JP3563346B2

JP3563346B2 - Transmission method and transmission device

Info

Publication number: JP3563346B2
Application number: JP2000350987A
Authority: JP
Inventors: 豊村上; 雅之折橋; 昭彦松岡; 守一佐川
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2000-11-17
Filing date: 2000-11-17
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2018-04-16
Also published as: JP2001197138A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線装置及び送信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ディジタル移動無線通信方式において準同期検波を行う際のパイロットシンボルの信号点位置に関する方法として、例えば、「陸上移動通信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方式」、三瓶、電子情報通信学会論文誌Ｂ−ＩＩＶｏｌ．Ｊ−７２−Ｂ−ＩＩＮｏ．１ｐｐ．７−１５１９８９年１月に記載されているものが知られている。
【０００３】
図１２に１６ＱＡＭ方式におけるパイロットシンボルの信号点位置を示す。図１２において、１２０１は同相Ｉ−直交Ｑ平面における１６ＱＡＭの信号点を示しており、パイロットシンボルの信号点は１２０１Ａ，Ｂ，ＣおよびＤのいずれかに配置するというように、１６ＱＡＭ方式の信号点のうち最大振幅を有する信号点をパイロット信号とし、準同期検波を行う方式が知られている。
【０００４】
このような準同期検波を行う場合、パイロットシンボルの信号点振幅が大きいほど復調側で送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このように準同期検波でパイロットシンボルの信号点振幅を大きくすると、ピーク対平均送信電力比が増加してしまうため、送信系電力増幅器の電力効率が劣化してしまう問題があった。
【０００６】
本発明は、復調側で準同期検波を行う際の送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、かつ搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上するパイロットシンボル挿入方式及びそれを用いた無線通信システムを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明は、変調後の信号におけるピーク電力対平均送信電力比に影響を与えない範囲で、パイロットシンボルの信号点振幅を多値直交振幅変調方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下とし、パイロットシンボルの信号点を同相軸上または直交軸上に配置するように構成したものである。
【０００８】
これにより、ピーク対平均送信電力比に影響を与えず、復調側で準同期検波を行う際の送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度を向上させ、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性も向上させるパイロットシンボル挿入方式及びそれを用いた無線通信システムが得られる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図１１を用いて説明する。
【００１０】
（実施の形態１）
図１は、本実施の形態における同相Ｉ−直交Ｑ平面での８値以上の多値変調方式の一例である１６ＡＰＳＫ（ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置を示し、図１において、１０１は１６ＡＰＳＫ変調方式の信号点、１０２はパイロットシンボルの信号点である。図２は、１６ＡＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成の一例を示している。
【００１１】
図３は、無線通信システムの構成概念図である。図３において、１０は送信機であり、１１は送信ディジタル信号、１２は直交ベースバンド変調部で、送信ディジタル信号１１を入力して送信直交ベースバンド信号の同相成分１３と直交成分１４を出力し、この同相成分１３と直交成分１４を送信無線部１５で送信信号１６に変換し、アンテナ１７から送信する。２０は受信機であり、２１はアンテナ、２２は受信無線部で、アンテナで受信した信号を入力して受信直交ベースバンド信号の同相成分２３と直交成分２４を出力する。
【００１２】
２５は振幅歪み量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、振幅歪み量を推定し、振幅歪み量推定信号２７を出力する。２６は周波数オフセット量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、周波数オフセット量を推定し、周波数オフセット量推定信号２８を出力する。２９は準同期検波部で、同相成分２３と直交成分２４、及び振幅歪み量推定信号２７と周波数オフセット量推定信号２８を入力して、準同期検波を行い、受信ディジタル信号３０を出力する。
【００１３】
図１、図２および図３を用いて、８値以上の多値変調方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入する方式において、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値変調方式の最大の信号点振幅より大きくした方式について説明する。図１は、同相Ｉ−直交Ｑ平面における１６ＡＰＳＫ変調方式の信号点１０１とパイロットシンボルの信号点１０２の配置を示している。このとき、１６ＡＰＳＫ変調方式の最大の信号点振幅をｒ１６ＡＰＳＫ、パイロットシンボルの信号点振幅をｒｐｉｌｏｔとしたとき、ｒｐｉｌｏｔ＞ｒ１６ＡＰＳＫとなるようにパイロットシンボルの信号点を配置する。図２は１６ＡＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成を示したもので、Ｎシンボル内に１シンボルのパイロットシンボルを挿入する構成である。
【００１４】
このような方式を送信機１０で行うことにより、ピーク対平均送信電力比に影響を与えず、また受信機２０で、パイロットシンボルにより送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量を振幅歪み量推定部２５および周波数オフセット量推定部２６で推定し、準同期検波部２９で準同期検波を行うことにより、さらに準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度を向上させることができる。
【００１５】
なお、同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるパイロットシンボルの信号点配置は図１に限ったものではない。また、Ｎシンボル中の１６ＡＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルの構成は図２に限ったものではない。また、８値以上の多値変調方式の例として１６ＡＰＳＫ変調方式で説明したが、８値以上の多値変調方式はこれに限ったものではない。
【００１６】
以上のように本実施の形態によれば、８値以上の多値変調方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値変調方式の最大の信号点振幅より大きくした方式において、パイロットシンボルの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点位置を８値以上の多値変調方式の最大信号点振幅をとる信号点とは異なる位置に配置することで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値変調方式の最大信号点振幅より大きくすることで、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上するという効果を有する。
【００１７】
（実施の形態２）
図４は、本実施の形態における同相Ｉ−直交Ｑ平面での８値以上の多値ＱＡＭ方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置を示し、図４において、３０１は多値ＱＡＭ方式の信号点、３０２はパイロットシンボルの信号点である。図５は、８値以上の多値ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成の一例を示している。
【００１８】
図３は、無線通信システムの構成概念図である。図３において、１０は送信機であり、１１は送信ディジタル信号、１２は直交ベースバンド変調部で、送信ディジタル信号１１を入力して送信直交ベースバンド信号の同相成分１３と直交成分１４を出力し、この同相成分１３と直交成分１４を送信無線部１５で送信信号１６に変換し、アンテナ１７から送信する。２０は受信機であり、２１はアンテナ、２２は受信無線部で、アンテナで受信した信号を入力して受信直交ベースバンド信号の同相成分２３と直交成分２４を出力する。
【００１９】
２５は振幅歪み量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、振幅歪み量を推定し、振幅歪み量推定信号２７を出力する。２６は周波数オフセット量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、周波数オフセット量を推定し、周波数オフセット量推定信号２８を出力する。２９は準同期検波部で、同相成分２３と直交成分２４、及び振幅歪み量推定信号２７と周波数オフセット量推定信号２８を入力して、準同期検波を行い、受信ディジタル信号３０を出力する。
【００２０】
図４、図５および図３を用いて、８値以上の多値ＱＡＭ方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入する方式において、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大の信号点振幅より大きくした方式について説明する。図４は、同相Ｉ−直交Ｑ平面における８値以上の多値ＱＡＭ方式の信号点３０１とパイロットシンボルの信号点３０２の配置を示している。このとき、８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大の信号点振幅をｒＱＡＭ、パイロットシンボルの信号点振幅をｒｐｉｌｏｔとしたとき、ｒｐｉｌｏｔ＞ｒＱＡＭとなるようにパイロットシンボルの信号点を配置する。
【００２１】
図５は８値以上の多値ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成を示したもので、Ｎシンボル内に１シンボルのパイロットシンボルを挿入する構成である。このような方式を送信機１０で行うことにより、ピーク対平均送信電力比に影響を与えず、また受信機２０で、パイロットシンボルにより送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量を振幅歪み量推定部２５および周波数オフセット量推定部２６で推定し、準同期検波部２９で準同期検波を行うことにより、さらに準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度を向上させることができる。
【００２２】
なお、同相Ｉ−直交Ｑ平面における８値以上の多値ＱＡＭ方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の関係は図４に限ったものではない。また、Ｎシンボル中の８値以上の多値ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルの構成は図５に限ったものではない。
【００２３】
更に、送信機１０内で用いられるルートロールオフフィルタの周波数特性が、（数１）
【００２４】
【数１】

