JP3031121B2 - Sampling amplifier circuit - Google Patents
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Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、サンプリング増幅回路
に関し、詳しくは過大入力後の入力電圧波形の観測にお
いても正確な測定ができるようにするための改善に関す
るものである。に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a sampling amplifier circuit, and more particularly to an improvement for enabling accurate measurement even when observing an input voltage waveform after an excessive input. It is about.
【0002】[0002]
【従来の技術】サンプリング・オシロスコープの電圧測
定回路には例えば図4に示すようなサンプリング増幅回
路が使用されている。このようなサンプリング増幅回路
においては、図5に示すように、正の入力電圧Vinを入
力し、時間帯t21の直前の極めて短い時間にサンプリン
グ・スイッチSs を閉じる(以下ONという)と、入力
電圧Vinに比例した電圧がサンプリング・コンデンサC
s にチャージされ、この電圧V0 は放電抵抗Rs とCs
との時定数で図5に示すように放電してゆく。なお、サ
ンプリング・スイッチSs は通常半導体スイッチが使用
される。2. Description of the Related Art For example, a sampling amplifier as shown in FIG. 4 is used in a voltage measuring circuit of a sampling oscilloscope. In such a sampling amplifier circuit, as shown in FIG. 5, and enter a positive input voltage Vin, is closed a very short time the sampling switch Ss of the immediately preceding time period t 21 (referred to hereinafter ON), input The voltage proportional to the voltage Vin is the sampling capacitor C
s, and this voltage V 0 is applied to the discharge resistor Rs And Cs
The discharge is performed as shown in FIG. Incidentally, a semiconductor switch is usually used as the sampling switch Ss.
【0003】次に同図の時間帯t22の直前にスイッチSs
を極く短い時間だけONさせると、その瞬間の入力電
圧Vinに比例した値の電圧がCs に充電され、その後は
上記と同様に放電してゆく。[0003] then switch Ss immediately prior to the time zone t 22 of FIG.
Is turned on for a very short time, a voltage having a value proportional to the input voltage Vin at that moment is charged to Cs, and thereafter discharged in the same manner as described above.
【0004】このような動作の繰り返しによりサンプリ
ングが行なわれるが、各サンプリング時の電圧V0 は、
増幅器A1 を経由して、コンデンサCc と抵抗Rs から
成るハイパス・フィルタHPFに与えられ、更にそのハ
イパス・フィルタの出力は増幅器A2 経由で同期スイッ
チ回路Sd に供給される。この同期スイッチ回路S
d は、t11とt21(t12とt22の場合も同様)にそれぞ
れONする2個の半導体スイッチと、その各半導体スイ
ッチにより選択され入力電圧V3 で充電される2個のコ
ンデンサから構成されていて、サンプリング直前の時間
帯t11の電圧V3 (増幅器A2 の出力)とサンプリング
後の時間帯t21の電圧V3 との差の電圧、換言すればサ
ンプリング時の入力電圧Vinに比例した電圧Vout が得
られる。Sampling is performed by repeating such an operation. The voltage V 0 at each sampling time is
Via an amplifier A 1, it is given to the high-pass filter HPF comprising a capacitor C c and the resistor Rs, and the output of the high pass filter is supplied to a synchronous switch circuit S d via an amplifier A 2. This synchronous switch circuit S
d is calculated from two semiconductor switches that are turned on at t 11 and t 21 (the same applies to t 12 and t 22 ) and two capacitors selected by the respective semiconductor switches and charged with the input voltage V 3. be configured, voltage difference between the voltage V 3 voltage V 3 time zones t 21 after the sampling (the output of amplifier a 2) time periods t 11 sampling just before the input voltage Vin during sampling in other words voltage V out which is proportional to is obtained.
【0005】なお、スイッチSs および同期スイッチ回
路Sd 内のスイッチは図示しない制御回路(またはこれ
に相当する手段)により制御されるが、ここではそのよ
うな制御回路の構成などについての説明は省略する。The switches in the switch S s and the switches in the synchronous switch circuit S d are controlled by a control circuit (or equivalent means) (not shown). Here, the configuration of such a control circuit will be described. Omitted.
