JP3586247B2

JP3586247B2 - Pulse radar equipment

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Publication number: JP3586247B2
Application number: JP2002024162A
Authority: JP
Inventors: 克治松岡
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-01-31
Filing date: 2002-01-31
Publication date: 2004-11-10
Anticipated expiration: 2022-01-31
Also published as: JP2003222669A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電波を送信し、その送信した電波が物体に反射した反射波を受信することによって物体の有無を検出し、検出された物体までの距離を計測するパルスレーダ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のパルスレーダ装置としては、特開平７−７２２３７号公報にて提案されているものがある。この装置は、図２３に示すように、制御手段１０２の制御の元にパルス信号送出手段１０１によってパルス状の信号を周期的に出力する。そして、物標からの反射パルスを反射パルス信号受信手段１０３によって連続的に受信し、２値化手段によって２値化する。そしてサンプリング手段１０４が、パルス信号送出手段１０１の送出タイミング後、一定の１つ又は複数のサンプリング点毎に２値化信号をサンプリングして０又は１のサンプリング値を得て、これをサンプリング点それぞれの点に対応する加算・記憶手段１０５に与える。そこで、加算・記憶手段１０５がパルス信号送出手段１０１による信号の所定の送出回数分ずつ０又は１のサンプリング値を加算する。所定回数分の加算処理が終了すると、判定手段１０６が加算・記憶手段１０５毎の加算値を加算回数で除算して得られる正規化加算値を所定の閾値と比較し、その大小に基づいて外部の物標からの反射信号が存在するか否かを判定し、これに基づいて外部の物標の有無を判定するものから構成されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来のパルスレーダ装置は、送信・受信のアイソレーションが悪く、いわゆる漏れ波形が存在する場合、あるいはレドームがある場合、次のような理由により、上記の装置を用いて１０ｍ未満の距離に存在する物体の検出、およびその物体までの距離の測定を行うことは困難である。すなわち、提案されている装置では、その送信パルス幅が距離にして10mに相当する66.7nsであるので、図２３に示すように10mよりも近い距離に物体が存在する場合、漏れ波形あるいは２次レドームによる反射波と物体による反射波の波形が重なり合った波形が検出される。そのため、非送信中の受信レベル、いわゆるノイズレベルをもとに閾値を設定したのでは、漏れ波形の立ち上がりしか検出できず、本当に検出したい反射波の立ち上がりを検出することができない。
【０００４】
こういった課題への対策として、Ｗ．ＷｅｉｄｍａｎｎａｎｄＤ．Ｓｔｅｉｎｂｕｃｈ， ”ＨｉｇｈＲｅｓｏｌｕｔｉｏｎＲａｄａｒｆｏｒＳｈｏｒｔＲａｎｇｅＡｕｔｏｍｏｔｉｖｅＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”，２８ｔｈＥｕｒｏｐｅａｎＭｉｃｒｏｗａｖｅＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＡｍｓｔｅｒｄａｍ，１９９８に記載のようにパルス幅を３５０ｐｓといった非常に短いものにする方法や特開平１０−６２５１８号公報に記載のように送信波形を利用して漏れ波形を打ち消してしまう方法が提案されている。しかしながら、この文献に記載されているように送信パルス幅を３５０ｐｓまで短くすると、物体までの距離が約５ｃｍ以下の場合しか漏れ波形と反射波の波形が重ならないので上述の課題は解決されるものの、その占有帯域幅が非常に広くなるので、現行の電波法の範囲では使用できないという問題点がある。また、上記の特開平１０−６２５１８号公報のように送信波形を利用して漏れ波形を打ち消す方法の場合、個体差あるいは使用条件の違いによる送信と漏れ波形の受信までの時間間隔の違い、漏れ波形の大きさの違いなどに対応することが難しく状況に合わせて調整しなければならないという課題がある。
【０００５】
この発明は、このような課題を解決すべく考案されたものであり、送受間の漏れ信号あるいはレドームなどレーダに対して固定されたターゲットからの反射信号と、移動しているターゲットからの反射信号との位相差が変化すると受信信号が変化することを利用して、送受間の漏れ信号あるいはレドームなどレーダに対して固定されたターゲットからの反射信号が存在しても、現行の電波法の範囲内で正しく物体を検出できるパルスレーダを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明に係るパルスレーダ装置は、パルス状の電波を送信する送信手段と、該送信手段によって送信した電波が複数の物体に反射した反射波を受信しその受信信号を出力する受信手段と、該受信手段からの信号をあらかじめ設定した所定レベルとの比較により２値化するコンパレータ手段と、送信からの所定の時間間隔で上記コンパレータ手段の出力をサンプリングし、そのサンプリング結果をサンプリングタイミング毎に所定回数分積算する第１の積算手段と、各サンプリングタイミングにおける上記第１の積算手段の積算結果を所定時間毎に読み出し、積算結果のサンプリング方向の微分を演算する微分演算手段と、各サンプリングタイミング毎に上記微分演算手段からの出力をもとに設定された複数の基準値を持ち、上記複数の基準値と上記微分演算手段からの出力との差をもとに差分値を求める差分演算手段と、該差分演算手段の出力を所定回数分だけサンプリングタイミング毎に積算する第２の積算手段と、該第２の積算手段からの出力をもとにピークを検出するピーク検出手段と、該ピーク検出手段からの出力をもとにターゲットまでの距離を算出し、ターゲットの有無を判断する測距・検出手段と、上記電波の送信、受信、信号処理のタイミング制御を行うタイミング制御手段とを備えたものである。
【０００７】
請求項２の発明に係るパルスレーダ装置は、上記差分演算手段は、上記複数の基準値と上記微分演算手段からの出力との差の絶対値の和を求めるものである。
【０００８】
請求項３の発明に係るパルスレーダ装置は、各サンプリングタイミング毎の上記微分演算手段からの出力をもとに設定された複数の基準値は、第１の基準値および第２の基準値から成り、上記第１の基準値は前回の上記微分演算手段からの出力、上記第２の基準値は予め設定した回数分の上記微分演算手段の出力の平均値とするものである。
【０００９】
請求項４の発明に係るパルスレーダ装置は、上記微分演算手段は、注目するサンプリングタイミングにおける上記第１の積算手段の出力と、その隣のサンプリングタイミングにおける該第１の積算手段の出力との差を求めるものである。
【００１０】
請求項５の発明に係るパルスレーダ装置は、上記微分演算手段は、注目するサンプリングタイミングにおける上記第１の積算手段の出力と、その隣のサンプリングタイミングおよびその隣々のサンプリングタイミングにおける該第１の積算手段の出力との差をそれぞれ求め、それらの和を求めるものである。
【００１１】
請求項６の発明に係るパルスレーダ装置は、上記ピーク検出手段は、各サンプリングタイミングにおける上記第２の積算手段の積算結果において、極大となるサンプリングタイミングのうち、あらかじめ設定した値を超えるサンプリングタイミングを出力するものである。
【００１２】
請求項７の発明に係るパルスレーダ装置は、検出しきい値を設定する検出しきい値設定手段を備え、上記ピーク検出手段は、各サンプリングタイミングにおける上記第２の積算手段の積算結果において、極大となるサンプリングタイミングのうち、該第２の積算手段の積算結果をもとに、上記検出しきい値設定手段が設定した検出しきい値を超えるサンプリングタイミングを出力するものである。
【００１３】
請求項８の発明に係るパルスレーダ装置は、上記検出しきい値設定手段は、１つあるいは複数のサンプリングタイミングにおける上記第２の積算手段による積算結果の平均値を求め、その平均値をノイズレベルとするノイズレベル設定手段と、該ノイズレベル設定手段によるノイズレベルをもとに検出しきい値を算出する検出しきい値算出手段とを有するものである。
【００１４】
請求項９の発明に係るパルスレーダ装置は、上記測距・検出手段は、上記ピーク検出手段が出力するサンプリングタイミングでの上記第２の積算手段による積算結果、およびその前後のサンプリングタイミングでの該第２の積算手段による積算結果をもとに距離を算出する距離算出手段と、該距離算出手段の算出結果に基づきターゲットが存在するか否かを判定する検出判定手段とを有するものである。
【００１５】
請求項１０の発明に係るパルスレーダ装置は、上記第１の積算手段の積算結果に応じて、受信信号のグランドレベルを変更するグランドレベル変更手段を備えたものである。
【００１６】
請求項１１の発明に係るパルスレーダ装置は、上記第１の積算手段によるサンプリングタイミング毎の積算結果の平均値を求め、該平均値が所定の範囲を超えている場合、グランドレベルを変更する信号を上記グランドレベル変更手段へ出力するグランドレベル制御手段を備えたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を、図に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるパルスレーダ装置の構成を概略的に示すブロック図である。
