JP2915956B2

JP2915956B2 - 漏電検出装置

Info

Publication number: JP2915956B2
Application number: JP6498990A
Authority: JP
Inventors: 福紹佐治; 充弘笹生; 達田中; 仁牧永; 義久石神; 雅隆神田
Original assignee: Tokyo Electric Power Co Inc; Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd; Tokyo Electric Power Company Holdings Inc
Priority date: 1990-03-15
Filing date: 1990-03-15
Publication date: 1999-07-05
Anticipated expiration: 2014-07-05
Also published as: JPH03265421A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は漏電ブレーカ等に用いる漏電検出装置に関す
るものである。

［従来の技術］従来、交流電路に流れる漏洩電流を検出する漏電検出
装置には、漏洩電流を零相変流器で検出し、この零相変
流器から出力される漏電信号が一定の波高値及び幅を越
えた場合に、漏電と判断するものがあった。

［発明が解決しようとする課題］而して、上記の如き漏電検出装置にあっては、交流電
路から大地へ流れる漏洩電流を検出できるものの、雷サ
ージの如き過大サージに対しては誤動作を起こす恐れが
あった。

すなわち、負荷装置には、雷サージのような過大なサ
ージ電圧が交流電路に重畳したときに負荷装置をサージ
電圧から保護するため、ギャップ式アレスタ或はZnOバ
リスタなどのサージ吸収要素を交流電路と大地との間に
設けられることがある。

このサージ吸収要素が設けられた場合には、サージ電
圧が交流電路に重畳すると、サージ吸収要素が導通して
負荷装置を過電圧から保護できる反面、交流電路から大
地へサージ電流がながれるため、零相変流器にはサージ
電流の影響を受けた２次出力が発生する。この２次出力
は、サージ電流に対する直接的出力は勿論、零相変流器
のインダクタンスによる逆起電圧の影響を受ける関係か
ら、サージ電流の消滅後も、一方向に長時間連続した間
接的出力も発生する。特にギャップ式アレスタの場合に
は、サージ電流が消滅した後もこれに伴う続流が発生す
るため、特にその影響が大きい。

従って、一方向に長期間連続した間接的な出力を有す
る零相変流器の２次出力により、上記漏電検出装置は、
これを通常の漏洩電流と同等と判断して漏電検出を行う
ため、雷サージの如き過大サージに対して誤動作を起こ
す恐れがあった。

本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、請求
項１〜請求項５記載の発明にあっては雷サージのような
過大なサージ発生時における漏洩電流に対して誤動作す
ることがなく、確実に漏電を検出することができる漏電
検出装置を提供することを目的する。

また請求項６記載の発明は請求項５記載の発明の目的
に併せて、負荷装置として接続されている高周波発生装
置が漏電して高周波の漏洩電流が流れたときにも確実に
検出することができる漏電検出装置を提供することを目
的とする。

［課題を解決するための手段］上記の目的を達成するために、請求項１記載の発明で
は交流電路の漏洩電流を検出してこの漏洩電流の大きさ
にほぼ比例した漏電信号を発生し、この漏電信号の大き
さが所定の大きさに達したときスイッチング素子をトリ
ガして交流電路を遮断する漏電検出装置において、上記
漏電信号の大きさが設定レベルを越えたときに出力を発
生する比較手段と、該比較手段の出力を時延して手段を
発生する第１の時延手段と、この第１の時延手段の出力
でトリガされて非検出期間を設定する第１のタイマ手段
と、上記第１の時延手段の出力でトリガされて上記第１
のタイマ手段で設定される非検出期間より長く且つその
時間差が交流電路の交流の周期より長い検出期間を設定
する第２のタイマ手段と、上記非検出期間経過後で且つ
上記検出期間内に存在する上記比較手段の出力を取り出
す論理手段と、この論理手段の出力を時延して上記スイ
ッチング素子をトリガするトリガ信号を発生する第２の
時延手段とを備えたものである。

請求項２記載の発明は交流電路の漏洩電流を検出して
この漏洩電流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生
し、この漏電信号の大きさが所定の大きさに達したと
き、スイッチング素子をトリガして交流電路を遮断する
漏電検出装置において、上記漏電信号の大きさが設定レ
ベルを越えたときに出力を発生する比較手段と、この比
較手段の出力を時延して出力を発生する第１の時延手段
と、この第１の時延手段の出力と上記比較手段の反転出
力との論理積をとって上記比較手段の出力の立ち下がり
に対応した出力を得る第１の論理手段と、この第１の論
理手段の出力でトリガされて少なくとも交流電路の交流
の周期より長い検出期間を設定するタイマ手段と、この
タイマ手段で設定される検出期間中に存在する上記比較
手段の出力を取り出す第２の論理手段と、この第２の論
理手段の出力を時延して上記スイッチング素子をトリガ
するトリガ信号を発生する第２の時延手段とを備えたも
のである。

請求項３記載の発明は交流電路の漏洩電流を検出して
この漏洩電流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生
し、この漏電信号の大きさが所定の大きさに達したとき
スイッチング素子をトリガして交流電路を遮断する漏電
検出装置において、上記漏電信号の大きさが設定レベル
を越えたときに出力を発生する比較手段と、この比較手
段の出力に対応して交流電路の周期より長い検出期間を
設定するタイマ手段と、このタイマ手段で設定される検
出期間中において２以上の所定数の上記比較手段の出力
をカウントしたときに出力を発生して上記スイッチング
素子をトリガするカウント手段とを備えたものである。

請求項４記載の発明は交流電路の漏洩電流を検出して
この漏洩電流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生
し、この漏電信号の大きさが所定の大きさに達したとき
スイッチング素子をトリガして交流電路を遮断する漏電
検出装置において、上記漏電信号の大きさが設定レベル
を越えたときに出力を発生する第１の比較手段と、この
第１の比較手段の出力を時延して出力を発生する時延手
段と、この時延手段の出力の立ち上がりで出力を発生し
てこの時延手段の出力の立ち下がりから交流電路の交流
の周期以上の一定期間出力を発生し続ける遅延手段と、
この遅延手段の出力に応答して充電を開始しこの遅延手
段の出力の停止に伴って短時間で放電される充放電手段
と、この充放電手段の出力が設定レベルを越えたときに
上記スイッチング素子をトリガするトリガ信号を発生す
る第２の比較手段とを備え、上記遅延手段が出力を発生
し続ける上記一定時間より上記充放電手段の出力が充電
開始から第２の比較手段の設定レベルを越えるまでの時
間を長く設定したものである。

請求項５記載の発明は交流電路の漏洩電流を検出して
この漏洩電流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生
し、この漏電信号の大きさが所定の大きさに達したとき
スイッチング素子をトリガして交流電路を遮断する漏電
検出装置において、上記漏電信号の大きさが設定レベル
を越えたときに出力を発生する比較手段と、この比較手
段の出力を時延して出力を発生する第１の時延手段と、
この第１の時延手段の出力でトリガされて少なくとも交
流電路の交流の周期より長い検出期間を設定するタイマ
手段と、このタイマ手段と上記比較手段の出力と上記第
１の時延手段の反転出力との論理積をとる論理手段と、
この論理手段の出力を時延して上記スイッチング素子を
トリガするトリガ信号を発生する第２の時延手段とを備
えたものである。

