JP3302082B2 - 周波数シンセサイザー - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、セルラー電話やコード
レス電話のように複数の周波数を切り換えて送受信する
無線装置に用いられる周波数シンセサイザーに関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】近年、セルラー電話やコードレス電話な
どの無線を利用した電話の発展がめざましく利用者の数
が増大している。このようなシステムでは、送受信のた
めに複数の周波数が用意されており、装置では、現在使
用されている周波数を避け、未使用の周波数で送受信を
行うように設計されている。また、最近では、周波数分
割に加え、送受信の時間を区切り使用する時分割方式も
利用され始めている。そのため、無線部では周波数を切
り換える装置が組み込まれており、最近では、そのほと
んどが位相同期ループ回路による周波数シンセサイザー
を用いている。

【０００３】以下、図面を参照しながら従来の位相同期
ループ回路を用いた周波数シンセサイザーの説明を行
う。図６は従来の位相同期ループ回路を用いた周波数シ
ンセサイザーの構成を示すブロック図である。図６にお
いて、基準周波数信号発生器１は基準となる周波数を発
生する。電圧制御発振器２は制御端子Ｔに加えられた制
御端子電圧Ｖｃに応じた周波数ｆで発振し出力する。電
圧制御発振器２の出力端に接続される可変分周器３は電
圧制御発振器２の出力を分周数設定信号ａによって指定
された図で分周する。位相比較器４は可変分周器３およ
び基準周波数信号発生器１に接続され、この位相比較器
４は可変分周器３からの出力ｂと基準信号発生器１から
の出力ｃの位相差に応じて、ハイ状態またはロウ状態、
ハイインピーダンス状態の３状態のいずれかの出力ｄを
発生させる。ループフィルタ５は位相比較器４に接続さ
れ、さらにこのループフィルタ５の出力端は電圧制御発
振器２の制御端子Ｔに接続され、位相比較器４の出力に
含まれる高調波成分の除去と直流成分の保持を行い、電
圧制御発振器２の発振周波数を直接決定するとともに、
位相同期ループの応答特性と同期特性を決定する。制御
部６は可変分周器３に接続され、可変分周器３の分周数
を設定する分周数設定信号ａを発生する。

【０００４】図７は図６に示す位相同期ループ回路を用
いた周波数シンセサイザーの位相比較器４に対する各波
形のタイミング図であり、可変分周器３の出力ｂの出力
周波数ｆｐが、基準周波数信号発生器１の出力ｃの出力
周波数ｆｒに比べ低いとき、すなわち、ｆｒ＞ｆｐのと
きの位相比較器４の出力状態を示している。図７に示す
ように、位相比較器４の出力ｄは基準周波数信号発生器
１の出力ｃの立ち上がりでハイ状態となり、さらに可変
分周器３の出力ｂの立ち上がりでリセットされハイイン
ピーダンス状態になる。

【０００５】図８は図６に示す位相同期ループ回路を用
いた周波数シンセサイザーの位相比較器４に対する各波
形の他のタイミング図であり、可変分周器３の出力ｂの
出力周波数ｆｐが、基準周波数信号発生器１の出力ｃの
出力周波数ｆｒに比べ高いとき、すなわち、ｆｒ＜ｆｐ
のときの位相比較器４の出力状態を示している。図８に
示すように、位相比較器４の出力は可変分周器３の出力
ｂの立ち上がりでロウ状態となり、基準周波数信号発生
器１の出力ｃの立ち上がりでリセットされハイインピー
ダンス状態になる。

【０００６】図９は図６の電圧制御発振器２の制御端子
電圧Ｖｃに対する出力周波数ｆの関係を示す図であり、
図１０は図６の位相同期ループ回路を用いた周波数シン
セサイザーにおけるチャネル切換時の電圧制御発振器２
の制御端子電圧の過渡状態を示す時間応答波形図であ
り、制御端子電圧Ｖｃはループフィルタ５のコンデンサ
５ａの両端の電位差の変化にほぼ等しい。