図１において、４０１はパルス状の電波を送信する送信手段、４０２は電波の送信、受信、信号処理のタイミング制御を行うタイミング制御手段、４０３は送信手段４０１によって送信した電波が複数の物体に反射した反射波を受信しその受信信号を出力する受信手段、４０４は受信手段４０３からの信号をあらかじめ設定した所定レベルとの比較により２値化するコンパレータ手段、４０５は送信からの所定の時間間隔でコンパレータ手段４０４の出力をサンプリングし、そのサンプリング結果をサンプリングタイミング毎に所定回数分積算する第１の積算手段、４０６各サンプリングタイミングにおける第１の積算手段４０５の積算結果を所定時間毎に読み出し、積算結果のサンプリング方向の微分を演算する微分演算手段、４０７は各サンプリングタイミング毎に微分演算手段４０６からの出力をもとに設定された基準値との差の絶対値を求める差分演算手段、４０８は差分演算手段４０７の出力を所定回数分だけサンプリングタイミング毎に積算する第２の積算手段、４０９は第２の積算手段４０８からの出力をもとにピークを検出するピーク検出手段、４１０はピーク検出手段４０９からの出力をもとにターゲットまでの距離を算出し、ターゲットの有無を判断する測距・検出手段である。
【００１８】
図２は、この発明の実施の形態１によるパルスレーダ装置の構成の具体的な一例を示すブロック図である。
本実施の形態におけるパルスレーダ装置は、図２に示すように、大きく５つの部分から構成される。すなわち、所定幅（例えば９６ｎｓ）のパルス状の電磁波（中心周波数２４．１２５ＧＨｚ）を一定の周期（例えば１０２４ｎｓ）で送信する送信手段５０１、およびその電磁波の周辺対象物による反射波を受信する受信手段５０２から構成されるＲＦモジュール１、受信手段５０２により受信した信号が飽和しないように、後述のＣＰＵ５による指示に基づきグランドレベルを変更するためのグランドレベル変更手段５１３としての加算器回路２、加算器回路２の出力を２値化するためのコンパレータ手段５０３としてのコンパレータ回路３、タイミング制御手段５１０および第１の積算手段５０４からなるフィールド・プログラマブル・ゲートアレイ（以下、ＦＰＧＡと称する。）、微分演算手段５０５、差分演算手段５０６、第２の積算手段５０７、ピーク検出手段５０８、距離算出手段５１１、検出判定手段５１２およびグランドレベル制御手段５１４を実現するＣＰＵから構成される。なお、距離算出手段５１１、検出判定手段５１２は測距・検出手段５０９を構成する。
【００１９】
ＲＦモジュール１のの具体的な構成を図３に示す。受信側局部発振器（ＲｘＬＯ）２２による１０．８３７５ＧＨｚの信号は、Ｍｉｘｅｒ１１にて送信側局部発振器（ＴｘＬＯ）１２による１．２２５ＧＨｚの信号とミキシングされ、その後Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ１３にて送信信号に基づいてパルス状の信号となる。次のＤｏｕｂｌｅｒ１４にて２逓倍され、続くＦｉｌｔｅｒ１５にて２４．１２５ＧＨｚの信号となり、Ｔｘアンテナ７より電波として外部に放射される。外部の物体により反射された電波は、Ｒｘアンテナ６より受信され、ＲｘＲＦＡｍｐ１６により増幅された後、Ｍｉｘｅｒ１７により、受信側局部発振器ＲｘＬＯ２２からの信号とミキシングされ中間周波数まで落とされる。その後、ＲｘＩＦＡｍｐ１８、Ｆｉｌｔｅｒ１９、ＲｘＩＦＡｍｐ２０を経由し、Ｄｅｔｅｃｔｏｒ２１にて包絡線検波され受信信号となる。
【００２０】
タイミング制御手段５１０および第１の積算手段５０４で構成されるＦＰＧＡ４の内部構成を図４に、その動作に関するタイミングチャートを図５に示す。
このＦＰＧＡ４は、タイミング制御回路４１、シフトレジスタ４２、シフトレジスタ４２の各ビットに対応した加算器４３〜４６と積算用レジスタ４７〜５０により構成している。タイミング制御回路４１は、ＦＰＧＡ４外部に接続した発振器（図示せず）によるクロック信号（例えば１２５ＭＨｚ＝８ｎｓ周期）に基づき、送信手段５０１が電磁波放射をＯｎ／Ｏｆｆするための送信信号（例えば、幅９６ｎｓ、周期１０２４ｎｓ）、後述のシフトレジスタ４２に対してビットシフトするタイミングを伝えるシフト信号、加算器４３〜４６に対して加算タイミングを伝える加算信号、積算用レジスタ４７〜５０に対して加算器４３〜４６の出力を保持するタイミングを伝える積算信号および積算処理終了をＣＰＵ５に対して伝える積算処理終了信号を生成する。シフトレジスタ４２は、タイミング制御回路４１のシフト信号に基づき１ビットずつシフトしながら、コンパレータ回路３の出力する２値化データを記憶していく。加算器４３〜４６は、タイミング制御回路４１からの加算信号に従って各ビットの２値化データ（０又は１）と積算用レジスタ４７〜５０の内容をそれぞれ加算する。積算用レジスタ４７〜５０は、加算器４３〜４６による出力を積算データとして保持し、ＣＰＵ５からの要求があるときには、レジスタの内容を出力する。
【００２１】
次に、このＦＰＧＡの動作を、図５を参照して説明する。
まず、外部クロック信号に基づき、送信信号を立ち上げ１０クロック後に立ち下げる。送信信号の立ち上げと同時にクロック信号に同期したシフト信号をシフトレジスタ４２のビット数だけ出力する。このシフト信号に基づき、シフトレジスタ４２はコンパレータ回路３の出力する２値化データを各ビットに保持していく。続いて、シフトレジスタ４２のビット数分のシフト信号を出力した後、加算／積算信号を出力する。この信号に基づいて、加算器４３〜４６、積算用レジスタ４７〜５０はそれぞれ加算、積算データの保持を行う。そして、所定回数（例えば１０００回）この動作を繰り返した後、ＣＰＵ５に対して積算処理終了信号を出力する。この積算処理終了信号を受信すると、ＣＰＵ５は各積算用レジスタ４７〜５０の内容を読み出す。
【００２２】
続いて、微分演算手段５０５、差分演算手段５０６、第２の積算手段５０７、ピーク検出手段５０８、距離算出手段５１１、検出判定手段５１２およびグランドレベル制御手段５１４を実現するＣＰＵ５における処理について説明する。
【００２３】
ＣＰＵ５では、図６に示すように、まずステップ８０１にてＣＰＵ５内部の初期化を行う。続いてステップ８０２でデータの初期化を行った後、ステップ８０３でＦＰＧＡからの積算処理終了信号を待つ。ＦＰＧＡからの積算処理終了信号を受信すると、ステップ８０４で各サンプリングタイミングでの積算結果をＦＰＧＡ［ｉ］［ｊ］という２次元配列に格納していく。ここで、ｉ（＝０〜Ｎ；Ｎはシフトレジスタのビット数）はサンプリングタイミングを、ｊ（＝０〜５９；第２の積算手段５０７での積算回数を６０回とした場合）は格納の順番を示す。
【００２４】
ＦＰＧＡ４からの積算処理終了信号の受信回数が所定回数（ここでは、６０回）に達すると、ステップ８０５からステップ８０６以降の処理、すなわち、グランドレベル制御処理（ステップ８０６）、微分演算処理（ステップ８０７）、差分演算処理（ステップ８０８）、第２の積算処理（ステップ８０９）、ピーク検出処理（ステップ８１０）、距離算出処理（ステップ８１１）、検出判定処理（ステップ８１２）を行う。その後、ステップ８１３にて処理周期である５０ｍｓが経過したか否かを確認し、もし経過していれば、ステップ８０２に戻って同じ動作を繰り返す。
【００２５】
ステップ８０６のグランドレベル制御処理について、より詳細に説明する。
図７に示すように、図中Ａの位置にしきい値を設定して２値化した場合、周辺物体の有無に関わらず常時１となり物体を検出できない。グランドレベル制御処理は、受信信号のグランドレベルを調整することで、受信信号全体を上下させ、しきい値が図中Ｂの位置に来るようにするための処理である。
【００２６】
図８にグランドレベル制御処理のフローチャートを示す。
ステップ１００１から１００９の処理にて、各サンプリングタイミングにおける６０回分の積算値の和Sum[i]を求める。次のステップ１０１０で各サンプリングタイミングにおける積算値の和Sum[i]の平均値SumMeanを算出する。ステップ１０１０にてSumMeanとあらかじめ設定した値SUMMEAN1を比較し、SumMean が SUMMEAN1 以上の場合、ステップ１０１２でグランドレベル変更手段５１３である加算器回路２への指示値を減らす。
【００２７】
一方、SUMMEAN1 の方が大きい場合、ステップ１０１１にてSumMeanとSUMMEAN2(ただしSUMMEAN1>SUMMEAN2)とを比較し、SumMean が SUMMEAN2 以下の場合、ステップ１０１４でグランドレベル変更手段５１３である加算器回路２への指示値を増やす。また、SUMMEAN２のほうが小さい場合は、ステップ１０１３にて前回の指示値をそのまま保持する。そして、ステップ１０１５にて指示値をＤ／Ａ変換してＣＰＵから出力し、加算器回路２にて受信信号と加算することで、受信信号のグランドレベルを調整する。なお、本実施の形態では、受信信号のグランドレベルを変更することで、しきい値の位置を調整しているが、しきい値自体を制御してもかまわない。
【００２８】
次に、微分演算処理（ステップ８０７）、差分演算処理（ステップ８０８）、第２の積算処理（ステップ８０９）について詳細に説明する。
周辺物体とレーダとの相対的な距離が変化している場合、図９に示すように、漏れ込み信号成分と周辺物体からの反射信号成分が重畳されている部分に相当するサンプリングタイミングでは、信号の大きさが変化する。よって、ＦＰＧＡからの積算データ（第１の積算処理）に対して、サンプリング方向に微分をとる。つまり、注目するサンプリングタイミングにおける積算データとその隣のサンプリングタイミングにおける積算データとの差を求めると、漏れ込み信号成分と周辺物体からの反射信号成分が強めあう場合には、図１０（ａ）のようになる。一方、漏れ込み信号成分と周辺物体からの反射信号成分が弱めあう場合には、図１０（ｂ）のようになる。よって、周辺物体とレーダとの相対的な距離が変化している場合には、微分値はプラスからマイナス、マイナスからプラスへ変化することになる。
【００２９】
