JP3187454B2 - Charging circuit - Google Patents

Charging circuit

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JP3187454B2
JP3187454B2 JP16484891A JP16484891A JP3187454B2 JP 3187454 B2 JP3187454 B2 JP 3187454B2 JP 16484891 A JP16484891 A JP 16484891A JP 16484891 A JP16484891 A JP 16484891A JP 3187454 B2 JP3187454 B2 JP 3187454B2
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豊勝 岡本
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【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【産業上の利用分野】本発明は、蓄電池等を充電する充電回路に係り、特に微小電流から大電流まで定電流で充電し得る充電回路に関する。 The present invention relates to relates to a charging circuit for charging the storage battery and the like, relates to a charging circuit capable of charging in particular a constant current from the minute current to a large current.

【0002】 [0002]

【従来の技術】図4は従来の充電回路を示す回路図で、 BACKGROUND ART FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional charging circuit,
図5はタイムチャートである。 FIG. 5 is a time chart. 従来の充電回路は、交流電源1を整流してスイッチング用トランスTに導くとともに、該トランスTの1次コイルに直列接続されたスイッチング素子3を高速でオンオフ切換制御して2次コイルに交流出力を誘起させ、かかる2次交流出力を整流平滑して充電電流として蓄電池Bへ供給するようにしたものである。 Conventional charging circuit, and guides to the transformer T for switching by rectifying an AC power source 1, AC output switching element 3 connected in series to the primary coil of the transformer T to the on-off switching control to a secondary coil at a high speed It was induced, in which then supplied to the battery B such secondary AC output as the rectifying smoothing to the charging current. また、該充電電流供給ラインに直列に接続された検出抵抗R1の両端電圧を取り込んで、該両端電圧に応じたフィードバック出力を増幅生成して1次側にフィードバックするオペアンプOP及びフォトカプラPC Further, it takes in the voltage across the detection resistor R1 connected in series to the charging current supply line, the operational amplifier OP and the photo is fed back to the primary side by amplifying generates a feedback output corresponding to the both end voltage coupler PC
1を備え、該フォトカプラPC1の出力を受けてPWM Comprises a 1, PWM receives the output of the photocoupler PC1
制御回路8はスイッチング素子3へのスイッチングパルスのオンデューティを調節し、これによりトランスTからの出力電流を定電流制御するようになっている。 The control circuit 8 is adapted to adjust the on-duty of the switching pulse to the switching element 3, thereby the constant current control of the output current from the transformer T.

【0003】更に、蓄電池Bの温度を検出する温度センサ5からの測定温度は電池温度検出回路6で検知され、 [0003] Further, the measured temperature from the temperature sensor 5 for detecting the temperature of the battery B is detected by the battery temperature detecting circuit 6,
マイコン7に取り込まれるようになっている。 It is adapted to be taken into the microcomputer 7. マイコン7は、充電中はオペアンプOP,フォトカプラPC1を動作させて充電制御を行い、温度センサ5からの測定温度に基づいて行われるΔT制御により満充電と判断されると、フォトカプラPC2を動作させ、所要の微小電流(末期電流)に切り換えて蓄電池Bに供給するようにしている。 Microcomputer 7, the charging performs the charging control by the operational amplifier OP, to operate the photocoupler PC1, it is determined that the full charge by ΔT control performed based on the measured temperature from the temperature sensor 5, the operation of the photocoupler PC2 It is, and then supplied to the battery B is switched to the required minute current (the end current).

【0004】かかる末期電流は、満充電後の補充電のため、また長期間放置状態にある不活性の電池に対する通常充電前における長時間充電による電池の活性化のために用いられる。 [0004] Such end current for supplementary charging after full charge, also commonly used for the activation of the battery due to long-term charge before charging the battery inert in the long term standing state. そこで、マイコン7はフォトカプラPC Thus, the microcomputer 7 photo coupler PC
2に所定の制御信号を送出し、スイッチング素子を所定のオンデューティで作動させることで、所要時に末期電流を生成し、供給するようにしている。 2 sends a predetermined control signal, by operating the switching element at a predetermined on-duty to generate end-stage current when required, are to be supplied. この末期電流は、0.1C〜0.2C程度に設定され、例えば120 The end current is set to about 0.1C~0.2C, for example 120
0mAhの電池の場合には、1200×0.1〜0.2 In the case of a battery of 0mAh is, 1200 × 0.1~0.2
=120〜240mAhとなる。 = The 120~240mAh.