【０００７】以上のように構成された従来の位相同期ル
ープ回路を用いた周波数シンセサイザーについて、以
下、その動作を説明する。まず、定常状態にあるときで
あるが、電圧制御発振器２はその制御端子電圧Ｖｃに従
って、図９に示す出力周波数−制御端子電圧特性に応じ
た周波数ｆで発振を行っている。電圧制御発振器２の出
力は可変分周器３に伝えられ、そこでＩ／Ｎに分周され
位相比較器４に伝えられる。また、位相比較器４には、
基準周波数信号発生器１からの出力ｃが加えられてい
る。そして、位相比較器４では、これら２つの入力の位
相差に応じて、ハイ状態またはロウ状態、ハイインピー
ダンス状態の３状態のうちのいずれかを示すが、定常状
態では、２つ入力の位相差はないので、ハイインピーダ
ンス状態が出力される。そのため、ループフィルタ５の
コンデンサ５ａでは、充放電は起きず、電圧制御発振器
２の制御端子電圧Ｖｃは一定に保持され、電圧制御発振
器２は同じ周波数ｆで発振を続ける。

【０００８】次に、温度変化などの影響により、電圧制
御発振器２の出力が変化したときの動作について説明す
る。電圧制御発振器２の出力周波数ｆが低くなった場
合、可変分周器３から位相比較器４に伝えられる周波数
ｆｐも、基準周波数信号発生器１から位相比較器４に伝
えられる周波数ｆｒに比べ低くなる。そのため、位相比
較器４の出力は、図７に示すように、基準周波数信号発
生器１の出力ｃの立ち上がりでハイ状態となり、可変分
周器３の出力ｂの立ち上がりでリセットされハイインピ
ーダンス状態となる。そして、位相比較器４の出力ｄが
ハイ状態の間、ループフィルタ５のコンデンサ５ａが充
電され、電圧制御発振器２の制御端子電圧Ｖｃは上昇す
る。これにより、電圧制御発振器２の発振周波数ｆが徐
々に高くなり、周波数の変動分が抑制されていく。

【０００９】また、逆に電圧制御発振器２の出力周波数
ｆが高くなった場合では、可変分周器３から位相比較器
４に伝えられる周波数ｆｐも、基準周波数信号発生器１
から位相比較器４に伝えられる周波数ｆｒに比べ高くな
る。このため、位相比較器４の出力ｄは、図８に示すよ
うに、可変分周器３の出力ｂの立ち上がりでロウ状態と
なり、基準周波数信号発生器１の出力ｃの立ち上がりで
リセットされハイインピーダンス状態となる。そして、
位相比較器４の出力ｄがロウ状態の間、ループフィルタ
５のコンデンサ５ａが放電され、電圧制御発振器２の制
御端子電圧Ｖｃは下降する。これにより、電圧制御発振
器２の発振周波数が徐々に低くなり、周波数ｆの変動分
が抑制されていく。

【００１０】さらに、電圧制御発振器２の発振周波数を
変えるチャネル切換時の動作について説明する。チャネ
ル切換時は、まず、制御部６よりチャネル切換のための
分周数設定信号ａが出力されて可変分周器３に伝えられ
る。可変分周器３では、分周数設定信号ａにしたがい分
周数Ｎが変えられる。定常状態では、基準周波数信号発
生器１の出力周波数ｆｒと電圧制御発振器２の出力周波
数ｆおよび可変分周器３の分周数Ｎには、ｆｒ＝ｆ／Ｎ
の関係があり、チャネルを低い周波数から高い周波数に
切り換えるときは分周数が増やされ、チャネルを高い周
波数から低い周波数に切り換えるときは分周数が減らさ
れる。このため、チャネル切換直後においては、基準周
波数信号発生器１から位相比較器４に伝えられる周波数
ｆｒに比べてチャネルを低い周波数から高い周波数に切
り換えるときは可変分周器３から位相比較器４に伝えら
れる周波数ｆ／Ｎが低くなる。また、チャネルを高い周
波数から低い周波数に切り換えるときは可変分周器３か
ら位相比較器４に伝えられる周波数ｆ／Ｎが高くなる。
そして、位相比較器４の出力ｄは、チャネルを低い周波
数から高い周波数に切り換えるときは、図７に示すよう
になり、チャネルを高い周波数から低い周波数に切り換
えるときは、図８に示すようになる。そして、位相比較
器４の出力ｄがループフィルタ５に伝えられると、ルー
プフィルタ５のコンデンサ５ａが充放電され、電圧制御
発振器２の制御端子電圧Ｖｃが変化し、それにともない
出力周波数ｆも変化していく。