差分演算処理（ステップ８０８）では、各サンプリングタイミング毎に、複数の基準値を導入する。ここでは、２つの基準値を考えることにする。第１の基準値を前回の微分値、第２の基準値を予め設定した回数分の微分値の平均値とする。図１１（ａ）に、第１の基準値つまり前回の微分値との差、図１１（ｂ）に、第２の基準値つまり予め設定した回数分の微分値の平均値との差をとる様子を示している。このように、前回の微分値との差のみではなく、予め設定した回数分の微分値の平均値との差も演算することにより、相対速度の小さなつまりは、前回の微分値との差が小さい場合においても、変化を抽出できる。
【００３０】
したがって、これら、２つの基準値との差を求め、それらの絶対値の和を積算していけば、図１２のようになるので、これからピークを求め、あらかじめ設定したしきい値と比較することで周辺物体を検出する。
【００３１】
上記を実現するために、まずステップ８０７の微分演算処理では、図１３のフローチャートに示すように処理を行い、各サンプリングタイミングにおける微分値を算出する。次のステップ８０８の差分演算処理では、図１４のフローチャートに示すような処理を行い、各サンプリングタイミングにおける送信タイミング毎の微分値の差分を算出する。ステップ８０９第２の積算処理では、図１５のフローチャートに示すような処理を行い、各サンプリングタイミングにおける微分値の差分を積算する。
【００３２】
ステップ８１０ピーク検出処理では、図１６のフローチャートに示すような処理を行い、第２の積算処理の出力を用い、極大となるサンプリングタイミングを求め、そのうち、あらかじめ設定した検出しきい値ＴｈＳｕｍを超えるサンプリングタイミングＰｅａｋ［ＰｅａｋＮｏ］を出力する。
【００３３】
続くステップ８１１距離算出処理では、図１７のフローチャートに示すような処理を行い、距離を算出する。
すなわち、まずステップ１８０１で、ステップ８１０で演算したＰｅａｋＮｏが０か否かを判定する。ＰｅａｋＮｏが０の場合は、あらかじめ設定した値を超えるピークが存在しなかったということなので、検出距離ＤｅｔＤｉｓｔ［０］、ＤｅｔＤｉｓｔ［１］を最大距離ＤＥＴＤＩＳＴ＿ＭＡＸとする（ステップ１８１２）。一方、ＰｅａｋＮｏが０より大きい場合は、ステップ１８０２にて、１つ目のピークＰｅａｋ［０］の両隣のサンプリングタイミングにおける第２積算値を比較し、左隣のサンプリングタイミングにおける第２積算値が、右隣の第２積算値よりも大きい場合には、ステップ１８０３へ進む。
【００３４】
ステップ１８０３では、Ｐｅａｋ［０］の他、Ｐｅａｋ［０］−２、Ｐｅａｋ［０］−１、Ｐｅａｋ［０］＋１のサンプリングタイミングにおける第２積算値を使用し、加重平均をとる。また、左隣のサンプリングタイミングにおける第２積算値が、右隣の第２積算値よりも小さい場合には、ステップ１８０４へ進み、Ｐｅａｋ［０］の他、Ｐｅａｋ［０］−１、Ｐｅａｋ［０］＋１、Ｐｅａｋ［０］＋２のサンプリングタイミングにおける第２積算値を使用し、加重平均をとる。ステップ１８０５では、１サンプリングに相当する距離ＤＩＳＴ＿ＵＮＩＴを乗じ、単位を［ｍ／２５６］とするために、２５６を乗ずる。ステップ１８０６では、もう１つピークが存在するかを否かを判定し、存在する場合には、ステップ１８０７へ進み、上記同様の処理を行う。２つ目のピークが存在しない場合には、ＤｅｔＤｉｓｔ［１］を最大距離ＤＥＴＤＩＳＴ＿ＭＡＸとする（ステップ１８１１）。なお、ここでは、２つまでのピークを求める場合について示したが、それ以上を求める場合でも処理は同様である。また、ここでは、ピーク前後の第２積算値について加重平均を用いたが、それ以外の方法を用いて、距離の補間を行ってもよい。
【００３５】
ステップ８１２検出判定処理では、図１８のフローチャートに示すようなカウンタ処理を行うことで、ある程度安定して検出距離が算出された場合のみ、検出フラグを設定することで、何らかのノイズによる誤検出を防止している。
【００３６】
以上より、本実施の形態によれば、漏れ込み信号成分と反射信号成分の位相差によって発生する、各サンプリングタイミングにおける信号の大きさの変化開始点を微分をとることにより検出し、さらにその前回の微分値との差分をとるとともに、その時間的な平均値との差分もとり、それらを足し合わせ、積算し検出することで周辺物体までの距離を算出するので、送受間の漏れ信号あるいはレドームなどレーダに対して固定されたターゲットからの反射信号といった、いわゆる漏れ込み信号成分が存在しても、正しく物体を検出でき、広範囲な相対速度領域において物体を正しく検出できる。
つまり、送受間の漏れ信号あるいはレドームなどレーダに対して固定されたターゲットからの反射信号と、移動しているターゲットからの反射信号との位相差が変化すると受信信号が変化することを利用して、物体検出と測距を行うので、近距離において受信信号に漏れ込み信号が含まれていても、正しく物体を検出し、距離を測定することができる。
【００３７】
また、ピークとなるサンプリングタイミングにおける第２の積算値およびその前後のサンプリングタイミングにおける第２の積算値を用いて補間し、距離を算出するので、粗いサンプリング間隔でも、距離計測の分解能を向上させることができる。
【００３８】
さらに、全体としての受信信号の大きさに応じてそのグランドレベルを調整することで２値化する際のしきい値が自動的に適正なところに設定されるので、取付け状態が異なり漏れ込み信号成分が異なる場合でも、レーダに対して特別な調整あるいは変更をすることなく使用することができる。
【００３９】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
本実施の形態は、上記実施の形態１におけるＣＰＵ内の処理を変更したものであり、その他の部分、すなわちＲＦモジュール、加算器回路、コンパレータ回路、ＦＰＧＡの内容は上記実施の形態１と同様のものである。その処理の概要を図１８に示す。
【００４０】
本実施の形態におけるＣＰＵの処理について説明する。
図１９に示すように、まずステップ２００１にてＣＰＵ内部の初期化を行う。続いてステップ２００２でデータの初期化を行った後、ステップ２００３でＦＰＧＡ４からの積算処理終了信号を待つ。ＦＰＧＡ４からの積算処理終了信号を受信すると、ステップ２００４で各サンプリングタイミングでの積算結果をＦＰＧＡ［ｉ］［ｊ］という２次元配列に格納していく。ここで、ｉ（＝０〜Ｎ；Ｎはシフトレジスタのビット数）はサンプリングタイミングを、ｊ（＝０〜５９；第２の積算手段５０７での積算回数を６０回とした場合）は格納の順番を示す。
【００４１】
ＦＰＧＡ４からの積算処理終了信号の受信回数が所定回数（ここでは、６０回）に達すると、ステップ２００５からステップ２００６以降の処理、すなわち、グランドレベル制御処理（ステップ２００６）、微分演算処理（ステップ２００７）、差分演算処理（ステップ２００８）、第２の積算処理（ステップ２００９）、検出しきい値設定処理（ステップ２０１０）、ピーク検出処理（ステップ２０１１）、距離算出処理（ステップ２０１２）、検出判定処理（ステップ２０１３）を行う。その後、ステップ２０１４にて処理周期である５０ｍｓが経過したか否かを確認し、もし経過していれば、ステップ２００２に戻って同じ動作を繰り返す。
【００４２】
以降、上記実施の形態１と異なる処理である、微分演算処理（ステップ２００７）、検出しきい値設定処理（ステップ２０１０）、ピーク検出処理（ステップ２０１１）について説明する。
【００４３】
微分演算処理（ステップ２００７）では、ＦＰＧＡ４からの積算データ（第１の積算処理）に対して、サンプリング方向に微分をとる。つまり、注目するサンプリングタイミングにおける積算データとその隣のサンプリングタイミングにおける積算データとの差、および注目するサンプリングタイミングにおける積算データとその隣々のサンプリングタイミングにおける積算データとの差を求め、それぞれの和を算出する。このようにすることで、ノイズレベルに対する信号レベル、すなわちＳ／Ｎを向上できる。上記を実現するために、ステップ２００７の微分演算処理では、図２０のフローチャートに示すように処理を行い、各サンプリングタイミングにおける微分値を算出する。
【００４４】
次に検出しきい値設定処理（ステップ２０１０）およびピーク検出処理（ステップ２０１１）について説明する。検出しきい値設定処理およびピーク検出処理は、上記実施の形態１におけるピーク検出処理に相当するものであり、レーダの使用環境が変化してノイズレベルが変化しても自動的にそれを学習し、特別な変更なく使用できるようにするためのものである。
【００４５】
検出しきい値設定処理について説明する。本処理では、図２１に示すように、まずステップ２２０１にて、微分変化積算値（第２の積算処理出力）Ｓｕｍ［ｉ］（ただし、ｉ＝Ｍ１〜Ｍ２）の平均値ＡｖｅＳｕｍを求める。Ｍ１、Ｍ２については、通常物体が存在しない範囲を選択する。また、Ｍ１＝Ｍ２としてどれか１つのサンプリングタイミングにおける変化積算値をそのままＡｖｅＳｕｍとしても良い。次にステップ２２０２にて、ＡｖｅＳｕｍに所定値を加え、検出しきい値ＴｈＳｕｍＶａｌとする。この加算する量は、ノイズレベルのばらつきからあらかじめ設定しておいても良いし、ＡｖｅＳｕｍとＳｕｍ［ｉ］とのばらつきの最大値を算出しその値を用いて設定しても良い。
【００４６】
ステップ２０１１のピーク検出処理は、図１６のステップ１７０８においてＴｈＳｕｍをＴｈＳｕｍＶａｌに変更した処理を行う。
【００４７】
以上より、本実施の形態によれば、注目するサンプリングタイミングの隣および隣々のサンプリングタイミングでの積算値との差をとり、その和を微分値とすることにより、ノイズレベルに対する信号レベル、すなわちＳ／Ｎを向上できる。
【００４８】
また、ノイズレベルの変動に応じて微分変化積算値に対するしきい値を変更するので、同一レーダであっても使用場所の移動などにより使用条件が異なってノイズレベルが増減した場合でも、レーダに対して特別な調整あるいは変更をすることなく使用することができる。
【００４９】