【0005】一方、図6はフォトカプラ1個で充電電流ないし微小電流のいずれも定電流制御せんとする従来の充電回路の要部回路図である。 On the other hand, FIG. 6 is a partial circuit diagram of a conventional charging circuit either to St. constant current control of the charging current to a small current by one photocoupler. すなわち、図6では、充電期間中はトランジスタQ1をオフにして抵抗R21のみの抵抗値でオペアンプのゲインを設定させて充電電流を定電流制御し、微小電流供給時は、逆にトランジスタQ1をオンさせて抵抗R21とR22との並列合成抵抗値を低下させることによりオペアンプOP1のゲインを高くして微小電流にするとともに、定電流制御するようにしている。 On other words, in FIG. 6, during the charging period constant current controls the charging current by setting the gain of the operational amplifier by a resistance value of only the resistor R21 to turn off the transistor Q1, during a minute current supply is reversed transistor Q1 with by increasing the gain of the operational amplifier OP1 to a minute current by lowering the parallel combined resistance of the resistors R21 and R22 by, so that a constant current control.

【0006】 [0006]

【発明が解決しようとする課題】図4に示す従来の充電回路においては、2次側の充電制御回路部のグランドをトランスTの2次コイル側にしているため、すなわち充電電流の大小により検出抵抗R1の両端電圧が変わってマイコン7のグランドと温度センサ5のグランドとが変化するため、マイコン7に入力される信号が変化し、誤差を生じるという問題がある。 In [0008] Conventional charging circuit shown in FIG. 4, since the ground of the charge control circuit section of the secondary side to the secondary coil side of the transformer T, i.e. detecting the magnitude of the charging current since the voltage across the resistor R1 is changed and the ground of the ground and the temperature sensor 5 of the microcomputer 7 changes, the signal to be input is changed to the microcomputer 7, there is a problem that cause errors.

【0007】また、末期電流供給時に電池電圧の検知や末期電流をフィードバック制御することなく、スイッチング素子を所定のオンデューティで作動させてPWM制御回路8から一定のパルスデューティのパルスを供給するようにしているので、電池電圧の大小により電流値が大きく変動してしまう。 Further, without the feedback control of the detection and the end current of the battery voltage during the end current supply, by operating the switching element at a predetermined on-duty so as to supply a pulse of a constant pulse duty from the PWM control circuit 8 since it is, the current value greatly varies depending on the magnitude of the battery voltage. このため、例えば、汎用的なユニバーサル充電器において、図5に示すように、電池本数が2本の組電池がセットされている場合には0.2C Thus, for example, in a generic universal charger, as shown in FIG. 5, 0.2 C if the number of batteries are two of the assembled battery is set
以上の電流が流れ、一方、電池本数が10本の組電池がセットされている場合には0.1C以下の電流となってしまい、これでは前記補充電や電池の活性化が達成出来ないことになる。 More current flows, on the other hand, if the number of batteries is set ten assembled battery becomes less than the current 0.1 C, which by the auxiliary charge and the activation of the battery can not be achieved become.