【0006】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ところでこのようなサ
ンプリング増幅回路には次のような問題があった。一般
に電子回路はその入力電圧として適度な入力範囲を持つ
が、微少入力電圧を観測するために増幅器A2 の増幅度
が大きく設定されているとき、図6に示すtc の時刻ま
で過大入力Vinが入力され続けた場合を例にとって検討
する。However, such a sampling amplifier has the following problems. While generally to electronic circuits having appropriate input range as its input voltage, when the amplification factor of the amplifier A 2 in order to observe a minute input voltage is set large, excessive input Vin until time of t c shown in FIG. 6 Let us consider the case where is continuously input.
【0007】充電電圧V0 を増幅した増幅器A1 の出力
V1 は図6の(a)のようになるが、ハイパス・フィル
タHPFのコンデンサCc によりV1 の直流分がカット
されるためハイパス・フィルタHPFの出力電圧V2 は
同図(b)のようにV1 よりも負の方向にシフトした電
圧となる。つまり、時刻tc までに正の大きな電圧が印
加され続けたためコンデンサCcにはtc 以前のV1 の
平均電圧がチャージされていて、ハイパス・フィルタH
PFの出力V2 は図6の(b)のように正の面積と負の
面積が同じになる波形となる。[0007] Although so the output V 1 of the amplifier A 1 obtained by amplifying the charge voltage V 0 is in FIG. 6 (a), high-pass since the DC component of V 1 is being cut by the capacitor C c of the high-pass filter HPF filter output voltage V 2 of the HPF is a voltage shifted in the negative direction than V 1 as shown in FIG. (b). That is, since the large positive voltage is continuously applied by the time t c , the capacitor C c is charged with the average voltage of V 1 before t c , and the high-pass filter H
The output V 2 of the PF has a waveform in which the positive area and the negative area are the same as shown in FIG.
【0008】この出力V2 は増幅器A2 で増幅される
が、いま増幅器A2 の増幅度は前述のように大きな値に
設定されているため増幅器A2 では0V付近の極く小さ
な電圧範囲(図6(b)に示すΔVL )だけを増幅し、
その電圧範囲ΔVL を越えた時間帯では増幅器A2 は飽
和して一定電圧となる。そのため増幅器A2 の出力V3
は図6の(c)に示すようになる。同期スイッチ回路S
d はta ,tb ,tc のそれぞれの直前の時間(図5の
t11あるいはt12)からta ,tb ,tc のそれぞれの
直後の時間(図5のt21あるいはt22)までの電圧V3
の変化電圧を保持し出力する。このため、tc の後の時
間ではVout は図6の(d)のように一定の値0になる
(詳細は後述)。The output V 2 is amplified by the amplifier A 2. However, since the amplification of the amplifier A 2 is set to a large value as described above, the amplifier A 2 has a very small voltage range around 0 V ( Amplify only ΔV L shown in FIG.
Amplifier A 2 in the time period that exceeds the voltage range [Delta] V L is constant voltage is saturated. Therefore, the output V 3 of the amplifier A 2
Is as shown in FIG. 6 (c). Synchronous switch circuit S
d is a time immediately before each of t a , t b , and t c (t 11 or t 12 in FIG. 5) to a time immediately after each of t a , t b , and t c (t 21 or t 22 in FIG. 5). ) Up to V 3
And outputs the changed voltage. For this reason, at the time after t c , V out becomes a constant value 0 as shown in FIG. 6D (details will be described later).