【発明の効果】
以上のように、請求項１の発明によれば、パルス状の電波を送信する送信手段と、該送信手段によって送信した電波が複数の物体に反射した反射波を受信しその受信信号を出力する受信手段と、該受信手段からの信号をあらかじめ設定した所定レベルとの比較により２値化するコンパレータ手段と、送信からの所定の時間間隔で上記コンパレータ手段の出力をサンプリングし、そのサンプリング結果をサンプリングタイミング毎に所定回数分積算する第１の積算手段と、各サンプリングタイミングにおける上記第１の積算手段の積算結果を所定時間毎に読み出し、積算結果のサンプリング方向の微分を演算する微分演算手段と、各サンプリングタイミング毎に上記微分演算手段からの出力をもとに設定された複数の基準値を持ち、上記複数の基準値と上記微分演算手段からの出力との差をもとに差分値を求める差分演算手段と、該差分演算手段の出力を所定回数分だけサンプリングタイミング毎に積算する第２の積算手段と、該第２の積算手段からの出力をもとにピークを検出するピーク検出手段と、該ピーク検出手段からの出力をもとにターゲットまでの距離を算出し、ターゲットの有無を判断する測距・検出手段と、上記電波の送信、受信、信号処理のタイミング制御を行うタイミング制御手段とを備えたので、送受間の漏れ信号あるいはレドームなどレーダに対して固定されたターゲットからの反射信号といった、いわゆる漏れ込み信号成分が存在しても、正しく物体を検出でき、広範囲な相対速度領域において物体を正しく検出でき、正確な距離の測定が可能になるという効果がある。
【００５０】
また、請求項２の発明によれば、上記差分演算手段は、上記複数の基準値と上記微分演算手段からの出力との差の絶対値の和を求めるので、漏れ込み信号成分が存在しても、正しく物体を検出でき広範囲な相対速度領域において物体を正しく検出できるとい効果がある。
【００５１】
また、請求項３の発明によれば、各サンプリングタイミング毎の上記微分演算手段からの出力をもとに設定された複数の基準値は、第１の基準値および第２の基準値から成り、上記第１の基準値は前回の上記微分演算手段からの出力、上記第２の基準値は予め設定した回数分の上記微分演算手段の出力の平均値とするので、送受間の漏れ信号あるいはレドームなどレーダに対して固定されたターゲットからの反射信号といった、いわゆる漏れ込み信号成分が存在しても、正しく物体を検出でき、広範囲な相対速度領域において物体を正しく検出できるという効果がある。
【００５２】
また、請求項４の発明によれば、上記微分演算手段は、注目するサンプリングタイミングにおける上記第１の積算手段の出力と、その隣のサンプリングタイミングにおける該第１の積算手段の出力との差を求めるので、漏れ込み信号成分が存在しても、正しく物体を検出でき、広範囲な相対速度領域において物体を正しく検出できるという効果がある。
【００５３】
また、請求項５の発明によれば、上記微分演算手段は、注目するサンプリングタイミングにおける上記第１の積算手段の出力と、その隣のサンプリングタイミングおよびその隣々のサンプリングタイミングにおける該第１の積算手段の出力との差をそれぞれ求め、それらの和を求めるので、Ｓ／Ｎを向上できるという効果がある。
【００５４】
また、請求項６の発明によれば、上記ピーク検出手段は、各サンプリングタイミングにおける上記第２の積算手段の積算結果において、極大となるサンプリングタイミングのうち、あらかじめ設定した値を超えるサンプリングタイミングを出力するので、漏れ込み信号成分が存在しても、正しく物体を検出でき、広範囲な相対速度領域において物体を正しく検出できるとい効果がある。
【００５５】
また、請求項７の発明によれば、検出しきい値を設定する検出しきい値設定手段を備え、上記ピーク検出手段は、各サンプリングタイミングにおける上記第２の積算手段の積算結果において、極大となるサンプリングタイミングのうち、該第２の積算手段の積算結果をもとに、上記検出しきい値設定手段が設定した検出しきい値を超えるサンプリングタイミングを出力するので、同一レーダであっても使用場所の移動などにより使用条件が異なってノイズレベルが増減した場合でも、レーダに対して特別な調整あるいは変更をすることなく使用することができるという効果がある。
【００５６】
また、請求項８の発明によれば、上記検出しきい値設定手段は、１つあるいは複数のサンプリングタイミングにおける上記第２の積算手段による積算結果の平均値を求め、その平均値をノイズレベルとするノイズレベル設定手段と、該ノイズレベル設定手段によるノイズレベルをもとに検出しきい値を算出する検出しきい値算出手段とを有するので、同一レーダであっても使用場所の移動などにより使用条件が異なってノイズレベルが増減した場合でも、レーダに対して特別な調整あるいは変更をすることなく使用することができるという効果がある。
【００５７】
また、請求項９の発明によれば、上記測距・検出手段は、上記ピーク検出手段が出力するサンプリングタイミングでの上記第２の積算手段による積算結果、およびその前後のサンプリングタイミングでの該第２の積算手段による積算結果をもとに距離を算出する距離算出手段と、該距離算出手段の算出結果に基づきターゲットが存在するか否かを判定する検出判定手段とを有するので、粗いサンプリング間隔でも、距離計測の分解能を向上させることができるという効果がある。
【００５８】
また、請求項１０の発明によれば、上記第１の積算手段の積算結果に応じて、受信信号のグランドレベルを変更するグランドレベル変更手段を備えたので、取付け状態が異なり漏れ込み信号成分が異なる場合でも、レーダに対して特別な調整あるいは変更をすることなく使用することができるという効果がある。
【００５９】
さらに、請求項１１の発明によれば、上記第１の積算手段によるサンプリングタイミング毎の積算結果の平均値を求め、該平均値が所定の範囲を超えている場合、グランドレベルを変更する信号を上記グランドレベル変更手段へ出力するグランドレベル制御手段を備えたので、取付け状態が異なり漏れ込み信号成分が異なる場合でも、レーダに対して特別な調整あるいは変更をすることなく使用することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１によるパルスレーダ装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるパルスレーダ装置の構成の具体例を示すブロック図である。
【図３】この発明の実施の形態１におけるＲＦモジュールの構成を示すブロック図である。
【図４】この発明の実施の形態１におけるＦＰＧＡＡ内の構成を示すブロック図である。
【図５】この発明の実施の形態１におけるＦＰＧＡ内の動作を説明するための図である。
【図６】この発明の実施の形態１におけるＣＰＵ内の処理の概略を説明するためのフローチャートである。
【図７】この発明の実施の形態１におけるグランドレベル制御について説明するための図である。
【図８】この発明の実施の形態１におけるグランドレベル制御処理を説明するためのフローチャートである。
【図９】位相差の変化により受信信号が変化することを説明するための図である。
【図１０】この発明の実施の形態１における微分演算処理を説明するための図である。
【図１１】この発明の実施の形態１における差分演算処理を説明するための図である。
【図１２】この発明の実施の形態１における第２の積算処理を説明するための図である。
【図１３】この発明の実施の形態１における微分演算処理を説明するためのフローチャートである。
【図１４】この発明の実施の形態１における差分演算処理を説明するためのフローチャートである。
【図１５】この発明の実施の形態１における第２の積算処理を説明するためのフローチャートである。
【図１６】この発明の実施の形態１におけるピーク検出処理を説明するためのフローチャートである。
【図１７】この発明の実施の形態１における距離算出処理を説明するためのフローチャートである。
【図１８】この発明の実施の形態１における検出判定処理を説明するためのフローチャートである。
【図１９】この発明の実施の形態２におけるＣＰＵ内の処理の概略を説明するためのフローチャートである。
【図２０】この発明の実施の形態２における微分演算処理を説明するためのフローチャートである。
【図２１】この発明の実施の形態２における検出しきい値設定処理を説明するためのフローチャートである。
【図２２】従来のパルスレーダ装置の構成を示すブロック図である。
【図２３】従来のパルスレーダ装置における漏れ波と反射波について説明するための図である。
【符号の説明】
１ＲＦモジュール、２加算器回路、３コンパレータ回路、４フィールド・プログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、５ＣＰＵ、５０１送信手段、５０２受信手段、５０３コンパレータ手段、５０４第１の積算手段、５０５微分演算手段、５０６差分演算手段、５０７第２の積算手段、５０８ピーク検出手段、５０９測距・検出手段、５１０タイミング制御手段、５１１距離算出手段、５１２検出判定手段、５１３グランドレベル変更手段、５１４グランドレベル制御手段、４０１送信手段、４０２タイミング制御手段、４０３受信手段、４０４コンパレータ手段、４０５第１の積算手段、４０６微分演算手段、４０７差分演算手段、４０８第２の積算手段、４０９ピーク検出手段、４１０測距・検出手段。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a pulse radar device that transmits a radio wave, detects the presence or absence of an object by receiving a reflected wave of the transmitted radio wave reflected from the object, and measures a distance to the detected object.