【0008】更に、末期電流をフィードバック制御する図6の充電回路においては、検出抵抗R1の充電電流による損失を抑制し、また検出抵抗R1の発熱に伴って電流量が変化する(温度特性)ことによる定電流制御特性の低下を抑制すべく、通常10mΩ程度の低抵抗が使用されるため、例えば末期電流を120mAhとするとき検出抵抗R1の両端電圧は120mAh×10mΩ= Furthermore, in the charging circuit of Figure 6 for feedback control of the end-stage current suppressing loss due to charging current detecting resistor R1, also the amount of current changes with the heat generation of the detection resistor R1 (temperature characteristics) that in order to suppress reduction of the constant current control characteristics by, since the low resistance of usually about 10 m [Omega is used, for example, the voltage across the detection resistor R1 when the end current and 120mAh is 120mAh × 10 m [Omega =
1.2mVといった微小電圧となる。 A small voltage such as 1.2mV. すなわち、かかる微小電圧を扱うために、オペアンプOP1のゲインを切り換えるトランジスタQ1のV CEsat等の影響や上記温度特性の影響により数mVの変動でも供給電流出力が大きく変動してしまい、これでは末期電流の制御は極めて困難となる。 That is, in order to deal with such a small voltage, fluctuates also supply current output is large in variation of a few mV by the influence of impact and the temperature characteristics such as V CEsat of transistor Q1 for switching the gain of the operational amplifier OP1, which in the end current control is extremely difficult.

【0009】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、 [0009] The present invention has been made in view of the above,
第1のオペアンプと、第2のオペアンプを2段構成とし、該第2のオペアンプのゲインを切り換えるようにして、微小電流から大電流まで精度良く定電流制御し得る充電回路を提供することを目的とする。 The purpose of the first operational amplifier, a second operational amplifier and a two-stage configuration, so as to switch the gain of the second operational amplifier, to provide a charging circuit capable of accurately constant current control from the minute current to a large current to.

【0010】 [0010]

【課題を解決するための手段】本発明は、2次側充電電流を検出し、該充電電流に応じた制御信号を1次側に帰還してスイッチング素子のオンおよび/またはオフデューティを調整することにより定電流制御を行うインバータ方式の充電回路であって、充電電流供給ラインに直列接続された検出抵抗と、該検出抵抗の両端電圧を増幅する第1のオペアンプと、該第1のオペアンプ出力を増幅する第2のオペアンプと、該第2のオペアンプのゲインを切り換えるゲイン切換手段とを備え、前記検出抵抗は充電電流供給ラインの帰路に直列接続されるとともに、 Means for Solving the Problems The present invention detects the secondary charge current, to adjust the on and / or off-duty of the switching element by feeding back the control signal corresponding to the charging current to the primary side the charging circuit of the inverter system that performs constant current control by a detection resistor connected in series to the charging current supply line, a first operational amplifier for amplifying a voltage across the detection resistor, the first operational amplifier output a second operational amplifier for amplifying a, and a gain switching means for switching a gain of the second operational amplifier, together with the detection resistor connected in series to return the charging current supply line,
前記第1のオペアンプは反転増幅用とし、前記第2のオペアンプは非反転増幅用とし、前記検出抵抗の両端電圧を負極性で抽出して前記第1のオペアンプに導くようにしたものである。 The first operational amplifier is the inverting amplifier, the second operational amplifier is set to a non-inverting amplification, by extracting the voltage across the sensing resistor with a negative polarity is obtained by the guided to the first operational amplifier.

【0011】本発明によれば、充電電流供給ラインに直列接続された検出抵抗の両端電圧が第1のオペアンプに入力されて増幅される。 According to the present invention, the voltage across the series-connected sense resistor charging current supply line is amplified is input to the first operational amplifier. 更に、第1のオペアンプ出力は第2のオペアンプに入力されて増幅される。 Further, the first operational amplifier output is amplified is input to the second operational amplifier. そして、第2のオペアンプからの出力は1次側に帰還され、その帰還量に応じてスイッチング素子のオンおよび/オフデューティが調整され、これにより定電流制御が行われる。 The output from the second operational amplifier is fed back to the primary side, on and / off duty of the switching element is adjusted in accordance with the feedback amount, thereby the constant current control is performed.

【0012】また、第2のオペアンプはゲイン切換手段からの切換信号によりそのゲインが切り換えられる。 Further, the second operational amplifier its gain is switched by the switching signal from the gain switching means. このとき、第2のオペアンプへの入力信号は第1のオペアンプで増幅された信号であるのでそのレベルは大きく、 In this case, the input signal to the second operational amplifier is that level is large since the signal amplified by the first operational amplifier,
従ってゲイン切換手段に微小電圧の変動が生じても、その変動に対する上記増幅信号の変動は略無視される。 Thus even if variations in the minute voltage gain switching unit occurs, variations in the amplified signal for that variation is substantially negligible.

