JP2950818B1 - アナログ入力回路監視装置 - Google Patents
アナログ入力回路監視装置Info
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Abstract
【要約】
【課題】アナログ入力回路を高精度で連続的に監視する
アナログ入力回路監視装置を提供する。 【解決手段】所定周波数のアナログ入力信号をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ５を有するアナログ
入力回路に、所定周波数のＮ倍（Ｎは自然数）とは異な
る試験周波数ftのアナログ試験信号を連続的に重畳する
試験信号重畳部３を設け、重畳部３による重畳信号をＡ
／Ｄコンバータ５によりディジタル重畳信号とする。デ
ィジタル重畳信号から分離部９により試験信号を分離
し、分離後の試験信号を入力回路異常判定部12へ入力し
てアナログ入力回路の異常を連続的に監視する。好まし
くはアナログ試験信号をＡ／Ｄコンバータ５へも直接入
力し、直接入力の試験信号のＡ／Ｄコンバータ５による
ディジタル変換試験信号と前記分離後の試験信号との比
較に基づき入力回路の異常を判定する。
アナログ入力回路監視装置を提供する。 【解決手段】所定周波数のアナログ入力信号をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄコンバータ５を有するアナログ
入力回路に、所定周波数のＮ倍（Ｎは自然数）とは異な
る試験周波数ftのアナログ試験信号を連続的に重畳する
試験信号重畳部３を設け、重畳部３による重畳信号をＡ
／Ｄコンバータ５によりディジタル重畳信号とする。デ
ィジタル重畳信号から分離部９により試験信号を分離
し、分離後の試験信号を入力回路異常判定部12へ入力し
てアナログ入力回路の異常を連続的に監視する。好まし
くはアナログ試験信号をＡ／Ｄコンバータ５へも直接入
力し、直接入力の試験信号のＡ／Ｄコンバータ５による
ディジタル変換試験信号と前記分離後の試験信号との比
較に基づき入力回路の異常を判定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はアナログ入力回路監
視装置に関し、とくに電力系統における計測量の無人伝
送装置におけるアナログ入力回路の常時監視に適するア
ナログ入力回路監視装置に関する。
視装置に関し、とくに電力系統における計測量の無人伝
送装置におけるアナログ入力回路の常時監視に適するア
ナログ入力回路監視装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は、例えば電力系統において各種計
測量、例えば電圧、電流、電力等の計測信号を指令所等
へ伝送する無人伝送装置の入力側回路の一例を示す。同
回路は、電力系統の電気量のアナログ計測信号を入力端
子１から取り込み、取り込んだ入力信号をアナログフィ
ルタ34経由でＡ／Ｄコンバータ35へ導いてディジタル信
号に変換し、ディジタル変換後の信号をディジタルフィ
ルタ36経由で入力信号演算部37ヘ入力し、演算部37の演
算結果を出力部38から出力するものである。
測量、例えば電圧、電流、電力等の計測信号を指令所等
へ伝送する無人伝送装置の入力側回路の一例を示す。同
回路は、電力系統の電気量のアナログ計測信号を入力端
子１から取り込み、取り込んだ入力信号をアナログフィ
ルタ34経由でＡ／Ｄコンバータ35へ導いてディジタル信
号に変換し、ディジタル変換後の信号をディジタルフィ
ルタ36経由で入力信号演算部37ヘ入力し、演算部37の演
算結果を出力部38から出力するものである。
【０００３】図３の回路の信頼性を維持するためには、
とくにアナログフィルタ34及びＡ／Ｄコンバータ35を含
むアナログ入力回路についての断線、短絡、特性劣化等
の回路異常の点検が重要である。図３の回路のうちディ
ジタルフィルタ36及び演算部37は汎用ＣＰＵマイクロプ
ロセッサを用いたソフトウェア処理であるため、信頼性
維持の観点からはアナログ入力回路の点検の重要性が相
対的に大きいからである。
とくにアナログフィルタ34及びＡ／Ｄコンバータ35を含
むアナログ入力回路についての断線、短絡、特性劣化等
の回路異常の点検が重要である。図３の回路のうちディ
ジタルフィルタ36及び演算部37は汎用ＣＰＵマイクロプ
ロセッサを用いたソフトウェア処理であるため、信頼性
維持の観点からはアナログ入力回路の点検の重要性が相
対的に大きいからである。
【０００４】図３では、アナログ入力回路の点検のた
め、入力端子１とＡ／Ｄコンバータ35との間に入力／試
験信号切替装置30を設けている。入力回路の点検操作時
には、信号切替装置30の入力信号スイッチ31を遮断して
無入力信号状態とし、且つ試験信号スイッチ32を導通さ
せて試験信号の交流電圧をアナログフィルタ34に印加す
る。アナログフィルタ34、Ａ／Ｄコンバータ35、ディジ
タルフィルタ36及び入力信号演算部37で処理した試験信
号を入力回路異常判定部39へ入力し、異常判定部39にお
いて処理後の試験信号が正常であるか否か判定すること
によりアナログ入力回路の点検を行なう。試験信号とし
ては、例えば入力信号が電気系統の電気量アナログ信号
である場合、電力系統の基本波の信号が用いられる。他
方、点検操作以外（以下、通常操作ということがあ
る。）の時は、信号切替装置30の試験信号スイッチ32を
遮断し且つ入力信号スイッチ31を導通させ、入力端子１
に印加した入力信号をアナログフィルタ34、Ａ／Ｄコン
バータ35、ディジタルフィルタ36及び入力信号演算部37
で処理したのち、出力部38から出力する。
め、入力端子１とＡ／Ｄコンバータ35との間に入力／試