[0002]
[Prior art]
As a conventional pulse radar device, there is one proposed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-72237. In this apparatus, as shown in FIG. 23, a pulse signal is periodically output by a pulse signal transmitting unit 101 under the control of a control unit 102. Then, the reflected pulse from the target is continuously received by the reflected pulse signal receiving means 103 and binarized by the binarizing means. Then, after the transmission timing of the pulse signal transmitting means 101, the sampling means 104 samples the binarized signal at every one or a plurality of fixed sampling points to obtain a sampling value of 0 or 1, Is given to the addition / storage means 105 corresponding to the point (1). Therefore, the addition / storage means 105 adds a sampling value of 0 or 1 for each predetermined number of times of transmission of the signal by the pulse signal transmission means 101. When the addition process for the predetermined number of times is completed, the determination means 106 compares a normalized addition value obtained by dividing the addition value of each addition / storage means 105 by the number of additions with a predetermined threshold value, and determines an external value based on the magnitude. It is configured to determine whether or not there is a reflected signal from the target, and to determine the presence or absence of an external target based on this.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional pulse radar device as described above has poor transmission / reception isolation, so-called leaky waveforms, or when there is a radome, the 10-meter using the above device for the following reasons. It is difficult to detect an object present at a distance less than and measure the distance to the object. That is, in the proposed device, the transmission pulse width is 66.7 ns, which is equivalent to 10 m in distance,FIG.As shown in (1), when an object exists at a distance shorter than 10 m, a leaked waveform or a waveform in which the reflected wave from the secondary radome and the waveform of the reflected wave from the object overlap are detected. Therefore, if the threshold is set based on the reception level during non-transmission, that is, the so-called noise level, only the rise of the leaky waveform can be detected, and the rise of the reflected wave that is really desired to be detected cannot be detected.
[0004]
As a countermeasure against such issues, W.S. Weidmann and D.W. Steinbuch, "High Resolution Radar for Short Range Automatic Applications", 28th European Microwave Conference, and the like. A method has been proposed in which a transmission waveform is used to cancel a leakage waveform. However, when the transmission pulse width is reduced to 350 ps as described in this document, the above-described problem is solved because the leak waveform and the reflected wave overlap only when the distance to the object is about 5 cm or less. However, since the occupied bandwidth becomes very wide, it cannot be used within the range of the current Radio Law. Further, in the case of a method of canceling a leakage waveform using a transmission waveform as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-62518, a difference in time interval between transmission and reception of a leakage waveform due to individual differences or differences in use conditions, There is a problem that it is difficult to cope with a difference in waveform size and the like, and it is necessary to adjust according to the situation.
[0005]
The present invention has been devised to solve such a problem, and includes a leakage signal between transmission and reception or a reflection signal from a target fixed to a radar such as a radome, and a reflection signal from a moving target. By using the fact that the received signal changes when the phase difference between the signal and the signal changes, even if there is a leakage signal between transmission and reception or a reflected signal from a target fixed to the radar such as a radome, the current radio law It is an object of the present invention to provide a pulse radar capable of correctly detecting an object in a vehicle.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
A pulse radar apparatus according to claim 1, wherein the transmitting means transmits a pulsed radio wave, and the receiving means receives a reflected wave of the radio wave transmitted by the transmitting means reflected by a plurality of objects and outputs a reception signal thereof. A comparator for binarizing the signal from the receiving means with a preset predetermined level; sampling the output of the comparator at a predetermined time interval from the transmission; A first integrating means for integrating a predetermined number of times, a differential calculating means for reading out the integration result of the first integrating means at each sampling timing every predetermined time, and calculating a differentiation of the integration result in a sampling direction; It has a plurality of reference values set based on the output from the differential operation means for each timing,Based on the difference between the plurality of reference values and the output from the differential operation meansDifference calculating means for calculating a difference value, second integrating means for integrating the output of the difference calculating means a predetermined number of times at each sampling timing, and detecting a peak based on the output from the second integrating means. A peak detecting means, a distance measuring / detecting means for calculating a distance to a target based on an output from the peak detecting means, and judging the presence or absence of the target; and a timing control of transmission, reception and signal processing of the radio wave. And timing control means for performing the operation.
[0007]
According to a second aspect of the present invention, in the pulse radar device, the difference calculating means includes:Difference between the plurality of reference values and the output from the differential operation meansTo calculate the sum of the absolute values of.
[0008]
According to a third aspect of the present invention, in the pulse radar apparatus, the plurality of reference values set based on the output from the differential operation means at each sampling timing include a first reference value and a second reference value. The first reference value is the output from the previous differential operation means, and the second reference value is the average value of the outputs of the differential operation means for a preset number of times.
[0009]
A pulse radar device according to a fourth aspect of the present invention, wherein the differential operation means is configured to calculate a difference between an output of the first integration means at a sampling timing of interest and an output of the first integration means at an adjacent sampling timing. Is what you want.
[0010]
In the pulse radar apparatus according to a fifth aspect of the present invention, the differential operation means includes an output of the first integration means at a sampling timing of interest, and a first sampling timing at an adjacent sampling timing and at a first sampling timing at the adjacent sampling timing. The difference from the output of the integrating means is obtained, and the sum thereof is obtained.
[0011]
In the pulse radar device according to a sixth aspect of the present invention, the peak detection means detects a sampling timing exceeding a preset value among the maximum sampling timings in the integration result of the second integration means at each sampling timing. Output.
[0012]
A pulse radar device according to a seventh aspect of the present invention includes a detection threshold value setting means for setting a detection threshold value, wherein the peak detection means has a maximum value in the integration result of the second integration means at each sampling timing. And outputting a sampling timing exceeding the detection threshold value set by the detection threshold value setting means based on the integration result of the second integration means.
[0013]
In the pulse radar apparatus according to the present invention, the detection threshold value setting means obtains an average value of the integration result by the second integration means at one or a plurality of sampling timings, and calculates the average value as a noise level. And a detection threshold value calculating means for calculating a detection threshold value based on the noise level by the noise level setting means.
[0014]
In the pulse radar device according to the ninth aspect of the present invention, the distance measuring / detecting means may include an integration result obtained by the second integration means at a sampling timing output by the peak detection means, and an integration result at sampling timings before and after the integration result. It has a distance calculation means for calculating a distance based on the result of integration by the second integration means, and a detection determination means for determining whether or not a target exists based on the calculation result of the distance calculation means.
[0015]
According to a tenth aspect of the present invention, there is provided a pulse radar apparatus including a ground level changing means for changing a ground level of a received signal in accordance with a result of integration by the first integrating means.
[0016]
12. A pulse radar apparatus according to claim 11, wherein an average value of an integration result at each sampling timing by said first integration means is obtained, and a signal for changing a ground level when said average value exceeds a predetermined range. Is output to the ground level changing means.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram schematically showing a configuration of a pulse radar device according to Embodiment 1 of the present invention.