【００１１】ここで、電圧制御発振器２の定常状態にお
ける出力周波数ｆをチャネル切換の前をｆ_１、チャネル
切換後をｆ_２とすると、図９に示すように、電圧制御発
振器２の制御端子電圧ＶｃはそれぞれＶ_１、Ｖ_２とな
る。このとき、電圧制御発振器２の制御端子電圧Ｖｃの
時間変化波形は、図１０に示すようになり、この波形は
ループフィルタ５の時定数などにより決まる。

【００１２】次に、チャネル切換時の高速化を図った従
来の位相同期ループ回路を用いた周波数シンセサイザー
について図１１を用いて説明する。なお、図６と同様の
作用効果を奏するものには同一の符号を付してその説明
を省略する。図１１において、制御部６は、分周数設定
信号ａに加え、チャネル切換時にフィルタ切換信号ｅを
出力する。フィルタ切換スイッチ７は制御部６からのフ
ィルタ切換信号ｅにしたがってスイッチのオン、オフを
行い、ループフィルタ５の時定数を変える働きをする。
このように構成された位相同期ループ回路を用いた周波
数シンセサイザーでは、チャネル切換時にフィルタ切換
スイッチ７をオンすることにより、ループフィルタ５の
時定数を小さくし、チャネル切換時間の短縮を図ってい
た。

【００１３】次に、従来のディジタルダイレクト発振器
を用いた周波数シンセサイザーに付いて説明をする。図
１２は従来のディジタルダイレクト発振器を用いた周波
数シンセサイザーの構成例を示すブロック図である。図
１２において、ディジタルアナログコンバータ（以下Ｄ
／Ａと記す）８はライト信号ｇに同期してディジタルの
データが入力され、入力されたデータに対応する決まっ
た電位を出力する。メモリ９は０度より３５９．９度ま
での０．１度刻みの正弦波１サイクルの瞬時値のデータ
をアドレスの０番より３５９９番までに記憶しており、
リードｈ信号に同期して入力されたアドレスのデータが
Ｄ／Ａ８に出力される。制御部１０は周波数設定データ
ｉとクロック信号が入力され、メモリ９に出力されるリ
ード信号ｈおよびアドレスと、Ｄ／Ａ８に出力されるラ
イト信号ｇを発生する。クロック発生回路１１は、制御
部１０の動作のタイミングの基となるクロック信号を発
生させる。

【００１４】図１３は上記制御部１０の詳細な構成を示
すブロック図であり、インターフェイス１２は、周波数
設定データｉを制御部内に取り込む。バッファ１３は制
御部内に取り込まれた周波数設定データｉを記憶保持
し、出力する。加算器１４は加算命令信号ｊに同期して
バッファ１２の出力と自らの出力値のアドレスデータを
加算し、アドレスデータを出力する。タイミング発生回
路１５はクロック発生回路１１から入力されたクロック
信号を基に、ライト信号ｇ、リード信号ｈ、加算命令信
号ｊを発生する。

【００１５】以上のように構成された従来のディジタル
ダイレクト発振器を用いた周波数シンセサイザーについ
て動作を説明をする。インターフェイス１２を介して入
力された周波数設定データｉは、バッファ１３にて記憶
保持され、加算器１４に出力される。加算器１４では、
加算命令設定信号ｊが入力される度に、自らの出力値と
バッファ１３からの入力値すなわち周波数設定データｉ
を加算して出力する。たとえば、加算器１４の出力が１
２３４、周波数設定データｉが１００であれば、加算命
令信号ｊが入力される毎に出力が、１３３４、１４３
４、１５３４…と１００ずつインクリメントされてい
き、その値が３６００を越えると、３６００が引かれ
る。メモリ９では、制御部１０から与えられたアドレス
のデータをＤ／Ａ８に出力し、Ｄ／Ａ８からは入力され
たデータに対応する電位が出力される。上記の例に示し
たアドレスのデータがメモリ９に入力された場合は、Ｄ
／Ａ８からは、正弦波の１３３．４度、１４３．４度、
１５３．４度の瞬時値が順次出力される。すなわち、本
構成例に示した周波数シンセサイザーは、周波数設定デ
ータｉ／１０度毎の正弦波の瞬時値が、クロック毎に出
力されることになり、その結果、出力からは、クロック
周波数をｆｃとすると、ｆｃ／（３６０／（ｉ／１
０））＝ｆｃ・ｉ／３６００の周波数の正弦波が出力さ
れることになる。