【0009】次に、tc の後で、しかもtd の前にVin
が負の値になると、V1 は図6の(a)のように負の減
衰波形になる。この場合、ハイパス・フィルタHPFの
時定数Cc ・Rc をサンプリング周期(この場合td −
tc )よりも十分に長い値に設定しているので、Cc に
チャージされている電圧はすぐには放電されず、同図
(b)のようにV2 は負の値を保持し続ける。ところ
が、時間tc までの場合と異なり、発生するパルス波形
(減衰波形)も負の値であるため、電圧V2 は非飽和電
圧領域ΔVL を電圧V2 が横切ることはなく、増幅器A
2 の出力V3 は負の飽和電圧に維持されたまま変化しな
い。したがって同期スイッチ回路Sd はtd の直前の時
間からtd の直後の時間までの間のV3 の変化電圧を出
力するので、Vout は0となる。Next, V in after t c and before t d.
If There a negative value, V 1 is negative damping waveform as shown in (a) of FIG. 6. In this case, the time constant C c · R c of the high-pass filter HPF is set to the sampling period (in this case, t d −
Since the voltage is set to a value sufficiently longer than t c ), the voltage charged in C c is not immediately discharged, and V 2 keeps a negative value as shown in FIG. . However, unlike the case up to the time t c, generated pulse waveform (decay waveform) it is also because it is a negative value, the voltage V 2 is not able to cross the non-saturation voltage region [Delta] V L is the voltage V 2, the amplifier A
The output V 3 of 2 does not change while being maintained at a negative saturation voltage. Hence outputs a varying voltage of V 3 between the previous time immediately following t d from the previous time of the synchronous switch circuit S d is t d, V out is zero.
【0010】時間te のところでも同様である。なお、
このVout が0になるまでには、ハイパス・フィルタH
PFの時定数の何倍もの時間が必要である。すなわち、
V2 が増幅器A2 の非飽和入力電圧領域ΔVL 内に入っ
て来るまでの時間がかかる。The same is true at time t e . In addition,
By the time Vout becomes 0, the high-pass filter H
Many times the time constant of the PF is required. That is,
V 2 takes time to come into the non-saturation input voltage area [Delta] V L of the amplifier A 2.
【0011】サンプリング・オシロスコープは設定した
測定電圧範囲のVinを図6の(d)に示すような一定の
電圧範囲ΔVFSの範囲内のVout の値に対応したブラウ
ン管面上の縦位置に輝点として表示する装置であるの
で、上記のようにVout が0になり続けるということは
ブラウン管面上の0電圧位置に水平の輝線が現れること
になり、Vinが負の値であっても観測者はVinが0であ
ると誤認してしまうという欠点があった。The sampling oscilloscope sets the Vin of the set measurement voltage range to a vertical position on the surface of the CRT corresponding to the value of Vout within the constant voltage range ΔV FS as shown in FIG. since an apparatus to be displayed as a bright point, that V out as described above continues to become zero will be horizontal bright line appears in zero voltage position on CRT surface, V in is a negative value is also an observer there is a disadvantage that the misidentified as V in is zero.
【0012】なお、正の過大入力があって、その後、設
定された測定電圧範囲内の正の電圧が入力されるような
Vinであっても、上記と同様な現象を呈す。すなわち、
図6の(b)の時間td に、図のような負のパルスでは
なく、本来なら図中のΔVL 内に入ってしまうような小
さな正のパルスであったとしても、増幅器A2 は飽和領
域に入ったままであるから増幅器A2 の出力V3 に変化
は起らず、そのためtd 以後はVout は0に維持され
る。[0012] Incidentally, there is a positive excessive input, then, even V in such a positive voltage within the measured voltage range set is input, Teisu similar to the above phenomenon. That is,
The time t d of FIG. 6 (b), rather than the negative pulse, as shown, even a small positive pulse that would fall within the [Delta] V L in normal circumstances the figure, the amplifier A 2 is change in the output V 3 remains in it because the amplifier a 2 which enters the saturation region is not Okoshira, therefore t d after the V out is maintained at 0.