In FIG. 1, reference numeral 401 denotes transmitting means for transmitting pulsed radio waves; 402, timing control means for performing timing control of transmission, reception, and signal processing of radio waves; and 403, the radio waves transmitted by the transmitting means 401 are reflected by a plurality of objects. Receiving means for receiving the reflected wave and outputting the received signal; 404, a comparator means for binarizing the signal from the receiving means 403 by comparing it with a preset predetermined level; 405, at a predetermined time interval from the transmission. A first integrating means for sampling the output of the comparator means 404 and integrating the sampling result for a predetermined number of times at each sampling timing; 406 reading out the integration result of the first integrating means 405 at each sampling timing for each predetermined time; Differential calculation means 407 for calculating the derivative of the result in the sampling direction. A difference calculation means for obtaining an absolute value of a difference from a set reference value based on an output from the differentiation calculation means 406 at each sampling timing, and 408 integrates the output of the difference calculation means 407 a predetermined number of times at each sampling timing. The second integrating means 409 performs peak detecting means for detecting a peak based on the output from the second integrating means 408, and the 410 calculates the distance to the target based on the output from the peak detecting means 409. , A distance measuring / detecting means for determining the presence or absence of a target.
[0018]
FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of the configuration of the pulse radar device according to Embodiment 1 of the present invention.
As shown in FIG. 2, the pulse radar device according to the present embodiment is roughly composed of five parts. That is, a transmitting unit 501 that transmits a pulsed electromagnetic wave (center frequency 24.125 GHz) having a predetermined width (for example, 96 ns) at a constant period (for example, 1024 ns), and a receiving unit that receives a reflected wave of the electromagnetic wave by a peripheral object. An RF module 1 comprising an RF module 502; an adder circuit 2 as a ground level changing means 513 for changing a ground level based on an instruction from a CPU 5 to be described later so that a signal received by the receiving means 502 is not saturated; A field programmable gate array (hereinafter referred to as an FPGA) including a comparator circuit 3 as a comparator means 503 for binarizing the output of the circuit 2, a timing control means 510 and a first integration means 504, and a differential operation. Means 505, difference calculating means 506, second product Means 507, the peak detecting unit 508, distance calculating means 511, and a CPU to realize the detection decision means 512 and the ground level control means 514. Note that the distance calculation unit 511 and the detection determination unit 512 constitute a distance measurement / detection unit 509.
[0019]
FIG. 3 shows a specific configuration of the RF module 1. The 10.8375 GHz signal from the receiving local oscillator (RxLO) 22 is mixed with the 1.225 GHz signal from the transmitting local oscillator (TxLO) 12 in the mixer 11, and then a pulse signal based on the transmitting signal in the modulator 13. It becomes. The next doubler 14 doubles the frequency, and the subsequent Filter 15 generates a signal of 24.125 GHz, which is radiated from the Tx antenna 7 to the outside as radio waves. The radio wave reflected by the external object is received by the Rx antenna 6, amplified by the RxRFAmp16, then mixed by the Mixer 17 with the signal from the local oscillator RxLO22 on the receiving side, and dropped to the intermediate frequency. Thereafter, the signal is envelope-detected by the detector 21 via the RxIFAmp18, the Filter19, and the RxIFAmp20, and becomes a received signal.
[0020]
FIG. 4 shows the internal configuration of the FPGA 4 composed of the timing control means 510 and the first integration means 504, and FIG. 5 shows a timing chart relating to its operation.
The FPGA 4 includes a timing control circuit 41, a shift register 42, adders 43 to 46 corresponding to each bit of the shift register 42, and integration registers 47 to 50. The timing control circuit 41 transmits a transmission signal (for example, a width of 96 ns) for the transmission unit 501 to turn on / off the electromagnetic wave radiation based on a clock signal (for example, 125 MHz = 8 ns cycle) from an oscillator (not shown) connected to the outside of the FPGA 4. , Cycle 1024 ns), a shift signal for transmitting a bit shift timing to the shift register 42 described later, an addition signal for transmitting the addition timing to the adders 43 to 46, and an adder 43 to the addition registers 47 to 50. An integration signal for notifying the timing of holding the output of 46 and an integration processing end signal for notifying the CPU 5 of the end of the integration processing are generated. The shift register 42 stores the binary data output from the comparator circuit 3 while shifting one bit at a time based on the shift signal of the timing control circuit 41. The adders 43 to 46 add the binary data (0 or 1) of each bit and the contents of the integration registers 47 to 50 according to the addition signal from the timing control circuit 41. The integration registers 47 to 50 hold the outputs from the adders 43 to 46 as integration data, and output the contents of the registers when there is a request from the CPU 5.
[0021]
Next, the operation of the FPGA will be described with reference to FIG.
First, based on the external clock signal, the transmission signal rises and falls 10 clocks later. At the same time as the rise of the transmission signal, a shift signal synchronized with the clock signal is output by the number of bits of the shift register 42. Based on the shift signal, the shift register 42 holds the binary data output from the comparator circuit 3 in each bit. Subsequently, after outputting the shift signals for the number of bits of the shift register 42, the addition / integration signal is output. Based on this signal, the adders 43 to 46 and the integrating registers 47 to 50 add and hold the integrated data, respectively. After repeating this operation a predetermined number of times (for example, 1000 times), the CPU 5 outputs an integration processing end signal to the CPU 5. Upon receiving the integration processing end signal, the CPU 5 reads the contents of the integration registers 47 to 50.
[0022]
Next, processing in the CPU 5 that implements the differential operation unit 505, the difference operation unit 506, the second integration unit 507, the peak detection unit 508, the distance calculation unit 511, the detection determination unit 512, and the ground level control unit 514 will be described.
[0023]
The CPU 5 first initializes the inside of the CPU 5 in step 801 as shown in FIG. Subsequently, after initializing the data in step 802, the process waits for an integration processing end signal from the FPGA in step 803. Upon receiving the integration processing end signal from the FPGA, in step 804, the integration result at each sampling timing is stored in a two-dimensional array called FPGA [i] [j]. Here, i (= 0 to N; N is the number of bits of the shift register) is the sampling timing, and j (= 0 to 59; the number of times of integration by the second integration means 507 is 60) is the storage timing. Indicates the order.
[0024]
When the number of times of receiving the integration processing end signal from the FPGA 4 reaches a predetermined number (here, 60 times), the processing from step 805 to step 806, that is, the ground level control processing (step 806), and the differential calculation processing (step 807) ), Difference calculation processing (step 808), second integration processing (step 809), peak detection processing (step 810), distance calculation processing (step 811), and detection determination processing (step 812). Thereafter, it is checked in step 813 whether or not 50 ms, which is the processing cycle, has elapsed. If it has elapsed, the process returns to step 802 and the same operation is repeated.
[0025]
The ground level control processing in step 806 will be described in more detail.
As shown in FIG. 7, when the threshold value is set at the position A in the figure and binarized, the value is always 1 regardless of the presence or absence of the peripheral object, and the object cannot be detected. The ground level control process is a process for adjusting the ground level of the received signal so as to raise and lower the entire received signal so that the threshold value comes to the position B in the figure.
[0026]
FIG. 8 shows a flowchart of the ground level control process.
In the processing of steps 1001 to 1009, the sum Sum [i] of the integrated values for 60 times at each sampling timing is obtained. In the next step 1010, the average value SumMean of the sum Sum [i] of the integrated values at each sampling timing is calculated. In step 1010, SumMean is compared with a preset value SUMMEAN1,SumMean But SUMMEAN1 If more thanIn step 1012, the instruction value to the adder circuit 2, which is the ground level changing means 513, is reduced.
[0027]
on the other hand,SUMMEAN1 Is largerIn step 1011, SumMean is compared with SUMMEAN2 (however, SUMMEAN1> SUMMEAN2),SumMean But SUMMEAN2 WhenIn step 1014, the instruction value to the adder circuit 2, which is the ground level changing means 513, is increased. If SUMMEAN2 is smaller, the previous indicated value is held in step 1013 as it is. Then, in step 1015, the indicated value is D / A converted, output from the CPU, and added to the received signal by the adder circuit 2, thereby adjusting the ground level of the received signal. In the present embodiment, the position of the threshold value is adjusted by changing the ground level of the received signal, but the threshold value itself may be controlled.
[0028]
Next, the differential calculation process (step 807), the difference calculation process (step 808), and the second integration process (step 809) will be described in detail.
When the relative distance between the surrounding object and the radar changes, as shown in FIG. 9, at the sampling timing corresponding to the portion where the leakage signal component and the reflection signal component from the surrounding object are superimposed, the signal Changes in size. Therefore, differentiation is performed in the sampling direction with respect to the integration data (first integration processing) from the FPGA. In other words, when the difference between the integrated data at the sampling timing of interest and the integrated data at the adjacent sampling timing is obtained, if the leakage signal component and the reflection signal component from the surrounding object strengthen each other, FIG. Become like On the other hand, when the leakage signal component and the reflection signal component from the surrounding object weaken each other, the result is as shown in FIG. Therefore, when the relative distance between the surrounding object and the radar changes, the differential value changes from plus to minus and from minus to plus.