【００１６】図１４は上記周波数シンセサイザー各部の
タイミング図であり、タイミング発生回路１５の出力
や、メモリ９に入出力されるアドレスおよびデータの入
出力のタイミングを示している。本例では、クロックが
入力されると、まず加算命令信号ｊが出力され、加算器
１４の出力が確定した後にリード信号ｈが出力され、さ
らに、メモリ９の出力データが確定した後にライト信号
ｇが出力され、Ｄ／Ａ８の出力が変化している。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の図６に示す位相同期ループ回路を用いた周波数シン
セサイザーでは、周波数の切換時間が、ループフィルタ
の時定数によって左右され、時定数が小さいほど高速な
切換が可能であるが、時定数を小さくすると、位相ノイ
ズの増大、基準周波数成分のスプリアスの漏れなどの問
題があり、切換時間の高速化の妨げとなっていた。ま
た、図１１に示したループフィルタの時定数を可変に
し、周波数の切換時間の高速化を図った位相同期回路を
用いた周波数シンセサイザーでは、スイッチの切り換え
の際に、位相比較器の負荷インピーダンスが変化し、そ
の影響で、電圧制御発振器の制御端子に加えられる制御
電圧が変化し、切り換え時間の高速化の妨げとなってい
た。

【００１８】また、図１２に示す従来のディジタルダイ
レクト発振器を用いた周波数シンセサイザーでは、周波
数の切換時間は、周波数設定データの書き込み時間のみ
であり、非常に高速であったが、ＥＣＬなどの高速な素
子で回路を構成しても、その最大出力周波数は２００Ｍ
Ｈｚ程度であり、８００〜９００ＭＨｚあるいはそれ以
上の周波数を利用する今日の無線を利用した電話システ
ムには使用することができなかった。

【００１９】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
であって、チャネル切換時間の短縮を図りかつ高周波ま
で出力可能な周波数シンセサイザーを提供することを目
的としている。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の周波数シンセサイザーは、あらかじめ決めら
れた固定の周波数を出力する位相同期ループ回路を利用
した第１の発振手段と、外部より入力されたデータに対
応した周波数を出力するディジタルダイレクト発振器を
利用した第２の発振手段と、前記第１の発振手段の出力
と前記第２の発振手段の出力が入力され各々の入力の周
波数の和と差の周波数成分を有する信号を出力する周波
数変換手段と、前記周波数変換手段の出力が入力され入
力信号の中であらかじめ決められた周波数成分の信号の
みを出力するフィルタ手段とを備えたものである。

【００２１】

【作用】上記本構成により、第１の発振手段により固定
の周波数の高周波信号を発生し、第２の発振手段より周
波数設定データに応じた周波数の信号を発生し、周波数
変換手段により前記信号の和と差の周波数の信号を作り
出し、周波数変換手段により生成された信号の内、希望
する信号成分をフィルタより得ることができる。

【００２２】

【実施例】以下、本発明の一実施例について、図面を参
照しながら説明する。なお、従来例と同様の作用効果を
奏するものには同一の符号を付してその説明を省略す
る。

【００２３】図１は本発明の第１の実施例を示す周波数
シンセサイザーのブロック図である。図１において、位
相同期ループ回路１７は固定の周波数の信号を発生す
る。分周器１６は電圧制御発振器２の出力をあらかじめ
決められた数で分周する。ディジタルダイレクト発振シ
ンセサイザー１８は外部より入力された周波数設定デー
タに対応する周波数の信号を発生する。ミキサー１９は
位相同期ループ回路１７の出力信号とディジタルダイレ
クト発振シンセサイザー１８の出力が入力され、それぞ
れの周数の和と差の信号を生成し出力する。バンドパス
フィルタ２０はミキサー１９の出力より希望する周波数
帯の信号成分を取り出し出力する。