【００２５】
で表されるとき、ロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的である。そして更に、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にすることで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度がより向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が更に向上する。ここで、（数１）において、ωは角周波数、αはロールオフ係数、ω０はナイキスト角周波数、Ｈ（ω）はルートロールオフフィルタの振幅特性とする。
【００２６】
また、８値以上の多値ＱＡＭ方式の信号点とパイロットシンボルの信号点の配置として、同相Ｉ−直交Ｑ平面における８値以上の多値ＱＡＭ方式の信号点が（数２）
【００２７】
【数２】

【００２８】
で表されたとき、パイロットシンボルの信号点は同相Ｉ軸上または直交Ｑ軸上に配置され、こうすることでピーク対平均送信電力比に影響を与えることなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性の向上の効果が大きくなる。
【００２９】
ここで、（数２）において、８値以上の多値ＱＡＭ方式の信号点３０１は（ＩＱＡＭ，ＱＱＡＭ）で表し、ｍは整数、（ａ１，ｂ１），（ａ２，ｂ２），・・・，（ａｍ，ｂｍ）は１，−１のバイナリ符号、ｓは定数とする。そして前述のように、ロールオフフィルタのロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的であり、更にパイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にするのがより好適である。
【００３０】
以上のように本実施の形態によれば、８値以上の多値ＱＡＭ方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大の信号点振幅より大きくした方式において、パイロットシンボルの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点位置を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大振幅をとる信号点とは異なる位置に配置することで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大信号点振幅より大きくすることで、復調側で準同期検波を行う際の送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上するという効果を有する。
【００３１】
（実施の形態３）
図６は、本実施の形態における同相Ｉ−直交Ｑ平面での１６ＱＡＭ方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置を示し、図６において、５０１は１６ＱＡＭ方式の信号点、５０２はパイロットシンボルの信号点である。図７は、１６ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成の一例を示している。
【００３２】
図３は、無線通信システムの構成概念図である。図３において、１０は送信機であり、１１は送信ディジタル信号、１２は直交ベースバンド変調部で、送信ディジタル信号１１を入力して送信直交ベースバンド信号の同相成分１３と直交成分１４を出力し、この同相成分１３と直交成分１４を送信無線部１５で送信信号１６に変換し、アンテナ１７から送信する。
【００３３】
２０は受信機であり、２１はアンテナ、２２は受信無線部で、アンテナで受信した信号を入力して受信直交ベースバンド信号の同相成分２３と直交成分２４を出力する。２５は振幅歪み量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、振幅歪み量を推定し、振幅歪み量推定信号２７を出力する。２６は周波数オフセット量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、周波数オフセット量を推定し、周波数オフセット量推定信号２８を出力する。
【００３４】
２９は準同期検波部で、同相成分２３と直交成分２４、及び振幅歪み量推定信号２７と周波数オフセット量推定信号２８を入力して、準同期検波を行い、受信ディジタル信号３０を出力する。
【００３５】
図６、図７および図３を用いて、１６ＱＡＭ方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入する方式において、パイロットシンボルの信号点振幅を１６ＱＡＭ方式の最大の信号点振幅より大きくした方式について説明する。図６は、同相Ｉ−直交Ｑ平面における１６ＱＡＭ方式の信号点５０１とパイロットシンボルの信号点５０２の配置を示している。このとき、１６ＱＡＭ方式の最大の信号点振幅をｒ１６ＱＡＭ、パイロットシンボルの信号点振幅をｒｐｉｌｏｔとしたとき、ｒｐｉｌｏｔ＞ｒ１６ＱＡＭとなるようにパイロットシンボルの信号点を配置する。
【００３６】
図７は１６ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成を示したもので、Ｎシンボル内に１シンボルのパイロットシンボルを挿入する構成である。このような方式を送信機１０で行うことにより、ピーク対平均送信電力比に影響を与えず、また受信機２０で、パイロットシンボルにより送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量を振幅歪み量推定部２５および周波数オフセット量推定部２６で推定し、準同期検波部２９で準同期検波を行うことにより、さらに準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度を向上させることができる。
【００３７】
なお、同相Ｉ−直交Ｑ平面における１６ＱＡＭ方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の関係は図６に限ったものではない。また、Ｎシンボル中の１６ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルの構成は図７に限ったものではない。
【００３８】
更に、送信機１０内で用いられる送信機１０内で用いられるルートロールオフフィルタの周波数特性が、（数１）で表されるとき、ロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的である。そして更に、パイロットシンボルの信号点振幅を１６ＱＡＭ方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にすることで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度がより向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が更に向上する。
【００３９】
また、１６ＱＡＭ方式の信号点とパイロットシンボルの信号点の配置として、同相Ｉ−直交Ｑ平面における１６ＱＡＭ方式の信号点が（数３）
【００４０】
【数３】