[0029]
In the difference calculation process (step 808), a plurality of reference values are introduced for each sampling timing. Here, two reference values are considered. The first reference value is the average value of the previous differential values, and the second reference value is the average value of the differential values for a preset number of times. FIG. 11A shows the difference between the first reference value, that is, the previous differential value, and FIG. 11B shows the difference between the second reference value, that is, the average value of the differential values for a preset number of times. It shows the situation. As described above, by calculating not only the difference from the previous differential value but also the difference from the average value of the differential values for a predetermined number of times, the relative speed is small, that is, the difference from the previous differential value is small. Even if it is small, changes can be extracted.
[0030]
Therefore, if the difference between these two reference values is obtained and the sum of their absolute values is integrated, the result is as shown in FIG. 12, so that a peak is obtained from this and compared with a preset threshold value. Detects surrounding objects.
[0031]
In order to realize the above, first, in the differential operation processing of step 807, processing is performed as shown in the flowchart of FIG. 13, and a differential value at each sampling timing is calculated. In the difference calculation processing of the next step 808, processing as shown in the flowchart of FIG. 14 is performed, and the difference between the differential values for each transmission timing at each sampling timing is calculated. In step 809, a second integration process is performed as shown in the flowchart of FIG. 15, and the difference between the differential values at each sampling timing is integrated.
[0032]
In the step 810 peak detection processing, the processing as shown in the flowchart of FIG. 16 is performed, the maximum sampling timing is obtained using the output of the second integration processing, and the sampling timing exceeding the preset detection threshold ThSum is determined. The timing Peak [PeakNo] is output.
[0033]
In the following step 811 distance calculation processing, processing as shown in the flowchart of FIG. 17 is performed to calculate the distance.
That is, first, in step 1801, it is determined whether or not the PeakNo calculated in step 810 is 0. If PeakNo is 0, it means that there was no peak exceeding a preset value, so the detection distances DetDist [0] and DetDist [1] are set to the maximum distance DETDIST_MAX (step 1812). On the other hand, if PeakNo is greater than 0, the second integrated value at the sampling timing on both sides of the first peak Peak [0] is compared at step 1802, and the second integrated value at the sampling timing on the left is: If it is larger than the second integrated value on the right, the process proceeds to step 1803.
[0034]
In step 1803, a weighted average is obtained by using Peak [0], the second integrated value at the sampling timing of Peak [0] -2, Peak [0] -1, and Peak [0] +1. If the second integrated value at the sampling timing on the left is smaller than the second integrated value on the right, the process proceeds to step 1804, in addition to Peak [0], Peak [0] -1, Peak [0]. ] +1, Peak [0] +2, and take a weighted average using the second integrated value at the sampling timing. In step 1805, the distance is multiplied by the distance DIST_UNIT corresponding to one sampling, and is multiplied by 256 in order to set the unit to [m / 256]. In step 1806, it is determined whether or not another peak exists. If there is another peak, the process proceeds to step 1807, and the same processing as described above is performed. If the second peak does not exist, DetDist [1] is set as the maximum distance DETDIST_MAX (step 1811). Here, a case where up to two peaks are obtained is shown, but the process is the same when obtaining more peaks. Also, here, the weighted average is used for the second integrated value before and after the peak, but distance interpolation may be performed using other methods.
[0035]
In the step 812 detection determination processing, the counter processing as shown in the flowchart of FIG. 18 is performed, so that the detection flag is set only when the detection distance is calculated to some extent stable, thereby preventing erroneous detection due to some noise. are doing.
[0036]
As described above, according to the present embodiment, the change start point of the signal magnitude at each sampling timing, which is generated by the phase difference between the leak signal component and the reflected signal component, is detected by differentiating, In addition to taking the difference with the differential value of, the difference with the temporal average value is also taken, the distance is calculated by adding them up, integrating and detecting, so that the distance to the surrounding object is calculated. Even if there is a so-called leakage signal component such as a reflection signal from a target fixed to the radar, the object can be correctly detected, and the object can be correctly detected in a wide relative velocity region.
In other words, utilizing the fact that the received signal changes when the phase difference between the reflected signal from the target fixed to the radar such as a radome and the leak signal between transmission and reception and the reflected signal from the moving target changes. Since the object detection and the distance measurement are performed, the object can be correctly detected and the distance can be measured even if the received signal includes a leak signal at a short distance.
[0037]
In addition, since the distance is calculated by interpolating using the second integrated value at the peak sampling timing and the second integrated values at sampling timings before and after the second integrated value, the resolution of distance measurement can be improved even at a coarse sampling interval. Can be.
[0038]
Further, since the threshold value for binarization is automatically set to an appropriate position by adjusting the ground level according to the magnitude of the received signal as a whole, the mounting state differs and the leakage signal Even if the components are different, they can be used without special adjustments or changes to the radar.
[0039]
Embodiment 2 FIG.
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
This embodiment is a modification of the processing in the CPU in the first embodiment. The other parts, that is, the contents of the RF module, the adder circuit, the comparator circuit, and the FPGA are the same as those in the first embodiment. Things. FIG. 18 shows an outline of the processing.
[0040]
The processing of the CPU according to the present embodiment will be described.
As shown in FIG. 19, first, in step 2001, the inside of the CPU is initialized. Subsequently, after the data is initialized in step 2002, the process waits for an integration processing end signal from the FPGA 4 in step 2003. Upon receiving the integration processing end signal from the FPGA 4, in step 2004, the integration result at each sampling timing is stored in a two-dimensional array called FPGA [i] [j]. Here, i (= 0 to N; N is the number of bits of the shift register) is the sampling timing, and j (= 0 to 59; the number of times of integration by the second integration means 507 is 60) is the storage timing. Indicates the order.
[0041]
When the number of receptions of the integration processing end signal from the FPGA 4 reaches a predetermined number (here, 60 times), the processing from step 2005 to step 2006 and thereafter, that is, the ground level control processing (step 2006) and the differential calculation processing (step 2007) ), Difference calculation processing (step 2008), second integration processing (step 2009), detection threshold setting processing (step 2010), peak detection processing (step 2011), distance calculation processing (step 2012), detection determination processing (Step 2013) is performed. Thereafter, it is checked in step 2014 whether or not 50 ms, which is the processing cycle, has elapsed, and if it has elapsed, the process returns to step 2002 and the same operation is repeated.
[0042]
Hereinafter, the differential operation processing (step2007), Detection threshold setting processing (step 2010), peak detection processing (step2011) Will be described.
[0043]
In the differentiation operation process (step 2007), the integrated data (first integration process) from the FPGA 4 is differentiated in the sampling direction. That is, the difference between the integrated data at the sampling timing of interest and the integrated data at the next sampling timing, and the difference between the integrated data at the sampling timing of interest and the integrated data at the adjacent sampling timings are obtained, and the sum of each is calculated. calculate. By doing so, the signal level with respect to the noise level, that is, the S / N can be improved. In order to realize the above, in the differential operation processing of step 2007, processing is performed as shown in the flowchart of FIG. 20, and a differential value at each sampling timing is calculated.
[0044]
Next, the detection threshold setting process (Step 2010) and the peak detection process (Step 2011) will be described. The detection threshold value setting processing and the peak detection processing correspond to the peak detection processing in the first embodiment, and automatically learn even if the noise environment changes due to a change in the use environment of the radar. , So that it can be used without any special changes.
[0045]
The detection threshold setting process will be described. In this process, as shown in FIG. 21, first, in step 2201, the average value AveSum of the differential change integrated value (second integrated processing output) Sum [i] (where i = M1 to M2) is obtained. For M1 and M2, a range where no object is normally present is selected. Alternatively, M1 = M2, and the integrated change value at any one sampling timing may be directly used as AveSum. Next, in step 2202, a predetermined value is added to AveSum to set a detection threshold value ThSumVal. The amount to be added may be set in advance from the variation in the noise level, or the maximum value of the variation between AveSum and Sum [i] may be calculated and set using that value.
[0046]
The peak detection process in step 2011 is a process in which ThSum is changed to ThSumVal in step 1708 in FIG.
[0047]
As described above, according to the present embodiment, the signal level with respect to the noise level, that is, the difference between the integrated value at the adjacent sampling timing and the integrated value at the adjacent sampling timing is determined as the differential value, that is, S / N can be improved.
[0048]
Also, since the threshold value for the derivative change integrated value is changed in accordance with the noise level fluctuation, even if the use conditions are different due to the movement of the place of use, etc. It can be used without any special adjustment or change.
[0049]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, a transmitting means for transmitting a pulsed radio wave, a reflected wave of the radio wave transmitted by the transmitting means reflected on a plurality of objects, and a received signal is output. Receiving means, comparator means for binarizing a signal from the receiving means with a predetermined level, and sampling the output of the comparator means at predetermined time intervals from the transmission, and sampling the sampling result. First integration means for integrating a predetermined number of times at each timing, differential operation means for reading the integration result of the first integration means at each sampling timing at predetermined time intervals, and calculating the differentiation of the integration result in the sampling direction; Each sampling timing has a plurality of reference values set based on the output from the differential operation means,Based on the difference between the plurality of reference values and the output from the differential operation meansDifference calculating means for calculating a difference value, second integrating means for integrating the output of the difference calculating means a predetermined number of times at each sampling timing, and detecting a peak based on the output from the second integrating means. A peak detecting means, a distance measuring / detecting means for calculating a distance to a target based on an output from the peak detecting means, and judging the presence or absence of the target; and a timing control of transmission, reception and signal processing of the radio wave. Since it has a timing control means for performing, even if there is a so-called leakage signal component such as a leakage signal between transmission and reception or a reflection signal from a target fixed to a radar such as a radome, an object can be detected correctly, and a wide range can be detected. There is an effect that an object can be correctly detected in an appropriate relative velocity region, and an accurate distance can be measured.