【００２４】以上のように構成された本実施例の周波数
シンセサイザーについて以下にその動作を説明する。従
来例と同様な動作原理で、位相同期ループ回路１７では
電圧制御発振器２の制御端子Ｔをコントロールすること
により基準周波数発振器１の周波数と分周器１６の分周
数で決められる固定の周波数の信号を発生し、ディジタ
ルダイレクト発振シンセサイザー１８では周波数設定デ
ータに基づき正弦波の瞬時値のデータが記憶されたメモ
リ９のアクセスを行い、Ｄ／Ａ８に出力することにより
周波数設定データに対応した周波数の信号を発生する。
ミキサー１９はトランスとダイオードから構成されるダ
ブルバランスドミキサーにより構成され、位相同期ルー
プ回路１７からの出力信号の周波数をｆ_１、ディジタル
ダイレクト発振シンセサイザー１８からの出力信号の周
波数をｆ_２とすると、ｆ_１＋ｆ_２の周波数成分を持つ信
号と、ｆ_１−ｆ_２の周波数成分を持つ信号とを出力す
る。これらの信号はバンドパスフィルタ２０に入力さ
れ、ｆ_１＋ｆ_２の周波数成分を持つ信号と、ｆ_１−ｆ_２
の周波数成分を持つ信号の内、希望する１つの信号のみ
が出力される。

【００２５】図２は本発明の周波数シンセサイザーの周
波数配置の一例を示す。本例では、位相同期ループ回路
１７の出力周波数ｆ_１は１．６ＧＨｚの固定であり、デ
ィジタルダイレクト発振シンセサイザー１８の出力周波
数ｆ_２は１００ＭＨｚ〜２００ＭＨｚとした。このと
き、ミキサー１９の出力の周波数は、１．４ＧＨｚ〜
１．５ＧＨｚの信号と１．７ＧＨｚ〜１．８ＧＨｚの信
号が出力される。バンドパスフィルタ２０の通過帯域を
１．４ＧＨｚ〜１．５ＧＨｚか１．７ＧＨｚ〜１．８Ｇ
Ｈｚのいずれかにすることにより、１つの信号を取り出
すことができる。

【００２６】図３は本発明の第２の実施例を示す周波数
シンセサイザーのブロック図である。図３において、位
相周期ループ回路１７は固定の周波数の信号を発生す
る。ディジタルダイレクト発振シンセサイザー１８は外
部より入力された周波数設定データに対応する周波数の
信号を発生する。クロック発生器２１は入力された信号
を逓倍、分周、増幅などを行い、ディジタルダイレクト
発振シンセサイザー１８の動作タイミングを決めるクロ
ック信号を生成する。ミキサー１９は位相同期ループ回
路１７の出力信号とディジタルダイレクト発振シンサセ
イザー１８の出力が入力され、それぞれの周波数の和と
差の信号を生成し出力する。バンドパスフィルタ２０は
ミキサー１９の出力より希望する周波数帯の信号成分を
取り出し出力する。

【００２７】以上のように構成された本実施例の周波数
シンセサイザーについて以下にその動作を説明する。位
相同期ループ回路１７では、第１の実施例の周波数シン
セサイザーと同様に、電圧制御発振器２の制御端子Ｔを
コントロールすることにより基準周波数発振器１の周波
数と分周器１６の分周数で決められる固定の周波数の信
号を発生し出力する。この位相同期ループ回路１７の出
力の一部はクロック生成器２１に入力される。クロック
生成器２１では入力された信号を増幅し、逓倍、分周す
るなどして、制御部１０のクロックとして適合するレベ
ル、周期をもつクロック信号を発生し、制御部１０に出
力する。ディジタルダイレクト発振シンセサイザー１８
では、第１の実施例の周波数シンセサイザーと同様に、
周波数設定データに基づき正弦波の瞬時値のデータが記
憶されたメモリ９のアクセスを行い、Ｄ／Ａ８に出力す
ることにより周波数設定データに対応した周波数の信号
を発生する。ただし、このとき、動作のタイミングを決
めるクロック信号は、位相同期ループ回路１７の出力信
号を基に作られたクロック生成器２１の出力を用いる。
ミキサー１９およびバンドパスフィルタ２０の動作は、
第１の実施例の周波数シンセサイザーと同様に、位相同
期ループ回路１７からの出力信号とディジタルダイレク
ト発振シンセサイザー１８からの出力信号の周波数の和
と差の周波数を持つ信号を生成し、希望する１つの信号
のみを出力する。