【0013】また、検出抵抗の両端電圧が負極性で反転増幅用のオペアンプの入力端に入力され、反転増幅されて第2の非反転増幅用のオペアンプの入力端に入力されて増幅される。 Further, the voltage across the sense resistor is inputted to the input terminal of the operational amplifier for inverting amplifier with a negative polarity, is amplified is input to the input terminal of the operational amplifier of the second non-inverting amplifier is inverted and amplified. そして、第2のオペアンプの出力信号が1次側に帰還されて定電流制御が行われる。 Then, the constant current control is performed the output signal of the second operational amplifier is fed back to the primary side. このとき、 At this time,
検出抵抗は充電電流供給ラインの帰路に直列接続されているので、充電電流供給ラインの出力端が2次側の制御回路のグランドとなるので、検出抵抗の両端電圧により電位差が生じることがなくなる。 Since the detection resistor is connected in series with return of the charging current supply line, since the output terminal of the charging current supply lines at the ground of the control circuit on the secondary side, there is no a potential difference by the voltage across the sense resistor occurs.

【0014】 [0014]

【実施例】図1は本発明に係る充電回路の一例を示す回路図である。 DETAILED DESCRIPTION FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a charging circuit according to the present invention. 図1において、1は商用電源等の交流電源、2は整流用のダイオードブリッジ、C1は整流された電流を平滑するためのコンデンサである。 In Figure 1, 1 is an AC power supply such as a commercial power source, 2 is a diode bridge for rectification, C1 is a capacitor for smoothing the current rectified. Tはスイッチング用トランスで、一次コイルL1には直列にスイッチング素子3が接続されている。 T is the switching transformer, switching element 3 is connected in series to the primary coil L1. 4はダイオード、抵抗及びコンデンサからなるノイズ除去のためのスナバ回路である。 4 is a snubber circuit for removing noise consisting of diodes, resistors and capacitors.

【0015】トランスTの2次コイルL2には誘起された交流2次出力を整流するダイオードD1,D2及び平滑用のチョークコイルLc、コンデンサC2が接続され、かかる回路により整流平滑された充電電流が生成されるようになっている。 [0015] The diode D1 in the secondary coil L2 of the transformer T for rectifying the induced alternating secondary output, D2 and the choke coil Lc of the smoothing capacitor C2 is connected, rectified smoothed charging current by such circuit It is generated. Bは充電電流供給ラインの出力端P(+),P(−)間に接続される充電用の蓄電池で、この充電電流供給ラインの帰路には充電電流を電圧に変換して検出する検出抵抗R1が直列に介在されている。 Output P of B charging current supply line (+), P (-) in battery for charging connected between the detection resistor for return of the charging current supply line for detecting and converting the charging current to voltage R1 is interposed in series.

【0016】充電制御のための2次側制御回路部は、O The secondary-side control circuit section for charging control, O
P1,OP2、温度センサ5、電池温度検出回路6及びマイコン7等から構成されている。 P1, OP2, the temperature sensor 5, and a battery temperature detecting circuit 6 and the microcomputer 7 and the like. そして、検出抵抗R Then, the detection resistor R
1の正極側、すなわち出力端P(−)が該2次側制御回路部のグランドとなるようにされている。 1 the positive electrode side, that is, the output terminal P (-) is such that the ground of the secondary-side control circuit unit.