請求項６記載の発明は請求項５記載の発明において、
第１の時延手段の出力でトリガされて一定の検出期間を
設定する別のタイマ手段及び、この別のタイマ手段の反
転出力と第１の時延手段の出力との論理積を取る別の論
理手段を設け、この別の論理手段の出力を第２の時延手
段に入力して第２の時延手段により時延したのち上記ス
イッチング素子のトリガ信号を発生させたものである。

［作用］而して請求項１記載の発明では雷サージのような過大
サージ発生時に生ずる漏洩電流に対応して単発で長時間
連続して発生する零相変流器の２次側出力は第１のタイ
マ手段で設定される非検出期間により漏電検出のための
漏電信号としては用いられず、そのため過大サージによ
る漏洩電流の発生時に誤って漏電検出することが無い。
通常の漏電発生時にはこの非検出期間終了後にも第２の
タイマ手段で設定継続している検出期間において零相変
流器から漏電信号が発生するため、この漏電信号により
漏電検出が行え、確実な漏電保護が図れるのである。

また請求項２記載の発明では零相変流器が漏電信号と
して発生する２次側出力に対応する最初の比較手段の出
力の立ち下がりを検出してから、次の比較手段の出力の
有無を検出することにより漏電検出を行うため、雷サー
ジのような過大サージ発生時に生ずる漏洩電流では零相
変流器の２次側出力は単発で長時間連続した後消滅する
ため、比較手段の最初の出力の立ち下がり後、タイマ手
段が検出期間を設定している間には次の比較手段の出力
が発生せず、そのため誤った漏電検出は行われない。

請求項３記載の発明では比較手段の出力の発生個数を
タイマ手段で定めた検出期間中においてカウント手段に
よりカウントする構成であるため、長時間連続するが単
発である雷サージのような過大サージの発生時には検出
期間中比較器からの出力の発生個数が２以上の所定数と
なることがないため、誤った漏電検出は行われない。

請求項４記載の発明では雷サージのような過大サージ
の発生時に出力される零相変流器の２次側出力が単発で
あるため、第２の比較手段の設定レベルに充放電回路の
出力電圧が達するまでに、遅延手段の出力で充放電手段
の出力が放電によってリセットされてしまうため、充放
電回路の出力が第２の比較手段の設定レベルを越えるこ
とが無く、結果誤った漏電検出は行われない。

これに対して通常の漏電検出時には遅延手段は複数の
漏電信号に対応する時延手段の出力を、充放電回路の出
力電圧が第２の比較手段の設定レベルを越えるまで遅延
することにより、確実に漏電検出が行える。

請求項５記載の発明では漏電信号の大きさが設定レベ
ルを越えたときに出力を発生する比較手段の出力を時延
する時延手段の反転出力と、第１の時延手段の出力でト
リガされるタイマ手段の出力と、上記比較手段の出力と
で論理積を取るため、最初の零相変流器の２次側出力で
非検出期間が設定されることになり、単発の雷サージの
ような過大サージの発生時には零相変流器からは非検出
期間が終了した後のタイマ手段で設定される検出期間中
に次の２次側出力が発生しないため、誤った漏電検出が
行われない。

請求項６記載の発明では、第１の時延手段の出力でト
リガされて一定の検出期間を設定する別のタイマ手段
及、この別のタイマ手段の反転出力と第１の時延手段の
出力との論理積を取る別の論理手段を設け、この別の論
理手段の出力を第２の時延手段に入力して第２の時延手
段により時延したのち上記スイッチング素子のトリガ信
号を発生させたので、高周波発生装置が漏電して高周波
の漏洩電流が交流電路に流れた場合、短い周期で発生す
る零相変流器の２次側出力に対応して上記比較手段から
は短い周期で出力が発生し、そのため第１の時延手段の
出力が保持された状態となり、結果別のタイマ手段で設
定された非検出期間を経た後第１の時延手段の出力に応
じて出力される第２の時延手段で充電することになって
漏電検出が行えるのである。尚別のタイマ手段によって
非検出期間が設定されるため、単発のサージの発生時に
おいても特に誤った漏電検出は起きない。

［実施例］以下本発明を実施例により説明する。

実施例１第１図は請求項１記載の発明に対応する実施例の回路
構成を示しており、図示するように交流電路には引き外
しコイル１により駆動される開閉接点Ｓが挿入されると
ともに、電源回路２が開閉接点Ｓを介して交流電源に接
続されて漏電検出装置の各回路に電源Ｖ_ccを供給するよ
うになっている。

引き外しコイル１はSCRからなるスイッチング素子Ｑ₀
を通じて交流電路に接続され、スイッチング素子Ｑ₀が
オンするとスイッチング素子Ｑ₀を介して励磁電流が流
れて励磁され、開閉接点Ｓを開離駆動するものである。

漏電検出装置は交流電路を１次側とし交流電路に漏洩
電流による不平衡電流が流れると、この漏洩電流の大き
さにほぼ比例したレベルの２次側出力を漏電信号として
発生する零相変流器３と、この零相変流器３の２次側出
力を設定レベルＶ_refaと比較する比較手段たる比較器４
と、この比較器４の出力に応じ、抵抗Ｒ₁を介してコン
デンサＣ₁を充放電する充放電回路５と、この充放電回
路５とで時延手段を構成し、この充放電回路５のコンデ
ンサＣ₁の両端電圧を設定レベルＶ_refbと比較する比較
器６と、この比較器６の出力の立ち上がりでトリガされ
る単安定マルチバイブレータ７と、同様に比較器６の出
力の立ち上がりでトリガされる単安定マルチバイブレー
タ８と、上記比較器４の出力と、単安定マルチバイブレ
ータ７の出力と、単安定マルチバイブレータ８の出力の
反転信号との論理積を取る論理手段たるアンド回路９
と、このアンド回路９の出力に応じ、抵抗Ｒ₂を通じて
コンデンサＣ₂を充放電する充放電回路10と、この充放
電回路10とで第２の時延手段を構成し、この充放電回路
10のコンデンサＣ₂の両端電圧を設定レベルＶ_refcと比
較し、その出力で上記スイッチング素子Ｑ₀にトリガ信
号を与える第３の比較器11と、該第３の比較器11の出力
でオン動作して上記設定レベルＶ_refcをコレクタ・エミ
ッタ間電圧Ｖ_CE(SAT)に低下させて比較器11の出力をラ
ッチするトランジスタＱ₁とから構成されている。

而して漏電が発生して漏洩電流が交流電路に流れる
と、零相変流器３に第２図（ａ）に示す２次側出力が漏
電信号として発生する。クランプダイオードＤは漏電信
号を一定以下に抑えるためのものである。