【００２８】図４は本発明の第３の実施例を示す周波数
シンセサイザーのブロック図である。図４において、位
相同期ループ回路１７は固定の周波数の信号を発生す
る。ディジタルダイレクト発振シンセサイザー１８は外
部より入力された周波数設定データに対応する周波数の
信号を発生する。クロック発生器２１は入力された信号
を逓倍、分周、増幅などを行い、ディジタルダイレクト
発振シンセサイザー１８の動作タイミングを決めるクロ
ック信号を生成する。ミキサー１９は位相同期ループ回
路１７の出力信号とディジタルダイレクト発振シンセサ
イザー１８の出力が入力され、それぞれの周波数の和と
差の信号を生成し出力する。バンドパスフィルタ２０
は、ミキサーの出力より、希望する周波数帯の信号成分
を取り出し出力する。

【００２９】以上のように構成された本実施例の周波数
シンセサイザーについて以下にその動作を説明する。位
相同期ループ回路１７では、第１の実施例の周波数シン
セサイザーと同様に、電圧制御発振器２の制御端子Ｔを
コントロールすることにより基準周波数発振器１の周波
数と分周器１６の分周数で決められる固定の周波数の信
号を発生し出力する。この位相同期ループ回路１７の分
周器１６の出力の一部はクロック生成器２１に入力され
る。クロック生成器２１では、入力された信号を増幅
し、逓倍、分周するなどして、制御部１０のクロックと
して適合するレベル、周期をもつクロック信号を発生
し、制御部１０に出力する。ディジタルダイレクト発振
シンセサイザー１８では、第１の実施例の周波数シンセ
サイザーと同様に、周波数設定データに基づき正弦波の
瞬時値のデータが記憶されたメモリ９のアクセスを行
い、Ｄ／Ａ８に出力することにより周波数設定データに
対応した周波数の信号を発生する。ただし、このとき、
動作のタイミングを決めるクロック信号は、位相同期ル
ープ回路１７の出力信号を基に作られたクロック生成器
２１の出力を用いる。ミキサー１９およびバンドパスフ
ィルタ２０の動作は、第１の実施例の周波数シンセサイ
ザーと同様に、位相同期ループ回路１７からの出力信号
とディジタルダイレクト発振シンセサイザー１８からの
出力信号の周波数の和と差の周波数を持つ信号を生成
し、希望する１つの信号のみを出力する。

【００３０】図５は本発明の第４の実施例を示す周波数
シンセサイザーのブロック図である。図５において、位
相同期ループ回路１７は固定の周波数の信号を発生す
る。ディジタルダイレクト発振シンセサイザー１８は外
部より入力された周波数設定データに対応する周波数の
信号を発生する。クロック発生器２１は入力された信号
を逓倍、分周、増幅など行い、ディジタルダイレクト発
振シンセサイザー１８の動作タイミングを決めるクロッ
ク信号を生成する。ミキサー１９は位相同期ループ回路
１７の出力信号とディジタルダイレクト発振シンセサイ
ザー１８の出力が入力され、それぞれの周波数の和と差
の信号を生成し出力する。バンドパスフィルタ２０は、
ミキサーの出力より、希望する周波数帯の信号成分を取
り出し出力する。