験信号切替装置30を設けている。入力回路の点検操作時
には、信号切替装置30の入力信号スイッチ31を遮断して
無入力信号状態とし、且つ試験信号スイッチ32を導通さ
せて試験信号の交流電圧をアナログフィルタ34に印加す
る。アナログフィルタ34、Ａ／Ｄコンバータ35、ディジ
タルフィルタ36及び入力信号演算部37で処理した試験信
号を入力回路異常判定部39へ入力し、異常判定部39にお
いて処理後の試験信号が正常であるか否か判定すること
によりアナログ入力回路の点検を行なう。試験信号とし
ては、例えば入力信号が電気系統の電気量アナログ信号
である場合、電力系統の基本波の信号が用いられる。他
方、点検操作以外（以下、通常操作ということがあ
る。）の時は、信号切替装置30の試験信号スイッチ32を
遮断し且つ入力信号スイッチ31を導通させ、入力端子１
に印加した入力信号をアナログフィルタ34、Ａ／Ｄコン
バータ35、ディジタルフィルタ36及び入力信号演算部37
で処理したのち、出力部38から出力する。
【０００５】図３に示すアナログ入力回路の点検方法
は、従来のディジタル形保護継電器の入力回路点検方法
と同様のものである（電気事業連合会編集「ディジタル
形保護継電器および保護継電装置、電力用規格B-402」
（平成4年2月20日）社団法人日本電気協会、p139、自動
点検の実施内容）。
は、従来のディジタル形保護継電器の入力回路点検方法
と同様のものである（電気事業連合会編集「ディジタル
形保護継電器および保護継電装置、電力用規格B-402」
（平成4年2月20日）社団法人日本電気協会、p139、自動
点検の実施内容）。
【０００６】他方、保護継電器のアナログ入力回路の点
検用回路として、図４に示す監視回路が提案されている
（特開昭59-122314号公報）。同図の監視回路は、アナ
ログ入力回路に系統電力のＮ次高調波相当の交流電力を
発生するＮ次高調波発生回路41を設け、その出力を補助
変流器（又は変圧器）42に供給し、変流器（又は変圧
器）42の出力側に基本波用バンドパスフィルタ43とＮ次
高調波用バンドパスフィルタ45とを並列に設けたもので
ある。基本波用フィルタ43で系統側の基本波成分を抽出
して演算部44へ入力すると共に、Ｎ次高調波用フィルタ
45でＮ次高調波成分を抽出して比較部46へ入力する。比
較部46において、抽出したＮ次高調波成分と設定値とを
比較することによりアナログ入力部の異常を検出し、一
定時間以上継続する異常をタイマ47で監視する。
検用回路として、図４に示す監視回路が提案されている
（特開昭59-122314号公報）。同図の監視回路は、アナ
ログ入力回路に系統電力のＮ次高調波相当の交流電力を
発生するＮ次高調波発生回路41を設け、その出力を補助
変流器（又は変圧器）42に供給し、変流器（又は変圧
器）42の出力側に基本波用バンドパスフィルタ43とＮ次
高調波用バンドパスフィルタ45とを並列に設けたもので
ある。基本波用フィルタ43で系統側の基本波成分を抽出
して演算部44へ入力すると共に、Ｎ次高調波用フィルタ
45でＮ次高調波成分を抽出して比較部46へ入力する。比
較部46において、抽出したＮ次高調波成分と設定値とを
比較することによりアナログ入力部の異常を検出し、一
定時間以上継続する異常をタイマ47で監視する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし図３に示す切替
装置30によるアナログ入力回路の点検方法は、入力回路
の点検時に当該入力回路による通常操作を中断しなけれ
ばならず、計測の中断を避けるためには予備入力回路へ
の切り替え等を必要とする問題点がある。予備入力回路
への切り替え、復旧には多くの手間と労力とを要し、点
検コストが嵩む原因となっている。信頼性向上の観点か
らはアナログ入力回路の連続的監視が求められているに
も拘わらず、切替装置30による点検方法では入力回路の
連続的監視は困難である。
装置30によるアナログ入力回路の点検方法は、入力回路
の点検時に当該入力回路による通常操作を中断しなけれ
ばならず、計測の中断を避けるためには予備入力回路へ
の切り替え等を必要とする問題点がある。予備入力回路
への切り替え、復旧には多くの手間と労力とを要し、点
検コストが嵩む原因となっている。信頼性向上の観点か
らはアナログ入力回路の連続的監視が求められているに
も拘わらず、切替装置30による点検方法では入力回路の
連続的監視は困難である。
【０００８】他方、図４の監視回路によれば、Ｎ次高調
波を常時供給することによりアナログ入力回路の連続的
監視が可能となる。しかし電力系統には高調波成分が存
在する場合が多いので、図４の監視回路では、電力系統
の高調波成分が比較部46により入力回路異常として検出
され、精確な監視が難しい問題点がある。また電力系統
に含まれる高調波成分をも計測対象とする無人伝送装置
では、図４の監視回路を用いると、計測対象の高調波成
分と点検用の高調波成分との分離が困難となるため精確
な計測が阻害される問題点もある。
波を常時供給することによりアナログ入力回路の連続的
監視が可能となる。しかし電力系統には高調波成分が存
在する場合が多いので、図４の監視回路では、電力系統
の高調波成分が比較部46により入力回路異常として検出
され、精確な監視が難しい問題点がある。また電力系統
に含まれる高調波成分をも計測対象とする無人伝送装置
では、図４の監視回路を用いると、計測対象の高調波成
分と点検用の高調波成分との分離が困難となるため精確
な計測が阻害される問題点もある。
【０００９】そこで本発明の目的は、アナログ入力回路
を高精度で連続的に監視するアナログ入力回路監視装置
を提供するにある。