【0013】これらの現象を避けるためにハイパス・フ
ィルタHPFの時定数を小さくすれば増幅器A2 が非飽
和領域に戻る時間は短くなるが、過大入力直後の何回か
のサンプリングの結果はやはり前述と同じ現象を呈して
しまう。過大入力後の、最初のサンプリングから正確な
観測をするためには、ハイパス・フィルタHPFの時定
数をV0 の減衰の時定数Cs RS よりも大きくしてV0
の減衰波形を極力忠実に伝達すると同時に、サンプリン
グ周期をハイパス・フィルタHPFの時定数よりも遙か
に大きくとり、サンプリング後のCc のチャージ電圧を
次のサンプリング時までに放電してしまうようにすれば
よい。しかし、これによればブラウン管面上の一点一点
を計測する(サンプリングする)のに時間がかゝり、画
面の更新が極めて遅くなるという欠点がある。[0013] Although the amplifier A 2 by reducing the time constant of the high-pass filter HPF to avoid these phenomena the time to return to the non-saturation region becomes shorter, several times of sampling results immediately after an excessive input is still above The same phenomenon will be exhibited. After an excessive input, to the accurate observations from the first sampling, V 0 and larger than the constant C s R S time constant of decay of V 0 when the high-pass filter HPF
At the same time the attenuation waveform as much as possible faithfully transfer takes much larger than the time constant of the sampling period of the high-pass filter HPF, a charge voltage of C c after sampling, as will be discharged until the next sampling do it. However, according to this method, it takes a long time to measure (sample) each point on the cathode ray tube surface, and there is a disadvantage that the screen update becomes extremely slow.
【0014】なお、上述の現象を避けるために直流カッ
ト用コンデンサCc を除去し(ハイパス・フィルタを除
去すること)増幅器A1 とA2 による直流増幅のみにし
ようとしても、増幅器A2 を高い増幅度に設定したとき
増幅器A1 の初段の直流ドリフトにより増幅器A2 が飽
和してしまうという不都合が起るため、ハイパス・フィ
ルタHPFは除去できない。[0014] Incidentally, even if an attempt is DC blocking removal of the capacitor C c (that removing the high-pass filter) only the DC amplification by amplifier A 1 and A 2 in order to avoid the above phenomenon, high amplifier A 2 since a disadvantage that the first stage of the DC drift of the amplifier a 1 when setting the amplification degree of the amplifier a 2 is saturated occurs, a high-pass filter HPF can not be removed.
【0015】本発明の目的は、このような点に鑑みてな
されたもので、過大入力後の入力電圧波形の正確な観測
が保証されるサンプリング増幅回路を提供することにあ
る。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a sampling amplifier circuit in which accurate observation of an input voltage waveform after excessive input is guaranteed.
【0016】[0016]
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために本発明では、サンプリング・スイッチ(Ss)
を介して入力電圧(Vin)で充電されるコンデンサ(C
s )と、このコンデンサの電荷を放電させるための放電
用抵抗(Rs )と、増幅器を介して前記コンデンサの出
力電圧波形を受け直流分をカットするコンデンサ
(Cc )を有したハイパス・フィルタ(HPF)と、前
記サンプリング・スイッチ(Ss )がオンになった直後
とオンになる直前の期間に同期して動作し前記ハイパス
・フィルタ(HPF)の出力信号を受けて入力電圧(V
in)に対応した出力電圧(Vout )を得る同期スイッチ
回路(Sd )を備えたサンプリング増幅回路において、
前記ハイパス・フィルタ(HPF)の出力端に接続さ
れ、サンプリング・スイッチ(Ss )がオンになる前の
一定時間だけオンになり、ハイパス・フィルタのコンデ
ンサ(Cc )の電荷を放電させる放電用スイッチ
(S1 )を具備したことを特徴とする。According to the present invention, a sampling switch (S s ) is provided.
(C in ) charged with the input voltage (V in )
s ), a discharge resistor (R s ) for discharging the charge of the capacitor, and a capacitor (C c ) that receives the output voltage waveform of the capacitor via an amplifier and cuts off the DC component. (HPF), and operates in synchronization with the period immediately after the sampling switch (S s ) is turned on and immediately before the sampling switch (S s ) is turned on, receives the output signal of the high-pass filter (HPF), and receives the input voltage (V
in ), a sampling amplifier circuit having a synchronous switch circuit (S d ) for obtaining an output voltage (V out ) corresponding to
Discharge is connected to the output terminal of the high-pass filter (HPF) and is turned on only for a predetermined time before the sampling switch (S s ) is turned on, and discharges the charge of the capacitor (C c ) of the high-pass filter. A switch (S 1 ) is provided.