【００３１】以上のように構成された本実施例の周波数
シンセサイザーについて以下にその動作を説明する。位
相同期ループ回路１７では、第１の実施例の周波数シン
セサイザーと同様に、電圧制御発振器２の制御端子Ｔを
コントロールすることにより基準周数発振器１の周波数
と分周器１６の分周数で決められる固定の周波数の信号
を発生し出力する。この位相同期ループ回路１７の基準
周波数発振器１の出力の一部はクロック生成器２１に入
力される。クロック生成器２１では、入力された信号を
増幅し、逓倍、分周するなどして、制御部１０のクロッ
クとして適合するレベル、周期をもつクロック信号を発
生し、制御部１０に出力する。ディジタルダイレクト発
振シンセサイザー１８では、第１の実施例の周波数シン
セサイザーと同様に、周波数設定データに基づき正弦波
の瞬時値のデータが記憶されたメモリ９のアクセスを行
い、Ｄ／Ａ８に出力することにより周波数設定データに
対応した周波数の信号を発生する。ただし、このとき、
動作のタイミングを決めるクロック信号は、位相同期ル
ープ回路１７の出力信号を基に作られたクロック生成器
２１の出力を用いる。ミキサー１９およびバンドパスフ
ィルタ２０の動作は、第１の実施例の周波数シンセサイ
ザーと同様に、位相同期ループ回路１７からの出力信号
とディジタルダイレクト発振シンセサイザー１８からの
出力信号の周波数の和と差の周波数を持つ信号を生成
し、希望する１つの信号のみを出力する。

【００３２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、固定の周
波数の高周波を出力する位相同期ループ回路の出力と、
周波数を高速に切り換えることができるディジタルダイ
レクト発振器の出力をミキサーにより混合し、フィルタ
によって取り出すことにより、従来のディジタルダイレ
クト発振器を利用した周波数シンセサイザーに比べ、よ
り高周波の出力が可能となる。また、ディジタルダイレ
クト発振器へのデータ書き込みの時間のみで周波数の切
換が可能であるため、従来の位相同期ループ回路を用い
た周波数シンセサイザーに比べ、位相比較器の出力特性
や、ループフィルタの時定数に無関係に、周波数の切換
時間を著しく短縮することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例における周波数シンセサ
イザーのブロック図

【図２】同第１の実施例の周波数シンセサイザーにおけ
る周波数配置の一例を示す周波数配置図

【図３】本発明の第２の実施例における周波数シンセサ
イザーのブロック図

【図４】本発明の第３の実施例における周波数シンセサ
イザーのブロック図

【図５】本発明の第４の実施例における周波数シンセサ
イザーのブロック図

【図６】従来の位相同期ループ回路を用いた周波数シン
セサイザーの構成例を示すブロック図

【図７】図６の位相同期ループ回路の位相比較器におい
て、可変分周器から入力された周波数が基準周波数信号
発生器から入力された周波数に比べ低い場合の各波形の
タイミング図

【図８】図６の位相同期ループ回路の位相比較器におい
て、可変分周器から入力された周波数が基準周波数信号
発生器から入力された周波数に比べ高い場合の各波形の
タイミング図

【図９】位相同期ループ回路の電圧制御発振器の制御端
子電圧に対する出力周波数の関係を示す図

【図10】図６の位相同期ループ回路の電圧制御発振器に
おける制御端子電圧の時間変化を説明する波形図

【図11】従来の位相同期ループ回路を用いた周波数シン
セサイザーの他の構成例を示すブロック図

【図12】従来のディジタルダイレクト発振器を用いた周
波数シンセサイザーの構成例を示すブロック図

【図13】図１２のディジタルダイレクト発振器を用いた
周波数シンセサイザーの制御部の詳細な構成例を示すブ
ロック図

【図14】従来のディジタルダイレクト発振の周波数シン
セサイザーの各部波形のタイミング図

【符号の説明】

１ 基準周波数発振器 ２ 電圧制御発振器 ４ 位相比較器 ５ ループフィルタ ８ ディジタルアナログコンバータ（Ｄ／Ａ） ９ メモリ １０ 制御部 １１ クロック発生回路 １６ 分周器 １７ 位相同期ループ回路 １８ ディジタルダイレクト発振シンセサイザー １９ ミキサー ２０ バンドパスフィルタ ２１ クロック生成器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−67969（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−24633（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−50649（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−216529（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−264919（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−53927（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−84960（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−82407（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−147807（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03L 7/16 H03B 28/00