【００４１】
で表されたとき、パイロットシンボルの信号点は同相Ｉ軸上または直交Ｑ軸上に配置され、こうすることで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えることなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性の向上の効果が大きくなる。
【００４２】
ここで、（数３）において、１６ＱＡＭ方式の信号点５０１は（Ｉ１６ＱＡＭ，Ｑ１６ＱＡＭ）で表し、（ａ１，ｂ１），（ａ２，ｂ２）は１，−１のバイナリ符号、ｓは定数とする。そして前述のように、ロールオフフィルタのロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的であり、更にパイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にするのがより好適である。
【００４３】
以上のように本実施の形態によれば、１６ＱＡＭ方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボルの信号点振幅を１６ＱＡＭ方式の最大の信号点振幅より大きくした方式において、パイロットシンボルの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点位置を１６ＱＡＭ方式の最大振幅をとる信号点とは異なる位置に配置することで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、パイロットシンボルの信号点振幅を１６ＱＡＭ方式の最大信号点振幅より大きくすることで、復調側で準同期検波を行う際の送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上するという効果を有する。
【００４４】
（実施の形態４）
図８は、本実施の形態における同相Ｉ−直交Ｑ平面での８ＰＳＫ変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置を示し、図８において、７０１は８ＰＳＫ変調方式の信号点、７０２はパイロットシンボルの信号点である。図９は、８ＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成の一例を示している。
【００４５】
図３は、無線通信システムの構成概念図である。図３において、１０は送信機であり、１１は送信ディジタル信号、１２は直交ベースバンド変調部で、送信ディジタル信号１１を入力して送信直交ベースバンド信号の同相成分１３と直交成分１４を出力し、この同相成分１３と直交成分１４を送信無線部１５で送信信号１６に変換し、アンテナ１７から送信する。２０は受信機であり、２１はアンテナ、２２は受信無線部で、アンテナで受信した信号を入力して受信直交ベースバンド信号の同相成分２３と直交成分２４を出力する。
【００４６】
２５は振幅歪み量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、振幅歪み量を推定し、振幅歪み量推定信号２７を出力する。２６は周波数オフセット量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、周波数オフセット量を推定し、周波数オフセット量推定信号２８を出力する。２９は準同期検波部で、同相成分２３と直交成分２４、及び振幅歪み量推定信号２７と周波数オフセット量推定信号２８を入力して、準同期検波を行い、受信ディジタル信号３０を出力する。
【００４７】
図８、図９および図３を用いて、８ＰＳＫ変調方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入する方式において、パイロットシンボルの信号点振幅を８ＰＳＫ変調方式の最大の信号点振幅より大きくした方式について説明する。図８は、同相Ｉ−直交Ｑ平面における８ＰＳＫ変調方式の信号点７０１とパイロットシンボルの信号点７０２の配置を示している。このとき、８ＰＳＫ変調方式の最大の信号点振幅をｒ８ＰＳＫ、パイロットシンボルの信号点振幅をｒｐｉｌｏｔとしたとき、ｒｐｉｌｏｔ＞ｒ８ＰＳＫとなるようにパイロットシンボルの信号点を配置する。
【００４８】
図９は８ＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成を示したもので、Ｎシンボル内に１シンボルのパイロットシンボルを挿入する構成である。このような方式を送信機１０で行うことにより、ピーク対平均送信電力比に影響を与えず、また受信機２０で、パイロットシンボルにより送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量を振幅歪み量推定部２５および周波数オフセット量推定部２６で推定し、準同期検波部２９で準同期検波を行うことにより、さらに準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度を向上させることができる。
【００４９】
なお、同相Ｉ−直交Ｑ平面における８ＰＳＫ変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の関係は図８に限ったものではない。また、Ｎシンボル中の８ＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルの構成は図９に限ったものではない。
【００５０】
更に、送信機１０内で用いられるルートロールオフフィルタの周波数特性が、（数１）で表されるとき、ロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的である。そして更に、パイロットシンボルの信号点振幅を８ＰＳＫ変調方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にすることで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度がより向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が更に向上する。
【００５１】
また、８ＰＳＫ変調方式の信号点とパイロットシンボルの信号点の配置として、同相Ｉ−直交Ｑ平面における８ＰＳＫ変調方式の信号点が（数４）
【００５２】
【数４】

【００５３】
で表されたとき、図８のようにパイロットシンボルの信号点と８ＰＳＫ変調方式の信号点のなす角をθとしてθがπ／８＋ｎπ／４ラジアン（ｎ：整数）となるようにパイロットシンボルの信号点は配置され、こうすることで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えることなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性の向上の効果が大きくなる。
【００５４】
ここで、（数４）において、８ＰＳＫ変調方式の信号点７０１は（Ｉ８ＰＳＫ，Ｑ８ＰＳＫ）で表し、ｋは整数、ｓは定数とする。そして前述のように、ロールオフフィルタのロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的であり、更にパイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にするのがより好適である。
【００５５】
以上のように本実施の形態によれば、８ＰＳＫ変調方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボルの信号点振幅を８ＰＳＫ変調方式の最大の信号点振幅より大きくした方式において、パイロットシンボルの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点位置を８ＰＳＫ変調方式の最大振幅をとる信号点とは異なる位置に配置することで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、パイロットシンボルの信号点振幅を８ＰＳＫ変調方式の最大信号点振幅より大きくすることで、復調側で準同期検波を行う際の送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上するという効果を有する。
【００５６】
（実施の形態５）
図１０は、本実施の形態における同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるＱＰＳＫ変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置を示し、図１０において、９０１はＱＰＳＫ変調方式の信号点、９０２はパイロットシンボルの信号点である。図１１は、ＱＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成の一例を示している。
【００５７】
図３は、無線通信システムの構成概念図である。図３において、１０は送信機であり、１１は送信ディジタル信号、１２は直交ベースバンド変調部で、送信ディジタル信号１１を入力して送信直交ベースバンド信号の同相成分１３と直交成分１４を出力し、この同相成分１３と直交成分１４を送信無線部１５で送信信号１６に変換し、アンテナ１７から送信する。
【００５８】
２０は受信機であり、２１はアンテナ、２２は受信無線部で、アンテナで受信した信号を入力して受信直交ベースバンド信号の同相成分２３と直交成分２４を出力する。
【００５９】
２５は振幅歪み量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、振幅歪み量を推定し、振幅歪み量推定信号２７を出力する。２６は周波数オフセット量推定部で、同相成分２３と直交成分２４を入力して、周波数オフセット量を推定し、周波数オフセット量推定信号２８を出力する。２９は準同期検波部で、同相成分２３と直交成分２４、及び振幅歪み量推定信号２７と周波数オフセット量推定信号２８を入力して、準同期検波を行い、受信ディジタル信号３０を出力する。
【００６０】
図１０、図１１および図３を用いて、ＱＰＳＫ変調方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入する方式において、パイロットシンボルの信号点振幅をＱＰＳＫ変調方式の最大の信号点振幅より大きくした方式について説明する。図１０は、同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるＱＰＳＫ変調方式の信号点９０１とパイロットシンボルの信号点９０２の配置を示している。
【００６１】
このとき、ＱＰＳＫ変調方式の最大の信号点振幅をｒＱＰＳＫ、パイロットシンボルの信号点振幅をｒｐｉｌｏｔとしたとき、ｒｐｉｌｏｔ＞ｒＱＰＳＫとなるようにパイロットシンボルの信号点を配置する。図１１はＱＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルのＮシンボル内の構成を示したもので、Ｎシンボル内に１シンボルのパイロットシンボルを挿入する構成である。
【００６２】
このような方式を送信機１０で行うことにより、ピーク対平均送信電力比に影響を与えず、また受信機２０で、パイロットシンボルにより送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量を振幅歪み量推定部２５および周波数オフセット量推定部２６で推定し、準同期検波部２９で準同期検波を行うことにより、さらに準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度を向上させることができる。
【００６３】
なお、同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるＱＰＳＫ変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の関係は図１０に限ったものではない。また、Ｎシンボル中のＱＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルの構成は図１１に限ったものではない。
【００６４】
更に、送信機１０内で用いられるルートロールオフフィルタの周波数特性が、（数１）で表されるとき、ロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的である。そして更に、パイロットシンボルの信号点振幅をＱＰＳＫ変調方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にすることで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度がより向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が更に向上する。
【００６５】
また、ＱＰＳＫ変調方式の信号点とパイロットシンボルの信号点の配置として、同相Ｉ−直交Ｑ平面におけるＱＰＳＫ変調方式の信号点が（数５）
【００６６】
【数５】