を高精度で連続的に監視するアナログ入力回路監視装置
を提供するにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】図１の実施例を参照する
に、本発明のアナログ入力回路監視装置は、所定周波数
のアナログ入力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
コンバータ５を有するアナログ入力回路において、前記
所定周波数のＮ倍（Ｎは自然数）とは異なる試験周波数
ftのアナログ試験信号を前記入力信号に連続的に重畳す
る試験信号重畳部３、試験信号重畳部３の出力のＡ／Ｄ
コンバータ５によるディジタル変換重畳信号から試験信
号成分を分離する分離部９、及び分離後の試験信号の観
察によりアナログ入力回路の異常を連続的に監視する入
力回路異常判定部12を備えてなるものである。
に、本発明のアナログ入力回路監視装置は、所定周波数
のアナログ入力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ
コンバータ５を有するアナログ入力回路において、前記
所定周波数のＮ倍（Ｎは自然数）とは異なる試験周波数
ftのアナログ試験信号を前記入力信号に連続的に重畳す
る試験信号重畳部３、試験信号重畳部３の出力のＡ／Ｄ
コンバータ５によるディジタル変換重畳信号から試験信
号成分を分離する分離部９、及び分離後の試験信号の観
察によりアナログ入力回路の異常を連続的に監視する入
力回路異常判定部12を備えてなるものである。
【００１１】好ましくは、アナログ試験信号を試験信号
重畳部３と共にＡ／Ｄコンバータ５へも直接入力し、入
力回路異常判定部12を前記直接入力の試験信号のＡ／Ｄ
コンバータ５によるディジタル変換試験信号と前記ディ
ジタル変換重畳信号から分離後の試験信号との比較に基
づく異常判定部とする。
重畳部３と共にＡ／Ｄコンバータ５へも直接入力し、入
力回路異常判定部12を前記直接入力の試験信号のＡ／Ｄ
コンバータ５によるディジタル変換試験信号と前記ディ
ジタル変換重畳信号から分離後の試験信号との比較に基
づく異常判定部とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は、入力端子１、アナログフ
ィルタ４、Ａ／Ｄコンバータ５、ディジタルフィルタ
６、入力信号演算部７及び出力部38を有する無人伝送装
置の入力側回路に本発明を適用した実施例を示す。この
例では、アナログフィルタ４とＡ／Ｄコンバータ５とに
よりアナログ入力回路が構成される。ただし本発明が適
用可能なアナログ入力回路はＡ／Ｄコンバータ５を有す
るものであれば足り、図１に示す無人伝送装置のアナロ
グフィルタ４付き入力回路への適用に限定されない。ま
たＡ／Ｄコンバータ５及びアナログフィルタ４の他、マ
ルチプレクサ（図示せず）等を有するアナログ入力回路
に本発明を適用することも可能である。
ィルタ４、Ａ／Ｄコンバータ５、ディジタルフィルタ
６、入力信号演算部７及び出力部38を有する無人伝送装
置の入力側回路に本発明を適用した実施例を示す。この
例では、アナログフィルタ４とＡ／Ｄコンバータ５とに
よりアナログ入力回路が構成される。ただし本発明が適
用可能なアナログ入力回路はＡ／Ｄコンバータ５を有す
るものであれば足り、図１に示す無人伝送装置のアナロ
グフィルタ４付き入力回路への適用に限定されない。ま
たＡ／Ｄコンバータ５及びアナログフィルタ４の他、マ
ルチプレクサ（図示せず）等を有するアナログ入力回路
に本発明を適用することも可能である。
【００１３】入力端子１とＡ／Ｄコンバータ５との間、
図１では入力端子１とアナログフィルタ７との間に試験
信号重畳部３を設け、入力端子１から所定周波数のアナ
ログ入力信号を重畳部３へ入力すると共に、該入力信号
の周波数のＮ倍（Ｎは自然数）とは異なる試験周波数ft
のアナログ試験信号を重畳部３へ入力することにより、
入力信号に試験信号を連続的に重畳する。入力信号が基
本波のＮ次高調波を含む場合でも、基本波の周波数のＮ
倍とは異なる周波数ftの試験信号を重畳することによ
り、入力信号と試験信号との分離を不可能とするような
相互干渉を避けることができる。例えばアナログ入力信
号を電力系統の電圧量、電流量等の計測信号とした場
合、電力系統が基本波周波数50Hzのときは試験信号の周
波数ftを320Hzとし、電力系統が基本波周波数60Hzのと
きは試験信号の周波数ftを384Hzとすることができる。
図１では入力端子１とアナログフィルタ７との間に試験
信号重畳部３を設け、入力端子１から所定周波数のアナ
ログ入力信号を重畳部３へ入力すると共に、該入力信号
の周波数のＮ倍（Ｎは自然数）とは異なる試験周波数ft
のアナログ試験信号を重畳部３へ入力することにより、
入力信号に試験信号を連続的に重畳する。入力信号が基
本波のＮ次高調波を含む場合でも、基本波の周波数のＮ
倍とは異なる周波数ftの試験信号を重畳することによ
り、入力信号と試験信号との分離を不可能とするような
相互干渉を避けることができる。例えばアナログ入力信
号を電力系統の電圧量、電流量等の計測信号とした場
合、電力系統が基本波周波数50Hzのときは試験信号の周
波数ftを320Hzとし、電力系統が基本波周波数60Hzのと
きは試験信号の周波数ftを384Hzとすることができる。
【００１４】なお、入力信号が基本波の１／Ｎ次（Ｎは
２以上の自然数）の分数調波をも含む可能性のある場合
は、試験信号の周波数ftを、入力信号の基本波周波数の
１／Ｎ倍とも異なるものとすることができる。
２以上の自然数）の分数調波をも含む可能性のある場合
は、試験信号の周波数ftを、入力信号の基本波周波数の
１／Ｎ倍とも異なるものとすることができる。