さて零相変流器３の２次側出力が比較器４の設定レベ
ルＶ_refaを越えると、越えている期間に対応して比較器
４は第２図（ｂ）に示す出力を発生する。この出力に応
じ、充放電回路５では抵抗Ｒ₁を通じてコンデンサＣ₁を
充放電する。この充放電が比較器４の出力に対応して繰
り返して行われ、コンデンサＣ₁の両端電圧は第２図
（ｃ）に示すようになる。

最初の漏電信号に対応したコンデンサＣ₁の充電電圧
が比較器６の設定レベルＶ_refbを越えると、比較器６か
ら出力が立ち上がり、この出力の立ち上がりに応じて単
安定マルチバイブレータ7,8がトリガされ、単安定マル
チバイブレータ７からは第２図（ｄ）に示す出力を発生
する。つまり単安定マルチバイブレータ７は検出期間Ｔ
₁を設定するための第１のタイマ手段を構成し、この検
出期間Ｔ₁に対応するパルス幅のパルス信号を発生す
る。

一方単安定マルチバイブレータ８は雷サージによる漏
洩電流が誤って漏電発生として検出されるのを防ぐため
の非検出期間Ｔ₂を設定する第２のタイマ手段を構成し
ており、設定される非検出期間Ｔ₂は雷サージによって
零相変流器３から２次側出力が連続して発生する時間
（約20ms）より長く設定され、且つ上記検出期間Ｔ₁よ
りも短く、またその差が交流電源の周期よりも長くなる
ように設定される。

単安定マルチバイブレータ８の出力はノット回路12に
より反転されて第２図（ｅ）に示すような信号となり、
この信号と、上記単安定マルチバイブレータ７の信号
と、上記比較器４の出力とがアンド回路９に入力する。

従って非検出期間Ｔ₂では比較器４より出力が発生し
ても、アンド回路９の出力は“L"で、その後非検出期間
Ｔ₂が経過し、且つ検出期間Ｔ₁中において比較器４より
出力が発生すると、比較器４の出力に応じてアンド回路
９の出力が“H"となり、充放電回路10の抵抗Ｒ₂を通じ
てコンデンサＣ₂を充電する。

この充放電回路10のコンデンサＣ₂の両端電圧が第２
図（ｆ）に示すように比較器11の設定レベルＶ_refcを越
えると、第２図（ｇ）に示すように比較器11の出力が立
ち上がり、スイッチング素子Ｑ₀にトリガ信号を与える
とともにトランジスタＱ₁をオンする。トランジスタＱ₁
のオンにより比較器11の出力がラッチされた形となっ
て、スイッチング素子Ｑ₀をターンオンさせるに十分な
エネルギを持つトリガ信号を発生させ、スイッチング素
子Ｑ₀をオンさせる。

このスイッチング素子Ｑ₀のオンにより引き外しコイ
ル１に励磁電流が流れ、引き外しコイル１は開閉接点Ｓ
を開離駆動し、交流電路を断路する。

尚断路により零相変流器３の出力が無くなるととも
に、電源回路２の入力も無くなって、各単安定マルチバ
イブレータ7,8及びアンド回路９、比較器4,6,11の出力
が“L"となる。

次に雷サージが交流電路に流れ、交流電路に設けてい
るサージ吸収要素によって生じる漏洩電流が発生すると
第３図（ａ）に示す零相変流器３に２次側出力が発生
し、この２次側出力が比較器４の設定レベルＶ_refaを越
えると、比較器４は第３図（ｂ）に示す出力を発生す
る。この出力に応じて、充放電回路５のコンデンサＣ₁
が充放電されその時の充放電回路５のコンデンサＣ₁の
両端電圧は第３図（ｃ）に示すようになる。そしてこの
コンデンサＣ₁の電圧が比較器６の設定レベルＶ_refbを
越えると比較器６から出力が発生し、この出力の立ち上
がりで単安定マルチバイブレータ7,8はトリガされ、単
安定マルチバイブレータ７の出力が第３図（ｄ）に示す
ように、また単安定マルチバイブレータ８の反転出力が
第３図（ｅ）のように発生する。この反転出力が“L"で
ある非検出期間Ｔ₂に比較器４の出力があっても、アン
ド回路９の出力は“L"で、充放電回路10の出力も“L"と
なり、また非検出期間Ｔ₂が経過した後では既に雷サー
ジによる漏洩電流に対応した零相変流器３の２次側出力
は比較器４の設定レベルＶ_refa以下と低下しているた
め、もはや比較器４から出力が発生せず、アンド回路９
の出力は“L"のままで、第３図（ｆ）のように充放電回
路10の出力電圧も“L"となり、比較器11の出力は第３図
（ｇ）に示すように発生せずスイッチング素子Ｑ₀をト
リガしない。つまり雷サージによる漏洩電流検出では開
閉接点Ｓを開離駆動することはないのである。

次にインバータ装置のような高周波発生装置が負荷装
置として存在し、この負荷装置で漏電が発生すると、高
周波の漏洩電流が流れることになり、零相変流器３で漏
電信号として検出される。この漏電信号が比較器４の設
定レベルＶ_refaを越えると比較器４から出力が発生し、
この出力に応じて充放電回路５のコンデンサＣ₁が充放
電されるわけであるが、比較器４の出力は短い周期で発
生するため、コンデンサＣ₁の両端電圧は徐々に上昇し
てやがて比較器６の設定レベルＶ_refbを越えることにな
り、上述の漏電時と同様に単安定マルチバイブレータ7,
12がトリガされ、非検出期間Ｔ₂の経過後の検出期間中
Ｔ₁において、アンド回路９を介して充放電回路10のコ
ンデンサＣ₂を充電する。従って上述の漏電時と同様に
コンデンサＣ₂の電圧が設定レベルＶ_refcを越え、上述
の漏電時と同様に比較器11は出力を発生してスイッチン
グ素子Ｑ₀にトリガ信号を与えるとともにトランジスタ
Ｑ₁をオンし、スイッチング素子Ｑ₀をオンさせて、引き
外しコイル１により開閉接点Ｓを開離駆動し、交流電路
を断路する。つまりインバータ装置のような高周波発生
装置を負荷装置として接続している場合に漏電が起きて
も検出することができるのである。

実施例２第４図は請求項２記載の発明に対応する実施例の回路
を示し、この実施例回路は比較器４の出力を反転してこ
の反転出力と、比較器６の出力との論理積をアンド回路
13でとって、このアンド回路13で検出期間Ｔ₁を決める
タイマ手段を構成する単安定マルチバイブレータ14をト
リガし、更にこの単安定マルチバイブレータ14の出力と
上記比較器４の出力との論理積を第２の論理積手段であ
るアンド回路15で取り、このアンド回路15の出力に応じ
て、充放電回路10のコンデンサＣ₁を充放電するように
なっている。尚第１図実施例と同一番号及び記号の構成
は同じ構成で且つ同じ動作を為すものである。