【0017】OP1は検出抵抗R1の両端電圧を2次コイル側、すなわち負極性で反転入力端子に取り込んで、 [0017] OP1 is secondary coil voltage across the detection resistor R1, i.e. incorporated into the inverting input terminal with a negative polarity,
該両端電圧を反転増幅して出力するオペアンプで、非反転入力端子はオペアンプOP1のオフセット電圧を打ち消すためのバイアスを印加する分圧抵抗R3,R4の中点に接続されている。 An operational amplifier for outputting the both-end voltage by inverting amplification, a non-inverting input terminal is connected to the voltage dividing resistors R3, R4 midpoint of applying a bias for canceling the offset voltage of the operational amplifier OP1. これは、例えば末期電流が120 This, for example, the end current 120
mAとし、検出抵抗R1の抵抗値を10mΩとしたときの両端電圧は、1.2mVという微小電圧になり、この電圧をそのままオペアンプOP1に入力すると、オペアンプのオフセット電圧は最大で7mV程度あるために、 And mA, the voltage across when the 10mΩ resistance value of the detection resistor R1 becomes very small voltage of 1.2 mV, if you enter the voltage directly to the operational amplifier OP1, for the offset voltage of the operational amplifier have a degree 7mV the maximum ,
オペアンプOP1に出力電圧が発生せず制御不可能になるのを防止するためである。 Is to prevent the output voltage to the operational amplifier OP1 becomes uncontrollable not occur. 抵抗R5,R6はオペアンプOP1のゲインを決定するための抵抗で、C3は弛緩用である。 Resistors R5, R6 in the resistor for determining the gain of the operational amplifier OP1, C3 is for relaxation.

【0018】OP2は非反転増幅を行うオペアンプで、 [0018] OP2 is an operational amplifier which performs non-inverting amplifier,
オペアンプOP1からの反転増幅出力が非反転入力端子に入力され、該出力を増幅して出力するものである。 Inverted amplified output from the operational amplifier OP1 is input to the non-inverting input terminal, and outputs amplifies the output. このように、オペアンプOP1とオペアンプOP2は2段構成とされている。 Thus, the operational amplifier OP1 and the operational amplifier OP2 is a two-stage configuration.

【0019】R10,R20及びR2はオペアンプOP [0019] R10, the R20 and R2 operational amplifier OP
2のゲインを決定するための抵抗で、この内、抵抗R2 A resistor for determining the second gain, among this, the resistor R2
はその他端がマイコン7の出力端P1に接続され、トランジスタQ1を介してグランドに接続される、いわゆるオープンコレクタになっている。 The other end is connected to the output terminal P1 of the microcomputer 7, is connected to the ground via the transistor Q1, and a so-called open collector. このトランジスタQ1 The transistor Q1
のオン,オフ切り換えはマイコン7で制御されるようになっている。 ON, OFF switching is adapted to be controlled by the microcomputer 7. すなわち、トランジスタQ1がオフになってマイコン7の出力端P1からハイ信号(H)が出力されている間は、抵抗R20のみの抵抗値によりゲインが設定されて通常の充電電流が定電流制御され、トランジスタQ1がオンして出力端P1からロウ信号(L)が出力されている間は、抵抗R2,R20の並列合成抵抗値により高ゲインに設定されてスイッチング素子3のオンデューティを絞り込んで末期電流にするとともに、定電流制御されるようになっている。 That is, while the transistor Q1 is a high signal from the output terminal P1 of the microcomputer 7 is off (H) is output, the gain is set the normal charge current is constant current controlled by the resistance value of only the resistor R20 , while the row signal from the output terminal P1 transistor Q1 is turned on (L) is output by the parallel combined resistance value of the resistor R2, R20 are set to a high gain narrow down the on-duty of the switching element 3 end as well as the current, and is a constant current control. この場合、オペアンプOP2は1段目のオペアンプOP1で増幅された数十m In this case, the operational amplifier OP2 is several tens m amplified in the first stage of the operational amplifier OP1
Vが入力されている。 V is input. 従って、該オペアンプOP2のゲイン切り換えのためのトランジスタQ1によるV CEsat Therefore, V CEsat by transistor Q1 for gain switching of the operational amplifier OP2
等の影響や温度特性による電圧変動は、例えば数mV程度と上記信号レベルに比してかなり小さいので、オペアンプOP2の出力がその変動の影響を受けることはなくなる。 Voltage fluctuation due and temperature characteristics etc., so for example much smaller than the number mV about and the signal level, the output of the operational amplifier OP2 will not be affected by the change.

