波形において、正確な電流ゼロクロスを検出するためには、この重畳された周波数成分に合せてゼロクロスポイントを変更していく必要があり、その実現は非常に困難であり、実現するためには該低周波成分の検出部が必要となり、コストアップは増大なものとなってしまう。
【0018】
このように、従来例3の電流ゼロクロス割込による位相検出では、電流エッジのみしか検出していないため、種々の誤検出が生じてしまい、正確な位相差制御やモータ駆動が困難となる。
【0019】
それゆえに、この発明の主たる目的は、位相差情報を簡単かつ正確に検出することができ、同期モータを低騒音,低振動,高効率で駆動できるようなモータ制御装置を提供することである。
【0020】
この発明の他の目的は、モータ電流面積の検出を簡略化し低コスト化できるとともに、高精度で行なうことができるようなモータ制御装置を提供することである。
【0021】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、複数相のモータコイルを備えた同期モータを駆動・制御するモータ制御装置であって、回転数の設定のための指令が与えられたことに応じて、同期モータを駆動するための駆動波データを複数相の各相ごとに作成する駆動波データ作成手段と、複数相のうちのいずれかの特定相のモータ電流を検出してモータ電流信号を出力するモータ電流検出手段と、駆動波データ作成手段によって作成された駆動波データから特定相のモータ駆動電圧位相を検出し、モータ電流検出手段から出力されたモータ電流信号との位相差を検出して位相差情報を出力する位相差検出手段と、位相差検出手段から出力される位相差情報を目標の値に制御するためのデューティ基準値を算出する位相差制御手段と、駆動波データ作成手段から出力される各相の駆動波データと位相差制御手段から出力されるデューティ基準値とを乗算して、各相ごとの出力デューティを算出するデューティ算出手段と、複数のスイッチング素子を含み、算出された各相ごとの出力デューティに従ってパルス幅変調信号を生成して各スイッチング素子の導通を制御し、各モータコイルに通電を行なうインバータ手段とを備え、位相差検出手段は、特定相のモータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、2個所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出してこれを位相差情報とするようにしたものである。
【0022】
請求項2の発明では、第1発明の位相差検出手段は、モータ駆動電圧を基準とした2個所の位相期間中に、1位相期間当り流れるモータ電流信号をn回(nは1以上の整数)サンプリングし、サンプリングされた各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積として出力する。
【0023】
請求項3の発明では、第1発明の位相差検出手段は、モータ駆動電圧位相を基準とした位相期間中に同間隔でサンプリングを行ない、回転数に対応してサンプリング間隔を設定する。
【0024】
請求項4の発明では、第2または第3発明のサンプリング回数nを回転数に基づいて設定する。
【0025】
請求項5の発明では、第1から第4発明におけるモータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間は、第1の期間をモータ駆動電圧位相の0〜90°の期間に選び、第2の期間を90〜180°の期間に選ぶ。
【0026】
請求項6の発明では、モータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間は、第1の期間をモータ駆動電圧位相の180〜270°の期間に選び、第2の期間を270〜360°の期間に選ぶ。
【0027】
請求項7の発明では、モータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間の開始後、1回目のモータ電流のサンプリング開始タイミングは、特定相の駆動波データの基準位相を超えた駆動波データ量を補正して設定する。
【0028】
請求項8の発明では、位相差情報はモータ電流信号面積の面積比をm回分(mは1以上の整数)平均化して求める。
【0029】
請求項9の発明では、位相差情報の平均化回数mは回転数に基づいて設定する。
【0030】
請求項10の発明では、位相差制御手段は、位相差情報と目標位相差情報との誤差データに対する比例積分制御演算で構成される。
【0031】
請求項11の発明では、位相差制御手段で設定される制御ゲインは回転条件あるいは目標位相差情報に応じて設定される。
【0032】
請求項12の発明では、目標位相差情報は、回転条件によって最適な値に設定する。
【0033】
請求項13の発明では、1回のモータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間終了後は、モータ電流信号面積の面積比演算と位相差情報平均化の時間を設け、この間一連の位相差検出処理を行なわない。
【0034】
請求項14の発明では、少なくとも位相差検出手段の処理は、制御マイクロコンピュータの処理ルーチンのメインループ内で行なう。
【0035】
請求項15の発明では、駆動波は正弦波である。
請求項16の発明では、駆動波は電流波形とロータ磁石磁束波形がほぼ同波形となるように設定する。
【0036】
請求項17の発明では、請求項1から16の位相差制御手段で設定される制御ゲインは、モータ電流検出手段で設定されるオフセット値に応じて設定されることを特徴とする。
【0037】
請求項18の発明では、請求項1から16の位相差制御手段で設定される制御ゲインは、モータ電流信号の振幅値に応じて設定されることを特徴とする。
【0038】
請求項19の発明では、請求項1から18のモータ電流検出手段で設定されるモータ電流の増幅率は、モータ電流信号の振幅が常に一定になるような値に設定されることを特徴とする。
【0039】
請求項20の発明では、請求項1から19の位相差制御手段における位相差の目標値である目標位相差情報は、位相差情報の検出点に応じて設定されることを特徴とする。
【0040】
請求項21の発明では、請求項20の位相差制御手段における位相差情報の演算方法も目標位相差情報の設定と同様に位相差情報の検出点に応じて設定されることを特徴とする。
【0041】
請求項22の発明では、請求項20の位相差制御手段において、モータ電流位相変動に対する位相差情報変化量が小さい検出点におけるデューティ基準値の算出をキャンセルすることを特徴とする。
【0042】
請求項23の発明では、請求項20において複数相のモータ電流信号を検出し、位相差情報の検出点によって参照するモータ電流信号を選択することを特徴とする。
【0043】
【発明の実施の形態】
図1はこの発明の一実施の形態のモータ制御装置のブロック図である。図1において、ステータに複数相(3相)のコイル,ロータに永久磁石を備えた同期モータ1を駆動するために、インバータ部2とコンバータ回路3とAC電源4と電流センサ5とモータ電流検出アンプ部6とマイクロコンピュータ(以下、マイコンと称する)とから構成されている。同期モータ1はインバータ2によって駆動され、インバータ2にはコンバータ回路3からAC電源4を直流に変換して与えられる。電流センサ5はモータコイル端子U,V,W各相の中で特定相(図1ではU相)に流れるモータ電流aを検出する。電流センサ5で検出されたモータ電流はモータ電流検出アンプ部6に与えられ、所定量増幅およびオフセット加算してモータ電流信号bがマイコン7に与えられる。
【0044】
マイコン7は位相差検出部8と目標位相差情報格納部9と加算器10とPI演算部11と回転数設定部12と正弦波データテーブル13と、正弦波データ作成部14とPWM作成部15の各処理をソフト的に行なう。位相差検出部8はモータ電流検出アンプ部6から与えられたモータ電流信号を所定のタイミングでA/D変換して取込み、2個所のモータ駆動電圧位相期間ごとにサンプリングした各電流サンプリングデータを積算してモータ電流信号面積とし、両モータ電流信号面積の面積比を位相差情報として出力する。目標とする位相差情報は目標位相差情報格納部9に格納される。目標位相差情報と位相差情報との誤差データは加算器10によって算出される。PI演算部11は算出された誤差データに対して比例誤差データおよび積分誤差データを算出してデューティ基準値を出力する。なお、加算部10とPI演算部11とによって位相差制御部が構成される。
【0045】
回転数設定部12は同期モータ1の回転数指令を設定し、正弦波データテーブル13は所定のデータ個数のテーブルを含む。正弦波データ作成部14は回転数指令と時間経過に従って正弦波データテーブル13からモータコイルU,V,W各相に対応した正弦波データを読出すとともに、U相の正弦波データからU相のモータ駆動電圧位相情報cを出力する。PWM作成部15は正弦波データとデューティ基準値とから各相ごとにインバータ2の駆動素子にPWM波形を出力する。
【0046】
なお、電流センサ5はコイルとホール素子で構成されたいわゆる電流センサでもよく、カレントトランスでもよい。また、1相だけでなく各相のモータ電流を検出するとさらに高精度にすることができる。さらに、正弦波データの作成は正弦波データテーブル13をもとに作成せずに、演算によって作成してもかまわない。さらに、エレメント8〜15の構成要素はマイコン7で処理されるようにしたが、特にこれに限ることなく同様の処理をしていればハード構成で構成してもよい。
【0047】
なお、モータの駆動波形は正弦波とした場合についての構成であるが、正弦波形にすることで滑らかなモータ電流の供給が可能となるために振動,騒音が少なくできる。しかしながら、これに限らず、モータロータの磁束に合せたモータ電流が得られるような駆動波形を通電すれば、より高効率な駆動が可能となる。
【0048】
2個所のモータ駆動電圧位相期間で検出された2つのモータ電流信号面積は、位相差検出部8で面積比が計算され、この結果が位相差情報とされる。この位相差情報と目標位相差情報との誤差量に対してPI演算部11でPI演算が行なわれ、PWM作成部15はその出力であるデューティ基準値と別途回転指令から求まる正弦波データとから、その都度の出力デューティ比を計算してPWM信号を作成し、インバータ2を介してモータコイルに印加することで同期モータ1が駆動される。
【0049】
すなわち、モータ駆動電圧(出力デューティ)に対するモータ電流位相差を一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって駆動電圧の大きさ(PWMデューティのデューティ幅)を決定し、同期モータ1を所望の回転数で回転させるために所望の周波数で出力される正弦波データによって回転数を決定する。これによって、所望の位相差,所望の回転数でモータを駆動・制御することができる。
【0050】
なお、モータ起動時は各相に強制的に通電し、回転磁界を与えていき、強制励磁で行ない、通常駆動時に上記方法で制御を行なえばよい。
【0051】
ここで、この発明の一実施形態による位相差制御によって同期モータが駆動・制御できることを、IPM(Interior Permanent Magnet)モータでの実験結果をもとに説明する。周知のように、永久磁石をロータ内部に埋込んだ形状のいわゆるIPMモータの場合、磁石磁束とコイル電流に伴って発生するフレミングトルク(磁石トルクと呼ばれることもある)と、ロータ形状によってモータコイルのインダクタンスが変化することを利用したリラクタンストルクとを併用することが行なわれており、このフレミングトルクとリラクタンストルクとの和が最大となるロータとステータの相対位置は回転条件によって変化することが知られている。
【0052】
ここで、このIPMモータを高効率に駆動させるためには、前記ロータとステータの相対位置を検出し、最適な位置関係でモータコイルに通電を行なうために、通電タイミングの最適化が必要となる。また、同期モータの場合、効率を考えずに単に駆動させる場合であっても、通電タイミングをある範囲の値にしておかなければ、ブレーキトルクが発生してモータが停止してしまうことがある。前述の従来例1および2では、このロータとステータの相対位置を検出するために逆起電圧を利用していた。
【0053】
図2はこの発明の一実施形態の位相差制御でモータを駆動したときの実験結果として、前記位相差情報と、エンコーダで測定したロータとステータの相対位置の関係を示す。ただし、回転条件は、回転数1000rpm/トルク15kgfcmとした。
【0054】
この発明の一実施形態の位相差制御は、直接ロータとステータの相対位置を検出するものではない。しかしながら、図2に示すように、位相差情報と、ロータステータの相対位置は、ほぼ比例関係であることがわかる。したがって、位相差情報を所定の値に制御することで、間接的にロータとステータの相対位置を制御できることになり、目標とする位相差情報を最適化することで最高の効率が得られる通電タイミングでモータを駆動することができる。
【0055】
また、図3は駆動電圧(デューティ基準値)に対する位相差情報の関係を、図2と同様の条件で実際にモータを駆動させて測定した実験結果である。このように駆動電圧(デューティ基準値)を増減することによって位相差情報を制御できることがわかる。
【0056】
つまり、一定の回転数時に駆動電圧(デューティ基準値)を増減させると電流/電圧位相差(位相差情報)が変化することであり、この実施形態の構成の位相差情報によって駆動電圧(デューティ基準値)を増減させる位相差制御フィードバックループが有効であることがわかる。
【0057】
また、上記実験結果から、実際のモータ電流は純粋な正弦波ではなく、ロータ磁束に関する歪み成分などが重畳されているが、それでもこの発明の実施形態の位相差制御が可能となる。この位相差検出方法である面積比による位相差情報の検出精度は十分であることがわかるし、ゼロクロスなどモータ電流のある一点を検出するような位相差検出方法に比べて上述の課題を解消でき、検出精度を高めることができる。
【0058】
なお、これら実験結果の各特性はほぼ比例すると見られるが、厳密には完全な直線ではない。これは測定誤差の他に、モータ電流の歪みが原因と考えられる。このため、位相差制御形の制御系ゲインが位相差の値によって変化してしまうが、この非線型性を見越して制御系としてのゲインを設定すればよいし、さらに位相差の値によって制御系のゲインを変更すればさらに高精度の制御系が構成できる。
【0059】
また、回転条件によっても各特性の傾きが変化することも考えられるが、回転条件による制御系ゲインの変化量を見越して制御系を構成すればよいし、さらに回転条件によって制御系の増幅度を変更すればさらに高精度な制御を構成できる。
【0060】
なお、この実験においては、モータ電流検出アンプ部には反転増幅器を使用した。
【0061】
次に、回転数の設定について正弦波データテーブルを使用して設定する方法およびPWM出力について説明する。
【0062】
この発明の一実施形態の位相差制御方式は、逆起電圧パルスなどを検出して速度制御を行なう従来方式とは異なり、モータ回転数はモータコイルに通電する正弦波電圧(PWM)の周波数で決定される、いわゆる強制励磁駆動である。
【0063】
正弦波データテーブル13は不揮発性メモリに記憶されたLUT(ルック・アップ・テーブル)であり、それには連続的にD/A変換すると正弦波波形が出力されるデータ列が格納されている。たとえば、1周期分の正弦波データ個数が360個の正弦波データで構成されていたとすると、それぞれ正弦波データは電気角で1°ごとに対応する値となる。
【0064】
以下、1周期分360個の正弦波データ列で構成された正弦波データテーブルについて説明し、PWMキャリア周波数fは3kHzとし、また1組について正弦波2周期で同期モータが1回転するものとする。
【0065】
正弦波180°通電の場合、モータ駆動電圧(出力デューティ)を正弦波波形にする必要があるため、PWMキャリア周期ごとに正弦波データを更新する必要がある。また、同期モータ1回転分には360×2=720回の更新が必要である。
【0066】
ここで、PWMキャリア周期ごとに正弦波データテーブルの参照データを1つずつ更新していくとすれば、PWMキャリア周期Tは
1/3000[Hz]=0.333[msec]
になるので、1回転には
720×0.333[msec]=0.24[sec]
が必要であり、約250rpmの回転数で回転することとなる。つまり、モータ回転数はモータの構造的なものを除外すると、PWMキャリア周波数と正弦波データテーブル13の参照データの更新間隔で決まる。また、たとえばコイル相数が3相であれば、それぞれの相のデータは、電気角で120°ずつずらした正弦波データを参照すればよい。なお、その都度正弦波演算を行なって正弦波データを作成してもよい。
【0067】
これら求められた各相ごとの正弦波データは、位相差制御によって算出されたデューティ基準値と乗算され、いわゆるPWM波形発生器などのPWM作成部15に入力されてPWM波形が出力される。このPWM波形発生器の概要は、たとえばPWMキャリア周期で三角波を作成し、この三角波の波高値と前記乗算された値とを比較し、比較結果に基づいて「H」レベル/「L」レベルの信号を出力する。
【0068】
PWM波形発生器は専用のICで構成され、あるいは制御用マイコンの機能として設けられることが多く、これらを利用することで各駆動素子に対応したPWM波形を簡単に得ることができる。続いて、この発明の特徴となる位相差情報の検出からデューティ基準値の算出までの処理および構成について説明する。
【0069】
図4は位相差情報検出の原理を説明するための波形図である。U相のモータ電流aは0レベルを中心としたほぼ正弦波状の波形とする。このモータ電流aをモータ電流検出アンプ部6によって増幅し、オフセット設定してモータ電流信号bを作成する。これはモータ電流aをマイコン7に内蔵されているA/D変換器の変換可能電圧範囲(たとえば0〜+5V)に合せるために行なわれる。
【0070】
また、U相のモータ駆動電圧位相情報cは正弦波データ作成部14でU相の正弦波データから作成される。なお、モータ駆動電圧位相情報cは、実際には正弦波波形とする必要はなく、位相情報だけがわかっていればよい。
【0071】
位相差検出部8には図4(b)に示すようなモータ電流信号bと図4(c)に示すモータ駆動電圧位相情報cが入力される。位相差検出部8では、モータ駆動電圧位相情報cから予め決められた所定の位相期間θ0,θ1においてモータ電流信号bのサンプリングを所定のサンプリング位相(サンプリングタイミング)s0〜s3で1位相期間当りn回(図4の場合2回)行ない、各位相期間θ0およびθ1でのモータ電流信号面積をそれぞれIS0およびIS1として、各々サンプリングされて電流サンプリングデータを積算する。
【0072】
すなわち、
Is0=I0+I1
Is1=I2+I3
そして、各モータ電流信号面積Is0,Is1の比を計算してこれを位相差情報とする。この処理について図5に示すフローチャートを参照して説明する。
【0073】
図5(a)は位相差情報を検出する位相差検出ルーチンであり、図5(b)はサンプリングタイミングが到来したかをタイマの値などで検出して、サンプリングを開始させるサンプリング開始ルーチン(タイマ割込ルーチン)である。なお、特にこのような処理構成でなくても同様の考え方で処理を行なっていればよい。
【0074】
図5(a)に示すステップ(図示ではSPと略する)SP1において、サンプリング位相s0のサンプリングタイミングを、モータの回転数とタイマのカウント周期から、サンプリング開始ルーチンの割込値として設定し、サンプリング回数nなどの各変数を初期化する。これはモータ回転開始直後、あるいは位相期間θ0の直後または位相期間θ0の前に1度だけ行なわれ、それ以降のサンプリングタイミング設定はサンプリング開始ルーチンで行なわれる。
【0075】
ステップSP2以降はループ処理であり、ステップSP1が行なわれた後は、位相差情報の検出が終了するまでこのループ処理が繰返され、次回の位相期間θ0で再度ループ処理が行なわれる。ステップSP2では、サンプリング開始ルーチンで開始指令されたサンプリングが終了したかを検出する。終了していればステップSP3に進み、終了していなければ以下の処理が行なわれるが、ループ処理中なので結果的にサンプリングが終了したかを検出し続けることとなる。
【0076】
ステップSP4においてサンプリング回数が1回更新される。ステップ5では、現在の位相期間がθ0あるいはθ1かが判断され、判断結果によってステップSP6またはSP7の処理を行なう。この判断はサンプリング回数nで行なえばよい。
【0077】
ステップSP6あるいはSP7では、サンプリング回数が所定回数(2回あるいは4回)になったかを判断し、所定回数(2回あるいは4回)であれば、ステップSP8あるいはSP9の処理を行なう。ステップSP8あるいはSP9では、それぞれの位相期間でのサンプリングが終了したものとして、電流サンプリングデータの積算(I0+I1,I2+I3)を行ない、モータ電流信号面積Is0あるいはIs1を計算する。ステップSP10では、モータ電流信号面積Is0およびIs1両方の計算が終了したかを判断し、終了していなければループ処理に戻る。
【0078】
ステップSP11においては、モータ電流信号面積Is0およびIs1の計算が終了していたとして、両面積データの比(Is0/Is1)を計算して、これを位相差情報とする。そして、一連の位相差検出ルーチン(ループ処理)が終了する。
【0079】
また、図5(b)に示すサンプリング開始ルーチン(タイマ割込ルーチン)は、タイマ割込が設定されたサンプリングタイミングで処理が開始され、ステップSP12では次回のサンプリングタイミングを予め決めておいたサンプリング位相に従ってサンプリング開始ルーチンの割込値として設定される。ステップSP13では、A/D変換器に電流サンプリング開始を指示して終了する。