而して漏電によって零相変流器３に第５図（ａ）に示
す２次側出力が発生し、この２次側出力が比較器４の設
定レベルＶ_refaを越えると、越えている期間に対応して
比較器４は第５図（ｂ）に示す出力を発生する。

この出力に応じて充放電回路５では抵抗Ｒ₁を通じて
コンデンサＣ₁を充放電し、コンデンサＣ₁の両端電圧は
第５図（ｃ）に示すようになる。こので電圧が比較器６
の設定レベルＶ_refbを越えると、比較器６から第５図
（ｅ）に示す出力が発生することになる。

アンド回路13は比較器６の出力と、比較器４の出力を
ノット回路16で反転した出力との論理積をとるものであ
るから、最初の漏電信号に対応した比較器４の出力の反
転信号（第５図（ｄ））が立ち上がった時点で、出力が
“H"となって単安定マルチバイブレータ14をトリガし、
この単安定マルチバイブレータ14から検出期間Ｔ₁を設
定するパルス幅を持つパルス信号を第５図（ｆ）に示す
ように発生させる。つまり最初に検出された漏電信号の
立ち下がりから検出期間Ｔ₁を設定する。

この単安定マルチバイブレータ14のパルス信号が出力
している検出期間Ｔ₁において比較器４の出力がある
と、この出力に応じてアンド回路15の出力が“H"とな
り、充放電回路10は抵抗Ｒ₂を通じてコンデンサＣ₂を充
電する。

第５図（ｇ）に示すこの充放電回路10のコンデンサＣ
₂の両端電圧が比較器11の設定レベルＶ_refcを越える
と、上記第１図実施例と同様に比較器11は第５図（ｈ）
に示すように出力を立ち上がらせてスイッチング素子Ｑ
₀にトリガ信号を与えるとともにトランジスタＱ₁をオン
し、スイッチング素子Ｑ₀をオンさせて、引き外しコイ
ル１により開閉接点Ｓを開離駆動し、交流電路を断路す
る。

この断路により零相変流器３の２次側出力が無くなる
とともに、電源回路２の入力も無くなって、各単安定マ
ルチバイブレータ14及びアンド回路13,15、比較器4,6,1
1の出力が“L"となる。

次に雷サージによる漏洩電流が生じると、第６図
（ａ）に示すように零相変流器３に２次側出力が発生
し、この２次側出力が比較器４の設定レベルＶ_refaを越
えると、比較器４は第６図（ｂ）に示す出力を発生す
る。この出力に応じて充放電回路５のコンデンサＣ₁が
充放電されその時の充放電回路５のコンデンサＣ₁の両
端電圧は第６図（ｃ）に示すようになる。

そしてこのコンデンサＣ₁の電圧が比較器６の設定レ
ベルＶ_refbを越えると比較器６は出力を第６図（ｅ）に
示すように発生する。アンド回路13は比較器４の出力の
反転信号が第６図（ｄ）に示すように立ち上がると、出
力を“H"とし、この出力の立ち上がりで単安定マルチバ
イブレータ14をトリガし、単安定マルチバイブレータ14
から第６図（ｆ）に示すパルス信号を発生させる。この
パルス信号の幅で設定される検出期間Ｔ₁では既に零相
変流器３の２次側出力が比較器４の設定レベルＶ_refa以
下に低下しているため比較器４の出力が“L"となってお
り、そのためアンド回路15の出力も“L"となる。従って
充放電回路10のコンデンサＣ₂の両端電圧は第６図
（ｇ）に示すように零となり、比較器11の出力も発生し
ない。従ってスイッチング素子Ｑ₀にはトリガ信号が与
えられず、開閉接点Ｓは開離駆動されることがない。

尚インバータ装置のような高周波発生装置が負荷装置
として存在し、この負荷装置で漏電が発生すると、高周
波の漏洩電流が流れることになり、零相変流器３で漏電
信号として検出される。この漏電信号が比較器４の設定
レベルＶ_refaを越えると比較器４から出力が発生し、こ
の出力に応じて充放電回路５のコンデンサＣ₁が充放電
されるわけであるが、比較器４の出力は短い周期で発生
するため、コンデンサＣ₁の電圧が徐々に上昇してやが
て設定レベルＶ_refbを越えることになる。このため比較
器６に出力が発生して、比較器４の反転出力が“H"の時
に単安定マルチバイブレータ14をトリガすることにり、
この単安定マルチバイブレータ14の出力で設定される検
出期間Ｔ₁において比較器４より出力される出力で漏電
時と同様に充放電回路10のコンデンサＣ₂を充電し、以
後漏電時と同様な動作が得られることになる。

実施例３第７図は請求項５及び６記載の発明の実施例に対応す
る回路を示している。上記実施例２では最初の漏電信号
に対応した比較器４の出力の立ち下がりで検出期間Ｔ₁
を設定する構成であったが、本実施例は最初の漏電信号
に対応した比較器６の出力の立ち上がりでタイマ手段を
構成する単安定マルチバイブレータ16をトリガして検出
期間Ｔ₁を設定するパルス信号を得るようにしており、
該単安定マルチバイブレータ16の出力と、比較器６の出
力をノット回路17で反転させた信号と、比較器４の出力
との論理積を論理手段であるアンド回路18で取り、この
アンド回路18の出力をオア回路19を通じて充放電回路10
に入力するようになっている。

オア回路19は上記アンド回路18の他に別の論理手段で
あるアンド回路21の出力を入力するようになっており、
アンド回路21は、上記比較器６の出力の立ち上がりでト
リガされ、上記検出期間Ｔ₁より短い幅のパルス信号を
出力する別のタイマ手段を構成する単安定マルチバイブ
レータ20の出力をノット回路22で反転させた信号と、上
記比較器６の出力との論理積をとる。これらの論理回路
はインバータ装置のような高周波発生装置の漏洩電流に
対応するためのものである。上記単安定マルチバイブレ
ータ20の出力パルス幅は検出期間Ｔ₁より短い幅として
いるが、逆に長くしていても問題は特にない。

尚第１図実施例と同一番号、同一記号の構成は同じ構
成で同じ動作を為す。

而して漏電が発生すると、上記実施例1,2と同様に零
相変流器３に第８図（ａ）に示す２次側出力が発生し、
この２次側出力が比較器４の設定レベルＶ_refaを越える
と、比較器４からは越えている期間に対応して第８図
（ｂ）に示す出力を発生する。

この出力に応じて充放電回路５ではコンデンサＣ₁を
充放電し、コンデンサＣ₁の両端電圧は第８図（ｃ）に
示すようになる。このコンデンサＣ₁の両端電圧が比較
器６の設定レベルＶ_refbを越えると、比較器６から出力
が発生して、その出力の立ち上がりで単安定マルチバイ
ブレータ16をトリガし、第８図（ｄ）に示すパルス信号
を発生させる。