【0020】PC1は発光ダイオードとフォトトランジスタとから構成されるフォトカプラで、オペアンプOP [0020] PC1 in the photo-coupler consists of a light-emitting diode and a photo transistor, the operational amplifier OP
2の出力を1次側に帰還するものである。 It is intended to return the second output to the primary side.

【0021】8はスイッチング素子3に定周期のスイッチングパルスを送出するとともに、上記フォトカプラP [0021] 8 sends out a switching pulse of a constant period to the switching element 3, the photocoupler P
C1からの電流信号レベルに応じて、該スイッチングパルスのパルスデューティを可変し、トランスTからの2 According to the current signal level from C1, it varies the pulse duty of the switching pulses, 2 from the transformer T
次出力電流を定電流制御するPWM制御回路である。 The following output current is PWM control circuit for constant current control. このPWM制御回路8は、フォトカプラPC1からの電流信号レベルに応じてスイッチングパルスのオンデューティ及び/またはオフデューティを切換変更し得るように設計されている。 The PWM control circuit 8 is designed to on-duty and / or off-duty of the switching pulse so as to switch and change in response to the current signal level from the photo-coupler PC1.

【0022】5は蓄電池Bに接触あるいは近接して、例えば一体的に配設されているサーミスタ等の温度センサで、蓄電池Bの発熱温度を測定するものである。 [0022] 5 in contact with or in close proximity to the battery B, for example, a temperature sensor such as a thermistor which is integrally provided, is to measure the heat generation temperature of the battery B. 温度センサ5の測定温度は温度検知回路6で電気信号として検知され、マイコン7に取り込まれるようになっている。 Measured temperature of the temperature sensor 5 is detected as an electrical signal by the temperature detecting circuit 6 is adapted to be taken into the microcomputer 7.
マイコン7は、充電制御のためのプログラムを記憶したROMや単位時間当りの温度上昇を計算する計算手段等を備えており、検出温度データから後述の充電制御を行うものである。 The microcomputer 7 includes a computing means or the like for calculating the temperature rise per ROM and unit time that stores a program for charging control, and performs charging control described below from the detected temperature data. また、マイコン7は単位時間当りの温度上昇値が制御ΔT値に達すると満充電と判断して出力端P1の出力レベルを切り換えるようにしている。 Further, the microcomputer 7 so that it is determined that the full charge when the temperature rise value per unit time reaches the control ΔT value switching the output level of the output terminal P1.

【0023】なお、3次コイルL3,ダイオードD3及びコンデンサC4から構成される回路はPWM制御回路8に電源供給を行うための電源部である。 [0023] Incidentally, the tertiary coil L3, the circuit composed of the diode D3 and a capacitor C4 are power supply unit for supplying power to the PWM control circuit 8. R7は起動時にPWM制御回路8を正常動作させるための電源供給路に介在された電流制限用抵抗である。 R7 is has been a current limiting resistor interposed power supply path for proper operation of the PWM control circuit 8 at startup. また、4次コイルL4,ダイオードD4,コンデンサC5及び3端子レギュレータ9は前記した2次側制御回路部への電源供給を行うための電源部である。 Also, quaternary coil L4, a diode D4, capacitor C5 and 3-terminal regulator 9 is a power supply unit for supplying power to the secondary side control circuit unit described above.

【0024】図2は本発明に係る充電回路の充電制御動作のフローチャートを示し、この充電制御の動作を図3 [0024] Figure 2 shows a flow chart of charging control operation of the charging circuit according to the present invention, FIG. 3 the operation of the charge control
のタイムチャートを参照しながら説明する。 It will be described with reference to the time chart.