【0080】
このように、サンプリング開始ルーチンの処理の中で次回のサンプリングタイミングの設定を行なうのは、現在のタイマカウント値がわかっている(≒今回のタイマ割込値)、現在のモータ電圧位相がわかっている(≒今回のサンプリング位相)ためであり、このようにすることで改めてタイマカウント値、モータ電圧位相を参照する必要がなくなり、効率的な処理が可能となる。しかしながら、厳密には今回のタイマ割込値、今回のサンプリング位相は、割込が発生した時点での値であり、ステップSP12を行なう時点でのタイマカウント値、モータ電圧位相とはわずかながら異なってしまう。したがって、厳密なサンプリングタイミングの設定が必要であれば、その都度タイマカウント値およびモータ電圧位相を参照するのが望ましい。
【0081】
ここで、モータ電流のサンプリングタイミングは、予め決めておいたサンプリング位相に従って、モータ回転数とタイマ周期とから、その都度所定の値にタイマ割込値を設定することで任意に決めることができる。この設定方法は具体的にはたとえば前記と同じく正弦波2周期でモータが1回転するとし、モータ回転数が3000rpmのときにモータ電圧位相30°のときにサンプリングを開始するとして、モータ電圧位相0°のときに設定を行ない、また電流サンプリングタイマのカウント分解能は1μsecとすると、モータ電圧位相が0°から30°になるまでの時間は、正弦波1周期の時間が10msecなので、
0.01[s]*30[°]/360[°]=833[μsec]
であり、電流サンプリングタイマのカウントとしては、
833[μsec]/1[μsec/カウント]=833[カウント]
となる。つまり、モータ電圧位相0°のときのタイマのカウント値に833を加算し、これをタイマ割込値とすれば、モータ電圧位相30°でタイマ割込が発生して電流のサンプリングが開始される。なお、前述のようにモータ回転数は正弦波データの周期によって決まる、つまりマイコン7側で決まるものであるので、正確なモータ電圧位相でのサンプリングが可能となる。
【0082】
また2個所の位相期間でのサンプリングタイミングをどのように設定するかについては、各サンプリングタイミングは常にモータ電圧の同じ位相にサンプリングされ、また図2および図3に示す特性のように、ほぼ比例関係が保たれ、かつ1つの位相差情報に対しては1つのロータステータ相対位置あるいは駆動電圧(出力デューティ)が得られるようなタイミングであれば問題はない。しかしながら、図4に示すように、モータ電圧位相90°を中心として線対称となる位相で(位相90°地点からの各サンプリングタイミングまでの位相が、それぞれの位相期間のサンプリングタイミングで同じとなる位相で、また言い換えれば実際の位相差が0のときには両モータ電流信号面積が同値として検出されるような位相で)、各位相期間における電流サンプリングを行なえば、位相差制御設計が容易となる。
【0083】
さらに、モータ電圧位相の各位相期間はまとまっている必要もなく、たとえば図4においてI0とI5の積算値は第1の位相期間のモータ電流信号面積とし、I2とI7の積算値を第2の位相期間のモータ電流信号面積と分割してもよく、これらは制御系の処理時間の余裕度などから決めればよい。
【0084】
また、位相期間θ0とθ1における位相差情報(Is0/Is1)検出後の位相差検出は、位相期間θ1とθ2を利用して、位相差情報(Is2/Is1)の計算を行なうことでより高速な位相差情報の検出が可能となる。
【0085】
ここで、モータ電流のサンプリングタイミングの設定、すなわちタイマ割込値の設定を簡略化する方法について説明する。
【0086】
図6はモータ電流信号bとモータ駆動電圧位相情報cの波形図である。図6において、モータ駆動電圧位相情報cに基づく所定の位相期間θ0,θ1間でのサンプリング回数はそれぞれ3回としている。ここで注目すべきは、各位相期間内での電流サンプリングタイミングを同じ値のサンプリング期間θs=aにしている、つまり同じ間隔でサンプリングを行なうことである。
【0087】
前述のサンプリングタイミングの設定方法に従って、各位相期間の最初にθsを計算した後は、以降のタイマ割込値では現在のタイマカウント値θsを加算するだけでよい。このように一定のタイミングとすることで、図5(a)のステップSP12でのサンプリングタイミング設定、すなわちタイマ割込値の計算を軽減することができる。さらに、このサンプリングタイミングの設定および2個所の位相期間の設定について有効な方法について説明する。
【0088】
図7(a)はモータ電圧位相における第1の位相期間をモータ電圧位相0〜90°,第2の位相期間を90〜180°としたときの波形図である。また、各サンプリングタイミングはすべてθs=aという等間隔の位相間隔でn回(図7(a)の場合5回ずつ計10回)サンプリングするように設定している。そして、位相差情報はθ0でのモータ電流信号面積Is0として、
I0+I1+I2+I3+I4
を積算し、θ1でのモータ電流信号面積Is1として、
I5+I6+I7+I8+I9
を積算し、両モータ電流信号面積の比(Is0/Is1)を計算して算出する。これらの処理は図5(a),(b)に示すとおりである。
【0089】
このようにすることで、前述のごとく、各位相期間におけるサンプリングタイミングを、モータ電圧位相90°を中心として対称となる位相にできるので、制御設計が容易になるとともに、2個所の位相期間にわたって等間隔なサンプリングタイミングでモータ電流のサンプリングを行なうことができるので、タイマ割込値の設定は上記にも増して軽減することができる。
【0090】
また、図7(b)にはもう1個所の対象となる位相である、モータ電圧位相270°を中心として第1の位相期間をモータ電圧位相180〜270°,第2の位相期間を270〜360°に設定したときのサンプリングタイミングを示している。この場合も、図6(a)の説明と同様の効果が得られることは言うまでもない。
【0091】
さらに、これら図7(a),(b)の処理を組合せ、常に同一の位相間隔θs=a(°)でサンプリングを行ない、図7(a)で求められる位相差情報および図7(b)で求められる位相差情報の両方を検出して制御を行なう方法も、位相差情報検出時間の短縮に繋がり制御性能を高めることができる。
【0092】
ただし、図7(a)は0〜180°の期間での位相差情報と、図7(b)180〜360°の期間での位相差情報とを比べると、両者の位相差情報の極性は逆転するので、どちらかの位相差情報を反転して使用する必要がある。このときのサンプリング間隔θsの計算方法を、前記と同様に正弦波2周期でモータが1回転するとし、モータ回転数は3000rpm,電流サンプリングタイマのカウント分解能は1μseとし、サンプリング回数はnは2個所の位相期間の合計で10回として説明する。
【0093】
モータ電圧の正弦波周期Tは100Hzなので、位相期間0〜180°期間に要する時間は5msecであり、この期間内に10回のサンプリングを行なうが、サンプリングの間隔数は9なので、1回ごとのサンプリング間隔は、
5[msec]/9=0.55[msec]
となる。したがって、タイマ割込の割込値としては、
0.55[msec]/1[μsec]=555
となり、割込値設定時には現在のタイマ値に555ずつ加算していけばよい。
【0094】
なお、第1の位相期間の1回目のサンプリングs0は、第1の位相期間の開始と同時にサンプリングを行なうようにする。これは、どの時刻で第1の位相期間が始まるかを、現在の回転数指令から計算して行なえばよいし、また後述するように実際の正弦波出力が遅れることを利用してもよい。
【0095】
次に、各位相期間におけるサンプリング回数nの設定方法について述べる。
図8は図4などと同様に位相差検出の様子を示す図である。ここで、サンプリング間隔θsはマイコン7の処理時間tcより大きな値としている。この処理時間tcは図5に示す処理および位相差制御にかかるPI制御、PWM作成などの処理時間である。
【0096】
このPI制御,PWM作成などの処理はPWMキャリア周期ごとに割込ルーチン(以下、制御割込ルーチンと称する)として行なわれることが多く、この制御割込ルーチン中には位相差検出などの処理が中断されてしまう。このため、図5における位相差検出ルーチンならびに制御割込ルーチンなどの処理時間よりも短い周期でサンプリングを行なった場合には、電流サンプリングされたサンプリングデータをすべて読取れないという不備が起こってしまい、位相差検出が正確に行なえず、モータが停止してしまうなどの不具合の生じることが考えられる。これを防ぐためには、制御処理時間tcを把握し、この時間よりサンプリング間隔θsが短くなってしまうときには、サンプリング回数nを減らして位相差を検出する方法が有効である。
【0097】
この制御処理時間tcは予め実験室レベルあるいは工場出荷時に各処理における処理時間を測定して求めておき、メモリなどに記憶させておいてもよいし、あるいは装置起動時において、各処理における処理時間を測定して求めてもよく、さらには、各処理中に、処理開始時と終了時にタイマカウント値を読出してこの差を検出することでも求められる。
【0098】
そして、前述のようなサンプリング間隔θsを計算する際に、この制御処理時間tcよりも短い間隔となってしまうときには、サンプリング回数nを減らして制御処理時間tcよりも大きくなるように計算すればよい。さらには、このサンプリング間隔θsは回転数に比例しているものなので、回転数に応じてサンプリング間隔θsが制御処理時間tcよりも大きくなるようなサンプリング回数を予め格納しておき、回転数に応じたサンプリング回数を呼出してサンプリングタイミングを設定すればよい。なお、回転数に対するサンプリング回数は各回転数ごとに厳密に決めておかなくても、たとえば3000rpm以下は10回、3000rpm〜5000rpmまでは8回などというように大まかな値でもよい。この処理は図5のステップSP1で行なわれる。これにより安価な制御用のマイコンであっても、処理オーバフローを起こしてモータが停止してしまうような不具合が生じず、安定した動作が確保される。
【0099】
次に、モータ電圧位相をより高分解能で検出して位相差検出精度を高める方法について説明する。
【0100】
図9はモータ電圧波形(正弦波PWMデータを正弦波形として示した)と、各PWMキャリア周期ごとに更新される正弦波データテーブルの参照アドレス値を示す。図9に示すように、PWMデューティの設定はPWMキャリア周期tpwmごとに行なわれるが、その更新は回転数指令によっては位相0となるべき正弦波データテーブル13の値を読飛ばすこともある。制御マイコン7内でのモータ電圧位相の基準位相検出は、自身で設定している正弦波データテーブル13の参照アドレス値が0を通過することで検出しており、この参照アドレス値が0を読飛ばすと正確なモータ電圧位相が得られないということが生じてしまい、位相差検出においての誤差となってしまう。
【0101】
これを防ぐためには、正弦波データテーブル13の参照アドレス値が0を超えていたときには、0を超えたときの参照アドレス値(図9では3)から実際にモータ電圧位相が0となった時間を計算して、モータ電圧位相の基準位相を補正する方法が有効である。
【0102】
これには、PWM波形デューティ設定後にその周期に従ったPWM波形が出力されるまでにPWM発生器で時間が必要なこと、またPWM波形自体が出力したい電圧を、High/Low時間幅(デューティ幅)として時間的に分割していることによって、図9に示すように実際のPWM出力を正弦波形として見ると、正弦波データテーブル13の参照時刻(図9では正弦波データ参照ポイント)に対して、実際の正弦波出力波形(図9ではモータ駆動電圧出力ポイント)はPWMキャリア周期1周期分遅れていることが補正可能条件となる。具体的には、前記補正可能条件によると、参照アドレス値が0を超えた値が検出されても、実際のPWM出力を正弦波波形として見ると、その後に0位相を通過するので、既に参照アドレス値が0を超えた時点でも、実際のモータ電圧位相の基準位相0°の検出が可能であり、これを利用して正確なモータ電圧位相の基準位相の設定および補正を行なうものである。
【0103】
具体的な設定,補正方法は、PWMキャリア周期ごとに正弦波データテーブルの参照アドレス値の更新値(加算値)をnt,参照アドレス値が0以上となったときに値をn0,PWMキャリア周期をtpwmとする。
【0104】
また、参照アドレス値が0以上となったときの参照アドレス値が0であれば、実際の出力はちょうどPWMキャリア1周期分を超えるので、参照アドレス値0からPWMキャリア周期tpwm経過後に、モータ電圧位相の基準位相が0となるので補正の必要はない。
【0105】
参照アドレス値が0以上となったときの参照アドレス値が0以外であれば、図9に示すように、実際のモータ電圧位相の基準位相0°は、参照アドレス値0以上となってからPWMキャリア周期tpwm経過後より早く到来する。このようなときには
tpwm−(n0/nt*tpwm)
という補正計算を行ない、参照アドレス値0以上となってからtpwm−(n0/nt*tpwm)経過後に、モータ電圧位相の基準位相0°の設定をすれば、PWMキャリア周期によるモータ電圧位相分解能の低下を抑えられ、高精度な位相差情報の検出,位相差制御を行なうことができる。
【0106】
また、もう1つの方法としては、参照アドレス値が0以上となるポイントが現在の回転数指令からわかっていることであり、このことを利用して参照アドレス値が0になる前に、nt,n0を見積もり、参照アドレス値が0を超える1つ前の参照アドレス値のときに上記補正を行ない、正確なモータ電圧基準位相0を得る方法がある。この方法はモータ回転数の変更時に再度補正をやり直す必要があるが、これによっても上記同様の効果を得ることができる。なお、このときには上記の補正可能条件に関わらず、出力に遅れがないかなどの、どのようなPWM出力部であっても補正を行なうことができる。
【0107】
続いて、位相差情報の検出をさらに高精度に行なう方法について説明する。これは検出された位相差情報をm回平均化して、これを真の位相差情報とすることで、位相差情報の検出誤差を低減するものである。
【0108】
図10にはその処理内容として、位相差検出ルーチンのフローチャートを示す。図10において、ステップSP1〜SP11は図5と同様の処理を行なっているので、その説明を省略する。ただし、ステップSP1における変数初期化では、変数mが0にリセットされる。
【0109】
ステップSP14において、検出された位相差情報をP(m)に格納する。ステップSP15は、平均化回数mを+1にする。ステップSP16において、平均化回数が所定の回数となったかを判断し、所定回数より少なければ一旦ループ処理を終了するが、mが所定回数になるまで同様の処理を繰返す。ステップSP17において、平均化回数が所定の値であったとして、各位相差情報p0,p1…p(m)の平均化を行ない、平均化した位相差情報paveの算出を終了して、一連の処理を終了する。
【0110】
図11は実際にモータを駆動させ、平均化した位相差情報でこの発明の実施形態の位相差制御を行なったときの、エンコーダで測定したロータとステータの相対位置に対する位相差情報の特性を示しており、実験のためにモータ電流信号にはDC〜3kHzまでのノイズを重畳している。
【0111】
図11の特性中、○ポイントのものは上記の手法で平均化した位相差情報(平均化回数10回)の特性を示しており、□ポイントのものは該10回の位相差情報の中で最大の位相差情報の特性を示しており、△ポイントのものは該10回の位相差情報の中で最小の位相差情報の特性を示す。なお、このときの回転条件は回転数1000rpm,トルク15kgfcmである。
【0112】
このように、いかにノイズに強い位相差制御方法であっても、ノイズが大きい環境下においては、□−△までのような幅をもって位相差情報が検出されてしまうことがわかる。ここで、この発明の位相差情報の平均化を行なうと、図11の○ポイントの特性に示すように、ノイズの影響を受けず、正確な位相差情報を検出できる。これによって、耐ノイズ性をさらに高めることができ、位相差情報の高精度検出,位相差制御の高精度化,ひいてはモータの高効率化を実現できる。また、モータ電流の歪みによる誤検出も除去することができ、高精度な位相差検出が実現できる。
【0113】
この平均化はノイズあるいはモータ電流歪みなどで位相差情報が誤検出してしまうのを防止する目的であり、誤検出量が所望のスペック内に収まるように平均化回数mを設定すればよい。また、平均化回数mは次のように求めると効果的である。
【0114】
図12はモータ回転数が高いときおよび低いときの位相差情報の検出を示した図である。
【0115】
回転数に関わらず、平均化回数mを固定(図12の例では3回)すると、回転数が低いときには1回の位相差情報検出までに長時間を要してしまうことがわかる。つまり、回転数が低いときには、位相差変動の検出間隔が長くなってしまうのであり、たとえば早い位相差変動成分が検出できないこととなる。これは、早い位相差変動成分に対して、位相差制御で抑制することができないことを意味しており、位相差変動が生じてしまい、高効率駆動が実現できなくなってしまう。また、モータ制御においては、外部からの負荷変動(以下、外乱)に対して、この外乱による制御誤差を、所定値以下に抑えなければならないという、製品,装置の仕様があり、位相差変動の検出周期が長くなってしまうと、外乱の抑制率も下がり、仕様を満たせなくなってしまう不具合も生じてしまう。
【0116】
さらに、位相差情報検出周期の長時間化は、目標とする位相差に収束させる時間も長時間を要してしまうことともなる。これにも目標仕様が存在していることもあり、目標時間内に所定の位相差に収束できなくなってしまう。
【0117】
したがって、この発明では、回転数が高く、位相差情報検出周期が短く、位相差変動成分を十分検出できるときには、位相差情報の平均化回数mを多くとり(図12では3回)、逆に回転数が低く、位相差情報検出周期が長くなり、位相差変動成分が検出できないときには平均化回数mを少なくして(たとえば2回)、低速回転時での位相差検出周期の長時間化を防止している。
【0118】
これらの平均化回数mの設定は、抑制したい変動成分(圧縮機の場合であれば、サイクル周期で発生する負荷変動成分など)が、十分検出でき、また抑制できるような値とすればよいし、さらに目標位相差への収束時間が所定時間内に抑えられるような値にすればよい。なお、この平均化回数mは回転数に対応したテーブルを持ち、参照していくのが簡単な方法である。
【0119】
続いて、位相差制御のPI演算部11について説明する。
図13(a)はPI演算によるデューティ基準値計算の構成を示すブロック図であり、図13(b)は通常のP制御のみの構成を示すブロック図である。
【0120】
ここで、P制御とは比例制御のことであり、目標と比較された誤差データに対して所定の増幅を行ない制御するものであり、I制御とは積分制御のことで誤差データを積算して積分誤差データを作成し、これに対して所定の増幅を行なって制御するものである。
【0121】
PI制御とはP制御とI制御とを並列で行ない、加算する。図13(a),(b)に示すように、通常はこれら制御演算結果にオフセット値が加算されデューティ基準値が出力される。
【0122】
図13(b)に示されるP制御の特徴は、構成要素は少なく簡単に構成できることにあるが、問題点としては、原理的に目標とする値(本位相差制御の場合、目標位相差情報)に収束することはあり得ないということである。P制御やPI制御の詳細については、既に各種文献に説明されているので、ここではこれを概念的にわかりやすく、具体的数値で説明する。
【0123】
目標位相差情報に収束させるためのデューティ基準値が100であり、オフセット値(111)は80であり、また比例増幅器110のゲインが10であった場合を考えると、所望のデューティ基準値100からオフセット値80を引いた、残りの20は誤差データを増幅して得られる比例誤差データで作成されなければならないこととなる。このためには、比例増幅器ゲインを考慮すると2の誤差データが必要となってしまう。誤差データは実際の位相差情報と、目標位相差情報との差であるから、目標値に収束すると0になるが、0になってしまうと所望のデューティ基準値100を出力することができなくなってしまう。したがって、P制御のみでは位相差の残留分を0とすることができない。
【0124】
一方、図13(a)に示すPI制御は、P制御では上記と同様のその都度の誤差データに対する比例誤差データを作成し、I制御では誤差データの積分値を積分器112で計算(デジタル的にはその都度の誤差データを積算)して、積分誤差データを作成している。ここで、積分誤差データは、誤差データの定常的なずれ量(上記数値では2)を積分増幅器113で増幅した20となる。この積分誤差データは、積分によって求めているので、誤差データが0に収束後も保たれるため、誤差データを0にできる。すなわち目標位相差情報に収束させることができる。
【0125】
ここで、従来例1,2のような逆起電圧によるモータ駆動においては、モータの回転数を逆起電圧パルスから求めて制御する速度制御が行なわれている。一方、通電タイミングは逆起電圧から検出できるので、回転数に関わらずほぼ一定の通電タイミングが得られる。このため、速度制御をP制御だけで行なったとしても、モータ回転数が精密に制御できないだけであり、高効率化に関する通電タイミングは、逆起電圧は一義的に決められる。
【0126】
しかしながら、この発明における位相差制御の場合には、図13(b)のように位相差制御をP制御のみで行なうと、位相差の誤差データが残留してしまい、最悪の場合には前述のごとくブレーキトルク領域で通電を行なってしまい、モータが停止してしまうことがある。