[0050]
According to the second aspect of the present invention, the difference calculating means includes:Difference between the plurality of reference values and the output from the differential operation meansSince the sum of the absolute values is obtained, even if a leak signal component exists, an object can be correctly detected and an object can be correctly detected in a wide relative velocity region.
[0051]
According to the third aspect of the present invention, the plurality of reference values set based on the output from the differentiating means at each sampling timing include a first reference value and a second reference value, Since the first reference value is the output of the previous differential operation means and the second reference value is the average value of the outputs of the differential operation means for a preset number of times, a leak signal or a radome signal between transmission and reception is obtained. Even if there is a so-called leakage signal component such as a reflected signal from a target fixed to a radar, an object can be correctly detected, and an object can be correctly detected in a wide relative velocity region.
[0052]
According to the fourth aspect of the present invention, the differential operation means calculates the difference between the output of the first integration means at the sampling timing of interest and the output of the first integration means at the next sampling timing. Since it is obtained, even if a leak signal component exists, an object can be correctly detected, and there is an effect that an object can be correctly detected in a wide relative velocity region.
[0053]
Further, according to the invention of claim 5, the differential operation means outputs the output of the first integration means at the sampling timing of interest, the first integration time at the next sampling timing, and the first integration time at the next sampling timing. Since the difference from the output of the means is obtained and the sum of them is obtained, there is an effect that S / N can be improved.
[0054]
According to the invention of claim 6, the peak detecting means outputs a sampling timing exceeding a preset value among the maximum sampling timings in the integration result of the second integrating means at each sampling timing. Therefore, even if a leak signal component is present, an object can be correctly detected, and an object can be correctly detected in a wide relative velocity region.
[0055]
Further, according to the invention of claim 7, there is provided a detection threshold value setting means for setting a detection threshold value, wherein the peak detection means sets a maximum value in the integration result of the second integration means at each sampling timing. Since the sampling timing exceeding the detection threshold set by the detection threshold setting means is output based on the integration result of the second integration means among the sampling timings, the same radar is used. Even if the noise level increases or decreases due to different use conditions due to movement of a place or the like, there is an effect that the radar can be used without special adjustment or change.
[0056]
Further, according to the invention of claim 8, the detection threshold value setting means obtains an average value of the integration result by the second integration means at one or a plurality of sampling timings, and sets the average value as a noise level. Noise level setting means, and a detection threshold value calculation means for calculating a detection threshold value based on the noise level by the noise level setting means. Even if the noise level increases or decreases due to different conditions, the radar can be used without any special adjustment or change for the radar.
[0057]
Further, according to the ninth aspect of the present invention, the distance measuring / detecting means includes a result of the integration by the second integrating means at the sampling timing output by the peak detecting means, and a result of the integration at the sampling timing before and after the second integrating means. (2) a distance calculating means for calculating a distance based on the result of integration by the integrating means and a detection determining means for determining whether or not a target is present based on the result of calculation by the distance calculating means; However, there is an effect that the resolution of the distance measurement can be improved.
[0058]
According to the tenth aspect of the present invention, the ground level changing means for changing the ground level of the received signal according to the integration result of the first integrating means is provided. Even if different, the radar can be used without any special adjustment or change to the radar.
[0059]
According to the eleventh aspect of the present invention, an average value of the integration result at each sampling timing by the first integration means is obtained, and when the average value exceeds a predetermined range, a signal for changing the ground level is output. Since the ground level control means for outputting to the ground level changing means is provided, the radar can be used without any special adjustment or change to the radar even when the mounting state is different and the leakage signal component is different. There is.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram schematically showing a configuration of a pulse radar device according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of a configuration of the pulse radar device according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an RF module according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration inside the FPGAA according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram for explaining an operation in the FPGA according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a flowchart for illustrating an outline of processing in a CPU according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a diagram for describing ground level control according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a flowchart illustrating a ground level control process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram for explaining that a received signal changes due to a change in a phase difference.
FIG. 10 is a diagram for describing a differential operation process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram illustrating a difference calculation process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram for describing a second integration process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a flowchart illustrating a differential operation process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a flowchart illustrating a difference calculation process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a flowchart illustrating a second integration process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a flowchart illustrating a peak detection process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a flowchart illustrating a distance calculation process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a flowchart illustrating a detection determination process according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a flowchart illustrating an outline of processing in a CPU according to the second embodiment of the present invention;
FIG. 20 is a flowchart illustrating a differential operation process according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 21 is a flowchart illustrating a detection threshold value setting process according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of a conventional pulse radar device.
FIG. 23 is a diagram for explaining a leak wave and a reflected wave in a conventional pulse radar device.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 RF module, 2 adder circuit, 3 comparator circuit, 4 field programmable gate array (FPGA), 5 CPU, 501 transmitting means, 502 receiving means, 503 comparator means, 504 first integrating means, 505 differentiation calculating means , 506 difference calculating means, 507 second integrating means, 508 peak detecting means, 509 distance measuring / detecting means, 510 timing controlling means, 511 distance calculating means, 512 detection determining means, 513 ground level changing means, 514 ground level control Means, 401 transmitting means, 402 timing controlling means, 403 receiving means, 404 comparator means, 405 first integrating means, 406 differential calculating means, 407 difference calculating means, 408 second integrating means, 409 peak detecting means, 410 measuring means Distance Detection means.

Claims

Transmitting means for transmitting pulsed radio waves,
Receiving means for receiving a reflected wave whose radio wave transmitted by the transmitting means is reflected by a plurality of objects and outputting a reception signal thereof,
Comparator means for binarizing a signal from the receiving means by comparison with a predetermined level;
First integration means for sampling the output of the comparator means at a predetermined time interval from the transmission and integrating the sampling result for a predetermined number of times at each sampling timing;
A differential operation means for reading out the integration result of the first integration means at each sampling timing at predetermined time intervals, and calculating a derivative of the integration result in a sampling direction; Having a plurality of reference values set in the difference calculation means for obtaining a difference value based on the difference between the plurality of reference values and the output from the differentiation calculation means,
Second integrating means for integrating the output of the difference calculating means for a predetermined number of times at each sampling timing;
Peak detecting means for detecting a peak based on an output from the second integrating means;
Distance measuring / detecting means for calculating the distance to the target based on the output from the peak detecting means, and determining the presence or absence of the target;
A pulse radar apparatus comprising: timing control means for performing timing control of transmission, reception, and signal processing of the radio wave.

2. The pulse radar apparatus according to claim 1 , wherein said difference calculating means obtains a sum of absolute values of a difference between said plurality of reference values and an output from said differential calculating means .

The plurality of reference values set based on the output from the differential operation means at each sampling timing are composed of a first reference value and a second reference value. 3. The pulse radar apparatus according to claim 1, wherein the output from the calculating means and the second reference value are average values of outputs of the differential calculating means for a preset number of times.

4. The method according to claim 1, wherein the differential operation means obtains a difference between an output of the first integration means at a sampling timing of interest and an output of the first integration means at an adjacent sampling timing. The pulse radar device according to any one of the above.

The differential operation means obtains a difference between an output of the first integration means at a sampling timing of interest, an adjacent sampling timing, and an output of the first integration means at an adjacent sampling timing. The pulse radar device according to any one of claims 1 to 3, wherein the sum is calculated.

6. The method according to claim 1, wherein the peak detection means outputs a sampling timing exceeding a preset value among the maximum sampling timings in the integration result of the second integration means at each sampling timing. The pulse radar device according to any one of the above.

A detection threshold value setting means for setting a detection threshold value, wherein the peak detection means outputs the maximum value of the second integration 6. The pulse radar apparatus according to claim 1, wherein a sampling timing exceeding a detection threshold value set by said detection threshold value setting means is output based on an integration result of said means.

The detection threshold value setting means obtains an average value of the integration result by the second integration means at one or a plurality of sampling timings, and sets the average value to a noise level. 8. The pulse radar device according to claim 7, further comprising: a detection threshold value calculating means for calculating a detection threshold value based on a noise level by said means.

The distance measuring / detecting means is based on the integration result by the second integration means at the sampling timing output by the peak detection means and the integration result by the second integration means at sampling timings before and after the sampling timing. 9. The method according to claim 6, further comprising: a distance calculating unit that calculates a distance; and a detection determining unit that determines whether a target is present based on a calculation result of the distance calculating unit. Pulse radar device.

10. The pulse radar device according to claim 1, further comprising a ground level changing unit that changes a ground level of the received signal according to a result of the integration by the first integrating unit.

Ground level control for obtaining an average value of the integration result at each sampling timing by the first integration means and outputting a signal for changing the ground level to the ground level change means when the average value exceeds a predetermined range; 11. The pulse radar device according to claim 10, further comprising means.