このパルス信号は検出期間Ｔ₁を設定するパルス幅を
持つパルス信号であり、最初の漏電信号に対応した比較
器６の出力の立ち上がりに対応して出力される。

また比較器６の出力はノット回路17により第８図
（ｅ）に示すように反転され、上記単安定マルチバイブ
レータ16の出力及び比較器４の出力とともにアンド回路
18に入力する。従ってアンド回路18では比較器４の立ち
上がりから、比較器６の出力が立ち上がるまでの間第８
図（ｆ）に示すように出力を発生し、この出力がオア回
路19を通じて充放電回路10のコンデンサＣ₂を充電す
る。このコンデンサＣ₂の両端電圧が第８図（ｉ）に示
すように比較器11の設定レベルＶ_refcを越えると、第８
図（ｊ）に示すように比較器11は出力を発生して、スイ
ッチング素子Ｑ₀にトリガ信号を与えるとともにトラン
ジスタＱ₁をオンし、上記各実施例と同様に引き外しコ
イル１により開閉接点Ｓを開離駆動し、交流電路を断路
する。

ところで上記比較器６の出力でトリガされる単安定マ
ルチバイブレータ20の出力はノット回路22により反転さ
れて“L"となるため、“L"期間Ｔ₂中は比較器６の出力
があってもアンド回路21の出力は第８図（ｈ）に示すよ
うに“L"となっている。

さて交流電路が断路されると零相変流器３の２次側出
力が無くなるとともに、電源回路２の入力も無くなっ
て、単安定マルチバイブレータ14,16及びアンド回路18,
16、オア回路19、比較器4,6,11の出力が“L"となる。

次にインバータ装置のような高周波発生装置が負荷装
置として存在し、この負荷装置で漏電が発生すると、高
周波の漏洩電流が流れることになり、第９図（ａ）に示
すように零相変流器３で漏電信号として検出される。こ
の漏電信号が比較器４の設定レベルＶ_refaを越えると比
較器４からは第９図（ｂ）に示す出力が発生する。

この出力に応じて充放電回路５のコンデンサＣ₁が充
放電されるわけであるが、比較器４の出力は短い周期で
発生するため、コンデンサＣ₁の両端電圧は第９図
（ｃ）に示すように徐々に上昇して比較器６の設定レベ
ルＶ_refbを越えることになり、その後ほぼ一定電圧に保
持される。そして比較器６の設定レベルＶ_refbをコンデ
ンサＣ₁の両端電圧が越えて比較器６の出力が立ち上が
った時点で、単安定マルチバイブレータ16及び20が夫々
トリガされ、単安定マルチバイブレータ16には第９図
（ｄ）に示すパルス信号が出力し、また単安定マルチバ
イブレータ20の出力パルス信号の幅に対応する期間Ｔ₂
の間“L"となる信号がノット回路22より第９図（ｇ）に
示すように出力する。

ここで比較器６の出力はコンデンサＣ₁の電圧が設定
レベルＶ_refbを越えてから、“H"のままとなっているた
め、ノット回路17の出力が“L"となり、結果第９図
（ｆ）に示すようにアンド回路18の出力は“L"のままに
維持される。

一方アンド回路21は単安定マルチバイブレータ20のパ
ルス信号が発生しなくなると、つまりＴ₂期間が経過し
た時点で出力を第９図（ｈ）に示すように“H"とし、オ
ア回路19を通じて第９図（ｉ）に示すように充放電回路
10のコンデンサＣ₂を充電する。このコンデンサＣ₂の両
端電圧が比較器11の設定レベルＶ_refcを越えると、上述
の漏電時と同様に比較器11は第９図（ｊ）に示すように
出力を発生してスイッチング素子Ｑ₀にトリガ信号を与
えるとともにトランジスタＱ₁をオンし、スイッチング
素子Ｑ₀をオンさせて、引き外しコイル１により開閉接
点Ｓを開離駆動し、交流電路を断路する。つまりインバ
ータ装置のような高周波発生装置を負荷装置として接続
している場合に漏電が起きても検出することができるの
である。

次に雷サージによる漏洩電流にて第10図（ａ）に示す
ように零相変流器３に２次側出力が発生し、その２次側
出力が比較器４の設定レベルＶ_refaを越えると、比較器
４は第10図（ｂ）に示す出力を発生する。この出力に応
じて充放電される充放電回路５のコンデンサＣ₁の両端
電圧は第10図（ｃ）に示すようになる。

そしてこのコンデンサＣ₁の電圧が比較器６の設定レ
ベルＶ_refbを越えて比較器６の出力が立ち上がると、こ
の立ち上がりにより単安定マルチバイブレータ16,20が
夫々トリガされ、単安定マルチバイブレータ16からは第
10図（ｄ）に示すパルス信号を、またノット回路22から
は第10図（ｇ）に示す単安定マルチバイブレータ20の出
力パルス信号の反転信号を出力させる。

そして雷サージによる漏洩電流によって出力される零
相変流器３の２次側出力は20ms程度継続する単発の出力
であるため、零相変流器３の２次側出力が低下して比較
器４の設定レベルＶ_refaより低くなり、比較器４の出力
が“L"となると、アンド回路18は検出期間Ｔ₁の間にお
いて出力を“H"とすることはない。

一方アンド回路21は比較器６の出力が“H"である期間
中は、単安定マルチバイブレータ20の反転出力が“L"で
あるため、第10図（ｈ）に示すように出力を“L"に維持
する。

従って両アンド回路18,21の出力が“H"とならないた
めオア回路19は“L"状態を維持し、結果第10図（ｉ）に
示すように充放電回路10のコンデンサＣ₂の両端電圧が
零のままで、第10図（ｊ）に示すように比較器11は出力
を発生しない。従ってスイッチング素子Ｑ₀にはトリガ
信号が与えられず、開閉接点Ｓは開離駆動されることが
ない。

実施例４本実施例は請求項３記載の発明に対応するもので、本
実施例では最初の漏電信号の立ち上がりで検出期間Ｔ₁
を定めて、この検出期間Ｔ₁中に漏電信号を所定個数入
力した時に漏電検出を行うもので、第11図に示すように
比較器６の出力の立ち上がりでトリガされるタイマ手段
たる単安定マルチバイブレータ23の出力パルス信号でJK
フリップフロップ24,25のリセットを解除するようにし
ている。JKフリップフロップ24,25はカウント手段たる
カウンタを構成するもので、比較器６の出力の反転信号
を１段目のJKフリップフロップ24のクロックとし、２段
目のJKフリップフロップ25のクロックを１段目のJKフリ
ップフロップ24のＱ出力で得るようになっており、２段
目のJKフリップフロップ25はＱ出力でスイッチング素子
Ｑ₀のトリガ信号を与えるようになっている。

尚第１図実施例と同一番号、同一記号のものは同じ構
成で同じ動作を為すものである。

而して漏電が発生すると、各実施例と同様に零相変流
器３に第12図（ａ）に示す２次側出力が発生し、この２
次側出力が比較器４の設定レベルＶ_refaを越えると、越
えている期間に対応して比較器４から出力が発生する。