【００６７】
で表されたとき、図１０のようにパイロットシンボルの信号点とＱＰＳＫ変調方式の信号点のなす角をφとしてφがπ／４＋ｎπ／２ラジアン（ｎ：整数）となるようにパイロットシンボルの信号点は配置され、こうすることで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えることなく、準同期検波を行う際の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性の向上の効果が大きくなる。
【００６８】
ここで、（数５）において、ＱＰＳＫ変調方式の信号点９０１は（ＩＱＰＳＫ，ＱＱＰＳＫ）で表し、ｋは整数、ｓは定数とする。そして前述のように、ロールオフフィルタのロールオフ係数を０．１から０．４にするのが効果的であり、更にパイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値ＱＡＭ方式の最大信号点振幅の１．０倍より大きく１．６倍以下にするのがより好適である。
【００６９】
以上のように本実施の形態によれば、ＱＰＳＫ変調方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボルの信号点振幅をＱＰＳＫ変調方式の最大の信号点振幅より大きくした方式において、パイロットシンボルの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点位置をＱＰＳＫ変調方式の最大振幅をとる信号点とは異なる位置に配置することで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、パイロットシンボルの信号点振幅をＱＰＳＫ変調方式の最大信号点振幅より大きくすることで、復調側で準同期検波を行う際の送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上するという効果を有する。
【００７０】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、無線通信に用いられ、８値以上の多値変調方式の中に、定期的にパイロットシンボルを挿入する方式において、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値変調方式の最大の信号点振幅より大きくした方式としたものであり、パイロットシンボルの同相Ｉ−直交Ｑ平面における信号点位置を８値以上の多値変調方式の最大振幅をとる信号点とは異なる位置に配置することで、ピーク対平均送信電力比に影響を与えないだけでなく、パイロットシンボルの信号点振幅を８値以上の多値変調方式の最大信号点振幅より大きくすることで、復調側で準同期検波を行う際の送受信機間の周波数オフセット量および振幅歪み量の推定精度が向上し、搬送波電力対雑音電力比におけるビット誤り率特性が向上するという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における１６ＡＰＳＫ変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の概念図
【図２】本発明の一実施の形態におけるＮシンボル内の１６ＡＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルの構成の一例を示す概念図
【図３】本発明の一実施の形態における無線通信システムの構成概念図
【図４】本発明の一実施の形態における多値ＱＡＭ方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の概念図
【図５】本発明の一実施の形態におけるＮシンボル内の多値ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルの構成の一例を示す概念図
【図６】本発明の一実施の形態における１６ＱＡＭ方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の概念図
【図７】本発明の一実施の形態におけるＮシンボル内の１６ＱＡＭシンボルとパイロットシンボルの構成の一例を示す概念図
【図８】本発明の一実施の形態における８ＰＳＫ変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の概念図
【図９】本発明の一実施の形態におけるＮシンボル内の８ＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルの構成の一例を示す概念図
【図１０】本発明の一実施の形態におけるＱＰＳＫ変調方式の信号点配置およびパイロットシンボルの信号点配置の概念図
【図１１】本発明の一実施の形態におけるＮシンボル内のＱＰＳＫ変調シンボルとパイロットシンボルの構成の一例を示す概念図
【図１２】従来の１６ＱＡＭ方式の信号点とパイロットシンボルの信号点の関係図
【符号の説明】
１０１１６ＡＰＳＫ変調方式の信号点
１０２、３０２、５０２、７０２、９０２パイロットシンボルの信号点
３０１多値ＱＡＭ方式の信号点
５０１１６ＱＡＭ方式の信号点
７０１８ＰＳＫ変調方式の信号点
９０１ＱＰＳＫ変調方式の信号点
１１送信ディジタル信号
１２直交ベースバンド変調部
１３送信直交ベースバンド信号同相成分
１４送信直交ベースバンド信号直交成分
１５送信無線部
１６送信信号
１７、２１アンテナ
２０受信機
２２受信無線部
２３受信直交ベースバンド信号同相成分
２４受信直交ベースバンド信号直交成分
２５振幅歪み量推定部
２６周波数オフセット量推定部
２７振幅歪み量推定信号
２８周波数オフセット量推定信号
２９準同期検波部
３０受信ディジタル信号[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a wireless device and a transmission method.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a method relating to a signal point position of a pilot symbol when performing quasi-synchronous detection in a digital mobile radio communication system, for example, a method of fading distortion compensation of 16QAM for land mobile communication, Sanbe, IEICE Transactions B- II Vol. J-72-B-II No. 1 pp. 7-15 The one described in January 1989 is known.
[0003]
FIG. 12 shows signal point positions of pilot symbols in the 16QAM system. In FIG. 12, reference numeral 1201 denotes a signal point of 16QAM on the in-phase I-quadrature Q plane, and a signal point of a pilot symbol is located at any of 1201A, B, C, and D. Among them, a method of performing quasi-synchronous detection using a signal point having the maximum amplitude as a pilot signal is known.
[0004]
When such quasi-synchronous detection is performed, as the signal point amplitude of the pilot symbol is larger, the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver is improved on the demodulation side, and the bit error rate in the carrier power to noise power ratio is improved. The characteristics are improved.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the signal point amplitude of the pilot symbol is increased in the quasi-synchronous detection in this manner, the peak-to-average transmission power ratio increases, so that there is a problem that the power efficiency of the transmission system power amplifier deteriorates.
[0006]
The present invention provides pilot symbol insertion that improves the accuracy of estimating the frequency offset and amplitude distortion between the transmitter and the receiver when performing quasi-synchronous detection on the demodulation side, and improves the bit error rate characteristics in the carrier power to noise power ratio. An object of the present invention is to provide a system and a wireless communication system using the same.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve this problem, the present invention is to increase the signal point amplitude of pilot symbols within a range that does not affect the peak power to average transmission power ratio in the modulated signal. The maximum signal point amplitude of the multilevel quadrature amplitude modulation method is set to be larger than 1.0 times and 1.6 times or less, and signal points of pilot symbols are arranged on the in-phase axis or the quadrature axis. It is configured as follows.
[0008]
This does not affect the peak-to-average transmission power ratio, improves the estimation accuracy of the frequency offset amount and amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver when performing quasi-synchronous detection on the demodulation side, and improves the carrier power-to-noise power ratio. A pilot symbol insertion method that also improves the bit error rate characteristics and a wireless communication system using the same are obtained.
[0009]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
[0010]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a signal point arrangement of a 16 APSK (Amplitude Phase Shift Keying) modulation scheme, which is an example of a multilevel modulation scheme of eight or more values in the in-phase I-quadrature Q plane, and a signal point arrangement of pilot symbols. In FIG. 1, 101 is a signal point of the 16APSK modulation scheme, and 102 is a signal point of a pilot symbol. FIG. 2 shows an example of the configuration of N symbols of 16APSK modulation symbols and pilot symbols.
[0011]
FIG. 3 is a conceptual diagram of the configuration of the wireless communication system. In FIG. 3, reference numeral 10 denotes a transmitter, 11 denotes a transmission digital signal, 12 denotes a quadrature baseband modulator, which inputs the transmission digital signal 11 and outputs an in-phase component 13 and a quadrature component 14 of the transmission quadrature baseband signal. The in-phase component 13 and the quadrature component 14 are converted into a transmission signal 16 by the transmission radio unit 15 and transmitted from the antenna 17. Reference numeral 20 denotes a receiver, reference numeral 21 denotes an antenna, and reference numeral 22 denotes a reception radio unit, which inputs a signal received by the antenna and outputs an in-phase component 23 and a quadrature component 24 of a received quadrature baseband signal.
[0012]
Reference numeral 25 denotes an amplitude distortion amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates the amplitude distortion amount, and outputs an amplitude distortion amount estimation signal 27. Reference numeral 26 denotes a frequency offset amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates a frequency offset amount, and outputs a frequency offset amount estimation signal 28. Reference numeral 29 denotes a quasi-synchronous detection unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, the amplitude distortion estimation signal 27 and the frequency offset estimation signal 28, performs quasi-synchronous detection, and outputs a received digital signal 30.