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電圧制御発振手段の出力を分周手段によっ
   て分周し、分周手段の出力と基準周波数発振器の出力を
   比較してその位相差に応じた信号を発生し、この位相差
   信号を平滑して前記電圧制御発振手段へ制御電圧として
   与えることによって発振する位相同期ループ回路を有
   し、 前記位相同期ループ回路により得た信号を基にクロック
   信号を生成し出力するクロック生成手段と、 正弦波の瞬時値のデータがあらかじめ決められた順番で
   記憶されている記憶手段と、 入力されたデータにしたがった電圧を出力するディジタ
   ルアナログ変換手段と、前記クロック生成手段から出力
   されるクロック信号に同期して外部から入力された周波
   数設定データにしたがって前記記憶手段に記憶されたデ
   ータを前記ディジタルアナログ変換手段に出力する制御
   部と、 前記ディジタルアナログ変換手段と前記位相同期ループ
   回路の出力とが入力されそれぞれの入力の周波数の和と
   差の周波数成分を有する信号を出力する周波数変換手段
   と、 前記周波数変換手段の出力が入力され入力信号の中であ
   らかじめ決められた周波数成分の信号のみを出力するフ
   ィルタ手段とを備え、 前記制御部は、外部から入力された周波数設定データに
   応じて前記記憶手段のデータを前記クロック生成手段か
   ら入力されたクロック信号に同期して前記ディジタルア
   ナログ変換手段に入力するように制御し、前記ディジタ
   ルアナログ変換手段より出力される正弦波の出力周波数
   と前記位相同期ループ回路の出力周波数の和または差の
   周波数の信号を出力するように構成したことを特徴とす
   る周波数シンセサイザー。
2. 【請求項２】クロック生成手段は、位相同期ループ回路
   内の分周手段より得た信号を基にクロック信号を生成し
   出力することを特徴とする請求項１記載の周波数シンセ
   サイザー。
3. 【請求項３】クロック生成手段は、位相同期ループ回路
   内の電圧制御発振手段より得た信号を基にクロック信号
   を生成し出力することを特徴とする請求項１記載の周波
   数シンセサイザー。
4. 【請求項４】入力される制御電圧に応じた周波数で発振
   し出力する電圧制御発振手段、前記電圧制御発振手段の
   出力を分周する分周手段、基準周波数で発振する基準周
   波数発振器、前記分周手段の出力と前記基準周波数発振
   器の出力を比較してその位相差に応じた出力を発生する
   位相比較手段、前記位相比較手段から出力される位相差
   信号を平滑し前記電圧制御発振手段へ制御電圧として伝
   えるループフィルタを備えた位相同期ループ回路を有
   し、 前記基準周波数発振手段の出力の一部が入力され必要に
   応じて入力信号をあらかじめ決められた増幅、分周、逓
   倍を行いクロック信号を生成し出力するクロック生成手
   段と、 正弦波の瞬時値のデータがあらかじめ決められた順番で
   記憶されている記憶手段と、 入力されたデータにしたがった電圧を出力するディジタ
   ルアナログ変換手段と、クロック信号の入力端子を有し
   前記クロック生成手段から出力されるクロック信号に同
   期して外部から入力された周波数設定データにしたがっ
   て前記記憶手段に記憶されたデータを前記ディジタルア
   ナログ変換手段に出力する制御部と、 前記ディジタルアナログ変換手段と前記電圧制御発振手
   段の出力とが入力されそれぞれの入力の周波数の和と差
   の周波数成分を有する信号を出力する周波数変換手段
   と、 前記周波数変換手段の出力が入力され入力信号の中であ
   らかじめ決められた周波数成分の信号のみを出力するフ
   ィルタ手段とを備え、 前記制御部にて、前記記憶手段のデータを、外部から入
   力された周波数設定データに対応してあらかじめ決めら
   れた順序で、前記基準周波数発振手段から入力された信
   号を基に生成されたクロック信号に同期して、前記ディ
   ジタルアナログ変換手段に入力するように制御し、前記
   ディジタルアナログ変換手段にて正弦波を 生成し、前記
   ディジタルアナログ変換手段より出力される正弦波の出
   力周波数と前記電圧制御発振手段の出力周波数の和また
   は差の周波数の信号を出力するように構成したことを特
   徴とする周波数シンセサイザー。