【００１５】試験信号重畳後の入力信号（以下、アナロ
グ重畳信号という。）は、例えばローパスフィルタであ
るアナログフィルタ34で処理したのち、Ａ／Ｄコンバー
タ35に入力してディジタル変換する。そのディジタル変
換後の重畳信号（以下、ディジタル重畳信号という。）
をディジタルフィルタ６及び分離部９へ入力し、ディジ
タル重畳信号から入力信号成分又は試験信号成分をそれ
ぞれ抽出する。ディジタルフィルタ６の出力側に入力信
号演算部７を接続し、分離部９の出力側に入力回路異常
判定部12を接続する。
グ重畳信号という。）は、例えばローパスフィルタであ
るアナログフィルタ34で処理したのち、Ａ／Ｄコンバー
タ35に入力してディジタル変換する。そのディジタル変
換後の重畳信号（以下、ディジタル重畳信号という。）
をディジタルフィルタ６及び分離部９へ入力し、ディジ
タル重畳信号から入力信号成分又は試験信号成分をそれ
ぞれ抽出する。ディジタルフィルタ６の出力側に入力信
号演算部７を接続し、分離部９の出力側に入力回路異常
判定部12を接続する。
【００１６】ディジタルフィルタ６の一例は、ディジタ
ル重畳信号のうち試験周波数成分の通過を阻止し且つそ
れ以外の成分を減衰させずに通過させる帯域消去フィル
タ又はローパスフィルタである。ディジタルフィルタ６
でディジタル重畳信号から入力信号成分のみを抽出する
ことにより、試験信号による影響を避けつつ、入力信号
演算部７において入力信号の演算処理が可能となる。演
算部７の演算結果は、図３の通常操作の場合と同様に、
出力部８から出力する。
ル重畳信号のうち試験周波数成分の通過を阻止し且つそ
れ以外の成分を減衰させずに通過させる帯域消去フィル
タ又はローパスフィルタである。ディジタルフィルタ６
でディジタル重畳信号から入力信号成分のみを抽出する
ことにより、試験信号による影響を避けつつ、入力信号
演算部７において入力信号の演算処理が可能となる。演
算部７の演算結果は、図３の通常操作の場合と同様に、
出力部８から出力する。
【００１７】また分離部９の一例は、ディジタル重畳信
号のうち試験周波数成分を減衰させずに通過させ且つそ
れ以外の成分の通過を阻止するディジタル帯域フィルタ
である。分離部９でディジタル重畳信号から試験信号成
分のみを抽出することにより、異常判定部12において、
入力信号による影響を避けつつ、試験信号の異常の判定
をすることが可能となる。
号のうち試験周波数成分を減衰させずに通過させ且つそ
れ以外の成分の通過を阻止するディジタル帯域フィルタ
である。分離部９でディジタル重畳信号から試験信号成
分のみを抽出することにより、異常判定部12において、
入力信号による影響を避けつつ、試験信号の異常の判定
をすることが可能となる。
【００１８】異常判定部12では、例えば分離部９で分離
後の試験信号の実効値又は振幅と、重畳部３へ入力した
試験信号の実効値又は振幅とを比較することにより、ア
ナログ入力回路が正常であるか否かを判定する。ただ
し、異常判定部12での異常判定方法は、試験信号の実効
値又は振幅の比較に限定されない。異常判定部12で異常
を検出した時は、異常信号を例えば警報部13へ出力し及
び／又は指令所等へ伝送することができる。
後の試験信号の実効値又は振幅と、重畳部３へ入力した
試験信号の実効値又は振幅とを比較することにより、ア
ナログ入力回路が正常であるか否かを判定する。ただ
し、異常判定部12での異常判定方法は、試験信号の実効
値又は振幅の比較に限定されない。異常判定部12で異常
を検出した時は、異常信号を例えば警報部13へ出力し及
び／又は指令所等へ伝送することができる。
【００１９】本発明によれば、入力信号と該入力信号の
基本波周波数のＮ倍とは異なる周波数ftの試験信号とを
重畳し且つ相互干渉なしに分離できるので、入力回路に
よる通常操作と当該入力回路の点検操作とを同時に且つ
連続的に行なうことができ、入力回路異常の早期発見に
よる信頼性向上が図れる。アナログ入力回路の連続的監
視により、点検操作の手間とコストの削減も期待でき
る。また入力信号が基本波のＮ次高調波を含む場合で
も、そのＮ次高調波が誤って入力回路の異常として検出
されるおそれがないので、高精度の入力回路監視が可能
となる。更に試験信号が誤って演算部に入力するおそれ
もないので、入力信号演算部７において、入力信号中の
高調波成分をも計測対象とすることができる。
基本波周波数のＮ倍とは異なる周波数ftの試験信号とを
重畳し且つ相互干渉なしに分離できるので、入力回路に
よる通常操作と当該入力回路の点検操作とを同時に且つ
連続的に行なうことができ、入力回路異常の早期発見に
よる信頼性向上が図れる。アナログ入力回路の連続的監
視により、点検操作の手間とコストの削減も期待でき
る。また入力信号が基本波のＮ次高調波を含む場合で
も、そのＮ次高調波が誤って入力回路の異常として検出
されるおそれがないので、高精度の入力回路監視が可能
となる。更に試験信号が誤って演算部に入力するおそれ
もないので、入力信号演算部７において、入力信号中の
高調波成分をも計測対象とすることができる。
【００２０】こうして本発明の目的である「アナログ入
力回路を高精度で連続的に監視するアナログ入力回路監
視装置」の提供を達成することができる。
力回路を高精度で連続的に監視するアナログ入力回路監
視装置」の提供を達成することができる。
【００２１】なお異常判定部12では、試験信号源２から
重畳部３に供給する試験信号の実効値等を予め記憶して
おき、記憶した実効値等と分離部９で分離後の試験信号
の実効値等との比較に基づき、アナログ入力回路の異常
を判定することができる。ただしこの異常判定方法で
は、試験信号源２からの試験信号が何らかの理由で不安