[0013]
Referring to FIGS. 1, 2 and 3, in a system in which a pilot symbol is periodically inserted into a multi-level modulation scheme having eight or more values, the signal point amplitude of the pilot symbol has a multi-level modulation scheme having eight or more levels. Will be described below. FIG. 1 shows an arrangement of signal points 101 of the 16APSK modulation scheme and signal points 102 of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane. At this time, when the maximum signal point amplitude of the 16APSK modulation scheme is r16APSK and the pilot symbol signal point amplitude is rpilot, the pilot symbol signal points are arranged such that rpilot> r16APSK. FIG. 2 shows the configuration of N symbols of 16APSK modulation symbols and pilot symbols, in which one pilot symbol is inserted into N symbols.
[0014]
By performing such a method in the transmitter 10, the peak-to-average transmission power ratio is not affected, and the receiver 20 estimates the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver based on the pilot symbol by the amplitude distortion amount estimation. By performing quasi-synchronous detection by the quasi-synchronous detection unit 29 by performing estimation by the unit 25 and the frequency offset amount estimating unit 26, it is possible to further improve the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection. it can.
[0015]
Note that the arrangement of signal points of pilot symbols in the in-phase I-quadrature Q plane is not limited to FIG. The configuration of the 16 APSK modulation symbols and the pilot symbols in the N symbols is not limited to that shown in FIG. Also, the 16APSK modulation scheme has been described as an example of a multilevel modulation scheme with eight or more values, but the multilevel modulation scheme with eight or more values is not limited to this.
[0016]
As described above, according to the present embodiment, a pilot symbol is periodically inserted into an 8-level or higher-level multi-level modulation scheme, and the signal point amplitude of the pilot symbol is increased to the maximum of the 8-level or higher-level multi-level modulation scheme. In the scheme in which the signal point amplitude is larger than the signal point amplitude of the pilot symbol, the signal point position of the pilot symbol on the in-phase I-quadrature Q plane is arranged at a position different from the signal point having the maximum signal point amplitude of the multilevel modulation scheme of eight or more values. In addition to not affecting the peak-to-average transmission power ratio, the frequency at which quasi-synchronous detection is performed by making the signal point amplitude of the pilot symbol larger than the maximum signal point amplitude of a multilevel modulation system having eight or more values. This has the effect of improving the estimation accuracy of the offset amount and the amplitude distortion amount, and improving the bit error rate characteristics in the carrier power to noise power ratio.
[0017]
(Embodiment 2)
FIG. 4 shows a signal point constellation of a multi-level QAM scheme of eight or more values and a signal point constellation of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane according to the present embodiment. In FIG. A signal point 302 is a signal point of a pilot symbol. FIG. 5 shows an example of the configuration of N-ary multi-level QAM symbols of eight or more values and pilot symbols.
[0018]
FIG. 3 is a conceptual diagram of the configuration of the wireless communication system. In FIG. 3, reference numeral 10 denotes a transmitter, 11 denotes a transmission digital signal, 12 denotes a quadrature baseband modulator, which inputs the transmission digital signal 11 and outputs an in-phase component 13 and a quadrature component 14 of the transmission quadrature baseband signal. The in-phase component 13 and the quadrature component 14 are converted into a transmission signal 16 by the transmission radio unit 15 and transmitted from the antenna 17. Reference numeral 20 denotes a receiver, reference numeral 21 denotes an antenna, and reference numeral 22 denotes a reception radio unit, which inputs a signal received by the antenna and outputs an in-phase component 23 and a quadrature component 24 of a received quadrature baseband signal.
[0019]
Reference numeral 25 denotes an amplitude distortion amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates the amplitude distortion amount, and outputs an amplitude distortion amount estimation signal 27. Reference numeral 26 denotes a frequency offset amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates a frequency offset amount, and outputs a frequency offset amount estimation signal 28. Reference numeral 29 denotes a quasi-synchronous detection unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, the amplitude distortion estimation signal 27 and the frequency offset estimation signal 28, performs quasi-synchronous detection, and outputs a received digital signal 30.
[0020]
Referring to FIGS. 4, 5 and 3, in a system in which a pilot symbol is periodically inserted into a multi-level QAM system having eight or more values, the signal point amplitude of the pilot symbol is multi-level QAM system having eight or more values. Will be described below. FIG. 4 shows an arrangement of signal points 301 of a multilevel QAM scheme of eight or more values and a signal point 302 of a pilot symbol on the in-phase I-quadrature Q plane. At this time, the pilot symbol signal points are arranged such that rpilot> rQAM, where rQAM is the maximum signal point amplitude of the multilevel QAM system of eight or more values and rpilot is the pilot symbol signal point amplitude.
[0021]
FIG. 5 shows the configuration of a multi-level QAM symbol having eight or more values and a pilot symbol in N symbols, in which one pilot symbol is inserted in the N symbols. By performing such a method in the transmitter 10, the peak-to-average transmission power ratio is not affected, and the receiver 20 estimates the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver based on the pilot symbol by the amplitude distortion amount estimation. By performing quasi-synchronous detection by the quasi-synchronous detection unit 29 by performing estimation by the unit 25 and the frequency offset amount estimating unit 26, it is possible to further improve the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection. it can.
[0022]
It should be noted that the relationship between the signal point constellation of the multi-level QAM scheme with eight or more values and the signal point constellation of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane is not limited to FIG. Further, the configurations of multi-valued QAM symbols of eight or more values in N symbols and pilot symbols are not limited to those shown in FIG.
[0023]
Further, the frequency characteristic of the root roll-off filter used in the transmitter 10 is expressed by (Equation 1)
[0024]
(Equation 1)