【0017】[0017]
【作用】サンプリングの前の一定時間だけスイッチS1
をオンにしてハイパス・フィルタのコンデンサ(Cc )
の電荷を放電させることにより、過大入力後であっても
サンプリングの直前ではハイパス・フィルタのコンデン
サ(Cc )の電圧は0近辺になり、これにより入力電圧
(Vin)に正確に対応した電圧(Vout )を得ることが
できる。[Function] Switch S 1 for a certain period of time before sampling
Turn on the capacitor of the high-pass filter (C c )
, The voltage of the capacitor (C c ) of the high-pass filter becomes close to 0 immediately before sampling, even after an excessive input, whereby a voltage exactly corresponding to the input voltage (V in ) is obtained. (V out ) can be obtained.
【0018】[0018]
【実施例】以下図面を用いて本発明を詳しく説明する。
図1は本発明に係るサンプリング増幅回路の一実施例を
示す構成図である。図において、図4(従来例)と同等
部分には同一符号を付し、その部分の説明は省略する。
図1において図4と異なるところは、ハイパス・フィル
タHPFの出力端とコモンライン間に、放電用のスイッ
チS1 を接続した点である。なお、このスイッチS1 も
通常半導体スイッチが用いられ、そのオン抵抗をここで
はrとする。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG.
FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of a sampling amplifier circuit according to the present invention. In the figure, parts that are the same as those in FIG. 4 (conventional example) are given the same reference numerals, and descriptions of those parts are omitted.
4 differs from the in Figure 1 between the output terminal and the common line of the high-pass filter HPF, a point of connecting the switches S 1 for discharge. Note that a semiconductor switch is also used as the switch S 1 , and its on-resistance is represented by r here.
【0019】図1の構成において、図5に示す時間帯t
11だけ放電用のスイッチS1 をONにする。一般にサン
プリング・オシロスコープの場合、サンプリング周期
(Tsとする)はコンデンサCs の残留電荷が次のサン
プリング時までに十分放電するようにするため、放電時
定数Cs RS (これをTH とする)よりも十分大きくと
ってある。したがって、フィルタの出力V2 は、次のサ
ンプリングの前の時間(図2の時間t1 )には十分一定
の電圧になっている。図2に示される時間t1 における
電圧V2 を、V2 残留電圧と呼び、Vr と表わす。In the configuration of FIG. 1, the time period t shown in FIG.
11 only the switch S 1 for discharge to ON. In general, in the case of a sampling oscilloscope, the sampling period (T s ) is set so that the residual charge of the capacitor C s is sufficiently discharged by the next sampling, so that a discharging time constant C s R S (this is referred to as T H ) Is much larger than Accordingly, the output V 2 of the filter has become sufficiently constant voltage to the next sampling of the previous time (time t 1 Figure 2). The voltage V 2 at time t 1 shown in FIG. 2, referred to as V 2 residual voltage, denoted as V r.
【0020】ピーク値(Vp とする)から時定数TH の
指数関数で減衰する波形を時間で積分すると、その減衰
波形部分の面積はVp TH であることが知られている。
したがって、その減衰波形部分によりコンデンサC0 か
ら抵抗Rc に電荷が流出する量はVp TH /Rc であ
る。次に、V2 の残留電圧が−Vr となっている(図2
参照)のは、コンデンサCc に直流電圧Vr が充電され
ていることである。この充電電圧によりコンデンサCc
に抵抗Rc から流入する電荷はサンプリング周期Ts の
時間内でVr Ts/Rc である。It is known that, when a waveform attenuated by an exponential function of a time constant T H from a peak value (V p ) is integrated with time, the area of the attenuated waveform portion is V p T H.