定となり振幅等が変動した場合に、試験信号の変動をア
ナログ入力回路の異常として誤判定するおそれがある。
重畳部３に供給する試験信号の実効値等を予め記憶して
おき、記憶した実効値等と分離部９で分離後の試験信号
の実効値等との比較に基づき、アナログ入力回路の異常
を判定することができる。ただしこの異常判定方法で
は、試験信号源２からの試験信号が何らかの理由で不安
定となり振幅等が変動した場合に、試験信号の変動をア
ナログ入力回路の異常として誤判定するおそれがある。
【００２２】図１の実施例では、試験信号源２からのア
ナログ試験信号を重畳部３と共にＡ／Ｄコンバータ５へ
も直接入力し、直接入力の試験信号のＡ／Ｄコンバータ
５によるディジタル変換試験信号とディジタル重畳信号
から分離した試験信号とを異常判定部12で常時比較する
ことにより、アナログ入力回路の異常を判定している。
この異常判定方法によれば、入力信号が何らかの理由で
不安定となる場合でも回路異常として誤判定するおそれ
がなく、回路異常判定の一層の高精度化を図ることがで
きる。
ナログ試験信号を重畳部３と共にＡ／Ｄコンバータ５へ
も直接入力し、直接入力の試験信号のＡ／Ｄコンバータ
５によるディジタル変換試験信号とディジタル重畳信号
から分離した試験信号とを異常判定部12で常時比較する
ことにより、アナログ入力回路の異常を判定している。
この異常判定方法によれば、入力信号が何らかの理由で
不安定となる場合でも回路異常として誤判定するおそれ
がなく、回路異常判定の一層の高精度化を図ることがで
きる。
【００２３】なお図１のＡ／Ｄコンバータ５は、例え
ば、２以上のアナログ信号を入力し且つ各アナログ信号
を同一のサンプリング周波数、同一の量子化ビット数に
より並列的にディジタル変換する２以上の処理経路を有
するものである。又は図１のＡ／Ｄコンバータ５を、ア
ナログ信号を入力する２以上のサンプルホールド回路、
各サンプルホールド回路の出力信号を入力して何れかを
選択的に出力するマルチプレクサ、マルチプレクサの出
力信号を量子化する量子化器、及び量子化器の出力信号
を１又は０の符号列に変換する符号器を有するものとし
てもよい。
ば、２以上のアナログ信号を入力し且つ各アナログ信号
を同一のサンプリング周波数、同一の量子化ビット数に
より並列的にディジタル変換する２以上の処理経路を有
するものである。又は図１のＡ／Ｄコンバータ５を、ア
ナログ信号を入力する２以上のサンプルホールド回路、
各サンプルホールド回路の出力信号を入力して何れかを
選択的に出力するマルチプレクサ、マルチプレクサの出
力信号を量子化する量子化器、及び量子化器の出力信号
を１又は０の符号列に変換する符号器を有するものとし
てもよい。
【００２４】
【実施例】図２は、分離部５に乗算器191、192を設けた
本発明の他の実施例を示す。図２の分離部５は、ディジ
タル重畳信号と試験周波数ftのディジタル正弦波信号と
を掛け合わせる第一乗算器191、ディジタル重畳信号と
試験周波数ftのディジタル余弦波信号とを掛け合わせる
第二乗算器192、及び第一乗算器191と第二乗算器19 2と
に接続した試験信号の実効値演算器23を有する。以下、
図２の分離部５による試験信号成分の抽出原理を説明す
る。
本発明の他の実施例を示す。図２の分離部５は、ディジ
タル重畳信号と試験周波数ftのディジタル正弦波信号と
を掛け合わせる第一乗算器191、ディジタル重畳信号と
試験周波数ftのディジタル余弦波信号とを掛け合わせる
第二乗算器192、及び第一乗算器191と第二乗算器19 2と
に接続した試験信号の実効値演算器23を有する。以下、
図２の分離部５による試験信号成分の抽出原理を説明す
る。
【００２５】Ａ／Ｄコンバータ５から出力されるディジ
タル重畳信号は下記式(1)として表すことができる。こ
こで、V1、……、VNは入力信号の基本波及びＮ次高調波
の振幅、Vtは試験信号の振幅、θ1、……、θNは入力信
号の基本波及びＮ次高調波の初期位相、θtは試験信号
の初期位相、ω'は入力信号の基本波の角周波数（ω'＝
２πf'、f'は基本波周波数。）、ωtは試験信号の角周
波数（ωt＝２πft、ftは試験周波数。）である。
タル重畳信号は下記式(1)として表すことができる。こ
こで、V1、……、VNは入力信号の基本波及びＮ次高調波
の振幅、Vtは試験信号の振幅、θ1、……、θNは入力信
号の基本波及びＮ次高調波の初期位相、θtは試験信号
の初期位相、ω'は入力信号の基本波の角周波数（ω'＝
２πf'、f'は基本波周波数。）、ωtは試験信号の角周
波数（ωt＝２πft、ftは試験周波数。）である。
【００２６】(1)式から試験信号の成分を抽出するた
め、第二乗算器192により(1)式とディジタル余弦波cos
(ωtt)とを掛け合わせて(2)式を得る。次に、この場合
ローパスフィルタであるディジタルフィルタ222により
(2)式中の下線付き項以外の項を除去することにより、
試験信号の実数部Ｒを(3)式として得ることができる。
め、第二乗算器192により(1)式とディジタル余弦波cos
(ωtt)とを掛け合わせて(2)式を得る。次に、この場合
ローパスフィルタであるディジタルフィルタ222により
(2)式中の下線付き項以外の項を除去することにより、
試験信号の実数部Ｒを(3)式として得ることができる。
【００２７】また、第一乗算器191により(1)式とディジ
タル正弦波sin(ωtt)を掛け合わせて(4)式を得、更に、
この場合ローパスフィルタであるディジタルフィルタ22
1により(4)式中の下線付き項以外の項を除去することに
より、試験信号の虚数部Ｉを(5)式として得ることがで
きる。
タル正弦波sin(ωtt)を掛け合わせて(4)式を得、更に、