[0025]
It is effective to set the roll-off coefficient from 0.1 to 0.4 when Further, the peak-to-average transmission power ratio is influenced by setting the signal point amplitude of the pilot symbol to be larger than 1.0 times and smaller than 1.6 times the maximum signal point amplitude of the multi-level QAM system having eight or more values. Not only that, the accuracy of estimating the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection is further improved, and the bit error rate characteristics in the carrier power to noise power ratio are further improved. Here, in (Equation 1), ω is an angular frequency, α is a roll-off coefficient, ω0 is a Nyquist angular frequency, and H (ω) is an amplitude characteristic of a root roll-off filter.
[0026]
Further, as the arrangement of the signal points of the multilevel QAM system of eight or more values and the signal points of the pilot symbols, the signal points of the multilevel QAM system of eight or more values in the in-phase I-quadrature Q plane are given by
[0027]
(Equation 2)

[0028]
Where the signal points of the pilot symbols are arranged on the in-phase I-axis or the quadrature Q-axis, whereby the frequency at which quasi-synchronous detection is performed without affecting the peak-to-average transmission power ratio The accuracy of estimation of the offset amount and the amplitude distortion amount is improved, and the effect of improving the bit error rate characteristics in the carrier power to noise power ratio is increased.
[0029]
Here, in (Equation 2), the signal point 301 of the multi-level QAM system having eight or more values is represented by (IQAM, QQAM), m is an integer, (a1, b1), (a2, b2),. (Am, bm) is a binary code of 1, -1, and s is a constant. As described above, it is effective to set the roll-off coefficient of the roll-off filter from 0.1 to 0.4, and furthermore, to increase the signal point amplitude of the pilot symbol to the maximum signal point of the multi-level QAM system having eight or more values. More preferably, the amplitude is larger than 1.0 times and 1.6 times or less.
[0030]
As described above, according to the present embodiment, a pilot symbol is periodically inserted into a multi-valued QAM system having eight or more values, and the signal point amplitude of the pilot symbol is set to the maximum value of the multi-valued QAM method having eight or more values. In the scheme in which the signal point amplitude is larger than the signal point amplitude of the multi-level QAM scheme of eight or more values, the signal point position of the pilot symbol in the in-phase I-quadrature Q plane is arranged at a position different from the signal point having the maximum amplitude. In addition to not affecting the average transmission power ratio, the signal point amplitude of the pilot symbol is made larger than the maximum signal point amplitude of the multilevel QAM system of eight or more values, so that the quasi-synchronous detection is performed on the demodulation side. This has the effect of improving the accuracy of estimating the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver, and improving the bit error rate characteristics in the carrier power to noise power ratio.
[0031]
(Embodiment 3)
FIG. 6 shows a signal point constellation of the 16QAM system and a signal point constellation of the pilot symbol on the in-phase I-quadrature Q plane according to the present embodiment. In FIG. Signal point. FIG. 7 shows an example of a configuration of N symbols of 16QAM symbols and pilot symbols.
[0032]
FIG. 3 is a conceptual diagram of the configuration of the wireless communication system. In FIG. 3, reference numeral 10 denotes a transmitter, 11 denotes a transmission digital signal, 12 denotes a quadrature baseband modulator, which inputs the transmission digital signal 11 and outputs an in-phase component 13 and a quadrature component 14 of the transmission quadrature baseband signal. The in-phase component 13 and the quadrature component 14 are converted into a transmission signal 16 by the transmission radio unit 15 and transmitted from the antenna 17.
[0033]
Reference numeral 20 denotes a receiver, reference numeral 21 denotes an antenna, and reference numeral 22 denotes a reception radio unit, which inputs a signal received by the antenna and outputs an in-phase component 23 and a quadrature component 24 of a received quadrature baseband signal. Reference numeral 25 denotes an amplitude distortion amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates the amplitude distortion amount, and outputs an amplitude distortion amount estimation signal 27. Reference numeral 26 denotes a frequency offset amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates a frequency offset amount, and outputs a frequency offset amount estimation signal 28.
[0034]
Reference numeral 29 denotes a quasi-synchronous detection unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, the amplitude distortion estimation signal 27 and the frequency offset estimation signal 28, performs quasi-synchronous detection, and outputs a received digital signal 30.
[0035]
Referring to FIGS. 6, 7 and 3, a description will be given of a method of periodically inserting pilot symbols into the 16QAM method, in which the signal point amplitude of the pilot symbol is larger than the maximum signal point amplitude of the 16QAM method. I do. FIG. 6 shows an arrangement of signal points 501 of the 16QAM scheme and signal points 502 of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane. At this time, when the maximum signal point amplitude of the 16QAM scheme is r16QAM and the signal point amplitude of the pilot symbol is rpilot, the pilot symbol signal points are arranged such that rpilot> r16QAM.
[0036]
FIG. 7 shows the configuration of 16 QAM symbols and pilot symbols in N symbols, in which one pilot symbol is inserted in N symbols. By performing such a method in the transmitter 10, the peak-to-average transmission power ratio is not affected, and the receiver 20 estimates the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver based on the pilot symbol by the amplitude distortion amount estimation. By performing quasi-synchronous detection by the quasi-synchronous detection unit 29 by performing estimation by the unit 25 and the frequency offset amount estimating unit 26, it is possible to further improve the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection. it can.
[0037]
Note that the relationship between the signal point arrangement of the 16QAM system and the signal point arrangement of the pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane is not limited to FIG. Further, the configurations of 16QAM symbols and pilot symbols in N symbols are not limited to those shown in FIG.
[0038]
Further, when the frequency characteristic of the root roll-off filter used in the transmitter 10 used in the transmitter 10 is expressed by (Equation 1), the roll-off coefficient should be changed from 0.1 to 0.4. It is effective. Further, by setting the signal point amplitude of the pilot symbol to be larger than 1.0 times and smaller than 1.6 times the maximum signal point amplitude of the 16QAM system, not only does not affect the peak-to-average transmission power ratio, but also The accuracy of estimating the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing synchronous detection is further improved, and the bit error rate characteristics in the carrier power to noise power ratio are further improved.
[0039]
As the arrangement of the signal points of the 16QAM system and the signal points of the pilot symbols, the signal points of the 16QAM system on the in-phase I-quadrature Q plane are given by (Equation 3).
[0040]
(Equation 3)