この出力に応じて充放電回路５ではコンデンサＣ₁を
充放電し、コンデンサＣ₁の両端電圧を第12図（ｂ）に
示すようになる。

最初の漏電信号に対応したコンデンサＣ₁の電圧が比
較器６の設定レベルＶ_refbを越えて第12図（ｃ）に示す
ように比較器６から出力が立ち上がると、この出力の立
ち上がりに応じて単安定マルチバイブレータ23がトリガ
され、単安定マルチバイブレータ23は第12図（ｄ）に示
す出力を発生する。つまり単安定マルチバイブレータ23
は検出期間Ｔ₁を設定するもので、この検出期間Ｔ₁に対
応するパルス幅のパルス信号を発生する。

さて単安定マルチバイブレータ23のパルス信号がCLR
端子に入力すると、各JKフリップフロップ24,25はリセ
ット状態が解除され、最初の漏電信号に対応する第12図
（ｅ）に示す比較器６の出力の反転信号の立ち下がり
で、JKフリップフロップ24は第12図（ｆ）に示すように
Ｑ出力を“H"に反転する。このときJKフリップフロップ
25はクロックが入力しないためＱ出力を“L"のままに維
持する。

次に２サイクル目の漏電信号が入力して比較器６の反
転信号が立ち下がると、JKフリップフロップ24はＱ出力
を“L"に反転する。このＱ出力の立ち下がりによりJKフ
リップフロップ25は第12図（ｇ）に示すようにＱ出力を
“H"とする。

つまり２サイクル目の漏電信号をカウントしたことに
より、JKフリップフロップ25はスイッチング素子Ｑ₀に
トリガ信号を与え、スイッチング素子Ｑ₀をオンさせ
る。このスイッチング素子Ｑ₀のオンにより上記各実施
例と同様に引き外しコイル１に励磁電流が流れ、引き外
しコイル１は開閉接点Ｓを開離駆動し、交流電路を断路
する。

この断路により零相変流器３の出力が無くなるととも
に、電源回路２の入力も無くなって、単安定マルチバイ
ブレータ23、比較器4,6の出力、JKフリップフロップ24,
25のＱ出力が“L"となる。

次に雷サージによる漏洩電流が検出されて第13図
（ａ）に示すように零相変流器３に２次側出力が発生し
て、その出力が比較器４の設定レベルＶ_refaを越える
と、比較器４は出力を発生する。この出力に応じて充放
電回路５のコンデンサＣ₁が第13図（ｂ）に示すように
充放電される。そしてこのコンデンサＣ₁の両端電圧が
比較器６の設定レベルＶ_refbを越えると、第13図（ｃ）
に示すように比較器６の出力が発生し、この出力の立ち
上がりで単安定マルチバイブレータ23がトリガされ、単
安定マルチバイブレータ23は第13図（ｄ）に示すように
パルス信号を発生する。

次いで比較器６の出力の反転信号の立ち下がりがある
とJKフリップフロップ24のＱ出力が“H"に反転する。

しかしながら検出時間Ｔ₁中には２発目の雷サージが
入力せず、第13図（ｅ）に示すように比較器６の出力の
反転信号が再度立ち下がることがない。従って、JKフリ
ップフロップ24はＱ出力を第13図（ｆ）のようにリセッ
トされるまで“H"に維持し、JKフリップフロップ25のＱ
出力は第13図（ｇ）に示すように“L"のままでスイッチ
ング素子Ｑ₀をトリガしない。つまり雷サージでは開閉
接点Ｓを開離駆動することはないのである。

尚インバータ装置のような高周波発生装置を負荷装置
として用い、その高周波発生装置で漏電が生じた場合に
おいても、漏電検出ができるようにするように破線で示
す如く比較器４の反転出力をJKフリップフロップ24のク
ロックとする回路構成としても良い。

この場合ノイズに弱くなるが、短い周期で比較器４か
ら出力が発生するため、比較器６の出力の立ち上がりで
トリガされる単安定マルチバイブレータ23からパルス信
号が出力している期間Ｔ₁中において確実にJKフリップ
フロップ25のＱ出力を“H"に反転させ、上述の漏電時と
同様に開閉接点Ｓを開離駆動することができる。

実施例５実施例４がカウンタによって漏電信号の入力数をカウ
ントするデジタルカウント式のものであったが、第14図
に示すように本実施例はアナログ方式により漏電信号を
カウントするもので、比較器６の出力でオン駆動される
トランジスタＱ₂に並列にコンデンサＣ₃を接続し、トラ
ンジスタＱ₂がオフしたとき、つまり比較器６の出力の
立ち下がりで、電源Ｖ_ccにて抵抗Ｒ₃を通じてコンデン
サＣ₃を充電する積分回路と、比較器26とからなる遅延
回路27を備えるとともに、この遅延回路27の出力でオン
するトランジスタＱ₃に並列にコンデンサＣ₄を並列に接
続し、トランジスタＱ₃がオフのとき電流源28でコンデ
ンサＣ₄を充電し、トランジスタＱ₃のオンのときコンデ
ンサＣ₄の充電電荷を放電させる充放電回路10′を備
え、この充放電回路10′のコンデンサＣ₄の両端電圧を
第２の比較手段たる比較器11の設定レベルＶ_refcと比較
するようになっている。

而して漏電が発生すると、零相変流器３に第15図
（ａ）に示す２次側出力が発生し、この２次側出力が比
較器４の設定レベルＶ_refaを越えると、越えている期間
に対応して比較器４は出力を発生する。

この出力に応じて充放電される充放電回路５のコンデ
ンサＣ₁の両端電圧は第15図（ｂ）に示すようになり、
最初の漏電信号に対応したコンデンサＣ₁の電圧が比較
器６の設定レベルＶ_refbを越えると、比較器６の出力が
発生し、該出力の発生期間中遅延回路27のトランジスタ
Ｑ₂をオンする。このオンによりコンデンサＣ₃の電荷が
放電され、両端電圧は第15図（ｃ）に示すようにトラン
ジスタＱ₂がオンしている期間中零となる。また比較器
６の出力が発生しなくなってトランジスタＱ₂がオフす
ると、コンデンサＣ₃は抵抗Ｒ₃を通じて充電される。こ
こで各交流電源の各サイクルで漏電信号があると、コン
デンサＣ₄の充電電圧が比較器26の設定レベルＶ_refdを
越えるまでにトランジスタＱ₂がオンされるため、最初
の漏電信号の入力に対応した比較器６の出力の入力から
比較器26の出力が“L"に維持される。従って比較器26の
出力が“L"となった時点からトランジスタＱ₃がオフと
なり、コンデンサＣ₄は電流源28により第15図（ｄ）に
示すように充電され、最初の漏電信号を含めて３つ目の
漏電信号が入力した時点近辺でコンデンサＣ₄の両端電
圧が比較器11の設定レベルＶ_refeを越え、比較器11から
第15図（ｄ）に示すように出力が発生することになっ
て、スイッチング素子Ｑ₀にトリガ信号を与え、スイッ
チング素子Ｑ₀をオンさせる。このスイッチング素子Ｑ₀
のオンにより引き外しコイル１に励磁電流が流れ、引き
外しコイル１は開閉接点Ｓを開離駆動し、交流電路を断
路する。