Therefore, the amount of charge from the capacitor C 0 to the resistance R c will flow out by its decay waveform portion is V p T H / R c. Next, residual voltage V 2 is in the -V r (FIG. 2
See) is given to the DC voltage V r is charged in the capacitor C c. With this charging voltage, the capacitor C c
Charge flowing from the resistor R c to is V r T s / R c in the time of the sampling period T s.
【0021】また、スイッチS1 がONとなっているt
1 時間内にはスイッチS1 からコンデンサCc 側へ電荷
Vr t1 /rが流入する。ただし、増幅器A1 の出力イ
ンピーダンスは0とし、かつコンデンサCc とスイッチ
S1 のオン抵抗rとの時定数rCc はスイッチS1 のオ
ン時間t1 より十分大きいものとする。いま、Vinが一
定の値でサンプリングごとに同じ動作を繰り返している
とき、つまり定常状態に達しているときには、1回のサ
ンプリング時間内にコンデンサCc に流れ込む電荷の総
和は0である。もし電荷の総和が0でないとするとVr
に変化があるはずであるが、定常状態でのVr にはなん
の変化もなく一定であることから、コンデンサCc に流
れ込む電荷の総和が0であるということは容易に理解で
きる。When the switch S 1 is ON,
Charge V r t 1 / r from the switch S 1 to the capacitor C c side flows are within one hour. However, the output impedance is zero amplifier A 1, and constant rC c when the ON resistance r capacitor C c and the switch S 1 is made sufficiently larger than the on-time t 1 the switch S 1. Now, when V in is repeating the same operation for each sampled at a constant value, when it is reached a steady state means that the sum of the charges flowing into the capacitor C c in one sampling time is zero. If the sum of the charges is not 0, V r
Although there would be changes in, since it is constant without anything changes in V r at steady state, that the sum of the charges flowing into the capacitor C c is 0 can be easily understood.
【0022】コンデンサCc に流れ込む電荷の総和が0
であるから、 −Vp TH /Rc +Vr Ts /Rc +Vr t1 /r=0 であり、これを整理すると、 Vr =Vp (TH /Rc )/(Ts /Rc +t1 /r) となる。実際の実用的な値では、 Ts /Rc ≪t1 /r であるので、 Vr ≒Vp (TH /t1 )・(r/Rc ) となり、ハイパス・フィルタHPFの抵抗Rc を大きく
すればVr を限りなく小さくすることができ、増幅器A
2 の増幅度がいくら大きくてもVr を増幅器A2の非飽
和領域内のほゞ0の値にすることができる。したがっ
て、どのような過大入力時でもサンプリングする前の時
間にはV2 は増幅器A2 の非飽和領域内の0付近に戻っ
てくる。そのため、スイッチS1 がない場合のようにV
3 が飽和してしまってサンプリングの前後でV3 に変化
がないためVout が0になってしまうという現象は起ら
ず、過大入力直後でも正確にVinに対応したVout を得
ることができる。[0022] The sum total of the charge flowing into the capacitor C c is 0
Since it is, -V p T a H / R c + V r T s / R c + V r t 1 / r = 0, and rearranging this, V r = V p (T H / R c) / (T s / R c + t 1 / r) to become. In an actual practical value, T s / R c ≪t 1 / r, so that V r ≒ V p (T H / t 1 ) ・ (r / R c ), and the resistance R of the high-pass filter HPF a larger c can be reduced unlimitedly V r, the amplifier a
The V r no matter how large the second degree of amplification can be set to a value of Ho Isuzu 0 desaturation region of the amplifier A 2. Therefore, V 2 returns to near 0 in the non-saturation region of the amplifier A 2 at the time before sampling regardless of any excessive input. Therefore, as in the case where there is no switch S 1 V
3 a phenomenon that V out becomes 0 because there is no change in the V 3 before and after the sampling gone to saturation is not Okoshira, is possible to obtain the V out corresponding exactly to V in even immediately after excessive input it can.