【0127】
これを防止するために、図13(a)に示す構成のように、PI制御によってPI制御することが必要であり、位相制御にあってはPI制御演算を行なうことが望ましい。これによって、高精度な位相差制御が可能となり、位相差情報を正確に目標位相情報に収束させることができる。したがって、高効率なモータ駆動を実現できる。
【0128】
次に、目標位相差情報の最適な設定について説明する。
前述のごとく、位相差情報とロータ相対値の関係はほぼ比例している。また、モータ効率はステータロータ相対位置に対する通電のタイミングによって変化し、モータの回転条件によって最適な通電タイミングが存在し、この通電タイミングを外れると効率が低下してしまう。そして、この最高の効率が得られる通電タイミングは回転条件によって変化する。
【0129】
さらに、前述のごとく、この発明における位相差制御はステータロータ相対位置をモータ電圧位相に対するモータ電流の位相差情報によって間接的に検出するものであるので、モータの回転条件によって最適位相差情報が存在し、この位相差情報を外れると効率が低下してしまう。
【0130】
図14は実験結果としてこの発明による位相差制御でモータを駆動・制御したときの、位相差情報に対する効率の関係を示す。なお、このときの回転条件は、回転数3000rpm,トルク15kgfcmである。
【0131】
このように、効率はある位相差情報を頂点として、位相差情報は左右にずれると、低下してしまう特性となる。この効率が頂点となる位相差情報の値は、前述のごとく、モータ回転条件によって変化する。
【0132】
さらに、この発明では、モータ電流面積を検出するものであるが、回転条件によってはモータ電流波形が歪んでいることもあり、たとえ実際の位相差が0であっても、2個所の位相期間におけるモータ電流面積比が1にならないことが考えられる。このため、モータを高効率駆動させるためには、目標位相差情報は最高の効率が得られる位相差情報となるように回転条件によって設定する必要がある。この発明ではモータの回転数に従って目標位相差情報を設定するものであり、これによってさまざまな回転条件でも常に最高の効率でモータを駆動することができる。
【0133】
なお、回転数ごとの目標位相差情報は、回転数をパラメータとするテーブルとして予め格納しておけば、処理が簡素化できる。
【0134】
以上述べてきたこの発明による位相差制御は、位相差情報の計算は両モータ電流信号面積の比であるので除算を行なう必要がある。あるいは位相差情報を平均化する演算が必要となる。最近のマイコンは処理時間が短縮されているので問題にならないこともあるが、安価な低能力マイコンを用いた場合には、この除算にかかる演算時間が大きな負担となることもあり、マイコン全体の処理がオーバフローしてしまい、制御不能に陥ってしまうことが考えられる。これを防ぐためには、図15に示すようにモータ電流のサンプリング、つまり2個所の位相期間での所定回数のサンプリング終了後に位相差情報検出(面積比算出)のための時間および位相差情報の平均化演算の時間を意図的に設けて、この間に新たな位相差検出処理を行なわないようにすることが有効な方法である。
【0135】
このように演算のための時間を設けることで、安価な低能力マイコンでも、この発明による位相差制御を構成することが可能となり、制御系のコストダウンを実現できる。また、この発明による位相差制御全体の構成は以下のようにすることで効果的に行なえる。
【0136】
図16は、この発明の位相差制御の主となる部分の制御マイコンで処理される制御プログラムの処理項目を表に示した図である。
【0137】
図16において、メインループは各割込処理がないときに処理されるループであり、モータ回転の停止/駆動指令確認の他、図5(a)および図10で示したような位相差情報の検出を行なう。また、PWM割込は、PWMキャリア周期ごとに処理されるもので、その都度正弦波データの参照,モータ電圧位相の基準位相検出,電流サンプリングタイミングの計算,PI演算,出力デューティの設定を行なう。
【0138】
さらに、タイマ割込は、電流サンプリングタイミングで設定された割込値とタイマ値とのコンペアマッチで処理が開始され、図4(b)に示すようなサンプリング開始を指示し、次回のサンプリングタイミングを設定する。ここで、注目すべきは、この発明では位相差検出の処理をメインループ内で行なっていることである。
【0139】
前述のごとく、位相差検出においては、除算など処理時間が長い演算を行なう必要がある。したがって、割込ルーチン内でこの位相差検出処理を行なうと、その他の割込処理が待たされてしまい、正確なデューティ設定,正確なサンプリング開始タイミングがなされず、制御性能が低下してしまい、安定なモータ駆動が困難となってしまう。
【0140】
そこで、この発明の実施形態では、図16に示すように、演算時間の長い操作検出部の処理をメインループ内で行なうことによって、制御性能を損なわない正確な位相差制御を実現する。
【0141】
ところで、位相制御部のPI演算器11における各増幅器の制御ゲインの設定を次のように設定すると、より精度の高い位相差制御を実現できる。
【0142】
図17はモータ電流信号に重畳されているオフセット量の違いによる、位相差情報とモータステータとモータロータとの相対位置、すなわち通電タイミングの関係を示す図である。図17に示すように、オフセット量を変更するだけで特性の傾きが変化してしまうことがわかる。これは、同じ量だけモータ駆動電圧(PWMデューティ基準値)を変更して通電タイミングを変更しても、検出される位相差情報に現われる変化量はモータ電流信号に重畳するオフセット量によって異なってしまうことである。
【0143】
これは、この発明の実施形態の位相差検出が電流面積を利用しており、オフセット量は電流面積に関して位相差に関係のない定常的な値であり、これによってモータ電流面積の位相差変動による感度が変化するために発生してしまう。たとえば、このオフセット量が大きいと本来の位相差変動によるモータ電流面積の変化が現われにくく、結果として位相差情報の変化は少なく検出されてしまう。
【0144】
このことは、位相差制御の制御系のゲインは、モータ電流信号に重畳するオフセット量によって変化してしまうことを意味しており、制御系の発振によるモータ停止や制御ゲイン不足による位相差変動の増大が懸念される。
【0145】
このため、適切な制御ゲインで高精度な制御や安定なモータ駆動を実現するためには、オフセット量に応じて、制御ゲインを可変して設定することが望ましく、この発明の実施形態では、このようにオフセット量に応じて制御ゲインを可変して設定する。
【0146】
なお、オフセット量の検出には、1周期分のモータ電流信号サンプリング値を平均化して求めてよいし、モータ電流検出アンプ部6のオフセット設定値から求めてもよい。実際に可変設定する制御ゲインは、オフセット量をパラメータとして実験的に求めた値をメモリに格納しておき、現行のオフセット量に最も近い値を設定する方法を用いてもよく、あるいはオフセット量を変数とするゲイン式をその都度計算して設定してもよい。
【0147】
なお、このオフセット量は初期の設定以降、変更されることは少ないので、初回のみに検出して設定するだけでもよい場合もある。
【0148】
これによって、適切な制御ゲインで、高精度な制御および安定なモータ駆動を実現することができる。
【0149】
図18はモータ電流信号の振幅の違いによる、位相差情報とモータステータとモータロータとの絶対値、すなわち通電タイミングの関係を示す図である。図18に示すように、振幅が変化するだけで特性の傾きが変化してしまうことがわかる。これは、同じ量だけモータ駆動電圧(PWMデューティ基準値)を変更して通電タイミングを変更しても、検出される位相差情報に現われる変化量はモータ電流信号の振幅によって異なってしまうということである。
【0150】
これは、この実施形態の位相差検出が電流面積を利用しており、この振幅は電流面積に関して位相差の変化量を決定する値であり、これによってモータ電流面積の位相差変動による感度が変化するために発生してしまう。たとえば、この振幅が大きいと本来の位相差変動によるモータ電流面積の変化量が増幅されて現われ、結果して位相差情報の変化が大きく検出されてしまう。
【0151】
このことは、位相差制御の制御系のゲインは、モータ電流信号の振幅によって変化してしまうことを意味しており、制御系の発振によるモータ停止や制御ゲイン不足による位相差変動の増大が懸念される。このため、適切な制御ゲインで高精度な制御および安定なモータ駆動を実現するためには、この振幅に応じて制御ゲインを可変して設定することが望ましく、この実施形態では振幅に応じて制御ゲインを可変して設定する。
【0152】
振幅の検出には、使用する回転条件によってモータ電流が変化するため、1周期分のモータ電流信号サンプリング値で最大値と最小値の差から求めるのがよいが、モータ電流検出アンプ部6のゲイン設定値から求めてもよい。
【0153】
実際に可変設定する制御ゲインは、振幅をパラメータとして実験的に求めた値をメモリに格納しておき、現行の振幅に最も近い値を設定する方法でもよく、振幅を変数とするゲイン式をその都度計算して設定してもよい。また、この例においても振幅は初期の設定以降変更されることは少ないので、初回のみに検出して設定するだけでもよい場合もある。
【0154】
これによって、適切な制御ゲインで高精度な制御および安定なモータ駆動を実現することができる。
【0155】
このようなモータ電流信号の振幅による制御系ゲインの変化は、その振幅が一定になるように制御することにより、制御ゲインを変更しない方法も有効である。
【0156】
図19はそのようなモータ電流検出アンプ部の構成を示す図である。図19において、オフセット設定部203でオフセットを設定し、モータ電流信号bの振幅を振幅検出器201で検出し、これが一定となるように可変ゲイン設定部202において適切なゲインを設定する。このような構成によっても適切な制御ゲインで、高精度な制御および安定なモータ駆動を実現できる。
【0157】
次に、上述の位相差制御の位相差情報の検出タイミングを短縮し、モータ1回転における位相差情報の検出回数を増やし、位相差情報検出の高分解能化による精密な制御を実現する方法について説明する。
【0158】
図20はモータ電流信号bの振幅およびオフセットを任意の値に設定したときのモータ駆動電圧位相に対する、各モータ駆動電圧位相において位相差を0にするための目標位相差情報の特性を示す図である。
【0159】
このように、回転磁界を発生させるためにモータ駆動電圧位相を変更していくが、その都度のモータ駆動電圧位相において適切な目標位相差情報を設定することで、より短い間隔での位相差情報の検出を実現できる。たとえば、図20の各ポイントは、電気角で20°に相当するものであり、この場合、正弦波1周期中に18回もの位相差情報の検出が実現できる。実際には、各モータ駆動電圧位相における目標位相差情報をメモリに格納しておき、その都度対応する値を呼出して設定するのが簡単な方法であるが、これに限らない。
【0160】
なお、図20において、目標位相差情報が上限ピークあるいは下限ピークとなるモータ駆動電圧位相も存在しているのがわかる。このモータ駆動電圧位相のときには、検出される位相差情報も位相差0を中心として山型の特性となってしまう。つまり、位相差が遅れても進んでも、位相差情報としては同じ方向に変化してしまう。したがって、このモータ駆動電圧位相およびその近辺のモータ駆動位相における位相差検出は正確ではなく、位相差制御も前述のPI制御などは不可能となってしまう。
【0161】
そこで、この発明の実施形態では、このことに鑑み、目標位相差情報が上限ピークあるいは下限ピークとなってしまい、位相差情報が正確に得られないなどといった位相の変化情報量が小さい特定のモータ駆動電圧位相での位相差検出あるいは位相差制御を行なわないようにマスク処理する。このマスク処理は、検出回数を増大させた構成において、たかだか1〜3回程度の位相差情報検出のマスク処理にすぎないので、制御性能に与える影響は少ない。
【0162】
図21は位相差検出演算方法を変更したときの、モータ駆動電圧位相に対する、各モータ駆動電圧位相において位相差を0にするための目標位相差情報の特性を示す図であり、図22は位相差検出演算方法の一例を説明するための図である。
【0163】
図21は図20と同様にして、モータ電流信号bの振幅,オフセットは任意に設定している。ここで、図21における位相差検出演算方法を図22をもとにして説明する。図22で示す演算方法の変更は演算に使用するパラメータを変更したものである。
【0164】
位相差情報の検出点が図21に示すとおりであるとき、目標▲1▼はθbとθaの期間のモータ電流面積比Isb/Isaの演算で位相差情報を算出するとき、すなわち1つの位相期間を電気角90°とすれば、隣り合う位相期間同士のモータ電流面積比で位相差情報を算出するときの各モータ駆動電圧位相における目標位相差情報を示している。目標▲2▼はθcとθaの期間のモータ電流面積比Isc/Isaの演算で位相差情報を算出するとき、すなわち1つの位相期間を電気角90°とすれば、1回分の位相期間を経て隔てた位相期間同士のモータ電流面積比で位相差情報を算出するときの各モータ駆動電圧位相における目標位相差情報を示している。さらに、目標▲3▼はθdとθaの期間のモータ電流面積比Isd/Isaの演算で位相差情報を算出するとき、すなわち1つの位相期間を電気角90°とすれば、2回分の位相期間を隔てた位相期間同士のモータ電流面積比で位相差情報を算出するときの各モータ駆動電圧位相における目標位相差情報を示している。
【0165】
このように演算方法を変更することで、図21に示すように目標位相差情報を変化させることができ、各目標特性において正確な位相差情報の検出が可能な目標特性をその都度切換えて選択し、さらに演算方法を変更することで目標位相差情報が上限ピークあるいは下限ピークとなり、制御不能に陥ることもなくなり、いかなるモータ駆動電圧位相でも正確な位相差情報を検出することができる。
【0166】
なお、各位相期間におけるモータ電流面積の算出は、前述してきたサンプリングの積算で行なうと容易である。また、各目標ごとにゲインが異なっているため、目標切換ごとにゲインを設定していくのが望ましい。
【0167】
また、当然ながら目標数は前述のごとく3個とする必要がなく、正確な位相差検出が可能であれば2個でもよいし、さらなる高精度を目指すのであれば4個以上として最適目標を選択すればよい。
【0168】
なお、演算方法は、上述の説明に限らず、1つの位相期間を90°としない構成など、いかなる方法であってもよい。
【0169】
図23は電流センサ5をモータコイル端子の複数相に取付け、それぞれに対して位相差情報を算出するときの各相におけるモータ駆動電圧位相と、各モータ駆動電圧位相において位相差を0にするための目標位相差情報の特性である。
【0170】
なお、この例においても図20と同様にして、モータ電流信号bの振幅,オフセットは任意に設定している。図23から明らかなように、目標位相差情報は120°位相のずれた値となっている。したがって、図23に示すように、各相の位相差情報のうち、正確な位相差情報が得られるコイル端子相を選択して、位相差制御を行なうことで高分解能な位相差情報を検出でき、精度の良い位相差制御を実現することができる。
【0171】
上述のごとく、この実施形態では、位相差情報の検出周期を短縮することができるため、モータ挙動の細やかな検出が実現できるとともに、精密な位相差制御を実現でき、モータ駆動の安定性および信頼性が格段に向上する。
【0172】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【0173】
【発明の効果】
以上のように、請求項1,2,15および16の発明によれば、モータ駆動電圧を位相とモータ電流との位相差を、2個所の位相期間でのモータ電流面積比で検出し、この位相差情報を目標位相差情報に制御するように、通電休止期間を必要としない正弦波通電をはじめとする180°通電などでモータを駆動するようにしたので、同期モータの駆動において正弦波180°通電の特徴である低騒音,低振動,高効率,省電力化という効果を奏することができる。
【0174】
また、モータ電流をロータ磁束波形と同波形になるように駆動波形を設定することで、より効果的にトルクを発生することができるので、高効率化を実現できる。あるいは、通電休止期間を少なくすることができる。また、位置検出センサを不要としているので、コストダウンを実現できる。
【0175】
さらに、この発明による位相差情報検出によれば、ノイズなどの影響による位相差情報の誤検出を低減した正確な位相差情報が得られ、さらに本来ゼロクロスでは検出が困難である0位相の電流波形が平坦であっても、正確な位相差情報が得られ、さらにモータ電流に重畳される低い周波数成分の変動による位相差情報の誤検出もなくすことができ、正確な位相差情報が得られる。
【0176】
したがって、ノイズなどが多い悪環境下であっても、またさまざまな回転数であっても高精度な位相差制御が可能となる。なお、電流検出に用いる電流センサはモータ内部に特別に設ける必要がなく、モータ制御基板内に収めることができるので、配線の取り回し、回路設計を容易にできる。また、この発明は、モータ電流位相をゼロクロスのようなエッジからではなく、モータ電流の各サンプリング結果の積算による面積から求めているので正確な位相差情報を検出できる。
【0177】
さらに、請求項3の発明によれば、モータ電流のサンプリングタイミングの設計計算を簡略化することができるので、制御マイコンでの処理時間の短縮化を実現できる。よって、高速で高精度な位相差制御が可能となる。また、安価な制御マイコンの使用が可能となるので、コストダウンを実現できる。
【0178】
また、請求項4の発明によれば、モータ電流のサンプリング回数を回転数に基づいて設定することにより制御マイコンの処理速度に合せて位相差検出が行なえる。したがって、いかなる制御マイコンでもそのマイコンの能力に合せて最高の性能を引出すことができる。さらに安価な制御マイコンを使用しても正確な位相差制御を行なえるので、コストダウンを実現できる。また、制御マイコンの処理がオーバフローしないので、高精度な位相差制御が実現できる。
【0179】
さらに、請求項5,6の発明によれば、2個所の位相期間が対象となる位相であるので、位相差は1を中心とした値となる。したがって、制御設計が容易になり、制御マイコンでの処理が軽減できる。よって、高速で高精度な位相差制御が可能となる。また、安価な制御マイコンの使用が可能となるので、コストダウンを実現できる。
【0180】
また、請求項7の発明によれば、モータ電圧位相の基準位相を正確な値に補正することができるので、正確なモータ電圧位相を求めることができる。したがって、正確な位相差情報を検出でき、高精度な位相差制御を実現できる。
【0181】
請求項8の発明によれば、位相差情報を平均化するようにしたので、正確な位相差情報を求めることができる。したがって、ノイズが多いなどの悪環境下、モータ電流波形の歪みおよび変動が大きい回転数においても、高精度な位相差制御を実現できる。
【0182】
請求項9の発明によれば、位相差情報の平均化回数を回転数に基づいて設定することができるので、必要とする制御帯域,所望の位相差情報誤差に合せて位相差情報の検出が行なえる。したがって、所望の制御帯域,位相差情報誤差を確保した安定な位相差制御を実現できる。
【0183】
請求項10の発明によれば、位相差制御をPI制御演算で行なうようにしたので、位相差情報に内在する残留誤差データを0に収束させることができる。したがって、目標位相差に合せる高精度な位相差制御が可能となる。また、高効率な位相差制御が実現できる。
【0184】
請求項11の発明によれば、位相差制御ゲインを回転数あるいは目標位相差情報に応じて設定することができるので、回転条件によって位相差特性に差があっても、また多少位相差特性に非線型性が生じていても、これらを補償することができる。したがって、いかなる状況でも最適な位相差制御を実現でき、効率のよいモータ駆動を実現でき、省電力化が実現できる。
【0185】
請求項12の発明によれば、目標位相差情報を回転数によって設定することができるので、回転数によって変化する、最高効率が得られる位相差に常に追従することができる。また、モータ電流波形の歪みの影響による2個所のモータ電圧位相期間での両モータ電流信号面積の誤差も除去することができる。したがって、いかなる回転条件でも最高効率でのモータ駆動を実現でき、省電力化が実現できる。
【0186】
請求項13の発明によれば、位相差情報検出のための演算時間を設けているため、目標位相差情報を回転数によって設定することができ、回転数によって変化する最高効率が得られる位相差に常に追従することができる。したがって、いかなる回転条件でも最高効率でのモータ駆動を実現でき、省電力化が実現できる。
【0187】
請求項14の発明によれば、位相差情報の検出をメインループ内で行なうようにしているので、割込時間に左右されない処理を行なうことができる。したがって、処理速度の遅い安価な制御マイコンを用いた場合でも、正確な位相差制御を行なうことができる。また、コストダウンが実現できる。
【0188】
請求項17,18および19の発明によれば、位相差制御の制御ゲインを常に最適値に設定することができ、高精度な制御特性を得ることができ、安定なモータ駆動を実現することができる。
【0189】
さらに、請求項20,21,22および23の発明によれば、目標位相差情報あるいは位相差情報算出方法をモータ駆動電圧位相によって設定するようにしたので、位相差情報の検出周期を短縮することができ、モータ挙動の細やかな検出が実現できるとともに、精密な位相差制御を実現でき、モータ駆動の安定性および信頼性が格段に向上する。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の一実施形態のブロック図である。