[0041]
Where the signal points of the pilot symbols are arranged on the in-phase I-axis or the quadrature Q-axis, so that the quasi-synchronous detection can be performed without affecting the peak-to-average transmission power ratio. The accuracy of estimating the frequency offset amount and the amplitude distortion amount is improved, and the effect of improving the bit error rate characteristics in the carrier power to noise power ratio is increased.
[0042]
Here, in (Equation 3), the signal point 501 of the 16QAM system is represented by (I16QAM, Q16QAM), (a1, b1) and (a2, b2) are binary codes of 1 and −1, and s is a constant. As described above, it is effective to set the roll-off coefficient of the roll-off filter from 0.1 to 0.4, and furthermore, to increase the signal point amplitude of the pilot symbol to the maximum signal point of the multi-level QAM system having eight or more values. More preferably, the amplitude is larger than 1.0 times and 1.6 times or less.
[0043]
As described above, according to the present embodiment, in a scheme in which a pilot symbol is periodically inserted into the 16QAM scheme and the signal point amplitude of the pilot symbol is larger than the maximum signal point amplitude of the 16QAM scheme, By arranging the signal point position in the in-phase I-quadrature Q plane at a position different from the signal point having the maximum amplitude of the 16QAM system, not only does not affect the peak-to-average transmission power ratio, but also the pilot symbol signal By making the point amplitude larger than the maximum signal point amplitude of the 16QAM system, the accuracy of estimating the frequency offset and amplitude distortion between the transmitter and the receiver when performing quasi-synchronous detection on the demodulation side is improved, and the carrier power to noise power ratio is improved. Has the effect of improving the bit error rate characteristics in
[0044]
(Embodiment 4)
FIG. 8 shows the signal point arrangement of the 8PSK modulation scheme and the signal point arrangement of the pilot symbol on the in-phase I-quadrature Q plane according to the present embodiment. In FIG. This is the signal point of the symbol. FIG. 9 shows an example of the configuration of 8PSK modulation symbols and pilot symbols in N symbols.
[0045]
FIG. 3 is a conceptual diagram of the configuration of the wireless communication system. In FIG. 3, reference numeral 10 denotes a transmitter, 11 denotes a transmission digital signal, 12 denotes a quadrature baseband modulator, which inputs the transmission digital signal 11 and outputs an in-phase component 13 and a quadrature component 14 of the transmission quadrature baseband signal. The in-phase component 13 and the quadrature component 14 are converted into a transmission signal 16 by the transmission radio unit 15 and transmitted from the antenna 17. Reference numeral 20 denotes a receiver, reference numeral 21 denotes an antenna, and reference numeral 22 denotes a reception radio unit, which inputs a signal received by the antenna and outputs an in-phase component 23 and a quadrature component 24 of a received quadrature baseband signal.
[0046]
Reference numeral 25 denotes an amplitude distortion amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates the amplitude distortion amount, and outputs an amplitude distortion amount estimation signal 27. Reference numeral 26 denotes a frequency offset amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates a frequency offset amount, and outputs a frequency offset amount estimation signal 28. Reference numeral 29 denotes a quasi-synchronous detection unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, the amplitude distortion estimation signal 27 and the frequency offset estimation signal 28, performs quasi-synchronous detection, and outputs a received digital signal 30.
[0047]
Referring to FIGS. 8, 9 and 3, in a scheme in which pilot symbols are periodically inserted into the 8PSK modulation scheme, the signal point amplitude of the pilot symbol is made larger than the maximum signal point amplitude of the 8PSK modulation scheme. Will be described. FIG. 8 shows an arrangement of signal points 701 of the 8PSK modulation scheme and signal points 702 of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane. At this time, when the maximum signal point amplitude of the 8PSK modulation method is r8PSK and the pilot symbol signal point amplitude is rpilot, the pilot symbol signal points are arranged such that rpilot> r8PSK.
[0048]
FIG. 9 shows the configuration of 8PSK modulation symbols and pilot symbols in N symbols, in which one pilot symbol is inserted in N symbols. By performing such a method in the transmitter 10, the peak-to-average transmission power ratio is not affected, and the receiver 20 estimates the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver using the pilot symbol. By estimating by the unit 25 and the frequency offset estimating unit 26 and performing quasi-synchronous detection by the quasi-synchronous detection unit 29, it is possible to further improve the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing the quasi-synchronous detection. it can.
[0049]
Note that the relationship between the signal point arrangement of the 8PSK modulation scheme and the signal point arrangement of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane is not limited to FIG. Further, the configurations of the 8PSK modulation symbols and pilot symbols in N symbols are not limited to those shown in FIG.
[0050]
Further, when the frequency characteristic of the root roll-off filter used in the transmitter 10 is represented by (Equation 1), it is effective to set the roll-off coefficient from 0.1 to 0.4. Further, by making the signal point amplitude of the pilot symbol less than 1.0 times and not more than 1.6 times the maximum signal point amplitude of the 8PSK modulation scheme, not only does not affect the peak-to-average transmission power ratio, The accuracy of estimating the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection is further improved, and the bit error rate characteristic in the carrier power to noise power ratio is further improved.
[0051]
As the arrangement of the signal points of the 8PSK modulation scheme and the signal points of the pilot symbols, the signal points of the 8PSK modulation scheme on the in-phase I-quadrature Q plane are expressed by (Equation 4).
[0052]
(Equation 4)

[0053]
When the angle between the signal point of the pilot symbol and the signal point of the 8PSK modulation scheme is θ as shown in FIG. 8, the pilot symbol signal is set so that θ becomes π / 8 + nπ / 4 radian (n: integer). The points are arranged, thereby improving the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection without affecting the peak-to-average transmission power ratio, and improving the carrier power-to-noise power ratio. In this case, the effect of improving the bit error rate characteristics is increased.
[0054]
Here, in (Equation 4), the signal point 701 of the 8PSK modulation method is represented by (I8PSK, Q8PSK), k is an integer, and s is a constant. As described above, it is effective to set the roll-off coefficient of the roll-off filter from 0.1 to 0.4, and furthermore, to increase the signal point amplitude of the pilot symbol to the maximum signal point of the multi-level QAM system having eight or more values. More preferably, the amplitude is larger than 1.0 times and 1.6 times or less.
[0055]
As described above, according to the present embodiment, in a scheme in which pilot symbols are periodically inserted into the 8PSK modulation scheme and the signal point amplitude of the pilot symbols is larger than the maximum signal point amplitude of the 8PSK modulation scheme, By arranging the signal point position of the pilot symbol in the in-phase I-quadrature Q plane at a position different from the signal point having the maximum amplitude of the 8PSK modulation scheme, not only does not affect the peak-to-average transmission power ratio, By making the signal point amplitude of the symbol larger than the maximum signal point amplitude of the 8PSK modulation method, the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver when performing quasi-synchronous detection on the demodulation side is improved, and the carrier power This has the effect that the bit error rate characteristics in the noise power ratio are improved.
[0056]
(Embodiment 5)
FIG. 10 shows a signal point constellation of the QPSK modulation scheme and a signal point constellation of pilot symbols in the in-phase I-quadrature Q plane according to the present embodiment. In FIG. Signal point. FIG. 11 shows an example of the configuration of N symbols of QPSK modulation symbols and pilot symbols.
[0057]
FIG. 3 is a conceptual diagram of the configuration of the wireless communication system. In FIG. 3, reference numeral 10 denotes a transmitter, 11 denotes a transmission digital signal, 12 denotes a quadrature baseband modulator, which inputs the transmission digital signal 11 and outputs an in-phase component 13 and a quadrature component 14 of the transmission quadrature baseband signal. The in-phase component 13 and the quadrature component 14 are converted into a transmission signal 16 by the transmission radio unit 15 and transmitted from the antenna 17.
[0058]
Reference numeral 20 denotes a receiver, reference numeral 21 denotes an antenna, and reference numeral 22 denotes a reception radio unit, which inputs a signal received by the antenna and outputs an in-phase component 23 and a quadrature component 24 of a received quadrature baseband signal.
[0059]
Reference numeral 25 denotes an amplitude distortion amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates the amplitude distortion amount, and outputs an amplitude distortion amount estimation signal 27. Reference numeral 26 denotes a frequency offset amount estimating unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, estimates a frequency offset amount, and outputs a frequency offset amount estimation signal 28. Reference numeral 29 denotes a quasi-synchronous detection unit which receives the in-phase component 23 and the quadrature component 24, the amplitude distortion estimation signal 27 and the frequency offset estimation signal 28, performs quasi-synchronous detection, and outputs a received digital signal 30.
[0060]
Referring to FIG. 10, FIG. 11 and FIG. 3, in a system in which pilot symbols are periodically inserted into a QPSK modulation system, the signal point amplitude of the pilot symbol is made larger than the maximum signal point amplitude of the QPSK modulation system. Will be described. FIG. 10 shows an arrangement of signal points 901 of the QPSK modulation scheme and signal points 902 of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane.
[0061]
At this time, when the maximum signal point amplitude of the QPSK modulation scheme is rQPSK and the pilot symbol signal point amplitude is rpilot, the pilot symbol signal points are arranged such that rpilot> rQPSK. FIG. 11 shows the structure of QPSK modulation symbols and pilot symbols in N symbols, in which one pilot symbol is inserted in N symbols.
[0062]
By performing such a method in the transmitter 10, the peak-to-average transmission power ratio is not affected, and the receiver 20 estimates the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver based on the pilot symbol by the amplitude distortion amount estimation. By performing quasi-synchronous detection by the quasi-synchronous detection unit 29 by performing estimation by the unit 25 and the frequency offset amount estimating unit 26, it is possible to further improve the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection. it can.
[0063]
Note that the relationship between the signal point arrangement of the QPSK modulation scheme and the signal point arrangement of pilot symbols on the in-phase I-quadrature Q plane is not limited to FIG. Further, the configuration of the QPSK modulation symbol and the pilot symbol in N symbols is not limited to FIG.
[0064]
Further, when the frequency characteristic of the root roll-off filter used in the transmitter 10 is represented by (Equation 1), it is effective to set the roll-off coefficient from 0.1 to 0.4. Further, by making the signal point amplitude of the pilot symbol less than 1.0 times and not more than 1.6 times the maximum signal point amplitude of the QPSK modulation scheme, not only does not affect the peak-to-average transmission power ratio, The accuracy of estimating the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection is further improved, and the bit error rate characteristic in the carrier power to noise power ratio is further improved.
[0065]
As the arrangement of the signal points of the QPSK modulation scheme and the signal points of the pilot symbols, the signal points of the QPSK modulation scheme on the in-phase I-quadrature Q plane are given by
[0066]
(Equation 5)