【0025】充電が開始されると、マイコン7の出力端P1からH信号が送出される(ステップS1)。 [0025] When charging begins, H signal is sent from the output terminal P1 of the microcomputer 7 (step S1). このH The H
信号によりオペアンプOP2は抵抗R10と抵抗R20 Signal by the resistor operational amplifier OP2 and resistors R10 R20
で決定されるゲインで定電流制御を行い、通常の充電電流I 1 (図3参照)が供給される。 A constant current control with a gain that is determined in the usual charging current I 1 (see FIG. 3) is supplied. また、マイコン7はΔT制御、すなわち温度センサ5からの測定温度から得られる単位時間当りの電池Bの温度上昇値を算出し、その値が制御ΔT値に達したかどうかを判断する(ステップS2)。 Further, the microcomputer 7 ΔT control, i.e. to calculate the temperature rise value of the battery B per unit time obtained from the measured temperature from the temperature sensor 5, it is determined whether the value has reached the control ΔT value (step S2 ). 充電が継続されて、前記単位時間当りの電池Bの温度上昇値が制御ΔT値に達すると(ステップS2 Charging is continued, and the temperature rise value of the battery B per unit time reaches the control ΔT value (step S2
でYES)、満充電と判断して、出力端P1をHレベルからLレベルに切り換える(ステップS3)。 In YES), it is determined that fully charged, it switches the output P1 from the H level to the L level (Step S3). このLレベルへの切り換えにより、充電電流は微小な末期電流I By switching to this L level, the charge current is very small end current I
2 (図3参照)に切り換えられ、この末期電流I 2が定電流制御される。 It switched to 2 (see FIG. 3), the end current I 2 is constant current control.

【0026】なお、上記フローチャートでは、満充電後の補充電としての末期電流の定電流制御を示したが、不活性電池の充電の際に、充電に先立ち微小電流を所定時間だけ定電流制御して供給し、電池の活性化を図るようにすることもできる。 [0026] In the above flowchart, although the constant current control of the last stage current as auxiliary charge after full charge, during the charge of the inactive cells, a small current only constant current control predetermined time prior to the charging supplying Te, it is also possible to make revitalize the battery. この場合、蓄電池Bの本数に関わらず、一定の微小電流を供給することができる。 In this case, regardless of the number of battery B, it is possible to supply a constant small current.

【0027】また、本実施例では、オペアンプのゲインを切り換えるために抵抗R2(およびトランジスタQ Further, in the present embodiment, the resistance in order to switch the gain of the operational amplifier R2 (and the transistor Q
1)のみを用いているが、マイコン7に複数の出力端P 1) it is used only, the plurality of output terminals P to the microcomputer 7
1,P2,……を設け、更に、抵抗R2(およびトランジスタQ1)と並列に複数個同様な抵抗回路をそれぞれ対応する出力端に接続することにより、複数種類の充電電流を容易に生成することができる。 1, P2, and ...... provided, further, by connecting the resistor R2 (and the transistor Q1) in parallel to a plurality similar resistance circuit to the corresponding output terminals, possible to easily generate a plurality of types of charging current can. なお、この場合、 It should be noted that, in this case,
各抵抗の値はそれぞれ所望の充電電流が得られるべく設定されている。 The value of each resistor are set to the desired charging current, respectively obtained.

【0028】 [0028]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、 As described in the foregoing, according to the present invention,
充電電流供給ラインに直列に介在された検出抵抗の両端電圧を増幅する第1のオペアンプと、該第1のオペアンプ出力を増幅する第2のオペアンプとを2段構成とし、 And a first operational amplifier for amplifying a voltage across the detection resistor interposed in series, and a second operational amplifier for amplifying an operational amplifier output of the first two-stage configuration to the charging current supply line,
かつゲイン切換手段で第2のオペアンプのゲインを切り換えるようにして第2のオペアンプの設定ゲインの精度を向上させたので、微小電流から大電流までの幅広い充電電流に対して精度良く定電流制御が出来る。 And so improved the second setting the gain accuracy of the operational amplifier so as to switch the gain of the second operational amplifier in a gain switching means, precisely constant current control for a wide range of charging current from the minute current to the large current can.