【図2】 この発明の一実施形態による実験結果を示し、ロータ−ステータ相対位相−位相差情報特性である。
【図3】 この発明の一実施形態による実験結果を示し、モータ駆動電圧−位相差情報特性を示す。
【図4】 この発明の一実施形態を示すモータ電流波形およびサンプリングタイミング図である。
【図5】 この発明の一実施形態の動作を説明するためのフローチャートである。
【図6】 この発明の一実施形態を示すモータ電流波形およびサンプリングタイミング図である。
【図7】 この発明の一実施形態を示すモータ電流波形およびサンプリングタイミング図である。
【図8】 この発明の一実施形態を示すモータ電流波形およびサンプリングタイミング図である。
【図9】 この発明の一実施形態を示すサンプリングタイミング図である。
【図10】 この発明の他の実施形態の動作を説明するためのフローチャートである。
【図11】 この発明の他の実施形態による実験結果を示し、ロータ−ステータ相対位相−位相差情報特性である。
【図12】 この発明の他の実施形態を示すサンプリングタイミング図である。
【図13】 この発明の他の実施形態を示すPI演算部の構成を示すブロック図である。
【図14】 この発明の他の実施形態による実験結果を示し、位相差情報−効率特性を示す。
【図15】 この発明の他の実施形態を示すサンプリングタイミング図である。
【図16】 この発明の他の実施形態を示す処理構成図である。
【図17】 この発明のさらに他の実施形態における位相差情報とモータステータとモータロータとの相対位置の特性を示す図である。
【図18】 この発明のさらにその他の実施形態における位相差情報とモータステータとモータロータとの相対位置の特性図である。
【図19】 この発明のその他の実施形態におけるモータ電流検出アンプ部の構成を示す図である。
【図20】 この発明のさらに他の実施形態におけるモータ駆動電圧位相に対する目標位相差情報の特性図である。
【図21】 モータ駆動電圧位相に対する目標位相差情報の特性を示す図である。
【図22】 この発明のさらに他の実施形態における位相差検出演算方法の一例を説明するための図である。
【図23】 モータ駆動電圧位相に対する目標位相差情報の特性を示す図である。
【図24】 従来の正弦波180°通電におけるモータ電流波形を示す図である。
【図25】 従来の正弦波180°通電におけるモータ電流波形を示す図である。
【符号の説明】
1 モータ、2 インバータ回路、3 コンバータ回路、4 AC電源、5 電流センサ、6 モータ電流検出アンプ部、7 制御マイコン、8 位相差検出部、9 目標位相差情報格納部、10 加算器、11 PI演算部、12 回転数設定部、13 正弦波データテーブル、14 正弦波データ作成部、15 PWM作成部、201 振幅検出器、202 可変ゲイン設定部、203 オフセット設定器、204 アンプ。
[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device, and more particularly, to a motor control device that is used in a compressor of an air conditioner and that can drive a synchronous motor including a plurality of coils without using a sensor.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, when driving a synchronous motor having a multi-phase coil, optimization of so-called energization timing of flowing a motor current to the motor rotor at an appropriate timing and applying a voltage to the coil terminal has been important. It was. There are a method for detecting the back electromotive voltage and a method for detecting the zero cross current phase in order to detect the reference of the energization timing.
[0003]
For example, in so-called sensorless driving, in which a motor is controlled and driven without using a motor rotor position sensor, when a motor coil is energized, an energization stop period is provided for a certain period, and the motor coil is generated by rotation of the motor during that period. This is an intermittent drive such as a so-called rectangular wave 120 ° energization that detects the counter electromotive voltage from the motor coil terminal and determines the energization timing to the motor from this counter electromotive voltage. In current sensorless driving, this driving method is Generally done. Hereinafter, this prior art is referred to as Conventional Example 1.
[0004]
Further, as a conventional example 2, in the control device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-88784, a three-phase motor coil neutral point and a resistor are connected in parallel with the three-phase coil, There is a method of detecting the motor back electromotive force voltage by comparing the voltage with the resistance neutral point and then determining the energization timing to the motor. In this case, there is no need to provide a pause period for energization. So-called 180 ° energization including energization is possible.
[0005]
Further, as a conventional example 3, the drive device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-236789 detects the motor voltage phase at the time of motor current zero crossing, detects the motor current phase based on this voltage phase, A method for calculating a voltage command or a frequency command so that the motor current phase becomes a desired current phase is shown. In this case as well, it is not necessary to provide a rest period for energization, and so-called 180 ° energization including sine wave energization is possible.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Since the method according to Conventional Example 1 described above is intermittent driving, the motor current cannot flow smoothly. For this reason, there is a problem that vibration and noise are greatly generated. In addition, the fact that there is an energization suspension period also has a problem that in the case of a motor in which a magnet is arranged on the rotor, the magnetic flux cannot be used in all the periods, so that the motor efficiency is lowered.
[0007]
In the methods according to Conventional Example 2 and Conventional Example 3, 180 ° energization including sine wave energization is possible. Since the 180 ° energization applies a voltage such as a sine wave continuously to each motor coil terminal without providing an energization stop period, problems such as vibration, noise, and motor efficiency decrease as in the conventional example 1 described above. The motor can be driven efficiently with low noise. Further, the sinusoidal energization can generate a smooth rotating magnetic field, and if a current that can be energized with a current having the same waveform as the magnetic flux waveform is energized, an efficient torque can be generated.
[0008]
However, in the conventional example 2, the detection line must be drawn from the neutral point of the star-connected motor coil, and this needs to be pulled out by dividing the area originally wound as the driving coil winding. . In addition, depending on the handling of the lead wire, the influence of the counter electromotive voltage may appear on the lead wire itself, and it is necessary to redesign the coil winding arrangement. Furthermore, in general, in a motor built in a compressor, a dedicated terminal for drawing out the neutral lead line from the hermetically sealed compressor must be added, which causes a problem in terms of cost increase of the connector and the like. there were.
[0009]
On the other hand, the method of Conventional Example 3 only includes a motor current sensor and an amplifier circuit associated therewith, and there is no need to draw a dedicated line from the inside of the motor as in Conventional Example 2, and sine wave energization is included. This is an effective method in that 180 ° energization is possible.
[0010]
However, since the conventional example 3 is configured to detect the zero crossing of the motor coil current, if noise is mixed in the motor coil current, the current phase is erroneously detected and accurate phase control cannot be performed. Motor drive due to such erroneous detection is not possible because the motor terminal voltage and the back electromotive voltage are out of phase, so that it cannot be driven at an efficient energization timing. In the worst case, the motor stops suddenly. In addition, there is a concern that the drive element may be destroyed because an excessive motor current flows.
[0011]
In addition, the conventional example 3 has a configuration in which a low-pass filter composed of a resistor R and a capacitor C is added to prevent erroneous detection due to chattering of the motor current. However, a constant as shown in the conventional example 3 is used. In the first-order filter, the carrier frequency component can be removed only about 20 dB (about 1/10). For this reason, it is difficult to completely remove noise and carrier frequency components, and it is difficult to prevent erroneous detection. Further, it is difficult to adopt a higher-order filter because of the increase in circuit scale and the effort of designing circuit constants, and even if a higher-order filter is configured, the concern about false detection cannot be eliminated. Furthermore, measures such as providing a hysteresis in the zero-cross detection unit may be considered, but in this case, since the zero-cross width set by the hysteresis is detected, it is difficult to accurately detect the zero-cross point.
[0012]
Further, FIG. 29 and FIG. 28 show a current waveform of one phase when the sine wave 180 ° energization is actually performed, and the problem of the conventional example 3 will be described in detail based on this.
[0013]
24 and 25 both drive a compressor motor for an air conditioner. FIG. 24 shows a case where a low speed rotation of 650 rpm is performed, and FIG. 18 shows a case where a high speed rotation of 5400 rpm is performed. .
[0014]
First, FIG. 24 shows a motor current waveform indicating that the motor current waveform does not become a pure sine wave even if a pure sine wave voltage is applied by PWM modulation, and that it is difficult to detect a phase difference by zero crossing. is there.
[0015]
What should be noted here is the current waveform in the vicinity of the current zero cross shown by the → portion of FIG. In this way, the current waveform near the zero cross may become a nearly flat waveform. This can be attributed to factors such as the rotation conditions (rotation speed, torque), the influence of the back electromotive voltage waveform (magnetic flux distribution waveform) of the motor used, the influence of the energization timing, the carrier frequency, the influence of the drive element dead time, This is particularly noticeable when the rotational speed is low (that is, the current frequency is low) and the load torque is small (that is, the current amplitude is small).
[0016]
Needless to say, zero crossing based on this flat waveform is likely to be erroneously detected due to the influence of noise or the like. Further, smoothing with a filter does not change the fact that the slope of the motor current is gentle and the frequency of erroneous detection is high.