【0023】なお、放電用のスイッチS1 はサンプリン
グが行われるごとに一定時間(t1)の間だけONする
ため、ハイパス・フィルタHPFの抵抗Rc はなくても
よい。また、図1に示す実施例では、増幅器A1 は入力
抵抗の高い電圧増幅器であることを前提にしているが、
図3に示すようなチャージ・アンプACHを使用してもよ
い。その理由は次の通りである。スイッチSs が極めて
短時間だけONするとCs などの容量にVinがチャージ
される。チャージされた後はスイッチSs がOFFとな
っているので、増幅器A1 の反転入力端子の電位の上昇
(これはVinが正極性の場合である)に対して、増幅器
A1 は自身の応答速度で応答してその出力端子の電位を
下げる。それに伴って反転入力端子の電位も下がる。そ
して反転入力端子の電位が非反転入力端子の電位と同じ
になったとき一旦平衡状態になる。つまり、最初Cs に
チャージされた電荷はすべてコンデンサCH に移るが、
その後時定数CH RH で放電する。したがってチャージ
・アンプACHの出力は図6の(a)と極性は逆になるも
のの同様な波形となる。以上から明らかなように、図3
のようなチャージ・アンプACHを使用しても本発明の目
的を達成することができる。Since the discharging switch S 1 is turned on for a fixed time (t 1 ) every time sampling is performed, the resistor R c of the high-pass filter HPF may be omitted. In the embodiment shown in FIG. 1, but is based on the assumption that the amplifier A 1 is high input resistance voltage amplifier,
A charge amplifier ACH as shown in FIG. 3 may be used. The reason is as follows. Switch S s is V in is charged in the capacity of such a very short period of time only turned ON C s. Because after being charged has become switch S s is the OFF, the rise in the potential of the inverting input terminal of the amplifier A 1 (which is the case V in is of positive polarity), the amplifier A 1 is its In response to the response speed, the potential of the output terminal is lowered. Accordingly, the potential of the inverting input terminal also decreases. Then, when the potential of the inverting input terminal becomes equal to the potential of the non-inverting input terminal, an equilibrium state is established. That is, all the first C s is charged to the charge is moves to the capacitor C H,
Thereafter, discharge is performed at a time constant C H R H. Therefore, the output of the charge amplifier A CH polarity (a) and in FIG. 6 is the same waveform but reversed. As is clear from the above, FIG.
The object of the present invention can be achieved by using a charge amplifier ACH as described above.
【0024】更にまた、図1に示す放電抵抗RS の一端
はコモンラインに接続されているが、これに限らず、例
えば直流電源に接続するとか、あるいは出力電圧Vout
を入力電圧Vinに正確に対応させる目的で出力電圧V
out をフィードバックして接続するようにしてもよい。
また、同様の理由で増幅器A1 の非反転入力端に出力電
圧Vout をフィードバックするようにしてもよい。な
お、コンデンサCS の一端もコモンラインに限らず、一
定電圧であればどこに接続してもよい。Further, one end of the discharge resistor R S shown in FIG. 1 is connected to a common line, but is not limited to this. For example, the discharge resistor R S may be connected to a DC power supply or the output voltage V out.
Output voltage V in order to accurately correspond to the input voltage Vin.
out may be fed back and connected.
Further, for the same reason it may be fed back to the output voltage V out to the non-inverting input of amplifier A 1. One end of the capacitor C S is not limited to the common line may be connected to anywhere constant voltage.
【0025】また、スイッチS1 がONになる時間t1
と同期スイッチ回路Sd の中のスイッチの1つがサンプ
リング前にONになる時間とは必ずしも同じである必要
はない。いずれもV1 の減衰波形が十分減衰しきってさ
えいればよい。The time t 1 at which the switch S 1 is turned on.
If not necessarily the same but one of the switches in the synchronous switch circuit S d and the time to be ON before sampling. Both attenuation waveform of V 1 is need only banged sufficiently attenuated.