この断路により零相変流器３の出力が無くなるととも
に、電源回路２の入力も無くなって、電源Ｖ_cc、比較器
4,6、26、29の出力が“L"となる。

次に雷サージによる漏洩電流が検出されて第16図
（ａ）に示すように零相変流器３に２次側出力が発生
し、この２次側出力が比較器４の設定レベルＶ_refaを越
えると、比較器４は出力を発生する。この出力に応じて
充放電回路５のコンデンサＣ₁が充放電されその時の充
放電回路５のコンデンサＣ₁の両端電圧は第16図（ｂ）
に示すようになる。この電圧が比較器６の設定レベルＶ
_refbを越えると、その越えている期間遅延回路27のトラ
ンジスタＱ₂をオンさせ、第16図（ｃ）に示すようにコ
ンデンサＣ₃の両端電圧を零とする。従ってトランジス
タＱ₂がオンになった時点から上記比較器26の出力が
“L"となってトランジスタＱ₃をオフし、第16図（ｄ）
に示すようにコンデンサＣ₄を電流源28で充電する。

やがて雷サージによる漏洩電流が低下して零相変流器
３の２次側出力が低下し、比較器６の出力が“L"となる
と、遅延回路27のトランジスタＱ₂がオフとなり、この
オフと同時にコンデンサＣ₃の充電が開始される。ここ
で雷サージによる漏洩電流は20ms程度で且つ単発で発生
するため、コンデンサＣ₃の両端電圧が比較器26の設定
レベルＶ_refdを越えるまでに再度トランジスタＱ₂がオ
ンすることが無く、従ってコンデンサＣ₃の両端電圧が
Ｔ₀時間後に比較器26の設定レベルＶ_refdを越えること
になる。

ここで雷サージによる漏洩電流の発生時間などを考慮
して充放電回路５の時定数及び遅延回路27の時定数、更
に電流源28の電流値などを適宜設定して、コンデンサＣ
₄の両端電圧が比較器11の設定レベルＶ_refcを越える前
に、遅延回路27のコンデンサＣ₃の両端電圧が比較器26
の設定レベルＶ_refdを越えるようにＴ時間を設定するこ
とにより、コンデンサＣ₃の両端電圧が設定レベルＶ
_refdを越え、比較器26の出力が“H"となり、トランジス
タＱ₃がオンすることにより、コンデンサＣ₄の電圧を比
較器11の設定レベルＶ_refcを越える前に第16図（ｄ）に
示すようにリセットすることができ、結果比較器29の出
力は第16図（ｅ）に示すように“L"のままでスイッチン
グ素子Ｑ₀をトリガしない。つまり雷サージでは開閉接
点Ｓを開離駆動することはないのである。

インバータ装置のような高周波発生装置を負荷装置と
して用い、その高周波発生装置で漏電が生じた場合、充
放電回路５のCR時定数を適宜設定しておくことにより、
短い周期で連続的に出力される比較器４の出力でやがて
充放電回路５の出力が設定レベルＶ_refbを越えて、比較
器６の出力が“H"となり、トランジスタＱ₂をオンす
る。従って通常の漏電検出と同様に遅延回路27の比較器
26の出力が“L"となってトランジスタＱ₃をオフする。
従ってコンデンサＣ₄が充電され。その電圧が設定レベ
ルＶ_refcを越えて比較器11の出力が“H"となり、スイッ
チング素子Ｑ₀をトリガする。このスイッチング素子Ｑ₀
のターンオンにより引き外しコイル２が励磁されて、開
閉接点Ｓを開離駆動し、交流電路を断路する。

尚本実施例に用いる遅延回路27としてはリトリガブル
の単安定マルチバイブレータを使用しても良い。

［発明の効果］請求項１記載の発明は雷サージのような過大サージ発
生時に生ずる漏洩電流に対応して単発で長時間連続して
発生する零相変流器の２次側出力を第１のタイマ手段で
設定される非検出期間により漏電検出のための漏電信号
としては用いず、そのため過大サージによる漏洩電流の
発生時に誤って漏電検出することが無く、通常の漏電発
生時にはこの非検出期間終了後にも第２のタイマ手段で
設定継続している検出期間において零相変流器から漏電
信号が発生するため、漏電信号により漏電検出が行え、
確実な漏電保護が図れるという効果がある。

また請求項２記載の発明は零相変流器が漏電信号とし
て発生する２次側出力に対応する最初の比較手段の出力
の立ち下がりを検出してから、次の比較手段の出力の有
無を検出することにより漏電検出を行うため、雷サージ
のような過大サージ発生時に生ずる漏洩電流では零相変
流器の２次側出力は単発で長時間連続した後消滅するた
め、比較手段の最初の出力の立ち下がり後、タイマ手段
が検出期間を設定している間には次の比較手段の出力が
発生せず、そのため誤った漏電検出は行われないという
効果がある。

請求項３記載の発明は比較手段の出力の発生個数をタ
イマ手段で定めた検出期間中においてカウント手段によ
りカウントする構成であるため、長時間連続するが単発
である雷サージのような過大サージの発生時には検出期
間中比較器からの出力の発生個数が２以上の所定数とな
ることがないため、誤った漏電検出は行われないという
効果がある。

請求項４記載の発明は雷サージのような過大サージの
発生時に出力される零相変流器の２次側出力が単発であ
るため、第２の比較手段の設定レベルに充放電回路の出
力電圧が達するまでに、遅延手段の出力で充放電手段の
出力が放電によってリセットされてしまうため、充放電
回路の出力が第２の比較手段の設定レベルを越えること
が無く、結果誤った漏電検出は行われないという効果が
あり、また通常の漏電検出時には遅延手段は複数の漏電
信号に対応する時延手段の出力を、充放電回路の出力電
圧が第２の比較手段の設定レベルを越えるまで遅延する
ことにより、確実に漏電検出が行えるという効果があ
る。

請求項５記載の発明は漏電信号の大きさが設定レベル
を越えたときに出力を発生する比較手段の出力を時延す
る時延手段の反転出力と、第１の時延手段の出力でトリ
ガされるタイマ手段の出力と、上記比較手段の出力とで
論理積をとるため、最初の零相変流器の２次側出力で非
検出期間が設定されることになり、そのため単発の雷サ
ージのような過大サージの発生時には零相変流器からは
非検出期間が終了した後のタイマ手段で設定される検出
期間中に次の２次側出力が発生しないため、誤った漏電
検出が行われないという効果がある。