[0017]
Next, FIG. 25 shows that even if a pure sine wave voltage is applied by PWM modulation as in FIG. 24, another frequency component is superimposed on the motor current and the current cross is shaken. It is a waveform. This includes AC power load fluctuations, DC voltage fluctuations after the AC / DC converter, power supply current or other phase coil currents mixed into the current sensor output, current sensor power fluctuations, load fluctuations, etc. The cause of this is considered. This is particularly noticeable at high speed and high torque when a large current flows. Needless to say, even if phase detection at level 0 in FIG. 25 is performed based on such a waveform, it is erroneously detected unlike actual phase information. In order to detect an accurate current zero cross in such a current waveform, it is necessary to change the zero cross point in accordance with this superimposed frequency component, which is very difficult to achieve and Requires a low-frequency component detection unit, which increases the cost.
[0018]
As described above, in the phase detection based on the current zero cross interruption of the conventional example 3, only the current edge is detected, so various misdetections occur, and accurate phase difference control and motor driving become difficult.
[0019]
Therefore, a main object of the present invention is to provide a motor control device that can detect phase difference information easily and accurately and can drive a synchronous motor with low noise, low vibration, and high efficiency.
[0020]
Another object of the present invention is to provide a motor control device that can simplify the detection of the motor current area, reduce the cost, and perform it with high accuracy.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
The invention of claim 1 is a motor control device for driving and controlling a synchronous motor having a multi-phase motor coil, and drives the synchronous motor in response to a command for setting the rotational speed. Drive wave data creation means for creating drive wave data for each phase of a plurality of phases, and motor current detection means for detecting a motor current of any one of the plurality of phases and outputting a motor current signal And the motor drive voltage phase of the specific phase is detected from the drive wave data created by the drive wave data creation means, the phase difference from the motor current signal output from the motor current detection means is detected, and phase difference information is output Output from the drive wave data creation means, the phase difference control means for calculating the duty reference value for controlling the phase difference information output from the phase difference detection means to a target value, and the like. A plurality of switching elements, and a duty calculation means for calculating an output duty for each phase by multiplying the drive wave data of each phase by the duty reference value output from the phase difference control means. Inverter means for controlling the conduction of each switching element by generating a pulse width modulation signal according to the output duty for each phase and energizing each motor coil, and the phase difference detection means determines the motor drive voltage phase of a specific phase. The motor current signal area in the two phase periods as a reference was obtained in each phase period, and the area ratio of the motor current signal area in the two phase periods was calculated and used as phase difference information. Is.
[0022]
According to the invention of claim 2, the phase difference detecting means of the first invention outputs a motor current signal flowing per phase period n times (n is an integer of 1 or more) during two phase periods based on the motor drive voltage. ) Sampling, summing each sampled current sampling data, and outputting as a motor current signal area.
[0023]
In the invention of claim 3, the phase difference detecting means of the first invention performs sampling at the same interval during the phase period based on the motor drive voltage phase, and sets the sampling interval corresponding to the rotational speed.
[0024]
In the invention of claim 4, the sampling number n of the second or third invention is set based on the number of rotations.
[0025]
In the invention of claim 5, the two phase periods based on the motor drive voltage phase in the first to fourth inventions are selected as a period of 0 to 90 ° of the motor drive voltage phase, Is selected as a period of 90 to 180 °.
[0026]
In the invention of claim 6, the two phase periods based on the motor drive voltage phase are selected such that the first period is a period of 180 to 270 ° of the motor drive voltage phase, and the second period is 270 to 360 °. Choose during the period.
[0027]
In the invention of claim 7, after the start of the two phase periods based on the motor drive voltage phase, the first motor current sampling start timing is the drive wave data exceeding the reference phase of the drive wave data of the specific phase Correct and set the amount.
[0028]
In the invention of claim 8, the phase difference information is obtained by averaging the area ratio of the motor current signal area for m times (m is an integer of 1 or more).
[0029]
In the invention of claim 9, the number m of averaging of the phase difference information is set based on the number of rotations.
[0030]
In the tenth aspect of the present invention, the phase difference control means is configured by proportional-integral control calculation for error data between the phase difference information and the target phase difference information.
[0031]
In the invention of claim 11, the control gain set by the phase difference control means is set according to the rotation condition or target phase difference information.
[0032]
In the invention of claim 12, the target phase difference information is set to an optimum value depending on the rotation condition.
[0033]
In the thirteenth aspect of the present invention, after the two phase periods with one motor drive voltage phase as a reference, the motor current signal area area ratio calculation and phase difference information averaging time are provided, during which a series of levels are set. The phase difference detection process is not performed.
[0034]
In the fourteenth aspect of the invention, at least the processing of the phase difference detecting means is performed in the main loop of the processing routine of the control microcomputer.
[0035]
In the invention of claim 15, the drive wave is a sine wave.
In the invention of claim 16, the drive wave is set so that the current waveform and the rotor magnet magnetic flux waveform are substantially the same.
[0036]
The invention according to claim 17 is characterized in that the control gain set by the phase difference control means according to claims 1 to 16 is set according to an offset value set by the motor current detection means.
[0037]
The invention of claim 18 is characterized in that the control gain set by the phase difference control means of claims 1 to 16 is set according to the amplitude value of the motor current signal.
[0038]
According to a nineteenth aspect of the invention, the amplification factor of the motor current set by the motor current detecting means of the first to eighteenth aspects is set to a value such that the amplitude of the motor current signal is always constant. .
[0039]
The invention of claim 20 is characterized in that the target phase difference information, which is the target value of the phase difference in the phase difference control means of claims 1 to 19, is set according to the detection point of the phase difference information.
[0040]
The invention of claim 21 is characterized in that the phase difference information calculation method in the phase difference control means of claim 20 is also set in accordance with the detection point of the phase difference information, similarly to the setting of the target phase difference information.
[0041]
According to a twenty-second aspect of the invention, in the phase difference control means of the twentieth aspect, the calculation of the duty reference value at the detection point where the phase difference information change amount with respect to the motor current phase fluctuation is small is canceled.
[0042]
According to a twenty-third aspect of the invention, in the twentieth aspect, a plurality of phases of motor current signals are detected, and a motor current signal to be referred to is selected by a detection point of phase difference information.
[0043]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram of a motor control apparatus according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, an inverter unit 2, a converter circuit 3, an AC power source 4, a current sensor 5, and a motor current detection are used to drive a synchronous motor 1 having a multi-phase (three-phase) coil in a stator and a permanent magnet in a rotor. The amplifier unit 6 and a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) are included. The synchronous motor 1 is driven by an inverter 2, and an AC power source 4 is converted from a converter circuit 3 into a direct current from the converter circuit 3. The current sensor 5 detects a motor current a flowing in a specific phase (U phase in FIG. 1) among the motor coil terminals U, V, and W. The motor current detected by the current sensor 5 is given to the motor current detection amplifier unit 6, and a motor current signal b is given to the microcomputer 7 after amplification and offset addition by a predetermined amount.
[0044]
The microcomputer 7 includes a phase difference detection unit 8, a target phase difference information storage unit 9, an adder 10, a PI calculation unit 11, a rotation speed setting unit 12, a sine wave data table 13, a sine wave data creation unit 14, and a PWM creation unit 15. Each process is performed by software. The phase difference detection unit 8 takes in the motor current signal supplied from the motor current detection amplifier unit 6 by A / D conversion at a predetermined timing, and integrates each current sampling data sampled every two motor drive voltage phase periods. Then, the motor current signal area is obtained, and the area ratio of both motor current signal areas is output as phase difference information. The target phase difference information is stored in the target phase difference information storage unit 9. Error data between the target phase difference information and the phase difference information is calculated by the adder 10. The PI calculation unit 11 calculates proportional error data and integral error data with respect to the calculated error data and outputs a duty reference value. The addition unit 10 and the PI calculation unit 11 constitute a phase difference control unit.
[0045]
The rotation speed setting unit 12 sets a rotation speed command of the synchronous motor 1, and the sine wave data table 13 includes a table of a predetermined number of data. The sine wave data creation unit 14 reads out sine wave data corresponding to each phase of the motor coils U, V, and W from the sine wave data table 13 according to the rotational speed command and the passage of time, and from the U phase sine wave data to the U phase. Motor drive voltage phase information c is output. The PWM generator 15 outputs a PWM waveform to the drive element of the inverter 2 for each phase from the sine wave data and the duty reference value.
[0046]
The current sensor 5 may be a so-called current sensor composed of a coil and a Hall element, or a current transformer. Further, when the motor current of each phase as well as one phase is detected, higher accuracy can be achieved. Furthermore, the sine wave data may be created by calculation instead of being created based on the sine wave data table 13. Furthermore, although the constituent elements of the elements 8 to 15 are processed by the microcomputer 7, the present invention is not limited to this and may be configured with a hardware configuration as long as similar processing is performed.
[0047]
Although the motor drive waveform is a sine wave, the sine waveform makes it possible to supply a smooth motor current, thereby reducing vibration and noise. However, the present invention is not limited to this, and if a drive waveform that provides a motor current that matches the magnetic flux of the motor rotor is energized, a more efficient drive is possible.
[0048]
The area ratio of the two motor current signal areas detected in the two motor drive voltage phase periods is calculated by the phase difference detector 8, and this result is used as phase difference information. The PI calculation unit 11 performs a PI calculation on the error amount between the phase difference information and the target phase difference information, and the PWM generation unit 15 determines the output from the duty reference value and the sine wave data separately obtained from the rotation command. The synchronous motor 1 is driven by calculating the output duty ratio in each case, creating a PWM signal, and applying it to the motor coil via the inverter 2.
[0049]
That is, the magnitude of the drive voltage (duty width of PWM duty) is determined by a phase difference control feedback loop for controlling the motor current phase difference with respect to the motor drive voltage (output duty) to be constant, and the synchronous motor 1 is rotated to a desired value. The number of rotations is determined by sine wave data output at a desired frequency in order to rotate the number. Thus, the motor can be driven and controlled with a desired phase difference and a desired rotation speed.
[0050]
It should be noted that when the motor is activated, each phase is forcibly energized, a rotating magnetic field is applied, forced excitation is performed, and control is performed by the above method during normal driving.
[0051]
Here, the fact that the synchronous motor can be driven and controlled by the phase difference control according to the embodiment of the present invention will be described based on the experimental results of an IPM (Interior Permanent Magnet) motor. As is well known, in the case of a so-called IPM motor having a shape in which a permanent magnet is embedded in a rotor, a framing torque (sometimes referred to as magnet torque) generated with a magnet magnetic flux and a coil current, and a motor coil depending on the rotor shape. It is known that the reluctance torque using the change in inductance of the rotor and the stator is used in combination, and the relative position between the rotor and the stator where the sum of the framing torque and the reluctance torque becomes maximum varies depending on the rotation conditions. It has been.
[0052]
Here, in order to drive the IPM motor with high efficiency, it is necessary to optimize the energization timing in order to detect the relative position of the rotor and the stator and to energize the motor coil in an optimal positional relationship. . In the case of a synchronous motor, even if it is simply driven without considering efficiency, if the energization timing is not set to a value within a certain range, brake torque may be generated and the motor may stop. In the above-described conventional examples 1 and 2, a counter electromotive voltage is used to detect the relative position between the rotor and the stator.
[0053]
FIG. 2 shows the relationship between the phase difference information and the relative positions of the rotor and the stator measured by the encoder as experimental results when the motor is driven by the phase difference control according to the embodiment of the present invention. However, the rotation conditions were set to a rotation speed of 1000 rpm / torque of 15 kgfcm.
[0054]
The phase difference control according to the embodiment of the present invention does not directly detect the relative position between the rotor and the stator. However, as shown in FIG. 2, it can be seen that the phase difference information and the relative position of the rotor stator are substantially proportional. Therefore, by controlling the phase difference information to a predetermined value, the relative position between the rotor and the stator can be indirectly controlled, and the energization timing at which the highest efficiency can be obtained by optimizing the target phase difference information Can drive the motor.
[0055]
FIG. 3 shows experimental results obtained by measuring the relationship of the phase difference information with respect to the drive voltage (duty reference value) by actually driving the motor under the same conditions as in FIG. Thus, it can be seen that the phase difference information can be controlled by increasing / decreasing the drive voltage (duty reference value).
[0056]
That is, when the drive voltage (duty reference value) is increased or decreased at a constant rotation speed, the current / voltage phase difference (phase difference information) changes. The drive voltage (duty reference) is determined by the phase difference information of the configuration of this embodiment. It can be seen that a phase difference control feedback loop for increasing or decreasing the value is effective.
[0057]
Further, from the above experimental results, the actual motor current is not a pure sine wave, but a distortion component related to the rotor magnetic flux is superimposed, but the phase difference control according to the embodiment of the present invention is still possible. It can be seen that the phase difference information detection accuracy based on the area ratio, which is the phase difference detection method, is sufficient, and the above-mentioned problems can be solved compared to the phase difference detection method that detects a point with a motor current such as zero crossing. , Detection accuracy can be increased.
[0058]
In addition, although each characteristic of these experimental results seems to be almost proportional, strictly speaking, it is not a complete straight line. This is considered to be caused by the distortion of the motor current in addition to the measurement error. For this reason, the control system gain of the phase difference control type changes depending on the value of the phase difference. However, the gain as the control system may be set in anticipation of this non-linearity, and further, the control system gain is determined by the value of the phase difference. By changing the gain, a more accurate control system can be configured.
[0059]
In addition, the slope of each characteristic may change depending on the rotation conditions, but the control system may be configured in anticipation of the amount of change in the control system gain due to the rotation conditions. If it is changed, more accurate control can be configured.
[0060]
In this experiment, an inverting amplifier was used for the motor current detection amplifier unit.
[0061]
Next, a method for setting the rotation speed using a sine wave data table and a PWM output will be described.
[0062]
The phase difference control system according to one embodiment of the present invention differs from the conventional system in which speed control is performed by detecting a counter electromotive voltage pulse or the like, and the motor rotation speed is a frequency of a sine wave voltage (PWM) applied to the motor coil. This is the so-called forced excitation drive that is determined.
[0063]
The sine wave data table 13 is an LUT (Look Up Table) stored in a nonvolatile memory, and stores a data string in which a sine wave waveform is output when D / A conversion is continuously performed. For example, assuming that the number of sine wave data for one cycle is composed of 360 sine wave data, each sine wave data has a value corresponding to an electrical angle of 1 °.
[0064]
In the following, a sine wave data table composed of 360 sine wave data sequences for one cycle will be described, and the PWM carrier frequency f shall be 3 kHz, and the synchronous motor will rotate once in two sine wave cycles for one set. .
[0065]
In the case of sine wave 180 ° energization, the motor drive voltage (output duty) needs to be a sine wave waveform, so the sine wave data needs to be updated every PWM carrier cycle. In addition, 360 × 2 = 720 updates are required for one rotation of the synchronous motor.
[0066]
Here, if the reference data of the sine wave data table is updated one by one for each PWM carrier period, the PWM carrier period T is
1/3000 [Hz] = 0.333 [msec]
So in one rotation
720 × 0.333 [msec] = 0.24 [sec]
Therefore, the rotation speed is about 250 rpm. That is, the motor rotation speed is determined by the PWM carrier frequency and the update interval of the reference data in the sine wave data table 13 excluding the motor structure. For example, if the number of coil phases is three, the data of each phase may be referred to sine wave data shifted by 120 ° in electrical angle. Note that sine wave data may be generated by performing sine wave calculation each time.
[0067]
The obtained sine wave data for each phase is multiplied by the duty reference value calculated by the phase difference control, and is input to the PWM creating unit 15 such as a so-called PWM waveform generator to output a PWM waveform. The outline of the PWM waveform generator is, for example, that a triangular wave is generated with a PWM carrier period, the peak value of the triangular wave is compared with the multiplied value, and the “H” level / “L” level is compared based on the comparison result. Output a signal.
[0068]
The PWM waveform generator is often constituted by a dedicated IC or provided as a function of a control microcomputer. By using these, a PWM waveform corresponding to each drive element can be easily obtained. Next, processing and configuration from detection of phase difference information to calculation of a duty reference value, which is a feature of the present invention, will be described.
[0069]
FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the principle of phase difference information detection. The U-phase motor current a has a substantially sinusoidal waveform centered on the 0 level. The motor current a is amplified by the motor current detection amplifier unit 6 and is offset to create a motor current signal b. This is performed to adjust the motor current a to a convertible voltage range (for example, 0 to +5 V) of the A / D converter built in the microcomputer 7.
[0070]
The U-phase motor drive voltage phase information c is created from the U-phase sine wave data by the sine wave data creation unit 14. The motor drive voltage phase information c does not actually need to be a sine wave waveform, and only the phase information needs to be known.
[0071]
The motor current signal b as shown in FIG. 4B and the motor drive voltage phase information c shown in FIG. 4C are input to the phase difference detector 8. The phase difference detector 8 samples the motor current signal b in a predetermined phase period θ0, θ1 determined in advance from the motor drive voltage phase information c at a predetermined sampling phase (sampling timing) s0 to s3 and n per phase period. (2 times in the case of FIG. 4), the motor current signal areas in the respective phase periods θ0 and θ1 are set as IS0 and IS1, respectively, and current sampling data is integrated by sampling.
[0072]
That is,
Is0 = I0 + I1
Is1 = I2 + I3
Then, the ratio of each motor current signal area Is0, Is1 is calculated and used as phase difference information. This process will be described with reference to the flowchart shown in FIG.
[0073]
FIG. 5A shows a phase difference detection routine for detecting phase difference information, and FIG. 5B shows a sampling start routine (timer for starting sampling by detecting whether the sampling timing has arrived by using a timer value or the like. Interrupt routine). In addition, even if it is not especially such a process structure, the process should just be performed by the same view.