この場合ローパスフィルタであるディジタルフィルタ22
1により(4)式中の下線付き項以外の項を除去することに
より、試験信号の虚数部Ｉを(5)式として得ることがで
きる。
【００２８】実効値演算器23において、(3)式の実数部
Ｒ及び(5)式の虚数部Ｉを(6)式の複素演算式へ代入する
ことにより、ディジタル重畳信号中の試験信号成分の電
圧実効値を求めることができる。図２の入力回路異常判
定部12では、Ａ／Ｄコンバータ５へ直接入力したアナロ
グ試験信号に基づくディジタル変換試験信号の実効値演
算器27による電圧実効値と、実効値演算器23による電圧
実効値とを比較することにより、アナログ入力回路が正
常であるか否かを連続的に監視する。
Ｒ及び(5)式の虚数部Ｉを(6)式の複素演算式へ代入する
ことにより、ディジタル重畳信号中の試験信号成分の電
圧実効値を求めることができる。図２の入力回路異常判
定部12では、Ａ／Ｄコンバータ５へ直接入力したアナロ
グ試験信号に基づくディジタル変換試験信号の実効値演
算器27による電圧実効値と、実効値演算器23による電圧
実効値とを比較することにより、アナログ入力回路が正
常であるか否かを連続的に監視する。
【００２９】
【数１】 V(t)＝V1cos(ω't＋θ1)＋……＋VNcos(Nω't＋θN)＋Vtcos(ωtt＋θt)……(1) cos(ωtt)・V(t) ＝cos(ωtt){ V1cos(ω't＋θ1)＋……＋VNcos(Nω't＋θN)＋Vtcos(ωtt＋θ t )} ＝V1/2[cos{(ω'−ωt)t＋θ1}＋cos{(ω'＋ωt)t＋θ1}]＋…… ＋VN/2[cos{(Nω'−ωt)t＋θN}＋cos{(Nω'＋ωt)t＋θN}] ＋Vt/2[cos{(ωt−ωt)t＋θt}＋cos{(ωt＋ωt)t＋θt}] …………………(2) 実数部Ｒ＝(Vt /2)cosθt……………………………………………………………(3) sin(ωtt)・V(t) ＝sin(ωtt){ V1cos(ω't＋θ1)＋……＋VNcos(Nω't＋θN)＋Vtcos(ωtt＋θ t )} ＝V1/2[sin{(ω'＋ωt)t＋θ1}−sin{(ω'−ωt)t＋θ1}]＋…… ＋VN/2[sin{(Nω'−ωt)t＋θN}＋sin{(Nω'＋ωt)t＋θN}] ＋Vt/2[sin{(ωt−ωt)t＋θt}＋sin{(ωt＋ωt)t＋θt}] …………………(4) 虚数部Ｉ＝(Vt/2)sinθt ……………………………………………………………(5) 実効値V／√２＝√{(Ｒ2＋Ｉ2)×２}………………………………………………(6)
【００３０】図１のように分離部５として帯域フィルタ
を用いる場合は周波数ftの試験信号のみを抽出すること
が難しく、いわば帯域フィルタに伴う雑音が異常判定部
12に入って精確な判定が困難となる場合も考えられる。
これに対し図２の乗算器を用いた分離部５によれば、デ
ィジタル重畳信号から試験周波数ftの成分のみを精確に
抽出できるので、アナログ入力回路の一層高精度な監視
が可能となる。
を用いる場合は周波数ftの試験信号のみを抽出すること
が難しく、いわば帯域フィルタに伴う雑音が異常判定部
12に入って精確な判定が困難となる場合も考えられる。
これに対し図２の乗算器を用いた分離部５によれば、デ
ィジタル重畳信号から試験周波数ftの成分のみを精確に
抽出できるので、アナログ入力回路の一層高精度な監視
が可能となる。
【００３１】なお、入力信号が電圧量である場合につい
て上述したが、入力信号がその他の電気量、例えば電流
量等である場合も、上記と同様にして試験信号の電流実
効値を演算することができる。
て上述したが、入力信号がその他の電気量、例えば電流
量等である場合も、上記と同様にして試験信号の電流実
効値を演算することができる。
【００３２】また図２では、図１の試験信号源２に替え
て、分離器９又は入力信号演算部７の試験周波数記憶部
24に記憶した試験周波数ftに基づきディジタル矩形波信
号を発生する矩形波信号発生部25、及びディジタル矩形
波信号を入力してアナログ試験信号を出力する正弦波波
形整形回路26を設けている。試験周波数記憶部24は例え
ばＣＰＵマイクロプロセッサに内臓の水晶振動子のクロ
ック信号に基づき試験周波数ftを出力するものとするこ
とができ、正弦波波形整形回路25は例えばローパスフィ
ルタとすることができる。
て、分離器９又は入力信号演算部７の試験周波数記憶部
24に記憶した試験周波数ftに基づきディジタル矩形波信
号を発生する矩形波信号発生部25、及びディジタル矩形
波信号を入力してアナログ試験信号を出力する正弦波波
形整形回路26を設けている。試験周波数記憶部24は例え
ばＣＰＵマイクロプロセッサに内臓の水晶振動子のクロ
ック信号に基づき試験周波数ftを出力するものとするこ
とができ、正弦波波形整形回路25は例えばローパスフィ
ルタとすることができる。
【００３３】図１の例では、試験信号源２と異常判定部
12とでそれぞれ試験周波数ftを管理せねばならず、両試
験周波数の相違の発生が完全には排除できず、その相違
により監視精度が低下するおそれがあり、また導入時や
保守時の周波数調整にも二重の手間が必要となる。図２
の例では、試験周波数ftを試験周波数記憶部24のみで管
理するので、試験周波数の二重管理による監視精度の低
下のおそれがなく、導入時や保守時における周波数調整
の手間も軽減できる。
12とでそれぞれ試験周波数ftを管理せねばならず、両試
験周波数の相違の発生が完全には排除できず、その相違
により監視精度が低下するおそれがあり、また導入時や
保守時の周波数調整にも二重の手間が必要となる。図２
の例では、試験周波数ftを試験周波数記憶部24のみで管