請求項６記載の発明は請求項５記載の発明において、
第１の時延手段の出力でトリガされて一定の検出期間を
設定する別のタイマ手段及、この別のタイマ手段の反転
出力と第１の時延手段の出力との論理積を取る別の論理
手段を設け、この別の論理手段の出力を第２の時延手段
に入力して第２の時延手段により時延したのち上記スイ
ッチング素子のトリガ信号を発生させたので、高周波発
生装置が漏電して高周波の漏洩電流が交流電路に流れた
場合、短い周期で発生する零相変流器の２次側出力に対
応して上記比較手段からは短い周期で出力が発生し、そ
のため第１の時延手段の出力が保持された状態となり、
結果別のタイマ手段で設定された非検出期間を経た後第
１の時延手段の出力に応じて出力される第２の時延手段
で充電することになって漏電検出が行え、また別のタイ
マ手段によって非検出期間が設定されるため、単発のサ
ージの発生時においても特に誤った漏電検出は起きない
という効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は請求項１記載の発明に対応する実施例１の回路
図、第２図、第３図は同上の動作説明用タイムチャー
ト、第４図は請求項２記載の発明に対応する実施例２の
回路図、第５図、第６図は同上の動作説明用タイムチャ
ート、第７図は請求項5,6記載の発明に対応する実施例
３の回路図、第８図〜第10図は同上の動作説明用タイム
チャート、第11図は請求項３記載の発明に対応する実施
例４の回路図、第12図、第13図は同上の動作説明用タイ
ムチャート、第14図は本発明の実施例５の回路図、第15
図、第16図は同上の動作説明用タイムチャートである。１は引き外しコイル、２は電源回路、３は零相変流器、
４は第１の比較器、５は第１の充放電回路、６は第２の
比較器、7,8は単安定マルチバイブレータ、９はアンド
回路、10は第２の充放電回路、11は第３の比較器、Ｑ₀
はスイッチング素子である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者田中達東京都千代田区内幸町１丁目１番３号東京電力株式会社内 (72)発明者牧永仁大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者石神義久大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (72)発明者神田雅隆大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株式会社内 (56)参考文献特開平３−220466（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−159622（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−44921（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02H 3/08 - 3/52

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電路の漏洩電流を検出してこの漏洩電
流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生し、この漏電
信号の大きさが所定の大きさに達したときスイッチング
素子をトリガして交流電路を遮断する漏電検出装置にお
いて、上記漏電信号の大きさが設定レベルを越えたとき
に出力を発生する比較手段と、該比較手段の出力を時延
して手段を発生する第１の時延手段と、この第１の時延
手段の出力でトリガされて非検出期間を設定する第１の
タイマ手段と、上記第１の時延手段の出力でトリガされ
て上記第１のタイマ手段で設定される非検出期間より長
く且つその時間差が交流電路の交流の周期より長い検出
期間を設定する第２のタイマ手段と、上記非検出期間経
過後で且つ上記検出期間内に存在する上記比較手段の出
力を取り出す論理手段と、この論理手段の出力を時延し
て上記スイッチング素子をトリガするトリガ信号を発生
する第２の時延手段とを備えたことを特徴とする漏電検
出装置。
【請求項２】交流電路の漏洩電流を検出してこの漏洩電
流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生し、この漏電
信号の大きさが所定の大きさに達したとき、スイッチン
グ素子をトリガして交流電路を遮断する漏電検出装置に
おいて、上記漏電信号の大きさが設定レベルを越えたと
きに出力を発生する比較手段と、この比較手段の出力を
時延して出力を発生する第１の時延手段と、この第１の
時延手段の出力と上記比較手段の反転出力との論理積を
とって上記比較手段の出力の立ち下がりに対応した出力
を得る第１の論理手段と、この第１の論理手段の出力で
トリガされて少なくとも交流電路の交流の周期より長い
検出期間を設定するタイマ手段と、このタイマ手段で設
定される検出期間中に存在する上記比較手段の出力を取
り出す第２の論理手段と、この第２の論理手段の出力を
時延して上記スイッチング素子をトリガするトリガ信号
を発生する第２の時延手段とを備えたことを特徴とする
漏電検出装置。
【請求項３】交流電路の漏洩電流を検出してこの漏洩電
流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生し、この漏電
信号の大きさが所定の大きさに達したときスイッチング
素子をトリガして交流電路を遮断する漏電検出装置にお
いて、上記漏電信号の大きさが設定レベルを越えたとき
に出力を発生する比較手段と、この比較手段の出力に対
応して交流電路の周期より長い検出期間を設定するタイ
マ手段と、このタイマ手段で設定される検出期間中にお
いて２以上の所定数の上記比較手段の出力をカウントし
たときに出力を発生して上記スイッチング素子をトリガ
するカウント手段とを備えたことを特徴とする漏電検出
装置。
【請求項４】交流電路の漏洩電流を検出してこの漏洩電
流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生し、この漏電
信号の大きさが所定の大きさに達したときスイッチング
素子をトリガして交流電路を遮断する漏電検出装置にお
いて、上記漏電信号の大きさが設定レベルを越えたとき
に出力を発生する第１の比較手段と、この第１の比較手
段の出力を時延して出力を発生する時延手段と、この時
延手段の出力の立ち上がりで出力を発生してこの時延手
段の出力の立ち下がりから交流電路の交流の周期以上の
一定期間出力を発生し続ける遅延手段と、この遅延手段
の出力に応答して充電を開始しこの遅延手段の出力の停
止に伴って短時間で放電される充放電手段と、この充放
電手段の出力が設定レベルを越えたときに上記スイッチ
ング素子をトリガするトリガ信号を発生する第２の比較
手段とを備え、上記遅延手段が出力を発生し続ける上記
一定時間より上記充放電手段の出力が充電開始から第２
の比較手段の設定レベルを越えるまでの時間を長く設定
して成ることを特徴とする漏電検出装置。
【請求項５】交流電路の漏洩電流を検出してこの漏洩電
流の大きさにほぼ比例した漏電信号を発生し、この漏電
信号の大きさが所定の大きさに達したときスイッチング
素子をトリガして交流電路を遮断する漏電検出装置にお
いて、上記漏電信号の大きさが設定レベルを越えたとき
に出力を発生する比較手段と、この比較手段の出力を時
延して出力を発生する第１の時延手段と、この第１の時
延手段の出力でトリガされて少なくとも交流電路の交流
の周期より長い検出期間を設定するタイマ手段と、この
タイマ手段と上記比較手段の出力と上記第１の時延手段
の反転出力との論理積をとる論理手段と、この論理手段
の出力を時延して上記スイッチング素子をトリガするト
リガ信号を発生する第２の時延手段とを備えたことを特
徴とする漏電検出装置。
【請求項６】上記第１の時延手段の出力でトリガされて
一定の検出期間を設定する別のタイマ手段及び、この別
のタイマ手段の反転出力と第１の時延手段の出力との論
理積を取る別の論理手段を設け、この別の論理手段の出
力を第２の時延手段に入力して第２の時延手段により時
延したのち上記スイッチング素子のトリガ信号を発生さ
せたことを特徴とすることを特徴とする請求項５記載の
漏電検出装置。