[0074]
In step SP1 shown in FIG. 5A (abbreviated as SP in the figure), the sampling timing of the sampling phase s0 is set as an interrupt value for the sampling start routine from the motor rotation speed and the timer count cycle, and sampling is performed. Initialize each variable such as n times. This is performed only once immediately after the start of motor rotation, immediately after the phase period θ0 or before the phase period θ0, and subsequent sampling timing setting is performed in the sampling start routine.
[0075]
Step SP2 and subsequent steps are loop processing, and after step SP1 is performed, the loop processing is repeated until detection of phase difference information is completed, and the loop processing is performed again in the next phase period θ0. In step SP2, it is detected whether the sampling commanded to start in the sampling start routine has been completed. If completed, the process proceeds to step SP3. If not completed, the following processing is performed. However, since loop processing is being performed, it is continuously detected whether sampling has ended.
[0076]
In step SP4, the sampling count is updated once. In step 5, it is determined whether the current phase period is θ0 or θ1, and the processing of step SP6 or SP7 is performed according to the determination result. This determination may be made based on the number of samplings n.
[0077]
In step SP6 or SP7, it is determined whether the number of samplings has reached a predetermined number (2 or 4 times). If the number of samplings is a predetermined number (2 or 4 times), the process of step SP8 or SP9 is performed. In step SP8 or SP9, assuming that sampling in each phase period is completed, current sampling data is integrated (I0 + I1, I2 + I3), and the motor current signal area Is0 or Is1 is calculated. In step SP10, it is determined whether the calculation of both the motor current signal areas Is0 and Is1 is completed. If not completed, the process returns to the loop processing.
[0078]
In step SP11, assuming that the calculation of the motor current signal areas Is0 and Is1 has been completed, a ratio (Is0 / Is1) of both area data is calculated and used as phase difference information. Then, a series of phase difference detection routines (loop processing) ends.
[0079]
The sampling start routine (timer interrupt routine) shown in FIG. 5B is started at the sampling timing at which the timer interrupt is set. In step SP12, the next sampling timing is determined in advance. Is set as the interrupt value for the sampling start routine. In step SP13, the A / D converter is instructed to start current sampling, and the process ends.
[0080]
As described above, the next sampling timing is set in the sampling start routine processing because the current timer count value is known (≈the current timer interrupt value) and the current motor voltage phase is known. In this way, it is not necessary to refer to the timer count value and the motor voltage phase again, and efficient processing becomes possible. However, strictly speaking, the current timer interrupt value and the current sampling phase are values at the time of the occurrence of the interrupt, and are slightly different from the timer count value and the motor voltage phase at the time of performing step SP12. End up. Therefore, it is desirable to refer to the timer count value and the motor voltage phase each time a strict sampling timing needs to be set.
[0081]
Here, the sampling timing of the motor current can be arbitrarily determined by setting a timer interrupt value to a predetermined value each time from the motor rotation speed and the timer cycle according to a predetermined sampling phase. Specifically, the setting method is as follows. For example, assuming that the motor makes one revolution in two sine wave cycles as described above, and sampling is started when the motor rotation speed is 3000 rpm and the motor voltage phase is 30 °, the motor voltage phase 0 If the setting is performed at ° and the count resolution of the current sampling timer is 1 μsec, the time until the motor voltage phase changes from 0 ° to 30 ° is 10 msec for one cycle of the sine wave.
0.01 [s] * 30 [°] / 360 [°] = 833 [μsec]
As the count of the current sampling timer,
833 [μsec] / 1 [μsec / count] = 833 [count]
It becomes. That is, if 833 is added to the count value of the timer when the motor voltage phase is 0 ° and this is used as the timer interrupt value, a timer interrupt is generated at the motor voltage phase of 30 ° and current sampling is started. . As described above, since the motor rotation speed is determined by the cycle of the sine wave data, that is, determined by the microcomputer 7, it is possible to perform sampling at an accurate motor voltage phase.
[0082]
As for how to set the sampling timings in the two phase periods, each sampling timing is always sampled at the same phase of the motor voltage, and almost proportional to the characteristics shown in FIG. 2 and FIG. If the timing is such that one rotor relative position or driving voltage (output duty) is obtained for one phase difference information, there is no problem. However, as shown in FIG. 4, the phase is symmetrical with respect to the motor voltage phase of 90 ° (the phase from the phase 90 ° to each sampling timing is the same at the sampling timing of each phase period). In other words, when the actual phase difference is 0, the phase of the motor current signal is detected as the same value), and current sampling in each phase period facilitates the phase difference control design.
[0083]
Further, the phase periods of the motor voltage phases do not need to be grouped. For example, in FIG. 4, the integrated value of I0 and I5 is the motor current signal area of the first phase period, and the integrated value of I2 and I7 is the second value. It may be divided from the motor current signal area in the phase period, and these may be determined from the margin of the processing time of the control system.
[0084]
In addition, the phase difference detection after detecting the phase difference information (Is0 / Is1) in the phase periods θ0 and θ1 is faster by calculating the phase difference information (Is2 / Is1) using the phase periods θ1 and θ2. It is possible to detect the phase difference information.
[0085]
Here, a method for simplifying the setting of the sampling timing of the motor current, that is, the setting of the timer interrupt value will be described.
[0086]
FIG. 6 is a waveform diagram of the motor current signal b and the motor drive voltage phase information c. In FIG. 6, the number of times of sampling between predetermined phase periods θ0 and θ1 based on the motor drive voltage phase information c is set to three. What should be noted here is that the current sampling timing within each phase period is set to the sampling period θs = a having the same value, that is, sampling is performed at the same interval.
[0087]
In accordance with the sampling timing setting method described above, after calculating θs at the beginning of each phase period, it is only necessary to add the current timer count value θs for the subsequent timer interrupt values. By setting the timing in this way, it is possible to reduce the sampling timing setting in step SP12 in FIG. 5A, that is, the calculation of the timer interrupt value. Further, an effective method for setting the sampling timing and setting the two phase periods will be described.
[0088]
FIG. 7A is a waveform diagram when the first phase period in the motor voltage phase is 0 to 90 ° and the second phase period is 90 to 180 °. Each sampling timing is set so that sampling is performed n times (5 times in the case of FIG. 7A, a total of 10 times) at an equal interval of θs = a. The phase difference information is the motor current signal area Is0 at θ0,
I0 + I1 + I2 + I3 + I4
And the motor current signal area Is1 at θ1 is
I5 + I6 + I7 + I8 + I9
And the ratio (Is0 / Is1) of both motor current signal areas is calculated. These processes are as shown in FIGS. 5 (a) and 5 (b).
[0089]
By doing so, as described above, the sampling timing in each phase period can be made symmetrical with respect to the motor voltage phase of 90 °, so that control design is facilitated and the phase period is set at two locations. Since the motor current can be sampled at intervals of sampling timing, the setting of the timer interrupt value can be further reduced.
[0090]
FIG. 7B shows another target phase, which is a motor voltage phase of 180 to 270 ° and a second phase period of 270 to 270 ° centered on the motor voltage phase of 270 °. The sampling timing when it is set to 360 ° is shown. In this case, it is needless to say that the same effect as described with reference to FIG.
[0091]
Further, by combining the processes of FIGS. 7A and 7B, sampling is always performed at the same phase interval θs = a (°), and the phase difference information obtained in FIG. 7A and FIG. The method of detecting and controlling both of the phase difference information obtained in (1) leads to shortening of the phase difference information detection time and can improve the control performance.
[0092]
However, FIG. 7A compares the phase difference information in the period of 0 to 180 ° with the phase difference information in the period of 180 to 360 ° in FIG. Since it reverses, it is necessary to invert and use either phase difference information. As for the calculation method of the sampling interval θs at this time, assuming that the motor makes one revolution with two sine waves in the same manner as described above, the motor rotational speed is 3000 rpm, the current sampling timer count resolution is 1 μse, and the number of sampling times is n at two places. A total of 10 phase periods will be described as 10 times.
[0093]
Since the sine wave cycle T of the motor voltage is 100 Hz, the time required for the phase period 0 to 180 ° is 5 msec, and sampling is performed 10 times within this period. However, since the sampling interval is 9, each time Sampling interval is
5 [msec] /9=0.55 [msec]
It becomes. Therefore, the interrupt value of the timer interrupt is
0.55 [msec] / 1 [μsec] = 555
Therefore, it is sufficient to add 555 to the current timer value when setting the interrupt value.
[0094]
Note that the first sampling s0 of the first phase period is performed simultaneously with the start of the first phase period. This may be done by calculating from the current rotational speed command which time the first phase period starts, or may utilize the fact that the actual sine wave output is delayed as will be described later.
[0095]
Next, a method for setting the sampling number n in each phase period will be described.
FIG. 8 is a diagram showing how the phase difference is detected as in FIG. Here, the sampling interval θs is set to a value larger than the processing time tc of the microcomputer 7. This processing time tc is processing time for PI control, PWM generation, etc., for the processing and phase difference control shown in FIG.
[0096]
Processing such as PI control and PWM generation is often performed as an interrupt routine (hereinafter referred to as a control interrupt routine) for each PWM carrier cycle. During this control interrupt routine, processing such as phase difference detection is performed. It will be interrupted. For this reason, when sampling is performed at a cycle shorter than the processing time of the phase difference detection routine and the control interruption routine in FIG. 5, the deficiency that all the current sampled sampling data cannot be read occurs. It is conceivable that the phase difference detection cannot be performed accurately, and problems such as the motor stopping occur. In order to prevent this, it is effective to grasp the control processing time tc and detect the phase difference by reducing the number of samplings n when the sampling interval θs becomes shorter than this time.
[0097]
This control processing time tc may be obtained in advance by measuring the processing time in each process at the laboratory level or at the time of factory shipment, and may be stored in a memory or the like, or the processing time in each process at the time of starting the apparatus. Further, it may be obtained by measuring the timer count value at the start and end of processing and detecting this difference during each processing.
[0098]
Then, when calculating the sampling interval θs as described above, if the interval becomes shorter than the control processing time tc, the sampling number n may be reduced so as to be longer than the control processing time tc. . Furthermore, since the sampling interval θs is proportional to the rotation speed, the number of sampling times that makes the sampling interval θs larger than the control processing time tc is stored in advance according to the rotation speed, and the sampling interval θs depends on the rotation speed. The sampling timing may be set by calling the sampling count. Note that the number of times of sampling with respect to the number of rotations may not be strictly determined for each number of rotations, but may be a rough value such as 10 times at 3000 rpm or less, 8 times from 3000 rpm to 5000 rpm, and the like. This process is performed in step SP1 in FIG. As a result, even an inexpensive microcomputer for control does not cause a problem that causes a processing overflow and stops the motor, and a stable operation is ensured.
[0099]
Next, a method for increasing the phase difference detection accuracy by detecting the motor voltage phase with higher resolution will be described.
[0100]
FIG. 9 shows a motor voltage waveform (sine wave PWM data is shown as a sine waveform) and a reference address value of a sine wave data table updated for each PWM carrier cycle. As shown in FIG. 9, the PWM duty is set every PWM carrier cycle tpwm, but the update may skip the value of the sine wave data table 13 that should be phase 0 depending on the rotational speed command. The reference phase detection of the motor voltage phase in the control microcomputer 7 is detected when the reference address value of the sine wave data table 13 set by itself passes 0, and this reference address value reads 0. If it is skipped, an accurate motor voltage phase cannot be obtained, resulting in an error in phase difference detection.
[0101]
In order to prevent this, when the reference address value of the sine wave data table 13 exceeds 0, the time when the motor voltage phase actually becomes 0 from the reference address value (3 in FIG. 9) when it exceeds 0. Is effective to correct the reference phase of the motor voltage phase.
[0102]
For this purpose, it takes time for the PWM generator to output a PWM waveform according to the cycle after setting the PWM waveform duty, and the voltage to be output by the PWM waveform itself is expressed as a High / Low time width (duty width). 9), when the actual PWM output is viewed as a sine waveform as shown in FIG. 9, the reference time of the sine wave data table 13 (the sine wave data reference point in FIG. 9) is obtained. The actual sine wave output waveform (motor drive voltage output point in FIG. 9) is corrected by being delayed by one PWM carrier cycle. Specifically, according to the correctable condition, even if a value where the reference address value exceeds 0 is detected, if the actual PWM output is viewed as a sine wave waveform, it subsequently passes through the 0 phase, so that reference has already been made. Even when the address value exceeds 0, it is possible to detect the reference phase of the actual motor voltage phase of 0 °, and use this to set and correct the correct reference phase of the motor voltage phase.
[0103]
The specific setting and correction method is as follows: The update value (addition value) of the reference address value of the sine wave data table is nt for each PWM carrier cycle, the value is n0 when the reference address value becomes 0 or more, and the PWM carrier cycle Is tpwm.
[0104]
If the reference address value is 0 when the reference address value is 0 or more, the actual output exceeds just one PWM carrier cycle, and therefore, after the PWM carrier cycle tpwm has elapsed from the reference address value 0, the motor voltage Since the reference phase of the phase is 0, no correction is necessary.
[0105]
If the reference address value when the reference address value is 0 or more is other than 0, the reference phase value 0 ° of the actual motor voltage phase becomes PWM after the reference address value becomes 0 or more, as shown in FIG. Arrives earlier than after the elapse of the carrier period tpwm. When this happens
tpwm- (n0 / nt * tpwm)
If the reference phase of the motor voltage phase is set to 0 ° after elapse of tpwm- (n0 / nt * tpwm) after the reference address value becomes 0 or more, the motor voltage phase resolution of the PWM carrier cycle can be reduced. It is possible to suppress the decrease and detect the phase difference information and control the phase difference with high accuracy.
[0106]
As another method, the point at which the reference address value becomes 0 or more is known from the current rotational speed command. By using this, before the reference address value becomes 0, nt, There is a method in which n0 is estimated and the above correction is performed when the reference address value is the previous reference address value exceeding 0, and an accurate motor voltage reference phase 0 is obtained. In this method, it is necessary to redo the correction again when the motor rotation speed is changed, but this can also achieve the same effect as described above. At this time, correction can be performed for any PWM output unit, such as whether there is a delay in output, regardless of the above-described correction possible conditions.
[0107]
Next, a method for detecting phase difference information with higher accuracy will be described. In this method, the detected phase difference information is averaged m times to obtain true phase difference information, thereby reducing the detection error of the phase difference information.
[0108]
FIG. 10 shows a flowchart of the phase difference detection routine as the processing contents. In FIG. 10, steps SP1 to SP11 perform the same processing as in FIG. However, the variable m is reset to 0 in the variable initialization in step SP1.
[0109]
In step SP14, the detected phase difference information is stored in P (m). Step SP15 sets the averaging count m to +1. In step SP16, it is determined whether the averaging count has reached a predetermined count. If the average count is less than the predetermined count, the loop processing is once terminated, but the same processing is repeated until m reaches the predetermined count. In step SP17, assuming that the number of times of averaging is a predetermined value, each phase difference information p0, p1,... P (m) is averaged, calculation of the averaged phase difference information pave is terminated, and a series of processing Exit.
[0110]
FIG. 11 shows the characteristics of the phase difference information with respect to the relative position of the rotor and the stator measured by the encoder when the motor is actually driven and the phase difference control of the embodiment of the present invention is performed using the averaged phase difference information. For the experiment, noise of DC to 3 kHz is superimposed on the motor current signal.
[0111]
Among the characteristics shown in FIG. 11, the points with ◯ points show the characteristics of the phase difference information (averaged 10 times) averaged by the above method, and the points with □ points are among the 10 times of phase difference information. The characteristic of the maximum phase difference information is shown, and the one with Δ points shows the characteristic of the minimum phase difference information among the ten phase difference information. The rotation conditions at this time are a rotation speed of 1000 rpm and a torque of 15 kgfcm.
[0112]
Thus, it can be seen that no matter how much the phase difference control method is resistant to noise, phase difference information is detected with a width of up to □ -Δ in an environment where the noise is large. Here, if the phase difference information is averaged according to the present invention, accurate phase difference information can be detected without being affected by noise, as shown by the characteristics of the points in FIG. As a result, noise resistance can be further improved, and high-precision detection of phase difference information, high-precision phase difference control, and higher efficiency of the motor can be realized. Further, erroneous detection due to motor current distortion can be eliminated, and highly accurate phase difference detection can be realized.
[0113]
This averaging is intended to prevent erroneous detection of phase difference information due to noise or motor current distortion, and the averaging count m may be set so that the erroneous detection amount is within the desired specification. Further, it is effective to obtain the averaging number m as follows.
[0114]
FIG. 12 is a diagram showing detection of phase difference information when the motor rotation speed is high and low.
[0115]
Regardless of the number of rotations, if the number of times of averaging m is fixed (three in the example of FIG. 12), it can be seen that it takes a long time to detect one phase difference information when the number of rotations is low. That is, when the rotational speed is low, the detection interval of the phase difference fluctuation becomes long, and for example, an early phase difference fluctuation component cannot be detected. This means that early phase difference fluctuation components cannot be suppressed by phase difference control, and phase difference fluctuations occur, making it impossible to realize high-efficiency driving. In motor control, there are specifications for products and devices that control errors caused by external disturbances (hereinafter referred to as disturbances) must be kept below a specified value. If the detection cycle becomes longer, the disturbance suppression rate also decreases, and there is a problem that the specification cannot be satisfied.
[0116]
Furthermore, if the phase difference information detection cycle is lengthened, it takes a long time to converge to the target phase difference. There is a target specification in this as well, and it becomes impossible to converge to a predetermined phase difference within the target time.