理するので、試験周波数の二重管理による監視精度の低
下のおそれがなく、導入時や保守時における周波数調整
の手間も軽減できる。
【００３４】
【発明の効果】本発明のアナログ入力回路監視装置は、
所定周波数の入力信号と該所定周波数のＮ倍とは異なる
試験周波数の試験信号とを重畳してＡ／Ｄコンバータ付
きのアナログ入力回路へ入力し、入力回路通過後のディ
ジタル重畳信号から入力信号と試験信号とを分離して並
列に処理するので、次の顕著な効果を奏する。
所定周波数の入力信号と該所定周波数のＮ倍とは異なる
試験周波数の試験信号とを重畳してＡ／Ｄコンバータ付
きのアナログ入力回路へ入力し、入力回路通過後のディ
ジタル重畳信号から入力信号と試験信号とを分離して並
列に処理するので、次の顕著な効果を奏する。
【００３５】（イ）アナログ入力回路による通常操作と
当該入力回路の点検操作とを同時に且つ連続的に行なう
ことができるので、入力回路の信頼性向上に寄与でき
る。 （ロ）アナログ入力信号がＮ次高調波を含む場合でも、
そのＮ次高調波の影響を避けつつ入力回路の高精度な連
続監視を行なうことができる。 （ハ）入力信号のＮ次高調波成分をも計測対象とする装
置のアナログ入力回路の監視を、計測対象への干渉なし
に、実施することができる。 （ニ）ディジタル重畳信号から分離後の試験信号を、Ａ
／Ｄコンバータへ直接入力してディジタル信号とした試
験信号と比較することにより、試験信号の振幅変動等に
よる誤判断を避け、回路監視精度の一層の向上を図るこ
とができる。
当該入力回路の点検操作とを同時に且つ連続的に行なう
ことができるので、入力回路の信頼性向上に寄与でき
る。 （ロ）アナログ入力信号がＮ次高調波を含む場合でも、
そのＮ次高調波の影響を避けつつ入力回路の高精度な連
続監視を行なうことができる。 （ハ）入力信号のＮ次高調波成分をも計測対象とする装
置のアナログ入力回路の監視を、計測対象への干渉なし
に、実施することができる。 （ニ）ディジタル重畳信号から分離後の試験信号を、Ａ
／Ｄコンバータへ直接入力してディジタル信号とした試
験信号と比較することにより、試験信号の振幅変動等に
よる誤判断を避け、回路監視精度の一層の向上を図るこ
とができる。
【００３６】（ホ）ディジタル重畳信号からの試験信号
の分離を乗算器で行なうことにより、試験信号の精確な
分離が可能となり、アナログ入力回路監視の一層の高精
度化を図ることができる。 （ヘ）入力信号と試験信号との切替作業が不要となるの
で、アナログ入力回路の点検操作の手間と労力が著しく
削減できる。 （ト）入力信号と試験信号との切替装置が不要であり、
可動部のない入力回路監視装置とすることができる。
の分離を乗算器で行なうことにより、試験信号の精確な
分離が可能となり、アナログ入力回路監視の一層の高精
度化を図ることができる。 （ヘ）入力信号と試験信号との切替作業が不要となるの
で、アナログ入力回路の点検操作の手間と労力が著しく
削減できる。 （ト）入力信号と試験信号との切替装置が不要であり、
可動部のない入力回路監視装置とすることができる。
【図１】は、本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】は、本発明の他の実施例のブロック図である。
【図３】は、従来の切替式のアナログ入力回路監視装置
のブロック図である。
のブロック図である。
【図４】は、従来のＮ次高調波利用のアナログ入力回路
監視装置のブロック図である。
監視装置のブロック図である。
１…入力端子 ２…試験信号源 ３…試験信号重畳回路 ４…アナログフィルタ ５…Ａ／Ｄコンバータ ６…ディジタルフィルタ ７…入力信号演算部 ８…出力部 ９…分離部 12…入力回路異常判定部 13…警報部 19…乗算器 20…余弦波発生器 21…正弦波発生器 22…ディジタルフィルタ 23…実効値演算器 24…試験周波数記憶部 25…ディジタル矩形波信号発生部 26…正弦波波形整形回路 27…実効値演算器 30…入力／試験信号切替装置 31…入力信号スイッチ 32…試験信号スイッチ 33…試験信号源 34…アナログフィルタ 35…Ａ／Ｄコンバータ 36…ディジタルフィルタ 37…入力信号演算部 38…出力部 39…入力回路異常判定部 41…Ｎ次高調波発生回路 42…補助変流器・補助変圧器 43…基本波用バンドパスフィルタ 44…演算部 45…Ｎ次高調波用バンドパスフィルタ 46…比較部 47…タイマー
Claims (7)
- 【請求項１】所定周波数のアナログ入力信号をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄコンバータを有するアナログ入
力回路において、前記所定周波数のＮ倍（Ｎは自然数）
とは異なる試験周波数のアナログ試験信号を前記入力信
号に連続的に重畳する試験信号重畳部、前記重畳部の出
力の前記Ａ／Ｄコンバータによるディジタル変換重畳信
号から前記試験信号成分を分離する分離部、及び分離後
の試験信号の観察により前記アナログ入力回路の異常を
連続的に監視する入力回路異常判定部を備えてなるアナ
ログ入力回路監視装置。 - 【請求項２】請求項１の入力回路監視装置において、前
記分離部に、前記Ａ／Ｄコンバータによるディジタル変
換重畳信号と前記試験周波数のディジタル正弦波信号と
の第一乗算器、前記ディジタル変換重畳信号と前記試験
周波数のディジタル余弦波信号との第二乗算器、及び前
記第一乗算器と第二乗算器とに接続した前記試験信号の
実効値演算器を設け、前記入力回路異常判定部を前記実
効値演算器からの実効値の観察に基づく異常判定部とし
てなるアナログ入力回路監視装置。 - 【請求項３】請求項１又は２の入力回路監視装置におい