【0026】[0026]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ハ
イパス・フィルタの出力端に放電用のスイッチを設けて
ハイパス・フィルタのコンデンサに蓄積された不要な電
荷を強制的に放電させることにより、過大入力後でも入
力電圧に正確に対応した電圧を得ることができる。As described above, according to the present invention, a discharge switch is provided at the output terminal of a high-pass filter to forcibly discharge unnecessary charges stored in a capacitor of the high-pass filter. Thus, even after an excessive input, a voltage exactly corresponding to the input voltage can be obtained.
【図1】本発明に係るサンプリング増幅回路の一実施例
を示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of a sampling amplifier circuit according to the present invention.
【図2】動作説明のための波形図である。FIG. 2 is a waveform chart for explaining the operation.
【図3】本発明の他の実施例を示す部分構成図である。FIG. 3 is a partial configuration diagram showing another embodiment of the present invention.
【図4】従来のサンプリング増幅回路の一例を示す構成
図である。FIG. 4 is a configuration diagram illustrating an example of a conventional sampling amplifier circuit.
【図5】従来のサンプリング増幅回路の動作を説明する
ための波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram for explaining an operation of a conventional sampling amplifier circuit.
【図6】従来のサンプリング増幅回路の動作を説明する
ための他の波形図である。FIG. 6 is another waveform diagram for explaining the operation of the conventional sampling amplifier circuit.
Ss サンプリング・スイッチ Cs サンプリング・コンデンサ RH 放電抵抗 A1 ,A2 増幅器 HPF ハイパス・フィルタ Cc コンデンサ Rc 抵抗 Sd 同期スイッチ回路S s sampling switch C s sampling capacitor RH discharge resistance A 1 , A 2 amplifier HPF high-pass filter C c capacitor R c resistance S d synchronous switch circuit
Claims (1)
入力電圧(Vin)で充電されるコンデンサ(Cs )と、
このコンデンサの電荷を放電させるための放電用抵抗
(Rs)と、増幅器を介して前記コンデンサの出力電圧
波形を受け直流分をカットするコンデンサ(Cc )を有
したハイパス・フィルタ(HPF)と、前記サンプリン
グ・スイッチ(Ss )がオンになった直後とオンになる
直前の期間に同期して動作し前記ハイパス・フィルタ
(HPF)の出力信号を受けて入力電圧(Vin)に対応
した出力電圧(Vout )を得る同期スイッチ回路
(Sd )を備えたサンプリング増幅回路において、 前記ハイパス・フィルタ(HPF)の出力端に接続さ
れ、サンプリング・スイッチ(Ss )がオンになる前の
一定時間だけオンになり、ハイパス・フィルタのコンデ
ンサ(Cc )の電荷を放電させる放電用スイッチ
(S1 )を具備したことを特徴とするサンプリング増幅
回路。1. A capacitor (C s ) charged with an input voltage (V in ) via a sampling switch (S s );
A high-pass filter (HPF) having a discharging resistor (R s ) for discharging the charge of the capacitor and a capacitor (C c ) for receiving an output voltage waveform of the capacitor via an amplifier and cutting a DC component; Operates in synchronization with the period immediately after the sampling switch (S s ) is turned on and immediately before the sampling switch (S s ) is turned on, receives the output signal of the high-pass filter (HPF), and responds to the input voltage (V in ). In a sampling amplifier circuit provided with a synchronous switch circuit (S d ) for obtaining an output voltage (V out ), the sampling amplifier circuit is connected to an output terminal of the high-pass filter (HPF) before the sampling switch (S s ) is turned on. A discharge switch (S 1 ) that is turned on only for a predetermined time and discharges the charge of the capacitor (C c ) of the high-pass filter. Pulling amplification circuit.
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JP5163428A JP3031121B2 (en) | 1993-07-01 | 1993-07-01 | Sampling amplifier circuit |
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JP5163428A JP3031121B2 (en) | 1993-07-01 | 1993-07-01 | Sampling amplifier circuit |
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- 1993-07-01 JP JP5163428A patent/JP3031121B2/en not_active Expired - Fee Related
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