[0117]
Therefore, in the present invention, when the rotation speed is high, the phase difference information detection cycle is short, and the phase difference fluctuation component can be sufficiently detected, the number m of phase difference information averaging is increased (three times in FIG. 12). When the rotational speed is low, the phase difference information detection cycle is long, and the phase difference fluctuation component cannot be detected, the number of averaging m is reduced (for example, twice), and the phase difference detection cycle at low speed rotation is lengthened. It is preventing.
[0118]
These averaging times m may be set to values that can sufficiently detect and suppress the fluctuation component to be suppressed (in the case of a compressor, such as a load fluctuation component generated in a cycle period). Further, a value that can suppress the convergence time to the target phase difference within a predetermined time may be used. The averaging number m has a table corresponding to the number of rotations, and it is a simple method to refer to it.
[0119]
Next, the PI calculation unit 11 for phase difference control will be described.
FIG. 13A is a block diagram showing a configuration of duty reference value calculation by PI calculation, and FIG. 13B is a block diagram showing a configuration of only normal P control.
[0120]
Here, the P control is proportional control, and is performed by performing predetermined amplification on the error data compared with the target, and the I control is integration control, which integrates the error data. The integration error data is created, and predetermined amplification is performed on the integration error data for control.
[0121]
With PI control, P control and I control are performed in parallel and added. As shown in FIGS. 13A and 13B, normally, an offset value is added to these control calculation results and a duty reference value is output.
[0122]
The feature of the P control shown in FIG. 13B is that it can be easily configured with few constituent elements. However, as a problem, in principle, a target value (in the case of this phase difference control, target phase difference information) It is impossible to converge to. Details of the P control and the PI control have already been described in various documents, and here, this is conceptually easy to understand and will be described with specific numerical values.
[0123]
Considering the case where the duty reference value for convergence to the target phase difference information is 100, the offset value (111) is 80, and the gain of the proportional amplifier 110 is 10, from the desired duty reference value 100 The remaining 20 minus the offset value 80 must be created with proportional error data obtained by amplifying the error data. For this purpose, error data of 2 is required in consideration of the proportional amplifier gain. Since the error data is the difference between the actual phase difference information and the target phase difference information, it becomes 0 when it converges to the target value, but when it becomes 0, the desired duty reference value 100 cannot be output. End up. Therefore, the residual phase difference cannot be reduced to 0 only by the P control.
[0124]
On the other hand, in the PI control shown in FIG. 13A, proportional error data with respect to each error data similar to the above is created in the P control, and the integral value of the error data is calculated by the integrator 112 in the I control (digital type). The error data is integrated every time) to create integrated error data. Here, the integral error data is 20 obtained by amplifying the steady deviation amount (2 in the above numerical value) of the error data by the integral amplifier 113. Since this integration error data is obtained by integration, the error data is maintained after being converged to 0, so that the error data can be set to 0. That is, it can be converged to the target phase difference information.
[0125]
Here, in the motor driving by the counter electromotive voltage as in the conventional examples 1 and 2, speed control is performed in which the rotational speed of the motor is determined and controlled from the counter electromotive voltage pulse. On the other hand, since the energization timing can be detected from the counter electromotive voltage, a substantially constant energization timing can be obtained regardless of the rotational speed. For this reason, even if the speed control is performed only by the P control, the motor rotational speed cannot be precisely controlled, and the back electromotive voltage is uniquely determined for the energization timing related to high efficiency.
[0126]
However, in the case of the phase difference control according to the present invention, if the phase difference control is performed only by the P control as shown in FIG. 13B, the error data of the phase difference remains, and in the worst case, the above-described phase difference control data. In this way, energization is performed in the brake torque region, and the motor may stop.
[0127]
In order to prevent this, it is necessary to perform PI control by PI control as in the configuration shown in FIG. 13A, and it is desirable to perform PI control calculation in phase control. Thereby, highly accurate phase difference control is possible, and phase difference information can be accurately converged to target phase information. Therefore, highly efficient motor driving can be realized.
[0128]
Next, the optimal setting of the target phase difference information will be described.
As described above, the relationship between the phase difference information and the rotor relative value is almost proportional. Further, the motor efficiency changes depending on the energization timing with respect to the stator rotor relative position, and there is an optimum energization timing depending on the rotation condition of the motor. If this energization timing is deviated, the efficiency is lowered. The energization timing at which the highest efficiency is obtained varies depending on the rotation conditions.
[0129]
Further, as described above, since the phase difference control in the present invention indirectly detects the relative position of the stator rotor based on the phase difference information of the motor current with respect to the motor voltage phase, there exists optimum phase difference information depending on the rotation condition of the motor. However, if this phase difference information is deviated, the efficiency is lowered.
[0130]
FIG. 14 shows the relationship between the efficiency and the phase difference information when the motor is driven and controlled by the phase difference control according to the present invention as an experimental result. The rotation conditions at this time are a rotation speed of 3000 rpm and a torque of 15 kgfcm.
[0131]
As described above, the efficiency is a characteristic that decreases when the phase difference information is shifted to the left and right with a certain phase difference information as a vertex. As described above, the value of the phase difference information at which this efficiency is the apex changes depending on the motor rotation condition.
[0132]
Further, according to the present invention, the motor current area is detected. Depending on the rotation conditions, the motor current waveform may be distorted. Even if the actual phase difference is zero, the phase difference between two phase periods It is conceivable that the motor current area ratio does not become 1. For this reason, in order to drive the motor with high efficiency, it is necessary to set the target phase difference information according to the rotation condition so that the phase difference information can be obtained with the highest efficiency. In the present invention, target phase difference information is set according to the number of rotations of the motor, so that the motor can always be driven with the highest efficiency even under various rotation conditions.
[0133]
If the target phase difference information for each number of rotations is stored in advance as a table using the number of rotations as a parameter, the processing can be simplified.
[0134]
The phase difference control according to the present invention described above requires division because the calculation of the phase difference information is a ratio of both motor current signal areas. Or the calculation which averages phase difference information is needed. Recent microcomputers have a reduced processing time, so it may not be a problem. However, if an inexpensive low-performance microcomputer is used, the computation time for this division may be a heavy burden, It is conceivable that the process overflows and becomes uncontrollable. In order to prevent this, as shown in FIG. 15, the motor current sampling, that is, the time for phase difference information detection (area ratio calculation) and the average of phase difference information after a predetermined number of times of sampling in two phase periods are completed. It is an effective method to intentionally set the time for the calculation operation so that no new phase difference detection processing is performed during this time.
[0135]
By providing time for calculation in this manner, even an inexpensive low-performance microcomputer can configure the phase difference control according to the present invention, and the cost of the control system can be reduced. The overall configuration of the phase difference control according to the present invention can be effectively performed as follows.
[0136]
FIG. 16 is a table showing the processing items of the control program processed by the control microcomputer of the main part of the phase difference control of the present invention.
[0137]
In FIG. 16, the main loop is a loop that is processed when there is no interrupt processing. In addition to the motor rotation stop / drive command confirmation, the phase difference information as shown in FIGS. Perform detection. The PWM interrupt is processed for each PWM carrier cycle, and each time sine wave data is referred to, motor voltage phase reference phase detection, current sampling timing calculation, PI calculation, and output duty setting are performed.
[0138]
Further, the timer interrupt is started by a compare match between the interrupt value set at the current sampling timing and the timer value, and the sampling start as shown in FIG. 4B is instructed, and the next sampling timing is set. Set. Here, it should be noted that in the present invention, the phase difference detection processing is performed in the main loop.
[0139]
As described above, in the phase difference detection, it is necessary to perform an operation with a long processing time such as division. Therefore, if this phase difference detection processing is performed in the interrupt routine, other interrupt processing is awaited, and accurate duty setting and accurate sampling start timing are not performed, so that control performance is deteriorated and stable. Motor driving becomes difficult.
[0140]
Therefore, in the embodiment of the present invention, as shown in FIG. 16, the processing of the operation detection unit having a long calculation time is performed in the main loop, thereby realizing accurate phase difference control without impairing the control performance.
[0141]
By the way, when the setting of the control gain of each amplifier in the PI calculator 11 of the phase control unit is set as follows, more accurate phase difference control can be realized.
[0142]
FIG. 17 is a diagram illustrating the relationship between phase difference information and the relative positions of the motor stator and the motor rotor, that is, energization timing, depending on the difference in the offset amount superimposed on the motor current signal. As shown in FIG. 17, it can be seen that the slope of the characteristic changes only by changing the offset amount. This is because even if the energization timing is changed by changing the motor drive voltage (PWM duty reference value) by the same amount, the change amount that appears in the detected phase difference information varies depending on the offset amount superimposed on the motor current signal. That is.
[0143]
This is because the phase difference detection of the embodiment of the present invention uses the current area, and the offset amount is a steady value that is not related to the phase difference with respect to the current area, thereby causing the phase difference variation of the motor current area. This occurs because the sensitivity changes. For example, if this offset amount is large, the change in the motor current area due to the original phase difference variation hardly appears, and as a result, the change in the phase difference information is detected with a small amount.
[0144]
This means that the gain of the control system for phase difference control changes depending on the offset amount superimposed on the motor current signal. There is concern about the increase.
[0145]
For this reason, in order to realize high-precision control and stable motor drive with an appropriate control gain, it is desirable to variably set the control gain in accordance with the offset amount. Thus, the control gain is varied and set according to the offset amount.
[0146]
The detection of the offset amount may be obtained by averaging the motor current signal sampling values for one cycle, or may be obtained from the offset setting value of the motor current detection amplifier unit 6. For the control gain that is actually variably set, a method may be used in which an experimentally obtained value with the offset amount as a parameter is stored in a memory and a value closest to the current offset amount is set, or the offset amount is set. A gain equation as a variable may be calculated and set each time.
[0147]
Since the offset amount is rarely changed after the initial setting, it may be detected and set only for the first time.
[0148]
As a result, high-precision control and stable motor driving can be realized with an appropriate control gain.
[0149]
FIG. 18 is a diagram illustrating a relationship between phase difference information and absolute values of the motor stator and the motor rotor, that is, energization timing, depending on the difference in amplitude of the motor current signal. As shown in FIG. 18, it can be seen that the slope of the characteristic changes only by changing the amplitude. This is because even if the motor drive voltage (PWM duty reference value) is changed by the same amount to change the energization timing, the amount of change that appears in the detected phase difference information varies depending on the amplitude of the motor current signal. is there.
[0150]
This is because the phase difference detection of this embodiment uses the current area, and this amplitude is a value that determines the amount of change in the phase difference with respect to the current area, thereby changing the sensitivity due to the phase difference variation of the motor current area. To occur. For example, if the amplitude is large, the change amount of the motor current area due to the original phase difference variation is amplified and appears, and as a result, the change of the phase difference information is largely detected.
[0151]
This means that the gain of the control system for phase difference control changes depending on the amplitude of the motor current signal, and there is a concern that the motor stops due to oscillation of the control system or the phase difference fluctuation increases due to insufficient control gain. Is done. For this reason, in order to achieve highly accurate control and stable motor drive with an appropriate control gain, it is desirable to variably set the control gain according to this amplitude. In this embodiment, the control gain is controlled according to the amplitude. Set the gain variable.
[0152]
In order to detect the amplitude, the motor current changes depending on the rotation condition to be used. Therefore, it is preferable to obtain the motor current signal sampling value for one cycle from the difference between the maximum value and the minimum value. You may obtain | require from a setting value.
[0153]
The control gain that is actually variably set may be a method in which the value obtained experimentally using the amplitude as a parameter is stored in a memory and the value closest to the current amplitude is set. You may calculate and set each time. Also in this example, the amplitude is rarely changed after the initial setting, and therefore it may be detected and set only for the first time.
[0154]
As a result, highly accurate control and stable motor driving can be realized with an appropriate control gain.
[0155]
For such a change in the control system gain due to the amplitude of the motor current signal, a method in which the control gain is not changed by controlling the amplitude to be constant is also effective.
[0156]
FIG. 19 is a diagram showing the configuration of such a motor current detection amplifier unit. In FIG. 19, an offset is set by the offset setting unit 203, the amplitude of the motor current signal b is detected by the amplitude detector 201, and an appropriate gain is set by the variable gain setting unit 202 so that this is constant. Even with such a configuration, high-precision control and stable motor driving can be realized with an appropriate control gain.
[0157]
Next, a description will be given of a method for realizing precise control by increasing the resolution of phase difference information detection by shortening the detection timing of phase difference information in the above-described phase difference control, increasing the number of detections of phase difference information in one rotation of the motor. To do.
[0158]
FIG. 20 is a diagram showing characteristics of target phase difference information for setting the phase difference to 0 in each motor drive voltage phase with respect to the motor drive voltage phase when the amplitude and offset of the motor current signal b are set to arbitrary values. is there.
[0159]
In this way, the motor drive voltage phase is changed in order to generate a rotating magnetic field, but by setting appropriate target phase difference information in each motor drive voltage phase, phase difference information at shorter intervals. Can be detected. For example, each point in FIG. 20 corresponds to an electrical angle of 20 °, and in this case, detection of phase difference information as many as 18 times in one sine wave cycle can be realized. In practice, it is a simple method to store target phase difference information in each motor drive voltage phase in a memory and call and set a corresponding value each time, but this is not a limitation.
[0160]
In FIG. 20, it can be seen that there is also a motor drive voltage phase at which the target phase difference information becomes the upper limit peak or the lower limit peak. At this motor drive voltage phase, the detected phase difference information also has a mountain-shaped characteristic with the phase difference 0 as the center. That is, even if the phase difference is delayed or advanced, the phase difference information changes in the same direction. Therefore, the phase difference detection in the motor drive voltage phase and the motor drive phase in the vicinity thereof is not accurate, and the above-described PI control or the like cannot be performed in the phase difference control.
[0161]
Therefore, in the embodiment of the present invention, in view of this, a specific motor with a small amount of phase change information such as target phase difference information becoming an upper limit peak or a lower limit peak and phase difference information cannot be obtained accurately. Mask processing is performed so as not to perform phase difference detection or phase difference control in the drive voltage phase. Since this mask process is only a mask process for detecting the phase difference information of about 1 to 3 times in the configuration in which the number of detections is increased, the influence on the control performance is small.
[0162]
FIG. 21 is a diagram illustrating characteristics of target phase difference information for setting the phase difference to 0 in each motor drive voltage phase with respect to the motor drive voltage phase when the phase difference detection calculation method is changed. It is a figure for demonstrating an example of a phase difference detection calculation method.
[0163]
FIG. 21 is similar to FIG. 20, and the amplitude and offset of the motor current signal b are arbitrarily set. Here, the phase difference detection calculation method in FIG. 21 will be described with reference to FIG. The change of the calculation method shown in FIG. 22 is a change of the parameters used for the calculation.
[0164]
When the detection points of the phase difference information are as shown in FIG. 21, the target {circle around (1)} is when calculating the phase difference information by calculating the motor current area ratio Isb / Isa during the period of θb and θa, that is, one phase period. If the electrical angle is 90 °, the target phase difference information in each motor drive voltage phase when calculating the phase difference information by the motor current area ratio between adjacent phase periods is shown. The target (2) is to calculate the phase difference information by calculating the motor current area ratio Isc / Isa in the period of θc and θa, that is, if one phase period is 90 ° in electrical angle, the phase period of one time is passed. The target phase difference information in each motor drive voltage phase when calculating the phase difference information with the motor current area ratio between the separated phase periods is shown. Further, the target (3) is to calculate the phase difference information by calculating the motor current area ratio Isd / Isa during the period of θd and θa, that is, if one phase period is an electrical angle of 90 °, two phase periods The target phase difference information in each motor drive voltage phase when calculating the phase difference information by the motor current area ratio of the phase periods separated from each other is shown.
[0165]
By changing the calculation method in this way, the target phase difference information can be changed as shown in FIG. 21, and the target characteristic capable of accurately detecting the phase difference information in each target characteristic is switched and selected each time. Further, by changing the calculation method, the target phase difference information becomes the upper limit peak or the lower limit peak, so that the control is not lost, and accurate phase difference information can be detected at any motor drive voltage phase.
[0166]
It is easy to calculate the motor current area in each phase period by performing the sampling integration described above. Further, since the gain differs for each target, it is desirable to set the gain for each target switching.
[0167]
Of course, the target number does not need to be three as described above, and may be two as long as accurate phase difference detection is possible, or four or more optimal targets are selected for higher accuracy. do it.
[0168]
The calculation method is not limited to the above description, and any method such as a configuration in which one phase period is not 90 ° may be used.
[0169]
In FIG. 23, the current sensor 5 is attached to a plurality of phases of the motor coil terminal, and the phase difference information is calculated for each phase, and the phase difference is set to 0 in each phase. This is the characteristic of the target phase difference information.
[0170]
In this example as well, the amplitude and offset of the motor current signal b are set arbitrarily as in FIG. As is clear from FIG. 23, the target phase difference information is a value shifted by 120 ° phase. Therefore, as shown in FIG. 23, high-resolution phase difference information can be detected by selecting a coil terminal phase from which phase difference information can be obtained out of phase difference information of each phase and performing phase difference control. Therefore, it is possible to realize phase difference control with high accuracy.
[0171]
As described above, in this embodiment, the detection period of the phase difference information can be shortened, so that fine detection of the motor behavior can be realized, precise phase difference control can be realized, and the stability and reliability of the motor drive can be realized. Sexually improves.