て、前記アナログ試験信号を前記試験信号重畳部と共に
前記Ａ／Ｄコンバータへも直接入力し、前記入力回路異
常判定部を前記直接入力の試験信号のＡ／Ｄコンバータ
によるディジタル変換試験信号と前記ディジタル変換重
畳信号から分離後の試験信号との比較に基づく異常判定
部としてなるアナログ入力回路監視装置。 - 【請求項４】請求項１から３の何れかの入力回路監視装
置において、前記試験周波数のディジタル矩形波信号を
入力して前記アナログ試験信号を出力する正弦波波形整
形回路を設けてなるアナログ入力回路監視装置。 - 【請求項５】請求項１から４の何れかの入力回路監視装
置において、前記試験周波数を前記所定周波数の１／Ｎ
倍（Ｎは自然数）とも異なるものとしてなるアナログ入
力回路監視装置。 - 【請求項６】請求項１から５の何れかの入力回路監視装
置において、前記入力信号を電力系統の電気量のアナロ
グ計測信号としてなるアナログ入力回路監視装置。 - 【請求項７】請求項１から６の何れかの入力回路監視装
置において、前記入力回路異常判定部による異常検出時
に警報信号を出力する警報部を設けてなるアナログ入力
回路監視装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10248225A JP2950818B1 (ja) | 1998-09-02 | 1998-09-02 | アナログ入力回路監視装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10248225A JP2950818B1 (ja) | 1998-09-02 | 1998-09-02 | アナログ入力回路監視装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2950818B1 true JP2950818B1 (ja) | 1999-09-20 |
| JP2000076579A JP2000076579A (ja) | 2000-03-14 |
Family
ID=17175045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10248225A Expired - Lifetime JP2950818B1 (ja) | 1998-09-02 | 1998-09-02 | アナログ入力回路監視装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2950818B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019527831A (ja) * | 2016-08-05 | 2019-10-03 | 日本テキサス・インスツルメンツ合同会社 | レーダーシステムにおける欠陥検出 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4534373B2 (ja) * | 2001-03-26 | 2010-09-01 | 三菱電機株式会社 | 漏洩電流表示ユニット付回路遮断器 |
| JP2009105553A (ja) * | 2007-10-22 | 2009-05-14 | Denso Corp | Ａｄ変換装置の異常検出装置 |
| JP2010005727A (ja) * | 2008-06-26 | 2010-01-14 | Sanmei Electric Co Ltd | 演算処理システム |
| JP5731141B2 (ja) * | 2010-08-09 | 2015-06-10 | 日本信号株式会社 | アナログ信号入力装置 |
| US9573619B2 (en) | 2012-10-10 | 2017-02-21 | Nsk Ltd. | Physical quantity detecting device and electric power steering apparatus using same |
| CN104155542B (zh) * | 2014-07-15 | 2017-01-18 | 中国船舶重工集团公司第七一九研究所 | 适用于高频间谐波引发的闪变的检测方法 |
| JP2019152632A (ja) * | 2018-03-06 | 2019-09-12 | 中部精機株式会社 | 常時診断機能付き検電器 |
-
1998
- 1998-09-02 JP JP10248225A patent/JP2950818B1/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019527831A (ja) * | 2016-08-05 | 2019-10-03 | 日本テキサス・インスツルメンツ合同会社 | レーダーシステムにおける欠陥検出 |
| JP7121238B2 (ja) | 2016-08-05 | 2022-08-18 | テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド | レーダーシステムにおける欠陥検出 |
| US11460543B2 (en) | 2016-08-05 | 2022-10-04 | Texas Instruments Incorporated | Failure detection in a radar system |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000076579A (ja) | 2000-03-14 |
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