[0067]
When the angle between the signal point of the pilot symbol and the signal point of the QPSK modulation scheme is φ, as shown in FIG. The points are arranged, thereby improving the accuracy of estimating the frequency offset amount and the amplitude distortion amount when performing quasi-synchronous detection without affecting the peak-to-average transmission power ratio, and improving the carrier power-to-noise power ratio. In this case, the effect of improving the bit error rate characteristics is increased.
[0068]
Here, in (Equation 5), the signal point 901 of the QPSK modulation scheme is represented by (IQPSK, QQPSK), k is an integer, and s is a constant. As described above, it is effective to set the roll-off coefficient of the roll-off filter from 0.1 to 0.4, and furthermore, to increase the signal point amplitude of the pilot symbol to the maximum signal point of the multi-level QAM system having eight or more values. More preferably, the amplitude is larger than 1.0 times and 1.6 times or less.
[0069]
As described above, according to the present embodiment, in a scheme in which pilot symbols are periodically inserted into the QPSK modulation scheme and the signal point amplitude of the pilot symbol is larger than the maximum signal point amplitude of the QPSK modulation scheme, By arranging the signal point position of the pilot symbol in the in-phase I-quadrature Q plane at a position different from the signal point having the maximum amplitude of the QPSK modulation scheme, not only does not affect the peak-to-average transmission power ratio, By making the signal point amplitude of the symbol larger than the maximum signal point amplitude of the QPSK modulation method, the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver when performing quasi-synchronous detection on the demodulation side is improved, and the carrier power This has the effect that the bit error rate characteristics in the noise power ratio are improved.
[0070]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a scheme in which pilot symbols are periodically inserted into a multilevel modulation scheme having eight or more values used for wireless communication, the signal point amplitude of the pilot symbol is increased to eight or more values. In this method, the signal point position on the in-phase I-quadrature Q plane of the pilot symbol is made larger than the maximum signal point amplitude of the multilevel modulation scheme of eight or more levels. By arranging them at different positions, not only does not affect the peak-to-average transmission power ratio, but also makes the signal point amplitude of pilot symbols larger than the maximum signal point amplitude of a multilevel modulation scheme of eight or more values, It is said that the estimation accuracy of the frequency offset amount and the amplitude distortion amount between the transmitter and the receiver when performing quasi-synchronous detection on the demodulation side is improved, and the bit error rate characteristic in the carrier power to noise power ratio is improved. Advantageous effects can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a conceptual diagram of a signal point arrangement of a 16APSK modulation scheme and a signal point arrangement of pilot symbols according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a conceptual diagram showing an example of a configuration of 16 APSK modulation symbols and pilot symbols in N symbols according to one embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a conceptual diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to an embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a conceptual diagram of a signal point arrangement of a multilevel QAM scheme and a signal point arrangement of pilot symbols according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a conceptual diagram showing an example of the configuration of a multilevel QAM symbol and a pilot symbol in N symbols according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a conceptual diagram of a signal point arrangement of a 16QAM system and a signal point arrangement of pilot symbols in one embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a conceptual diagram showing an example of a configuration of 16QAM symbols and pilot symbols in N symbols according to one embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a conceptual diagram of a signal point arrangement of an 8PSK modulation scheme and a signal point arrangement of pilot symbols according to an embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a conceptual diagram showing an example of the configuration of 8PSK modulation symbols and pilot symbols in N symbols according to one embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a conceptual diagram of a signal point arrangement of a QPSK modulation scheme and a signal point arrangement of pilot symbols according to an embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a conceptual diagram showing an example of the configuration of QPSK modulation symbols and pilot symbols in N symbols according to one embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a relationship diagram between signal points of a conventional 16QAM system and signal points of pilot symbols.
[Explanation of symbols]
101 Signal point of 16APSK modulation method
102, 302, 502, 702, 902 Signal points of pilot symbols
301 Multi-level QAM signal points
501 16QAM signal point
701 8PSK modulation signal point
901 QPSK modulation signal point
11 Transmission digital signal
12 Quadrature baseband modulator
13 In-phase component of transmission quadrature baseband signal
14 Transmit quadrature baseband signal quadrature component
15 Transmission radio section
16 Transmission signal
17, 21 Antenna
20 receiver
22 Reception radio section
23 In-phase component of received quadrature baseband signal
24 orthogonal component of received orthogonal baseband signal
25 Amplitude distortion estimation unit
26 Frequency offset amount estimator
27 Amplitude distortion estimation signal
28 Frequency offset amount estimation signal
29 Quasi-synchronous detector
30 Received digital signal

Claims

When a transmission digital signal is modulated by a multilevel quadrature amplitude modulation scheme (multilevel QAM scheme) , a transmission method in which pilot symbols are periodically inserted,
The signal point amplitude of the pilot symbol is larger than 1.0 times the maximum signal point amplitude of the multi-level quadrature amplitude modulation scheme and is 1.6 or more within a range that does not affect the peak power to average transmission power ratio of the modulated signal. A transmission method in which the signal point of the pilot symbol is arranged on an in-phase axis or an orthogonal axis .

The transmission method according to claim 1, wherein the multi-level quadrature amplitude modulation scheme is a quaternary quadrature amplitude modulation scheme (quaternary QAM scheme) .

Modulation means for modulating a transmission digital signal by a multilevel quadrature amplitude modulation method (multilevel QAM method) and periodically inserting pilot symbols when modulating the transmission digital signal; and transmission radio means for wirelessly transmitting a modulated signal from an antenna. A transmission device comprising:
The modulating means sets the signal point amplitude of the pilot symbol to 1.0 times the maximum signal point amplitude of the multi-level quadrature amplitude modulation system within a range that does not affect the peak power to average transmission power ratio in the modulated signal. A transmitting apparatus which is larger than 1.6 times and arranges signal points of the pilot symbols on an in-phase axis or an orthogonal axis .

4. The transmitting apparatus according to claim 3, wherein the multi-level quadrature amplitude modulation system is a quaternary quadrature amplitude modulation system (quaternary QAM system) .