【0029】また、検出抵抗を充電電流供給ラインの帰路に直列接続するとともに、第1のオペアンプを反転増幅用とし、前記第2のオペアンプを非反転増幅用とし、 Further, while series connection to return of the charging current supply line sense resistor, the first operational amplifier and inverting amplifier, and the second operational amplifier and a non-inverting amplifier,
検出抵抗の両端電圧を負極性で抽出して第1のオペアンプに導くようにして充電電流供給ラインの出力端を2次側制御回路部のグランドとなるようにしたので、検出抵抗の両端電圧が誤差として問題となることはなくなり、 Since the output terminal of the first operational amplifier to lead way charging current supply line to extract the voltage across the sensing resistor with a negative polarity so that the secondary-side control circuit section of the ground, the voltage across the sense resistor It will no longer be a problem as an error,
高精度の定電流制御が実現出来る。 Constant current control with high accuracy can be realized.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明に係る充電回路の一例を示す回路図である。 1 is a circuit diagram showing an example of a charging circuit according to the present invention.

【図2】本発明に係る充電回路の充電制御動作のフローチャートを示す。 2 shows a flow chart of the charge control operation of the charging circuit according to the present invention.

【図3】本発明に係る充電回路の充電電流を示すタイムチャートである。 3 is a time chart showing the charging current of the charging circuit according to the present invention.

【図4】従来の充電回路を示す回路図である。 4 is a circuit diagram showing a conventional charging circuit.

【図5】図4に示す回路の充電電流を示すタイムチャートである。 5 is a time chart showing the charging current of the circuit shown in FIG.

【図6】フォトカプラ1個で充電電流ないし微小電流のいずれも定電流制御せんとする従来の充電回路の要部回路図である。 6 is a principal part circuit diagram of a conventional charging circuit either to St. constant current control of the charging current to a small current by one photocoupler.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1 交流電源 2 ダイオードブリッジ 3 スイッチング素子 5 温度センサ 6 電池温度検出回路 7 マイコン 8 PWM制御回路 T トランス R1 検出抵抗 OP1,OP2 オペアンプ PC1 フォトカプラ Q1 トランジスタ R2,R10,R20 オペアンプOP2のゲインを決定する抵抗 1 AC power supply 2 diode bridge 3 switching element 5 Temperature sensor 6 battery temperature detecting circuit 7 microcomputer 8 PWM control circuit T trans R1 detecting resistor OP1, OP2 operational amplifier PC1 photocoupler Q1 transistor R2, R10, determines the gain of R20 operational amplifier OP2 resistance

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平2−254932(JP,A) 特開 平1−190226(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl. 7 ,DB名) H02J 7/10 H02J 1/00 ────────────────────────────────────────────────── ─── of the front page continued (56) reference Patent flat 2-254932 (JP, a) JP flat 1-190226 (JP, a) (58 ) investigated the field (Int.Cl. 7, DB name) H02J 7/10 H02J 1/00

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】 (57) [the claims]
  1. 【請求項1】 2次側充電電流を検出し、該充電電流に応じた制御信号を1次側に帰還してスイッチング素子のオンおよび/またはオフデューティを調整することにより定電流制御を行うインバータ方式の充電回路であって、充電電流供給ラインに直列接続された検出抵抗と、 1. A detects the secondary charge current, the constant current control by adjusting the on and / or off-duty of the switching element by feeding back the control signal corresponding to the charging current to the primary side inverter a charging circuit system, a detection resistor connected in series to the charging current supply line,
    該検出抵抗の両端電圧を増幅する第1のオペアンプと、 A first operational amplifier for amplifying a voltage across the detection resistor,
    該第1のオペアンプ出力を増幅する第2のオペアンプと、該第2のオペアンプのゲインを切り換えるゲイン切換手段とを備え、前記検出抵抗は充電電流供給ラインの A second operational amplifier for amplifying an operational amplifier output of the first, and a gain switching means for switching the gain of the second operational amplifier, wherein the detecting resistor of the charging current supply line
    帰路に直列接続されるとともに、前記第1のオペアンプ While it is connected in series with return, the first operational amplifier
    は反転増幅用とし、前記第2のオペアンプは非反転増幅 Is the inverting amplifier, the second operational amplifier is non-inverting amplifier
    用とし、前記検出抵抗の両端電圧を負極性で抽出して前 And use, pre-extract the voltage across the sensing resistor with a negative polarity
    記第1のオペアンプに導くようにしたことを特徴とする充電回路。 Charging circuit, characterized in that to guide the serial first operational amplifier.
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