[0172]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[0173]
【The invention's effect】
As described above, according to the inventions of claims 1, 2, 15 and 16, the motor drive voltage is detected by detecting the phase difference between the phase and the motor current by the motor current area ratio in the two phase periods. In order to control the phase difference information to the target phase difference information, the motor is driven by 180 ° energization including sine wave energization that does not require the energization pause period. ° The effects of low noise, low vibration, high efficiency, and power saving, which are the characteristics of energization, can be achieved.
[0174]
Moreover, since the torque can be generated more effectively by setting the drive waveform so that the motor current has the same waveform as the rotor magnetic flux waveform, high efficiency can be realized. Alternatively, the energization suspension period can be reduced. In addition, since a position detection sensor is not required, cost reduction can be realized.
[0175]
Furthermore, according to the phase difference information detection according to the present invention, accurate phase difference information with reduced false detection of phase difference information due to the influence of noise or the like can be obtained, and furthermore, a zero phase current waveform that is inherently difficult to detect at zero crossing. Even if is flat, accurate phase difference information can be obtained, and erroneous detection of phase difference information due to fluctuations in low frequency components superimposed on the motor current can be eliminated, and accurate phase difference information can be obtained.
[0176]
Therefore, high-accuracy phase difference control can be performed even in a bad environment with a lot of noise or the like, or even at various rotational speeds. Note that the current sensor used for current detection does not need to be specially provided in the motor and can be accommodated in the motor control board, so that wiring can be easily handled and circuit design can be facilitated. Further, according to the present invention, accurate phase difference information can be detected because the motor current phase is obtained not from an edge such as a zero cross but from an area obtained by integrating each sampling result of the motor current.
[0177]
Furthermore, according to the third aspect of the present invention, the design calculation of the sampling timing of the motor current can be simplified, so that the processing time in the control microcomputer can be shortened. Therefore, high-speed and high-accuracy phase difference control is possible. Moreover, since an inexpensive control microcomputer can be used, the cost can be reduced.
[0178]
According to the invention of claim 4, the phase difference can be detected in accordance with the processing speed of the control microcomputer by setting the number of times of sampling of the motor current based on the rotation speed. Therefore, any control microcomputer can bring out the best performance according to the ability of the microcomputer. Furthermore, even if an inexpensive control microcomputer is used, accurate phase difference control can be performed, so that cost reduction can be realized. In addition, since the processing of the control microcomputer does not overflow, highly accurate phase difference control can be realized.
[0179]
Further, according to the fifth and sixth aspects of the invention, since the two phase periods are the target phases, the phase difference is a value centered on 1. Therefore, control design is facilitated and processing by the control microcomputer can be reduced. Therefore, high-speed and high-accuracy phase difference control is possible. Moreover, since an inexpensive control microcomputer can be used, the cost can be reduced.
[0180]
According to the invention of claim 7, since the reference phase of the motor voltage phase can be corrected to an accurate value, an accurate motor voltage phase can be obtained. Therefore, accurate phase difference information can be detected, and highly accurate phase difference control can be realized.
[0181]
According to the invention of claim 8, since the phase difference information is averaged, accurate phase difference information can be obtained. Therefore, high-accuracy phase difference control can be realized even at a rotational speed where distortion and fluctuation of the motor current waveform are large under a bad environment such as a lot of noise.
[0182]
According to the ninth aspect of the invention, since the number of times of phase difference information averaging can be set based on the number of revolutions, phase difference information can be detected in accordance with a required control band and a desired phase difference information error. Yes. Therefore, it is possible to realize stable phase difference control that secures a desired control band and phase difference information error.
[0183]
According to the invention of claim 10, since the phase difference control is performed by the PI control calculation, the residual error data inherent in the phase difference information can be converged to zero. Therefore, highly accurate phase difference control that matches the target phase difference is possible. Further, highly efficient phase difference control can be realized.
[0184]
According to the eleventh aspect of the present invention, the phase difference control gain can be set according to the rotational speed or the target phase difference information. Therefore, even if there is a difference in the phase difference characteristic depending on the rotation condition, the phase difference characteristic is somewhat improved. Even if nonlinearity occurs, these can be compensated. Therefore, optimum phase difference control can be realized in any situation, efficient motor drive can be realized, and power saving can be realized.
[0185]
According to the twelfth aspect of the present invention, the target phase difference information can be set based on the rotation speed, and therefore it is possible to always follow the phase difference that changes depending on the rotation speed and that provides the highest efficiency. In addition, errors in both motor current signal areas in two motor voltage phase periods due to the influence of distortion of the motor current waveform can be eliminated. Therefore, the motor drive with the highest efficiency can be realized under any rotation condition, and power saving can be realized.
[0186]
According to the thirteenth aspect of the invention, since the calculation time for detecting the phase difference information is provided, the target phase difference information can be set according to the rotation speed, and the phase difference that can obtain the highest efficiency that changes with the rotation speed Can always follow. Therefore, the motor drive with the highest efficiency can be realized under any rotation condition, and power saving can be realized.
[0187]
According to the fourteenth aspect of the present invention, since the phase difference information is detected in the main loop, a process independent of the interrupt time can be performed. Therefore, accurate phase difference control can be performed even when an inexpensive control microcomputer having a low processing speed is used. Moreover, cost reduction can be realized.
[0188]
According to the seventeenth, eighteenth and nineteenth aspects of the present invention, the control gain of the phase difference control can always be set to an optimum value, high-precision control characteristics can be obtained, and stable motor driving can be realized. it can.
[0189]
Furthermore, according to the inventions of claims 20, 21, 22, and 23, since the target phase difference information or the phase difference information calculation method is set by the motor drive voltage phase, the detection period of the phase difference information can be shortened. As a result, detailed detection of the motor behavior and precise phase difference control can be realized, and the stability and reliability of the motor drive can be greatly improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 shows a result of an experiment according to an embodiment of the present invention, which is a rotor-stator relative phase-phase difference information characteristic.
FIG. 3 shows experimental results according to an embodiment of the present invention, and shows motor drive voltage-phase difference information characteristics.
FIG. 4 is a motor current waveform and a sampling timing diagram showing one embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a flowchart for explaining the operation of the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a motor current waveform and a sampling timing diagram showing one embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a motor current waveform and a sampling timing chart showing one embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a motor current waveform and a sampling timing chart showing one embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a sampling timing chart showing one embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a flowchart for explaining the operation of another embodiment of the present invention.
FIG. 11 shows experimental results according to another embodiment of the present invention, and is a rotor-stator relative phase-phase difference information characteristic.
FIG. 12 is a sampling timing diagram showing another embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a PI calculation unit showing another embodiment of the present invention.
FIG. 14 shows experimental results according to another embodiment of the present invention, and shows phase difference information-efficiency characteristics.
FIG. 15 is a sampling timing chart showing another embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a processing block diagram showing another embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating phase difference information and characteristics of relative positions of a motor stator and a motor rotor in still another embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a characteristic diagram of phase difference information and relative positions of a motor stator and a motor rotor in still another embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a diagram showing a configuration of a motor current detection amplifier unit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a characteristic diagram of target phase difference information with respect to a motor drive voltage phase in still another embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a diagram illustrating characteristics of target phase difference information with respect to a motor drive voltage phase.
FIG. 22 is a diagram for explaining an example of a phase difference detection calculation method according to still another embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a diagram illustrating characteristics of target phase difference information with respect to a motor drive voltage phase.
FIG. 24 is a diagram showing a motor current waveform in conventional sine wave 180 ° energization.
FIG. 25 is a diagram showing a motor current waveform in conventional sine wave 180 ° energization.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor, 2 Inverter circuit, 3 Converter circuit, 4 AC power supply, 5 Current sensor, 6 Motor current detection amplifier part, 7 Control microcomputer, 8 Phase difference detection part, 9 Target phase difference information storage part, 10 Adder, 11 PI Arithmetic unit, 12 rotational speed setting unit, 13 sine wave data table, 14 sine wave data creation unit, 15 PWM creation unit, 201 amplitude detector, 202 variable gain setting unit, 203 offset setter, 204 amplifier.

Claims (23)

複数相のモータコイルを備えた同期モータを駆動・制御するモータ制御装置であって、
回転数の設定のための指令が与えられたことに応じて、前記同期モータを駆動するための駆動波データを前記複数相の各相ごとに作成する駆動波データ作成手段と、
前記複数相のうちのいずれかの特定相のモータ電流を検出してモータ電流信号を出力するモータ電流検出手段と、
前記駆動波データ作成手段によって作成された駆動波データから前記特定相のモータ駆動電圧位相を検出し、前記モータ電流検出手段から出力されたモータ電流信号との位相差を検出して位相差情報を出力する位相差検出手段と、
前記位相差検出手段から出力される位相差情報を目標の値に制御するためのデューティ基準値を算出する位相差制御手段と、
前記駆動波データ作成手段から出力される各相の駆動波データと前記位相差制御手段から出力されるデューティ基準値とを乗算して、各相ごとの出力デューティを算出するデューティ算出手段と、
複数のスイッチング素子を含み、前記デューティ算出手段によって算出された各相ごとの出力デューティに従ってパルス幅変調信号を生成して各スイッチング素子の導通を制御し、各モータコイルに通電を行なうインバータ手段とを備え、前記位相差検出手段は、前記特定相のモータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、2個所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出して、これを位相差情報とすることを特徴とする、モータ制御装置。
A motor control device that drives and controls a synchronous motor having a motor coil of a plurality of phases,
Drive wave data creating means for creating drive wave data for driving the synchronous motor for each phase of the plurality of phases in response to a command for setting the rotational speed,
Motor current detection means for detecting a motor current of any one of the plurality of phases and outputting a motor current signal;
The motor drive voltage phase of the specific phase is detected from the drive wave data created by the drive wave data creation means, and the phase difference information is detected by detecting the phase difference from the motor current signal output from the motor current detection means. Phase difference detection means for outputting;
A phase difference control means for calculating a duty reference value for controlling the phase difference information output from the phase difference detection means to a target value;
Duty calculation means for calculating the output duty for each phase by multiplying the drive wave data of each phase output from the drive wave data creation means and the duty reference value output from the phase difference control means;
Inverter means including a plurality of switching elements, generating a pulse width modulation signal according to the output duty for each phase calculated by the duty calculating means, controlling conduction of each switching element, and energizing each motor coil The phase difference detection means obtains motor current signal areas in two phase periods based on the motor drive voltage phase of the specific phase in each phase period, and outputs motor current signals in two phase periods. A motor control device characterized in that an area ratio of areas is calculated and used as phase difference information.
前記位相差検出手段は、前記モータ駆動電圧を基準とした2個所の位相期間中に、1位相期間当り流れるモータ電流信号をn回(nは1以上の整数)サンプリングし、サンプリングされた各電流サンプリングデータを積算して前記モータ電流信号面積として出力することを特徴とする、請求項1に記載のモータ制御装置。The phase difference detecting means samples a motor current signal flowing per phase period n times (n is an integer of 1 or more) during two phase periods based on the motor driving voltage, and each sampled current The motor control device according to claim 1, wherein sampling data is integrated and output as the motor current signal area. 前記位相差検出手段は、前記モータ駆動電圧位相を基準とした位相期間中に同間隔で前記サンプリングを行ない、回転数に対応してサンプリング間隔を設定することを特徴とする、請求項2に記載のモータ制御装置。The phase difference detection unit performs the sampling at the same interval during a phase period based on the motor drive voltage phase, and sets the sampling interval corresponding to the number of rotations. Motor control device. 前記サンプリング回数nは、回転数に基づいて設定することを特徴とする、請求項2または3に記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 2, wherein the sampling number n is set based on a rotation number. 前記モータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間は、第1の期間をモータ駆動電圧位相の0〜90°の期間に選び、第2の期間を90〜180°の期間に選ぶことを特徴とする、請求項1から4のいずれかに記載のモータ制御装置。As for the two phase periods based on the motor drive voltage phase, the first period is selected as a period of 0 to 90 ° of the motor drive voltage phase, and the second period is selected as a period of 90 to 180 °. The motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the motor control device is characterized. 前記モータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間は、第1の期間をモータ駆動電圧位相の180〜270°の期間に選び、第2の期間を270〜360°の期間に選ぶことを特徴とする、請求項1から4のいずれかに記載のモータ制御装置。Regarding the two phase periods based on the motor drive voltage phase, the first period is selected as a period of 180 to 270 ° of the motor drive voltage phase, and the second period is selected as a period of 270 to 360 °. The motor control device according to any one of claims 1 to 4, wherein the motor control device is characterized. 前記モータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間の開始後、1回目のモータ電流のサンプリング開始タイミングは、該特定相の駆動波データの基準位相を超えた駆動波データ量を補正して設定することを特徴とする、請求項2から6のいずれかに記載のモータ制御装置。After the start of the two phase periods based on the motor drive voltage phase, the first motor current sampling start timing is obtained by correcting the drive wave data amount exceeding the reference phase of the drive wave data of the specific phase. The motor control device according to claim 2, wherein the motor control device is set. 前記位相差情報は、前記モータ電流信号面積の面積比をm回分(mは1以上の整数)平均化して求めることを特徴とする、請求項1から7のいずれかに記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 1, wherein the phase difference information is obtained by averaging an area ratio of the motor current signal area for m times (m is an integer of 1 or more). 前記位相差情報の平均化回数mは回転数に基づいて設定することを特徴とする、請求項8に記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 8, wherein the number m of averaging of the phase difference information is set based on the number of rotations. 前記位相差制御手段は、前記位相差情報と目標位相差情報との誤差データに対する比例積分制御演算で構成されることを特徴とする、請求項1に記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 1, wherein the phase difference control unit is configured by a proportional-integral control calculation for error data between the phase difference information and target phase difference information. 前記位相差制御手段で設定される制御ゲインは回転条件あるいは目標位相差情報に応じて設定されることを特徴とする、請求項1に記載のモータ制御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein the control gain set by the phase difference control means is set according to a rotation condition or target phase difference information. 前記目標位相差情報は、回転条件によって最適な値に設定することを特徴とする、請求項10に記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 10, wherein the target phase difference information is set to an optimum value according to a rotation condition. 1回の前記モータ駆動電圧位相を基準とした2個所の位相期間終了後は、前記モータ電流信号面積の面積比演算と位相差情報平均化の時間を設け、この間一連の位相差検出処理を行なわないことを特徴とする、請求項1から12のいずれかに記載のモータ制御装置。After the completion of two phase periods with one motor drive voltage phase as a reference, an area ratio calculation of the motor current signal area and phase difference information averaging time are provided, and a series of phase difference detection processes are performed during this period. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device is not provided. 少なくとも前記位相差検出手段の処理は、制御マイクロコンピュータの処理ルーチンのメインループ内で行なうことを特徴とする、請求項1から13のいずれかに記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 1, wherein at least the processing of the phase difference detection means is performed in a main loop of a processing routine of a control microcomputer. 前記駆動波は正弦波であることを特徴とする、請求項1に記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 1, wherein the driving wave is a sine wave. 前記駆動波は、電流波形とロータ磁石磁束波形がほぼ同波形となるように設定することを特徴とする、請求項1に記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 1, wherein the drive wave is set so that the current waveform and the rotor magnet magnetic flux waveform are substantially the same waveform. 前記位相差制御手段で設定される制御ゲインは、前記モータ電流検出手段で設定されるオフセット値に応じて設定されることを特徴とする、請求項1から16のいずれかに記載のモータ制御装置。The motor control device according to any one of claims 1 to 16, wherein the control gain set by the phase difference control means is set according to an offset value set by the motor current detection means. . 前記位相差制御手段で設定される制御ゲインは、前記モータ電流信号の振幅値に応じて設定されることを特徴とする、請求項1から16のいずれかに記載のモータ制御装置。The motor control device according to claim 1, wherein the control gain set by the phase difference control unit is set according to an amplitude value of the motor current signal. 前記モータ電流検出手段で設定されるモータ電流の増幅率は、前記モータ電流信号の振幅が常に一定になるような値に設定されることを特徴とする、請求項1から18のいずれかに記載のモータ制御装置。The motor current amplification factor set by the motor current detection means is set to a value such that the amplitude of the motor current signal is always constant. Motor control device. 前記位相差制御手段における位相差の目標値である目標位相差情報は、位相差情報の検出点に応じて設定されることを特徴とする、請求項1から19のいずれかに記載のモータ制御装置。20. The motor control according to claim 1, wherein target phase difference information that is a target value of phase difference in the phase difference control means is set according to a detection point of phase difference information. apparatus. 前記位相差検出手段における位相差情報の演算方法も、前記目標位相差情報の設定と同様にして、位相差情報の検出点に応じて設定されることを特徴とする、請求項20に記載のモータ制御装置。The phase difference information calculation method in the phase difference detection means is set according to the detection point of the phase difference information, similarly to the setting of the target phase difference information. Motor control device. 前記位相差制御手段において、モータ電流位相変動に対する位相差情報変化量が小さい検出点におけるデューティ基準値の算出をキャンセルすることを特徴とする、請求項20に記載のモータ制御装置。21. The motor control device according to claim 20, wherein the phase difference control unit cancels the calculation of a duty reference value at a detection point where a phase difference information change amount with respect to motor current phase fluctuation is small. さらに、複数相のモータ電流信号を検出し、位相差情報の検出点によって参照するモータ電流信号を選択することを特徴とする、請求項20に記載のモータ制御装置。21. The motor control device according to claim 20, further comprising: detecting a motor current signal of a plurality of phases and selecting a motor current signal to be referred to by a detection point of phase difference information.
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